Tehnici moderne de comuta ție [611714]

Tehnici moderne de comuta ție

Note de curs pentru uz ul studen ților

2

Cuprins

1. Capitolul I. Probleme generale ale Electronici i de Pu tere …………………………… 4
2. Capitolul II. Dispoziti ve electronice de putere …………………………………………… 7
2.1. Diode de putere ………………………………………………………………………………… 7
2.2. Dispozitive multistrat………………………………………………………………………….. 8
2.2.1 Dioda pnpn …………………………………………………………………………………….. 8
2.2.2 Tirist orul……………………………………………………………………………………….. 10
2.2.3 Alte dispozit ive multis trat ………………………………………………………………… 14
3. Capitolul III. Redr esoare de putere …………………………………………………………. 18
3.1. Chestiuni generale…………………………………………………………………………… 18
3.2. Filtru l L ………………………………………………………………………………………….. 18
3.3. Redresoare comandate ……………………………………………………………………. 20
3.4. Redresoare trifazate ………………………………………………………………………… 22
3.4.1 Redresor trifazat cu punct m edian……………………………………………………. 22
3.4.2 Redresor trif azat în punte ………………………………………………………………. 23
4. Capitolul IV. Cont actoare stat ice …………………………………………………………….. 27
4.1. Chestiuni generale…………………………………………………………………………… 27
4.2. Contactoare de curent alternativ m onofazat ………………………………………… 28
4.3. Variatoare de curent alternativ m onofazat …………………………………………… 30
4.3.1. Circuit RL în regim tranzitoriu la conectarea re țelei ……………………………. 30
4.3.2. Metode de comand ă pentru variatoarele de c. a. ……………………………….. 33
4.4. Contactoare de curent alternativ tr ifazat ……………………………………………… 35
4.5. Contactoare de curent cont inuu…………………………………………………………. 36
4.6. Cicloconvertoare……………………………………………………………………………… 37
5. Capitolul V. Invertoare……………………………………………………………………………. 40
5.1. Probleme generale ………………………………………………………………………….. 40
5.2. Clasificarea invertoarelor………………………………………………………………….. 41 5.3. Invertorul par alel de cu rent……………………………………………………………….. 47
5.4. Invertorul se rie de tens iune ………………………………………………………………. 48
6. Capitolul VI. Convertoare de tensiune continu ă………………………………………. 49
6.1. Probleme generale ………………………………………………………………………….. 49
6.2. Metode de comand ă………………………………………………………………………… 51
6.3. Blocul de comand ă al circuitelo r de puter e …………………………………………. 52
6.4. Circuit pentru comanda în faz ă a tiristoarelor și triacelo r
……………………….. 53
6.5. Circuite de interfa ță între circuitul de comand ă și circuitul de for ță………….. 56
6.6. Surse de tensiune continu ă stabilizat ă care lucreaz ă în comuta ție …………. 59
6.7. Convertoare de curent c ontinuu – curent continuu ……………………………….. 61
6.7.1. Convertor de ti p step-down ( buck)…………………………………………………… 61
6.7.2. Convertor de ti p step-up ( boost) ……………………………………………………… 65
6.7.3. Convertor de tip st ep-down-up (bu ck-boost)……………………………………… 68
6.7.4. Convertor curent continuu – curent continuu în punte…………………………. 72
Bibliografie ……………………………………………………………………………………………….. 76

3

CAPITOLUL 1

PROBLEME GENERALE ALE ELECTRONICII DE PUTERE

Circuitele electronice de putere sunt utilizate în instala ții care func ționează
la curenți și tensiuni mari. În mod obi șnuit aceste circuite modific ă fie parametrii
unei surse de energie electric ă, cum ar fi tensiunea, frecven ța, numărul de faze, fie
însăși natura sursei, care poate s ă fie sursă de curent continuu (c.c. prescurtat) sau
sursă de curent alternativ (c.a. prescurtat).
Aceste circuite se mai num esc cu un termen general convertoare .
Schema bloc general ă a unui astfel de circuit de putere (figura 1.1) cuprinde, pe
lângă sursa de energie electric ă și sarcina sau consumatorul de energie electric ă cu
parametrii modifica ți, cele dou ă părți principale și anume circuitul de for ță și
circuitul de comand ă. Există deasemenea și căi de reac ție pentru controlul
transform ării.

Fig.1.1. Schema bloc general ă a unui circuit de putere.

Convertoarele utilizeaz ă dispozitive electronice capabile s ă funcționeze la
puteri mari. Acestea, fie ele diode, tranzistoa re sau tiristoare, sunt utilizate aproape
exclusiv în regim de comuta ție, având rolul unor cont acte electrice. Conduc ția se
face de obicei într-un singur sens prin aceste dispozitive de unde denumirea lor
curentă de ventile (electrice). Trebuie precizat că există însă și dispozitive ce
permit conduc ția curentului în ambele sensuri, numite dispozitive bidirec ționale.
Circuitele de putere se împart în câteva clase mai importante:
• Redresoare – care transform ă o sursă de curent alternativ în surs ă de
curent continuu sau pe scurt fac tr ansformarea continuu – alternativ;
• Invertoare – care transform ă o sursă de curent continuu în surs ă de curent
alternativ sau pe scurt fac transf ormarea alternativ – continuu;
• Contactoare statice – circuite care conecteaz ă sau deconecteaz ă un
consumator de putere la o surs ă de energie electric ă de putere.
4

• Convertoare de frecven ță – care transform ă o sursă de curent alternativ
de frecven ță f1 în surs ă de curent alternativ de frecven ță f2;
• Convertoare de tensiune – care transform ă o sursă de curent continuu de
valoare U1 în surs ă de curent continuu de valoare U2;

Circuitele electronice de comand ă trebuie s ă îndeplineasc ă condiții diverse
legate de form ă, precizie, plajă de reglaj ș.a.m.d. Printre cele importante este
izolarea galvanic ă față de partea de for ță care să asigure protecț ia circuitului de
comandă sau a operatorilor.
Există două posibilități de izolare:
• Prin transformator
• Prin sistem optic (optocuploare, fibr ă optică )
și două moduri pentru plasarea circuitului de izolare:
• Direct, între ci rcuitul de comand ă și dispozitivul de putere;
• Cu izolare la circuitele de alimentare de la re țea și formare local ă a
impulsurilor

Izolarea direct ă prin transformator are avantajul simplit ății. În figura 1.2
este prezentat un circuit redresor comandat cu tiristoare comandat în acest fel.

Fig.1.
2. Izolare direct ă prin transformator

Izolarea prin sistem optic implic ă de obicei, mai pu țin cazul dispozitivelor
de putere activate prin impulsuri lumi noase, cum sunt LAT (Light Activated
Thyristor) circuite de formare izolate la rândul lor prin transformatoare de re țea.
Se constituie atunci circuite individuali zate flotante pentru fiecare ventil.
Un exemplu este dat în figura 1.3. Aici este un invertor cu dou ă tiristoare ș i fiecare tiristor este comandat de
un formator de impulsuri flotan t, alimentat cu sursa separat ă izolată prin
5

transformator (blocurile A limentare Tir) iar izolarea fa ță de circuitul de comanda
se realizeaz ă tot cu transformator.
Mai există și un circuit de protec ție. Acesta este izolat tot prin transformator
de circuitul de comand ă iar alimentarea este flotant ă, fiind de la aceea și sursă de
alimentare ca și circuitul de formare.

Fig.1.3. Izolare complex ă prin transformator, cu circuite flotante

6

CAPITOLUL 2

DISPOZITIVE ELECTRON ICE DE PUTERE

2.1. Diode de putere
Diodele de putere, utilizate în regim de
comutație au, cu unele corec ții,
comportamentul prezentat în figura 2.1. unde apare atât regimul de comuta ție
directa (momentul t1) cât și regimul de
comutație inversa (momentul t2).
La comuta ția directa curentul prin dioda
nu creste instantaneu (tensiunea U de
comanda fiind presupusa ideala, cu timp de comuta ție zero), ci intr-un timp numit
timp de comuta ție directa, td sau ton.
Similar evolueaz ă tensiunea la bornele
diodei.
La comuta ția inversa curentul prin dioda
ajunge aproape de valoarea zero dup ă un
interval de timp numit timp de comuta ție
inversa, ti sau toff. Fenomenul de
comutație inversa cuprinde și un interval
de timp, numit timp de revenire, în care
exista un curent invers prin dioda.
Simultan tensiunea inversa la bornele
diodei are o supracre ștere accentuata,
uiM, care depinde de panta ini țială di/dt
cu care revine curentul invers la zero. O mărime important ă este puterea
disipată pe diodă, pD care are o valoare
mică în perioada de conduc ție și valori
mari la momentul comuta ției. Din acest
motiv puterea disipat ă crește mult cu
frecvența de lucru.
Fig. 2.1. Dioda de putere in regim de
comutație
La com
utația inversă puterea este crescut ă pe perioada timpului de revenire
(recovery), trec, perioadă în care se elimin ă sarcina acumulat ă, așa cum se vede în
Fig. 2.1. Dioda de putere în regim de evacueaz ă o sarcina propor ționala cu
comutație suprafaț a marcată, notată qrec.
Dacă panta de revenire a curent ului este mare atunci avem comuta ție hard , cu
supratensiuni foarte mari, dac ă panta de revenire a curentului este mic ă atunci
avem comutație soft, cu supratensiuni mai mici. Aces te supratensiuni pot distruge
dioda.
7

Pentru limitarea acestora sunt utilizate elemente de
protecț ie, cel mai des un grup rezisten ță-
condensator (grup R C) con ectat la bornele diodei
(figura 2.2).
Diodele sunt diode lente dac ă timpii de comuta ție
sunt de ordinul m
icrosecunde și sunt diode rapide
dacă acești timpi sunt de ordinul nanosecunde. Fig. 2.2. Circuit de
protecție a diodei la
supratensiuni În circuitele de putere sunt utilizate tipurile de
diode prezentate în continuare.

Diodele redresoare
Sunt diode destinate utiliză rii în circuite redresoare pentr
u rețeaua de c.a. de
50 hertzi. Parametrii principali sunt curentul maxim, IM și tensiunea inversa
maximă, UM. Plaja de valori ale acestor parametrii este:
– amperi-zeci de mii de amperi, pentru IM
– zeci volti – zeci de mii de vol ți pentru UM.
Diodele de curen ți mari sunt construite în a șa mod încât s ă le poată fi
atașate radiatoare de r ăcire.
Diode de putere rapide
Sunt diode destinate utiliză rii în circuite func ționând în comuta ție sau la
frecvente ridicate. Parametrii principali sunt timpii de comuta ție.
Diode Schottky
Sunt di
ode realizate intr-o tehnologie speciala, de tip
metal-semiconductor și au simbolul prezentat în figura 2.3
Avantajele acestor diode sunt: Fig. 2.3 Dioda
Schottky – tensiune m
ică în conducț ie, aproximativ 0,3 V;
– timpi de comutaț ie foarte mici. Dezavantajul principal: – tensiune inversa
maximă mică (zeci de vol ți).

2.2. Dispozitive multistrat
Dispozitivele multistrat sunt cele mai utilizate dispozitive în electro nica de
putere. Ele sunt formate din mai mult de tr ei straturi de material semiconductor.
Primele au fost dispozitivele cu patru straturi, dioda pnpn și tiristorul, dar apoi s-au
realizat o multitudine de dispoz itive cu structura mai complexă .
2.2.1. Dioda pnpn
Dioda pnpn este un dispozitiv format din patru straturi alternate de material
semiconductor și are în consecin ță trei joncțiuni p-n (figura 2.5). Terminalele sunt
anodul, conectat la zona exterioar ă de tip p și catodul, conectat la zona exterioar ă
de tip n. Ca ș i în cazul diodei semiconductoare, dac ă tensiunea u AK este pozitiv ă
atunci dioda este polarizat ă direct iar dac ă este negativ ă dioda este polarizat ă
invers.
8

Fig. 2.5. St ructura diodei pnpn Fig. 2.6 Caracteristica grafica a
diodei pnpn

La nivel mic al tensiunii la bornele di odei, oricare ar fi polaritatea acesteia,
dioda are cel pu țin o joncțiune polarizat ă invers și curentul este practic zero. Dioda
este blocată și este echivalenta cu un contact deschis.
Dacă dioda este polarizat ă direct jonc țiunea centrala este polarizat ă invers
iar cele dou ă joncțiuni laterale sunt polarizate direct. Jonc țiunea centrala se
străpunge dac ă tensiunea dep ășește o valoare maxim ă directa și dioda intra în
conducție. Tensiunea la bornele diodei scade la o valoare mica, în jurul a 1,5 vol ți.
Tensiunea pe dioda în conduc ție este neglijabila în majoritatea situa țiilor și dioda
este echivalenta cu un contact închis.
Dacă dioda este polarizat ă invers cele dou ă joncțiuni laterale sunt polarizate
invers. Dioda este blocată . Joncțiunile acestea se str ăpung dacă tensiunea atinge o
valoare maxim ă inversa, dar tensiunea la bornele diodei nu se mic șorează și dioda
se distruge prin supraînc ălzire. Cum evoluează curentul prin dioda în func ție d e
tensiunea la borne se poate urm ări pe caracteristica grafica din figura 2.6.
Dioda are trei zone de func ționare:
1. Polarizat ă direct, blocată , zona în care tensiune a u pe dioda este pozitiv ă
dar nu dep ășește tensiunea directa maxim ă sau pragul de deschidere și curentul
este neglijabil.
2. Polarizat ă direct, în conduc ție, zona în care dioda ajunge dacă se
depășește tensiunea directa maxim ă. Tensiunea pe dioda scade brusc la o valoare
mica, neglijabila, iar curentul este mai mare decât un curent minim numit curent
de menținere iH. Dioda este echivale nta cu un contact închis și valoarea curentului
depinde doar de circuitul în care este legata dioda.
3. Polarizată invers, blocat ă, zona în care tensiunea u pe dioda este negativ ă
dar nu dep ășește tensiunea inversa maxim ă și curentul este neglijabil.
Trecerea în starea de conduc ție se face prin dep ășirea tensiunii directe
maxime. Trecerea inversa, din starea de conduc ție în starea de blocare are loc
atunci când curentul prin dioda scade sub curentul de menț inere, i H. în practica,
pentru blocarea diodei se inversează tensiunea la borne. Grila (Poarta)
9

2.2.2. Tiristorul

Structura și simbol
Tiristorul are aceea și structura ca dioda pnpn, dar are în plus un electrod
conectat la zona interioara de tip p, electrod denumit grila sau poarta. Simbolul și
structura tiristorului sunt pr ezentate în figura 2.7.

