SURSE DE PERTURBAȚII ELECTROMAGNETICE PE NAVĂ [308495]

[anonimizat]:

Instalațiile de producere și distribuție a energiei electrice:

generatoare sincrone trifazate de 380V, 50Hz;

cabluri de distribuție a energiei electrice la consumatorii de pe navă;

transformatoare electrice trifazate 380V/220V.

Instalații electrice de acționare:

[anonimizat] 100kW.

Convertizoare electrice rotative de (400-500)Hz, [anonimizat], sistemului de protecție antimagnetică al navei (PAM).

Sistemele de radiocomunicații și telecomunicații:

stațiile de radio pe UUS;

stațiile de radio pe US;

stațiile de radio pentru navigație;

sistemul integrat de telecomunicații.

Sistemele radar:

stația radar pentru descoperire;

stația radar pentru tragere;

Rețele de calculatoare electronice de la bord:

rețeaua de transmitere date la mal;

rețeaua pentru navigație;

rețeaua de transmisiuni;

rețeaua de luptă.

Stațiile de hidrolocație.

Instalațiile de telecomandă:

mașina pas cu pas (pentru acționarea elicelor cu pas variabil);

telecomanda pentru guvernare ( pilot automat).

Ca surse indirecte (secundare) de perturbații electromagnetice se pot menționa:

[anonimizat];

[anonimizat], [anonimizat].

Tabelul 4.1. Sursele de energie și potențialii consumatori de pe navă

Din datele prezentate se pot constata următoarele:

Pe navă există o [anonimizat], [anonimizat] 103[anonimizat]-[anonimizat] (volumetrice) de energie electromagnetică.

Gama de frecvențe acoperită de echipamente este foarte largă: 50Hz- 21GHz.

[anonimizat], atât perturbații electromagnetice prin conducție (prin fir/ galvanice), cât și prin câmp; în cazul perturbațiilor prin câmp fiind posibilă apariția atât a cuplajelor parazite prin câmp apropiat (la 50 Hz și 400 Hz), [anonimizat] (sistemelor)care lucrează la frecvențe medii sau înalte.

4.1. Surse de perturbații electromagnetice și cuplaje perturbatoare. Aspecte generale

În principiu orice echipament electromagnetic poate fi și o [anonimizat]. [anonimizat].

[anonimizat], presupune mai multe criterii în același timp și nu se dorește a fi una exhaustivă.

Principalele surse de PEM sunt:

[anonimizat]. [anonimizat] 3-5 ori mai mari decât tensiunea nominală; în rețeaua de 220V-380V amplitudinea acestor impulsuri putând atinge 2kV, cu durate de ordinul zecilor de nanosecunde.

În aceeași categorie de surse perturbatoare intră și manevrele greșite efectuate în astfel de rețele.

[anonimizat]i.

În cazul unui transformator coaxial, de exemplu, câmpurile magnetice ale înfășurărilor primară și secundară se compensează în mare măsură, principala sursă perturbatoare fiind solenația de mers în gol, unde I0 este curentul de mers în gol, iar W1 – numărul de spire din primar.

Motoarele electrice de curent continuu și alternativ (50Hz, 400Hz, 1000Hz) sunt surse importante de PEM, atât datorită numărului lor, cât și a puterii consumate.

În cazul motoarelor de c.c. se pot semnala atât perturbații prin conducție, datorită contactelor alunecătoare, cât și prin radiație, datorită scânteilor la colector.

Motoarele de curent alternativ, deși nu dispun de colectoare ca cele de c.c. , sunt mai perturbatoare decât acestea din urmă datorită curenților de magnetizare; fenomenul perturbator manifestându-se în special ca regim deformant, respectiv prin circulația armonicilor de curent.

Cablurile și conductoarele produc perturbații electromagnetice în special prin câmp magnetic, sub forma cuplajelor inductive parazite, la joasă frecvență; de asemenea produc perturbații prin câmp de radiații, la frecvențe ridicate.

Dispozitivele electronicii de putere/mutatoarele (dioda de putere, tranzistorul de putere, tiristorul, triacul), utilizate în instalații de redresare, de conversie sau de reglaj, reprezintă surse importante de PEM în rețele, datorită fenomenului de comutație care stă la baza funcționării acestora.

Astfel, armonicele de comutație pot influența buna funcționare a emițătoarelor radio de joasă frecvență, lucrând pe unde lungi.

Spectrul perturbator creat de un convertizor cu mutatoare, utilizat în sistemele de transport, este prezentat în figura 4.1.

Condensatoarele electrice industriale sunt surse de câmp electric perturbator (apropiat / prin inducție), constituind cauze ale cuplajelor electrice perturbatoare (parazite) la joasă frecvență.

Elementele neliniare de circuit sunt surse sau amplificatoare de perturbații, fiind constituite în principal din:

transformatoare și bobine cu miez de fier;

condensatoare industriale (cu pierderi);

cuptoare cu arc electric și echipamente de sudură electrică;

dispozitive ale electronicii de putere (mutatoare);

mașini electrice rotative;

lămpi de iluminat fluorescente.

Aceste echipamente și dispozitive sunt importante surse de regim deformant.

Arcurile electrice, produse de instalații, generează atât perturbații prin conducție, în rețelele de alimentare, sub forma oscilațiilor de tensiune (regimul lor de funcționare fiind cel de scurtcircuit), cât și perturbații prin radiații, de frecvențe ridicate.

Cuptoarele de inducție produc perturbații în general cu frecvențe sub 1MHz.

Legăturile de punere la pământ ale instalațiilor, cu rol de protecție, pot deveni, în același timp, importante surse de perturbații pentru echipamentele electronice. Astfel, un sol puternic poluat cu curenți de scurgere din instalațiile electrice poate aduce, prin aceste legături, semnalele parazite pe masele electronice, cu efecte negative asupra potențialelor acestora (potențiale flotante) și, în final, asupra funcționării întregului echipament.

Descărcările electrice naturale (God Made Noise) (fulgerele – descărcări electrice între nori – și trăsnetele – descărcări electrice între nori și pământ) au efecte perturbatoare intense asupra echipamentelor și instalațiilor electronice, atât prin inducție și radiație, cât și prin conducție, atunci când se produc în apropierea acestora.

Corpul omenesc poate deveni, la rândul său, o puternică sursă perturbatoare pentru componentele electronice sensibile (cum sunt circuitele integrate), datorită încărcării electrostatice. Prin atingerea contactelor metalice ale acestor componente, se produce descărcarea electrostatică, fenomen care poate avea efecte nocive, constând în comutarea greșită, defectarea sau distrugerea componentelor / modulelor respective.

Sistemele de aprindere prin scânteie constituie de asemenea importante surse de perturbații, semnalele parazite produse putând atinge frecvențe deosebit de ridicate; motiv pentru care se iau măsuri speciale de ecranare a conductoarelor de distribuție din componența acestor sisteme.

Aparatura electrocasnică își aduce și ea o contribuție importantă la îmbogățirea spectrului perturbator. De pildă armonica a 5 – a câmpului produs de un cuptor cu microunde (lucrând la 2,45 GHz) poate intra ușor peste gama de frecvențe a recepției prin satelit (12-12,5 GHz).

Calculatoarele electronice, perifericele acestora, rețelele de calculatoare, care au proliferat fără precedent în ultimii ani, în toate domeniile de activitate, au adus în actualitate o problemă de maximă importanță: protecția la perturbații electromagnetice din mediul înconjurător, împreună cu reversul său – cerința de a nu perturba în exploatare alte echipamente electronice.

Aceste echipamente produc frecvent perturbații de frecvențe ridicate (zeci, sute de MHz), cu intensități de câmp ajungând la 2-3 V/m, atât prin conducție cât și prin câmpuri de radiații.

De exemplu armonicile oscilatoarelor cu cuarț din componența unor periferice, care lucrează în gama de frecvență 1-20 MHz, pot ajunge la sute de MHz (fig. 4.2.)

De asemenea sursele de alimentare în comutație ale calculatoarelor electronice, realizate cu tranzistoare de putere (choppere), constituie factori perturbatori importanți pentru rețelele electrice de alimentare, putând transmite în aceste rețele armonici parazite de frecvențe ridicate.

Liniile electrice de înaltă și medie tensiune constituie surse de perturbații intense pentru sistemele electronice aflate în apropiere, îndeosebi prin câmpurile magnetice deosebit de intense pe care le produc, dar și prin străpungeri, conturnări și efecte de descărcare în coroană; în acest caz, gama de frecvență a perturbațiilor emise putând ajunge la câțiva MHz (fig. 4.3.).

Mai mult, prin câmpul magnetic liniile electrice și cablurile de înaltă, medie și joasă tensiune pot produce efecte biologice nocive asupra organismului uman.

O creștere importantă a numărului factorilor perturbatori au adus-o aparatele de radio-comunicații mobile (Talkie-Walkie), atât prin gama de frecvență, cât și prin nivelul câmpului perturbator (fig. 4.4.).

Regimurile tranzitorii ale instalațiilor și echipamentelor electrice cum sunt: aprinderea/stingerea lămpilor electrice cu descărcări în gaze, conectarea/deconectarea transformatoarelor și mașinilor electrice rotative, comutația în circuitele cu mutatoare (dispozitive semiconductoare comandate), comutația motoarelor electrice cu colector, conectarea/ deconectarea rețelelor electrice ș.a., reprezentând, în esență, sarcini inductive și capacitive, constituie cauzele cele mai frecvente ale interferenței, putând produce declanșarea sau bascularea nedorită a circuitelor electronice, scoaterea acestora sau a unor module întregi din funcțiune.

Instalațiile de emisie radio, radar reprezintă, în același timp, surse de semnale perturbatoare pentru echipamentele și sistemele electronice, prin câmpurile de radiații emise în spațiul înconjurător, acoperind practic întreaga gamă de frecvențe radio (spectrul radio : 3kHz-300GHz).

Dispozitivele electronice care funcționează în regim de comutație(de exemplu sursele în comutație ale calculatoarelor).

Descărcările electrostatice ale instalațiilor electrice izolate față de pământ reprezintă surse de perturbații periculoase, îndeosebi pentru componentele sensibile ale echipamentelor electronice, gama de frecvență a semnalelor parazite putând ajunge până la câțiva GHz.

Exploziile nucleare la suprafața solului și în atmosferă constituie surse capabile să producă perturbații deosebit de intense pe o gamă largă de frecvență, putând conduce la defectarea sau distrugerea sistemelor și instalațiilor electronice aflate la distanțe de zeci și sute de km de epicentru.

Tabelul 4.2. Parametri caracteristici unor surse de radiații

În tabelul 4.2. se prezintă, ca exemplu, parametrii caracteristici câmpurilor de radiații perturbatoare în cazul unor surse de perturbații cum sunt: emițătoarele radio, trăsnetele, exploziile nucleare la mare înălțime, supratensiunile și comutațiile (de regim tranzitoriu) din instalațiile și rețelele energetice.

Mediile electromagnetice perturbatoare sunt clasificate, la rândul lor, în funcție de nivelul perturbațiilor.

Astfel standardul IEC 65-4 ierarhizează mediile perturbatoare în mai multe clase:

Clasa1 – nivel foarte redus al perturbațiilor

Exemple:

perturbațiile din rețeaua de alimentare datorită comutărilor (pornirile/opririle) unor aparate;

surse de alimentare cu filtre de rețea;

cabluri ecranate pentru liniile de transmisie;

utilizarea becurilor cu incandescență pentru iluminat;

stațiile de emisie (de radiofrecvență)se află la peste 1km de zona respectivă.

Clasa 2 – nivel redus al perturbațiilor

Exemple :

supratensiune în rețeaua de alimentare;

transmisiuni prin cabluri neecranate;

surse fără filtre de rețea;

comunicații prin radiotelefoane mobile în zonă.

Clasa 3 – nivel de perturbare industrial

Exemple :

nu există separări antiperturbative între circuitele de curenți tari și cele de curenți slabi(comandă);

există sisteme de pământare pentru echipamente și instalații de forță;

există perturbații prin câmp apropiat produse de comutarea și funcționarea motoarelor, transformatoarelor, sarcinilor inductive;

există perturbații prin radiație (max. 150-200Hz) de la comutația dispozitivelor electronice de putere;

există sisteme de emisie de mare putere în vecinătate.

Clasa 4 – nivel înalt de perturbare electromagnetică

Exemple:

medii cu instalații de înaltă tensiune;

laboratoare de încercări;

nave militare (de exemplu puntea etalon).

Clasa X – nivel extrem de perturbat, pentru care nu există norme.

