Tractiune Electrica

MEMORIU JUSTIFICATIV

Proiectul de diplomă prezentat în continuare, cuprinde o mare parte a calculului electromagnetic al unei locomotive de mare viteză, locomotivă dotată cu motoare de tracțiune asincrone cu rotorul în scurtcircuit.

De asemenea, în această lucrare este prezentat și calculul mecanic al ramei boghiului acestei locomotive, precum și partea de comandă și control a sistemului de acționare, sistem de acționare compus dintr-un convertor de patru cadrane, un circuit intermediar si un invertor pe trei nivele. Utilizarea motoarelor de tracțiune asincrone în tracțiune nu este de dată recentă, aceste motoare fiind experimentate încă dinaintea primului război mondial.

Cuprinde proiectarea motorului asincron cu rotorul în scurtcircuit, plecând de la datele inițiale ale temei.

37 pagini

=== tractiune electrica ===

MEMORIU JUSTIFICATIV

Proiectul de diplomă prezentat în continuare, cuprinde o mare parte a calculului electromagnetic al unei locomotive de mare viteză, locomotivă dotată cu motoare de tracțiune asincrone cu rotorul în scurtcircuit.

De asemenea, în această lucrare este prezentat și calculul mecanic al ramei boghiului acestei locomotive, precum și partea de comandă și control a sistemului de acționare, sistem de acționare compus dintr-un convertor de patru cadrane, un circuit intermediar si un invertor pe trei nivele. Utilizarea motoarelor de tracțiune asincrone în tracțiune nu este de dată recentă, aceste motoare fiind experimentate încă dinaintea primului război mondial.

Motoarele asincrone cu rotorul în scurtcircuit au marele avantaj că sunt simple constructiv, deci ca orice lucru simplu sunt și fiabile în exploatare, fiind ușor de întreținut, ele având și caracteristici foarte bune.

Marele dezavantaje ale acestor motoare, acela de a necesita o alimentare trifazată la tensiune și frecvență variabilă (necesare pentru variația vitezei acestor motoare) au dispărut odată cu apariția dispozitivelor semiconductoare de putere.

Iată de ce, în cadrul acestei lucrări, am mers pe un asemenea motor, făcând un calcul electromagnetic complet al unui motor asincron cu rotorul în scurtcircuit, colivia acestui motor fiind o colivie normală.

Alimentarea acestor motoare necesită prezența unei invertor de tensiune și frecvență, soluțiile cele mai moderne ale acestor invertoare fiind bazate pe principiul modulației în durată. Pentru partea de acționare a motorului asincron am ales soluția unui invertor pe trei nivele, acest tip de invertor fiind o realizare de dată recentă în domeniul electronicii de putere. Avantajele acestui invertor sunt evidente în comparație cu celelalte tipuri de invertoare. în primul rând, tiristoarele ce intră în componența acestui invertor sunt supuse la o tensiune de două ori mai mică decât în cazul invertoarelor clasice pe două nivele. Un alt avantaj constă în acela că pierderile în acest invertor vor fi de două ori mai mici decât la un invertor obișnuit. Apoi, forma tensiunii la ieșirea acestui invertor (tensiunea de fază a motorului) este mult mai apropiată de o sinusoidă, această formă a tensiunii fiind obținută din douăsprezece trepte (într-o perioadă), pe când la un invertor clasic această tensiune nu are decât șase trepte, în consecință, curentul care va circula prin motor va fi foarte apropiat de o sinusoidă, deci cuplurile parazite ale motorului se vor diminua foarte mult.

Problema acestor invertoare de tensiune și frecvență, este aceea că necesită o alimentare cu o tensiune riguros constantă, de aceea aceste invertoare necesită un circuitul intermediar de tensiune. Acest circuit intermediar se realizează cu ajutorul unor condensatoare de valoare mare, plasate înaintea invertorului, între plusul și minusul alimentării.

Realizarea tensiunii continue din circuitul intermediar, necesară alimentării invertorului, este realizată cu ajutorul unui convertor în patru cadrane. Acest convertor de patru cadrane are marele avantaj că păstrează un factor de putere al fundamentalei unitar, în comparație cu punțile redresoare semicomandate sau complet comandate, care au un factor de putere subunitar. Partea de comandă a sistemului de acționare este realizată cu un microcomputer de tip MICAS S2, microcomputer realizat și pus în practică de firma ABB. Acest microcomputer este realizat pe o structură ce are la bază un procesor INTEL 80 C 186, 80 C 196. Partea de comandă generală a locomotivei constituie un subcapitol separat al acestei lucrări, în ceea ce privește comanda invertorului și convertorului de patru cadrane, aceasta constituie un alt subcapitol. Am ales acest tip de comandă pentru partea de acționare, deoarece astăzi nu se mai concepe o locomotivă (mai ales de mare viteză) fără o comandă computerizată. Acest sistem de comandă incorporează, de fapt, și un sistem de supraveghere, diagnoză și control al întregului tren, în acest fel fiind ușurată foarte mult munca mecanicilor de locomotivă (care totuși, necesită un minim de cunoștințe tehnice), permițând un mers ideal al locomotivei.

