Tranzistoare de Putere Folosite In Constructia Surselor In Comutatie

Capitolul 1

Generalități

Definiții. Clasificări

Funcționarea normală și corectă a oricărui aparat electronic necesită alimentarea acestuia de la surse de tensiune la care variațiile tensiunii de alimentare să nu depășească anumite limite, dependente de performanțele aparatului. Principala sursă de energie electrică folosită la alimentarea aparaturii electronice o constituie rețeaua de curent alternativ. Conversia energiei de curent alternativ în energie de curent continuu se realizează cu sisteme de redresare. Exceptând consumatorii alimentați în curent continuu, de putere mare (motoare electrice de curent continuu, instalații de electroliză, etc.), majoritatea instalațiilor electronice utilizează surse de tensiune continuă caracterizate prin tensiuni de ordinul zecilor de volți și curenți de câțiva amperi, sau, în unele cazuri, zeci de amperi.

Funcționarea în permanență a echipamentelor electrice și electronice de telecomandă feroviară este de neconceput fără alimentarea neîntreruptă cu energie electrică, energie ce trebuie asigurată în orice moment la parametrii corespunzători (tensiune, putere etc.).

Cea mai economică și mai rațională formă de obținere a energiei electrice necesare o constituie racordarea echipamentelor feroviare la rețelele de distribuție a energiei electrice ale sistemului energetic național. Racordarea se poate face direct de la rețeaua trifazică de distribuție de joasă tensiune (220/380V, 50Hz), fie prin transformatoarele coborâtoare, tot trifazice, de la rețeaua de distribuție de medie tensiune: 6, 10 sau 15kV.

Practic, rețelele de distribuție a energiei electrice nu pot funcționa fără întreruperi, cauzate în special de unele deranjamente specifice (furtuni ce produc ruperi de stâlpi sau de conductoare, scurtcircuite etc.). Instalațiile de centralizare, de bloc de linie automat, din triaje etc., fiind instalații ce asigură siguranța circulației trenurilor, nu admit întreruperi ale alimentării, nici de foarte scurtă durată. În scopul asigurării continuității alimentării, se iau diferite măsuri, al căror grad de complexitate depinde de situația locală existentă la punerea în funcțiune a instalațiilor respective.

Principalul consumator de energie electrică este instalația de centralizare electrodinamică. Din acest motiv, toate circuitele de alimentare se grupează în cabina de centralizare, de unde, prin cabluri, se alimentează toate echipamentele de telecomandă.

Ca principiu general, se urmărește existența întotdeauna a cel puțin două surse de energie, care să fie capabile, fiecare în parte, să asigure funcționarea în bune condiții a tuturor instalațiilor.

O primă măsură o constituie alimentarea instalației prin doi fideri separați, de la două surse independente. Una dintre ele este sursa de bază, iar cealaltă sursa de rezervă. Fiderii de la cele două surse sunt supravegheați în mod automat de un panou special, de conectare automată a instalației stației la fiderul cu tensiune.

Deoarece acest sistem nu este întotdeauna suficient de sigur sau posibil de realizat, se prevede de obicei pentru stațiile mari și o sursă autonomă, independentă, constituită dintr-un grup electrogen, montat într-o încăpere a stației. El este constituit dintr-un motor cu ardere internă (Diesel) ce antrenează un alternator trifazic de 50Hz și putere corespunzătoare. Grupul electrogen este prevăzut cu un panou propriu de supraveghere, conectare și reglare, având asigurată pornirea automată după căderea surselor, într-un interval de timp scurt, dar totuși insuficient pentru a preîntâmpina trecerea pe oprire a semnalelor aflate pe liber într-un parcurs anterior comandat.

În figura 1.1 sunt arătate principalele moduri de asigurare a continuității alimentării instalației de centralizare electrodinamică.

Funcționarea instalației necesită atât curent continuu, cât și curent alternativ.

Curentul continuu este utilizat în principal la valorile 12V, 24V și 160V. Curentul de la sursa de 12V se utilizează la acționările unor scheme cu relee și alimentarea unor becuri electrice, cel de la sursa de 24V se utilizează la anumite scheme de comandă și control efectuate cu relee, iar cel de la sursa de 160V se utilizează pentru acționarea electromecanismelor de macaz și iluminatul de rezervă, în caz de avarie.

Tensiunile continue se obțin cu ajutorul redresoarelor, ce încarcă în tampon și baterii de acumulatoare. Se observă că alimentarea în curent alternativ este independentă de existența tensiunii rețelei, un timp determinat de capacitatea bateriei de acumulatoare și consumul instalației.

Tensiunile alternative necesare sunt: 220V pentru alimentarea semnalelor luminoase (ziua), a circuitelor de cale, a dulapurilor de semnal și de barieră, 180V pentru alimentarea semnalelor (noaptea), 127V pentru alimentarea circuitelor de control la electromecanismele de macaz și 12V pentru alimentarea becurilor pe luminoschemă. Toate aceste tensiuni se obțin prin intermediul mai multor transformatoare ce au rapoarte de transformare corespunzătoare.

Obținerea unei autonomii totale față de întreruperile rețelei de distribuție se asigură la instalații cu ajutorul schemei din figura 1.2.

Bateria de acumulatoare de 160V, dimensionată corespunzător, este în permanență alimentată de la un redresor de mare putere, ce asigură atât consumul motoarelor electromecanismelor de macaz, cât și alimentarea unor invertoare statice, ce asigură energia electrică alternativă în 75Hz, pentru toți consumatorii din stație. Se observă că la căderea rețelei de 50 Hz, instalația de centralizare, având bateriile de acumulatoare încărcate, funcționează fără nici o întrerupere.

Pentru a se evita rămânerea fără alimentare în cazul defectării redresoarelor sau invertoarelor, acestea sunt dublate sau triplate, unul fiind de rezervă, gata să intre automat în funcție la defectarea celuilalt.

Distribuția, măsurarea și protecția circuitelor de alimentare în curent continuu și alternativ se efectuează de către un tablou de intrare și distribuție al stației, care cuprinde ampermetre și voltmetre, comutatoare pachet și siguranțe pentru toate circuitele principale.

Un stabilizator de tensiune continuă este un subansamblu electronic, care menține tensiunea de ieșire în limite foarte restrînse, la variații mari ale tensiunii de intrare, a curentului de sarcină sau a temperaturii mediului ambiant.

Stabilizarea unei tensiuni continue se poate asigura fie “înainte de redresor”, menținând constantă tensiunea alternativa de alimentare, fie “dupa redresor”, intercalând între aceasta și sarcina un subansamblu electronic denumit stabilizaror de tensiune continuă, capabil să mențină între anumite limite tensiunea constanta. Stabilizatoarele din cea de-a doua categorie au căpătat cea mai mare răspândire, deoarece prezintă avantajul că mențin mai ușor tensiunea constantă la bornele sarcinii, indiferent de perturbațiile care tind să o modifice.

Tehnologia actuală oferă o mulțime de posibilități de realizare a unui stabilizator de tensiune continuă. În funcție de modul de comandă a elementului de putere, distingem următoarele tipuri de stabilizatoare:

stabilizatoare cu acțiune continuă (stabilizatoare liniare);

stabilizatoare cu acțiune discontinuă (stabilizatoare în comutație).

Proliferarea tehnologiilor LSI (Large Scale Integration) și VLSI (Very Large Scale Integration), precum și expansiunea sistemelor de calcul bazate pe microprocesoare au impus crearea unor noi echipamente electronice, care să fie cât mai compacte, cât mai ușoare, cu volum cât mai mic și cu preț de cost cât mai redus. Sistemele de alimentare cu tensiune continuă bazate pe principiul stabilizării liniare, cu care erau dotate în special mijloacele moderne de calcul, au început să se dovedească nepotrivite pentru un echipament electronic, care trebuie să aibă greutate și volum cât mai mici. Preocupările au fost în mod normal orientate spre găsirea unor soluții care să reducă volumul și greutatea surselor de alimentare.

Progresele tehnologice obținute în domeniul semiconductoarelor de putere, de comutație, realizarea unor circuite magnetice capabile să funcționeze la frecvențe mari și cu pierderi mici, au creat posibilitatea proiectării și realizării unor stabilizatoare de tensiune continuă în comutație, care să satisfacă cerințele impuse de greutate, volum, randament și cost.

Ca și în cazul stabilizatoarelor de tensiune continuă liniare, stabilizatoarele în comutație, în funcție de cerințele impuse tensiunilor și curenților pe care trebuie să-i livreze, se realizează în două variante:

fără circuit de reacție;

cu circuit de reacție.

Sursele de tensiune continuă în comutație, în a căror componență nu apar elemente de circuit care să urmărească modul de variație al tensiunii de ieșire, au o structură simplă. Acestea, în principiu, conțin un redresor, un element de comutație de putere și un filtru. Performanțele lor sunt în general modeste.

Stabilizatoarele de tensiune continuă cu circuit de reacție au o structură mai complexă. Prin intermediul unei bucle de reacție se asigură menținerea constantă a tensiunii de la ieșire în concordanță cu factorii perturbatori din rețea sau de la consumator. Performanțele obținute cu o astfel de structură în ceea ce privește puterea maximă debitată, coeficientul de stabilizare, randamentul sunt superioare față de sursa fără buclă de reglare. În lucrare se utilizează termenul de stabilizator de tensiune continuă în comutație pentru sursa care conține bucla de reglare, iar termenul de sursă în comutație circuitului care furnizeaza tensiune continuă fără să posede bucle de reglare.

Schema bloc a unui stabilizator

de tensiune continuă în comutație

În figura 1.3 sunt prezentate subansamblurile ce intră în componența unui stabilizator în comutație.

Tensiunea alternativă a rețelei este redresată, de obicei, printr-o punte redresoare. De remarcat că între rețeaua de curent alternativ și stabilizator nu este prevăzut nici un transformator de separare. Tensiunea redresată este filtrată corespunzător până se asigură nivelul pulsațiilor admis de celelalte părți componente pentru funcționarea corectă a acestora. Tensiunea continuă alimentează elementul de comutație (de exemplu: tranzistor de putere), care la rândul său este comandat de un semnal rectangular de frecvență mare, care de obicei este de 20 kHz. Tensiunea de formă dreptunghiulară se aplică unui transformator de putere, în secundarul căruia se obține o tensiune de aceeași formă ca în circuitul primar cu amplitudine determinată de raportul de transformare. Transformatorul mai îndeplinește și rol de element izolator între circuitele conectate la rețeaua de curent alternativ și consumator.

Tensiunea alternativă, de formă rectangulară, este în continuare redresată și filtrată și constituie tensiunea de ieșire a stabilizatorului.

Pentru ca tensiunea să rămână constantă chiar dacă tensiunea rețelei se modifică sau dacă circuitul de sarcină își modifică valoarea, un eșantion din tensiunea de ieșire este preluat de circuitul de comandă și control. Acest bloc are rolul de a compara tensiunea de reacție cu o tensiune de prescriere și să ajusteze pe baza rezultatului comparării durata de conducție a elementului de comutare.

Întrucât elementul de comutare se află într-una din cele două stări distincte, conducție respectiv blocare, tensiunea rezultată va avea un important conținut de armonici superioare. Ele pot perturba alte echipamente aflate în apropierea stabilizatorului sau se pot propaga în rețeaua de alimentare. Pentru a împiedica pătrunderea în rețea a tensiunilor perturbatoare la intrarea stabilizatorului este obligatorie folosirea unui filtru (filtru de radiofrecvență).

Stabilizatorul mai posedă circuite de protecție care să-i asigure funcționarea corectă în situații când curentul de sarcină depășește o anumită limită, precum și în cazul apariției unor supratensiuni accidentale.

1.3. Analiza comparativă a stabilizatoarelor în comutație și a stabilizatoar în comutație și a stabilizatoarelor liniare

Stabilizatoarele de tensiune în comutație prezintă o serie de avantaje în comparație cu stabilizatoarele liniare.

La stabilizatoarele liniare elementul regulator de putere disipă o putere egală cu produsul:

Pd=(Uintr-Uieș)Isarcină

Puterea disipată constituie o limitare severă a sferei de aplicabilitate, atât în cazul unor diferențe mari între tensiunea de ieșire, cât și la furnizarea unor curenți de sarcină importanți.

Prin utilizarea stabilizatoarelor în regim de comutație se obține un randament mult mai mare. Elementul de comutație aflându-se doar în cele două stări bine precizate, în conducție, respectiv blocat, puterea disipată pe el este substanțial redusă. Această situație determină creșterea puterii disponibile pe sarcină. Se obțin, în mod uzual randamente de 75-80%, iar în unele situații 90%, chiar și în cazul în care tensiunea stabilizată de la ieșire este o fracțiune din tensiunea de la intrare.

În afară de randamentul ridicat, stabilizatorul prezintă și alte avantaje. Datorită funcționării elementului de comutație în regim blocat-saturat, el poate asigura diferențe de tensiune intrare-ieșire mai mari comparativ cu stabilizatoarele liniare. Diminuarea pierderelor de putere elimină radiatoarele supradimensionate, reducând gabaritul surselor de alimentare. Față de nivelul tensiunii de intrare, stabilizatoarele în regim de comutație pot furniza la ieșire niveluri de tensiune mai mari, mai mici sau de polaritate inversa.

Trebuie remarcat, totuși, că sub aspectul performanțelor electrice, stabilizatoarele în comutație prezintă câteva dezavantaje.

Curentul livrat de redresorul de alimentare este, în general, pulsatoriu. În aplicațiile la care între redresor și sursă apare o impedanță parazită de valoare importantă, schimbările rapide ale curentului absorbit generează tensiuni de zgomot mari. Dezavantajul poate fi eliminat prin reducerea valorii impedanței, prin creșterea timpilor de intrare în conducție, respectiv de blocare a elementului de comutație sau prin introducerea unor filtre adecvate.

Răspunsul la variații rapide ale curentului de ieșire este mai lent. Pentru ca timpul de comutare să fie cât mai scurt, se recomandă folosirea în structura stabilizatorului a unor inductanțe cât mai mici.

Cu toate dezavantajele menționate, stabilizatoarele în comutație sunt tot mai mult acceptate de industrie datorită dimensiunilor mici la care se pot realiza, pentru aceleași puteri disipate, în comparație cu stabilizatoarele liniare, precum și datorită costului care scade o dată cu scăderea prețurilor componentelor active de comutație.

1.4. Clasificarea surselor de tensiune continuă în comutație

Se cunosc din literatura de specialitate numeroase variante constructive adoptate pentru realizarea surselor de tensiune continuă în comutație (STCC). Analizând soluțile constructive adoptate și având în vedere tipul de circuit electronic utilizat ca element de comutație , STCC se pot clasifica astfel:

STCC de tip direct (“forward converter”);

STCC cu revenire (“flyback converter”);

STCC în contratimp (“push-pull converter”).

Modelul STCC de tip direct este ilustrat în figura 1.4.

Când întrerupătorul este închis, curentul străbate inductanța L și produce la bornele rezistenței de sarcină Rs o tensiune de aceeași polaritate cu cea a tensiunii de la intrare, Ui. Dioda D este polarizată invers. Când întrerupătorul k este deschis, energia înmagazinată în inductanță polarizează în sens direct dioda, producând prin capacitate un curent cu sensul celui indicat în figura 1.4. b. Se observă că indiferent de starea comutatorului, tensiunea pe rezistența de sarcină rămâne de aceeași polaritate ca și tensiunea de la intrare. Circulația curentului prin sarcină este neîntreruptă, în timp ce curentul debitat de sursa de tensiune Ui este pulsatoriu.

Figura 1.5. redă schema de principiu a STCC de tip “flyback”. Când întrerupătorul k este închis, inductanța L înmagazinează energie, iar dioda este blocată. Circuitul de sarcină este nealimentat. Când întrerupătorul se deschide, energia înmagazinată în inductanță determină deschiderea diodei. Tensiunea la bornele rezistenței Rs apare cu polaritate opusă față de cea a sursei de la intrare Ui.

