Sursa DE Tensiune In Comutatie CU Tensiuni DE Iesire
CUPRINS
CUPRINS 2
INTRODUCERE 5
Argumente în favoarea utilizării surselor în comutație. Paralelă între sursa liniară și sursa în comutație 5
Capitolul 1. PRINCIPIUL DE FUNCȚIONARE AL SURSELOR ÎN COMUTAȚIE 9
1.1. Introducere 9
1.2. Redresoare monofazate 11
1.2.1. Generalități 11
1.2.2. Redresoare monofazate necomandate 12
1.2.2.1. Redresoare monoalternanță 12
1.2.2.2. Redresoare dublă alternanță 14
1.2.2.3. Redresoare monofazat în punte 16
1.2.2.4. Redresoare cu dublare de tensiune 17
1.2.3. Redresoare monofazate comandate 18
1.2.3.1. Redresoare monoalternanță comandate 18
1.2.3.2. Redresoare dublă alternanță comandate 20
1.2.3.3. Puntea redresoare semicomandată cu sarcină rezistivă 21
1.2.3.4. Puntea redresoare semicomandată cu sarcină puternic inductivă 22
1.2.3.5. Puntea redresoare semicomandată cu sarcină puternic inductivă și diodă de conducție inversă. 24
1.2.3.6. Puntea redresoare integral comandată cu sarcină puternic inductivă și diodă de conducție inversă. 25
1.3. Stabilizatoare de tensiune 26
1.3.1. Introducere 26
1.3.2. Stabilizatoare liniare serie 27
1.3.2.1. Controlul procesului de stabilizare 29
1.3.2.2. Limitarea curentului și protecția la suprasarcină 30
1.3.3. Stabilizatoare liniare paralel 32
1.4. Convertoare în comutație “Forvard-Mode” 34
1.5. Convertoare în comutație “Flyback-Mode” 36
Capitolul 2. STRUCTURA UNEI SURSE DE PUTERE ÎN COMUTAȚIE REPREZENTATIVE 38
2.1. Filtrul EMI 39
2.2. Condensatorul de filtrare de intrare 40
2.3. Transformatorul 40
2.4. Contactoarele statice de putere 40
2.5. Redresoarele de ieșire 41
2.6. Filtrul de ieșire 41
2.7. Elementele detectorului de curent 42
2.8. Elementele reacției de tensiune 42
2.9. Circuitul de control 42
Capitolul 3. CONFIGURAȚII DE BAZĂ ALE SURSELOR ÎN COMUTAȚIE 45
3.1. Factorii care determină alegerea unei anumite configurații a sursei în comutație 45
3.2. Surse în comutație fără transformator izolator 46
3.2.1. Surse în configurație buck 47
3.2.2. Surse în configurație boost 49
3.2.3. Surse în configurație buck-boost 52
3.3. Surse în comutație cu transformator izolator 53
3.3.1. Surse în configurație flyback 54
3.3.2. Surse în configurație push-pull 57
3.3.3. Surse în configurație semipunte 60
3.3.4. Configurația în punte a surselor în comutație 62
Capitolul 4. PROTECȚIA SURSELOR ÎN COMUTAȚIE 64
4.1. Protecția sursei și a sarcinii față de tensiunea de intrare 64
4.1.1. Condiții adverse în linia de intrare de curent alternativ 64
4.1.1.1. Întreruperi de tensiune în linia de curent alternativ 64
4.1.1.2. Scăderi de tensiune 65
4.1.1.3. Supratensiuni și fenomene tranzitorii 65
4.1.2. Condiții adverse în linia de intrare de curent continuu 66
4.1.2.1. Condiții adverse provocate de tensiuni mai mici decât cele spesificate 66
4.1.2.2. Condiții adverse provocate de supratensiuni 66
4.1.2.3. Condiții adverse provocate de întreruperile de tensiune 67
4.1.2.4. Condiții adverse provocate vârfuri de tensiune de scurtă durată 67
4.2. Protecția sarcinii față de sursa în comutație 67
Capitolul 5. EXEMPLU DE PROIECTARE A UNEI SURSE DE ALIMENTARE PENTRU PC 69
5.1. Date de proiectare 69
5.2. Redresorul de intrare 70
5.3. Convertorul CC – CC 73
5.4. Alegerea diodelor 75
5.5. Calculul inductanțelor 76
5.6. Calculul capacităților 80
5.7. Proiectarea transformatorului 81
Capitolul 6. SURSĂ ATX 200 W 83
6.1. Regimul de repaus (stand-by) 83
6.2. Funcționarea sursei 85
6.2.1. Stabilizarea tensiunilor de ieșire 85
6.2.2. Semnalul PowerGood 86
6.2.3. Stabilizarea tensiunii de +3,3 V 86
6.2.4. Protecția la supratensiune (overvoltage) 86
6.2.5. Conectorul sursei ATX 200 W 87
Capitolul 7. CONCLUZII 88
Bibliografie 89
INTRODUCERE
Argumente în favoarea utilizării surselor în comutație. Paralelă între sursa liniară și sursa în comutație
Alegerea tipului de sursă de alimentare de putere care trebuie utilizată într-o anumită aplicație constituie un proces determinat în primul rând de natura aplicației respective. Atât sursele liniare cât și sursele în comutație au domenii specifice de aplicabilitate, în cadrul cărora fiecare prezintă avantaje de necontestat. Pentru a utiliza cel mai potrivit tip de sursă de putere într-o anumită aplicație, este necesar să se cunoască exigențele cerute costului și a parametrilor electrici ai întregului produs și să se aleagă sursa care satisface cel mai bine respectivele exigențe.
Sursele de putere liniare oferă proiectanților trei avantaje majore.
Simplitate. Utilizatorul poate cumpăra o sursă liniară compact încapsulată, la care poate eventual adăuga două filtre capacitive pentru filtrare, stocare și stabilitate. Chiar în cazul în care proiectantul trebuie să proiecteze o sursă liniară după niște indicații sumare, progresul actual al tehnologiei în domeniu permite realizarea proiectului în comformitate cu indicațiile dintr-un manual, cu effort minim.
Funcționare silențioasă și viteză mare de răspuns. Regulatoarele liniare generează la ieșire un zgomot electric extrem de redus sau chiar nul. Răspunsul dinamic în sarcină, este foarte bun ceea ce înseamnă că timpul de răspuns la modificarea curentului de sarcină este foarte scurt.
Prețul. Pentru o putere la ieșire de 10 W sau mai puțin, costul componentelor și al fabricării este mai mic în comparatie cu cel al unui regulator în comutație.
Sursele de putere liniare prezintă și niște dezavantaje care limitează aria lor de aplicabilitate. Proiectantul nu poate elimina unele dintre acestea, dar este posibil să diminuaeze efectele produse de ele.
În primul rând, sursele liniare nu pot fi utilizate decât ca regulatoare coborâtoare de tensiune. Aceasta înseamnă că la intrarea surselor liniare trebuie să se asigure o tensiune cu (2 ÷ 3) V mai mare decât tensiunea dorită la ieșire. Pentru aceasta, înaintea regulatorului liniar trebuie montat un transformator și un redresor filtrat, ceea ce duce la creșterea prețului de cost.
În al doilea rând, fiecare regulator liniar poate avea o singură ieșire. Pentru fiecare tensiune de ieșire necesară, trebuie adăugat un întreg regulator liniar. În cazul aplicațiilor care necesită mai multe tensiuni de alimentare, va crește prețul întregului sistem de alimentare.
În al treilea rând, un dezavantaj major al surselor de putere liniare îl constituie randamentul mediu al acestora. În aplicațiile obișnuite, regulatoarele liniare prezintă un randament cuprins între 30% și 60%. Aceasta înseamnă că pentru fiecare watt oferit sarcinii, mai mult de un watt se pierde în interiorul sursei. Aceste pierderi care se mai numesc și pierderi inițiale se produc în tranzistorul regulator și variază în limite largi când tensiunea de intrare variază între limita minimă și maximă specificată. Din această cauză este necesară utilizarea radiatoarelor pentru răcirea tranzistorului regulator care disipă puteri maxime când se lucrează la valorile maxime ale tensiunii și curentului de sarcină specificate. În marea majoritate a cazurilor, regulatorul liniar nu funcționează în aceste condiții, ceea ce însemnă că radiatorul este supradimensionat în aceste cazuri, ceea ce conduce la creșterea prețului de cost. Prețul de cost al radiatorului devine prohibitiv începând cu puterea de 10 W oferită la ieșire.
Toate aceste dezavantaje devin din ce în ce mai acute pe măsură ce puterea de ieșire crește și fac din sursa în comutație o variantă preferabilă.
Sursele în comutație elimină toate dezavantajele surselor liniare.
În primul rând, sursele în comutație prezintă un randament de (60 ÷ 90)% în raport cu tensiunea de intrare, ceea ce reduce drastic dimensiunile radiatorului și prin urmare și prețul de cost.
Tranzistoarele de putere dintr-o sursă în comutație funcționează în regimul cel mai eficient: saturat – blocat (în regim de comutație). Prin urmare, un tranzistor de putere poate furniza o putere de câteva ori mai mare decât puterea sa nominală, ceea ce înseamnă că pot fi utilizate dispozitive semiconductoare mai ieftine.
Deoarece tensiunea de alimentare este transformată în tensiune alternativă care alimentează un transformator, la acesta se pot adăuga mai multe înfășurări, în cazul în care sunt necesare mai multe tensiuni de ieșire. Prețul fiecărei ieșiri suplimentare este foarte mic în comparație cu prețul întregii surse, iar în cazul unui transformator cu înfășurări separate galvanic, tensiunile de ieșire sunt independente de tensiunea de intrare. Aceasta înseamnă că tensiunea de intrare poate fi mai mare sau mai mică decât tensiunile de ieșire fără ca acest fapt să afecteze funcționarea sursei. Datorită faptului că frecvența la care funcționează sursele în comutație este mult mai mare decât frecvența de 50 Hz sau 60 Hz a rețelei, dispozitivele magnetice și capacitive utilizate pentru înmagazinarea energiei sunt de dimensiuni mult mai reduse, iar prețul unei surse în comutație devine mai mic decât prețul unei surse liniare chiar de putere mai mare.
Toate aceste elemente prezentate mai sus conduc la concluzia că sursa în comutație este o alegere mai versatilă, cu o arie mai largă de aplicabilitate decât sursa liniară.
Dezavantajele surselor în comutație sunt minore și în mod uzual pot fi surclasate de către proiectant.
În primul rând, sursele în comutație sunt mult mai complexe decât sursele liniare. În situația în care pentru o anumită aplicație nu se găsește de cumpărat o sursă în comutație, aceasta trebuie proiectată. Proiectarea unei surse în comutație fiabilă, care să răspundă necesităților unei anumite aplicații poate necesita un timp apreciabil, iar în cazul în care este prima sursă de acest gen proiectată, timpul necesar proiectării crește și mai mult. Nu faceți greșeala să credeți că proiectarea unei astfel de surse este un lucru banal. Proiectarea unei astfel de surse are la bază o multitudine de factori de care trebuie să se țină cont. Un proiectant cu experiență în acest domeniu trebuie să lucreze minimum trei săptămâni, în funcție de complexitatea proiectului pentru a proiecta, executa prototipul și a testa surssa înainte de a o lansa în producție.
În al doilea rând, o sursă în comutație generează la intrare și la ieșire un zgomot considerabil, pe care-l emite în mediul înconjurător. Acesta este dificil de controlat și cu siguranță nu poate fi ignorat în faza de proiectare. Este motivul pentru care un proiectant de surse în comutație trebuie să aibă cunoștințe proiectare și expolatare în domeniul radiofrecvenței. În general, pentru a limita efectele zgomotului produs de sursele în comutație trebuie utilizate metode suplimentare de filtrare și ecranare, ceea ce conduce la creșterea prețului de cost.
În al treilea rând, datorită faptului că sursele în comutație “toacă” (chop) tensiunea de intrare în impulsuri de energie limitate în timp, timpul necesar sursei pentru a răspunde modificărilor sarcinii și a tensiunii de intrare este mai mare. Acest timp de răspuns poartă numele de timp de răspuns tranzitoriu [1]. Pentru a compensa această “lene”, uzual se mărește capacitatea condensatorilor de la ieșire, pentru ca aceștia să poată acumula energia necesară perioadei în care sursa ajustează puterea la nivelul cerut de noile condiții de funcționare. Și acest fapt conduce la creșterea prețului de cost, însă toate aceste dezavantaje sunt controlate de proiectant, iar impactul lor asupra sursei și a sistemului alimentat poate fi diminuat.
În general în aplicațiile industriale se utilizează în marea majoritate a cazurilor surse în comutație. Sursele liniare se utilizează la puteri mici, în cazul circuitelor care necesită o tensiune de alimentare fără zgomote, cum ar fi sistemele radio analogice sau circuitele de interfațare. Se mai utilizează în cazurile în care se impune un preț de cost total scăzut, iar producerea de căldură nu constituie o problemă.
Sursele în comutație se utilizează în situațiile în care este necesar un randament foarte ridicat al sursei de alimentare, iar disiparea căldurii reprezintă o problemă. Sursele independente sunt de obicei surse îtransformator cu înfășurări separate galvanic, tensiunile de ieșire sunt independente de tensiunea de intrare. Aceasta înseamnă că tensiunea de intrare poate fi mai mare sau mai mică decât tensiunile de ieșire fără ca acest fapt să afecteze funcționarea sursei. Datorită faptului că frecvența la care funcționează sursele în comutație este mult mai mare decât frecvența de 50 Hz sau 60 Hz a rețelei, dispozitivele magnetice și capacitive utilizate pentru înmagazinarea energiei sunt de dimensiuni mult mai reduse, iar prețul unei surse în comutație devine mai mic decât prețul unei surse liniare chiar de putere mai mare.
Toate aceste elemente prezentate mai sus conduc la concluzia că sursa în comutație este o alegere mai versatilă, cu o arie mai largă de aplicabilitate decât sursa liniară.
Dezavantajele surselor în comutație sunt minore și în mod uzual pot fi surclasate de către proiectant.
În primul rând, sursele în comutație sunt mult mai complexe decât sursele liniare. În situația în care pentru o anumită aplicație nu se găsește de cumpărat o sursă în comutație, aceasta trebuie proiectată. Proiectarea unei surse în comutație fiabilă, care să răspundă necesităților unei anumite aplicații poate necesita un timp apreciabil, iar în cazul în care este prima sursă de acest gen proiectată, timpul necesar proiectării crește și mai mult. Nu faceți greșeala să credeți că proiectarea unei astfel de surse este un lucru banal. Proiectarea unei astfel de surse are la bază o multitudine de factori de care trebuie să se țină cont. Un proiectant cu experiență în acest domeniu trebuie să lucreze minimum trei săptămâni, în funcție de complexitatea proiectului pentru a proiecta, executa prototipul și a testa surssa înainte de a o lansa în producție.
În al doilea rând, o sursă în comutație generează la intrare și la ieșire un zgomot considerabil, pe care-l emite în mediul înconjurător. Acesta este dificil de controlat și cu siguranță nu poate fi ignorat în faza de proiectare. Este motivul pentru care un proiectant de surse în comutație trebuie să aibă cunoștințe proiectare și expolatare în domeniul radiofrecvenței. În general, pentru a limita efectele zgomotului produs de sursele în comutație trebuie utilizate metode suplimentare de filtrare și ecranare, ceea ce conduce la creșterea prețului de cost.
În al treilea rând, datorită faptului că sursele în comutație “toacă” (chop) tensiunea de intrare în impulsuri de energie limitate în timp, timpul necesar sursei pentru a răspunde modificărilor sarcinii și a tensiunii de intrare este mai mare. Acest timp de răspuns poartă numele de timp de răspuns tranzitoriu [1]. Pentru a compensa această “lene”, uzual se mărește capacitatea condensatorilor de la ieșire, pentru ca aceștia să poată acumula energia necesară perioadei în care sursa ajustează puterea la nivelul cerut de noile condiții de funcționare. Și acest fapt conduce la creșterea prețului de cost, însă toate aceste dezavantaje sunt controlate de proiectant, iar impactul lor asupra sursei și a sistemului alimentat poate fi diminuat.
În general în aplicațiile industriale se utilizează în marea majoritate a cazurilor surse în comutație. Sursele liniare se utilizează la puteri mici, în cazul circuitelor care necesită o tensiune de alimentare fără zgomote, cum ar fi sistemele radio analogice sau circuitele de interfațare. Se mai utilizează în cazurile în care se impune un preț de cost total scăzut, iar producerea de căldură nu constituie o problemă.
Sursele în comutație se utilizează în situațiile în care este necesar un randament foarte ridicat al sursei de alimentare, iar disiparea căldurii reprezintă o problemă. Sursele independente sunt de obicei surse în comutație datorită eficienței lor în generarea tuturor tensiunilor necesare unui anumit echipament, în special în cazul aplicațiilor care necesită tensiune înaltă și puteri de câțiva kilowați.
În concluzie, sursele în comutație sunt preferate în majoritatea aplicațiilor datorită varsatilității, randamentului, volumului și al prețului, calități susținute și de progresele înregistrate de tehnologia componentelor electronice și noile metode de proiectare topologică.
Capitolul 1. PRINCIPIUL DE FUNCȚIONARE AL SURSELOR ÎN COMUTAȚIE
1.1. Introducere
Să ne imaginăm că ne aflăm într-o stație terminus de metrou la o oră de vârf. La sosirea trenului, aproape instantaneu, mii de navetiști se înghesuie, încercând să-și facă drum către casă. Bineînțeles că trenul nu este suficient de încăpător pentru a transporta toate persoanele din stație. Ce-i de făcut? Foarte simplu! Se împarte marea de oameni în câteva grupuri care acoperă capacitatea trenului și se transpotă acestea într-o succesiune rapidă. Mulți dintre acești pasageri care trebuie să ajungă la destinații mai îndepărtate vor fi transportați ulterior cu mijloace de transport alternative. De exemplu pasagerii transportați cu metroul vor fi transportați cu autobuzul, cu taxiul, etc. sau eventual, aceste “pachete” de pasageri se vor reuni din nou și o altă aglomerație de pasageri vor căuta drum către o altă destinație.
Conversia de putere prin comutare se aseamănă remarcabil de bine cu un sistem de tranzit al unei mase de pasageri. Diferența constă că în loc de oameni se transferă energia de la un nivel la altul. Astfel, se preia energia electrică sub formă de curent continuu de la o “sursă de intrare” se “toacă” aceasta în “pachete” prin intermediul unui “comutator” (un tranzistor) și apoi se transferă cu concursul unor componente (inductanțe și condensatori) care au capacitatea de a
îngloba aceste pachete de energie și a le modifica între ele după cum se dorește. În final, aceste pachete se vor contopi din nou, realizând astfel o circulație de energie lină și continuă de la intrare la ieșire [2].
Astfel, din punctul de vedere al unui observator, în ambele cazuri prezentate mai sus (pasageri sau energie) se remarcă un șuvoi intrând și unul similar ieșind. Însă în stadiile intermediare ale procesului, transferul este realizat prin divizarea șuvoiului în pachete care pot fi manipulate mai ușor în diverse moduri.
Privind mai atent analogia cu stația de metrou, se constată trebuie ca sistemul să fie capabil să transfere un anumit număr de pasageri într-un anumit interval de timp (de remarcat este faptul că în ingineria electrică energia transferată în unitatea de timp constituie puterea electrică) – ceea ce înseamnă că există două posibilități: fie se utilizează trenuri de capacitate mai mare care circulă la intervale mai mari de timp, fie se utilizează trenuri de capacitate redusă care circulă la intervale de timp mai mici. Așadar, nu trebuie să constituie o surpriză faptul că în cazul conversiei de putere prin comutare, comutarea se face la frecvențe înalte. Prin aceasta se reduce dimensiunea pachetelor de energie, și în consecință se va reduce și dimensiunea componentelor care înmagazinează și transportă aceste pachete de energie.
Sursele de alimentare care funcționează pe baza acestui principiu se numesc surse de putere în comutație sau convertoare de putere în comutație.
“Convertoarele CC – CC” (DC – DC converters) conțin unitățile funcționale de bază pentru sursele de putere în comutație. După cum indică și denumirea lor, acestea “convertesc” o tensiune continuă de la intrare “VIN” într-o tensiune continuă necesară “VO” de alt nivel.
Convertoarele CA – CC (AC – DC converters) denumite și convertoare “off – line” au configurația tipică prezentată în Figura 1.1. Acesta convertoare redresează în primul rând tensiunea alternativă de la intrare “VCA” într-o tensiune continuă de nivel apreciabil (denumită adesea și cale de CC de înaltă tensiune) și apoi aplică această tensiune unui “convertor CC – CC” sau este oferită direct utilizatorului. După cum se poate remarca, conversia puterii se face în cea mai mare parte în procesul de conversie al tensiunii continue.
Fig. 1.1. Configurația tipică a unui convertor CA – CC.
