Terminal Pentru Retelele Numerice de Transmsiuni
Capitolul 1
Locul și rolul terminalului numeric în cadrul rețelei de transmisiuni
În perioada actuală, caracterizată printr-o mare explozie informațională, soluționarea problemelor privind transmisia informației constituie una din preocupările prioritare atât în domeniul cercetării științifice, cât și în cel al cercetării aplicative. Din toate punctele de vedere comunicațiile de voce prin fir sau radio sunt, sau tind să devină digitale. Codarea digitală a vorbirii pentru transmitere sau pentru stocare în mod cert prezintă avantaje față de metodele tradiționale analogice. În comunicațiile numerice de date sau în sistemele de stocare, informația este transmisă sau înregistrată ca o serie de digiți binari – receptorul sau sistemul de redare trebuie doar să facă deosebirea între zero și unu pentru a recupera exact informația originală. În sistemele “vocale” digitale informația este reprezentată de vocea umană. Algoritmii de codare digitală a vorbirii sunt considerați funcție de capacitatea de cuantizare precisă a vorbirii, pentru transmitere și apoi pentru a realiza operația inversă la decoder. Cu alte cuvinte, semnalul analogic de vorbire original trebuie sa fie precis refăcut de către receptor.
Apariția sistemelor de comutație și de transmisiuni digitale a deschis perspective considerabile pentru telecomunicații și informatică, deoarece acestea pot realiza un transfer rapid și sigur de informații diverse (voce, date, texte, imagini), răspunzând astfel cerințelor abonaților privind diversificarea serviciilor și asigurarea unei calități deosebite pentru acestea. În prezent este unanim acceptată idea că rețelele de telecomunicații evoluează către o rețea numerică.
Cu toate acestea transmiterea semnalului vocal a fost și va rămâne un obiectiv important al rețelelor de transmisiuni, de la bătrâna rețea telefonică și până la viitoarele autostrăzi informaționale.
Un element important al rețelei numerice de transmisiuni îl reprezintă terminalele numerice de abonat care trebuie să asigure pe lângă integrarea serviciilor și oferirea unei cât mai largi mobilități în rețeaua de acces.
Terminalele numerice sunt elemente ale rețelei de transmisiuni care trebuie să realizeze următoarele funcții:
să asigure comunicația telefonică prin conversia semnalului vocal în semnal numeric la emisie și conversia semnalului numeric în semnal vocal;
să asigure transmiterea datelor provenite de la un terminal de date conectat la terminalul numeric către/de la un alt abonat al rețelei de transmisiuni;
să asigure semnalizările cu centrala telefonică (vezi capitolul 5).
Tipurile de terminale funcție de apariția lor pot fi prezentate astfel:
Telegrafia – transmiterea la distanță a mesajelor scrise. Apariția telegrafiei a fost marcată de inventarea telegrafului de către Shiling (1825) și Morse (1832) și ulterior, de inventarea teleimprimatorului telegrafic (1846), care a permis transmiterea și imprimarea directă a caracterelor alfa-numerice.
Telefonia – transmiterea la distanță a informațiilor vocale (1876 – Alexander Graham Bell)
Facsimilul – transmiterea la distanță a imaginilor statice: fotografii, documente.
Radiotelefonia – telefonie cu transmisie prin unde radio între posturi mobile și fixe.
Transmisiunile de date – spre deosebire de serviciile anterioare care asigură comunicația între oameni, datele sunt informații codificate numeric utilizate pentru comunicația între calculatoare și între om și calculator.
Videotext-ul – serviciu privind afișarea, la cerere, pe un terminal video al abonatului, a informațiilor stocate în memoria unui calculator central.
Principalele tendințe care se manifestă în prezent în domeniul terminalelor de abonat sunt:
Numerizarea semnalului vocal – (și a altor semnale analogice din rețea) prin utilizarea de convertoare A/N și N/A integrate. Aceasta va permite trecerea la rețeaua integrată de telecomunicații în care transmisia, prelucrarea, memorarea și comutarea semnalului vocal, imaginii și datelor se vor întrepătrunde extrem de profund atât în structura echipamentelor de comunicație, cât și în modalitățile de folosire a lor.
Realizarea prin logică programată a sistemelor numerice de telecomunicații. Realizarea de componente integrate pe scară largă și foarte largă a deschis posibilități vaste de modernizare a sistemelor de telecomunicații. Astfel, funcțiile acestor sisteme pot fi realizate în prezent prin executarea cu ajutorul microprocesoarelor și microcalculatoarelor a unor programe înregistrate în memorii semiconductoare. Avantajele obținute sunt numeroase și deosebit de importante: reducerea numărului de componente din sistem cu implicații directe asupra creșterii fiabilității sistemului, reducerea dimensiunilor fizice și a consumului de materiale și energie electrică, creșterea flexibilității datorită posibilității de modificare a caracteristicilor funcționale prin simpla modificare a programului.
În cazul de față, am utilizat ca metodă de digitizare a semnalului vocal modulația delta cu variație continuă a pantei (CVSD), metodă ce a fost dezvoltată inițial pentru aplicațiile militare, iar apoi s-a bucurat de apreciere și pe piața comercială, impunându-se ca mecanism de digitizare a vocii la viteze reduse de transfer a datelor.
Elementul esențial al modulării CVSD este faptul că o dată cu creșterea vitezei cu care se eșantionează un semnal analogic, se micșorează și diferența rezultată între amplitudinile eșantionate. Asta înseamnă că la o viteză de eșantionare suficient de mare, diferența dintre amplitudinile eșantionate se poate reprezenta pe un singur bit. Acest bit reprezintă modificarea pantei semnalului vocal analogic corespunzător conversației. Bitul capătă valoarea 1 pentru a reprezenta o creștere a pantei între două eșantioane și 0 pentru a reprezenta o descreștere a pantei.
Modulația delta cu variație continuă a pantei operează în mod obișnuit cu 32K și 16K eșantioane pe secundă, ceea ce determină o viteză de digitizare de 32Kbit/s și 16Kbit/s. La 16Kbit/s, CVSD este de patru ori mai eficient în privința vitezei de transferare a datelor decât un MIC și de două ori mai eficient decât un ADPCM.
Deși nu se recomandă utilizarea CVSD în transportul datelor modulate, capacitatea sa de a reprezenta o conversație telefonică la o viteză redusă de transferare a datelor determină utilizarea acesteia la transportul vocii digitizate prin intermediul multiplexoarelor de viteză redusă de voce și date. Folosind CVSD și un multiplexor de joasă viteză pentru voce/date conectat la o linie închiriată de 64Kbit/s se pot multiplexa trei convorbiri telefonice utilizând CVSD pentru 48Kbit/s din cei 64Kbit/s ai liniei închiriate și restul de 16Kbit/s se pot utiliza pentru transmisia de date de la una sau mai multe surse (calculatoare).
Capitolul 2
Terminalul numeric de abonat
2.1 Prezentare generală
Funcțiile de bază necesare într-un terminal numeric de abonat sunt analoage celor cerute în cazul terminalelor analogice, exceptând faptul că semnalele trebuiesc numerizate și trebuie utilizate scheme diferite de semnalizare, cum ar fi cea din figura 2.1. De asemenea este de preferat ca alimentarea să se facă din centrală în scopul evitării ieșirii din serviciu a terminalului în cazul căderii rețelei locale de alimentare.
Figura 2.1: Funcțiile de bază ale unui terminal numeric de abonat
Amplasarea codecului analog/numeric din centrală în terminal conduce la următoarele avantaje:
pot fi disponibile mai multe servicii simultan pe o singură linie cu 2/4 fire, conducând la economii de cablu;
interfețele de linie din centrală vor fi numerice;
terminalul poate fi ușor convertit într-un terminal multifuncțional inteligent;
terminalul va fi mult mai complex din punct de vedere al hard-ului decât terminalele analogice, realizând multe din funcțiile centralei, aceasta și simplificând modulele de interfață de linie.
Dintre serviciile și facilitățile oferite de terminalul numeric menționez:
display alfanumeric, în special pentru numerele chemate și chemătoare;
memorarea numerelor chemătoare la care nu s-a răspuns și afișarea lor la comandă;
accesul la banca de date a centralei;
supravegherea liniilor din punct de vedere al zgomotului, diafoniei sau nivelului semnalului .
Mai multe detalii cu privire la serviciile oferite abonaților sunt prezentate în ANEXA 1.
Schema bloc a terminalului numeric este prezentată în figura 2.2. În această schemă unitatea de control este reprezentată de un microprocesor, iar unitatea interfață de linie (LIU) asigură conversia 2/4 fire, egalizarea și supresia ecoului.
Unitatea de control nu numai că gestionează claviatura, display-ul și soneria, dar, de asemenea supraveghează și sincronizarea, semnalizarea și decriptarea semnalului.
Figura 2.2: Schema bloc a unui terminal numeric de abonat
Funcția de bază a unității interfață de linie este prezentată în figura 2.3 și constă în controlul ecoului din linie și egalizarea adaptivă. În sensul de transmisie datele binare de la codec sunt codate (în cod de linie) și introduse în circuitul diferențial.
Ecoul liniei este simulat cu ajutorul unui filtru transversal adaptiv cu 16 pași care utilizează un algoritm simplu cu eroare de semn ca criteriu de eroare, și ecoul simulat este extras continuu din semnalul recepționat. Semnalul de linie este egalizat prin intermediul unui egalizor automat adaptiv și semnalele pot fi uneori pre-egalizate. Extragerea tactului din semnalul recepționat se face cu o buclă PLL.
Datele egalizate și decriptate sunt transmise la codec pentru transmiterea spre “receptorul” analogic. Sincronizarea și semnalizarea sunt formate cu semnalul vocal numerizat în unitatea de control, și aceeași unitate răspunde de informațiile conținute de semnalul de intrare.
Figura 2.3: Interfața de linie pentru terminalul numeric de abonat utilizând separare diferențială
Proiectarea modulară a părții hard este preferată pentru implementarea unității interfață de linie și a unității de control. Aceasta simplifică adăugarea de servicii noi și adaptarea sistemului la aplicații particulare.
2.2 Schema bloc a terminalului numeric pentru rețelele numerice de transmisiuni
Terminalul rețelei numerice de transmisiuni (în cazul lucrării de față mă refer la rețeaua bazată pe principiul modulației delta) este un telefon de voce digital folosit pentru transmiterea de date și voce. Conceptul de “telefon numeric” implică faptul că interfața de linie dintre telefon și centrală este numerică. Aceasta este conformă cu interfața K din standardul EUROCOM D/1.
Terminalul se conectează la rețeaua de tip EUROCOM printr-o interfață de linie 2 fire sau 2/4 fire. Acesta poate funcționa în modul două fire, caz în care se folosește tehnica de eliminare adaptivă a ecoului și scramblerizarea. În modul 4 fire nu se folosește scramblerizarea. El poate fi folosit ca un telefon obișnuit care transmite voce (codată numeric) sau ca un mijloc de interconectare între rețeaua EUROCOM și un echipament de date obișnuit (adică telefax, computer, etc.).
Sincronizarea în cazul funcționării în rețea se face automat (regim slave). Două terminale numerice pot fi conectate direct, într-o legătură de tip “punct la punct” în care una dintre unități va fi programată pe “master”, iar cealaltă pe “slave”.
Funcția de bază a terminalului este de a realiza o legătură “full duplex” (de șiruri de biți) între centrală și echipamentul de date. Semnalizările folosite în acest sens sunt conforme cu EUROCOM D/1, ID3.
Schema bloc a terminalului poate fi următoarea:
Figura 2.4: Schema bloc a terminalului numeric
2.2.1 Elementele componente ale schemei bloc din figura 2.4 și rolul lor
Convertorul CC/CC este bazat pe un controler convertor DC/DC Acest convertor DC/DC generează toate tensiunile interne din terminalul numeric folosind tensiunea din linie sau de la bateria terminalului. Tensiunea din linie are valori cuprinse în gama 30-50 Vcc, iar tensiunea de la bornele bateriei are valori în gama 20-30 Vcc. Dacă ambelalul va fi mult mai complex din punct de vedere al hard-ului decât terminalele analogice, realizând multe din funcțiile centralei, aceasta și simplificând modulele de interfață de linie.
Dintre serviciile și facilitățile oferite de terminalul numeric menționez:
display alfanumeric, în special pentru numerele chemate și chemătoare;
memorarea numerelor chemătoare la care nu s-a răspuns și afișarea lor la comandă;
accesul la banca de date a centralei;
supravegherea liniilor din punct de vedere al zgomotului, diafoniei sau nivelului semnalului .
Mai multe detalii cu privire la serviciile oferite abonaților sunt prezentate în ANEXA 1.
Schema bloc a terminalului numeric este prezentată în figura 2.2. În această schemă unitatea de control este reprezentată de un microprocesor, iar unitatea interfață de linie (LIU) asigură conversia 2/4 fire, egalizarea și supresia ecoului.
Unitatea de control nu numai că gestionează claviatura, display-ul și soneria, dar, de asemenea supraveghează și sincronizarea, semnalizarea și decriptarea semnalului.
Figura 2.2: Schema bloc a unui terminal numeric de abonat
Funcția de bază a unității interfață de linie este prezentată în figura 2.3 și constă în controlul ecoului din linie și egalizarea adaptivă. În sensul de transmisie datele binare de la codec sunt codate (în cod de linie) și introduse în circuitul diferențial.
Ecoul liniei este simulat cu ajutorul unui filtru transversal adaptiv cu 16 pași care utilizează un algoritm simplu cu eroare de semn ca criteriu de eroare, și ecoul simulat este extras continuu din semnalul recepționat. Semnalul de linie este egalizat prin intermediul unui egalizor automat adaptiv și semnalele pot fi uneori pre-egalizate. Extragerea tactului din semnalul recepționat se face cu o buclă PLL.
Datele egalizate și decriptate sunt transmise la codec pentru transmiterea spre “receptorul” analogic. Sincronizarea și semnalizarea sunt formate cu semnalul vocal numerizat în unitatea de control, și aceeași unitate răspunde de informațiile conținute de semnalul de intrare.
Figura 2.3: Interfața de linie pentru terminalul numeric de abonat utilizând separare diferențială
Proiectarea modulară a părții hard este preferată pentru implementarea unității interfață de linie și a unității de control. Aceasta simplifică adăugarea de servicii noi și adaptarea sistemului la aplicații particulare.
2.2 Schema bloc a terminalului numeric pentru rețelele numerice de transmisiuni
Terminalul rețelei numerice de transmisiuni (în cazul lucrării de față mă refer la rețeaua bazată pe principiul modulației delta) este un telefon de voce digital folosit pentru transmiterea de date și voce. Conceptul de “telefon numeric” implică faptul că interfața de linie dintre telefon și centrală este numerică. Aceasta este conformă cu interfața K din standardul EUROCOM D/1.
