Specializarea Electronică aplicată [305144]

MINISTERUL EDUCAȚIEI NAȚIONALE

UNIVERSITATEA „1 DECEMBRIE 1918” DIN ALBA IULIA

Facultatea de Științe Exacte și Inginerești

Specializarea Electronică aplicată

PROIECT DE DIPLOMĂ

Proiectarea și realizarea unui sistem autonom de irigare pentru terenuri izolate cu controlul și monitorizarea acestuia

Coordonatori: Autor:

Conf.univ.dr.ing. Rîșteiu Mircea Student: [anonimizat], iulie 2018

MINISTERUL EDUCAȚIEI NAȚIONALE

UNIVERSITATEA „1 DECEMBRIE 1918” DIN ALBA IULIA

Facultatea de Științe Exacte și Inginerești

Specializarea Electronică aplicată

PROIECT DE DIPLOMĂ

Proiectarea și realizarea unui sistem autonom de irigare pentru terenuri izolate cu controlul și monitorizarea acestuia

Coordonatori: Autor:

Conf.univ.dr.ing. Rîșteiu Mircea Student: [anonimizat], iulie 2018

Proiect de diplomă realizat în colaborare cu firma SC BANCELEC SRL prin îndrumare și sponsorizare.

Cuprins

CAPITOLUL 1. INTRODUCERE 1

1.1 Sistem dezvoltat fără a folosi sisteme de stocare a energiei 1

CAPITOLUL 2. FUNDAMENTARE TEORETICĂ 2

2.1 [anonimizat] a apei 2

2.2 Implementarea sistemului cu 1-4 panouri solare 3

2.2.1 Descrierea diferitelor soluții cu 1-4 panouri solare 3

2.2.2 Diferențierea sistemelor „high-voltage” și „low-voltage” 4

2.3 Studiul privind tipurile de motoare pretabile pentru astfel de sisteme 4

2.4 Studiul microcontrolerelor pretabile pentru astfel de sisteme 5

2.5 Studiul sistemelor de alimentare de tipul convertor Buck 5

2.6 Studiul sistemelor de alimentare de tipul convertor Flyback 9

2.7 Studiul sistemelor de monitorizare și control pretabile pentru astfel de sisteme de irigare 13

CAPITOLUL 3. PROIECTAREA SISTEMULUI 15

3.1 Proiectarea arhitecturii de comandă și control a sistemului de irigare 15

3.2 Proiectarea driverului de motor trifazat cu rotorul în scurtcircuit 15

3.2.1 Construcția motorului 15

3.2.2 Proiectarea sistemului de alimentare 16

3.2.2.1 Alegerea tranzistorilor MOSFET 17

3.2.2.2 Calculul capabilității de curent pentru traseele PCB 19

3.2.2.3 Circuitele de comandă ale tranzistoarelor cu canal indus N de tip MOSFET 20

3.2.3 Proiectarea sistemului de comandă și control 21

3.2.3.1 Generarea semnalului sinusoidal cu PWM 22

3.2.3.2 Proiectarea algoritmului de comandă pentru microcontroler 23

3.2.3.3 Reglarea „[anonimizat]” 27

3.2.3.4 Controlul analogic al turației 30

3.2.3.5 Setarea interfeței seriale pentru comunicația GSM 30

3.2.4 Interfațarea soft cu modulul GSM 31

3.2.4.1 Alegerea și implemenarea modulului GSM 31

3.2.4.2 Configurarea și testarea modulului GSM 31

CAPITOLUL 4. REALIZAREA SISTEMULUI DE MONITORIZARE ȘI CONTROL 35

CAPITOLUL 5. TESTAREA SISTEMULUI. REZULTATE 41

5.1 Analiza economică 49

CONCLUZII 50

ANEXA 1. Specificații tranzistori IRFP260MPBF 51

ANEXA 2. Specificații drivere de MOSFET IRF2101PBF 51

ANEXA 3. Specificațiile µC 51

ANEXA 4. Specificații modul M590E-NEOWAY 52

BIBLIOGRAFIE 52

CAPITOLUL 1. INTRODUCERE

1.1 Sistem dezvoltat fără a folosi sisteme de stocare a [anonimizat] a modulului electronic pentru acționarea unei pompe de apă pentru irigație folosind un motor trifazat cu rotorul în scurtcircuit. Lucrarea are la bază utilizarea celor mai eficiente metode de realizare la un cost cât mai redus, scoțând în evidență avantajele și dezavantajele sistemului. Metoda de abordare a problemei va fi îmbunătățită pe parcursul lucrării până vom ajunge la o metodă cu eficiență maximă, care ne va aduce cele mai puține dezavantaje.

Am ales motorul trifazat cu rotorul în scurtcircuit, deoarece acesta reprezintă cea mai ieftină opțiune. Motorul BLDC are o eficiență foarte bună din puncte de vedere energetic față de motorul cu rotorul în scurtcircuit. Dezavantajul acestuia fiind costul de achiziție foarte mare pentru aceeași putere utilă.

În prima fază ne-am propus direcții de dezvoltare a produsului. Aceste direcții de dezvoltare au scop didactic și nu vor fi atinse în totalitate, ci au rolul de a-mi îmbogății cunoștiințele și experiența acumulată de-a lungul anilor de studiu.

Aceste direcții de dezvoltare sunt:

studiul și înțelegerea principiului de funcționare a motorului trifazat cu rotorul în scurtcircuit;

studiul metodelor hardware cu ajutorul cărora se poate realiza comanda și controlul motorului trifazat cu rotorul în scurtcircuit;

studiul și alegerea componentelor pentru proiectarea și realizarea modulelor electronice;

realizarea modulelor hardware: realizarea schemelor electronice, proiectarea cablajelor bazate pe circuitele electronice, realizarea plăcuțelor imprimate, plasarea și lipirea componentelor, testarea plăcilor din punct de vedere hardware;

realizarea softului pentru drivere și comunicație GSM;

testarea modulelor electronice pe baza softului realizat pentru drivere și comunicația GSM;

Ne-am propus acest proiect, deoarece nu există o soluție corectă și completă la

un preț rezonabil cu un randament bun. Acest modul este capabil să ia decizii în funcție de parametrii citiți de la senzori și nu necesită o persoană să supravegheze sistemul. Acesta este capabil să trimită informații despre starea sistemului (inclusiv a parametrilor citiți de la senzori), dar și să primească anumite comenzi de la utilizator prin modulul GSM/SMS.

CAPITOLUL 2. FUNDAMENTARE TEORETICĂ

2.1 Corelarea între puteri, suprafețe utile și diferențe de nivel de extragere a apei

Fig. 2.1 Calculul puterii necesare

Fig. 2.2 Tabel corelare puteri în funcție de debit și înălțime

Fig. 2.3 Tabele de informare

2.2 Implementarea sistemului cu 1-4 panouri solare

2.2.1 Descrierea diferitelor soluții cu 1-4 panouri solare

Implementarea soluției cu un panou fotovoltaic („low-voltage”) lucrează în gama de tensiuni 24V-35V DC în funcție de intensitatea solară și de sarcină. Varianta cu două panouri lucrează între tensiunile 48V-70V DC. Având în vedere că puterea panoului utilizat este de 233W putem folosi un motor cu o putere cuprinsă între 180W și 220W. Pentru două panouri puterea motorului e cuprinsă între 220W-450W.

Pentru soluții de putere mică aceasta este o opțiune viabilă. În acest caz pot fi folosiți tranzistori de tip MOSFET cu rds mic, deci randament bun. La versiunea plăcii „low-voltage”, alimentarea cu 12V este asigurată de un convertor Buck.

Implementarea soluției cu trei panouri fotovoltaice („high-voltage”) lucrează în gama de tensiuni 72V-105V DC în funcție de intensitatea solară și de sarcină.

Varianta cu patru panouri lucrează între tensiunile 96V-140V DC.

Pentru trei panouri, puterea motorului este cuprinsă între 450W-700W.

Pentru patru panouri puterea motorului este cuprinsă între 700W-930W.

Pentru versiunea „high-voltage” alimentarea cu 12V este asigurată de un convertor Flyback.

Cele două tipuri de surse sunt prezentate în capitolele 2.5 și 2.6.

