Surse de alimentare 1 Surse de alimentare stabilizate [628603]

Surse de alimentare 1 Surse de alimentare stabilizate

Introducere

O sursă de alimentare (power supply) este un dispozitiv care furnizează energie electrică uneia sau
mai multor sarcini electrice.
Termenul este folosit în general pentru acele di spozitive care efectuează conversia dintre două
forme de energie, dar se poate utiliza și în cazul di spozitivelor care convertesc o altă formă de energie
(mecanică, solară, chimică) în energie electrică.
O sursă de alimentare stabilizată (regulated power supply) este o sursă de alimentare care
controlează tensiunea și curentul de ieșire la o valoare specifică, această valoare f iind ținută relativ constantă
în raport cu variațiile curentului de sarcină sau a tens iunii de alimentare furnizat e de către sursa de energie
electrică a sursei de alimentare.

Figura 1. Schema bloc a modului de utilizare a unei surse de alimentare

Sursa de energie electrică necesară furnizării curent ului de funcționare a sursei de alimentare și a
sarcinii electrice poate fi :
– sursă electrică (AC sau DC);
– dispozitiv de stocare a energiei electrice (baterii);
– dispozitive electromecanice (gen eratoare sau alternatoare);
– panouri solare.
Regulatoarele de tensiune sunt cara cterizate de următorii parametrii :
– cantitatea de tensiune și de curent furnizate;
– durata furnizării energiei electric e fără realimentare sau reîncărcare (valabil pentru sursele de
energie portabile);
– stabilitatea tensiunii și curentului furn izat în diferite condiții de sarcină;
– furnizarea de energie continuă sau în impulsuri.
Regulatoarele de tensiune pot fi împărțite în regulatoare convenționale (sau liniare ) și regulatoare în
comutație . Regulatoarele clasice sunt relativ simple dar de vin din ce în ce mai voluminoase și grele pe
măsură ce curentul necesar a fi furnizat către sarcin ă este mai mare, datorită necesității utilizării unor
transformatoare și radiatoare mari. Regulatoarele clasice realizează stabilizarea tensiunii de ieșire pe baza
principiului divizării de tensiune, ceea ce determină un consum de energie și, implicit, o eficiență redusă.
Sursele în comutație cu aceiași parame trii funcționali ca ai unei surse liniare au un volum relativ mult mai
mic, o eficiență superioară dar sunt mult mai complexe.
Sursele de alimentare cu baterii sunt independente de rețeaua de alimentare cu energie electrică și
sunt potrivite pentru aplicații portabile. Bateria cons tă dintr-un număr de celule electrochimice conectate
în serie pentru a putea furniza tensiunea dorită. Bater iile pot fi primare (neutiliza bile după descărcare) sau
secundare (acumulatori cu reîncărcare, reutilizabili). Bateriile primare utiliz ate inițial au avut la bază cellule
uscate cu carbon-zinc, furnizând o tensiune de 1,5V. Ba teriile ulterioare au fost fabricate astfel încât să
mențină tensiunea de 1,5V pe celulă. Bateriile alcali ne oferă o energie superioară pe unitatea de masă.
Bateriile secundare sunt realizate în diferite tehnolog ii, cele mai utilizate fiind nichel-metal-hidrid (NiMH),
litiu-ion sau alte variante.
Sursele de alimentare de curent continuu utiliz ează transformatorare care convertesc tensiunea
alternativă de rețea la o valoare mult redusă (figura 2). Ulterior, se utilizează un circuit de redresare pentru a
transforma tensiunea alternativă în tensiune pulsatorie, aceasta fiind ulterior filtra tă prin intermediul unui
filtru (R, L, C) pentru a elimina ef ectul pulsatoriu. Indiferent de parame trii filtrului, tensiunea filtrată va
conține o componentă pulsatorie remanentă având frecve nța egală sau dublă față de frecvența rețelei, în

2 Cristian Molder funcție de tipul redresării. Acest efec t nu reprezintă o problemă în cazul aplicațiilor precum încărcarea unor
acumulatori.

Figura 2. Configurații de redresare a tensiunii al ternative pentru regulato are de tensiune liniare

Regulatoarele de tensiune în comutație au un pr incipiu de funcționare diferit de cele clasice.
Tensiunea alternativă de intrare este redresată direct, fă ră utilizarea unui transformator, pentru a obține o
tensiune continuă. Această tensiune este apoi pornită și oprită (comutată) în mod repetat la o viteză foarte
mare prin intermediul unor circui te electronice de comutație, obținându-se impulsuri de tensiune.
Impulsurile de tensiune sunt trecute, în final, printr-o bobină sau un transformator cu dimensiune mult mai mică în raport cu transformatoar ele utilizate în sursele clasice. Fa ctorul de umplere (duty cycle) al
impulsurilor de ieșire este modificat în funcție de ne cesarul de putere la ieșire. Regulatoarele în comutație
sunt întotdeauna redresate, iar utilizarea unui transf ormator de mare frecvență asigură separarea galvanică
între sarcină și tensiunea de rețea, asigurând siguranța în funcționare.
Comutarea tensiunii de intrare este efectuată la frecvențe cuprinse între 10 kHz și 1 MHz.
Valorile mari ale frecvenței și tensiunii commutate pe rmit utilizarea unor transf ormatoare și condensatori
cu dimensiuni reduse în raport cu sursele de alimen tare clasice. La ieșirea tr ansformatorului, tensiunea
alternativă este din nou redresată într-o tensiune cont inuă. Pentru menținerea constantă a valorii tensiunii
de ieșire a sursei, este necesară utilizarea unui circ uit de reacție care monitorizează permanent curentul din
sarcină.
Regulatoarele de tensiune în comuta ție dispun de circuite de limita re a curentului sau circuite de
șuntare în scopul protecției sarcinii. În cazul dete ctării unui curent de sarcină mare, sursa presupune
existența unui scurtcircuit la ieșire, decuplându-se automat.
Regulatoarele în comutație au o valoare limită mi nimă a curentului de ieșire, valoare sub care
aceste surse nu pot opera. În cazul în care sursa func ționează în gol (fără sarcin ă la ieșire), circuitul de
comutație crește foarte mult frecvența de comutație, determinând ca transformatorul să acționeze ca o
bobină Tesla, cauzând datorate vârfurilor de tensiune foarte mari. În cazul în care sursa este prevăzută cu
circuite de protecție, acestea pot cupla pentru o peri oadă foarte scurtă, după care decuplează total sursa
atunci când nu este detectată o sarcină. Se pot util iza, de asemenea, sarcini electrice de putere redusă,
precum rezistențe ceramice, care permit fu ncționarea sursei în lipsa unei sarcini.
Prin decuparea tensiunii alternative sinusoidale în foarte mici porțiuni discrete, un procent din
curentul alternativ neutilizat rămâne în rețeaua de alim entare sub forma unor mici vârfuri de putere care nu
pot fi utilizate de către motoarele de current alternativ e, fapt care determină încă lzirea transformatoarelor
de putere din rețeaua de alimentare cu energie electr ică. Existența unui număr foarte mare de surse de
alimentare în comutație într-o clădire poate duce la o ca litate slabă a energiei electrice pentru utilizatorii din
vecinătatea clădirii respective, precum și la o valoare mai mare a facturii de energie electrică în cazul în care
aceasta este determinată pe baza factorului de putere în deterimentul puterii reale consumate. Pentru
eliminarea acestor efecte negative, este necesară utiliz area unor baterii de condensatoare de filtrare dispuse
în clădire pentru suprimar ea vârfurilor de putere.
Regulatoarele de tensiune (voltage regulators) sunt circuite electronice care, în mod ideal, asigură
la ieșire un nivel constant de tensiune, indiferent de variația altor parametrii, pr ecum: tensiunea de intrare,
temperatura sau curentul de sarcină. Regulatoarele de tensiune pot fi realizate în structură simplă de tip
”feed-forward” sau cu circuite de control prin bucl ă de reacție. De asemenea, pot utiliza mecanisme
electromecanice sau componente electr onice. În funcție de proiectare, stabilizatoarele de tensiune pot
stabiliza una sau mai multe tensiuni alternative sau continue.