Cuplajul galvanic

Cuplajul galvanic apare atunci când o impedanță este comună pentru două sau mai multe circuite. Există două tipuri de cuplaj galvanic:

cuplaj galvanic între circuite de alimentare, de exemplu consumatori (receptoare) alimentați de la aceeași rețea, figura 4.5, unde reprezintă impedanța de cuplaj;

cuplaj galvanic datorat legării la pământ, numit și cuplaj prin bucla de pământare, figura 4.6.

Cuplajul galvanic între circuitele de alimentare

Dacă două sau mai multe circuite au o impedanță comună, de exemplu un conductor de referință comun, atunci curentul fiecărui circuit provoacă pe impedanța comună Zk o cădere de tensiune care reprezintă, pentru celălalt circuit, o tensiune perturbatoare de mod normal, figura 4.7.a.

Impedanța comună este sinonimă cu impedanța de cuplaj sau impedanța de transfer. Aceasta exprimă dependența dintre un curent imprimat și căderea de tensiune provocată de el într-o impedanță, care la rândul său poate fi interpretată ca o sursă de tensiune pentru un alt circuit.

Decuplarea celor două circuite se poate realiza prin măsura arătată în figura 4.7.b. Ambele circuite sunt cuplate ca și înainte cuplate galvanic, dar nu mai există o impedanță de cuplaj.

Căderea de tensiune produsă se calculează în domeniul timp respectiv frecvență cu:

Măsuri antiperturbative:

reducerea impedanței conductoarelor liniilor de alimentare prin micșorarea lungimii, torsadare, circuite imprimate dublu sau multistrat;

folosirea unei surse de alimentare cu tensiune mai mare și introducerea unui regulator de tensiune pentru fiecare consumator (C);

echiparea unităților funcționale cu “condensatoare de decuplare” pe intrarea de alimentare, dimensionate corespunzător pentru ca, în timpul fenomenelor de comutație, să poată furniza, pentru scurtă durată, curenți mari la variații mici de tensiune;

liniile de alimentare separate până la sursa de alimentare, pentru fiecare consumator;

folosirea de surse de alimentare separate pentru unitățile funcționale care consumă puteri foarte diferite.

Ceea ce s-a arătat până aici, prin exemple, pentru unități funcționale complete, este valabil și în cadrul fiecărei plăci de cablaj imprimat, adică folosirea unui traseu de semnal și unul pentru legare la masă.

Cuplajul galvanic datorat legării la pământ

Pentru a urmări modul de formare al acestui cuplaj este necesar să se definească noțiunile:

tensiune electromotoare echivalentă între două prize de pământ;

impedanță de cuplaj a cablului coaxial.

Tensiunea electromotoare echivalentă între două prize de pământ. În figura 2.8 se arată că, dacă între prizele de pământ P1 și P2 există distanța d se măsoară, cu ajutorul unui voltmetru o tensiune de 0,1V…2,5V între cele două prize.

Diferența de potențial între cele două prize de pământ se atribuie curenților din pământ, prin a căror circulație apare .

Impedanța de cuplaj a cablului coaxial. În multe cazuri conexiunea între un senzor și aparatul de măsurat se realizează prin intermediul unui cablu coaxial (figura 4.9) cu impedanța caracteristică de ordinul 50…75. Cablul coaxial constituie conexiunea optimă deoarece inductivitatea specifică (H/m) este sensibil mai mică decât a unei linii cu două conductoare.

Impedanța de transfer a cablului este dată de relația:

Din punct de vedere teoretic ar trebui ca această impedanță de cuplaj să fie nulă, deoarece inducția magnetică în interiorul unui tub cilindric, parcurs în lung de curent electric, este nulă. Faptul că tensiunea captată U() nu este nulă se datorează execuției imperfecte a tubului cilindric, în speță a cablului coaxial, a cărui secțiune nu este perfect circulară, iar conductorul central nu este așezat centrat.

În cazul plăcuțelor imprimate montate în interiorul unui bloc electronic sau în blocuri diferite, figura 4.10., avem de a face cu o buclă de pământare închisă la ambele capete prin capacități parazite.

Masa schemei, este legată la pământul de protecție într-un singur punct din carcasa aparatului în care funcționează schema, dar pentru frecvențe înalte această legătură este ca și inexistentă datorită efectului inductivităților parazite. Aceste considerații sunt valabile numai în anumite considerații, în cazuri concrete trebuie să se considere următoarele:

pentru L=1/Cp circuitul oscilant serie format inductivitatea L a buclei de pământare și capacitatea parazită Cp, ajunge la rezonanță și în funcție de amortizare, apar curenți mari;

pentru linii de semnal lungi și frecvențe înalte trebuie să se țină cont de impedanțele liniei de ducere și de întoarcere care sunt în serie cu impedanța sursei și a receptorului;

pentru frecvențe la care lungimea de undă este de același ordin de mărime cu lungimea cablului de semnal sau mai mică, nu mai poate fi aplicat calculul cu mărimi complexe în curent alternativ, ci trebuie aplicată teoria liniilor electrice lungi;

pentru liniile de semnal coaxiale și la frecvențe mari, datorită efectului pelicular, curentul perturbator circulă numai la suprafața exterioară a ecranului pelicular.

Măsuri antiperturbative: pentru neutralizarea cuplajului rezultat este necesară izolarea aparatului de măsurat. Curentul datorat tensiunii Ucm este limitat de capacitatea parazită Cp.

Cuplajul inductiv

Cuplajul inductiv respectiv magnetic apare între două sau mai multe bucle conductoare parcurse de curenți. Fluxurile magnetice produse de curenți intersectează și alte bucle conductoare în care induc tensiuni perturbatoare. Efectul inductor al fluxurilor se modelează într-o schemă echivalentă fie printr-o inductivitate mutuală (figura 4.11.a), fie printr-o sursă de tensiune (figura 4.11.b).

Pentru figura 4.11.b) se presupune că numai sistemul 1 perturbă sistemul 2, nu și invers. Cu alte cuvinte, nivelul curentului în sistemul 1 este de câteva ori mai mare decât nivelul curentului din sistemul 2.

Tensiune indusă se calculează cu:

respectiv în domeniul timp:

Inductivitatea mutuală dintre cele două sisteme M12 se obține cu relația:

unde 12 este partea din fluxul magnetic înlănțuit cu curentul I1() care parcurge sistemul 2 și se poate calcula cu formula:

În practică, este foarte important cunoașterea fenomenului, cuplajul magnetic putând exista chiar daca bucla din sistemul 2 nu este închisă galvanic, ci numai printr-o capacitate parazită.

Rezultă că tensiunea perturbatoare este proporțională cu frecvența, viteza de variație a curentului în sistemul 1 și inductivitatea mutuală dintre cele două sisteme, aceste considerații ducându-ne la următoarele măsuri antiperturbative și anume:

micșorarea inductivității mutuale prin porțiuni paralele ale conductoarelor cât mai scurte posibil;

mărirea distanței dintre bucle;

dispunerea perpendiculară a buclelor;

torsadarea conductoarelor în sistemul 2;

ecranarea sistemului 2 (a victimei);

șuntul coaxial, pentru măsurarea curenților cu variații rapide.

Neutralizarea cuplajului magnetic, în cazul șuntului coaxial, constă în aceea că tensiunea de măsurare (proporțională cu curentul măsurat) se extrage cu conductoare într-un volum lipsit de inducție magnetică. Un astfel de șunt este prezentat în secțiune, în figura 4.12.

Cuplajul capacitiv

Cuplajul capacitiv sau electric se datorează existenței capacităților parazite . Ca urmare a diferenței de potențial, se produce, între conductoare, un câmp electric care este modelat în schema echivalentă printr-o capacitate parazită. În figura 4.13.a) este arătat un astfel de cuplaj.

R2 și C2 simulează parametrii sistemului 2 (victima), iar C12 este capacitatea parazită dintre cele două sisteme. Schema echivalentă are în vedere faptul că numai sistemul 1 perturbă sistemul 2 și nu invers. Se folosesc următoarele notații:

Se pot considera următoarele cazuri:

rezistența echivalentă perdinanței este foarte mare, adică R2 și în acest rezultă relația pentru divizorul de tensiune capacitiv;

capacitatea C2 este foarte mică, adică C2 0 și în acest caz tensiunea conductorului 2 rezultă:

Pentru neutralizarea interferenței se recomandă următoarele soluții:

ecranarea conductorului 2, ecran legat la pământ, astfel dispărând condensatorul C2;

în înaltă tensiune, interferența datorată capacităților parazite este neutralizată prin formarea unui divizor de tensiune capacitiv cu capacități mult superioare (două ordine de mărime) față de capacitățile parazite.

Cuplajul prin radiație electromagnetică

Pentru cuplajul inductiv și capacitiv s-a considerat câmpul magnetic ca fiind independent de cel electric. În cazul radiației electromagnetice este necesar a se considera dependența între cele două mărimi vectoriale prin ecuațiile lui Maxwell:

cunoscute ca ecuațiile inițiale, folosite la stabilirea mărimilor E și H în spațiul în care radiază un dipol. Efectul radiației electromagnetice asupra unei linii electrice va fi analizat, în cele ce urmează, fără a mai considera reacția liniei asupra câmpurilor E și H.

La mare distanță de dipolul considerat, care emite radiația electromagnetică, vectorii E și H sunt în fază, decalați în spațiu cu /2 și se deplasează cu viteza . În figura 4.14 se consideră o linie formată din două conductoare 1 și 2 (al doilea conductor este pământul) între care există distanța h. Din această linie se consideră un segment de lungime dx, orientat după coordonata x.

Pentru bucla a, b, c, d, a, teorema a doua a lui Kirchhoff, are forma:

sau

unde L0 este inductivitatea pe unitatea de lungime a liniei.

Teorema întâi a lui Kirchhoff în nodul c se scrie astfel:

unde C0 este capacitatea pe unitatea de lungime a liniei.

Curentul idm este datorat existenței câmpului electric Ez și modifică curentul de deplasare în condensatorul C0dx, datorat existenței tensiunii u(x+dx).

Schema echivalentă a liniei arată ca în figura 4.15:

Din relația 4.15 se obține:

Partea stângă reprezintă efectul, iar partea dreaptă cauza, adică excitațiile de câmp electromagnetic legate între ele cu ajutorul relației.

Tipuri de cuplaj la circuitele imprimate

În cazul circuitelor imprimate cuplajul predominant este cuplajul galvanic, dar în cele mai multe cazuri circuitele imprimate sunt destinate funcționării la frecvențe mari (10MHz10GHz), situație în care nu se pot neglija cuplajele între trasee (linii, piste). Astfel figura 4.16., reprezintă un segment dintr-un circuit imprimat format din liniile 1, 2, izolația 3 și masa 4. Sursa cu tensiunea electromotoare E1 și impedanța internă Zs1 alimentează linia 1, cu impedanța proprie ZL1 și cu impedanța de sarcina Zr1. Sursa cu tensiunea electromotoare E2 și impedanța internă Zs2 alimentează linia 2, cu impedanța proprie ZL2 și cu impedanța de sarcina Zr2.

Schema electrică echivalentă privind modul de inter-influențare între cele două trasee este dată în figura 4.17, în care se disting următoarele tipuri de cuplaje:

cuplajul galvanic prin impedanța Zm datorată închiderii circuitelor prin masa comună;

cuplajul inductiv prin inductivitatea mutuală M, între două linii;

cuplajul capacitiv direct prin capacitatea C12, între cele două trasee;

cuplajul capacitiv indirect prin capacitățile C1m și C2m față de masa comună traseelor.

Măsurile tehnice recomandabile pentru neutralizarea interferenței între cele două trasee sunt:

creșterea distanței d între cele două trasee. În acest mod se diminuează capacitatea C12, impedanța comună Zm și inductanța mutuală M;

scurtarea cât se poate de mult a lungimii L a traseelor conductoare în vederea diminuării capacităților C12, C1m, C2m;

creșterea grosimii g în vederea diminuării capacităților C1m, C2m;

folosirea pe cât posibil a unui traseu de întoarcere cât mai apropiat de traseul de ducere. În acest mod se elimină în mare măsură cuplajul inductiv, cu efect nesemnificativ asupra cuplajului capacitiv. De asemenea, în acest mod, tensiunea indusă de un câmp magnetic variabil extern, în bucla formată de sursă-linie-receptor-masă, este minimă.

4.2. Perturbații prin câmp apropiat și câmp îndepărtat

Cuplaje perturbatoare prin câmpuri apropiate (de inducție)

O altă categorie de cuplaje electromagnetice perturbatoare sunt cele prin câmp, caz în care legătura electrică prin conducție/galvanică între perturbator și perturbat este inexistentă.