Terminalul se conectează la rețeaua de tip EUROCOM printr-o interfață de linie 2 fire sau 2/4 fire. Acesta poate funcționa în modul două fire, caz în care se folosește tehnica de eliminare adaptivă a ecoului și scramblerizarea. În modul 4 fire nu se folosește scramblerizarea. El poate fi folosit ca un telefon obișnuit care transmite voce (codată numeric) sau ca un mijloc de interconectare între rețeaua EUROCOM și un echipament de date obișnuit (adică telefax, computer, etc.).
Sincronizarea în cazul funcționării în rețea se face automat (regim slave). Două terminale numerice pot fi conectate direct, într-o legătură de tip “punct la punct” în care una dintre unități va fi programată pe “master”, iar cealaltă pe “slave”.
Funcția de bază a terminalului este de a realiza o legătură “full duplex” (de șiruri de biți) între centrală și echipamentul de date. Semnalizările folosite în acest sens sunt conforme cu EUROCOM D/1, ID3.
Schema bloc a terminalului poate fi următoarea:
Figura 2.4: Schema bloc a terminalului numeric
2.2.1 Elementele componente ale schemei bloc din figura 2.4 și rolul lor
Convertorul CC/CC este bazat pe un controler convertor DC/DC Acest convertor DC/DC generează toate tensiunile interne din terminalul numeric folosind tensiunea din linie sau de la bateria terminalului. Tensiunea din linie are valori cuprinse în gama 30-50 Vcc, iar tensiunea de la bornele bateriei are valori în gama 20-30 Vcc. Dacă ambele surse sunt prezente, alimentarea din centrală are prioritate.
Microprocesorul realizează următoarele funcții:
controlează toate funcțiile echipamentului, în timpul convorbirii, al semnalizărilor și al fazelor de trafic;
interfațează tastatura și indicatorii optici cu placa de bază
realizează managementul serviciilor oferite abonatului;
controlează toate activitățile de diagnosticare, la pornirea echipamentului, în timpul funcționării (“on-line” BIT), la cererea operatorului (off-line BIT) și la comanda centralei (testare de la distanță).
Modulul memorie conține memorii de tip EPROM și Flash EPROM. EPROM-ul este folosit pentru stocarea microprogramelor și a parametrilor, și ca mediu de lucru cu microinstrucțiunile, iar Flash EPROM-ul este folosit opțional pentru microinstrucțiuni.
Unitatea logică de comandă conține următoarele circuite:
comutator pentru semnalul din linie (pentru comutarea date/voce);
logică de generare a tonurilor de avertizare;
registru ce conține variația datelor din linie (pentru semnalizări EUROCOM);
porturi de intrare și ieșire pentru controlul hardware.
Codec-ul CVSD (modulație delta cu variație continuă a pantei) este realizat cu circuitul specializat FX609 sau FX619 și două amplificatoare operaționale cu rol de amplificare. Codecul convertește șirul de biți EUROCOM în semnal analogic și invers.
Interfața de date EUROCOM face conversia din clasa de date EUROCOM 1, 2, 3 și 4 în interfața de linie la vitezele de transmisie specificate.
Clasa 1 date: 16 sau 32 Kbps (sincron)
Clasa 2 date: 50 – 4800 bps (asincron)
Clasa 3 date: 300 – 4800 bps (sincron)
Clasa 4 date: 2,4 – 19,2 Kbps (sincron)
Diagramele bloc pentru clasele 1, 2, 3 și 4 de date sunt prezentate în Anexa 2.
Interfața V25bis monitorizează linia de date și interpretează comenzile V25bis transmise prin linia de date. De asemenea interfața este folosită pentru a transmite codurile de răspuns V25bis către echipamentul de date conectat.
Prin intermediul unui conector special, terminalul numeric poate fi conectat la o unitate de criptare specifică ce se interpune între telefon și centrală.
2.2.2 Interfețele terminalului numeric
În schema prezentată în figura 2.4 există 4 tipuri diferite de interfețe:
Interfața de linie (Interfața K EUROCOM)
Funcțiile interfeței de linie sunt eliminarea adaptivă a ecoului, sincronizarea semnalului de tact, codarea/decodarea de linie și generarea tuturor semnalelor de tact necesare sistemului folosind extragerea tactului din linie. Semnalul de tact este extras din semnalul recepționat, iar jitterul tactului este mai mic de 0,5%.
Interfața pe două fire este conform EUROCOM ID4. Distanța maximă față de centrală în cazul folosirii versiunii pe două fire este de 2,4 km (când se folosește cablul standard – 150/km și pierderi de inserție pe linie de 5dB/km). Atenuarea maximă a liniei de legătură cu rețeaua numerică, pe sensul de recepție a semnalului la frecvența de bit maximă (32Kbps) va fi de cel puțin 25dB. Funcție de tipul cablului de legătură și neținând cont de problemele de telealimentare se admite, ca uzuală, o linie de legătură de maxim 5Km, pentru regimul 2 fire și una de maxim 7Km pentru regimul 4 fire. Codul de linie folosit este codul bifazic condiționat, iar nivelul semnalului în linie este de 1V. Rata binară este de 16 sau 32Kbps (aceasta poate fi reglată de utilizator funcție de aplicația dorită) și modul de transmisie este “full duplex”. Dacă terminalul numeric va fi programabil în regimul Detecție Automată a Vitezei de Bit, regimul de viteză se alege automat, funcție de valoarea primită din rețea, fără a se întrerupe funcționarea. La inițializarea terminalului numeric se va selecta automat viteza de bit recepționată (vezi capitolul 5).
La cuplarea terminalului la linia cu 2 fire, timpul de adaptare pentru intrarea în funcțiune a compensatorului de ecou va fi mai mic decât 25s. Polinoamele folosite pentru scramblerizare sunt:
de la centrală la terminalul numeric (emisie MASTER/recepție SLAVE)
de la terminalul numeric la centrală (recepție Master/emisie SLAVE)
Semnalizările terminalului numeric pe linia de legătură cu rețeaua numerică vor fi conform normelor EUROCOM D/1, ID3, IA7, IA9. Spre rețeaua numerică se transmit ca parte a numărului director, o dată cu numărul abonatului chemat și specificațiile de prioritate și de mod ale abonatului chemător, în conformitate cu standardele EUROCOM D/1.
B) Interfața de date (interfața J EUROCOM)
Funcționarea ca DCE
Echipamentul terminal de date (DTE) (telegraf, telefax sau computer) se va conecta la conectorul “DATE” prin intermediul unui cablu dedicat (vezi ANEXA 4). Interfața electrică corespunzătoare conectorului de date este conform V28 (codarea binară și nivelul semnalului) și V24 (informația de semnalizare). Echipamentul DTE ce funcționează conform CCITT V28 va avea generatorul de tensiune între 57V.
Ca punct de acces pentru date, terminalul numeric va asigura echipamentelor de date DTE, modurile manual și automat de selecție de la DTE și cele de funcționare, cu abonații similari din rețeaua numerică realizate conform normelor EUROCOM. Sunt posibile următoarele viteze de bit, pentru echipamentele DTE:
50; 75; 100; 110; 150; 200; 300; 600; 1200; 2400; 4800 bps, asincron
300; 600; 1200; 2400; 4800; 9600; 16000; 19200; 32000 bps, sincron
Valorile subliniate cer ca viteza de bit în linia de legătură cu rețeaua numerică să fie de 32Kbps. Celelalte viteze de transmisie ale DTE pot utiliza oricare din vitezele 16 sau 32 Kbps ale legăturii din rețeaua numerică.
Aceste viteze de bit ale echipamentului terminal de date vor acoperi modurile de lucru Vocal, Telegrafie ITA2, Telegrafie ITA5, Faximil Numeric și Date conform normelor EUROCOM D/1, IA7.
Conversia datelor de la echipamentul terminal de date către rețeaua numerică de transmisiuni se face conform standardului EUROCOM D/1, IA9.
Corecția erorilor de transmisie se face folosind, pentru clasele de date 2 și 3 EUROCOM, tehnica RMVD (Running Majority Voting Detector) de detectare după cod majoritar, iar pentru clasa de date 4 EUROCOM, tehnica
FEC (Forward Error Correction) de corecție în avans a erorii utilizând coduri BCH (vezi ANEXA 2).
Interfața de alimentare
Alimentarea se face fie local folosind o baterie (20-30 V), fie din linie (30-55 V). Puterea consumată este în general mică (mai mică de 1W). Specificațiile privind telealimentarea vor corespunde normelor EUROCOM D/1 ID4.
D) Interfața utilizator
Aceasta reprezintă interfața dintre receptor (sau rețeaua radio de luptă (Combat Net Radio)) și linie. Ea constă dintr-un număr de circuite ce au drept funcții conversia A/N și N/A (CODEC), comutarea receptor – rețeaua radio de luptă și reglarea volumului. Codec-ul realizează conversia șirului de biți în semnal audio analogic și invers. Acest lucru este realizat folosind modulația delta cu variația continuă a pantei (CVSD) conform standardelor EUROCOM D/1 IA8 și STANAG 4209. Codec-ul poate funcționa la 16 sau 32 Kbps.
Interfața microreceptor – Microreceptorul va fi de tip cu “tangentă” (PTT) și trebuie să realizeze și funcția de furcă la așezarea lui pe terminalul numeric. Tonurile auzite în casca microreceptorului, ce indică stările realizării apelului, vor fi realizate conform EUROCOM D/1, ID3.
Afișorul – Terminalul numeric va fi dotat cu un afișor cu cristale lichide cu două rânduri a cel puțin 16 caractere alfanumerice fiecare, pentru afișarea stărilor și mesajelor.
Indicatorul luminos al legăturii neprotejate – Lipsa secretizării legăturii între terminalul numeric și rețea va fi semnalizată luminos de către un LED (avertizare pentru legătură neprotejată).
Soneria – Indică diferitele apeluri sosite, rezultatele efectuării unor teste și avertizările asupra erorilor de funcționare.
2.3 Moduri și posibilități de configurare a terminalului numeric
Programarea terminalului numeric va avea ca obiectiv, obținerea rapidă și simplă a valorilor parametrilor de lucru și obținerea pe bază ierarhică, printr-un set de meniuri, a modurilor de lucru și a parametrilor specifici diferitelor interfețe de lucru.
Parametrii operaționali direct apelabili vor fi:
volumul și forma semnalului de apel sonor;
inițierea testelor funcționale;
stabilirea nivelului de prioritate;
alegerea numărului prescurtat din agenda personală de abonați;
modificare intensității luminoase a afișorului;
parametrii de configurare a modurilor de lucru și a interfețelor vor fi:
modul de lucru: telefon, rețea radio de luptă sau DCE;
parametrii interfeței de linie (disponibili pentru programare în toate cele 3 moduri de lucru);
parametrii interfeței de date (disponibili în mod DCE);
parametrii de trafic în regim de date (disponibili în mod DCE);
parametrii interfeței radio (disponibili în mod rețea radio de luptă).
Terminalul are facilități BITE (Bild-In-Test-Equipment) care vor permite efectuarea de teste funcționale locale, pe module de funcționare. (de exemplu: test transmisie/recepție, test interfață digitală, test scrambler, test compresor de ecou pentru regimurile pe 2 fire).
Capitolul 3
Conversia analog numerică/numeric analogică
3.1 Introducere
Din toate punctele de vedere comunicațiile de voce prin fir sau radio sunt sau tind să devină digitale. Codarea digitală a vorbirii pentru transmitere sau pentru stocare în mod cert prezintă avantaje față de metodele tradiționale analogice. În comunicațiile numerice de date sau în sistemele de stocare, informația este transmisă sau înregistrată ca o serie de digiți binari – receptorul sau sistemul de redare trebuie doar să facă deosebirea între zero și unu pentru a recupera exact informația originală. În sistemele “vocale” digitale informația este reprezentată de vocea umană. Algoritmii de codare digitală a vorbirii sunt considerați funcție de capacitatea de cuantizare (digitizare) precisă a vorbirii, pentru transmitere și apoi pentru a realiza operația inversă la decoder. Cu alte cuvinte, semnalul analogic de vorbire original trebuie sa fie precis refăcut de către receptor.
Primii algoritmi de reducere a benzii folosite de semnalele de vorbire cuantizate s-au bazat pe capacitatea de integrare a urechii umane. Urechea umană are capacitatea de a fi mai mult sau mai puțin sensibilă la semnalele perceptibile – urechea poate percepe nivele ale sunetelor cuprinse între 0dB (pragul de audibilitate) și 120dB (pragul de durere). Gama dinamică a auzului uman este în general considerată ca fiind de 40dB. Unii algoritmi de codare a vorbirii exploatează acest fenomen utilizând un număr mai mare de nivele de cuantizare mai mici pentru semnalele de amplitudine mică și nivele de cuantizare mai mari pentru semnalele cu amplitudine mai mare.
Modulația delta și modulația delta cu variația continuă a pantei (CVSD) sunt tehnici de cuantizare diferențială a formelor de undă. Amândouă folosesc două nivele de cuantizare (un bit). CVSD are la bază modulația delta cu cuantizare adaptivă. Aplicând tehnicile adaptive unui modulator delta, cuantizarea permite ajustarea continuă a mărimii pasului. Ajustând mărimea pasului de cuantizare, coderul este capabil să reprezinte semnale de amplitudine scăzută cu o mare acuratețe (unde este necesar) fără a reduce performanțele în cazul semnalelor de amplitudine mare. În continuare voi face descrierea cuantizării CVSD, urmărind în principal aplicarea acesteia la codarea vorbirii. Înainte de a discuta detaliile cu privire la CVSD, voi analiza bazele cuantizării uniforme și neuniforme.
Modulația impulsurilor în cod
3.2.1 Cuantizarea formelor de undă
Cuantizarea formelor de undă este procesul prin care are loc asocierea de nivele discrete unui semnal analogic eșantionat. În acest caz semnalul de interes este semnalul de vorbire, cu toate că aceste principii sunt valabile pentru semnale în diferite benzi de frecvență. Termenul de “cuantizare” implică o legătură între amplitudinea eșalonului discret și valoarea sa numerică. Această relație poate fi liniară, neliniară sau diferențială.
Înainte ca un semnal să poată fi cuantizat el trebuie să fie eșantionat. Eșantionarea este procesul prin care are loc capturarea instantanee a nivelului unui semnal continuu la o rată predefinită (frecvența de eșantionare). Când rata de eșantionare crește, semnalul eșantionat începe să se apropie de semnalul original continuu. Când rata de eșantionare scade, eșantioanele se deplasează mai departe în timp, astfel că este posibil ca semnalul original să nu poată fi reconstruit din versiunea eșantionată. Limita până la care se poate face eșantionarea este data de teorema eșantionării a lui Shanon.
