Sistem Radio DE Transmisiuni Numerice

CAPITOLUL I

INTRODUCERE

SISTEME DE COMUNICAȚII RADIO (FĂRĂ FIR)

1. Undele radio

1.1 Aspecte generale

1.2 Atribuirea frecvențelor (benzilor) canalelor de RC

1.3 Parametrii caracteristici sistemelor de R.C.

2. Echipamente de Radio Emisie

2.1 Rolul echipamentelor de Radio Emisie

2.2 Aspecte specifice Radio Emițătoarelor; caracteristici

2.3 Clasificarea Echipamentelor de Radio Emisie

CAPITOLUL 2

CONSIDERAȚII TEORETICE

2.1. CONSIDERAȚII TEORETICE ALE PSK

2.1.1. Structura unui sistem de comunicații digitale

2.1.2. Scurtă prezentare a dezvoltării sistemelor de comunicații

2.1.3. Scheme de transmisiuni digitale PSK

2.1.3.1. BSPK

Configurația de bază a schemei de transmisiunii BPSK

2.2. CONSIDERAȚII TEORETICE ALE MODULAȚIEI ÎN FRECVENȚĂ

2.2.1. Lanțul de radiodifuziune

2.2.2. Caracteristicile semnalului transmis prin lanțul de radiodifuziune

2.2.3 Modulația

2.2.3.1 Modulația în amplitudine

Generalități

2.2.3.2 Modulația de frecvență

2.2.3.2.1 Generalități

2.2.3.2.2 Obținerea semnalelor modulate în frecvență cu diode varicap

2.2.4 Demodulația

2.2.4.1 Demodulația de amplitudine.

Generalități.

Demodulația de frecvență

2.2.4.2.1 Generalități

2.2.4.2.2 Procedee de demodulare de frecvență

2.2.5. Caracteristica de frecvență.

2.2.6. Distorsiuni ale receptoarelor.

2.2.6.1. Distorsiuni armonice

2.2.6.2. Distorsiuni rezultate din alte canale.

2.2.7 Perturbații ale radioreceptoarelor

2.2.8 Factorul de zgomot datorat perturbațiilor de fluctuații

2.2.9. Indicii calitativi ai radioreceptoarelor

A. Sensibilitatea

B. Sensibilitatea limitată de zgomot (SLZ)

C. Selectivitatea

D. Fidelitatea

D. Siguranța în funcționare

2.2.10. Alegerea soluției

CAPITOLUL 3

PREZENTARE SOFT

3.1. Scurtă prezentare a programului PSK31

3.2. Modelul QPSK

3.3. Codarea informației

CAPITOLUL 4

PROIECTAREA EMIȚĂTOARELOR

CAPITOLUL 5

PROIECTAREA RECEPTOARELOR

CAPITOLUL 6

CALCUL DE FIABILITATE

6.1. Concepte de fiabilitate a sistemelor

6.2. Fiabilitatea cablajelor imprimate echipate cu componente electronice

6.3. Determinarea indicatorilor de fiabilitate

=== CAPITOLUL 2 Structura unui sistem ===

CAPITOLUL 2

CONSIDERAȚII TEORETICE

2.1. CONSIDERAȚII TEORETICE ALE PSK

2.1.1. Structura unui sistem de comunicații digitale

Figura 2.1 ilustrează diagrama funcțională și elementele de bază ale unui sistem de comunicații digital. Sursa de ieșire poate fi, fie un semnal analogic, cum ar fi semnal audio, sau semnal digital, spre exemplu un telex, acesta este discret în timp si are un număr finit de caractere la ieșire. În sistemul de comunicații digital, mesajele transmise de sursa sunt convertite într-o secvență binară. Ideal este să transformăm mesajul transmis într-un mesaj binar cât mai scurt posibil. Cu alte cuvinte se caută realizarea unei surse de ieșire cât mai eficientă, cu un rezultat cât mai scurt sau fără redundanță. Procesul eficient de conversie a semnalului de ieșire, fie el analogic sau digital, într-o secvență binară, se numește codarea sursei sau compresie de date.