În funcție de modul în care este îndeplinită condiția mai mare sau mai mic decât 1, cuplajele prin câmp se împart în:

cuplaje prin câmp apropiat sau câmp de inducție – când , respectiv ;

cuplaje prin câmp îndepărtat sau câmp de radiații – când , respectiv,

unde r reprezintă distanța dintre perturbator și perturbat (susceptor/victimă), iar λ – lungimea de undă a câmpului perturbator .

La rândul lor, cuplajele prin câmp apropiat, numite și cuplaje prin inducție, se împart în:

cuplaje inductive;

cuplaje capacitive.

David Morgan împarte câmpul apropiat în:

– câmp apropiat propriu-zis (reactiv), care înconjoară antena la distanța , numit reactive near-field;

– câmp apropiat radiant (Fresnel), care înconjoară antena la distanța , pentru , numit radiating near-field.

În cele două relații, D reprezintă dimensiunea maximă a deschiderii antenei.

În zona distanței predomină câmpul apropiat reactiv, iar în cea a distanței – câmpul apropiat radiant.

Impedanțele câmpului electric apropiat, , și a câmpului magnetic apropiat, , sunt calculate cu relațiile:

, unde reprezintă distanța față de sursă, în multipli de .

Cuplaje perturbatoare prin câmpuri îndepărtate (de radiații)

Condiția de realizare a unui cuplaj prin câmp îndepărtat este, așa după cum s-a arătat în cap. 2.4, r>> λ /2π, unde r este distanța dintre perturbator și perturbat, iar λ – lungimea de undă a câmpului perturbator. Caracteristic în acest caz este fenomenul de propagare a câmpului sub formă de unde (plane).

În cele ce urmează se vor analiza, pe rând, radiatorul de tip dipol electric și cel de tip dipol magnetic, punând în evidență componentele câmpului electromagnetic în zona îndepărtată (în realitate, cele două tipuri de radiatoare pun în evidență componentele câmpului atât în zona apropiată, cât și în cea îndepărtată).

Limita dintre câmpul apropiat și câmpul depărtat

Înțelegerea originii invers liniare, pătratice sau cubice a intensității câmpului de distanță se poate obține prin luarea în considerare a dipolului elementar , care are lungimea h și este excitat de un curent uniform sinusoidal de forma:

Soluția ecuației lui Maxwell pentru acest element de antenă duce la componentele pentru câmpurile magnetic și electric prezentate în relațiile (4.18), (4.19), (4.20).

Ecuația (4.19) pentru câmpul electric radial r are numai doi termeni în 1/r2 și 1/r3. Aceasta înseamnă că Er scade rapid cu distanța de la elementul oscilant și, deci, este important numai aproape de acesta. Termenul 1/r3 poate fi identificat cu câmpul calculat pentru un dipol electromagnetic.

Ecuația (4.18) pentru câmpul electromagnetic azimutal prezintă o dependență de 1/r și 1/r2. În apropierea elementului de curent, termenul 1/r2 domină și acesta este în fază cu curentul de excitație I. Acesta poate fi identificat ca inducție magnetică obișnuită obținută din legea lui Ampere.

Ecuația (4.20) pentru câmpul E al axei de elevație conține termeni în 1/r, 1/r2 și 1/r3. Termenii cu ordinul cel mai mare domină în apropierea sursei și sunt identificați drept câmpuri de inducție ale dipolului, cu termenul 1/r fiind câmpul de radiație care estre dominant la distanțe mari de sursă.

Aceste ecuații arată ca în apropierea sursei caracteristicile câmpului sunt diferite față de cale pentru câmpul dintr-o poziție depărtată față de elementul radiant. Componentele câmpului de radiație E și H sunt în fază ortogonale în spațiu și raportul dintre E și H reprezintă impedanța de undă în spațiul liber Z0.

Regiune în are domină termenii cu ordine mai mari este cunoscută drept câmp apropiat și cea în care domină termenii 1/r este denumit câmp depărtat. Examinarea ecuațiilor (4.18) la (4.20) va arăta că termenii 1/r2 sunt de aceeași mărime ca termenii 1/r la distanța /2 și, uneori, aceasta este denumită limita/granița dintre câmpul apropiat și cel depărtat. O analiză mai cuprinzătoare a trecerii de la câmpul apropiat la cel depărtat este prezentată de Yaghjian și acesta clasifică distanțele limitelor după cum se arată în fig.2.18.

Soluția pentru componentele de câmp pentru dipolul scurt:

unde: Er – câmpul electric radial;

E – câmp electric de elevație;

H – câmp magnetic azimutal;

r – distanța de la elementul de curent;

I0 – curentul în element;

h – lungimea elementului;

Z0 – impedanța mediului înconjurător;

– permitivitatea mediului înconjurător;

– permeabilitatea mediului înconjurător;

– constanta de propagare a mediului;

– pulsația curentului I.

Pentru a ajuta la clarificarea ecuațiilor (4.18), (4.19) și (4.20) se observă următoarele relații:

unde f este frecvența în Hz,

unde: – lungimea de undă;

c – viteza de propagare a undei electromagnetice;

Balanis afirmă că regiunea reactivă a câmpului apropiat este definită ca regiune a câmpului din imediata apropiere a antenei, în care domină câmpul reactiv și se consideră că există de la o distanță:

El definește regiunea radiantă a câmpului apropiat (Fresnel) ca regiunea dintre câmpul reactiv apropiat și câmpul radiant depărtat, în care domină câmpurile de radiație și unde distribuția câmpului unghiular este dependentă de distanța de la antenă. Limita interioară este considerată ca cea din ecuația (4.27) și limita exterioară este la:

Pentru D>>. Regiunea câmpului depărtat poate fi definită ca acea regiune a câmpului unei antene, unde distribuția câmpului unghiular este, în esență, independentă de distanța de la antenă. Dincolo de limita câmpului depărtat definită de ecuația (4.28), distribuția unghiulară nu este total independentă de distanță, dar diferențele sunt semnificative numai la unghiuri care corespund primului punct zero(nul) din figură. În figura 4.19. sunt descrise diagramele la diferite distanțe de la o antenă parabolică.

Cunoașterea limitei câmp apropiat-câmp depărtat pentru antenele folosite în măsurătorile C.E.M. este foarte importantă. Măsurători la nivel “cutie” sau “subsistem” sunt efectuate în apropierea echipamentului testat.

Figura 4.20. prezintă un grafic al distanței în metri a limitei câmp apropiat-câmp depărtat, în funcție de frecvență, pe baza regulii simple /2. Pentru domeniul predominant militar, măsurătorile emisiei radiate și susceptibilității la 1 m față de echipament este valabilă numai până la o frecvență de 50 MHz.

Diagramele calculate ale radiației antenei paraboloide pentru diferite distanțe de la antenă.

Formula /2 dă valori pentru limita câmpului depărtat de numai câțiva cm la frecvențe de peste 1GHz. Toate măsurătorile de microunde pot fi efectuate automat în câmpul depărtat cu o distanță de testare de numai 1m. În practică nu este cazul pentru că antenele folosite în regim de microunde sunt, de regulă cu apertură mare, cu posibilitatea utilizării reflectorilor parabolici. Pentru astfel de antene, limita câmp apropiat-câmp depărtat se definește prin:

De obicei, adițional nu este luat în calcul, dar este inclus aici pentru a acoperi situația în care dimensiunea maximă a aperturii D din fig.4.16. este mai mică decât o lungime de undă. Distanța Rayleigh până la câmpul depărtat ar trebui să se măsoare corespunzător de la limita exterioară a câmpurilor reactive din jurul antenei.

Folosind ecuația (4.28) pentru exemplul unei antene “farfurie” cu diametrul de 50cm care lucrează la 10 GHz, câmpul depărtat este la 17m de farfurie și, astfel, toate măsurătorile CEM obișnuite la această frecvență vor fi foarte mult în câmpul depărtat, rezultând rezultate care vor fi cel puțin dificil de interpretat și nesigure.

CAPITOLUL V

METODE ȘI SOLUȚII DE ATENUARE A PERTURBAȚIILOR

ELECTROMAGNETICE PE NAVĂ

5.1. Ecranarea antiperturbativă

Ecranarea reprezintă una din căile principale de asigurare a Compatibilității ElectroMagnetice (CEM) în cazul echipamentelor și aparatelor electronice.

Efectul de ecran constă în inducerea de sarcini electrice sau de curenți electrici (de către câmpurile electromagnetice produse de surse externe sau interne ecranelor metalice), al căror câmp se opune câmpului inductor, atenuându-l pe acesta într-o măsură oarecare.

Ecranarea se poate realiza: la sursă, la receptor, mixt.

Problemele esențiale ale ecranării sunt:

I. modul de calcul, realizare și evaluare a calității ecranului;

II. modul în care se leagă ecranul la circuit, inclusiv la circuitul de masă.

Metode de calcul ale ecranării

A) Metoda rezolvării ecuației lui Helmholtz prin separarea variabilelor

Această metodă este aplicabilă geometriilor separabile. Există unsprezece sisteme de coordonate triortogonale în care ecuația lui Helmholtz este separabilă (geometrii Wiener – Hopf): cartezian, cilindric circular, sferic, cilindric eliptic, elipsoidal etc.

Metoda este complicată dar precisă și are avantajul că oferă concluzii generale asupra ecranării.

În cadrul acestei metode, funcționarea ecranului se poate explica astfel: câmpul incident (componenta câmp magnetic , de exemplu) induce în ecran curenți turbionari care, la rândul lor, produc un câmp , numit și câmp de reacție (), de sens opus câmpului perturbator (fig.5.1).

În spațiul protejat câmpul este diminuat ().

B) Metoda impedanțelor.

Se bazează pe analogia dintre propagarea unei unde plane în spațiu și a undelor de tensiune și curent într-o linie de transmisie. Metoda este riguroasă numai în cazul unui ecran tip foaie plană conductoare de dimensiuni infinite. Totuși ea permite obținerea unor rezultate practice bune și chiar generalizarea problemei ecranării, fără a se lua în calcul geometria ecranului (fig.5.2).

C) Metodele integrale.

Servesc pentru calculul unor ecrane de forme diferite și presupun rezolvarea ecuațiilor integrale ale câmpului. Aceste metode prezintă dificultăți tehnice mari și de aceea sunt puțin utilizate în practică.

Notă. Atât în cadrul metodei separării variabilelor, cât și a metodelor integrale, se utilizează frecvent metodele numerice de calcul (metoda diferențelor finite, metoda elementului finit).

Caracterizarea efectului de ecranare

Se notează cu:

– câmpul în absența ecranului sau câmpul incident la ecran, la mare distanță de acesta;

– câmpul din spațiul protejat de ecran.

Se definește efectul ecranului prin reducerea câmpului magnetic și/sau electric și se notează cu ajutorul mărimii complexe adimensionale, numită “factor de ecranare” F (sau Q):

Obs.1: F este o mărime complexă din cauza defazajului care apare între Hi și He la trecerea prin ecran a câmpului (considerat cu variație armonică).

Obs.2: În cazul undei plane, raportul E/H este constant și egal cu Z0 (în câmp îndepărtat), astfel încât factorul de ecranare se poate calcula și cu relația:

datorită proporționalității mărimilor câmp electric – câmp magnetic.

În cazul câmpului apropiat, efectele de ecranare pentru câmpul electric și magnetic sunt diferite și se calculează separat. În practică, efectul ecranului se apreciază în [dB] cu ajutorul mărimii numite “atenuarea ecranului”- a:

Obs: În cazul metodei impedanțelor, pentru atenuare se va folosi adeseori notația “S” în locul lui “a” (shielding, în limba engleză). Utilizarea atenuării în [dB] permite ca atenuările produse de diferite ecrane să fie sumate:

unde:

S[dB] – atenuarea totală a câmpului electric și/sau magnetic prin metoda impedanțelor;

A[dB] – atenuarea câmpului electric și/sau magnetic datorită absorbției (pierderile prin absorbție);

R[dB] – atenuarea câmpului electric și/sau magnetic datorită reflexiei (pierderile prin reflexie);

B[dB] – factor de corecție datorită reflexiilor multiple în cazul ecranelor subțiri.

Se pun în evidență cele trei mecanisme ale ecranării: absorbția, reflexia și reflexiile multiple.

Mărimile F, Q, respectiv a, S depind de:

frecvență;

geometria ecranului;

materialul ecranului;

locul unde este măsurat câmpul;

tipul de câmp ce trebuie atenuat;

direcția de incidență a câmpului;

polarizarea câmpului.

Ecuațiile de propagare a câmpului electromagnetic

Fie un mediu izotrop, omogen ca structură fizică, imobil, nepolarizat, fără proprietăți ereditare, liniar și fără sarcini electrice. Ecuațiile lui Maxwell au forma:

Fie o variație armonică a câmpului electromagnetic:

În continuare se va subînțelege că mărimile respective sunt și fazori (în complex), astfel că vom renunța la sublinieri.