Este foarte important ca la ieșire să se obțină o tensiune continuă stabilizată, din care se pot obține ulterior mai multe tensiuni continue necesare utilizatorului. Din acest motiv, în toate convertoarele de putere va exista un “circuit de control” cu rolul de a monitoriza și compara permanent nivelul tensiunii de ieșire cu un “nivel de referință” intern. În momentul în care nivelul tensiunii de ieșire se avate de la valoarea referinței interne, se iau măsuri de corecție a acestuia. Acest proces poartă numele de “stabilizarea ieșirii” sau mai simplu “stabilizare”. Cu privire la procesul de control al tensiunii de ieșire, este foarte important să se cunoască domeniul în care se poate corecta ieșirea sursei de putere la modificarea bruscă a tensiunii de intrare și a sarcinii, deoarece nici un proces fizic nu se desfășoară “instantaneu”. Proprietatea oricărui convertor de a realiza o reglare (corecție) rapidă ca răspuns la perturbațiile externe se numește “caracteristică de reacție” sau “caracteristică de CA” [2].
Există două tipuri fundamentale de convertoare în comutație care funcționează pe principul modulării impulsurilor în durată – MID (Pulse Width Modulation – PWM). Acestea sunt convertoarele “forward-mode” și “flyback-mode”. Numele fiecăruia dintre ele derivă din modul în care sunt utilizate componentele magnetice din fiecare tip de convertor. Chiar dacă din punct de vedere schematic par a semăna între ele, din punct de vedere funcțional, diferă.
1.2. Redresoare monofazate
1.2.1. Generalități
Majoritatea circuitelor electronice funcționează prin utilizarea energiei preluată de la una sau mai multe surse de alimentare în curent continuu. Cu toate că se pot folosi baterii sau alte surse de energie portabile, în cele mai multe cazuri tensiunea continuă se obține prin conversia tensiunii alternative din rețeaua de distribuție cu frecvență de 50 Hz. Această conversie se realizează cu ajutorul redresoarelor. Transformarea tensiunii alternative într-o tensiune care are o importantă componentă continuă este posibilă datorită elementelor neliniare pe care le conține circuitul redresor.
În Figura 1.2, se prezintă structura tipică a circuit de alimentare cu tensiune continuă.
Fig. 1.2. Structura tipică a unui circuit de alimentare cu tensiune continuă [3].
Transformatorul T are rolul de a modifica tensiunea rețelei în concordanță cu valoarea tensiunii continue necesare consumatorului, realizând totodată și o separare galvanică a acestuia de rețeaua de alimentare. În general, în scopul de a diminua cuplajele parazite dintre primar și secundar, transformatorul este prevăzut cu o înfășurare de ecranare, conectată la nulul sistemului (masă).
Redresorul R este un circuit care convertește tensiunea alternativă într-o tensiune pulsatorie (o tensiune care își modifică în timp doar amplitudinea nu și polaritatea). Această tensiune conține în afara componentei continue și componente alternative. Având în vedere că aparatura electronică necesită o tensiune continuă de alimentare, cu componente alternative cât mai mici, la ieșirea redresorului se conectează un circuit de filtrare (netezire) F.
Filtrul are rolul de a micșora amplitudinea componentelor alternative, acumulând energie în intervalul de timp în care tensiunea da le bornele sale crește și cedând energie consumatorului în intervalele de timp în care tensiunea scade. În unele cazuri, cum ar fi încărcarea bateriilor de acumulatoare, filtrele nu mai sunt necesare.
1.2.2. Redresoare monofazate necomandate
Redresoarele necomandate sunt redresoarele la care comutarea elementelor de circuit care realizează redresarea se face natural, în funcție de parametrii tensiunii de alimentare.
1.2.2.1. Redresoare monoalternanță
Schema electrică a unui redresor monoalternanță este prezentată în Figura 1.3 a), în care e1 = E1∙cos ωt, e2 = E2∙cos ωt, raportul celor două amplitudini fiind egal cu raportul de transformare (E1/E2 = N1/N2).
Fig. 1.3. Redresor monofazat monoalternanță. a) – schema reală;
b) – schema echivalentă în intervalul de conducție a diodei (o semiperioadă) [3].
În semiperioada în care la bornele secundarului apare polaritatea din figura de mai sus (dioda este polarizată direct), dioda conduce, iar prin ea va circula curentul iA(t), care produce căderea de tensiune u(t) la bornele sarcinii. Circuitul echivalent pe acest interval de conducție al diodei este prezentat în Figura 1.3, b), în care Ri reprezintă resistența internă a diodei, r2 este rezistența înfășurării secundare a transformatorului, iar r1(N2/N1)2 este rezistența înfășurării primare care se reflectă în circuitul secundar. În cealaltă semiperioadă, în care dioda este polarizată invers, ea este blocată și curentul prin circuit este practic nul.
În situația in care valoarea amplitidinii E2 a tensiunii induse în secundar este mult mai mare decât limita maximă a căderii de tensiune pe diodă, aceasta din urmă se poate neglija, ceea ce este echivalent cu a considera că rezistența internă a acesteia Ri este nulă (în general dacă tensiunea E2 este de cel puțin 10 ori mai mare decât căderea de tensiune pe diodă).
Din circuitul echivalent, rezultă:
(1.1)
în care cu R’i s-a notat suma:
(1.2)
Din relațiile de mai sus, rezultă:
(1.3)
În Figura 1.4, sunt prezentate formele de undă ale variației în timp a tensiunilor e2 și u(t).
Fig. 1.4. Formele de undă ale tensiunilor e2 și u(t) [3].
Tensiunea medie redresată va fi egală cu valoarea medie a tensiunii u(t), adică:
(1.4)
Curentul continuu redresat este egal cu:
(1.5)
Pentru a se putea aprecia eficiența redresării, se calculează amplitudinea armonicii de frecvență minimă (în cazul de față frecvență minimă a tensiunii u(t) este egală cu cea a rețelei de alimentare). Dacă se notează pusatia minimă a tensiunii de la bornele sarcinii cu Ω, se poate scrie:
(1.6)
iar:
(1.7)
Se separă integrala în suma de două integrale și deoarece integrala funcției cosinus pe o perioadă este nulă, al doilea menbru al sumei este nul și prin urmare:
(1.8)
Factorul de ondulație se definește ca fiind raportul amplitudinea armonicii de pulsație cea mai mică și tensiunea continuă redresată:
(1.9)
O redresare bună se caracterizează printr-un factor de ondulatie mic. Conform relației (1.9), redresarea monoalternanță nu are o comportare satisfăcătoare din acest punct de vedere.
Curentul maxim care circulă prin diodă se deduce din relația (1.1), considerând valoarea funcției cosinus egală cu +1:
(1.10)
Tensiunea inversă maximă care apare la bornele diodei în intervalul cât aceasta este blocată se deduce din Figura 1.3:
(1.11)
Observație. Toate calculele de mai sus sunt valabile în ipoteza în care în semiperioada în care dioda este blocată, curentul prin ea să fie nul. În cazul în care dioda semiconductoare are un curent rezidual IR mare (lucrează la o temperatură ridicată a joncțiunii) tensiunea u(t) nu va mai fi egală cu zero în intervalul +π/2 – +3π/2, ci va avea o valoare negativă, dată de produsul IR∙R. Aceasta scade tensiunea continuă redresată și factorul de ondulație, redresarea fiind în în acest caz mai puțin eficientă.
1.2.2.2. Redresoare dublă alternanță
Schema acestui tip de redresor este prezentată în Figura 1.5. rdresorul funcționează astfel: în fiecare semiperioadă conduce câte o diodă pe rând (cealaltă fiind blocată), în funcție de polaritatea care apare la bornele transformatorului. Rezistența de sarcină este străbătută în permanență de un curent cu același sens. Cu notațiile din figură, în fiecare semiperioadă este valabil circuitul din Figura 1.3, b).
Fig. 1.5. Redresor monofazat dublă alternanță; a) – circulația curentului când conduce D1;
b) – circulația curentului când conduce D2 [3].
Formele de undă ale tensiunilor sunt prezentate în Figura 1.6.
Fig. 1.6. Variația în timp a tensiunilor e2 și u(t) în cazul unui redresor monofazat dublă alternanță [3].
După cu se poate remarca în figură, frecvență minimă a tensiunii u(t) este dublul frecvenței rețelei:
(1.12)
Deoarece față de redresorul monoalternanță tensiunea u(t) conține de două ori mai multe sinusoide în același interval de timp, valoarea medie a tensiunii redresate va fi de două ori mai mare:
(1.13)
Amplitudinea armonicii de trecvența cea mai mică (2f) va fi:
(1.14)
Factorul de ondulație al redresorului dublă altermanță rezultă ținând cont de relațile (1.13) și (1.14):
(1.15)
ceea ce pune în evidență o eficacitate sporită a procesului de redresare față de redresorul monoalternanță.
Curentul maxim prin diodă va fi dat de relația (1.10), în schimb tensiunea inversă, conform Figurii 1.5, a) este dată de relația:
(1.16)
având valoarea maximă:
(1.17)
Se poate observa că dacă redresorul funcționează în gol (R → ∞), Uinv M = 2E2; în caz contrar rezultă o valoare mai mică decât 2E2 cu căderea de tensiune pe dioda în conducție (care în cazul diodelor semiconductoare este neglijabilă).
În concluzie, redresorul dublă altermanță oferă o eficiență sporită a redresării în comparație cu redresorul monoalternanță. Însă prezintă dezavantajul utilizării unui transformator cu priză mediană (mai costisitor, cu număr dublu de spire în secundar), iar diodele trebuie să suporte o tensiune inversă de două ori mai mare.
1.2.2.3. Redresoare monofazat în punte
Configurația redresorului monofazat în punte este prezentată în Figura 1.7.
Fig. 1.7. Redresor monofazat în punte; a) – circulația curentului în semialternanță pozitivă;
b) – circulația curentului în semialtermanță negativă; c) – valoarea Uinv pe grupul de diode în serie [3].
Redresorul funcționează în modul următor: în semiperioada pozitivă, conduc diodele D2 și D4, D1 și D3 fiind blocate, iar în semiperioada negativă, conduc diodele D1 și D3, D2 și D4 fiind blocate. Curentul circulă după cum se vede în Figura 1.7 a). Se remarcă faptul că în fiecare semialternanță rezistența de sarcină R este străbătută de un curent care-și păstrează sensul. Formele de undă ale tensiunilor sunt similare cu cele din Figura 1.6. tensiunea continuă redresată, factorul de ondulație și curentul maxim prin diodă dunt practic aceleași ca la redresorul monofazat dublă alternanță prezentat anterior.
Singura deosebire apare în ceea ce privește tensiunea inversă maximă. Conform Figurii 1.7 a), dacă se neglijează căderea de tensiune pe dioda polarizată direct, rezultă:
(1.18)
În cazul în care tensiunea inversă maximă a diodei este mai mică decât E2, se folosește grupul din Figura 1.7 c), constituit din n diode, astfel încât E2/n < Uinv M. Rezistențele Rp de valori mari (sute de kΩ) se conectează în paralel cu diodele pentru a repartiza în mod egal tensiunile inverse pe diode. În lipsa acestor rezistențe tensiunile inverse ar fi invers proporționale cu curenții reziduali ai diodelor. Rolul condensatoarelor conectate în paralel cu diodele (de ordinul 1 μF) este de a distribui egal tensiunile inverse tranzitorii. În absența condensatoarelor, aceste tensiuni ar fi invers proporționale cu capacitățile de barieră ale diodelor.
1.2.2.4. Redresoare cu dublare de tensiune
Configurația unui astfel de circuit este prezentată în Figura 1.8.
Fig. 1.8. Redresor dublor de tensiune; a) – încărcarea capacității C1 și circulația curentului;
b) – încărcarea capacității C2 și circulația curentului [3].
În funcționarea redresorului dublor de tensiune se disting două etape.
La punerea sub tensiune a redresorului, apare un regim tranzitoriu în urma căruia, în semialternanța pozitivă, condesatorul C1 se încarcă prin dioda D2 cu polaritatea indicată în Figura 1.8 a). În semilaternanța negativă, conduce D1, iar C2 se încarcă ca în Figura 1.8 b). Deoarece constanta de timp la încărcare este mai mică (încărcarea se face printr-o diodă în conducție), în primele perioade tensiunea la borne a acondensatorului ajunge la valoarea maxim a tensiunii secundare E2.
După ce condensatoarele C1 și C2 s-au încărcat, în semiperioadele pozitive curentul circulă conform Figurii 1.8. a), descărcând puțin condensatorul C2. În semiperioadele negative, (Figura 1.8. b), sarcina este străbătută de un curent de același sens, care descarcă puțin condensatorul C1. Pentru a asigura o funcționare normală a schemei, este necesar să fie îndeplinită condiția:
(1.19)
ceea ce asigură o constantă de timp de descărcare a concensatorilor mult mai mare decât constanta de timp de încărcare a acestora. În acest mod, la bornele sarcinii se asigură în permananță o tensiune egală cu suma celor două tensiuni ale condensatoarelor C1 și C2, adică o valoare ceva mai mică decât 2E2, din care cauză se spune că redresorul dubleză tensiunea.
1.2.3. Redresoare monofazate comandate
1.2.3.1. Redresoare monoalternanță comandate
Cel mai simplu redresor comandat utilizează un singur dispozitiv electronic comandabil (tiristor, tranzistor, triac) pentru a produce la ieșire o tensiune continuă variabilă, obținută de la o sursă de alimentare cu tensiune alternativă de amplitudine constantă. Configurația unui astfel de redresor se poate urmări în Figura 1.9.
Fig. 1.9. Redresor monoalternanță comandat [5].
În figura de mai sus,
(1.20)
în care Em și E reprezintă valoarea maximă și respectiv valoarea eficace a tensiunii de intrare (de alimentare). Tiristorul T1 primește comanda de intrare în conducție în semialternanță pozitivă a tensiunii de alimentare, cu o întârziere α față de momentul începerii acestei semialternanțe. Comanda de deschidere este trimisă electrodului poartă prin intermediul unui circuit de comandă pe poartă (DCG). Cu cât unghiul de întâeziere este mai mare, cu atât va fi mai mică valoarea medie a tensiunii continue aplicată sarcinii. Formele de undă sunt prezentate în Figura 1.10.
Fig. 1.10. Formele de undă ale tensiunilor în cazul redresorului monoalternanță comandat [5].
Tensiunea medie aplicată sarcinii se determină calculând raportul dintre aria cuprinsă între curba tensiunii și axa absciselor și perioada semnalului. Pentru un anumit unghi de întârziere α, va avea expresia:
(1.21)
Curentul de sarcină mediu va fi:
(1.22)
Tensiunea efectivă se calculează cu relația:
(1.23)
iar valoarea efectivă a curentului de sarcină va avea expresia:
(1.24)
Un circuit de comandă pe poartă simplu este prezentat în Figura 1.11.
Fig.1.11. Circuit de comandă pe poartă cu triac [5].
După cum se poate urmări în figura de mai sus, circuitul este format din grupul R-C care determină timpul de încărcare a condensatorului cu o tensiune de o anumită valoare și un diac care se va deschide la o tensiune de 20 V – 60 V, în funcție de caracteristicile sale. În momentul în care s-a atins tensiunea nivelul tensiunii de deschidere, tensiunea la bornele sale va scade brusc la o valoare în jur de 1,5 V. În acest moment tiristorul T1 va intra în conducție.
1.2.3.2. Redresoare dublă alternanță comandate
În cazul redresoarelor monoalternanță comendate nu se utilizează sursa de tensiune alternativă de alimentare la întrega ei capacitate, deoarere se utilizează doar semilaternanța pozitivă. Redresoarele dublă alternanță controlate utilizează atât semialternanța pozitivă și alternanța negativă. Există mai multe configurații pentru a realiza redresoare bublă alternanță comandate. Circuitele prezentate în Figurile 1.12 – 1.16 utilizează unul, două sau patru contactoare statice.
Fig. 1.12. cu un singur tiristor [5]. Fig. 1.13. Cu un triac [5].
Fig.1.14. Cu două tiristoare [5].
Fig. 1.15. Cu patru tiristoare [5].
Fig. 1.16. Cu două diode și două tiristoare [5].
Redresoarele dublă alternanță comandate cu sarcini active sau cu sarcini inductive și diode de conducție inversă funcționează în cadranul întâi. Aceasta înseamnă că atât tensiunea cât și curentul de sarcină se consideră pozitive. Funcționarea în primul cadran este tipică configurațiilor din Figurile 1.12. 1.13 și 1.16. Circuitele din Figurile 1.14 și 1.15 pot funcționa în două cadrane dacă sarcina este inductivă sau dacă alimentează un motor de curent continuu.
În al doilea cadran, tensiunea își schimbă senul, astfel încât energia va circula dinspre sarcină către sursă. Funcționarea în patru cadrane este posibilă prin utilizarea a două redresoare dublă alternanță comandate conectate în antiparalel sau “spate în spate”. Acest sistem se utilizează la acționarea motoarelor de curent continuu cu excitație separată și permite schimbarea sensului de rotație al motorului, precum și controlul regimului de frânare al acestuia.
Pentru comanda comanda contactoarelor statice, sunt necesare impulsuri de comandă sincronizate cu tensiunea alternativă de alimentare. Circuitul de comandă din Figura 1.11 este foarte simplu, însă are limitări în ceea ce privește domeniul de evoluție al unghiului de întârziere. Pentru un domeniu larg de variație al acestui unghi au fost concepute și realizate module integrate, cum ar fi de exemplu modulul TDA2086A [5]. În cazul redresoarelor dublă alternanță comandate integral (cum este cazul redresorului din Figura 1.15), se impune izolarea galvanică a circuitelor de comandă pe poartă față de electrozii de comandă corespunzători ai contactoarelor statice. Pentru aceasta se utilizează transformatoarele de impulsuri sau optocuploarele.
1.2.3.3. Puntea redresoare semicomandată cu sarcină rezistivă
Puntea redresoare semicomandată (Figura 1.16) este cel mai ușor de implementat dintre toate redresoarele dublă alternanță, deoarece se poate configura astfel încât cele două tiristoare să aibă catodul comun. Circuitul de comandă pentru intrarea în conducție va genera un singur tren de impulsuri care se aplică simultan ambelor tiristoare, dar va intra în conducție numai cel care este polarizat direct în momentul primirii impulsului de comandă. Formele de undă sunt prezentate în Figura 1.17.
Tensiunea medie aplicată la bornele sarcinii va avea expresia:
(1.25)
Fig. 1.17. Fomele de undă ale tensiunilor de alimentare și de ieșire în cazul punții semicomandate
și sarcină rezistivă [5].
Curentul mediu va avea forma:
(1.26)
Valoarea eficace a tensiunii aplicare sarcinii va fi:
(1.27)
căreia îi corespunde curentul:
(1.28)
Tensiunea eficace și curentul corespunzător vor fi mai mari de ori, iar puterea de două ori în comparație cu redresorul monoalternanță.
1.2.3.4. Puntea redresoare semicomandată cu sarcină puternic inductivă
În circuitul din Figura 1.16, se înlocuiește resitorul de sarcină cu o inductanță de valoare relativ mare. Se presupune că valoarea inductanței este suficient de mare încât să asigure un curent de sarcină neîntrerupt. În semialternanța pozitivă, tiristorul T1 intră în conducție cu întârzierea α și curentul circulă prin T1, sarcină și dioda D1. În momentul în care tensiunea de alimentare își schimbă polaritatea, dacă sarcina ar fi fost rezitivă T1 ar fi ieșit din conducție. Însă, datorită energiei inductive acumulate, tensiunea la bornele sarcinii se inversează în scopul menținerii curentului ce o străbate. Dioda D2 va fi polarizată direct și va intra în conducție, aducând capătul inferior al sarcinii la valoarea virtuală nulă a tensiunii. Energia înmagazinată în inductanță menține circulația curentului prin D2, T1 și sarcină. La momentul π+α, tiristorul T2 primește comanda de aprindere, T1 este polarizat invers și iese din conducție, iar curentul circulă prin T2, sarcină și D2. La trecerea din nou a tensiunii de alimentare prin zero și energia inductivă polarizează direct dioda D1 pentru a menține circulația curentului, T1 intră în conducție, D2 se blochează și ciclul se repetă. Formele de undă sunt prezentate în Figura 1.18.
Fig. 1.18. Fomele de undă ale tensiunilor de alimentare și de ieșire în cazul punții semicomandate
și sarcină puternic inductivă [5].
Tensiunea medie și curentul mediu vor avea aceleași expresii ca în cazul anterior: (1.25) și respectiv (1.26). Curentul eficace va fi:
(1.29)
1.2.3.5. Puntea redresoare semicomandată cu sarcină puternic inductivă și diodă de conducție inversă.
Dacă în paralel cu sarcina se conectează o diodă de conducție inversă, atunci, în momentul în care tensiunea la bornele sarcinii își schimbă sensul, această diodă va fi polarizată direct, iar curentul datorat energiei inductive va circula numai prin sarcină și dioda conactată în paralel, nici un element al punții redresoare nemaifiind parcurs de curent.
Fig. 1.19. Schema redresorului dublă alternanță semicomandat cu diodă de conducție inversă
conectată la bornele sarcinii [5].
Avantajul constă în aceea că în momentul în care tensiunea de alimentare trece prin zero, tiristorul care conducea iese din conducție și prin aceasta se reduce durata de funcționare a tiristoarelor. Schema acestui circuit și forma de undă a tensiunilor sunt prezentate în Figura 1.19.
Analizând formele de undă din figura de mai sus este limpede că valorile eficace ale tensiunii și curentului de sarcină nu sunt afectate de conectarea diodei de conducție inversă.
