SPECIALIZAREA Tehnologii și sisteme de telecomunicații [628350]

UNIVERSITATEA MARITIMĂ din CONSTANȚA
FACULTATEA Electromecanică navală
SPECIALIZAREA Tehnologii și sisteme de telecomunicații

LUCRARE DE LICENȚĂ

Coordonator științific ,
Prof. univ. dr. ing. Dan POPA

ABSOLVENT: [anonimizat]
2015

1
UNIVERSITATEA MARITIMĂ din CONSTANȚA
FACULTATEA Electromecanică navală
SPECIALIZAREA Tehnologii și sisteme de telecomunicații

Sursă în comutație de tip
boost converter
Simulare SPICE

Coordonator științific ,
Prof. univ. dr. ing. Dan POPA

ABSOLVENT: [anonimizat]
2015

2
Declarație

Prin prezenta declar că Lucrarea de licență cu titlul Sursă în comutație de tip
buck/boost converter . Simulare PSPICE ” este scrisă de mine și nu a mai fost prezentată
niciodată la o altă facultate sau instituție de învățământ superior din țară sau străinătate. De
asemenea, declar că toate sursele utilizate, inclusiv cele de pe Internet, sunt indicate în
lucrare, cu respectarea regulilor de evitare a plagiatului:
 toate fragmentele de text reproduse exact, chiar și în traducere proprie din altă limbă,
sunt scrise între ghilimele și dețin referința precisă a sursei;
 reformularea în cuvinte proprii a textelor scrise de către alți autori deține referința
precisă;
 rezumarea ideilor altor autori deține referința precisă la textul original.

Constanța,

Absolvent: [anonimizat]
_________________________

3
CUPRINS

Pag.
INTRODUCERE 5
Motivație 5
Scopul și obiectivele lucrării 5
Conținutul lucrării 5

Capitolul 1. ASPECTE TEORETICE GENERALE PRIVIND
CONVERTOARELE C.C. – C.C. 7
1.1. Definiții și clasificări 7
1.2. Topologii de convertoare c.c. – c.c. 9
1.3. Descrierea funcționării unui convertor c.c. – c.c.. Formele de undă 12
1.4. Dispozitive semiconductoare folosite 17
1.4.1. Dioda 17
1.4.2. Tiristorul 19
1.4.3. Elemente complete comandat 20
1.5. Aplicatii ale convertoarele c.c. – c.c. 22

Capitolul 2 . CONVERTOARE DE TIP BOOST 24
2.1. Principiul de funcționare al convertorului curent continuu – curent
continuu 24
2.2. Modul de funcționare discontinuă a convertorului mixt. Convertorul mixt
de două cadrane 28
2.3. Convertorul ridicător (Boost) 31
2.4. Topologii de convertoare boost 34

4
Capitolul 3. SURSĂ STABILIZATĂ ÎN COMUTAȚIE DE
TIP BOOST CONVERTER 36
3.1. Considerații generale 36
3.2. Alegerea schemei 37
3.3. Simularea modului de functionare al convertorului de tip BOOST 39

Capitolul 4. STUDIU DE CAZ: SIMULAREA ÎN PSPICE A UNUI
CONVERTOR DE TIP BOOST 42

Capitolul 5. CONCLUZII 52

BIBLIOGRAFIE 54

Sursă î n comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
5

TEMA DE PROIECTARE

Să se proiecteze o sursă de tensiune continuă în comutație de tip boost converter.
Sursa proiectată va avea următoarele caracteristici generale:
– tensiunea de intrare U i = 24V
– tensiunea de ieșire U 0 = 48V
– curentul maxim debitat: I 0 = 3A
Circuitul proiectat va fi simulat folosind simulatorul PSPICE.

Sursă î n comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
6

INTRODUCERE

Motivație
Tema proiectului meu de licența este „ Sursă în comutație de tip boost converter
.Simulare SPICE” și este rezultatul curiozități mele și al unei provocări.
Motivul alegerii acestei teme derivă din dorința de documentare în legatură cu acest
subiect, deoarece este unul extrem de importan t în viața de zi cu zi . Convertorul ridicător
(boost converter ) este cel mai cunoscut circuit utilizat pentru obținerea la ieșirea sa a unei
tensiuni medii mai mari decât t ensiunea la care se alimentează . Schema de principiu a acestui
tip de convertor este prezentată mai detaliat în Capitolul II .

Scopul și obiectivele lucrării
Lucrarea de față își propune să analizeze principalele aspecte privind:
– aspecte teoretice generale privind convertoarele c.c. – c.c.
– tipuri de convertoare
– prezentarea convertorului de tip boost
– simularea funcționării acestuia folosind simulatorul PSPICE .
În acest sens vor fi analizate următoarele probleme privind conveterul tip boost :
principiul de funcționare, descrierea matematică a procesului choppare , proprietățile și
particularitățile generale ale acestui tip de convertor .

Conținutul lucrării
Lucrarea este structurată pe 5 capitole, urmărindu -se o prezentare logică și cât mai
cuprinzătoare a problematicii abordate.
Astfel, Capitolul 1 este consacrat prezentării aspectelor teoretice privind convertoarele
de tip c.c. -c.c.
Capitolul 2 este dedicat descrierii principalelor tipuri de convertoare de tip boost .
Capitolul 3 își propune să realizeze o analiză a convertoarelor clasice de tip boost .

Sursă î n comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
7
Capitolul 4 este destinat prezentării sumare și utilizării programului PSPICE pentru
proiectarea și simularea unui convetor de tip boost. De asemenea, capitolul conține un studiu
de caz care constă în proiectarea și simularea SPICE a unui convertor .
Capitolul 5 conține concluzii le desprinse din studiul tematicii proiectului și din
simularea convertorului ridicător proiectat folosind simulatorul PSPICE .
Bibliografia cuprinde lucrările folosite pentru elaborarea acestui proiect de diplomă.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
8

Capitolul I

ASPECTE TEORETICE GENERALE PRIVIND
CONVERTOARELE C.C. – C.C.

1.1 . Definiții și clasificări

Convertoarele statice sunt echipamente care realizează conversia energiei electrice tot
în energie electrică și a căror parte de for ță conține, de regulă ,dispozitive semiconductoare
comandate (tiristoare, triace, tranzistoare etc.) care permit reglarea puterii medii transmise
sarcinii. Convertoarele statice fi comandate sau necomandate .
Convertoarele statice curent continuu – curent continuu sunt echipamente electronice
care realizează conversia energiei de c.c. având parametrii constanți tot în energie de c.c., dar
cu parametrii reglabili (se poate reglavaloarea medie atensiunii livratăde convertor). Din
această cauză, acest tip de convertoare mai este cunoscut și sub denumirea de variatoare de
tensiune continua (VTC).
În literatura de specialitate de limbă engleză, dar nu numai, pentru aceste echipamente
se folosește denumirea de choppe r (de la englezescul to chop – a tăia).
Chopper -ul se intercalează între sursa de tensiune continua constantă și sarcina care
se dorește a se alimenta la o tensiune continuă având valoarea medie reglabilă .
Choppe r – ele sunt convertoare cu comutație comandată (forțată) care folosesc în
partea de for ță fie tiristoare prevăzute cu circuite auxiliare de stingere, fie dispozitive complet
comandate (tiristoare cu blocare pe poartă GTO, tranzistoare de putere bipolare sau MOSFET,
tranzistoare bipolare cu poartă izolată IGBT etc.).
Comanda acestor dispozitive, atât pentru intrarea în conductive cât și pentru blocarea
lor se realizează numai la momente de timp binedeterminate, de unde și denumirea de
convertoare cu comutaț ie comandat ă (forțată).
Principiul de funcționare al acestor convertoare c.c. – c.c., numite și variatoare de
tensiune continu ă, este următorul: ele transformă o tensiune continuă constantă într-un tren de

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
9
impulsuri, de obicei drept /unghiulare, a c ăror durată și/sau frecvență pot fi modificate prin
comandă, astfel încât valoarea medie a tensiunii continue rezultate este reglabilă.
Aplicațiile principale ale variatoarelor de tensiune continuă sunt:
 comanda motoarelor de c.c. folosite în tracțiunea electrică
 sudură electrică
 surse de alimentare cu tensiune reglabilă etc.
În funcție de raportul dintre tensiunea de intrare Ui și cea de ieșire Us, chopper -ele se
pot clasifica în:
 choppere coborâtoare ( step – down converter ) sau choppere serie (buck
converter ), la care tensiunea de ieșire este mai mica sau cel mult egală cu
tensiunea de intrare;
 choppere ridicătoare ( step – up converter ) sau choppere paralel
(boost converter ), la care tensiunea de ieșire este mai mare sau cel mult egală
cu tensiunea de intrare;
 choppere coborâtoare -ridicătoare ( buck -boost converter ), la care tensiunea de
ieșire poate fi mai mică sau mai mare decât tensiunea de intrare.

După cadranul din planul electric (us, is) în care funcționează, chopp er-ele se pot
clasifica în:
 choppere pentru un cadran, care funcționează numai în cadranul I al planului
(us, is );
 choppere pentru 2 cadrane, care funcționează în cadranele I -II sau I-IV ale
planului ( us, is );
 choppere pentru 4 cadrane.

În funcție de modul în care se realizează transferul energiei către sarcină, chopper -ele
se pot clasifica în:
 choppere cu legă tură directă, la care nu există un element de stocare
(acumulare) a energiei între intrarea și ieșirea chopper -ului;
 choppere cu legă tură indirectă(cu acumulare), la care există un element de
stocare a energiei între intrarea și ieșirea chopper -ului.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
10
1.2. Topologii de convertoare c.c. – c.c.

