Utilizarea Ofdm Si Cdma In Transmisia de Date

1.INTRODUCERE.

Industria de telecomunicații se confruntă cu problema furnizării de servicii telefonice în zonele rurale ,unde numărul de clienți este mic dar costul instalării unei rețele de telefonie prin cablu este foarte mare .

O metodă de reducere a costurilor de infrastructură ridicat a unui sistem prin cablu constă în folosirea unei rețele radio. Problema este că, atât în zonele urbane cât și în cele rurale, sunt necesare dimensiuni mari ale celulelor pentru a realiza o acoperire suficientă. Asta determină probleme suplimentare cum ar fi timpii de întârziere mari în propagarea semnalului multicanal.

Tehnologia GSM a fost aplicată mai întâi sistemelor de telefonie radio din zonele rurale. Oricum, GSM folosește accesul multiplu prin divizare în timp (TDMA) care are o rată înaltă a simbolului care creează probleme în transmisie multicanal determinând interferențe.

Sunt avute în vedere câteva tehnici pentru următoarea generatie de sisteme de telefonie digitală în scopul de a îmbunătății capacitatea celulei, imunitatea multicanal si flexibilitatea. Acestea includ CDMA si COFDM. Ambele tehnici ar putea fi aplicate sistemelor radio din mediul rural. Oricum, fiecare tehnică are proprietăți distincte care o fac mai potrivită pentru aplicații specifice.

COFDM a fost folosit în mod curent în câteva sisteme de transmitere radio noi incluzând propunerea pentru televiziunea digitală de înaltă definiție (HDTV) și transmiterea audio digitala (DAB).Oricum, a fost puțin studiată utilizarea COFDM ca metodă de transmisie pentru sistemele de telecomunicații mobile.

În CDMA, toți utilizatorii transmit în aceeași bandă de frecvență generală folosind coduri specializate ca o bază de canalizare. Atât stația de bază, cât și stația mobilă știu aceste coduri care sunt folosite pentru a modula transmiterea de date.

OFDM/ COFDM permit mai multor utilizatori să transmită într-o bandă alocată, prin subdivizarea lățimii de bandă disponibile în mai multe unde purtătoare cu lățimi de bandă înguste.

Fiecărui utilizator îi sunt alocate câteva unde purtătoare în care să își transmită data(ele). Transmisia este generată în așa fel încât undele purtătoare folosite sunt ortogonale una cu cealălaltă, astfel fiind posibil ca ele să fie împachetate împreună mai compact decât în multiplexorul de divizare al frecvenței standard (FDM).

Ca urmare OFDM/ COFDM prezintă o eficiență spectrală ridicată.

1.1. A treia generație de rețele radio.

Folosirea pe scara din ce în ce mai largă a rețelelor digitale a generat necesitatea proiectării unor noi rețele de comunicații de capacitate mai mare. Cererea pentru sisteme tip celular în EUROPA a fost de 15-20 milioane de utilizatori pe an în 2000[1], și peste 30 milioane (1995) în U.S.[2]. Serviciile radio s-au dezvoltat cu o rată mai mare de 50% pe an, iar sistemele digitale europene de a doua generație (GSM) au funcționat la capacitate maximă la începutul anilor 2000[3].

Industria telecomunicațiilor se modifică de asemenea, solicitându-se o gamă mai larga de servicii cum ar fi conferințe video, servicii internet si rețele de date, multimedia . Această cerere de rețele de capacitate mai mare a condus la dezvoltarea sistemelor de telecomunicații de a treia generație. Unul dintre sistemele de telecomunicație de a treia generație propuse este Sistemul de Telecomunicații Mobil Universal (UMTS), care furnizează mai multă flexibilitate, capacitate mai mare și un serviciu de integrare mai strâns.

În lume s-au dezvoltat și alte sisteme și se crede că oricum multe din aceste tehnologii vor fi combinate în UMTS.

World Wide Web (WWW) a devenit un media de comunicații important, deoarece folosirea sa a crescut spectaculos în ultimii ani. Ca urmare, a crescut cererea de servicii de rețele de computere. Pentru a satisface aceste nevoi, sistemele de telecomunicații sunt acum folosite pentru rețele de computere, accesul pe INTERNET și comunicațiile vocale. Un studiul general al WWW releva că mai mult de 60% dintre utilizatori accesează internetul din locuințe particulare unde lățimea de bandă este adesea limitată la 56 kbps [8].

Aceasta restricționează folosirea internetului, impiedicând folosirea capacităților audio și video la timpul real. Sunt disponibile și serviciile de viteză mai mare, ca rețeaua digitală de servicii integrate (ISDN). Aceasta furnizează rate de transfer de până la 5 ori mai rapide, dar la un cost de acces mult mai mare.

Acesta a condus la cererea de servicii mai integrate, furnizând rate de transfer mai rapide, și o interfață mai potrivită pentru o varietate de servicii. Accentul s-a mutat de pe furnizarea unui serviciu de voce fix pe furnizarea unei conexiuni de date generale care să permită o varietate largă de aplicații, ca voce, acces pe internet, rețele de computere etc.

Dependența crescută de rețele de computere și internetul a determinat o cerere crescută pentru posibilitatea de conectare „oriunde, oricând’’, respectiv o cerere crescută de sisteme radio. Această cerere a condus la nevoia de a dezvolta noi capacități crescute și sisteme de telecomunicații radio de înaltă fidelitate. Dezvoltarea și desfășurarea celei de-a treia generație de sisteme de telecomunicații a depășit unele dintre slăbiciunile sistemelor radio anterioare prin realizarea unei capacități crescute și a unei rețele radio integrate. Sunt deja uzuale câteva standarde radio din a treia generație, incluzând UMTS, IMT 2000, și IS-95[10].

Evoluția sistemelor de telecomunicații.

În toată lumea au fost dezvoltate mai multe standarde etalon radio mobile pentru sistemele radio și este foarte probabil să apară mai multe standarde.

Cele mai multe sisteme de primă generație au fost introduse la mijlocul anilor 1980 și pot fi caracterizate de utilizarea tehnicilor de transmisie analoagă, și de utilizarea tehnicilor simple de acces multiplu cum ar fi Accesul Multiplu prin divizare în frecvență (FDMA).

Sistemele de telecomunicații suferă de diverse insuficiențe ca de exemplu, Serviciul Avansat de Telefonie Mobilă (AMPS) furnizează numai comunicații vocale. De asemenea acsestea au dezavantajul unui număr mic de utilizatori și probleme de securitate datorate interfeței radio simple folosite.

A doua generație de sisteme a fost introdusă la începutul anilor 1990, și toate foloseau tehnologia digitală. Acestea permit creșterea numărului de utilizatori de 3 ori datorită compresiei semnalului de voce înainte de transmitere.

Sistemele de a treia generație sunt o extindere ca și complexitatea a celei de-a doua generație de sisteme care au fost folosite după anul 2000, capacitatea sistemului a crescut de peste 10 ori față de sistemele inițiale de primă generație. Aceasta s-a realizat prin folosirea tehnicilor complexe de acces multiplu ca Accesul Multiplu prin Divizarea Codului (CDMA), ori o extindere a TDMA și prin creșterea flexibilității serviciilor disponibile.

Tabelul 1. și 2. prezintă unele dintre cele mai importante standarde ale telefoniei celulare mobile în America de Nord și Europa.

Tabelul 1. Standardele mobile cele mai importante în America de Nord[6]

Tabelul 2. Standardele mobile cele mai importante în Europa[6].

În figura 1. este prezentată evoluția serviciilor actuale și rețelelor actuale cu scopul combinării lor într-o rețea unificată de a treia generație.

Multe sisteme și servicii separate actuale ca de exemplu radio pagere, telefonia mobilă, telefoanele satelit, sistemele radio particulare pentru companii, au fost combinate astfel încât toate aceste servicii au fost furnizate de către sistemele de telecomunicații de a treia generație.

Figura 1. Evoluția rețelelor actuale spre următoarea generație de rețele fără fir[1]

1.1.1.Scopurile generale ale sistemului universal de telecomunucații mobile.

Principalele scopuri ale sistemului universal de telecomunicații moble constau în realizarea unei rețele de mare capacitate mai unificată în mediile fără fir și cu fir. UMTS va face posibilă convergnța serviciior fixe și fără fir. Vor exista 3 principale canale de conectare de capacități diferite: o rată mobilă de 144 Kbps, o rată portabilă de 384 Kbps și o rată în interior de 2Mbps.

UMTS va avea capacitatea de a furniza servicii și proprietăți necesitând mai puțin de 2 Mbps care astfel ar fi furnizate de către o rețea fixă.

De aceea, UMTS va trebui să asigure la cerere alocarea unor lățimi de bandă diferite. Va combina o serie de aplicații incluzând telefoanele fără fir, telefoanele celulare, rețelele de date mobile, pentru utilizare personală, de afaceri sau la domiciliu.

1.1.2.Teleserviciile.

Au fost identificate mai multe servicii pentru UMTS, care pot fi clasificate în funcție de rata de transfer cerută, calitatea serviciului, rata de transfer în timp real.

Fiecare dintre servicii au diferite caracteristici în privința toleranței la întârziere și a erorii de bit permise.

Tabelul 3 prezintă caracteristicile unora dintre serviciile UMTS.

Caracteristicile de date vor determina alegerea celor mai potrivite metode de transmisie. Tipul de date asociat fiecărui serviciu determină tipul de mediu în care serviciul respectiv poate fi utilizat.

1.1.3.Mediile UMTS.

Serviciile UMTS urmăresc furnizarea de servicii oriunde, oricând, astfel că domeniul de operare va fi diferit în funcție de locația utilizatorului.

Tabelul 4 cuprinde câteva dintre mediile pe care UMTS trebuie să le acopere.

Tabelul 4. Ratele de transfer maxime utilizate admise pentru UMTS, pentru diferite medii.

Maximul ratei de date suportat utilizat admis este legat de mărimea celulei necesare pentru a realiza o acoperire corespunzătoare a mediului.

1.1.4. Tipuri de celule.

În orice sistem celular, capacitatea totală a rețelei depinde de dimensiunea celulelor folosite. Cu cât sunt mai mici, cu atât este mai mare capacitatea totală. Oricum, dimensiunea celulei este limitată de mărimea infrastructurii care poate fi realizată. Dimensiunea celulei determină de asemenea capacitatea maximă a canalului pentru fiecare celulă. Din cauza efectelor de propagare ca multicanal FADING (de estompare), celulele mari sunt forțate să aibă o rată de transfer mai scazută.

Celulele mai trebuie de asemenea să servească un număr mare de utilizatori, și deoarece capacitatea celulei este aproximativ fixă, fiecare utilizator poate avea o rată de transfer redusă privitor la o celulă mai mică.

Pentru a optimiza rețeaua celulară sunt folosite trei tipuri de celule. Acestea sunt picocelulele, microcelulele și macrocelulele .

Tabelul 5 prezintă cele trei tipuri de celule folosite în sistemul UMTS și unele din caracteristicile celulelor:

Tabelul 5.

1.2. Caracteristici de propagare a canalelor radio mobile.

Într-un canal radio ideal, semnalul receptat ar consta numai dintr-un unic semnal pe canal direct, care ar putea fi o reconstrucție perfectă a semnalului emis. Oricum, într-un canal real semnalul este modificat în timpul transmisiei prin canal. Semnalul primit constă într-o combinație de replici atenuate, reflectate, refractate și difractate ale semnalului transmis. Peste toate acestea, canalul adaugă zgomot la semnal și poate determina o schimbare a frecvenței purtatoare dacă transmițătorul sau receptorul se mișcă (efect Doppler). Întelegerea acestor efecte asupra semnalului este importantă deoarece performanța unui sistem radio depinde de caracteristicile canalului (căii) radio.

1.2.1. Atenuarea.

Atenuarea reprezintă scăderea puterii semnalului când se transmite dintr-un punct în altul. Poate fi cauzată de lungimea căii de transmisie, obstrucțtiile în calea semnalului și efectele multicale. Figura2. prezintă câteva dintre efectele propagării radio care determină atenuarea:

Figura 2: Efectele Propagării Radio

Atenuarea semnalului poate apărea de câte ori este un obstacol între emițător și receptor. Este în general determinată de clădiri și formele de relief înalte și este cel mai important factor de atenuare din mediu.

Cea mai severă „umbră” (shadowing) apare în zonele cu densitate mare i a erorii de bit permise.

Tabelul 3 prezintă caracteristicile unora dintre serviciile UMTS.

Caracteristicile de date vor determina alegerea celor mai potrivite metode de transmisie. Tipul de date asociat fiecărui serviciu determină tipul de mediu în care serviciul respectiv poate fi utilizat.

1.1.3.Mediile UMTS.

Serviciile UMTS urmăresc furnizarea de servicii oriunde, oricând, astfel că domeniul de operare va fi diferit în funcție de locația utilizatorului.

Tabelul 4 cuprinde câteva dintre mediile pe care UMTS trebuie să le acopere.

Tabelul 4. Ratele de transfer maxime utilizate admise pentru UMTS, pentru diferite medii.

Maximul ratei de date suportat utilizat admis este legat de mărimea celulei necesare pentru a realiza o acoperire corespunzătoare a mediului.

1.1.4. Tipuri de celule.

În orice sistem celular, capacitatea totală a rețelei depinde de dimensiunea celulelor folosite. Cu cât sunt mai mici, cu atât este mai mare capacitatea totală. Oricum, dimensiunea celulei este limitată de mărimea infrastructurii care poate fi realizată. Dimensiunea celulei determină de asemenea capacitatea maximă a canalului pentru fiecare celulă. Din cauza efectelor de propagare ca multicanal FADING (de estompare), celulele mari sunt forțate să aibă o rată de transfer mai scazută.

Celulele mai trebuie de asemenea să servească un număr mare de utilizatori, și deoarece capacitatea celulei este aproximativ fixă, fiecare utilizator poate avea o rată de transfer redusă privitor la o celulă mai mică.

Pentru a optimiza rețeaua celulară sunt folosite trei tipuri de celule. Acestea sunt picocelulele, microcelulele și macrocelulele .

Tabelul 5 prezintă cele trei tipuri de celule folosite în sistemul UMTS și unele din caracteristicile celulelor:

Tabelul 5.

1.2. Caracteristici de propagare a canalelor radio mobile.

Într-un canal radio ideal, semnalul receptat ar consta numai dintr-un unic semnal pe canal direct, care ar putea fi o reconstrucție perfectă a semnalului emis. Oricum, într-un canal real semnalul este modificat în timpul transmisiei prin canal. Semnalul primit constă într-o combinație de replici atenuate, reflectate, refractate și difractate ale semnalului transmis. Peste toate acestea, canalul adaugă zgomot la semnal și poate determina o schimbare a frecvenței purtatoare dacă transmițătorul sau receptorul se mișcă (efect Doppler). Întelegerea acestor efecte asupra semnalului este importantă deoarece performanța unui sistem radio depinde de caracteristicile canalului (căii) radio.

1.2.1. Atenuarea.

Atenuarea reprezintă scăderea puterii semnalului când se transmite dintr-un punct în altul. Poate fi cauzată de lungimea căii de transmisie, obstrucțtiile în calea semnalului și efectele multicale. Figura2. prezintă câteva dintre efectele propagării radio care determină atenuarea:

Figura 2: Efectele Propagării Radio

Atenuarea semnalului poate apărea de câte ori este un obstacol între emițător și receptor. Este în general determinată de clădiri și formele de relief înalte și este cel mai important factor de atenuare din mediu.

Cea mai severă „umbră” (shadowing) apare în zonele cu densitate mare de construcții, datorită shadowing din partea clădirilor. Oricum, formele de relief înalte reprezintă problema majoră datorită shadowing-ului mare produs. Semnalele radio sunt difractate de către contururile obstacolelor, astfel fiind împiedicat shadowing-ul total al semnalelor dincolo de formele de relief înalte și clădiri.

Oricum, intensitatea difracției este dependentă de frecvența radio utilizată; semnalele de frecvența joasă difractă mai mult decât semnalele de frecvență înaltă. Astfel semnalele de înaltă frecvență, în special, Ultra Înalte Frecvență (UHF), și semnalele de microundă necesită o linie de vedere „line sight” pentru o putere adecvată a semnalului. Pentru a rezolva problema shadowing-ului, emițătorii sunt de obicei înălțați cât de sus este posibil pentru a minimaliza numarul de obstrucții.

Variațiile tipice ale atenuării datorate shadowing sunt prezentate în tabelul 6.

Tabelul 6.

Atenuarea tipică într-un canal radio (Valori din [11]). Zonele shadowing tind să fie extinse determinând scăderea ratei de schimb a puterii semnalului. Din acest motiv este numit slow-fading.

1.2.2. Efectele Multicale.

1.2.2.1. FADING- Estomparea lungimii de undă.

Într-o conexiune radio, semnalul RF de la emițător poate fi reflectat de obiecte ca formele înalte de relief, clădiri ori vehicule. Aceasta dă naștere la căi de transmisie multiple la receptor. Figura 3 prezintă câteva dintre modurile posibile în care semnalele multicale pot apărea.

Figura 3. Semnale Multicanal.

Faza relativă a semnalelor reflectate multiplu poate cauza interferențe constructive ori distructive la receptor. Aceasta a fost experimentată pe distanțe foarte scurte (în mod obișnuit la distanțe egale cu jumătatea lungimii de undă), astfel fiind folosit termenul de FAST FADING – estompare rapidă. Variațiile se încadreză în intervalul 10-30 dB pe distanța scurtă. Figura 4 prezintă nivelul de atenuare ce poate apărea datorită procesului de fading

Figura 4. FADING tipic al lungimii de undă în timp ce unitatea mobilă este în mișcare. (la 900 MHZ) (15)

Distribuția lungimii de undă este folosită în mod obișnuit pentru descrierea naturii static/ variabile în timp a puterii semnalului receptat. Descrie probabilitatea nivelului de semnal de a fi receptat datorită FADING-ului. Tabelul 7. prezintă probabilitatea nivelului de semnal pentru distribuția lungimii de undă.

Tabelul 7. Distribuția cumulată lungimii de undă (Valori din[15] )

1.2.2.2. Estomparea selectivă în frecvență (FREQUENCY SELECTIVE FADING).

În orice transmisie radio, răspunsul spectral al canalului nu este uniform (flat-liniar).