Fig. 2.7. Structura și simbolul tiristorului.

Grila este un electrod de comanda iar spa țiul de comanda este spa țiul grila-
catod. dac ă grila este inactiva (in gol, nepolarizat ă) atunci tiristorul se comporta
identic cu dioda pnpn. Grila are rol de comanda doar în situa ția în care tiristorul
este polarizat direct și este blocat (stins).
Caracteristici grafice
Când grila este polarizat ă direct, tensiune pozitiv ă grila-catod, atunci în
grila se injecteaz ă un curent de grila. Acest curent mic șorează pragul la care se
face trecerea în conduc ție (aprinderea) tiristorului, dup ă cum se poate observa
urmărind caracteristicile grafice ale tiristoru lui (figura 2.8). Exista o familie de
caracteristici, dependenta de valoarea curentul ui de grila. Cu cât curentul de grila
este mai mare, cu atât tensiunea de apri ndere este mai mica. Începând de la un
curent denumit curent minim pentru aprindere sigura, i m, tiristorul se comporta ca
o tiristorul se comporta ca o dioda și se aprinde îndat ă ce tensiunea anod-catod a
depășit o tensiune de deschide re care este în jurul valorii de 1,5 vol ți, în
continuare aceasta r ămânând aproximativ constanta o data cu cre șterea curentului
anodic.

10

Fig. 2.8. Caracteristicile grafice ale
tiristorului
Aprinderea
In func ționare normala tiristorul se aprinde prin comanda pe grila. Pentru
aceasta trebuie ca tiristorul să fie polarizat direct, u AC>0 și curentul de grila s ă fie
mai mare decât valoarea minima pentru aprindere sigura. O data aprins, dac ă
curentul anodic este mai mare decât curentul de men ținere atunci tiristorul r ămâne
aprins și în lipsa curentului de comanda. Din acest motiv tensiunea de comanda
grila catod și implicit curentul de grila este, în cazul obi șnuit, sub forma de
impulsuri scurte, de ordinul microsecundelor. Mai exista situa ții nedorite care pot
provoca aprinderea tiristorului chiar în lipsa impulsurilor de comanda. Tiristorul se
poate aprinde accidental în trei cazuri:
1. Tensiunea anod-catod dep ășește tensiunea maxim ă și tiristorul se aprinde
la fel ca dioda pnpn. Tensiuni parazite de valoare ridicata și durata scurta se
întâlnesc adeseori în mediul industrial și ele pot provoca aprinderi accidentale și
funcționarea defectuoasă a schemelor cu tiristoare. Prevenirea se face prin
utilizarea schemelor de protec ție la supratensiuni.
2. Creș terea temperaturii poate duce la m ărirea nivelului curen ților reziduali
și apoi la aprinderea accidentala a tiristorului.
3. Un ultim caz de aprindere accide ntala apare atunci când tensiunea anod-
catod la bornele tiristorului creste cu v iteza prea mare. Exista o viteza de cre ștere,
du/dt, critica. dac ă viteza de cre ștere este dep ășită, chiar fără să se ajung ă la
tensiunea maxim admisibila, tiristorul se ap rinde. Fenomenul are drept cauza
existenta capacit ăților electrice ale jonc țiunilor tiristorului prin care apare curent
proporțional cu du/dt.

11

Stingerea
Trecerea tiristorului din starea
de conduc ție în starea de blocare se
mai nume ște și stingerea tiristorului.
Stingerea se face ca și la dioda pnpn în
momentul în care curentul anodic
scade sub o valoare denumita curent de menținere, iH.. Metoda curenta
utilizata pentru a for ța scăderea
curentului este inversarea polarit ății
tensiunii anod-catod sau, cu alte
cuvinte, aplicarea la bornele
tiristorului a unei tensiuni de polarizare inversa.
Trebuie re ținut faptul ca
electrodul de comanda, grila, nu are rol în stingerea tiristorului. Întreruperea curentului de poarta nu
conduce la stingerea tiristorului. Nici
inversarea tensiunii de comanda ș i a
sensului curentului de comanda nu provoacă stingerea tiristorului.
Încă o chestiune are mare
importanta în privin ța stingerii
tiristorului. Simpla inversare a
tensiunii la bornele tiristorului nu
provoacă automat și stingerea
acestuia. Mai trebuie îndeplinită o
condiție și anume aceea ca pentru
stingerea sigura a unui tiristor este nevoie ca tensiunea de polarizare
inversa a tiristorului s ă fie în plus
menținută cel puțin un interval de
timp. Acest interval de timp se
numește timp de revenire.

Regimul de comut
ație Fig. 2.9. Comuta ția tiristorului

Atât aprinderea cât și stingerea tiristorului se fac cu viteza ridicata și
constituie în fond un regim de comuta ție al tiristorului. Amplitudinea curentului
prin tiristor nu poate fi cont rolata. Tiristorul are com
portarea unui comutator, totul
sau nimic, și schema echivalenta simplificata este, ca și un cazul diodei, un
comutator care poate fi deschis sau închis.
12

Ca și în cazul celorlalte dispozitive pr ezentate pana acum exista câ țiva
parametri care descriu calit ățile de comutator ale tiristorului. Evolu ția mărimilor
principale (tensiunea pe tiristor, curentul prin tiristor) la comuta ția directa și
inversa a unui tiristor sunt prezentate în figura 2.9.
Parametri și clasificare
Parametrii principali ai unui tiristor sunt, ca și în cazul diodei, curentul
maxim, IM și tensiunea maxim ă UM. Este vorba de curentul maxim pentru tiristorul
în conduc ție, depășirea lui însemnând distrugere a tiristorului prin supraînc ălzire și
tensiunea maxim ă atât la polarizare directa cât și la polarizare inversa care sunt
egale pentru majoritatea tiristoarelor, UDM = U IM. Depășirea tensiunii maxime în
cazul polariz ării directe a tiristorului co nduce la aprinderea acestuia fă ră comanda
iar depășirea tensiunii maxime în cazul polariz ării inverse a tiristorului conduce la
străpungerea ș i de obicei la distrugerea acestuia.
O a două categorie de parametri sunt lega ți de viteza de varia ție în timp a
tensiunii și a curentului prin tiristor.
Primul este viteza critica de cre ștere a curentului prin tiristor, di/dt crit.
Atunci când tiristorul este aprins, curentul creste cu o anumita panta, du/dt .
Depășirea vitezei critice de cre ștere a curentului are drept rezultat supraînc ălzirea
locala a structurii tiristorului și distrugerea acestuia.
Al doilea este viteza critica de cre ștere a tensiunii la bornele tiristorului
polarizat direct dar în stare de blocare, du/dtcrit . dacă se depășește viteza critica
tiristorul se aprinde fă ră comanda.

Fig. 2.10. Tensiunea pe tiristor la
blocare
In sfârșit, o a treia categorie de parametri sunt lega ți de fenomenul de
comutație a tiristorului (figura 2.9). Cei mai importan ți sunt timpul de aprindere,
ton și timpul de stingere, toff. Timpul de aprindere este si milar celui de la dioda. în
privința timpului de stingere este necesara o paranteza.
Atunci când un tiristor aprins se blocheaz ă, în numeroase situa ții tensiunea
la bornele acestuia are evolu ția din figura 2.10. în conduc ție tensiunea pe tiristor
este pozitiv ă, de valoare mica. în momentul bloc ării la bornele tiristorului se aplica
o tensiune negativă , momentul t 1, care revine la valori pozitive în momentul t 2.
Tiristorul este men ținut sub o polarizare inve rsa intervalul de timp t 1 – t 2 = ∆t.
Acest interval de timp trebuie s ă fie mai lung decât timpul de stingere al
13

tiristorului. în caz contrar tiristorul nu se stinge și se reaprinde o data cu revenirea
tensiunii la valori pozitive, momentul t2.
După valorile parametrilor principali tiristoarele se clasifica in:
• tiristoare de mic ă putere, cu I M în plaja 1..10 A și U M de sute de volț i;
• tiristoare de putere, cu I M în plaja zeci-sute amperi și U M de sute – mii de
volți;
• tiristoare de mare putere, I M mii-zeci de mii amperi și U M de mii – zeci de
mii de vol ți.
O a două clasificare împarte tiristoarele dup ă valoarea timpului de stingere:
• tiristoare lente sau de re țea, cu timp de stinge re mai mare decât 50
microsecunde, tiristoare utilizate în aplica ții la frecventa re țelei, 50 Hz sau puț in
peste;
• tiristoare rapide, cu timp de stingere în plaja 5-50 microsecunde, utilizate
în aplicații la frecvente de
pana la 50 KHz.

Fig. 2.11. Tiristor cu circuitul de protec ție Fig. 2.12. Tiristorul asimetric

Protecția
Pentru a evita regimuri de avarie provocate de aprinderea accidentala a
tiristoarelor sau pentru a evita distrugerea lor tiristoarele sunt înso țite de elemente
de protec ție. Cele mai utilizate elemente de protec ție sunt destinate s ă micșoreze
vitezele de cre ștere ale tensiunii și curentului sub valorile critice. Pentru limitarea
vitezei de cre ștere a curentului se utilizeaz ă o bobina serie cu tiristorul iar pentru
limitarea vitezei de cre ștere a tensiunii se utilizeaz ă un grup serie RC legat în
paralel pe tiristor (figura 2.11).

2.2.3 Alte dispozitive multistrat

Exista un num ăr important de alte dispozitive multistrat.
Cele mai utilizate sunt prezentate în continuare.

Tiristorul asimetric (ASCR)
ASCR (Asyncronous Silicon Controlled Rectifier) este un tiristor care are
tensiunea maxim ă în polarizare inversa, UIM mult mai mic ă decât tensiunea
maximă în polarizare directa, UDM. Simbol ul este prezentat în figura 2.12.
Avantajul principal al acestui tip de tiristor este acela ca timpul de revenire este
14

mult mai mic decât al unui tiristor simetric . Sunt utilizate în circuite de frecvente
mari și au obișnuit conectata o dioda antiparalel.

Tiristorul cu stingere pe poarta (GTO)
GTO (Gate Turn Off) este un tiristo r care poate fi stins prin comanda pe
poarta. Simbolurile sunt prezentate în figur a 2.13. Cu aceste tiristoare schemele de
putere ale circuitelor se simplifica mult. în schimb sunt mai preten țioase schemele
de comanda. Pentru stingerea unui GTO este nevoie de un curent pe poarta care
este doar de câteva ori mai mic decât curentul principal.

Fig. 2.12. Tiristorul asimetric. Fig. 2.13. GTO

Diacul
Diacul este un dispoz itiv necomandat bidirec țional cu dou ă terminale. Este
un dispozitiv simetric. Simbolul și caracteristica statica curent – tensiune sunt
prezentate în figura 2.14. Diacul se aprind e atunci când tensiune a, fie în polarizare
directa fie în polarizare inversa, dep ășește o valoare maxim ă. Diacul se aprinde si,
funcție de polaritatea tensiunii, permite curent în ambele sensuri. Stingerea are loc
la fel ca la tiristor, prin i nversarea tensiunii la borne.
15

Fig. 2.14 Diacul

Triacul
Diacul este un dispozitiv comandat bidirec țional. Simbolul este prezentat în
figura 2.15. Triacul se aprinde prin comanda pe poarta, fie în polarizare directa fie
în polarizare inversa. Aprinderea se poate face fie cu impulsuri pozitive fie cu
impulsuri negative, indiferent de polaritatea tensiunii anod-catod.
Stingerea are loc la fel ca la tiristor, prin inversarea tensiunii la borne.

Fig.2.15 Triacul

Tiristorul cu poarta izolata (MCT)
Tiristorul cu poarta izolata, MCT (MOS Controlled Thyristor) este un
dispozitiv asem ănător tiristorului dar care are o stru ctura de tranzistor de tip MOS
la grila prin care sunt aplicate impulsurile de aprindere. Avan tajul principal este
puterea foarte mic ă necesara pentru comanda apri nderii ceea ce simplifica mult
schemele de comanda. Simbolul sau este prezentat în figura 2.16.
16

Fig. 2.16. MCT

Tranzistorul bipolar cu grila izolata (IGBT)
IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) este un tranzistor care se
comporta ca un tranzistor bipolar intre colector și emitor dar are electrodul de
comanda, grila, realizat int r-o structura de tip MOS. în acest fel se combina
avantaje ale tranzistorului bipolar (tensiune mic ă în conduc ție și deci pierderi mici
în conduc ție) cu avantaje ale tranzistor ului MOS (putere foarte mică de comanda).
Este dispozitivul care, în domeniul electronicii de putere, are ast ăzi cea mai
puternica dezvoltare ș i este cel mai utilizat comutator, mai pu țin zona puterilor
foarte mari. Simbolul sau este prezentat în figura 2.17.