Ecuațiile (5.8) devin în complex:

Relațiile (5.9) sunt valabile atât în spațiul lipsit de sarcini cât și în metale, cum este cazul ecranării. Ca urmare, aplicând operatorul rotor relației (1.13) și ținând cont că:

Ecuațiile (5.15) reprezintă ecuațiile de propagare a câmpului în complex, funcție de frecvență, într-un mediu , , . Se notează cu constanta de propagare:

se poate separa într-o parte reală și una imaginară:

unde:

– constanta de atenuare;

, (0, k0) – constanta de fază (numărul de undă).

Ca urmare, ecuația de propagare, numită și ecuația lui Helmholtz, devine:

Rezolvarea problemelor de ecranare constă în rezolvarea ecuației vectoriale a lui Helmholtz în exteriorul, interiorul și peretele ecranului, în condițiile limită date, și în determinarea factorului de ecranare și a atenuării în aceste condiții.

Obs: Ecuația are o infinitate de soluții și apar dificultăți la determinarea constantelor de integrare. În aceste condiții, numai un mic număr de probleme poate fi rezolvat analitic, prin separarea variabilelor, cu ajutorul unor condiții la limită adecvate. Pentru ușurarea rezolvării se recurge la metode numerice.

Deoarece 0 = 1/36109 F/m, 0 = 410-7 H/m, iar în metale = 105108 S/m, la toate frecvențele de interes se poate aproxima în peretele ecranului:

ceea ce înseamnă că în metale (materiale bune conducătoare) se poate neglija curentul de deplasare în raport cu cel de conducție. Ca urmare, se poate aproxima:

La creșterea frecvenței, datorită efectului pelicular, repartiția densității de curent în conductor nu mai este uniformă. Distanța în interiorul conductorului la care câmpul aplicat la suprafață scade de “e” ori (e=2,71… este baza logaritmilor naturali), se numește adâncime de pătrundere și se notează cu :

rezultă:

În mediu dielectric (aer) = 0 (mediu fără pierderi):

Notând (k0 – număr de undă), ecuațiile undelor devin în spațiul liber:

Obs: Dacă se neglijează în mediul dielectric și curentul de deplasare, rezultă = 0. Această aproximație se face la frecvențe joase (f 30 MHz, 10 m ), respectiv în regim cvasistaționar (regim lipsit de propagare). Ecuațiile devin: ; .

În regim nestaționar (înaltă frecvență) nu se mai poate neglija curentul de deplasare și va fi dată de relația (5.23).

Notă: La obținerea ecuațiilor undelor s-a presupus, în mod implicit, că sursa de câmp electromagnetic este amplasată la infinit. În cazul undelor plane omogene (uniforme) – unde produse teoretic de surse infinite – planele de fază constante sunt și plane de amplitudine constantă. Sursele de câmp au însă dimensiuni finite. Totuși, la distanță mare de sursă, o mică porțiune a frontului de undă poate fi considerată plană. Astfel de unde pot exista numai în medii infinite și omogene, fiind produse de surse plasate la infinit. Undele plane uniforme sunt un caz particular de unde plane, fiind unde de tip TEM.

Ecranarea câmpurilor statice

Ecranarea câmpurilor electrostatice

La introducerea unei sfere goale conductoare într-un câmp electrostatic, asupra sarcinilor electrice libere din materialul ecranului acționează forța electrostatică F = qE care provoacă o redistribuire a acestora. Redistribuirea se încheie când componenta tangențială a lui F la suprafața ecranului devine nulă, liniile de câmp electric devenind normale la suprafață.

Datorită anulării componentei , nu mai există nici un motiv de deplasare a sarcinilor electrice la suprafața ecranului.

Câmpul sarcinilor redistribuite și câmpul exterior perturbator se anulează reciproc în orice punct din interiorul sferei – efect de ecran (electrostatic). Acest efect apare la orice corp conductor gol, indiferent de forma sa. Pentru astfel de ecrane fără îmbinări, atenuarea este:

Obs.1: Acest efect este caracteristic deci ecranelor tip “cușcă Faraday”

Obs.2: Atenuarea aE are valoare finită în cazul unor câmpuri electrice perturbatoare rapid variabile în timp.

Ca urmare:

în interiorul ecranului, “n”= componenta normală (rezultanta dintre Ee și câmpul sarcinilor din ecran);

în exteriorul ecranului, s = densitatea specifică de sarcină De asemenea, conform celor arătate mai înainte:

Notă: Și învelișurile dielectrice posedă un anumit efect de ecranare față de câmpurile electrostatice (pe baza efectului de permitivitate dielectrică). La fel cum un flux magnetic “este condus” printr-un circuit magnetic de permeabilitate ridicată și fluxul electric “este condus” printr-un dielectric de permitivitate ridicată (fig.5.3).

Datorită refracției liniilor de câmp la suprafața de frontieră dintre cele două medii, fluxul electric va trece mai ales prin peretele sferei, în cazul unui raport mare între grosimea peretelui d și diametrul sferei D.

Factorul de ecranare (Kaden) este:

Se obține o atenuare importantă numai pentru rd >> D, deci pentru pereți groși și materiale cu r ridicată. În caz contrar: aE ln1 0.

La suprafața de separație (frontieră) sunt valabile pentru ecranele electrostatice dielectrice relațiile:

Câmpurile magnetostatice

Câmpurile magnetostatice pot fi ecranate prin învelișuri feromagnetice cu r ridicată și pereți groși. În acest caz, fluxul magnetic va circula cu precădere prin pereți, datorită refracției liniilor de câmp la suprafața de separație dintre cele două medii.

Atenuarea este în acest caz (Kaden):

Condițiile de frontieră, în lipsa unei pânze de curent pe suprafața ecranului, sunt:

Ecranarea câmpurilor cvasistaționare

Câmpuri electrice cvasistaționare

Ecranarea se produce ca la câmpurile electrostatice, prin redistribuirea sarcinilor electrice. În practică (datorită variației lente în timp) se poate considera și pentru aceste câmpuri că a = . Sunt valabile aceleași condiții de frontieră ca pentru câmpul electrostatic, respectiv magnetostatic.

Ecranele reale prezintă de obicei îmbinări (la carcase – îmbinările dintre panouri). Dacă pereții nu sunt legați electric unul de altul, aceștia iau potențiale corespunzătoare locului din câmp unde se găsesc, iar ecranul este ineficient.

Este deci necesar ca în cazul ecranelor electrostatice elementele de ecranare să fie legate electric între ele cel puțin într-un punct (fig.5.4).

În aceste condiții rămâne nerezolvată doar problema penetrării capacitive prin interstiții (apare capacitatea interstițiului).

În cazul unor capacități mari ale interstițiilor (etanșări de tip labirint) se pot obține diminuări importante ale perturbațiilor.

La frecvențe mari, interstițiile trebuie adeseori prevăzute cu contacte în scopul asigurării unor căi de curent cât mai scurte pentru curenții rezultați din diferența potențialelor.

Un ecran metalic închis pe toate părțile nu are nevoie de nici o punere la pământ pentru ca în interiorul lui să nu existe câmp (situație teoretică).

Obs: În cazul paravanelor de ecranare metalice, care produc un efect “de umbrire”, se impune existența unei împământări (el este mai degrabă un by-pass galvanic (spre pământ) decât un ecran propriu-zis).

Câmpuri magnetice cvasistaționare

În cazul unui câmp magnetic variabil în timp se induc tensiuni electromotoare în pereții ecranului și datorită conductivității acestuia vor apare curenți induși, al căror câmp se va suprapune (compune) cu câmpul inductor (câmpul indus este un “câmp de reacție”). Ca urmare, în interiorul ecranului se obține un câmp mult mai slab.

Nu este suficient a se realiza câteva legături de echipotențializare, trebuind ca îmbinările să fie șuntate pe toată lungimea lor (fig.1.5).

Evitarea interstițiilor este de asemenea importantă (reduce curenții induși).

Atenuarea crește cu valoarea curenților induși, respectiv cu conductivitatea ecranului. Odată cu creșterea frecvenței, atenuarea tinde spre infinit și utilizarea metalelor neferomagnetice este mai avantajoasă, cu precizarea că aceste materiale nu au efect de ecranare pentru câmpurile magnetostatice (f = 0), care nu induc curenți.

Obs: Dacă însă ecranul este supus și unor câmpuri de radiații (unde electromagnetice), atenuarea devine finită deoarece trebuie luat în calcul și câmpul magnetic al curenților de deplasare.

Condițiile pe frontiera de separație dintre cele două medii (ecran – spațiu liber) sunt date de relațiile:

În cazul unui conductor perfect ( ) și frecvență infinită (f ), factorul de atenuare al ecranului pentru câmpuri tangențiale tinde la infinit:

unde Ht2 = Js este o densitate de curent de suprafață (A/m2) în dielectricul imediat înconjurător ecranului (datorită efectului pelicular al curenților induși);

Ht1 = 0 este câmpul magnetic tangențial materialul ecranului.

Concluzii:

a) În cazul câmpurilor electrice cvasistaționare, efectul de ecranare se poate considera practic total (a ).

b) În cazul câmpurilor magnetice cvasistaționare, practic ecranarea este finită și se calculează de la caz la caz, funcție de: frecvență, grosimea ecranului, conductivitate, permeabilitate, geometria ecranului.

Ecranarea câmpurilor nestaționare (unde electromagnetice)

La creșterea frecvenței, regimul cvasistaționar nu mai este valabil deoarece apar curenții de deplasare al căror câmp magnetic nu mai poate fi neglijat. În acest caz, ecranele se află în câmpurile depărtate ale surselor, în care câmpul electric și cel magnetic sunt cuplate prin impedanța de undă a mediului.

Dacă în câmpurile magnetice alternative cvasistaționare apare numai câmp magnetic de reacție, aici apare și un câmp electric de reacție. Ecranul devine el însuși un emițător de unde electromagnetice după următorul mecanism:

câmpul electric solenoidal al undei incidente produce curenți în pereții ecranului, care dau naștere unui câmp magnetic de reacție HR

câmpul magnetic de reacție produce, prin inducție, un câmp solenoidal ER

care împreună cu HR formează unda electromagnetică reflectată (ER, HR).

În regim stabilizat, câmpul din spațiul exterior ecranului este format din suprapunerea undelor:

iar în peretele ecranului câmpul incident și cel reflectat se compensează reciproc

Obs: Pentru calculul eficacității ecranului în interiorul și în afara materialului ecranului trebuie rezolvate ecuațiile undelor, pentru diferite tipuri de ecrane. Condițiile de frontieră pentru componentele vectorilor E și H sunt aceleași ca la câmpurile cvasistaționare.

Concluzii:

I. Câmpuri statice

a) Câmpul electrostatic se ecranează ușor cu ajutorul unei carcase metalice, legate sau nu la pământ. Legarea la pământ se recomandă pentru protecția personalului la atingerea ecranelor, precum și în cazul ecranelor plane de tip paravan. De asemenea, ecranele cu pereți groși din materiale cu permitivitate ridicată posedă un anumit efect de ecranare față de aceste câmpuri (materiale dielectrice).

b) Câmpurile magnetostatice pot fi ecranate prin învelișuri feromagnetice cu permeabilitate magnetică ridicată, având pereți groși (ecranul de cupru al cablurilor coaxiale nu are efect de ecranare asupra câmpurilor magnetostatice).

II. Câmpuri de joasă frecvență

a) Câmpul electric se ecranează ușor, reflexia fiind principalul mecanism de atenuare (Zs mică, diferența mare, neadaptare mare, reflexie importantă).

b) Câmpul magnetic se ecranează greu prin reflexie (Zs mică, mică, diferența mică, adaptare bună, reflexie nesemnificativă). În schimb, câmpul magnetic se atenuează prin absorbție la aceste frecvențe, absorbția devenind principalul mecanism de atenuare în acest caz.

III. Câmpuri de înaltă frecvență

a) Câmpul electric se atenuează slab prin reflexie, iar ecranarea scade cu creșterea frecvenței (scade, Zs crește, neadaptarea scade, reflexia scade în intensitate).Așadar, un câmp electric se ecranează greu la frecvențe ridicate.

b) Câmpul magnetic se atenuează bine prin reflexie cu creșterea frecvenței (crește rapid cu frecvența, Zs crește mai încet, neadaptarea crește, reflexiile devin importante). La mecanismul atenuării se adaugă în acest caz și absorbția, mai redusă la frecvențe ridicate.

Notă: La construcția ecranelor pentru frecvențe ridicate se pot utiliza materiale neferoase (Cu, Al, Ag) cu grosimi mici (sau sub formă de pelicule subțiri aplicate pe suporturi dielectrice).