Apar pante, denivelări sau diminuări, în răspuns datorate reflecțiilor cauzând reducere anumitor frecvențe la receptor. Reflecțiile pe obiectele apropiate (ex: pământ, clădiri, copaci) pot determina semnale multicale de putere asemănătoare cu a semnalului direct. Acesta poate produce anulări în puterea semnalului repetat datorită interferenței distructive.

Pentru transmisiile cu lățime de bandă îngustă, anularea răspunsului în frecvență apare la frecvența transmisiei, atunci întreg semnalul poate fi pierdut. Aceasta poate fi în parte rezolvată în două moduri:

-Transmițând un semnal cu bandă largă ori spectru de împrăștiere ca CDMA, orice DIPS în spectru va cauza o pierdere, scădere mică a puterii semnalului mai degrabă decât o pierdere completă.

-O altă metodă constă în divizarea transmisiei în mai multe unde purtătoare cu lațime de bandă îngustă cum se practică în transmisia COFDM/ OFDM.

Semnalul original este divizat în unde de bandă largă astfel că este improbabil ca anulările în spectre să apară la toate frecvențele undelor purtătoare. Rezultatul va consta în faptul că numai unele dintre undele purtătoare vor fi pierdute mai degrabă decât întreg semnalul. Informația din undele purtătoare pierdute poate fi recuperată cu condiția să fie trimise suficiente corecții de erori dinainte.

1.2.2.3. Întârzierea de împrăștiere (Delay Spread).

Semnalul radio receptat de la un emițător constă în mod tipic dintr-un semnal direct, plus reflecțiile pe obiecte ca și clădiri, munți și alte structuri. Semnalul reflectat ajunge mai târziu decât semnalul direct din cauza lungimii distantței parcurse, dând naștere unei ușoare diferențe în timpul de sosire al pulsului transmis împrăștiind astfel energia receptată. Întârzierea de împrăștiere este timpul scurs între sosirea primului si ultimului semnal multicale observat de receptor.

Într-un sistem digital întârzierea de împrăștiere poate conduce la interferențe intersimbol. Aceasta se datorează suprapunerii semnalului multicale întârziat cu următoarele simboluri, ceea ce poate cauza erori semnificative în sistemele cu rate de transfer înalte, în mod special când se folosește multiplexarea prin divizarea în timp (TDMA). Figura 5 prezintă efectul interferenței intersimbol datorate întârzierii de împrăștiere a semnalului receptat. Când rata de transfer crește, intensitatea interferenței intersimbol crește de asemenea. Efectul începe să devină foarte semnificativ când întârzierea de împrăștiere este mai mare de 50 % din timpul de bit.

Semnalul direct

Semnalul reflectat și întârziat

Semnalul rezultat receptînd multicale

Figura 5. Întârzierea de împrăștiere multicale.

Tabelul 8 prezintă întârzierea de împrăștiere (Delay Spread) tipică ce poate apărea în diferite medii. Împrăștierea de întîrziere maximă într-un mediu exterior este de aproximativ 20 nsec, astfel că interferența intersimbol semnificative pot apărea la rate de transfer la fel de joase ~ 25 kbps.

Tabelul 8: Întârzierea de împrăștiere tipică

Interferența intersimbol poate fi minimizată prin reducerea ratei de simbol, reducând rata de transfer pentru fiecare cale (ex: divizarea lățimii de bandă în mai multe canale folosind multiplexarea prin divizarea în frecvență). O altă metodă constă în folosirea unei scheme de cod care este tolerată la interferența intersimbol ca CDMA.

1.2.3. Efectul DOPPLER.

Când o sursă de unde și un receptor se mișcă unul față de celălalt, frecvența semnalului receptat nu va fi aceeași ca și sursa. Când se mișcă una spre alta frecvența semnalului receptat este mai înaltă decât a sursei, iar când se depărtează una de alta frecvența scade. Aceasta este numită efect Doppler.

Un exemplu îl constituie schimbarea sunetului unui claxon de mașină la apropiere și apoi când este depășită. Acest efect este important pentru dezvoltarea sistemelor radio mobile.

Variația de frecvență datorată efectului Doppler depinde de mișcarea relativă între sursă și receptor și de viteza de propagare a undei.

Efectul Doppler se poate scrie:

[12]

unde:

este schimbarea în frecvența a sursei observată la receptor,

este frecvența sursei,

este diferența de viteză între sursă și transmițător,

iar este viteza luminii.

De exemplu, fie:

și atunci efectul Doppler va fi

Această schimbare de 55 Hz în unda purtătoare nu va efectua în general transmisia. Oricum efectul Doppler poate cauza probleme semnificative dacă tehnica de transmisie este sensibilă la modificările frecvenței undei purtătoare (de exemplu COFDM) sau viteza relativă e mai mare (de exemplu în sateliții cu orbită joasă).

1.3. Tehnicile de Acces Multiplu.

Schemele de acces multiplu sunt utilizate pentru că permit mai multor utilizatori simultan să foloseasca același spectru radio de lățime de bandă fixă. Pentru orice sistem radio, lățimea de bandă care îi este alocată este întodeauna limitată. Pentru sistemele de telefonie mobilă, lătimea de bandă este de obicei 50MHz care este divizată în jumătate pentru a permite trasmisiunea semnalului emis și receptat sistemului.

Împărțirea spectrului este necesară pentru a crește capacitatea de utilizare în orice rețea radio. FDMA, TDMA și CDMA sunt cele trei metode pricipale de împărțire a lățimii de bandă disponibile la numeroși utilizatori în sistemul mobil.

Există multe extinderi și tehnici hibride pentru aceste metode, ca OFDM, sistemele TDMA și FDMA. Oricum, o înțelegere a celor 3 metode importante este necesară pentru înțelegerea oricărei extinderi a acestor metode.

1.3.1. Accesul Multiplu prin Divizare în Frecvență.

În Accesul Multiplu prin Divizare în Frecvență (FDMA), lățimea de bandă disponibilă este subdivizată într-un număr de canale cu bandă mai îngustă.Fiecărui utilizator îi este alocată o bandă de frecvență unică în care să transmită și să recepteze în timpul unei convorbiri, nici un alt utilizator nu mai poate folosi aceeași bandă de frecvență. Fiecarui utilizator îi este alocată o cale pentru semnal emis (de la stația de bază la telefonul mobil) și o cale de semnal receptat (înapoi la stația de bază), fiecare reprezentând un semnal de o singură cale.Semnalul transmis pe fiecare dintre canale permite în mod continuu transmisiile analoage. Lățimile de bandă ale căilor FDMA sunt în general reduse (30KHz) deoarece fiecare canal suportă un singur utilizator, FDMA este folosită pentru împărțirea primară a benzilor de frecvență alocate.

Figura 6. și figura 7. prezintă alocarea lățimii de bandă disponibile în câteva canale.

Figura 6. FDMA-prezintă faptul că fiecare cale de bandă îngustă este alocată unui singur utilizator.

Figura 7. Spectrul FDMA, unde lățimea de bandă disponibilă este subdivizată în căi de bandă mai îngustă.

1.3.2. Accesul Multiplu prin Divizare în Timp.

Accesul Multiplu prin Divizare în Timp (TDMA) divide spectrul disponibil în numeroase intervale de timp, dându-i fiecarui utilizator un interval de timp în care poate transmite sau receptiona. Figura 8. prezintă cum intervalele de timp sunt furnizate utilizatorilor printr-o metodă de tip circular ROBIN fiecarui utilizator fiindu-i alocat un interval de timp per cadru.

Figura 8. Schema TDMA unde fiecărui utilizator îi este alocat un interval de timp mic.

Sistemele TDMA transmit date printr-o metodă de stocare astfel că transmisia fiecărei căi nu este continuă.

Semnalul util ce trebuie transmis este suprapus de zgomot și transmis cu o deformare de transfer. TDMA poate suferi de efecte multicale deoarece rata de transmisie este în general foarte mare. Din această cauză semnalele multical determină interferența intersimbol.

TDMA e utilizată în mod normal prin conjugarea cu FDMA pentru a subdiviza lațimea de bandă totală disponibilă în câteva căi. Acest lucru reduce numărul de utilizatori pe cale, permițând utilizarea unei rate de transfer mai joasă. Aceasta ajută la reducerea efectului de întârziere de împrăștiere pe transmisie. Figura 9. prezintă folosirea TDMA cu FDMA. Fiecare cale bazată pe FDMA este mai târziu subdivizată folosind TDMA, astfel încât mai mulți utilizatori pot transmite pe o singură cale.

Acest tip de tehnică de transmisie este folosită de majoritatea sistemelor de telefonie mobile de a doua generație. Pentru GSM, lățimea de bandă totală alocată de 25 Mhz este divizată de 125 ori, căile de 200 Khz folosind FDMA. Aceste căi sunt apoi subdivizate ulterior folosind TDMA astfel că fiecare cale de 200 khz permite 8-16 utilizatori.

Figura 9. Hibrid TDMA/ FDMA evidențiind faptul că lațimea de bandă împarțită în căi de frecvență și intervale de timp.

1.3.3. Accesul Multiplu prin Divizarea Codului.

Accesul multiplu prin divizarea codului (CDMA) este o tehnică de împraștiere a spectrului care nu folosește nici căi de frecvență, nici intervale de timp în CDMA, mesajul bandei înguste (transmisii de voce tipic digitalizată) este multiplicat printr-un semnal de lățime de bandă larg care este un cod de zgomot pseudo întâmplător (PN cod).

Toți utilizatorii unui sistem CDMA folosesc acceași bandă de frecvență și transmit simultan. Semnalul transmis este recuperat prin corelarea semnalului receptat cu codul PN folosit de transmițător. Figura 10. prezintă utilizarea generală a spectrului folosind CDMA.

Figura 10.

Tehnologia CDMA a fost inițial dezvoltată în domeniul militar în timpul celui de-al doilea război mondial. Cercetătorii urmăreau găsirea unei căi de comunicare care ar putea fi sigure și ar funcționa într-o condensare înaltă de unde.

Câteva dintre proprietățile pentru care CDMA este utilă sunt:

-Camuflarea semnalului și noninterferența cu sistemele existente

-Anticondensarea de unde și respingerea interferenței

-Securitatea informației

-Toleranta la multicanal

Pentru mulți ani, tehnologia de împrăștiere a spectrului a fost utilizată numai pentru aplicații militare. Oricum, odată cu evoluția rapidă în designul LSI și VLSI sistemele comerciale încep să fie folosite.

1.3.4. Factorul de câștig al procesului CDMA.

Unul dintre cele mai importante concepte pentru înțelegerea tehnicilor de împraștiere a spectrului este ideea de factor de câștig. Factorul de câștig al unui sistem indică câștigul ori îmbunătățirea raportului semnal la zgomot prezentată de către un sistem de împrăștiere a spectrului prin natura procesului de împrăștiere și unificare. Factorul de câștig al sistemului este egal cu raportul dintre lățimea de bandă a spectrului împrăștiat și valoarea inițială a ratei de transfer.

Unde BWrf este lățimea de bandă transmisă după împrăștierea fluxului de date și BWinfo este lățimea de bandă a fluxului de informații care a fost transmis.

Figura 11.

Figura 11. prezintă procesul transmisiei CDMA. Data ce trebuie transmisă este împrăștiată înainte de transmisie prin modulația datelor folosind un cod PN.

Spectrul se lărgește așa cum se observă în figura 6. În acest exemplu factorul de process este de 125 când lățimea de bandă a spectrului împrăștiat este de 125 de ori mai mare decât lățimea de bandă a datelor. Figura 11.c prezintă semnalul receptat. Acesta constă din semnalul util, plus zgomotul de fond și orice interferență din partea altor utilizatori CDMA ori surse de radio. Semnalul receptat (refăcut) este recuperat prin multiplicarea semnalului cu codul de împrăștiere inițial. Acest process determină ca semnalul receptat să fie unificat înapoi la datele transmise inițial. Oricum, toate celelate semnale care nu sunt corelate cu codul de împrăștiere PN folosit, devin și mai împrăștiate. Figura 11.d semnalul dorit este apoi filtrat îndepărtându-se interferența de împrăștiere largă și semnalele de zgomot.

1.3.5. Generație CDMA.

CDMA se realizează prin modularea semnalului de date printr-o secvență de zgomot pseudoîntâmplător (PN cod), care are o rată de transfer superioară celor obișnuite. Secvența de cod PN este o secvență de 1 și 0 (numite cipuri), care alternează într-un mod întâmplător .

Datele la care se adaugă modul 2 sunt ulterior modulate cu secvența de cod PN.

Aceasta se poate realiza prin multiplicarea semnalelor cu condiția ca datele și codul PN să fie reprezentate de 1 și -1 în loc de 1 și 0. Figura 12. prezintă un emițător CDMA de bază.

Figura 12.

Codul PN folosit pentru a împrăștia datele, poate fi de două tipuri principale. Un cod PN scurt (tipic10-128 cipuri în lungime), poate fi folosit pentru a modula fiecare bit de date. Codul PN scurt este apoi repetat pentru fiecare bit de date permițând sincronizarea rapidă și simplă a receptorului. Figura 13. prezintă generarea unui semnal CDMA folosind un cod scurt de 10 cipuri lungime. Alternativ se poate folosi un cod PN. Codurile lungi au în general lungimi de la mii până la milioane de cipuri, dar sunt numai repetate nefrecvent. Din această cauză ele sunt folositoare pentru securitatea însumării deaoarece sunt mai dificil de decodificat.

Fig. 13.

1.3.6. Aspecte generale ale sistemului TD-CDMA.

TD-CDMA este un sistem dezvoltat pe baza conceptului de acces multiplu, care folosește diviziunea de frecvență, de timp și de cod. Principalele idei pe care s-a bazat dezvoltarea TD-CDMA sunt:

Folosirea CDMA oferă diversitate pentru rezolvarea problemelor interferențelor, permițând obținerea unei game mari de viteze de transmisie, fără a fi necesar o variație mare a puterii medii de emisie;

Componenta TDMA a sistemului este realizată pe baza structurii GSM, permițând în acest mod conlucrarea între GSM și TD-CDMA;

Folosirea purtătoarelor de bandă largă permite realizarea vitezelor mari de transmisie a datelor, beneficiind și de avantajele oferite de diversitatea de frecvență;

Folosirea detecției multiutilizator, rezistentă la interferențe și care permite realizarea stabilității legăturii, fără necesitatea unui control rapid și precis al puterii.

TD-CDMA este un sistem dezvoltat pe baza unui concept de acces multiplu care folosește diviziunile de frecvență și de timp (figura 1) precum și diviziunea de cod. Astfel, în același slot de timp și în același interval de frecvență, pot să comunice mai mulți utilizatori, care au primit din partea sistemului coduri diferite. Pentru obținerea unui pas relativ fin al vitezei de transmisie în sistem, un utilizator poate primi spre folosire unul sau mai multe coduri, în combinație cu sloturile de timp ce pot fi atribuite utilizatorului. Serviciile suport la interfața radio pot fi de trei feluri:

Servicii cu întârziere mică, LDD, caracterizate prin variații mici acceptate pentru întârziere;

Servicii cu constrângere de întârziere pe termen lung, LDD, caracterizate prin constrângeri mai reduse în privința timpului de întârziere dar mai pretențioase în privința BER;

Servicii fără constrângeri de întârziere, UDD, la care nu se impun constrângeri de întârziere.

De exemplu, pentru a obține o transmisie cu constrângere de întârziere pe termen lung, LCD cu o viteză de 384 kbit/s, se pot aloca unui utilizator 3 coduri în fiecare cele 8 sloturi de timp folosind modulația QPSK iar pentru a obține, în aceleași condiții de întârziere, o viteză de transmisie de 2 Mbit/s, un utilizator folosește 9 coduri în fiecare dintre cele 8 sloturi de timp, folosind însă modulația 16 QAM. Deci variația vitezei de transmisie a utilizatorului se poate realiza prin folosirea flexibilă, din același grup de resurse, a intervalelor de timp și a codurilor CDMA, având în vedere variația schemei de modulație, variația vitezei codului corector de erori în avans, FEC și combinația codurilor de bloc și a celor convoluționale. Trebuie menționat că modulația 16 QAM poate fi folosită pentru creșterea capacității și a vitezei maxime de transmisie a datelor, având în vedere faptul că, prin componentele CDMA TDMA se realizează o bună ortogonalizare a canalelor în interiorul celulei. Modulațiile 16 QAM și QPSK pot fi mixate chiar în cadrul aceluiași slot de timp și pe aceeași purtătoare, dat fiind că algoritmul de detecție comună este transparent pentru aceste scheme de modulație, oferind la punerea în comun a canalului un maxim de flexibilitate și de câștig. Un sistem TD-CDMA este format din noduri radio, conectate la un controlor de rețea radio, care gestionează funcționarea acestora și realizează conectarea la o rețea de bază (fig. 2). Nodurile radio, împreună cu controlorul acestor noduri formează rețeaua de acces, prin care utilizatorul se conectează la rețeaua de bază. Aceasta se poate conecta, la rândul ei, cu alte rețele de bază, astfel încât utilizatorul rețelei TD-CDMA poate intra în legătură de comunicație cu alți utilizatori TD-CDMA sau cu utilizatori conectați la alte tipuri de sisteme de acces, de tip GSM, ISDN, W-CDMA etc.

Operatorul poate folosi și o serie de elemente de tehnică prin care se sporesc performanțele sistemului:

saltul de antenă la stațiile de bază;

saltul de frecvență;

antene directive și/sau adaptive;

saltul pe sloturi de timp;

sincronizarea celulelor;

alocarea dinamică a canalelor, pe baza interferențelor;

controlul mai rapid al puterii pentru echipamente mobile cu deplasare lentă;

controlul de putere bazat pe calitate;

detecția multi-utilizator co-canal (pentru celule sincronizate);

folosirea procedeelor de releu și a protocoalelor avansate de folosire a releelor ca, de exemplu, ODMA.

TD-CDMA poate folosi tehnica releu tip ODMA dat fiind că poate accepta folosirea protocolului de releu ODMA cu creșteri neînsemnate ale complexității și costului stației mobile. Protocolul ODMA împarte traseele dificile din punct de vedere radio într-o serie de trasee mai scurte, care permit micșorarea puterii de transmisie sau mărirea vitezei de transmisie a datelor. Protocolul poate să stabilească ruta cea mai puțin costisitoare a sistemului de relee, în condițiile în care releele se deplasează și traseul radio se modifică în mod dinamic.

Principalii parametri ai unui sistem TD-CDMA [ 4 ], [ 5 ], sunt conținuți în tabelul 1.