Fig. 2.17 IGBT
Celule bidirec ționale
Sunt foarte folosite disp ozitive performante unidirec ționale (IGBT,
tranzistoare MOS de putere) în combina ții care permit o func ționare bidirec țională .
Variantele principale sunt prezentate în figura 2.18.

17

CAPITOLUL 3
REDRESOARE DE PUTERE
3.1. Chestiuni generale
Redresoare de putere sunt consider are redresoarele cu puteri ce dep ășesc 1
kW. Deși există și redresoare monofazate la limita inferioar ă din gam ă,
redresoarele de putere sunt în gene ral redresoare trifazate, sursa fiind re țeaua
trifazată, fie ea de 380V sau de tensiune mai ridicată în cazul puterilor mai mari.
Obișnuit sarcina unui astfel de redresor nu este pur rezistiv ă, ci are o
componenta inductiv ă. Această component ă asigură un efect de filtrare pentru
curentul sarcinii. Cum se produce efectul se poate vedea la studiul filtrului L.
În momentul de fa ță o mare parte dintre redresoare, fie ele de puteri mai
mici sau mai mari sunt redresoare comandate, care utilizeaz ă dispozitive
comandabile și care pot să regleze nivelul tensiunii de ie șire între zero și nivelul
tensiunii unui redresor necomandat.
3.2. Filtru L
Redresoarele de putere fie au sarcina inductiva care filtreaz ă curentul fie
utilizează filtre L. Filtrul L (schema și forma tensiunilor sunt date în figura 3.1,
pentru redresorul monofazat monoalternanță ) are efectul filtră rii, ca ș i în cazul
filtrului C, propor țional cu constanta de timp a ci rcuitului format din elementul
18

reactiv și rezistența de sarcin ă. Dacă în cazul filtrului C constanta este RC, și deci
cu cât R este mai mare, adic ă curentul mai mic, cu atât filtrul este mai eficace,
pentru filtrul L constanta de timp este L/R și deci cât R este mai mic, adic ă
curentul mai mare (cazul circuitelor de pu tere), cu atât filtrul este mai eficace.
Se observ ă că intervalul de conduc ție al diodei, notat β este mai mare decât
jumătate de perioad ă (punctat este curentul pentru cazul f ără filtru, curent ce
durează doar jum ătate de perioad ă). Fenomenul de prelungire a conduc ției se
datorează tensiunii inverse ce apare pe bobin ă în perioada în care curentul scade,
conform rela ției cunoscute:
(3.1)

Fig. 3.1. Filtrul L și forma m ărimilor

19

tensiune care men ține dioda deschis ă peste momentul în care tensiunea de intrare,
aici u 2, trece prin zero.
Filtrul nu este utilizat sub aceasta forma deoarece filtrajul este
nesatisfă cător iar curentul este întrerupt.
Se obț ine o îmbun ătățire substan țială a formei curentului prin conectarea
unei diode D I în paralel cu grupul L, R (figura 3.2). Dioda portă numele de diod ă
de întoarcere (free-wheel diode) deoarece asigur ă o cale de întoarcere a curentului
prin circuitul RL. Curentul nu se mai în trerupe la blocarea diodei redresoare ci
continua s ă circule pe

Fig. 3.2. Filtrul L cu diod ă de întoarcere și forma m ărimilor

calea închis ă, R, L, D I, perioadă în care scade exponen țial după cum este cunoscut
de la regimul tranzitoriu al circ uitului RL. Exista o semiperioadă î n c a r e e s t e
deschisă dioda D, curentul cre ște și o a dou ă î n c a r e e s t e d e s c h i s ă dioda D I,
curentul scade. Filtrul L este foarte eficace și astfel, în analiza diferitelor scheme
de redresoare de multe ori se considera, cu o buna aproximaț ie, că valoarea
curentului de ie șire al redresorului cu filtru L este constant ă.

3.3. Redresoare comandate
In numeroase aplicaț ii apare nevoia reglajului ni velului tensiunii redresate.
Printre soluț ii putem numi: introducerea unor rezi stente sau reactante reglabile în
20

circuitul primar sau secundar, utilizarea unui autotransformator sau a unui
regulator de induc ție. Cea mai buna solu ție din punct de vede re al randamentului și
în unele cazuri ș i al prețului, este utilizarea redresoarelor comandate. Schemele
redresoarelor comandate au configura ții identice cu cele ale redresoarelor
necomandate, cu deosebirea c ă, în locul diodelor sunt fo losite tiristoare. în plus,
mai este nevoie de un bloc de comanda pentru tiristo are, care în prezentarea
schemelor de for ță se considera subîn țeles ș i nu este figurat.
Vom lua ca exemplu redresorul comanda t monofazat cu punct median cu
sarcina rezistiva din figura 3.3.
Blocul de comanda furnizeaz ă tensiunile de comanda U p1 și U p2 pentru
aprinderea tiristo arelor. Unghiul α, cu care este întârziat ă aprinderea tiristoarelor
fata de trecerea prin 0 a tensiunii, este reglabil și se nume ște unghi de comanda.
Stingerea tiristoarelor se face atunci când tensiunea pe înf ășurarea
corespunz ătoare trece la valori negative. Es te o stingere naturala, de la re țea.
Tensiunea medie U o poate fi modificata intre o valoare maxim ă corespunz ătoare
unghiului de comanda α= 0 ș i o valoare minima egala cu 0 (lipsa comenzii sau
unghi de comanda intre π și 2π). Intradev ăr:

(3.2)

21

Fig. 3.3. Redresor comandat

3.4. Redresoare trifazate
Redresoarele trifazate au un rand ament superior celor monofazate și sunt
utilizate la puteri mari, KW pana la MW.
Cele mai utilizate variante sunt:
– redresorul trifazat cu punct median sau în stea; – redresorul trifazat în punte.

3.4.1. Redresor trifazat cu punct median (stea)
Schema redresorului și formele de unda sunt prezentate în figura 3.4.
Transformatorul trifazat este în cazul redr esoarelor realizat în varianta triunghi-
stea. Pe fiecare faza a secundarului este cate o dioda care sunt legate în continuare
la un punct comun. sarcina este conectata intre acest punct comun și centrul stelei
înfășurărilor secundare. Tensiunile pe cele tr ei faze sunt prezentate în figura.
22

Funcționarea intr-o perioada a tensiunii re țelei se subîmparte în trei p ărți care
corespund celor trei subintervale în care , pe rând, una din cele trei tensiuni ale
fazelor este mai mare (sau mai mic ă dacă diodele ar fi fost conectate invers) decât
celelalte doua.
De exemplu, în intervalul π/6 – 5 π /6 tensiunea mai mare este u12. în acest
subinterval este deschisa dioda corespunz ătoare fazei, adic ă în cazul acesta D1.
Celelalte dou ă diode sunt blocate. tensiunea pe sarcina este egala cu u12.

a) b)
Fig. 3.4. Redresor trifazat în st ea: schema (a); forma tensiunilor (b).

In momentul 5 π/6 tensiunea u 22 devine mai mare decât u 12. în acest moment
se blochează dioda D 1 și se deschide dioda D 2 iar tensiunea pe sarcina devine egala
cu u 22. Apoi se deschide D 3 și în continuare ciclul se reia. în acest fel tensiunea pe
sarcina este înfăș urătoarea pozitiv ă a sistemului de tensiuni trifazate. dac ă sensul
diodelor ar fi fost invers, atunci pe sarcina ar fi fost o tensiune negativ ă,
înfășurătoarea negativ ă a sistemului de tensiuni trifazate.
Se observa ca spre deosebire de redresoarele anterioare pulsa țiile tensiunii
redresate, ∆ u, sunt mult mic șorate.

3.4.2. Redresor trifazat în punte
Redresorul trifazat în punte are schema ș i formele de unda prezentate în
figura 3.5.
Funcționarea schemei se împarte în subintervale egale cu a șasea parte
dintr-o perioada sau π/3 dacă consideram formele de unda aș a cum sunt desenate,
funcție de unghi, ωt.
In fiecare subinterva l sunt deschise dou ă dintre diodele pun ții și anume una
din grupul de trei din stânga, cu anodul conectat în comun și una din grupul de trei
din dreapta, cu catodul conectat în comun. în grupul cu anodul comun va fi
deschisa aceea c ăreia ii corespunde tensiunea de faza cea mai mare, pozitiv ă,
23

aplicata intre anod ș i centrul stelei înf ășurărilor secundare ale tr ansformatorului. în
grupul cu catodul comun va fi deschisa aceea c ăreia ii corespunde tensiunea de
faza cea mai mica, negativ ă, aplicata intre catod și centrul stelei înf ășurărilor
secundare ale transformatorului.
De exemplu, în intervalul π/6 – 3π/6 cea mai mare tensiune de faza este u 21
și corespunz ător este deschisa dioda D 1 iar cea mai mic ă tensiune de faza este u 22
și corespunz ător este deschisa dioda D 5. Astfel schema echivalenta a redresorului
în acest interval este aceea din figura 3.6 (s-au p ăstrat ramurile punț ii
corespunz ătoare diodelor deschise, celelalte sunt marcate cu linie întrerupt ă).
Aplicând teorema a două a lui Kirchhoff se ob ține expresia tensiunii de sarcina pe
subintervalul π/6 – 3π/6:

uRs = u12 – u22 (3.3)

Aceasta tensiune corespunde de fapt suprafeț ei umbrite din sistemul trifazat
de tensiuni iar pe sarcina are forma deas emenea umbrita din graficul tensiunii de
sarcina. Valoarea maxim ă a tensiunii pe sarcina este:
SMax 2U3 U (3.4)
Acest tip de redresor are cele mai bune performante. Randament maxim și
pulsații minime ale tensiunii pe sarcina.
24

Pentru redresoarele de putere trifazate, în multe cazuri sarcina este puternic
inductiva sau sunt folosite filtre L și atunci, intr-o prima an aliza a redresorului se
poate considera curentul de sarcina constant.
Ca exemplu este redresorul comandat trif azat cu un punct median din figura
3.7. Tiristoarele conduc pe rând, tiristorul comandat r ămânând în conduc ție
datorita induc ției și după ce tensiunea fazei respective sc ade sub 0. El se stinge în
momentul aprinderii tiristorului urm ător, când are loc fenomenul de comuta ție al
curentului din ramura tiristoru lui care se stinge în ramura tiristorului care intra în
conducție.
Unghiul de comanda α, în cazul redresorului trifazat se m ăsoară din
momentul în care tensiunea fazei devine mai mare decât a celor dou ă și tiristorul
respectiv e polarizat direct. Pentru un unghi de comanda mai mare de 90ș, și pentru
cazul că sarcina poate produce tensiune el ectromotoare, cum e cazul în care
aceasta este un motor de curent continuu, tensiunea medie de ie șire U o devine
25

negativă, circulația curentului p ăstrându-se neschimbata. Re dresorul trece în regim
de invertor, asigurând circula ția energiei de la sarcina spre re țea.

Fig. 3.6. Schema echivalenta a redresorului
intr-un subinterval de func ționare

Fig. 3.7. Redresor trifazat comandat

26

CAPITOLUL 4
CONTACTOARE STATICE

4.1. Chestiuni generale
Contactoarele statice (prescurtat CS) servesc la cuplarea sau decuplarea
unei sarcini la o sursa de energie electric a. Ele sunt echivalate (figura 4.1) cu un
contact ideal care poate fi f ăcut sau desf ăcut prin comandă . Alături de blocul de
forță, desenat punctat, exist ă și un bloc de comand ă care nu este desenat dar se
presupune c ă el furnizeaz ă semnale pentru comanda blocului de for ță în
succesiunea ș i la parametrii ceru ți.
Ele sunt realizate cu dispozitive semi conductoare, tranzistoare, triacuri,
tiristoare. în cazul puterilor mari se utilizeaz ă în exclusivitate tiristoarele. Se
numesc statice deoarece nu con țin părți în mișcare, cum este cazul la contactoarele
electromagnetice.
Sarcina are obi șnuit un caracter inductiv și a fost desemnat ă printr-o
impedanță, ZS și care se va echivala cu o rezisten ță în serie cu o rezisten ță Fig. 4.1.
Contactor static;

Fig. 4.1. Contactor static;
reprezentare simplificat ă

Au avantaje importante cum sunt siguran ța reprezentare simplificat ă mare
în funcționare și uzura minim ă. Dezavantajul este pre țul mai mare, mai ales la
puteri mari și foarte mari.
Ele nu produc scântei, a șa cum se întâmpl ă cu contactoarele
electromecanice, putând fi folosite cu succes în medii care prezint ă pericol de
explozii.
Ele reprezint ă partea principala și în alte circuite electronice de putere, cum
ar fi convertoarele de frecventa și de tensiune.
După natura sursei de energie electrica se împart în dou ă categorii:
• Contactoare de curent alternativ • Contactoare de curent continuu.
După tipul de ventil sunt:
• Cu dispozitive semicomandate unidirec ționale (tiristoare)
• Cu dispozitive semicomandate bidirec ționale (triacuri, celule
bidirecționale realizate cu tiristoare)
• Cu dispozitive comandate unidirec ționale (tranzistoare MOS, tranzistoare
IGBT, tiristoare cu stingere pe poart ă)
27

• Cu dispozitive comandate bidirec ționale (celule bidirec ționale realizate cu
tranzistoare MOS, tranzistoare IGBT)
După numărul de faze sunt:
• Monofazate
• Trifazate

4.2. Contactoare de curen t alternativ monofazat
Schemele contactoarelor de curent alte rnativ sunt relativ simple. Vor fi
prezentate contactoare cu tiristoare dar aces tea pot fi înlocuite cu orice alt tip de
ventil din cele amintite mai devreme.
Aprinderea tiristoarelor se face de la un bloc de comanda iar stingerea este
naturala, prin inversiunea tensiunii sursei. Principalele schemele utilizate sunt
prezentate în fig. 4.2, 4.3, 4.4.
Prima dintre ele este formata din dou ă tiristoare legate intr-o combina ție
care se nume ște antiparalel. Pentru semiperioada pozitiv ă a tensiunii poate fi
comandat și aprins T 2. în momentul invers ării tensiunii, T 2 se stinge, ș i poate fi
aprins T1.
Schema are dezavantajul c ă tiristoarele sunt comandata de două circuite de
comandă separate, flotante, iar asta implică separări multiple.
Circuitul din figura 4.3 elimin ă dezavantajul deoarece circuitul de comand ă
are un punct comun la ambele tiristoare. La schema aceasta, dac ă tiristoarele sunt
blocate atunci indiferent de polaritatea sursei una dintre diode va fi blocat ă și nu
exista cale de rezisten ță mică în nici o direc ție.