Figura 2.1: Elementele unui sistem de comunicații digital

Secvența binară transmisă de sursa de codare, pe care o mai numim si secvență de informație trece în canalul de codare. Rolul canalului de codare este să introducă, într-o manieră controlată, o anumită redundanță în secvența de informație binară care poate fi folosită la recepție pentru a opri la recepție efectul zgomotelor și interferențelor, întâlnite în transmisia semnalului prin canal. Astfel, adăugarea redundanței servește la creșterea capacității la recepționarea datelor, și sporește fidelitatea semnalului recepționat. Ca efect, redundanța în succesiunea de informații, ajută receptorul în decodarea secvenței de informație dorită. Spre exemplu, o formă neconvențională de decodare a informației binare, este doar să repeți fiecare caracter binar de m ori, unde m este un număr pozitiv întreg. O codare complexă presupune alocarea la un moment a unui număr k de biți de informație, și maparea fiecărei secvențe de k biți, într-o secvență unică de n biți, numită cuvânt de cod. Importanța redundanței introdusă de codare este măsurată de rata de codare: n/k. Inversul ratei de codare: k/n se numește rată a codului, sau rata codului.

Secvența binară la ieșirea din canalul de codare trece în modulatorul digital care servește ca interfață spre canalul de comunicații. Atât timp cât toate canalelor de comunicații întâlnite în practică sunt capabile să transmită semnale electrice (waveform), rolul principal al modulatorului digital este să comprime fluxul de informație binară într-o formă de undă. Pentru a elabora pe acest lucru, vom presupune că fluxul de informații va transmite un bit o dată la o rată uniformă de R bit/sec. Modulatorul digital poate transforma biții binari de 0 într-o formă de undă s0(t) și biții binari de 1 într-o formă de undă s1(t). Astfel fiecare bit din canalul de codare este transmis separat. Numim aceasta modulație binară. Alternativ, modulatorul poate transmite b biți de informație în același timp, folosind M=2b forme de undă distincte si(t), i=0, 1, 2,…..M-1, câte o formă de undă pentru fiecare dintre cele 2b posibilități, b-secvență de biți. Se numește modulație M, (M>2). Astfel o nouă secvență de b-biți intră în modulator la fiecare b/R secunde. Deci, când rata canalului este fixată la R biți, timpul disponibil de a transmite una din cele M forme de undă corespunzătoare unei secvențe de b-biți, este b, perioada de timp a unui sistem care folosește modulația binară.

Canalul de comunicație este mediul fizic care este folosit pentru a transmite semnalul de la emițător la receptor. În comunicațiile fără fir, canalul este atmosfera. Pe de altă parte canalele de telefonie folosesc o varietate de căi fizice, incluzând rețele de cablu, fibre optice și unde radio. Astfel mediul folosit pentru transmisia informației, are caracteristică principală transmiterea informației într-o formă influențată, de o serie de factori, cum ar fi zgomotul termic generat de componentele electronice, zgomot atmosferic, descărcările electrice, etc.

În partea de recepție a sistemului de comunicații, demodulatorul digital procesează formele de undă distorsionate de canal, și transformă formele de undă într-o secvențe de numere care reprezintă o estimare a datelor transmise. Această secvență de numere trece la decodorul de canal care încearcă să reconstituie forma originală a frecvenței transmise, cunoscând codul folosit de canalul de codare și redundanța conținută în datele recepționate.

O modalitate de măsurare a performanțelor demodulatorului și decodorului, este frecvența de apariție a erorilor, în secvența decodificată. Mai precis, media probabilităților de apariție a erorilor la ieșirea din decodificator, este o modalitate de măsurare a performanțelor perechii demodulator-decodificator. În general probabilitatea de apariție a erorilor este o funcție a codului caracteristic, de tipul formelor de undă folosite pentru transmisia informației prin canal, de puterea emițătorului, de caracteristicile canalului, de natura interferențelor, si de metodele de demodulare și decodificare.

În final, când la ieșire se dorește o ieșire analogică, sursa de decodificare acceptă semnalul de ieșire de la decodificatorul de canal, și prin cunoașterea metodei de sursei de decodificare folosite, se așteaptă semnalul original de la sursă. Datorită distorsiunilor introduse de canal, și a posibilelor distorsiuni introduse de sursa de codificare, și posibil de sursa de decodificare, semnalul la ieșirea sursei de decodificare este aproximativ cel de la intrare. Diferența dintre semnalul de intrare si cel de ieșire este o formă a distorsiunilor introduse de sistemul de comunicații digital.