Surse de alimentare 3 Regulatoarele de tensiune sunt caracterizate pr intr-un set de parametrii funcționali, precum:
– coeficientul de stabilizare al tensiunii de ieșire cu sarcina (load regulation) – variația tensiunii de
ieșire pentru o anumită valoare a curentului de sarcină (uzual între 15mV și 100mV pentru
curenți de sarcină între 5mA și 1,4A, la o an umită temperatură și tensiune de ieșire);

KL = ΔU O/ΔI O [mV/mA sau mV/A]

– coeficientul de stabilizare al tensiun ii de ieșire cu tensiunea de intrare (line regulation sau input
regulation) – variația tensiunii de ieșire în raport cu variația tensiunii de intrare a
regulatorului de tensiune (de exemplu, 13mV/V) sau în raport cu întregul domeniu al tensiunii de intrare (de exemplu, ±2% pentru te nsiuni de intrare între 90V și 260V, 50 Hz);

K
U = ΔU O/ΔU I [mV/V sau μV/V]

– coeficientul mediu de stabilizare termică (temperature coefficient) – variația tensiunii de ieșire
în raport cu variația temperaturii;

KT = ΔU O/ΔT [mV/°C]
– precizia inițială a tensiunii de ieșire (initial accuracy sau voltag e accuracy) – eroarea valorii
tensiunii de ieșire a unui stabilizator fix, fără a lua în considerație influența temperaturii sau
îmbătrânirii;
– căderea de tensiune pe stabilizator (dropout voltage) – diferența dintre tensiunea de intrare și
tensiunea de ieșire a stabilizatorului pentru care acesta furnizează curentul de ieșire specificat.

V
D = U I – IO [V]

Puterea disipată pe stabilizator poate fi, de asemenea, exprimată sub forma V D x I O [W];
– riplul tensiunii de ieșire (output ripple) – mărimea variației amplitudinii tensiunii de ieșire
între valoarea minimă și cea maximă pentru o pe rioadă de timp la o frecvență dată, exprimată
sub forma valorii medii pătratice (mV RMS) sau a tensiunii vârf-la-vârf (mV P-P);
– stabilitatea tranzitorie (transient recovery) – reprezintă ti mpul de reacție necesar stabilizării
atunci când există o variație bruscă a curentului de sarcină (load transient) sau a tensiunii de intrare (line transient);
– timpul de remanență (hold-up time) – timpul (măsurat în ms) în care stabilizatorul de
tensiune menține în parametrii nominali tensiune a de ieșire după întreruperea tensiunii de
intrare;
– eficiența (efficiency) – raportul dintre puterea de ieși re și puterea de intrare a stabilizatorului;

E = P
O/PI [%]
– densitatea volumetrică de putere (volume power density) – cantitatea de putere raportată la
unitatea de volum [W/m
3];
Pornind de la parametrii caracteristici, regulatoarel e de tensiune în comutație au valori superioare
ale eficienței și densității de putere în raport cu re gulatoarele clasice, liniare. În schimb, coeficienții de
stabilizare mai buni sunt spec ifici regulatoarelor liniare.

Tabelul 1. Parametri comparativ i ai regulatoarelor de tensiu ne liniare și în comutație

Parametru Regulatoare liniare Regulatoare în comutatie
Stabilizarea tensiunii de iesire cu sarcina 0,02%-0,05% 0,05%-0,1% Stabilizarea tensiunii de iesire cu te nsiunea de intrare 0,02%-0,1% 0,1%-1,0%
Riplul tensiunii de iesire 0,5 mV-2 mV
RMS 10 mV-100 mV P-P
Eficientă 40%-50% 60%-95%
Densitate volumetric ă de putere 8 W/cm3 32W-170 W/cm3
Stabilitatea tranzitorie 50 us 300 us Timpul de remanent ă 2 ms 34 ms

4 Cristian Molder Regulatoarele de tensiune liniare sunt dispozitive care au la bază componente active (tranzistori
bipolari sau cu efect de câmp) care funcționează în regiunea liniară a caracteristicilor acestora, sau
componente pasive (diode Zener) care funcționează în regiunea inversă de străpungere nedistructivă.
Ultimele poartă denumirea de stabilizatoare de tensiune . Componenta stabilizatoare are comportamentul
unui rezistențe variabile care ajustează continuu o rețe a divizoare de tensiune în scopul menținerii constante
a tensiunii de ieșire. În comparație cu regulatoarele în comutație, eficiența surselor liniare este mult redusă
datorită diferenței de tensiune de pe divizorul rezistiv care este dispată sub formă de căldură.

Figura 3. Configurații de regu latoare de tensiune liniare

Regulatoarele de tensiune liniare pot fi clas ificate în două mari categorii (figura 3):
– regulatoare liniare de tip serie (series regulators) – sunt cele mai întâlnite, având ca principiu
de funcționare transmiterea curentului către sarc ină prin intermediul unei rezistențe variabile
(componenta electronică se află situată în jumă tatea superioară a divizorului de tensiune).
Puterea disipată de către stabilizator este egală cu produsul dintre curentul furnizat de sursa
de energie electrică și căderea de tensiune de pe stabilizator;
– regulatoare liniare de tip paralel sau șunt (shunt regulators) – funcțion ează pe principiul similar
regulatoarelor de tip serie, dar componenta electr onică se află situată în jumătatea inferioară a
divizorului de tensiune. O parte din curent este deviat prin stabilizator și cuplat la masă, în acest fel stabilizatorul de tip șunt fiind mult ma i ineficient decât cel de tip serie. Este, totuși,
mai simplu de implementat, în majoritatea cazurilor fiind necesară doar o simplă diodă de tip
Zener cu rol de referință de tensiune, utilitatea fiind doar în cazul circuitelor de mică putere,
care operează la curenți mici.
Regulatoarele de tensiune utilizează un tranzist or în regim de amplificare pentru modificarea
valorii tensiunii de ieșire în funcție de eroarea detectat ă. Elementul regulator poate fi plasat fi în serie cu
sarcina, fie în paralel cu aceasta. Regulatorul de tip serie este cel mai utilizat. Tranzistorul bipolar sau FET
care produce căderea de tensiune între intrare și ieșire este comandat de către un amplificator de eroare care
compară permanent o fracțiune din tensiunea de ieșire (obținută de la un divizor rezistiv) cu o tensiune de
referință (figura X). Reglajul automat presupune compen sarea continuă a eventualelor variații ale tensiunii
de ieșire prin acționarea asupra tensiunii din baza tr anistorului. Dezavantajul principal al acestui tip de
montaj îl reprezintă faptul că o putere importantă se pierde pe tranzistor :

P
T = (V I – V O) IO

Randamentul regulatorului,  = V O/VI, este redus dacă tensiunea de ieșire este cu mult diferită de
tensiunea de intrare. Avantajele regu latorului liniar serie sunt date de stabilitatea ridicată în raport cu
variațiile sarcinii, răspunsul rapid la perturbații, precum și riplul redus al tensiunii de ieșire.
Toate regulatoarele de tensiune liniare necesită o tensiune de intrare cu cel puțin un procent mai
mare decât tensiunea de ieșire dorită. Acest procent re prezintă căderea de tensiune pe regulator (dropout
voltage) și este unul din parametrii principali ai stabilizatoarelor liniare. De exemplu, regulatoarele din
familia 78xx necesită o cădere de tensiune de minim 2 V. Atunci când regulato arele funcționează cu o
cădere de tensiune sub valoarea de 2 V, ele poartă denumirea de regulatoare cu cădere mică de tensiune
(LDOs – low dropout regulators).
Regulatoarele de tensiune liniare nu pot furniza tensiuni de ieșire mai mari decât tensiunea de
intrare, în acest caz fiind necesa ră doar utilizarea regulatoarel or de tensiune în comutație.

Surse de alimentare 5 Stabilizatoare de tensiune

Cel mai simplu stabilizator de tensiune liniar de tip serie are ca element principal o diodă de tip
Zener care funcționează în polarizare invers ă, menținând constantă căderea de tensiune V Z pe aceasta atunci
când curentul prin diodă I Z este suficient de mare astfel încât să du că regimul de funcționare în regiunea de
străpungere (figura 4). Rezistența R Z are rolul de a furniza curentul prin diodă și cel din sarcină I O.

RZ = (V I – V Z) / (I Z + I O)
Acest tip de stabilizator este utilizat în aplicații în care curenții sunt mici, iar sarcina este cuplată
permanent în paralel cu dioda Zener. În cazul în care rezistența R
Z este scoasă din circuit, curentul prin
diodă poate crește la valori peste valoarea maximă admisă, ducând la distrugerea acesteia. Stabilizarea
tensiunii nu este foarte bună deoare ce curentul invers prin diodă I Z și, implicit, tensiunea V Z depinde direct
proporțional cu tensiunea de alimentare V S și invers proporțional cu curentul de sarcină I O.

Figura 4. Regulator de tensiune li niar de tip șunt cu diodă Zener

Atunci când se dorește mărirea curentului de sarc ină, se poate introduce în schemă un tranzistor
cu rol de repetor pe emitor a cărui bază este conectată la dioda Zener (figura 5). Tensiunea aplicată pe sarcină este egală cu diferența dintre tensiunea de polarizare a diodei Zener și tensiunea bază-emitor V
BE a
tranzistorului (V O = V Z – V BE = V Z – 0.65V). Rezistența R Z poate fi determinată cu ajutorul relației:

RZ = (V I – V Z) / (I Z + kI B)
unde k = 1,2 … 2 este un coeficient de ponderare ca re asigură o valoare suficient de mică a rezistenței R
1
pentru un curent de bază I B corespunzător. În același timp, curentul I B din baza tranzistorului este mult
mai mic decât cel de sarcină, reducând astfel curentul I Z din dioda Zener (I B = I L / h FE).