1.2.3.6. Puntea redresoare integral comandată cu sarcină puternic inductivă și diodă de conducție inversă.
Dacă puntea redresoare nu conține diode de conducție inversă, iar tensiunea la bornele sarcinii se inversează datorită energiei inductive, curentul de sarcină continuă să circule prin tiristoarele care nu pot conduce decât într-un singur sens, dar va circula către susrsa de alimentare, în sens contrar acesteia. În esență, tensiunea înmagazinată de către inductanța de sarcină este recuperată în rețeaua de alimentare
Fig. 1.20. Schema redresorului dublă alternanță integral comandat, cu diodă de conducție inversă
conectată la bornele sarcinii [5].
Circuitul funcționează în cadranul II. Schema circuitului și formele de undă sunt prezentate în Figura 1.20.
În cazul acestui circuit, tiristoarele aflate în conducție sunt stinse prin polarizare inversă în momentul în care se aprinde următorul tiristor ce urmează să intre în conducție, ceea ce înseamnă că în această configurație curentul de sarcină nu mai ajunge la valoarea zero.
(1.30)
iar curentul Imed s = Umed s/R, deoarece datorită valorii mari ai inductanței, Imed s = Is. Puterea cedată sarcinii va fi:
(1.31)
iar factorul de putere global:
(1.32)
Factorul de putere este în acest caz proporțional cu cosα.
1.3. Stabilizatoare de tensiune
1.3.1. Introducere
Un stabilizator de tensiune continuă este format în general dintr-un circuit de reacție, o tensiune de referință stabilă și un circuit de control care comandă un element de reglare (un dispozitiv electronic, cum ar fi de exemplu un tranzistor bipolar sau MOSFET). Stabilizarea trensiunii se realizează prin detectarea variațiilor de tensiune ce apar la ieșirea de curent continuu a sursei de putere. În funcție de amplitudinea și sensul acestor variații se generează un semnal de comandă către elemetul de reglare în scopul anulării acestor vatiații. Rezultatul constă în menținerea tensiunii de ieșire la o valoare constantă, indiferent de modul de variație al curentului de sarcină.
Tranzistorul regulator funcționează în regiunea activă. Dacă tranzistorul funcționează în orice punct al regiunii active a caracteristicii sale, stabilizatoul este definit ca fiind un stabilizator liniar. În cazul in care tranzistorul funcționează în numai zonele de blocare și saturare, stabilizatorul este definit ca fiind un stabilizator în comutație.
Stabilizatoarele liniare se por clasifica în: stabilizatoare serie și stabilizatoare paralel. Ambele tipuri de stabilizatoare sunt capabile să îndeplinească aceeași funcție: să transforme tensiunea nestabilizată de la intrare într-o tensiune stabilizată la ieșire, cu care se alimentează sarcina. Totuși aceste două tipuri de stabilizatoare prezintă diferențe semnificative în ceea ce privește posibilitățile și performanțele în funcționare. În procesul de proiectare a sursei de alimentare, alegerea tipului de stabilizator trebuie să se țină cont de raportul performanțe/cost al fiecăruia. Pentru a alege cel mai potrivit tip de stabilizator, proiectantul trebuie să cunoască cerințele aplicației căreia îi este destinată sursa de alimentare și trebuie să aleagă stabilizatorul care răspunde cel mai complet acestor cerințe.
1.3.2. Stabilizatoare liniare serie
În Figura 1.21 se prezintă schema de principiu a unui stabilizator liniar serie.
Fig. 1.21. Schema bloc a unui stabilizator liniar serie [7].
Un stabilizator simplu cu diodă Zener este capabil să mențină acceptabil tensiunea de ieșire constantă și să reducă riplul sursei de alimentare. Totuși, stabilizarea nu este foarte exactă, iar rendamentul este scăzut datorită rezistenței interne nenule a diodei. Pentru a îmbunătăți gradul de stabilizare și a mări randamentul, este necesat să se limiteze curentul prin dioda Zenner la o valoare cât mai mică. Pentru a realiza acest lucru, se introduce un amplificator în serie cu sarcina, după cum se poate remarca în Figura 1.22.
Fig. 1.22. Schema de bază a unui stabilizator liniar serie [7].
Rolul amplificatorului este de a limita variațiile curentului care străbate dioda Zener. Datorită posibilităților de amplificare în curent a tranzistoruluiener se poate reduce de (β+1) ori, β fiind factorul de amplificare în curent al tranzistorului. Tensiunea de la ieșirea stabilizatorului va fi:
(1.33)
Variația tensiunii de ieșire va fi:
(1.34)
în care rd este rezistența dinamică a diodei Zener și re reprezintă rezistență de ieșire a tranzistorului. Se admite că Ui și Uz sunt constante. Deoarece ΔID ≈ ΔIs/(β+1), variația tensiunii de ieșire va fi:
(1.35)
Dacă Ui nu este constantă, atunci curentul se va modifica odată cu modificarea tensiunii de intrare. Variația acestui curent va fi absorbită de dioda Zener. În proiectarea stabilizatoarelor liniare serie este imperios necesat ca tranzistorul serie să funcționeze în interiorul Ariei de funcționare sigură (SOA) și să fie protejat împotriva încălzirii excesive datorată suprasarcinilor. Tensiunea colector – emitor în cazul tranzistorului Q1 este dată de relația:
(1.36)
Astfel, pentru o anumită tensiune necesară la ieșire, tensiunea maximă UCE pentru un tranzistor Q1 va fi impusă de valoarea maximă a tensiunii de intrare a stabilizatorului. Puterea disipată de Q1 poate fi aproximată prin:
(1.37)
Valoarea maximă a puterii disipate în Q1 depinde de combinația dintre tensiunea de intrare Ui și curentul de sarcină Is. În cazul unei tensiuni reduse la ieșire și un curent de sarcină semnificativ, puterea disipată în tranzistorul serie poate ajunge la 50% din puterea livrată sarcinii.
În cazul multor aplicații care necesită valori mari de curent și de tensiune la ieșire, este necesar să se folosească un ansamblu Darlinton ca element regulator serie, astfel încât să nu se depășească parametrii limită ai tranzistorului regulator. Configurația circuitului în acest caz este prezentată în Figura 1.23.
Fig. 1.23. Stabilizator liniar serie cu amplificator Darlington [7].
Configurația prezintă avantajul că se reduce semnificativ puterea disipată în dioda Zener. Curentul de baza maxim est în mod obișnuit mai mic de 1 mA. Din acestă cauză, se poate folosi o diodă de mică putere și în consecință mai ieftină.
1.3.2.1. Controlul procesului de stabilizare
Stabilizatoarele liniare prezentate în figurile 1.22 și 1.23 nu au bucle de reacție. Cu toate că pentru un număr apreciabil de aplicații asigură un factor de stabilizare corespunzător, în cazul acestor configurații rezistența de ieșire și riplul nu por fi reduse. În Figura 1.23 se prezintă un stabilizator serie la care se folosește o buclă de reacție în scopul îmbunătățirii performanțelor sale.
Fig. 1.24. Stabilizator liniar serie cu buclă de reacție [7].
În acest circuit, tranzistoarele Q3 și Q4 formează un amplificator diferențial a cărui factor de amplificare este determinat de rezistorul R6. DZ este dioda Zener de referință polarizată prin R4. Pentru a crește precizia, în loc de DZ se poate utiliza un circuit integrat specializat, cum ar fi seria REF produsă de firma Burr-Brown. Rezistoarele R1 și R2 formează un divizor rezistiv al tensiunii de ieșire. Tranzistorii Q1 și Q2 în conexiune Darlington formează regulatorul serie.
În intervalul în care tranzitoarele Q1 și Q2 sunt în conducție, tensiunea de ieșire crește și astfel crește și tensiunea UA aplicată în baza tranzistorului Q3. În acest timp Q3 este blocat, iar Q4
conduce. În momentul în care UA atinge valoarea tensiunii de referință Uref din baza lui Q4, joncțiune bază- emitor a lui Q3 devine polarizată direct. O parte din curentul de bază a lui Q1 va fi deviat prin colectorul lui Q3. Dacă tensiunea de ieșire U0 începe să crească peste Uref, Q3 se deschide și mai mult determinând scăderea gradului de conducție al tranzistoarelor Q1 și Q2, obligând prin aceasta tensiunea de ieșire să revină la valoarea necesară prestabilită.
În Figura 1.25, se prezintă un stabilizator serie care utilizează un amplificator operațional (op-amp) pentru controlul gradului de conducție al tranzistorului regulator serie.
În proiectarea stabilizatoarelor liniare, o porblemă importantă o constituie valoarea apreciabilă a puterii disipate în tranzistorul regulator serie. În cazul apariției unui supracurent de sarcină, tranzistorul regulator serie se poate distruge relativ repede. De fapt, în condițiile unui scurtcircuit la ieșire tensiunea la bornele tranzistorului Q2 din Figura 1.24 va fi tocmai tensiunea de intrare U1, iar curentul care-l străbate va fi mai mare decât curentul nominal de funcționare. Prin aceasta, tranzistorul iese din zona SOA și în timp relativ scurt se distruge.
Fig. 1.25. Stabilizator liniar serie cu amplificator operațional [7].
1.3.2.2. Limitarea curentului și protecția la suprasarcină
Tranzistorul regulator serie nu trebuie să fie forțat să disipe o putere excesivă datorată curentilor de suprasarcină sau a scurcircuitelor de la ieșire. Un circuit de limitare a curentului care circulă prin tranzistorul regulator serie trebuie să mențină acest curent în domeniul valoarii de catalod a puterii disipate de către tranzistor. Pentru a proteja tranzistorul, mecanismul de limitare a curentului trebuie să acționeze rapid și să permită stabilizatorului să revină la funcționarea normală în momentul în care cauzele care au produs supracurentul au dispărut. O tehnică de limitare a supracurentului de sarcină este ilustrată în Figura 1.26.
Fig. 1.26. Stabilizator liniar cu circuit de limitare a curentului [7].
Limitarea curentului se realizează prin acțiunea combinată a componentelor din chenarul cu linie întreruptă. Tensiunea formată din căderea de tensiune de la bornele rezistorului R3 împreună cu tensiunea bază-emitor a tranzistorului de limitare a curentului Q3 este este proporțională cu curentul de sarcină Is. În timpul regimului de supracurent Is atinge valoarea maximă predeterminată de valoarea tranzistorului R3 care determină intrarea în conducție a lui Q3. Când tranzistorul Q3 începe să conducă, va permite unui procent din curentul de bază a lui Q1 să circule prin el. Prin aceasta se limitează curentul Is la valoarea Is max. Deoarece tensiunea bază-emitor UBE a tranzistorului Q3 nu poate depăși 0,7 V, tensiunea la bornele rezistorului R3 este mentinută la această valoare, iar Is max va fi limitat la valoarea:
(1.38)
Această metodă de protecție la supracurent poartă numele de limitare la nivel constant a curentului. Caracteristica tensiune – curent a circuitului mai sus prezentat se poate urmări în Figura1.27.
Fig. 1.27. Caracteristica sistemului de limitare la nivel constant a curentului de sarcină [7].
În numeroase stabilizatoare de mare curent se utilizează așa nunita metodă foldback de limitare a curentului de sarcină. Această tehnică este asemănătoare cu tehnica precedentă, cu excepția faptului că în acest caz curentul de sarcină se reduce prin reducerea tensiunii de la ieșirea stabilizatorului. Un asfel de stabilizator are o caracterisrică tensiune – curent ca cea prezentată în Figura 1.28, iar schema stabilizatorului se poate urmări în Figura 1.29.
Fig. 1.28. Caracteristica sistemului foldback de limitare a curentului de sarcină [7].
Fig. 1.29. Stabilizator liniar cu circuit foldback de limitare a curentului [7].
Circuitul de limitare a curentului prin această metodă este cel din dreptunghiul figurat cu linie întreruptă. Funcționarea circuitului este asemănătoare cu cea a circuitului de limitare a curentului de sarcină din cazul anterior, cu excepția rezistoarelor R5 și R6. La curenți de sarcină normali, tranzistorul de limitare a curentului Q3 este blocat. La bornele rezistorului de limitare a curentului apare o tensiune proporțională cu curentul de sarcină Is. Această tensiune se aplică bazei tranzistorului Q3 prin intermediul divizorului format din R5 și R6.
În momentul în care Is depășește curentul limită admis, tensiunea la boirnele rezistorului R3 crește, tensiunea la bornele rezistorului R5 va crește și Q3 va începe să conducă progresiv. Cănd Q3 intră în conducție, el va scurtcircuita o parte din curentul de bază al lui Q1. Acest fapt determină scăderea tensiunii la ieșirea stabilizatorului. Dacă tensiunea la ieșire scade, tensiunea la bornele lui R6 scade și un procent mai mare din curentul de bază a lui Q1 este scurtcircuitat prin Q3. Astfel, curentul care străbate R3 și produce căderea de tensiune care menține Q3 în stare de conducție scade și el.
În consecință, pe măsură ce rezistență de sarcină scade, tensiunea și curentul de ieșire scad, iar valoarea curentului limită scade și ea către valoarea minimă corespunzătoare situației în care ieșirea este scurtcircuitată. Un stabilizator cu sistem de limitare foldback asigură o anumită valoarea maximă a curentului de sarcină Is max. Dacă rezistența de sarcină scade sau ieșirea este scurtciucuitată, curentul scade până la o valoare redusă pentru a preveni supraîncălzirea tranzistoarelor serie.
1.3.3. Stabilizatoare liniare paralel
Configurația de bază a unui stabilizator liniar paralel este prezentată în Figura 1.30. În această configurație, tranzistorul regulator Q1 este conectat în paralel cu sarcina. Funcționarea circuitului este asemănătoare cu cea a stabilizatorului liniar serie, diferență constând în aceea că stabilizarea se realizează prin controlul curentului care circulă prin Q3.
Fig. 1.30. Configurația de bază a unui stabilizator liniar paralel [7].
Dacă tensiunea de ieșire tinde să crească din cauza modificării rezistenței de sarcină, tensiunea de la intrarea neinversoare a amplificatorului operațional tinde să crească. Acestă tensiune este comparată cu tensiunea de referință și diferența rezultată va face ca gradul de conducție al tranzistorului Q1 să crească. La tensiuni Ui și U0 constante, Is va scade, iar U0 va rămâne constantă. Dacă U0 tinde să scadă, valoarea tesiunii de bază a tranzistorului Q1 determină scăderea gradului de conducție a acestuia. Prin aceasta se compensează tendința de scădere a tensiunii U0 și aceasta se menține aproape constantă.
Curentul care circulă prin R3 va avea expresia:
(1.39)
și:
(1.40)
Cu Is și U0 constante, o modificare a tensiunii de intrare Ui se reflectă în modificarea curentului care strabate tranzistorul Q1:
(1.41)
Cu Ui și U0 constante, se obține:
(1.42)
Ecuația (1.42) demonstrează faptul că dacă IQ1 crește, Is scade și invers. Cu toate că stabilizatoarele paralel nu sunt tot atât de eficiente ca stabilizatoarele serie pentru multe aplicații, ele prezintă avantajul unei importante simplități constructive. Configurația prezentată în Figura 1.30, oferă implicit și protecție la scurtcircuit. Dacă ieșirea este scurtcircuitată, curentul de sarcină este limitat de rezistorul R3 și expresia lui va fi:
(1.43)
Puterea disipată de Q1 poate fi aproximată prin:
(1.44)
Pentru valori reduse ale curentului Is puterea disipată în Q1 este apreciabilă, iar randamentul stabilizatorului se poate diminua cu până 10% în aceste condiții. Pentru a micșora puterea disipată de Q1 se pot utiliza unul sau mai multe tranzistoare în paralel cu sarcina conectate ca în Figura 1.31.
Fig. 1.31. Stabilizator liniar cu două tranzistoare la element regulator paralel.
1.4. Convertoare în comutație “Forvard-Mode”
Covertoarele în comutație “Forward-Mode” conțin în principal patru elemente funcționale: un contactor de putere pantru a genera impulsurile PWM, un redresor (diodă de conducție inversă, diodă supresoare), o inductanță serie și un condensator, după cum se poate observa în Figura 1.32.
Contactorul de putere poate fi un tranzistor de putere bipolar, IGBT sau MOSFET, plasat direct între tensiunea de intrare și circuitul de filtrare. Între contactorul de putere și filtru poate fi plasat un transformator pentru ridicarea sau coborârea tensiunii de la intrare. Dioda conectă în paralel (dioda șunt) , inductanța serie și capacitatea în paralel formează un rezervor de stocare a energiei cu rolul de a înmagazina suficientă energie pentru a menține tensiunea și curentul la ieșire în intervalul de timp în care contactorul static de putere este blocat.
Fig. 1.32. Convertorul de tip Forward-Mode [1].
Contactorul de putere are rolul de a reumple acest rezervor cu energia consumată în intervalele în care el este blocat. Rolul său poate fi privit prin analogie cu rolul unui sistem mecanic format dintr-un piston și un volant. Pistonul comunică un impuls de energie, iar volantul înmagazinează energia pentru ca aceasta să poată fi folosită de sarcină.
Funcționarea contactorului static de putere poate împățită în două intervale de timp. În decursul primului interval de timp, contactorul este închis (saturat). În acest timp, curentul de sarcină circulă de la sursa de alimentare prin inductanță, către sarcină și înapoi către sursă. Dioda conectată în paralel este în regim de alimentare inversă în tot acest interval.
În decursul celui de-al doilea interval de timp, contactorul static este deschis (blocat). După ce contactorul s-a deschis, inductanța mai așteaptă încă să circule prin ea curent către sarcină. Traseul inițial de circulație a curentului către intrare este anulat, dioda șunt începe să conducă, fapt care menține circulația curentului către sarcină. În momentul în care contactorul începe din nou să conducă, tensiunea aplicată filtrului blochează dioda șunt. Pe scurt, curentul prin inductanță circulă întotdeauna în sens “înainte” (dinspre sursă către sarcină), de unde derivă și denumirea acestui tip de convertor.
Cantitatea de energie livrată sarcinii depinde de raportul intervalelor conducție/blocare (ciclul de funcționare). Raporul procentual dintre intervalul de conducție și întreaga perioadă de funcționare se poate modifica între 0% și 100%, însă în mod normal acest raport ia valori cuprinse între 5% și 95%. Un model de relație aproximativă între tensiunea de intrare, ciclul de funcționare și tensiunea de ieșire, consideră că tensiunea de ieșire este valoarea medie a ariei impulsurilor de tensiune și are forma:
(1.45)
Relația de mai sus se aplică în practică doar în cazul sarcinilor mici, însă în alte situații reflectă o aproximare rezonabilă.
1.5. Convertoare în comutație “Flyback-Mode”
Convertoarele “Flyback-Mode” au în componență aceleași patru elemente ca și convertoarele “Forward-Mode”, cu singura diferență că sunt conectate în alt mod, după cum se poate remarca în Figura 1.33.
La acest tip de convertor în comutație, inductanța este plasată între intrare și contactorul de putere. Anodul diodei este conectat în nodul în care sunt conectate împreună inductanța și contactorul de putere, iar condensatorul este plasat între ieșirea diodei (catod) și masă (conductorul de întoarcere de la sarcină la sursa de alimentare).
Fig. 1.33. Convertorul de tip Flyback-Mode [1].
Și în cazul acestui tip de convertor, perioada de funcționare se poate împărți în două intervale. În intervalul în care contactorul de putere este închis curentul circulă prin inductanță, fapt care conduce la înmagazinarea energiei în materialul miezului.
La sfârșitul acestui interval, contactorul se deschide. Deoarece curentul printr-o inductanță nu se poate modifica instantaneu, tensiunea de la bornele inductanței își va schimba semnul (flies back – zboară invers). Această tensiune va polariza direct dioda care va permite ca energia inductanței să fie înmagazinată în condensator. Procesul durează până când întreaga energie înmagazinată în inductanță în intervalul anterior a fost transmisă condensatorului. Deoarece nivelul tensiunii de la bornele inductanței depășește nivelul tensiunii de alimentare, tensiunea de la bornele condensatorului va fi mai mare decât tensiunea de alimentare (de intrare). Acest fapt va face ca riplul tensiunii de la ieșirea convertoarelor flyback să fie mai mare decât în cazul convertoarelor forward.
Ciclul de funcționare la un convertor flyback obișnuit poate evolua între 0% și 50%. Această restricție este impusă de necesitatea existenței unui anumit timp de descărcare a energiei înmagazinată în inductor către condensator. În cazul convertoarelor flyback cu transforator de separare, ciclul de funcționare poate crește, datorită efectelor raportului de transformare și al inductanțelor înfășurărilor primare și secundare.
Relația dintre tensiunea de ieșire și tensiunea de intrare este în acest caz întrucâtva mai dificil de explicat. În intrevalul în care contactorul este deschis, inductanța se va goli de energie înainte de a începe următorul interval de conducție al contactorului. Deoarece produsele tensiune – timp ale inductanței în timpul intervalelor de încărcare – descărcare trebuie să fie egale, iar tensiunea de ieșire a unui convertor “boost” fără transformator de izolare trebuie să fie mai mare decât tensiunea de la intrare, va rezulta relația:
(1.46)
în care Vinv reprezintă tensiunea inversă (flyback) de la bornele inductanței, Ton este intervalul în care contactorul de putere este închis, iar Tinv reprezintă timpul cât persistă tensiunea inversă la bornele inductanței.