La o anumită frecvență de comandă a intrerupătorului, atât curentul debitat consumatorului Rs, cât și cel absorbit de la sursa Ui este pulsatoriu.

În funcție de natura consumatorului, de cerințele impuse cu privire la asigurarea unui anumit grad de izolare galvanică față de rețeaua de alimentare, cele două tipuri de surse se realizează sub forma:

STCC cu transformator de izolare;

STCC fără transformator de izolare.

În figura 1.6. este redată schema deprincipiu a STCC în contratimp.

Fig. 1.6. STCC în contratimp

Ea constă din două surse de tip “forward” care funcționează alternativ și debitează pe un circuit de sarcină comun. Diodele din secundarul transformatorului redresează tensiunea alternativă obținută în urma comandării celor două întrerupătoare k1 și k2.

Capitolul 2

Tipuri de surse în comutație

2.1. STCC “FORWARD” cu izolare

În figura 2.1. se prezintă topologia sursei. La analizarea funcționării se consideră că transformatorul este ideal, fără capacități și inductanțe parazite, iar inductanța de filtraj, L, este folosită ca un element de circuit pentru înmagazina- rea energiei debitate în secundar.

Când tranzistorul este adus în conducție, curentul în înfășurarea primară începe să crească, în ea înmagazinându-se energie. Datorită alegerii aceluiași sens de bobinare pentru înfășurarea secundară, 2, tensiunea indusă în secundar va polariza direct dioda D2 . Aceasta va intra în conducție și inductivitatea de filtraj L va înmagazina energie. Dioda D3 este invers polarizată în acest moment.Când tranzisorul este adus în starea de blocare, tensiunile induse în înfășurări își schimbă polaritățile. Dioda D3 se deschide permițând menținerea circulației de curent prin rezistența de sarcină.

Înfășurarea 3 și dioda D1 permit demagnetizarea transformatorului în intervalul de timp când tanzistorul este blocat prin cedarea energiei înmagazinate sursei de alimentare.

Datorită prezenței infășurării 3 și diodei D1, tensiunea pe tranzistor nu poate depăși 2Ui, adică:

. (2.1.)

În cazul în care tensiunea de intrare este mare, se pot utiliza două tranzistoare în conexiunea prezentată în figura 2.2.

Cele două tranzistoare sunt comandate simultan, iar tensiunea colector-emitor pe fiecare tranzistor nu poate depăși valoarea Ui.

Dacă în secundarul transformatorului se bobinează mai multe înfășurări, fiecare având circuit propriu de redresare și filtrare, se poate obține o sursă care furnizează mai multe tensiuni. În figura 2.3 este prezentată o astfel de soluție cu doua tensiuni de ieșire.

2.2. STCC “FORWARD” fără izolare

Configurația de bază a STCC de tip “forward” fără izolare este dată în figura 2.4.a.

În figura 2.4.b, RL și RC reprezintă rezistența bobinei, respectiv rezistența de pierderi a condensatorului.

Principiul de funcționare este următorul. Tranzistorul Q este comandat de un semnal rectangular de frecvență f. În timpul când tranzistorul este în conducție, tensiunea de intrare Ui se aplică la intrarea filtrului LC, determinând creșterea curentului i1. Când tranzistorul este blocat, energia înmagazinată în inductanță asigură menținerea circulației curentului de sarcină prin dioda D.

2.3. STCC “FLYBACK” cu izolare

Figura 2.5 redă cea mai simplă structură de stabilizator din această categorie. Tranzistorul Q trebuie ales astfel încât să suporte tensiunea UCEmax care poată să apară în timpul funcționării, precum și curentul maxim de colector. Tensiunea maximă de colector poate depăși dublul tensiunii de alimentare. În cazul în care nu dispunem de tranzistoare cu tensiune de colector mare, se poate utiliza structura din figura 2.6.

Acest circuit utilizează două tranzistoare care sunt aduse în conducție și blocate în mod simultan. Diodele D1 și D2 îndeplinesc funcția de limitare a tensiunii inverse la o valoare egală cu Ui. În acest fel se pot folosi tranzistoare cu tensiune UCE redusă, dar costul crește prin utilizarea în plus a lui Q2, D1 și D2.

Avantajul stabilizatoarelor de acest tip constă în simplitatea cu care se poate realiza o sursă multiplă (figura 2.7). Transformatorul de separare acționează și ca inductivitate de șoc pentru circuitul de ieșire.

2.4. STCC “FLYBACK” fără izolare

Configurația de bază a stabilizatorului este prezentată în figura 2.8.

Când tranzistorul Q este adus în conducție, tensiunea de alimentare Ui se aplică inductanței l și curentul începe să crească liniar spre o valoare de vârf maximă. Întreaga energie a sursei este absorbită de inductanță și este cedată circuitului de sarcină când tranzistorul se blochează.

2.5. STCC în contratimp

Sursa de tensiune în contratimp, a cărei schemă de principiu este prezentată în figura 2.9, poate fi echivalată cu două surse de tip “forward” care lucrează în antifază.

Diodele D1 și D2 redresează tensiunea din secundar, furnizând împreună curentul care străbate inductivitatea de filtraj L. În intervalul de timp în care tranzistoarele sunt blocate, secundarul transformatorului este scurtcircuitat de către cele două diode, care îndeplinesc în acest moment (în paralel) rolul de element de nul, ele fiind parcurse de curentul generat de energia înmagazinată în inductivitatea L. Când unul din tranzistoare este deschis, tensiunea pe celălalt este suma tensiunilor din primar, adică 2Ui, iar când ambele tranzistoare sunt blocate, tensiunea pe primarul transformatorului este nulă, tensiunea colector emitor fiind egală cu Ui.

Deși stabilizatorul în contratimp oferă avantajul creșterii puterii debitate pe circuitul de sarcină, el prezintă următoarele dezavantaje:

Datorită inductanțelor de dispersie ale transformatorului, tensiunea colector-emitor a tranzistoarelor poate depăși dublul tensiunii de alimentare. Astfel, în cazul folosirii unei tensiuni Ui de 200-300V, tensiunea maximă poate depăși chiar 800V.

Saturarea miezului feromagnetic. În prezent stabilizatoarele în comutație folosesc ca material feromagnetic feritele, care sunt larg utilizate datorită pierderilor de putere reduse când se lucrează la frecvențe ce depășesc 20kHz. Din păcate, feritele sunt susceptibile la saturări rapide datorită densității relativ reduse a fluxului magnetic. Din acest motiv o polarizare în curent continuu a miezului conduce la saturarea rapidă a acestuia. Dacă caracteristicile tranzistoarelor nu sunt apropiate la intrarea și ieșirea din conducție a acestora, apare o componentă continuă a curentului, care poate duce miezul în saturație. Saturarea miezului produce apariția unor vârfuri de curent de colector de valoare mare.

Creșterea de curent produce disipații de putere suplimentare pe tranzistoare, care pot conduce la ambalări termice ale acestora și în final tranzistoarele se pot distruge.

Fenomenele prezentate ar putea fi înlăturate dacă s-ar recurge la:

Crearea unui întrefier în circuitul magnetic. Acest procedeu conduce la mărirea inductanțelor de dispersie, fapt ce necesită conectarea unor elemente de circuit care să limiteze supratensiunile ce pot apare între colector și emitor;

Folosirea unor circuite suplimentare pentru simetrizarea celor două secțiuni ale transformatorului. Aceasta soluție însă măreste complexitatea și costul sursei.

Dezavantajele montajului în contratimp ar putea fi complet înlăturate dacă s-ar utiliza structura în semipunte sau punte.

a)Sursă în comutație, în contratimp, în conexiune “semipunte”

Soluția constructivă de tip “semipunte” (fig.2.10.) este foarte larg răspândită în construcția surselor de tensiune în comutație pentru că:

permite conectarea directă la rețeaua de 220V fără transformator de separare;

oferă posibilitatea egalizării intervalelor de conducție a tranzistoarelor, chiar dacă caracteristicile lor diferă între ele.

Un capăt al înfășurării transformatorului este conectat la un punct cu potențial creat de capacitățile C1 și C2 a cărei valoare este de Ui/2, iar celălalt capăt la punctul comun al tranzistoarelor Q1 și Q2. Când Q1 conduce, acesta ajunge la potențialul pozitiv al sursei de alimentare, care în acest caz este formată din puntea redresoare compusă din diodele D1-D4. Când Q1 se blochează și intră în conducție Q2, se schimbă sensul de circulație al curentului în primar, pentru că același capăt al primarului, prin Q2 ajunge la potențialul pozitiv al sursei de alimentare. Prin comanda alternativă a celor două tranzistoare, în primar se va obține o tensiune alternativă în amplitudine de 155V. Se observă că tensiunea de colector a tranzistoarelor nu poate depăși valoarea tensiunii de la intrare. Dacă admitem pentru transformator un randament =0,8 și un factor de comandă =0,8, curentul de colector este dat de relația:

. (2.2.)

Al doilea scop urmărit este de a simetriza montajul în așa fel încât să se evite saturarea miezului. Considerăm că cele două tranzistoare nu sunt identice. Fie Q1 tranzistorul care are un timp necesar blocării mai mare decât Q2. Figura 2.11.a. arată că înaintea capacității C tensiunea alternativă prezintă alternanțe ale căror arii diferă funcție de timpii de ieșire din saturație a celor două tranzistoare. Asimetria produsă în tensiune determină o componentă continuă care magnetizează permanent miezul, creând posibilitatea de saturare rapidă a acestuia.

Prin introducerea condensatorului C3 în serie cu înfășurarea primară, polarizarea în curent continuu a miezului proporțională cu aria hașurată în figura 2.11.a. este înlăturată și cele două semialternanțe ale tensiunii de ieșire prezintă arii egale.

Analizând schema de principiu din figura 2.10. constatăm că C3 împreună cu inductanța de filtraj constituie un circuit oscilant a cărui frecvență proprie de rezonanță este dată de relația:

, (2.3.)

unde LR este inductanța filtrului reflectată în primar.

Ținând cont de numărul de spire N1 și N2 din primar, respectiv din ssecundar:

, (2.4.)

N1=134 spire

N2=10 spire

L=21,42H

.

Pentru ca încărcarea condensatorului să fie liniară, frecvența de rezonanță trebuie să fie cu mult sub frecvența de comutare a tranzistoarelor. În practică acest deziderat se îndeplinește dacă se consideră:

, (2.5.)

unde f este frecvența de comutare a tranzistoarelor (f=20kHz).

Din relația (2.3.) scoatem valoarea capacității de cuplare:

Alegem C3=0,27F, tip PMP 03.04, toleranța capacității 10% (E12).

Rețea RC de protecție a tranzistoarelor de putere

Diodele D5 și D6 protejează tranzistoarele la tensiuni inverse maxime și elimină vârfurile de tensiune ce pot apare ca urmare a saturării miezului. Aceste diode trebuie să aibă un timp de revenire foarte scurt. Alegem diodele D5, D6, D7 și D8 diode cu siliciu de comutație de tipul 1N3882.

Solicitarea cea mai puternică la care este supus un tranzistor în procesul de comutație are loc atunci când tranzistorul este adus în starea de blocare.

În figura 2.12. se prezintă un circuit de protecție a tranzistorului care acționează atunci când tranzistorul trece din starea de conducție în cea de blocare.

Acest circuit funcționează astfel: când tranzistorul Q se blochează, condensatorul se încarcă prin dioda D1 la o tensiune (E-UD1), unde UD1 este căderea de tensiune pe dioda D1. Când tranzistorul este adus în conducție, condensatorul se descarcă prin rezistența R.

Conform relației (2.2.) :

, Ps=UsIs , Us=12V , Is=20A

.

Alegem Q=Q1=Q2 de tipul BUX80.

Energia cu care se încarcă condensatorul în intervalul de timp cât tranzistorul este blocat este:

, (2.5.)

unde :

IC este curentul de colector maxim;

UCE – tensiunea colector-emitor maximă;

tr – timpul de ridicare;

tc – timpul de cădere.

La frecvența de comutație de 20kHz, timpii de comutație ai tranzistorului BUX80 sunt tr=2s și tc=1s.

Rezolvând ecuația (2.5.) pentru capacitatea C se obține:

, (2.6.)

Alegem C=C4=C5=22nF de tipul PMP 06.01, toleranța capacității %.

Tensiunea pe condensator se poate scrie:

, (2.7.)

unde t1 este durata de conducție a tranzistorului.

Dacă durata de conducție a tranzistorului o considerăm 40% din perioadă, la frecvența de 20kHz, se obține pentru timpul de conducție t1 valoarea:

.

Dacă considerăm că procesul de încărcare al capacității este de (35), unde =RC, putem exprima valoarea rezistenței R astfel:

(2.8.)

Alegem R=300.

Cu această valoare pentru R trebuie verificat dacă curentul de descărcare nu depășește curentul de colector admis. Pentru o funcționare corectă a circuitului RC de protecție, se admite că valoarea curentului de descărcare, Idesc, să nu depășească 25% din valoarea curentului de colector, adică:

, (2.9.)

unde:

. (2.10.)

Întrucât această valoare depășește 25% din valoarea curentului de colector, rezistența R trebuie recalculată, adică:

.

Alegem R=R3=R4=560, de tipul BGF 6025, toleranța ±5% (E24).

După calcularea valorii rezistenței R, trebuie determinată puterea ce se disipă pe el la descărcarea, respectiv încărcarea condensatorului. Puterea disipată se exprimă astfel:

, (2.11.)

unde f este frecvența de comandă a tranzistorului de putere.

.

b)Sursă în comutație “în punte”

Solicitările tranzistoarelor din punct de vedere al tensiunilor colector emitor maxime sunt mai reduse, în schimb, curentul de colector maxim este dublu față de montajul în contratimp.

În configurația “în punte” (fig. 2.11) conduc simultan câte două tranzistoare (Q1 și Q4 sau Q2 și Q3). Tensiunea maximă pe tranzistoare este egală cu UI, iar curentul prin tranzistoare este pe jumătate față de sursa în montaj “semipunte”. Circuitele pentru comanda tranzistoarelor Q1 ș Q4 trebuie să fie izolate de cele pentru comanda tranzistoarelor Q2 și Q3.

Capitolul 3

Tranzistoare de putere folosite în construcția surselor în comutație

3.1. Generalități

În schema bloc a unei surse în comutație, figurile 1.2, 1.3, 1.4, ca element de comutație a fost figurat un întrerupător. Funcția de întrerupător poate să o îndeplinească un tranzistor sau GTO. Cele mai răspândite soluții sunt acelea care conțin fie un tranzistor bipolar fie un tranzistor MOSFET.

Parametrii de bază, care se au în vedere atunci când se proiectează o sursă în comutație cu tranzistor, se referă la tensiunea maximă pe care trebuie să o suporte, precum și la valoarea maximă admisă a curentului prin tranzistor.

Acești parametri determină ce tip de soluție constructivă se adoptă pentru un anumit tip de consumator. Atunci când se proiectează o sursă în comutație trebuie să se decidă, de asemenea, ce tip de tranzistor se poate folosi: tranzistor bipolar sau MOSFET. Fiecare soluție prezintă avantaje și dezavantaje. Tranzistoarele bipolare, în prezent, sunt mai ieftine, în timp ce tranzistoarele MOSFET oferă soluții mai simple pentru comandă. De asemenea, frecvența limită pentru tranzistoarele MOSFET este superioară față de cea a unui tranzistor bipolar.

3.2. Tranzistorul bipolar ca element de comutație

Tranzistorul bipolar, în cea mai simplă prezentare, poate fi considerat un dispozitiv electronic comandat în curent la care curentul de colector IC este funcție de curentul injectat în bază IB, prin factorul de amplificare :

.

Se cunosc două moduri de lucru a tranzistorului bipolar, funcție de zona în care se situează punctul de funcționare în planul caracteristicilor IC=(UCE): în zona de saturare și în zona liniară (fig.3.1.).