2.2.2 Diferențierea sistemelor „high-voltage” și „low-voltage”

Comanda motoarelor trifazate cu rotorul în scurtcircuit la tensiuni mici

Comanda motoarelor la tensiuni mici implică un panou fotovoltaic de 35V, deci nu putem folosi motoare de puteri mari. Rebobinarea unui motor trifazat de la 380V la 24V implică folosirea unui conductor cu secțiune mult mai mare pentru a păstra puterea motorului trifazat. Acest motor va avea un curent mai mare.

Comanda motoarelor trifazate cu rotorul în scurtcircuit la tensiuni mari

Comanda motoarelor la tensiuni mari implică între două și patru panouri fotovoltaice înseriate de 35V. Tensiunea maximă de alimentare este de 144V și un curent de 8A (putere maximă de aproximativ 1kW). Pentru comanda motorului se va lua în calcul secțiunea conductorului cu care va fi bobinat motorul. Pentru soluții de putere mare pot fi aleși tranzistori de tip MOSFET cu rds mai mare decât cei pentru varianta „low-voltage”. Costul va fi mai mare datorită tensiunii nominale mari la care tranzistorii lucrează.

2.3 Studiul privind tipurile de motoare pretabile pentru astfel de sisteme

Acest invertor este capabil să comande atât motoare trifazate asincrone, cât și motoare BLDC (motoare de curent continuu cu magneți permanenți fără perii).

Am ales un motor trifazat cu rotorul în scurtcircuit rebobinat la tensiunea nominală a panoului solar folosit. Deși este inferior motorului BLDC ca randament, avantajul este că acesta este mai sigur la secvența de pornire în situațiile în care panourile solare nu sunt total expuse la soare, având un curent limitat. În aceste condiții, motorul BLDC va avea dificultăți la pornire sau nu va porni, ceea ce va duce la o creștere de curent semnificativă care va suprasolicita termic motorul. În aceste condiții dificile motorul cu rotor în scurtcircuit va porni.

2.4 Studiul microcontrolerelor pretabile pentru astfel de sisteme

Ținând cont că pentru realizarea invertorului avem nevoie de 6 ieșiri PWM: 3 complementare cu posibilitate de ajustare „dead time” (timp necesar comutării între ramurile punții B6 comandată integral) și ADC pentru variația turației motorului și depistarea curentului minim absorbit în sarcină. Microcontrolerul trebuie să aibă și convertoare analog/digitale de minim 10 biți pentru o rezoluție bună, capabilități de DSP (Digital Signal Processing) pentru prelucrarea datelor și transmisie serială UART.

Am ales un model din familia dsPIC33F aparținând producătorului Microchip care este special conceput pentru controlul motoarelor (MC). Viteza µC este dată de oscilatorul intern de 7,37MHZ. Această frecvență este mărită de 4 ori de către PHASE LOCK LOOP care este un sistem de control și generează un semnal de ieșire al cărei faze coincide cu faza oscilatorului nostru intern. Frecvența µC va deveni 29.48MHZ.

Având în vedere că fiecare instrucțiune necesită patru cicluri de tact vom avea 7370000 instrucțiuni /sec (7.37MIPS- mega instrucțiuni /sec)

2.5 Studiul sistemelor de alimentare de tipul convertor Buck

Cele trei topologii de bază ale surselor în comutație de uz comun sunt buck, boost și buck-boost. Aceste topologii sunt neizolate, adică tensiunile de intrare și tensiunile de ieșire împart un punct comun. Există, totuși, modele izolate ale acestor topologii neizolate. Topologia sursei de alimentare se referă la modul în care este conectat tranzistorul de comutație, inductorul și condensatorul de ieșire. Fiecare topologie are proprietăți unice. Aceste proprietăți includ rapoartele de conversie a tensiunii la starea de echilibru, natura curenților de intrare, ieșire și caracterul de cedare a tensiunii de ieșire. O altă proprietate importantă este răspunsul în frecvență al ciclului de sarcină la funcția de transfer a tensiunii de ieșire. Cea mai obișnuită și probabil cea mai simplă topologie este convertorul de tip Buck sau coborâtor de tensiune. Proiectanții surselor de alimentare trebuie să calculeze alegerea componentelor pentru partea de forță, deoarece tensiunea de ieșire este întotdeauna mai mică decât tensiunea de intrare, având aceeași polaritate și nu este izolată galvanic de intrare. Curentul de intrare pentru partea de alimentare a convertorului Buck este discontinuu sau pulsatoriu datorită comutatorului de alimentare (Q1), curent care este furnizat în impulsuri la fiecare ciclu de comutare. Curentul de ieșire a convertorului Buck este continuu sau nepulsatoriu, deoarece curentul de ieșire este furnizat de inductorul de ieșire.

Fig. 2.4 Schema simplificată a convertorului Buck [1]

În timpul funcționării normale, Q1 este pornit în mod repetat și oprit cu timpii de pornire și oprire reglați de circuitul de comandă. Această comutație produce un tren de impulsuri la intersecția dintre Q1, CR1 și L, care este filtrat de către filtrul de ieșire L/C pentru a produce o tensiune de ieșire VO. În modul de conducție continuă, convertorul Buck are două stări pe ciclul de comutare. Starea ON este atunci când Q1 este ON și CR1 este OFF. Starea OFF (oprit) este atunci când Q1 este OFF și CR1 este ON. Un circuit liniar simplu poate reprezenta fiecare dintre cele două stări în care tranzistorul din circuit este înlocuit cu circuitul echivalent aferent fiecărei stări. Se afișează schema de circuit pentru fiecare dintre cele două stări în figura 2.5.

Fig. 2.5 Scheme simplificate a convertorului Buck fără element de comutație [1]

Timpul în care tranzistorul este în conducție , unde D este factorul de umplere, setat de către circuitul de control, exprimată ca un raport al elementului de comutație ON la timpul în care se termină un ciclu de comutație Ts. Timpul în care elementul de comutație nu este în conducție se numește Toff.

Fig. 2.6 Forme de undă pentru convertorul buck [1]

Primul pas pentru calcularea curentului de comutație este determinarea factorului de umplere, D, pentru tensiunea maximă de intrare. Se utilizează tensiunea maximă de intrare, deoarece aceasta duce la un curent maxim de comutație.

Factorul de umplere:

unde, VIN(max)- tensiunea maximă de intrare

VOUT- tensiunea de ieșire

η- eficiența convertorului

Eficiența este adăugată la calculul factorului de umplere, deoarece convertorul trebuie, de asemenea să livreze energia disipată. Acest calcul oferă un ciclu de funcționare mai realist decât formula fără factorul de eficiență. Următorul pas în calcularea curentului maxim al comutatorului este determinarea curentului de riplu inductiv. Se recomandă să fie utilizată valoarea inductorului recomandată pentru a calcula curentul de riplu, o valoare a inductorului în intervalul recomandat de producător, sau dacă nu există date în fișa tehnică, cea calculată în selecția inductorului.

Riplul de curent prin inductor:

unde, VIN(max)- tensiunea maximă de intrare

VOUT- tensiunea de ieșire

D- factorul de umplere

fS- frecvența minimă de comutație a convertorului

L- valoarea inductorului

Fișele de catalog oferă adesea o serie de valori de inductoare recomandate. Cu cât este mai mare valoarea inductorului, cu atât este mai mare curentul de ieșire maxim datorită riplului de curent redus. În general, cu cât valoarea inductorului este mai mică, cu atât este mai mică dimensiunea fizică a acestuia.

unde, VIN- tensiunea de intrare

VOUT- tensiune ieșire

fS- frecvența minimă de comutație a convertorului

ΔIL- riplu de curent estimate în catalog

Alegerea diodei

Unde, IF- curentul de polarizare

IOUT(max)- curentul maxim

Pentru a reduce pierderile, se vor utiliza diode Schottky.

În figură 2.7 se regăsește convertorul Buck utilizat pentru varianta de invertor alimentat de la un panou solar.

Fig. 2.7 Schema electronică a convertorului Buck

Fig. 2.8 Cablajul imprimat pentru convertorul Buck

2.6 Studiul sistemelor de alimentare de tipul convertor Flyback

Un convertor flyback este o sursă de alimentare în comutație. Convertoarele Flyback pot fi folosite pentru a genera o ieșire DC de la o intrare AC sau DC.