Ca parte mecanică, acest proiect cuprinde calculul de dimensionare și verificare a ramei boghiului. Această ramă a boghiului are o construcție specială, dată fiind viteza mare a locomotivei. Pentru această locomotivă am folosit un boghiu care echipează o locomotivă realizată de Uzina Electroputere, locomotivă ce folosește motoare asincrone de tracțiune, fiind capabilă să dezvolte o viteză de 160 km/h. De fapt calculul unei rame de boghiu este un calcul de verificare, dimensiunile inițiale ale ramei boghiului adoptându-se comparativ cu alte construcții similare, urmând ca secțiunile alese să fie verificate ulterior, ceea ce am făcut și în acest proiect.

Lucrarea se încheie cu un capitol ce cuprinde calcule de tracțiune, precum și trasarea caracteristicilor de tracțiune ale acestei locomotive de mare viteză.

Capitolul O cuprinde un scurt istoric al tracțiunii electrice în Europa, făcând o mică analiză a diferitelor sisteme de alimentare, a diferitelor tipuri de motoare folosite, precum și analiza unor diverse tipuri de locomotive.

Capitolul l cuprinde proiectarea motorului asincron cu rotorul în scurtcircuit, plecând de la datele inițiale ale temei.

Capitolul 2 tratează partea de conversie a curentului, din alternativ în continuu și apoi din nou în alternativ. Practic, acest capitol cuprinde calculul de proiectare al invertorului, al circuitului intermediar și al convertorului de patru cadrane.

Capitolul 3 cuprinde schemele de comandă ale invertorului pe trei nivele, precum și studiul acestora în regim de tracțiune și frânare.

Capitolul 4 se referă la calculul de verificare al boghiului de tip Co'- Co'al acestei locomotive.

Capitolul 5 cuprinde calculul și trasarea caracteristicilor în regim de tracțiune a locomotivei.

Lucrarea se încheie printr-un material grafic, care cuprinde desenul de ansamblu al motorului, desenul de ansamblu al ramei boghiului și schema circuitelor de forță.

Bibliografia lucrării cuprinde, pe lângă materialul care condiționează nemijlocit conținutul lucrării și material bibliografic din alte domenii fundamentale ( acționări electromecanice, rezistența materialelor).

Țin să mulțumesc în mod deosebit domnului conf. univ. dr. ing. Nicola Doru pentru sprijinul acordat în elaborarea acestei lucrări. Mulțumesc de asemenea domnilor asis. univ. ing. Sergiu Ivanov și domnului ing. Trușcă Constantin pentru sfaturile și indicațiile utile mie în elaborarea acestei lucrări.

CAPITOLUL O

A. NOȚIUNI INTRODUCTIVE

1. EVOLUȚIA TRACȚIUNII ELECTRICE ÎN EUROPA

a) Generalități

Utilizarea energiei electrice în tracțiunea feroviară este foarte veche. Chiar înainte de primul război mondial au fost făcute experiențe promițătoare, cum arfi, de exemplu, viteza de 210 Km/h realizată de Marienfeld – Zossen în Germania cu un aotomotor SIEMENS – A.E.G. între cele două războaie mondiale, tracțiunea electrică se va răspândi rapid, atât din motive economice cât și tehnice. Aceasta este epoca apariției " sistemelor electrice".

Trei sisteme au fost folosite cu preponderență înaintea celui de-al doilea război mondial:

– alimentarea în curent trifazat de joasă frecvență (l5 Hz & 16 2/3 Hz)

Avantajul principal al acestui sistem era că permitea folosirea motoarelor asincrone trifazate, care sunt robuste și sigure în exploatare, utilizarea unei tensiuni ridicate a liniei de contact ( 6 KV sau 11 KV ), alimentarea motoarelor făcându-se prin transformatoare coborâtoare de tensiune.

Acest sistem avea însă dezavantaje importante, și anume:

necesitatea folosirii unei linii de contact duble ( calea de rulare constituind a treia fază.

apariția problemelor de izolație a liniei de contact, având în vedere că aceasta necesită două fire de alimentare.

un factor de putere slab care, coroborat cu o tensiune a liniei de contact nu foarte mare (datorită problemelor de izolație) dau o cădere de tensiune în linie destul de mare.

Toate aceste dezavantaje au dus practic la dispariția sistemului trifazat din tracțiunea electrică după cel de-al doilea război mondial.

– alimentarea în curent continuu

Avantajul acestor sisteme de tracțiune era acela că se puteau utiliza motoare de tracțiune de tip serie, puse la punct încă din 1915. Marele handicap al acestui sistem de alimentare era că necesita substații de tracțiune situate la distanță mică și o secțiune a conductorului mare, datorită tensiunilor mici din linia de contact ( inițial 1000 V, pentru ca mai târziu să se ajungă la 1500 V și 3000 V).