Examinând caracteristicile tranzistorului observăm că zona de saturație prezintă interes atunci când tranzistorul este folosit ca element de comutație. În această regiune, un curent de bază poate genera un curent de colector important, în timp ce tensiunea colector-emitor rămâne redusă.

În cazurile reale, când un anumit curent de bază este necesar pentru saturarea tranzistorului, un curent de sens opus este necesar pentru blocarea tranzistorului. Trecerea dintr-o stare în cealaltă a tranzistorului nu se face instantaneu, existând întârzieri generate de valoarea și caracterul sarcinii.

În cele ce urmează se analizează tranzistorul ca element de comutație pe sarcină rezistivă și inductivă.

Cu sarcină rezistivă

Figura 3.2. prezintă principalele forme de undă ce caracterizează această situație.

Din aceste forme de undă se definesc următoarele mărimi:

td – timpul de întârziere (delay time, td), definit ca intervalul de timp măsurat din momentul în care se aplică impuls de curent de amplitudine IB1 în bază și momentul când tensiunea de colector scade până la 90% din valoarea sa inițială;

tc – timpul de cădere, definit ca intervalul de timp în care tensiunea de colector se reduce de la 90% din valoarea inițială la 10%;

ts – timpul de stocare, definit ca intervalul de timp măsurat din momentul când curentul de bază își schimbă polaritatea până când tensiunea UCE ajunge la 10% din tensiunea de alimentare;

tr – timpul de ridicare. Este intervalul în care tensiunea de colector crește de la 10% până la 90% din valoarea tensiunii de alimentare.

Cu sarcină inductivă

Când sarcina din colectorul tranzistorului este o inductanță, modul de variație al tensiunii UCE și al curentului IC va fi diferit de cazul sarcinii rezistive. Întrucât curentul prin inductanță nu poate crește brusc, o dată cu aplicarea tensiunii de alimentare, înseamnă că timpii de intrare în conducție, respectiv de blocare nu se pot defini ca în cazul sarcinii rezistive.

Aici trebuie definiți separat timpii atât pentru tensiune cât și pentru curent. În figura 3.3. s-au precizat timpul de ridicare al tensiunii tr,u și timpul de cădere al curentului tc,i.

3.3. Tranzistorul MOSFET ca element de comutație

Tranzistorul MOSFET de putere este un dispozitiv electronic foarte răspândit în construcția surselor de comutație de putere datorită performanțelor pe care le dezvoltă în comparație cu un tranzistor de putere bipolar. Ele pot fi rezumate astfel:

viteză de comutație mare. Este capabil să comute la frecvențe mari, deoarece el este un dispozitiv semiconductor la care conducția se face prin purtători majoritari de sarcină. Comanda se face în tensiune, iar viteza de comutație depinde de ritmul în care se introduce sau se elimină sarcina din circuitul de poartă. În aplicațiile curente tranzistorul MOSFET poate fi comutat in mai puțin de 10ns. Din acest motiv el poate să lucreze la frecvențe mult mai mari decât un tranzistor bipolar, fapt ce atrage după sine reducerea volumului, costului și greutății componentelor feromagnetice ale sursei;

timpul de comutare este independent de circuitul de sarcină și de variațiile temperaturii;

impedanța de intrare are valorii foarte mari. Întrucât poarta tranzistorului MOSFET este izolată electric de sursă printr-un strat de oxid de siliciu, la aplicarea unei tensiuni între poartă și sursă, un curent foarte mic, practic neglijabil, se stabilește între sursă și poartă;

impedanța de intrare fiind constituită dintr-o rezistență șuntată de capacitate, la frecvențe înalte capacitatea este elementul dominant. Acest lucru face ca proiectarea circuitului de comandă să fie foarte simplă;

nu se mai pune problema saturării datorită duratelor de conducție inegale a tranzistoarelor din montajul “semipunte”, pentru că diferența dintre timpii de stocare a două tranzistoare MOSFET este neglijabilă;

datorită coeficientului de temperatură pozitiv al rezistenței canalului, la tranzistoarele de putere MOSFET nu mai apare practic fenomenul de străpungere secundară ca la tranzistoarele bipolare. Aceasta conduce la o mai mare fiabilitate a circuitului, nu mai sunt necesare rețele RC de protecție în paralel cu tranzistoarele, scăzând astfel complexitatea sursei și bineînțeles costul ei;

majoritatea tranzistoarelor MOSFET au încorporate între drenă și sursă o diodă. Timpul de polarizare inversă a diodei depinde de tensiunea drenă sursă. Pentru tensiuni joase (100V), timpul de revenire este de circa 200ns, în timp ce la tranzistoarele cu tensiuni drenă sursă de 400-500V, timpul de revenire este de 600-700ns. Dacă nu există pretenții ca această diodă să fie foarte rapidă, ea poate fi folosită ca diodă de protecție pentru tranzistorul aferent.

În caracteristica ID=f(UDS) (fig.3.4.) se disting două zone, cunoscute sub numele de “rezistență constantă” și de “curent constant”.

Până în punctul A al caracteristicii curentul ID crește proporțional cu tensiunea UDS. După acest moment la orice creștere a tensiunii, prin tranzistor curentul rămâme constant.

Când tranzistorul MOSFET este folosit ca element de comutație, căderea de tensiune între drenă și sursă este proporțională cu curentul de drenă, adică tranzistorul lucrează în domeniul de rezistenă constantă. Din acest motiv rezistența drenă sursă a tranzistorului în stare de conducție, RDS, este un element foarte important în determinarea pierderilor de putere.

Rezistența RDS depinde relativ puțin de temperatură. Se apreciază că ea se dublează la o gamă de variație a temperaturii de 110oC. În cazul tranzistoarelor MOSFET, pierderile de putere la comutație se dublează doar la o variație a temperaturii de circa 100oC. Din acest punct de vedere tranzistorul de putere MOSFET este mai stabil decât un tranzistor bipolar, întrucât în aplicațiile curente nu se întâlnește o gamă de variație a temperaturii de 100oC.

Capitolul 4

Transformatorul de putere la înaltă frecvență

4.1. Generalități

Performanțele unei surse în comutație sunt puternic influențate de comportarea transformatorului care intră în componența sursei. Cu toate progresele obținute în miniaturizarea, sau chiar microminimizarea inductivităților, transformatorul unei surse în comutație rămâne partea cea mai voluminoasă și cu masa cea mai mare. Pentru a obține o sursă cu dimensiuni cât mai mici, trebuie ales un regim de lucru cu o frecvență de comutație cât mai mare, fapt ce atrage după sine și utilizarea unor componente feromagnetice de dimensiuni reduse. Această observație pune în evidență cerința ca proiectarea și construirea transformatoarelor și a bobinelor de filtraj să se facă cât mai corect.

Orice material magnetic este caracterizat prin caracteristica B=f(H), în care ca elemente caracteristice deosebim:

Bmax – inducția magnetică maximă;

Hmax – intensitatea maximă a câmpului magnetic;

Br – inducția remanentă, corespunzătoare intensității H de valoare nulă;

Hc – intensitatea câmpului coercitiv corespunzătore inducției magnetice nule.

Din caracteristica de magnetizare rezultă că inducția Bmax este atinsă la o anumită intensitate de câmp magnetic, valoare care nu poate fi depășită oricât ar crește intensitatea curentului prin inductivitate. Această valoare a inducției magnetice corespunde stării de saturație a circuitului magnetic (Bsat).

Dacă în miezul feromagnetic se practică un întrefier, lungimea liniilor de câmp magnetic va fi influențată de mărimea acestui întrefier. Lungimea efectivă, le, a liniei de câmp magnetic se exprimă prin relația:

, (4.1.)

unde:

lf este lungimea liniei de câmp în miezul feromagnetic;

– permeabilitatea magnetică a materialului;

li – lungimea liniei de câmp în întrefier.

Inducția magnetică a unei bobine cu un număr de spire N, parcursă de curentul I, se poate exprima astfel:

. (4.2.)

Această relație pune în evidență faptul că pentru un anumit număr de amperi spire (NI), densitatea de flux magnetic dintr-un miez cu întrefier este mai mică decât la un miez fără întrefier. Prin realizarea unui întrefier, curba de magnetizare își modifică forma, iar cum rezultă din figura 4.2. se reduce posibilitatea saturării miezului pentru valori mari ale intensității de câmp magnetic H.

Majoritatea miezurilor magnetice au date în catalog curba de magnetizare de forma celei prezentate în figura 4.3. Ea pune în evidență faptul că într-o regiune până la o anumită valoare a inducției, Bmax, între B și H există o dependență liniară, ceea ce corespunde unei permeabilități magnetice constante.

De asemenea, dacă se utilizează miezul la curenți mici, pe prima porțiune a curbei de magnetizare (O-L), pierderile în miez sunt neglijabile. Dacă punctul de funcționare depășește cotul caracteristicii, se ajunge în zona de neliniaritate, situație în care în multe aplicații comportarea circuitului magnetic este nesatisfăcătoare.

4.2. Considerații cu privire la materialele feromagnetice utilizate în construcția surselor în comutație

Clasificarea materialelor magnetice se face, în general, după forma ciclului de histerezis magnetic. Cele două grupe de materiale sunt:

Materiale magnetice moi, cele la care intensitatea câmpului magnetic coercitiv este mică, inducția la saturație și permeabilitatea magnetică mari;

Materiale magnetice dure, la care intensitatea câmpului magnetic coercitiv este mare.

La rândul lor materialele magnetice moi, deci cu ciclu de histerezis magnetic foarte îngust, cu suprafață mică, se subîmpart în trei categorii:

1.a. Cele cu raport Br/Bm<0,5 la care ciclul de histerzis este foarte înclinat către orizontală, cu partea reală a permeabilității magnetice relative complexe de valoare foarte mică și puțin dependentă de valoarea intensității câmpului magnetic;

1.b. Materiale magnetice cu raport Br/Bm cuprins între 0,5 și 0,8 la care partea reală a permeabilității magnetice relative complexe este mai mare și cu variație mai pronunțată în raport cu valoarea intensității câmpului magnetic;

1.c. Materiale magnetice cu Br/Bm>0,8 care sunt denumite cu ciclu de histerezis dreprunghiular (rectangular).

Materialele magnetice dure, cu ciclu de histerezis mai lat, de suprafață mare se subdivid în două categorii:

2.a. Materiale magnetice dure cu Br/Bm<0,4 care se folosesc în principal pentru înregistrarea magnetică a informației;

2.b. Materiale magnetice dure cu Br/Bm>0,4 și intensități ale câmpului magnetic coercitiv de valori mari. Aceste materiale magnetice se folosesc pentru construcția magneților permanenți și sunt cu atât mai bune cu cât ciclul de histerezis magnetic se apropie mai mult de forma rectangulară.

4.3. Particularități constructive ale bobinelor

Alegerea formei și geometriei bobinelor sunt dictate de particularitățile electrice și electromecanice ale inductivității pe care trebuie să le realizeze. Pentru bobine nu există producție de serie stabilizată, în general ele fiind produse de utilizatori în funcție de necesități. Principalele caracteristici ale bobinei sunt:

valoarea inductanței;

factorul de calitate (sau tangenta unghiului de pierderi tgL) care reprezintă raportul dintre puterea reactivă și puterea activă disipată în bobină (QL=1/tgL=Pr/Pa);

capacitatea parazită a bobinei, care reprezintă capacitatea echivalentă a tuturor capacităților ce apar la bornele sale;

puterea, tensiunea și curentul maxim admis pentru a nu produce transformări ireversibile în bobină.

Bobinele se pot realiza în miez magnetic (în general pentru inductivități mici) și pe miezuri magnetice de diferite forme (bară, tor, oală, alte forme închise U+I, E+E, I+E, U+U). Constructiv ele se pot realiza sub formă de bobine fixe (cu inductanță constantă pe timpul funcționării), variabile sau bobine cuplate magnetic (fix sau variabil). Realizarea unei bobine se face prin înfășurarea unui fir de material conductiv pe carcase de diferite secțiuni (pătrate, dreptunghiulare, circulare) prevăzute sau nu cu flanșe. Materialul necesar carcasei trebuie să îndeplinească anumite condiții mecanice (rezistență, stabilitate termică, rezistență la umiditate, stabil în timp) și electrice (permitivitate mică, rigiditate electrică mare). Cele mai utilizate materiale sunt cartonul electroizolant, pertinaxul, textolitul, polistirenul, polietilena, ceramica pentru instalații.

Tipuri de bobinaje. Bobinajele trebuie să asigure o capacitate parazită mică, să elimine pericolul străpungerii între spire, să aibă o tehnologie simplă și ieftină. Principalele tipuri de bobinaje sunt: bobinajele într-un singur strat și bobinajul cu mai multe straturi. Bobinajul într-un singur strat asigură o capacitate parazită mică, flux magnetic de dispersie mic, tehnologie simplă și poate fi realizat în unele cazuri cu conductor neizolat. Nu poate fi folosit pentru obținerea unor inductanțe de valori mari. În cazul bobinajelor multistrat se pot obține inductivități mari (la volum mic), dar odată cu creșterea numărului de straturi cresc capacitățile parazite și apare pericolul străpungerii între spire cu diferență mare de potențial. Evitarea pericolului străpungerii se poate îndeplini dacă se utilizează bobinajul piramidal, secționat, secționat fagure sau fagure în galeți.

Bobinajul în fagure asigură o micșorare a capacității parazite (conductoare alăturate, cu diferențe mari de tensiune nu sunt paralele) și o rigiditate mecanică bună. Pentru bobinaje pe miezuri magnetice cu întrefier trebuie luate măsuri de poziționare a bobinajului în vederea micșorării influenței câmpului magnetic de dispersie din întrefier, când întrefierul este mare (mai mare decât 0,1 din diametrul miezului).

Utilizarea unui conductor monofilar sau multifilar (“lițat”) conduce la un raport rezistență de pierderi-inductanță favorabil conductorului lițat. Bobinajele utilizate în filtraje de curent continuu, unde componenta continuă este variabilă, sunt prevăzute cu un înterfier “în scară” pentru a realiza o permeabilitate neliniară, secțiunile saturându-se gradat.

Conductorul de bobinaj în majoritatea cazurilor este constituit din fir de cupru cu = 1,7 10-8 m, monofilar sau multifilar. Conductoarele sunt izolate cu pelicule elastice din punct de vedere mecanic și permitivitate mică, în mod frecvent fiind folosite emailurile (lacuri pe bază de rășini poliuretanice, epoxidice), fibre textile (bumbac, mătase), fibre anorganice sau combinații ale celor menționate mai sus.

Diminuareea efectului câmpurilor electromagnetice exterioare se face prin ecranarea cu materiale feromagnetice pentru câmpuri perturbatoare de joasă frecvență și materiale bune conductoare de electricitate pentru frecvențe înalte. Împotriva tensiunilor parazite prin cuplaje capacitive se utilizează ecrane electrostatice (materiale bune conductoare de electricitate Cu, Al) legate la punctul de masă.

4.4 Proiectarea transformatorului pentru o sursă în comutație în montaj semipunte

În configurația tipică, transformatorul prezintă elementele reprezentate în figura 4.4.

Ecuația de bază pentru calculul unui transformator se obține diin legea inducției electromagnetice:

, (4.3.)

unde:

u este tensiunea indusă într-o spiră conductoare;

– fluxul magnetic

Un transformator lucrează în condiții de eficiență maximă dacă raportul dintre numărul de spire din primar, N1, și numărul de spire din secundar, N2, este egal cu raportul tensiunilor din cele două înfășurări, adică:

. (4.4)

Exprimând tensiunea în volți, inducția magnetică în gauss și secțiunea miezului în cm2, tensiunea indusă în înfășurare sse poate scrie astfel:

. (4.5)

Această relație permite calcularea inducției magnetice maxime ce poate să apară în miez pentru a fi siguri că transformatorul lucrează în zona liniară a curbei de magnetizare. Astfel:

, (4.6)

unde:

U1 – tensiunea din primar, [V];

f – frecvența, [Hz];

N1 – numărul de spire din primar;

Sm – secțiunea miezului;

k – factorul de formă, 4,44 pentru tensiune sinusoidală și 4,00 pentru tensiune rectangulară.