Convertoarele Flyback sunt proiectate astfel încât puterea de la intrare să fie transferată la ieșire în timpul opririi comutatorului primar (tranzistor MOSFET). Acestea sunt utilizate, în general la puteri joase, de obicei mai mici de 100W.

Există mai multe avantaje pentru flyback. Această topologie are un număr redus de componente constând dintr-un condensator de intrare, un MOSFET, un inductor cuplat numit transformator flyback, un redresor și un condensator de ieșire. Datorită transformatorului, este posibilă izolarea intrării față de ieșire.

Fig. 2.9 Schema de principiu convertor flyback[4]

Calculul raportului de transformare între primar și secundar permite tensiunii de ieșire să fie mai mare sau mai mică decât tensiunea de intrare. Un flyback poate suporta mai multe ieșiri prin adăugarea mai multor înfășurări la transformator.

Convertorul flyback utilizează un transformator ce se comportă de fapt ca un inductor cuplat. Acest transformator combină funcțiile de stocare, transfer ale energiei și izolare galvanică. Astfel se elimină necesitatea unui filtru LC separat pe fiecare ieșire. Acest lucru reduce foarte mult costul total al flyback-urilor în comparație cu alte topologii.

Toate convertoarele flyback au același principiu de funcționare. Atunci când MOSFET-ul se deschide, energia din sursa de intrare este stocată în miezul transformatorului. Datorită schemei de înfășurare a transformatorului (marcată de semnele de polaritate punctată pe schematic), dioda de pe ieșire este inversată și dezactivată în perioada când MOSFET-ul este în conducție. Când este stocată suficientă energie în transformator, comutatorul MOSFET este oprit, iar dioda se conectează și energia din transformator este livrată la ieșire. Este important să reținem că MOSFET-ul și dioda nu ar trebui să fie în conducție în același timp.

Tensiunea de intrare este aplicată la partea primară a transformatorului. Curentul din primar începe să crească. În acest timp, dioda secundară este inversată, iar tensiunea aplicată diodei este egală cu tensiunea de ieșire plus tensiunea de intrare reflectată. Condensatorul de ieșire alimentează curentul pe sarcină în timpul funcționării (timpul de ON al tranzistorului MOSFET în conducție).

Când tranzistorul de tip MOSFET se oprește, curentul din transformator se transferă la secundar și trece prin dioda care este acum în conducție, alimentând condensatorul de ieșire și sarcina. Curentul din secundar începe să scadă în timp ce miezul transformatorului se demagnetizează. În timp ce tranzistorul MOSFET este oprit, partea primară este considerată un circuit deschis.

Fig. 2.10 Modul de funcționare al convertorului flyback [4]

unde, NP- bobina de pe primarul transformatorului

NS- bobina de pe secundarul transformatorului

CCM se referă la modul de conducție continuă. În timpul fiecărei secvențe de comutație, în transformator există un curent continuu.

Când MOSFET-ul este pornit, curentul din primar crește, dar nu pornește de la 0A ca în modul DCM (mod discontinuu de conducție). În CCM, curentul crește dintr-o compensare care se datorează energiei reziduale menținute continuu în transformator.

Fig. 2.11 Forme de undă în CCM ale convertorului flyback [4]

Atunci când tranzistorul MOSFET nu este în conducție, energia este transferată pe secundar, iar transformatorul se demagnetizează, ceea ce duce la scăderea curentului, dar nu ajunge până la nivelul de 0A. Energia reziduală este menținută în transformator. Următorul ciclu de comutație începe înainte de a fi complet epuizat curentul. Formă de undă curentă atât pe partea primară cât și pe cea secundară are forma trapezoidală. Avantajele modului de conducție continuă sau CCM sunt curenții mici și RMS, care au ca rezultat pierderi mai mici în condensatoare. Acești curenți inferiori ajută, de asemenea, la scăderea pierderilor de conducție și de oprire în comparație cu revenirea DCM. Curenții de vârf mai mici înseamnă componente de dimensiuni mai mici ale filtrului.

Dezavantajul modului de conducție continuă este reprezentat de necesitatea de a avea o inductanță mai mare care duce la un transformator de dimensiuni mai mari. Puterea de ieșire și curenții de comutație pot ajuta la determinarea modului optim de funcționare. Caracteristicile specifice: intervalul de temperatură de funcționare, pragurile de pornire și oprire, pornirea soft programabilă, modul de alimentare redusă, reglarea pe partea primară, pornirea la tensiune înaltă, compensarea cablurilor, vor determina controlerul cel mai potrivit pentru aplicație.

În figură 2.12 este schema electronică a convertorului flyback utilizată pentru tensiuni de la 2-4 panouri fotovoltaice.

Fig. 2.12 Schema electronică a convertorului flyback utilizat

Fig. 2.13 Cablajul imprimat al convertorului flyback

2.7 Studiul sistemelor de monitorizare și control pretabile pentru astfel de sisteme de irigare

În sistemul de monitorizare și control am căutat diferite moduri de comunicație la distanță și am găsit două soluții pretabile pentru aplicația noastră. Transmisia radio și GSM.

Am analizat potențialele probleme care pot fi întâlnite la transmisia radio. Transmisia radio se face pe anumite frecvențe. Principala problemă la transmisia radio este că, frecvențele utilizate, trebuie închiriate, iar cele gratuite se folosesc doar la distanțe foarte mici și sunt saturate din cauza numărului de utilizatori mare. O a două problemă este puterea pe care trebuie s-o asigurăm dacă vrem o rază mare de acoperire. Această variantă nu este o soluție viabilă pentru aplicația noastră.

A doua variantă este transmisia folosind rețeaua GSM. Aceasta are beneficiul de a avea o arie mare de acoperire, costul unui abonament sau cartela prepay este mic și totodată puterea modulului de transmisie/recepție nu trebuie să fie foarte mare doar suficientă să poată să comunice cu antena din apropiere. Transmisia GSM este o modalitate robustă și stabilă de transmisie de date. În cazul nostru folosim transimisia SMS, aceasta nefiind afectată de vremea nefavorabilă sau alți factori externi. Un alt avantaj al transmisiei GSM este că aceasta este securizată.

CAPITOLUL 3. PROIECTAREA SISTEMULUI

3.1 Proiectarea arhitecturii de comandă și control a sistemului de irigare

Fig. 3.1 Schema bloc a întregului proiect

3.2 Proiectarea driver ului de motor trifazat cu rotorul în scurtcircuit

3.2.1 Construcția motorului

Motorul utilizat se alimenteză la o tenisune de 24V-36V trifazic și are o putere de 200W. Carcasa exterioară este confecționată din fontă turnată în forme (în interiorul căreia se regăsesc bobinele), având un coeficient termic de disipare bun. La capetele bobinelor din stator se aplică tensiunea trifazată de 24V-36V. Axul rotorului este confecționat din oțel tratat în care se găsește rotorul în scurtcircuit. Rotorul are în ambele capete câte un rulment pentru un coeficient de frecare cât mai mic și trebuie să fie balansat pentru a nu introduce vibrații în ansamblu. Într-un capăt este prevăzut cu o elice care are rol de ventilație, iar în celălalt se regăsește paleta pompei de circulare a apei.

Fig. 3.2 Construcția motorului [1]

Descrierea principiului de funcționare a motorului

În prima fază am ales acest motor datorită costului de achiziție mic, urmând a fi rebobinat la tensiunea de 24V trifazic cu o putere maximă de 200W, eliminând astfel nevoia de a utiliza invertoare (ridicătoare de tensiune) care au un randament foarte mic. Spre deosebire de motoarele BLDC, care sunt niște motoare scumpe, deși au un randament și cuplu mai bun sunt mai pretențioase la partea de comandă, având nevoie de feedback permanent de la trei senzori Hall și alegerea motoarelor în funcție de mediul în care sunt expuse (de exemplu clasificarea magneților de Neodimium se face în funcție de forța magnetică și temperatura maximă la care aceștia pot fi expuși).

Probleme specifice ale motorului ales care vor fi luate în calcul sunt: coeficientul de disipare a căldurii prin carcasa motorului, mărimea ventilatorului de pe rotorul acestuia, tipul rășinei epoxidice folosite la izolarea bobinelor și clasa de rulmenți folosită în funcție de temperatura mediului în care va funcționa.