Figura 5. Stabilizator de te nsiune liniar de tip serie cu tranzistor repetor pe emitor

Tranzistoarele de putere au un coeficient de ampl ificare în curent destul de redus. Prin urmare,
pentru mărirea curentului de ieșire, se poate utiliza un montaj de tip Darlington cu două tranzistoare care
să înlocuiască tranzistorul simplu (fi gura 6). Factorul de amplificare al curentului din baza tranzistorului Q 1
este egal cu h FE1hFE2 + h FE1 + h FE2.
Circuitele cu tranzistor asigură o mai bună stabil izare a tensiunii decât simpla utilizare a diodei
Zener, dar sunt, de asemenea, susceptibile la variațiil e curentului de sarcină și tensiunii de intrare. De
asemenea, un scurtcircuit la ieșirea stabilizatorului du ce la distrugerea tranzistorului. Aceste inconveniente
pot fi eliminate prin utilizarea un or circuite cu reacție negativă.

6 Cristian Molder
Figura 6. Stabilizator de te nsiune liniar de tip serie cu montaj de tip Darlington

Stabilizatorul de tensiune din figura 7 este destinat stabilizării tensiunii de ieșire în limite reglabile
prin intermediul unei divizor rezistiv format din R 1 și R 2. Tranzistorul Q C furnizează curentul de sarcină, în
timp ce tranzistorul Q R stabilizează tensiunea de ieșire. Tranzistorul Q R monitorizează tensiunea de ieșire
VO prin intermediul divizorului rezistiv și ajustează curentul din baza tranzistorului Q C astfel încât o
cantitate suficientă de current să fie transmisă divizorului rezistiv R 1–R 2. Valoarea tensiunii se poate
determina pe baza relației:

VO = (1 + R 1/R2)(V Z + 0,65 V)
pentru R
1||R2 << h FE 1kΩ și 1kΩ << h FE (R 1 + R 2)||R L, iar rezistența de sarcină R L să fie de ordinul 10 kΩ.

Figura 7. Stabilizator de te nsiune liniar de tip serie aj ustabil cu circuit de reacție

Curentul prin divizorul rezistiv V O/(R 1 + R 2) este monitorizat de către baza tranzistorului Q R.
Tensiunea de ieșire V O este stabilizată în oricare din cele do uă posibile situații, după cum urmează:
(i) Dacă tensiunea de pe rezistența R 2 (tensiunea din baza tranzistorului Q R) este mai mare
decât V Z + 0,65 V, tranzistorul Q R mărește curentul prin rezistența de 1kΩ, ceea ce
determină scăderea tensiunii din baza tranzistorului Q C. Prin urmare, tensiunea din bază se
apropie de cea din emitorul lui Q C, reducând curentul din emitorul acestuia și, implicit,
curentul furnizat rezistențelor R 1 și R 2. Acest lucru determină reducerea tensiunii de pe
rezistența R 2 către valoarea stabilă V Z + 0,65V.
(ii) Dacă tensiunea de pe rezistența R 2 (tensiunea din baza tranzistorului Q R) este mai mică
decât V Z + 0,65 V, tranzistorul Q R s c a d e c u r e n t u l p r i n r e z i s t e n ț a d e 1 k Ω , c e e a c e
determină creșterea tensiunii din baza tranzistorului Q C. Prin urmare, tensiunea din bază se
mărește de cea din emitorul lui Q C, crescând curentul din emitorul acestuia și, implicit,
curentul furnizat rezistențelor R 1 și R 2. Acest lucru determină creșterea tensiunii de pe
rezistența R 2 către valoarea stabilă V Z + 0,65V.

Surse de alimentare 7
Figura 8. Stabilizator de te nsiune liniar de tip serie aj ustabil cu limitare de curent

Rezistența R Z este aleasă pentru a furniza curentul I Z necesar diodei Zener. Curentul I Z este suma
dintre curentul din emitorul tranzistorului Q R și curentul din rezistența R Z. Prin urmare, rezistența R Z se
alege astfel încât să fie satisfăcută relația următoare:
I
Z = [V I – (V O + 0,65V)]/1kΩ + (V I – V Z)/R Z

Curentul total de intrare I O consumat de către stabilizator este rezultat ca sumă dintre curentul I Z
din dioda Zener, curentul I R din divizorul rezistiv și curentul de sarcină I O. Circuitul din figura 5 are
dezaantajul că nu poate limita valoarea maximă a curentul de sarcină I O, având o caracteristică de stabilitate
foarte slabă la variația sarcinii, în special în cazul unui scurtcircuit.
Circuitul din figura 8 reprezintă o versiune modi ficată a circuitului ante rior, prin introducerea
tranzistorului Q CL cu rol de decuplare a tensiunii de ieșire pentru un curent de sarcină ce depășește o
valoare limită impusă. În timpul fu ncționării normale, tranzistorul Q CL este blocat și, prin urmare, poate fi
eliminat din analiza schemei. Atunci când curentul de sarcină I L este suficient de mare astfel încât să
determine apariția căderi de tensiune pe rezistența R CL superioare valorii de 0,5V, tranzistorul Q CL începe să
se deschidă, mărind curentul din rezistența de 1 kΩ și reducând tensiunea di n baza tranzistorului Q C. Prin
urmare, curentul emitor-colector al tranzistorului Q C scade, iar tensiunea de ieșire scade astfel încât
tensiunea bază-emitor a tranzistorului Q C să rămână la valoarea de 0,65V. Totodată, tranzistorul Q R intră
în blocare, iar Q CL preia integral controlul asupra lui Q C. Tranzistorul Q CL nu va permite creșterea tensiunii
bază-emitor peste valoarea de 0,65V, astfel încât cu rentul de sarcină va avea valoarea limită maximă:

ISC = 0,65V/R CL

Figura 9. Stabilizator de te nsiune liniar de tip serie aj ustabil cu limitare de curent

8 Cristian Molder Stabilizatorul cu limitare de curent funcționează bine doar în cazul în care curentul de sarcină nu
este maxim, caz în care ieșirea este în scurtcircuit, iar stabilizatorul este forțat să disipe o cantitate mare de
căldură.
Schema din figura 9 permite unui curent de scrutc ircuit mai mic decât curentul de sarcină maxim.
Această modificare oferă un grad sporit de siguranță, un coeficient de stabilizare cu sarcina superior și
protejează stabilizatorul față de di siparea de căldură la scurtcircuit.
Tranzistorul Q CL este înlocuit cu tranzistorul Q FB, conectarea acestuia fiind diferită doar în ceea ce
privește baza. În loc să detecteze direct căderea de tensiune pe rezistența R S, baza tranzistorului Q FB este
conectată la un divizor rezistiv R 3-R4, astfel încât devine activ la valoare diferită de cea a tranzistorului Q CL.
Deoarece divizorul rezistiv R 3-R4 consumă un curent suplimentar, curent ul cons umat va fi mai
mare decât în cazul limitatorulu i de curent precedent. Curentul de sarcină la scurtcircuit I SC, precum și
curentul maxim I FB sunt determinate de valoarea rezistenței R S, astfel:

RS = V O/[ISC(1+V O/0,65V) – I FB]

Valoarea rezistențelor din divizorul rezistiv R 3–R 4 trebuie astfel alese, încât:

R3/R4 = R S ISC / 0,65V – 1
pentru R
3||R4 << h FE 1kΩ și 1kΩ << h FE (R 3+R 4). Prin alegerea corespunzătoare a rezistențelor R S, R 3 și R 4,
utilizatorul poate mări valoarea curentului I FB f a ț ă d e c u r e n t u l d e s c u r t c i r c u i t I SC. Puterea dispată pe
stabilizator este relativ constantă pentru sarcini care necesită curenți de sarcină I O mai mari decât I FB.

Regulatoare de tensiune liniare

Un regulator de tensiune liniar de tip serie este construit dintr-un element de reglaj (tranzistor)
conectat în serie cu sarcina, o referință de tensiu ne (de exemplu, o diodă Zener) și un amplificator
diferențial care compară tensiunea de ieșire (sau un procent din aceasta) cu tensiunea de referință și
comandă tranzistorul.
Cel mai simplu mod de a implementa un amplificat or are la bază utilizarea unui amplificator
operațional (figura 10).