Întrucât în cadrul surselor în comutație avem tensiuni dreptunghiulare, vom utiliza în toate cazurile k=4.

În mod uzual, la proiectarea transformatorului pentru inducția maximă se alege o valoare care să corespundă zonei liniare a caracteristicii B=f(H). Pentru a evita saturarea miezului în condițiile cele mai dezavantajoase pentru transformator, se alege Bmax=Bsat/2.

Din relația (4.6) obținem:

, (4.7)

La alegerea corectă a miezului feromagnetic se au în vedere două aspecte. Un aspect este legat de capacitatea miezului de a transfera puterea necesară circuitului de sarcină, iar al doilea aspect are în vedere secțiunea înfășurărilor, care trebuie să fie suficient de mare pentru ca pierderile de putere să fie minime.

Puterea debitată de transformator se exprimă prin relația:

, (4.8)

unde:

P – puterea transformatorului, [W];

Bmax – inducția maximă, [G];

f – frecvența, [Hz];

j – densitatea de curent, [A/mm2];

Sm – secțiunea miezului, [cm2];

Sb – secțiunea bobinajului, [cm2].

Din relația (4.7) se observă că păstrând inducția maximă constantă, numărul de spire variază invers proporțional cu secțiunea miezului, iar pe de altă parte mărimea spațiului de bobinaj, spre exemplu, la miezurile de tip E (fig.4.5) este determinată de suprafața ferestrei Sf=(a·2h), care, odată cu schimbarea tipului de miez crește aproximativ proporțional cu secțiunea miezului (Sm=b·c).

Dacă densitatea de curent în conductoare rămâne constantă, puterea debitată de transformator crește proporțional cu suprafața ferestrei și, implicit, cu secțiunea miezului. Rezultă că, din relația (4.8.), la o putere de gabarit impusă se poate exprima produsul (Sm·Sb), după cum urmează:

. (4.9)

Numărul de spire al înfășurării secundare se determină cu ajutorul raportului de transformare, n, și al numărului de spire din primar:

. (4.10)

Datorită rezistenței înfășurărilor, tensiunea în sarcină la bornele înfășurării secundare va scădea. De aceea pentru calculul numărului de spire al înfășurării secundare se folosește un număr de spire 2-5% mai mare, adică:

. (4.11)

Cu ajutorul densității de curent admise, j, se găsesc diametrele conductoarelor necesare pentru bobinare.

La proiectarea transformatorului trebuie să se țină seama de modul în care încap înfășurările în fereastra de bobinaj. Acest lucru este definit de coeficientul de umplere γ:

. (4.12)

Datorită carcasei și a izolației dintre înfășurări, coeficientul de umplere trebuie să fie subunitar. În general γ este cuprins între 0,6 și 0,8. Suprafața totală a bobinajului este dată de relația:

, (4.13)

unde:

i – numărul de înfășurători;

N – numărul de spire al înfășurătorii i;

nsi – numărul de spire care încap pe unitatea de suprafață (spire/cm2).

Dacă transformatorul are mai multe înfășurări, sau dacă din cauza tensiunilor mari se utilizează folii izolatoare, trebuie verificată grosimea bobinajului. Se calculează grosimea fiecărui bobinaj și se însumează împreună cu grosimea straturilor izolatoare.

Pentru aceasta, se calculează întîi numărul de spire care încap într-un strat al bobinajului, luând în considerare faptul că bobinajul este izolat strat cu strat:

, (4.14)

unde:

nl – numărul de spire bobinate strâns , care încap pe o lățime de 1 cm;

2h – înălțimea stratului de bobinaj;

hp – lățimea pierdută din stratul de bobinaj din cauza pereților laterali ai carcasei și datorită faptului că la marginea stratului rămâne un mic spațiu neutilizat; în practică hp=0,2…0.5cm.

Cu ajutorul numărului de spire pe strat se determină numărul de straturi al unei înfășurări:

. (4.15)

Dacă bobinajul următor se începe după un strat izolator mai gros, numărul de straturi se rotunjește la cifra întreagă imediat superioară.

Cunoscând numărul de straturi, se determină grosimea înfășurării:

, (4.16)

unde:

diz – grosimea conductorului izolat;

– grosimea stratului de hârtie izolatoare, de obicei 0,03…0,1mm.

Grosimea totală a bobinajului este :

, (4.17)

unde:

gk – grosimile înfășurărilor;

k-1,k – grosimile izolațiilor dintre înfășurări;

0,1 – grosimea carcasei, de obicei 1-2mm.

Dacă transformatorul a fost bine proiectat, grosimea bobinajului trebuie să fie:

. (4,18)

Având determinată secțiunea bobinajului cu relația (4.13), cu un factor de formă γ=0,7, rezultă ce suprafață ar fi necesară pentru fereastră.

Din relația (4.9) rezultă secțiunea miezului Sm. Cunoscând suprafața miezului Sm și secțiunea ferestrei Sf, se alege din catalogul firmei producătoare tipul de miez de ferită.

Adesea nici unul din tipurile de miezuri nu satisface în întregime condițiile impuse simultan pentru Sf și Sm. Se alege tipul de miez care corespunde cel mai bine din punct de vedere al formei și care asigură secțiunea necesară a miezului.

Dacă nu se poate adopta un anumit miez de ferită se încearcă să se modifice valoarea inducției maxime și a densității de curent în conductoare. O creștere de curent sau a inducției maxime produce o micșorare proporțională a secțiunii bobinei, dar poate determina creșterea pierderilor de putere și, în consecință, încălzirea transformatorului. De aceea, se recomandă a se recurge la această soluție numai dacă valorile alese inițial pentru Bmax și j sunt suficient de lejere.

Dacă aceste încercări nu duc la un rezultat satisfăcător, se alege tipul de miez mai mare, admițând un coeficient de umplere al ferestrei ceva mai mic. După stabilirea definitivă a parametrilor miezului, se verifică din nou umplerea ferestrei.

Pe baza diametrului conductorului determinat din condiția de densitate de curent, se poate calcula rezistența înfășurării:

, (4.19)

unde:

ρ – rezistivitatea conductorului;

ls – lunginea medie a spirei;

S – secțiunea conductorului;

N – numărul de spire.

Puterea totală pierdută în transformator este:

, (4.20)

unde:

Pb – pierderile de putere în bobinaj;

Pm – pierderile de putere în miez.

Pierderile de putere în conductoarele de bobinaj se exprimă prin relația:

, (4.21)

unde:

Rk – rezistența înfășurării k;

Ik – curentul în înfășurarea k.

Proiectarea transformatorului pentru o sursă în comutație în montaj “semipunte” cu următoarele date:

tensiunea de alimentare Ui=310V;

tensiunea de ieșire Us=12V;

curentul de sarcină Is=20A;

frecvența de comutație f=20kHz.

Tipul și natura materialului feromagnetic. Din catalog alegem un miez de ferită de tipul MZ-5, care are domeniul de frecvență cuprins între 0,01-0,1MHz.

Se alege inducția maximă, Bmax. Din caracteristica de magnetizare a materialului MZ-5 găsim că Bsat=3500G. Pentru a avea certitudinea că pentru o gamă largă de variație a tensiunii de la intrare, precum și pentru un domeniu extins de temperatură (t<100oC) nu se ajunge să se lucreze în saturație, considerăm Bmax=Bsat/2=1600G.

Curentul absorbit de primarul transformatorului este:

Se determină dimensiunile și geometria miezului feromagnetic. O imagine aproximativă asupra dimensiunilor secțiunii miezului și a bobinajului ne-o oferă relația (4.9):

.

Dacă admitem pentru conductorul bobinajului o densitate de curent j=3A/mm2, avem:

În practică bobinarea cere un spațiu mai mare decât cel rezultat din calcule, pentru că intervin izolările între spire și între înfășurări. În plus, este bine a se lăsa un spațiu liber între ultimul strat al bobinajului și peretele miezului feromagnetic pentru răcire în cazul unor încărcări suplimantare a transformatorului.

În aceste condiții produsul Sm·Sb se mărește cu 50% până la 75% față de valoarea rezultată din calcul. Deci Sm·Sb=(7,5-8,75)cm4.

Fie miezul E42 pe care îl alegem pentru a realiza transformatorul. Din datele de catalog avem Sm=1,81cm2.

Se calculează numărul de spire din primar N1 cu relația (4.7):

Se calculează numărul de spire din secundar. Din cauză că în secundar avem un redresor bialternanță cu priză mediană, tensiunea în secundar este U2=2Us. Conform relației (4.11) avem:

.

Alegerea dimensiunilor conductoarelor de bobinaj se face în funcție de curenții ce le parcurg. În primar curentul este I1=2,32A, iar în secundar, întrucât sistemul de redresare este cu punct de nul, printr-o jumătate a secundarului trece un curent de 10A.

Din catalog pentru o densitate de curent j=3A/mm2 găsim:

Întrucât printr-un conductor cu diametrul de 1,8mm, la densitate de curent j=3A/mm2, curentul maxim este de 7,8A, rezultă că pentru a realiza înfășurerea secundară este nevoie de doi conductori paraleli de diametru d=1,8mm.

Se calculează secțiunea bobinajului. Conform relației (3.13) avem:

Se verifică încărcarea ferestrei γ. Secțiunea ferestrei miezului E-42 este de circa 2,57cm2.

.

Pentru o încărcare normală se admite γ=0,8-0,9.

Cu valoarea găsită pentru secțiunea bobinajului Sb și cu valoarea aleasă pentru secțiunea miezului Sm se verifică produsul Sm·Sb. Astfel:

Se verifică grosimea bobinajului. Conform relației (4.16) avem:

.

Numărul de straturi din primar este:

Se ia W1=5 straturi.

Numărul de straturi în secundar:

Se ia W2=2 straturi .

În calculul lui W2 s-a considerat nl2/2 pentru că o spiră este formată de fapt din două conductoare în paralel.

Grosimea bobinajului este:

Pentru ca grosimea bobinajului să corespundă cu deschiderea ferestrei trebuie ca :

.

Se obseră că grosimea bobinajului realizat se încadrează în limitele impuse, rămânând și spațiu pentru ventilație.

Capitolul 5

Redresarea și filtrarea

Circuitul de ieșire al unei surse de putere în comutație este format din una sau mai multe înfășurări, care alimentează circuitele redresoare aferente. Aceste circuite sunt de obicei de tensiune joasă, capabile să furnizeze o anumită putere pentru alimentarea cu tensiune continuă a diferitelor tipuri de consumatori. Cele mai frecvente valori de tensiuni continue sunt ±5V; ±12V; ±15V; ±24V. Tensiunea ce rezultă în înfășurările secundare este de obicei de formă rectangulară, de frecvență înaltă, fapt ce reclamă utilizarea unor circuite electronice adecvate, cum ar fi diode redresoare rapide, diode Schottky, condensatoare cu rezistență proprie foarte mică.

Considerăm circuitul din figura 5.1 care este folosit pentru surse de comutație în contratimp în configurație semipunte.

Diodele D1 și D3, respectiv D2 și D4 sunt parcurse de un curent egal cu jumătate din curentul de sarcină. În acest caz nu mai este nevoie de diode de recuperare, pentru că fiecare diodă acționează ca diodă de nul când cealaltă este blocată.

Sursele de comutație necesită diode redresoare cu căderi și tensiuni în stare de conducție cât mai mici, cu timpi de revenire cât mai reduși și cu capacitate mare de preluare a puterii disipate la frecvența de lucru. Diodele redresoare obișnuite nu sunt adecvate datorită timpului de revenire mare și al randamentului scăzut. În construcția surselor în comutație se utilizează cel mai frecvent, trei tipuri de diode:

diode redresoare rapide;

diode de comutație ultrarapide;

diode Schottky.

Diodele Schottky prezintă cea mai mică cădere de tensiune, la polarizare directă și prin urmare sunt caracterizate printr-un randament foarte bun.

Diodele rapide și ultrarapide sunt caracterizate printr-o cădere de tensiune în stare de conducție cuprinsă între 0,8 și 1,2V. Din această cauză, precum și datorită tensiunilor inverse nu prea mari, diodele rapide se folosesc în surse de mică putere cu tensiuni de ieșire ce nu depășesc 12V.

Întrucât majoritatea surselor care se proiectează în prezent lucrează la frecvențe ce depășesc 20kHz, diodele redresoare trebuie să prezinte un timp de revenire de ordinul câtorva nanosecunde. Criteriul de alegere are la bază observația că timpul de revenire al diodei trebuie să fie de cel puțin trei ori mai mic decât timpul de ridicare al tranzistorului.

Diodele rapide reduc, de asemenea, supratensiunile de comutație care sunt asociate pulsațiilor tensiunii de ieșire. Diodele cu timp de revenire relativ mare și cu curent invers mare creează pierderi importante la comutație. Diodele rapide și ultrarapide folosite ca elemente redresoare pot fi prevăzute sau nu cu radiator în funcție de puterea maximă ce trebuie furnizată. În mod normal temperatura joncțiunii poate să ajungă până la 170oC, iar firmele producătoare prezintă diagrame care permit proiectantului să calculeze puterea maximă ce se poate obține în funcție de temperatura capsulei.

Alegerea diodelor redresoare. Pentru sursele în contratimp diodele redresoare sunt în mod uniform încărcate, pentru că duratele de conducție ale lor sunt egale. În această situație, curenții prin diode sunt egali. Întrucât o sursă în contratimp se poate echivala cu două surse de tip “forward”, care debitează re același consumator, curentul prin diodele sursei în contratimp se poate calcula cu relația:

, (5.1)

unde D este factorul de umplere aferent diodei redresoare.

Alegem diodele redresoare D1, D2, D3, D4 de tipul 1N3889.

Dimensionarea inductanțelor de filtraj.

În configurația circuitului de filtraj al unei surse în comutație, intră inductivitatea de filtraj, care îndeplinește două funcții:

înmagazinează energia electrică pe perioada când tranzistorul de putere este blocat, în vederea asigurării pe cât posibil a unui curent de sarcină neîntrerupt;

reduce amplitudinea pulsațiilor tensiunii redresate.

Considerăm circuitul de ieșire al unei surse în comutație format dintr-un redresor cu punct de nul (fig.5.1). În figura 5.2. sunt prezentate formele de undă aferente.

Dimensionarea bobinei de filtraj pentru o sursă în comutație, în montaj semipunte la care se cunosc:

tensiunea pe sarcină Us=12V;

curentul de sarcină Is=20A;

frecvența de lucru f=20kHz.

Tensiunea la bornele inductanței de filtraj este:

. (5.2)

Cum:

(5.3)

și:

,

din relația (5.2) se determină L.

. (5.4)

Exprimând timpul t2 în funcție de U2 și Us, rezultă:

, (5.5)

unde f este frecvența de comutație a tranzistoarelor din primarul transformatorului. Factorul ½ pune în evidență faptul că la o perioadă a tensiunii alternative din primarul transformatorului sunt necesare două intervale de timp, t2, pentru blocare, în care să existe certitudinea că tranzistoarele sunt blocate, pentru a se evita un eventual scurtcircuit al sursei este alimentare.

Se calculează lățimea intervalului de timp, t2, dintre două impulsuri consecutive ale tensiunii secundare.

.

Valorile maxime și minime ale curentului prin inductivitatea de filtraj sunt:

, (5.6)

. (5.7)

Pentru a rezulta vârfuri de curent cât mai mici prin inductivitate și prin urmare pulsații mici ale tensiunii la bornele consumatorului, se recomandă ca Δi=imax-imin să nu fie mai mare de 0,35Is.

În conformitate cu relația (5.4) se poate determina inductanța necesară (dacă U2=2Us și Δt=t2):

(5.8)

.