Tabelul 8.1. Parametrii principali ai unui sistem TD-CDMA.

Notă: * Chip reprezintă un termen informațional folosit pentru determinarea unui element binar dintr-o secvență de împrăștiere, fie pentru intervalul de timp pe care acesta îl ocupă, fie de 1 / 1,2288 MHz = 813,8 ns sau, la viteza luminii, o distanță de c/f = (0,3 m/ns)/1,2288 MHz = 244,1 m.

Banda minimă pentru dezvoltarea unui sistem TD-CDMA, capabil să ofere facilități complete este de 3 x 1,6 MHz, la care se adaugă banda de gardă necesară. Benzile de frecvență atribuite la nivel european pentru funcționarea sistemelor sunt: 1900 1920 MHz și 2010 2025 MHz fiind posibile și alte benzi, în cazul unei dezvoltări importante ale sistemelor.

Structura de multicadru este determinată de două obiective principale:

Necesitatea realizării unei compatibilități de structură de timp între GSM și TD-CDMA.

Cerințele de control impuse de protocoalele de acces de pachete trebuie să poată fi încorporate în structura multicadru adoptată.

Pentru TD-CDMA se pot stabili mai multe tipuri de structuri multicadru, cu respectarea celor două obiective enunțate. Un exemplu este prezentat în figura 3.

În structura din exemplu, toate unitățile de resurse (toate purtătoarele radio, sloturile de timp și toate codurile pe slot de timp) folosesc un multicadru cu 13 cadre. Dacă un canal de trafic primește o resursă, 12 din cele 13 cadre (pe sensul ascendent sau pe sensul descendent) vor transporta informații de utilizator iar cadrul rămas va fi folosit fie pentru canale de semnalizare dedicate (ACCH), fie pentru canale de semnalizare comune (de exemplu SCH), fie pentru monitorizare. În acest mod, unitatea de resurse care transportă purtătoarea BCCH folosește multicadrul cu 13 cadre. Acesta este analog cu multicadrul GSM, care conține 26 cadre și la care jumătate din fiecare al 13 cadru (deci la fiecare 26 cadre odată) se folosește pentru SACCH, cealaltă jumătate fiind rezervată pentru monitorizare.

Un supercadru este format din mai multe multicadre, fie X acest număr. În exemplul din figura 3 numărul de multicadre conținute într-un supercadru este de X = 9, rezultând astfel 117 cadre pentru un supercadru. În general, X trebuie să fie egal cu Y + 4W, unde Y și W reprezintă întregi pozitivi, diferiți de zero (pentru cazul prezentat, Y = 1 și W = 2).

Pentru a asigura cele două sensuri de comunicație, de la utilizator către rețea și de la rețea către utilizator, sistemul poate funcționa atât în modul FDD cât și în cel TDD. La stația mobilă duplexorul nu este necesar sub un anumit grad de folosire al sloturilor de timp. Spre exemplu, terminalele mobile ce realizează o viteză de transmisie de până la 256 kbit/s, folosind până la două sloturi de timp, nu au nevoie de duplexor pentru separarea emisiei de recepție. Este evident că, în modul TDD, comunicația poate fi asimetrică, deci debitele de transmisie pentru cele două sensuri de comunicație pot să fie diferite.

Cadrul TDMA are durata de 10 ms (figura 4) și este împărțit în 16 sloturi de timp, fiecare cu durata de 625 μs. Un slot de timp corespunde la 2560 chips. Fiecare dintre cele 16 sloturi de timp ale unui cadru pot fi alocate fie pentru sensul ascendent fie pentru sensul descendent de comunicație. Datorită acestei flexibilități, modul TDD poate fi ușor adaptat pentru diferite medii de funcționare și pentru diferite scenarii de desfășurare a comunicației. Tot în figura 4 reprezintă exemple de configurare cu alocare simetrică respectiv asimetrică pentru cele două sensuri de comunicație.

Puterea de transmisie la terminalul mobil poate și trebuie să difere, în funcție de condițiile de funcționare în care se află stația mobilă ca și stația de bază. Pentru stația mobilă este obligatoriu ca puterea de emisie a acesteia să poată să fie modificată, în funcție de condițiile de lucru și de distanța până la

stația de bază. Prin varierea puterii de emisie la stația mobilă, astfel încât să se asigure un nivel de recepție corespunzător la stația de bază, fără a se folosi valori prea mari ale puterii, se evită folosirea în mod „abuziv a puterii disponibile” și deci se micșorează nivelul general de perturbații în celulă. Puterea maximă de vârf la stația mobilă este de 33 dBm. Puterea medie în starea activă este de 24 dBm, dar trebuie remarcat că puterea medie este funcție de numărul de sloturi de timp ocupate și de numărul de sloturi de timp în care stația mobilă se află în starea de așteptare. La stația de bază, puterea maximă de vârf pe purtătoarea de radiofrecvență este de aproximativ 46 dBm iar valoarea minimă pentru puterea medie este de 28 dBm. Treptele de control pentru putere sunt de 2 dB, pentru un domeniu dinamic de puteri, la stația de bază de 20 dB și la stația mobilă de 80 dB.

1.3.6.1. Canale logice ale TD-CDMA.

Canalele logice ale TD-CDMA sunt conforme cu setul de standardele ITU și ETSI. Canalele logice se clasifică în:

canale de trafic;

canale de cotrol.

Canalele de trafic (TCH) sunt canale folosite pentru transferarea datelor de utilizator precum și/sau a datelor de semnalizare de strat 3 de semnalizare de date.

Canalele de control transportă datele de semnalizare de strat 3 și MAC, fiind necesare pentru sincronizarea inițială a stației mobile. Canalele de control pot fi împărțite în:

canale de control dedicate;

canale de control comune.

Canalele de control dedicate (DCCH) reprezintă canale de control punct-la-punct, care transportă mesaje ale conexiunii realizate. Din grupul de canale de control dedicate fac parte:

Canalul de control asociat (ACCH). Este un canal punct-la-punct, pe sensul ascendent sau descendent. Alocarea canalului de control asociat este legată direct de alocarea unui canal de trafic, TCH. ACCH este folosit pentru mesajele de strat RLC/MAC, de exemplu pentru mesajele de alocare a capacității sau pentru cele de control al conexiunii.

Canalul de control dedicat independent (SDCCH). Este un canal punct-la-punct,pe sensul ascendent sau pe sensul descendent. Alocarea SDCCH nu este legată de alocarea TCH, deoarece, în funcție de circumstanțe, MAC poate să aloce sau poate să nu aloce capacitate SDCCH unei stații mobile. SDCCH este folosit pentru transferul mesajelor de strat 3 și a celor RLC/MAC.

Canalele de control comune (CCCH) sunt canale de control punct-multipunct sau punct-la-punct, care transportă mesaje orientate pe legătură sau mesaje de interes general.

Canalul pilot (PICH). Este un canal punct-multipunct pe sensul de comunicație descendent. Este folosit pentru măsurători de putere și pentru sincronizarea inițială de frecvență și pentru sincronizarea de slot de timp la stația mobilă.

Canalul de control radio (BCCH). Este un canal de control punct-multipunct, folosit pe sensul descendent. BCCH este folosit pentru radiodifuzarea canalelor de strat 3 și pentru informația MAC care descrie celula.

Canalul de paging (PCH). Este un canal de control punct-multipunct pe sensul descendent, folosit pentru radiodifuzarea mesajelor de paging de strat 3.

Canalul de acces aleator (RACH). Este un canal pentru disputarea accesului pe sensul ascendent, care poate fi folosit de stația mobilă pentru a semnaliza un număr de mesaje, de exemplu mesaje pentru solicitare de capacitate și mesaje de solicitare de acces. RACH poate fi împărțit în două componente, una pentru a fi folosită de stația mobilă, care conține alinierea de timp cu celula (componenta folosește burstul normal și nu burstul de acces, fiind de aceea denumită N-RACH) și alta care este folosită de stația mobilă care nu are aliniere de timp cu celula(componentă care folosește bursturi scurte de acces, fiind denumită S-RACH). Cele două tipuri de burst există în funcție de mărimea celulei.

Canalul de avans (FACH). Este un canal punct-multipunct, folosit pe sensul descendent de comunicație, folosit pentru transferul semnalizărilor referitoare la MAC (de exemplu capacitatea de alocare).

Canalul asignat pentru sensul ascendent (UACH). Este un canal ascendent, punct-la-punct, care este temporar asignat unei stații mobile, fie pentru confirmarea unor anumite mesaje MAC, fie pentru cererea de transmisie de unități de date pentru transferul de date în timp nereal, pe sensul descendent.

Canalul de sincronizare (SCH). Este un canal punct-la-multipunct, folosit de stația mobilă pentru a se sincroniza cu structura TDMA multicadru de la stația de bază.

Canalele logice sunt transmise pe canale fizice. Un canal fizic este definit ca o asociere dintre un slot de timp și o frecvență (sau un set de frecvențe plus o secvență de salt în cazul în care se folosește saltul lent de frecvență). O unitate de resurse reprezintă partea canalului fizic, asociată unui cod de împrăștiere. De aceea, un canal fizic conține până la ‘m’ unități de resurse, unde ‘m’ este numărul maxim de coduri disponibile într-un slot de timp. Pentru un canal de trafic se alocă unul sau mai multe sloturi/coduri într-un cadru, împreună cu un interval de întrețesere. Fiecare set de sloturi și coduri de pe un interval de întrețesere se transformă într-o unitate de date iar o unitate de date poate să corespundă cu un bloc de cod FEC și cu o unitate de date RLC (figura 5).

Pentru alocarea în timp real, un canal de trafic este transformat într-una sau mai multe unități de resurse, pe o perioadă de timp nedeterminată. Pentru eliberarea resurselor este necesară o procedură de eliberare. Pentru fiecare cadru TDMA sau pentru fiecare al doilea cadru TDMA sau pentru fiecare al patrulea cadru TDMA ș.a.m.d. până la cel de al 64-lea cadru TDMA se poate realiza transformarea unui canal de trafic pe sloturi și coduri. Pentru alocarea în timp nereal, transformarea canalului de trafic în unități de resurse este valabilă doar pentru perioada de alocare.

Pentru canalele de semnalizare și control, transformarea canalelor logice pe canale fizice este mai complicată, realizându-se pentru fiecare canal în parte, în funcție de semnificația acestuia în procesul de stabilire, menținere sau încheiere a legăturii de comunicație.

1.3.6.2. Aspecte operaționale.

Sunt legate, în primul rând, de managementul resurselor radio. Pentru un sistem TD-CDMA, managementul resurselor radio trebuie să rezolve probleme ca:

Alocarea canalului.

Controlul calității legăturii.

Controlul puterii (folosite la realizarea și menținerea legăturii de comunicație).

Controlul admisiei (deci al admisiei sau respingerii unei cereri pentru o legătură de comunicație cu anumiți parametri).

Transferul legăturii de comunicație, determinat de deplasarea stației mobile.

Alocarea canalului rezolvă problemele alocării canalului în celule și alocării canalului pentru serviciile suport (alocarea rapidă a canalului).

În cazul alocării canalului pentru celule, separarea canalelor între celule este realizată în domeniul frecvență și cod, dacă nu se folosește altă schemă, deci:

purtătoarele de frecvență sunt alocate unei celule. Folosind diviziunea în frecvență, pentru legăturile ascendente și cele descendente se asigură benzi separate de frecvență;

fiecărei celule îi este atribuit un set de 16 coduri Walsh ortogonale, multiplicat cu o secvență de scramblare specifică celulei, cu lungimea 16. Acest set de coduri este folosit în toate sloturile de timp și pe toate purtătoarele din cadrul celulei. Deoarece rezultă ca disponibile un număr suficient de seturi de coduri se poate aplica o schemă statică de alocare cu set de cod pentru o celulă.

Alocarea rapidă a canalului se referă la alocarea unuia sau mai multor canale fizice oricărui serviciu suport. TD-CDMA oferă toate capacitățile pentru serviciile oferite de UMTS, în mediile de propagare considerate (pico-, micro- și macrocelule).

Prin funcția de control a calității legăturii se asigură îndeplinirea măsurilor necesare pentru menținerea parametrilor calității legăturii pentru serviciul suport, având în vedere condițiile de mediu radio (nivelul de interferență). Pentru TD-CDMA, aceasta implică selectarea următorilor parametri, în funcție de condițiile curente de mediu radio:

codarea canalului;

adâncimea de întrețesere;

tipul de burst;

modulația.

Selectarea parametrilor de transmisie și a vitezei de transmitere a datelor pentru serviciul suport, determină direct numărul de unități de resurse necesare. În cazul serviciilor suport care folosesc mai multe unități de resurse, selecția parametrilor de transmisie este egală pentru toate resursele alocate. Unii dintre parametri sunt dependenți de dezvoltarea sistemului și de serviciul suport cerut și rămân nemodificați:

Tipul de burst este dependent de celulă, deci toate stațiile mobile dintr-o celulă folosesc același tip de burst, fiind determinat pe durata desfășurării sistemului.

Modulația 16QAM este folosită doar pentru servicii în 2 Mbit/s. Restul serviciilor folosesc QPSK. Totuși, într-o celulă este posibilă folosirea mixtă a 16QAM și a QPSK. Cerințele de valori mai mari pentru C/I, necesare pentru 16QAM, sunt menținute prin controlul calității legăturii.

Pentru serviciile realizate în timp real (vocal etc.), adâncimea de întrețesere este stabilită pe durata stabilirii apelului și rămâne fixată pe toată durata apelului. Pentru a evita intervale de timp prea lungi la alocarea canalului, întrețeserea nu trebuie să depășească 16 cadre TDMA.

Deoarece condițiile de mediu radio variază în timp și în spațiu, această variație trebuie să fie luată în considerare de controlul calității legăturii atunci când menține calitatea serviciului suport.

Mijlocul principal pentru menținerea calității legăturii este controlul puterii. În plus, în funcție de tipul de serviciu suport, se pot adopta următoarele măsuri:

pentru servicii în timp real, multi-viteză, se poate realiza adaptarea legăturii;

pentru serviciile în timp nereal, este folosit mecanismul ARQ.

Controlul puterii se aplică la sistemele TD-CDMA pentru limitarea nivelului de interferență din sistem, reducând nivelul de interferență între celule, cu efect direct micșorarea consumului de putere la stația mobilă.

Schema de control a puterii, obligatoriu de folosit atât pe sensul de comunicație ascendent cât și pe cel descendent, este similară cu cea folosită în GSM. Controlul puterii este realizat individual, pentru fiecare unitate de resurse (cod) și are următoarele caracteristici (tabelul 2):

toate codurile din același slot de timp, alocate aceluiași serviciu suport folosesc aceeași putere de transmisie;

pentru serviciile în timp real se folosește o buclă închisă de control al puterii;

pentru serviciile în timp nereal se folosește o buclă deschisă de control al puterii;

valoarea inițială a puterii se bazează pe estimarea pierderilor de traseu la stația de bază de serviciu;

în cazul folosirii simultane a serviciilor suport în timp real și în timp nereal, controlul puterii în buclă închisă este folosit atât pentru serviciile suport în timp real cât și pentru serviciile suport în timp nereal. În funcție de serviciile curente sunt folosite diferite niveluri de putere.

Tabelul 8.2. Controlul puterii în sistemul TD-CDMA.

Controlul admisiei decide dacă un utilizator, respectiv un serviciu suport solicitat de un utilizator poate fi admis în sistem pe durata stabilirii apelului, a renegocierii purtătorului sau a procedurii de decizie pentru transfer. Din cauza diferitelor servicii support posibile și care trebuie să fie acceptate de rețea și din cauza benzii de frecvențe care este limitată, controlul admisiilor reprezintă un element vital pentru dezvoltarea cu succes a sistemului. Decizia este bazată cel puțin pe următoarele informații:

resursele disponibile în sistem (celule sau grupuri de celule);

serviciile suport stabilite, inclusiv atributele lor de calitate a serviciului;

sarcina sistemului, definită prin numărul de resurse care sunt ocupate;

capacitățile stației mobile admise.

Una dintre cerințele cele mai importante referitoare la controlul admisiilor este ca acesta să ofere operatorului flexibilitatea de a optimiza sarcina sistemului față de necesitățile sale specifice. De exemplu, un operator urmărește realizarea numărului maxim de utilizatori în timp nereal admiși, în timp ce altul dorește realizarea unei calități maxime pentru utilizatorii admiși în timp real . Această flexibilitate poate fi oferită prin introducerea unor priorități de suport sau a unor scheme de evaluare a suporților. Pentru controlul admisiilor este necesar să fie aplicate cel puțin următoarele reguli:

În cadrul unui sistem, procentajul de servicii admise în timp real este restricționat la o fracțiune din întreaga capacitate disponibilă, pentru a oferi capacitatea necesară pentru adaptarea legăturii și pentru transfer.

În ceea ce privește admisia serviciilor în timp nereal, atâta timp cât acestea nu impun o viteză de transmisie anumită pentru date, acestea sunt admise conform principiului efortului optim.

În înțelesul general, prin transfer (handover) se înțelege schimbarea canalelor fizice (atât la interfața radio cât și în partea fixă a rețelei de acces) alocate unui apel, cu menținerea respectivului appel, determinată de deplasarea în spațiu a stației mobile. Transferul se poate realiza între diferite celule care aparțin aceluiași strat sau între celule aparținând unor straturi diferite. Transferul realizat în cadrul unei celule, realizat de obicei pentru uniformizarea nivelului de perturbații pe diferite canale, poate fi definit doar ca o realocare a canalului și, de aceea, nu reprezintă un transfer în sensul real al noțiunii. Astfel, scopul realizării transferului între celule este de a menține un apel în timp ce utilizatorul a depășit granița celulei. De asemenea, transferul între celule poate fi determinat de probleme de management al resurselor (de exemplu pentru uniformizarea traficului) ca și de probleme de operare și mentenanță (de exemplu în cazul de preempțiune). Cerințele de bază pentru transferul între celule sunt:

Să se realizeze transferul neobservat (de utilizator) între celulele rețelei unui operator. În cazul în care transferul neobservat nu poate fi realizat, se poate oferi și un transfer sesizabil de utilizator.

Să asigure un transfer eficient între UMTS și sistemele de generația a doua (de exemplu GSM), dacă sistemele de generația a doua oferă serviciile suport transferate.

UTRA ar trebui să nu împiedice transferurile neobservate între diferiți operatori și diferite rețele de acces.