Figura 10. Schema de principiu a regulatorulu i liniar serie cu amplificator operațional

Amplificatorul operațional funcționează în regim liniar datorită reacției obținute cu ajutorul
rezistențelor R 1 și R 2. În mod ideal, atunci când cele două tensiuni de intrare sunt egale, rezultă o tensiune
de ieșire cu valoarea :
VO = (1 + R 1/R2)VREF
Prin urmare, tensiunea de ieșire nu depinde de te nsiunea de intrare și nici de curentul de ieșire.
O altă variantă a montajului este înlocuirea amplif icatorului operațional și a tranzistorului cu un
amplificator operațional de putere în schemă de ampl ificator cu reacție neinversor, tensiunea de referință
V
REF fiind furnizată extern (figura 11).

Surse de alimentare 9 Figura 11. Schema de principiu a regulatorului li niar serie cu amplificat or operațional de putere

Referința de tensiune poate fi construită fie cu ajutorul unei diode Zener (figura 12), fie cu un
generator intern de tip bandgap (de 1,25V) compensat în temperatură.

Figura 12. Reglajul tensiunii de ieșire prin intermediul unui potențiometru

Reglajul tensiunii de ieșire poate fi efectuat prin înlocuirea rezistenței R 1 cu un potențiometru, caz
în care tensiunea de ieșire va avea valoarea :
V
O = (1 + P 1/R2)VZ

O altă variantă de reglaj a tensiunii de ieșire este introducerea unei rezistențe variabile în paralel cu
sursa tensiunii de referință (figura 13). În ac eastă situație, tensiunea de ieșire va fi :

VO = (1 + R 1/R2)ßV Z

Figura 13. Schema de principiu a regulatorulu i liniar serie cu amplificator operațional

Dezavantajul acestui montaj este faptul că stabilizatorul cu diodă Zener furnizează curentul
necesar potențiometrului P, ceea ce duce la o valoare mare a rezistenței acestuia. Totodată, valoarea trebuie
s ă f i e l i m i t a t ă p e n t r u c a m o n t a j u l s ă n u f i e i n f l u e n ț a t d e c u r e n t u l d e p o l a r i z a r e a l a m p l i f i c a t o r u l u i operațional.

10 Cristian Molder Regulatoare de tensiune liniare fixe

Regulatoarele de tensiune liniare pot fi construite pe baza unor componente electronice discrete,
dar se regăsesc de cele mai multe ori sub forma unor ci rcuite integrate specializate. Cele mai cunoscute sunt
circuitele integrate cu trei terminale, încapsulate în capsule de tip TO-39, TO-92, TO-220 sau TO-3, în
funcție de curentul de sarcină maxim furnizat (figu ra 14). În cazul în care curentul furnizat de
amplificatorul operațional de putere este suficient de mare (de ordinul a câțiva amperi), tranzistorul poate
lipsi.

Figura 14. Capsule de circuite integrate stabilizatoare de tens iune liniare cu trei terminale

În figura 15 este prezentată schema bloc generală a regulatoarelor de tensiune cu trei terminale.
Acestea sunt compuse dintr-un amplif icator de eroare care compară permanent o tensiune de referință cu o
fracție din tensiunea de ieșire obținută cu ajutorul divizorului rezistiv R A-RB. Amplificatorul de eroare
furnizează comanda necesară în baza tranzistorului serie de ieșire pe ntru a menține constantă valoarea
tensiunii de ieșire, indiferent de variațiile te nsiunii de intrare sau a curentului de ieșire.
Pentru a furniza o tensiune de re ferință stabilă, imună la variaț iile tensiunii de intrare sau ale
temperaturii, referința de tensiune in ternă este alimentată de obicei de la o sursă de curent constant. Dacă
sursa de curent nu are pornire automată, este necesa ră utilizarea unui circuit de pornire suplimentar.
Suplimentar blocurilor prezentate, majo ritatea regulatoarelor de tensiune di spun de circuite de protecție la
scurtcircuite accidentale, la diferențe mari între tensiu nea de intrare și cea de ieșire sau la supraîncălzire.
Referința de tensiune reprezintă cea mai import antă componentă a unui regulator de tensiune,
deoarece comportamentul acesteia determină comportame ntul tensiunii de ieșire. Prin urmare, referința de
tensiune trebuie să fie stabilă, lips ită de zgomot și deviație termică redusă. De asemenea, trebuie să fie
reproductibilă, cu o foarte mică variație a valorii tensiun ii de referință de la un dispozitiv la altul. Cele mai
utilizate referințe în regulatoarele de tensiune sunt diodele Zener și de tip bandgap , cele din urmă fiind cele
mai puțin zgomotoase.

Figura 15. Schema bloc a regulatoarelor de tensiune liniare integr ate cu trei terminale

Surse de alimentare 11 Sursele de curent pot fi realizate cu ușurință în circuitele integrate monolitice. Funcționarea
circuitelor la niveluri constante de curent reduce fl uctuațiile datorate variațiilor tensiunii de intrare.
Amplificatorul de eroare func ționează, de asemenea, la un curent constant pentru a reduce erorile și offsetul
la ieșire. Totodată, operarea la curent consta nt permite asigurarea unui curent intern ( quiescent current )
constant la variațiile tensiunii de intrare și ale temperaturii.
Circuitele de protecție asigură robustețea regulatorulu i și imunitatea acestuia la diferite tipuri de
supraîncărcare. Acestea protejează regulatorul împotr iva scurtcircuitelor (limită de curent), împotriva
diferențelor mari dintre tensiunea de intrare și cea de ieșire (tensiune diferențială) și împotriva unor temperaturi excesive ale joncțiunii tranzistorului serie (limită termică).
Amplificatorul de eroare din compunerea unui re gulator de tensiune poate exista sub forma unui
singur sau mai multor etaje de ampl ificare, în funcție de performanțel e regulatorului. Modul de utilizare
este acela al unui amplificator operațional în mont aj cu reacție negativă, tensiunea de referință fiind
conectată la intrarea neinversoare, iar semnalul de reac ție este preluat prin intermediul unui divizor rezistiv
de la tensiunea de ieșire și introdus la intrarea inve rsoare. Tensiunea la ieșirea amplificatorului de eroare
este:
V
AO = V REF [A/(1+A)] / ß
unde A este câștigul amplificatorului, iar ß este fact orul de divizare ale divizorului rezistiv. Deoarece
amplificatorul operațional funcționează în saturație, tensiunea de la ieșirea acestuia se poate aproxima cu
relația V
AO = V REF/ß.
Elementul serie de ieșire este dimensionat în func ție de curentul maxim de ieșire și tensiunea de
maximă de intrare ale regulatorului. De exemplu, în cazul regulatoarelor 78xx și 79xx, tranzistorul de ieșire
ocupă circa jumătate din suprafața substratului. Unul din beneficiile includerii unui tranzistor serie de ieșire este faptul că circuitul integrat va avea în final doar trei terminale. Mai mult, pr otecțiile la supracurent și
cea termică pot fi încorporate în capsula integratului în imediata vecinătate a tranzistorului serie.
În funcție de configurația tranzistorului de ieșire , căderea de tensiune pe regulator diferă. Astfel,
regulatoarele liniare pot fi de tip standard, LDO (low -droput) și quasi-LDO (figura 16). Regulatoarele de
tip standard utilizează o configurație NPN de tip Darlington care determină o cădere de tensiune curpinsă
între 1,5V și 2,2V (2V
BE + V CE). Regulatoarele de tip LDO (cu cădere mică de tensiune) au o configurație
PNP simplă și o cădere de tensiune între 0,6V și 0,8V (V CE). O variantă a tipului LDO, denumită quasi-
LDO , u t i l i z e a z ă o c o n f i g u r a ț i e c u u n t r a n z i s t o r N P N ș i u n t r a n z i s t o r P N P , d e t e r m i n â n d o c ă d e r e d e
tensiune de circa 1,5V (V BE + V CE).

Figura 16. Configurații ale tranzistorului de ieșire pentru regulato are liniare de tensiune

Regulatoarele standard sunt utile în aplicații care sunt alimentate de la tensiuni alternative, având
un cost scăzut și curenți mari de sarcină. Regulato arele LDO sunt cel mai utile în cazul aplicațiilor cu
alimentare de la baterii sau acumulatori, deoarece că derea mică de tensiune pe regulator permite un număr
redus de celule și o disipare mai mică a puterii determin ate de produsul dintre cure ntul de sarcină și căderea
de tensiune pe regulator.
Regulatoarele de tensiune liniare fixe cu trei te rminale pot furniza tensiuni nominale pozitive sau
negative și curenți de sarcină de până la 1A. Cea mai cunoscută familie este seria 78xx (pentru tensiuni
pozitive) și seria 79xx (pentru tensiuni negative), unde ultimii doi digiți din codul denumirii (xx) reprezintă
valoarea tensiunii stabilizate (de exemplu, 7805 pent ru +5V sau 7912 pentru –12V). Alte variante ale
acestei familii de regulatoare întâlnite frecvent sunt : 78Lxx (100 mA), 78Mxx (500 mA) și 78Txx (3,0 A).