Urmează alegerea miezului feromagnetic. Această alegere trebuie făcută cu multă atenție, întrucât curenții care parcurg înfășurarea sunt de valori mari și pot provoca încălzirea și saturarea miezului. Este nevoie de o secțiune de miez Sm și o suprafată a ferestrei cât mai mari pentru a respecta cerința menționată mai sus. Valorile minime ale acestor mărimi în funcție de curentul maxim și de inducția necesară se calculează din relația:

, (5.9)

unde:

Sm este secțiunea miezului, în cm2;

Sb – secțiunea bobinajului, în cm2;

L – inductivitatea, în H;

d – diametrul conductoarelor de bobinaj, în mm;

B – inducția maximă, în T;

k – factor de formă, 0,4 pentru miez toroidal și 0,8 pentru pentru miez cilindric;

Is – curentul de sarcină, în A.

Din catalog alegem un conductor cu d=2mm. Pentru d=2mm găsim următoarele date suplimentare:

numărul de spire/cm2, ns=15,5sp/cm2;

numărul de spire/cm, nl=4,75sp/cm;

diametrul conductorului cu izolație, diz=2,1mm;

curentul maxim Imax=7,86A, pentru j=2,5A/mm2.

Pentru ca miezul să nu se satureze limităm inducția la o valoare maximă Bmax=2000G.

.

Valoarea găsită mai sus o considerăm minimă. Trebuie să alegem un miez la care produsul celor două mărimi să fie superior valorii de 1,19cm4, pentru că este nevoie de un miez cu o suprafață a ferestrei suficient de mare. Această condiție permite să obținem un spațiu corespunzător între bobinaj și miez în vederea unei bune răciri a bobinajului.

Alegem un miez de tip EC41/19/12, caracterizat prin Sm=1,21cm2; Sf=1,36cm2.

Întrucât curentul prin inductivitatea de filtraj este mare, trebuie avut grijă să se realizeze un întrefier, pentru ca miezul să nu se satureze. Lățimea întrefierului se obține din relația:

, (5.10)

unde este permeabilitatea magnetică a întrefierului.

.

Dacă întrefierul se realizează în părțile laterale ale miezului lățimea sa va fi li/2.

Numărul de spire necesar pentru a realiza inductivitatea se calculează cu relația:

(5.11)

.

Se alege N=18spire.

Se calculează dimensiunile bobinei și se verifică dacă aceasta intră în fereastra oferită de tipul de miez ales. Se calculează secțiunea bobinajului:

, (5.12)

unde ns este numărul de spire care încape într-un cm2.

.

Se verifică factorul de umplere al ferestrei:

, (5.13)

unde Sf este suprafața ferestrei miezului. Se obține o încărcare corespunzătoare a ferestrei dacă =0,8-0,9.

.

Se calculează grosimea bobinajului:

, (5.14)

unde:

diz este diametrul conductorului cu izolație;

– grosimea materialului izolator;

W – numărul de straturi.

Și în acest caz trebuie îndeplinită condiția ca g să fie mai mic sau egal cu (0,8-0,9) din lățimea ferestrei.

Numărul de straturi, W, este dat de relația:

, (5.15)

unde:

N este numărul de spire;

nl1 – numărul de spire bobinate strâns care încap pe o lățime de 1cm;

2h – înălțimea stratului de bobinaj;

hp – lățimea pierdută din spațiul de bobinaj din cauza pereților laterali ai carcasei și datorită faptului că la marginea stratului rămâne un mic spațiu neutilizat; în practică hp=0,2…0,5cm.

Folosim trei conductoare în paralel pentru a îndeplini condiția ca înfășurarea să suporte curentul de 20A.

,

iar ,

unde s-a considerat o hârtie izolatoare pentru protejarea bobinajului de grosime =0,05mm.

Deoarece deschiderea ferestrei miezului EC41 este de 9,6mm, bobinajul cu grosimea g=8,6mm încape în fereastră, rămânând și un spațiu de 1mm pentru răcire.

Dimensionarea capacităților de filtraj.

Alegerea capacității de filtraj depinde de tipul sursei, de frecvența de lucru și de valoarea maximă a curentului de sarcină. În cele mai multe aplicații se folosesc condensatoarele electrolitice cu rezistență proprie cât mai mică. Rezistența proprie a condensatorului de filtraj are efect direct asupra pulsațiilor tensiunii și de asemenea asupra duratei de viață a condensatorului. Cum rezistența proprie este un element disipativ, pierderile de putere generează căldură, care scurtează durata de viață a condensatorului.

În prezent se realizează condensatoare care au un domeniu de temperatură până la 100oC, cu rezistență proprie foarte mică la frecvențe peste 20kHz. Majoritatea firmelor producătoare garantează o rezistență proprie foarte mică până la o frecvență de 100kHz. Datorită tendinței de a proiecta și realiza surse în comutație care să lucreze la frecvențe peste 50kHz, progresele tehnice obținute în realizarea componentelor electronice pasive au condus la obținerea condensatoarelor de tip “film”. Acestea pot lucra până la o frecvență de 100kHz, cu un curent până la 2A/F.

Urmărind forma de undă a curentului prin condensator din figura 5.2. observăm că ea este simetrică față de axa timpului având amplitudinea, vârf la vârf, Is. Acest curent trece prin zero de două ori într-o perioadă, la t’1 și t’2, adică la mijlocul intervalelor de timp t1 și t2. Tensiunea cu care se încarcă condensatorul este:

. (5.16)

Integrând relația de mai sus se obține:

, (5.17)

de unde rezultă:

, (5.18)

în care: Is=0,25IL;

Us este amplitudinea vârf la vârf a tensiunii la bornele consumatorului;

f – frecvența de lucru.

.

Alegem C1=C2=3,3F, condensatoare electrolitice de tipul CTS-P 10.76, tensiunea nominală UN=35V, toleranța capacității: 10%.

Pentru a asigura o valoare cât mai mică a pulsațiilor tensiunii de la ieșire trebuie ca rezistența proprie a condensatorului, Rc, să fie cât mai mică. Această rezistență se poate exprima cu relația:

. (5.19)

Filtrul LC are o mare importanță asupra stabilității sursei când ea este prevăzută cu un circuit de reglare a tensiunii de ieșire. Un filtru cu inductivitate mică și capacitate mare determină o impedanță mică pentru filtru, ceea ce va permite să se obțină un timp de răspuns redus la modificările bruște ale parametrilor circuitului de sarcină. Dacă inductivitatea este prea mică, pot rezulta impulsuri de curent prin diodele redresoare, care să depășească curentul de vârf efectiv al acestora.

Capitolul 6

Circuite pentru comanda elementului de putere în comutație

Majoritatea surselor de putere în comutație au în componența lor circuite electronice la ieșirea cărora tensiunea este modulată în durată. Utilizând procedeul de modulație în durată (MD) se poate modifica timpul de conducție al tranzistoarelor de putere ce îndeplinesc funcția de comutator și, prin urmare, se poate modifica valoarea medie a tensiunii de ieșire. Acest procedeu se pretează la realizarea unei surse în comutație cu buclă de reglare, pentru că permite creșterea stabilității tensiunii de ieșire față de variațiile tensiunii de intrare, față de temperatură.

În ultimul timp au fost concepute numeroase tipuri de circuite integrate care folosesc MD și care includ toate cerințele și funcțiile ce trebuie să le asigure o sursă în comutație.

Un stabilizator de tensiune în comutație trebuie să îndeplinească două cerințe:

să asigure o tensiune continuă, reglabilă la parametrii ceruți de consumator;

să asigure o foarte bună izolare între circuitele de intrare și cele de ieșire pentru a proteja utilizatorul chiar în cazul apariției unor supratensiuni întâmplătoare.

Există o mare varietate de circuite de comutație care pot fi utilizate în construcția unui stabilizator de tensiune continuă în comutație. Cel mai simplu circuit și totodată foarte răspândit este circuitul care generează un semnal rectangular de frecvență fixă, modulat în durată. Forma de undă astfel generată comandă deschiderea sau blocarea unuia sau a mai multor tranzistoare de putere.

La început au fost proiectate circuite MD cu componente discrete, ulterior s-au obținut circuite integrate specializate care îndeplinesc toate funcțiile și cerințele unui stabilizator performant.

În figura 6.1 se prezintă schema bloc a unui circuit integrat cu MD.

Funcționarea unui astfel de circuit este următoarea. Un amplificator de eroare AE compară semnalul de reacție Ur de la ieșirea sursei cu o tensiune de prescriere Up. Tensiunea de eroare Ue se aplică la intrarea unui comparator C. La cealaltă intrare a comparatorului acționează o tensiune liniar variabilă de frecvență fixă produsă de oscilatorul Os. Tensiunea liniar variabilă comandă și bistabilul B. Cele două niveluri de tensiune de la bistabil împreună cu semnalul rectangular dat de comparator comandă două porți ȘI.

La ieșirile A și B ale celor două porți se obțin semnale modulate în durată când semnalul de eroare Ue își modifică amplitudinea. Cele două semnale A și B sunt apoi trecute prin etaje tampon, nefigurate în desen, pentru a comanda tranzistoarele circuitului de putere.

Prin urmare, un circuit integrat cu MD trebuie să conțină un oscilator cu frecvență fixă sau programabilă și un generator de tensiune liniar variabilă. Tensiunea de ieșire trebuie să realizeze un factor de umplere teoretic de la 0 la 1, cu posibilitatea de ajustare a timpilor de blocare ai tranzistoarelor de putere pentru a se evita conducția simultană a acestora.

Circuitul integrat TL 494.

Circuitul TL 494 este un circuit cu MD, cu frecvența de oscilație fixă, care înglobează toate blocurile necesare pentru comanda și controlul prin tensiune al unei surse stabilizate în comutație. Funcționarea lui este următoarea. Un generator de tensiune liniar variabilă are frecvența de oscilație fixată prin valorile rezistenței RT și condensatorului CT, conectate la pinii 5 și 6. Frecvența tensiunii este dată de relația:

. (6.1)

Tensiunea de ieșire modulată în durată se obține ca urmare a comparării în blocul comparator a tensiunii liniar variabile cu două tensiuni. Una din tensiuni se aplică la pinul 4 și reprezintă tensiunea de control a timpului dintre două impulsuri dreptunghiulare consecutive, iar a doua tensiune este furnizată de amplificatoarele de eroare. La intrările 1, 2 și 15, 16 ale celor două amplificatoare de eroare se aplică tensiuni de reacție din circuitul de ieșire a sursei.

La o intrare inversoare a comparatorului este fixat nivelul de 0,12V, care reprezintă tensiunea minimă de la care începe procesul de comparare. Tensiunea minimă garantează condiția că între două impulsuri consecutive ce vor comanda un tranzistor de putere există un interval de pauză în care nu se generează impulsuri la ieșirea circuitului integrat. În acest fel se asigură timpul de revenire al tranzistoarelor de putere între două stări de conducție consecutive. Tensiunea este astfel aleasă încât intervalul de timp denumit “dead-time” să reprezinte 4% din durata unui ciclu. Dacă nivelul de tensiune aplicat la pinul de control 13 este zero, rezultă un factor de umplere în tensiunea de ieșire de 96%. Dacă la pinul 13 avem o tensiune de 5V, factorul de umplere este 48%. Se poate modifica după dorință acest timp, dacă la pinul 4 se conectează o tensiune cuprinsă între 0 și 3,3V.

Ieșirile amplificatoarelor de eroare sunt trecute printr-un circuit SAU la intrarea neinversoare a unui comparator. Când condensatorul CT se descarcă, un impuls pozitiv dat de comparator corespunzător lui “dead-time” basculează bistabilul. În acest fel cheile Q1 și Q2 de la ieșire sunt blocate și tranzistoarele de putere nu pot fi comandate.

Amplificatoarele de eroare se caracterizează printr-un câștig mare. Valoarea minimă a amplificării în buclă deschisă este de 20dB. Ele asigură un timp de răspuns de 400 ns.

În funcție de semnalul de control de la pinul 13 și de modul de variație în timp al semnalului de reacție se obțin în emitoarele tranzistoarelor Q1 și Q2 semnale modulate în durată. Dacă se dorește un curent de intrare mai mare, tranzistoarele Q1 și Q2 pot fi puse în paralel. În acest fel frecvența tensiunii de ieșire va fi egală cu frecvența oscilatorului. În caz contrar, frecvența semnalului de la pinii 9 și 10 este jumătate din frecvența de tact impusă de elementele RT și CT.

Pinul de control 13 nu trebuie lăsat liber niciodată. El poate fi conectat fie la sursa proprie de referință (pinul 14), fie la masă (pinul 7). Dacă circuitul este folosit pentru comanda unui singur tranzistor de putere, pinul 13 se pune la masă. Dacă se realizează o sursă în contratimp, el trebuie legat la pinul 14.

Pinul 4 la care se poate face controlul intervalului “dead-time” poate fi folosit într-un circuit de protecție la supratensiuni ce pot fi produse de circuitul de intrare al sursei.

În figura 6.2 se prezintă o aplicație a circuitului TL494 pentru o sursă stabilizată în comutație.

Pentru a evita ca la punerea sub tensiune circuitul TL494 să genereze impulsuri de comandă false, se recomandă utilizarea unui circuit de întârziere, care să permită generarea impulsurilor pentru comanda tranzistoarelor de putere după un anumit interval de timp. În acest sens se poate utiliza intrarea “dead-time”. Configurația este prezentată în figura 6.3.

La conectare condensatorul forțează ca la pinul 4 să apară tensiunea de 5V, fapt ce blochează ambele ieșiri ale circuitului integrat. Pe măsură ce condensatorul se încarcă prin Rs, lățimea impulsului de ieșire crește până când bucla de reglare preia funcția de comandă a duratei impulsului de ieșire. Pentru faptul că un astfel de circuit determină o anumită întârziere în declanșarea impulsurilor pentru comanda etajelor de putere, el a fost denumit și “soft-start circuit”.

Circuitul L4960.

Circuitul integrat L4960 este un circuit stabilizator comutator de putere.

Curent de ieșire 2,5A

Gama tensiunii de ieșire 5,1V până la 40V

Precizie 2%

Frecvență mare de comutare

Eficiență ridicată

Foarte puține componente externe

Soft start

Curent de limitare intern

Blocare termică

Circuitul L4960 este un stabilizator comutator de putere care livrează 2,5A la o tensiune variabilă de 5V până la 40V. Caracteristicile acestui dispozitiv includ limitare de curent, soft start, protecție termică și 0 până la 100% ciclu de lucru pentru modul de operare continuu.

Circuitul L4960 este montat într-o capsulă de putere de plastic Heptawatt și necesită foarte puține componente externe. Operarea eficientă la frecvențe de comutare până la 150kHz permite o reducere a mărimii și costului componentelor filtrelor externe.

Funcțiile pinilor:

Tensiunea de alimentare: tensiune de intrare nestabilizată. Un stabilizator de putere intern alimentează logica internă.

Intrarea de feedback: terminalul de feedback al buclei de stabilizare. Ieșirea este conectată direct la acest terminal pentru operarea la 5,1V; conectarea se face printr-un divizor pentru tensiuni înalte

Compensarea în frecvență: o rețea RC serie conectată între terminal și masă determină caracteristica de câștig a buclei de stabilizare

Masa: terminal de masă comun

Oscilator: o rețea RC paralel conectată la acest terminal determină frecvența de comutare

Soft start: constanta de timp pentru pornire. Se conectează un condensator între acest terminal și masă pentru a defini constanta de timp a pornirii. Acest condensator determină , de asemenea, curentul mediu de ieșire la scurtcircuit

Ieșirea: ieșirea stabilizatorului.

Funcționarea circuitului L4960

Circuitul L4960 este un stabilizator monolitic care comută descrescător furnizând tensiunea de ieșire între 5,1V și 40V și un curent de 2,5A.

Bucla de stabilizare constă dintr-un oscilator în dinte de fierăstrău, un amplificator de eroare, un comparator și etajul de ieșire. Un semnal de eroare este produs prin compararea tensiunii de ieșire cu o tensiune precisă de 5,1V.

Acest semnal de eroare este apoi comparat cu semnalul în dinte de fierăstrău pentru a genera pulsurile modulate cu frecvență fixă care comandă etajul de ieșire.