Transferul trebuie să fie posibil atât pentru servicii realizate în timp real cât și pentru servicii realizabile în timp non-real. Pentru procedurile de transfer, este posibilă și necesară realizarea unei discriminări între serviciile suport în timp real.

Serviciile suport în timp real impun cerințe dure referitoare la timpul de întârziere, dar au condiții mai relaxate cu privire la BER. Deoarece transferul trebuie să fie realizat pe nesimțite, deci fără ca utilizatorul să observe aceasta, procedura de transfer nu trebuie să fie cauza unor întârzieri suplimentare. Un transfer “pe nesimțite” pentru serviciile în timp real nu implică necesitatea unor transferuri pierdute.

Serviciile suport în timp nereal au constrângeri de întârziere foarte largi și, posibil, chiar să nu existe constrângeri, dar se impun condiții dure referitoare la BER. Referitor la transferul serviciilor în timp nereal, transferurile trebuie să fie fără pierderi, deci nu se admit pierderi de date cu acceptarea unei creșteri a pierderilor.

Schema de transfer pentru serviciile suport în timp real este similară cu cea folosită în GSM, deci transferul este asistat de stația mobilă, și este un transfer hard, realizat de rețea în urma evaluării măsurătorilor primite. Totuși se pot introduce unele îmbunătățiri, specifice necesităților de trafic ale UMTS, ierarhiei structurală a celulelor etc. Mai mult, pentru a realiza transferul neobservat pentru diferitele servicii în timp real, se sugerează un acces accelerat pentru transfer. Criteriile pentru realizarea transferului pot să evolueze și să se modifice pe durata dezvoltării sistemului. Inițierea transferului și decizia de transfer trebuie să fie realizată pornind de la o listă de criterii, care poate să fie completată ulterior:

Nivelul recepționat de la celula de serviciu și de la celulele vecine.

Calitatea recepționată pe canalul de trafic și/sau semnalizare al celulei de serviciu.

Distanța dintre stația mobilă și stația de bază.

Mobilitatea stației mobile (estimarea vitezei și a direcției).

Bugetul de putere al stației mobile.

Condiții de trafic (rezolvarea supraîncărcărilor).

Tipul de serviciu suport.

Prioritatea celulei.

Transferul se realizează, ca urmare a măsurătorilor realizate atât la stația mobilă cât și la stația de bază. În același timp, este necesar să se țină seama dacă transferul are loc între celule aparținătoare aceluiași strat sau între celule dispuse în mod ierarhic. Decizia de transfer se bazează pe două categorii de criterii, radio și de trafic.

Criterii radio sunt:

realizarea unui minimul de pierderi de propagare;

obținerea celei mai bune valoari estimate pentru C/I.

Conform criteriilor de trafic și de serviciu, celulele candidate trebuie să fie capabile să preia servicii. Deci este necesar ca:

celulele candidate trebuie să fie capabile să accepte tipul de serviciu suport pentru care trebuie luată decizia de transfer;

situația traficului în celulele candidate, deci în celulele care pot prelua legătura să permită transferarea acesteia;

să existe prioritate serviciilor suport adică pentru cazul în care se solicită transferul pentru servicii multiple și celula țintă este capabilă să satisfacă doar un subset ale acestora.

În mediu cu mai multe straturi de celule, atât pentru deciziile referitoare la trafic cât și pentru cele referitoare la serviciu, se iau în considerare prioritățile în celule.

Serviciile suport realizate în timp non-real impun un transfer al comunicației de date, fără pierderi. Pentru acestea, durata întreruperii este de importanță minoră iar un protocol ARQ realizat în straturile superioare ale rețelei garantează transferul legăturii de date fără pierderi. Deoarece datele din serviciile suport în timp non-real sunt transferate în modul orientat pe pachete, apar similarități cu interfața radio folosită pentru GPRS. Transferul legăturii este realizat în perioada dintre transmiterea pachetelor de date. Pentru viteze de transmisie acceptate de GPRS, se poate realiza transferul legăturii între serviciile suport ale TD-CDMA și GPRS și invers. În general, transferul legăturii pentru serviciile de date în mod pachet este mai aproape de o selecție a celulei decât de transferul înțeles în sensul tradițional. La baza transferului pentru serviciile în timp nereal stau următoarele criterii:

nivelul recepționat al canalului pilot al celulei de serviciu și al celulelor vecine;

calitatea recepționată a canalului de trafic și/sau a canalului de semnalizare al celulei de serviciu, bazată pe contorii de repetiție ai BER sau ARQ;

mobilitatea stației mobile;

histerezisul ariei de rutare;

inițiativa rețelei, având la bază constrângerile de trafic.

1.3.6.3. Concluzii.

Sistemul TD-CDMA reprezintă una dintre componentele principale ale UMTS iar principalele caracteristici pe care trebuie să le realizeze un sistem TD-CDMA sunt:

acceptă structura celulară ierarhizată;

oferă flexibilitate pentru viteza de transmisie a datelor de utilizator, prin atribuirea unui număr diferit de coduri CDMA și de sloturi de timp, prin adaptarea vitezei de cod FEC și prin tipul de modulație folosit;

din cauza lărgimii de bandă moderate a purtătoarei, este posibilă introducerea treptată a unor insule UMTS peste rețelele GSM;

se garantează stabilitatea schemelor de control ale puterii prin folosirea detecției multi-utilizator;

sistemul WB-CDMA/TDMA reprezintă o evoluție către sistemele de bandă largă, cu mijloacele verificate ale tehnologiei GSM. Aceasta se realizează prin menținerea aceleiași structuri de timp, garantându-se astfel robustețea viitorului sistem UMTS.

nu este necesară folosirea transferului soft;

acceptă transferul soft “pe nesimțite” între GSM și UMTS;

interfața radio WB-TDMA/CDMA folosită în condițiile unei alocări de frecvențe nereglementată, pentru aplicații rezidențiale și de afaceri, permite realizarea unor sisteme necoordonate, prin folosirea tehnicilor de alocare dinamică a canalelor adoptate în sistemele cordless existente;

unele dintre perfecționările tehnice prevăzute pentru viitor pot fi introduse încă din momentul de față. Astfel se pot folosi antene adaptive, scheme noi de codare a canalelor, noi tehnologii pentru receptoare și procedeul de releu

1.3.7.Codificarea CDMA a semnalului emis.

Semnalul emis de la stația de bază la mobil al unui sistem CDMA poate folosi un cod PN ortogonal special, coduri numite cod Walsh, pentru a separa numeroșii utilizatori ai aceleiași căi. Acestea sunt bazate pe o matrice Walsh, care este o matrice pătrata cu elemente binare, și dimensiuni care sunt puterile lui 2.

Sunt generate de faptul că Walsh(1) = W1 = 0 și aceasta duce la:

Unde Wn este matricea Walsh de dimensiune n. De exemplu:

Codurile Walsh sunt ortogonale, ceea ce înseamnă că produsul oricăror două rânduri este 0. Aceasta se datorează faptului că pentru orice 2 rânduri exact jumătate din numărul de biți se potrivesc și jumatate nu se potrivesc.

Fiecare rând a unei matrice WALSH poate fi folosit ca și cod PN pentru un utlizator într-un sistem CDMA. În acest mod semnalele de la fiecare utilizator este ortogonal cu fiecare alt utilizator, rezultând neinterferența între semnale. Oricum, pentru a funcționa codurile Walsh trebuie ca cipurile transmise de la toți utilizatorii să fie sincronizate. Dacă codul Walsh folosit de un utilizator este schimbat(shifted) în timp mai mare de 1/10 din perioada unui cip, cu referire la toate celalalte coduri Walsh, își permite ortogonalitatea. Acestea determină interferența între utilizatori.

Pentru semnalele emise de la stația de bază către toți utilizatorii permit ca semnalele să fie mai ușor sincronizate.

1.3.8. Codarea CDMA a semnalelor receptate.

Semnalul receptat este diferit de semnalul emis deoarece semnalele de la fiecare utilizator nu au ca origine aceeași sursă ca în semnalul emis. Transmisia de la fiecare utilizator va sosi la momente diferite, datorită întârzierii de propagare și erorilor de sincronizare. Datorita erorilor de timp inacceptabile între utilizatori, este puțin avantajoasă (little point) în folosirea codurilor Walsh deoarece ele nu vor mai fi ortogonale. Din acest motiv secvențele pseudoîntâmplatoare simple care sunt necorelate, dar nu ortogonale, sunt folosite pentru codurile PN ale fiecarui utilizator.

Capacitatea semnalelor emise si receptate este diferită datorită diferențelor în modulație. Semnalul receptat nu este ortogonal determinâd interferența semnificativă între utilizatori. Din acest motiv calea receptoare stabilește capacitatea semnalului.

1.3.9. Multiplexarea prin Divizarea Frecvenței Ortogonale.

Multiplicarea prin Divizarea Ortogonală în Frecvență (OFDM) este o tehnică de transmisie cu mai multe unde purtătoare, care divide spectrul disponibil în mai multe unde purtătoare, fiecare fiind modulată de un Stream – Flux de date cu rată de transfer mică. OFDM este similar cu FDMA prin faptul că accesul numeroșilor utilizatori este realizat prin subdivizarea lățimii de bandă disponibile în mai multe căi care sunt apoi alocate utilizatorilor. Oricum, OFDM utilizează spectrul mult mai eficient prin poziționarea canalelor mult mai apropiate. Acest lucru este realizat prin a le face ortogonale între ele toate undele purtătoare, prevenind interferența între undele purtătoare poziționate foarte apropiat.

Codarea Multiplexării prin Divizarea Ortogonală în Frecvență (COFDM) este aceeași ca și în OFDM. Singura diferență constând în faptul că în privința corecției de eroare a semnalului emis este aplicată semnalului înainte de transmisie. Aceasta pentru a rezolva erorile în transmisie datorate undelor purtătoare pierdute din cauza fading-ului, ștergerii selective a frecvenței, zgomotul de cale și alte efecte de propagare. În această lucrare termenii OFDM și COFDM sunt interșanjabili; pricipalul obiectiv al acestei lucrari este OFDM, dar se presupune că dacă un sistem practic va folosi corecția de eroare a semnalului emis, acesta ar fi COFDM.

În FDMA fiecărui utilizator îi este alocat în mod obișnuit o singură cale, care este folosită pentru transmiterea întregii informații a utilizatorului. Lațimea de bandă pentru fiecare cale este în mod obișnuit 10KHz – 30 KHz pentru comunicațiile prin voce. Oricum, lățimea de bandă minimă necesară pentru vorbit este de 3 KHz.

Lățimea de bandă alocată este lărgită față de minimul necesar pentru a preveni interferența căilor una cu cealaltă. Această lățime de bandă suplimentară are rolul de a permite semnalelor din canalele vecine să fie filtrate, și să permită incadrarea lor în frecvența de centru a transmițătorului sau receptorului. Într-un sistem tipic un procent de 50% din spectrul total este pierdut datorită extinderii lățimii de bandă dintre canale.

Această problemă se agravează când lățimea de bandă a canalului devine mai îngustă, și banda de frecvență crește.

Cele mai multe telefoane folosesc vocoders(coduri vocale) pentru compresia convorbirii digitizate. Aceasta permite creșterea capacității sistemului datorită unei reduceri în lățimea de bandă necesară pentru fiecare utilizator. Vocoders-urile utilizate în prezent necesită o rată de transfer undeva între 4-13 Kbps, în funcție de calitatea sunetului și de tipul utilizat. Astfel, fiecare utilizator necesită numai o lățime de bandă minimă cuprinsă între 2 – 7KHz, folosind modulația QPSK. Oricum, FDMA simplu nu controlează lățimea de bandă atât de înguste foarte eficient.

TDMA rezolva parțial această problemă folosind căi cu lațimi de bandă mai largi, care sunt utilizate de câțiva utilizatori. Utilizatorii multiplii accesează aceeași cale prin transmiterea datelor în intervale de timp.

Astfel, mulți utilizatori cu transfer scăzut de date pot fi combinați împreună pentru a transmite într-o singură cale care are o lățime de bandă suficientă pentru ca spectrul să fie utilizat eficient.

Acestea sunt, oricum, doua importante probleme ale TDMA. Este un management asociat cu schimbarea între utilizatori datorită divizării în intervale de timp a căii. Un timp de schimbare trebuie alocat pentru a permite o toleranță în timpul de pornire al fiecărui utilizator, datorită variațiilor întârzierii de propagare și erorilor de sincronizare. Aceasta limitează numărul de utilizatori care pot fi trimiși eficient pe fiecare cale. În plus rata simbolului pentru fiecare cale este înaltă rezultând probleme cu întârzierea de împrăștiere multicale.

OFDM a rezolvat majoritatea problemelor cu FDMA si TDMA. OFDM divizează lățimea de bandă disponibilă în mai multe căi de bandă îngusta (uzual 100-8000). Undele purtatoare pentru fiecare cale sunt ortogonale una cu alta, permițându-se să fie poziționate foarte strâns împreună cu nici un spațiu între ele ca în exemplul FDMA. Din această cauză nu este nici o necesitate pentru utilizatori să fie multiplexați în timp ca în TDMA, astfel nu este nici un spațiu asociat cu schimbarea între utilizatori.

Ortogonalitatea undelor purtătoare însemnă că fiecare undă purtătoare are un număr întreg de cicluri într-o perioadă simbol. Din această cauză, spectrul fiecărei unde purtătoare are o zonă de anulare în frecvența de centru a fiecăreia din celelalte unde purtătoare din sistem. Ca urmare nici o interferență nu apare între undele purtătoare, permițînd să fie poziționate pe cît de strâns este posibil teoretic.

Fiecare undă purtătoare pentru un semnal OFDM are o lațime de bandă foarte îngustă (ex: 1KHz), astfel că rata simbolului rezultat este joasă. Ca urmare, semnalul are o toleranță înaltă la întârzierea de împrăștiere multicale, deoarece întârzierea de împrăștiere trebuie să fie foarte lungă pentru a determina interferențe semnificative intersimbol (e.g.>500 msec).

1.3.10. Generația OFDM.

Pentru a genera cu succes OFDM relația dintre toate undele purtătoare trebuie să fie controlată cu grijă pentru a menține ortogonalitatea undei purtătoare. Pentru acest motiv, OFDM este generat de prima alegere a spectrului necesar, bazat pe datele de intrare și schema modulație utilizate. Fiecărei unde purtătoare care este creată îi sunt stabilite anumite date de transmis. Amplitudinea necesară și faza undei purtătoare este apoi calculată pe baza schemei de modulare (BPSK, QPSK sau QAM diferențiate tipic). Spectrumul necesar este apoi convertit înapoi în semnalul său din domeniu de timp folosind o Transformată Fourier Rapidă Inversă. În majoritatea aplicațiilor e utilizată o Transformată Fourier Rapidă Inversă (IFFT). IFFT realizează transformarea foarte eficient, și furnizează un mod simplu de asigurare asupra faptului că semnalele purtătoare produse sunt ortogonale.

Transformata Fourier Rapidă (FFT) transformă un semnal de domeniu de timp ciclic cu spectrul de frecvență echivalent lui. Aceasta se realizează prin găsirea formei de undă echivalente, generată de o sumă de componente sinusoidale ortogonale. Amplitudinea și faza componentelor sinusoidale reprezintă spectrul de frecvență al semnalului în domeniul timpului. IFFT realizează procesul invers transformând un spectru într-un semnal din domeniul timpului. IFFT transformă un număr complex de puncte de date de lungime care este o putere a lui 2, într-un semnal din domeniu de timp complex cu același număr de puncte. Fiecare punct de date din spectrul de frecvență folosit pentru FFT și IFFT este numit buncăr (bin). Undele purtătoare necesare pentru semnalul OFDM pot fi ușor generate prin fixarea amplitudinii și fazei pentru fiecare buncăr al unui IFFT corespunde amplitudinii și fazei unui set de sinusoide ortogonale, procesul invers garantează că undele purtătoare generate sunt ortogonale. Figura 14. prezintă schema unui emițator și receptor de bază OFDM. Semnalul generat în bandă de bază, este filtrat, apoi ridicat în frecvență înainte de transmiterea lui.

Figura 14.

1.3.11. Adăugarea unei perioade de gardă în OFDM.

Una din cele mai importante proprietați ale transmisiilor OFDM este rezistența la întârzierea de împrăștiere multicale. Aceasta este realizată prin asigurarea robusteței unei perioade lungi de simbol, care diminuează interferența intersimbol.

Nivelul de rezistență poate fi în fapt crescut și mai mult prin adăugarea unei perioade de garda între simbolurile transmise. Perioada de gardă asigură timpul necesar pentru ca semnalele multicale de la simbolul anterior să se stingă înainte ca informația de la simbolul actual să crească.

Ca și o oglindă în timp sfârșitul formei de undă a simbolului este pus la începutul simbolului, ca peroiadă de gardă, extinzându-se astfel efectiv lungimea simbolului în același timp mentinându-se ortogonalitatea formei de undă .

Figura 15.

Figura 15. – Secțiunea unui semnal OFDM prezentând 5 simboluri, folosind o perioadă de gardă care este jumătate o extensie ciclică a simbolului, și jumătate un semnal de amplitudine 0. (Pentru un semnal folosind FFT punct 2098 și o perioadă de gardă totală de 512 eșantioane).

2. OFDM.

Un sistem OFDM a fost modelat folosind Matlab pentru a permite varierea și testarea diferiților parametrii ai sistemului. Scopul realizării simulărilor a fost măsurarea performanțelor OFDM în diferite condiții de cale și pentru a permite testarea diferitelor configurații OFDM. Patru criterii importante au fost utilizate pentru evaluarea performanțelor unui sistem OFDM, care au fost toleranța la întârzierea de împrăștiere, retezarea vârfului de sarcină, zgomotul de cale și erorile de sincronizare în timp.

2.1 Modelul OFDM utilizat.

Sistemul OFDM a fost modelat folosind Matlab ca în Figura 16. O scurtă descriere a sistemului este făcută mai jos:

Figura 16. Modelul OFDM folosit pentru simulări

2.1.1 Conversia Serie la Paralel.

Fluxul de date serial la intrare este format din dimensiunea de cuvânt necesară pentru transmisie, ex: 2 bit/ cuvânt pentru OPSK, și schimbat într-un format paralel. Datele sunt apoi transmise în paralel prin asocierea fiecărui cuvânt de date unei purtătoare în transmisie.