Statorul este considerat o bobină primară de transformator, iar rotorul îl considerăm un secundar de transformator. Aplicând o tensiune alternativă bobinei statorului vom avea un curent indus din stator în rotor, care va crea un câmp magnetic de același semn ca cel din stator. Cele două câmpuri fiind de același semn se vor respinge, așadar se va crea mișcarea de rotație. Având trei bobine cu trei sinusoide decalate cu 120o una față de cealaltă, mișcarea de rotație va fi continuă.

3.2.2 Proiectarea sistemului de alimentare

Având în vedere că motorul nostru este de 180W ne-am propus să creăm un driver trifazat care poate debita o putere de 1kW.

Fig. 3.3 Schema electronică de forță

3.2.2.1 Alegerea tranzistorilor MOSFET

Partea de putere în comutație la invertoarele trifazate este realizată de obicei cu tranzistoare de tip MOSFET sau IGBT. Acronimele acestora reprezintă: tranzistor cu structura metal-oxid-semiconductor cu efect de câmp și tranzistor bipolar cu poartă izolată. Aceste tipuri de tranzistoare sunt comandate în tensiune pe poartă. IGBT-urile, de obicei, sunt folosite pentru comutarea în curent alternativ, iar MOSFET-urile pentru comutarea în curent continuu.

Pentru acest proiect am ales MOSFET-ul, deoarece puterea disipată pe acesta în timpul comutației este semnificativ mai mică decât la un IGBT. Tensiunea de comandă pe poarta tranzistorului MOSFET crează un canal indus drena sursă, acesta comportându-se ca o rezistență comandată. Tranzistorul IGBT este un hibrid între tranzistorul bipolar și tranzistorul MOSFET, acesta moștenind canalul colector-emitor, și anume o joncțiune PN, de la tranzistorul bipolar și al treilea terminal, grila de la tranzistorul MOSFET. Marele avantaj fiind izolarea galvanică dintre joncțiunea PN și grilă.

Calculul puterii disipate în regimul de conducție:

MOSFET:

este rezistența drenă-sursă în conducție.

este valoarea efectivă a curentului drenă-sursă.

IGBT:

este tensiunea colector-emitor în regim de saturație.

este curentul mediu colector-emitor.

Probleme specifice:

MOSFET-ul având o tensiune de lucru mai mică decât a IGBT-ului (500V), trebuie să aibă rezistență internă foarte mică, deci puterea disipată în urma creșterii curentului prin acesta va fi mai mică. Comparativ cu MOSFET-ul care are limitare la tensiuni mari, IGBT-ul poate ajunge la tensiuni foarte mari (1200V), problema fiind că la orice tensiuni ar lucra tranzistorul IGBT ca orice tranzistor normal acesta ajunge la tensiunea de saturație colector-emitor, rezultând o disipare de putere semnificativ mai mare decât la tranzistorul de tip MOSFET.

Un alt punct de vedere pentru puterea disipată în regim de conducție este dependența rezistenței în funcție de temperatură. Pe măsură ce temperatura crește și rezistența internă crește, în timp ce tensiunea descrește, fapt care conduce la creșterea puterii disipate pentru MOSFET și la descreșterea puterii disipate pentru IGBT.

Un alt element care trebuie luat în considerare, și anume pierderile în regim de comutație care au un impact notabil asupra puterii disipate pe tranzistorul aflat în comutație. Aceste diferențe fac ca IGBT-ul să fie pretabil la aplicații ce folosesc tensiuni mari, iar MOSFET-ul la tensiuni mai mici. Pierderile în comutație sunt practic timpii în care au loc procesele de închidere sau deschidere a tranzistoarelor. Cu cât acești timpi sunt mai mici puterea disipată pe tranzistor va fi mai mică. La MOSFET-ul cu canal indus N electronii circulă de la drenă la sursă, iar la IGBT de la colector la emitor.

Tranzistorul IGBT este mai lent decât tranzistorul MOSFET, având rădăcinile în tranzistorul bipolar, iar pierderile în comutație vor fi mai mari. Deci joncțiunea PN a tranzistorului IGBT este mult mai lentă decât cea a canalului indus de tip N al tranzistorului MOSFET.

În cele din urmă, am ales tranzistorul MOSFET, deoarece aplicația noastră va avea o putere furnizată de la unul sau mai multe panouri solare de 233W cu o tensiune de 35V în curent continuu.

Am ales tranzistorii de tip MOSFET IRFP260MPBF. Caracteristicile acestuia vor fi detaliate în Anexa 1.

Acest tranzistor folosește capsula de tip TO247AC, care conferă o implementare mai ușoară pe radiator, deoarece capsula are un orificiu de prindere pentru fixare cu șurub. Se recomandă folosirea unui izolator de mică între radiator și MOSFET și pasta termoconductoare pentru o disipare cât mai eficientă între sistemul de răcire și MOSFET. Pentru cea mai eficientă răcire se poate folosi o răcire activă realizată dintr-un radiator prevăzut cu un ventilator sau răcire pe apă.

3.2.2.2 Calculul capabilității de curent pentru traseele PCB

Grosimea traseelor se calculează după cum urmează:

Prima dată se calculează aria plăcii:

Calcularea lățimii se face astfel:

Pentru standardul IPC-2221 trasee interne : k = 0.024, b = 0.44, c = 0.725

Pentru standardul IPC-2221 trasee externe: k = 0.048, b = 0.44, c = 0.725

Unde k, b, și c sunt constante care rezultă din introducerea curbei la curbele standardului IPC-2221

1 mil =0.0254 milimetrii

Ne putem verifica cu ajutorul unui calculator PCB:

Fig. 3.4 Calculator grosimi trasee

3.2.2.3 Circuitele de comandă ale tranzistoarelor cu canal indus N de tip MOSFET

Circuitul de comandă al invertorului trifazat este numit driver (denumire din limba engleză). Acesta este un circuit specializat care preia impulsurile provenite de la microcontroler, le amplifică și comandă tranzistoarele cu canal indus N de tip MOSFET din partea de forță a invertorului. Am folosit IR2101PBF, deoarece este un driver special pentru tranzistoare de tip MOSFET, care poate reproduce partea pozitivă și partea negativă a semnalului sinusoidal în aceeași capsulă. Partea de circuit de tensiune înaltă și tehnologie C-MOS este imună la perturbații. Logica intrărilor este compatibilă cu standardul C-MOS sau LSTTL până la tensiunea de 3,3V logic. Partea de ieșire beneficiază de un „buffer” pentru impulsuri de tensiuni mari, special conceput pentru a minimaliza conducția între „high side” și „low side”. Parametrii tranzistorilor se pot vedea in Anexa 2.

Bootstrap-ul (pompă de tensiune) face o ridicare a tensiunii cu 12V peste tensiunea de alimentare de la panourile solare pentru a asigura deschiderea corectă a tranzistorilor cu canal indus N de tip MOSFET din partea de sus a sinusoidei.

Fig. 3.5 Circuitul de comandă al tranzistoarelor

3.2.3 Proiectarea sistemului de comandă și control

Cel mai important element din circuitul de comandă este microcontrolerul. Avem nevoie de un microcontroler care este capabil să genereze șase semnale PWM, adică trei semnale complementare pentru generarea semnalelor sinusoidale. Acesta trebuie să proceseze următoarele semnale: semnale provenite de la butoane (de exemplu buton pentru pornire/oprire motor); semnalul analogic provenit de la măsurătoarea de curent (rezistența de șunt); comunicație serială cu modulul GSM. Pe baza procesării acestor semnale, acesta trebuie să decidă, execute și să verifice îndeplinirea anumitor acțiuni cum sunt: secvențele corecte de comandă, pornirea/oprirea motorului, oprirea comenzilor în situație de avarie, trimiterea mesajelor SMS către modulul GSM și mai departe spre telefonul utilizatorului. Acestea sunt cerințele pe care microcontrolerul trebuie să le îndeplinească.

3.2.3.1 Generarea semnalului sinusoidal cu PWM

Există două variante pentru generarea semnalului sinusoidal:

calculul direct al sinusului făcut de microcontroler, ceea ce prelungește timpul de procesare, deoarece µC trebuie să calculeze valorile

calculul tabelar – punctele sinusului sunt calculate și generate într-un tabel excel, acestea fiind citie din memoria µC. Acesta nu va face decât să treacă de la o incrementare la alta prin toate valorile din acel tabel. Problema este că această variantă ocup[ un spațiu mare în memorie. În cazul nostru aceasta nu va fi o problemă, deoarece µC ales are suficientă memorie.