Spre deosebire de ecranul electric (pentru câmp electric), ecranul magnetic influențează câmpul perturbator, câmpurile induse opunându-se și slăbind câmpurile inductoare.

Materiale pentru ecrane. Construcția ecranelor

Din cele arătate, rezultă că pentru ecrane se folosesc materiale capabile să creeze câmpuri de reacție prin inducție (conductivitate suficient de mare) sau prin influență (în cazul câmpului electrostatic). De asemenea, se utilizează materiale feromagnetice de permeabilitate ridicată (permaloy, mumetal ș.a.) și uneori dielectrici de permitivitate ridicată.

Cel mai des se utilizează ecranele din materiale neferoase și materiale feromagnetice.

În fig.5.6 se prezintă variația factorului de atenuare a două ecrane din Fe și Cu de aceeași grosime.

Sub 100 KHz, adâncimea de pătrundere este mai mare decât grosimea ecranului d0, astfel că materialul cu conductivitate mai mare va avea un factor de atenuare mai mare prin reflexie (efectul de reducere a ecranului, care se comportă ca o spiră în scurtcircuit, producând o reacție importantă).

Peste 200 KHz adâncimea de pătrundere devine mai mică decât grosimea ecranului, astfel că permeabilitatea devine importantă și atenuarea fierului (prin absorbție) o depășește pe cea a cuprului.

Obs: La frecvențe foarte mici (nereprezentate în figură), apare un nou punct de intersecție și eficacitatea fierului o depășește din nou pe cea a cuprului. Astfel, chiar la f = 0 ecranul din fier are o oarecare eficacitate, în timp ce ecranul din cupru nu are nici un efect asupra câmpurilor magnetostatice.

Ecranele din oțel inoxidabil prezintă o atenuare mai mică față de cele din cupru sau fier, datorită rezistivității mari și a proprietăților paramagnetice (r = 1).

În cazul folosirii ecranelor dielectrice (pentru E) sau feromagnetice (pentru H), trebuie să se țină cont de dependența mărimilor r și r de frecvență și de efectul neliniar al saturației , care apare la intensități mari de câmp. Pentru evitarea saturației se folosesc ecrane multiple, în special la ecranarea câmpurilor magnetice. Astfel, materialele cu r redusă și liniaritate într-un domeniu larg sunt plasate spre sursa de perturbații (în exterior), iar la cele magnetice, cu efect de ecranare ridicat, spre interior, respectiv într-un câmp deja atenuat într-o oarecare măsură (fig.5.7).

Efecte reduse de ecranare prezintă și împletiturile metalice, cum sunt armăturile din fier beton ale clădirilor.

Materialele plastice metalizate și cele conductoare utilizate tot mai mult la construcția carcaselor în locul celor metalice, asigură și funcțiuni de ecranare. Materialele conductoare cu conductivitate intrinsecă (intrinsic conductivity) sunt în stadiu de cercetare.

Materialele plastice conductoare actuale conțin adaosuri de materiale conductoare (negru de fum, pulberi metalice) iar carcasele din material plastic sunt prevăzute în interior cu un strat conductor obținut prin metalizare, în scop de ecranare.

Ferestrele ecranate ale carcaselor sau incintelor se realizează prin depuneri metalice transparente pe sticlă, asigurând o ecranare importantă numai în cazul câmpurilor electrice cvasistaționare. O eficiență mai mare, în special la frecvențe mari, o au țesăturile din fir metalic, transparente (rezistența mare a căii de curent creează căi de scurgere a sarcinilor electrostatice).

La frecvențe înalte, efectul de ecranare al carcaselor este mai puțin dependent de tipul materialului folosit decât de construcția ecranelor și de condițiile funcționale (dacă se ecranează o clădire (carcasă) deja existentă, dacă trebuie realizată o cabină autoportantă, dacă există condiții de coroziune etc.).

După cum s-a arătat, atenuarea unui ecran dintr-un anumit material variază cu frecvența sursei de câmp. În fig.5.8. este prezentată variația atenuării cu frecvența în cazul unui ecran de cupru. reprezintă atenuările prin reflexie pentru câmpul electric și cel magnetic, iar SR – atenuarea prin reflexie pentru undele plane.

Atenuarea ecranelor depinde de forma acestora, de dimensiunile lor, de poziția relativă a unui ecran față de direcția liniilor de câmp, de fantele (deschiderile) de îmbinare și răcire ale carcaselor ecranate sau ale camerelor ecranate, de tipul îmbinărilor elementelor de ecran.

Dependența atenuării totale de grosimea și forma ecranelor poate fi văzută în expresiile atenuării în cazul ecranelor închise:

La joasă frecvență (d << ):

La înaltă frecvență (d >> ):

Atenuarea depinde de dimensiunile ecranului prin a și D, crescând cu creșterea acestora. De asemenea, atenuarea depinde de forma ecranului prin factorul de formă “m”.

Valorile lui m sunt:

pentru un ecran paralelipipedic: m = 1;

pentru un ecran cilindric: m = 2;

pentru un ecran sferic: m = 3.

Rezultă că cea mai bună atenuare o prezintă incinta paralelipipedică și cea mai slabă, incinta sferică.

Este importantă, așa cum am mai arătat, poziția câmpului în raport cu ecranul. De exemplu, cazul ecranului cilindric la joasă frecvență (fig.5.10).

Dacă f 0 (câmp magnetostatic) ecranul din fig.5.10.a va avea atenuarea nulă (A 0), deci este ineficient.

În cazul b, al unui câmp magnetic perpendicular pe generatoarea cilindrului, dacă f, respectiv 0, atenuarea devine:

Obs: Explicația fizică constă în faptul că liniile de câmp se închid prin pereții metalici, ecranul devenind un concentrator pentru liniile de câmp; astfel, interiorul va fi protejat de acțiunea câmpului magnetic.

Îmbinările ecranelor electromagnetice

Incintele ecranate de mari dimensiuni și cele modularizate prezintă îmbinări și interstiții în care curenții din ecran întâmpină, transversal pe direcția îmbinării, o rezistență electrică mare. Ca urmare, efectul de ecran în cazul câmpului electromagnetic scade.

Dacă îmbinările se fac prin sudură sau lipire, executate corect, eficacitatea ecranării poate să nu fie afectată. Nu același lucru se întâmplă în cazul interstițiilor ușilor, ferestrelor sau a îmbinărilor dintre panourile ecranelor, acestea trebuind a fi prevăzute cu elemente de etanșare electromagnetică (contacte electrice) pe toată lungimea lor.

Printre tipurile de etanșare (materiale de etanșare) se pot exemplifica:

reglete elastice de contact (finger stock);

elastomeri conductori (cu particule de Ag, fibre matalice);

țesături din sârmă;

etanșări electromagnetice integrate la locurile de îmbinare a panourilor (molded-in-place seals).

La alegerea etanșărilor se au în vedere:

capacitatea de a șunta un interstițiu printr-o rezistență ohmică redusă, uniform repartizată și cu o grosime mică;

elasticitate pe termen lung;

rezistența la coroziune etc.

Îmbinări corecte și incorecte ale panourilor ecranelor sunt prezentate în fig.5.11.

Străpungeri și deschideri în ecrane

În panourile carcaselor și incintelor ecranate se practică în mod curent străpungeri și deschideri în scopul:

scoaterii axelor potențiometrelor sau comutatoarelor;

introducerii cablurilor de alimentare și semnal;

supravegherii proceselor;

ventilației.

Perforările panourilor pentru axele de acționare ale potențiometrelor sau ale comutatoarelor executate din material izolant pot fi etanșate la frecvențe înalte, prin tuburi metalice.

Sub „frecvența de tăiere”, tubul se comportă ca un ghid de undă care funcționează sub această frecvență, având atenuarea (Kaden):

unde frecvența de tăiere este:

Dacă axul este metalic, el va fi prevăzut cu contacte elastice tip multicontact sau un alt tip de bucșe de etanșare conductoare.

Pentru frecvențe înalte (peste 1 GHz) se construiesc ferestre de ecranare tip fagure prin așezarea unui număr mare de tuburi sub formă de matrice (fig.5.12).

Acestea înlocuiesc cu succes ecranele cu ferestre mari din sticlă metalizată (de exemplu la dulapurile cu echipamente electronice), al căror efect de ecranare la înaltă frecvență este limitată (atenuare sensibilă numai pentru câmpurile electrice cvasistaționare). Ecranele fagure elimină acest neajuns în cazul acestor ferestre.

În cazul perforațiilor pentru ventilație, apare un cuplaj al perforațiilor prin găuri (small aperture coupling).

Atenuarea depinde de gradul de perforare:

respectiv de raportul dintre suma suprafețelor tuturor perforațiilor și aria totală.

Perforațiile mici și numeroase sunt mult mai eficiente decât cele mari și în număr mic.

Filtre și legături la pământ

Un ecran este eficient când toate conductoarele (de alimentare cu energie electrică, de comandă, de transfer de informații) care intră și ies din incinta ecranată, sunt prevăzute cu filtre. Eficacitatea ecranului poate fi anulată dacă un singur conductor pătrunde în spațiul ecranat fără a avea filtru, iar aici acționează ca o antenă.

Dispunerea cablurilor de alimentare și de semnal ecranate, precum și a celor de împământare, se face într-o singură zonă, foarte aproape unele de altele, pentru a evita formarea curenților de egalizare în peretele ecranului care produc în interior câmpuri magnetice perturbatoare. În aceeași zonă se montează și filtrele de rețea.

Obs: Pentru asigurarea unei legături de rezistență mică a ecranelor cablurilor și a împământării incintei, peretele ecranului va fi prevăzut cu o placă masivă de cupru (fig.5.13).

Deși un ecran închis nu are nevoie de legătură la pământ pentru a-și îndeplini funcția de ecranare (aceasta putând chiar reduce efectul de ecranare prin falsificarea câmpului de reacție compensator produs prin influrnță sau inducție), în practică, din motive de securitate, toate carcasele ecranate și incintele ecranate sunt legate la conductorul de protecție (PE).

5.2. Filtrarea antiperturbativă

Clasificarea filtrelor

Filtrele, pasive sau active, fac parte din categoria elementelor pentru antiparazitare și sunt montate fie în imediata vecinătate a sursei de perturbații, pentru micșorarea emisiilor perturbatoare, de exemplu filtre de antiparazitare, fie în imediata vecinătate a receptorului, de exemplu, filtre de protecție împotriva perturbațiilor.

Filtrele atenuează transmiterea perturbațiilor electromagnetice (PEM) prin conducție. Ele au rolul de a separa, pe cât posibil, componentele spectrale ale semnalului util de componentele spectrale ale PEM. Printr-o alegere corespunzătoare a frecvențelor de tăiere ( în engleză: cut off frequency) și a pantei flancurilor funcțiilor de transfer ale filtrelor se obține o atenuare selectivă a perturbațiilor fără o influență importantă a semnalului util.

Clasificarea filtrelor:

din punct de vedere al caracteristicii de frecvență:

filtru trece-jos (fig.5.14. a);

filtru trece-sus (fig. 5.1.4. b);

filtru trece-bandă (fig. 5.1.4. c);

filtru oprește-bandă (fig. 5.1.4. d).

din punct de vedere al dispunerii în circuit / rol:

filtru de semnal;

filtru de rețea.

din punct de vedere al principiului de realizare:

filtre prin reflexie (prin neadaptarea impedanței de intrare a filtrului la impedanța rețelei);

filtre prin atenuare (datorită jocului valorilor impedanțelor în special odată cu modificarea modului acestora cu frecvența);

filtre prin absorbție (cu elemente absorbante de exemplu miezuri din ferită cu pierderi mari ce transformă energia perturbativă în energie calorică).

În compatibilitatea electromagnetică (CEM) un rol important îl ocupă:

filtrele trece-jos pentru că, în general, perturbațiile electromagnetice (PEM) au o frecvență mult mai mare decât semnalul util sau decât frecvența rețelei:

filtrele prin absorbție deoarece evită emisia energiei perturbative, conduse pe trasee, în sistem.

Caracteristica de atenuare a filtrului

Un filtru de rețea este livrat cu o schemă de principiu în care nu sunt date elementele parazite (fig.5.15). Din această cauză atenuarea ideală a filtrului determinată fără a ține cont de elementele parazite ale filtrului este diferită de caracteristica reală trasată și în funcție de componentele parazite ale filtrului (fig.5.16).

Schema de principiu a filtrului (fig.5.15.a) este extinsă în fig.5.15.b cu componentele parazite Lp ale condensatorului, Cp ale bobinei și capacitatea parazită a carcasei metalice a filtrului. Sursa de perturbații și susceptorul sunt reprezentate în scheme de generatorul {Ug, Zg} și aparatul de măsură {Um, Zm}.