Fig. 4.2. Contactor static
cu ventile antiparalel

28

Fig. 4.3. Contactor static cu dou ă ventile
cu punct comun de comand ă

Fig. 4.4. Contactor static cu un singur ventil
comandabil și punte de diode

Dar dacă presupunem semialternan ță pozitivă, și dacă se aprinde T1atunci
curentul poate circula prin T1și D2. Pentru semialternan ță negativă, + pe anodul T2,
dacă se aprinde T2 atunci curentul poate circula prin T2și D1.
A treia schem ă utilizeaz ă un singur tiristor și 4 diode semiconductoare
(fig.4.4). în semiperioada pozitiv ă, dacă se comanda aprinderea tiristorului
curentul se închide prin D 1, T, D 2 și sarcina, iar semiperioada negativ ă prin D 2 ,T,
D4 și sarcina.

29

4.3. Variatoare de curent alternativ monofazat
Contactoarele statice sunt utilizate mult pentru reglajul puterii cedate
sarcinii de la re țeaua de curent alternativ. Circ uitele acestea se mai numesc și
variatoare de tensiune alternativ ă.
Sarcina este inductiv ă astfel c ă pentru a în țelege cum func ționează
variatoarele de tensiune alternativ ă se va reaminti cum se comport ă tranzitoriu un
circuit RL conectat la re țeaua de 50 Hz.

4.3.1. Circuit RL în regim tranzitoriu la conectarea reț elei de c.a.
Se consider ă situația din figura 4.5 unde este reprezentat un circuit RL serie
conectat printr-un contactor static la o surs ă de tensiune alternativ ă. Faza ini țiala a
fost considerată zero ș i se presupune că la momentul t0=0, cu o întârziere dat ă de
unghiul α :
α = ωt0 (4.1)

Fig. 4.5. Contactor de la re țea pe sarcin ă RL

se conectează contactorul. Ecua ția circuitului dup ă conectare este:

(4.2)

Care este o ecua ție liniară de ordinul întâi cu coeficien ți constanți
30

Rezolvarea se poate face în mai multe moduri, prezentate în anexa 1.
Soluț ia este o sum ă:
i =ipermanent +itranzitoriu (4.3) sau:

Unde:
(4.5)
(4.6)
Iar C1 este o constant ă egala cu valoarea cu se mn schimbat a curentului
prin circuit, la momentul t
0 dacă am fi în regim permanent. Astfel curentul va fi o
suma dintre valoarea de regim permanent și o mărime exponen țiala cu amplitudine
variabilă între zero și curentul maxim de regim permanent, m ărimea care se
atenuează exponențial funcție de constanta de timp a circuitului RL.
În figurile urm ătoare est prezentata aceasta varia ție pentru mai multe valori
ale α (sau t 0).

Fig 4.6. Declan șarea regimului se face la momentul 0

31

Fig 4.7. Declan șarea regimului se face la momentul 2 ms

Fig 4.8. Declan șarea regimului se face la momentul 4 ms

Fig 4.9. Declan șarea regimului se face la momentul 6 ms

32

Fig 4.10. Declan șarea regimului se face la momentul 8 ms

Circuitul este:
• RL (0,2 ohmi, 5 mH) • alimentat cu tensiune sinusoidala de la re țeaua monofazata de 50 Hz

Se poate observa c ă în anumite condi ții curentul maxim (care trebuie s ă fie
suportat de ventilul sau ventilele contactorului) poate ajunge până aproape la
dublul valorii de regim permanent.
Dar se poate observa și că acest supracurent poate fi evitat, daca:
α = φ
atunci: i(0) = 0
și termenul tranzitoriu este zero, ci rcuitul intrând direct în regimul
permanent (fig. 4.8).
Dacă avem celule bidirec ționale, dup ă primul puls de curent nivelul de zero
care e ș i momentul stingerii se atinge la un moment greu de apreciat, dar pentru
continuarea conduc ției trebuie aprins imediat ventilul doi. Obi șnuit ambele
ventilele sunt comandate perman ent pentru intrarea în conduc ție.

4.3.2. Metode de comand ă pentru variatoarele de c.a.
Cu ajutorul contactoarelor static e se poate regla puterea cedat ă sarcinii, prin
două metode:
• Se poate modifica num ărul de semiperioade al tensiunii aplicate sarcinii
(fig. 4.11);
• Se poate realiza un unghi de comanda α variabil pentru fiecare
semiperioada (fig.4.12).
Pentru primul caz se poate regla doar în trepte puterea, alegând un raport
între semiperioadele de conectare și cele de pauz ă. În figura 4.11 raportul este 3/2.
33

Fig. 4.11. Reglaj în trepte al puterii
Pentru al doilea caz se poate regla continuu puterea, variind unghiul de
comandă.

Fig. 4.12. Reglaj continuu al puterii

Pentru puteri mici este foarte utilizat a o schema simpla de contactor cu
unghi de comanda reglabil realizat cu un triac comandat de la un circuit de
defazare RC printr-un diac (fig. 4.13.).
Tensiunea pe condensator uo este defa zata în urma tensiunii sursei. în
momentul în care aceasta tensiune uo dep ășește valoarea tensiunii de deschidere a
diacului UD prin el se aplica un impuls de comanda care aprinde triacul. Stingerea
are loc natural prin inversarea tensiunii.
Valoarea unghiulu i de comanda α depinde atât de valoarea tensiunii de
deschidere a diacului UD cât și de valorile elementelor R și C. Prin varia ția valorii
rezistenței poate fi modificat unghiul α de comanda, și deci valoarea efectiva a
tensiunii pe sarcina.
34

4.4. Contactoare de curent alternativ trifazat
In cazul re țelelor și sarcinilor trifazate, contactoarele trifazate pot fi u șor
realizate, utilizând cate un contactor monofazat pe fiecare faza (figura 4.14). CS
poate să fie oricare din tipurile de celule bidirec ționale prezentate. Exist ă pentru
sistemele trifazate unele variante specifice de contactoare care au fost imaginate
pentru a micș ora numărul ventilelor ș i a simplifica și ieftin sistemele.
Două sunt prezentate aici, prima care utilizeaz ă doar trei ventile
comandabile și trei diode (figura 4.15a) iar a dou ă care reduce num ărul ventilelor
la doar trei ventile coma ndabile (figura 4.15b).
35

Fig. 4.14. Contactor trifazat cu trei contactoare monofazate

Fig. 4.15. Contactor trifazat cu num ăr redus de ventile

4.5. Contactoare de curent continuu
La aceste contactoare problema princi pala este stingerea tiristorului care
face contactul. De obicei se utilizează un tiristor secundar cu rol de stingere.

Fig. 4.16. Contactor static de curent continuu
36

Una din schemele simple este cea din figura 4.16. Tiristorul principal este
T, iar R S rezistenta de sarcina. Tiristorul T2 , condensatorul C și rezistenta R
formează circuitul de stingere. Tiristorul T2 este de putere mult mai mic ă decât
tiristorul principal.
Dacă în momentul t 1 se comanda aprinderea tiristorului T1, tensiunea sursei U S se
aplica rezistentei de sarcina. Sarcina a fost conectata la sursa. Prin rezistenta R
condensatorul se încarcă cu o tensiune egala cu U S, cu semnul din figura. Când
dorim întreruperea contactului sarcina-su rsa se comanda aprinderea tiristorului T2
(in momentul t 2). Tensiunea pe condensator se va aplica intre anodul și catodul
tiristorului T1 și fiind de polaritate inversa va bloca tiristorul T1. Condensatorul se
descarcă prin RS ș i după un interval ∆ de timp va trece la valori pozitive,
încărcându-se cu semn opus fata de momentul ini țial. Tiristorul T2 va rămâne
aprins, pana la aprinderea lui T1 când printr-un proces similar, datorita
condensatorului C se va stinge.

4.6. Cicloconvertoare
Cicloconvertoarele fac pa rte din categoria mai larg ă a convertoarelor de
frecvență (figura 4.17) care transforma o surs ă de energie de curent alternativ de
frecvență f1 și tensiune u 1 în sursă de energie de curent alternativ de frecvență f2 și
tensiune u2.
Sursele pot fi mono sau tr ifazate, frecventa poate s ă fie mărită sau
micșorată , variabilă sau fixă , forma poate fi sinusoidal ă sau nu (dreptunghiular ă
sau mai des de forma mai complex ă care conduce la curen ți apropiați de forma
sinusoidal ă prin efectul de filtrare al sarcinilor inductive)

Fig. 4.17. Convertor de frecven ță
Există două categorii importante de convertoare de frecven ță:
• convertoare de frecven ță cu circuit intermediar de curent continuu;
• convertoare de frecven ță directe.

Fig. 4.18. Convertor de frecven ță cu circuit intermediar de c.c.
37

Convertoarele de frecven ță cu circuit intermediar de curent continuu au
schema bloc din figura 4.18. Un redresor face o prima transformare c.a.-c.c., la
ieșirea lui fiind de obicei și un element de stocare a energiei de curent continuu,
baterie sau condensator de valoare mare, iar apoi un invertor face transformarea
inversă, c.c.-c.a.. Dac ă invertorul decide valoarea frecven ței de ieșire, reglabila în
majoritatea cazurilor, reglajul tensiunii de ie șire se face mai des prin utilizarea
unui redresor comandat care face reglaj ul tensiunii intermediare de curent
continuu.
Cicloconvertoarele sunt categoria cea mai r ăspândită de convertoare de
frecvență directe. Ele pornesc de la o surs ă de c.a., de obicei re țeaua, și realizeaz ă
o micșorare a frecventei acesteia, de la valoarea nominală , 50 Hz în cazul curent
până la frecvente foarte joase, Hz sau frac țiuni de Hz. Utilizarea obi șnuită este
comanda turaț iei motoarelor ce c.a.
Schemele cicloconvertoarelor sunt si milare celor ale redresoarelor, cu
deosebirea că în locul ventilelor unidirec ționale sunt puse ventile bidirec ționale
(contactoare statice). Cea mai simpla sc hema de cicloconvertor, care ilustreaz ă
principiul de func ționare este prezentat ă în figura 4.19 și e similar ă schemei
redresorului monofazat dubl ă alternanță cu punct median.

Fig. 4.19. Cicloc onvertor din surs ă monofazata
38

Prin comanda tiristoarelor într-o anumit ă succesiune (ciclu) se ob ține pe
sarcină o tensiune alternativ ă, de frecven ță mai mică, chiar dacă în cazul de fa ță nu
este sinusoidal ă.
Prin ciclul de comand ă T1, T3, T1, T2, T4, T1, se obține o tensiune alternativ ă
cu frecven ța de 3 ori mai mic ă decât frecvenț a iniț ială.
Pornind de la redresorul trifaz at cu punct median se pot ob ține forme mai
apropiate de sinusoid ă (figura 4.20).
De la o schema cu șase pulsuri (punte trifazat ă) se pot ob ține forme
complexe care duc la curen ți aproape sinusoidali.

39

CAPITOLUL 5
INVERTOARE

5.1. Probleme generale
Invertoarele sunt circuite realizate cu dispozitive semiconductoare (ventile)
și elemente de circuit, alimentate de la o surs ă de energie de curent continuu și
care realizeaz ă o circula ție de curent în ambele sensuri într-o sarcin ă (de obicei
sarcină RL). Pe scurt un invertor face transformarea continuu–alternativ și se
observa ca face o opera ție inversa fata de redresor.
Deoarece invertorul este alimentat de o sursa de curent continuu, pentru a
face întreruperea fluxului de energie continua, de fapt a curentului sursei, este
nevoie de ventile comanda bile, ventile pentru care atât intrarea în conduc ție cât și
ieșirea din conduc ție să poate fi f ăcută prin comanda, la momente de timp potrivit
alese sau de ventile semi comandabile, pentru care aprinderea se face prin
comanda. în acest din urma caz stingerea se asigura obi șnuit prin utilizarea unor
circuite auxiliare sau prin modul de func ționare al schemei. Ca ventilele
semicomandabile ale invertoarelor sunt tiris toarele sau ventile di n familia acestora
(GTO, MCT, triac), iar comandabile sunt tranzistoarele, bipolare sau cu efect de
câmp, (in special tranzistoarele MOS), tranzistoarele cu grila izolata (IGBT).