Pe de altă parte, tensiunea la bornele motoarelor de tracțiune nu putea fi reglată decât prin modificarea cuplajelor motoarelor ( serie – paralel ), prin șuntarea inductoarelor sau prin folosirea reostatelor de demaraj, în linii mari, aceste locomotive erau grele, supuse patinajului ( redus într-o oarecare măsură de greutatea mare a locomotivei ) și aveau un randament energetic slab ( datorită folosirii reostatelor de demaraj).

– alimentarea în curent alternativ monofazat de frecvența redusă (15 Hz, 16 2/3Hz, 25 Hz)

Acest sistem de alimentare ar fi fost mult superior celorlalte două, dacă motoarele folosite, motoare serie monofazate sau motoare speciale nu ar fi avut probleme cu comutația, în raport cu sistemul de alimentare trifazat, acest sistem de alimentare permite o tensiune în linia de contact mai mare ( 15 KV ), datorită simplificării problemelor de izolație a catenarei (formată dintr-un singur fir). Reglajul vitezei și demarajul se fac prin utilizarea transformatoarelor cu graduator, deci printr-un reglaj de tensiune, având un număr mare de caracteristici economice. În concluzie, înainte de al doilea război mondial fiecare țară și-a ales sistemul de tracțiune cel mai eficient ( după părerea lor ), un sistem ideal neexistând. Toate aceste sisteme necesitau fie substații de tracțiune care să facă o conversie a curentului de la 50 Hz, fie substații proprii, în această epocă nu s-a folosit sistemul de alimentare la 50 Hz datorită faptului că redresarea curentului necesita grupuri de mașini rotative foarte mari și grele.

După cel de-al doilea război mondial

Începând cu 1945 electrificarea se răspândește în aproape toate țările, în raport cu perioada interbelică putem distinge țări care au rămas fidele sistemelor inițiale, țări care au adoptat noul sistem monofazat de 50 Hz și țări care au ales ambele variante. Astăzi practic toate rețelele electrificate se realizează în curent monofazat de 50 Hz.

Marele avantaj al acestui sistem de alimentare constă în marea economie a instalațiilor de alimentare: acestea sunt situate la distanțe relativ mari, pot fi alimentate direct din rețeaua generală, iar costul sustațiilor de tracțiune este mic. De asemenea se pot utiliza tensiuni mari în linia de contact, rezultând o secțiune mică a firului liniei, în ceea ce privește motorul, astăzi se pot realiza (datorită electronicii de putere) performanțe asemănătoare indiferent de sistemul de alimentare, însă la prețuri mai mari. Aceasta explică de ce nu se modifică sistemele de alimentare existente.

în ceea ce privește electronica de putere, indiferent de sistemul de alimentare ales, există câteva mari epoci:

anii 50: dispozitive cu vapori de mercur, ignitroane care funcționau totdeauna în conducție naturală, fără controlul fazei.

anii 60: apariția diodelor cu siliciu

anii 70: apariția tiristoarelor, posibilitatea controlării fazelor, dar conducția se face tot natural.

– anii 80: apariția tiristoarelor cu comutație forțată ( apariția redresoarelor comandate și a invertoarelor).

-anii 90: apariția tiristoarelor cu blocare pe poartă (G.T.O.) care se vor impune rapid.

Și în ceea ce privește motorul de tracțiune se pot face câteva comentarii:

motoarele serie monofazate ( motoare directe ) practic au dispărut. Chiar și în sistemele de alimentare la 16 2/3 Hz nu există concepții noi în legătură cu aceste motoare.

motoarele de curent continuu, la care excitația serie a fost înlocuită de o excitație independentă sunt încă foarte utilizate în domeniul puterilor "rezonabile". Aceste motoare sunt ieftine, dar prezența colectorului limitează performanțele acestora în viteză, tensiune, putere.

motoarele sincrone "autopilotate". Se mai numesc motoare de curent continuu cu comutație externă, sau cu comutație electronică. Ele nu au evident colector. Electronica de putere care deservește un asemenea motor este formată din tiristoare care comută natural, excepție făcând demarajul unde este nevoie de un dispozitiv auxiliar, făcând să demareze motorul asemănător unui motor pas cu pas. Aceste motoare au constituit vârful de lance al tehnologiei franceze a T.G.V. -ului.

motoarele asincrone cu rotorul în scurtcircuit sunt avantajate de faptul că au o simplitate constructivă inegalabilă și o robustețe mare, dată de absența contactelor alunecătoare. Dezavantajul acestor motoare constă în utilizarea unei electronici de putere destul de complicată. Un motor asincron necesită invertoare construite cu tiristoare cu comutație forțată, care dau neregularități ale cuplului și pierderi energetice suplimentare datorate armonicilor importante introduse de aceste invertoare.