Capitolul 2. STRUCTURA UNEI SURSE DE PUTERE ÎN COMUTAȚIE REPREZENTATIVE
Pentru abordarea adecvată a unei anumite metode de proiectare a unei surse de putere în comutație, proiectantul trebuie să aibă cunoștinte solide despre blocurile funcționale care intră în componența unei surse de acest gen. Elementele componente ce vor fi dicutate în cele ce urmează constituie configurația tipică minimală a unei surse de putere în comutație. Sursa prezentată în Figura 2.1 este regulator “push-pull” cu o singură ieșire. Formele de undă explicative sunt prezentate în Figura 2.2.
Fig. 2.1. Structura unei surse de putere în comutație [2].
2.1. Filtrul EMI
Acest bloc funcțional constă dintr-un filtru L-C plasat la intrarea convertorului în comutație. Acest filtru îndeplinește două funcții. În primul rând, inductanța și capacitățile acționează ca un filtru împotriva interferențelor radio (RFI) de înaltă frecvență, reducând componentele zgomotului de înaltă frecvență care sunt trimise de către sursă înapoi către sursa de alimentare de la intrare. Curenții de zgomot ar fi putut radia în eter din liniile sistemului de alimentare ca dintr-o antenă. Limita inferioară a benzii de trecere a acestui filtru nu trebuie să fie mai mare de 2 ÷ 3 ori frecvența de funcționare a sursei în comutație.
Fig. 2.2. Formele de undă reprezentative [2].
Cel de-al doilea rol al acestui bloc funcțional este acela de a introduce o inductanță de valoare redusă (L1) între tensiunea de intrare și condensatorul de intrare. Rolul său constă în reducerea nivelului supratensiunilor periculoase, permițând capacității de intrare și oricărui alt circuit de protecție împotriva supratensiunilor să absoarbă energiile ditructive ce pot apare la intrarea sursei dinspre linia de alimentare. Prin acesta se protejează componentele electronice de tensiuni ale căror nivel le-ar putea depăși parametrii de funcționare.
2.2. Condensatorul de filtrare de intrare
Valoarea capacității acestui condensator este relativ mare. Rolul său este acela de a înmagazina energia de înaltă și joasă frecvență necesară sursei în timpul perioadei de conducție al fiecărui tranzistor. Este constituit de obicei din două condensatoare, un condensator electrolitic sau cu tantal pentru componentele curentului la frecvența de comutare a sursei și un condensator ceramic pentru armonicile generate de procesul de comutare. Un alt factor care impune utilizarea condensatorului de intrare este acela că linia de alimentare (care aduce tensiunea de alimentare la bornele de intrare ale sursei) poate fi suficient de lungă pentru a introduce rezistențe și inductanțe suplimentare între sursa de alimentare și sursa în comutație. În aceste condiții, linia de alimentare va semăna cu cu sursă de curent limitată și nu va putea acoperi necesitățile de curent de înaltă frecvență ale sursei în comutație în cazul unor modificări rapide ale tensiunii și curentului ce au loc în interiorul acesteia. Condensatorul de intrare se încarcă la frecvențe reduse și asigură cereri de curenți de frecvență mult mai mare. Fără ambele condensatoare ce constituie condensatorul de intrare, condensatorul electrolitic pentru frecvențe joase și condensatorul ceramic pentru frecvențe înalte, sursa nu ar putea funcționa în domeniul tensiunilor și curenților de înaltă frecvență, fapt care ar afecta semnificativ stabilitatea sa în funcționare.
2.3. Transformatorul
În configurația din Figura 2.1, transformatorul asigură izolarea galvanică între intrarea și ieșirea sursei în comutație. El poate fi un transformator ridicător și/sau coborâtor de tensiune. În acestă situație, transformatorul nu înmagazinează energie. Se pot obține ieșiri suplimentare pentru sursă prin simpla adăugare de înfășurări secundare suplimentare transformatorului. Aceasta permite ca o singură sursă în comutație să ofere toate tensiunile necesare unui anumit produs. Transformatorul constituie “coloana vertebrală” a sursei în comutație. În cazul în care acesta nu este corect proiectat și realizat, el va afecta negativ funcționarea sursei și fiabilitatea dispozitivelor semiconductoare care intră în componența acesteia.
2.4. Contactoarele statice de putere
Acestea pot fi tranzistoare de putere bipolare, IGBT sau MOSFET, cu rolul de a comuta rapid din stare saturată în stare blocată. Au rolul de “poartă” pentru energia preluată de la sursa de alimentare (intrare) și livrată sarcinii. Fluxul de energie este reglat de către circuitul de control care sesizează cererea de energie din partea sarcinii și modifică perioada de conducție a contactoarelor de putere, perioadă care reglează livrarea de energie către sarcină în cantitățile cerute de aceasta.
Contactoarele de putere constituie componentele cel mai puțin fiabile din structura sursei în comutație. Dacă în timpul funcționării în condiții adverse trebuie să se defecteze vreo componentă a sursei, contactoarele statice vor fi primele care vor ieși din funcție. Din această cauză, pentru a avea siguranța unei funcționări sigure, proiectarea și selecționarea dispozitivelor semiconductoare cu rol de contactoare statice trebuie făcută cu multă atenție.
2.5. Redresoarele de ieșire
În configurația prezentată în Figura 2.1, diodele redresoare conduc în același timp cu contactoarele de putere. Dacă convertorul în comutație este prevăzut cu transformator izolator așa cum este cazul de față, tensiunile secundare nu au componentă continuă, formele de undă ale acestora fiind axate pe zero. În timp ce contactoarele de putere conduc, tensiunea secundară ajunge la o valoare egală cu raportul dintre tensiunea de primară (de intrare) și raportul de transformare. Diodele redresoare transformă tensiunea secundară bipolară într-un tren de impulsuri unipolare. Pentru a inversa sensul tensiunii de ieșire este suficient ca diodele redresoare să fie conectate invers. Chiar dacă prin redrsor circulă un curent al cărui valoare medie este egală cu valoarea curentului de sarcină, valoarea de vârf a curentului va dpăși această valoarea medie. Este motivul pentru care în procesul de selectare a diodelor redresoare, proiectantul trebuie să tină cont de pierderile suplimentare care apar în timpul circulației acestor curenți de vârf și să adauge o marjă de eroare la valorile nominale ale curenților diodelor redresoare.
2.6. Filtrul de ieșire
Filtrul de ieșire din exemplul de mai sus este un filtru LC, format dintr-o inductanță conectată în serie și un condensator conectat în paralel. Rolul său este de a înmagazina energie în intervalul în care contactoarele de putere nu conduc. Filtrul de ieșire funcționează în fond ca un echivalent electric al unui volant mecanic. Perioadele de conducție ale contactoarelor servesc pentru a reînmagazina energia pierdută de inductanță în timpul în care ele erau blocate. Uzual, în inductanță și capacitate se înmagazinează cu 50% mai multă energie decât este consumată de sarcină în întreg ciclul de funcționare. Această rezervă va fi livrată în cazul unei creșteri bruște a solicitărilor sarcinii, în timp ce bucla de control poate comanda generarea unei cantități mai mare de energie prin mărirea intervalului de conducție a contactoarelor statice de putere.
2.7. Elementele detectorului de curent
Metoda ptezentată în Figura 1.1 constituie doar una dintre posibilitățile de detectare a supracurenților. În principiu, metoda constă în a obține o tensiune proporțională cu curentul de sarcină. Această tensiune este amplificată și în cazul în care devine prea mare (în condițiile apariției unui supracurent, modifică tensiunea de la ieșirea buclei de control și determină o reducere a tensiunii de la ieșirea sursei în comutație. În funcție de modalitatea în care se face detectarea curentului de sarcină, de factorul de amplificare a detectorului de curent și de alți parametri care sunt detectați, se poate realiza o funcționare la curent constant sau la putere constantă.
Metoda de limitare și mărimea vizată depinde de capacitatea sarcinii de a rezista în condițiile unui supracurent sau a unui scurtcircuit de avarie. În cazul convertoarelor cu caracter de sursă de tensiune această facilitate rămâne complet inactivă până la apariția condițiilor de producere a unui supracurent. În cazul convertoarelor în comutație cu caracter de sursă de curent, se detectează curentul prin primarul transformatorului și se utilizează în procesul global de control al sursei, oferind nu numai o protecție la supracurent ci și o îmbunătățire a capacităților de răspuns în regim tranzitoriu a sursei.
2.8. Elementele reacției de tensiune
Uzual, reacția după tensiune are ca element esențial un divizor rezistiv care are rolul de a reduce tensiunea nominală de ieșire la un nivel comparabil cu cel al referinței de tensiune de la intrarea amplificatorului de eroare. Amplificatorul de eroare amplidică diferența dintre nivelul ideal al tensiunii de ieșire impus de referința de tensiune și nivelul real al tensiunii de ieșire, indicat de elementele de reacție. În funcție de mărimea și sensul semnalului de la ieșirea amplificatorului de eroare, se comandă modificarea intervalului de conducție a contactoarelor de putere.
2.9. Circuitul de control
Funcționarea acestui circuit este în mod caracteristic axată pe detectarea și reglarea tensiunii de la ieșirea sursei, conversia tensiune – modularea impulsurilor în durată (PWM), generarea unei tensiuni de referință stabilă, detecția și limitarea supracurenților. Mai poate include și un circuit soft-starter, un circuit de limitare a timpului mort și un sistem de oprire de la distanță. Oscilatorul inclus în circuitul de control are rolul de a stabili frecvența de funcționare a sursei și generează tensiunea în formă de dinți de fierăstrău (rampă) pentru conversia CC – PWM. Amplificatorul de eroare amplifică diferența dintre valoarea “ideală” a tensiunii de referință și valoarea reală detectată a tensiunii de ieșire oferită de divizorul rezistiv din bucla de reacție după tensiune. Semnalul de la ieșirea amplificatorului de eroare reprezintă diferența dintre referință și tensiunea reală de la ieșirea sursei multiplicată cu factorul de amplificare în curent continuu al amplificatorului operațional, peste care se suprapune tensiunea de off-set în curent continuu a acestuia.
Acest semnal de eroare este trimis către convertorul CC – PWM, convertor care generează un tren de impulsuri a cărui ciclu de funcționare corespunde acestui semnal de eroare. Trenul de impulsuri va comanda funcționarea contactoarelor statice de putere. În cazul în care sursa are un singur contactor de putere (single-ended), trenul de impulsuri va comanda direct acest contactor. Dacă sursa are două contactoare statice (double-ended), semnalul de comandă este trimis unui bistabil care dirijează semnalul de comandă alternativ către cele două contactoare. Contactoarele statice nu sunt comandate direct de acest semnal de comandă. Comanda contactoarelor se face prin intermediul unor circuite de comandă (drivere), care în principal formatează și apmplifică în putere semnalele PWM. Driver-ele au în mod obișnuit una sau două configurații de bază. În prima configurație, circuitul de comandă (driver-ul) este constituit dintr-un singur tranzistor, comandat de ieșirea convertorului CC – PWM și care la râdul său va comanda trenzistorul de putere. Este o configurație preferată în cazul contactoarelor statice de putere constituite din tranzistoare bipolare. A două configurație constă într-un driver push-pull, preferată în cazul contactoarelor constituite din tranzistoare MOSFET. În principal circuitul de control îndeplinește toate funcțiile prezentate mai sus.
Pe lângă acestrea se mai pot proiecta și alte funcții ale circuitului de control, cum ar fi: funcția soft-start, oprirea de la distanță, sincronizarea [1]. Funcția soft-start reduce supracurentul care apare în sursă în regim de pornire prin mărirea semnalului de la ieșirea amplificatorului de eroare și limitarea drastică a intervalelor de conducție ale contactoarelor de putere, până în momentul în care tensiunea de ieșire a sursei ajunge la valoarea stabilită.
Oprirea de la distanță este realizată de un circuit care inhibă funcționarea sursei prin oprirea funcțiilor circuitului de control, fără a decupla alimentarea circuitelor de putere ale sursei. Cu această facilitate se dotează sursele utilizate în aplicații unde dificil sau chiar imposibil să se decupleze linia de limentare de la intrarea sursei.
Sincronizarea este o funcție necesară sistemelor în care frecvența riplului tensiunii de la ieșirea sursei în comutație poate interfera cu sisteme sensibile cum ar fi tuburile catodice ale afișoarelor, sau convertoarele analog – digitate sau digital – analogice. În aceste cazuri, impulsurile de conducție vor fi sincronizate în frecvență și fază cu circuitele sensibile și pot fi fazate în așa fel încât circuitele sensibile să devină imune la riplul tensiunii de ieșire a sursei.
Blocurile funcționale descrise mai sus constituie structura care asigură funcționalitatea minimă de bază a unei surse în comutațe tipice. Acestor funcții se mai pot adăuga și altele cum ar fi: protecția intrării la fenomene tranzitorii, blocarea la tensiuni de valoare prea mică și orice modalitate de livrare în timp a puterii cerută de sistemul alimentat. Toate cerințele la care trebuie să răspundă sursa de putere în comutație trebuie cunoscute cu claritate în momentul începerii procesului de proiectare, astfel încât proiectantul să poată realiza cel mai performant proiect atât din punct de vedere tehnic cât și al prețului de cost, având în vedere că orice modificare ulterioară poate afecta în sens negativ aceste două deziderate.
Capitolul 3. CONFIGURAȚII DE BAZĂ ALE SURSELOR ÎN COMUTAȚIE
3.1. Factorii care determină alegerea unei anumite configurații a sursei în comutație
Pentru a se putea alege configurația cea mai potrivită unei anumite aplicații, trebuie să se înțeleagă diferențele subtile dintre configurații și factorii care fac dintr-o anumită topologie sursa cea mai potrivită aplicației respective. Există cinci factori primordiali care fac diferența între configurațiile surselor în comutație.
Curentul primar de vârf. Valoarea de vârf a curentului din înfășurarea primară indică gradul de solicitare suportat de dispozitivele semiconductoare de putere și intr-o anumită configurație tinde să micșoreze puterea pe care sursa o poate oferi la ieșire sarcinii.
Procentul din tensiunea de intrare care poate fi aplicată înfășurării primare a transformatorului. Acest procent indică valoarea efectivă a puterii preluată de la intrare ce poate fi oferită la ieșire. Sursele de putere în comutatie sunt circuite care funcționeză la putere constantă astfel încât cu cât tensiunea aplicată transformatorului sau inductorului este mai mare, cu atât vor fi mai reduse curentul mediu și valorile sale maxime vor fi mai reduse.
Ce lungime din caracteristica B-H utilizează transformatorul în fiecare ciclul de funcționare. Este un parametru care indică configurația cu transformatorul de cele mai mici dimensiuni pentru o amunită putere nominală de ieșire.
Gradul de izolare în curent continuu a intrării față de sarcină. Prin aceasta se indică nivelul de izolație în curent continuu a intrării dață de ieșire și permite proiectantului să adauge ușor sursei multiple ieșiri. Calitatea izolației transformatorului este impusă și de normele de securitate cerute de beneficiari.
Prețul și fiabilitatea. Proiectantul trebuie să aleagă configurația care necesită numărul cel mai redus de componente, fără ca prin aceasta să supună aceste componente unuor condiții de funcționare solicitante.
Majoritatea aplicațiilor industriale s-au cristalizat în jurul câtorva configurații. Diagrama din Figura 3.1 aproximează domeniul de utilizare al acestor configurații. Limitele ariilor de utilizare au fost stabilite în primul rând în funcție de nivelul solicitărilor la care sunt supuse contactoarele statice (tranzistoarele bipolare sau MOSFET), astfel încât să asigure un înalt grad de fiabilitate. Configurațiile luate în considerare în figură corespund structurilor dotate cu transformator izolator. Structurile fără transformator izolator prezintă moduri predictibile și catastrofale de avariere, din care cauză proiectanții cu experiență preferă să le evite.
Fig. 3.1. Configurațiile preferate în aplicațiile industriale și aria lor de aplicabilitate [8].
Topologiile flyback se utilizează cu precădere pentru aplicațiile de mică și medie putere (< 150 W). Din nefericire, aceste structuri produc vârfuri de curent mai mari decât structurile forward-mode, din care cauză la puteri mari devin o soluție ce trebuie evitată. În domeniul puterilor medii (de la 100 W la 400 W) soluția preferată o constituie configurațiile în semipunte. Acestea au o structură mai complicata decât cele flyback și prin urmare un preț mai mare, dar curenții de vârf sunt de la 1/3 la 1/2 mai mici decât curenții de vârf produși de structurile flyback. Peste 400 W, curenții de vârf devin foarte mari. Structurile în semipunte nu utilizează în întregime puterea oferită la intrare de către sursa de alimentare. Peste 400 W, structurile cele mai utilizate sunt cele în punte care utilizează mai eficient puterea oferită de sursa de alimentare. Sunt mai scumpe, dar pentru acest domeniu de putere, prețul nu mai constituie un element determinant.
O altă topologie utilizată uneori la puteri de peste 150 W este topologia push-pull care prezintă anumite dezavantaje, din care cauză utilizarea ei impune precauții sporite.
3.2. Surse în comutație fără transformator izolator
Sursele în comutație fără transformator izolator se utilizează în situația în care există un element extern care realizează izolarea în curent continuu sau protecția, în locul sursei. O astfel de componentă externă poate fi în mod uzual un transformator la 50 Hz – 60 Hz sau o sursă de alimentare autonomă (separată de reteua industrială). Funcționarea acestor tipuri de surse în comutațe este ușor de înțeles și prin urmare sunt folosite ca exemplu în proiectare de către diferiți producători și în consecință ușor abordabile de către proiectanții începători. Proiectanții experimentați utilizează foarte rar sursele neizolate deoarece avariile datorate lipsei izolației în curent continuu sunt de obicei severe.
Există trei configurații de bază în cadrul surselor fără transformator izolator: structura buck (coborâtor de tensiune), structura boost (ridicător de tensiune) și structura buck-boost (invertor).
Fiecare dintre cele trei tipuri produce la ieșire o tensiune care este mai mică sau mai mare decât tensiunea de intrare. Fiecare dintre ele au câte o singură ieșire, deoarere adăugarea unei noi ieșiri este nerentabilă.
3.2.1. Surse în configurație buck
Configurația acestui tip de sursă în comutație este cea mai simplă dintre toate topologiile uzual folosite. De asemenea, este tipul cel mai simplu de înțeles și de proiectat. Structura buck constituie cea mai simplă configurație a regulatoarelor forvard-mode, dar sunt caracterizatre prin probabilitatea cea mai mare de avarie catastrofală. Din această cauză în literatura de specialitate se recomandă utilizarea lor cu maximum de precauție. Schema și formele de undă sunt prezentate în Figura 3.2.
Fig. 3.2. Configurația buck și formele de undă [8].
Principiul de funcționare al acestui tip de regulator poate fi comparat cu modul de funcționare al sistemului mecanic piston – volant. Prin inductanță va circula un curent continuu de caloare medie egală cu cea a curentului care circulă prin sarcină. Contactorul de putere are rolul de a reface energia înmagazinată de către inductanță și care este transmisă sarcinii în intervalul în care contactorul nu conduce. Dioda numită și diodă de comutare menține circulația curentului prin inductanță când contactorul este blocat. În structura de față există două căi de circulație a curentului. Când contactorul de putere este în conducție, curentul circulă prin contactor, inductanță și sarcină, după care revine către intrare. Dacă sursa de alimentare de la intrarea circuitului poate oferi mai multă energie decât consumă sarcina, excesul este înmagfazinat de către câmpul magnetic al inductanței.
În intervalul în care contactorul este blocat, curentul de sarcină circulă prin dioda de comutare, sarcină și retur. Acest curent este susținut de surplusul se energie înmagazinat în inductanță, care este oferit sarcinii. Acest proces continuă până în momentul în care contactorul conduce din nou, iar ciclul de funcționare se repetă.
Tensiunea la bornele diodei de comutare când contactorul de putere conduce va fi:
(3.1)
în care Ui este tensiunea de alimentare de la intrare, iar Usat este tensiunea la bornele tranzistorului în regim de conducție.
Tensiunea la bornele diodei când contactorul de putere este blocat va fi:
(3.2)
în care Udir este căderea de tensiune pe dioda în conductie (polarizată direct).
Curentul prin inductanță când contactorul conduce este:
(3.3)
în cate Ton este intervalul de conducție a contactorului static.
Curentul prin inductanță in intervalul în care contactorul nu conduce (este blocat) este:
(3.4)
în care Ivf este valoarea de vârf a curentului prin inductanță, iar Toff reprezintă intervalul în care contactrul este blocat. Curentul prin inductanță este suma dintre curentul preluat de la sursă și curentul care se închide prin diodă, având formă triunghiulară. Valoarea medie a acestui curent este egală cu cea a curentului care circulă prin sarcină. Reglarea curentului de sarcină se realizează prin modificarea internalului de conducție al contactorului de putere. Rezultă o relație de control de forma:
(3.5)
Prin urmare, tensiunea de ieșire va a vea o valoare cu atât mai apropiată de valoarea tensiunii de intrare, cu cât intervalul de conducție (duty cicle) al contactorului de putere se apropie mai mult de 100%.