Aceste variante sunt alese în funcție de µC utilizat. Dacă ne permitem să sacrificăm din viteză de procesare alegem să folosim prima variantă, iar dacă avem suficientă memorie și o viteză mai mică de procesare alegem varianta a doua.

Fig. 3.6 Generarea PWM-ului [7]

Fig. 3.7 Generarea PWM-ului [8]

Soluția pe care am ales-o este varianta a doua, deoarece microcontrolerul are suficientă memorie pentru a stoca datele semnalelor sinusoidale.

Aceste grafice sunt generate de un timer pe 8 biți (256 de valori), deci o perioadă este formată din 256 de cuante, acestea fiind integrate pe bobina motorului, rezultând astfel o sinusoidă.

Am făcut măsurători și am constatat că motorul are eficiență maximă la frecvența de 40Hz. Așadar sinusoida aplicată motorului va avea o frecvență constantă de 40Hz.

Generarea PWM-ului se face astfel: flagul rezultat când se dă peste cap timer-ul va citi o valoare din tabelul din excel și va crea prima cuantă din generarea sinusoidei.

Frecvența PWM-ului de generare a sinusoidei nu are nici o legătură cu frecvența sinusoidei de 40Hz.

Perioada PWM-ului de generare a sinusoidei influențează direct amplitudinea tensiunii aplicate pe motor, rezoluția rămânând la fel. De exemplu dacă dublăm perioada PWM-ului, factorul de umplere se înjumătățește (50%).

Controlul de turație al motorului va fi făcut în tensiune astfel:

– rezoluția PWM-ului va fi mare (256 de valori), deoarece noi modificăm perioadă și nu frecvența

– mărind perioadă, scădem tensiunea aplicată motorului, dar rezoluția va rămâne constantă

3.2.3.2 Proiectarea algoritmului de comandă pentru microcontroler

Fig. 3.8 Logica softului

În figura 3.8 este prezentată generarea sinusoidelor în funcție de punctele din tabele. Când cei doi senzori sunt activi, blocurile decizionale sunt validate, iar timer-ul va fi activ. In bulca program se va citi de pe ADC valoarea analogică a turației și se va seta timer-ul în funcție de valoarea primită. Cu cât timer-ul dă întreruperi mai dese, cu atât frecvența sinusului este mai mare. În funcție de întreruperi se vor citi valorile din tabel și vor fi generate cele 3 sinusuri.

Am ales microcontroller-ul DSPIC33EP512MC504-I/PT. Acesta face parte dintr-o familie de microcontrolere de la producătorul Microchip dedicate pentru aplicații de control pentru motoare. Am ales acest microcontroler deoarece satisface toate cerințele proiectului. Specificațiile microcontrolerului pot fi vizualizate în Anexa 3.

Fig. 3.9 Schema µC și a conectorilor adiacenți

Ieșirile complementare de PWM vor genera sinusoidele pentru cele trei faze după softul introdus în microcontroler. Aceste PWM-uri vor fi transmise driverelor de MOS-FET IR2101 pe intrările PWM1H și PWM1L.

Citirea stării senzorilor de supraplin și temperatură se va face pe pinii digitali RP57 și PGEC2.

Conectorul SV2 este responsabil pentru conexiunea cu programatorul PICkit3. Prin conectorul SV3 se face transimsia serială între microcontroler și modulul GSM M590E. Pentru controlul turației motorului este atașat pe conectorul SV4 un potențiometru de 5kΩ.

Fig. 3.9 Forma curentului pe o fază

În figură 3.9 este forma curentului pe o fază. Forma acestuia este sinusoidală, puțin deformată, cu o valoare de 3A, sonda fiind pe opțiunea x10. Această informație de curent este preluată de pe o rezistență de șunt de putere (care are o valoare de 100mΩ) în serie cu o înfășurare de la motor. Acest curent va crea câmpul învârtitor pentru motor cu o frecvență de 11Hz.

Fig. 3.9 Forma tensiunii pe o fază

Aceast PWM este creat de către microcontroler și este amplificat de către IR2101PBF pentru a putea polariza tranzistorii de pe partea de forță.

3.2.3.3 Reglarea „dead time-ului”

Un generator cu „dead time” protejează semiconductorii de putere în timpul comutării. „Dead time-ul” este programabil între 0μs și 102μs. Este suficient pentru toate tipurile de semiconductoare de putere (MOSFET, IGBT, BIPOLAR) într-o gamă largă de kW (kilowatt) sau HP (cai putere).

„Dead time-ul” microcontrolerului dsPIC33EP512MC504 separă marginile de tranziție a două semnale (semnal „high side” și semnal „low side” care vor compune sinusoida pe acea fază): ieșirea și complementarul acesteia, cu un interval de timp. Acest interval de timp este programabil.

„Dead Time-ul” poate fi utilizat numai cu modul „Full Compare”. Comparația completă are două ieșiri pe canal, o fază "adevărată" și o fază "falsă".

Configurarea „dead time-ului” se face în registrul PWMCONx (PWM CONTROL REGISTER). Prin configurarea biților din acest registru se setează timpul de „dead time” între comutațiile de „high-side” și „low-side”.

Aceste ieșiri permit dispozitivului să conducă direct partea de „high side” și de „low side” ale punți B6. Pentru a se potrivi orice combinații de tipuri de tranzistori în puntea B6, starea ieșirilor în sloturile ACTIVĂ și INACTIVĂ sunt programabile. Prin urmare, ieșirile de fază reală și falsă sunt complementare din punct de vedere electric. Mai mult, nu este adevărat că atunci când o ieșire este ACTIVĂ, cealaltă este INACTIVĂ.

Punctul cheie care trebuie amintit este:

Ambele ieșiri ("adevărate" și "false") folosesc aceeași secvență de comutație pentru ACTIVĂ vs. clase de timp INACTIVĂ. Se va determina starea electrică a pinilor de ieșire de valoarea programată în registrul ACTION corespunzător (ACTR) pentru starea ACTIVĂ. Singura caracteristică distinctivă dintre ieșirile adevărate și cele false este generarea „dead time-ului” care este realizată de numerotarea unui număr programabil de cicluri dintre marginile de generare a ieșirilor adevărate și false din cauza unui eveniment de declanșare (eveniment de comparare). Întârzierea generată începe când apare evenimentul de comparație.

Regulile pentru generarea „dead time-ului” sunt:

Când se întâmplă ca un eveniment de comparare să intre în slotul ACTIV al ciclului de PWM, ieșirea FALSĂ se modifică imediat de la starea INACTIVĂ la ACTIVĂ. Ieșirea ADEVĂRATĂ așteaptă „dead time-ul” până trece de la starea INACTIVĂ la ACTIVĂ.

Când apare o comparație sau o perioadă pentru a intra în intervalul de timp INACTIV al ciclului de PWM, ieșirea din partea ADEVĂRATĂ se schimbă imediat de la starea ACTIVĂ la INACTIVĂ , în timp ce ieșirea din partea FALSĂ se modifică după „dead time”.

Dacă definiția este resetată la INACTIV la un eveniment sub-flux (numai simetric), ambele ieșiri se îndreaptă imediat către starea INACTIVĂ, „dead time-ul” nu este generat.

Generatorul de „dead time” asociat timer-ului 1 poate fi folosit:

Pentru a genera trei PWM-uri simetrice plus trei PWM-uri complementare cu „dead time” pe ieșirea „Full Compare”, „dead time-ul” este activ pe fază a doua și a treia, dar este dezactivat pe prima fază:

Fig. 3.10 Secvențe de dead time 1 [12]

Pentru a genera trei PWM-uri simetrice plus trei PWM-uri complementare „dead time-ul” va fi comparat pe ieșirea „Full Compare”:

În figura 3.11 toate valorile „dead time-ului” sunt aceleași pentru toate PWM-urile.