Datorită progreselor importante realizate în ultimul timp de electronica de putere, în particular de rapiditatea procesului de comutație, aceste neajunsuri se pot astăzi depăși.

Ultimul stadiu în acest domeniu îl constituie invertoarele de tensiune de tip P.W.M. Acestea necesită o electronică de comandă complexă și costisitoare, dezavantaj simplificat datorită utilizării G.T.O. -urilor.

De altfel, "ultimul răgnet" în materie de invertoare de tensiune sunt așa numitele invertoare pe "3 nivele", combinație între P.W.M. cu "comandă vectorială", aflate încă în stadiu de experimentare.

CAPITOLUL l

CALCULUL DE DIMENSIONARE AL MOTORULUI

ASINCRON

A.DETERMINAREA DATELOR NOMINALE ALE MOTORULUI ASINCRON

a) Puterea nominală a motorului

Ținând cont că avem 8 motoare pe locomotivă va rezulta puterea unui motor:

PN =

Am ales o putere mai mare pe motor pentru a avea o rezervă de putere, ținând cont de viteza mare a locomotivei impusă prin temă. în această formulă am utilizat:

Ploc = 1800 KW puterea locomotivei

m = nr. motoarelor de acționare

= 0,095 randamentul total al locomotivei

b) Turația maximă a motorului

nmax =

unde: i=3,7 este raportul de transmisie al angrenajului

Dr = 1,21 m este diametrul roții (semiuzat)

Vmax=160 Km/h este viteza maximă a locomotivei

c) Turația nominală a motorului

nN =

d) Tensiunea nominală a motorului (de linie)

UN = 2300V

e) Statorul, va avea conexiunea în stea deci va avea m=3 faze.

f) Rotorul, va fi în scurtcircuit cu colivie normală.
g) Gradul de protecție, conform STAS 625 – 85 va fi IP – 23.

h) Condiții de funcționare conform STAS 1893/1 – 87, se aleg condiții de funcționare normale și serviciu SI.

i) Frecvența nominală a motorului: fN = 54 Hz

h) Frecvența maximă a motorului: fmax = 150 Hz.

CALCULUL DE DIMENSIONARE AL

MOTORULUI ASINCRON

1.1 DETERMINAREA MĂRIMILOR DE CALCUL.

Numărul de perechi de poli.

P =

de unde rezultă că numărul de poli este 2p = 4.

Puterea aparentă nominală.

SN =

în care:

= 0,9 este randamentul motorului.

cos = 0,93 este factorul de putere al motorului.

T.e.m. de fază.

E1= kE U1 = 0,97 1328 = 1288V

în care:

U1= este tensiunea de fază pentru conexiunea Y

Puterea aparentă interioară.

Si = 0,97 298,68 = 289,72 VA

Curentul nominal pe fază, pentru conexiunea Y:

IN =

Factorul de formă kB = 1,1 și factorul de acoperire ideală a pasului polar i.

Rezultă din fig. 10.7 pentru o valoare estimativă (inițială) a coeficientului de saturație magnetică parțial ksd:

Ksd = 1,2 kB ‚ 1,045 și i = 0,68

1.2 CALCULUL DIMENSIUNILOR PRINCIPALE

Diametrul interior al statorului (orientativ):

D = = 40,3 cm

C = 250 , din fig 10.8 [1] este coeficientul de utilizare.

Am estimat = 1 din fig. 10.9 [1] este factorul de formă al motorului.

Diametrul exterior al statorului.

De = kd D = (1,46 1,49) 42 = 61,32 62,58.

în care:

kd = 620/420 = 1,47

Din tabelul 10.2 [1], cea mai apropiată valoare normalizată a diametrului exterior este:

De = 810 mm

Pentru care diametrul interior

Pasul polar

Solicitările electromecanice A și B

Așa cum rezultă din fig 10.13 [1], au valorile:

A=470 A/cm și B = 0,78 T

Va rezulta:

A= 470= 470 102 este pătura de curent

B = 0,8T este inducția mazimă în întrefier

Lungimea ideală.

li = 0,275m = 27,5 cm

în care s-a estimat (orientativ) factorul de înfășurare kw 0,92, urmând ca valoarea exactă să se determine după stabilirea numărului de crestături Z1 și a pasului înfășurării.

Valoarea (orientativă) a raportului .

=

adică foarte apropiată de valoarea estimată la calculul diametrului D.

7) Geometria miezului. Pentru valorile lui D și li aleg un miez nedivizat cu canale de ventilație axiale (motor de tracțiune).

Lg = lfe = li = 43,7 cm

1.3 DETERMINAREA LĂȚIMII ÎNTREFIERULUI

Din figura 10.14, [1], pentru D = 52,25 cm va rezulta un întrefier = 1,3 mm, sau

= 3(4+0,7 ) 10-2 = 3(4+0,7) 10-2 = 0,8 mm

Pentru siguranță adoptăm un întrefier = 2 mm.