Configurația buck prezintă o serie de deficiențe și limitări:
Tenaiunea de intrare trebuie să fie cu cel puțin (1 ÷ 2) V mai mare decât tensiunea de ieșire, pentru a putea realiza stabilizarea tensiunii de ieșire. Această condiție poate constitui o problemă în cazul în care tensiunea de intrare este aproximativ egală cu tensiunea de ieșire, fiind identică cu condiția la care trabuie să răspundă și sursele liniare. Prin urmare, se poate utiliza doar ca regulator coborâtor de tensiune (step-down).
În momentul în care contactorul intră în conducție, dioda de comutare încă este parcursă de curentul datorat energiei înmagazinate de către inductanță. Dioda necesită un anumit timp de ieșire din conducție când este polarizată invers (Trr). Până se închide dioda, curentul va circula de la intrare, prin contactorul deschis, dioda de comutare, către masă. Prin aceasta apare un scurtcircuit al tensiunii de inreare, ceea ce supune contactorul static și dioda unor solicitări suplimentare. Există un singur mijloc de a elimina aceste solicitări suplimentare și anume utilizarea diodelor celor mai rapide (Trr cât mai mic).
Tranzistorii bipolari și MOSFET se distrug aproape întotdeauna în condiții de scurtcircuit. Prin aceasta, tensiunea de intrare este scurtcircuitată de către sarcină și dacă nu există alte mijloace de prorecție sarcina literalmente se poate arde. Este motivul pentru care poiectantul trebuie s adauge un circuit de protecțe la sarcinii la supratensiune și o siguranță fuzibilă în serie cu intrearea. Circtuitul de protecție la supratensiune – care poate fi un tiristor comandat de un comparator – sesizează că tensiunea de la bornele sarcinii depășește un anumit nivel, deschide titistorul care scurtcircuitează intrarea și determină arderea siguranței fuzibile. Metoda prezintă dezavantajul că circuitul de protecție la supratensiune poate fi activat de impulsuri scurte de curent produse de sarcină sau de lentoarea cu care acționează stabilizatorul de tensiune.
Chiar dacă o astfel de configurație este capabilă să livreze sarcinii în condiții normale de funcționare o putere de peste 1.000 W, ea nu este prea populară în rândul proiectanților de surse în comutație moderne, tocmai datorită deficientelor enumerate mai sus.
3.2.2. Surse în configurație boost
Configurația boost, cunoscută și ca regulator ridicător de tensiune (step-up) este un regulator de tip flyback-mode. Tensiunea de la ieșire este întotdeauna mai mare decât tensiunea de la intrare. Shema de principiu și formele de undă sunt prezentate în Figura 3.3.
Cu toate că în principiu conține aceleași componente ca regulatorul buck, funcționarea sursei boost este total diferită. În intervalul în care contactorul de putere este în conducție, tensiunea de intrare Ui este aplicată la bornele inductanței. Aceasta va determina o creștere liniară în rampă a curentului de la valoarea 0 V pâna la valoarea Ivf când contactorul de putere iese din conducție. În tot acest interval, energia preluată de la sursa de alimentare este înmagazinată în materialul magnetic al miezului inductanței. În mometul în care contactorul iese din conducție (se blochează) tensiunea la bornele inductantei își schimbă polaritatea față de tensiunea de intrare. Înductanța va avea la borne teoretic o tensiune de valoare foarte mare, care este însă adusă la valoarea tensiunii de ieșire în momentul în care dioda redresoare este polarizată direct (U0 + Ud).
Fig. 3.3. Configurația boost și formele de undă [8].
În momentele următoare, energia înmagazinată în inductanță este comunicată capacității din filtrul de ieșire care o pune la dispoziția sarcinii. Această configutație limitează ciclul de funcționare la valoarea de 50%, datorită timpului necesar transferului de energie de la inductanță la capacitatea de filtrare.
Modul de funcționare prezentat mai sus este cunoscut ca mod de funcționare “discontinuu”sau “regim de curent întrerupt”, fiind modul în care funcționează marea majoritate a regulatoarelor boost (Figura 3.3). Tensiunea la bornele inductanței devine nulă (sau Ui la bornele contactorului de putere) în momentul în care energia înmagazinată în miez s-a epizat. Curentul crește în rampă de la valoarea zero. Sursele în această configurație mai pot funcționa și în modul “continuu” sau “regim de curent neîntrerupt”, caz în care energia înmagazinata în inductanță nu se epuizează în intervalul în care contactorul este blocat. Din acest motiv, tensiunea de la bornele inductanței nu mai ajunge la zero, iar curentul crește în rampă de la o anumită valoare proporțională cu energia reziduală din miezul inductanței. Regulatorul de tip boost care functionează în regim de curent întrerupt poate trece în regim de curent neîntrerupt în cazul tensiunilor de intrare de valoare mică și valori mari ai timpilor de conducție ai contactorului de putere, timpi necesari transmiterii energiei necesare sarcinii.
Întrebarea esențială la care trebuie să răspundă proiectantul unei surse în comutație în configurație boost este legată de posibilitatea inductanței de a înmagazina energia necesară sarcinii în regim staționar de funcționare. Cantitatea de energie înmagazinată în miezul inductanței în intervalul în care contactorul conduce este dată de relația:
(3.6)
iar puterea medie comunicată sarcinii va fi de forma:
(3.7)
în care P0 este puterea maximă pe care o poate livra inductanța sarcinii, iar f este frecvența de funcționare a sursei. Valoarea P0 determinată cu relația de mai sus trebuie să fie întotdeauna mai mare decât cea mai mare putere solicitată de sarcină. În caz contrar, sursa va funcționa la sarcini însemnate, dar va fi incapabilă să asigure stabilizarea tensiunii de la ieșire.
Problema constă în determinarea unei valori cât mai mici a inductanței (dar nu atât de mici încât să se comporte ca un scurtcircuit) care să fie capabilă să acumuleze suficientă energie la o tensiune redusă specificată. Pentru aceasta se ține seama de relația:
(3.8)
Pentru a obține energia necesară, la de intrare tensiuni reduse, curentul Ivf care circulă prin inductanță când contactorul este în conducție, trebuie mărit. Se poate ajunge la situația în care intervalul de conducție acoperă perioada necesară inductanței să comunice întreaga sa energie sarcinii. Extinderea în continuare a intervalului de conducție duce la adăugarea unei energii suplimentare la energia reziduală a miezului inductanței, din care cauză funcția de stabilizare a tensiunii la ieșire încetează. Rolul proiectantului constă în determinarea valorii inductanței care produce acest fenomen numai în domeniul tensiunilir de intrare mai mici decât cele specificate.
Configurația de față funcționează la curenți de vârf de până la trei ori mai mari decât configurațiile forward-mode. Din acest motiv, ciclul de funcționare se limitează la valoarea de 50%, iar puterea la aproximativ 150 W, dincolo de care solicitările la care este supus tranzistorul contactor de putere devin prea mari.
Ca și în cazul celorlalte configurații fără transformator izolator, capacitatea regulatorului boost de a impiedica supratensiunile sau alte efecte aleatoare prezente în tensiunea de alimentare de la intrare să afecteze sarcina, sunt reduse. Spre exemplu, dacă la intrare apare un vârf pozitiv de tensiune el va determina o creștere a tensiunii de ieșire la care este conectată sarcina.
3.2.3. Surse în configurație buck-boost
Regulatorul buck-boost este o variantă a regulatorului flyback-mode. Modul de funcționare este foarte asemănător cu al configurației boost. Este cunoscut și sub denumirea de regualtor inversor. Diferența dintre configurația boost și buck-boost se remarcă în Figura 3.4, în care s-au inversat pozițiile contactorului de putere și a inductanței. Ca și în cazul configurației boost, inductanța înmagazinează energie în materialul miezului în intervalul în care contactorul de putere este în conducție.
Fig. 3.4. Configurația buck-boost și formele de undă [8].
Această energie este transmisă prin dioda redresoare către capacitatea de ieșire. La bornele acesteia se va obține o tensiune negativă, a cărui nivel se va regla prin modificarea intervalului de conducție a contactorului de putere. Și acest tip de regulator va avea ciclul de funcționare limitat la 50% datorită timpului necesar transferului energiei înmagazinate în miezul inductanței.
Ecuațiile referitoare la miezul inductanței și energia înmagazinată sunt indentice cu cele ale regulatorului boost. Inductanța trebuie să înmagazineze suficientă energie în fiecare interval de conducție al contactorului pentru a putea alimenta sarcina în intervalul în care acesta nu conduce. Această condiție trebuie îndeplinită la tensiuni de alimentare reduse când circuitul nu poate absorbi multă energie într-o microsecundă și la valoarea nominală maximă a sarcinii. Sunt condițiile cele mai dezavantajoase de funcționare, când ciclul de funcționare se aproprie de 50%. Ca și în cazul regulatoarelor forward-mode pentru a crește rata de stocare a energiei în miezul inductanței, proiectantul trebuie să scadă valoarea inductanței. Aceasta ajută circuitul flyback-mode funcționeze la tensiuni de alimentare reduse, dar în această situație valoarea de vârf a curentului poate deveni prea mare pentru a asigura o funcționare fiabilă a semiconductoarelor din sursă.
Sursele în configurație buck-boost pot prezinta aceleași defecte cu caracter catastrofal ca și sursele în configurație buck sau boost. În primul rând, dacă o supratensiune negativă tranzitorie poate pătrunde în circuit, tranzistorul bipolar care are rolul de contactor de putere se poate distruge prin aplicarea unei tensiuni inverse joncțiunii bază-colector. Aceasta va fermite tensiunii negative tranzitorie să ajungă la ieșire și să supună sarcina unei suprasolicitări în tensiune. Dimpotrivă, în cazul unei supratensiuni tranzitorii pozitive fiecare semiconductor component este supus unei supratensiuni tranzitorii care-l poate distruge și poate cauza alimentarea sarcinii cu o tensiune pozitivă, cu toate că aceasta trebuie alimentată cu o tensiune negativă. Evident ca în aceste condiții sarcina se poate distruge. Partea bună a lucrurilor constă în faptul că dioda redresoare oferă un oarecare grad de protecție majorității surselor la care s-a distrus tranzitorul contactor de putere. Aceasta datorită caracteristicii ei de funcționare în domeniul tensiunilor inverse. Există o metodă simplă de a proteja sursa împotriva acestor situații: conectarea unei diode Zener în oaralel cu condensatorul de ieșire și a unei siguranțe fuzibile sau automate la intrarea circuitului. Pentru tensiunile tranzitorii negative, dioda Zener va forța tensiunea să revină la valoarea de sigutanță și fuzibilul se va arde. În cazul tensiunilor tranzitorii pozitive, dioda Zener va funcționa ca o dioda de putere polarizată direct scurtcircuitănd ieșirea și prin aceasta fuzibilul se va arde. Dar, ca în cazul tuturor surselor de alimentare, este bine să se ia măsuri în scopul împiedicării oricăror perturbații care apar dinspre sursa de alimentare să pătrundă în circuit.
Nici această configurație nu este în mod obișnuit preferată de proiectanții cu experiență pentru realizarea surselor în comutație, în primul rând datorită faptului că semiconductaorele oferă un grad redus de izolare și protecție împotriva perturbațiilor care apar dinspre sursa de alimentare. O astfel de configurație se poate folosi în condiții acceptabile în cazul în care se utilizează un transformator sau o sursă de alimentare cu transformator pentru alimentarea sursei în comutație.
3.3. Surse în comutație cu transformator izolator
După cum s-a afirmat anterior, în cazul surselor în comutație fără transformator izolator, izolarea în curent continuu între intrare și ieșire este efectuată doar de dispozitivele semiconductoare. Acestea au însă un nivel de străpungere la supratensiuni relativ scăzut și au cel mai redus interval mediu între distrugeri (MRBF) dintre toate compomentele unei surse în comutație. Și nu din cauză că nu sunt fabricate corect ci din cauza factorilor de temperatură și fenomenelor tranzitorii aleatoare, cum ar fi supratensiunile și curenții tranzitorii.
Sursele ale căror configurații includ transformatoare, sunt implicit dotate cu o barieră dielectrică fizică datorată izolației conductoarelor, izolației dintre straturi și dintre înfășurări. Energia electrică preluată de la sursa de alimentare se transmite către consumator prin intermediul energiei magnetice înmagazinate în miezurilor magnetice ale transformatoarelor. Izolațial tramsformatoarelor rezistă la câteva mii de volți și constituie o a doua barieră izolatoare în distrugerii dispozitivelor semiconductoare, fapt care elimină efectul de domino al avariilor în avalanșă ce se pot propaga către produsul final (sarcina sursei in comutație).
O analiză atentă demonstrază că sursele cu transformator de separare funcționează analog cu cele fără transformator. Există și în acest caz regulatoare forward-mode și flyback-mode. Transformatorul oferă caracterul de sursă ridicătoare/coborâtoare de tensiune și pe lângă aceasta oferă încă un avantaj major: se pot adăuga mai multe ieșiri fără a fi nevoie de câte un regulator separat pentru fiecare dintre aceste ieșiri. Aceste caracteristici sunt cele care fac ca aceste surse să fie preferate în majoritatea aplicațiilor.
3.3.1. Surse în configurație flyback
Configurația flyback cu transformator este cea mai simplă configurație dintre toate sursele din această categorie, conținând cele mai puține componente. Este asemănatoare cu regulatorul boost dar oferă mai mult mai multe avantaje decât varianta sa fără transformator.
Fig. 3.5. Configurația flyback cu transformator și formele de undă [8].
După cum se poate remarca în Figura 3.5, configurația sursei flyback cu transformator seamănă foarte bine cu cea a regulatorului boost cu deosebirea că se adaugă inductanței o înfășurare secundară. În comparație cu regulatorul boost, configurația de față oferă următoarele avantaje:
o singură sursă poate avea mai multe ieșiri;
tensiunile de ieșire pot fi pozitive sau negative;
nivelul tensiunilor de ieșire este independent de vivelul tensiunii de intrare;
gradul de izolare între tensiunea de intrare și tensiunile de ieșire este foarte ridicat.
În prezent sursele în această configurație pot funcționa ca regulatoare boost sau buck-boost, iar tensiunea de intrare poate depăși nivelul oricărei tensiuni de ieșire, fără ca prin aceasta să fie afectată funcționarea sursei.
Explicarea modului de funcționare se face prin divizarea perioadei de funcționare în două: intervalul în care contactorul de putere conduce și intervalul în care acesta este blocat. În intervalul de conducție, întreaga tensiune de alimentare este aplicată primarului transformatorului. Rezultă un curent liniar crescător cu panta +Ui/Lpri. Curentul crește pe durata întregului interval în care contactorul conduce. În momentul în care acesta iese din conducție, tensiunea măsurată la bornele sale sare la o valoare egală cu suma dintre tensiunea de intrare plus tensiunea de ieșire multiplicată cu raportul de transformare (plus căderea de tensiune pe diodă). De exemplu, dacă transformatorul are un raport dse transformare 1:1 și tensiunea de ieșire este de 5 V, tensiunea care se adaugă tensiunii de intrare este de 6 V (5 V +1 V care este căderea de tensiune pe diodă). În intervalul în care contactorul este blocat dioda redresoare conduce transferând energia stocată în miezul magnetic al transformatorului către condensatorul de ieșire și către sarcină. Această perioada de tensiune inversă (flyback voltage) continuă până în momentul în care energia înmagazinată în miez s-a epuizat, moment în care tensiunea la bornele contactorului revine la valoarea tensiunii de intrare sau contactorul intră din nou în conducție. În intervalul în care contactorul este blocat, curentul secundar scade în rampă cu panta –U0/Lsec.
În această configurație, sursa poate funcționa atât în regim de curent întrerupt cât și în regim de curent neîntrerupt. În regim de curent întrerupt energia înmagazinata în miezul transformatorului în intervalul de conducție a contactorului este complet descărcată în intervalul de blocare a acestuia. Funcționarea în acest regim se poate determina imediat dacă se măsoară tensiunea la bornele contactorului. Ac easta trebuie să revină la valoarea tensiunii de intrare inainte de momentul în care contactorul intră în conducție din nou. În momentul în care contactorul și dioda redresoare ies din conducție și lasă transformatorul în regim de gol, tensiunea la bornele contactorului intră într-un ușor proces de oscilații amortizate. În regim de curent neîntrerupt, contactorul intră în conducție înainte ca miezul să transfere întraga energie condensatorului și sarcinii (Figura 3.6).
Un regulator flyback tipic poate funcționa în ambele regimuri, în funcție de nivelurile tensiunilor de intrare și de ieșire. Regulatorul trece în regim de curent neîntrerupt la tensiuni de intrare reduse, când perioada de conducție a contactorului trebuie extinsă și prin aceata nu va permite transferul întregii energii înmagazinate în miez către sarcină. Pentru cele mai multe regulatoare de acest tip, intrarea în regim de curent neîntrerupt anunță că în scurt timp va înceta funcția sa de reglare a tensiunii de ieșire. Dacă proiectantul calculează transformatorul pentru condițiile încărcarea cea mai mare posibilă la celoe mai mici valori ale tensiunii de intrare, regulatorul va funcționa în regim de curent întrerupt așteptănd ca sarcina să solicite puterea dorită. Prin acesta se conferă sursei posibilitatea de a regla tensiunea de ieșire într-o plajă largă de valori ale tensiunii de intrare și curentului de sarcină.
Fig. 3.6. (A) – Regim de curent întrerupt; (B) – Regim de curent neîntrerupt [8].
În conformitate cu Figura 3.5, curenții primar și secundar nu circulă simultan. Din acestă cauză, înfășurarea primară și secundară pot fi privite ca inductanțe elementare în intervalul în care sunt parcurse de curent. Curentul care circulă prin înfășurarea primară poate fi descris prin:
(3.9)
sau:
(3.10)
Similar, curentul care circulă prin înfășurarea secundară va fi:
(3.11)
Energia comunicată primarului transformatorului este dată de relația:
(3.12)
Aceasta reprezintă energia comunicată miezului în fiecare interval de conducție a contactorului de putere. Pentru a compara această energie cu solicitările sarcinii, proiectantul calculează puterea înmulțind această energie cu frecvența de funcționare a sursei. Din relațiile de mai sus se poate remarca tentația la care este supus proiectantul de a acestui tip de sursă de a putea livra mai multă putere sarcinii și a micșora transformatorul prin reducerea inductanței înfășurării primare și a accepta o valoare mai mare pentru curentul de vârf. Aceste condiții sunt acceptabile până la un punct. La valori mari ale curentului de vârf este serios afectată fiabilitatea dispozitivelor semiconductoare ce compun sursa.
IMPORTANT
Din cauză că pentru miezul transformatorului se utilizează porțiunea unipolară a caracteristicii B(H), iar variația fluxului se face în limite relativ largi, materialul magnetic intră în saturație. În momentul intrării în saturație, curentul crescător produs de intrarea în conducție a contactorului de putere devine neliniar și tinde către valori extreme.
Fenomenul apare din cauză că în zona de saturație, permeabilitatea materialului se reduce brusc și din acestă cauză inductanța inductanța scade și ea drastic, ceea ce duce la creșterea bruscă a curentului care trece prin contactor, care evident nu a fost proiectat să reziste acestor condiții. O problemă ar putea apare în momentul în care sursa funcționează la tensiuni de intrare de valori mari și apare o creștere instantaneen de putere cerută de sarcină, cerere care determină amplificatorul de eroare să impună contactorului cel mai mare interval de conducție posibil. Dacă timpul mort a fost setat pentru tensiuni de alimentare reduse, miezul poate intra în saturație și contactorul de putere se poate distruge în câteva microsecunde. Pentru a evita aceste situații, proiectantul trebuie să prevadă un întrefier de o anumită dimensiune în circuitul magnetic al transformatorului, pentru a evita intrarea miezului în saturație.
3.3.2. Surse în configurație push-pull
Configurația push-pull (Figura 3.7) este un regulator forward-mode cu transformator izolator. Transformatorul este utilizat pentru ridicarea sau coborârea tensiunii în raport cu tensiunea de intrare. Tensiunea cu amplitudine modificată este apoi redresată și aplicată filtrului L-C de la ieșire. Spre deosebire de cazul anterior, transformatorul nu înmagazinează energie, iar curentul de ieșire circulă în intervalul în care fiecare contactor este în conducție. Înfășurarea primară este prevazută cu o priză mediană la care se conectează tensiunea de intrarea, iar capetele înfășurării sunt conectate fiecare la câte un contactor de putere. Tensiunea secundară este redresată bialternanță și apoi aplicată filtrului de ieșire L-C.
Configurația sursei push-pull se mai numește topologie cu două terminale, deoarece există două contactoare care își împart funcția de comutare. Cele două contactoare nu conduc simultan ci în intervale de timp alternative.
Fig. 3.7. Configurația push-pull și formele de undă aferente [8].
Cele două semiînfășurări primare sunt sunt bobinate în același sens, dar curenții circulă prin ele în sensuri contrare. Aceasta înseamnă că fluxul care se închide prin materialul magnetic al miezului este atât pozitiv cât și negativ, fapt care conduce la o utilizare mult mai eficientă a materialului magnetic și în consecință la reducerea dimensiunilor miezului. Dacă se neglijează dublarea numărului de spire a înfășurărilor se poate considera că transformatorul utilizat în această configurație este de dimensiuni mai reduse decât transformatorul utilizat în cazul anterior (al topologiilor cu un singur terminal).