Teorema eșantionării a lui Shanon a fost inițial formulată astfel: ”Dacă o funcție f(t) nu conține frecvențe mai mari decât o frecvență f aceasta este complet determinată de ordonatele punctelor aflate la o distanță de (1/2f)”. Varianta matematică a acestei teoreme poate fi obținută prin convoluția transformatei Fourier a semnalului ce urmează a fi eșantionat cu transformata Fourier a unei secvențe infinite a funcțiilor impuls:
(3.1)
sau
(3.2)
unde spectrul semnalului eșantionat
spectrul semnalului original
S()spectrul pentru o secvență de impulsuri
(frecvența în radiani)
Rezultatul convoluției în ecuația (3.2) este spectrul semnalului original repetat la multiplii ai frecvenței de eșantionare. De notat faptul că dacă frecvența de eșantionare este mai mică decât dublul benzii semnalului original, replicile centrate la multiplii ai frecvenței de eșantionare se vor suprapune și vor distorsiona semnalul original. Acest fenomen nedorit se numește aliere. Pentru a evita alierea trebuie ca:
(3.3)
unde = frecvența de eșantionare în Hz
B = banda semnalului original în Hz.
Cuantizarea uniformă
În figura 3.1 sunt prezentate caracteristicile de transfer a șapte nivele uniforme de cuantizare. Odată ce un semnal a fost eșantionat, el este discret în domeniul timp. Totuși, amplitudinea rămâne continuă. Versiunea
Figura 3.1: Caracteristica de transfer a cuantizorului uniform
cuantizată a semnalului este obținută aplicând semnalul eșantionat la un coder binar unde nivelele discrete de tensiune sunt asociate cu forma binară apropiată. Procesul complet, care combină eșantionarea și cuantizarea amplitudinii, este cunoscut sub numele de modulația impulsurilor în cod.
Zgomotul introdus de MIC este dat în principal la obținerea formei binare. Dacă un semnal este cuantizat pe trei nivele (3 biți) utilizând o caracteristică similară celei din figura 3.1 cea mai bună rezoluție se obține dacă este împărțită întreaga scală în opt. În general:
(3.4)
unde A =amplitudinea maximă a scalei
n =numărul de biți pe eșantion
=diferența dintre nivelele de cuantizare
Semnalul eroare este diferența dintre amplitudinea semnalului original și valoarea cuantizată a eșantionului. Ca rezultat, eroarea medie pătratică poate fi determinată găsind valoarea erorii pătratice în gama -/2 și /2.
(3.5)
unde E – este valoarea preconizată;
– diferența dintre nivelele semnalului actual și cel cuantizat.
Realizând integrarea în ecuația (3.5) rezultă o expresie care este echivalentă cu puterea zgomotului de cuantizare:
(3.6)
Luăm rădăcina pătratică a ambelor părți date de rădăcina medie pătratică (RMS) a tensiunii de zgomot:
(3.7)
Raportul semnal zgomot maxim pentru un semnal cuantizat uniform poate fi calculat găsind raportul întregii scări de cuantizare a nivelului și tensiunea de zgomot din ecuația (3.7). Nivelul întregii scări de cuantizare este egal cu numărul total al nivelelor de cuantizare multiplicat cu pasul minim de cuantizare :
(3.8)
unde “n” este numărul de biți în cuantificator (CAN).
Făcând raportul ecuațiilor (3.7) și (3.8) rezultă raportul semnal zgomot (RSZ):
(3.9)
În dB,
. (3.10)
Ecuația (3.10) reprezintă un element de măsură obiectivă a calității în sistemele ce utilizează cuantizarea uniformă. În practică alți factori (de exemplu zgomotul rețelei de alimentare) tind să reducă raportul semnal zgomot final. De asemenea vocea umană este considerată ca având gama dinamică de 40 dB, cu toate că în timpul celor mai multe conversații valoarea tipică este cu 20 dB mai mică față de maxim. Cu alte cuvinte, în general nu țipăm în timpul unei convorbiri telefonice.
Altă măsură obiectivă a calității care poate fi dedusă după un algoritm asemănător este gama dinamică. Gama dinamică este dată de rezoluția schemei de cuantizare. Aceasta este dată de raportul dintre amplitudinea maximă și amplitudinea celui mai mic nivel de cuantizare.
(3.11)
În dB,
. (3.12)
Până în acest moment discuția s-a bazat strict pe cuantizarea uniformă (codarea liniară). Adică, formele de undă sunt cuantizate ca și când toate nivelele semnalului au aceeași rezoluție. O alternativă a cuantizării uniforme este de a-l face pe mic pentru nivele scăzute ale semnalului și mare pentru nivele ridicate ale semnalului, introducând astfel o caracteristică de cuantizare neuniformă. Acest tip de cuantizare are drept rezultat îmbunătățirea gamei dinamice pentru un număr dat de biți și creșterea efectivă a RSZ la nivele mici ale semnalelor. Neajunsul este valoarea maximă inferioară a RSZ – ecuațiile (3.9) și (3.10) nu sunt valabile pentru cuantizarea neuniformă. În figura 3.2 este prezentată caracteristica de transfer pentru cuantizarea neuniformă a șapte nivele.
Figura 3.2: Caracteristica de transfer a cuantizării neuniforme
Un sistem complet numeric de comunicații, reprezintă un sistem care include codarea neuniformă, comprimarea semnalului cuantizat la emițător și readucerea acestuia la forma liniară la receptor. Semnalul comprimat necesită câțiva biți și deci și o bandă redusă. Ideal, funcția de transfer la recepție este exact inversa celei de la compresie și are capacitatea de a reproduce semnalul analogic original necodat.
De exemplu, un semnal cuantizat uniform pe 14 biți, utilizând ecuațiile (3.10) și (3.12), va avea o valoare maximă a RSZ și a GD (gama dinamică) de aproximativ 89 dB și respectiv 78 dB. Dacă același semnal este cuantizat neuniform (compresat) utilizând doar 8 biți (256 nivele), nivelul minim de cuantizare poate fi poziționat la aceeași gamă dinamică de 78 dB, iar valoarea maximă a RSZ va fi diminuată. Diminuarea valorii maxime are drept cauză cuantizarea nivelelor folosite pentru semnalele de amplitudine mare (unde cuantizarea fină nu este necesară). Semnalele de amplitudine mică sunt cuantizate la o rezoluție fină (mai mulți pași, unde este necesar). În consecință, RSZ al semnalelor de amplitudine mică este substanțial îmbunătățit când se face comparația cu cuantizarea uniformă care are același număr de nivele. Esențial este că, compandarea încearcă să facă RSZ constant în întreaga gamă dinamică.
Cele mai multe forme ale cuantizării neuniforme au la bază o funcție de transfer logaritmică. Adică, semnalul de ieșire proporțional cu logaritmul semnalului de intrare. Unele rețelele de telecomunicații digitale folosesc legea A de compandare pentru codarea MIC (A=87,6). Forma generală a caracteristicii de transfer este:
pentru (varianta liniară a expresiei) (3.13)
pentru (caracteristica logaritmică, partea compresată)
unde
x este semnalul de intrare
y(x) este semnalul de ieșire comprimat.
Cuantizarea uniformă în raport cu cea neuniformă
O metodă acceptată pentru măsurarea obiectivă a calității în sistemele de procesare a semnalului este RSZ. În contextul codării numerice aceasta va fi numită raport semnal pe zgomot de cuantizare. Ecuația (3.10) a fost dedusă pentru a calcula RSZ pentru cuantizarea uniformă în cazul unui semnal de intrare maxim. Pentru a determina RSZ pentru semnale de intrare cu amplitudine mai mică decât valoarea maximă, ecuația (3.10) trebuie rescrisă:
(3.14)
unde Si – nivelul semnalului de intrare
SMAX – nivelul maxim al semnalului
Cuantizarea diferențială este o altă tehnică de codare, în are loc cuantizarea diferenței dintre eșantionul curent și valoarea prezisă pentru următorul eșantion. Acest tip de cuantizare este avantajos deoarece gama dinamică a semnalului diferență este mai mică decât a semnalului de intrare neprocesat. În consecință, sunt necesare doar câteva nivele de cuantizare pentru a reține același RSZ. În alternativă, numărul nivelelor de cuantizare poate rămâne același permițând ca semnalul diferență să fie codat utilizând toate benzile disponibile.
Figura 3.3: Diagrama bloc a cuantizării diferențiale
În figura 3.3 este prezentată diagrama bloc a unui sistem de cuantizare diferențială. Toate semnalele sunt reprezentate în timp discret x(n) (valoarea discretă a lui x(t)). De notat faptul că decoderul se află în bucla de reacție a coderului. Astfel, decoderul realizează operația inversă codării. Blocul notat cu Q face conversia semnalului diferență d(n) în formă binară potrivită pentru transmisie și blocul notat cu realizează operația inversă. În realitate procesul de conversie a lui d(n) în c(n) și invers în este un element semnificativ al comportării neliniare a cuantizării diferențiale. Cu toate acestea, analiza sistemului este simplificată presupunând că blocurile Q și se anulează reciproc. Cu această presupunere, funcția de transfer a coderului în planul z este:
(3.15)
Funcția de transfer a decoderului este:
(3.16)
Dacă , atunci și funcția de transfer a sistemului poate fi scrisă:
(3.17)
Cu toate că ecuația (3.17) are la bază câteva presupuneri, ea prezintă un sistem de cuantizare diferențial după schema din figura 3.3 care poate produce un semnal de ieșire ce aproximează semnalul original de intrare. Calitatea aproximării este elementul care diferențiază schemele de cuantizare diferențială. În general, aproximarea de mare precizie nu se poate realiza fără plata unui cost.
Un element decisiv în cuantizarea diferențială este cel de predicție P(z). Ieșirea a lui P(z) este influențată de suma ultimelor eșantioane. Forma generală este echivalentă cu un filtru cu răspuns finit la impuls (FIR)
(3.18)
unde P – ordinul elementului de predicție
ak – factorul de influență (coeficient)
elementul de prezicere la ieșire
(intrarea elementului de predicție)
Aplicând transformata Z asupra ecuației (3.18) rezultă funcția de transfer pentru elementul de predicție:
(3.19)
Ecuațiile (3.18) și (3.19) arată că ieșirea elementului de predicție este o combinație liniară a intrărilor anterioare care are drept rezultat termenul de “predicție liniară”. Predicțiile neliniare (combinațiile neliniare ale ultimelor eșantioane de intrare) au fost studiate, și cu toate acestea, complexitate și stabilitate, popularitatea lor este limitată.
Coeficienții ak sunt calculați astfel încât P(z) să furnizeze un model real pentru comportarea vorbirii umane. Presupunând ca P(z) furnizează un model real pentru vorbirea umană, și Cu alte cuvinte, un element de predicție bun trebuie să minimizeze semnalul diferență d(n). Aceasta este baza pentru cuantizarea diferențială. În cei mai mulți algoritmi de modulație delta elementul de predicție P este considerat 1.
Posibilitatea unei instabilități în cuantizoarele diferențiale există în coder. După cum am menționat anterior, ecuația (3.19) este funcția de transfer a unui filtru FIR. Una din caracteristicile semnificative ale unui filtru FIR este, după definiție, că sunt stabile (funcția de transfer are doar zerouri). Totuși, când un filtru FIR este plasat într-o buclă de reacție, ca și în cazul coderului, zerourile devin poli – dacă unul dintre acești poli se află în afara cercului unitate cuantizorul diferențial va fi instabil.
3.3 Modulația Delta
Modulația delta reprezintă o schemă de cuantizare diferențială care folosește două nivele de cuantizare. Utilizând un singur bit pentru reprezentarea fiecărui eșantion, rata de eșantionare și rata binară sunt echivalente. În consecință, rata de eșantionare este legată direct de calitatea semnalului (RSZ).
Modulația delta a cunoscut în ultima vreme o largă utilizare datorită costului ei mult mai scăzut față de alte tehnici cu modulație în cod, performanțelor ridicate la viteze medii de lucru (3264kbit/s), lipsei sincronizării de cuvânt de cod, robusteții la perturbațiile canalului și filtrării simple a semnalului refăcut la recepție. La emisie și la recepție nu sunt necesare filtre trece jos pretențioase deoarece frecvența de tact este situată de regulă, mult deasupra benzii vocale. În comparație cu modulația impulsurilor în cod apar și unele dezavantaje, cum ar fi: imposibilitatea codării semnalelor de grup, apariția de supraeșantionări în cazul semnalelor de amplitudine ridicată sau frecvență mare, dependența raportului semnal/zgomot de frecvență.
Modulația delta liniară (MDL)
Elementul de predicție P(z) din modulatorul delta liniar este de primul ordin și elementul de cuantizare Q este de ordinul doi. În figura 3.4 sunt prezentați algoritmii care prezintă coderul și decoderul în cazul MDL.
Figura 3.4: Diagrama bloc a modulatorului delta liniar
Elementul de predicție este prezentat ca un singur filtru FIR cu funcția de transfer . În coder, funcția de transfer dintre dQ(n) și xP(n) poate fi exprimată în planul Z ca:
(3.20)
În decoder, funcția de transfer dintre dQD(n) și xQD(n) este:
(3.21)
Ecuațiile (3.20) și (3.21) reprezintă integratorii în timp discret (dacă a=1). Dacă a<1 ei devin “nefolosibili”. McDonald și Noll au sugerat că a=1 este elementul de predicție optim. Un integrator pur (a=1) va determina erori binare care se vor propaga mai mult decât în cazul în care a<1. În practică este preferată o valoare a<1.
Cuantizorul Q din figura 3.4 funcționează ca un comparator. Când intrarea d(n) are foarte multe zerouri ieșirea va fi trecută în 1 logic, iar când intrarea este mai mică decât zero ieșirea este trecută în 0 logic. De aici, ieșirea lui Q este un singur bit ce indică semnul mărimii d(n). Cuantizorul invers realizează conversia nivelelor logice în nivele delta după cum rezultă din tabelul de mai jos:
Tabelul 3.1: Semnul lui d(n) corespunzător nivelelor logice și delta
Valoarea lui joacă un rol important în performanțele MDL. Când modulația delta nu mai poate să urmărească semnalul de intrare se produce un fenomen numit depășire de panta, după cum se poate observa în figura 3.5.
Figura 3.5: Depășirea de pantă în modulatorul delta liniar
Crescând valoarea lui se pot evalua efectele depășirii de pantă, însă se produce o altă problemă: zgomotul granular. Cu o valoare a lui prea mare, semnalele de amplitudine mică nu vor fi cuantizate la nivele optime și vor apare ca zgomote ale canalului în stare de pauză, vezi figura 3.6. Modelul canalului în stare de pauză este o secvență de zero și unu care indică faptul că amplitudinea semnalului de intrare nu se schimbă. Atâta timp cât modelul cu biți alternanți de unu și zero are valoarea medie zero, semnalul ieșit de la decoder se va integra la zero.
Figura 3.6: Zgomotul granular în modulatorul delta liniar
3.3.2 Modulația delta cu pantă continuu variabilă (CVSD)
Rezultatul zgomotului granular și al depășirii de pantă poate fi redus substanțial realizând o ajustare dinamică a mărimii pragului de cuantizare . Algoritmii modulației delta adaptive realizează acest lucru prin micșorarea lui la schimbări lente ale semnalelor și mărirea lui pentru variații rapide ale semnalelor. Cel mai cunoscut algoritm folosit la modulația delta adaptivă este cunoscut ca CVSD (modulația delta cu pantă continuu variabilă). În algoritmul CVSD, schimbările adaptive ale lui se bazează pe ultimele trei sau patru eșantioane (adică c(n), c(n-1), c(n-2), c(n-3)). În figurile 3.7 și 3.8 sunt prezentate diagramele algoritmilor pentru coder și decoder. De observat că în acest caz sunt folosite ultimele trei eșantioane ale lui c(n).