1.4 ÎNFĂȘURAREA ȘI CRESTĂTURILE STATORULUI

Fiind o mașină de înaltă tensiune, înfășurarea statorului va fi cu bobine prefabricate – secții rigide. Pentru o astfel de înfășurare crestăturile sunt deschise.

Astfel, schema de izolație a înfășurării este următoarea:

Pe partea activă : teacă izolantă din micafoliu obținută prin micnizare, cu grosimea de 1,8 mm unilateral;

Pe partea frontală: bandă izolantă clasa F de 0,15 20 mm, în 6 straturi 1/2 suprapus, peste care se prevede un strat din bandă de contracție (pentru consolidare), tot 1/2 suprapus;

Izolație între straturi: sticlotextolit cu grosimea de 2 mm.

2) Numărul de crestături ale statorului.

Z1 = 2m1pq1 = 2 3 2 5 = 60

în care s-a ales nr. de crestături pe pol și fază q1 = 6 pentru 2p = 4

3) Pasul dentar al statorului

t1 =

care se încadrează între limitele 0,05 = 2,05 cm și 0,2 = 8,2 cm

4) Pasul înfășurării

y1 =

în care:

y =

5) Factorul de înfășurare al statorului

Aceasta rezultă din anexa 1, tabelul 1-I

Kw1 = 0,925

6) Numărul de spire pe fază

W1 =

Va rezulta w1= 141 spire pe fază, în care fluxul magnetic util maxim al unui pol:

= 0,68 0,3297 0,275 0,78 = 0,0445925

Numărul de conductoare dintr-o crestătură, dacă vom considera o singură cale de curent (a1 = 1) va fi:

nc1 =

Aleg nc1 = 14 conductoare pe crestătură.

Se recalculează numărul de spire pe fază:

w1 =

Verificarea condițiilor de simetrie ale înfășurărilor:

– din condiția ca numărul de bobine pe fază și pe cale să fie aceleași trebuie ca:

nr. întreg

din condiția echilibrării căilor de curent în paralel pe fază trebuie ca

nr. întreg

– din condiția ca numărul de spire pe fiecare fază și cale de curent în paralel să fie aceleași, trebuie ca:

w1 = = nr. întreg

– din condiția ca t.e.m induse pe fază să fie egale și defazate cu , trebuie ca:

număr întreg

unde: t=2 este cel mai mare divizor comun al numărului de perechi de poli p=2 și al numărului de crestături Z1=72.

Verificarea încadrării în limite a solicitărilor electromagnetice:

– pătura de curent:

A = A/cm

B = T

Secțiunea conductorului

SCu1=mm2

în care:

densitatea de curent J1 = 6,3

Pentru înfășurarea de înaltă tensiune aleg conductor profilat izolat cu email tereftalic plus două straturi de fibră de sticlă (PE2S).

9) Dimensiunile conductorului. Acestea se stabilesc în funcție de dimensiunile crestăturii și de modul de așezare a conductoarelor în crestătură; această așezare precum și izolațiile folosite în conformitate cu anexa 10, tabelul 10-I, sunt arătate în figură.

Materialele, grosimea și nr. de straturi sunt indicate în tabelul următor:

lățimea (orientativă) a crestăturii rezultă în limitele:

bcl = bt1 = (0,35 – 0,5) 22 = 7,7 11 mm.

lățimea orientativă a conductorului:

bcu = = (7,7 – 11) – 4,8 = 2,9 – 6,2 mm.

Din STAS 2873/1-86 se alege conductor din cupru electrolitic în stare moale izolat cu E2S și anume:

Sârmă o 7,1 x 6 izolat E2S, STAS 1873/1-86 = 40,7 mm2

10) Dimensiunile definitive ale crestăturii

– lățimea:

bcl = bcu + biz = 7,1 + 4,8 = 11,9 mm

– înălțimea:

hcl = hcul nr. cond. înălț. + hiz = 6 4 + 17,05 = 41,05 mm

11) Verificări necesare

a) Inducția magnetică în jugul statorului:

Bjl =

în care:

înălțimea de calcul a jugului statorului:

h’jl =

în care:

mal este numărul rândurilor după care subt așezate canalele axiale (pe înălțimea jugului) și este egală cu 1.

dal este diametrul canalului axial, egal cu 2cm

hjl = este înălțimea jugului statoric.

b) Inducția magnetică aparentă maximă în dinții statorului:

B’dlmax = T

în care:

bd1min= t1 – bcl = 2,2 – 1,19 = 1,01 cm

c) Valoarea exactă a densității de curent:

J1 = A/mm2

d) Valorile rapoartelor dimensiunilor crestăturii:

=

1

2

care se încadrează în limite.