Un alt avantaj al acestei configurații constă în faptul că poate livra la ieșire o putere de două ori mai mare decât în cazul unei topologii cu un singur terminal, la aceeași frecvență de funcționare. Cele două contactoare pot disipa impreună o cantitate mai mare căldură. Din această cauză, această configurație este capabilă să livreze la ieșite o putere de câteva sute de wați.
Modul de funcționare a sursei în configurație push-pull nu este dificil de înțeles (Figura 3.7). Cele două tranzistoare conduc alternativ. Când unul dintre tranzistoare intră în conducție, curentul începe să circule prin semiînfășurarea primară conectată la tranzistorul respectiv. Simultan jumătate din înfășurarea secundară cu punct median va polariza direct dioda redresoare care intră și ea în conducție. Curentul care o străbate dioda circulă către filtrul L-C unde este stocat de către inductanță și capacitate. Tensiunea care apare la bornele filtrului este egală cu valoarea de vârf a tensiunii de intrare înmulțită cu raportul dintre numerele de spire ale înfășurărilor primare și respectiv secundare. Procesul continuă până în momentul în care tranzistorul își întrerupe conducția la comanda controlerului. Urmează obligatoriu un interval de “timp mort” în care nu conduce nici unul dintre cele două tranzistoare. Existentă timpului mort este impusă de faptul că în condițiile unei sarcini inductive (înfășurarea primară a transformatorului) tranzistorul are nevoie de un interval de timp finit pentru a întrerupe circulația curentului. Pentru tranzistoarele bipolare, în funcție de circuitul de comandă în bază, timpul mort este de aproximativ 2 μsec. Pentru tranzistoarele MOSFET, timpul mort este semnificativ mai mic, fiind cuprins între 50 nsec și 400 nsec. Este esențial ca cele două tranzistoare să nu conducă simulta, deoarece în caz contrar prin înfășurarea primară va circula un curent de scurtcircuit extrem de mare care duce inevitabil la distrugerea lor lentă sau instantanee.
În momentul în care cel de-al doilea contactor intră în conducție, la bornele tranzistorului inactiv se aplică o tensiune de două ori mai mare decât tensiunea de alimentare de la intrare. Această apare datorită circulației curentului în direcție opusă prin cealaltă jumătate a infășurării primare. În acest interval de conducție dioda redresoare din cealaltă jumătate a înfășurării secundare va conduce. Fiecare contactor și diodă va opera câte o semiperioadă a frecvenței de lucru a sursei în comutație, însă parametrii de comutare ai tranzistoarelor trebuie să corespundă unui regim de comutare la fiecare semiperioadă corespunzătoare frecvenței de funcționare.
Transformatorul trebuie să aibă o secțiune a miezului și o inductanță care să prevină intrarea în saturație a miezului. În momentul intrării transformatorului în saturație capacitatea sa de a transmite energie secundarului dispare, iar energia părăsește transformatorul prin contactoare, producând distrugerea lor. Curentul care circulă către filtrul de ieșire urămrește modelul matematic din cazul regulatorului buck.
În cazul in care contactorul de putere conduce:
(3.13)
iar în cazul in care contactorul este blocat:
(3.14)
Ca și în cazul regulatorului buck, inductanță nu trebuie golită complet de energie. Valoarea tipică a curentului minim este de 50% din valoarea nominală a curentului de sarcină.
Cu toate că sursa în configurație push-pull poate oferi la ieșire puteri de până la câțiva kilowați ea suferă de o deficiență importantă. Practic, nu se pot găsi două tranzistoare absolut identice și nu se pot realiza practic două semiînfășurări perfect identice. Aceasta însemnă că o semiinfășurare va avea o fractiune de spira mai puțin decât cealaltă, iar unul dintre tranzistoare va fi mai lent la intrarea în conducție sau va avea o tensiune de saturare ușor mai mică decât celălalt. Din această cauză, miezul transformatorului nu va funcționa perfect simetric în raport cu originea pe curba B(H). În consecință, o semiînfășurare primară va fi parcursă de un curent de vârf mai mare și va fi mai aproape de saturație decât cealaltă semiînfășurare. Aceasta nu va constitui o problemă până în momentul în care apare un salt brusc al curentului de sarcină. Amplificatorul de eroare va comanda conducția pe durata maximă a contactoarelor de putere, intrarea în saturație a secțiunii de curent mai mare și distrugerea contactorului corespunzător acestei secțiuni. Fenomenul poartă numele de dezechilibrul miezului. Singura cale de a evita această situație constă în utilizarea unui detector de curent și unui circuit întrerupător ultrarapid care să decupleze secțiunea respectivă de la sursa de alimentare. Deoarece un aplificator operațional uzual nu poate răspunde atât de rapid, el trebuie înlocuit cu un circuit cu componente discrete, fapt care conduce la scumpirea sursei, facând-o neatractivă pentru un mare număr de proiectanți. Cei mai experimentați proiectanți se îndreaptă către configurațiile în semipunte sau punte în locul topologiei push-pull.
3.3.3. Surse în configurație semipunte
După cum se poate observa în Figura 3.8, configurația în semipunte este mult diferită în zona circuitului primar față de configurația push-pull. Transformatorul are primarul format dintr-o singură înfășurare (fără punct median) și are un capăt conectat între două contactoare de putere (unul către polul pozitiv, iar celălalt către masă (oarecum similar configurației totem-pole). Celălalt capăt este conectat în punctul median al grupului de două condensatoare serie, grup conectat între polaritatea tensiunii de alimentare și masă. Punctul median al grupării serie de consensatoare se află aproximativ la jumătatea tensiunii de alimentare. Ca și în cazul anterior, miezul este supus acțiunii unui flux magnetic bipolar. Contactoarele conectate la celălalt capăt al înfășurării primare conduc alternativ, ceea ce însemnă că aduc în acest capăt alternativ plusul și masa tensiunii de alimentare. Aceasta înseamnă că primarul transformatorului va fi alimentat la jumătatea tensiunii de intrare. Pentru aceeași putere de ieșire, curentul mediu și curentul de vârf vor fi în acest caz de două ori mai mari decât în cazul regulatorului push-pull. Este motivul pentru care configurația în semipunte nu este recomandată funcționării în domeniul puterilor foarte mari, cum este cazul topologiei push-pull. Are însă o calitate importantă: miezul funcționează în regim perfect echilibrat. La aceasta contribuie și grupul de condensatoare serie. Tensiunea punctului median al grupării contribuie la creșterea densității de flux în miezul transformatorului. Prin reducerea tensiunii de alimentare a primarului se impidică intrarea în saturație a miezului și se centrează excursia punctului de funcționare pe curba B(H). Prin aceasta se elimină necesitatea utilizării unui circuit ultrarapid se detectare și întrerupere a curentului de alimentare.
Fig. 3.8. Configurația în semipunte și formele de undă aferente [8].
Funcționarea circuitului secundar și a filtrului de ieșire este similară cu cea din cazul regulatorului push-pull. Raportul de transformare al transformatorului este diferit, deoarece înfășurarea primară este alimentată la jumătate din tensiunea de intrare.
O dificultate majora în utilizarea acestei configurații constă în modalitatea de comandă a contactorului din partea superioară a punții, deoarece potențialul emitorului acestuia urmărește o tensiune alternativă de valoare apreciabilă. Circuitul de comandă al contactorului trebuie să aibă ca referință această tensiune. Chiar dacă circuitul de comandă va determina creșterea prețului sursei, această creștere poate fi moderată dacă la transformatorul circuitului de comandă se mai adaugă o înfășurare de ieșire pentru comanda contactorului inferior. Se realizează astfel comanda ambelor contactoare prin același transformator al circuitului de comandă și se realizează izolarea galvanică prin transformator a circuitului de comandă și control față de circuitul de forță al sursei.
Configurația în semipunte se utilizează pentru puteri de ieșire cuprinse între 150 W și 500 W. Sub 150 W regulatorul flyback este mai eficient, pe când peste 500 W fiabilitatea sursei devine discutabilă. Cu toate acestea, regimul de funcționare echilibrat al miezului magnetic face din acestă configurație o alegere preferabilă în domeniul puterilor mai sus menționate.
3.3.4. Configurația în punte a surselor în comutație
Schema și formele de undă ale acestei configurații sunt prezentate în Figura 3.9.
Fig. 3.9. Configurația în punte și formele de undă aferente [8].
Ca și alte regulatoare cu două terminale, fluxul care circulă prin miez este bipolar. Puterea de ieșire este semnificativ mai mare decât în cazul configurației în semipunte. Aceasta din cauză că gruparea serie de condensatori de valoare egală a fost înlocuită cu o pereche de contactoare, identice cu cele din perechea existentă. De această dată, într-un interval de conducție vor conduce simultan două din cele patru contactoare de putere. Într-un interval de conducție vor conduce contactorul din stânga sus simultan cu cel din dreapta jos, iar în următorul interval vor conduce celelelte contactoare. Prin aceasta, înfășurarea primară va fi alimentata la întrega tensiune de alimentare, fapt care, la acceași putere de ieșire valoarea curenților de vârf din primar va fi mai mică în comparație cu valoarea curenților omologi din configurația în semipunte. Prin aceasta se dublează practic puterea livrată de regulator la ieșire în raport cu topologia anterior prezentată.
Problema modului de comandă al contactoarelor din partea superioară a punții rămâne aceeași ca în cazul precedent. Dar costul transformatorului din circuitul de comandă devine nesemnificativ când este vorba de valorile puterii de ieșire la care poate funcționa această configurație. Deoarece contactoarele de putere funcționează în pereche, proiectantul trebuie să adauge doar încă două infășurări secundare transformatorului de comandă din configurația în semipunte pentru a comanda perechea de contactoare adăugată. În rest, circuitul de comandă și control rămâne același.
Funcționarea miezului în regim simetric se realizează prin conectarea în serie cu înfășurarea primară a unui condensator nepolarizat de valoare relativ mică. Tensiunea continuă medie de la bornele condensatorului reduce tensiunea aplicată primarului împiedicând astfel intrarea acestuia în saturație. La puterile la care funcționează acest tip de sursă, intrarea miezului în saturație înseamnă distrugerea instantanee a contactoarelor de putere.
Sursele în acestă configurație sunt utilizate în aplicații care necesită o putere de ieșire coprinsă între 300 W și câțiva kilowați.
Capitolul 4. PROTECȚIA SURSELOR ÎN COMUTAȚIE
4.1. Protecția sursei și a sarcinii față de tensiunea de intrare
Proiectarea unei surse în comutație având în vedere numai criteriul livrării la ieșire a puterii necesară sarcinii constituie numai o jumătate de proiect. Până la acastă etapă, proiectul răspunde numai cerințelor impuse de o funcționare normală, staționară, la parametrii nominali. Este cazul a 99,99% din situațiile în care funcționează o sursă în comutație pe totată durata de utilizare. Dar ce se întâmplă în cazurile în care aceste condiții de funcționare nu sunt îndeplinite? Procentajul acesta infim constituie coșmarul proiectanților de surse în comutație. Condițiile adverse de funcționare care provoacă și avariile nu apar frecvent, dar în momentul in care apar sunt greu de uitat. Onorabilul Murphy are o zicală referitoare la proiectarea surselor în comutație. “Se consumă 98% din timp să se rezolve 98% din probleme. Se consumă 89% din timp să se rezolve 2% din probleme”. Acest procent de 2% , în cazul de față constituie condițiile adverse în care sunt obligate să funcționeze sursele în comutație. Dacă nu sunt analizate și nu se iau măsuri corespunzătoare, vor rezulta avarii inexplicabile ale echipamentelor deja instalate la beneficiar și întreaga responsabilitate va reveni proiectantului surselor în comutație.
Condițiile adverse (nefavorabile) de funcționare se pot grupa în: condiții adverse de funcționare datorate intrării (liniei de alimentare) și condiții adverse de funcționare datorate ieșirii (sarcinii). Fiecare din aceste două categorii de condiții conduc la necesitatea reproiectării a sursei în comutație.
4.1.1. Condiții adverse în linia de intrare de curent alternativ
Existența condițiilor adverse de funcționare de această natură indică faptul că proiectantul surselor în comutație trebuie să aibă cunoștințe despre natura surselor de putere de la intrare și despre sistemul de distribuție aferent acestora. În cazul unui sistem tipic de alimentare în curent alternativ pus la dispoziție de rețeaua electrică locală, principalele condiții adverse de funcționare se datorează căderilor locale de tensiune, a supratensiunilor bruște și a fenomenelor tranzitorii. Fiecare dintre acestea luate separat, poate cauza defecțiuni în sursa în comutație.
4.1.1.1. Întreruperi de tensiune în linia de curent alternativ
Acest fenomen se produce în momentul pornirii unui motor de curent alternativ de mare putere, iar rețeaua de alimentare din fabrică sau reședință nu suportă supracurentul de pornire. Se mai poate produce în sistemele de alimentare ale aeronavelor sau în sistemele care utilizează ca sursă de rezervă sursele neînteruptibile (UPS) dotate cu relee de conectare. În aceste situații, tensiunea alternativă dispare literalmente pe durata uneia sau mai multor perioade, după care revine brusc. Sursa în comutație trebuie să fie dotată cu o capacitate de intrare mare, capabilă să asigure funcționarea susrsei pe durata acestor căderi de tensiune, iar dacă întreruperile persistă sursa trebuie să iasă din funcție. Dacă sursa încearcă să restarteze prea devreme după revenirea tensiunii de la intrare, tensiunea care alimentrază circuitul de control și tensiunea de alimentare a circuitelor de comandă în bază pot fi prea mici pentru a asigura o funcționare sigură a sursei în comutație. Sursa trebuie să fie capabilă să restarteze în momentul în care sunt îndeplinite toate condițiile necesare unei funcționări sigure.
4.1.1.2. Scăderi de tensiune
Se consideră scăderi de tensiune acele valori ale tensiunii de alimentare care sunt mai mici decât cele mai mici valori de tensiune acceptate prin specificații. Dacă sarcinii i se permite să funcționeze în aceste condiții, ieșirile sursei nu vor mai fi stabilizate și prin acesta sarcina va funcționa în afara limitelor inferioare specificate ale tensiunii, ceea ce conduce la o funcționare defectuoasă sau chiar la distrugerea sarcinii. Pe lânga aceasta, circuitul de control și circuitul de comandă în bază vor fi alimentate cu tensiuni prea mici, ceea ce conduce la creșterea energiei disipate de contactoarele de putere.
Atât întreruperile cât și scăderile tensiunii de alimentare trebuie sesizate de sursa în comutație și în urma detecției, sursa trebuie să iasă din funcțiune la tensiuni de alimentare sub o anumită valoare.
4.1.1.3. Supratensiuni și fenomene tranzitorii
În aceste cazuri, tensiunea alternativă ia valori mai mari decât valoarea maximă specificată, iar unele componente ale sursei în comutație pot ieși din parametrii maximi admiși, fapt care duce la distrucerea lor. Aceste fenomene pot fi produse de descărcările electrice atmosferice sau de regimurile de conectare/deconectare ale sarcinilor puternic inductive alimentare de la aceeași rețea de curent alternativ (motoare electrice). Metoda tipică de rezolvare a problemei constă în limitarea amplitudinii tensiunii, astfel încât sursa să nu fie afectată de aceste supratensiuni. Conectarea dispozitivelor de limitare a supratensiunilor direct la intrarea sursei nu este posibilă pentru simplul fapt că energia pe care ar trebui să o preia aceste dispozitive este prea mare și la prima apariția a condițiilor periculoase dispozitivele se vor distruge (în general se vor străpunge, provocând scurtircuitarea liniei de curent alternativ). Cea mai bună soluție constă în conectarea în serie între linie de curent alternativ și dispozitivul de limitare o impedanță de mică valoare. Un filtru de intrare EMI ar fi o soluție perfectă. Dacă după filtrul EMI se plasează un dispozitiv transorb (Transient Voltage Suppressor Diode – diodă TVS) sau un varistor MOV (Metal Oxide Varistor), o anumită cantitate de energie poate fi fi stocată în inductanța serie și condensatorul de intrare. Rezultatul constă în reducerea drastică a vârfului de tensiune, reducerea energiei instantanee disipată în dispozitivul de limitare, iar sursa va fi alimentată cu tensiune în parametri specificați de funcționare.
4.1.2. Condiții adverse în linia de intrare de curent continuu
Linia de curent continuu poate prezenta multe din condițiile adverse discutate în cazul liniei de curent alternativ, chiar dacă sistemul de alimentare constă dintr-o baterie și un generator (sau alternator) ori dintr-un convertor CA – CC care poate alimenta mai mulți consumatori. Chiar dacă sistemul de alimentare care utilizează convertorul AC – CC realizează izolarea galvanică în curent continuu față de rețeaua de curent alternativ, poate impune funcționarea sursei în condiții de supratensiune sau tensiuni mai mici decât cele specificate. Sistemele generator – baterie care se utilizează la automobile sau aeronave generează condiții de funcționare și mai ostile: tensiuni mai mici, întreruperi de tensiune, supratensiuni tranzitorii și de durată.
4.1.2.1. Condiții adverse provocate de tensiuni mai mici decât cele spesificate
Aceste condiții adverse de funcționare sunt provocate de avarii în sursa de alimetare sau în sistemul de distribuție. Într-o sursă de purere cu convertor CA – CC scăderea tensiunii poate fi provocată de o avarie în sursa propriu-zisă sau de o avarie a unuia dintre consumatorii alimentați de sursă, fapt care duce la intrarea sursei in regin de protecție (de limitare). Într-un sistem generator – baterie, avarierea generatorului face ca întreg sistemul să fie alimentat numai de la baterii. Este un regim de funcționare care degenerează progresiv in timp, conducând la condiții de funcționare din ce în ce mai proaste. Proiectantul trebuie să decidă până la ce nivel de tensiune de alimentare sub valoarea nominală poate funcționa sursa în comutație și consumatorul alimentat de aceasta. În cazul sistemelor de putere interconectate, este necesar să se scoată din funcțiune sursa în comutație în cazul scăderii tensiunii de alimentare sub valoarea minimă specificată. Dar în cazul sistemelor autonome generator – baterie, există cazuri în care sursa în comutație trebuie menținută în funcțiune un timp cât mai îndelungat, deoarece viața operatorului uman poate depinde de aceasta. La o tensiune de alimentare anormal de mică, curentul mediu necesar sarcinii va crește semnificativ. Aceasta va provoca încălzirea excesivă a transformatorului și a contactoarelor de putere. În mod mormal se poate permite funcționarea până în apropierea punctului de distrugere care este impus de limitele termice ale transformatorului, ale contactoarelor de putere și ale surselor stabilizate integrate. Funcționarea trebuie oprită inainte de atingerea limitelor termice fiindcă în caz contrar sursa se va distruge.
4.1.2.2. Condiții adverse provocate de supratensiuni
Aceste condiții pot apare în momentul în care apar avarii în sursa de alimentare. În sistemele interconectate, apariția supratensiunii se datorează defecțiunii buclei de reacție. În sistemele alternator – baterie, supratensiunile apar când se defectează regulatorul (stabilizatorul de tensiune). Acest tip de avarie este indicată de existența unei supratensiuni de alimentare care depășește limita maximă specificata a tensiunii și care persistă pe termen lung. Priectantul trebuie să studieze caracteristicile tipurilor de avarie ale sursei de alimentare și să proiecteze sursa în comutație corespunzător. În primul rând trebuie să utilizeze semiconductoare care să reziste la tensiuni mai înalte. În al doilea rând trebuie să proiecteze sisteme care să asigure o alimentare a circuitelor integrate din blocul de comandă și control relativ imună față de tensiunea de intrare. Deoarece aceste supratensiuni sunt de lungă durată, utilizarea componentelor de tip transorb destinate absorbției vârfurilor de tensiune de scurtă durată nu este de nici un ajutor.
4.1.2.3. Condiții adverse provocate de întreruperile de tensiune
Aceste întreruperi sunt cauzate de releele de comutare a surselor de putere sau ale bateriilor. Sunt caracteristice sistemelor de alimentare ale aeronavelor și a surselor neîntreruptibile (UPS). Condițiile de avarie de această natură constau în dispariția subită a tensiunii de la intrare pentru o scurtă perioadă de timp. Pentru a elimina aceste condiții anormale de funcționare, trebuie mărită capacitatea condensatorului filtrului de intrare până la valoarea care permite sursei să funcționeze cu tensiunea de la ieșire la valoarea normală în condițiile cele mai dificile ale întreruperii tensiunii de alimentare. Pe lânga aceata, se impune conectarea în serie cu condensatorul de la intrare a unei diode care să impiedice descărcarea inversă, către linia de alimentare, în intervalul lipsei tensiunii de intrare.
4.1.2.4. Condiții adverse provocate vârfuri de tensiune de scurtă durată
Vârfurile de tensiune și curenții tranzitorii apar predominant în sistemele generator – baterie. Se produc în special în cazul în care se deconectează o sarcină importantă, iar regulatorul alternatorului nu poate răspunde suficient de rapid. Vârfurile de sarcină cractersitice acestei condiții de avarie durează câteva milisecunde și sunt de 5 – 6 ori mai mari decât valoarea maximă specificată. Ele se încadrează în posibilităție dispozitivelor transorb, care pot rezolva problema dacă există și o impedanță serie între linie și dispozitivul în discuție. Această inductanța poate fi în mod normal inductanța unui filtru de intrare EMI. În această situație, practica proiectării impune selectarea componentelor care se conectează direct la intrare, componente care trebuie să aibă tensiunea maximă la care rezistă mai mare decât cea mai mare tensiune de vârf posibilă (anticipată).