Fig. 3.11 Secvențe de dead time 2 [12]

Fig. 3.12 Secvențe de dead time 3 [12]

Am ales să utilizăm secvența de la figura 3.12. Scopul principal al „dead time-ului” este de a evita un scurtcircuit de la partea superioară a magistralei DC la masă, prin cele două tranzistoare care controlează o singură fază. Acest lucru se poate întâmpla deoarece comutarea și oprirea tranzistorilor la fel ca orice altceva nu este instantanee și pot apărea unele suprapuneri. „Dead time-ul” garantatează că cei doi tranzistori vor avea destul timp să se închidă, deci nu vor fi suprapuneri.

A se vedea figura 5.11 din capitolul 5.

3.2.3.4 Controlul analogic al turației

Am utilizat intrarea analogică, care are caracteristici setate în regiștrii ADCON1 și ADCON2. În registrul ADCON1 se selectează porturile folosite ca intrări analogice sau digitale. Noi am ales pinul 23 (PGEC1/AN4/C1IN1+/RPI34/RB2) datorită compatibilității cu proiectarea cablajului. Acest pin (AN4) este folosit ca intrare analogică pentru controlul turației cu ajutorul unui potențiometru. Această etapă este necesară testării fiecărei pompe, deoarece pot să apară variații constructive și această abordare ne dă punctul de eficiență maximă a motorului.

Odată aflată frecvența la care motorul are eficiența maximă, valoarea citită de pe potențiomentru va fi scrisă în softul de control și va deveni o constantă.

În registrul ADCON1 putem seta modul de operare, pe 10 sau 12 biți (în cazul nostru e suficient 10 biți), formatul datelor de ieșire fiind de tip întreg. În acest registru se fac setările pentru „sampling”, acesta se poate face automat sau declanșat de anumite evenimente în funcție de biții selectați.

În registrul ADCON2 putem seta tensiunile de referință pentru convertoare, la care am ales Vref+ să fie tensiunea de alimentare a µC de +3,3V și Vref- să fie GND-ul µC. Putem selecta funcționarea celor patru convertoare interne, dar folosim setările biților pentru un convertor. Se pot seta și condițiile de umplere a memoriei prin Direct Memory Acess.

În registrul AD1CON3 putem seta tactul sursei de conversie a ADC-ului.

În registrul AD1CON4 putem seta numărul de locație de memorie folosit la Direct Memory Acess.

3.2.3.5 Setarea interfeței seriale pentru comunicația GSM

Registrul de control UARTx face referire la cele două interfețe seriale UART1 și UART2, cea utilizată fiind doar interfața seriala UART1.

Acest registru este folosit pentru comunicația cu un calculator. Mai poate fi folosit și la comunicație prin infraroșu. În acest registru se face și setarea de LOOP-BACK mode care este folosit la depanare și întoarce ultimul Byte înapoi pe Rx pentru a verifica integritatea transmisiei. Se va seta viteza de transmisie („baud rate”- viteza de comunicație) pe modul de viteză standard (BAUD 9600). Pentru o comunicație securizată se pot folosi biții de paritate care se setează tot în acest registru. În registrul de control și status vom seta doar bitul pentru modul de întrerupere pe recepție.

3.2.4 Interfațarea soft cu modulul GSM

Microcontrolerul generează secvența de comunicație transmițând buffer-ul cu AT+comanda în rutină de întrerupere pe recepția serială și se creează un „buffer” care va fi încheiat de CR+NL („carriage return”, „new line”) care confirmă un „buffer” corect primit.

În programul principal se testează un flag generat în rutina de întrerupere care denotă faptul că „buffer-ul” este complet și poate fi interpretat în bucla program.

În bucla program, mesajul primit de la modulul GSM se filtrează astfel încât să se decaleze comenzile.

3.2.4.1 Alegerea și implemenarea modulului GSM

Am ales modul M590E, deoarece este cel mai ieftin modul de pe piață neavând nevoie de partea de voce. Dimensiunile acestui modul sunt mici. Este ușor de implementat într-un sistem. Comunicația cu portul usb de la calculator este realizată de un adaptor RS232 la usb. Alimentarea plăcutei este de +3,3V cu un curent în impulsuri de aproximativ 2A (deci sursa de alimentare trebuie să fie stabilă).

Integrarea pe microcontroler se va face pe interfața serială legând Rx (recepționarea) și Tx (transmiterea) a modulului GSM la Tx și Rx al microcontroler-ului dsPIC33.

Alimentarea se va realiza cu ajutorul unui acumulator Li-Ion de 4,2V.

Datele pentru modulul GSM se vor găsi în Anexa 4.

3.2.4.2 Configurarea și testarea modulului GSM

Configurări primire SMS:

AT+CPIN=”0000” – această comandă autentifică prin intermediul parolei cartelă cu modulul. Dacă parola este greșită, modulul nu va recunoaște cartela. Putem să interogăm modulul folosind comanda AT+CPIN?, iar aceasta va răspunde cu OK dacă parola este corectă și ERROR dacă parola este greșită.

AT+CREG=2 – această comandă este pentru înregistrarea rețelei. Putem verifica statusul rețelei AT+CREG?, iar răspunsul trebuie să fie +CREG: 2,1, apoi OK.

AT+CSMS=1 – această comandă selectează serviciile SMS dintr-o multitudine de servicii disponibile pe acest modul (apelare, internet prin GPRS etc.). Odată selectat serviciul SMS se poate aplica comanda AT+CSMS?, iar răspunsul trebuie să fie CSMS: 1,1,1,1 apoi OK.

AT+CPMS=”SM”, ”SM”, ”BM” – această comandă selectează memoria de stocare pentru partea de SMS.

AT+CMGF=1 – această comandă selectează modul de primire SMS

AT+CSCS=”GSM” – această comandă setează ca și afișare de caractere alfabetice (există setări pentru a primi SMS în HEX, IRA, UCS2 care sunt diferite seturi de caractere)

AT+CMGR=0 – această comandă este pentru a citi ultimul mesaj primit.

AT+CMGD=7,4 – această comandă șterge mesajele stocate (șapte fiind numărul mesajelor stocate pe cartel[, iar patru este comanda de ștergere a tuturor mesajelor).

Configurări trimitere SMS:

AT+CREG=2 – această comandă este pentru înregistrarea rețelei

AT+CMGF=1 – această comandă selectează modul de primire SMS

AT+CSCS=”GSM” – această comandă setează ca și afișare de caractere alfabetice

AT+CMGS=”+4 numărul de telefon”. După ce s-a introdus această comandă se va scrie mesajul care trebuie trimis, apoi se apasă CTRL+Z pentru terminarea mesajului și inițializarea trimiterii.

Testarea modulului GSM a fost făcut cu o sursă de alimentare de +3,3V, un cablu serial usb RS232, o cartelă de telefon, programul Realterm de pe PC(în terminalul acestuia putem observa comanda trimisă, dar și răspunsul trimis de modul) și analizorul logic (pentru a vizualiza integritatea șirului de caractere trimis și recepționat).

Am întâmpinat dificultăți la partea de comandă, și anume la partea de adresare, iar răspunsul în anumite situații era eronat. Cu ajutorul analizorului logic am reușit să depanăm problemele care au apărut din cauza condensatorului de filtraj de pe alimentarea acestuia, care avea o valoare insuficientă a capacității. Când modulul începea să transmită sau să primească date (SMS) apărea un impuls pe partea de alimentare care forța controlerul să primească un restart. Deci trebuiau reluați toți pașii de configurare până în acel moment. Tot cu analizorul logic am verificat transimterea octeților pe serială analizând comunicația în ambele sensuri bit cu bit.

În figurile 3.14, 3.15 se va oberva grafic comanda și răspunsul primit dintre caluculator și modul prin transmisia serială.

În figură 3.13 se observă funcționarea modulului (comandă și răspuns).

Fig. 3.13 Interfața RealTerm

Fig. 3.14 Verificarea comanezii trimise cu ajutorul analizorului logic

Fig. 3.15 Răspunsul modulului verificat cu analizorul logic

CAPITOLUL 4. REALIZAREA SISTEMULUI DE MONITORIZARE ȘI CONTROL

Realizarea plăcii invertorului a început cu proiectarea PCB-ului după schema electronică. Acesta a fost realizată în Eagle CAD. Versiunea unu de placă a fost proiectată fără sursele în comutație Buck, respectiv Flyback, scopul acesteia fiind de a testa partea de generare a sinusoidelor și comportarea driverelor IR2101PBF cu tranzistorii aleși, și anume IRF1010.

Alimentarea de 12V necesară bootstrap-ului era asigurată de o sursă de laborator.