Majoritatea sistemelor de conversie electromecanică moderne sunt reglabile având
parametrii de ieși re, viteză, cuplu sau poziție, variabili. Realizarea acestor sisteme de
conversie presupune alimentarea mașinii electrice de la surse cu tensiune, curent și frecvență
variabile, surse cunoscute sub numele de convertoare statice. Tipurile mai vechi sau mai noi
de dispozitive semiconductoare de putere, precum și limitele în creștere ale tensiunilor și
curenților de lucru au permis realizarea unei game deosebit de diversificate de convertoare
atât în ceea ce privește tipul de conversie, c.a. -c.c., c.c. -c.c., c .c.-c.a. și c.a. -c.a., cât și puterile,
tensiunile și frecvențele de lucru .
Convertoarele c.c. – c.c. bidirecționale, de 4 cadrane, ca urmare a unor performanțe
superioare, înlocuiesc convertoarele c.a. – c.c. comandate la puteri mici și medii.
Performanțe le deosebite a acestor convertoare constau în: schemă mai simplă și deci costuri
mai reduse ale echipamentelor; funcționarea numai în conducție neîntreruptă; frecvență de
comutație ridicată, cu avantaje în spectrul de armonici al tensiunii și curentului de ieșire.

1.2.1. Convertoare c.c. – c.c. cu modulație în lațime bipolară
Schema unui convertor c.c. – c.c. bidirecțional este prezentată în fig. 1.1,
comutatoarele statice utilizate fiind IGBT. Convertorul poate fi realizat și cu tranzistoare
bipolare sau MOSFET, precum și cu tiristoare GTO. Realizarea acestor convertoare cu
tiristoare obișnuite, variantă constructivă mai veche, este practic abandonată în prezent ca
urmare a dificultății realizării stingerii forțate a conducției.
Se consideră convertor ul alimentat de la un circuit intermediar de tensiune continuă Vd
constantă, asigurată printr -un condensator de filtrare CF de valoare mare.

Fig. 1. 1. Convertor c.c. -c.c. bidirecțional [4]

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
11
La bornele de ieșire 1 -2 este conectată o sarcină de tipul R+L sau R+L+E (sarcină
activă de tip motor de c.c.) . Comanda convertorului este de tipul cu modulație în lățime,
PWM , varianta cea mai utilizată în aplicații le curente . O schemă bloc de comandă tipică are
structura din fig.1. 2.

Fig. 1.2. Schemă principială de comandă
[4]

Elementele schemei tipice de comandă sunt :
– GΔ- generator de tensiune triunghiulară;
– C – comparator;
– GI – generator de impulsuri cu durată variabilă;
– CG – circuit de comandă pe poartă
– IG – izolare galvanică .
Generat orul de impulsuri GI furnizează două tensiuni de ieșire UE și UN . Circuitele
de comandă pe poartă CG sunt specifice tipului de dispozitiv semiconductor de putere utilizat
cuprinzând de obicei și anumite tipuri de protecție (supracurent, supratemperatură, etc.).
Izolarea galvanică se realizează de obicei prin optocuploare , dar poate fi realizată și prin
transformatoare de impulsuri .
Relativ recent s -au conceput circuite integrate specializate pentru comanda pe poartă a
unui braț sau al întregului convertor, preluând cea mai mare parte a funcțiilo r schemei din fig.
1.3, izolarea galvanică realizându -se la nivelul tensiunilor UE , respectiv UN .

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
12

Fig. 1. 3. Formele de undă tipice pentru un convertor c.c-c.c.
[7]

1.2.2. Convertoare c.c. -c.c. cu modulație în lațime unipolară.
Realizarea unui convertor c.c. -c.c. cu modulație în lățime unipolară nu necesi tă
modificări în schema din fig 1.2 , ci numai în strategia de comandă. În primul rând sunt două
tensiuni de comandă U C1 și U C2, fig.1.4 , care îndeplinesc în permanență condiția
UC1 = – U C2

Fig. 1. 4 Funcționarea convertorului c.c -c.c bipolar
[6]

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
13
1.2.3. Convertoare c.c. -c.c. în regim de frânare
Ambele tipuri de convertoar e amintite anterior permit realizarea regimului de frânare
cu recuperare de energie al mașinii de c.c. alimentate, regim care se realizează prin comandă
adecvată a comutatoarelor statice. Problema care apare are în vedere destinația energiei
recuperate , care, în mod normal este transferată sursei de alimentare (baterii de acumulatori
sau rețea de c.a.) . De obicei circuitul intermediar este ali mentat de la un redresor necomandat,
cu diode, care nu permite transferul energiei spre rețeaua de curent alternativ.
În acest caz injectarea energiei recuperate în circuitul intermediar are ca loc de
acumulare capacitatea de filtrare C F. Având în vedere că energia acumulată de acest
condensator se calculează cu

efectul va fi creșterea tensiunii V d la valori care pot fi dăunătoare a tât pentru condensator, cât
și pentru dispozitivele semiconductoare de putere. La puteri mici, unde energia recuperată nu
are valori însemnate, se introduce în circuitul intermediar o rezistență de frânare RF, având ca
destinație disiparea energici suplimentare, fig.1. 5.

Fig. 1.5. Convertor c.c. -c.c. cu circuit de disipare a energiei de frânare
[12]

1.3 DESCRIEREA FUNCȚIONĂRII UNUI
CONVERTOR C.C. – C.C..

În general, convertoarele de curent continuu -curent continuu pot func ționa f ără izolare
față de re țeaua de alimentare, sau cu izolare prin utilizarea unui transformator.
Convertoarele curent continuu -curent continuu pot fi de urm ătoarele tipuri:

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
14
 convertor step-down (buck converter , forward, de tip direct);
 convertor step-up (boost converter );
 convertor step -down -up (buck -boost converter );
 convertor de tip Cuk;
 convertor de tip SEPIC
 convertor în punte.
Convertor ul de tip buck produce o tensiune de ieșire a cărei valoare medie este mai
mică decât a tensiunii de la intrare.
Aceste convertoare se utilizează, de exemplu, ca surse dealimentare pentru
modificarea turației motoarelor de curent continuu . În figura 1.6 este prezentat convertorul de
tip buck care are ca sarcină o rezistență.
Valoarea medie a tensiunii de ieș ire rezultă din rel.

Fig. 1.6. Topologii de c onverto are coborâtoare ( buck converter sau
step-down converter )
[12]

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
15

Fig. 1.7. Forma de variație a tensiunii de ieșire și
componența sa spectrală
[11]
Dezavantajul circuitului prezentat în figura 1.6 este c ă, în cele mai multe aplica ții
circuitul de sarcin ă este inductiv. Aceasta înseamn ă că în procesul de comuta ție se absoarbe și
se disip ă o energie inductiv ă care poate pune în pericol comutatorul electronic.
De fapt, dioda de nul este conectat ă pentru rezolvarea problemei energiei
înmagazinate, iar fluctua țiile tensiunii de ie șire sunt reduse prin utilizarea unu i filtru trece jos.
În figura 1.7 forma de varia ție a tensiunii de ie șire și structura sa spectral ă. Tensiunea
de ie șire se modific ă între 0 și U, ceea ce nu satisface cerin țele pentru foarte mul ți
consumatori.
În figura 1.8.a sunt prezentate formele de undă ale tensiunii și curentului care
caracterizeaz ă funcționarea convertorului buck în regim de curent ne întrerupt.
În funcție de poziția comutatorului electronic avem două cazuri:
– dacă comutatorul electronic CE este î nchis, figura 1.8. b, dioda este blo cată și
comutatorul
este parcurs de curentul iL . Pe bobină rezultă o tensiune pozitivă UL = Ui – Us și se
produce un curent liniar iL ;
– dacă comutatorul elect ronic CE se deschide, figura 1.8. c, datorită energiei
înmagazinate, curentul continuă să circu le prin diodă, rezultând UL = -Us .
Astfel, în regim permanent:

adică cele două arii A și B sunt egale.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
16

Sau:

Sau:

Dacă se neglijează toate pierderile de putere în circuitul de comutație rezultă că
puterea de la intrare este identică cu puterea de la ieșire:

Fig. 1.8. Formele de undă ale tensiunii și curentului
[11]

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
17
Curentul de ieșire is , este un curent neîntrerupt, dar curentul de intrare ii , este un
curent pulsatoriu. Dacă inductanța de filtraj nu are o valoare suficient de mare, în momentul în
care dioda de nul este deschisă, se poate întâmpla ca prin bobina L, curentul iL , să se anuleze
înainte, sau chiar la limita, în care se da o nouă comandă de închidere a comutatorului
electronic.
Pentru această situație, î n figura 1.8. a forma de vari ație a curentului este reprezentată
cu linie întreruptă.
Formele de undă reprezentate în figura 1. 9 au fost reprezentate în următoarele condiții:
 elementele de circuit care compun structura buck au fost considerate ca fiind
ideale, funcționând fără pierder i;
 convertorul se află în regim stabilizat cu o anumită durată relativă de conducție a
tranzistorului T și cu o sarcină constantă în timp la ieșire;
 capacitatea C este suficient de mare pentru a presupune că tensiunea de ieșire nu
prezintă un riplu semnifi cativ în timpul funcționării.