Rezistențele de pierderi au fost omise. Banda de trecere a filtrului este limitată de frecvența de rezonanță a L și C. La frecvențe mai mari, se așteaptă ca atenuarea A a unui filtru LC să crească în funcție de pătratul frecvenței. În figura 5.16. aceasta este caracteristica “ideală”, adică cu o pantă de 40 dB/decadă. Peste o anumită frecvență atenuarea reală a filtrului poate fi împărțită în trei părți care sunt separate de vârfurile de rezonanță:

vârful la f1 determinat de circuitul oscilant derivație format din L și Cp (bobina are o reactanță mare);

vârful la f2 determinat de circuitul oscilant serie format din C și Lp (condensatorul are o reactanță mică).

Nivelul vârfurilor este determinat de Zp și Zm.

În zona I: f < f1 – curba practică din figura 5.16. are forma așteptată.

În zona II, f1 < f < f2, factorul de atenuare este mai mult sau mai puțin constant și este determinat de divizorul capacitiv C – Cp când f1 < f2 și de divizorul inductiv L – Lp dacă frecvența de rezonanță a circuitului oscilant serie este mai mică decât frecvența de rezonanță a circuitului oscilant derivație.

În zona III, f > f2, factorul de atenuare scade cu frecvența. Aceasta este determinată de filtrul format din Cp, Lp , filtru de frecvență înaltă, deși filtrul ideal este de frecvență joasă. Zona III nu este mereu specificată de toți fabricanții, dar nu este cu siguranță o proprietate esențială a filtrului.

La utilizarea filtrului trebuie să permitem toleranțe pentru cuplarea în circuit în special cuplarea capacitivă care poate afecta Cp. De aceea filtrul se montează, de obicei, într-o carcasă metalică astfel încât Cp să fie definit și constant. La filtru poate exista prevăzut un cuplaj inductiv între intrare și ieșire.

Pentru a elimina cuplajul parazit între intrare și ieșire, filtrul se construiește din secțiuni, în special când sunt necesare valori mari ale factorului de atenuare la frecvențe înalte. Secțiunile sunt așezate în compartimente metalice și sunt cuplate prin condensatoare de trecere (fig.5.17.). Capacul se montează fără sudură pe cutia filtrului și pe pereții despărțitori.

Fiecare secțiune se comportă ca filtrul prezentat în figura 5.15.. Frecvențele f1, f2, f3 ale secțiunilor se aleg astfel încât filtrul rezultat să asigure o atenuare suficientă pe o bandă de frecvențe foarte largă.

Pentru a obține o inductanță suficient de mare bobina este realizată pe un miez cu r 1. La filtrele de rețea interesează și valoarea de vârf a curentului, deoarece sarcina filtrului este și de a reduce această valoare de vârf (apare în momentul comutației tiristoarelor). Valoarea maximă a inductanței bobinei depinde de căderea maximă de tensiune pe bobină la frecvența rețelei. Valoarea maximă a capacităților condensatoarelor dintre conductorul de referință sau conductorul de fază și pământare poate fi limitată prin cerințe de siguranță sau de circuitul de pierderi la pământ. Aceste limite afectează proiectarea unui filtru de rețea compact cu valori mari ale factorului de atenuare.

Când un fabricant specifică o caracteristică de atenuare fără să menționeze metoda de măsurare folosită, acea caracteristică este determinată astfel:

nu există curent de rețea, incluzând posibilitatea efectelor de saturație datorate acelui curent;

atenuarea CM și NM se măsoară separat; conversia modului (de la semnalele CM la semnalele NM și invers) nu se verifică ;

nivelul semnalului este redus (tensiunea de intrare este mai mică de 1V) așa că nu apar fenomene neliniare ca urmare a efectelor de saturație;

Rg = Rm = 50;

atenuarea specifică este definită astfel:

unde U1 și U2 sunt date în figura 5.18. (U1 măsurată fără filtru, U2 măsurată cu filtru); se observă că A depinde de Rg și Rm.

Este important să se cunoască dinainte modul în care s-a măsurat filtrul. Când un filtru are mai multe intrări-ieșiri este bine din punct de vedere practic să se verifice dacă atenuarea dintre perechile intrare-ieșire depinde de sarcinile (conexiunile) celorlalte perechi intrare-ieșire.

Construcția bobinelor de filtrare

Bobinele își găsesc utilizarea în cazul în care impedanța internă de înaltă frecvență a unei surse este prea mică pentru ca singură cu condensatoarele montate conform paragrafului anterior să asigure o divizare de tensiune suficientă, respectiv un efect de reducere a perturbațiilor. Această situație este valabilă în special pentru perturbații nesimetrice la care capacitățile condensatoarelor Y nu trebuie să depășească o anumită valoare. Acțiunea de antiparazitare creată de o bobină este cu atât mai bună cu cât capacitatea sa proprie este mai mică. La curenți mici, capacitatea proprie a înfășurărilor poate fi redusă prin bobinaj în galeți multistrat, iar la curenți mari, prin bobinarea pe muchie a unei platbenzi de cupru, figura 5.19.

Bobinele au în mod obișnuit un miez din material feromagnetic. Creșterea de inductivitate obținută în acest mod are un efect pozitiv asupra acțiunii de antiparazitare numai în situația în care miezul nu este premagnetizat până la saturație datorită curentului de lucru. De aceea o măsurare a atenuării de inserție la curenți mici este de regulă puțin realistă. Scăderea permeabilității cu creșterea curentului de sarcină este mai puternică la bobinele fără întrefier decât la cele cu întrefier (miez tip bară) sau cu miez din pulbere de fier. Dacă o bobină servește numai pentru atenuarea perturbaiilor de mod comun, se dovedește foarte avantajoasă construcția cu compensare de curent, figura 5.20.

La același sens de înfășurare, fluxurile magnetice datorate curentului de lucru ale celor două înfășurări identice se compensează aproape complet, astfel încât premagnetizarea datorită curentului de lucru este neglijabilă.

În locul bobinelor convenționale cu număr relativ mare de spire, la frecvențe peste 1MHz își găsesc adeseori utilizare inele (perle) de ferită care se introduc pe conductoare (n = 1) sau miezuri magnetice toroidale prin care se înfășoară conductoarele de măsură.

Schema echivalentă a unui conductor care trece printr-un inel de ferită constă din legarea în paralel a unei bobine ideale cu un rezistor de pierderi. Rezistența conductorului este în acest caz neglijabilă, deoarece pierderile în fier la frecvențe ridicate și un număr mic de spire depășesc pierderile ohmice cu un ordin de mărime (pierderile prin curenți turbionari sunt proporționale cu f2, iar pierderile prin histerezis, cu f). Sensul fizic este conservat deoarece, la f=0, inductivitatea scurtcircuitează practic rezistența de pierderi, ceea ce corespunde lipsei pierderilor în fier în curent continuu, figura 5.21.

Rezistența de pierderi capătă valori importante la frecvențe înalte (>l MHz).

Conectarea filtrului în circuit

Dacă un filtru se montează la întâmplare se pot face următoarele greșeli:

conectarea incorectă (prea departe) între masa filtrului și pământarea sau masa echipamentului;

se permite cuplajul capacitiv și inductiv între intrarea și ieșirea filtrului;

prinderea carcasei filtrului de metal vopsit sau aluminiu anodizat;

folosirea unui cablu neecranat lung între filtru și circuitul care trebuie protejat de filtru;

introducerea cablului “poluat” / perturbat la filtru și a cablului “curat” / neperturbat de la filtru în același mănunchi de cabluri.

În figura 5.22. este prezentat modul de utilizare a unui filtru de rețea monofazat. Sursa de perturbații {Up, Zp} este reprezentată de către rețeaua de alimentare iar ZL reprezintă impedanța echipamentului. Din considerații de emisie sursa de perturbații și echipamentul își schimbă locurile. Punctul 4 este punctul de referință al echipamentului.

Când conexiunile 5-3, 5-4 și 3-4 sunt lungi și nu s-a considerat posibilitatea cuplajului parazit, trebuie să se accepte faptul că aceste conexiuni se pot comporta ca surse de perturbații suplimentare cu impedanța internă (1H / m) notate Ui , Zi, . Circuitul echivalent din figura 5.22.b demonstrează că nu se poate obține atenuarea necesară. Soluția este: împiedicarea apariției surselor (impedanțelor) nedorite printr-o dispunere corespunzătoare a filtrului în circuit / rețea. De reținut că nu este necesar să se determine sursele de perturbații și impedanțele pentru a vedea că poate să apară o problemă.

Când impedanțele Zi, sunt suficient de mici, trei puncte de referință importante coincid, adică punctul 5, RP al sursei de perturbații, punctul 3, RP pentru măsurarea caracteristicii de atenuare și punctul 4, RP al echipamentului. La frecvențe mari poate să existe cuplaj capacitiv sau inductiv în special între buclele care sunt conectate la filtru.

Valori mari ale factorului de atenuare A, peste 50 dB la frecvențe peste 1 MHz pot fi obținute numai prin ecranarea echipamentului și instalarea filtrului astfel încât intrarea și ieșirea să nu se “vadă“ din punct de vedere electric (fig.5.23.a și fig.5.23.b). Figurile 5.23.c și 5.23.d ilustrează unele greșeli care se fac des. Săgețile din aceste scheme indică cuplajul parazit.

La instalarea filtrului conform figurii 5.23.a sau cu un condensator de alimentare ca în figura 5.19., nu se obține atenuarea așteptată. Cauza o constituie rezistențele de contact mari și fisurile / spațiile dintre carcasa filtrului și ecranul metalic al echipamentului care apar atunci când carcasa metalică este vopsită înainte de montarea filtrului sau când aluminiul de ecranare este mai întâi anodizat.

Cablurile lungi de la ieșirea filtrului (legătura cu echipamentul) determină, nu numai apariția de impedanțe nedorite ci și de antene de recepție a câmpurilor electromagnetice, ducând la perturbarea circuitelor protejate.

Cablurile nefiltrate (perturbate) și cablurile filtrate (neperturbate) nu pot fi instalate în același mănunchi de cabluri deoarece există posibilitatea perturbării cablului neperturbat.

Un filtru poate rejecta perturbațiile dar poate să și determine perturbații. Un exemplu este prezentat în figura 5.24. Două circuite ce aparțin la două echipamente sunt conectate prin filtrele lor la pământare și interconectate între ele printr-un singur cablu. Între cele două circuite / echipamente apare o buclă de pământare caracterizată de sursa UCM. Pentru a vedea dacă bucla de pământare creează probleme într-o situație practică, se va realiza montajul din figura 5.24. și se va simula UCM cu o sondă de curent prins în jurul cablului de pământare. A doua sondă de curent , conectată la un instrument de măsură, va fi prinsă în jurul cablului de semnal pentru a stabili cât curent este injectat în bucla de pământare.

Dacă sunt mai multe cabluri de conexiune între cele două echipamente, trebuie să se măsoare curentul de CM total. Dacă echipamentele sunt analogice se va utiliza ca generator un generator de unde sinusoidale iar dacă echipamentele sunt digitale se va utiliza un generator de impulsuri.

Pe piață sunt filtre care au în serie cu conductorul de pământare o bobină cu o reactanță mică la frecvența tensiunii de rețea, asigurând protecția din punct de vedere al atingerii. Sunt și bobine de pământare ca piese separate. Scopul bobinei este de a realiza o impedanță mare a buclei de pământare. La frecvențe medii bobina va reuși întreruperea buclei de pământare, dar la frecvențe înalte capacitatea parazită a bobinei (inclusiv cea datorată instalației) și cea dintre echipament și mediu vor scurtcircuita inductorul.

În continuare se va prezenta un experiment care se referă la problema discutată cu ajutorul figurii 5.22. Figura 5.25. prezintă schema măsurării atenuării unui filtru CLC de tip monofazat. Atenuarea măsurată în acest caz depinde puternic de modul de instalare / conectare a filtrului. Pentru curba 1 lungimea conexiunii dintre punctul de referință al filtrului (masa, pământarea) și punctul de referință (masa, pământarea) al generatorului de semnal și al analizorului de spectru este l = 50 cm. Pentru curba 2 lungimea conexiunii este l = 5 cm. Curba 3 reprezintă caracteristica de atenuare specificată de fabricant. Se vede clar efectul mare al lungimii de referință. Reducerea lungimii nu produce o atenuare peste 50 dB.