Primele teste au fost promițătoare, deoarece componentele rămâneau la o temperatură scăzută în sarcină, iar pompa se comporta în parametrii.

Fig. 4.1 Prototip V1

A urmat proiectarea PCB pentru sursa Buck pentru a putea fii alimentat de la un panou solar, aceasta fiind integrată ulterior în PCB V1. Fiind satisfăcuți cu progresul proiectului și partea de concept testată, am trecut la versiunea numărul doi care însemnă reproiectarea PCB a invertorului. Această variantă va beneficia de tranzistori de tip MOSFET IRFP260MPBF de putere, de o poziționare a componentelor mai atentă și grupată, pentru o depanare mai ușoară. Partea de alimentare, ca și la versiunea unu, va fi asigurată de o sursă de laborator.

Fig. 4.2 Prototip driver V2

A urmat proiectarea PCB pentru sursa Flyback pentru a putea fi alimentată de la 2-4 panouri solare înseriate.

Fig. 4.3 Sursele prototip Buck și Flyback

Versiunea trei va primi numeroase modificări pentru partea de decuplare și filtrare, precum și integrarea sursei Flyback. Sursa Buck nu va fii integrata pe PCB, ci va fi implementată ca „break out board” (placa externă). Această abordare ne permite să folosim aceeași placă „high-voltage” și pentru versiunea „low-voltage” menținând costurile de producție la minimum cu o placă adițională, partea de „high-voltage” a sursei flyback nefiind populată.

Fig. 4.4 Circuit imprimat top

Fig. 4.5 Circuit imprimat bottom

În figură 4.6 este reprezentată varianta finală a proiectului cu slikscreen (orientarea și numerotarea componentelor pe placă), soldermask (strat protector) și găuri metalizate care ne permit o proiectare mai ușoară și o aranjare a componentelor mai grupată.

Fig. 4.6 Placă „high-voltage”- invertor V3

CAPITOLUL 5. TESTAREA SISTEMULUI. REZULTATE

Ultima versiune de invertor este în figura 5.1, care va fi prevăzută cu un radiator din aluminiu extrudat și polișat, pentru un contact cât mai bun între suprafețe. Tranzistorii vor fi izolați electric de radiator.

Am testat diferite izolatoare, și anume de mylar și mică, alegând un izolator de mică pentru transferul de căldură ridicat și un cost redus.

Fig. 5.1 Proiectul realizat practic

Partea de testare începe cu pompa amorsată de la un mini rezervor cu apă. Pe ieșirea pompei a fost montat un furtun de 2.5 cm diametru cu o lungime de 5 metri. A fost monitorizat curentul la o înălțime de 1 metru, urmând a fi mărită înălțimea din metru în metru până la înălțimea maximă de 5 m.

Tab. 5.1 Măsurători curenți în funcție de înălțime.

Fig. 5.2 Semnal PWM după care se va face încărcarea condensatorului

În figura 5.2 PWM-ul reprezentat cu verde între cursoarele pe orizontală este semnalul PWM care va încărca condensatorul de Bootstrap.

Fig. 5.3 Tensiunea de Bootstrap

Între cursoarele de pe orizontală (figura 5.3) se poate observa diferența de tensiune de pe condensatorul de bootstrap față de tensiunea de alimentare, și anume 12V, deoarece sonda osciloscopului este setată pe X10.

Fig. 5.4 Reprezentare pornire cicluri PWM(Trigger faza unu)

În figura 5.4 am folosit intrarea de trigger pe fază unu pentru a identifica decalajul de fază generat soft între starturile PWM-urilor (semnalul de culoare galbenă reprezintă faza doi și cel verde faza trei).

Fig. 5.5 Reprezentare pornire cicluri PWM(Trigger faza doi)

După acest experiment am ajuns la concluzia că această pompă centrifugală este proiectată pentru debit și nu pentru presiune, ea absorbind cel mai mic curent la o frecvență de 40Hz. Variația frecvenței din potențiometru duce la o creștere substanțială a curentului absorbit din panou. Pompa a fost testată cu diferite stadii de iluminare solară pentru a stabili comportamentul invertor-pompă cu nivel de energie scăzută. Pompa funcționează cu sarcină, până la o tensiune de 14V, având turația redusă și un curent mai mare. Sub tensiunea de 14V, pompa se va opri, iar driver-ul va decupla alimentarea. Această opțune nu va fi implementată pe acest proiect, dar este în lucru.

Fig. 5.6 Forma tensiunii de alimentare fără condensatorii de filtraj

Am întâlnit probleme cu încălzirea tranzistorilor de putere, deoarece în primă fază nu aveam implementată partea de „dead time”, aceasta rezolvând o parte din problema cu încălzirea tranzistoarelor.

A doua parte fiind datorată vârfurilor de tensiune de la partea de comutație care erau semnificative, ulterior fiind adăugat un condensator electrolitic pe partea de alimentare de 12000µF-50V care nu a rezolvat problema într-un mod satisfăcător, urmând a fi făcute teste pentru rezolvarea acesteia cu ajutorul unui condensator nepolarizat de

1µF la 800V și un condensator electrolitic de 500µF-50V, în paralel cu cel de 1µF.

Fig. 5.7 Riplul pe alimentare filtrat cu un condensator electrolitic

În figura 5.7 se poate observa filtrarea pe alimentare cu un singur condenstor electrolitic 12000µF-50V.

Fig. 5.8 Riplul pe alimentare filtrat cu un condensator nepolarizat
și cu un condensator electrolitic în paralel

Prin această abordare am reușit să reducem vârfurile de tensiune de pe alimentare de la o valoare de 45V la 7V peak-to-peak.

Am întâmpinat probleme cu integratele IR2101, observând că acestea se defectau parțial sau integral după un anumit număr de porniri-opriri. Această problemă a fost datorată grilelor tranzistorilor care nu erau trase ferm la GND, la pornire acestea fiind flotante. Această parte a fost remediată cu ajutorul unui rezistor de 1kΩ în grila fiecărui tranzistor și o diodă ultrarapidă anti-paralel pe rezistor.

Am întâlnit probleme cu decuplarea vârfurilor de tensiune care ajutau la defectarea integratelor. Această problemă a fost remediată parțial cu ajutorul unui condensator ceramic de 100nF poziționat pe alimentare cât mai aproape de tranzistori .

Ulterior am ajuns la concluzia că „dead time-ul” folosit era invers. Deci pornirea noastră era inadecvată, deoarece IR2101 nu avea timp să încarce condensatorul de tantal de pe partea de bootstrap.

Driverul pornea cu partea de „high side” parțial deschisă ducând la niște perturbații majore care distrugeau integratul. Rezolvarea problemei a fost un delay de 100ms la pornire, realizat în soft pentru ca acel condensator de tantal să reușească să se încarce și să poată polariza tranzistorul corect.

Fig. 5.9 Diferența dintre riplurile de pe condensatoarele de bootstrap între două faze

Oscilograma de mai sus a fost făcută cu ajutorul părții matematice a osciloscopului Ch1-Ch2, diferența fiind nesemnificativă.

Fig. 5.10 Diferența dintre riplurile de pe condensatoarele de bootstrap între două faze x în funcție de y

În figura 5.10 este reprezentarea pentru canalul unu (axa x pe orizontală) și pentru canalul doi (axa y pe verticală), iar linia albă din partea de jos stânga reprezintă Trigger-ul.

Fig. 5.11 Secvența de pornire pentru tranzistorii unei părți din puntea B6

Semnalul marcat cu galben este pentru tranzistorii de pe partea de „low side” a invertorului. Are rol de a asigura încărcarea condensatorului de bootstrap, urmând a se inițializa secvența de pornire completă unde se activează și tranzistorul de „high side” marcat de culoarea verde . Această secvență se execută doar la pornirea motorului.

Fig. 5.11 Reprezentare „dead time”

În figura 5.11 reprezintă măsurătoarea „dead time-ului”. Semnalul de culoare galbenă este comanda pe partea de „high side”, și anume comanda din grila tranzistorului de tip MOSFET de la VCC și cel de culoare verde este comanda din grila tranzistorului de tip MOSFET de la GND.