4.2. Protecția sarcinii față de sursa în comutație
Protecția circuitelor componente ale sarcinii trebuie să constituie o prioritate în proiectarea surselor în comutație, deoarece în mod obișnuit acestea sunt mult mai scumpe decât sursa în comutație. Aceasta înseamnă ca proiectantul trebuie să găsească mijloace de detectare și contracarare a efectelor datorate avariilor produse în sursa în comutație. Pentru abordarea adecvată a acestei fațete a procesului de proiectare este necesat ca proiectantul să studieze limitele distructive ale tuturor sarcinilor ce urmează a fi alimentate de sursa în cauză și posibilele avarii ce pot apare în arhitectura sursei în comutație aflată în discuție.
La bornele de ieșire ale surselor în comutație, pot apare: supratensiuni, supracurenți și scurtcircuite. Tipic, supratensiunile apar în momenrul în care se defectează bucla de reacție. Supracurenții apar ca urmare a unui scurtcircuit în sarcina care este în serie cu rezistența de detectare a supracurenților. Prin scurtcircuit se înțelege apariția unui suparacurent, fară ca acesta să fie limitat de rezistența serie.
Implementarea hardware a circuitelor de protecție în scopul prevenirii apariției acestor tipuri de avarie se încadrează în trei categorii de funcționare și mentenanță de bază.
Reparare și înlocuire. Este filosofia de protecție constând în plasarea unor componente de sacrificiu în sursa în comutație care în timpul apariției avariei se vor distruge salvând în acest mod sursa sau sarcina. După distrugerea componentei de sarcificiu sausa trebuie reparată, ceea ce implică scoaterea ei din funcțiune un anumit timp. Aceste elemente de sacrificiu pot fi: siguranțe fuzibile, diode Zener și fuzistoare (rezistoare a căror rezistență crește odată cu creșterea curentului care le parcurge).
Activarea protecției la apariția avariei și dezactivarea acestuia la dispariția avariei. Aceste circuite fac parte din structura sursei și detectează prezența unei avarii și o readuce la normal funcționarea sursei, reducând astfel pagubele produse de avaria detectată. Intră în funcție numai pe durata averiei și ies din funcțiune automat la dispariția acesteia. Din această categorie fac parte circ uitele de limitare a curentului și cele de readucerii supratensiunilor la nivelul specificat.
Deconectarea sursei de alimentare și reluarea funcționării normale. Aceste circuite, după sesizarea unei avarii, deconectează sursa de alimentare de la intrare. Operatorul trebuie să reia operațiile de repunere în funcție a sursei după eliminarea avariei.
În cazul unor proiecte de înaltă calitate, aceste sisteme de protecție sunt cascadate, în scopul realizării unei protecții redundante a sarcinii în situația unei avarii. Efectele conectării în cascadă a sistemelor de protecție se multiplică, astfel încât prin conectarea în cascadă a două sisteme se obține un număr efecte mai mare decât dublul efectelor obținute în cazul folosirii unui singur sistem. Pe lâgă aceasta, se obține un grad de degradare al sursei mult mai mic în cazul apariției unei avarii.
Pentru a selecta metoda de protecție primară și a proiecta circuitele de protecție, este necesar ca proiectantul să țină cont de concepțiile asupra uzurii și reparării din domeniul de piață în cadrul căreiava fi vândut produsul. De exemplu, dacă echipamentul nu va funcționa niciodată în timpul unei avarii care ar conduce la o funcționare eronată, trebuie utilizată o metodă de reparare după avarie. De aceea, sursa va fi dusă la o unitate de reparare, reparată și calibrată.
Capitolul 5. EXEMPLU DE PROIECTARE A UNEI SURSE DE ALIMENTARE PENTRU PC
5.1. Date de proiectare
În general, parametrii de ieșire constituie un sistem de cerințe impuse de consumator (sarcină) care sunt de obicei destul de inflexibile. Pentru un PC, parametrii de ieșire ai sursei de alimentare (cu puterea de 220 W) sunt:
Tabelul 5.1 [9].
În tabelul 5.2 se indică lista opțiunilor avute la dispoziție și deciziile luate ca date de inițiale proiectare pentru exemplul de mai jos.
Tabelul 5.2 [9].
5.2. Redresorul de intrare
Figura 5.1 prezintă schema unui redresor de intrare tipic universal. El este compus dintr-un întrerupător de rețea, două siguranțe fuzibile, un filtru RFI, un termistor de limitare a vârfurilor de curent, un redresor dublă alternanță și o capacitate de filtrare.
Condițiile cele mai grele de funcționare considerate în acest exemplu de proiectare constau în scăderea tensiunii de alimentare la 115 V curent alternativ și 50 Hz, urmată de o întrerupere a tensiunii pe durate a 2 perioade. Valoarea maximă a tensiunii la o scădere de -22% va fi:
(5.1)
Condițiile de inițiale de proiectare prevăd menținerea puterii la ieșire la valoarea nominală de 220 W chiar dacă tensiunea de alimentare lipsește complet timp de 40 ms. În [9] se demonstrază că cel mai dezavantajos caz în constituie lipsa tensiunii pe o durată de 40 ms măsurată din momentul în care tensiunea atinge valoarea sa de vârf.
Pentru a determina valoarea capacității de intrare este nevoie de două informații. Prima constă în valoarea energiei livrate sarcinii în cele două perioade de absență totală a tensiunii de alimentare. A doua este valoarea capacitătii de intrare a convertorului CC – CC, care în această etapă este mai degrabă arbitrară. Considerând tensiunea de valoare scăzută (de exemplu de 80 V), se poate folosi o capacitate de stocare mai mică la intrare pentru ca prețul să fie și el potențial mai mic. O valoare atât de mică a tensiunii de intrare a convertorului va face mai dificilă proiectarea lui, datorită raportului tensiunilor intrare/ieșire. Dacă se crește tensiunea la 120 V, se va simplifica proiectarea convertorului, se va îmbunătăți controlul convertorului, însă vor fi necesare cinci sau șase condensatoare pentru a asigura energia necesară în perioada întreruperii tensiunii de alimentare. Utilizarea unui circuit activ de corecție a factorului de putere va ușura procesul de proiectare a convertorului la același preț cu componentele unui preregulator.
Se va alege o tensiune monimă de 100 V curent continuu pentru intervalul în care tensiunea de alimentare lipsește. Condițiile inițiale impuin o tensiune de 372 Vcc, în condițiile unei tensiuni de linie maxime. Se vor calcula mai întâi energia utilizată în timpul căderii de tensiune:
(5.2)
Energia stocată la valoarea de vârf a tensiunii de 90 Vac (127 Vcc) este de 13,2 J, mai mare decât în cazul in care tensiunea la bornele consensatorului este de 100 Vcc. Se va calcula capacitatea C a condensatorului:
(5.3)
Capacitatea filtrului de intrare poate constitui un factor de major de avarie dacă riplul tensiunii aplicate la bornele sale este mare. Trebuie să se aleagă un condensator care să suporte excursia valorii tensiunii de intrare și să aiba o bună fiabilitate în condițiile de funcționare cele mai dezavantajoase.
Într-o primă aproximare, valoarea eficace a riplului curentului va fi egală cu valoarea eficace a curentului absorbit din linia de alimentare. Pentru o tensiune de avarie de 90 Vca la intrare, curentul va fi:
(5.4)
Pentru acoperirea valorii capacității C și a curentului necesar sarcinii, se vor utiliza cinci condensatoare de 470 μF fiecare, care au un curent nominal de 1,4 A pentru un riplu de 120 Hz, ceea ce înseamnă că gruparea celor cinci condensatoare în paralel este capabilă să livreze 7 A la această frecvență. Se va reduce acest curent cu 10% pentru o frecvență a riplului de 100 Hz, ceea ce cconduce la o valoare a curentului de 6,3 A. Există în acest caz o rezervă suficientă în cazul variației temperaturii sub limita inferioară considerată în proiect. Pe lânga aceasta, există și siguranța că acestea vor rezista inegalității curenților dintre ele. Condensatorul cu capacitatea cea mai mare va fi străbătut de cel mai mare curent de riplu. După cum se precizează în [9], pierderea importantă a capacității unui condensator are loc sub -200C, ceea ce înseamnă că nu trebuie să se țină seama de scăderea temperaturii mediului ambiant.
Puntea redresoare a fost aleasă dintr-o mare varietate de posibilități. Este de tipul GBU4G, produsă de General Semiconductor [9]. Datele de catalog ale punții redresoare indică curentul de funcționare de 3,1 A (valoare efectivă) și tensiunea nominală de 240 V fără rediator (sau cu un radiator de aluminiu de mici dimensiuni).
Releul termic CL-60 este adecvat protecției punții redresoare GBU4G. Curentul maxim la care acționează este de aproximativ 27 A, la o tensiune a sistemului de alimentare de 240 V.
Condensatorii de 4,7 nF vor avea un curent de pierdere de 0,5 mA în cel mai defavorabil caz, la o tensiune de 240 V și 60 Hz. Valorile condensatorilor de 0,1 μF și de 100 pF, împreună cu valorile celor patru inductanțe (doua de mod diferențial și două de mod comun) se vor determina și ajusta în concordanță cu rezultatele testelor EMI.
5.3. Convertorul CC – CC
Schema convertorului CC – CC este prezentată în Figura 5.2.
S-a preferat utilizarea unui controler de curent. Controlul puls-cu-puls al curentului garantează faptul că prin contactor nu va trece nici un curent de valoare periculoasă.
Pentru această aplicație s-a utilizat circuitul LT1241 produs de Linear Technology deoarece are ciclul de funcționate limitat intern la 50% [9]. Mai ulte informații despre acest circuit de găsesc în datele de catalog ale firmei producătoare [10].
După cum se poate observa în Figura 5.2, convertorul este de tipul cu transformator izolator, de tipul forward-mode. La fiecare perioadă, miezul transformatorului trebuie demagnetizat, din care cauză trebuie utilizat un controler cu un ciclu de funcționare limitat la 50%.
Pentru contactorul de putere s-a ales tranzistorul IRPFG40, produs de firma Vishay Siliconix [11]. Acesta are un curent maxim repetitiv IDMAX = 4,3 A la 250C, ceea ce însemnă că va rezista curentului de 3,1 A în cazul cel mai nefavorabil de funcționare. Se va verifica ulterior dacă această alegere este cea mai adecvată.
Se alege pentru frecvența de funcționare valoarea de 100 kHz. Deoarece tensiunea de intrare vatiază în limite largi, timpul mort trebuie să aibă cea mai mică valoare. Pentru a aceasta se vor alege valorile capacității și rezistenței din datele de catalog ale circuitului LT1241: capacitatea va fi de 200 pF pentru a avea cel mai mic timp mort posibil, iar rezistență va fi de 70 kΩ pentru frecvența de funcvționare de 100 kHz.
În următoarea etapă trebuie să se proiecteze circuitul de alimentare al circuitului LT1241. Acest circuit absoarbe un curent de 250 μA când este în stare de blocare datorită tensiunii de alimentare prea mici. Rezistorul R1 trebuie să asigure un curent de încărcare pentru condensatorul C1 mai mare decât acestă valoare. Viteza de startare este determinată de timpul în care R1 reușește să crească tensiunea la bornele lui C1 la valoarea de 9,6 V. pe de altă parte, încărcarea prea rapidă a condensatorului va determina pierderi Joule mai mari pe R1 și prin aceasta creșterea temperaturii interne a sursei în comutație și scăderea randamentului. Se va permite o putere disipată de 0,5 W pentru tensiunea de intrare cea mai mare.
(5.5)
Se alege o valoare standard R1 = 300 kΩ și toleranță de 5%.
Se impune o tensiune de funcționare de 10 V a circuitului integrat, pentru a realiza o comandă corespunză toare a contactorului static și a avea spațiu suficient între limitele minimă și maximă permise. Pentru a proteja circuitul împotriva supratensiounilor tranzitorii, a fost prevazută o diodă Zener de 20 V (D2). Controlerul LT1241consumă doar 20 mA la o tensiune de alimentare de 10 V. consumul important6 de curenr se datorează circuitului de comandă pe poartă al contactorului MOSFET. Calculul curentului de poartă se face pentru tensiunea de 10 V și frecvență de 100 kHz. Conform datelor de catalog, pentru comanda pe poartă este necesară o sarcină de aproximativ 90 nC pentru fiecare perioadă. Cum sunt 100.000 perioade pe secundă, sarcina este:
(5.6)
Curentul maxim de drenă al contactorului este limitat de temperatura carcasei. Se va admite ca temperatura să crească de la 250C până la 850C. aceasta va limita curentul de drenă la valoarea de 3,4 A și determină mărimea radiatorului necesar tranzistorului. Rezistorul de limitare a curentului se calculează cu următoarea relație indicată în datele de catalog:
(5.7)
Controlul tensiunii principale de 12 V se face prin intermediul circuitului U2 (LT1006) și a optocuplorului 4N28, ansamblu care realizează atât bucla de reacție cât și izolarea galvanică necesară funcționării în siguranță. Circuitul LT1006 compară tensiunea de ieșire cu valoarea de referință de 1,2 V produsă de LT1004 și alimentează LED-ul circuitului 4N28 proporțional cu diferență rezultată prin comparație. Ieșirea LED-ului este conectată la tensiunea de referință pentru a menține tensiunea de referință a amplificatorului operațional cât mai aproape de masă. Rețeaua de compensare R5 și C11 a fost estimată conform datelor de catalog ale LT1241 pentru o funcționare normală: R5 = 2 kΩ și C11 = 0,01 nF. Rezistorul R4 = 4,99 kΩ conectat între pinul de feedback și masă nu permite amplificatorului de eroare intern să coboare tensiunea de comandă la valoarea tensiunii de compensare. Tranzistorul optocuplorului 4N28 reglează tensiunea la pinul de compensare pentru a menține tensiunea de control. Rezitorul R8 = 36 kΩ și condensatorul C12 = 0,47 nF asigură compensarea buclei de reacție și pot fi ajustați în laborator. Circuitul de ieșire al controlerului LT1241 are un curent de vârf de 1 A. rezistorul R6 = 10 Ω protejează circuitul prin limitarea curentului și este egal cu raportul dintre tensiunea de alimentare și curentul de vârf suportat de ieșirea controlerului. Dioda D1 elimină supratensiunile tranzitorii datorate capacităților interne a tranzistorului FET.
5.4. Alegerea diodelor
Pentru a se cunoaște valoarea maximă a tensiunii inverse, trebuie să se cunoască tensiunea maximă a fiecărei înfășurări a transformatorului. Raporul dintre tensiunea dea mai mare și tensiunea cea mai mică este 372/100 sau 2,72. Diodele folosite sunt produse de International Rectifiers.
Ieșirea principală de 5 V are o tensiune inversă de 10 V la tensiunea minimă și de 3,72∙10,8 = 40,2 V la tensiunea de intrare maximă. Aceste valori corespund parametrilor diodelor Schottky. Tensiunile inverse standard ale diodelor Schottky sunt: 30 V, 45 V și 60 V. deoarece valoarea de 45 V este prea apropiată având în vedere supratensiunile tranzitorii, se vor alege diode cu tensiunea inversă de 60 V. Circuitul care corespunde proiectului de față este de tip MBR4060WT și conține două diode într-o capsulă TO-247. Conform datelor de catalog, caderea de tensiune în conducție este de 0,7 V. O diodă va didipa o putere de: 0,7∙18 = 12,6 W. prin alegerea coresounzătoare a radiatorului, temsperatura dispozitivului poate crește până la 500C fără ventilator.
Ieșirea de 12 V are o tensiune inversă de 24 V la valoarea minimă a tensiunii de intrare și o tensiune inversă de 3,72∙25,2 = 93,8 V la valoarea maximă a tensiunii de intrare. Din această cauza se vor alege diode rapide chiar dacă puterea disipată este mai mare. În cazul de fată se va folosi ansamblul de două diode MUR2020CT, în capsulă TO-220. Conform datelor de catalog, căderea de tensiune în conducție este de 0,9 V. circuitul admite un curent mediu de 14 A la o temperatură a capsulei de 1500C. puterea disipată va fi: 0,9∙14 = 13 W. prin alegerea corespunzătoare a radiatorului se poate ajunge la o temperatură maximă de 500C fără ventilator.
Ieșirea de -12 V are aceeași parametri ca cea de +12 V, cu excepția faptului că valoarea curentului este semnificativ mai mică.pentru D6 se va alege circuitul MURD620 CT care conține două diode într-o capsulă D-Pak. Circuitul poate suporta 0,5 A pentru o temperatură a capsulei mai mare de 1500C. este un dispozitiv “surface mounted”, dar dacă se plasează pe o suprafață relativ mare de cupru căldura se va disipa corespunzător. Căderea de tensiune în conducție este de 0,8 V la un curent de 0,5 A. dispozitivul va disipa o putere de: 0,8∙0,5 = 0,4 W. datele de catalog indică un coeficient de încălzire al joncțiunii de 800C/W la temperatura ambientală a joncțiunii. În timpul funcționării se poate atinge temperatura de 80∙0,4 +60 = 920C, ceea ce se înscrie în parametrii de funcționare ai circuitului.
Ieșirea de 3,3 V este similară cu cea de 5 V, cu deosebirea că vârful de tensiune va fi de: 3,9∙7,1 = 27,7 V. conform acestei valori, pentru D4 și d5 se va alege o diodă Schottky de 45 V. Se va folosi circuitul MBR4045WT care conține două diode. Conform datelor de catalog, la 15 A căderea de tensiune în conducție directă este de 0,5 V. puterea disipată va fi: 0,5∙15 = 7,5 W. se va utiliza același tip de radiator ca în cazul surselor de 5 V și 12 V.
Dioda de conducție inversă D10 trebuie sa suporte aceeași tensiune de vârf ca și contactorul static (de două ori tensiunea de intrare plus supratensiunile tranzitorii), iar curentul este impus de necesitatea descărcării capacităților parazite ale transformatorului. Se va folosi dioda de tip HFA06TB120.
Sursa suplimentară va suporta o tensiune de vâtf maximă de 81 V. se vor folosi diodele MBR1100 care au un curent o tensiune maximă admisibilă de 100 V și un curent 1 A.
5.5. Calculul inductanțelor
Valoarea inductanței L1 se va determina în fubcție de riplul dorit la ieșire. Această ieșire nu are nevoie de o viteză mare de răspuns, deoarece sarcina este constantă. Se va impune o vloare de 10% a riplului în cazul cel mai defavorabil în care tensiunea de intrare are valoarea maximă. Pentru o tensiune de 20 V la intrare, tensiunea la bornele inductanței va avea valoarea de 10 V atât în regim de încărcare, cât și în regim de descărcare. Aceata înseamnă ca valoarea de vârf a curentului va fi de două ori mai mare decât valoarea cutentului mediu. Deoarece:
(5.8)
rezultă:
(5.9)
Această bobină are de netezire are o inductanță mare, dar curentul care o străbate este mic. Miezul toroidal FT50 Mix 77 pe care plasează 150 de spire este potivit regimului de funcționare al inductanței [9]. Pentru determinarea valorilor inductanțelor L2 … L5 se va aplica aceeași metodă, impunând un factor de riplu al tensiunii de 20%.
(5.10)
Inductanțele L2, L3 și L5 sunt parcurse de curenți importanți, din care cauză s-a ales miezul toroidal Mix 26 care este capabil să asigure inductanța necesară fară a se satura. L3 și L5 au aproximativ aceeași valoare, din care cauză în ambele cazuri se va folosi aceeași inductanță. Se va folosi miezul T106-26. Coeficientul Al pentru acest miez este de 900 μH/100 spire. În primul rând se calculează numărul de spire necesar:
(5.11)
ceea ce va conduce la o valoare de 5,8 μH pentru L3 și L5. Pentru un număr de 9 spire, va rezulta o valoare de 7,3 μH. O valoare mare a curentului continuu conduce la scăderea valorii inductantei și din această cauză valoarea de 7,3 μH constituie un compromis bun pentru ambele inductanțe.
Pentru inductanța L2:
(5.12)
ceea ce conduce la o valoare reală de 23 μH.
Deoarece L4 are o valoare suficient de mare, se va utiliza miezul Ft-50 Mix 77 [9].
(5.13)
În această etapă este necesar să se verifice încălzirea și inducția corespunzătoare fiecărei inductanțe.
(5.14)
Aceste valori vor permite calculul încălzirii inductanțelor datorită fluxului alternativ. Pentru o anumită valoare a fluxului va rezulta din caracteristicile fiecărui material o anumită valoare a pierderilor specifice la frecvența de 100 kHz.
(5.15)
Cu valorile puterilor calculate mai sus se poate calcula temperatura:
(5.16)
Din relațiile de mai sus se poate observa că inductanța L2 este cam aproape de limita încălzirii la curentul nominal. Este necesar să se reducă fluxul alternativ în miezul inductanței și să se mărească secțiunea conductorului pentru a reduce și pierderile Joule. Pierderile în miez se por reduce și prin utilizarea unui miez cu un coeficient Al mai mic. Se va prezenta mai jos recalcularea inductanței pentru miezul T130 și un riplu de 1,4 A al curentului de sarcină.
(5.17)
Pentru a verifica dacă inductanțele nu se saturează, se calculează intensitatea câmpului magnetic cu relația:
(5.18)
în care l este lungimea circuitului magnetic.