12 Cristian Molder Regulatoarele de tensiune liniare fixe cu trei terminale nu necesită alte componente discrete
exterioare obligatorii, fiind foarte simplu de utilizat în diferite scheme (figura 17).

Figura 17. Scheme de utilizare a stab ilizatoarelor de tensiune liniare fixe

Comanda de pornire sau dezactivare a unui regulator se poate implementa cu ajutorul unor
tranzistoare cuplate la intrarea regulatorului (figura 18). Tranzistorul Q 1 funcționează ca un comutator
electronic și se poate afla în blocare sau saturație, în funcție de nivelul logic al semnalului de comandă din
baza tranzistorului Q 2. Atunci când semnalul de comandă are nivelul 1 L, tranzistorul Q 2 este saturat, ceea ce
determină creșterea curentului prin rezistența R 1 și, implicit, creșterea tensiunii bază-emitor din Q 1. Prin
urmare, tranzistorul Q 1 este saturat, iar regulato rul funcționează normal. Dacă semnalul logic de comandă
are nivelul 0 L, tranzistoarele Q 1 și Q 2 sunt blocate, iar regulatorul este decuplat.

Figura 18. Regulator de tensiune fix cu comandă de pornire-oprire

În cazul în care se dorește crearea unei surse de te nsiune diferențiale, este ne cesară utilizarea a două
regulatoare de tensiune complementare, unul pentru te nsiunea pozitivă și unul pentru tensiunea negativă.
De exemplu, pentru o sursă de alimentare de ±12V, se pot utiliza regulatoarele 7812 și 7912, ca în
montajul din figura 19.
Figura 19. Sursă stabilizat ă de tensiune diferențială

Pentru surse duble de tensiune, în care se dorește obținerea a două tensiuni fixe stabilizate pornind
de la o singură tensiune de intrare, se pot utiliza sche mele din figura 20 prin conectarea a două regulatoare
diferite în cascadă sau în serie. Cea de-a doua variantă asigură o diferență mai mică între tensiunea de
intrare V
I și cea de ieșire V O2 pentru cel de-al doilea regulator. În schimb, curentul este furnizat de către
regulatorul cu tensiunea fixă mai mare. Pr in urmare, nu există o soluție ideală.

Surse de alimentare 13 Figura 20. Surse stabilizate cu două tensiuni fixe de ieșire

Creșterea valorii fixe a tensiunii de la ieșirea re gulatorului se poate realiza prin ridicarea valorii
tensiunii de la terminalul comun. Acest lucru se poat e face prin cuplarea unor diode Zener în polarizare
inversă, a unor diode semiconductoare în polarizare directă sau a unui divizor rezistiv (figura 21).
Tensiunile de ieșire vor fi determinate cu ajutorul relațiilor : V
O = V REG(1+R 2/R1) + I QR2 pentru divizor rezistiv
V O = V REG + ∑ V Z pentru diode Zener
V O = V REG + ∑ 0.65V pentru diode în conducție

Figura 21. Mărirea tensiunii de ieșire pent ru regulatoare fixe de tensiune pozitivă

Pentru a micșora încărcarea divizorului rezistiv R 1-R2 c u c u r e n t u l I Q, se poate conecta un
tranzistor în montaj colector comun, ca în figura 22. Tensiunea de ieșire va avea valoarea dată de tensiunea
bază-emitor V BE a tranzistorului, de tensiunea V REG a regulatorului și de curentul prin divizorul rezistiv.

VO = (V REG + 0,65V)(1+R 2/R1) + I QR2/hFE
Figura 22. Tranzistor în montaj colector comun pentru scăderea curentului prin divizorul rezistiv

Introducerea unui amplificator op erațional (LM741) permite ajustarea tensiunii de ieșire la valori
superioare celei nominale fixe a stabilizatorului 78xx, pă strând în același timp caracteristicile de stabilitate
(figura 23). Schema permite obținerea de tensiuni de ieșire de cel puțin 2,5V peste tensiunea fixă a
regulatorului fix. Acest lucru re zultă din curentul de standby I Q = 2,5mA al circuitului integrat 78xx care
trece prin rezistența de 1kΩ.
Considerând potențiometrul P ca un divizor rezistiv cu factorul ß, tensiunea la intrarea pozitivă a
amplificatorului operațional va fi ßV O. Deoarece amplificatorul operațio nal funcționează ca un repetor,
tensiunea de la ieșirea sa va avea aceiași valoare. Prin urmare, tensiunea de ieșire a stabilizatorului va avea
valoarea deplasată cu cantitatea ßV O față de valoarea fixă a circuitului 78 xx. Astfel, tensiunea de ieșire va fi:.

14 Cristian Molder Figura 23. Montajul unui stabilizator de te nsiune liniar reglabil cu trei terminale

VO = V 78xx + ßV O  V O = V 78xx/(1 – ß)

Mărirea curentului de ieșire al unei surse cu regulator de tensiune se poate realiza prin cuplarea
unui tranzistor de putere la intrar ea regulatorului (figura 24). Acesta are rolul de a furniza surplusul de
curent rezultat ca diferență între curentul maxim furniz at de regulator și curentul de sarcină. Tranzistorul
Q se deschide în momentul în care prin rezistența R cu plată între bază și emitor trece un curent suficient de
mare pentru a crea o tensiune V BE = 0,65V.

R = 0,65V/I REG MAX

În cazul tranzistorului extern Q, trebuie avută în vedere asigurarea unui radiator pentru disiparea
căldurii rezultate ca urmare a curentului de colector mare.
Figura 24. Mărirea curentului de ieșire pentru regulatoar e fixe de tensiune pozitivă

Regulatoare de tensiune liniare reglabile

Stabilizatoarele de tensiune liniare reglabile po t exista și sub forma unor circuite integrate
specializate cu trei terminale. Reglajul tensiunii de ieșire este realizat prin construirea unui divizor rezistiv la
ieșirea stabilizatorului, tensiunea dintre cele două rezi stențe fiind conectată la terminalul corespunzător de
ajustare al stabilizatorului integrat. Raportul rezistențe lor determină valoarea tensiunii de ieșire pe baza unei
reacții. Schema bloc a unui astfel de st abilizator este prezentată în figura 25.
Tensiunea de ieșire V O furnizată de un astfel de stabilizator este dată de relația:

VO = V REF(1 + R 2/R1) + I ADJR2

Datorită construcției interne, terminalul ADJ are întotdeauna un potențial egal cu tensiunea de
referință V REF generată intern (de obicei, având valoarea de 1,25V).
Stabilizatoarele de tensiune liniare reglabile cu trei terminale cele mai cunoscute sunt LM317
(pentru tensiuni pozitive) și LM337 (pentru tensiuni ne gative), capabile să furnizeze un curent de sarcină
maxim de 100mA (LM317L, LM337L), 500mA (LM317M, LM337M) sau 1,5A, pentru tensiuni
diferențiale intrare-ieșire de maxim 40 V.

Surse de alimentare 15 Figura 25. Schema bloc a unui stabilizator de tensiune liniar reglab il cu trei terminale

Comanda de pornire/blocare a unui regulator liniar d e t e n s i u n e r e g l a b i l s e p o a t e f a c e c o n f o r m
schemei din figura 26. Atât timp cât tranzistorul Q este blocat de către un semnal de comandă cu nivel 0 L,
regulatorul are un regim de funcționare normal. În moment ul în care în baza tranzistorului Q se aplică un
semnal cu nivel1 L, tranzistorul se saturează, iar tensiunea de ieșire a regulatorului va fi sensibil egală cu
tensiunea de referință V REF. Rezistența R 3 trebuie să aibă o valoare sufi cient de mică pentru a asigura
condiția de saturare a tranzistorului.

Figura 26. Regulator de tensiune re glabil cu comandă de pornire-oprire

Alte tipuri de circuite integrate permit controlu l diferitelor module interne ale regulatorului de
tensiune prin conectarea de către utilizator a diferi telor componente adiacente. Cel mai cunoscut model din
această categorie este circuitul integrat μA723, creat în anul 1967 de către Bob Widlar. Este disponibil și
astăzi sub diferite variante de denumire, în funcție de producător, astfel: μA723 (Philips Semiconductors),
LM723 (National Semiconductor), UA723 (Texas Instruments) sau KA723 (Fairchild Semiconductor).
Figura 27. Schema funcțională a regulatorului integrat LM723

16 Cristian Molder Regulatorul 723 permite un curent de sarcină maxim de 150mA, tensiune de intrare maximă de
40V, tensiune de ieșire reglabilă în intervalul 2V la 37V, și coeficienți de stabiliz are la variația intrării și
sarcinii de 0,01%. Curentul de ieșire poate fi mărit prin conectarea unui tranzistor extern.