Fig. 1.9. Formele de undă ale tensiunii și curentului neîntrerupt în timpul
funcționăr ii stabilizate a structurii de tip boost
[3]

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
18
1.4. DISPOZITIVE SEMICONDUCTOARE FOLOSITE
ÎN CONVERTOARELE STATICE C.C. -C.C.

În electronică, o diodă este o componentă electronică cu două term inale cu
conductanță asimetrică are rezistență scazută la curent într -o direcție (în mod ideal zero) , și de
înaltă (ideal infinită) rezistență în cealaltă. O diodă semiconductoare, cel mai f recvent tip de
astăzi, este o piesă cristalin ă de material semiconductor cu joncțiune p-n conect ată la două
borne electrice. Diode le semiconductoare au fost primele dispozitivele electronice. Primele
diode semiconductoare, s-au dezvoltat în jurul anului 19 06 și au fost făcut e din cristale
minerale, cum ar fi galena . Astăzi, majoritatea diode lor sunt realizate din siliciu , dar și alți
semiconductori cum ar fi seleniu l sau germaniul sunt utilizate uneori.
Cea mai frecventă funcți e a unei diode este aceea de a permite un ui curent electric să
treacă într -o singură direcție (numită direcția înainte a diodei), în timp ce blochează curent în
direcția opusă (direcția invers ă). Astfel, dioda poate fi privit ă ca o versiune electronică a unei
valve de verificare. Acest comportament unidirecțional se numește rectificare, și este folosit
pentru a converti curent alternativ în curent direct, incluzând extracția de modula re de la
semnale radio în radio -receptoare ; aceste diode sunt tipuri de redresoare.
Elementele semiconductoar e de putere pot fi clasificate î n trei grupe, după
posibilitătile de comandă:
1. Diode – la care intrarea și iesirea din conducț ie sunt determinate de partea de fortă,
respectiv nu sunt comandate.
2. Tiristoare – la care intrarea î n conductie se face prin comandă, dar blocarea se face
cu un circuit de putere.
3. Elemente complet comandate – la care atât deschiderea cât și închiderea se fac
prin comandă. Î n această grupă intră tranzistoarele bipolare .

1.4.1 Dioda
Dioda are două terminale, fiind deci un dipol. Anodul este conectat la zona de tip p în
timp ce catodul este conectat la zona de tip n. Dacă dioda este conectată într -un circuit
electronic ea se comportă în mod diferit în funcție de sensul diferenței de po tențial la care este
supusă. Din structura sa internă se poate observa că dacă anodul este la un potențial mai mic
decât catodul, atunci câmpul extern se va adăuga câmpului intern și amândouă se vor opune

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
19
mai drastic “curgerii” purtătorilor majoritari de s arcină prin joncțiune. În această situație
bariera de potențial va crește iar despre joncțiune se spune că este polarizată invers . Dacă
potențialul anodului este mai mare decât cel al catodului, câmpul extern și cel intern vor fi
orientate în sens contrar. Bariera de potențial se va micșora. Atâta timp cât suma celor două
câmpuri are sensul înspre regiunea p, purtătorii de sarcină majoritari nu se vor putea deplasa
prin joncțiune. În momentul în care câmpul total își schimbă sensul (bariera de potențial
dispare), purtătorii majoritari de sarcină din cele două zone vor putea traversa joncțiunea și
dioda va fi parcursă de un curent electric. În acest caz se spune despre diodă că este polarizată
direct . Dependența intensității curentului electric prin diodă de tensiunea exterioară aplicată ei
(caracteristica volt -amperică ) este prezentată în fig.1. 10.

Figura 1. 10.: Caracteristica volt -amperica a unei diode
[13]
În construc ția convertoarelor statice se utilizează trei tipuri de diode:
1. Diode normale (redre soare)
2. Diode Schottky
3. Diode rapide (de comutatie)

Fig. 1. 11. a. Modalități de reprezentare a diodei și a caracteristicii sale statice [6]

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
20
1.4.2 . Tiristorul
Tiristorul este un dispozitiv semiconductor de putere cu o mare capacitate în curent și
tensiune și posibilitatea de comandă a intrării în conducție. Une ori acest tiristor este
denumit SCR – redresor semiconductor cu control (semiconductor controlled rectifier).

Figura 1 .12. Simboluri ale tiristorului utilizate în schemele electronice
[3]
Tiristorul este construit într -o structură cu patru straturi și trei electrozi. Stratul
anodului este de tipul p+ cu o impurificare de 1019 /cm3 . Stratul catodului este de tipul n+ cu
o impurificare asemănătoare.Stratul porții, p2, are o impurificare medie de 1017 /cm3 . Al
patrulea strat permanent este n – , cu o impurificare de 1013 … 1014/ cm3 , având același rol
cu stratul similar de la diode. Suplimentar este prevăzut stratul p, care împreună cu p+
formează stratul anodului și care conferă proprie tățile tiristorului.În ceea ce privește secțiunea
transversală a unui tiristor, acesta este de obicei circulară, cu diametre până la 10 cm și ridică
probleme deosebite privind realizarea ansamblului poartă – catod astfel încât amorsarea
conducției să se fac ă simultan în toată secțiunea.

Fig. 1. 13. Structura unui tiristor
[3]
Considerând poarta izolată, polarizarea tiristorului se poate face direct, + pe A și − pe
K, sau invers, polaritățile fiind evident inversate.
În primul caz joncțiunea J2, de tip np, fig.1. 13, este polarizată invers și valoarea
tensiunii posibil de aplicat depinde de grosimea stratului n – , la fel ca la diode.În cazul al
doilea, jonctiunile J3 și J1 sunt polarizate invers. Joncțiunea J3, de tip n+ p, va asigura o
barieră redusă, în tim p ce J1 , de tip np, va asigura o tensiune de aceeași mărime ca in cazul
polarizării directe.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
21
Rezultă că tiristorul poate suporta tensiuni inverse și directe de aceeași mărime, fiind
realizate unități pentru tensiuni de ordinul miilor de volți.
Alegerea ti ristoarelor utilizate într -un convertor urmează aceeași metodologie de la
diode. La alegerea în curent se procedează identic, în timp ce la alegerea în tensiune, ca
urmare a sensibilității deosebite a tiristorului la supratensiuni
VRRM = (2 . . . 2,5)VRW .
De asemenea trebuiesc avute în vedere gradientele de curent și tensiune maxim
admise, pentru ca în cazul neîncadrării în limitele admisibile să se prevadă circuite de
protecție adecvate. Verificarea corectei alegeri se face prin calculul regimului termic al
joncțiunii după metodologia de la diode, fiind valabile toate considerațiile prezentate. Singura
diferență constă în introducerea în puterea totală disipată a puterii disipate în circuitul de
comandă, calculabilă cu relația

unde t î este durata impulsu lui, iar T perioada de generare a acestuia.

1.4.3 . Elemente complet -comandat e
Caracter istică tuturor acestor elemente este posibilitatea blocării prin comandă.
Simbolul general (figura 1.14.) arată că, in conductie, un astfel de element este parcurs de
curentul i T in sensul indicat de săgeată, iar i n stare blocată, poate prelua tensiunea u T. În
această grupă intră tranzistoarele bipolare .

Figura 1. 14. Simbolul general al unui element
semiconductor complet comandat

Tranzistorul bipolar de putere derivă din tranzistorul obișnuit de semnal, prin mărirea
capacității în curent și tensiune. El este abreviat prin inițialele BJT, provenind de la denumirea
anglo -saxonă „ bipolar jonction transistor “. Se realizează tranzistoare de tipul npn și rar
tranzisto are pnp .

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
22
Structura verticală a unui tranzistor bipolar de putere npn este prezentată în fig.1. 14,
iar în fig.1. 15 simbolizarea tranzistoarelor npn, respectiv pnp.

Fig. 1. 15.Structura verticală a unui tranzistor bipola r
[3]
Un tranzistor bipolar de tip npn este format din:
• n1 + – stratul colectorului, cu dopare la nivelul 1019/cm3 ;
• n- – stratul sărac, cu dopare la nivelul 1014/cm3 ;
• p – stratul bazei, cu dopare de 1016/cm3 ;
• n2 + – stratul emitorului, dopat la nivelul 1019/cm3 .

Comanda în circuitul de bază trebuie să îndeplinească condițiile:
• să asigure curenți de bază pozitivi și negativi, pentru realizarea regimurilor dinamice;
• separarea galvanică între circuitul de comandă și cel de tensiune mare, col ector –
emitor;
• evitarea saturării adânci.
Tranzistoarele bipolare, ca urmare a factorului de amplificare în curent mic, necesită
curenți apreciabili pentru comandă.
O soluție des practicată în prezent este montajul de tip Darlington, fig.1. 15, constitui t
din două tranzistoare T1 și T2.
Principalul avantaj constă în creșterea factorului de amplificare în curent după relația
β = β 1 + β 2 + β 1 β2 ,
unde β1 și β2 sunt factorii de amplificare în curent pentru cele două tranzistoare. Considerând
β1 = β 2 = 10 rezultă un β = 120, care în fapt înseamnă micșorarea de 12 ori a curentului de
bază necesar, față de cazul utilizării unui singur tranzistor de capacitate similară cu T 2.
Montajul introduce și unele neplăceri, mai ales la ieșirea din conducție.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
23
Tranzistorul T 1 lucrează de obicei saturat iar T 2 în cvasisaturație. La ieșirea din
conducție, curentul de bază aferent tranzistorului T 1 poate inversa de sens, extragerea
sarcinilor stocate din baza acestuia având loc ca la un tranzistor obișnuit.