Fig.5.1. Schema bloc a unui invertor

Necesitatea comenzii face ca invertoarele , la fel ca redresoarele comandate,
să fie formate din dou ă părți principale:
• schema (circuitul, blocul) de for ță
• schema (circuitul, blocul) de comanda
De obicei alimentar ea circuitului de forță și aceea a circuitului de comanda
sunt separate. Mai mult, în majoritatea c azurilor este asigurata o izolare galvanica
totala intre for ță și comanda, fie prin transformatoare de separare a impulsurilor de
comanda, fie prin cuplaj optic (optocuploare, fibra de sticla). Scopul este protec ția
circuitului de comanda fata de tens iunile mari din circuitul de for ță dar și protecț ia
la perturba ții a aceluiaș i circuit de comanda.
40

Schema bloc a unui invertor în varianta cea mai întâlnit ă este prezentata în
figura 5.1.
Aprecierea invertoarelor se poate face urm ărind: putere și frecven ța
maximă, solicitarea ventilelor, comportarea la varia ția parametrilor sarcinii, gama
de reglaj a puterii și frecvenței, prețul.

5.2. Clasificarea invertoarelor
Există numeroase tipuri de invertoare date de o mare varia ție în modul de
funcționare sau de realizare a schemelor. Sunt de asemenea numeroase variante de
clasificare. Se vor aminti cele mai importante.

Clasificarea dup ă varianta de schema
Cea mai importanta clasificare, aceea dup ă varianta de schema, împarte
invertoarele in:
• monoventil;
• cu punct median la sarcina; • cu punct median la sursa; • punte.

Invertor monoventil

Invertorul monoventil are schema de forță , simplificata, prezentata în figura
5.2.a. Este compus din sursa de c.c ., un ventil comandabil și sarcina. Principiul de
funcționare este ilustrat în con tinuare, figurile 5.2.b, c, și d. Sursa de c.c.
furnizează la intrarea invertorului o tensiune continua, figura 5.2.b. Prin comanda
alternativa a aprinderii și stingerii ventilului aceasta te nsiune este transformata în
succesiunea de impulsuri di n figura 5.2.c., care are și o importanta componenta
continua. Elemente suplimen tare pot elimina aceast a componenta continua și
tensiunea pe sarcina se transforma int r-o tensiune alternativa, figura 5.2.d.
41

Fig. 3.2. Invertor monoventil. a. schema
simplificata de for ță. b. tensiunea de intrare.
c. tensiunea la ieș irea invertorului. d. tensiunea
pe sarcina dup ă eliminarea componentei

Fig. 5. 3. Invertor cu punct median la sarcina. a. schema
simplificata de for ță. b. tensiunea de intrare. c. tensiunea
pe sarcina.

Invertor cu punct median la sarcina
Invertorul cu punct median la sarcina are schema de for ță, simplificata,
prezentata în figura 5.3.a. Este compus din sursa de c.c., dou ă ventile
comandabile, T 1 și T2 și sarcina, cuplata printr-un transformator care are în primar,
partea dinspre invertor, o înfăș urare formata din două secțiuni identice, înf ășurate
în același sens aș a cum o arata semnele privind sensul înf ășurării (punctul pus la
capătul fiecă rei înfășurări). Reamintim ca punctul spune în principal ca dac ă un
42

curent intra intr-o înf ășurare la borna notata, în celelalte se induc curenț i care la
rândul lor intra în borna as tfel marcata, sau altfel, dac ă se aplica unei înf ășurări o
tensiune cu un anumit semn la borna marcata, pe celelalte înf ășurări apar tensiuni
cu același semn la borna marcata.
Principiul de func ționare este prezentat în continuare. Circuitul de comanda
aprinde alternativ cele dou ă ventile și exista dou ă perioade distincte de
funcționare. Prima, în care T 1 este aprins iar T 2 este stins. în aceasta semiperioada
tensiunea sursei apare pe sec țiunea corespunz ătoare ventilului T 1 a înfăș urării
primare, cu semnul plus la borna notata cu punct, minus la borna ce e legata la
punctul median al înf ășurării, semne marcate deasemen ea pe figura. La bornele
celorlalte înf ășurări apar tensiuni cu semnele marcate. Astfel, pe sarcina este o
tensiune pozitiv ă.
Circuitul de comanda sau uneori chiar tipul schemei de for ță asigura ca,
odată cu aprinderea celui de al doilea ventil, moment în care se intra în a dou ă
semiperioada de func ționare, să se produc ă și stingerea primului. Semiperioada a
două are T 2 aprins și T1 stins.
In aceasta semiperioada tensiunea sursei apare pe sec țiunea corespunz ătoare
ventilului T 2 a înfăș urării primare, cu semnul plus la borna notata cu punct, minus
la borna ce e legata la punctul median al înf ășurării, semne marcate deasemenea pe
figura, intre paranteze. La bornele celorlalte înf ășurări apar tensiuni cu semnele
marcate. Astfel, pe sarcina în a două semiperioada este o tensiune negativ ă. Se
obține astfel transformarea tensiunii continue a sursei, figura 5.3.b intr-o tensiune
alternativa, figura 5.3.c.

Invertor cu punct median la sursa
Invertorul cu punct median la sarcina are schema de for ță, simplificata,
prezentata în figura 5.4.a. Este com pus din sursa de c.c., formata din două secțiuni
identice conectate în serie, având un punct median, dou ă ventile comandabile, T1
și T2 conectate deasemenea în serie și având un punct median, ș i sarcina,
conectata intre cele dou ă puncte mediane.
Principiul de func ționare este prezentat în con tinuare. Circuitul de comanda
aprinde alternativ cele dou ă ventile și exista dou ă perioade distincte de
funcționare.

Fig. 5. 4. Invertor cu p unct median la sursa . a. schema simplificata de for ță.
b. tensiunea de intrare. c. tensiunea pe sarcina.
43

Prima, în care T 1.este aprins (T 2 stins). în aceasta semiperioada tensiunea
sursei apare pe sarcina cu semnul marcat pe figura. Astfel, pe sarcina este o
tensiune pozitiv ă. Circuitul de comanda sau uneori chiar tipul schemei de for ță
asigura ca, odat ă cu aprinderea celui de al doilea ve ntil, moment în care se intra în
a două semiperioada de func ționare, s ă se produc ă și stingerea primului.
Semiperioada a dou ă are T 2 aprins ș i T1 stins.
In aceasta semiperioada tensiunea sursei apare pe sarcina cu semnul marcat
deasemenea pe figura, intre paranteze. Astfel, în a două semiperioada pe sarcina
este o tensiune negativ ă. Se obține astfel transformarea tensiunii continue a sursei,
figura 5.4.b intr-o tensiune alternativa, figura 5.4.c.

Invertor punte
Invertorul punte are schema de for ță, simplificata, prezentata în figura
5.5.a. Este compus din sursa de c.c. ș i patru ventile comandabile, T 1 – T 4
conectate în punte. Sursa este conectata la o diagonala a pun ții, sarcina este
conectata la a două diagonala, conform figurii.
Principiul de func ționare este prezentat în con tinuare. Circuitul de comanda
aprinde alternativ grupe de dou ă ventile și exista dou ă perioade distincte de
funcționare. Prima, în care T 1 și T 4 sunt aprinse iar T2 și T3 sunt stinse. în
aceasta semiperioada tensiunea sursei apare pe sarcina cu semnul marcat pe figura.
Astfel, pe sarcina este o tensiune pozitivă .

Fig. 5. 5. Invertor punte; a. schema simplificata de for ță. b.
tensiunea de intrare. c. tensiunea pe sarcina.

Circuitul de comanda sau uneori chiar tipul schemei de for ță asigura ca,
odată cu aprinderea celui de al doilea grup de ventile, moment în care se intra în a
două semiperioada de func ționare, să se produc ă și stingerea primului grup.
Semiperioada a dou ă are T 2 și T3 aprinse iar T 1 și T4 sunt stinse.
In aceasta semiperioada tensiunea sursei apare pe sarcina cu semnul marcat
deasemenea pe figura, intre paranteze. Astfel, pe sarcina în a dou ă semiperioada
este o tensiune negativ ă. Se obține astfel transformarea tensiunii continue a sursei,
figura 5.5.b intr-o tensiune alternativa, figura 5.5.c.

44

Clasificarea dup ă natura sursei
O alta clasificare importanta este aceea dup ă natura sursei, care împarte
invertoarele in:
• invertoare de tensiune;
• invertoare de curent.

Invertoarele de tensiune sunt alimentata direct de la o sursa de tensiune,
astfel ca la bornele invertorului tensiunea este constanta (figura 5.6.a). în cazul
invertoarelor de curent invertorul este alimentat deasemenea de la o sursa de
tensiune dar prin intermediul unei bobine cu inductan ța mare. Aceasta asigura un
curent constant de alimentare a invertorului (figura 5.6.b).

a. b.

Fig. 5.6. Invertor de tensiune (a) și de curent (b)

Clasificarea dup ă poziția condensatorului de compensare a
inductivit ății sarcinii
In majoritatea cazurilor din practica sarc ina are un caracter inductiv: motor,
inductorul unei instala ții de încălzire prin induc ție, etc. Deoarece o func ționare
optima are loc pentru o sarc ina compensata, se corecteaz ă caracterul inductiv al
sarcinii cu ajutorul unuia sau a mai multor cond ensatoare. Dup ă poziția acestora
invertoarele sunt:
• invertoare serie, pentru care exis ta un singur condensator de compensare
conectat în serie cu sarcina, (figura 5.7.a);
• invertoare paralel, pentru care exista un singur condensator de compensare
conectat în paralel cu sarcina (figura 5.7.b)
• invertoare paralel-serie, pentru care exista dou ă condensatore de
compensare conectate unul în serie cu sarc ina, al doilea în paralel pe grupul astfel
format (figura 5.7.c).
45

a b c
Fig. 5.7. Sarcina compensata serie, (a), paralel, (b) și serie-paralel, (c).

Clasificarea dup ă forma tensiunii pe sarcina
Forma tensiunii pe sarcina poate fi dest ul de diversa în cazul invertoarelor.
De cele mai multe ori forma dorita es te sinusoidala, îndeosebi atunci când
invertoarele servesc la controlul motoarelor electrice. Alteori și o tensiune
dreptunghiulara, mai u șor de obținut, este suficienta.
La puteri semnificative es te cel mai eficace ca di spozitivele comandabile fie
să fie de tip comutator, familia tiristorului, fie s ă fie utilizate intr-un astfel de
regim, de comuta ție, dacă sunt din familia tranzist orului. în acest caz o forma
dreptunghiulara a tensiunii de ie șire este cel mai u șor de obținut.

O prima clasificare împarte deci invertoarele in:
• invertoare cu tensiune de ie șire sinusoidala sau cvasi-sinusoidala;
• invertoare cu tensiune de ie șire dreptunghiulara sau cvasi-dreptunghiulara.
46

In general invertoarele cu tensiune de ie șire sinusoidala utilizeaz ă circuite
rezonante pentru a ob ține astfel forma dorita
Mai exista o categorie aparte:
• invertoare cu tensiune de ie șire sintetica. Tehnicile pentru ob ținerea unor
tensiuni dreptunghiular e fiind mai la îndemână , s-au imaginat o serie de variante
de invertoare, numite generic in vertoare cu tensiune de ie șire sintetica, la care
tensiunea de ie șire aproximeaz ă forma sinusoidala printr-o sinteza a unor
succesiuni de impulsurilor de forma drep tunghiulara. Câteva variante de ob ținere a
unor astfel de tensiuni sunt prezentate în figura 3.7.
Exista dou ă metode principale utilizate:
• cu modula ție în amplitudine a impulsurilor (MIA), figura 5.8.a
• cu modula ție în durata sau l ățime a impulsurilor (MID, tehnica cunoscuta
mai mult sub denumirea prescurtata di n limba engleza, PWM – Puse Width
Modulation ).
In figura sunt prezentate dou ă cazuri de tensiuni si ntetice de tip PWM, una
cu impulsuri de o singura polaritate pe semiperioada, pozitive sau negative (figura 5.8.b), a dou ă cu impulsuri bipolare (figura 5.8.c).
In ultima vreme s-au dezvoltat tehnici complexe, care combina forme de
unda dreptunghiulare cu treceri de tip sinusoidal sau aleg pentru comanda
ventilelor momente critice în care pierderile de comuta ție în aceste ventile s ă fie
minime pentru a mari ef icacitatea invertorului.

5.3. Invertorul paralel de curent
În cazul acestor invertoare, în pa ralel cu sarcina se conecteaz ă un
condensator, cu rol în comuta ția schemei. Varianta cea mai utilizata este punte
(Fig.5.9).
Aceste invertoare func ționează în regim aperiodic, de curent, când L
s este
suficient de mare pentru ca s ă fie curentul de la surs ă constant, dar pot func ționa și
în regim oscilant. Formele de und ă pentru regimul aperiodic sunt prezentate în fig.
5.9. Tiristoarele se aprind câte dou ă, T1 cu T 3 și T2 cu T 4. Presupunem aprinse T 1
cu T 3. Curentul prin sarcin ă va avea sensul U-T1-T3-U, iar condensatorul se va
încărca la o valoare a tensiunii u, pozitiv ă.(semnele din figur ă). În acest moment se
comandă aprinderea tiristoarelor T 2 și T4.
Tensiunea u pe condensator nu se modific ă prin salt, și se va aplica prin T 2,
T4 cu polaritatea respectiv ă la bornele tiristoarelor T 1, T 3. Astfel tensiunea pe
tiristoarele T 1 și T3, care era 0 în conduc ție, devine negativă , și va bloca cele dou ă
tiristoare. Concomitent curentul la surs ă va comuta prin tiristoarele T 2 , T 4, și deci
sensul curentului prin sarcin ă iS se va inversa. Condensatorul se va descă rca, și se
va reîncărca cu semn opus(în paranteze). Tensiunea u S la bornele lui și ale sarcinii
are variația din figur ă. Tensiunea invers ă la bornele tiristoarelor blocate se va
păstra un interval de timp corespunz ător unghiului ∆ din figur ă. Acest interval de
timp trebuie s ă fie mai mare decât timpul de re venire al tiristoarelor (altfel
47

tiristoarele T 1 și T3 se vor reaprinde – situa ție nedorit ă care duce la scurtcircuitarea
sursei).
Invertorul paralel poate func ționa într-o gam ă relativ larg ă de frecven țe dar
frecvența maxim ă este limitat ă la 2-3kHz. Pornirea invertorului necesit ă
preîncărcarea condensatorului. În ap ropierea regimului de func ționare în gol sau al
sarcinii inductive apar supratensiuni de valori mari. Limitarea acestor
supratensiuni se face prin introducerea în schem ă a unor diode de întoarcere.
Un dezavantaj al invertoarelor de curent este solicitarea mare a tiristoarelor la
viteza de cre ștere a curentului, di/dt. Pentru protec ție, în fiecare ramură a
circuitului se introduce câte o bobin ă în serie cu tiristoarele. Forma curentului prin
sarcină, i, devine în acest caz trapezoidal ă.