Crestătura statorului

1.5 ÎNFĂȘURAREA ȘI CRESTĂTURILE ROTORULUI

ÎN SCURTCIRCUIT – COLIVIE NORMALĂ

1) Colivia în scurtcircuit se execută din bare de aluminiu, dreptunghiulare în construcție sudată; introducerea barelor în crestături se face prin partea frontală. Se adoptă crestături drepte (fără înclinare).

2) Numărul de crestături ale rotorului, se stabilește conform tabelului 10.4, și observațiilor din cadrul acestuia (având în vedere că se folosesc crestături drepte) la valoarea:

Z2 = 2p m2 q2 = 2 2 3 4 = 48

3) Pasul dentar al rotorului

t2 = cm

unde:

Dr = D – 2 = 42 – 2,6 = 39,4 cm diametrul rotorului

4) T.e.m. pe fază (dintr-o bară):

E2 = U20 = V

5) Curentul prin bară (de fază):

Ib =

În care, pentru cos = 0,94, din fig, 10.26 rezultă k1 = 0,96 (factor ce ține cont de influența curentului de magnetizare al mașinii, datorită căruia solenația statorică și rotorică nu sunt egale).

6) Cutrentul în inelul de scurtcircuitare al coliviei, va fi:

Ii =

7) Dimensionarea coliviei rotorului se face pornind de la solicitările electrice (densitățile de curent) și se verifică apoi caracteristicile impuse.

a) Secțiunea barei,

sb =

unde:

J2b = 5 este densitatea de curent a înfășurării rotorului.

Aceasta a fost luată ma mare având în vedere turația mare a motorului, deci o răcire mai bună. Fiind o colivienormală iau raportul: h/b = 2.

b) Dimensiunile barei se stabilesc în concordanță cu STAS 6499/1, deci:

sb = h x b = 20 x 10 = 199 mm2

pentru care rezultă valoarea exactă a densității din bară:

Jb =

c) Lungimea barei, pentru dispunerea capetelor frontale ca în figură, este:

Lb = lg + 10 cm = 25,5 + 10 = 35,5 cm

d) Secțiunea inelului de scurtcircuitare:

si = mm2

în care am considerat densitatea de curent în inel:

Ji = 0,8 Jb = 0,8 6,2 = 4,96 A/mm2

e) Dimensiunile inelului de scurtcircuitare. Din STAS 6499/1 – 74 aleg conductor profilat din aluminiu la dimensiunile:

a = 2 cm; b = 6,3 cm; si = a b = 1259 cm2

f) Dimensiunile crestăturii (ca în figură):

b0 = 1,5 mm

h0 = 1,5 mm

bc2 = b + joc = 11,2 + 0,4 = 11,6 mm

hc2 = h1 + h0 = 16,05 + 1,5 = 18 mm

h1 = h + 0,5 mm = 16 + 0,5 = 16,5 mm

Crestătura rotorului

Capătul frontal și inelul de scurtcircuitare

Verificări necesare:

– inducția magnetică aparentă în dinte (la secțiunea minimă):

B’d2max = = 1,84T

în care lățimea minimă a dintelui este:

bd2min = = 1,055 cm

– valoarea definitivă a densității de curent din rotor:

J2b =

J2i =

8)Dimensionarea jugului și diametrul interior rotor.

a) înălțimea jugului rotoric

h’j2 = cm

în care:

am ales Bj2 = 1,4T (spre limita inferioară), deoarece am 2p mic și lungime mare a jugului, deci o t.m. a jugului mare.

b) înălțimea reală a jugului rotoric

hj2 = h’j2 + cm

în care:

am ales ma2 = 1 rânduri de canale de ventilație cu un diametru al canalului de da2 = 0,8 cm.

c) diametrul interior rotor

Dir = Dr – 2(hc2 + hj2) = 39,4 – 2(1,8 + 7,03) = 21,2 cm

Recalcularea mărimilor afectate.

– înălțimea reală a jugului rotoric

hj2 = cm

– inducția magnetică în jugul rotorului

Bj2 = T

în care înălțimea jugului rotoric este:

h’j2 = hj2 – cm

1.6 TENSIUNEA MAGNETOMOTOARE PE O PERECHE DE POLI

ȘI CURENTUL DE MAGNETIZARE

1) T.m. a întrefierului, pe o pereche de poli:

Um = 2A

în care am considerat coeficientul lui Carter total:

kc = kc1 kc2 = 1,52 0,98 = 1,48

unde am determinat coeficientul lui Carter total:

– stator

kc1 =

în care

– rotor

kc2 =

în care

2) T.e. a dinților statrului, pentru o pereche de poli

a) lățimile dintelui în cele 3 secțiuni:

bd1min = t1 – bcl = 2,2 – 1,19 = 1,01 cm

bd1med = cm

bd1max = cm

b) inducția magnetică aparentă în cele 3 secțiuni ale dintelui

B’d1max = 1,78T

B’d1med = T

B’d1min = T

Deoarece valorile maxime nu depășesc 1,8T, nu se mai calculează coeficienții dintelui. Pentru miezul feromagnetic se folosește tablă silicioasă laminată la rece cu cristale neorientate, având grosimea de 0,5 mm și fiind izolată cu o peliculă fină de lac, rezistă la temperatura corespunzătoare clasei de izolație F.