Fig. 1.16 Montajul Darlington
[3]

1.5. APLICAȚ II ALE CONVERTOARELE C.C. – C.C.

Utilizarea convertoarelor statice de mare putere în industrie se face de peste 40 de ani.
Dezvoltarea rapidă a semiconductoarelor de putere, a topologiilor de convertoare, a noilor
strategii de control și de implementare a lor cu ajutorul procesoarelor digitale avansate a
determinat trecerea de la acționările cu mașini de curent continuu la acționările cu mașini de
curent alternativ (asincrone și sincrone). Și în România, acol o unde industria s -a menținut,
sunt aplicații cu aceste tipuri de convertoare .
Primele aplicații din țară cu cicloconvertoare de mare putere au fost la cuptorul rotativ
de la fabricile de ciment unde puterea a ajuns la 10 MW la o turație de 60 -120 rot/min,
motorul de acționare fiind sincron. Cu titlu experimental s -au folosit convertoare la aplicații
pentru mori de măcinat, concasoare, pompe și ventilatoare.
După anul 1995, aplicațiile cu acționări de curent alternativ s -au dezvoltat exponențial,
fie prin f irme ale producătorilor străini (ABB România, Siemens România) fie prin firme
autohtone care pe baza unor proiecte proprii au implementat convertoare statice în diverse
domenii de activitate (casnic, utilități publice, agricultură, industrie). Una din aces te firme
este Bee Speed Automatizări S.R.L. Timișoara care are implementate soluții cu turație
variabilă pentru puterea de 58600 kW (ianuarie 2011), în unități pornind de la 0,37 kW și

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU
24
până la 1800 kW. Aplicația de 1800 kW se găsește la Sebeș la S.C. Krono span S.A., unde
pentru prima dată în România s -a pus în funcțiune un convertor static de medie tensiune cu
valoarea tensiunii de ieșire de 6 kV.
Inițial, ventilatorul cu momentul de inerție J = 120000 kgm2 era antrenat de un motor
asincron cu rotor bobinat și rezistențe de pornire cu aceiași putere dar care relativ reped e s-a
defectat (mai întâi rezistențele, apoi motorul care s -a rebobinat și chiar motorul de rezervă).
Datorită pierderilor foarte mari datorate opririlor repetate ale fluxului de producție (acest
ventilator este vital pentru fabrica de MDF) sa apelat la fi rma Bee Speed, care în urma
analizei istoricului acestei aplicații și prin investigații făcute la beneficiar a propus o soluție cu
motor asincron cu rotorul în scurtcircuit cu puterea de 1800 kW alimentat de la un convertor
static de frecvență de tip ACS 5 000 de la ABB. Caracteristicile convertizorului sunt: puterea
aparentă SN = 2100 kVA, curentul nominal la ieșire IN = 200 A, tensiunea nominală la ieșire
UN = 6000 V, domeniul de variație al tensiunii la ieșire 0…6000 V, domeniul de variație al
frecvenței la ieșire 0…75 Hz, numărul de faze la ieșire m = 3, redresorul cu 18 pulsuri,
supraîncărcarea acceptată 110 % un minut la fiecare 10 minute. Instalația a fost repusă în
funcțiune în august 2009 și de atunci a funcționat foarte bine, fără să mai apară oprir i
neplanificate ale fluxului tehnologic.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

25

Capitolul II

CONVERTOARE DE TIP BOOST

2.1. Principiul de funcționare al convertorului
curent continuu – curent continuu

Convertorul boost sau flyback poate fi obținut prin conectarea în cascadă a două
convertoare, unul de tip buck și unul de tip boost . În regim staționar pot rezulta tensiuni la
ieșire mai mari sau mai mici decât tensiunea de alimentare de la intrare.
Prin conectarea în cascadă acelor două structuri rezultă convertorul fin figura 2.1.
atunci când comutatorul electronic CE este închis, sursa de alimentare Ui , determină
creșterea energiei electromagnetice î nmagazinate în inductanță, dioda fiind blocată.
Când comutatorul se deschide energia din bobină este cedată rezistenței de sarcină. Se
consideră că valoarea capacității de filtra j este suficient de mare pentru a putea considera
constantă tensiunea la bornele sale.

Fig. 2.1. Convertorul ridicător ( boost converter)
[7]
În figura 2.2 .a sunt prezentate formele de undă tipice ale tensiunii și curentului care
caracterizează funcționarea convertorului buck în regim de curent neîntrerupt. Se observă că:

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

26
Relația de mai sus arată că raportul între tensiunea de ieșire și cea de intrare este egal
cu produsul factorilor de conversie ai celor două tipu ri de convertoare . Dacă este valabilă
condiția ca:

Pe de altă parte, din aceași relație rezultă că tensiunea d e sarcină este mai mare sau
mai mică decât tensiunea de la intrareUi , în funcție de valoarea lui α. Desigur, în cazul unui
stabilizator de tensiune tensiunea de ieșire trebuie să rămână constantă atunci când se
modifică Ui și α.

Fig. 2.2. Formele de undă ale tensiunii și curentului care caracterizează
funcționarea convertorului boost
[7]
În numeroase aplicații se impune ca între sursa de energie electrică de curent continuu
și consumator să existe izolare galvanică. Această cerință poate fi ușor de îndeplinit dacă între
sursa de alimentare și sarcină se intercalează un transformator.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

27
Transferul energiei este posibil numai da că tensiunea pe înfășurarea primară a
transformatorului este alternativă. Această tensiunea alternativă se poate obține dacă în
circuitul primar al transformatorului, se introduce un întrerupător care comută periodic. În
figura 2.3. este prezentat un circu it de conversie cc –cc, care asigură izolarea galvanică între
sursă și sarcină.

Fig. 2. 3 Circuit de conversie c .c.–.c.c. ce asigură izolarea galvanică
între sursă și sarcină
[7]
Pentru ca acest circuit să poată funcționa, înfășurarea primară și cea secundară a
transformatorului trebuie să fie bobinate în sens invers așa cum este prezentat î n figura
2.3.a,b.
Pentru a ușura analiza circuitului se presupune că:
– toate componentele sunt ideale;
– trecerea comutatorului dintr -o stare în alta se face instanta neu;
– constanta de timp CRS este mult mai mare decât perioada de comutație T;
– curenții care circulă prin înfășurările transformatorului au o variație liniară în
timp.

Principalele forme de undă care descriu funcționarea circuitului sunt prezentate în
figura 2. 4.
Comutatorul K se închide și deschide periodic cu o frecvență constantă. În cazul în
care K este închis (figura 2. 4. a) se poate scrie:

unde αT reprezintă intervalul de timp în care K se află închis (ton), (0< α<1), iar L1 reprezintă
inductanța înfășurării primare.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

28
Tensiunea în secundarul transformatorului are polaritatea indicată în figura 2.3 a.
Dioda D este polarizată invers iar C se descarcă pe RS . Se observă că valoarea maximă a
curentului i1 în primarul t ransformatoru lui depinde direct proporțional de valoarea factorului
de umplere α.
După deschiderea comutatorului K, polaritatea tensiunii la bornele transformatorului
se inversează, (figura 2.4 b). În acest caz dioda D intră în conducție iar energia înmagazinată
în miezul transformatorului este cedată sarcinii pe durata intervalului de timp toff. Variaț ia
curentului i 2 este dată de relația următoare:

unde L2 reprezintă inductanța înfășurării secundare.

Fig. 2 .4. Tensiunea în secundarul transformatorului
[8]
Ținând cont de relațiile de mai sus, obținem dependența dintre tensiunea pe sarcină și
factorul de umplere α:

În relația următoare se indică tensiunea de la bornele comutatorului în cazul în care
acesta este deschis:

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

29

Valoarea maximă a acestei tensiuni se obține pentru αmax:

Relația

este valabilă atât timp cât curentul i2 nu se anulează. Se observă î n figura 2. 4, că în momentul
anulării curentului i2 nu mai avem cădere de tensiune pe înfăș urarea primară, iar tensiunea uK
devine egală cu tensiunea de la intrare Ui.
Variația tensiunii la bornele sarcinii se poate evalua cu relația:

Se observă că transferul de energie spre sarcină se face în intervalele de timp în care
comu tatorul K este deschis (figura 2 .3 b).

2.2. Modul de funcționare discontinuă a convertorului mixt.
Convertorul mixt de două cadrane

Dacă factorul de umplere d scade sub o anumită valoare intervalul de timp în care
tranzistorul este blocat devine atât de mare încât curentul prin inductor se va anula înainte ca
tranzisto rul să fie comandat din nou să conducă. Se spune că s -a ajuns la mod ul de funcționare
discontinuă a convertorului sau la regimul de curent întrerupt prin inductor. Oricare din
convertoarele anterioare poate funcționa în regimul de curent întrerupt prin ind uctor. Vom
analiza acest mod de funcționare doar pentru convertorul mixt .
Formele de undă corespunză toare convertorului mixt care lucrează î n regim de curent
întrerupt prin inductor se dau în Fig. 2.5.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

30

Fig. 2. 5. Formele de und ă corespunz ătoare convertorului
în regim de curent întrerupt prin inductor
[9]
Analiza convertorului trebuie făcută acum pe trei intervale de timp:
a) intervalul I, t∈[0,dT]. Circuitul echivalent este cel din Fig. 2.6 , pe baza c ăruia se pot
scrie rela țiile:

Fig. 2. 6.Circuitul echivalent al convertorului pe intervalul I, t ∈[0,dT].[9]

Fig. 2.7. Circuitul echivalent al convertorului
pe intervalul II, t ∈[dT,T] .[9]

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

31
b) intervalul II, t [dT,(d d )T] 1 ∈ + . Circuitul echivalent este cel din Fig. 2 .7. deci:

c) intervalul III, t [(d d )T,T] 1 ∈ + , în care nu circulă curent prin inductor, deci circuitul
echivalent este cel din Fig. 2. 7. Ecuațiile care se pot scrie sunt:

Fig. 2. 8. Circui tul echivalent al convertorului mixt pentru intervalul III de timp,
când curentul prin inductor este nul.
[10]
Pe baza ecua țiilor s-au trasat formele de und ă din Fig. 2.4.., corespunz ătoare
convertorului mixt în acest regim de lucru.
Tensiunea medie la bornele inductorului fiind nul ă, ariile ha șurate sunt egale, deci:

Energia debitată de sursa V1 într -o perioadă T este acumulată în inductanța L:

Se observă că tensiunea de ieșire depinde atât de factorul de umplere d, cât și de
rezistența de sarcină R , ceea ce constituie un neajuns important al acestui regim de lucru.
Neajunsul menționat poate fi depășit dacă se permite curentului prin inductor să circ ule în
ambele sensuri. Pentru a satisface această cerință, schema convertorului se va complica,
devenind cea din fig. 2.10 .