Figura 28. Schema funcțională a regulatorului LM723 pentru tensiune de ieșire superioară tensiunii de referință

În schema din figura 28 se prezintă modul de utilizare al regulatorului 723 pentru tensiuni de ieșire
superioare tensiunii de referință . Tensiunea de ieșire V O este determinată cu ajutorul divizorului rezistiv
format din R 1-R2 cuplat la intrarea neinversoare a amplificatorului de eroare :

VO = (1+R 2/R1)VREF
Pentru a realiza protecția la scurtcircuit, curentul de scurtcircuit maxim se stabilește cu ajutorul
rezistenței R
SC, cuplate între terminalele CL și CS. Valoarea rezi stenței va fi determinată astfel încât, pentru
valoarea curentului de scurtcircuit (I SC), căderea de tensiune pe rezistanța R SC să fie egală cu tensiunea
necesară pentru deschiderea tranzi storului intern, respectiv 0,65V.

RSC = 0,65V/I SC

Sursa de tensiune de referință se cuplează la intrar ea neinversoare a amplificatorului de eroare prin
intermediul unei rezistențe R 3=R 1||R2 pentru minimizarea efectelor curenților de polarizare ai
amplificatorului operațional. În cazul în care nu se cere precizie ridicată, rezistența R 3 poate fi omisă,
legătura fiind realizată direct printr -un scurtcircuit între cele două te rminale. Pentru aplicații în care
curentul de sarcină este mai mare decât 150mA, se utilizează un tranzistor serie cuplat la ieșirea regulatorului.

Figura 29. Schema funcțională a regulatorului LM723 pentru tensiune de ieșire inferioară tensiunii de referință

Surse de alimentare 17 În cazul în care se dorește obținerea de tensiuni de ieșire inferioare tensiunii de referință , regulatorul
liniar 723 se utilizează ca în montajul din figura 29. De această dată, divizorul rezistiv furnizează la intrarea neinversoare a amplificatorului de eroare un procent din tensiunea de referință V
REF. Prin urmare, tensiunea
de referință va avea valoarea :

VO = R 2/(R 1+R 2)VREF

Algoritmi de proiectare
1. Să se realizeze o sursă de tensiune stabilizată cu tensiunea de ieșire de 9V și curentul de sarcină
de 100mA.
Soluție : se alege circuitul integrat regulator liniar de tensiune pozitivă 78L09 care are căderea de
tensiune V
D = 2,5V și curentul de sarcină maxim I O(MAX) = 100mA, cuplat ca în schema din figura 17. Se
determină tensiunea minimă de la intrarea regulatorului :

VI(MIN) = V O + V D = 9V + 2,5V = 11,5V

2. Să se realizeze o sursă de tensiune stabilizată cu tensiunea de ieșire de 5V și curentul de sarcină
de 5A. Soluție : se alege circuitul integrat 78T05 care are căderea de tensiune V
D = 2,5V și curentul de
sarcină maxim I O(MAX) = 3 A , c u p l a t c u u n t r a n z i s t o r e x t e r n c a î n s c h e m a d i n f i g u r a 2 4 . S e d e t e r m i n ă
tensiunea minimă de la intrarea regulatorului :

VI(MIN) = V BE + V O + V D = 0,65V + 5V + 2,5V = 8,15V
Se determină valoarea rezistenței R care să pe rmită deschiderea tranzistorului extern pentru
curenți de peste 3A :
R = V
BE/IO(MAX) = 0,65V/3A = 0,22 Ω (2W)

3. Să se realizeze o sursă de tensiune stabilizată cu tensiunea de ieșire de 10V pornind de la o tensiune de intrare de 12V. Soluție : se determină căderea de tensiune pe regulator, astfel :

V
D = V I – V O = 12V – 10V = 2V
Prin urmare, este necesară utilizarea unui regu lator de tensiune liniar de tip LDO. Se alege
circuitul integrat TL750M05 (Texas Instruments) cu tensiunea V
D = 0,6V, conectat ca în montajul din
figura 17.

4. Să se realizeze o sursă de tensiune stabilizată reglabilă în domeniul 5V-10V, pentru un curent de ieșire de 3A.
Soluție : se alege circuitul integrat regulator liniar reglabil LM150 (National Semiconductor) care
permite un curent maxim de ieșire I
O(MAX) = 3A și o tensiune de referință V REF = 1,25V, conectat ca în
schema din figura 25. Curentul din terminalul de reglaj este I ADJ = 50μA. Pentru reglarea tensiunii în gama
5V-10V, se calculează va lorile rezistențelor R 1 și R 2. Din specificațiile tehnice se alege R 1 = 240 Ω.

VO(MIN) = V REF(1+R 2(MIN) /R1)+I ADJR2(MIN)
VO(MAX) = V REF(1+R 2(MAX) /R1) +I ADJR2(MIN)

Rezultă R 2(MIN) = 715 Ω și R 2(MAX) = 1,69k Ω.

18 Cristian Molder 5. Utilizând circuitul integrat 723, să se realiz eze un stabilizator de tensiune în gama 2V-7V,
pentru un curent maxim de scurtcircuit de 2,5A. Soluție : curentul maxim de sarcină care poate fi furn izat de către 723 este de 150mA. Prin urmare,
e s t e n e c e s a r ă u t i l i z a r e a u n u i t r a n z i s t o r e x t e r n d e curent mare. Deoarece gama tensiunii de ieșire este
inferioară tensiunii de referință V
REF = 7,15V, schema de conectare a regulatorului este cea din figura 29.

Figura 30. Înlocuirea divizorului rezistiv fix în regulatorul de tensiune 723.

Rezistența de scurtcircuit R SC se determină pentru un curent de scurtcircuit I SC = 2,5A, astfel :

RSC = 0,65V/I SC = 0,65V/2,5A = 0,26 Ω (2W)

Rezistențele P, R 1 și R 2 se determină pe baza relației de calcul a tensiunii de ieșire :

VO(MIN) = V REFR2/(P+R 1+R 2)
VO(MAX) = V REF(R2+P)/(P+R 1+R 2)

unde divizorul rezistiv este compus din două rezistențe fixe și un potențiometru, conectate în serie ca în
figura 30. Se alege P = 10kΩ, de unde rezultă valorile aproximate R 1 = 470Ω și R 2 = 3,9kΩ. Rezistența de
compensare R 3 este egală cu valoarea rezistențelor R 1 și R 2 cuplate în paralel (420Ω).

Surse de alimentare 19 Regulatoare de tensiune în comuta ție

Începând cu anii 60, stabilizatoarele de tensiune în comutație au început să fie proiectate pentru
aplicații militare datorită necesității unei eficențe mări te și a unei greutăți redu se. Una din modalitățile de
control a puterii medii furnizate unei sarcini este contro lul tensiunii medii aplicate acestei sarcini. Acesta se
poate realiza prin deschiderea și închiderea repetată a unui comutator (figura 31). Tensiunea medie care
este furnizată sarcinii R L este dată de relația:

VO (medie) = (t ON/T) V I
Prin modificarea timpului t
ON se poate varia proporțional tensiunea medie V O (medie) . Acest tip de
control poartă denumirea de modulație în durată a impulsurilor (PWM, pulse width modulation).

Figura 31. Exemplu de generare a modu lației în durată a impulsurilor (PWM)

Un regulator în comutație este compus din patr u componente principale (figura 32): o sursă de
tensiune (V I), un comutator (S), un generator de impulsuri (V P) și un filtru (F). Sursa de tensiune poate fi
orice sursă de curent continuu care necesită conversia și/sau stabilizarea tensiunii (baterie, sursă redresată
sau chiar sursă stabilizată). Cerințele unei asfel de surse sunt:
– capacitate de a furniza puterea de ieșire și pi erderile asociate regula torului în comutație;
– tensiunea de intrare V I trebuie să fie suficient de mare pent ru a compensa căderile de tensiune
și variațiile sarcinii și rețelei de tensiune;
– capacitatea de a stoca o cantitate de energi e suficient timp după căderea tensiunii de
alimentare.

Figura 32. Schema bloc a unui re gulator de tensiune în comutație

Comutatorul S este, de cele mai multe ori, un tran zistor sau tiristor, conectat ca un comutator de
alimentare. Acesta are o eficiență ridicată deoarece funcționează în saturație. Generatorul de impulsuri
alternează pornirea și oprirea comu tatorului S. Impusurile sunt asimet rice, având o variație a frecvenței
(modulație în frecvență) sau a duratei impulsului (modu lație PWM). Valoarea frecve nței impulsurilor este
de ordinul zecilor de kHz, pentru a menține reduse dimensiunile componentelor și a elimina efectele
audibile ale unei frecvențe joase. Fi ltrul F are rol de mediere, efectuând conversia impulsurilor provenite de
la comutatorul S într-o tensiune cont inuă. Presupunând ideal că nu există pierderi, puterea de intrare este
egală cu puterea de ieșire (V III = V OIO).