Figura 3.7: Diagrama bloc a coderului CVSD
Figura 3.8: Diagrama bloc a decoderului CVSD
Blocul notat cu , inițial prezentat în figura 3.4, a fost înlocuit cu două circuite de întârziere () și în mod normal determină momentul când există consecutiv trei de zero sau unu. Valoarea minimă și maximă a pasului este dată de și . Când șirurile de trei de zero sau unu consecutiv nu există pentru o perioadă de timp îndeajuns de lungă pentru ca ieșirea integratorului I2 să decidă o valoare în jurul lui zero, algoritmul este echivalent cu cel de la modulația delta liniară. (capitolul 3.3.1). Constantele de timp pentru integratoarele 1 și 2 sunt de 4ms și respectiv 1ms. În literatura de specialitate integratorul I1 este cunoscut ca integratorul principal, iar integratorul I2 este cunoscut ca integratorul silabic. Așa numitul integrator silabic își are numele de la lungimea silabei. În mod normal durata unei silabe este de 100ms, dar schimbările de nivel se fac la 10ms. În consecință, o constantă de timp de 4ms pare să fie bună pentru CVSD silabic. Blocul notat L realizează simpla conversie a nivelelor (adică c(n)=1, ieșirea L este 1; c(n)=0, ieșirea L este –1). Acest algoritm CVSD este cunoscut și ca “modulația delta controlată numeric”.
În figura 3.9 este prezentată ieșirea integratorului I1 (xP(n) în coder și xPD(n) în decoder). Dacă facem comparația cu figura 3.5 și 3.6 se poate observa că depășirea de pantă și zgomotul granular sunt reduse.
Figura 3.9: Zgomotul de cuantizare al CVSD
Datorită alurii curbei raportului semnal/zgomot de cuantizare, modulația delta liniară nu este avantajoasă din punctul de vedere al telecomunicațiilor. Pentru a obține o gamă dinamică suficientă (40dB) și un raport semnal/zgomot de cuantizare acceptabil (30dB) este necesar să se aleagă o treaptă de cuantizare suficient de mică, pentru a asigura finețea aproximării semnalului, dar și viteze de tact ridicate (200kHz) pentru asigurarea codării suficiente a componentelor de înaltă frecvență din banda telefonică (lucru nedorit datorită creșterii nejustificate a debitului binar pe canal).
Modulatorul delta cu pantă continuu variabilă mai poate fi reprezentat și sub următoarea formă:
Figura 3.10: Codec delta cu compandare silabică
Există mai mulți algoritmi de schimbare a mărimii treptei de cuantizare, însă, pentru telefonie, cel mai răspândit este tipul de adaptare cu pantă continuu variabilă, unde adaptarea se face după înfășurătoarea semnalului telefonic. Acest lucru se realizează prin intermediul detectorului de secvențe binare (figura 3.10). El este constituit dintr-un registru de deplasare ale cărui ieșiri sunt aplicate unor circuite de coincidență ce indică dacă toate celulele registrului sunt încărcate cu semnale logice de 1 sau 0 furnizate de către L(t). Se poate demonstra că, pentru lungimi ale registrului de 35 celule și frecvențe de tact cuprinse între 1664 KHz, detectorul de secvențe poate determina, prin impulsurile de la ieșirea sa, panta înfășurării silabice a semnalului de intrare. Pentru viteze medii ale impulsurilor de tact (3264 KHz) lungimea registrului de deplasare este, în mod obișnuit, egală cu 4. Acest tip de compandare se numește compandare digitală, fiind cel mai răspândit datorită simplității de implementare. La tipurile mai vechi de codificatoare cu compandare silabică, înfășurătoarea semnalului se obținea direct de la intrare cu ajutorul unor circuite analogice.
Figura 3.11: Procesul codificării la codificatorul delta cu compandare silabică
Tensiunea de la ieșirea detectorului de secvențe, ce desemnează panta înfășurătorii silabice, este integrată prin intermediul circuitului RCCC a cărui constantă de integrare, numită și constantă silabică, poate varia de la 5100ms (uzual, 510ms). Astfel tensiunea de compandare VC începe să crească exponențial, la detectarea secvențelor de 1 sau 0 (egale cu lungimea registrului), prin punerea cheii K la Vref și să scadă exponențial, începând cu prima violare a acestor secvențe, prin punerea cheii K la masă.
Tensiunea de comandă a compandării este aplicată unui modulator de impulsuri în amplitudine, a cărui semnal de ieșire VM va avea polaritatea dată de valoarea simbolului binar L(t), la momentul de tact respectiv (“+” dacă L(t)=1, “-“ dacă L(t)=0) și amplitudinea egală cu valoarea tensiunii de compandare plus o tensiune minimă Vvm, care prin integrare, determină treapta minimă de cuantizare (min).
Rezultatele simulării acestei scheme sunt prezentate în ANEXA 3.
Se poate observa că pentru un raport max/min100 se poate acoperi cu ușurință o gamă dinamică de 40dB, lucru satisfăcător pentru o convorbire telefonică normală. În cazul transmisiilor MIC cu compandare, de aceiași calitate, acest lucru se realizează pentru un raport max/min2000, fapt reflectat în vulnerabilitatea mult mai mare la erori a canalelor MIC comparativ cu cele cu modulație delta. În plus, la modulația delta trecerea de la o mărime la alta a treptelor se face lent, în funcție de constanta silabică a compandării și nu instantaneu, ca la MIC, unde valoarea eșantioanelor reflectă starea dinamică a semnalului. Aceste considerente determină o robustețe sporită a codării delta, pentru o inteligibilitate acceptabilă, chiar pe canale cu rata erorilor de 10-2, unde celelalte metode de modulație a impulsurilor în cod, practic, nu mai sunt utilizabile.
Impulsurile de dublă polaritate, rezultate la ieșirea modulatorului, sunt integrate de rețeaua RC, obținându-se semnalul de aproximare ma(t), ce se aplică comparatorului (Comp.). Forma de undă tipică pentru acest codificator este prezentată în figura 3.11, unde se observă că pentru o secvență mai mare (de exemplu formată din 4 simboluri de 1 consecutive), mărimea treptei se adaptează mult mai rapid la variația semnalului de intrare în comparație cu codificarea delta liniară.
La recepție decodificatorul are circuite identice ca funcțiuni cu codificatorul, exceptând comparatorul care nu mai apare în structura sa. Printr-o filtrare trece jos a semnalului de aproximare ma(t), se reface semnalul inițial m(t) și în plus, se obține componenta zgomotului de cuantizare nq(t).
Deoarece, conform evaluărilor teoretice, numărul mediu de simboluri cu aceiași polaritate determină panta semnalului de intrare în codificator, iar semnalul de intrare se poate reface la recepție printr-o simplă integrare, rezultă că nu mai este necesară o sincronizare de cuvânt, ca în cazul MIC, legătura digitală putându-se efectua direct, ținându-se seama de perfecta sincronizare a frecvențelor de tact. Deci pe canal se transmite numai informația pentru sincronizarea frecvenței de tact.
Granularitatea
Coderul delta se găsește într-o astfel de situație când nu are aplicat semnal la intrare sau semnalul de intrare nu are, în intervalele de eșantionare, variații mai mari decât treapta de cuantizare (de exemplu palierul unui impuls). În acest caz, semnalul binar de ieșire L(t) constă dintr-o succesiune alternantă de simboluri 1 și 0, iar semnalul ma(t) este de formă triunghiulară, cu o frecvență egală cu jumătate din frecvența de tact și de amplitudine . Semnalul care perturbă situația de granularitate trebuie să aibă o amplitudine mai mare de .
Deoarece funcția de transfer a integratorului RC din figura 3.10 este:
(3.22)
unde f reprezintă frecvența curentă, se demonstrează că amplitudinea maximă care nu perturbă granularitatea, pentru tensiunea de +V și frecvența de tact fs date, are valoarea:
, (3.23)
iar treapta rezultantă este:
. (3.24)
Depășirea de pantă
În acest caz, semnalul de aproximare ma(t) nu mai are o pantă suficientă pentru a putea urmări panta semnalului m(t). Drept urmare, în structura semnalului binar L(t) apar succesiuni prelungite de simboluri de 1 sau 0. Ținându-se seama de valorile tensiunii +V care se integrează, de funcția de transfer a integratorului și de frecvența fm a semnalului de intrare în codificator, se demonstrează că amplitudinea maximă de semnal pentru care codificatorul nu va fi depășit va fi:
. (3.25)
Urmărirea
Această situație este prezentată în partea dreaptă a figurii 3.11 și se manifestă prin inexistența granularității și a depășirilor de pantă. În acest fel, se definește gama (domeniul) de amplitudini a codificatorului prin raportul:
(3.26)
Raportul semnal/zgomot de cuantizare
Zgomotul de cuantizare apare ca urmare a aproximării semnalului de intrare m(t) cu o anumită eroare. În cazul coderelor delta, o determinare exactă a zgomotului global de cuantizare este dificil de realizat. Puterea zgomotului de cuantizare pe o sarcină unitară se poate scrie astfel:
(3.27)
unde Bm este banda semnalului de intrare, iar K este un coeficient de proporționalitate (cu o valoare uzuală de 0,33).
Dacă semnalul de intrare are puterea pe o sarcină unitară egală cu:
(3.28)
având o valoare de vârf:
, (3.29)
atunci raportul semnal/zgomot de cuantizare este:
(3.30)
cu valoarea maximă de:
. (3.31)
Din relația de mai sus rezultă faptul că raportul semnal/zgomot de cuantizare depinde de inversul pătratului tensiunii V care determină treapta de cuantizare. Făcându-se mărimea treptei de cuantizare adaptivă la variațiile de amplitudine ale semnalului binar, se reușește ca puterea zgomotului să varieze proporțional cu puterea semnalului, deci raportul lor să rămână constant pe o gamă dinamică dată, el fiind limitat la stânga prin granularitate, iar la dreapta prin depășirea de pantă (figura 3.11). De asemenea din aceste două relații se poate vedea dependența puternică a raportului semnal/zgomot de cuantizare de frecvența tactului (fS), de frecvența și banda semnalului de intrare. Aceste relații arată, totodată, unul din dezavantajele modulației delta și anume dependența invers proporțională a raportului Sq/Zq de pătratul frecvenței semnalului de intrare. Astfel, semnalele din benzile superioare de frecvență vor avea un raport Sq/Zq mai scăzut comparativ cu cele din benzile inferioare, lucru care nu se întâmplă la MIC, unde raportul semnal/zgomot de cuantizare este independent de frecvența semnalului de intrare. Acest lucru se poate explica intuitiv prin faptul că, pentru o treaptă (sau tensiune V) și o amplitudine de semnal date, semnalele de frecvență mai ridicate vor fi aproximate mai grosier comparativ cu cele de joasă frecvență în cazul utilizării aceluiași semnal de tact.
În figura 3.12 este prezentată alura curbei raportului semnal/zgomot de cuantizare pentru modulația delta liniară, putându-se observa maximul acestui raport și flancurile determinate de zgomotul de granularitate și de depășire de pantă pentru câteva valori ale treptei de cuantizare.
Figura 3.12: Caracteristica semnal/zgomot de cuantizare pentru diverse trepte de cuantizare – compandare
3.3.3 Performanțele măsurate ale modulației delta
RSZ maxim pentru coderele delta este de:
(3.32)
unde: fs – rata de eșantionare
fBW – banda semnalului (frecvența de tăiere a FTJ)
f – frecvența semnalului
Cea mai mare parte a cărților care tratează codarea delta acceptă termenii fs, fBW și f din ecuația (3.32), dar cele mai multe nu acceptă termenul –14dB. Termenul variază de la –17dB la –11.7dB în funcție de varietatea semnalelor de intrare. Cu toate acestea, ecuația (3.32) este considerată maximă deoarece presupune că nu are loc depășirea de pantă, iar zgomotul granular este minim, adică se obține valoarea optimă a pasului.
Comportarea adaptivă a CVSD rezultă din RSZ relativ la semnalul de intrare, caracteristică similară cuantizării neuniforme (menționată anterior). Caracteristica neliniară a RSZ se datorează compandării, unde nivelul de cuantizare este ajustat la o valoare mai mică sau mai mare în funcție de ultimele schimbări ale semnalului de intrare. Numărul ultimelor eșantioane (biți) folosite pentru a realiza predicția este în mod normal de trei sau patru. Compandarea pe patru biți s-a dovedit a fi mai eficientă pentru rate binare mai mari de 32Kb/s, iar compandarea pe trei biți pentru rate binare mai mici de 32Kb/s.
În figura 3.13 este prezentată o caracteristică tipică de RSZ funcție de
Figura 3.13: Valoarea măsurată a RSZ relativ la nivelul de intrare pentru 32Kb/s (intrare = 820Hz)
nivelul de intrare pentru 32Kb/s (algoritm de compandare pe patru biți, semnalul de intrare = 820 Hz sinusoidal). Ecuația (3.32) prezice un RSZ maxim de 27,6dB care este obținut în figura 3.13 pentru un nivel al semnalului de intrare de –15dBmO (0 dBmO = 489mVrms). Pentru valori mai mari sau mai mici de –15dBmO ale semnalului de intrare zgomotul granular și de depășire de pantă începe să introducă distorsiuni. În final, se poate observa că CVSD nu se comportă normal pentru un ton continuu sau semnale de date la intrare, în particular pentru viteze ale datelor mai mici de 32Kbit/s.
Analiza RSZ este cea mai folosită metodă pentru a caracteriza în mod obiectiv performanța algoritmilor de codare a vorbirii. Totuși, ea nu corespunde întotdeauna cu calitatea percepută, în particular pentru algoritmii adaptivi și diferențiali ce folosesc vocea ca semnal de intrare. În consecință este dificil să ne încredem în măsurătorile RSZ în prezența erorilor binare aleatoare.
3.3.4 Scheme bloc conform EUROCOM ID/1, IA8
Conversia analog-digitală a semnalelor telefonice (convorbiri și semnale în banda vocală) va fi realizată cu un coder/decoder delta folosind compandarea (comprimarea) silabică, controlată de o logică pe trei sau patru biți.
Diagramele bloc ale coderului și decoderului sunt prezentate în figurile 3.14 și 3.15. Semnalele din punctele C și C’ permit interconectarea celor două puncte pentru a asigura funcția completă de codare/decodare în momentul testării.
Conectarea punctelor C și C’ prin intermediul unei linii de legătură la concentratoare, echipamente de multiplexare sau nodurile “grătarului” este realizată folosind un semnal în codul bifazic condiționat.(capitolul ID4 Eurocom)
Filtrul trece bandă de la intrare asigură limitarea benzii și este de obicei un filtru de ordinul doi sau trei.