2.1.2 Modulația de Date.

Datele care trebuie transmise pe fiecare undă purtătoare sunt apoi codate diferențiat cu simboluri anteriore, apoi într-un format codat cu schimbare de fază. Deoarece codarea diferențiată necesită o fază de referință inițială, un simbol suplimentar este adăugat la început în acest scop. Datele de pe fiecare simbol sunt apoi schimbate într-un unghi de fază bazat pe metoda modulației. De exemplu, unghiurile de fază folosite în QPSK sunt 0, 90, 180 și 270 grade. Folosirea cheii de schimbare a fazei produce un semnal de amplitudine constantă și a fost aleasă pentru simplitatea ei și pentru a reduce problemele cu fluctuațiile de amplitudine datorate faiding-ului.

2.1.3 Transformata Fourier Inversă.

După ce spectrul necesar este finalizat, o transformare fourier inversă este folosită pentru a găsi forma de undă corespunzătoare în timp. Perioada de gardă este apoi adăugată la începutul fiecărui simbol.

2.1.4 Perioada de Gardă.

Perioada de gardă folosită a fost realizată din două secțiuni. Jumătate din timpul perioadei de gardă este o transmisie de amplitudine zero. Cealaltă jumătate a perioadei de gardă este o extensie ciclică a simbolului ce trebuie transmis (cum a fost discutat în secțiunea 1.3.10). Aceasta pentru a permite sincronizarea simbolului și să fie mai ușor recuperat prin detecția de formă.

Oricum s-a determinat că nu este necesară în nici o simulare deoarece sincronizarea ar putea determina cu acuratețe poziția eșantioanelor.

După ce garda a fost adăugată, simbolurile sunt din nou convertite înapoi într-o formă de undă serială în timp. Aceasta este apoi semnalul bandă de bază pentru transmisia OFDM.

2.1.5. Calea- canalul.

Un model de cale este apoi aplicat semnalului transmis. Modelul permite să fie controlat raportul dintre semnal și zgomot, multicalea și retezarea vârfului de sarcină.

Raportul dintre semnal și zgomote este fixat prin adăugarea unei cantități cunoscute de zgomot alb semnalului transmis. Apoi este adăugată întârzierea de împrăștiere în multicanal prin simularea întârzierii de împrăștiere folosind un filtru FIR. Lungimea filtrului FIR reprezintă întârzierea maximă de împrăștiere, în timp ce coeficientul de amplitudine reprezintă magnitudinea semnalului reflectat.

2.1.6. Receptorul.

Receptorul realizează în mod esențial operația inversă emițătorului. Perioada de gardă este îndepărtată. FFT – ul fiecărui simbol este apoi îndepărtat pentru a găsi spectrul original emis. Unghiul de fază al fiecărei unde purtătoare emise este apoi evaluat și transformat înapoi în cuvântul de date prin demodularea fazei repetate. Cuvintele de date sunt apoi combinate înapoi în aceeași dimensiune de cuvânt ca și datele originale.

2.1.7. Realizarea practică a testului.

A fost folosit un sistem cu 800 de unde purtătoare deoarece ar fi permis până la 100 de utilizatori dacă fiecăreia i-ar fi fost alocate 8 unde purtătoare. Scopul a fost ca fiecare utilizator să dispună de mai multe unde purtătoare astfel încât dacă câteva unde purtătoare sunt pierdute datorită dispariției selective în frecvență, undele purtătoare rămase să permită recuperarea datelor pierdute folosind corecția erorii de emisie. Din acest motiv orice număr mai mic de 8 unde purtătoare pe utilizator ar face inutilizabilă această metodă. Astfel că 400 de unde purtătoare sau mai puțin a fost considerat prea mic. Oricum nu au fost utilizate mai multe unde purtătoare datorită sensibilității OFDM la erorile de stabilitate a frecvenței. Cu cât est mai mare numărul de unde purtătoare pe care le folosește un sistem, cu atât este mai mare necesitatea stabilității frecvenței.

Pentru majoriatea simulațiilor, semnalele generate nu au fost înregistrate la un anumit transfer de eșantioane, astfel poate fi considerat a fi normalizare în frecvență. Trei metode de modulație a undei purtătoare au fost testate pentru ale compara performanțele. Astfel s-a evidențiat o legătură între capacitatea sistemului și robustețea sistemului. DBSPK dă o eficiență spectrală de 1 bit/ Hz și este cea mai robustă metodă.

Oricum capacitatea sistemului poate fi crescută folosind DQPSK (2biți/ Hz) sau D16PSK (4 biți/ Hz) dar la costul unui BER mai ridicat.

Metodele de modulație folosite sunt prezentate ca BPSK, QPSK și 16PSK pe toți subiecții simulării, deoarece codarea diferențială a fost considerată a fi parte integrantă din orice transmisie OFDM.

Tabelul 9. prezintă datele concrete pentru majoritatea simulărilor realizate cu semnalul OFDM.

2.2. Rezultatele Simulate OFDM.

2.2.1. Imunitatea întârzierii de împrăștiere multicale.

Pentru această simulare semnalul OFDM a fost testat cu un semnal multicale conținând un singur ecou reflectat. Semnalul reflectat a fost făcut cu 3 dB mai slab decât semnalul direct deoarce reflexiile mai slabe decât aceasta nu au cauzat erori măsurabile, în special pentru BPSK.

Figura 17. Toleranța întârzierii de împrăștiere a OFDM

Se poate observa din figura 17. că BER este foarte jos pentru o întârziere de împrăștiere mai mică de aproximativ 256 eșantioane. Într-un sistem practic (ex: unul cu o lățime de bandă de 1,25 MHz) această întârziere de împrăștiere ar corespunde la 80 sec. Această întârziere de împrăștiere ar avea, pentru o reflexie, o cale cu o lungime suplimentară de 24 Km.

Este foarte puțin probabil ca o reflexie care a parcurs o cale suplimentară de 24 Km ar fi atenuată de numai 3 dB cum au fost folosiți în această simulare astfel că aceste rezultate prezintă condițiile multicale extreme. Perioada de gardă folosită pentru simulări constă din 256 eșantioane, amplitudine zero, și 256 eșantioane extensie ciclică a simbolului. Rezultatele arată că întârzierea de împrăștiere tolerabilă corespunde cu timpul extensiei ciclice, nu a perioadei de gardă.

A fost verificat că toleranța se datorează extensiei ciclice, nu perioadei de zero cu alte simulări.

Aceste teste nu sunt prezentate din considerente de economie a spațiului.

Comparație BER cu întârzierea de împrăștiere multicale pentru o reflexie cu 3 dB mai slabă decât semnalul direct.

Pentru o întârziere de împrăștiere care este mai lungă decât perioada de gardă efectivă, BER crește rapid datorită interferenței inter-simbol. Maximul de BER va apărea când întârzierea de împrăștiere este foarte lungă (mai mare decât timpul de simbol), deoarece va rezulta o interferență inter-simbol puternică.

Oricum, din moment ce erorile vor apărea ca zgomot, dacă semnalul este atenuat cu mai mult decât toleranța zgomotului semnalului OFDM (vezi secțiune 2.2.3.), nu va apărea nici un efect semnificativ pe BER.

Într-un sistem practic lungimea perioadei de gardă poate fi aleasă în funcție de imunitatea întârzierii de împrăștiere multicale necesară.

2.2.2 Retezarea vârfului de sarcină (Peak Power Clipping).

S-a determinat că semnalul OFDM emis poate fi cu greu tăiat cu un efect mic asupra BER receptat.

De fapt, semnalul poate fi retezat până la 9dB fără o creștere semnificativă a BER.

Aceasta înseamnă că semnalul are rezistență crescută la distorsiunile de retezare determinate de amplificatorul de putere folosit în transmiterea semnalului. Înseamnă de asemenea că semnalul poate fi retezat intenționat până la 6 dB astfel încât raportul între retezarea vârfului sarcină și RMS poate fi redus permițând o creștere a puterii de transmisie.

Comparație între BER și retezarea vârfului de sarcină pentru OFDM

Figura 18. Efectul tăierii vârfului de sarcină pentru OFDM

2.2.3. Toleranța gausiană la zgomot pentru OFDM.

S-a determinat că performanța SNR a OFDM este similară unei transmisii digitale cu o singură undă purtătoare standard.

Se presupune că semnalul transmis este similar unui sistem de multiplexare prin divizarea frecvenței standard (FDM). Figura 1 prezintă rezultatele simulării. Rezultatele arată că folosind QPSK, transmisia poate tolera un SNR de 10-12 dB.

Rata de bit de eroare BER se înrăutățește rapid când SNR scade sub 6 dB.

Oricum, folosirea BPSK permite ca BER să fie îmbunătațit într-un canal cu zgomot, în ceea ce privește costul capacității de date transmise. Folosind BPSK, transmisia OFDM poate tolera un SNR > 6-8 dB.

Într-o legatură cu zgomot redus, capacitatea poate fi crescută folosind 16 PSK. Dacă SNR > 25 dB, poate fi folosit 16 PSK, dublându-se capacitatea de date comparativ cu OPSK.

Figura 19. Comparație BER cu SNR pentru OFDM folosind BPSK, QPSK și 16 PSK.

2.2.4 Cerințele sincronizării.

Una dintre marile întrebări la începutul lucrării a fost cât de tolerant ar putea fi OFDM la o eroare în momentul începerii transmisiiei. Problema a fost că atunci când un receptor OFDM este inițial pus în funcțiune nu va fi sincronizat cu semnalul emis. Deci o metodă de sincronizare a fost necesară. Metoda propusă constă în divizarea semnalului OFDM în cadre(frame), unde fiecare cadru transmite un număr de simboluri (undeva între 10-1000). La începutul fiecărui cadru un simbol de zero este transmis, astfel fiind posibilă detectarea începutului cadrului folosind detecția la intrare. Oricum, folosirea detecției la intrare permite numai detectarea începutului la câteva eșantioane, în funcție de zgomotul din sistem. Nu se știe dacă acuratețea de sincronizare a fost suficientă. Această metodă a fost folosită pentru sincronizare în testele practice realizate. (Vezi secțiunea 2.3)

Figura 20. Efectul erorii de sincronizare de cadru asupra semnalului OFDM receptat.

În figura 20 se poate observa și efectul erorii la începutul transmisiei asupra BER receptat.

Se observă că la începutul transmisiei poate exista o eroare până la 256 de eșantioane înainte de a exista vreun efect asupra BER. Această potrivește perioada de extensie ciclică a intervalului de gardă și datorită perioadei de gardă se menține ortogonalitatea semnalului .

În orice sistem de real, eroarea de sincronizare poate fi prea devreme sau târziu, astfel că orice receptor ar urmări mijlocul timpului începerii transmisiei, o eroare de ±128 eșantioane.

În plus, dacă semnul este subiectul unei întârzieri de împrăștiere multicale, acesta va reduce timpul stabil efectiv al perioadei de gardă, astfel reducându-se toleranța la eroare la începutul transmisiei.

2.3. Măsurătorile practice.

Un set de măsurători practice a fost făcut asupra unui sistem OFDM, acesta a fost făcut în așa fel încât rezultatele simulate să poată fi în parte verificate, astfel încât dificultățile în implementarea unui sistem practic să poată fi abordate și să fie măsurate unele efecte care erau greu de simulat.

S-au folosit un computer personal (PC) ca emițator și receptor OFDM, o platformă Matlab pentru procesarea semnalelor de intrare și ieșire. Un card Sound Blaster a fost utilizat pentru a emite semnalul OFDM și pentru a înregistra semnalul receptat. Folosind un singur PC cu un Sound Blaster, transmisia s-a făcut în doi pași.

Semnalul emis a fost generat folosind platforma Matlab și transmis către cardul de sunet și înregistrat pe un video recorder. Acest semnal a fost apoi dat înapoi și reînregistrat de către cardul de sunet al computer-ului. Semnalul receptat a fost apoi procesat folosind un Matlab Script. Au fost testate două vidiorecordere diferite, deoarece fiecare a dat o înregistrare diferită.

Primul utilizat a fost un videocasetofon stereo HI-FI de o înaltă calitate VCR (Panasonic Super –VHS FS90). Acesta a furnizat o cale audio de înalta calitate (SNR>90db, 20Hz-20KHz) și o stabilitate în frecvență cu o acuratețe de cristal (0,005%), care a fost un model bun pentru o cale radio aproape perfectă.

Sistemul a fost de asemenea testat folosind un casetofon. Acesta a avut performanțe mult mai slabe ca zgomot (50 db SNR), lățime de bandă audio (20Hz-15KHz) stabilitatea în frecvență 12%.

OFDM a trecut un test bun de performanță într-o cale cu o stabilitate de frecvență foarte slabă.

2.3.1 Modelul extins.

Modelul de bază OFDM folosit pentru simulări (vezi secțiunea 2.1) a fost extins pentru a permite semnalului receptat să fie sincronizat automat cu strucura cadru a OFDM și pentu a face posibilă trasmiterea unor fișiere de date diverse.

2.3.2 Protocolul de transmisie.

S-a folosit o structură cadru de bază pentru a permite receptorului să se sincronizeze cu semnalul emis. Cadrele au fost marcate printr-un simbol de zero (amplitudine zero) între cadre (vezi figura 21), permțând ca începtul fiecărui cadru să fie detectat la intrare, semnalul emis constă dintr-un număr de cadre (tipic 1-100), cu un semnal de inițializare la început și un semnal identificare la sfârșit (vezi figura 22). Semnalul de inițializare la început a fost folosit pentru a prevedea timpul de început al primului cadru, aceasta a fost necesar pentru ca detectecția la intrare să aibă un semnal de inițializare a filtrării necesare.

Figura 21 Structura cadru, prezentând simbolul nul între cadre.

Detectecția la intrare a fost realizată prin rectificarea semnalului și apoi folosirea unui filtru mediu pe semnal. Pentru lungimea filtrului a fost aleasă exact aceeași valoare ca și pentru simbolul zero. Ca rezultat, semnalul filtrat are o amplitudine minimă la începutul unui cadru. Acest minim a fost utilizat pentru a găsi locul de început în care să fie decodat întreg cadrul. Fiecare cadru constă într-un număr de simboluri (tipic de obicei 5-40), care conțin datele ce se transmit.

Figura 22: Structura cadru folosită pentru transmisia OFDM.

2.3.3 Înregistrarea Video.

2.3.3.1 Numărul de unde purtătoare folosit.

Într-un sistem OFDM numărul de unde purtătoare folosit în transmisie stabilește câțiva parametri ai sistemului. Numărul de unde purtătoare folosite afectează câțiva factori. Aceștia includ viteza de procesare necesară, timpul simbol (deci întârzierea de împrăștiere maximă care poate fi administrată, controlată, acceptată, numărul de utilizatori în care lățimea de bandă disponibilă poate fi divizată (ex: o undă purtătoare pe utilizator ) și stabilitatea în frecvență necesară. Deoarece nu s-a găsit o cale ușoară de simulare a acestui efect cu modelul Matlab folosit, s-a decis măsurarea lui într-un mod practic. S-a variat numărul de unde purtătoare folosite când se transmite OFDM printr-un semnal simulând VCR. Stabilitatea în frecvență a înregistrării și redării a fost considerată a fi aproximativ aceeași pentru fiecare dintre testele realizate. Astfel s-a ținut seama de efectul relativ al varierii numărului de unde purtătoarea pentru stabilitatea în frecvență a sistemului.Datele folosite în transmisie au fost într-o scală de gri, originalul imaginii este prezentat mai jos in figura 23.

Figura 23. Imaginea folosită în testele de transmisie

Transmisia a fost realizată folosind 256 PSK. A fost aleasă aceasta deoarece a dat cea mai mare eficiență de transmisie (~8 biti /Hz), astfel rezultând dimensiunea cea mai mică de date transmise. Prin trimiterea de pixeli de scală gri (alb-negru) de 8 biti fiecare ca o singură undă purtătoare pe simboluri, orice erori de fază în transmisie corespund în mod direct unei schimbări în intensitatea semnalului receptat.

Aceasta permite ca erorile unghiurilor de fază să fie apreciate din calitatea imaginii. Din moment ce eroarea de fază datorată unei frecvențe de offset ori zgomot de fază are același efect asupra datelor receptate ca și zgomotul gaussian, poate fi efectiv convertit într-un echivalent al SNR din imaginiile receptate.

Calitatea imaginii și eroare de fază au fost măsurate pentru un număr diferit de unde purtătoare folosite la transmiterea semnalului.

Comparații între SNR din imaginea receptată și eroare de fază RMS cu dimensiune FFT.

Figura 24. Performanțele OFDM folosind VCR ca și cale, în funcție de numărul de unde purtătoare folosit.

Figura 24 prezintă efectele pe care creșterea numărului de unde purtătoare l-a avut asupra semnalului receptat. Se poate observa că cu cât este mai mare dimensiunea FFT (și numărul de unde purtătoare folosite), cu atât este mai slabă performanța sistemului. Aceasta se datorează VCR ce are o stabilitate în frecvența fixă astfel că cu cât undele purtătoare sunt mai apropiate în transmisie, cu atât sunt mai frecvente eroriile. SNR-ul imaginii receptate pentru o dimensiune FFT de 2048 a fost de numai 20 dB. Acest rezultat este mult mai nemulțumitor decât raportul SNR care ar fi fost de așteptat de la zgomotul de cale. VCR-ul are performanțe de zgomot excelente (SNR> 70-90 dB pentru zgomotul gaussian), oricum această limită nu este nici unde aproape atinsă datorită problemelor de stabilitate a frecvenței ce cauzează un SNR efectiv între 10-30 dB. Aceasta indică faptul că performanța sistemului nu este limitată de zgomotul gaussian al sistemului ci de stabilitatea în frecvență.

Deoarece stabilitatea în frecvență este o mare problemă, într-un sistem OFDM radio practic receptorul ar trebui să fie blocat ca frecvență față de transmițător pentru ca performanța să fie maximă.

Tabelul 10. Imagini OFDM receptate folosind calea audio a VCR.

Tabelul 10 prezintă câteva din imagini receptate care au fost utilizate pentru a genera figura 24. Se poate observa că imaginile transmise folosind 5600 de unde purtătoare are benzi în imagine datorită erorilor de fază (și deci erorile de intensitate de pixel) în transmisie.

Aceasta se datorează erorilor de fază receptate cauzând distorsiuni de la 255 la 0 în intensitate.