20 Cristian Molder Mecanismul de comutație permite o conversie simila ră celei efectuate de un transformator. Relația
dintre tensiunea de intrare și cea de ieșire este o funcție de factorul de umplere  al impulsurilor.

VO = VI = (t ON/T)V I

Filtrul (sau rețeaua de integrare) are o import anță majoră în funcționarea regulatorului în
comutație, fiind realizate în config urație RC, RL sau RLC, ultima dint re acestea fiind cel mai frecvent
întâlnită în practică.
Figura 33. Schema bloc a unui regulator de tensiune în comutație cu filtru RC

Filtrul RC . Atunci când tranzistorul Q
1 se închide, curentul instantaneu din condensatorul C este
foarte mare, fiind limitat de rezistența serie R S și de reactanța X C/Q. Curentul instantaneu poate fi
determinat cu ajutorul legii lui Kirc hhoff, utilizând transformata Laplace :
I
S = U I/R exp[–t/(RC)], unde R = R S + X C/Q

Atunci când tranzistorul Q 1 se deschide, tensiunea de pe condensator scade în concordanță cu
relația :
U
C = U I{1–exp[–t/(RC)]}

Pentru a menține relativ constantă tensiunea pe condensatorul C și, implicit, tensiunea de ieșire,
este necesar ca valoarea constantei de încărcare să fi e mult mai mică decât consta nta de timp a sarcinii :

RC << R LC
Atunci când R devine mai mică, valoarea medie a impulsurilor se apropie de o tensiune continuă
dar, în același timp, curentul de vârf I
C este foarte mare. Acești curenți fa c inutilizabilă soluția filtrului RC,
cauzând pierderi mari de putere.

Figura 34. Schema bloc a unui regulator de tensiune în comutație cu filtru RL

Filtrul RL . Atunci când tranzistorul Q 1 se închide, tensiunea U L prin inductorul L este egală cu
tensiunea de intrare U I. Curentul I O prin sarcină la momentul 0 este nu l și crește exponențial. Curentul
instantaneu va fi, prin urmare : I
L = U I/R[1–exp(–tR/L)], unde R = R S + X L/Q

Surse de alimentare 21 La momentul t=0, curentul este nul. Prin urmare , constanta de timp L/R trebuie să fie mult mai
mică decât constanta de timp a sarcinii :

L/C << L/R L

În timp ce bobina elimină efectul de supracurent al filtrelor RC, filtrele RL au alte inconveniente
majore:
– deoarece curentul nu se poate modifica brusc în inductor, o modificare bruscă a sarcinii R L va
determina o modificare rapidă a căderii de tens iune, fapt care afectează răspunsul tranzitoriu
al regulatorului;
– energia stocată într-un inductor este egală cu LI2/2. Deoarece modificările de energie se fac cu
pătratul valorii curentului, bobina trebuie să aibă o valoare foarte mare pentru a putea furniza un flux de curent constant atunci când curentul de sarcină este mic;
– modificarea curentului în tranzistorul Q
1 la blocare determină scăd erea câmpului magnetic
asociat bobinei L care implic ă apariția unui potențial V L = –L dI L/dt. Această tensiune
negativă determină apariția unei tensiuni mari pe tranzistorul Q 1 care îl poate distruge
(VCE(off) = V I + V L).

Figura 35. Schema bloc a unui regulator de tensiune în comutație cu filtru RLC

Filtrul RLC . Combinarea filtrelor RC și RL permite ob ținerea avantajelor fiecărui tip în parte,
reducând în același timp o parte din dezavantaje. Induct orul L este utilizat pentru limitarea vârfurilor de
curent asociate încărcării condensato rului C. Acest curent va avea valoarea maximă în momentul cuplării
inițiale a regulatorului.

IS = EI/Ls{[s+1/(R LC)]/[s2+s(R SRLC+L)/(R LLC)+(R SRL)/(R LLC)]}

În practică există trei tipuri principale de regulatoare de tensiune în comutație:
– coborâtor de tensiune (buck regulator);
– ridicător de tensiune (boost regulator);
– inversor de tensiune (buck-boost regulator).

Regulatoare de tensiune în comuta ție coborâtoare de tensiune

Regulatoarele în comutație coborâtoare de tensiu ne (buck regulator) au tensiunea de ieșire V O mai
mică decât tensiunea de intrare V I (figura 36). La momentul t (0), controlerul detectează o valoare prea mică
a tensiunii de ieșire V O și comandă deschiderea tranzistorului Q pentru a mări curentul din bobina L,
determinând încărcarea condensatorului C. La o anumită valoare prestabilită a tensiunii V O, controlerul
închide tranzistorul Q, ceea ce determină circularea li beră a curentului în circuitul LC și dioda redresoare
ultrarapidă D. Acest lucru permite transferul energiei stocate în bobină către condensator. Dimensiunile
bobinei și capacității sunt invers proporționale cu frecvența de cumutație, ceea ce determină creșterea
densității de putere a stabilizatoarelor de tensiune în comutație. Deoarece tranzistorul Q trebuie să suporte
curenți mari de sarcină, precum și in versarea curentului prin dioda redres oare D, este obligatorie utilizarea
unei diode ultrarapide de tip Schottky.

22 Cristian Molder Figura 36. Funcționarea regulatorului în comutație coborâtor de tensiune

Î n f i g u r a 3 7 s u n t p r e z e n t a t e s c h e m e l e e c h i v a l e n t e p e n t r u c e l e d o u ă s t ă r i d e f u n c ț i o n a r e a l e
tranzistorului Q, saturat sau blocat. Inițial, pentru t = 0, tensiunea de ieșire este egală cu tensiunea de
intrare. Dioda D este blocată, fiind polarizată invers, iar tranzistorul Q este în saturație. Curentul circulă
prin bobină, relația dintre tensiunea și curentul prin L fiind :
L dI
L/dt = V I – V O

Considerând tensiunea de sarcină constantă, curent ul prin sarcină poate fi exprimat sub forma :

IL = t(V I – V O)/L + I m
unde I
m este curentul inițial. La momentul t = t ON se comandă blocarea tranzistorului Q, iar dioda D intră
în conducție directă. Relația dintre curent și tensiune în bobină :

L dI L/dt = – V O

Considerând curentul la momentul t ON ca fiind I M, curentul prin bobină are forma :

IL = – t’V O/L + I M
Figura 37. Scheme echivalente ale stab ilizatorului coborâtor de tensiune în funcție de starea tranzistorului Q

Schimbarea modului de funcționare al tranzistorul ui nu determină modificări bruște ale valorii
curentului prin bobină, funcționarea fiind în regim periodic prin impunerea condițiilor :

I M = t ON(VI – V O)/L + I m și I m = –TV O/L + I M
Eliminând termenii I
M și I m, se poate exprima raportul dintre te nsiuni în funcție de timp, astfel :

VO/VI = t ON/T = 

Surse de alimentare 23 Figura 38. Curentul în condensator și variația tensiunii de ieșire pent ru regulator coborâtor de tensiune

Variația de curent vârf-la-vârf a tens iunii de ieșire se determină astfel :

ΔIL = I M – I m = t ON(VI – V O)/L

În regim permanent, tens iunea la bornele unei bobine are valo are nulă (figura 38). Prin urmare,
ariile superioare și inferioare ale graficului curentului vor fi egale, astfel :

(VI – V O) T = V O(1–)T
Curentul prin rezistența de sarcină R
L poate fi considerat constant, astfel încât curentul prin
condensatorul C are valoarea :
IC = I L – IO
unde curentul de ieșire I
O = V O/RL. Curentul prin condensator poate fi exprimat, astfel :

IC = C dV O/dt
Tensiunea de ieșire este egală cu tensiunea la bo rnele condensatorului și fl uctuează în funcție de
variația sarcinii din condensator (valoa rea ariei din graficul curentului) :
ΔV
O = ΔQ/C unde ΔQ = ΔI LT/8
Prin urmare, înlocuind expresia vari ației curentului, se obține expresia variației tensiunii de ieșire :

Randamentul regulato rului în comutație se determină ca raport al valorilor medii a puterii de ieșire
și a puterii de intrare :
 = <V
OIO>/<V III> = V OIO/VI<II>

Valoarea medie a curentului de ieșire este de terminată de factorul de umplere, astflel :

<II> = IO

Considerând căderile de tensiune pe diodă (V D) și pe tranzistor în saturație (V BE(on)), tensiunea de
ieșire va fi egală cu valoarea medie a te nsiunii la intrarea bobinei (figura 39) : ΔU O = (1–)VIT2/(8LC)

24 Cristian Molder Figura 39. Influența diodei și a tran zistorului asupra tensiunii de ieșire

VO = (VI – V BE(on)) – (1 – )VD

de unde rezultă că factorul de um plere poate fi exprimat sub forma :

 = (V O + V D)/(V I – V BE(on) + V D)
Rezultă că expresia randamentului pentru re gulatoarele de tensiune în comutație este :

Exemplu de calcul . Să se realizeze o sursă de tensiune stabilizată cu te nsiunea de ieșire de 12V, pornind de la o tensiune de
intrare de 24V.
Soluția 1 : utilizând un regulator de tensiune liniar , randamentul rezultat ar avea valoarea :

1 = 12/24 = 50%

Soluția 2 : utilizând un regulator de tensiune în comutație, rand amentul obținut este net superior variantei regulatorului
liniar :
2 = [12(24–0,65+0,65)] / [24(12+0,65)] = 95%

Regulatoare de tensiune în comuta ție ridicătoare de tensiune

Regulatoarele în comutație ridicătoare de tensiu ne (boost regulator) au tensiunea de ieșire V O mai
mare decât tensiunea de intrare V I. Schema de principiu a unui astfel de regulator este diferită de cea a
regulatoarelor ridicătoare (figura 40).