Fig. 5.9. Invertor paralel de curent și forma m ărimilor

5.4. Invertorul serie de tensiune
Invertorul serie de tensiune func ționează în regim oscilant În cazul
invertorului serie (fig 5.10) contactul es te un tiristor (T, superior în figur ă), care în
momentul în care este aprins declan șează un regim de func ționare similar.
Deosebirea const ă în faptul c ă, în momentul în care curentul i (semisinusoidal,
prima dintre m ărimile reprezentate grafic) trece prin zero, are loc stingerea
naturală a tiristorului și regimul de func ționare se întrerupe
În regim permanent tensiunea pe conden sator este mai mare decât tensiunea
sursei, astfel c ă în momentul stingerii, pe tir istorul T apare o tensiune negativ ă de
blocare, egală cu diferen ța celor dou ă tensiuni, u c-us.
În semiperioada a dou ă curentul în sarcin ă este zero, și tensiunile r ămân
constante, pân ă în momentul când se comand ă aprinderea tiristo rului inferior.
Condensatorul fiind înc ărcat la o tensiune u c pozitivă se va desc ărca prin al doilea
tiristor, curentul prin sarcin ă semisinusoidal deasemenea fiind negativ. În
momentul mic șorării la zero a curentului co ndensatorul este din nou înc ărcat la o
48

tensiune negativ ă iar tiristorul inferior se blocheaz ă. Funcționarea reîncepe prin
aprinderea tiristorului T ( ș.a.m.d.).
Avantajele invertoarelor serie sunt: frecven ță de lucru mai mare, ∆ fiind
comparabil cu perioada și stingerea naturală a tiristoarelor. Dezavantajul principal
constă în apariț ia unor tensiuni mari pe tiristoare.

Fig. 5.10. Invertor serial de tensiune și forma m ărimilor

CAPITOLUL 6

CONVERTOARE DE TENSIUNE CONTINU Ă

6.1. Probleme generale
Un convertor de tensiune continua m odifica nivelul tensiunii unei surse de
c.c. Sunt dou ă variante principale:
• Convertor cu circuit intermed iat de curent alternativ
• Convertor direct Convertorul cu circuit interm ediat de curent alternativ (fig. 6.1) face întâi o
transformare c.c.-c.a. cu un invertor, ur mat de obicei de un transformator care pe
lângă separare modific ă și nivelul tensiunii corespunză tor raportului de
transformare iar apoi se face cu un redresor schimbarea inversă , c.a.-c.c.

Fig. 6.1. Convertor de tens iune continua cu circuit
intermediat de curent alternativ
49

Cu un astfel de convertor se poate m ări sau mic șora tensiunea sursei ini țiale
prin alegerea raportului de transformare.
Nu același lucru se poate face cu cel deal doilea tip de convertor de tensiune
continua, cel direct care se mai nume ște cu numele din literatura anglo-saxon ă
”chopper” (numele vine de la verbul „t o chopp”- a toca) care este legat de
principul de func ționare al convertorului, prezentat în figura 6.2.
Un chopper nu este altceva decât un co ntactor static conectat între o surs ă
de tensiune continu ă și o sarcină pe care o presupunem pentru început rezistiv ă.
Contactorul este comandat cu un generator de impulsuri de aș a manieră încât face
și desface contactul periodic. Se noteaz ă T perioada de repeti ție a impulsurilor și
cu TC perioada de conectare a contactorului. Diferen ța dintre ele este TP perioada
de pauză, în care contactorul este desf ăcut.

Fig. 6.2. Chopper; schema
simplificata și forma m ărimilor

Factorul de umplere al impulsurilor, k:
(6.1)
se numește și factor de comand ă al chopperului.
Tensiunea de ieș ire este formata din impulsuri dreptunghiulare de durata TC
cu perioada de repeti ție T. Acesta, desigur, nu este o tensiune continuă dar are o
component ă continuă care este valoarea medie:
50

Pentru chopper aceasta valoare medie este:
(6.2)
Factorul de comand ă k este subunitar și deci tensiunea medie la ie șire este
mai mică decât tensiunea de intrare, deci un chopper, spre deosebire de
convertorul cu circuit intermediat de curent alternativ poate doar mic șora
tensiunea sursei iniț iale

6.2. Metode de comand ă
Din formula 6.2 se poate vedea care sunt c ăile pentru a regla tensiunea
medie.
1. Se poate pă stra frecven ța (perioada T) constant ă și se modific ă perioada
de conectare T C, metoda care se nume ște prin modula ție de lățime, cunoscuta
PWM (figura 6.3.a)
2. Se poate p ăstra constant ă perioada de conectare TC, și se modific ă
frecvența (T), metoda care se numeș te prin modula ție de frecven ța, (figura 6.3.b)

Fig. 6.3. Chopper; metode de reglare

Dacă sarcina este inductiva atunci un chopper trebuie să utilizeze o diod ă de
întoarcere (figura 6.4). În acest caz curentul prin sarcina are o varia ție între o
valoare maxim ă și una minim ă. La acest tip de choppe r se poate utiliza o alta
metodă de comanda:
3. Comanda bipozi țională, prin care se fixează limitele curen ților maxim și
minim iar circuitul de comand ă stabilește singur momentele de conectare și
deconectare ale contactorului static.

51

Fig. 6.4. Chopper cu sarcina inductiv ă și metoda de reglare bipozi țională

6.3. Blocul de comand ă al circuitelor de putere
În figura 6.5 este prezentat ă schema bloc a circuitului care genereaz ă
semnalele de comand ă pentru circuitele de putere.
52

Figura 6.5

Detectorul de nul genereaz ă impulsuri de scurt ă durată pentru sincronizare,
corespunz ătoare trecerii prin zero a tensiunii de alimentare de re țea, U 1. Aceste
impulsuri comandă blocul logic, care are rolul de furniza secven ța de comandă , uc-
dă, necesară funcționării corecte a dispozitivelor electronice de putere care lucreaz ă
în comuta ție, DEPC din circuitul de for ță. Interfața electro-optic ă asigură
transferul c ătre DEPC a semnalelor de comand ă corespunz ătoare în form ă și valori
cerințelor impuse de acestea. Func ționarea în ansamblu a ci rcuitului de putere este
dependent ă de semnalele de programare sau de selec ție, u ref.

6.4. Circuit pentru comanda în faz ă a tiristoarelor și triacelor
Utilizarea unui circuit integrat specializ at pentru comanda unui tiristor, se
justifică atunci când se dore ște nu numai amorsarea tiristorului sau triacului ci și
controlul puterii disipate în circuitul lo r anodic. Aceste circuite integrate se
caracterizeaz ă prin faptul c ă ele furnizeaz ă impulsuri de curent pozitive sau
negative necesare comenzii pe gril ă a tiristorului. Circuitele se deosebesc mai ales
în ceea ce prive ște modalitatea de control a puterii disipate în sarcina din circuitul
anodic al tiristorului. As tfel, circuitul integrat βAA 145 este destinat aproape
exclusiv comenzii în faz ă a amorsă rii tiristoarelor (figura 6.6. a,b).
Tensiunea intern ă de referin ță, u R, este o tensiune liniar variabil ă
sincronizată cu frecven ța rețelei. Mărimea u C, de comand ă, care regleaz ă puterea
în sarcină poate servi la realizarea unei bucle de reac ție negative necesar ă pentru
stabilizarea valorii puterii disipate în sarcină . Valorile tensiunilor u R, și uC sunt
comparate astfel încât impulsurile de amor sare sunt generate la fiecare coinciden ță
a lui u C cu panta cresc ătoare a semnalului uR. Rezultatul compară rii u cmp împreună
cu tensiune de sincronizare u sinc, constituie intră rile etajului de ie șire care
furnizează pulsurile de curent i G.
53

Figura 6.6

În schemele în care circuitul este utilizat pentru comanda în faz ă a
tiristoarelor, semnalul de sincronizare usinc îl constituie chiar tensiunea de re țea
industrial ă (220V, 50Hz). Circuitul βAA 145 ofer ă două impulsuri pozitive de
amorsare, sincrone cu cele dou ă semialternan țe ale tensiunii de re țea și . 0U0U
În raport cu m
omentul anul ării tensiunii de la re țea, prin posibilitatea
reglării întârzierii τp, se permite controlul momentului deschiderii tiristorului și
deci controlul puterii disipate de sarcina din circuitul anodic al tiristorului.
În funcție de caracterul sarcinii anodice, trebuie elaborate impulsuri de
diverse durate. Aceasta este realizabil ă prin reglarea duratei tp. De exemplu, în
cazul unei sarcini inductive trebuie asigurată o valoare a lui tp mai mare decât în
cazul unei sarcini rezistive. Impu lsurile de amorsare de la ie șirile circuitului 0Uși
sunt caracterizate de aceea și parametri τp și tp, fiind asigura ți printr-un reglaj
inițial. 0U
Schema bloc a circuitului integrat βAA 145 este prezentat ă în figur
a 6.7, iar
în figura 6.8 sunt prezentate formele de und ă care descriu func ționarea sa.

54

Figura 6.7

Detectorul de nul sesizează trecerile prin zero ale tensiunii de sincronizare
limitând totodat ă semnalul pe terminalul 9 la valoarea unei tensiuni baz ă-emitor a
unui tranzistor bipolar, ±UBE. La fiecare trecere prin zero detectorul de nul
generează la terminalul 16 impulsuri de ampl itudine +8V. La orice impuls generat
de detectorul de nul pe terminalul 16, generatorul de curent încarc ă rapid
capacitatea C2 și o lasă să se descarce prin R5, P1 . Rampa de tensiune se ob ține pe
terminalul 7. Prin înc ărcarea capacit ății C3 conectat ă la terminalul 2, pân ă la
valoarea tensiunii de alimentare, circuitul monostabil se g ăsește în starea
cvasistabil ă stare echivalent ă cu așteptarea momentului de declan șare a impulsului
de amorsare. Rampa de tensiune de pe terminalul 7 se aplic ă intern pe intrarea
neinversoare a comparatorului, iar pe intrarea inversoare tensiunea de comand ă și
reglaj a unghiului de conduc ție U 8, care reprezintă o tensiune propor țională cu
puterea disipat ă în sarcină.
Rampa de tensiune este descresc ătoare și deci atâta timp cât U 7>U 8
comparatorul nu este basculat și monostabilul r ămâne în stare de a șteptare. În
momentul în care U 7 devine egal ă cu U 8 comparatorul î și schimb ă starea,
monostabilul comut ă descărcând capacitatea C3 . Monostabilul are în primul rând
rolul de a fixa durata impulsului de amor sare prin constanta de timp a grupului C3,
P2, R6. Blocul logic are rolul de a distribui etajelor de ie șire impulsul negativ
furnizat de monostabil sau c ătre ieș irea 14 (corespunz ătoare semialternan ței
pozitive a semnalului de sincronizare) sau că tre ieșirea 10 (corespunz ătoare
semialternan ței negative). Comutatorul K este conectat la terminalul 6 și permite
inhibarea gener ării impulsurilor atunci când este închis deoarece ac țiunea lui
asupra comparatorului anuleaz ă efectul tensiunii U 8, menținând monostabilul în
poziție de aș teptare pe toat ă perioada de timp în care este închis.
55

Figura 6.8

Unghiul de amorsare (aprindere), notat cu α, reprezint ă echivalentul
intervalului de timp cuprins între momentul ultimei treceri prin zero a tensiunii de
sincronizare și momentul apari ției primului impuls de amorsare. Unghiul de
conducție notat cu β, reprezint ă echivalentul intervalului de timp cuprins între
momentul amors ării tiristorului și momentul bloc ării sale.

6.5. Circuite de interfa ță între circuitul de comand ă și circuitul de forță
Circuitele de interfa ță între circuitul de comandă și circuitul de for ță
îndeplinesc func ția de a transfera semnalul de comand ă, cu valori și formă de
variație corespunz ătoare, către dispozitivului electroni c de putere care lucreaz ă în
comutație.
Așa cum s-a v ăzut în cazul variatoarelor de curent alternativ cu sarcina care
are un caracter inductiv, se poate întâmpla ca la comanda tiristorului s ă nu fie
suficient un singur impuls cu durat ă relativ scurt ă pentru a putea amortiza
tiristorul, deoarece acesta nu este pregă tit pentru a fi comandat ș i a intra în
conducție. De aceea, tiristoarele trebuie s ă fie comandate cu trenuri de impulsuri
sau cu impulsuri a c ăror durată este mai mare decât timpul necesar curentului de
sarcină să crească peste valoarea curentul ui de men ținere (figura 6.9). În cazul în
care se utilizeaz ă transformatoare de impulsuri și amplificatoare de curent
alternativ, durata unui singur impuls nu poat e avea valori oricât de mari. În aceast ă
situație se utilizeaz ă impulsuri multiple.
56

În structura interfe ței dintre circuitul de comand ă și circuitul de for ță alături
de transformatoare de impulsuri se utilizeaz ă și optocuploare (figura 6.10).