Filtre pentru perturbații de mod comun. Filtre pentru perturbații de mod normal

Topologia unui filtru depinde esențial de natura perturbației. După cum se știe în cazul perturbațiilor care se propagă prin conducție, se face distincție între tensiuni perturbatoare simetrice și nesimetrice. Primele apar între conductorii de ducere și întoarcere ai traseelor de alimentare sau de semnal, ultimele între conductorii respectivi și un conductor de referință, în majoritatea cazurilor acesta fiind conductorul de protecție.

În mod similar există două tipuri de curenți perturbatori, curenți perturbatori de mod comun și de mod normal. Pentru fiecare, proprietățile filtrelor trebuie să fie specificate separat. Vom trata mai întâi schema echivalentă a unei surse de perturbații cu surse de tensiune pentru tensiunile perturbatoare simetrică și nesimetrică, de exemplu motorul cu colector al unui aspirator de praf, figura 5.26.

Tensiunea perturbatoare simetrică se obține ca diferență a tensiunilor perturbatoare nesimetrice, așa cum rezultă din aplicarea teoremei a doua a lui Kirchhof pe ochiul reprezentat în figura 5.26.

respectiv

Schema echivalentă permite să se înțeleagă cum pot fi scurtcircuitate, pentru frecvențe înalte, cele trei surse de tensiuni perturbatoare, prin condensatoarele de antiparazitare montate între conductoarele L1, N, PE, figura 5.27.a.

La impedanțe interne mici ale surselor, antiparazitarea numai cu condensatoare conduce la valori de capacități excesiv de mari. Pentru evitarea acestei situații, impedanțele surselor sunt mărite artificial prin montarea în serie a unor bobine, figura 5.27.b.

În funcție de tipul perturbației, se vor prevedea condensatoare numai între conductoarele de ducere și întoarcere, între ambele conductoare și pământul de protecție sau pe ambele căi.

Conform standardelor, condensatoarele pentru filtre utilizate în curenți tari se împart în condensatoare de tipul X și de tipul Y. Primele se montează între conductoarele active (de ducere și de întoarcere) ale circuitelor de alimentare și pot să aibă capacități oricât de mari. Referitor la solicitările dielectrice datorate fenomenelor tranzitorii din rețelele de joasă tensiune, respectiv supratensiunilor de deconectare specifice aparatelor utilizate, se deosebesc condensatoare de tip X1 (valori de vârf > 1,2 kV) și de tip X2 (valori de vârf < 1,2 kV).

Condensatoarele de tip Y sunt conectate între conductoarele de alimentare și conductorul de protecție PE. Ele șuntează izolația electrică a unui aparat. Prin aceste condensatoare circulă, la funcționarea normală a unui aparat, un curent alternativ denumit curent de scurgere (în engleză: leakage current) care nu trebuie să fie periculos pentru om în cazul când conductorul de protecție al unei rețele lipsește (sau este întrerupt).

În funcție de tipul aparatului, se admit curenți de scurgere între 0,75mA și maxim 3,5 mA, care corespund la o valoare limită superioară a capacității de câteva mii de pF. Dacă filtrarea cere valori de capacități mai mari, trebuie luate măsuri de protecție suplimentare, de exemplu întreruptoare de protecție împotriva tensiunilor periculoase, conform standardelor. Pe lângă o valoare limitată a capacității, condensatoarele de tip Y prezintă o siguranță în funcționare ridicată, electrică și mecanică (la scurtcircuit) datorită alegerii corespunzătoare a dielectricului și a soluției lor constructive. În mod obișnuit se evită valorile mari de capacități pe căile Y prin conectarea în serie a unor bobine cu compensare de curent.

Filtre active

Filtrele active sunt destinate eliminării semnalelor de interferență pe linii utilizare pentru transmiterea semnalului util. Acest semnal este de tip tensiune de mică amplitudine (mV…V). Caracteristic structurii unui filtru activ este amplificatorul operațional, care are rolul funcțional de transformator de impedanță și de amplificator. Într-adevăr, impedanța de intrare într-un amplificator operațional este de ordinul 109 și, ca urmare, aceasta este impedanța terminală a circuitului din amonte. Semnalul util este transferat mai departe de către amplificator. Efectul de filtraj rezultă din modul de realizare al reacției și tipului componentelor pasive alese.

În figura 5.28. se prezintă schema electrică a unui amplificator operațional, folosit ca transformator de impedanță, cu factorul de rejecție:

și cu amplificarea (inversul factorului de reacție):

Din relația (5.45) se constată că, pentru R2 = 0, amplificarea A = 1, iar amplificatorul funcționează ca repetor în tensiune.

În figura 5.29. este prezentată schema electrică de principiu a filtrului activ realizat dintr-o rețea R – C și un amplificator operațional. Cum impedanța de intrare a amplificatorului operațional este foarte mare (109 ), se poate considera că rețeaua RC are sarcină nulă. Construirea filtrului activ de tip Butterworth se bazează pe compararea caracteristicii de frecvență cu caracteristica de frecvență normată.

Funcția de transfer este a sistemului RC din amonte și are expresia

iar caracteristica de frecvență corespunzătoare are forma:

Prin identificarea coeficienților la numitor se obține capacitatea condensatorului în funcție de frecvența de tăiere.

Semnalul filtrat are amplitudinea Uf = uZA. O schemă similară este prezentată în figura 5.30. Caracteristica de frecvență corespunzătoare este dată de relația:

În figura 5.31. este prezentată schema de principiu a unui filtru de ordinul 2 cu transformator de impedanță și cu caracteristica de frecvență:

unde P = j/t.

Notă: Filtrele active sunt realizate sub formă de cipuri care includ funcțiuni multiple de filtraj: trece-jos, trece-sus, trece-bandă ș.a.

Frecvențele de rezonanță ale filtrelor

Utilizarea simultană a componentelor reactive (bobine și condensatoare) într-un filtru dă naștere la un sistem oscilant care în apropierea frecvenței proprii de rezonanță poate duce la atenuare negativă adică la o amplificare de inserție. În același timp se pot produce fenomene de rezonanță datorită combinării dintre reactanțele proprii ale emițătoarelor și receptoarelor și componentele reactive ale filtrelor. Aceste probleme pot fi soluționate prin deplasarea rezonanțelor proprii într-un domeniu de frecvență fără probleme (filtre în cascadă) sau prin amortizarea rezonanțelor cu ajutorul unor rezistoare respectiv prin utilizarea unor bobine și condensatoare cu pierderi mărite. Pe lângă frecvențele derezonanță rezultate din conectarea componentelor reactive, fiecare componentă în parte posedă frecvențe proprii individuale rezultate din prezența elementelor reactive parazite.

Bobinele acționează ca inductivități numai sub frecvența lor proprie fL, peste această frecvență fL sunt șuntate de capacitățile parazite între spire Cp. Acest efect poate fi contracarat, între anumite limite, printr-o construcție care să asigure capacități parazite cât mai mici. În același mod, condensatoarele acționează ca niște capacități numai sub frecvența lor proprie fC, iar peste fC, curentul va fi limitat de inductivitățile parazite ale conductoarelor de legătură și ale armăturilor (fig.5.32.).

Inductivitatea parazită la condensatoarele bobinate cu contact frontal (în engleză: extended foil) se datorează conexiunilor. Acest lucru obligă utilizatorul să folosească conductoare de legătură cât mai scurte pentru ca frecvența proprie să fie cât mai ridicată. Acest principiu este valabil nu numai pentru montarea condensatoarelor de filtraj, ci și pentru filtrele LC complete. În ambele cazuri, legarea la masă respectiv la conductorul de protecție trebuie să prezinte o inductivitate cât mai redusă. La condensatoarele de trecere și la componentele SMD (în engleză: Surface-Mount Devices) această cerință nu se aplică, întrucât frecvența lor proprie este determinată numai de construcția internă a acestora.

CAPITOLUL VI

EXEMPLU PRIVIND PERTURBAREA ȘI TRATAREA UNUI DISPOZITIV ELECTRONIC UTILIZAT ÎN APARATURA DE NAVIGAȚIE

În scopul evidențierii efectelor perturbațiilor electromagnetice asupra echipamentelor electronice de la bordul navelor și a procedurilor antiperturbative, a fost ales ca obiect de studiu convertorul analog numeric, parte componentă a blocului de selecție a țintelor mobile din cadrul echipamentelor de radiolocație digitale.

6.1. Schema funcțională a blocului de selecție a țintelor mobile

Unul dintre avantajele blocurilor (schemelor) digitale de selecție a țintelor mobile îl reprezintă, posibilitatea acestora de memorare digitală a semnalului ecou. Schema funcțională a acestui bloc este prezentată în figura 6.1.

La intrarea detectoarelor de fază se aplică semnalul ecou (țintă) de la ieșirea amplificatoarelor de frecvență intermediară. Oscilatorul local (OL), circuitul defazor (π/2) și operatoarele de produs () formează un demodulator liniar. După eșantionare semnalele ecou se aplică convertoarelor analog/digitale pentru transformarea acestora în semnale digitale în vederea memorării. Memorarea semnalelor se realizează într-un registru de deplasare (sunt echipamente care utilizează memorii RAM) și se realizează numai pentru o perioadă de repetiție. Convertorul analog/digital este de viteză ridicată pentru a asigura transferul optim al informației. Semnalele digitale de la ieșirea etajului de decizie () sunt aplicate unui convertor digital/analogic pentru transformare în vederea transmiterii și afișării la indicator.

6.2. Schema electrică a convertorului analog/digital

Schema electrică a convertorului analog – digital analizat este prezentată în figura 6.2. Convertorul este realizat din patru amplificatoare operaționale de tip LM 318 și două circuite MMC 4069 (șase inversoare CMOS). Această schemă de convertor derivă din convertorul analog / digital realizat numai cu inversoare CMOS (ce exploatează proprietatea circuitelor CMOS de a furniza la ieșire semnale cu nivele logice pentru curenți de sarcină mici). Pentru mărirea rezoluției s-a utilizat un circuit de comparare (realizat pe un amplificator operațional) în serie cu un inversor CMOS.

Cuvântul binar rezultă după , unde tp este timpul de propagare pe o linie, iar n este numărul de biți pe care se face conversia.

6.3. Analiza efectelor perturbațiilor prin conducție asupra conexiunilor la masa electronică ale convertorului analog / digital studiat

Simularea efectelor perturbațiilor prin conducție asupra conexiunilor la masa electronică (de referință)

Circuitul electronic, pentru analiza perturbațiilor transmise prin masa electronică între sursa de alimentare a amplificatoarelor operaționale VS1-VS2 și sursa de alimentare a circuitelor integrate VS5, este prezentat în figura 6.3.

Pentru evidențierea influențelor perturbațiilor pe legătura la masă a convertorului analog/digital s-a utilizat programul de modelare și simulare a circuitelor electrice TINA Design Suite (Anexa. 1).

În vederea realizării unei bucle perturbative, pentru studierea efectelor perturbațiilor prin conducție asupra conexiunilor la masa electronică a surselor de alimentare ale circuitelor analogice (amplificatoare operaționale) și circuitelor digitale (inversoare de tip CMOS), în schema electrică de simulare, se utilizează un condensator de 10F. Rolul acestui condensator este de a crea o cale de reactanță foarte mică pentru curentul alternativ perturbator. Valorile reactanței condensatorului sunt de 3,18510-5 pentru frecvența de 500 Hz și 7,910-6 pentru frecvența de 2000 Hz.

Testele sunt prezentate în tabelul 6.1. Alegerea semnalelor perturbatoare pentru testare, a amplitudinilor și frecvențelor acestora s-a realizat având în vedere următoarele considerații:

obținerea semnalului, frecvență și formă:

se simulează introducerea unor surse fictive de semnal sinusoidal sau impuls dreptunghiular având amplitudini și frecvențe diferite

amplitudinea a fost stabilită astfel:

în funcție de valoarea curentului consumat de la sursa de alimentare de diferitele circuite digitale și impedanța traseelor de cablaj (funcție de grosimea și lățimea acestora) (tabelele 6.2 și 6.3);

asigurând conformitatea cu procedurile de testare a compatibilității electromagnetice pentru echipamentele electronice și electrice navale prevăzute de STPM 40513-97:

imunitatea la perturbații a circuitelor digitale.

Tabelul 6.1: Parametrii semnalelor pentru testare

Tabelul 6.2: Parametrii energetici ai diverselor tipuri de circuite digitale, în regim dinamic.

Tabelul 6.3: Impedanța unor trasee de cablaj

Pentru comparație vor fi prezentate rezultatele testelor circuitelor neperturbate și perturbate.