Comparatorul compară semnalul analogic de la intrare cu semnalul de la ieșirea integratorului principal (de reconstrucție). La ieșirea lui va apare un semnal de eroare numeric ce va fi aplicat registrului de deplasare pe 3 sau 4 biți. Caracteristica de transfer a comparatorului este identică cu cea a diferenței dintre două semnale de intrare ce determină ca semnalul de ieșire să fie dus către saturație în sensul semnului diferenței.
Figura 3.14: Schema bloc a coderului CVSD
Figura 3.15: Schema bloc a decoderului CVSD
Filtrul silabic realizează o filtrare trece jos asupra semnalului de la ieșirea “algoritmului de depășire”. Semnalul de la ieșirea filtrului silabic reprezintă intrarea modulatoare pentru modulatorul impulsurilor în amplitudine. Funcția răspuns a filtrului silabic este independentă de viteza de eșantionare și este exponențială.
Modulatorul de impulsuri în amplitudine funcționează cu două semnale de intrare: semnalul de la ieșirea filtrului silabic și semnalul numeric de la registrul de deplasare pe 3 (sau 4) biți. Semnalul de la ieșirea filtrului silabic va determina amplitudinea semnalului de la ieșirea MIA, iar semnalul de la registrul de deplasare va determina polaritatea, plus sau minus, a semnalului de la ieșirea MIA. Denumirea de “variație continuă” din CVSD provine din modul în care semnalul de ieșire (din MIA) variază aproape continuu.
Integratorul principal (de reconstrucție) este dispus la ieșirea MIA pentru a furniza un semnal analogic de reacție ce va fi folosit în comparator (sau ca semnal de ieșire pentru filtrul trece jos din receptor) ca o aproximare a semnalului analogic de intrare. Constanta de timp a acestuia este de 1ms0.25.
Filtrul trece jos de ieșire are un răspuns în frecvență ce are de obicei o variație asimptotică cu o pantă minimă de 40dB/octavă și o rejecție în banda de blocare de 45dB sau mai mare.
Caracteristicile anvelopei ieșirii decoderului CVSD pentru circuitul rezistiv/capacitiv din filtrul silabic cu constanta de timp de 5 ms pentru ambele cazuri, încărcare și descărcare, sunt prezentate în figura 3.16.
Figura 3.16: Caracteristica ieșirii decoderului CVSD
Procedura de testare a decoderului DELTA
Generatorul de secvențe de test binare este conectat la intrarea decoderului, punctul C’(vezi figura 3.15).
Testarea este realizată prin medierea secvenței de test binare (prezentată în tabelul 3.2) și va avea drept rezultat semnale audio de 800Hz la ieșirea decoderului, punctul B. Nivelele de 800Hz în punctul B sunt conforme cu valorile date în tabelul 3.2.
Când semnalul din punctul C’ este comutat de la secvența periodică de test a la secvența periodică de test g, semnalul de ieșire în punctul B va atinge 90% din valoarea finală într-un interval 5.5ms11,5ms. Când semnalul din C’ este comutat de la secvența periodică de test g la a, semnalul de ieșire în punctul B va ajunge la 10% din valoarea secvenței periodice de test g în intervalul 4ms9ms.
Notă:
Pentru un circuit RC din integratorul silabic cu constanta de timp de 4ms pentru ambele, încărcare și descărcare, caracteristica semnalului de ieșire în punctul B este prezentată în figura 3.17. Pentru cazul comutării semnalului din punctul C’ de la secvența a la secvența g, caracteristica semnalului de ieșire în punctul B este exponențială.
Când are loc comutarea de la secvența g la a, amplitudinea la începutul descărcării este în primul moment redusă cu un factor de 50%, iar apoi valoarea finală este atinsă asimptotic. Valoarea finală este egală cu -42dBmO, adică 0.00794, și amplitudinea la începutul descărcării va fi din această cauză 0.397 (cd=0). Valoarea de 10% este apoi atinsă în 5,76ms.
Figura 3.17: Caracteristica semnalului de ieșire în punctul B
Tabelul 3.2: Secvențele binare pentru testarea decoderului Delta
secvențe de 20 de biți la o rată de 16 Kbit/s
secvențe de 20 de biți la o rată de 32 Kbit/s
Atenuarea distorsiunilor relativ la frecvența de măsură de 800 Hz și cu un nivel de intrare de –20dBmO aplicat la punctul A se va afla în limitele prezentate în figura 3.18. Distorsiunile datorate (numai) transmiterii, măsurate în punctul G al coderului nu vor depăși limitele indicate de liniile punctate din figură.
Figura 3.18a: Atenuarea distorsiunilor cu frecvența la o rată numerică de 16kbit/s
Figura 3.18b: Atenuarea distorsiunilor cu frecvența la o rată numerică de 32kbit/s
Capitolul 4
Proiectarea interfeței utilizator
Pornind de la datele impuse, interfața analogică trebuie să realizeze următoarele elemente:
să amplifice semnalul provenit de la microfon;
să amplifice semnalul de la ieșirea decoderului ce urmează să fie aplicat la casca telefonică;
să realizeze conversia analog-numerică și numeric analogică folosind modulația delta cu variație continuă a pantei;
să realizeze codarea din cod NRZ în cod bifazic condiționat la emisie și invers la recepție.
4.1 Proiectarea amplificatorului pentru interfața cu traductoarele între unda acustică și semnalul electric
Partea de amplificare este realizată cu un amplificator operațional de tipul TL064A, a cărui schemă internă este prezentată în figura 4.1.
Figura 4.1: Dispunerea pinilor circuitului TL064A
După cum se poate observa din schema de mai sus circuitul este compus din 4 amplificatoare, din care se vor folosi doar două. Schema utilizată atât pentru amplificarea semnalului provenit de la microfon, cât și pentru amplificarea semnalului analogic provenit de la CODEC (ieșirea decoderului delta) este următoarea:
Figura 4.2: Schema bloc utilizată pentru amplificarea semnalului provenit de la microfon
Calculele care se fac în acest caz sunt următoarele:
(4.1)
(4.2)
, unde (4.3)
, unde (4.4)
Dacă, (4.5)
Dacă,
Am considerat Rr=10K, și R1=1K. Rezultă astfel, conform relațiilor de mai sus, .
Schema finală utilizată pentru amplificarea semnalelor analogice provenite de la cele două surse menționate anterior este prezentată în figura 4.3.
Rezultatele simulării circuitului sunt prezentate în ANEXA 4.
Figura 4.3: Schema utilizată pentru amplificarea semnalelor analogice
Circuitul FX609 – descriere generală
După zona de amplificare a semnalelor analogice, urmează partea de codare delta. Aceasta este realizată cu circuitul dedicat FX609J, ce realizează codarea delta cu pantă continuu variabilă. În acest scop se pot utiliza și alte circuite, cum ar fi: FX619, FX629, MX609, MX619, ce realizează în general aceleași funcții.
FX609J este un circuit LSI proiectat ca un modulator delta cu compandare continuă (Codec CVSD), fiind utilizat la stocarea vocii, scramblerizarea vocii în domeniul temporal, în echipamentele destinate comunicațiilor numerice, în linii numerice de întârziere și în analiza semnalului vocal.
Rezultatele simulării unui codec CVSD realizată cu Matlab sunt prezentate în ANEXA 3.
Schema bloc a circuitului FX609J este prezentată în figura 4.4.
Figura 4.4: Diagrama bloc internă a circuitului FX609J
Filtrele analogice de la intrarea coderului și ieșirea decoderului sunt încorporate în circuit și utilizează tehnologia de capacități comutate. Viteza de eșantionare poate fi programată la 16, 32 sau 64 Kbit/s de la un generator de tact intern sau poate fi aplicată extern în gama 8 la 64 Kbit/s. Frecvențele de eșantionare sunt scoase în afara circuitului pentru a sincroniza circuitele externe.
Tacturile interne sunt derivate de la un oscilator de referință intern folosind un cuarț conectat extern. Coderul are o funcție de activare pentru utilizarea în aplicațiile de multiplexare.
Când nu este activă, ieșirea coderului este în stare de mare impedanță. Forțat în starea de pauză coderul generează o secvență perfectă la ieșirea sa ‘101010101010’ și la ieșirea decoderului o tensiune de VDD/2. Secvența de ‘101010101010’ este folosită pentru sincronizare.
Circuitele de compandare pot funcționa cu un algoritm de 3 sau 4 biți care poate fi selectat din exterior. Circuitul poate fi pus în modul ‘standby’ prin selectarea facilității ‘powersave’.
FX609J este un dispozitiv de putere mică, CMOS alimentat la 5V și este disponibil în mai multe variante.
Schema realizată are următoarea structură:
Figura 4.5: Schema practică
4.3 Proiectarea circuitului oscilant cu cuarț
În continuare voi face o discuție în ceea ce privește circuitul oscilant cu cuarț, explicând rolul fiecărui element component din circuit (R1, R2, C1 C2 și XTAL) (vezi figura 4.5) și furnizând câteva metode de stabilire a valorilor acestor componente. În final voi preciza câteva măsuri ce trebuie luate pentru a evita stările de instabilitate și problemele de pornire.
Figura 4.6: Circuitul echivalent al cuarțului
Figura 4.7: Graficul reactanță funcție de frecvență
În figura 4.6 este prezentată schema echivalentă a cuarțului. R este rezistența serie efectivă, L și C sunt impedanța, respectiv capacitatea cuarțului. CP este capacitatea ce șuntează terminalele cuarțului. În figura 4.7 este prezentat graficul reactanță funcție de frecvență al cuarțului. Când cuarțul funcționează în modul rezonanță serie el are un caracter pur rezistiv și reactanțele bobinei și condensatorului sunt egale (XL=XC), iar frecvența de rezonanță serie este dată de următoarea ecuație:
. (4.6)
Când cuarțul funcționează în modul rezonanță paralel el are un caracter inductiv. Frecvența de operare în acest mod este dată de sarcina cuarțului. Producătorul cuarțului va specifica capacitatea de sarcină CL pentru cuarțurile ce vor funcționa în modul rezonanță paralel. În acest mod frecvența de oscilație este dată de ecuația:
. (4.7)
În modul rezonanță paralel cuarțul poate oscila oriunde în zona fs-fa de pe graficul reactanței, prezentat în figura 4.7, prin varierea sarcinii cuarțului.
În figura 4.8 este prezentată schema de utilizare a circuitului oscilant cu cuarț. În acest caz cuarțul va funcționa în modul rezonanță paralel. Inversorul care este în interiorul circuitului integrat funcționează ca un amplificator în clasa AB și realizează un defazaj de aproximativ 1800 între intrare și ieșire și rețeaua în formată de cuarț R1, C1 și C2 realizează și ea un defazaj suplimentar de 1800. Astfel defazajul total din buclă este 3600. Aceasta este una din condițiile necesare pentru a susține oscilația. Cealaltă condiție este ca, câștigul în bucla închisă să fie 1. Rezistența Rf de lângă elementul inversor realizează reacția negativă și poziționează punctul de funcționare al elementului inversor în apropierea zonei medii a tensiunii de alimentare, astfel că inversorul funcționează regiunea liniară a câștigului. Valoarea acestei rezistențe este mare, de regulă în gama 500K2M.
Figura 4.8: Circuit oscilant cu cuarț
Condensatoarele C1 și C2 formează sarcina capacitivă pentru cuarț. Capacitatea de sarcină optimă (CL) pentru un cuarț dat este specificată de fabricant. Ecuația folosită pentru a calcula C1 și C2 este:
(4.8)
unde CS este capacitatea parazită a cablajului imprimat, și are o valoare tipică de 5pF. Acum C1 și C2 pot fi selectate astfel încât să satisfacă ecuația de mai sus. De obicei C1 și C2 sunt alese astfel încât să fie aproape egale. Valori mari ale lui C1 și/sau C2 cresc stabilitatea frecvenței, dar în același timp scad câștigul în buclă și se pot crea probleme la pornire (start-up).
R1 este o rezistență de limitare, funcția primară a acestei rezistențe fiind de limitare a ieșirii elementului inversor astfel ca, cuarțul să nu fie supraîncărcat. Acest lucru face ca intrarea în oscilator să fie jumătate din intrarea inversorului. Întotdeauna trebuie verificat dacă puterea disipată de cuarț este în limitele specificate de producător. Supraîncărcarea cuarțului poate duce la distrugerea sa.
Ideal, elementul inversor realizează un defazaj de 1800, dar întârzierea inerentă elementului inversor determină o deviație de fază suplimentară proporțională cu întârzierea. Pentru ca deviația totală de fază să fie n1800 în buclă, rețeaua în va produce o deviație de fază de 1800 în sens contrar datorită întârzierii introduse de elementul inversor. R1 poate fi variat pentru a realiza acest lucru. Cu C1 și C2 fixate, câștigul în bucla de reacție și faza pot fi afectate prin varierea lui R1. În anumite aplicații R1 poate fi ignorat dacă cele două condiții de mai sus sunt îndeplinite.
Condiții practice de proiectare a oscilatorului cu cuarț:
Cuarțul se selectează cu rezistență efectivă serie redusă, pentru a elimina problemele de pornire. Valori mici ale rezistenței efective serie cresc câștigul în buclă.
Reducerea capacității parazite a circuitului imprimat prin reducerea traseelor. Acest lucru elimină problemele de pornire și la fel de bine și frecvența de oscilație.
Întotdeauna se testează circuitul la temperatura de lucru și în gama de frecvențe pentru a ne convinge că, cuarțul “pornește” și menține oscilația.
Optimizarea lui R1 se face astfel: la început se calculează C1 și C2 după cum a fost explicat anterior și apoi conectând un potențiometru în locul lui R1, poziționându-l inițial în apropierea valorii lui XC1, iar apoi variind valoarea lui R1 din potențiometru dacă este necesar, până ce cuarțul “pornește” și menține oscilația.
Valorile folosite și recomandate de fabricant sunt următoarele:
R1 = 1M
R2 = Selectabil (am folosit o rezistență de 150)
C1 = 33 pF
C2 = 33 pF
C3, C4, C5, C6 = 1 F
X1=1.024 MHz
Schema de punere în evidență a caracteristicilor circuitului FX609
Caracteristicile circuitului FX609J sunt prezentate în ANEXA 5.
Folosind elementele obținute anterior schema care pune în evidență funcțiile pe care le poate realiza circuitul FX609J poate fi următoarea:
Figura 4.9: Schema de implementare a circuitului FX609J
Valorile R1, R2, C1, C2 și cuarțul se aleg conform algoritmului prezentat în capitolul anterior. Rezistențele R4, R5 asigura un potențial constant necesar pentru funcționare circuitului integrat FX609J. Prin rezistența R6 se asigura nivelul de 1L, ce va fi aplicat la anumiți pini ai circuitului FX609J pentru a simula anumite stări ale circuitului. Condensatoarele C4 și C7 fac separarea în curent continuu între receptor (telefonul F1603) și circuitul FX609J. Valorile au fost alease astfel încât reactanța condensatorului să fie mai mică decât rezistența de intrare în etaj în întreaga gamă de frecvențe de lucru (300 – 3400Hz).