Câștigul și stabilitatea în frecvență ale buclei pot fi ajustate de o rețea RC externă conectată la pinul 3. Închiderea directă a buclei generează o tensiune de ieșire de 5,1V. Tensiunile mai mari sunt obținute prin introducerea unui divizor de tensiune.

Supracurenții de ieșire la comutare sunt înlăturați de funcția de soft start. Ieșirea amplificatorului de eroare este inițial stabilită de condensatorul extern CSS și crește liniar pe măsură ce acest condensator este încărcat de o sursă de curent constant.

Protecția de suprasarcină la ieșire este asigurată printr-un limitator de curent. Curentul de sarcină este sesizat de un rezistor metalic intern conectat la un comparator. Când curentul de sarcină depășește o valoare prestabilită, acest comparator încarcă cu 1 logic un bistabil care dezactivează etajul de ieșire și descarcă condensatorul de soft start (CSS). Un al doilea comparator resetează bistabilul când tensiunea pe condensatorul de soft start scade sub 0,4V.

Etajul de ieșire este astfel repornit și tensiunea de ieșire crește sub controlul rețelei de soft start. Dacă condiția de suprasarcină este încă activă limitarea va funcționa din nou când se va ajunge la valoarea prestabilită a curentului. Curentul mediu de scurtcircuit este limitat la o valoare sigură de timpul limită introdus de rețeaua de soft start. Circuitul de protecție termică dezactivează funcționarea circuitului când temperatura joncțiunii ajunge la aproximativ150oC și folosește histerezis pentru a preveni condițiile instabile.

Figura 6.4. prezintă formele de undă ale rețelei de soft start.

Realizarea circuitului de comandă a tranzistoarelor de putere cu ajutorul cicuitului L4960 este redată în figura 6.5.

Pentru funcționarea normală a tranzistorul Q1 trebuie ca tensiunea în bază să fie suficient de mare pentru a obține o tensiune bază emitor de 0,6V. Acest lucru se realizează când nivelul logic al ieșirii porții NAND este “1”, echivalent cu o tensiune de 5V. Deoarece poarta prezintă o rezistență de ieșire este necesară conecterea unei rezistențe serie R7. Calculul acestei rezistențe se face conform relației 6.2.

, (6.2)

unde:

VOH=5V, VBE=0,6V, IOH=1mA. Deci R7=4,3k. Analog R8=4,3k.

Alegem R7=R8=4,7k, de tipul RCG 1100, toleranța 5%.

Pentru transformatoarele Tr1 și Tr2 impunem un raport de transformare U1/U2= 1/10. Dacă în primarul transformatorului apare un impuls de tensiune U1, în secundar se induce o tensiune de aceeași polaritate, datorită faptului că s-a folosit același sens de înfășurare. Tranzistorul Q3 este adus în conducție și pe durata acestui impuls condensatorul se încarcă. Tensiunea pe condensator ajunge la aproximativ 2V datorită diodei stabilizatoare, a cărei tensiune de deschidere se află în jurul acestei valori. Când tensiunea în primarul transformatorului trece prin zero, se anulează tensiunea și în secundar. Tensiunea de pe condensator va polariza invers joncțiunea emitor bază a tranzistorului și va determina un curent invers este bază care aduce în starea de blocare tranzistorul.

Tranzistoarele Q1 și Q2 se aleg de tipul BF 459.

Pentru rezistența R6 se alege valoarea de 1k.

Pentru rețeaua serie de compensare în frecvență din catalog se aleg următoarele valori: R4=15k și C5=33nF.

Pentru oscilatorul RC se aleg valorile: R3=4,3k și C4=2,2nF. Condensatorul C3 de decuplare se alege C3=1000F, iar C6=2,2F se alege pentru a defini constanta de timp a pornirii.

Dimensionarea transformatorului Tr3. Numărul de spire din primarul transformatorului este N1=134spire. În secundar dorim să obținem o tensiune Us=12V. Rezultă că numărul de spire din secundar este dat de relația:

.

Diodele D13 și D14 le alegem de tipul 1N3889.

Releul R îl considerăm de tipul RI13.

Capitolul 7

Protecția stabilizatoarelor de tensiune în comutație

7.1 Circuite de izolare optică

Circuitele optocuploare se folosesc la proiectarea stabilizatoarelor în comutație pentru a realiza, pe de o parte izolarea galvanică între circuitul de intrare și cel de ieșire, iar pe de altă parte pentru transmiterea semnalului de reacție în bucla de reglare.

Un optocuplor este constituit din două părți: o sursă de lumină, care în cele mai multe cazuri este o diodă fotoemisivă și un detector, care poate fi un fototranzistor sau fototiristor. Cea mai răspândită soluție este aceea de a încapsula o diodă fotoemisivă de GaAs cu un fototranzistor. În figura 7.1 se arată un optocuplor la care tensiunea de ieșire este o funcție liniară de tensiunea de la intrare.

Rezistența de limitare se alege astfel încât să nu se depășească curentul maxim prin diodă:

, (7.1)

unde UD este căderea de tensiune pe diodă în stare de conducție.

Curentul de colector al fototranzistorului depinde de tensiunea de alimentare E, dar și de eficiența , cu care se transmite curentul prin diodă. Dacă curentul prin diodă este cunoscut, se poate calcula curentul prin fototranzistor:

. (7.2)

În datele de catalog ale fiecărui optocuplor se dau nomograme în care se exprimă eficiența în funcție de tensiunea colector-emitor, fapt ce permite calcularea rezistenței Rs pentru o anumită valoare impusă a tensiunii Us.

Când se alege un optocuplor pentru a fi folosit într-o sursă, trebuie avute în vedere următoarele considerente:

optocuplorul trebuie să îndeplinească cerințele impuse de normativele în vigoare cu privire la tensiunea maximă de străpungere pentru care se fac probele de fiabilitate ale întregului ansamblu;

să prezinte un randament ridicat de transformare a energiei luminoase în energie electrică;

să prezinte o stabilitate termică ridicată în cazul în care este folosit ca parte componentă într-un lanț de amplificare.

În cele mai multe cazuri optocuplorul are o caracteristică liniară, adică între tensiunea de la ieșire și cea de la intrare există o relație de directă proporționalitate. Din acest motiv el este des utilizat în bucla de reglare a unei surse.

Un exemplu este prezentat în figura 7.2.

O parte din tensiunea de la ieșire este culeasă prin divizorul R8, R9 și se aplică la intrarea inversoare a amplificatorului de eroare AE. Această tensiune se compară cu o tensiune de prescriere Up. Tensiunea diferență , amplificată, produce un curent prin R4 care modulează intensitatea luminoasă a LED-ului. Pe rezistența R3 se obține o tensiune care trebuie să fie proporțională cu tensiunea dată de divizorul R8, R9. Tensiunea rezultată se aplică la intrarea CMD. În timp ce la cealaltă intrare tensiunea UR2 este fixă, rezultă că pe măsură ce tensiunea de reacție variază, se modifică durata de conducție a tranzistorului Q1.

Numărul de componente se poate reduce simțitor dacă în circuitul de comandă al optocuplorului se folosește un circuit integrat specializat TL 431. Reprezentarea simbolică și schema bloc sunt date în figura 7.3.

Circuitul poate fi folosit ca un amplificator programabil, care poate debita un curent până la 100mA, cu tensiune reglabilă până la 36V, rezistența sa de ieșire fiind de 0,22.

În figura 7.4. se prezintă modul de utilizare al circuitului TL 431.

Grupul C1-R2 se folosește pentru corecția caracteristicii de fecvență.

O altă soluție este cea din figura 7.5. Variațiile curentului de colector ale tranzistorului Q produc modificări ale tensiunii pe rezistența R5 și deci și la intrarea amplificatorului de eroare AE.

Pe lângă rolul lor primordial de separare a secțiunii de la intrare de cea de la ieșire, optocuploarele joacă un rol însemnat în stabilitatea sursei față de perturbațiile care pot apărea, fie la consumator, fie la rețeaua de alimentare.

7.2. Circuite de întârziere (soft-start)

În toate sursele în comutație este necesar să existe un circuit de întârziere, care în momentul conectării la tensiunea de alimentare să împiedice apariția unor vârfuri de curent prin tranzistoarele de putere care ar putea să le distrugă sau care să producă saturarea miezului feromagnetic. Circuitele care împiedică apariția acestor fenomene sunt cunoscute sub numele de “circuite de amorsare lentă” (soft-start circuit) și ele în general conțin o rețea RC, care permite CMD să genereze un impuls ca să crească de la nivelul de zero la nivelul maxim, cu o viteză mică de variație. Figura 7.6. prezintă un astfel de circuit.

La t=0, când sursa se pune sub tensiune, condensatorul C este descărcat și ieșirea amplificatorului de eroare este ținută la potențial zero prin dioda D1. Comparatorul este astfel inhibat.

La t=0+, condensatorul se descarcă prin rezistența R cu o constantă de timp =RC spre tensiunea de alimentare E. Când condensatorul este încărcat, dioda D1 este blocată și ieșirea amplificatorului de eroare este izolată de rețeaua RC. Creșterea lentă a tensiunii pe condensator determină o modificare gradată a lățimii impulsului dat de comparator și prin urmare rezultă o amorsare lentă a circuitului de putere al sursei. Dioda D2 este folosită pentru descărcarea condensatorului la deconectarea sursei și inițializarea, apoi la reconectare, a aceluiași proces lent de amorsare.

În figura 7.7. se prezintă circuitul de întârziere aferent circuitului integrat TL 494.

Circuitul de întârziere permite obținerea unor impulsuri a căror durată crește progresiv, așa după cum rezultă din figura 7.7, prin aplicarea la pinul 4 a unui semnal care descrește în timp conform constantei de timp existente.

Alegând un raport de divizare 1:9 pentru rezistențele R1și R2, se poate obține un factor de umplere al tensiunii la ieșirea comparatorului de circa 83%. Pentru constanta de timp a circuitului R1C se alege o durată de 25 până la100 de ori mai mare decât perioada semnalului de tact. În cazul în care f=20kHz, iar pentru R1 alegem valoarea de 1k, se pote calcula valoarea capacității astfel:

(7.3)

(7.4)

(7.5)

Cu aceste valori se elimină posibilitatea apariției unor impulsuri false ce pot fi create de circuitul de comandă în momentul conectării sursei la rețea.

7.3. Circuite de limitare a curentului

Un stabilizator în comutație trebuie să furnizeze curentul pentru care a fost proiectat în condiții de deplină siguranță. În cazul apariției unui supracurent sau chiar a unui scurtcircuit la ieșire, stabilizatorul trebuie să fie prevăzut cu un circuit de limitare a curentului și un circuit de protecție la scurtcircuit.

Circuitele de limitare sunt, în principiu, acele circuite care, chiar în caz de scurtcircuit,nu permit creșterea curentului peste o anumită limită. Se cunosc numeroase posibilități de implementare a circuitului de limitare, fie în circuitul secundar al transformatorului de putere, fie în primar. Topologia optimă a unui astfel de circuit se stabilește în funcție de consumatorul alimentat de la sursă. O sursă cu o singură tensiune de ieșire poate avea plasat circuitul de limitare fie în primarul transformatorului fie în secundar. Pentru surse cu mai multe tensiuni de ieșire este necesară conectarea circuitului de limitare în primar. Dacă comanda tranzistoarelor de putere se face prin circuite izolate galvanic, circuitele de sesizare a curentului se plasează pe partea de ieșire a sursei.

Circuitele de limitare pot fi realizate cu componente discrete sau cu circuite integrate specializate acestui scop. Aceste circuite trebuie să se caracterizeze printr-un timp de răspuns foarte scurt pentru că ele trebuie să acționeze mai devreme ca elementele din circuitul de putere să se distrugă. În figura 7.8 sunt prezentate două tipuri de circuite de limitare. În cazul prezentat în figura 7.8.a, vârful de curent din primarul transformatorului este apreciat prin căderea de tensiune pe rezistența R0. Valoarea rezistenței R0 se determină astfel:

. (7.6)

Când tensiunea pe R0 depășește tensiunea de deschidere a joncțiunii emitor-bază tranzistorul Q2 intră în conducție. Colectorul său este legat în circuitul de intrare al oscilatorului. Prin intrarea în conducție a tranzistorului Q2 se blochează generarea impulsurilor de tact de către oscilator.

Un circuit foarte răspândit și totodată mai rapid este cel prezentat în figura 7.8.b. Deși principiul de funcționare pe care se bazează este similar cu cel din figura 7.8.a, circuitul are avantaje nete față de soluția cu tranzistor. În primul rând, nivelul la care basculează comparatorul de limitare, CL, este bine precizat, nefiind vorba de cădere de tensiune pe joncțiunea bază emitor a unui tranzistor. În al doilea rând, nivelul este destul de mic (100-200mV), ceea ce permite folosirea unor rezistențe mici ca traductoare de curent. Prin utilizarea unor rezistențe mici randamentul global al sursei se îmbunătățește.

La stabilizatoarele de tensiune la care există posibilitatea separării galvanice a circuitului de bază al tranzistoarelor de putere de circuitele care generează impulsurile pentru comanda în bază se poate utiliza circuitul de limitare redat în figura 7.9. El poate fi conectat direct între sursă și consumator.

Dacă Is crește, la un moment dat:

(7.7)

și tranzistorul Q1 se deschide. Alegem tranzistorul Q1 de tipul BC 177 (=100, IC1=100mA), iar IB1=1mA. Condensatorul se încarcă cu constanta de timp =R2C. Când tensiunea pe condensator ajunge la valoarea:

, (7.8)

tranzistorul Q2 se deschide. Alegem tranzistorul Q2 de tipul BC 107. Pentru a reduce influența curentului de bază a tranzistorului Q2 asupra procesului de încărcare al capacității C, se poate folosi în locul tranzistorului Q2 un grup de tranzistoare în conexiune Darlington. Rezistența R4 se alege mult mai mică decât R3 pentru a se obține o descărcare rapidă a condensatorului după ce s-a încheiat procesul de detectare a supracurentului.

Ținând cont că :

, (7.9)

iar

, (7.10)

deci

.

Din relația (7.7) se poate determina R0:

Rezistența R2 se poate alege astfel:

. (7.11)

Tensiunea pe condensator va ajunge rapid la valoarea la care trebuie să intre în conducție tranzistorul Q2. La rândul lui, tranzistorul va bloca intrarea CMD.

Procedeele prezentate mai sus, deși sesizează rapid creșterile de curent peste limitele admise, nu pot fi folosite la surse a căror curent de sarcină este foarte mare. Căderile de tensiune pe traductorul de curent R0 sunt importante, disipația de putere este mare, iar randamentul sursei se diminuează. În aceste situații soluția preferată este prezentată în figura 7.10.

În serie cu inductivitatea de filtraj se conectează înfășurarea primară a unui transformator de curent. Pierderile de putere sunt mult mai mici, față de cazul utilizării traductorului de curent rezistiv. În secundarul transformatorului se obține o tensiune proporțională cu curentul de sarcină Is, tensiune ce este redresată cu dioda D1 și filtrată cu grupul R2-C.

Odată cu creșterea curentului de sarcină crește și tensiunea la bornele condensatorului C. La un moment dat tensiunea pe condensator depășește tensiunea de prag a diodei Zener. Tranzistorul este adus în conducție, iar semnalul obținut în colectorul său este folosit pentru blocarea CMD.

Transformatorul poate fi realizat cu un miez de ferită toroidal, dar trebuie astfel dimensionat încât să nu ajungă la saturație. În mod obișnuit primarul este format dintr-o singură spiră, iar în secundar se alege un număr de spire pentru a asigura tensiunea necesară pentru deschiderea diodei Zener și a tranzistorului Q. Cu alte cuvinte:

(7.12)

. (7.13)

Dacă se ia în considerare și căderea de tensiune pe dioda D1 în stare de conducție, atunci numărul de spire furnizat de relație trebuie puțin mărit.

Un circuit de limitare a curentului care poate fi folosit fie pe partea de intrare, fie pe partea de ieșire a sursei este prezentat în figura 7.11.