2.3.4. Vârful performanțelor OFDM folosind VCR-ul.

După ce s-au experimentat diferiți parametrii ai sistemului OFDM ca de exemplu, numărul de unde purtătoare folosit, lățimea de bandă a sistemului și lungimea perioadei de gardă, s-a descoperit că poate fi atinsă o eficiență spectrală foarte înaltă. Figura 25 prezintă performanța maximă care poate fi atinsă cu un videorecorder.

Figura 25. Imagine transferată la 134 kbps într-o lățime de bandă de 18,2 khz pe o cale audio VCR, folosind 210 unde purtătoare.

Imaginea a fost transferată folosind 256 PSK. Timpul total de transmisie a fost de 4,54 secunde pentru 76246 biți de date, cu numai 18,2 kHz lățime de bandă. Aceasta dă o eficiență spectrală de 7,4 biți/ Hz fiind sub limita teoretică de 8 biți/ Hz pentru 256 psk și trebuie să fie deasupra perioadei de gardă și simbolurilor de cadru.

Semnalul a fost generat folosind un FFT cu 512 puncte, folosind 210 de unde purtătoare și o perioadă de gardă de 32 eșantioane. Undele purtătoare utilizate s-au bazat pe răspunsul în frecvență al VCR-ul măsurat în secțiunea 2.3.4.2, astfel utilizându-se la maxim lățimea de bandă.

Imaginea receptată în figura 25 are ușoare erori de fază care sunt observabile doar ca benzi în imagine.

2.3.4.1. Retezarea vârfului de sarcină.

Toleranța la retezare (clipping-ul) a semnalului OFDM a fost testată pentru a verifica dacă OFDM poate controla o cantitate mare de retezări ale vârfului de sarcină înainte de a apărea o creștere semnificativă în rata bitului de eroare (BER).

Simulările au indicat că OFMD poate controla până la 9dB de retezare (pentru QPSK) înainte ca BER să devină detectabilă. Acest rezultat a fost ușor surprinzător deoarece unele non linearități în sistem conduc la distorsiuni ale intermodulației.

Acest test a fost realizat prin retezarea semnalului generat de VCR, când semnalul a fost înregistrat înapoi pe calculator. Retezarea semnalului a fost realizată cu ajutorul unui limitator de curent cu ajutorul a doua diode de germaniu și un rezistor legat în serie la ieșirea VCR-ului cu un. Retezarea vârfului de sarcină a fost măsurată prin determinarea raportului dintre nivelul de semnal al vârfului înainte de retezare și nivelul de semnal al vârfului după retezare.

Tabelul 11.Rezultatele retezării semnalului OFDM, prezentând BER-ul regulat.

Tabelul 11 prezintă rata bitului de eroare măsurată când semnalul a fost retezat, și BER-ul presupus bazat pe simulări. BER-ul a fost găsit prea mic (<0,00006) pentru retezarea vârfului de sarcină până la 8 dB. BER-ul a fost detectabil numai pentru retezarea vârfului de sarcină de >8-10 dB, corespunzând rezultatului presupus de 9 dB măsurat în timpul simulărilor (vezi secțiunea 2.2.2). Pentru nivelul înalt de retezare de la 12-14 dB, BER-ul măsurat a fost de fapt inferior rezultatelor simulate. Aceasta se datorează probabil faptului ca diodele de germaniu utilizate pentru retezarea semnalului nu au produs retezarea la fel de brusc ca în simulare. Ca urmare a rezultat o distorsiune de intermodulație mai joasă și un BER mai jos.

2.3.4.2 Performanțele VCR.

Performanța audio a VCR-ului a fost măsurată în așa fel încât calitatea căii utilizate pentru masurările practice să poată fi evaluată. Acest lucru s-a realizat prin măsurarea răspunsului în frecvență al căii. Acest lucru a fost realizat prin folosirea cardului de sunet pentru a genera zgomotul, care a fost apoi înregistrat pe VCR și reînregistrat înapoi pe computer. Energia distribuției spectrale a zgomotului, a fost estimată ca răspunsul în frecvență al sistemului. Din moment ce semnalul a fost generat de cardul de sunet, răspunsul în frecvență măsurat este performanța combinată a cardului Sound Blaster cu VCR-ul. Figura 26 prezintă răspunsul de frecvență al VCR-ului utilizat.

Stabilitatea frecvenței VCR-ului, este cotată de producător la 0,005%. Aceasta a fost verificată prin înregistrarea unei unde sinusoidale de 10KHz cu VCR folosind cardul de sunet pentru a genera semnalul.

Figura 26 Răspunsul în frecvență pentru bucla de test Sound Blaster / VCR folosind o Fs=44Khz

Frecvența semnalului play back a fost măsurată folosind fregvențmetru. S-a constatat că semnalul played back este mai stabil decât rezoluția fregvențmetru-ului folosit (i.e. 10.000 kHz) pentru mai bine de 0.01%.

2.3.5. Folosirea casetofonul audio.

După folosirea VCR ca și canal, sistemul OFDM a fost de asemenea testat folosind un casetofonul audio și cale. Casetofonul audio folosit nu este blocat în frecvență, ca și în cazul VCR, astfel că are o stabilitate în frecvență foarte slabă. Aceasta poate duce la o eroare mare a frecvenței de compensare la înregistrare.

Din moment ce OFDM este foarte susceptibil de erori ale frecvenței de compensare, performanta sistemului a fost slabă folosind un casetofon audio.

2.3.5.1.Numărul de unde purtătoare.

Câteva teste de transmisii OFDM au fost realizate folosind casetofonul audio ca și cale, și s-a descoperit că singurul mod de a stoca cu succes o imagine pe casetofonul audio a fost reducerea masivă a numărului de unde purtătoare utilizate.

Tabelul 12 prezintă două imagini care au fost înregistrate pe casetofonul audio și apoi înregistrate și decodate înapoi în computer. Se poate observa căci calitatea imaginii folosind numai 5 unde purtătoare a fost mai bună decât folosind 21 de unde purtătoare. Imaginea realizată folosind 21 de unde purtătoare prezintă linii și pete datorate erorilor de fază. Acest lucru se datorează instabilității în frecvență ale casetofonului audio.

2.3.5.2. Performanța casetofonului audio.

Au fost măsurate stabilitatea în frecvență și răspunsul în frecvență pentru casetofonul audio în scopul evaluării calității efective a căii. Toate testele au fost realizate folosind the audio tape player în conjugare cu cardul Sound Blaster, astfel că măsurătorile sunt combinarea performanțelor lor. Masurătorile au fost realizate folosind aceeași tehnică folosită pentru măsurarea performanței VCR (vezi secțiunea 2.3.4.2).

2.3.5.3. Stabilitatea în frecvență.

Un sunet de 10 KHz a fost generat folosind un card de sunet prin mediaplayer 3.1 iar fișierul wav a fost generat de un Matlab script, acest sunet a fost apoi înregistrat pe video recorder. Frecvența și amplitudinea semnalului play back au fost apoi măsurate pe o perioadă de 10 secunde. S-a utilizat această valoare a timpului pentru că era aproximativ aceeași valoare utilizată în transmiterea imaginii. Rezultatele sunt prezentate în tabelul 13.

Tabelul 13 Fluctuațiile de amplitudine și frecvență în 10 secunde, sunet de 10 KHz.

Astfel frecvența de compensare (offset) este -0,13% iar variația este de 1 ,77%. Nivelul de instabilitate al frecvenței este foarte ridicat chiar și pentru numai 21 unde purtătoare aceasta reprezintă schimbarea frecvențelor undelor purtătoare cu până la 40 %, de asemenea instabilitatea în frecvență determină și apariția erorilor de fază destul de mari.

2.3.5.4. Răspunsul în frecvență.

Răspunsul în frecvență a casetofonului/ sound blaster este prezentat mai jos în figura 27. Lățimea de bandă a video player-ului este de aproximativ 15 KHz și în plus răspunsul este rezonabil de plat . Răspunsul frecvenței casetofonului n-ar trebui să reprezinte o problemă semnificativă pentru semnalulul OFDM. Răspunsul în frecvență a casetofonului/ card de sunet, nivel de intrare al semnalului în casetofon = 0 dB, pentru un Fs=44KHz.

Figura 27 Răspunsul în frecvență înregistrate/ play back pentru JVC TD-w444/ sound blaster cu o rată de eșantionare de 44,1 Khz.

2.4. Comparație între calitatea imaginii și rata zgomotului din semnal.

Această secțiune descrie experimental degradarea performanței OFDM când zgomotul în canalul radio devine foarte ridicat.

Problema multor comunicații radio digitale constă în faptul că performanța sistemului este bună, până la un nivel critic de zgomot al căii, peste care sistemul cade foarte repede. Acest lucru are o importanță deosebită pentru telecomunicațiile radio, unde calitatea semnalului receptat poate varia foarte mult în funcție de locația stației mobile. Această problemă conduce la scăderi, pierderi ale semnalului, scăzând credibilitatea sistemului.

Ar fi fost mult mai bine dacă sistemul ar fi dat pur și simplu o calitate slabă a vocii sau imaginii în condiții de zgomot înalt, mai degrabă decât să se piardă complet semnalul.

În timpul efectuării măsurătorilor practice OFDM (vezi secțiunea 2.3.), s-a observat căci calitatea receptată a imaginii a fost foarte bună folosind 256 PSK chiar și când rata de eroare măsurată a fost foarte înaltă.

Folosirea a 256 PSK pentru a transmite imaginea este similară cu realizarea transmisiunii și analoagă deoarece zgomotul din canal apare pur și simplu ca un zgomot în imagine.

Principala întrebare a fost dacă transmiterea imaginii folosind 256 PSK oferă performanțe mai bune decât QPSK într-un mediu de zgomot înalt?

Pentru a răspunde la acestă întrebare, s-a realizat o simplă comparație.

Aplicație.

Au fost utilizate aceleași Matlab scripturi pentru acest test ca și în măsurătorile practice; oricum semnalul a fost înregistrat pe orice cale audio externă ca și în testele practice.

Zgomotul căii a fost simulat folosind același model ca cel utilizat în simulațiile

OFDM (vezi secțiunea 2.1.) raportul semnal-zgomot (SNR) al căii a fost variat de la 0dB la 15dB, cu măsurarea calitații imaginii la creșteri de 3dB.

Nu au fost utilizate corecții de eroare înainte pentru nici una din tehnicile de modulație. Folorirea 256 PSK permite trimiterea a 8 biți pe fiecare undă purtătoare, în comparație cu numai 2 biți pentru QPSK.

Astfel, folosirea a 256 PSK permite creșterea ratei transmisiei de până la 4 ori.

Din moment ce scopul experimentului a fost compararea diferențelor relative de performanță dintre QPSK și 256 PSK pentru aceeași lățime de bandă de transmisie și aceeași rată de transfer, 256 PSK trebuie încetinit de 4 ori pentru a avea aceeași rată de transfer.

Acest lucru s-a realizat prin repetarea simbolurilor 256 PSK de 4 ori, astfel reducându-se transferul de date la aceeași valoare ca și în cazul utilizării QPSK. Cele 4 repetiții au fost apoi combinate la receptor prin medierea unghiului de fază demodulat receptat.

Această mediere reduce zgomotul fazei receptat cu până la 6 dB. Prin transmiterea semnalului într-un mod analog (cu cel utilizat pentru transmisia 256 PSK) orice erori de fază cauzate de cale determină doar un zgomot de amplitudine în semnalul receptat.

Oricum, deoarece erorile de fază sunt relativ mici, zgomotul de amplitudine receptat nu va fi mare. Scopul este prevenirea erorilor mari care pot apărea la transmiterea de date digitale.

Oricum, când pentru transmisie se folosește o tehnică de modulație digitală standard ca QPSK, SNR-ul semnalului receptat poate fi mult mai înalt decât SNR-ul căii, presupunând că SNR-ul căii este mai mare de ~10 dB.

Aceasta deoarece erorile de fază mică nu sunt suficient de mari pentru a determina o eroare de bit și astfel nici un zgomot pe semnalul receptat.

Oricum, când SNR-ul căii devine slab (<10dB), erorile de fază determină citirea/ interpretarea greșită a semnalului receptat astfel cauzând erori de bit.

Deoarece trasarea grafică a biților în funcție de amplitudinea semnalului transmis arată că nu sunt liniar dependenți, o singură eroare de bit poate cauza o eroare semnificativă în amplitudinea receptată.

Aceasta determină scăderea rapidă a performanței semnalului receptat deoarece SNR-ul căii scade sub 10 dB pentru QPSK.

2.4.2. Rezultatele.

Figura 28 prezintă modul în care raportul semnal-zgomot al imaginii receptate scade când raportul semnal-zgomot al căii de transmisie se înrăutățește de asemenea.

Se poate observa că semnalul 256 PSK se comportă mai bine decât transmisia QPSK sub un SNR al căii de 9dB.

Figura 28 Comparație între SNR-ul imaginii receptate folosind QPSK și 256 PSK comparativ cu SNR-ul

Pentru un SNR al căii de 0-6 dB, media semnalului 256 PSK a dat o calitate a imaginii mai buna cu aproximativ 7-9 dB decât semnalul QPSK. Acest câștig este de așteptat deoarece sunt două motive pentru îmbunătățire. În primul rând, semnalul a fost mediat (astfel reducându-se zgomotul de fază) și apoi unghiul de fază înregistrat folosind 256 PSK, deoarece semnalul 256 PSK este mediat după 4 repetiții, dând aproximativ o îmbunătățire de 6 dB prin comparație cu SNR-ul căii.

Tabelul 14 prezintă câteva dintre imaginile receptate. Este ușor de observat căci calitatea imaginii semnalului transmis folosind 256 PSK este mult mai bună decât folosind QPSK.

Tabelul 14. Comparație între QPSK și 256 PSK pentru transmiterea unei imagini în condiții de zgomot.

S-a constatat că imaginea trimisă folosind QPSK a avut o calitate mult mai bună decât semnalul 256 PSK într-o cale de zgomot jos, pe când 256 PSK s-a comportat mai bine decât QPSK în condiții de zgomot ridicat cu un SNR < 9 dB .

Notă: Performanța semnalului QPSK poate fi îmbunătățită semnificativ folosind tehnicile avansate de corecție a erorilor. Aceasta oricum nu poate fi aplicată la 256 PSK folosind aceeași tehnică ca și corespondența, potrivirea între înregistrarea fazei și intensitatea pixelului va fi pierdută și eroarea este prea ridicată (tipic 0.8-0.95 pentru SNR < 12 dB) pentru că cele mai multe corecții de eroare să funcționeze cu succes. Această utilizare a tehnicilor de corecție a erorii poate avea ca rezultat fie aceeași performanță pentru QPSK și 256 PSK fie performanța superioară a lui QPSK.

Modelul matematic pentru performanțele OFDM.

Scopul a fost dezvoltarea unui model matematic al performanței (BER) unui OFDM prin comparație cu zgomotul căii. Acest lucru s-a rezolvat astfel încât rezultatele simulate să poată fi verificate și pentru a întelege mai în profunzime mecanismul transmisiei.

Modelul dezvoltat se bazează pe tehnica de modulație a transmisiei, în cheia schimbării de fază, iar zgomotul de cale este zgomotul Gaussian (ex: zgomotul alb).

2.5.1. Demodularea erorii de fază a RMS.

Dacă presupunem că metoda modulației transmisiei folosită este în cheia schimbării de fază atunci orice zgomot adăugat la semnalul transmis va avea ca rezultat o eroare de fază. Dacă ne uităm la diagrama IQ a semnalului transmis, atunci semnalul transmis va fi un fazor de magnitudine fixă, și de fază corespunzătoare datelor ce trebuie transmise. Zgomotul poate fi apoi considerat ca un vector la întâmplare adăugat la semnalul transmis. Magnitudinea erorii de fază depinde de 2 lucruri, unghiul de fază relativ al vectorului de zgomot și magnitudinea vectorului de zgomot.

Vectorul receptat va fi suma vectorilor semnalului transmis zgomotului. Dacă presupunem că zgomotul este un vector de magnitudine constantă egal cu magnitudinea RMS și că are un unghi de fază întâmplător, atunci problema rezolvării unghiului receptat va fi după cum urmează.

2.5.2. Comparație între BER și zgomotul căii.

Figura 29 prezintă efectul zgomotului recapționat în unghiul de fază. Dacă lasăm ca amplitudinea semnalului să fie 1 și lungimea vectorului de zgomot să fie A cu unghiul θ, atunci eroarea de fază receptată este θerr.

Figura 29 Vectorul receptat, arată efectul zgomotului în unghiul de fază receptat

Folosind trigonometria:

Din moment ce

Atunci,

Rata semnalului determină o amplitudinea relativă a semalului receptat și nivelul zgomotului.

Deoarece semnalul este măsurat la o amplitudine de 1, amplitudinea zgomotului este :

Notă:

SNR-ul se bazează pe amplitudinile semnalelor, măsurarea și exprimarea semnalelor în decibeli trebuie făcută cu mare exactitate.

Dacă substituim aceasta obtinem:

Zgomotul din semnal poate avea orice unghi de fază.

Se vrea să se determine eroarea de fază RMS, așa că dacă determinăm eroarea de fază medie (presupunând că unghiul de fază al zgomotului este întotdeauna pozitiv) atunci aceasta poate fi determinată măsurând eroarea RMS.

Unghiul de fază mediu poate fi găsit prin integrarea θerr peste o jumătate de cerc ().

Eroarea de fază RMS va fi mai mare cu π/2, astfel:

Ecuația 1

Această ecuație a fost utilizată pentru a prezice eroarea de fază RMS pentru diferite SNR-uri ale căii.

Rezultatele au fost comparate cu rezultatele obținute folosind simularea OFDM. Figura 30 prezintă rezultatele prezise pe baza derivării matematice de mai sus care corespunde rezultatelor simulate foarte bine.

Eroarea de fază RMS receptată în undele purtatore COFDM comparativ cu rata zgomotului din canal.

Figura 30 Comparație între eroarea de fază RMS măsurată folosind simulațiile și rezultatele prezise (sunt de asemenea prezentate în tabelul 22).

Odată ce eroarea de fază RMS a fost calculată, BER-ul poate fi ușor calculat folosind simplă probabilitate. Eroarea de fază RMS este deviația standard a erorii de fază. O eroare va apărea dacă eroarea de fază devine mai mare decât maximum permis pentru metoda de modulație folosită. Astfel BER-ul poate fi determinat găsind probabilitatea erorii de fază ca fiind mai mare decât zero, minus orice maxime de fază pentru o deviație standard egală cu eroarea de fază RMS. Aceasta este subliniată în următorul exemplu.