Rolul elementelor componente:
K1 – POWERSAVE (pin 15) – “0” logic pe acest pin pune majoritatea părților componente ale coderului într-o stare neoperațională. “1” logic face ca circuitul să funcționeze normal.
K2 – DATA ENABLE (pin7) – datele apar la ieșirea coderului prin controlul acestui pin.
Corespondența dintre K1 și K2 este următoarea:
Tabelul 4.1: Relațiile dintre K1 și K2
K3 – ALGORITM (pin 19) – “1” logic pe acest pin face ca dispozitivul să utilizeze un algoritm de compandare pe 3 biți. “0” logic determină utilizarea unui algoritm de compandare pe 4 biți.
K4 – Mod Tact 1 (pin 21)
K5 – Mod Tact 2 (pin 20)
Corespondența dintre K4 și K5 este următoarea:
Tabel 4.2: Combinațiile utilizate pentru selectarea tactului
_____________________________________
K6 – FORȚARE CODER ÎN STAREΑ DE PAUZĂ (pin 6)- când acest pin este pus pe “0” logic coderul este forțat într-o stare de pauză, iar ieșirea digitală a coderului este “010101…..”, o stare ideală de pauză. Când acest pin este pus pe ”1” logic coderul funcționează normal.
________________________________________
K7 – FORȚARE ΔΕCODER ÎN STAREΑ DE PAUZĂ (pin 16) – “0” logic pe acest pin generează intern o secvență de forma “01010101…”, astfel încât ieșirea decoderului devine VDD/2. Când acest pin este pus pe “1” logic decoderul funcționează normal.
Intrarea “1” logic necesită o tensiune de minim 3.5V, ce este obținută prin intermediul rezistenței R6 de 1,5K, iar intrarea “0” logic necesită o tensiune de maxim 1,5V – în acest caz se utilizează “masa”.
Ieșirea “1” logic presupune o tensiune de minim 4V, iar cea de “0” logic presupune o tensiune de maxim 1V.
Funcționare circuitului în modul codare presupune:
alimentarea de la o sursă de tensiune continuă de 5V
semnalul analogic ce urmează să fie codat este introdus la “IN Coder” (pin 10)
semnalul codat delta este obținut la “IES Coder” (pin 5). Acest semnal pentru a putea fi transmis pe linie trebuie codat în cod bifazic condiționat.
se poate utiliza un “tact” extern în condițiile date de tabelul de mai sus
Funcționare circuitului în modul decodare presupune:
alimentarea de la o sursă de tensiune continuă de 5V
tactul poate fi extras din linie cu ajutorul unei bucle PLL folosind circuitul MMC4046. Tactul astfel extras este pus la “Τact Decoder” (pin 18), în prealabil ținând cont de cerințele impuse pentru a realiza acest lucru (vezi tabelul de mai sus)
datele ce au fost decodate de decoderul de linie (decodare din cod bifazic condiționat) sunt aplicate la “IN Decoder” (pin 17)
semnalul analogic decodat obținut la “IES Decoder” (pin 13), este în prealabil amplificat de amplificatorul prezentat anterior și apoi aplicat căștii telefonice.
4.5 Codarea de linie – codarea în cod bifazic condiționat
Transmisia pe linie – între telefon și centrala de comutație – impune folosirea unui cod de linie, astfel încât să se elimine componentele de curent continuu din semnal și să se poată reface tactul la recepție cu ajutorul unei bucle PLL.
Codul bifazic condiționat (sau biimpuls) are anumite caracteristici care îl fac utilizabil în numeroase transmisii în banda de bază. Unele dintre acestea sunt:
înaltă protecție față de perturbații, putând fi corect demodulat și pentru un raport semnal /zgomot de 16dB;
codul conține informația de tact necesară citirii corecte a informației la recepție;
sincronizare ușoară deoarece există întotdeauna o tranziție predictibilă în fiecare interval de bit;
nu există componenta de curent continuu, și din această cauză nu există probleme de cuplaj.
Formele de codare bifazică cele mai utilizate sunt prezentate în figura 4.10.
Figura 4.10: Formele de undă ale codului bifazic
Orice cod de linie poate fi reprezentat prin:
(4.9)
unde f(t) reprezintă forma impulsului, iar Tb reprezintă durata unui impuls. De exemplu, pentru codul unipolar NRZ, , iar an=+A (V) când se transmite valoarea binară 1 și an=0 (V) când se transmite valoarea binară 0.
În general, expresia densității spectrale de putere în cazul unui semnal digital:
(4.10)
unde F(f) reprezintă transformata Fourier a lui f(t), iar R(k) reprezintă funcția de autocorelație a datelor. Autocorelația se determină astfel:
(4.11)
În această ultimă formulă, an și an+k sunt nivelele (de tensiune) ale impulsurilor de date n și respectiv n+k. Pi reprezintă probabilitatea de a avea produsul (anan+k) cu numărul i. I = numărul de valori posibile ale produsului.
În cadrul codului Manchester, forma impulsului este:
(4.12)
Spectrul rezultant va avea următoarea expresie matematică:
(4.13)
sau
(4.14)
Înlocuind în formula densității spectrale de putere se obține:
(4.15)
Dacă se alege A astfel încât puterea nominală normată a semnalului Manchester să fie 1 atunci .
În cazul codului bifazic absolut (Manchester) la secvențe informaționale cu succesiuni 1-0 (p=q=0,5), există componentă energetică maximă la f=T/2; energia se deplasează simetric în spectru pentru (p0,5 sau p0,5) alte secvențe de 1-0, maximul rămânând tot la T/2, dar micșorat.
În cazul codului bifazic condiționat, spectrul are un maxim mai accentuat la f = T/2 pentru secvențe lungi de zero și două maxime laterale la f1 = T/4 și f2 =3T/4 la secvențe lungi de 1.
Caracteristicile energetice ale codurilor bifazic absolut și bifazic condiționat sunt asemănătoare și mult mai bune decât a le codului bipolar. Codul bifazic este de preferat pentru secvențe unde p=q=0.5. Spectrele codurilor prezentate mai sus sunt prezentate în figura 4.11.
Figura 4.11: Spectrele codurilor binar, NRZ, Manchester și Miller
Codul bifazic condiționat
Un semnal numeric condiționat este acela corespunzător căruia un impuls 0 logic este transmis prin repetarea valorii logice a intervalului anterior de eșantionare; la rândul său, un impuls 1 logic este transmis sub forma complementului din intervalul anterior de eșantionare (figura 4.12 și 4.13). Bifaza condiționată este generată printr-o sumare modulo 2 a tactului la semnalul condiționat.
Figura 4.12: Schema de conversie din semnal numeric în bifază condiționată și invers
Figura 4.13: Semnalele corespunzătoare conversiei semnal binar/bifază condiționată și bifază condiționată/semnal binar
semnalul numeric condiționat = semnalul numeric semnalul numeric întârziat cu un tact
bifaza condiționată = semnalul numeric condiționat tactul de eșantionare
semnalul numeric = bifaza condiționată bifaza condiționată întârziată cu două perioade de eșantionare
Semnalul bifazic condiționat se folosește în gama transmisiilor sincrone cu vitezele 1200bps144Kbps. Amplitudinea semnalelor la emisie pe o impedanță de 120 este 1000mV10%, iar forma acestora este dreptunghiulară. Timpii de creștere și descreștere a fronturilor vor fi mai mici de 0,1T (3,125s pentru 32Kbps și 6,25s pentru 16Kbps).
Pentru a fi realizat practic am utilizat circuitul DM74L586 (4*XOR) și KP1533TM2 (2 circuite de tip D). Pentru a funcționa normal circuitul KP1533TM2 a trebuit să pun pinul de “Set” (pini 4, 10) și Reset (pinii 1, 13) pe 1L.
Rezultatele simulării sunt prezentate în ANEXA 4.
Semnalul obținut la ieșirea coderului de linie ia valorile 0L și 1L corespunzătoare nivelelor TTL, iar în linie am nevoie de un semnal de 1V. Pentru a realiza acest lucru am utilizat următoarea schemă (figura 4.14).
Figura 4.14: Schema de conversie 0/1L în 1 V
Schema de conversie prezentată în figura 4.14 conține un amplificator operațional A741 pe care l-am folosit în acest caz ca pe un comparator. Pe intrarea inversoare am aplicat semnalul 0/1L ce urmează să fie convertit în semnal 1 V, iar pe intrarea neiversoare am aplicat un semnal de referință. Relațiile de proiectare care stau la baza schemei de mai sus sunt următoarele:
(4.16)
(4.17)
(4.18)
(4.19)
Dacă în relațiile de mai sus consider R1=R3 și R2=R4 voi avea:
(4.20)
Figura 4.15: Schema de bază utilizată pentru conversie
Valorile elementelor alese pentru a realiza conversia din semnal 0/1L în semnal 1V sunt următoarele:
R1=1,7K R4=15K
R2, 3=1K
Valorile R1 și R2 au fost alese și dispuse în schemă (vezi figura 4.15) astfel încât primul amplificator operațional să realizeze atenuarea semnalului, iar al doilea să realizeze amplificarea semnalului (pentru ca semnalele de la intrare și ieșire să fie identice).
Rezultatele simulării sunt prezentate în figura 4.16.
Figura 4.16: Rezultatul simulării coderului și al circuitului de conversie
4.6 Circuitul de extragere a tactului
Acest circuit se bazează pe faptul că semnalul de linie de tip bifazic condiționat conține informații asupra tactului master, de la centrală sau multiplexor. Un front al semnalului de linie este sigur, alt front este aleator, funcție de numărul de 1 din semnal. Pentru o recepție sigură este nevoie să filtrăm frontul nesigur și semnalele parazite. Extragerea tactului se face cu ajutorul unui circuit PLL (MMC4046).
Circuitele PLL (circuite cu calare pe fază) lucrează ca un sistem de control automat al fazei unui oscilator. Ele sunt utile în telecomunicații, fiind folosite pentru descoperirea și urmărirea unui semnal oarecare, în particular a purtătoarei sau a unei frecvențe pilot. Ele conțin cel puțin 3 blocuri principale:
Figura 4.17: Refacerea tactului cu PLL
Intrarea circuitului PLL este una din intrările în comparatorul de fază (), iar ieșirea în funcție de aplicație poate fi ieșirea OCT (oscilator comandat în tensiune) sau ieșirea FTJ (filtru trece jos). OCT are o frecvență de oscilație liberă f0 ce poate fi modificată între anumite limite prin semnalul de comandă de la FTJ. Comparatorul de fază () compară faza semnalului propriu generat cu faza semnalului de intrare și furnizează un semnal de eroare care variază după o anumită lege (variație liniară, sinusoidală).
Cea mai uzuală metodă de refacere a tactului are la bază bucla cu calare pe fază (PLL). Semnalul de linie (filtrat și egalizat) reprezintă intrarea în buclă (figura 4.17). Idea este ca ceasul de recepție să urmărească în permanență ceasul de emisie, sincronizându-se cu acesta atât în frecvență, cât și în fază. Informația referitoare la ceasul de emisie este dată de tranzițiile semnalului de linie.
Detectorul de fază () va genera un impuls de tensiune pozitiv dacă tranziția semnalului digital apare înaintea celei locale (CLKlocal este în urma celui de emisie). Lățimea impulsului este proporțională cu defazajul dintre cele două semnale. În urma filtrării acestui impuls va rezulta o tensiune pozitivă care, aplicată pe intrarea oscilatorului comandat în tensiune (OCT), va determina creșterea frecvenței sale de oscilație.
Dacă tranziția semnalului de linie are loc după tranziția ceasului local, impulsul generat de detectorul de fază este negativ și va determina scăderea frecvenței de oscilație a OCT.
O condiție esențială în urmărirea tactului de emisie este ca semnalul de linie să conțină tranziție(i) la fiecare perioadă de tact. Conform operării PLL, pe durata unui bit fără tranziție detectorul de fază va genera un impuls negativ care durează până la următoarea tranziție în linie. Acest impuls, extrem de lung, ar scoate practic bucla din regimul de calare și ar desincroniza complet legătura. Pentru evitarea acestui fapt, dacă semnalul de linie nu are tranziții la fiecare tact, fie se dezactivează detectorul de fază pe durata intervalului fără tranziții, fie se introduc artificial tranziții în semnalul de linie (prin extrapolare). De notat faptul că în acest caz nu mai poate fi vorba de o regenerare a tactului, cele două sisteme terminale (emisie /recepție) operând cu referințe de tact independente. Este de dorit ca acest mod de operare să dureze cât mai puțin sau, cu alte cuvinte, este de dorit ca semnalul de linie să conțină cât mai multe tranziții.
Instabilitatea tactului
În figura 4.18 sunt reprezentate semnalele de tact care intervin într-o legătură digitală. Semnalul informațional se emite pe tactul local CLKemisie al echipamentului terminal de emisie (E). Tranzițiile sale sunt sincrone cu cele ale CLKemisie. Străbaterea canalului de comunicație conduce la alterarea semnalului informațional. Aceasta poate produce decalarea momentelor de trecere prin zero față de poziția lor inițială și deci între tranzițiile semnalului de linie (notate CLKlinie) și CLKemisie vor apărea defazaje variabile. CLKrecepție generat de PLL va încerca să urmărească CLKlinie.
Figura 4.18: Semnale de tact ce intervin într-o legătură digitală
Privită pe termen lung refacerea tactului este corespunzătoare, în sensul că asigură frecvența dorită. Pe termen scurt însă, variațiile de frecvență ale tactului de linie (instabilitatea tactului) nu sunt urmărite decât cu o acuratețe limitată. Imposibilitatea buclei de a le urmări prompt (instantaneu) și exact, face ca între ceasul de recepție și cel de linie să existe întotdeauna un defazaj a cărui mărime variază în timp.
Refacerea tactului la recepție este, alături de zgomot și interferențe, principala sursă de instabilitate în ceea ce privește tactul pe care se face recepția. În încercarea de a urmări fidel variațiile tactului de linie, frecvența CLKrecepție va oscila pe termen scurt în jurul frecvenței CLKlinie. Datorită modului de operare a PLL, aceste oscilații au caracter periodic (ceasul de recepție va fi când înaintea celui de linie, când în urma sa).
Astfel că, pot spune că variația în timp a frecvenței ceasului de recepție are trei componente: variația ceasului de emisie, modificarea tranzițiilor datorită canalului de comunicație (rezultă defazaje variabile ale ceasului de linie față de cel de emisie), oscilarea frecvenței OCT din PLL în jurul ceasului din linie (rezultă defazaje variabile ale ceasului de recepție față de cel de linie). Ultimele două componente fac ca ceasul de recepție și cel de emisie să fie în permanență defazate.