În același caz, din anexa 2, pentru inducțiile magnetice obținute se determină intensitățile câmpului magnetic:

Hd1min = 5

Hd1med = 13

Hd1max = 130

Valoarea medie a intensității câmpului magnetic va fi:

Hd1 =

T.m. a dinților statorului va fi:

Umd1 = 2hc1Hd1 = 2 4,67 31,16 = 291,03 A

3) T.m. a dinților rotorului, pentru o pereche de poli

Deoarece crestătura rotorului este cu pereți paraleli, t.m. se calculează similar ca la stator.

a) lățimile dintelui în cele 3 secțiuni:

bd2min = cm

bd2med = cm

bd2max = t2 – bc2 = 2,37 – 1,1 = 1,27 cm

b) inducțiile magnetice aparente în cele 3 secțiuni:

B’d2max = T

B’d2med = T

B’d2min = T

Din curba de magnetizare a tablei silicioase laminată la rece, cu cristale neorientate pentru inducțiile de mai sus vor rezulta următoarele intensități ale câmpului magnetic:

Hd2max = 170 A/cm

Hd2med = 100 A/cm

Hd2min = 27 A/cm

Valoarea medie a intensității câmpului magnetic din rotor va fi:

Hd2 =

Deci, t.m. a dinților rotorului va fi:

Umed2 = 2h2Hd2 = 2 1,8 99,5 = 358,2 A

Verificarea coeficientului de saturație magnetică parțial

ksd =

Față de valoarea aleasă inițial diferența este mică.

4) T.m. a jugului statoric pentru o pereche de poli

Umij = 1Lj1Hj1 = 0,26 33,8 32 = 281,21 A

în care:

lungimea medie a liniei de câmp magnetic în jugul stator este:

Lj1 = cm

– intensitatea câmpului magnetic în jug, pentru o inducție Bj1 = 1,33 T este:

H = 7,5

– coeficientul 1 = 0,46 se ia din fig 10.29, pentru o inducție Bj1= 1,33 T

5) T.m. a jugului rotoric pentru o pereche de poli

Umj2 = 2 Lj2Hj2 = 0,41 14 30,41 = 174,55A

în care:

– lungimea medie a liniei de câmp magnetic în jugul rotor este:

Lj2 = cm

– intensitatea câmpului magnetic în jug, pentru o inducție Bj2 = 1,44 T este:

Hj2 = 14

– coeficientul 2 = 0,41 se ia din fig 10.29 pentru o inducție Bj2 = 1,44T

6) T.m.m. a circuitului magnetic pe o pereche de poli

Um circ = 2389 + 191,03 + 358,2 + 281,21 + 92,61 = 3412,05 A

7) Curentul de magnetizare

I = A

Sau, în procente:

I [%] =

10) Coeficientul total de saturație magnetică

ks =

1.7 PARAMETRII ÎNFĂȘURĂRIILOR MOTORULUI

Parametrii înfășurării statorului

a) lungimea frontală a bobinei statorului, se determină din construcția la scară a capătului de bobină, prezentată în figură:

lf1 = 1ABCDEF = 2(a + lBC) + rmed = 12 2,81 ) 33,72

b) lugimea medie a unei jumătăți de spiră înfășurării statorului:

lw = lg + lf1

c) rezistența pe fază a înfășurării statorului:

în care,

este rezitivitatea materialului conductorului la temperatura de funcționare.

d) permeanța geometrică specifică scăpărilor în crestătură, pentru înfășurarea statorului:

Coeficienții și k depind de pasul înfășurării y =

Pentru această valoare vom avea:

K’ =

K = 0,25 + 0,75 0,74 = 0,80

e) permitivitatea geometrică a scăpărilor diferențiale, pentru înfășurarea statorului:

în care am folosit:

– = 0,59 este coeficientul de amortizare a câmpului magnetic al armonicilor superioare, datorită reacției curenților din înfășurări.

Pentru mașina asincronă cu rotorul în scurtcircuit, valoarea acestui coeficient se ia din tabelul 10.9, în funcție de nr. de crestături pe pol și fază al statorului:

q1 =

k01 1 – 0,033 este un coeficient care depinde de deschiderea crestăturii, de lățimea întrefierului, de lățimea întrefierului și de pașii dentari.