Figura 6.9

Atât transformatorul cât și optocuplorul asigur ă și izolarea galvanic ă dintre
circuitul de comand ă și circuitul de for ță. Izolarea galvanic ă e necesară atât pentru
protecț ia circuitului de comand ă cât și pentru protec ția personalului care
deservește echipamentul ce include circuitele de putere.
57

Figura 6.10

Optocuplorul se caracterizeaz ă prin faptul c ă:
– pentru semnalul transmis asigur ă o bandă de frecven ță mai ridicat ă;
– durata impulsului de comand ă pe grilă poate fi oricât de mare;
– nu prezint ă inductanțe parazite;
– nu introduc reac ții între intrare ș i ieșire;
– există un timp de întârziere dinte apari ția impulsului de la ie șire și
comanda de la intrare; dezavantajul major al acestei întârzieri este c ă depinde de
valoarea curentului de comand ă.
În raport cu optocuplorul, transforma torul de impulsuri se caracterizeaz ă
prin:
– linearitate mai bună a caracteristicii de transfer;
– pentru semnalul transmis asigur ă o bandă de frecven ță mai coborât ă;
– timpul de întârziere introdus între intrare și ieșire este mai mic;
– prezintă o reacț ie parazită inversă între ieș ire și intrare;
– preț de cost ridicat.
Pentru exemplificare se prezint ă în continuare o posibilitate de comand ă
reală a variatorului de curent alternativ monofazat (figura 6.11). Cea mai des
folosită metodă de amorsare a unui tiristor es te aceea în care se injecteaz ă un
im
puls de curent în grila tiristorului sau dac ă între gril ă și catodul tiristorului se
aplică un impuls de tensiune. Cu toate aces tea, tiristorul va intra în conduc ție doar
dacă este polarizat direct.
O metodă practică ce permite aplicarea impulsurilor de comand ă, indiferent
de valoarea poten țialelor, este utilizarea transforma toarelor de impuls conform cu
exemplul din figura 6.11.
58

Figura 6.11

Rezistoarele R 1 și R 2 înseriate cu poarta tiristoarelor au rolul de a limita
curenții de comandă iG1 și iG2. Diodele D 1 și D 2 se folosesc pentru a preveni
apariția unor supratensiuni în colectorul tranzistoarelor T 1 și T 2 în momentul în
care acestea se blochează . Tensiunile de comand ă pentru tranzistoarele T 1 și T 2,
sunt defazate cu 180◦ una față de cealalt ă și sunt sincrone cu tensiunea de la re țea.
Aceste tensiuni pot fi furnizate de un de un CI βAA145 specializat pentru
comanda în faz ă a tiristoarelor. Tranzistoarele T 1 și T2 au rolul de amplificatoare
de impuls.

6.6. Surse de tensiune continu ă stabilizat ă care lucreaz ă în comuta ție
Spre deosebire de stabilizatoare de tensiune continu ă cu element de reglare
serie, sursele de tensiune continu ă stabilizat ă care lucreaz ă în comuta ție au unele
avantaje importante:
– puterea disipată pe dispozitivele electroni ce de putere care lucreaz ă în
comutație este mult mai mic ă decât puterea disipat ă pe elementele de reglare serie;
– această putere este cu atât mai mic ă cu cât dispozitivul electronic de
putere care lucreaz ă în comuta ție se apropie de performan țele unui comutator
electric ideal;
– randamentul ridicat;
– volum redus;
– posibilitatea includerii u șoare în scheme de auto matizare, care reprezint ă o
cerință important ă a circuitelor electronice de putere;
– pot furniza mai multe tens iuni continue stabilizate;
– tensiunile stabilizate da la ie șire sunt izolate galvanic fa ță de tensiunea de
la intrare.
59

În figura 6.12 este prezentată schema bloc de principiu al unui stabilizator
de tensiune continu ă care lucreaz ă în comuta ție.

Figura 6.12

Etapele de prelucrare al unui stabilizator de tensiune care lucreaz ă în
comutație sunt:
– din tensiunea alternativ ă de la intrare se realizeaz ă tensiune continu ă;
– din tensiunea continu ă se realizeaz ă o formă de undă rectangular ă
utilizând un dispozitiv electronic de comuta ție;
– tensiunea rectangular ă se aplică unui transformator;
– tensiunea sau tensiunile din secundarul transformatorului se redreseaz ă și
se filtreaz ă, obținându-se una sau mai multe tensiuni continue cu diverse valori.
În figura 6.12, blocurile componente au urmă toarele semnifica ții:
– RF – un filtru de rejec ție și care are rolul de a împiedica transferul de
frecvențe de comuta ție spre re țeaua de curent alternativ. Aceste frecven țe
constituie perturba ții pentru alte echipamente electronice alimentate de la re țea. În
general acest filtru este de tip trece jos și se realizeaz ă de regul ă cu bobine cu
miez.
– R+F – redresor+filtru. Transform ă tensiunea alternativ ă în tensiune
continuă, filtrată. Filtrul se realizează de regulă cu condensator;
– DEPC – dispozitiv electronic de putere care lucreaz ă în regim de
comutație. Are rolul unui comutator electronic ș i transform ă tensiunea continu ă în
tensiune rectangular ă;
DC-DĂ – dispozitiv de comand ă pe baza diferen ței dintre Uprescriere și Ureacț ie
stabilește durata de comuta ție t ON sau frecven ța de comutare a DEPC, astfel încât
tensiunea de la ie șire U1e până la Uei să rămână constant ă chiar dac ă sarcina
variază sau se modific ă Urețea ;
Circuitul de protec ție – realizeaz ă protecția DEPC atunci când la ie șire apar
scurtcircuite sau supratensiuni;
TRAF – realizeaz ă transformarea tensiunii rectangulare de la ieș ire. DEPC
tot în tensiuni rectangulare având amp litudini mai mari sau mai mici. Are o
singură înfășurare primar ă având np spire și mai multe înf ășurări secundare cu n1
60

…ni spire. Tensiunile de la ie șire sunt propor ționale cu num ărul de spire din
înfășurările aferente:

(6.3)
Transformatorul este realizat de regul ă din miez de ferit ă deoarece lucreaz ă
la frecven țe ridicate (20 kHz). Transformatorul realizeaz ă și o separare galvanic ă
între tensiunea de ieș ire și cele de intrare.

6.7. Convertoare de curent continuu – curent continuu
În general, convertoarele de curent continuu-curent continuu pot func ționa
fără izolare față de re țeaua de alimentare, sau cu izolare prin utilizarea unui
transformator.
Convertoarele curent continuu-c urent continuu pot fi de urm ătoarele tipuri:
– convertor step-down (buck, forward, de tip direct);
– convertor step-up (boost);
– convertor step-down-up (buck-boost); – convertor de tip Cuk; – convertor în punte. Dintre aceste tipuri, enumerate mai sus, numai primele dou ă constituie
configura ții de bază , celelalte fiind de fapt combina ții ale acestora.
În cele ce urmeaz ă se vor analiza în regim stabil de func ționare
convertoarele de curent continuu-curent continuu, în care comutatoarele electronice sunt considerate elemente de circuit ideale, iar pierderile de putere în inductivit ăți și capacități sunt neglijabile. Sursa de alim entare de la intrare este de
impedanță nulă, fiind realizat cu o baterie sau cu un redresor cu filtru capacitiv de
valoare mare. Circuitul de ieș ire al acestor convertoare, este în principal, o
rezistență, așa cum este în cazul sursel or de putere în comuta ție, sau un motor
electric de c.c. când circuitul echivalent con ține o surs ă de tensiune continu ă în
serie cu o rezisten ță și o inductivitate.
La analiza func ționării și proiectarea convertoarelor
de cc-cc se au în
vedere urm ătoarele regimuri de func ționare:
– cu curent de sarcin ă neîntrerupt;
– cu curent de sarcin ă întrerupt.
6.7.1. Convertor de tip step-down (buck)
Convertor de tip buck produce o tensiune de ieș ire a cărei valoare medie
este mai mic ă decât a tensiunii de la intrare. Aceste convertoare se utilizeaz ă, de
exemplu, ca surse de alimenta re pentru modificarea tura ției motoarelor de curent
continuu. În figura 6.13 es te prezentat convertorul de tip buck care are ca sarcin ă o
rezistență. Valoarea medie a tensiunii de ieș ire rezultă din rel. (6.4-6.5):
61

(6.4)
(6.5)

Figura 6.13

Figura 6.14
62

Dezavantajul circuitului prezentat în figura 6.13 este c ă, în cele mai multe
aplicații circuitul de sarcin ă este inductiv. Aceasta înseamn ă că în procesul de
comutație se absoarbe și se disip ă o energie inductiv ă care poate pune în pericol
comutatorul electronic. De fapt , dioda de nul este conectat ă pentru rezolvarea
problemei energiei înmagazinate, iar fluctua țiile tensiunii de ie șire sunt reduse prin
utilizarea unui filtru trece jos. În figura 6.14 este redat ă forma de varia ție a
tensiunii de ieș ire și structura să spectrală. Tensiunea de ie șire se modific ă între 0
și U, ceea ce nu satisface cerin țele pentru foarte mul ți consumatori.
În figura 6.15a sunt prezentate formele de und ă ale tensiunii ș i curentului
care caracterizeaz ă funcționarea convertorului buck în regim de curent neîntrerupt.

Figura 6.15
În funcție de poziț ia comutatorului el ectronic avem dou ă cazuri:
– dacă comutatorul electronic CE este închis, figura 6.15b, dioda este
blocată și comutatorul este parcurs de curentul iL . Pe bobin ă rezultă o tensiune
pozitivă și U L = U i – U S și se produce un curent liniar iL ;
– dacă comutatorul electronic CE se deschide, figura 6.15c, datorit ă energiei
înmagazinate, curentul continu ă să circule prin diod ă, rezultând U L = – U S.
63

Astfel, în regim permanent:
(6.6)

adică cele două arii A și B sunt egale.
, sau (6.7)
, sau (6.8)
(6.8’)
Din relația (6.8) rezult ă că tensiunea de ieș ire U variaz ă liniar cu  αα 0,1 ,
dacă tensiunea de intrare ui , este constant ă. Dacă se neglijeaz ă toate pierderile de
putere în circuitul de comuta ție rezultă că puterea de la intrare este identic ă cu
puterea de la ie șire:
Pi = P S (6.9)
uiii = u SiS (6.10)
(6.11)
Curentul de ie șire i S, este un curent neîntrerupt, dar curentul de intrare ii ,
este un curent pulsatoriu. Dac ă inductan ța de filtraj nu are o valoare suficient de
mare, în momentul în care dioda de nul este deschis ă, se poate întâmpla ca prin
bobina L, curentul iL , să se anuleze înainte, sau chiar la limita, în care se da o nou ă
comandă de închidere a co mutatorului electronic. Pentru aceast ă situaț ie, în figura
6.15a forma de varia ție a curentului este reprezentat ă cu linie întrerupt ă.
Dacă se notează cu (I L)L, curentul mediu prin bobin ă în condiția limită, de
graniță, între cele dou ă regimuri de curent neîntrerupt și cel de curent neîntrerupt,
rezultă :
, respectiv (6.12)
, adică (6.13)
, (6.14)
Pe baza rel. (6.12-6.14), rezult ă:
(6.15)
64

6.7.2. Convertor de tip step-up (boost)
Convertorul de cc-cc tip step-up sau bo ost (sursa de tensiune în comuta ție
de tip boost) furnizeaz ă la ieșire o tensiune mai mare decât tensiunea care se aplic ă
la intrarea acesteia.
În figura 6.16 este prezentat ă schema de principiu a acestui tip de surs ă,
care are două configura ții echivalente, în func ție de poziț ia comutatorului CE.