Vp = 0,5V / 100 Hz, sinusoidal

Concluzii:

impulsurile s-au defazat față de cele neperturbate, cu 0.4 ms;

impulsurile dreptunghiulare s-au transformat în impulsuri trapezoidale ce au durate ale frontului anterior și posterior de 0.3 ms;

a crescut durata impulsurilor cu aproximativ 0.2 – 0.3 ms;

Vp = 0,5V / 500 Hz, impulsuri

Concluzii:

impulsurile B0, B1 și B2 sunt defazate față cele neperturbate cu 0.2 ms;

impulsul B3 nu este defazat față de impulsul B3 neperturbat;

impulsurile dreptunghiulare s-au transformat în impulsuri trapezoidale la care:

B0 și B3: tfa = 0.1ms, tfp = 0.2ms;

B1 și B2: tfa = 0.2ms, tfp = 0.2ms;

nu a crescut durata impulsurilor;

Vp = 0,5V / 2000 Hz, impulsuri

Concluzii:

impulsurile nu și-au modificat semnificativ duratele fronturilor anterior și posterior;

În urma simulărilor s-au constatat următoarele aspecte generale:

circuitele cele mai susceptibile la perturbațiile transmise prin masa electronică sunt circuitele digitale;

biții cei mai afectați de perturbații sunt B1, B2 și B3;

perturbarea circuitelor constă în creșterea duratei fronturilor anterior și posterior ale impulsurilor, reducerea duratei impulsurilor și apariția de impulsuri parazite cu durate foarte mici și pante ale fronturilor anterior și posterior mari.

Proceduri antiperturbative

Pentru protecția la perturbații a circuitelor digitale a fost simulată introducerea unor condensatoare de decuplare pe intrarea inversoarelor.

Introducerea unui condensator de decuplare pe linia B0

Concluzii:

capacitatea condensatorului de decuplare este de 1nF (Anexa. 2);

s-au redus duratele fronturilor anterior și posterior ale bit-ului B1.

b) Introducerea condensatoarelor de decuplare pe liniile B0 și B1

Concluzii:

s-a utilizat un condensator de decuplare cu o capacitate de1 nF;

forma de undă a bit-ului B1 a fost readusă la cea inițială;

au fost îmbunătățite formele de undă ale biților B2 și B3.

Introducerea condensatoarelor de decuplare pe liniile B0, B1 și B2

Concluzii:

s-a utilizat un condensator de decuplare cu o capacitate de1 nF;

forma de undă a bit-ului B2 a fost readusă la cea inițială;

au fost îmbunătățite forma de undă a bit-ului B3.

Introducerea condensatoarelor de decuplare pe liniile B0, B1, B2 și B3

Concluzii:

s-a utilizat un condensator de decuplare cu o capacitate de1 nF;

forma de undă a bit-ului B3 a fost readusă la cea inițială.

Calculul factorului de distorsiune

Calculul factorului de distorsiune oferă posibilitatea unei analize cantitative a influenței perturbațiilor injectate pe legăturile la masă a circuitului analizat în subcapitolul anterior.

Unul din avantajele utilizării programului de simulare TINA Design Suite este acela că permite descompunerea semnalului util, de la ieșirea convertorului, în serie Fourier, pentru un număr impus de armonici (în cazul de față 9 armonici) ale căror valori intră în calculul coeficientului de distorsiune, pe baza formulei cunoscute:

S-a calculat, cu ajutorul unui algoritm de calcul realizat în Delphi (Anexa. 3), valoarea coeficientului de distorsiune al semnalului util de la ieșirea convertorului neperturbat. A rezultat kdn=0,45; s-au calculat apoi coeficienții de distorsiune ai semnalului în urma injectării unor perturbații, de diferite amplitudini și frecvențe, pe circuitele de masă.

Astfel, s-au obținut următoarele rezultate:

Coeficientul de distorsiune al semnalului util este kdu=0,45.

Pentru 100 Hz, 0.5V, sinusoidal, kdp=0,65; abaterea coeficientului de distorsiune este de 31%.

Pentru 500 Hz, 0.5V, sinusoidal, kdp=0,47; abaterea coeficientului de distorsiune este de 8.8%.

Pentru 500Hz, 0.5V,impulsuri dreptunghiulare, kdp=0,56; abaterea medie relativă de la semnalul util este de 21%.

Pentru 2000 Hz,0.5V, impulsuri dreptunghiulare, kdp=0,48; abaterea de la semnalul util este de 8%.

Se observă că un semnal perturbator cu frecvență egală sau apropiată de frecvența semnalului util perturbă cel mai puternic circuitul electronic studiat; cu cât ne depărtăm cu frecvența semnalului perturbator de frecvența semnalului util, cu atât valoarea abaterii relative medii scade, deci și contribuția semnalului perturbator scade.

S-a calculat, în continuare, coeficientul de distorsiune al semnalului obținut în urma filtrării, corespunzător bit-ului B3 din componența semnalului de ieșire. Din analiza celor doi coeficienți – neperturbat (Kdp= 0.44793) și perturbat filtrat (Kdp= 0.44808) – se poate vedea că abaterea distorsiunii semnalului filtrat este de 0.043%. Se poate aprecia astfel că metoda folosită ca măsură antiperturbativă pentru circuitul analizat este cea mai avantajoasă, semnalul la ieșire fiind foarte puțin distorsionat.

În concluzie filtrul ales pentru protecția antiperturbativă a circuitului este eficient în procent de 99.957%.

CONCLUZII

Aparatura de navigație modernă este în cea mai mare parte electrică și electronică, iar buna funcționare a acesteia, respectiv funcționarea neperturbată electromagnetic asigură siguranța navigației totodată având un puternic impact și asupra rezultatelor unei misiuni, în cazul navelor militare.

Alegerea temei proiectului s-a făcut pe criterii practice, în sensul că, problemele tratate se regăsesc în practica navală.

Analiza teoretică a folosit cele mai noi tehnici utilizate în CEM pentru identificarea interferențelor perturbatoare, a efectelor acestora asupra obiectivului analizei (aparatul / modulul perturbat), precum și pentru identificarea soluțiilor antiperturbative (de protecție).

La identificarea soluțiilor antiperturbative s-a ținut cont de standardele STANAG și Convenția SOLAS.

Majoritatea măsurilor antiperturbative aplicate în vederea protecției susceptorului de perturbațiile ce îl afectează este utilă și în vederea protejării mediului electromagnetic împotriva radiațiilor pe care le emite respectivul susceptor.

Prezența componentelor distribuite, proprii, oricărui conductor sau oricărei componente constituie una dintre principalele căi de interinfluențare a semnalului.

Adiacent pot fi enumerate:

perturbațiile provenite prin intermediul rețelei de alimentare;

perturbații cuplate galvanic, cele mai pregnante situații fiind constituite de cuplarea pe traseele de conectare cu pământul de protecție ca și influențele de CM (tensiunea de mod comun);

perturbații cuplate capacitiv;

perturbații cuplate inductiv, cele de joasă frecvență fiind în general cel mai dificil de supresat;

perturbații cuplate prin câmpuri electromagnetice, privind de exemplu cuplarea câmp – semnale din trasee de transmitere a informației.

În urma analizei influenței perturbative a echipamentelor de radiolocație / navigație se poate stabili că pentru o bună funcționare în cadrul unei misiuni, trebuie făcut inițial un test de compatibilitate electromagnetice între participanți.

Procedeele antiperturbative, de ecranare, sunt diferențiate de următorii factori:

aplicarea ecranului la emisie sau la recepție (de exemplu, la ecranarea traseelor tensiunii rețelei se folosește conectarea ecranului la ambele extremități);

tipul câmpului – magnetic, electric, electromagnetic, sau, în special, mixt în raport cu care se dorește realizarea atenuării și, în legătură cu acestea, relația dintre distanța de la perturbator la susceptor și valoarea /2 a frecvenței perturbatoare;

frecvența perturbatoare;

tipul de recepție (diferențial sau cu o singură intrare).

În compatibilitatea electromagnetică (CEM), în practica filtrării, un rol important il ocupă:

filtrele trece-jos pentru că, în general, perturbațiile electromagnetice (PEM) au o frecvență mult mai mare decât semnalul util sau decât frecvența rețelei;

filtrele prin absorbție deoarece evită emisia energiei perturbative, conduse pe trasee, în sistem.

În cadrul dispozitivului electronic studiat, convertorul analogic/digital, ca parte componentă a blocului de selecție a țintelor mobile, analiza cantitativă a influenței perturbațiilor injectate pe legăturile la masă a circuitului este data de calculul factorului de distorsiune.

Cu ajutorul unui algoritm realizat în Delphi, s-au calculat valoarea coeficientului de distorsiune al semnalului util de la ieșirea convertorului neperturbat și apoi coeficienții de distorsiune ai semnalului în urma injectării unor perturbații, de diferite amplitudini și frecvențe, pe circuitele de masă.

Se poate observa că un semnal perturbator cu frecvență egală sau apropiată de frecvența semnalului util perturbă cel mai puternic circuitul electronic studiat; cu cât ne depărtăm cu frecvența semnalului perturbator de frecvența semnalului util, cu atât valoarea abaterii relative medii scade, deci și contribuția semnalului perturbator scade.

S-a calculat, în continuare, coeficientul de distorsiune al semnalului obținut în urma filtrării, iar din analiza celor doi coeficienți – neperturbat (Kdp= 0.44793) și perturbat filtrat (Kdp= 0.44808) – se poate vedea că abaterea distorsiunii semnalului filtrat este de 0.043%. Se poate aprecia astfel că metoda folosită ca măsură antiperturbativă pentru circuitul analizat este cea mai avantajoasă, semnalul la ieșire fiind foarte puțin distorsionat.

Așadar, filtrul ales pentru protecția antiperturbativă a circuitului studiat este eficient în procent de 99.957%.

Documentarea pentru realizarea proiectului s-a bazat pe o listă de lucrări de specialitate, indicate în bibliografia finală.

Apreciez că lucrarea poate constitui un model de proiect pentru dezvoltarea unor probleme similare pentru alte echipamente de navigație, care pot fi perturbate electromagnetic, cu efecte pozitive asupra conducerii, siguranței navei și echipajului precum și a rezultatelor misiunilor.

Pentru simulare și analiză s-au folosit medii de programare precum TINA Design Suite și DELPHI, primul permițând observarea influențelor acestor perturbații, respectiv al doilea oferind o analiză a acestor influențe prin calculul coeficientului de distorsiune al semnalului de ieșire.

BIBLIOGRAFIE

A) CĂRȚI ȘI MONOGRAFII TEHNICE

BERINDEI T. ș.a. Intocmirea și analiza bilanțurilor energetice în industrie, București: Editura Tehnică, București, 1976, Vol. I și II

BUZBUCHI N., MANEA, L., Motoare navale. Procese și caracteristici, București: Editura Didactică și Pedagocică, 1996, Vol.1

Bocănete P. Ghid de perfecționare profesională în termoenergetică, București: Editura Tehnică, 1989

CARABOGDAN GH. Instalații termice industriale, vol. I și II, București: Editura Tehnică, 1982;

POPA B. Termotehnica, agregate și instalații termice. Culegere de probleme pentru energeticieni, București: Editura Tehnică, 1979

Leonăchescu N. Termotehnica, București: Editura Didactică și Pedagocică, 1981

MAIER V. – Mecanica și construcția navei, București: Tehnică, 1987, Vol. Iși II

MANEA A., Motoare termice.Procese.Mootoare.Poluare. București, Editura: Matrix Rom, 2004

MARNESCU M. Termodinamica tehnică, București: Editura Matrix Rom, 2004

PRUIU A. ș.a. – Manualul ofițerului mecanic maritim, București: Editura Tehnică, 1991

PRUIU A. – Instalații energetice navale, Constanța: Ed. Leda & Muntenia,2000

RADCENCO V. Termodinamica tehnică și mașini termice.Procese irersibile, București: Editura Tehnica, 1977

SOTIR, A., Interferențe electromagnetice perturbatoare. Baze teoretice, Editura Militară, București, 2005

SOTIR, A., MOȘOIU, T., Compatibilitate Electromagnetică, Editura Militară, București, 1997

SCHWAB, J.A., Compatibilitate Electromagnetică, Editura Tehnică, București, 1996

GOEDBLOED, J.J., Electromagnetic Compatibility, Philips Research Laboratories, Eindhoven, 1992 (tradusă în limba Engleză de Tom Holmes)

MINCU, C., GRUIA, T., Compatibilitatea sistemelor radioelectronice, Editura Olimp, București, 1999

HORTOPAN, G., Principii și tehnici de Compatibilitate Electromagnetică, Editura Tehnică, București, 1998

MOCANU, C.I., Teoria câmpului electromagnetic, Editura Didactică și Pedagogică, București, 1981

SĂNDULESCU, G., Protecția la perturbații în electronică industrială și automatizări, Editura Tehnică, București, 1985

Cataloage, cărți, manuale de prezentare și utilizare pentru aparate, echipamente și sisteme de navigație