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

32

Fig. 2. 10. Convertorul mixt care permite ambele sens uri
ale curentului prin inductor [2]

2.3. Convertorul ridicător ( Boost converter )

Convertorul boos t este cel mai cunoscut circuit utilizat pentru obținerea la ieșirea sa a
unei tensiuni medii mai mari decât tensiunea la care se alimentează . Schema de principiu a
convertorului boost este prezentată în figura 2.11., iar din punct de vedere al modului de
funcționare, convertorul boos t funcționează atât în regim CCM cât și în regim DCM.

Fig. 2. 11. Schema de principiu al convertorului Boost
[5]
Analizând convertorul în regim neîntrerupt și staționar, valoarea tensiunii și valoarea
curentului de la sfârșitul unui interval de funcționare trebuie să fie egale cu valorile de la
începutul intervalului. Formele de undă ale curentului prin bobina L și ale tensiunii pe
condensatorul C ,caracteristice convertorului boost în regim de funcționare staționa r sunt
prezentate în figura 2. 12.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

33

.

Fig. 2. 12. Formele de undă caracteristice convertorul ui ridicător
în regim staționar
[5]
Pe intervalul [0, DT] tranzistorul este închis, tensiunea de intrare este aplicată direct
inductanței L, determinând prin aceasta un curent liniar crescător, ceea ce duce la acumularea
unei energii în inductanță. Variațiile curentului prin bobină și a tensiunii pe condensator se
exprimă ca:

La sfârșitul acestui interval, similar cu sfârșitul perioadei de conducție a tranzistorului
valorile curentului prin bobină și a tensiunii pe condensator vor fi date de relațiile:

Pe intervalul [DT,T], tranzistorul este deschis, iar variația curentului prin bobină și
tensiunea pe condensator este dată de relațiile:

Derivând cea de -a doua ecuație se obține:

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

34

Înlocuind L di/dt din ultima ecuație se obține pentru o formă de ordinul 2 a ecuației:

Fig. 2.13. Formele de undă ale curentului și tensiunii pe bobină
în regim întrerupt de funcționare
[6]

Fig. 2.14. Caracteristica de transfer în tensiune în funcție de factorul
de umplere D și raportul 2L/R [6]

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

35
Figura 2. 14. prezintă variația raportului de transfer în tensiune M în funcție de
factorul de umplere al semnalului de comandă D, pentru diferite valori ale raportului mai sus
mentionat . Se poate observa că valori mici ale raportului conduc la o caracteristică liniară,
dar, spre deosebire de convertorul buck , această caracteristică liniară, prezintă regim de
funcționare DCM, regim în care controlul asupra convertorului este ușor de realizat.
Tabelu l 2.1

2.4. TOPOLOGII DE CONVERTOARE BOOST

Există un numă r mare d e topologii de convertoare boost care pot mări sau micș ora
amplitudinea tensiunii în curent continuu, sau care pot inversa polaritatea acesteia. Î n figura
de mai jos sunt prezentate cele mai utilizate convertoare de tip buck/boost, fiind ilustrat și
raportul lor de conversie. În fiecare exemplu comutația este realizată folosind o sursă de
putere de tip MOFSET și o diodă, totuș i, alte dispozitive sem iconductoare pot fi f olosite
pentru a realiza comutaț ia, cum ar fi: IGBT -uri, BJT -uri sau tiristoare.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

36
Primul convertorul este convertorul de t ip buck, care reduce tensiunea î n curent
continuu, av ând raportul de conversie M(D) = D. Este similar cu converto rul de tip boost,
singurele diferențe constând în faptul că pozițiile comutatorului ș i inductorului sunt
interschimb abile. Acest convertor generează o tensiune de ieșire V care este mai mare decâ t
amplitudinea tensiunii de intrare V s. Raportul sau de conve rsie este M(D) = 1/(1 –D).
În cazul co nvertorului de tip buck/boost, întrerupătorul se conectează î n mod alternativ
la inductor de -a lungul tensiunii de intrare, cât și a tensiunii de ieș ire. Con vertorul inversează
polaritatea tensiuni și poate fie să cre ască, fie să scadă amplitudinea tensiunii. Raportul
conversiei acestui tip de convertor este M(D) = – D/(1 –D).
Convertorul de tip Cuk conține în componența sa inductori legati î n serie cu portur ile
de intrare și de ieș ire a convertorului. Raportul de conversie M(D) este identic cu raportul de
conversie al con vertorului de tip buck/boost. Aș adar, acest tip de convertor este capabil s ă
inverseze polaritatea tensiunii, cât și să scadă să mărească amplitudinea tensiunii.
Convertorul cu inductanță si cu un singur capă t primar (S EPIC) este și el capabil să
scadă sau să mă reasca amplitudinea tensiunii. Totuș i acesta nu poate inversa polaritatea
tensiunii. Raportul de conversie este M(D) = D(1 – D).

Figura 2. 15..: Convertorul boost [1]

Figura 2. 16..: Convertorul buck/boost [1]

Figura 2. 17.: Convertorul Cuk[1]

Figura 2. 18.: Convertorul SEPIC [1]

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

37

CAPITOLUL III

SURSĂ STABILIZATĂ ÎN COMUTAȚIE DE
TIP BOOST CONVERTER

3.1. CONSIDERATII GENERALE

Stabilizatoarele de tensiune sunt circuite electronice care mențin constantă tensiunea
pe rezistența de sarcină (tensiunea stabilizată), în condițiile variației tensiunii de intrare
(tensiunea nestabilizată), a curentului de sarcină și a temperaturii.
Conectat între redresor și sarcină, stabilizatorul transformă sursa de tensiune
nestabilizată într -o sursă de tensiune stabilizată.
După principiul de funcționare se pot deosebi două tipuri de stabilizatoare de tensiune:
• stabilizatoare liniare,
• stabili zatoare în comutație.

Stabilizatoarele liniare se împart, după același principiu, în:
• stabilizatoare parametrice
• stabilizatoare cu reacție.

Stabilizatoarele liniare au proprietatea că oferă un răspuns rapid la acțiunea
perturbațiilor și o tensiune de zgomot mică pe sarcină. În schimb, randamentul lor este mic,
îndeosebi în cazurile cînd tensiunea de alimentare nestabilizată are fluctuații mari .
O alternativă la stabilizarea liniară o constituie stabilizatoarele în comutație. Acestea
sînt circuite î n care unul sau mai multe dispozitive, folosite ca element de reglaj de putere,
lucrează în comutație. Regimul de comutație este caracterizat astfel: în fiecare moment,
dispozitivele de putere sînt fie blocate – deci curent nul, fie saturate – deci tensiun e foarte
mică pe dispozitiv. Consecința este că puterea disipată pe dispozitive este foarte mică, în
comparație cu stabilizatoarele liniare, ceea ce arată de ce lucrul în comutație este principiul
esențial al acestei categorii de circuite. De obicei, în co mpunerea stabilizatoarelor în

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

38
comutație intră un convertor de tip c.c. -c.c. sau c.c. -c.a. și un circuit de reglare automată a
tensiunii .

Avantajele stabilizatoarelor în comutație :
− randament ridicat (chiar pentru gamă largă a tensiunii de alimentare)
− gamă largă de tensiuni de alimentare
− componente cu gabarit mic (trafo de rețea sau bobine), datorită frecvenței de
comutație mari, în comparație cu frecvența rețelei.
Dezavantaje:
− existența zgomotului de comutație pe sarcină
− propagarea în mediul înconjurător a perturbațiilor produse de comutație.
Principalele tipuri de stabilizatoare în comutație se clasifică după convertorul pe care
îl folosesc:
− convertoare cu capacități comutate (comutație de la rețea sau comutație aut onomă)
− variatoare de curent continuu (convertoare c.c. -c.c.)
− invertoare autonome (convertoare c.c. -c.a. plus redresor și filtru).

3.2 ALEGEREA SCHEMEI

O schemă simplificată a unui convertor boos in intervalul [0,T on] este prezentată î n
figura 3. 1. Astfel, la intrarea convertorului se aplică o tensiune redresată, iar convertorul este
controlat pentru a menține pe sarcină, o tensiune continuă constantă, indiferent de variațiile
curentului de sarcină ori a tensiunii alternative la intrarea redresoru lui.