Circuitul ce poate fi folosit pentru refacerea tactului este MMC4046 și are următoarea diagramă funcțională:
Figura 4.19: Diagrama funcțională a circuitului PLL MMC4046
Circuitul MMC4046 este un circuit PLL ce este format dintr-un OCT liniar (OCT) și două comparatoare de fază diferite cu un amplificator al semnalului de intrare comun și intrare în comparator comună. O diodă zener de 7V este furnizată, pentru stabilizarea tensiunii în anumite aplicații.
Descriere funcțională
OCT
Oscilatorul comandat în tensiune (OCT) necesită un condensator extern (C1) și una sau două rezistențe externe (R1 sau R1 și R2). Rezistența R1 și condensatorul C1 determină gama de frecvențe a OCT. Rezistența R2 determină ca OCT să aibe frecvență de “off-set”. Intrarea de mare impedanță a OCT simplifică proiectarea filtrului trece jos (FTJ), acest element permițând proiectantului să folosească o gamă largă de rezistențe și condensatoare. Pentru a nu încărca filtrul trece jos, ieșirea sursei de urmărire a intrării OCT este furnizată la pinul 10. Dacă acest pin (SFOUT) este utilizat, o rezistență de sarcină (RSF) va fi conectată între acest pin și VSS; dacă nu este folosit, acest pin este lăsat în “aer”. Ieșirea OCT (pin 4) poate fi conectată fie direct la intrarea comparatorului (pin 3), fie prin intermediul unui divizor de frecvență. Un nivel “0” logic la intrarea de “inhibare” (pin 5) activează OCT și sursa de urmărire, în timp ce “1” logic le oprește pe ambele cu scopul de a minimiza consumul.
Comparatoarele de fază
Intrarea comparatorului de fază (pin 14) poate fi cuplată direct sau capacitiv (în cazul deviațiilor mici).
Comparatorul de fază 1 este o rețea SAU-EXCLUSIV. Frecvența semnalului de intrare și a celui de la intrarea comparatorului trebuie să aibe un factor de umplere de 50% pentru o bandă de captură maximă. Valoarea medie a tensiunii de ieșire a comparatorului de fază este egală cu 1/2VDD când nu există semnal sau zgomot la intrarea de semnal. Valoarea medie a tensiunii către intrarea OCT este furnizată de filtrul trece jos conectat la ieșirea comparatorului de fază 1. Acest lucru determină ca OCT să oscileze pe frecvența centrală (f0).
Pentru comparatorul de fază 1, banda de captură depinde de caracteristicile filtrului trece jos. Comparatorul de fază 1 determină ca sistemul PLL să rămână în urmărire în ciuda existenței unor zgomote în semnalul de intrare. O comportare tipică este că faza dintre semnalul de intrare și a celui de la intrarea comparatorului variază între 00 și 1800 și este 900 la frecvența centrală. În figura de mai jos este prezentată caracteristica de răspuns fază-ieșire.
Figura 4.20: Caracteristica semnal funcție de diferența de fază a intrărilor în comparator
În figura 4.21 sunt prezentate caracteristicile tipice pentru un circuit PLL ce utilizează comparatorul de fază 1 în cazul condiției de menținere pe f0.
Figura 4.21: Formele de undă tipice pentru un circuit PLL ce utilizează comparatorul de fază 1
Comparatorul de fază 2 este o rețea de memorii controlate digital. El este format din patru circuite basculante, un circuit de comandă și un circuit de ieșire. Acest tip de comparator funcționează numai pe fronturile pozitive ale semnalului de intrare și a celui de la intrarea comparatorului. Din această cauză, factorii de umplere a acestor semnale nu au importanță.
Formele de undă tipice pentru un circuit PLL ce utilizează acest tip de comparator de fază în cazul respectării condiției de menținere este prezentată în figura 4.22.
Figura 4.22: Formele de undă tipice pentru un circuit PLL ce utilizează comparatorul de fază 2
Valorile recomandate de producător sunt R1 și R2: 10k1M și C1: de la 50pF la orice valoare practică.
Ținând cont de recomandările fabricantului am ales R1=1M și R3=56K, C1=40pF, C=4pF.
Schema finală și rezultatele simulării părților componente ale interfeței utilizator sunt prezentate în ANEXELE 3 și 4.
CAPITOLUL 5
Semnalizări utilizate între terminal și centrală
Accesul prin fir pe canal unic realizează legătura cu abonații statici pentru ca aceștia să folosească rețeaua și facilitățile de abonat după cum este specificat în IA3, IA7, IA8 și IA9.
Legătura de acces prin fir pe un canal este alocată unui singur echipament de abonat. Pentru o bună funcționare și pentru a evita stările de incertitudine cuvintele ce cod ce se transmit între terminal și centrală, și invers au fost standardizate. Aceste cuvinte de cod și semnificația lor este prezentată în tabelul 5.1.
Tabel 5.1 – Tabel cu alocarea cuvintelor de cod
5.1 Tonuri de supraveghere
Tonurile de supraveghere utilizate și stările asociate lor sunt prezentate în Tabelul 5.2.
Acestea vor fi generate la terminalul abonat la recepția codului corespunzător, conform Tabelului 5.1.
Tabelul 5.2: Tonuri de supraveghere
Când terminalul recepționează un anumit cod, acest fiind de exemplu rezultatul unui apel, va activa criteriul corespunzător cel mai apropiat.
5.2 Principiile semnalizării
Un cod este considerat a fi valid doar dacă este recepționat de 6 ori consecutiv în totalitate, adică codurile vor fi secvențial recepționate în aceeași ordine. Decodarea se face în acord cu tabelul 5.2 doar după această recepție.
Coduri diferite
1 2 3 4 5 6
Telefonul nu are posibilitatea de a interpreta, el doar răspunde la semnalizările venite de la centrală.
Codul “EOH” (electrical on-hook) va fi interpretat de telefon în orice moment al semnalizării sau traficului. În timpul recepției unui astfel de cod, telefonul va începe semnalizarea întrerupând orice alt trafic sau procedura de semnalizare.
Codurile în afara secvențelor vor fi ignorate și, cu toate acestea, nu vor schimba semnalizările telefon/centrală și telefon/telefon.
Telefonul va răspunde “RELEASE” când modul trafic sau caracteristicile convorbirii nu sunt suportate de el.
Codul “REPEAT” va fi trimis oricând noul cod transmis este identic cu codul transmis anterior. Acest lucru este special aplicabil în următoarele cazuri:
codurile asociate cu numerele 0-9
codul “mod trimitere”
codul “trimite digit”
codul “trimite CLI” (identitatea liniei apelante)
codul “Recall”
5.3 Diagrama de stări a terminalului numeric
Diagrama de stări în care se poate afla telefonul este prezentată în figura 5.1.
Figura5.1: Diagrama de stări
Cuvintele de cod corespunzătoare diagramei de mai sus sunt prezentate în Tabelul 5.3.
Tabelul 5.3: Cuvintele de cod emise și recepționate de telefon
22 și 23 sunt funcții speciale.
5.4 Modul trafic
Modul trafic identifică modalitățile de transmitere ale conexiunii (adică rata binară de transmisie, alfabetul utilizat și tipul informației transmise). Dacă modul trafic nu va fi suportat de telefon, în cazul unei legături comutate, telefonul răspunde cu codul “RELEASE”. În timpul conversației, dacă legătura este “punct la punct” sau “handshaking”, telefonul va cere o nouă selecție a modului trafic.
CARACTERISTICILE CONVORBIRII
În timpul realizării unei convorbiri, telefonul este informat de caracteristicile convorbirii cu unul din următoarele coduri: “CCS/32”, “CCS/16”, “CCN/32”, “CCN/16”.
“CCS” = “Call conection secure”
“CCN” = “Call conection non-secure”
Această informație este folosită de telefon pentru a activa sau dezactiva orice indicator optic.
Indicația 16/32 se referă la rata binară de transfer și va fi folosită doar pentru “voce” 16/32Kbit/sec (modul trafic 16). Informația “16/32” este folosită de telefon pentru a programa modulatorul/demodulatorul pentru operații de 16 sau 32Kbit/sec.
ACTIVAREA TRAFICULUI
Singura secvență pentru a comuta telefonul numeric la modul trafic este secvența TE – TEA (activarea traficului – recunoașterea activării modului trafic).
Codul “TE” (activare trafic) va fi trimis de telefon (sau de centrală) înainte ca, codul “TEA” (recunoașterea modului trafic) să fie recepționat.
Codul “TEA” va fi trimis de telefon (sau de centrală) în timp de 100 (-0, +5) msec. de la trimiterea codului. Când acest timp expiră, telefonul va fi comutat la modul trafic (voce, date sau test).
Telefonul (sau centrala) care a trimis “TE” în timpul recepției codului “TEA” se va comuta la modul trafic conform următoarelor criterii:
în cazul unui trafic de voce (sau test), comutația la modul trafic va fi imediată
în cazul unui trafic de date, comutația la modul trafic va fi realizată doar după 100 (-0, +5) msec după ce codul “TEA” a fost recunoscut. În acest timp telefonul (sau centrala) va trimite codul 8a (adică 11111111) sau va activa transmisia de date de la DTE, astfel încât să prevină recepția unor secvențe eronate.
5.5 CODURI INTERPRETATE IN TRAFIC
Coduri interpretate de telefon
În timpul fazei de trafic, codurile pe care telefonul le va interpreta sunt următoarele:
Trafic de voce :
EOH (în legăturile comutate);
Release (doar în legăturile punct la punct)
Pre-emption
CMR (cerere de schimbare a modului)
Pending-call (cerere și eliberare)
Trafic de date :
EOH (legături comutate)
Release (legături punct la punct)
CMR (cerere de schimbare a modului)
Coduri interpretate de centrală
În timpul fazei de trafic, codurile care trebuie interpretate de centrală sunt: Recall și Release. În plus, în cazul unei conferințe numerice, va fi capabilă să interpreteze codurile Pressel-on și Pressel-off pentru a implementa conferința.
PRESSEL
În timpul fazei de transmitere a modului voce, telefonul va trimite centralei codurile Pressel-on si Pressel-off în corespondență cu comanda abonatului (în general PTT) așa cum este prezentat în figura de mai jos.
când abonatul apasă PTT, telefonul trimite codul Pressel-on timp de 35 (-0, +15) msec și apoi activează ieșirea traficului de voce.
când abonatul eliberează PTT, telefonul trimite codul Pressel-off timp de 35 (-0, +15) msec și apoi trimite continuu codul Idle (10101010) până la activarea de către noul abonat
Figura 5.2: Pressel on/off
Pornirea terminalului
Când telefonul este pornit sau resetat, el trimite codul “release” la centrală pentru a indica posibilitatea de operare. Centrala va răspunde cu codul “Idle” așa cum este prezentat în figura 5.3.
Figura 5.3: Pornirea terminalului
SETĂRILE ÎN CONEXIUNILE ELEMENTARE
A) Setările de la telefon
Terminalul care dorește să stabilească o legătura fizică va realiza operațiile prezentate în figura 5.4.
Figura 5.4: Setările de la telefon
Nota 1 În condiții de operare normală, telefonul trimite centralei codul “release” sau “acknowledge” în funcție de situația anterioară a semnalizărilor. Dacă centrala este conectată, telefonul va recepționa codul “idle”.
Nota 2 După acțiunea “off-hook” de la abonat, telefonul trimite imediat codul “seize”.
Nota 3 De îndată ce centrala recunoaște acest cod, ea va trimite modul trafic cerut de codul “send mode/repeat”. Când acest cod este recepționat, telefonul poate activa tonul de convorbire (invitația la selecție) care poate fi acompaniat de informație vizuală. Telefonul va răspunde cu primul digit al modului trafic de îndată ce abonatul formează primul digit al numărului abonatului sunat sau al funcției cerute. Tonul de invitație la selecție va fi dezactivat în același moment. După schimbul de informație privind modul trafic și nivelul de prioritate, centrala va începe cererea funcției cerute alternând codurile “send digit” și “repeat”.
Nota 4 Când numărul s-a terminat conform planului de numerotare, centrala va stabili legătura sau funcția cerută.
Nota 5 Ca răspuns la legătura cerută, centrala va comunica caracteristicile comunicației cu ajutorul codurilor “CCS/CCN/16/32” și, după ce codul “CCA” a fost recepționat (recunoașterea caracteristicilor convorbirii), trimite la telefonul căutat codul “ring” (sonerie) pe care îl interpretează activând tonul “ring back” abonatului (acompaniat de informație vizuală).
Nota 6 Codul “CSA” (called subscriber answers = răspunsul abonatului chemat) indică faptul că abonatul chemat a răspuns la legătura cerută.
Nota 7 În timpul recepției codului “TE” (activarea traficului), telefonul va răspunde cu “TEA” (traffic enable acknowledge). Această secvență comută terminalele în trafic. Imediat înainte de comutarea traficului, terminalul va activa tonul “avertisment de nesiguranță” dacă legătura este de tipul “non-secure” și va selecta rata binară corectă pentru modulare/demodulare (16 sau 32Kbit/s, în cazul transmisiei de voce).
B) Setările din centrală
Centrala poate realiza o convorbire către un telefon conform secvenței prezentate în figura 5.5.
Figura 5.5: Conexiunea de bază (terminalul apelat)
Nota 1 În condiții normale de funcționare, telefonul trimite centralei codul “release” sau “pre-empt acknowledge” în funcție de situația anterioară a semnalizării. Dacă legătura cu centrala este activată, telefonul va recepționa codul “idle”.
Nota 2 Telefonul apelat recepționează doi digiți de mod. Dacă poate suporta modul cerut, trimite semnalul “mode accepted/repeat”. În alt caz, eliberează legătura prin codul “release”.
Nota 3 Partea chemată recepționează caracteristica fizică a semnalului “CCS/CCN/16/32” și răspunde cu semnalul “CCA” (call characteristics acknowledge = recunoașterea caracteristicilor convorbirii) dacă poate suporta caracteristicile menționate mai sus. În alt caz trimite codul “release”.
Nota 4 Telefonul recepționează codul “ring” activând semnalul acustic al soneriei, posibil acompaniat de informație vizuală.
Nota 5 Abonatul chemat realizează “off-hook” (ridică receptorul). Terminalul transmite codul “CSA” (called subscriber answer = răspunsul abonatului chemat) la centrala locală.
Nota 6 În timpul recepției “CCA”, telefonul începe secvența de activare a traficului prin trimiterea “TE” (traffic enable). Telefonul chemător va răspunde cu “TEA” (traffic enable acknowledge) comutând cele două terminale în modul trafic.
Nota 7 De îndată ce telefonul trece în trafic, va activa tonul “avertisment de nesiguranță“ dacă este o legatură “non-secure” și va selecta rata binară corectă pentru modulare/demodulare (16 sau 32Kbit/s, în cazul transmisiei de voce).
5.7 Eliberarea conexiunii
A) Eliberarea de la abonat
O legătura este eliberată când unul dintre abonați pune receptorul în furcă ( starea “on-hook”).