Rata bitului de eroare (BER) a unei legături OFDM poate fi prezisă pe baza raportului dintre rata semnalului cu zgomot (SNR) și modulația de fază utilizată (exemplu :BPSK, QPSK). Acest lucru s-a realizat prin descoperirea efectului erorii de fază RMS așteptate asupra semnalului. Rata bitului de eroare poate fi găsită prin compararea magnitudinii erorii de fază RMS cu cea a fazei maxime premise pentru modulația de fază particulară folosită ().

2.5.2.1 Unghiul de fază maxim permis.

este eroarea de fază maximă permisă pentru semnalul receptat, înainte ca o eroare să apară pe cuvântul receptat:

Figura 31. Diagrama IQ pentru QPSK prezentând locațiile de fază pentru date și este de 45 de grade:

Odata și stabilite, z poate fi calculat, și BER-ul găsit din tabelul 22.

2.5.2.2 Exemplu

Pentru o transmisie QPSK dacă SNR-ul al căii este de 10dB, se poate găsii BER-ul:

Nota :

Tabelul 21 prezintă calcule din Ecuația 1

Din tabelul 21 = 16,5 grade

Pentru QPSK, = 45 grade

De aceea ,

Din tabelul 22, BER-ul este între 0,0053 și 0, 0091 cu o valoare de 0,0077 dacă rezultatele sunt interpolate.

BER = 0,0077

2.6 Implementarea sistemului OFDM.

Aplicația finală propusă presupune utilizarea OFDM pentru sistemele de comunicații radio cum ar fi sistemele de telefonie mobilă celulare, sistemele de telefonie radio fixe, legăturile de date radio și rețelele locale radio de computere mobile. Dacă OFDM va fi folosit cu oricare din aceste aplicații, atunci lățimea de bandă folosită trebuie să fie suficient de mare pentru a fi competitivă cu alte tehnologii radio.

În această secțiune se discută dacă puterea semnelor procesate corespunde implementării în practică a semnalului OFDM. Un sistem OFDM implică în principal procesarea semnalelor digitale, astfel că obiectivul principal al comportării sistemului depinde de disponibilitatea procesării de înaltă performanță a semnalelor. Sunt două moduri principale în care semnalul OFDM poate fi procesat, cum ar fi: folosirea unui DSP cu scop general sau implementarea procesării în hardware folosind un circuit integrat specializat.

2.6.1. Folosirea unui DSP cu scop general.

Pentru a genera și recepta un semnal OFDM sunt câteva etape de procesare necesare.Oricum,cea mai multă procesare este necesară pentru realizarea trasformării fourier rapide (FFT). Complexitatea realizării FFT depinde de dimensiunea FFT. Cu cât FFT este mai mare, cu atât este mai mare numărul de calcule necesare, oricum, cu cât perioada de simbol este mai lungă, cu atât procesarea necesară este mai mică, pentru o procesare rapidă folosim o singură FFT. Se poate observa în tabelul 15 calculele necesare pentru o FFT de ordinul 2N cu N, deasemenea pentru o perioada de simbol cu un număr mare de FFT procesarea suplimentară necesară este minimă.

Tabelul 15.Complexitatea procesării pentru FFT.

Eficiența de procesare a unui procesor DSP depinde de arhitectura procesorului, oricum pentru cele mai multe DSP-uri de specializare unică numărul total de cicluri necesar pentru calcularea unui FFT este de două ori numărul total de calcule prezentat în tabelul 15. Aceasta se datorează calculelor complexe necesitând două operații pe calcul.

Puterea de procesare necesară.

Pentru a estima puterea de procesare necesară pentru implementarea unui sistem de telefonie practic, să considerăm un exemplu.

Tabelul 16. Exemplu de sistem OFDM

Tabelul 16 prezintă un exemplu de sistem. Din parametrii sistemului de bază se pot calcula numărul necesar de unde purtătoare, rata de transfer a utilizatorului și rata de simbol.

Tabelul 17 Parametrii sistemului derivat pentru exemplul sistemului OFDM.

Din tabelul 15, numărul de calcule complexe necesare pentru o FFT de 2048 de puncte este 33792. Timpul maxim în realizarea calculelor este de o dată pentru fiecare simbol, deci o dată la fiecare 833µsec. Dacă presupunem că procesorul utilizat necesită 2 instrucțiuni pentru a realiza un singur calcul complex, și este o suplimentare de 30% pentru programarea operațiilor și alte procesări.

Puterea de procesare minimă necesară pentru aceasta este atunci:

MIPS= X 1,3 X 10-6=105

Astfel emițătorul necesită >105 MIPS pentru a implementa emițătorul OFDM. Receptorul va necesita la fel de mult ca și emițătorul, astfel că un transmițătorul complet OFDM va necesita > 210 MIPS.

Aceasta reprezintă un necesar de timp mare de procesare. Majoritatea DSP-urilor actuale ieftine sunt de numai 25-50 MIPS (ex: AD2181 este 33 MIPS). În acest moment, cel mai rapid DSP pentru scopuri generale este produs de Texas Instruments. TMS 320C6 are o capacitate de până la 1600 MIPS care îl fac să fie cât se poate de suficient de rapid pentru un emițător – receptor OFDM.

OFDM necesită în mod clar putere mare de procesare, oricum din moment ce tehnologia computerelor avansează atât de repede s-ar putea să nu devină o problemă în viitor.

3. CDMA.

3.1. Modelul simulat.

3.1.1. Legătura directă.

Legătura directă a modelării sistemului CDMA folosește codurile Walsh ortogonale pentru a separa utilizatorii.

Fiecărui utilizator îi este alocat în mod aleatoriu un cod Walsh pentru a diviza datele ce trebuie transmise.

Semnalele transmise de la toți utilizatorii sunt combinate împreună apoi trecute printr-un model cale radio.

Aceasta permite retezarea semnalului, adăugarea interferenței multicale și adăugarea zgomotului gaussian în semnal.

Receptorul folosește același cod Walsh care a fost utilizat de transmițător pentru a demodula semnalul și a recupera datele.

După ce semnalul receptat a fost reunificat folosind codul Walsh, este transmis înapoi cu aceași rata de transfer inițială.

Acest lucru se realizează prin utilizarea unui filtru integrat, urmat de un comparator care să decidă dacă data a fost 1 sau 0.

Datele receptate sunt apoi comparate cu datele origilale transmise pentru a calcula rata de eroare (BER).

Eroarea de amplitudine RMS este de asemenea rezolvată. Nivelul semnalului după ce a fost demodulat și filtrat este comparat cu amplitudinea așteptată a semnalului pe baza datelor transmise.

Eroarea de amplitudine RMS se leagă direct de rata de eroare, așa că este o măsurătoare folositor de făcut.

Figura 33 prezintă modelul utilizat pentru simulările legăturii directe ale CDMA.

Figura 33.

3.1.2. Calea inversă.

Calea inversă a legăturii CDMA a fost simulată într-un mod similar cu legătură directă cu excepția faptului că nu sunt folosite codurile ortogonale Walsh. După cum s-a prezentat mai devreme este extrem de dificil să folosești efectiv codurile ortogonale într-o cale inversă de la stații mobile la stația de bază din cauza dificultăților de acuratețe în sincronizarea sistemului. De aceea au fost utilizate pur si simplu coduri pseudo întâmplătoare lungi în locul codurilor Walsh.

3.2. Rezultatele simulării.

3.2.1. BER în funcție de numărul de utilizatori într-o celulă.

Calea inversă a unui sistem CDMA de la stațiile mobile la stația de bază, folosește coduri non-ortogonale care sunt coduri de zgomot pseudo întâmplătoare (codurile PN). Acesta determină interferența unuia cu altul a tuturor semnalelor provenite de la fiecare utilizator. Semnalele transmise de la fiecare utilizator sunt necorelate unul cu altul deoarece fiecare utilizator folosește un cod unic de secvență pseudo întâmplătoare care determină în semnal apariția unui zgomot de la alți utilizatori.

Figura 34. BER în funcție de numărul de utilizatori într-o celulă, pentru calea inversă într-un sistem CDMA.

BER-ul pentru calea inversă dintr-un sistem CDMA crește cu creșterea numărului de utilizatori care folosesc aceeași celulă. Figura 34 prezintă BER–ul așteptat pe baza numărului de utilizatori într-o celulă. Rezultatul prezentat se referă la o celulă izolată ce nu prezintă interferențe din partea celulelor vecine, în lipsa efectelor multicale și a zgomotului de cale. Oricare dintre aceste efecte ar înrăutăți BER-ul. Din figura 34 se poate observa că BER-ul crește semnificativ dacă numărul de utilizatori este mai mare de 8. Acesta reprezintă numai 12,5% din capacitatea totală de utilizatori care este de 64 utilizatori.

Numărul maxim de utilizatori în celulă poate fi crescut prin folosirea corecției avansate de eroare directă, a detecției activității prin voce și sectorizarea celulei. Pentru aplicații cum ar fi rețele radio locale transferul de date se face în general in rafale. Aceasta permite micșorarea efectului fiecărui utilizator față de ceilalți ducând la o posibilitate de creștere a numărului de utilizatori. Din figura 34 rezulta faptul ca interferențele ce apar între utilizatori reprezintă un punct slab al legăturii directe în CDMA, reducând capacitatea celulei la aproximativ 8-12 utilizatori.

3.2.1.1. Imunitatea Multicăii.

CDMA este inerent stabilă la toleranța de întârzieri mari ale semnalelor multicale pe masură ce orice semnal este intârziat mai mult și nu se coreleaza cu codul PN ce decodifică semnalul, ceea ce duce la comportarea multicăii ca și un zgomot, aceasta conducând la mărirea interferențelor ce sunt simțite de fiecare utilizator, sporind astfel cantitatea de BER receptionată.

In figura 35 se poate observa efectul întârzierii în legătura inversă într-un sistem CDMA. Se poate observa că BER-ul este aproape constant pentru o întârziere de împrăștiere mare în timp (0.8 sec), ceea ce se reflectă în necorelerea semnalului.

Figure 35 Efectul de întârziere la împrăștiere al multicăii într-o legătură inversă a unui sistem CDMA.

Întârziere la împrăștiere a multicăii duce la o sporire în numãrul echivalent a utilizatorilor din celulã, sporind astfel interferențele ce se revăd la recepție.

Figurã 36 aratã cum creșterea puterii semnalului multicale duce la o sporire a numãrului de utilizatori din celulã.

La aceastã simulare s-a folosit un numãr fix de utilizatori în legãtura CDMA.

La un semnal de multicale au fost adaugate 10 eșantioane în întârziere (pentru a garanta că este necorelat).

Se poate observa căci odata cu creșterea amplitudinii semnalului crește și BER-ul. Acest BER din figura 35 a fost comparat cu cel din figura 34 pentru a descoperi numãrul echivalent de utilizatori care produc același efect. Adãugarea de eșantioane la semnalul multicale sporește interferența totalã în celulã. Nivelul aceastei creșteri este proportionalã cu numãrul de utilizatori din celulã și puterea de semnalului al multicăii. În figurã 36 de asemenea aratã rezultatele obținute prin prezicere datorate sporirii interferențelor.

Figura 36 Sporirea interferențelor vãzutã de receptor datoritã întârziere la împrăștiere a multicăii.( x este amplitudinea multicăii și x2 este puterea de multicale)

Retezarea vârfului de sarcină.

Toleranța la distorsiuni admisibilã a semnalului, în oricare transmisie de date este foarte importantã, ea determinã ce tip de amplificatorul de putere trebuie sã fie folosit.

Prinderea semnalului reduce vârfului de sarcină în raportul cu eroarea de amplitudine RMS a semnalului de RMS astfel permițând o creștere remarcabilã a puterii transmițãtorului.

Figura 37. Efectul retezării vârfului de sarcină asupra BER pentru calea directă și inversă din CDMA.

Pentru calea inversă începutul BER-ului este inițial înalt datorită interferenței între utilizatori. Retezarea vârfului de sarcină a semnalului are efect redus asupra căii inverse deoarece extra zgomotul datorat distorsiunii nu este foarte ridicat comparativ cu interferența între utilizatori, și în plus orice zgomot adăugat este redus de către factorul de câștig al procesului sistemului.

Retezarea vârfului de sarcină pentru calea inversă, ar apărea numai datorită distorsiunii în receptorul stației de bază, deoarece aceasta este singurul punct unde toate semnalele sunt combinate. Un receptor anterior este puțin probabil să cauzeze retezarea semnificativă a semnalului și astfel rezultatul prezentat în figura 37 nu este foarte important.

Rezultatul legăturii directe este mai important deoarece retezarea semnificativă a semnalului transmis/ emis poate apărea la transmițătorul/ emițătorul stației de bază.

Rezultatul pentru legătura directă este complet diferit de cel pentru cale inversă. Toleranța la retezarea vârfului de sarcină al legăturii directe este similară cu rezultatul obținut pentru OFDM (vezi figura 18 în secțiunea 2.2.2.)

BER-ul este scăzut pentru o retezare a vârfului de sarcină de mai puțin de 10dB, peste care natura ortogonală a codurilor Walsh folosite începe să fie nesemnificativă ca și efect.

Zgomotul canalului.

Comportarea zgomotului căii în legatura inverse a CDMA este prezentată în figura 38. Aceasta prezintă creșterea BER atunci când SNR-ul căii se înrăutățește. Datorită nivelului înalt al interferenței între utilizatori, adăugarea zgomotului căii conduce numai la o creștere graduală a BER.

BER-ul fiecăreia din linii (10 utilizatori, 20 utilizatori și 30 utilizatori) se apropie aproximativ de același BER la un SNR de 0dB.

La 0dB, zgomotul efectiv al căii este același ca și când s-ar adăuga 64 de utilizatori suplimentari la celulă, astfel că diferența între 10, 20 sau 30 de utilizatori devine nesemnificativă. BER-ul este foarte mare pentru mai mult de 10 utilizatori, indiferent de SNR-ul căii, astfel făcând inutilizabili 20 sau 30 de utilizatori .

Oricum pentru 10 utilizatori, BER-ul devine mai mare cu 0,01 la un SNR de aproximativ 14dB. Acesta este maximul de BER care poate fi tolerat.

Figura 38 BER comparativ cu SNR-ul canalului radio calea inversă a unui sistem CDMA.

3.3. Modelul matematic al căii directe.

3.3.1. Capacitatea unei celule dintr-un sistem CDMA.

Capacitatea unui sistem CDMA este limitat de către legãtura inversã. Folosirea de legãturi inverse corelate, non-ortogonale  codificate PN. care mãrci el a limitat cu intervenþie de la alþi utilizatori. Utilizator unul pe celãlalt apare precum zgomot pe mãsura ce zgomotul adiþional la celulã. Dacã noi iniþial presupunem o celulã singurã zgomotul de atunci în sistem va fi va determina cu numãrul de utilizatori în celulã. Dacã presupunem că avem un numãr N de utilizatori și fiecare utilizator are puterea S. Puterea semnalul receptat se compune din puterea semnalul primit de la utilizatorul dorit S și N-1 interferențe de la ceilalți utilizatori, astfel că SNR-ul va fi:

Marimea SNR-ului in canal este redusă de factorul de câștig în timpul demodulării, zgomotul al fiecărui bit dupa demodulație, va fi mai mic. Factorul de câștig reprezintă raportul dintre lățimea totală de bandă (W) și rata benzii semnalului util (R). Astfel puterea receptată pe fiecare bit de eroare este (Eb/No):

Nu s-a ținut cont în ecuația de mai sus de zgomotul de agitație termică, ce aduce un suplus de de cantitate de zgomot. Dacă considerăm zgomotul de agitație termică ca fiind n atunci ecuația de mai sus devine:

Ecuația 1:

Pentru o creștere a capacitații celulei vor trebui reduse semnificativ interferențele dintre utilizatorii celulei, o metodă simplă ar fi aceea de monitorizare a activitații vocale prin faptul că emițătorul trebuie oprit când nu există activitate vocală, ceea ce nu duce la o reducera semnificativă nivelului perturbațiilor din semnalul transmis. Folosirea în schimb a unei antene sectorizate pentru emițător v-a da rezultate semnificative.

Dacă subdivizăm o celulă în trei părți, folosind trei antene fiecare având o deschidere a sectorului de 1200, fiecare din antene va recepta o treime din interferențele pe care le-ar fi recepționat o antena omni-direcțională (1800). Dacă considerăm raportul ciclic al activității vocale ca fiind d și G sectorizarea celulei, atunci ecuatia devine:

Astfel capacitatea celulei va deveni:

Ecuația 2:

unde:

G este sectorizarea antenei,

d este raportul ciclic al activității vocale,

Eb/No este puterea receptată pe fiecare bit de eroare,

W este lățimea totală de bandă,

R este rata benzii semnalului util,

n/S este rata zgomotului termal introdus de fiecare utilizator in celulă.

3.3.2. Capacitatea unei singure celule CDMA.

Capacitatea celului unui sistem CDMA depinde de lățimea de bandă utilizată, factorul de câștig al procesului și rata de eroare permisă. În această discuție, vom lua în considerare sistemul cu aceeași lățime de bandă și aceeași rată de transfer a utilizatorului ca și sistemul din exemplu pentru OFDM în sectiunea 2.6.

Exemplul OFDM folosește o lățime de bandă de 1,25 MHz. Sistemul OFDM ar putea servi 64 de utilizatori, fiecare folosind 39Kbps, ori 128 de utilizatori folosind 19,5Kbps, în funcție de alocarea spectrului. Pentru CDMA, dacă utilizăm un factor de câștig al procesului de 64, acesta va furniza fiecărui utilizator o capacitate de rată de transfer de 19,5Kbps făcându-l comparabil cu sistemul OFDM cu 128 de utilizatori. Din moment ce capacitatea unui sistem CDMA este dependentă de toleranța la zgomot a datelor, dacă presupunem că Eb/No este 8dB, vom obține un BER de ~ 0,006 care este acceptabil pentru comunicațiile de voce (vezi tabelul 23 in Apendix pentru mai multe detalii). Pentru legătura CDMA care nu are o activitate de detecție a vocii și nici sectorizare a celulei, capacitatea celulei poate fi calculată folosind ecuația 2 dupa cum urmează:

G=1, d=1, Eb/No=8dB=6,31, W=1,25MHz, R=19,5KHz și n/S=0

(se presupune că nu există zgomot termal)

Din ecuatia 2

Aceasta dă o eficiență spectrală de numai ==0,173 biți/Hz

Acest rezultat este destul de slab deoarece capacitatea celulei este de mai mult de 10 ori mai slabă decât a fost pentru OFDM. Oricum eficiența CDMA poate fi îmbunătățită prin folosirea detecției de voce pentru a reduce raportul ciclic al fiecărui utilizator și prin folosirea sectorizării celulei. Oricum este de notat că detecția activității de voce poate fi folosită numai pentru comunicațiile vocale și nu pentru transferul general de date. Astfel că tot ceea ce se realizează efectiv este reducerea transferului de datelor permise din sistem pentru fiecare utilizator. Prin aplicarea atât a detecției raportului ciclului cât și al sectorizării celulei capacitatea efectivă este crescută. Dacă presupunem că celula este împărțită în 3 părți, atunci factorul ideal de sectorizare al celulei este 3, lobii laterali ai antenelor utilizate vor reduce întotdeauna aceasta, reducând factorul la aproximativ 2,55.