Fig. 3.1. Schema echivalenta a convertorului de
tip BOOST in intervalul [0,T on] [2]

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

39
In acest interval, [0,Ton], comutatorul comandat S este in stare de conductie, iar
anodul diodei D este conectat la potentialul de referinta. Ca urmare, dioda este blocata, fiind
polarizata invers de catre tensiunea de la bornele condensatorului C (respectiv tensiunea de
iesire), uo. Schema echivalenta a convertorului de tip BOOST este r eprezentata in figura 3. 1.
Circuitul echivalent al convertorului este format din doua subcircuite independente.
Tensiunea de la bornele inductantei L este constanta si egala cu Ui iar curentul prin inductanta
L este solutia ecuatiei diferentiale de mai jos:

Daca se noteaza cu I Lmin valoarea curentului prin inductanta L in momentul trecerii
comutatorului S din starea de blocare in starea de conductie (t =0), atunci expresia curentului
iL este :

iar in intervalul de timp [0,T on] curentul i L(t) creste liniar de la valoarea initiala i L(0) =
ILmin, la valoarea finala i L(Ton )= I Lmax, unde :

Variatia curentului prin inductanta L si variatia curentului de intrare in convertor, in
intervalul de timp [0,T on], este data de relatia:

Daca pentru o anumita valoare a tensiunii de intrare Ui, unde inductanta L este
suficient de mare sau durata intervalului de timp in care comutatorul S este mentinut in stare
de conductie, T on, este suficient de mica, variatia curentului i L(t) poate fi considerata
nesemnificativa.
Din circuitul echivalent rezul ta egalitatea curentului de intrare, ii, a curentului care
circula prin comutatorul comandat S, iS, cu i L, unde i L este curentul care circula prin
inductanta L.
Ca urmare, cei doi curenti vor avea o variatie liniara, crescand de la valoarea minima,
ILmin , la valoarea maxima, I Lmax .

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

40
Din expresiile anterioare rezulta ca atat tensiunea, cat si curentul de iesire, in intervalul
de timp [0,Ton], au o variatie exponentiala, scazand de la valorile initiale, U o1 si respectiv I o1,
la valorile finale minime, uo(T on)=Uomin, respectiv i o(Ton)=I omin.

3.3. Simularea modului de functionare al
convertorului de tip BOOST

Fig. 3. 2. Schema PSPICE a convertorului de tip BOOST
[2]

Pentru realizarea simularii convertorului de tip BOOST , circuitul se modeleaza
conform schemei de tip PSPICE reprezentata in figura 3. 2.
Comutatorul comandat din structura convertorului este implementat in schema
PSPICE cu un comutator comandat in tensiune, S, a carui functionare este descrisa de
modelul Sbreak, avand urmatoarele caracteris tici: R=0.01Ω, Roff=10MΩ, Von=lV, Voff=1V.
Pentru asigurarea conductiei intr -un singur sens al curentului prin comutatorul
comandat, acesta este inseriat cu dioda DS care utilizeaza parametrii implicati ai modelului de
dioda disponibil in programul PSPICE , cu exceptia rezistentei serie a acesteia care este setata
la o valoare egala cu Rs=0.1 Ω.
Acelasi model caracterizeaza si dioda D din structura propriu -zisa a convertorului.
Inductanta L, condensatorul C si rezistenta de sarcina R sunt modelate cu compo nentele
corespunzatoare din biblioteca de componente a programului, avand valorile specificate in
figura 3.2 . Pentru inceput, valorile initiale ale curentului prin inductanta L si respectiv ale
tensiunii de la bornele condensatorului C, nu sunt setate, ele fiind considerate implicit de catre

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

41
program ca fiind egale cu zero. Tensiunea continua de la intrarea convertorului de tip BOOST
este asigurata prin intermediul sursei de tensiunede tip VSRC, de valoare VIN=30V.
Pentru comanda comutatorului S este utiliza ta o sursa de tensiune dreptunghiulara de
tip PULSE, cu urmatoarele caracteristici: ƒ
 VCOM: Vl= -1V, V2=lV, TD=0s, TR=0.1 μ s, TF=0.1 μ s, PW=60 μ s,
PER=0.2ms.

Pentru a realiza simularea convertorului de tip BOOST , schema PSPICE reprezentata
in figura 3 .2. este supusa unei analize de regim tranzitoriu, caracterizata de urmatorii
parametri: ƒ
 timp de analiza: 10ms, pas de tiparire: 0.1 μ s, pas maxim de integrare: 0.1 μ s.

Descrierea SPICE a circuitului este :
 R_R 0 N00055 10
 D_D N00037 N00055 Dbreak
 D_DS N00015 0 Dbreak
 L_L N00111 N00037 10m IC=0
 C_C 0 N00055 100u
 S_S N00037 N00015 N00150 0 Sbreak
 RS_S N00150 0 1G
 V_VCOM N00150 0
 +PULSE -1 1 0 0.1u 0.1u 60u 0.2m
 V_VIN N00111 0 DC 30

Evolutia curentului prin inductant a L si a tensiunii de la bornele condensatorului C (si
respectiv a tensiunii de iesire) pe parcursul intervalului de timp analiz at sunt reprezentate in
figura 3. 2. :

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

42

Fig. 3. 3. Formele de unda ale curentului prin inductanta L si tensiunii
la bornele condensa torului C, pentru modul de funcț ionare continuu.

Pentru a evita efectuarea simularii pe un interval nesemnificativ mai mare decat
perioada de comutare t, in schema PSPICE a circuitului se pot seta valorile initiale ale
curentului prin inductanta L si tensiunii de la bornele condensatorului C, fie determinand prin
calcul aceste valori, fie extragand valorile necesare in urma simularii considerate anterior.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

43

CAPITOLUL IV

STUDIU DE CAZ: SIMULAREA ÎN PSPICE A UNUI
CONVERTOR DE TIP BOOST

4.1. Simulatorul PSPICE

Se vor prezenta progresiv toate informațiile de care are nevoie un utilizator pentru a
efectua diverse tipuri de analize ale circuitelor electronice și de a pune în valoare toate
capabilitățile programului. De asemenea, sunt prezentate o serie de exemple c are vor ușura
înțelegerea informațiilor și, în același timp, vor contribui la familiarizarea cititorilor cu
programul PSPICE.

Arhitectura programului PSPICE
În Figura 4.1. este prezentată arhitectura programului PSPICE . Aceasta cuprinde
interacțiunea dintre simulatorul PSPICE propriu -zis cu fișierele de intrare, care descriu
circuitul și conțin informațiile despre analizele ce urmează a se efectua și, respectiv, cu
fișierele de ieșire, care conțin rezultatele simulării.

Fig. 4.1. Arhitectura programului PSPICE

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

44
Principalul fișier de intrare este fișierul circuitului (extensia . CIR). Acest fișier conține
descrierea într -un format text a circuitului și comenzilor corespunzătoare simulării. Fișierul de
intrare poate fi gen erat și într -un format grafic (extensia . SCH ), prin intermediul modului
Schematics, iar pe baza acestui fișier trebuie generat fișierul circuit echivalent . Modelele
dispozitivelor și subcircuitele utilizate în cadrul circuitului pot fi descrise în fișiere bibliotecă
de modele.
Simulatorul interpretează informațiile din fișierul circuitului și, dacă este cazul, din
fișierele de modele, efectuează analizele specificate și generează două fișiere în care sunt
stocate rezultatele simulării. Cele două fișiere su nt: fișierul de ieșire (extensia .OUT ) și
fișierul de date (extensia . DAT sau, opțional, . TXT).
Fișierul de date conține rezultatele analizelor fundamentale ( DC – analiza de curent
continuu, AC – analiza în frecvență și TRAN – analiza în domeniul timp). Datele din acest
fișier pot fi procesate în programul Probe , unde utilizatorul are posibilitatea să vizualizeze
interactiv diverse caracteristici sau forme de undă.
Implicit, fișierul de date are extensia . DAT , conținutul său fiind în format binar, dar
opțional se poate stabili ca rezultatele să fie descrise în format text. Fișierul de ieșire este un
fișier în format text în care se scriu date referitoare la punctul static de funcționare, rezultatele
unor analize (componente s pectrale, senzitivități, analize statistice etc), informații despre
anumite erori sau probleme legate de simulare etc.