– este coeficientul de scăpări diferențiale al înfășurării statorului, el determinându-se sin tabelul 10.10 în funcție de numărul de crestături pe pol și fază al statorului și de scurtarea pasului în crestături.

f) permeanța geometrică a scăpărilor de la dinte la dinte:

La mașinile asincrone (care de regulă au un întrefier mic) scăpările de la dinte la dinte sunt incluse în scăpările diferențiale.

g) permanența geometrică specifică a scăpărilor în părțile frontale.

h) permanența geometrică specifică totală a înfășurării statorului:

i) reactanța de scăpări, pe fază, a înfășurării statorului:

2) Parametrii rotorului

a) rezistența pe fază a înfășurării rotorului:

în care am folosit:

– rezistența barei:

unde lungimea barei este:

Lb = lg + 10 cm = 53,7 cm

– rezistența inelului:

unde lungimea inelului este:

b) permanența geometrică specifică a scăpărilor în crestătura rotorului este:

c) permanența geometrică specifică a scăpărilor diferențiale

în care:

– este coeficientul de amortizare a câmpului magnetic al armonicilor superioare, datorită reacției curenților din înfășurări.

– k02 1 este un coeficient care depinde de deschiderea crestăturii, de lățimea întrefierului și de pașii dentari.

e) permanența geometrică specifică a scăpărilor în părțile frontale.

în care:

f) permanența geometrică specifică totală a înfășurării rotorului.

g) reactanța de scăpări a înfășurării rotorului.

h) valorile raportate la stator ale parametrilor rotorului:

în care factorul de raportare este dat de relația:

i) reactanța utilă de magnetizare:

1.8 CALCULUL PIERDERILOR ȘI RANDAMENTULUI

1) Pierderile principale în fier

a) pierderile principale în jugul statorului.

Pj1 = kjpj1Gj1

în care:

– kj1 = 1,3 este un coeficient de majorare al pierderilor în fierul jugului datorită prelucrărilor.

reprezintă masa fierului jugului,

unde: este masa specifică (densitatea) a fierului.

Dij1 = D + 2hc1 = 42 + 2 4,67 = 51,34 cm este diametrul interior al jugului stator.

KFe = 0,95 pentru tole laminate la rece, cu grosimea de 0,5 mm.

– pj1 = sunt pierderile specifice în jug.

Unde: p10/50 = 2,4sunt pierderile specifice ale tolei de 1T și frecvență de 50Hz.

b) pierderile principale în dinții statorului.

în care:

– k d = 1,8 este un coeficient de majorare a pierderilor în dinții statorului datorită prelucrărilor.

– Gd1 =

reprezintă pierderile specifice, al inducția medie în dinți și frecvența de lucru.

c) pierderile principale totale în fier.

2) pierderile suplimentare în fier.

a) pierderile de suprafață ale statorului

în care:

reprezintă pierderile de suprafață specifice.

– k0 = 1,6 este un coeficient al materialului și se determină din tabelul 20.1 pentru material prelucrat superficial.

– B01 reprezintă amplitudinea variației inducției magnetice la suprafața piesei polare, unde coeficientul:

se ia din fig 20.1

b) pierderile de suprafață ale rotorului.

Psupr2 =

în care:

reprezintă pierderile de suprafață specifice.

unde:

– k0 = 2,8 este un coeficient al materialului și de determină din tabelul 20.1 pentru material prelucrat.

– B02 = reprezintă amplitudinea variației inducției magnetice la suprafața piesei polare, unde coeficientul:

se ia din fig 20.1

c) pierderile de pulsație din dinții statorului

în care:

– k = 0,1 este un coeficient empiric pentru tole laminate la rece.

– T este amplitudinea pulsației inducției magnetice în dinți.

d) pierderile de pulsație în dinții rotorului.

P

în care:

– k’0 = 0,1 este un coeficient empiric pentru tole laminat la rece.

este amplitudinea pulsației inducției magnetice în dinți.

– Gd2 = este masa dinților fierului rotorului.

e) pierderile totale în fier la funcționare în gol.

Pierderile electrice principale la funcționarea în sarcină

a) pierderile în înfășurarea statorului:

b) pierderile în înfășurarea rotorului:

c) pierderile electrice principale totale:

pierderile mecanice prin frecare și de ventilație

în care:

sunt pierderile

de frecare în lagăre și de ventilație, pentru ventilația axială.

reprezintă pierderile prin frecare a periilor pe inelele colectoare.

pierderile suplimentare în fier la funcționarea în sarcină

6) Pierderile totale

Randamentul nominal al mașinii

1.9 CALCULUL CARACTERISTICILOR MOTORULUI

1) Curentul de funcționare în gol

în care:

reprezintă componenta activă a curentului.

reprezintă pierderile electrice în stator la funcționarea în gol.

2) Factorul de putere la funcționarea în gol

3) Cuplu maxim

în care:

coeficientul

4) Alunecarea nominală

sau în unități relative sN = 2,35%

în care:

este curentul

nominal din secundar raportat la primar.

5) Factorul de putere nominal

în care:

6) Curentul absorbit de motor

7) Cuplul nominal al motorului

vom avea deci raportul

8) Alunecarea critică a motorului