Fără acest „dead time” cele două fronturi sunt în fază și acest lucru poate duce la încălzirea tranzistorilor sau chiar la defectarea acestora. Datorită inerției acestora nu vor putea să se închidă, respectiv, să se deschidă la timp și apare scurtcircuit pe alimentare. „Dead time-ul” rezolvă această problemă decalând puțin fronturile prin această pauză, în cazul meu de 8.40µs, afișată pe oscilogramă prin cele două cursoare verticale de măsurare.

5.1 Analiza economică

Tabel 5.2 Lista componentelor cu prețurile aferente.

La acest tabel se mai adăugă:

prețul modulului GSM- 30 RON

un acumulator Li-Ion 18650 de 4.2V 2500mAh- 20 RON

cablajul imprimat cu silkscreen, soldermask și găuri metalizate- 50 RON

Prețul total pentru un invertor este de: 260 de lei.

CONCLUZII

Am studiat microcontrolerul dsPIC33, driverul IR2101 pentru tranzistoarele de tip MOSFET, funcționarea motoarelor asincrone și modul GSM M590E cu transmisie serială. Am trecut prin versiuni de plăci (cu și fără sursele în comutație aferente panourilor solare) care m-au ajutat să ajung la cea mai bună variantă din punct de vedere al puterii absorbite și al costurilor. Am testat modulul GSM pentru a verifica stabilitatea la perturbații și recepția semnalului în zone izolate. Am testat pomparea apei până la un nivel de 6 metri. Am adăugat comenzile de modificare a direcției de rotație pentru motor și varierea vitezei. Am testat transimisia serială utilizând analizorul logic. Am verificat pompa în sarcină un timp îndelungat pentru a verifica încălzirea pompei sau a plăcii.

Pe parcursul realizării lucrării am avut următoarele probleme:

scrierea și implementarea softului- partea de implementare regiștrii, generare PWM, timer, comunicație serială, achiziții de date ADC;

implementarea comenzii AT pe modulul GSM;

testarea fiecărui modul electronic înainte de implementarea pe varianta finală;

proiectarea modulului electronic la o dimensiune redusă, poziționarea componentelor și traseelor;

depistarea și remedierea problemelor care au apărut din partea de comutație, atât pe partea de filtrare, cât și pe partea de decuplare.

Pe viitor mi-am propus următoarele direcții de dezvoltare:

protecție la supracurenți;

verificarea altor tipuri de pompe;

implementarea unei multitudini de senzori pentru o mai bună monitorizare a diferiților parametrii pentru partea de irigare;

implementarea invertorului pentru diferite aplicații, precum aerisirea apei pentru crescătoriile de pești și utilizarea aerului condiționat pentru spații reduse;

răcirea activă a modulului electronic și a panourilor cu ajutoul apei pompate printr-o rețea de conducte;

orientarea panourilor fotovoltaice după soare, prevăzută cu sistem activ de orientare;

implementarea modulului BLDC cu/fără senzori Hall, pe acest invertor cu softul aferent fiecărei versiuni;

comunicație bidirecțională între modulul GSM și utilizator;

monitorizarea curenților și oprirea motorului în cazul unei defecțiuni tehnice;

ANEXA 1. Specificații tranzistori IRFP260MPBF

ParametriI tranzistor de tip MOSFET cu canal indus N:

Tensiunea grilă-sursă = +20V;

Curentul de drenă = 50A;

Tensiunea drenă-sursă = 200V;

Rezistența de drenă-sursă RDS,ON = 0.04Ω

Puterea disipată = 300W. [13 link]

ANEXA 2. Specificații drivere DE MOSFET IRF2101PBF

Parametrii pentru IRF2101PBF:

Gama tensiunii de alimentare : -0,3V-25V;

Gama tensiunii de ieșire: 10V-20V;

Gama de temperatură: -40°C la 125°C;

Temperatura carcasei : -55°C-150°C;

Curentul de ieșire pulsatoriu de scurtcircuit pe partea de high side : 210mA;

Curentul de ieșire pulsatoriu de scurtcircuit pe partea de low side : 360mA; [14]

ANEXA 3. Specificațiile µC

Condiții de operare:

3,0V la 3,6V, -40°C la +85°C, DC la 70MIPS.

3,0V la 3,6V, -40°C la +125°C, DC la 60MIPS.

Core: 16 Biți dsPIC33E CPU.

PWM de mare viteză:

până la trei perechi de semnale PWM;

timp mort pentru frontul crescător și descrescător;

configurare trigger pentru conversii ADC;

rezoluție PWM de 7,14 ns;

PWM realizat pentru:

DC/DC, AC/DC, invertoare, PFC, iluminat;

BLDC, PMSM, ACIM;

intrări de avarie programabile.

Caracteristici analogice:

modul ADC: configurabil pe 10 biți, cu 4 canale S&H sau 12 biți;

surse independente de trigger pentru ADC;

trei amplificatoare operaționale/comparatoare cu conexiune directă la modulul ADC.

Timere:

5 timere pe 16 biți și până la două timere/numărătoare pe 32 de biți.

Interfețe de comunicație:

două module UART (17,5 Mbps);

două module SPI pe 4 fire (15 Mbps);

modul ECAN (1 Mbaud), CAN 2.0B;

două module I2C (până la 1Mbaud) cu suport SMBus;

PPS pentru a permite funcția de remapare.

Acces direct la memoria DMA:

4 canale DMA cu prioritate arbitrară selectată de utilizator.

UART, SPI, ADC, ECAN, IC, OC și Timere. [15]

ANEXA 4. Specificații modul M590E-NEOWAY

Parametrii modulului M590E:

tensiune de alimentare: 3,3V-4,5V;

curent instantaneu maxim: 2A;

curent nominal: 210mA;

curent consumat in modul Sleep: 2.5mA;

gamă temperaturi de lucru: -40°C la +85°C;

benzile de frecvență utilizate: GSM850/1900 sau Quad-band;

senzitivitate: -107dB/m; [16]

BIBLIOGRAFIE

[1] http://www.ti.com/lit/an/slva057/slva057.pdf vizitat la data de 11.11.2017, ora: 19:00

[2] http://www.onsemi.com/pub/Collateral/AND9135-D.PDF vizitat la data de 11.11.2017, ora 21:00

[3] http://www.ti.com/lit/an/slvae05/slvae05.pdf vizitat la data de 13.11.2017, ora 14:33

[4] https://training.ti.com/understanding-basics-flyback-converter vizitat la data de 20.11.2017, ora 16:25

[5] https://www.st.com/content/ccc/resource/technical/document/application_note/09/94/ed/b6/59/57/43/9b/CD00004190.pdf/files/CD00004190.pdf/jcr:content/translations/en.CD00004190.pdf vizitat la data de 21.11.2017, ora 15:35

[6] https://www.4pcb.com/trace-width-calculator.html vizitat la data de 10.01.2018, ora 11:39

[7] https://en.wikipedia.org/wiki/Pulse-width_modulation vizitat la data de 02.02.2018, ora 14:05

[8] https://www.electro-tech-online.com/threads/sine-wave-from-pwm-h-bridge.142930/ vizitat la data de 02.02.2018, ora 15:54

[9] https://www.tme.eu/en/Document/acaeb4d0b1b77a9f6bf4738b08df3d11/33epXXXgp50X.pdf vizitat la data de 04.02.2018, ora 16:34

[10] http://ww1.microchip.com/downloads/en/devicedoc/70165a.pdf vizitat la data de 04.02.2018, ora 18:40

[11] https://www.tme.eu/en/Document/4dc108972c3f0261d297f288502a6ecf/ir2101.pdf

[12] http://www.old.imnipe.pwr.wroc.pl/lab_lap/pliki/pdf/spra371.pdf vizitat la data de 04.02.2018, ora 18:15

[13] http://www.cypress.com/file/226166/download vizitat la data de 14.02.2018, ora 20:00

[11] http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf1010e.pdf vizitat la data de 27.02.2018, ora 10:25

[12] https://www.tme.eu/en/details/irfp260mpbf/tht-n-channel-transistors/infineon-irf/ vizitat la data de 03.03.2018, ora 13:38

[13] http://cyntech.co.uk/downloads/neoway-m590-hardware-design-manual-v1.pdf vizitat la data de 10.03.2018, ora 20:25

[14] http://cyntech.co.uk/downloads/neoway-m590-at-command-sets-v3.pdf vizitat la data de 20.03.2018, ora 08:30