Procedura generală de utilizare a mediului PSPICE constă din 3 pași de bază:
– pasul 1: utilizatorul creează fișierul sursă (fișier de int rare) al circuitului supus
analizei. Fișierul sursă cuprinde descrierea circuitului, tipul (tipurile) de analiză ce
se va (vor) efectua și modul de furnizare a rezultatelor analizei. Fișierul sursă are
extensia .cir;
– pasul 2: utilizatorul lansează programu l PSPICE care face calculele și analiza
conform comenzilor din fișierul sursă. PSpice furnizează rezultatele analizei în
fișierul de ieșire care are extensia .out. Dacă tipul de analiză din fișierul sursă
presupune și reprezentare grafică, atunci programul PSpice creează și un fișier de
date care are extensia .dat;
– pasul 3: utilizatorul folosește rezultatele din fișierul .dat pentru a obține
reprezentarea grafică (cu ajutorul programului PROBE) a mărimilor sau
expresiilor de interes.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

45
Etapele premergătoare descrierii circuitului
Înainte de descrierea circuitului în fișierul de intrare, pentru a evita erorile, este
recomandabil să se efectueaze cu atenție următoarele operații: – se denumesc toate
dispozitivele din cadrul circuitului. Numele fiecărui dispozitiv trebuie să înceapă c u litera
corespunzătoare sintaxei de descriere PSPICE . Restul caracterelor numelui reprezintă
identificatorul unic asociat dispozitivului.
Exemple: R1, R2, Rin, Ql, Q2, Q3, QDRIVER etc; – se atribuie etichete tuturor
nodurilor independente din circuit. Et icheta atribuită unui nod independent este un șir de
caractere alfanumerice (ex: N1, N2, NA, NB), dar practic, este recomandabil ca nodurile să
fie etichetate cu numere, nu neapărat consecutive (ex: 1, 2, 5, 10, 20). Trebuie acordată atenție
numerotării no durilor, în special celor aparținând conexiunilor lungi, la care sunt incidente
mai multe componente. O astfel de conexiune reprezintă, în fapt, un singur nod; – nodul de
masă al circuitului se etichetează obligatoriu cu 0 (zero); – pentru fiecare dispozit iv din circuit
trebuie să se cunoască valoarea nominală (în cazul rezistoaretor, condensatoarelor și
bobinelor) și valorile parametrilor de model, în special pentru dispozitivele semiconductoare.
În cazul în care se cunoaște tipul dispozitivului, se poate verifica existența modelului
său într -un fișier bibliotecă de modele. Dacă modelul este descris într -un astfel de fișier,
utilizatorul va scrie în fișierul de intrare o comandă de apel a fișierului bibliotecă de modele.
Este recomandat ca orice utilizator al programului PSPICE să aibă la dispoziție fișiere
bibliotecă de modele, în care să fie descrise o gamă largă de modele și subcircuite; – circuitul
trebuie să îndeplinească, din punct de vedere topologic, anumite condiții, în caz contrar
programul PSPICE neputând efectua analiza acestuia. Aceste condiții sunt prezentate mai jos.
Dacă o astfel de condiție nu este îndeplinită, pentru a se putea face analiza circuitului,
utilizatorul trebuie să recurgă la anumite “artificii”, fără a influența semnificativ c omportarea
circuitului.

Clasificarea comenzilor programului PSPICE
În fișierul de intrare PSPICE , comenzile încep prin introducerea caracterului “.”
(punct). Prin intermediul comenzilor se specifică analizele care urmează să se efectueze
circuitului și condițiile în care acestea urmează să aibă loc. Comenzile se clasifică în funcție
de tipul acestora: comenzi pentru analize standard, pentru analize multiple, pentru analize
statistice, pentru stabilirea condițiilor inițiale etc.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

46
Etapele analizei circuit elor cu programul PSPICE
Vom considera un circuit simplu, pe care îl vom simula cu programul PSPICE . Scopul
este acela de a identifica etapele ce trebuie parcurse pentru a efectua cu succes simularea
circuitului și, de asemenea, de a face cunoștință cu câ teva din facilitățile programului.
Circuitul pe care îl vom simula este prezentat în Figura 4.2 și reprezintă un filtru trece -jos
simplu.

Fig. 4.2. Filtru trece -jos

După ce fișierul de intrare a fost editat, se salvează cu numele EX.CIR , apoi se
deschide și se startează simularea. Dacă la editare s -au comis erori, în sensul că nu s -a
respectat sintaxa PSPICE pentru descrierea elementelor și comenzilor, programul nu permite
efectuarea analizelor și notifică existența erorilor în fișierul de ieșire EX.OUT.
În caz contrar, programul efectueză analizele specificate în fișierul de intrare,
calculând mai întâi punctul static de funcționare al circuitului, care este afișat în format text în
fișierul de ieșire. În urma efectuării analizelor, prog ramul generează două fișiere în care sunt
scrise rezultatele simulării. Unul din acestea este fișierul de date EX.DAT , iar celălalt este
fișierul de ieșire, despre care s -a amintit anterior.
Ultima etapă din cadrul simulării circuitului constă în vizualiz area rezultatelor.
Deoarece în fișierul de intrare au fost specificate două analize standard, programul Probe
permite vizualizarea pe rând a rezultatelor. Presupunem că selectăm întâi rezultatele analizei
în domeniul frecvență prin intermediul opțiunii Plot/AC .
Pentru a vizualiza o caracteristică în programul Probe , se selectează opțiunea
Trace/Add trace , după care se introduce variabila sau expresia care se dorește a fi vizualizată.
De exemplu, putem vizualiza variația modulului funcției de transfer a cir cuitului introducând
expresia: M(V(2)/V(l)), sau doar M(V(2)) deoarece M(V(l)) are valoarea 1.
Putem să vizualizăm, de asemenea, variația modulului funcției de transfer în decibeli
și apoi variația fazei funcției de transfer a circuitului. Pentru aceasta, cu ajutorul opțiunii

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

47
Trace/Remove trace se șterge caracteristica anterioară, după care, selectând din nou comanda
Trace/Add trace se introduc pe rând expresiile: DB(V(2)), respectiv P(V(2)).
Pentru a vizualiza acum rezultatele analizei în domeniul timp, se selectează opțiunea
Plot/Tran. Putem vizualiza, pentru început, formele de undă de la intrare și ieșire, selectând
variabilele de ieșire V(l) și V(2). Putem reprezenta apoi și alte expresii. De exemplu, expresia
V(2)*I(R2) reprezintă puterea instantanee disipată pe rezistorul R2, iar expresia
RMS(V(2))*RMS(I(R2)) reprezintă puterea medie disipată pe rezistorul R2.

Etapele simulării unui circuit folosind modulul Schematics
1. Desenarea scheme i circuitului
1.1. Plasarea componenetelor se realizează selectând opțiunea Draw/Get New Part .
La rubrica Part Name se introduce numele simbolului componentei (de ex. R pentru rezistor,
C pentru condensator, EGND pentru masă etc). Numele simbolurilor sunt grupate pe categorii
în mai multe fișiere bibliotecă (fișiere cu extensia . SLB). Pentru vizualizarea bibliotecilor, se
apasă butonul Libraries . După plasarea componentei, se iese din meniu apăsând tasta Esc.
1.2. Trasarea conexiunilor dintre componente se realizează selectând opțiunea
Draw/Wire . După desenarea traseelor dorite, se apasă tasta Esc.
1.3. Specificarea parametrilor componentelor se realizează executând dublu click pe
componenta dorită. Se va deschid e fereastra în care se afla template -ul componentei selectate,
în care se pot modifica parametrii. Atributele introduse trebuie salvate ( Save Attributes ).
1.4. Etichetarea nodurilor se realizează executând dublu click pe conexiunea ce se
dorește a fi etic hetată. Se preferă etichetarea cu nume sau cifre sugestive, pentru ușurința
urmăririi mărimilor de interes în timpul simulării (de exemplu: in, out, N1, 1 etc).

2. Specificarea analizelor
Pentru a specifica tipurile de analize ce se doresc a fi efectuate și parametrii
corespunzători acestora se selectează opțiunea Analysis/Setup. În fereastra deschisă se bifează
tipul de analiză dorit, iar pentru specificarea parametrilor analizei dorite, se execută click pe
butonul corespunzător analizei selectate.

3. Verificarea schemei din punct de vedere electric
Aceasta se realizează selectând opțiunea Analysis/Electrical Rule Check. Se urmărește
dacă toate componente au terminalele conectate în circuit. Dacă circuitul este corect, va
apărea mesajul ERC Complete . Fișierul se salvează cu extensia . SCH.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

48
4. Generarea fișierului Netlist
Aceasta se realizează selectând opțiunea Analysis/Create Netlist . În acest fișier este
descrisă în format text structura circuitului.

5. Startarea simulării
Startarea simul ării circuitului se face prin intermediul opțiunii Analysis/Simulate .
Această comandă are ca efect deschiderea modulului Pspice AD , care realizează simularea
circuitului. Modulul Pspice AD efectuează simularea pe baza informațiilor din fișierul cu
extensia .CIR. Înainte de a începe efectuarea analizelor cerute, programul verifică dacă nu
sunt erori de sintaxă sau erori de topologie. În caz de existență a unor erori de acest tip,
acestea sunt afișate în fișierul de ieșire ( cu extensia .OUT ). Simularea se po ate realiza și din
modulul Pspice AD , care poate fi deschis din Windows astfel: Start/Programs/Orcad Family
Release 9.2/Pspice AD , după care se deschide fișierul cu extensia . CIR.

6. Vizualizarea rezultatelor
După efectuarea simulării, programul crează două fișiere (fișierul de date cu extensia
.DAT și fișierul de ieșire cu extensia . OUT ), care conțin rezultatele simulării. În fișierul de
date sunt scrise în mod binar valorile pentru tensiunile și curenții din circuit, corespunzătoare
analizelor DC, AC și TRAN. Aceste date pot fi utilizate pentru vizualizarea grafică a
caracteristicilor sau formelor de undă. Vizualizarea grafică a rezultatelor se face în cadrul
programului Probe. În programul Orcad PSpice 9.2 , programul Probe este integrat în modulul
PSpice AD . Din fereastra modulului Schematics, programul Probe se lansează prin selectarea
opțiunii Analysis/Run Probe .