Folosind G=2,55, d=0,4 (ex 40%) capacitatea celulei devine

Astfel eficiența spectrală este =

Aceasta numai jumătate din capacitatea unui sistem OFDM și ajunge la un cost redus al transferului de date. Tabelul 19 prezintă modul cum supra-capacitatea unui sistem CDMA se schimbă în funcție de BER-ul permis, fiind diferit de BER-ul OFDM care în mod ideal este 0 pentru 128 utilizatori, ca în exemplu:

Tabelul 19. Capacitatea celulei prezisă pentru o celulă CDMA unică cu un factor de câștig al procesului de 64, depinzând de toleranța Eb/No.

3.3.3. Capacitatea CDMA și OFDM pentru sisteme cu celule multiple.

În orice sistem celular, interferența de la celulele vecine coboară capacitatea totală a fiecărei celule. Pentru sistemele OFDM și CDMA convenționale, fiecare celulă trebuie să aibă în general o frecvență de operare diferită de a celulelor imediat vecine. Aceasta pentru a reduce mărimea de interferență la un nivel acceptabil. Frecvențele sunt refolosite într-un anume mod, folosind o spațierea între celule, frecvențele folosite sunt determinate de un anumit factor de reutilizare.

Factorul de reutilizare al frecvenței depinde, de toleranța la interferență a sistemului de transmisie. Pentru sistemele analogice tipice, necesită o rată a interferenței pe unda purtătoare (C/I) să fie mai mare de 18 dB [18], care necesită un factor de reutilizare al frecvențelor de 1/7 (vezi figura 39 (b)). Cele mai multe sisteme digitale necesită numai un C/I de 12 dB, permițând un factor de reutilizare al frecvențelor de 1/3-1/4(vezi figura 39(a)).

Oricum CDMA folosește aceeași frecvență în toate celulele, permițând în mod ideal un factor de reutilizare de 1(vezi figura 39(c)).

Figura 39. Modelul de reutilizare al frecvențelor pentru (a) 3 frecvențe (sisteme digitale), 7 frecvențe (OFDM analog), (c) CDMA.

În practică eficiența de reutilizare a frecvenței CDMA este cumva mai mică de 1, deoarece celulele vecine determină interferențe, astfel reducându-se capacitatea de utilizator a ambelor sisteme. Factorul de reutilizare al frecvenței pentru un sistem CDMA este de aproximativ 0,65[16]. Figura 40 prezintă interferențele de la celulele vecine. Este de notat faptul că cele mai multe interferențe de învecinare provin de la vecinii din imediata apropiere a celulei.

Figura 40.Contribuția la interferență a celulelor vecine într-un sistem CDMA [16].

Capacitatea celulei pentru un sistem multicelular CDMA este egală cu capacitatea unei celule unice redusă de factorul de reutilizare al frecvenței. Tabelul 20 prezintă efectul acestora asupra capacității CDMA. Capacitatea celulei pentru CDMA este foarte scăzută dacă se folosesc activități de detecția vocii și sectorizarea celulei. Un sistem CDMA obișnuit poate avea numai undeva între 5-11 utilizatori/ celulă/ 1,25 Mhz. Folosirea sectorizării celulei și detecția activității de voce permite capacității să fie crescută până la de 6,4 ori, permițând undeva între 30 – 70 utilizatori/ celulă/ 1,25Mhz.

OFDM ar necesita un model de reutilizare a frecvenței care să poată fi folosit într-un mediu multicelular pentru a reduce nivelul interferenței intercelulare. C/I necesar ar trebui să fie mai mare de ~12 dB (vezi toleranța la zgomotul Gaussian a OFDM, secțiunea 2.2.3). Aceasta s-ar putea realiza cu un factor de reutilizare al frecvenței de aproximativ 3, aceasta ar trebui să fie ușor de realizat deoarece sectorizarea celulei poate de asemenea să fie utilizată pentru reducerea nivelului de interferență. Rezultatul ar fi o capacitate a celulei pentru OFDM aproximativ egală cu 128/3=42,7utilizatori/ celulă/ 1,25Mhz într-un mediu multicelular.

Tabelul 20. Capacitatea celulei aproximată pentru o celulă CDMA într-un mediu multicelular , pentru un factor de câștig de 64.

4. CONCLUZII.

În stadiul curent al cercetărilor s-a stabilit că OFDM este o tehnică potrivită ca tehnică de modulație pentru telecomunicațiile radio de înaltă performanță.

Confirmarea funcționării unei legături OFDM s-a realizat folosind simulările pe computer și câteva teste practice realizate cu un semnal lățime de bandă mică. Până acum numai 4 criterii principale de performanță au fost testate, acestea fiind toleranța OFDM la întârzierea de împrăștiere al semnalului multicale, zgomotul din canal, retezarea vârfului de sarcină și eroarea de timp de început. Alți câțiva factori importanți ce afectează performanța OFDM au fost măsurați numai în parte. Aceștia includ efectul erorilor de stabilitate în frecvență asupra OFDM și efectele zgomotului asupra transmisiei.

S-a constatat că OFDM se comportă foarte bine în comparație cu CDMA depășind CDMA în multe domenii pentru un mediu cu o singură celulă sau multicelular. OFDM permite de 2-10 ori mai mulți utilizatori decât CDMA într-un mediu cu o celulă unică și de la 0,7-4 ori mai mulți utilizatori într-un mediu multicelular. Diferența în privința capacității de utilizatori între OFDM și CDMA a depins de folosirea sau refolosirea sectorizării celulei a activității detecției de voce.

S-a constatat că CDMA se comportă bine numai într-un mediu multicelular unde o singură frecvență este utilizată în toate celulele. Aceasta crește performanța comparativă în raport cu alte sisteme care necesită un model celular de frecvență pentru a reduce interferența intercelulară.

O arie de importanță majoră care nu a fost investigată privește problemele ce pot fi întâlnite când OFDM este utilizat într-un mediu cu mulți utilizatori. O posibilă problemă ce poate fi întâlnită constă în faptul că receptorul poate necesita un domeniu dinamic foarte larg pentru a rezolva variația mare de putere a semnalului între utilizatori.

Această lucrare s-a concentrat pe OFDM, oricum cele mai multe sisteme practice ar utiliza corecția de eroare pentru a îmbunătăți performanța sistemului. Trebuie realizate cercetări mai aprofundate pentru studierea schemelor de corecție a erorii care ar putea fi potrivite pentru aplicațiile de telefonie și transmisie de date. Câteva tehnici de modulație pentru OFDM au fost studiate în această lucrare incluzând BPSK, QPSK, 16PSK și 256PSK, oricum posibilele creșteri de câștig s-ar baza folosirea diferitelor tehnici de modulație în funcție de tipul de date ce trebuie transmis. Mai multe cercetări ar putea fi făcute pentru investigarea tehnicilor potrivite pentru a face aceasta.

OFDM promite să fie o tehnică de modulare potrivită pentru comunicațiile radio de înaltă capacitate, a cărei importanță va crește în viitor deoarece rețelele radio depind din ce în ce mai mult de aceasta.

ANEXA 1. ACRONIME FOLOSITE.

––––––––––––––––––––––––––––––––-

ANEXA 2. INDEX FIGURI.

Figura 1. Evoluția rețelelor actuale spre următoarea generație de rețele fără fir[1].

Figura 2. Efectele Propagării Radio.

Figura 3. Semnale Multicanal.

Figura 4. FADING tipic al lungimii de undă în timp ce unitatea mobilă este în mișcare. (la 900 MHZ) (15).

Figura 5. Întârzierea de împrăștiere multicale.

Figura 6. FDMA-prezintă faptul că fiecare cale de bandă îngustă este alocată unui singur utilizator.

Figura 7. Spectrul FDMA, unde lățimea de bandă disponibilă este subdivizată în căi de bandă mai îngustă.

Figura 8. Schema TDMA unde fiecărui utilizator îi este alocat un interval de timp m.

Figura 9. Hibrid TDMA/ FDMA evidențiind faptul că lațimea de bandă împarțită în căi de frecvență și intervale de timp mic.

Figura 10. prezintă utilizarea generală a spectrului folosind CDMA.

Figura 11. prezintă procesul transmisiei CDMA.

Figura 12. prezintă un emițător CDMA de bază.

Figura 13. prezintă generarea unui semnal CDMA folosind un cod scurt de 10 cipuri lungime.

Fig. 13.1. Schemă de acces hibrid TDMA / FDMA.

Fig.13.2. Structura de principiu a unui sistem TD-CDMA.

Fig.13.3. Un exemplu de structură multicadru, compatibilă GSM.

Fig.13.4. Exemple de configurare pentru comunicarea TDD.

Fig.13.5. Schemă pentru distribuirea resurselor fizice pentru canalul de trafic.

Figura 14. Prezintă schema unui emițator și receptor de bază OFDM.

Figura 15. Secțiunea unui semnal OFDM prezentând 5 simboluri, folosind o perioadă de gardă care este jumătate o extensie ciclică a simbolului, și jumătate un semnal de amplitudine 0. (Pentru un semnal folosind FFT punct 2098 și o perioadă de gardă totală de 512 eșantioane).

Figura 16. Modelul OFDM folosit pentru simulări.

Figura 17. Toleranța întârzierii de împrăștiere a OFDM.

Figura 18. Efectul tăierii vârfului de sarcină pentru OFDM.

Figura 19. Comparație BER cu SNR pentru OFDM folosind BPSK, QPSK și 16 PSK.

Figura 20. Efectul erorii de sincronizare de cadru asupra semnalului OFDM receptat.

Figura 21 Structura cadru, prezentând simbolul nul între cadre.

Figura 22: Structura cadru folosită pentru transmisia OFDM.

Figura 23. Imaginea folosită în testele de transmisie.

Figura 24. Performanțele OFDM folosind VCR ca și cale, în funcție de numărul de unde purtătoare folosit.

Figura 25. Imagine transferată la 134 kbps într-o lățime de bandă de 18,2 khz pe o cale audio VCR, folosind 210 unde purtătoare.

Figura 26. Răspunsul în frecvență pentru bucla de test Sound Blaster / VCR folosind o Fs=44Khz.

Figura 27. Răspunsul în frecvență înregistrate/ play back pentru JVC TD-w444/ sound blaster cu o rată de eșantionare de 44,1 Khz.

Figura 28. Comparație între SNR-ul imaginii receptate folosind QPSK și 256 PSK comparativ cu SNR-ul.

Figura 29. Vectorul receptat, arată efectul zgomotului în unghiul de fază receptat.

Figura 30. Comparație între eroarea de fază RMS măsurată folosind simulațiile și rezultatele prezise (sunt de asemenea prezentate în tabelul 22).

Figura 31. Diagrama IQ pentru QPSK prezentând locațiile de fază pentru date și este de 45 de grade.

Figura 33. Prezintă modelul utilizat pentru simulările legăturii directe ale CDMA.

Figura 34. BER în funcție de numărul de utilizatori într-o celulă, pentru calea inversă într-un sistem CDMA.

Figura 35. Se observă efectul întârzierii în legătura inversă într-un sistem CDMA.

Figura 36. Sporirea interferențelor vãzutã de receptor datoritã întârzierii la împrăștiere a multicăii.( x este amplitudinea multicăii și x2 este puterea de multicale).

Figura 37. Efectul retezării vârfului de sarcină asupra BER pentru calea directă și inversă din CDMA.

Figura 38. Prezintă creșterea BER atunci când SNR-ul căii se înrăutățește.

Figura 39. Modelul de reutilizare al frecvențelor pentru (a) 3 frecvențe (sisteme digitale), 7 frecvențe (OFDM analog), (c) CDMA.

Figura 40. Contribuția la interferență a celulelor vecine într-un sistem CDMA [16].

_________________________________________________________________________

ANEXA 3. INDEX TABELE.

Tabelul 1. Standardele mobile cele mai importante în America de Nord[6].

Tabelul 2. Standardele mobile cele mai importante în Europa[6].

Tabelul 3. Prezintă caracteristicile unora dintre serviciile UMTS.

Tabelul 4. Cuprinde câteva dintre mediile pe care UMTS trebuie să le acopere.

Tabelul 5. Prezintă cele trei tipuri de celule folosite în sistemul UMTS și unele din caracteristicile celulelor.

Tabelul 6. Sunt prezentate variațiile tipice ale atenuării datorate shadowing.

Tabelul 7. Distribuția cumulată lungimii de undă (Valori din[15] ).

Tabelul 8. Întârzierea de împrăștiere tipică.

Tabelul 8.1. Parametrii principali ai unui sistem TD-CDMA.

Tabelul 8.2. Controlul puterii în sistemul TD-CDMA.

Tabelul 9. Prezintă datele concrete pentru majoritatea simulărilor realizate cu semnalul OFDM.

Tabelul 10. Imagini OFDM receptate folosind calea audio a VCR.

Tabelul 11. Rezultatele retezării semnalului OFDM, prezentând BER-ul regulat.

Tabelul 12. Prezintă două imagini care au fost înregistrate pe casetofonul audio și apoi înregistrate și decodate înapoi în computer.

Tabelul 13. Fluctuațiile de amplitudine și frecvență în 10 secunde, sunet de 10 KHz.

Tabelul 14. Comparație între QPSK și 256 PSK pentru transmiterea unei imagini în condiții de zgomot.

Tabelul 15. Complexitatea procesării pentru FFT.

Tabelul 16. Exemplu de sistem OFDM.

Tabelul 17. Parametrii sistemului derivat pentru exemplul sistemului OFDM.

Tabelul 19. Capacitatea celulei prezisă pentru o celulă CDMA unică cu un factor de câștig al procesului de 64, depinzând de toleranța Eb/No.

Tabelul 20. Capacitatea celulei aproximată pentru o celulă CDMA într-un mediu multicelular , pentru un factor de câștig de 64.

Tabelul 21. Eroarea de Fază Presupusă a unei unde purtătoare OFDM la diferite valori SNR.

Tabelul 22. Rata de Eroare Bit Presupusă pentru variate valori ale zgomotului Z este raportul dintre unghiul de fază permis maxim și erorea de fază RMS.

Tabelul 23. Prezintă BER-ul Presupus în functie de raportul dintre energia per bit și zgomot pentru un sistem CDMA.

BIBLIOGRAFIE

1.S. Swales, M. Beach, "Third Generation Wireless Networks", University of Bristol, Future Communication Systems course, April 1994.

2.T. Rappaport, "Wireless Communications, Principle & Practice", IEEE Press, Prentice Hall, pp. 3, 1996.

3.I. McKenzie, "Second Generation", Global Communications, pp. 26-30, First Quarter 1990.

4.B. Leff, "Making sense of wireless standard and system designs", Microwaves & RF, pp. 113-118, February 1994.

5.J. Scourias, "Overview of the GSM Cellular System, Extended Abstract", University of Waterloo, http://ccnga.uwaterloo.ca/~jsouria/GSM/trio.html, August 1997.

6.T. S. Rappaport, "Wireless Communications Principles & Practice", IEEE Press, New York, Prentice Hall, pp. 399-422, 1996.

7.T. Bell, J. Adam, S. Lowe, "Communications", IEEE Spectrum, pp. 30-41, January 1996.

8.R. Comerford, "Interactive Media: An Internet reality", IEEE Spectrum, pp. 29-32, April 1996.

9.R. S. Swain, "UMTS – A 21st Century System", http://www.vtt.fi/tte/nh/UMTS/umts.html, Sept 1995.

10.G. Livingston, Third Generation Wireless Standards to Shape Internet’s Future", WirelessNOW, http://www.commow.com/3rd_Generation.html.

11.M. Beach, "Propagation and System Aspects", University of Bristol, Future Communication Systems course, April 1994.

12.P. Tipler, "Physics for Scientists and Engineers", 3rd Edition, Worth Publishers, pp. 464-468, 1991.

13.C. Kikkert, "Digital Communication Systems and their Modulation Techniques", James Cook University, October 1995.

14.D. Magill, "Spread-Spectrum Technology for Commercial Applications", Proceedings of the IEEE, Vol. 82, No. 4, April 1994.

15.T. S. Rappaport, "Wireless Communications Principles & Practice", IEEE Press, New York, Prentice Hall, pp. 169-177, 1996.

16.J. D. Gibson, "The mobile communications handbook", CRC Press, pp. 366-368, 1996.

17.P. Donegan, "IS-95 CDMA becomes a world standard", http://www.cdg.org/magazines/spectrum/article4_int.html, 1997.

18.D. Whipple, "North American Cellular CDMA", Hewlett-Parkard Journal, pp. 90-97, December 1993.

19.D. Jiraud, "Broadband CDMA for Wireless Communications", Applied Microwave & Wireless, 1995.

20.L. Geppert, "Semiconductor lithography for the next millennium", IEEE Spectrum, pp. 34, April 1996.

21.E. Ifeachor, "Digital Signal Processing, A Practical Approach", Addison-Wesley Publisher Ltd., pp. 77, 1994.

22.Stanford University, "SPIFFEE, a low power FFT processing chip", http://nova.stanford.edu/~bbass/spiffe.html, July 1997

23.*** Evaluation Report for ETSI UMTS Terrestrial Radio Access (UTRA) ITU-R RTT Candidate Submission

24.*** The ETSI UMTS Terrestrial Radio Access (UTRA) ITU-R RTT Candidate Submission

25. Tero Ojanperä, Ramjee Prasad “Wide band CDMA for third generation mobile communicatios”, Ed. Artech House, Boston, London, 1998

26. ETS TR 121 905 “Universal Mobile Telecommunications System (UMTS); Vocabulary for 3GPP Specifications”