Figura 40. Funcționarea regulatorului în comutație ridicător de tensiune  = [V O(VI – V BE(on) + V D) ] / [V I(VO + V D)]

Surse de alimentare 25 Figura 41. Scheme echivalente ale stab ilizatorului ridicător de tensiune în funcție de starea tranzistorului Q

Pe perioada impulsului t ON, tranzistorul Q funcționează în regim de saturație (figura 41).
Tensiunea la bornele sale este nulă și, prin urmare, există egalitatea :

L dI L/dt = V O
iar curentul prin bobină va fi :
IL = tV I/L + I m

După timpul t ON, tranzistorul este blocat, iar curentul prin bobină va deveni :

L dI L/dt = V I – V O
ceea ce duce la :
IL = –t’(V O – V I)/L + I M

Pentru continuitatea curentului între cele două moduri de funcționare, se impun condițiile :

I M = t ONVI/L + I m și I m = –T(V O – V I)/L + I M
Eliminând I
m și I M, rezultă că tensiunea de ieșire are expresia :

Figura 42. Curentul în condensator și variația tensiunii de ieșire pent ru regulator ridicător de tensiune

Variațiile vârf-la-vârf ale curentului prin bobină sunt :

ΔIL = I M – I m = t ONVI/L
de unde rezultă :
ΔIL = (1–)VOT/L VO= VIT/t = 1/(1 –)VI

26 Cristian Molder Curentul în condensatorul C este egal cu difere nța dintre curentul prin diodă și curentul de
sarcină :
IC = I D – I O
și, în același timp :
IC = C dV O/dt
Rezultă că variația tensiunii de ieșire este :

ΔU
O = I OT/C

Randamentul regulatorului de tensiu ne ridicător de tensiune este :

Regulatoare de tensiune în comuta ție inversoare de tensiune

Regulatorul inversor de tensiune are rolul de a in versa și ridica valoarea tensiunii de intrare.
Schema de principiu este prezentată în figura 43.
Figura 43. Schema de principiu a regulato rului în comutație in versor de tensiune

Pe durata impuslului (0<t<t ON), tensiunea la bornele bobinei L este egală cu tensiunea aplicată la
intrarea regulatorului.
L dI L/dt = V I
Curentul prin bobină are valoarea :

I
L = tV I/L + I m

Bobina are rol de înmagazinare a energiei, în timp ce condensatorul al imentează sarcina. La
blocarea tranzistorului Q (pentru t ON<t<T), dioda intră în conducție pent ru a asigura continuitatea energiei
din bobină. Tensiunea de la bornele bobinei asigură tens iunea de ieșire a sarcinii. Energia magnetică stocată
permite alimentarea circuitului de sarc ină și reîncărcarea condensatorului.

L dI L/dt = V O
Curentul prin bobină va fi :

I
L = t’V O/L + I M

Se impune condiția de continuitate a curentului prin bobină, astfel :

I M = t ONVI/L + I m și I m = (t ON–T)V O/L + I M
 = [V O(VI – V BE(on))] / [V I(VO + V D – V BE(on))]

Surse de alimentare 27 Figura 44. Scheme echivalente ale stabilizatorului invers or de tensiune în funcție de starea tranzistorului Q

După eliminarea termenilor I m și I M, rezultă relația tensiunii de ieșire, astfel :

Variația vârf-la-vârf a curentul din bobină este :
ΔI
L = I M – I m = t ONVI/L
de unde rezultă :

ΔIL = (1–)|V O|T/L

Pornind de la ariile egale ale grafic ului curentului prin condensatori I C (figura 45), rezultă
egalitatea :
V
IT = –V O(1–)T

Curentul I C este egal cu diferența dintre curentul prin diodă și cel de sarcină :

IC = I D – I O
și, în același timp :
IC = – C dV O/dt

Variația tensiunii de ieșire este identică celei obținute pentru regulatorul ridicător de tensiune :

ΔU O = I OT/C

Figura 45. Curentul în condensator și variația tensiunii de ieșire pent ru regulator inversor de tensiune VO = – VI/(1–)

28 Cristian Molder Figura 46. Caracteristicile de tensiu ne ale regulatoarelor în comutație

Randamentul regulatorului inve rsor de tensiune este :

În figura 46 sunt prezentate graficele dependenței tensiunii de ieșire în funcție de tensiunea de
intrare pentru cele trei tipuri principale de regulatoare de tensiune în comutație.

Regulatoare cu transformator

Regulatoarele prezentate anterior sunt utile pentru aplicații cu tensiuni mici, atunci când nu se
dorește o izolare electrică. În cazul surselor în comu tație care sunt alimentate direct de la rețeaua de
alimentare cu tensiune de 110V/220V, este obligatorie separarea electric ă a acesteia față de consumatori.
Acest lucru este realizat prin interm ediul unui transformator utilizat în locul bobinei. Acest tip de regulator
cu transformator ( flyback converter ) este utilizat în sursele de alimentare stabilizate de până la 150W, fiind
suficiente pentru a alimenta calculatoare pe rsonale, instrumente de test, terminale video etc.
Deoarece transformatorul funcțion ează la frecvențe înalte, dimensiunea acestuia va fi mult mai
mică decât cea a transformatoarelor de 50Hz/60Hz alim entate de la rețea. În anumite limite, dimensiune
unui transformator este invers prop orțională cu valoarea frecvenței.
Circuitul funcționează similar un ui regulator ridicător de tensiune (figura 47). Transformatorul
poate fi privit ca o bobină cu două înfășurări, una pe ntru stocarea energiei în miezul transformatorului și
una pentru tranferul energiei din miez pe condensatorul de ieșire.

Figura 47. Schema de principiu a regulatorului cu transformator
 = [V O(VI – V BE(on))] / [V I(VO + V D)]

Surse de alimentare 29 În timpul blocării tranzistorului Q (pentru 0<t<t ON), tranformatorul înmagazinează energia
furnizată de către sursa V I. Dioda D este blocată, iar condensato rul C permite alimentarea sarcinii. În
momentul deschiderii tranzistorului Q, dioda D se deblochează. Energia înmagazinată de către
transformator va servi la alimentarea circuitului și re încărcarea condensatorului . Valoarea condensatorului
trebuie aleasă suficient de mare pentru a asig ura o tensiune de ieșire relativ constantă.
Valoarea tensiunii de ieșire este determinată de factorul de umplere al impusurilor de comandă și
de raportul de transformare al transformatorului. Co ntrolul tensiunii de ieșire se face prin controlul
timpului t ON în care tranzistorul Q se află în saturație.

Regulatoarele cu transformator sunt utile pentru sarcini multiple și tensiuni de ieșire mari,
deoarece bobina este înlocuită cu un transformator. Inconvenientele unui astf el de regulator sunt :
– riplu mare al tensiunii de ieșire, datorită în cărcării condensatorului pe o singură alternanță;
– tranzistorul trebuie să blocheze o tensiune dublă de intrare (2V I);
– transformatorul este comandat într-un singur sens, necesitând un miez mai mare decât în
cazul unui circuit de tip push-pull .

Bibliografie

[1] Agilent – Understanding Linear Po wer Supply Operation , AN1554
[2] Fairchild – High Current Voltage Regulators , 1982
[3] Fairchild – Voltage Regulator Handbook , 1978
[4] National Semiconductor – Linear and Switching Volt age Regulator Fundamentals
[5] National Semiconductor – Introduction to Power Supplies , AN-556
[6] National Semiconductor – National Analog and Interface Products Databook , 1999 Edition
[7] Manesh Jivani & Nikesh Shah – Variable Power Supply using a Fixed-Voltage Regulator IC ,
Electronics for You, November 2006, pp. 96-97
[8] Pierre Mayé – Les alimentations électroniques , Dunod, Paris, 2001 VO = [/(1–)][N 1/N2]VI