Circuitul de limitare a fost plasat în circuitul primar al transformatorului de putere Tr1 și funcționează astfel: transformatorul de curent Tr2 furnizează o tensiune proporțională cu curentul I1, tensiune ce este redresată cu puntea redresoare PR și filtrată cu condensatorul C. Prin potenționetrul P o parte din această tensiune se aplică la una din intrările comparatorului C. La cealaltă intrare se află tensiunea de prag Up. Când se depășește tensiunea de prag Up, monostabilul realizat cu circuitul A555 aduce în conducție tranzistorul Q, care, la rândul său, blochează generarea de impulsuri spre etajul de putere.

Un astfel de circuit își găsește aplicabilitatea și pentru o sursă cu mai multe tensiuni de alimentare. Prin plasarea traductorului de curent în primarul transformatorului Tr1 se obțin informații despre orice creșteri de curent din înfășurările secundare.

Calcularea numărului de spire pentru transformatorul Tr2 se face utilizând relațiile (7.12) și (7.13).

7.4. Circuite de protecție la supratensiuni

Circuitele de protecție la supratensiuni sunt destinate pentru protejarea consumatorilor la creșteri accidentale ale tensiunii de alimentare peste anumite limite permise. Un astfel de circuit se conectează, de regulă, între sursa de tensiune continuă și consumator.

Un circuit de protecție este compus, în general, din două părți, și anume: circuitul de sesizare al supratensiunii și elementul de execuție. Circuitul de sesizare se poate realiza din componente discrete sau cu circuite integrate specializate. Elementul de execuție este în general un tiristor. Calitatea unui circuit de protecție se apreciază după rapiditatea cu care sesizează supratensiunea.

Cel mai răspândit și totodată cel mai simplu circuit de protecție utilizează un tiristor conectat între borna (+) și (-) a sursei (figura 7.12).

La creșterea tensiunii la bornele circuitului detector peste o anumită limită, acesta furnizează un impuls care aduce în conducție tiristorul, iar tensiunea la bornele consumatorului devine practic nulă. Eficacitatea unui astfel de circuit depinde de timpul în care circuitul detector sesizează supratensiunea și de capacitatea tiristorului de a prelua, practic, curentul de scurtcircuit al redresorului de la intrare.

La intrarea în conducție a tiristorului (figura 7.13), curentul maxim, Imax, poate depăși curentul de vârf repetitiv provocând distrugerea acestuia. Dacă curentul Imax este mai mic decât curentul repetitiv, după amorsarea tiristorului se stabilește un curent limită IL a cărui valoare este influențată în principal de rezistența internă a sistemului de redresare folosit. Deteriorarea tiristorului poate avea loc, deci, prin trei mecanisme: di/dt, curentul Imax și I2t. Din acestea trei, primele două sunt mai periculoase pentru că pot distruge tiristorul în primele momente după aplicarea impulsului de comandă pe poartă.

Astfel, imediat după primirea impulsului de comandă, zona de conductibilitate se extinde treptat. Dacă curentul anodic se stabilește cu o viteză de variație mare (di/dt este mare), în apropierea joncțiunii grilă-catod se stabilește o densitate de curent foarte mare. Aceasta produce supraîncălzirea locală excesiv de mare, iar căldura degajată provoacă distrugerea semiconductorului.

Valoarea pantei di/dt pentru care tiristorul poate funcționa fără să existe pericolul de distrugere este influențată de tehnologia de fabricație. Astfel, un tiristor care are joncțiunea grilă-catod poziționată central față de extremități suportă o pantă de creștere a curentului anodic mai mare decât dacă joncțiunea este poziționată lateral.

Pentru a limita viteza de creștere a curentului anodic, în serie se conectează o inductivitate (figura 7.14). Inductanța însă micșorează viteza de răspuns a întregii surse și de aceea când se recurge la utilizarea unei inductanțe trebuie să se facă un compromis în ceea ce privește viteza de răspuns a sursei și viteza de variație a curentului prin tiristorul de protecție.

Dacă curentul maxim Imax este mare sau durata de conducție a tiristorului este excesiv de lungă, supraîncălzirea tiristorului poate provoca distrugerea joncțiunilor. Reducerea valorii maxime a curentului ar fi posibilă prin înserierea cu tiristorul a unei rezistențe. Soluția nu se recomandă pentru că înrăutățește randamentul sursei. De aceea se recurge la alegerea unui tiristor care să permită stabilirea unui curent în impuls mult mai mare decât curentul de regim permanent provocat de sursa stabilizată la scurtcircuit.

Circuite pentru sesizarea supratensiunilor

Circuitele pentru sesizarea supratensiunilor au rolul de a detecta creșterile de tensiune peste valorile limită prescrise, precum și să genereze impulsurile cu parametrii ceruți de circuitul grilă-catod al tiristorului. La alegerea structurii și elementelor componente trebuiesc respectate două condiții:

pentru a mări capacitatea tiristorului de a suporta curenții anodici cu viteză de variație cât mai mare, circuitul de sesizare a supratensiunii trebuie să ofere un impuls de amorsare cu timp de ridicare cât mai mic;

să prezinte o imunitate ridicată la tensiuni de zgomot.

Se cunosc numeroase tipuri de circuite de sesizare folosite în topologia unui circuit de protecție împotriva supratensiunilor. Acestea pot fi clasificate în două categorii:

Circuite de sesizare cu diode Zener;

b) Circuite integrate specializate.

Un circuit foarte răspândit care sesizează supratensiuni prin depășirea tensiunii de deschidere a diodei Zener este prezentat în figura 7.15.

Deși circuitul este foarte simplu și totodată ieftin, nu se recomandă a fi utilizat din cauză că, la bornele rezistenței R, tensiunea rezultată nu prezintă timp de ridicare redus, fapt ce reduce și capacitatea tiristorului de a suporta curenți anodici cu pantă mare. În plus, în condițiile unei dispersii normale a caracteristicilor tiristoarelor folosite, există situații când tiristorul nu se amorsează. Corectarea acestui neajuns presupune selectarea de fiecare dată a diodei Zener.

Un circuit realizat din componente discrete care poate asigura impulsuri de comandă pentru tiristorul T, cu parametri ce pot fi ajustați, este prezentat în figura 7.16. Soluția elimină dezavantajele pe care le prezintă circuitul simplu din figura 7.15. Acest circuit este însă mai scump și insuficient de insensibil la tensiuni de zgomot.

În ultimii ani au fost proiectate și realizate numeroase circuite integrate specializate pentru protecția la supratensiuni. Ele sunt ieftine și oferă proiectantului o serie de facilități, cum ar fi: nivelul reglabil al tensiunii de sesizat, răspuns rapid, coeficient de stabilizare termică ridicat.

Un astfel de circuit este MC 3423. Schema bloc este redată în figura 7.17. Circuitul MC 3423 a fost proiectat să asigure un curent de ieșire la pinul 8 până la 300mA, cu un timp de ridicare de 400mA/s pentru a mări capacitatea tiristoarelor de a suporta curenți anodici cu di/dt de valoare mare. În plus, circuitul este caracterizat de :

tensiunea de alimentare este cuprinsă între 4,5V și 40V;

coeficient de stabilitate termică ridicat;

posibilitate de a fi comandat de la distanță (pinul 5);

indicator al nivelului tensiunii de ieșire (pinul 6).

În esență circuitul MC 3423 este format dintr-o sursă de referință proprie de 2,6V, două comparatoare și un etaj de ieșire, care asigură curentul maxim de 300mA. Se obține nivel de tensiune ridicat la pinul 8, respectiv la pinul 6, dacă la pinul 3 se află o tensiune mai mare de 2,6V. Circuitul mai posedă o sursă de curent controlată de unul dintre comparatoare, care poate fi folosit împreună cu un condensator conectat din exterior la pinul 4, pentru a-i asigura imunitatea la zgomote.

Configurația de bază a circuitului MC 3423 ca sesizor de supratensiune este prezentată în figura 7.18.

În acest caz intrările 2 și 3 pentru sesizarea supratensiunilor sunt legate la același potențial creat prin divizorul R1, R2. Pragul de tensiune la care circuitul MC 3423 comută, după care tiristorul T este amorsat, depinde de valorile rezistențelor R1 și R2. Tensiunea pe care poate să o sesizeze circuitul se deduce din relația:

. (7.14)

Rezistența R2 se alege din considerente de stabilitate termică sub 10k.

Dacă sursa nu este prevăzută cu circuite pentru limitarea curentului, atunci este necesară siguranța S pentru protecția tiristorului. După ce tiristorul a intrat în conducție și a protejat consumatorul față de saltul de tensiune de la intrare, readucerea tiristorului în condiții inițiale se poate face prin închiderea întrerupătorului k.

Un circuit cu posibilități mai mari este MC 3234. El poate fi folosit să sesizeze atât supratensiuni cât și scăderi ale tensiunii de alimentare sub o anumită limită sau căderea tensiunii de alimentare a redresorului sursei. Din schema bloc se observă că intrările celor două comparatoare de la intrare CI1, CI2 sunt scoase la pinii 2, 3 și 14, 15, asigurându-se astfel circuitului o mai mare flexibilitate. În plus, intrările inversoare ale comparatoarelor sunt legate la surse proprii de curent, care pot fi folosite să genereze o histereză în procesul de sesizare a supratensiunilor. Dacă nu este nevoie de histereză, se conectează pinii 3 și 14 la masă.

Ambele canale ale circuitului MC 3234 pot funcționa independent și au posibilitatea ca la bornele 8 și 10 să asigure curent de comandă mare. La pinii 4 și 13 (Temp1 și Temp2) se conectează elemente de tenporizare, adică capacitățile a căror încărcare se face prin câte un generator de curent constant de 200A. De asemenea, la fiecare ieșire există câte un tranzistor cu colectorul în gol pentru a oferi posibilitatea de a indica starea fiecărei ieșiri (Ind1 și Ind2).

Figura 7.19 redă o aplicație tipică a circuitului MC 3234 pentru o sursă dublă.

În această situație circuitul MC 3234 poate fi alimentat de la una din surse, spre exemplu sursa de tensiune E1, dar poate sesiza depășirile de tensiune atât de la sursa +E1 cât și de la sursa –E1. Vor fi comandate ambele tiristoare chiar dacă supratensiunea a fost generată numai la una din surse.

Pentru a comanda ambele tiristoare simultan se leagă galvanic colectorul cu rol de indicator al stării ieșirii de la o secțiune la borna pentru comanda de la distanță a celeilalte secțiuni, adică se fac punți de legătură între pinii 6-13 și 11-4. În aceste condiții, dacă o secțiune a circuitului sesizează o supratensiune, va fi activat și tiristorul celeilalte secțiuni, în acest fel ambele circuite de sarcină fiind scoase, practic, de sub tensiune.

Un exemplu de circuit de protecție la supratensiuni care nu utilizează ca element de execuție un tiristor este cel din figura 7.20 .

Dioda DZ o alegem de tipul DZ15.

Rezistența R=1k, tip RCG1100, toleranță 5%.

Releul R este de tipul RI 13 .

Tranzistorul Q se alege de tipul BD 135.

Un contact al releului R se utilizează în ramura de alimentare a sursei, rolul său fiind de a întrerupe alimentarea în momentul atragerii releului la apariția unei supratensiuni.

Capitolul 8

Stabilizatorul în comutație ca sursă de perturbații

8.1.Generalități

Proiectarea și realizarea stabilizatoarelor în comutație în vederea funcționării corecte în medii puternic ostile din punct de vedere al perturbațiilor electromagnetice constituie un imperativ esențial pentru asigurarea fiabilității acestora. Totodată, stabilizatorul în comutație nu trebuie să perturbe alți consumatori. Pe măsură ce puterile pentru care se realizează stabilizatoarele în comutație cresc, este necesar ca atât stabilizatorul cât și echipamentele din jurul acestora să funcționeze fără să se perturbe reciproc. De aceea se impune o anumită abilitate a sistemelor electronice de a funcționa într-un anumit mediu fără să sufere sau să cauzeze degradări ale funcționării, sau, cu alte cuvinte, trebuie să existe o anumită compatibilitate magnetică (C.E.M.) (în limba engleză: Electromagnetic compatibility, E.M.C.) a acestor echipamente. Fenomenul de perturbare reciprocă a funcționării unui aparat electric sau electronic, de către alt aparat este cunoscut sub numele de interferență electromagnetică (I.E.), (în limba engleză: Electromagnetic interference, E.I.).

Patru aspecte se consideră drept componente esențiale ale compatibilității electromagnetice:

caracteristicile sursei perturbatoare și ale perturbațiilor generate;

caracteristica traseului de transmitere aperturbațiilor de la sursă la receptor;

suceptibilitatea dispozitivului perturbat față de tipul de energie perturbatoare;

timpul sau momentul în care emite sursa perturbatoare în raport cu nivelul de susceptibilitate la perturbații ale dispozitivului perturbat în acel moment.

Corespunzător acestor patru aspecte rezultă măsurile ce se impun a se lua:

combaterea perturbațiilor chiar la sursă;

atenuarea perturbațiilor pe traseele de legătură dintre sursă și receptor;

rejecția semnalelor perturbatoare la receptor;

eliminarea perturbațiilor prin blocarea susceptibilității receptorului pe timpul cât nivelul perturbațiilor crește.

Sursele perturbatoare se împart în două categorii:

surse de perturbații în spectru discret, din care fac parte în principal, aparatura de electronică industrială, generatoare de oscilații;

surse de perturbații cu spectru larg, în care intră circuitele de comutație, motoarele electrice, aparatajul electrocasnic etc.

Întrucât efectele și măsurile antiperturbative sunt diferite, trebuie analizată și natura sursei. Astfel, există din acest punct de vedere două tipuri de surse;

surse de curent;

surse de tensiune.

Cuplarea prin tensiune perturbatoare este proprie cuplării capacitive, sursele perturbatoare având o impedanță relativ scăzută, în timp ce cuplarea inductivă, proprie perturbațiilor prin curenți, se manifestă ca o sursă de curent conectată în serie cu intrările circuitului perturbat. Impedanța sursei de perturbații prezintă o mare importanță, deoarece curenții ce apar în regim tranzitoriu produc tensiuni proporționale cu această impedanță. Aceste perturbații, în cazul unui regim aperiodic sunt caracterizate prin: energie, valoare maximă, durata fronturilor, frecvența de apariție, durata nivelului maxim admis etc.

8.2. Limitarea perturbațiilor

Stabilizatorul în comutație, ca orice alt echipament electric sau electronic în care curentul se modifică în limite largi, cu viteze de variație, mai mult sau mai puțin mari, constituie o sursă de perturbații pentru alte echipamente aflate în apropiere. Pe de altă parte, funcționarea corectă și precisă a unui stabilizator în comutație poate fi deranjată de alte echipamente cu care se învecinează.

Controlarea cu maxim eficiență și minim de componente a interferenței electromagnetice (I.E.) reprezintă o cerință de prim ordin în proiectarea judicioasă a stabilizatoarelor în comutație.

Elementele de circuit folosite la limitarea efectelor generate de I.E. trebuie să atenueze sau chiar să blocheze perturbațiile ce se transmit de la sursa perturbatoare la receptor.

Cea mai simplă metodă de reducere a nivelului de perturbații electromagnetice ar consta la prima vedere în a conecta filtre atât la intrarea cât și la ieșirea stabilizatorului. Această soluție însă nu este suficientă, pentru că tensiuni de zgomot pot fi induse în oricare alt conductor ce intră în componența stabilizatorului. Cea mai eficientă soluție, în această situație, ar trebui să utilizeze filtre care să decupleze sau să ecraneze fiecare subansamblu. Dar acest procedeu este practic imposibil de realizat.

Pentru a reduce cât mai mult posibil perturbațiile pe care le poate genera un stabilizator în comutație, trebuie cunoscut care sunt elementele ce pot genera astfel de perturbații. Din acestea putem enumera câteva: tranzistoarele și diodele de putere în procesul de comutație, capacitățile parazite ale transformatoarelor și bobinelor de filtraj, capacitățile dintre capsula tranzistoarelor și radiator, capacitățile parazite dintre conductoare etc.