(5.19)
Din curbele de magnetizare corespunzătoare materialelor se observă că inductanța L1 este cam aproape de intrarea în saturare, iar L4 este sub cotul curbei de magnetizare B = B(H). Trebuie să se mărească lungimea circuitului magnetic pentru a reduce intensitatea câmpului magnetic. Miezul FT82 Mix 77 are coeficientul Al doar puțin mai mare, însă lungimea sa este dublă. Numărul de spire rămâne constant.
(5.20)
(5.21)
Miezul FT82 încă nu este suficient de mare pentru inductanța L4. Se va utiliza miezul FT114, care impune micșorarea numărului de spire, deoarece coeficientul Al este mai mare [9].
(5.22)
Miezurile de acest tip se vor încălzi mai puțin deoarece pierderile specifice sunt mai mici. De remarcat este faptul că intensitatea câmpului magnetic plasează inductanța L4 în apripierea punctului de saturație, ceea ce este similar cu reducerea valorii inductanței la când curentul continuu ajunge la limita superioară. Testele de laborator ar putea duce la concluzia că se impune utilizarea altui tip de miez.
5.6. Calculul capacităților
Deoarece temperatura admisă de funcționare a sursei este de 600C, trebuie f=utilizați condensatori electrolitici care să reziste la acestă temperatură. Condensatorii din seria CDE, sunt capabili să funcționeze 2000 de ore la temperatura de 1250C cu un riplu al curentului nominal de 0,6 A
[9]. Condensatorul C3 trebuie să producă o variație a tensiunii mai mică de 120 mV pentru un riplu de 1,4 A. Riplul trebuie să aibă o valoare nominală de 1,4/0,6 = 2,3 A, iar rezistența echivalentă serie (Equivalent series resistance – ESR sau RES) trebuie să fie mai mică decât (0,667∙0,12)/1,4 = 57 mΩ. Pentru condensatorii de tip 300, caracteristica RES arată aceeași valoare atât pentru 20 kHz cât și pentru 100 kHz. Amițând un riplu de 33%, valoarea capacității va fi de 1/(2∙π∙100000∙0,028) = 57 μF. Cea mai mică valoare a capacității care satisface valoarea RES va fi 1800 μF, având RES = 55 mΩ și o valoare nominală a riplului de 2,76 A.
Se repetă calcului pentru C2, C4 și C5. Pentru C2:
(5.22)
C2 = 18.000 μF, 6,3 V, 10,9 mΩ, 9,45 A riplu, fiind de tipul CDE 301R183U6R3JL2 [9].
Condensatorul C4:
(5.23)
C4 = 12.000 μF, 6,3 V, 15,3 mΩ, 8,27 A riplu, fiind de tipul CDE 301R123U6R3GS2 [9].
Condensatorul C5:
(5.24)
C5 = 820 μF, 16 V, 85 mΩ, 1,8 A riplu, fiind de tipul CDE 301R821M016EG2 [9].
De remarcat este faptul că C2 și C4 au valori ale capacităților semnificativ mai mari, pentru a avea o RES suficient de mică și a suporta riplul curentului nominal. Aceste capacități sunt de aproximativ 60 de ori mai mari decât valorile calculate, pentru a răspunde tuturor condițiilor de funcționare.
5.7. Proiectarea transformatorului
Pentru a obține o ventilație bună, se va alege un miez te tip E. pentru o frecvență de 100 kHz și o putere de peste 200 W, este recomandat miezul EC41 [9].
Următoarea etapă constă în calculul rapoartelor de transformare. Se consideră lațimea impulsului de 50% la o tensiune de intrare de 100 V. pentru un convertor forward-mode, tensiunea la bornele inductanței este egală cu tensiunea de ieșire care se obține la un ciclu de funcționare de 50%. Sursa auxiliară de alimentare a controlerului se proiectează pentru 20 mA. Tensiunea la bornele înfășurării transformatorului va fi dublul tensiunii de ieșire. Trebuie însă se se considere o tensiune mai mare pentru a compensa căderile de tensiune în conducție directă ale diodelor redresoare. Pentru înfășurarea auxiliară se impune o tensiune de 20,3 V (incluzând și 0,3 v pentru diode). Se va obține un raport de transformare de 100/20,3 = 4,93. Căderea de tensiune în conducție directă pentru o diodă Schottky la 18 A este de 0,7 V. Aceasta înseamnă că pentru sursa de 5 V, tensiunea la bornele înfășurării transformatorului trebuie să fie de 10,7 V la valoarea cea mai mică a tensiunii de intrare. Sursa de +12 V necesită o tensiune minimă de 25,2 V trebuie utilizată o diodă ultrarapidă în locul diodei Schottky. Sursa de 3,3 V va necesita o uensiune secundară de 7,1 V. în aceste condiții pentru sursa de 5 V, raportul de transformare este 100/10,7 = 9,35, pentru cea de 12 V raportul de transformare va fi 100/25,2 = 3,97 și pentru cea de 3,3 V va fi 100/7,1 = 14,1.
Calculul se începe aledând un număr de 20 se spire pentru înfășurarea primară. Trebuie să se verifice dacă inducție obținută nu va supraîncălzi miezul în cazul în care tensiunea de alimentare are valoarea maximă.
(5.25)
în care, E – este valoarea efectivă a tensiunii (pentru o tensiune dreptunghiulară, lătimra impulsului este T – T/2, T fiind ferioada semnalului), A = suprafața secțiunii miezului magnetic în cm2 (dată de catalog), N – este numărul de spire al înfășurării primare și F este frecvență în Hz.
Pentru miezul considerat:
(5.26)
Materialul de tip R are pierderi acceptabile la 2000 G și 100 kHz [9]. Din caracteristicile materialului se observă ca are un coeficient de pierderi de 400 mW/cm3. Pierderile vor fi:
(5.27)
Această valoare poate determina supraîncălzirea miezului. Dublând numărul de spire se reduce inducția la 928 G și pierderile specifice la 70 mW/cm3. Pierderile vor scădea la 736 mW. În caeste condiții se stabilesc:
Înfășurarea primară: 40 spire;
Înfăsurarea de demagnetizare: 40 spire;
Înfășurarea auxiliară: 8 spire;
Înfășurarea de 3,3 V: 3 spire;
Înfășurarea 5 V: 4 spire;
Înfășurarea de 12 V: 10 spire.
Tensiunile înfășurărilor primară și de demagnetizare trebuie să fie defazate cu 1800. Din acest motiv se poate realiza ca variantă constructivă o singură înfășurare cu 80 de sipre, prevazută cu priză mediană.
Capitolul 6. SURSĂ ATX 200 W
În Figura 6.1. este prezentă schema sursei în comutație de 200 W pentru PC ATX, produsă de firma DTK. Cursa utilizează circuitul integrat TL494. Astfel de circuite sunt utilizate în numeroase scheme de alimentare care necesită o putere de ieșire în jur de 200 W. schema funcționează cu un etaj de putere simetric (push-pull) și realizează reglarea tensiunii de ieșire.
La intrare este plasat filtrul format din componentele C1, R1, T1, C4, T5. Tensiunea de alimentare este dereresată prin intermediul redresorului dublă alternanță format din diodele D21, d22, D23, și D24. În cazul în care tensiunea de intraare este comutată de la 230 v la 115 V, redresorul funcționează în regim de dublor de tensiune. Varistorii Z1 și Z2 protejează circuitele alimentate împortiva supratensiunilor ce ar putea apare în linia de alimentare (la intrarea sursei).
Termistorul NTCR1 limitează curentul până în momentul în care condensatorii C5 și C6 sunt încărcați. Rezistorii R2 și R3 permit descărcarea condensatorilor numai după ce alimentarea a fost deconectată. Dacă alimentarea este conectată la tensiunea de alimentare, condensatorii C5 și C6 sunt încărcați la o tensiune totală de 300 V.
Prin intermediul tranzistorului Q12, este pus sub tensiune circuitul de alimentare auxiliară, cu stabilizatorul de tensiune IC3, la acărui ieșire se obține tensiunea de +5 V. Această tensiune este necasară pentru funcționarea logicii de intrare în serviciu și pentru funcțiile de supervizare impuse de opererea sursei în cele mai bune condiții. O altă tensiune nestabilizată alimentează prin D30 circuitul IC1 și tranzistoarele de control Q3 și Q4. Când alimentarea principală funcționează, această tensiune provine de la ieșirea de +12 V, prin dioda D.
6.1. Regimul de repaus (stand-by)
În regim de stand-by, alimentarea principală este blocată prin tensiunea pozitivă produsă de către sursa auxiliarăși prezentă la pinul PS ON al conectorului, prin intermediul rezistorului R23. Datorită aceste tensiuni, tranzistorul Q10 intră în conducție și determină intrarea în conducție a tranzistorului Q1 care aplică tensiunea de referință de +5 V de la pinul 14 al IC1, la pinul 4 al aceluiași circuit (Deadtime Control – controlul timpului mort). Circuitul este comutat în starea de blocare totală.
Tranzistoarele Q3 și Q4 sunt ambele în conducție și scurtcitcuitează înfășurările transformatorului auxiliar T2. Prin aceasta se interzice apariția oricărei tensiuni în circuitul de putere. Prin tensiunea aplicată pinului 4 se poate modifica lățimea maximă a impulsului de la ieșirea circuitului IC1. Tensiunea de 0 V produce impulsurile cu lățimea cea mai mare, iar tensiunea de +5 V conduce la dispariția impulsurilor de comandă.
6.2. Funcționarea sursei
Să presupunem că se apasă pe butonul de pornire al calculatorului. Logica plăcii de bază pune la masă (GND) pinul de intrare PS-ON al conectorului. Tranzistorul Q10 nu mai conduce, ceea ce implică și blocarea tranzistorului Q1. Condensatorul C15 începe să se încarce prin rezistorul R15. Tensiunea pe pinul 4 al circuitului IC1 se micșorează progresiv până ajunge la zero, datorită lui R17. Această tensiune permite generarea impulsurilor de comandă a căror lățime crește în mod continuu. Alimentarea principală pornește lin.
În funcționare normală, alimentarea este controlată ce către IC1. Când tranzistorii Q1 Si Q2 sunt în conducție, tranzistorill Q3 și Q4 sunt blocați. Dacă se dorește intrarea în conducție a tranzistorilor de putere (Q1 și Q2), este necesar să se blocheze tranzistorii de comandă (Q3 și Q4). Curentul trece prin R46, D14 și o înfășurare al transformatorului T2. Acest curent produce o tensiune în baza tranzistorului de putere și produce saturarea rapidă a acestuia. Când impulsul de comanda dispare, tranzistorii de comandă intră în conducție. Curentul din înfășurare dispare rapid, ceea ce produce o supratensiune în înfășurarea de comandă care blochează rapid tranzistorul de putere. Apoi procesul se repetă cu cel de-al doilea tranzistor. Tranzistoriil Q1 și Q2 conectează alternativ câte o extremitate a înfășurării primare a transformatorului T3 la tensiune pozitivă sau negativă. Curentul care transferă putere circulă de la emitorul lui Q1 (colectorul lui Q2) prin a treia înfășurare a transformatorului de comandă T2, prin înfășurarea primară a transformatorului principal T3, prin condensatorul C7 către nulul virtual al tensiunii de alimentare.
6.2.1. Stabilizarea tensiunilor de ieșire
Tensiunile de =5 V și +12 V sunt măsurate de către IC1 prin rezistorii R25 și R26. Celelelte tensiuni nu sunt stabilizate și sunt determinate de numărul de spire ale înfășurărilor și de polaritatea diodelor. Bobina de reactanță de la ieșire estet necesară pentru suprimarea interferențelor de înaltă frecvență. Această bobină este conectată după diodele redresoare și este comună tuturor tensiunilor. Păstrând același sesn de bobinare și numărul de spire corespunzător tensiunilor de la ieșire, bobina funcționează ca un transformator și se realizează o compensare a abaterilor mai importante ale tensiunilor individuale.
Referința internă a tensiunii de 5 V de la stabilizatorul intern (pinul 14 al IC1) se aplică prin intermediul divizorului de tensiune R24 – R19 la pinul 2 al IC1 care este intrarea inversoare a amplificatorului de eroare. Tensiunile de la ieșirea sursei sunt aplicate prin intermediul divizorului 525, r26 – R20, R21 la intrarea neinversoare a amplificatorului de eroare (pinul 1 al IC1). C1 și R18 asigură funcționarea stabilă a regulatorului. Tensiunea de la ieșirea amplificatorului de eroare este comparată prin condensatorul C11 cu tensiunea rampei.
Dacă tensiune de ieșire scade, tensiunea de la ieșirea amplificatorului de eroare va crește. Impulsul de comandă va deveni mai lat, tranzistorii de putere Q1 și Q2 vor conduce un timp mai îndelungat, lățimea impulsurilor înainte de inductanța de ieșire va fi mai mare și puterea de ieșire va crește. Al doilea amplificator de eroare este blocat prin tensiunea de la pinul 15 al IC1 [12].
6.2.2. Semnalul PowerGood
Placa de bază are nevoie de semnalul :PowerGood”. Dacă toate tensiunile de ieșire sunt stabile, semnalul PowerGood crește la +5 V (logic). De obicei semnalul PowerGood este conectat d obicei la semnalul se aducere la zero.
6.2.3. Stabilizarea tensiunii de +3,3 V
Dacă se analizează circuitul conectat la ieșirea de +3,3 V, se remarcă faptul că există o stabilizare suplimentară pentru a compensa căderea de tensiune prin cablurile de alimentare. Un fir auxiliar al conecvtorului măsoară tensiunea de +3,3 V de pe placa de bază.
6.2.4. Protecția la supratensiune (overvoltage)
Acest circuit este format din tranzistorii Q5 și Q6 și un anumit număr de componente discrete. Circuitul supraveghează toate tensiunile de ieșire. Dacă una dintre valorile limită este depășită, alimentarea este întreruptă. De exemplu, dacă se scurtcircuitează din greșeală -5 V cu +5 V, tensiunea pozitivă se va transmite prin D10, R8, D9 către bază tranzistorului Q6. Acesta va intra în conducție și va provoca intrarea în conducție a tranzistorului Q5 care aplică tensiunea de +5 V de la pinul 14 al IC1, prin dioda D11 la pinul 4 (semnalul de control al timpului mort – Deadtime Control signal), care blochează alimentarea. Tensiunea rămâne blocată prin tensiunea prezentă acum pe emitorul lui Q5 și aplicată bazei lui Q6, trecând prin D12 și R30, până în momentul în care tensiunea înaltă de la intrare este deconectată.
6.2.5. Conectorul sursei ATX 200 W
Capitolul 7. CONCLUZII
Circuitele integrate (IC’s – Integrated-Circuits) utilizate î echipamentele electronice necesită o tensiune de alimentare de curent continuu de nivel standard constant. Multe dintre acestea, pentru a funcționa coresounzător trebuie alimentate cu o tensiune bine stabilizată. În marea majoritate a cazurilor, vivelul trensiunii de alimentare se situează între –18 V și +18 V. unele echipamente (cum sunt și calculatoarele personale) trebuie alimentate cu mai multe tensiuni de mărimi și polarități diferite. Pentru un computer personal sunt necesare tensiunile: 3,3 V, ±5 v și ±12 V. circuitele integrate sunt alimentate la 3,3 V, unitatea hard disk și floppy disk trebuie alimentate la ±5 v și ±12 V. ieșirile individuale ale unei surse de alimentare a computerului personal au curenți nominali de valori diferite și cerințe de stabilizare diferite. În cazul mai multor ieșiri cu valori diferite de tensiune se poate impune izolarea galvanică a acestor ieșiri unele față de altele și față de tensiunea de intrare. Tensiunea de alimentare de intrare în sursă este preluată de la rețeaua standard de alimentare publică de curent alternativ (115 V/60 Hz sau 230 V/50 Hz). Însă nu este un lucru neobișnuit ca sursa să fie alimentată și de la o altă tensiune continuă sau alternativă.
Proiectarea unei surse în comutație (SMPS – Switched-Mode Power Supply) este un proces iterativ lent, care implică cicluri de calcul și experimentări pe prototipuri reale, ajustări ale valorilor calculate prin încercări și verificări experimentale în laborator sau pe bancul de probe.
Simularea funcționării circuitelor surselor în comutație prin metode convenționale este un proces lent, deoarece trebuie procesate o multitudine de operații de comutare. Utilizarea metodei “stării medii” (o metodă prin care în loc să se calculeze stările instantanee ale sistemului se calculează energia medie a fiecărei stări pentru toate stările sistemului luate în considerare) va permite obținerea rapidă a caracteristicilor surselor în comutație, fără a simula individual fiecare ciclu de comutare, dar se bazează pe caracteristica de transfer a fiecărui circuit.
BIBLIOGRAFIE
[1]. M. C. Browb, “Practical Switching Power Supply Design” Academic Press A Harcourt Science and Technology Company, 1990.
[2]. S. Maniktala, “Switching Power Supplies A–Z”, Elsevier Ltd., 2012.
[3]. G. Vasilescu, Ș. Lungu, “Electronică”, Editura Didactică și Pedagogică, București, 1981.
[4]. D. Dascălu, L. Turic, I. Hoffman, “Circuite electronice”, Editura Didactică și Pedagogică, București, 1981.
[5]. D. Fewson, “Introduction to Power Electronics”, Arnold, a member of the Hodder Headline Group, 1998.
[6]. V. Vodovozov, “Introduction to Power Electronics”, Valery Vodovozov & Ventus Publishing Aps, 2010.
[7]. M. Rashid, “Power Electronics Handbook”, Academic Press, 2001.
[8]. A. I. Pressman, K. Billings, T. Morey, “Switching Power Supply Design”, The McGraw-Hill Companies, 2009.
[9]. R., A., Mack Jr., “Demystifying Switching Power Supplies”, Elsevier Inc., 2005.
[10]. Linear techology, “LT1241 Series. High Speed Current Mode Pulse Width Modulators Data Sheet”, http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/1241fa.pdf.
[11]. Vishay Siliconix, “RFPG40, SiHFPG40 Data Sheet”, http://www.vishay.com/docs/ 91253/91253.pdf.
[12]. Texas Instruments, “TL494 Pulse-Width-Modulation Control Circuits”, http://www. ti.com /lit/ds/symlink/tl494.pdf.
[13]. Prof.Viorel Popesc, “Surse de tensiune continue în comutație. Surse de alimentare neintreruptibile. Electronică Aplicată. Stabilizatoare de tensiune în comutație”
[14]. Prof.Mircea Ciugudean, “Stabilizatoare cu tensiune liniare. Contribuții la proiectarea surselor de tensiune stabilizată cu element de reglare cu două tranzitoare în serie”
[15]. Prof. Dan Trip Nistor, “surse de tensiune”
BIBLIOGRAFIE
[1]. M. C. Browb, “Practical Switching Power Supply Design” Academic Press A Harcourt Science and Technology Company, 1990.
[2]. S. Maniktala, “Switching Power Supplies A–Z”, Elsevier Ltd., 2012.
[3]. G. Vasilescu, Ș. Lungu, “Electronică”, Editura Didactică și Pedagogică, București, 1981.
[4]. D. Dascălu, L. Turic, I. Hoffman, “Circuite electronice”, Editura Didactică și Pedagogică, București, 1981.
[5]. D. Fewson, “Introduction to Power Electronics”, Arnold, a member of the Hodder Headline Group, 1998.
[6]. V. Vodovozov, “Introduction to Power Electronics”, Valery Vodovozov & Ventus Publishing Aps, 2010.
[7]. M. Rashid, “Power Electronics Handbook”, Academic Press, 2001.
[8]. A. I. Pressman, K. Billings, T. Morey, “Switching Power Supply Design”, The McGraw-Hill Companies, 2009.
[9]. R., A., Mack Jr., “Demystifying Switching Power Supplies”, Elsevier Inc., 2005.
[10]. Linear techology, “LT1241 Series. High Speed Current Mode Pulse Width Modulators Data Sheet”, http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/1241fa.pdf.
[11]. Vishay Siliconix, “RFPG40, SiHFPG40 Data Sheet”, http://www.vishay.com/docs/ 91253/91253.pdf.
[12]. Texas Instruments, “TL494 Pulse-Width-Modulation Control Circuits”, http://www. ti.com /lit/ds/symlink/tl494.pdf.
[13]. Prof.Viorel Popesc, “Surse de tensiune continue în comutație. Surse de alimentare neintreruptibile. Electronică Aplicată. Stabilizatoare de tensiune în comutație”
[14]. Prof.Mircea Ciugudean, “Stabilizatoare cu tensiune liniare. Contribuții la proiectarea surselor de tensiune stabilizată cu element de reglare cu două tranzitoare în serie”
[15]. Prof. Dan Trip Nistor, “surse de tensiune”
Copyright Notice
© Licențiada.org respectă drepturile de proprietate intelectuală și așteaptă ca toți utilizatorii să facă același lucru. Dacă consideri că un conținut de pe site încalcă drepturile tale de autor, te rugăm să trimiți o notificare DMCA.
Acest articol: Sursa DE Tensiune In Comutatie CU Tensiuni DE Iesire (ID: 163884)
Dacă considerați că acest conținut vă încalcă drepturile de autor, vă rugăm să depuneți o cerere pe pagina noastră Copyright Takedown.