4.2. ANALIZA SPICE ACONVERTORULUI PROIECTAT
Pentru realizarea simulării convertorului de tip boost cu comutatoare bidirecționale,
circuitul se modelează conform schemei de tip PSPICE reprezentate în fig. 4.3 .
Elementele de comutatoare din structura convertorului sunt realizate în schema
PSPICE cu 2 comutatoare comandate în tensiune, S3 și S4, având același model Sbreak1.
Comutatoarele sunt transformate în dispozitive unidirecționale prin înserierea diodelor D5 și
D4, iar diodele D2 și D3, conectate antiparalel cu comutatoarele unidirecționale, asigură

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

49
conducția bilaterală a curentului prin ansamblul comutator comandat diodă serie – diodă
antiparalel . Deși comutatoarele comandate în tensiune utilizate de programul PSPICE sunt
elemente de circuit bidirecționale, separarea căilor de curent este nec esară pentru a permite
monitorizarea separată a celor două sensuri de curent, situație conformă cu elementele de
circuit reale utilizate cu rol de comutatoare comandate în convertoarele de putere. Valorile
pentru tensiunea continuă de intrare V1, inductanț a L1, condensatorul C1 și rezistența de
sarcină R1 sunt aceleași ca în cazul modului de funcționare discontinuu al convertorului de tip
boost .

Fig. 4.3. Schema PSPICE a convertorului de tip boost implementat
cu comutatoare bidirecționale

Pentru comanda comutatoarelor comandate S3 și S4 sunt utilizate două surse de
tensiune dreptunghiulară de tip VPULSE, cu următoarele caracteristici:
 VPULSE V2: V1 = -1V, V2 = 1V, TD = 0, TR = 0,1 μs, TF = 0,1μs, PW = 170μs,
PER = 0,2ms;
 VPULSE V3: V1 = -1V, V2 = 1V, TD μ s = 170, TR = 0,1μs, TF = 0,1μs, PW =
30μs, PER = 0,2ms;
Pentru a realiza simularea convertorului de tip boost cu comutatoare bidirecționale,
asupra circuitului se realizează o analiză de regim tranzitoriu, caracterizată de parametri i de
simulare prtezentați mai sus
. Formele de undă ale curentului prin inductanța L1 și tensiunii de la bornele
condensatorului C1 (și respectiv a tensiunii de ieșire) pe parcursul intervalului de timp
analizat sunt reprezentate în fig. 4.4.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

50
Ca și în cazul modului de funcționare discontinuu, și pentru convertorul cu
comutatoare bidirecționale este de remarcat valoarea semnificativă atât a riplului tensiunii de
ieșire, cât și a riplului curentului care circulă prin inductanța L1, precum și durata destul de
mare a regim ului tranzitoriu.
Pentru cele 2 exemple de simulare considerate, semnalele de comandă ale
comutatoarelor comandate sunt corespunzătoare unui factor de umplere D = 170/200 .

Fig. 4.4. Formele de undă ale curentului prin inductanța L1 și tensiunii
la bor nele condensatorului C1, pentru convertorul
de tip boost implementat cu comutatoare bidirecționale

Fig. 4.5. Componentele spectrale ale semnalelor prezentate mai sus

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

51
* Schematics Netlist *

D_D3 $N_0001 $N_0002 D1N4002
D_D4 $N_0003 $N_0001 D1N4002
D_D2 0 $N_0001 D1N4002
D_D5 $N_0004 0 D1N4002
S_S3 $N_0001 $N_0004 $N_0005 0 S3
RS_S3 $N_0005 0 1G
.MODEL S3 VSWITCH Roff=1e6 Ron=1.0 Voff=0.0 Von=1.0
S_S4 $N_0002 $N_00 03 $N_0006 0 S4
RS_S4 $N_0006 0 1G
.MODEL S4 VSWITCH Roff=1e6 Ron=1.0 Voff=0.0 Von=1.0
C_C1 0 $N_0002 100u
V_V1 $N_0007 0 24V
R_R1 0 $N_0002 10
L_L1 $N_0007 $N_0001 2mH
V_V2 $N_0005 0 DC 0 AC 0
+PULSE 0 5V 0 0.1us 0.1us 140us 200us
V_V3 $N_0006 0 DC 0 AC 0
+PULSE 0 5V 140us 0.1us 0.1us 60us 200us

Fig. 4.6. Schema PSPICE a convertorului de tip boost implementat
cu tranzistor bipolar

Fig. 4.7. Formele de undă ale curentului prin inductanța L1 și tensiunii
la bornele condensatorului C1, pentru convertorul
de tip boost implementat cu tranzistor bipolar

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

52
* Schematics Netlist *

R_R2 $N_0002 $N_0001 1k
Q_Q1 $N_0003 $N_0001 0 Qbrea kN
D_D3 $N_0003 $N_0004 D1N4002
R_R1 0 $N_0004 16
L_L1 $N_0005 $N_0003 2mH
C_C1 0 $N_0004 100u
V_V2 $N_0002 0 DC 0 AC 0
+PULSE 0 5V 0 0.1us 0.1us 70us 100us
V_V1 $N_0005 0 24V

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

53

Capitolul V

CONCLUZII

Convertoarele statice sunt echipamente care realizează conversia energiei electrice tot
în energie electrică și a căror parte de for ță conține, de regulă ,dispozitive semiconductoare
comandate (tiristoare, triace, tranzistoare etc.) care permit reglarea puterii medii transmise
sarcinii. Convertoarele statice fi comandate sau necomandate .

Convertoarele statice curent continuu – curent continuu sunt echipamente electron ice
care realizează conversia energiei de c.c. având parametrii constanți tot în energie de c.c., dar
cu parametrii reglabili (se poate reglavaloarea medie atensiunii livratăde convertor). Din
această cauză, acest tip de convertoare mai este cunoscut și sub denumirea de variatoare de
tensiune continua (VTC).

Dacă factorul de umplere d scade sub o anumită valoare intervalul de timp în care
tranzistorul este blocat devine atât de mare încât curentul prin inductor se va anula înainte ca
tranzistorul să fie comandat din nou să conducă. Se spune că s -a ajuns la mod ul de funcționare
discontinuă a convertorului sau la regimul de curent întrerupt prin inductor. Oricare din
convertoarele anterioare poate funcționa în regimul de curent întrerupt prin inductor. Vom
analiza acest mod de funcționare doar pentru convertorul mixt .

Majoritatea sistemelor de conversie electromecanică moderne sunt reglabile având
parametrii de ieșire, viteză, cuplu sau poziție, variabili. Realizarea acestor sisteme de
conversie presupu ne alimentarea mașinii electrice de la surse cu tensiune, curent și frecvență
variabile, surse cunoscute sub numele de convertoare statice. Tipurile mai vechi sau mai noi
de dispozitive semiconductoare de putere, precum și limitele în creștere ale tensiuni lor și
curenților de lucru au permis realizarea unei game deosebit de diversificate de convertoare
atât în ceea ce privește tipul de conversie, c.a. -c.c., c.c. -c.c., c.c. -c.a. și c.a. -c.a., cât și puterile,
tensiunile și frecvențele de lucru .

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

54
Convertoarele c.c. – c.c. bidirecționale, de 4 cadrane, ca urmare a unor performanțe
superioare, înlocuiesc convertoarele c.a. – c.c. comandate la puteri mici și medii.
Performanțele deosebite a acestor convertoare constau în: schemă mai simplă și deci costuri
mai redu se ale echipamentelor; funcționarea numai în conducție neîntreruptă; frecvență de
comutație ridicată, cu avantaje în spectrul de armonici al tensiunii și curentului de ieșire.

Sursă în comutație de tip boost converter . Simulare SPICE Marian Daniel DUMITRU

55

BIBLIOGRAFIE

[1]. Brandon, David – Multichannel DDS Enables Phase -Coherent FSK Modulation .
Analog Dialogue, Volume 44, Number 4, 2010.
[2]. Gray, P. R., Meyer, R.G. – Circuite integrate analogice. Analiză și proiectare .
Editura Tehnică, București, 1983
[3]. Gabor Csipkes – Sisteme cu circuite integrate analogice. Multiplicatoare
analogice. http://www.bel.utcluj.ro/ci/rom/scia_tst/documente/transconductoare.pdf
[4]. Ellis, Michael – Introduction to Mixers , All Rights Reserved, 1999 –
[5]. Mateescu, A., Dumitru, N., Șerbănescu, A. ș.a. – Semnale, circuite și sisteme.
Probleme Editura Militară, București, 1998
[6]. Mihalcea, A., Șerbănescu, A, Tabarcea, P. Sisteme moder ne de comunicații ,
Editura Militară, București, 1992
[7]. Nicolau, E., s.a. Manualul inginerului electronist vol. III . Radiotehnică , Editura
Tehnică, București, 1989
[8]. Popa, Dan – Radiocomunicații Ediția a II -a. Editura Nautica, Constanța 2011
[9]. Popa, Dan (trad.) – Comunicații analogice II . Editura Nautica, Constanța 2013
[10]. Pop, Vasile Florian – Multiplicatoare analogice
https://ro.scribd.com/doc/98499910/Multiplicatoare -Analogice
[11]. Zammit, Joseph A. – Amplitude Modulation 2008
http://www.electronics -lab.info/Files/CCE2310/ Amplitude%20Modulation.pdf
[12]. * * * The ARRL Handbook for radio amateurs , ARL, Newington, 1994
[13]. * * * Analog Device – MT-080 Tutorial. Mixers and Modulators. Copyright
2009, Analog Devices, Inc.
[14]. Marki F. and Marki C. F. – Mixer Basics Primer . Marki Microwave Application
Note. http://www.markimicrowave.com/menus/appnotes/mixer_basics_primer.pdf
[15]. Marki C. F. – Wavefade TM Filters Product Overview . Marki Microwave
Application Note. 16.
http://www.markimicrowave.com/menus/appnotes/wavefade_product_overview.pdf