Figura 6.16

Comutatorul electronic CE, se închide și se deschide periodic cu frecven ța
de comuta ție fixă f. Bobina L are rolul de a înma gazina energie în intervalul de
timp în care comutatorul CE este închis (figura 6. 16b.). Dioda D nu permite
descărcarea condensatorului de filtraj C în cazul în care CE este închis. Practic,
comutatorul CE este un tranzistor bipola r sau un tranzistor MOSFET de putere.
Pentru a simplifica descrierea func ționării sursei consider ăm că:
– toate componentele sunt ideale; – valoarea inductan ței L este suficient de mare astfel încât varia ția
curentului prin bobin ă să fie aproximat ă ca liniară;
– constanta de timp a circuitului R
SC este mult mai mare decât perioada de
comutație T. Principalele forme de und ă care descriu func ționarea sursei de
tensiune continu ă în comuta ție de tip boost sunt prezenta te în figura 6.17. În cazul
în care comutatorul CE este închis (figura 6.16b ), curentul prin bobin ă începe să
crească liniar. Tensiunea la bornele bobinei este dat ă de relația:
(6.16)
unde αT reprezint ă intervalul de timp în care comutatorul CE este închis.
Coeficientul α se mai nume ște factor de umplere și poate să ia valori cuprinse între
65

0 și 1. În cazul în care α =0, comutatorul CE nu este închis niciodat ă, iar tensiunea
de la ieșirea sursei este egal ă cu cea de la intrare. Varia ția curentului pin bobin ă se
poate determina cu ajutorul rela ției:
(6.17)

Figura 6.17
Tot în intervalul de timp în care CE este închis, dioda D este blocat ă
deoarece poten țialul din catod este mai mare decât poten țialul din anod.
Condensatorul de filtraj se descarc ă pe rezisten ța de sarcin ă. Pentru simplificarea
calculelor se va considera c ă variația curentului de sarcină este neglijabil ă adică IS
= ct.
66

În cazul în care comutatoru l CE este deschis (figur a 6.16c), curentul prin
bobină scade liniar. Tensiunea pe bobin ă este dată în acest caz de urm ătoarea
relație:

(6.18)
Cu ajutorul rela ției (6.18) se poate determina varia ția curentului prin
bobină.
(6.19)
Dacă curentul ce parcurge bobina are valoarea I min la începutul perioadei de
comutație și dacă acesta are aceeaș i valoare la sfâr șitul perioadei de comuta ție
(Imin=I'min) atunci putem spune c ă sursa de tensiune continu ă în comuta ție lucreaz ă
în regim stabilizat. Ținând cont de acest lucru putem s ă egală m relațiile (6.18) și
(6.19), ob ținându-se urm ătoarea relaț ie:
, sau (6.20)
(6.21)
relație ce pune în eviden ță influența factorului de umplere α asupra tensiunii de
ieșire. Practic, valoarea maxim ă a factorului de umplere α se limiteaz ă la 0.7 – 0.8.
Dacă α tinde spre 1 atunci tensiunea U s tinde spre valori extrem de mari.
Dependen ța tensiunii de ie șire Us în func ție de valoarea lui α este prezentat ă în
figura 6.18.

Figura 6.18
Pentru a determina varia ția tensiunii Δ UC la terminalele rezistorului R s, se
calculează cantitatea de sarcin ă furnizată de condensatorul de filtraj C sarcinii în
intervalul de timp în care comutatorul K este închis.
(6.22)
67

(6.23)
Din relația de mai sus (6.23) rezult ă că, variația tensiunii pe sarcin ă este cu
atât mai mic ă cu cât capacitatea este de valoar e mai mare, respectiv sursa lucreaz ă
pe o frecven ță de comuta ție cât mai ridicat ă. Pe de alt ă parte, cre șterea valorii
curentul de sarcin ă, sau a parametrului α, conduce la cre șterea varia ției tensiunii pe
sarcină.

6.7.3. Convertor de tip step-down-up (buck-boost)
Convertorul buck-boost sau flyback poate fi ob ținut prin conectarea în
cascadă a două convertoare, unul de tip buck și unul de tip boost. În regim
staționar pot rezulta tensiuni la ie șire mai mari sau mai mi ci decât tensiunea de
alimentare de la intrare. Prin conectarea în cascad ă acelor dou ă structuri rezultă
convertorul fin figura 6.19. atunci când comutatorul electronic CE este închis,
sursa de alimentare Ui, determin ă creșterea energiei electromagnetice
înmagazinate în inductan ță, dioda fiind blocat ă. Când comutatorul se deschide
energia din bobin ă este cedat ă rezistenței de sarcin ă. Se consideră că valoarea
capacității de filtraj este suficient de mare pentru a putea considera constant ă
tensiunea la bornele sale.

Figura 6.19.
În figura 6.20a sunt prezentate formele de und ă ale tensiunii ș i curentului
care caracterizeaz ă funcționarea convertorului buck în regim de curent neîntrerupt.
Se observ ă că:
(6.24)

(6.25)
Relația de mai sus (6.25) arat ă că raportul între tensiunea de ie șire și cea de
intrare este egal cu produsul fa ctorilor de conversie ai celor dou ă tipuri de
convertoare (buck și boost). Dacă este valabil ă condiția ca:
Pi = P S, rezultă (6.26)
68

(6.27)
Pe de altă parte, tot din rela ția (6.25) rezult ă că tensiunea de sarcin ă este
mai mare sau mai mic ă decât tensiunea de la intrare Ui , în funcție de valoarea lui
α. Desigur, în cazul unui stabilizator de tensiune tensiunea de ie șire trebuie s ă
rămână constantă atunci când se modific ă Ui și α.

Figura 6.20
În numeroase aplica ții se impune ca între sursa de energie electric ă de
curent continuu și consumator s ă existe izolare galvanic ă. Această cerință poate fi
ușor de îndeplinit dac ă între sursa de alimentare și sarcină se intercaleaz ă un
transformator.
69

Transferul energiei este posibil numai dac ă tensiunea pe înf ășurarea
primară a transformatorului este alternativ ă. Această tensiunea alternativ ă se poate
obține dacă în circuitul primar al transforma torului, se introduce un întrerup ător
care comută periodic. În figura 6.21 este prez entat un circuit de conversie cc–cc,
care asigur ă izolarea galvanică între sursă și sarcină .

a) b)
Figura 6.21
Pentru ca acest circuit s ă poată funcționa, înfășurarea primar ă și cea
secundară a transformatorului trebuie s ă fie bobinate în sens invers a șa cum este
prezentat în figura 6.21a,b.
Pentru a u șura analiza circuitului se presupune că :
– toate componentele sunt ideale;
– trecerea comutatorului dintr-o star e în alta se face instantaneu;
– constanta de timp CR S este mult mai mare decât perioada de comuta ție T;
– curenții care circul ă prin înfășurările transformato rului au o varia ție liniară
în timp.
Principalele forme de und ă care descriu func ționarea circuitului sunt
prezentate în figura 6.22. Comutatorul K se închide și deschide periodic cu o
frecvență constantă. În cazul în care K este închis (figura 6.21a) se poate scrie:
(6.28)
unde αT reprezint ă intervalul de timp în care K se afl ă închis (ton), (0< α
<1), iar L 1 reprezint ă inductan ța înfășurării primare. Tensiu nea în secundarul
transformatorului are polaritatea indicat ă în figura 6.21a. Dioda D este polarizat ă
invers iar C se descarc ă pe R S. Se observ ă că valoarea maxim ă a curentului i 1 în
primarul transformatorului depinde direct propor țional de valoarea factorului de
umplere α.
După deschiderea comutatorului K, po laritatea tensiunii la bornele
transformatorului se inverseaz ă, (figura 6.21b). În acest caz dioda D intr ă în
conducție iar energia înmagazinat ă în miezul transfor matorului este cedat ă sarcinii
70

pe durata intervalului de timp t off. Variaț ia curentului i 2 este dat ă de relația
următoare:
(6.29)
unde L 2 reprezint ă inductanța înfăș urării secundare.
Pentru un transformator ideal:
i1n1 = i 2n2, (6.30)
unde n1, n2 reprezint ă numărul de spire din primar respectiv secundar și:
(6.31)
unde n reprezint ă raportul de transformare al transformato rului ideal.

Figura 6.22
Ținând cont de rela țiile (6.28), (6.29), (6.30), (6.31), obț inem dependen ța
dintre tensiunea pe sarcin ă și factorul de umplere α:
71

(6.32)
În relația următoare se indic ă tensiunea de la bornele comutatorului în cazul
în care acesta este deschis:
(6.33)
Valoarea maxim ă a acestei tensiuni se ob ține pentru αmax:
(6.34)
Relația (6.32) este valabil ă atât timp cât curentul i 2 nu se anuleaz ă. Se
observă în figura 6.22, c ă în momentul anul ării curentului i 2 nu mai avem c ădere
de tensiune pe înf ășurarea primară , iar tensiunea u K devine egal ă cu tensiunea de la
intrare U i.
Variația tensiunii la bornele sarcinii se poate evalua cu rela ția:
(6.35)
Se observ ă că transferul de energie spre sarcin ă se face în intervalele de
timp în care comutatorul K este deschis (figura 6.21b).

6.7.4. Convertor curent cont inuu-curent continuu în punte
În figura 6.23 este prezentat ă schema unui convertor c.c.-c.c. în punte,
acesta reprezentând unul din cele mai r ăspândite convertoare de energie din
electronica industrial ă. Aceste tipuri de convertoare se utilizeaz ă la:
– acționarea motoarelor de curent continuu;
– realizarea surselor de c.a. monofazate pentru consumatori ce trebuie s ă
lucreze chiar ș i în situația în care pentru un timp nu este disponibil ă rețeaua de
curent alternativ;
– realizarea convertoarelor de c.c.-c.a. de frecven ță variabilă .
72

Figura 6.23
Chiar dac ă indiferent de domeniul de aplica ție topologia conv ertorului este
identică, funcția să este mult diferit ă acesta fiind este dependent ă de modul în care
se face comanda dispozitivelor electronice de putere care lucreaz ă în comuta ție.
Așa cum rezultă din figura 6.21, în antiparalel cu comutatoarele electronice
de putere sunt conectate diode, realizând împreună cu acestea comutatoare
bidirecționale. De asemenea, se presupune c ă toate comutatoarele electronice
utilizate au caracteristicile unui comutator electronic de putere ideal. Trebuie îns ă
să se facă distincție între starea ON și starea de conduc ție a comutatorului, de
exemplu, un tranzistor de putere. Din cau za diodelor un comutator care este în
starea ON poate s ă conducă sau nu un curent, acest lucr u depinzând de sensul de
circulație al curentului i S. Dacă comutatorul închis permite trecerea curentului prin
el, atunci se spune c ă acesta se g ăsește în stare de conduc ție.
Funcționarea pun ții are loc dup ă algoritmul care st ă la baza comandă rii
celor patru comutatoare electronice. Astfel este exclus ă comanda simultan ă a două
comutatoare de pe aceia și latură, caz în care sursa de alimen tare de la intrare ar fi
în scurtcircuit. Tensiunea de pe sarcin ă, de la ie șirea convertorulu i, este strict
determinat ă de modul în care se comandă cele patru comutatoare electronice de
putere. De exemplu, tensiunea u AN este determinat ă de starea comutatoarelor T A+
și TA-. Astfel:
– dacă TA+ este închis, curentul de sarcin ă va circula prin TA+, atunci când i S
> 0 , sau va circula prin DA+, dacă iS < 0. Dac ă TA+ este închis, poten țialul
punctului A este egal cu poten țialul pozitiv al sursei de alimentarea de la intrare,
adică : uAN = Ui , dacă TA+ este ON ș i TA- este OFF; (6.36)
– dacă TA- este închis, curentul de sarcin ă negativ i S < 0, va circula prin T A-,
dioda DA+ fiind blocat ă. Dacă curentul de sarcin ă este pozitiv i S > 0, atunci D A-
este în conduc ție. Dacă TA- este închis, poten țialul punctului A este egal cu
73

potențialul negativ al sursei de alimentarea de la intrare, adic ă: uAN = 0 , dacă TA-
este ON și TA+ este OFF. (6.37)
După cum rezult ă din relațiile (6.36) și (6.37) tensiunea depinde numai de
starea celor dou ă comutatoare de pe o latură TA+ și T A- fiind independent ă de
sensul curentului de sarcină iS. De aceea, tensiunea de ieș ire dată de o latur ă a
convertorului depinde, la o anumit ă frecvență de comutare dat ă f, doar de
tensiunea de la intrare și de factorul de comand ă al comutatoarelor:
(6.38)
unde tON și tOFF sunt intervalele ON și OFF ale lui TA+.
În mod similar se poate exprima tensiunea uBN , aceasta fiind determinat ă de
starea comutatoarelor T B+ și TB-:
– dacă TB+ este închis, curentul de sarcin ă va circula prin T B+, atunci când i S
< 0, sau va circula prin DB+ , dacă iS > 0. Dac ă TB+ este închis, poten țialul
punctului B este egal cu poten țialul pozitiv al sursei de alimentarea de la intrare,
adică : uBN = Ui , dacă TB+ este ON ș i TB- este OFF; (6.39)
– dacă TB- este închis, curentul de sarcin ă pozitiv i S > 0, va circula prin T B- ,
dioda D A- fiind blocat ă. Dacă curentul de sarcin ă este negativ i S < 0, atunci D A- este
în conduc ție. Dacă TA- este închis, poten țialul punctului A este egal cu poten țialul
negativ al sursei de alimentarea de la intrare, adic ă: uAN = 0, dacă TB- este ON ș i
TB+ este OFF. (6.40)
Pe baza rela țiilor (6.39) și (6.40) tensiunea u BN depinde numai de starea
celor dou ă comutatoare de pe o latur ă, T B+ și T B- fiind independent ă de sensul
curentului de sarcin ă iS:
(6.41)
Tensiunea de ieș ire a converto rului rezult ă:

(6.42)
și deci poate fi controlat ă prin factorii de comand ă ai convertorului αA și αB, fiind
independent ă de mărimea ș i sensul curentului i S.
Așa cum s-a v ăzut anterior, în cazul unui conve rtor cu un singur comutator
electronic, tensiunea de la ie șire era de o singur ă polaritate, valoarea s ă medie
rezultând ca func ție de factorul de comand ă α. În cazul convertorului în punte
tensiunea de ie șire poate avea ambele polarit ăți, ea rezultând în urma compar ării
unei tensiuni de form ă triunghiular ă cu o tensiune continu ă, prezentând forma de
variație a unui semnal (tensiuni) rectangulare modulat în durat ă
(pulse width modulation – PWM).
În principiu ob ținerea tensiunii PWM este posibil ă prin două procedee:
74

– tensiune modulată în durată cu dublă polaritate; Acest procedeu const ă în
comanda simultan ă a perechilor de comutatoare (T A+ și TA-) și (T B+ și TB-).
– tensiune modulat ă în durat ă cu o singur ă polaritate; În cazul acestui
procedeu comutatoarele de pe o latur ă sunt comandate independent de cele de pe
cealaltă latură a punții.

75