Când unul dintre abonați eliberează legătura, telefonul va trimite semnalul “release” către rețeaua de comutație (figura 5.6) la care centrala va răspunde cu codul “idle”(pauză).
Figura 5.6: Eliberarea de la abonat
Eliberarea de la centrală
Legătura poate de asemenea fi eliberată de la centrală. Rețeaua de comutație trimite codul “EOH” (electrical on-hook) terminalului care răspunde cu codul “release” independent de abonat. Rețeaua de comutație trimite semnalul “idle” ca răspuns, pentru a indica abonatului eliberarea finală a legăturii.
Figura 5.7: Eliberarea de la centrală
Notă Această secvență va fi utilizată de centrală pentru a garanta resetarea telefonului digital la pornirea independentă a acestuia de către abonat, pentru a garanta funcționarea corectă.
5.8 Pre-emption
Sistemul pre-emption constă în posibilitatea de întrerupere a unei comunicații de joasă prioritate pentru a stabili o comunicație mai urgentă. În figura 5.8 este prezentată întrepătrunderea semnalizărilor necesare pentru aplicarea acestei proceduri.
Figura 5.8: Pre-emption
Nota 1 Centrala de comutație poate informa abonatul despre acest proces (pre-emption) trimițând codul “pre-empt” timp de 60 (-0, +40) msec. și imediat reconectând terminalul în trafic (sau în semnalizare) cu terminalul legat. În timpul recepției acestui cod, terminalul va informa abonatul imediat despre această situație prin tonul “pre-empt”. Această prima parte a procedurii este recomandată doar în cazul traficului de “voce”.
Nota 2 Când un anumit timp expiră, centrala va închide definitiv comunicația trimițând codul “EOH” urmat de confirmarea de “release” de la telefon. Centrala va trimite apoi semnalul “pre-empt” pentru a informa terminalul că legătura este închisă.
Nota 3 Terminalul răspunde cu codul “pre-empt ack.” care poate fi întârziat pentru ca abonatul sa fie informat cu privire la motivul deconectării. (adică cu tonul pre-emption și/sau alt indicator vizual).
Nota 4 Centrala trimite semnalul “idle” sau digitul primului mod în acord cu următorul pas care va fi efectuat.
Conferința
Faza de formare a unui număr poate fi continuată și completată cu alte numere când se dorește realizarea unei legături multi-abonat (adică conferința) sau o facilitate (redirecționarea apelurilor).
În general, centrala poate cere un număr nelimitat de digiți cu ajutorul codului “send digit/repeat”. Totuși, abonatul va fi informat cu privire la corectitudinea numărului pe care gradat el l-a format. Din această cauză, centrala poate informa abonatul că noi numere și parametrii sunt necesari. (vezi figura 5.9)
Figura 5.9: Conferința
Nota 1 Centrala cere primul număr în acord cu setările unui telefon normal. În general, acest număr va fi un cod de facilitate în acord tabela EUROCOM IA-7.
Nota Dacă acest cod (sau număr) va fi însoțit de parametrii suplimentari (o conferință planificată) sau de numerele tuturor abonaților (necesare pentru redirecționarea apelurilor), centrala va termina în prima etapă numărul anterior formând codul “CCS/CCN/16/32”. Telefonul va răspunde cu codul “CCA” la acest cod ca într-un caz normal.
Nota 3 După această secvență centrala poate trimite “dial” timp de cel puțin 100 msec. pentru a informa abonatul cu privire la necesitatea introducerii de noi numere (digiți). În timpul recepției codului “dial”, telefonul va activa tonul acustic corespondent.
Nota 4 Centrala cere noi numere (digiți) cu secvența “send digit/repeat”. Tonul “dial” va fi dezactivat când abonatul selectează primul digit .
Nota 5 Acest procedeu poate fi realizat de câteva ori până ce numărul este complet format.
Modul trafic sau cererile de prioritate sau doar prioritatea pot fi comandate de “send mode/repeat” și/sau “send precedence” urmată de “send digit” așa cum este descris în setarea telefonului. Caracteristicile convorbirii vor fi în acord cu fazele semnalizărilor. Totuși, telefonul va considera ca actuale ultimele caracteristici recepționate.
Unic utilizator – legătura back to back
În acest caz cei doi abonați au o legătura permanentă valabilă între ei, pentru a evita faza de semnalizare. Această secțiune descrie semnalizările ce trebuie implementate fără a discuta problemele cu privire la aspectele sistemului și setările legăturii.
Când unul din cele două terminale începe o conectare, el trimite “seize”. Celălalt telefon răspunde cu “recall”, dialogul continuând ca în figura 5.10.
Legătura se poate elibera ușor trimițând semnalul “release” care va fi recunoscut de ambele terminale.
Figura 5.10: Unic utilizator – back to back
Nota 1 În timpul fazei inactive, terminalele trimit fiecare codul “release”. Acest schimb definește legătura ca “Back to back”.
Nota 2 Terminalul care pune receptorul în furcă trimite direct “seize” celuilalt terminal implicat în legătura.
Nota 3 Tonul de avertizare “CCN” va fi activat dacă telefonul nu are setări. Rata binară va fi 16Kbit/s.
Nota 4 Terminalul apelat activează semnalul acustic “ring”. Telefonul apelant activează “ring back”. Totuși, codul “idle” poate urma codul “ring”. În acest caz, telefonul nu-și va modifica starea.
Nota 5 Terminalul apelat comută în “off-hook” (pune receptorul în furca) și trimite codul “CSA”.
Nota 6 “Ring” este dezactivat.
Nota 7 Terminalul apelat activează secvența de activare a traficului.
Nota 8 Terminalul întrerupe legătura. El comută pe “on-hook” și trimite “release”; celălalt terminal răspunde “release” pentru a confirma deconectarea.
Orice situație de conflict, care poate apare când amândoi abonații realizează “off-hook” în același timp, poate fi rezolvată de setările master/slave ale terminalului. Astfel că terminalul slave trimite codul “recall” după ce codul “seize” a fost recepționat. În timpul fazei trafic sau semnalizare comanda “recall” va fi dezactivată.
Capitolul 6
Concluzii și recomandări
În această lucrare am prezentat o modalitate de realizare a unui terminal numeric destinat rețelei de transmisiuni și o schemă posibilă de implementare a interfeței utilizator. De asemenea am analizat și simulat atât soft cât și hard modalitățile de funcționare ale unui coder delta liniar, ale unui coder delta adaptiv (CVSD) și ale unui coder de linie (cod Bifazic standard).
Modulația delta cu pantă continuu variabilă (CVSD) este folosită în comunicațiile tactice unde “calitatea comunicațiilor” este dată în principal de securitatea lor și nu de o calitate superioară a sunetului. Standardul MIL-STD-188-113 (16Kb/s și 32Kb/s) și standardul federal 1023 (12Kb/s CVSD) sunt exemple de sisteme de comunicații tactice ce folosesc CVSD. CVSD este o tehnică de digitizare a vocii ce s-a bucurat de apreciere și pe piața comercială, ca mecanism de digitizare la viteze reduse de transfer a datelor.
CVSD are câteva caracteristici care îl fac să fie foarte utilizat în cazul codării vorbirii, iar cuvintele de cod pe 1 bit elimină necesitatea unor structuri de cadre complexe. Performanța ridicată în prezența erorilor binare fac ca detecția erorii și corecția hard să nu fie necesare. Alte scheme de codare a vorbirii pot necesita un dispozitiv de procesare a semnalului și un convertor analog numeric extern pentru a converti semnalul analogic într-o formă care să poată fi procesată digital – întregul algoritm CVSD, incluzând și filtrele de intrare și de ieșire, poate fi integrat pe un singur circuit integrat (de exemplu FX609J). În ciuda acestei simplități, CVSD are destulă flexibilitate astfel încât să permită codarea digitală pentru aplicații cu grad ridicat de siguranță. În final, CVSD poate opera la o gamă largă de viteze – el fiind utilizat cu succes de la 9,6Kb/s la 64Kb/s. La 9,6Kb/s calitatea semnalului (semnal vocal) nu este foarte bună, dar totuși acesta este inteligibil. La viteze cuprinse între 24Kb/s și 48Kb/s calitatea este acceptabilă, iar peste 48Kb/s aceasta este foarte bună. Toate aceste calități fac CVSD atractiv în ceea ce privește sistemele de telecomunicații prin radio (adică telefoanele numerice fără fir, stațiile radio mobile). Industria de apărare utilizează CVSD atât în sistemele de comunicații prin radio, cât și la
cele prin fir după cum este specificat în Mil-Std-188-113. Recent, Standardul Federal 1023 a propus utilizarea CVSD pentru canalele radio de 25KHz ce funcționează sub 30MHz.
Din analiza coderelor delta au rezultat unele din avantajele modulației delta:
la emisie și la recepție nu sunt necesare filtre trece jos pretențioase deoarece frecvența de tact este situată de regulă, mult deasupra benzii vocale;
dacă se dorește reducerea vitezei de transmitere astfel încât să se folosească superior capacitatea canalelor și să se mărească distanța dintre regeneratoare, parametrii căilor telefonice obținute cu procedee delta de tip special (adaptive, predictive) sunt superiori celor obținuți cu MIC, la aceeași viteză în linie;
digitizarea de tip delta prezintă un avantaj net asupra celei de tip M.I.C. în ceea ce privește comutația. Acest avantaj rezultă din nestructurarea mesajului delta, care este bit cu bit (nu necesită sincronizare), în timp ce la mesajul M.I.C., acesta este format din octeți (necesită și sincronizare);
variația vitezei de transmitere se obține foarte ușor pentru un codec delta, doar prin variația frecvenței de eșantionare (element ce a fost pus în evidență și la realizarea părții hard); în timp ce la M.I.C. este o operațiune mult mai complexă;
raportul semnal/zgomot în cazul vitezelor de transmiterea sub 32Kb/s este în favoarea modulației delta;
în cazul delta cu compresie silabică toate impulsurile au aceeași pondere, ceea ce face ca influența erorilor în modulația delta să fie mai mică decât în cazul M.I.C.. Din rezultatele experimentale rezultă că o linie telefonică codată delta cu 32Kb/s (sau 16Kb/s) este încă inteligibilă la o rată a erorilor de 0.01, lucru constatat și în urma simulărilor în Simulink (vezi Anexa 4).
Conform evaluărilor teoretice, numărul mediu de simboluri cu aceeași polaritate determină panta semnalului de intrare în codificator, iar semnalul de intrare se poate reface la recepție printr-o simplă integrare, rezultă că nu mai este necesară o sincronizare de cuvânt, ca în cazul MIC, legătura digitală putându-se efectua direct, ținându-se seama de perfecta sincronizare
a frecvențelor de tact. Deci pe canal se transmite numai informația pentru sincronizarea frecvenței de tact.
Comparând rezultatele experimentale și cele obținute prin simulare au apărut ușoare diferențe, dar acestea nu sunt semnificative. De exemplu în practică am constat că în cazul în care fac transmisia semnalului la 16Kb/s apare un zgomot suplimentar în comparație cu cazul transmisiei semnalului la 32Kb/s. De asemenea semnalul obținut la recepție este ușor atenuat în comparație cu semnalul transmis, lucru ce nu se întâmplă și în cazul simulării. În cazul simulării se poate observa mai bine (mai clar) decât în cazul practic semnalul codat delta și semnalul codat în coderul de linie. În cazul practic este vizibilă modificarea formei semnalului când la emisie folosesc un algoritm pe 4 biți și la recepție folosesc un algoritm pe 3 biți.
Au apărut diferențe și între simulările coderului de linie efectuate cu Simulink (caz ideal) și cu DesignLab8, în sensul că simularea din DesignLab se apropie cel mai mult de situația reală (la trecerea de la 1-0 apar tranziții suplimentare pentru un timp foarte scurt, a căror amplitudine este nesemnificativă, astfel că, decoderul de linie nu este indus în eroare de aceste tranziții).
În ceea ce privește partea practică problemele care au apărut se referă la realizarea configurației circuitului FX609J, a coderului de linie. Problemele în cazul coderului de linie au apărut și datorită faptului că am fost indus în eroare de simulările din Simulink în care bistabilele de tip D nu introduc întârzieri. În final am creat un model al unui bistabil de tip D care se comportă cât mai aproape de realitate.
O dezvoltare ulterioară a acestei teme se poate baza pe utilizarea unui microcontroler cu ajutorul căruia se pot comanda prin soft stările circuitului FX609 (frecvența de lucru, algoritmul, standby, activare date, sincronizare). Cu acest lucru realizat se poate realiza o interfață între un terminal analogic și o rețea LAN, eliminând astfel necesitatea cablărilor special destinate pentru telefon în cazul existenței unei rețele de calculatoare.
O altă modalitate de dezvoltare, o reprezintă utilizarea unui multiplexor de joasă viteză pentru voce/date conectat la o linie închiriată de 64Kbit/s pentru a multiplexa trei convorbiri telefonice utilizând CVSD pentru 48Kbit/s din cei 64Kbit/s ai liniei închiriate. Multiplexorul statistic cu divizare în timp își va disputa restul de 16Kbit/s ai vitezei de operare a liniei închiriate cu una sau mai multe surse de date.
Bibliografie:
Recomandările EUROCOM D/1, IA3, IA4, IA8
Recomandările ITU-T
ET-10 – Terminal EUROCOM – Specificații privind construcția
– Manual de operare
4. Delta 01 – Terminal numeric de voce și date
EDT 101 – EUROCOM Digital Telephone –Specificații tehnice
Telefonie numerică – Mihai Radu, Sorin Stoica
Transmisiuni la mare distanță (partea numerică) – Lt. Col. Ing. Mihai Radu
Telefonie și linii de transmisiuni (partea a II a) – Cpt. Ing Cetină Florin
P.C.M. și sisteme de transmisii digitale – Qwen Frank
Sincronizarea în comunicații digitale – Meyr Heinrich
11. Site-urile INTERNET:
www.mxcom.com (MX609, MX619, Proiectarea circuitelor oscilante, CVSD)
www.cmlmicro.co.uk (FX609, FX619, FX629)
www.eeap.aston.ac.uk/teltec/tutorials/Pulse%20Modulation/notes/Variable%20Step%20Size%20Delta%20Modulation.htm
www.eeap.aston.ac.uk/teltec/tutorials/Pulse%20Modulation/notes/adaptive%20quantisation.htm
http://www.tele.sunyit.edu/digital.htm
www.jcs.mil/RCC/manuals/tmstd/chap-5
www.net.fon.at
www.siliconix.com (Convertor DC/DC SI9110/9111)
Copyright Notice
© Licențiada.org respectă drepturile de proprietate intelectuală și așteaptă ca toți utilizatorii să facă același lucru. Dacă consideri că un conținut de pe site încalcă drepturile tale de autor, te rugăm să trimiți o notificare DMCA.
Acest articol: Terminal Pentru Retelele Numerice de Transmsiuni (ID: 161600)
Dacă considerați că acest conținut vă încalcă drepturile de autor, vă rugăm să depuneți o cerere pe pagina noastră Copyright Takedown.