Procesul de comutație care are loc în dispozitivele semiconductoare de putere (diode, tranzistoare) provoacă fenomene de interferență care se manifestă sub diferite forme, cea mai evidentă fiind spectrul larg de armonici al tensiunii rectangulare, spectru ce se extinde până în domeniul frecvențelor de ordinul megaherților. Cantitatea de energie a acestor armonici scade pe măsură ce frecvența acestora crește.

Reducerea conținutului de armonici poate fi obținută prin mărirea timpilor de conectare ai diodelor sau tranzistoarelor. Această soluție determină creșterea pierderilor de putere și conduce la un randament scăzut al stabilizatorului. Dacă obținerea unui randament cât mai bun este o cerință primordială pentru realizarea unui stabilizator, există puține șanse de a reduce drastic generarea de armonici și trebuie folosite procedeele cele mai adecvate de reducere a influenței acestor armonici asupra comportării stabilizatorului precum și a altor echipamente aflate în vecinătate. Dacă se acceptă un randament mai mic, se poate recurge la soluția care transformă tensiunea de formă rectangulară într-o tensiune de formă trapezoidală. Acest lucru este posibil dacă se folosesc filtre de tip L-C sau R-C care asigură un coeficient de atenuare corespunzător armonicilor de ordin superior. Dacă frecvența de tăiere a acestor filtre de tip “trece-jos” este cât mai mare, se reduc greutatea și dimensiunile acestor filtre.

O sursă perturbatoare, nu de cea mai mică importanță, o constituie diodele redresoare. Comutarea acestora este însoțită de procese oscilante care generează tensiuni de zgomot de valoare mare. Amortizarea acestor procese oscilante se poate face cel mai simplu prin înserierea unor rezistențe de valoare mică, rezistențe care să fie tolerate din punct de vedere al pierderilor de putere ce apar la comutație. Pot fi folosite și elemente reactive, dar de cele mai multe ori ele creează probleme datorită fenomenului de rezonanță, ceea ce face să fie preferate totuși rezistențele. Vârfurile de curent generate sunt în funcție de timpul de revenire al diodelor și poate fi redus prin alegerea judicioasă a diodelor.

O altă formă de manifestare a I.E. constă în existența fluxurilor de dispersie generate de transformatoare și bobinele de filtraj când acestea sunt parcurse de curenți de valoare mare. Cuplajul magnetic poate fi redus prin folosirea unor ecrane sub formă de folii metalice sau carcase metalice protectoare. Cuplajul magnetic cu conductoarele de alimentare de la rețea sau cu cele de la stabilizator la consumator poate fi diminuat dacă aceste conductoare se torsoadează. Alte posibilități de reducere a cuplajului magnetic sunt:

folosirea unor miezuri feromagnetice de formă toroidală, miezuri ce sunt caracterizate prin fluxuri de dispersie reduse;

plasarea miezurilor feromagnetice în plane perpendiculare;

orientarea la 90o a conductoarelor parcurse de curenți mari față de conductoarele parcurse de curenți mici.

Cu toate acestea, transformatorul sau bobina de filtraj sunt elemente neliniare și din acest motiv ele produc armonici atât în domeniul frecvențelor înalte, cât și în domeniul frecvențelor joase. În plus, întrucât permeabilitatea magnetică nu este constantă și inductivitatea acestor bobine variază după o lege neliniară în funcție de permeabilitate. Pentru a diminua procesul de generare de armonici, din acest punct de vedere, trebuie folosite materiale feromagnetice cu permeabilitate cât mai mare.

8.3 Filtru pentru reducerea I.E.

Cea mai răspândită metodă de reducere a I.E. a unui stabilizator în comutație constă în utilizarea unor celule de filtrare. Folosirea filtrului afectează constantele de timp ale stabilizatorului, precum și stabilitatea și au, totodată, o influență negativă asupra randamentului. Pentru a nu se reduce performanțele stabilizatorului, se impune alegerea judicioasă a structurii filtrului și o proiectare în strânsă legătură cu celelalte subansambluri ale stabilizatorului.

Pentru a reduce tensiunile perturbatoare, la un stabilizator în comutație sunt necesare filtre atât în circuitul de intrare cât și în circuitul de ieșire.

În ceea ce privește structura acestor filtre, se prevede ca să fie formate din inductivități și capacități.

Curentul absorbit de stabilizator de la circuitul redresor este de foarte puține ori un curent constant. El este de formă pulsatorie și în multe cazuri amplitudinea pulsațiilor variază în limite largi. Aceste pulsații, în special în timpi de creștere și descreștere foate mici, generează tensiuni de zgomot pentru rețeaua de alimentare. Pe lângă faptul că perturbațiile sunt deranjante pentru alți consumatori racordați la rețeaua de curent alternativ, pot provoca modificarea regimului de lucru al generatorului propriu al stabilizatorului. Toate aceste fenomene reclamă obligativitatea unui filtru la intrarea stabilizatorului.

Pe de altă parte bobina filtrului de la intrare trebuie să prezinte o rezistență cât mai mică. Ea fiind parcursă de curentul de sarcină la bornele sale va rezulta o cădere de tensiune minimă. În cazul unor variații mari ale curentului sarcinii căderea de tensiune pe bobina de filtraj nu trebuie să diminueze tensiunea de alimentare a stabilizatorului în așa fel încât să nu se asigure tensiunea minimă de alimentare pentru subansamblele stabilizatorului.

În ceea ce privește filtrul de la ieșirea stabilizatorului, acesta este compus, de obicei, tot dintr-o bobină și un condensator. Observația făcută mai sus cu privire la alegerea inductivității filtrului de la intrare, rămâne valabilă și pentru inductivitatea bobinei filtrului de la ieșire. O atenție deosebită trebuie acordată condensatorului de filtraj. Acesta trebuie să prezinte o rezistență proprie cât mai mică pentru ca pierderile de putere provocate de impulsul de curent ce în străbate să fie cât mai mici.

Filtrul de la intrare

Se cunosc mai multe tipuri de filtre care se conectează la intrarea stabilizatorului în comutație. Pentru a ține nivelul perturbațiilor sub o anumită limită, se poate folosi structura prezentată în figura 8.1.

Prin dimensionarea corectă a inductivității L1 perturbațiile provocate de stabilizator pot fi împiedicate să se propage în circuitul redresor principal. Inductivitatea are rolul de a atenua pulsațiile curentului la un nivel admis și pentru aceasta ea trebuie să prezinte o reactanță mare într-o gamă largă de frecvențe. Prin simpla conectare a inductivității L1, redresorul va avea în circuitul său de ieșire o sarcină de valoare mare. Pentru a reduce valoarea mare a acestei impedanțe, este necesar condensatorul de filtraj C1. El are rolul de a scurtcircuita perturbațiile de frecvență mare generate de alte surse conectate la rețeaua de curent alternativ.

Spectrul de frecvență al semnalului rectangular produs de oscilatorul propriu al stabilizatorului este foarte larg. Dacă transformatorul din circuitul redresorului de alimentare al stabilizatorului prezintă capacități parazite însemnate, armonicile cu frecvență mare se pot propaga în rețeaua de alimentare. Printr-o bobinare îngrijită a transformatorului, capacitățile parazite pot fi reduse, dar nu eliminate. Pentru a împiedica, spre exemplu, ca perturbațiile pe care le produce oscilatorul propriu al stabilizatorului să se propage în circuitul de alimentare trebuie ca oscilatorul să fie izolat din acest punct de vedere de redresorul principal care furnizează tensiunea de alimentare U1 (fig.8.2).

În acest scop, pe fiecare bară de alimentare se introduce câte o inductivitate. Efectul de filtraj poate fi mărit prin introducerea unui filtru de tip transformator (T) în serie cu cele două conductoare de alimentare. În acest fel se poate realiza, astfel, o bună izolare a oscilatorului față de sursa proprie de alimentare.

O structură de filtru des întâlnită este cea prezentată în figura 8.3. El este

compus din două părți: un filtru de joasă frecvență de tipul “trece-jos” (FTJ) și un filtru pentru frecvențe înalte (FFI), în domeniul frecvențelor radio.

Filtrul “trece-jos” este format dintr-o inductivitate și o capacitate (L1, C1). Frecvența de tăiere este dependentă de puterea sursei și poate fi determinată din analiza Fourier a curentului absorbit la intrare de către sursă. Astfel, pentru un stabilizator de 240W frecvența de tăiere trebuie să fie de circa 8kHz, pentru a avea certitudinea că armonicile curentului absorbit cu frecvența peste 20kHz sunt filtrate corespunzător.

Filtrul de frecvență înaltă este conceput încât să scurtcircuiteze la șasiu sau la carcasă toate componentele curentului de frecvență mare. Materialul feromagnetic din care se confecționează miezul trebuie să corespundă domeniului de frecvențe impus. Capacitățile de filtraj nu trebuie să aibă valori mari. Reactanța lor trebuie să fie mare în domeniul frecvențelor joase.

În figura 8.4. este prezentată o variantă modificată a soluției din fig.8.3.

Condensatoarele C1 și C2 sunt caracterizate printr-o reactanță mică și au o armătură comună conectată la masa montajului. Inductivitățile L1 și L2 sunt caracterizate de o impedanță proprie mare. Se bobinează bifilar, în sensuri opuse pe același miez. Miezul feromagnetic nu se magnetizează în curent continuu, datorită sensului opus de circulație a curentului prin cele două înfășurări. Condensatorul C3 împiedică propagarea perturbațiilor ce pot apare din partea stabilizatorului la conectări sau deconectări ale stabilizatorului.

La alegerea valorilor pentru elementele filtrului se are în vedere ca frecvența proprie de rezonanță să fie cât mai departe de frecvența de lucru a stabilizatorului.

Pentru capacități și inductivități se pot alege următoarele valori:

C1, C2 – 2200pF la 0,033F;

C3 – 0,1F la 2F;

L1, L2 – 47mH la 1,8mH pentru curenți cuprinși între 0,3A și 25A.

Filtrul de ieșire

Bobina și condensatorul de filtraj asigură un nivel optim al pulsațiilor la bornele consumatorului pentru anumite limite de variație a curentului absorbit. Pentru filtrul de ieșire se optează pentru structura din figura 8.5.

Condensatorul C2 trebuie să fie caracterizat de o rezistență proprie cât mai mică. Este indicat să se folosească condensatoare cu tantal.

Eliminarea frecvențelor înalte de la bornele de ieșire se poate face dacă se conectează condensatoare de decuplare la șasiu (C4, C5), atât de la borna (+), cât și la borna (-) a stabilizatorului. În acest fel perturbațiile propagate prin capacitățile parazite ale inductivității de filtraj sunt puse la masă. Trebuie utilizate condensatoare de înaltă frecvență cu terminale cât mai scurte.

8.4. Recomandări tehnologice cu privire la realizarea unui stabilizator în comutație

Influența electromagnetică joacă un rol din ce în ce mai important în proiectarea și execuția unui stabilizator în comutație din cauză că se impun condiții tot mai restrictive nivelului tensiunilor de zgomot, în condițiile în care se cere reducerea volumului și greutății concomitent cu creșterea densității de componente pe unitatea de volum. Realizarea cu succes a unui stabilizator în comutație performant trebuie să îmbine în mod armonios atât considerente de natură electrică, cât și cele de natură mecanică.

În cele ce urmează se sugerează câteva aspecte de natură tehnologică care să conducă la obținerea unui stabilizator eficient și fiabil.

Reducerea la maximum a suprafeței delimitate de conductoare parcurse de curenți mari. Această cerință poate fi îndeplinită dacă se scurtează la minimul necesar lungimile conductoarelor sau se torsoadează.

Tranzistoarele de putere și diodele redresoare sunt parcurse de curenți care au un spectru de frecvență foarte larg. Aceste dispozitive semiconductoare, pentru a li se asigura o răcire corespunzătoare, se montează pe radiatoare adecvate ca dimensiune. Radiatoarele, de obicei, sunt legate galvanic la șasiul sau carcasa aparatului.

Capacitățile parazite dintre capsula unui tranzistor de tip TO-3 și radiator, între care se află un strat izolator de mică, poate ajunge până la 100pF. Tensiunile perturbatoare de frecvență mare se transmit la șasiu și apar atât în circuitul de intrare, cât și în cel de ieșire al stabilizatorului, afectând în acest fel eficiența filtrelor.

Între circuitul primar și circuitul secundar al transformatoarelor de putere trebuie asigurată izolarea corespunzătoare nivelelor de tensiune ce apar între aceste înfășurări. În cazul stabilizatoarelor cu mai multe tensiuni de ieșire este necesară izolarea corespunzătoare a fiecărei secțiuni în parte. Executarea transformatoarelor fără izolare corespunzătoare între înfășurări crează posibilitatea apariției unor circuite parazite de reacție între intrare și ieșire. Capacitățile parazite între straturi sau chiar între bobine și miezul feromagnetic trebuie reduse la valori cât mai mici.

Soluția preconizată pentru preîntâmpinarea apariției unor astfel de cuplaje are în vedere montarea unor ecrane (fig.8.6).

Capacitatea parazită care apare între primar și miezul transformatorului poate fi, de asemenea, o sursă de perturbații. În figura 8.7 se propune o soluție care constă în legarea miezului la borna (+) a sursei de alimentare și introducerea unor ecrane pentru fiecare înfășurare.

4)Limitarea supratensiunilor pe filtrele de la intrare sau ieșire. Orice circuit L-C are o frecvență proprie de rezonanță. Este necesar să se cunoască aceaste frecvențe precum și factorul de calitate al acestor circuite. În acest sens se impune a se limita supratensiunile ce pot fi generate de aceste filtre. În figura 8.8 se propun două soluții.

În primul caz, amortizarea circuitului oscilant se realizează cu o rezistență potrivit aleasă, iar în al doilea caz limitarea supratensiunii se face cu două diode Zener.

5) Utilizarea unor carcase metalice pentru ecranarea întregului stabilizator (fig.8.9). Accesul la bornele de intrare și ieșire se face prin condensatoare de trecere.

Capitolul 9

Studiu estimativ de eficiență

tehnico-economică

9.1. Calculul de fiabilitate

În caracterizarea unui echipament profesional, un rol determinant îl au indicatorii ce reflectă performanțele sub raport fiabilistic ale noului echipament. Drept criterii de apreciere a fiabilității, deci implicit a eficienței economice sub raport preț-durată de viață, se utilizează mai frecvent funcția de fiabilitate, definită ca fiind probabilitatea ca sistemul să funcționeze fără defectări un timp :

,

intensitatea defectărilor:

,

și timpul mediu de funcționare fără defecte:

.

Pentru reducerea costului circuitului, ținând cont că sursă de tensiune nu constituie echipament de siguranța circulației, nu există blocuri sau blocuri redondante, fiecare piesă sau subansamblu defect scoțând sursa din funcțiune, rezultă că se poate adopta o schemă fiabilistică de tip serie. Deoarece nu interesează defectările multiple, în avalanșă, înseamnă că defectările pot fi considerate evenimente independente în sens probabilistic. Prin îndeplinirea acestor două condiții, se poate defini intensitatea defectărilor ca fiind suma ratelor defectărilor pentru fiecare componentă în parte:

.

Aprecierea parametrilor fiabilistici se face de regulă pe perioada a doua de viață a unui sistem, în care au fost eliminate viciile ascunse de fabricație, dar încă nu s-a atins starea de uzură fizică. Această perioadă se caracterizează printr-o rată constantă a defectărilor, respectiv acestea apar în mod accidental.

Influența negativă în exploatare a perioadei de tinerețe (inițială) a echipamentului se minimizează prin efectuarea unui rodaj la fabrică sau prin utilizarea sursei pe circuite secundare, de răspundere scăzută.

Se vor calcula parametrii fiabilistici ai sursei de tensiune stabilizate pe baza datelor indicate pentru componente de către producător.