2.1.2. Scurtă prezentare a dezvoltării sistemelor de comunicații

Este de remarcat faptul că încă de la începuturile comunicației electrice, a apărut un sistem de comunicații digitale, numită telegrafie. Telegraful electric a fost inventat de Samuel Morse în 1837. Tot el a prezentat codul binar de lungime variabilă, în care literele din alfabetul englez sunt reprezentate sub formă de puncte și linii. În acest cod, cele mei frecvente litere sunt reprezentate printr-un cod mai scurt, iar cele mai puțin frecvente de un cod mai lung. Astfel Codul lui Morse poate fi considerat un precursor al codurilor de lungime variabilă.

Mai târziu, în 1875, Emile Baudot realizează un cod pentru telegrafie, în care fiecare caracter este codat într-un cod binar de lungime fixă, de 5 caractere.

De asemenea Morse este responsabil pentru apariția primului sistem electric de comunicație digitală (telegrafia), începutul a ceea ce noi privim acum ca comunicații digitale moderne, prin munca lui Nyquest(1924), care a urmărit problema determinării ratei maxime de semnal care poate fi folosită într-un canal telegrafic, într-o bandă dată, fără interferențe. Astfel a realizat un model de sistem telegrafic, în care transmisia semnalului are forma:

(2.1)

unde g(t) reprezintă o formă de puls și {an} este secvența de date binară la {±1} transmisă la o rată de 1/T bit/s. Nyquest a stabilit forma de puls optimă care a fost limitată la w Hz și a maximizat rata de biți sub constrângerea că pulsul nu determină interferențe intersimbol la o perioadă k/T, k=0, ±1, ±2,…. Studiile sale îl fac să concluzioneze că rata maximă a pulsului se obține la 2w pulse/s. Această rată este numită rata lui Nyquest. Mai mult rata pulsului poate fi determinată din formula pulsului: g(t)=(sin2πwt)/ 2πwt. Această formă de puls permite recuperarea datelor fără intervenția intersimbolului în preluarea instantanee a datelor. Rezultatul lui Nyquest este similar cu o formă a formulei de limitare a semnalului dată de Shannon(1948). Teorema de preluare a datelor exprimă faptul că banda semnalului w poate fi refăcută din proba lui Nyquest la rata de 2w probă/s folosind formula interpolării:

(2.2)

Hartley(1928) prezintă faptul că cantitatea de informații care poate fi transmisă peste banda limită a canalului utilizând nivele multiple ale amplitudinii. Deși prezența zgomotului și al altor interferențe, postulatul lui Hartley prezintă faptul că receptorul poate estima amplitudinea semnalului recepționat cu o precizie, Ab. Acest postulat arată faptul că poate fi transmis un flux de informații peste rata maximă, prin limitarea amplitudinii maxime, Amax și rezoluția amplitudinii Ab.

Rezultatele privind rata maximă de transmisie a informației obținute de Hartley și Nyquest, sunt considerate precursoarele muncii lui Shanon(1948) care realizează un model matematic al transmisiei de informații provenit din sistemul de comunicații digital. Folosind modele de probabilitate pentru informația sursei și canalele de comunicații, Shanon a adoptat o formă logaritmică de măsurare a conținutului informațional. Tot el a demonstrat că limitarea puterii de transmisie, a benzii și a zgomotului de fond pot fi asociate canalului, și introduse într-un singur parametru, numit capacitatea canalului.

C=Wlog2(1+P/WN0) bits/s (2.3)

Unde P este media puterii transmise iar N0 este spectrul densității de putere al zgomotului de fond. Semnificația capacității canalului este următoarea: dacă rata informației R este mai mică decât C (R<C), atunci teoretic este posibilă transmisia prin canal prin codificarea corespunzătoare. Pe de altă parte, dacă (R>C) transmisia nu este posibilă, indiferent de semnalul transmis de emițător și receptor. Astfel, Shanon stabilește o limită de bază a informației în comunicații, și dă naștere unui nou domeniu, Teoria Informației.

2.1.3. Scheme de transmisiuni digitale PSK

Atunci când transmitem datele numerice cum ar +1 sau –1 utilizând unde radio, cea mai bună cale este a modula semnalele purtătoare ale căror frecvență fc este în concordanță cu informația numerică. Conceptul de „modulare” este de a modifica componenta caracteristică care este inclusă în purtătoare. Forma de undă a semnalului de purtătoare este scrisă ca:

S(t)= A cos (2.4)

Unde A, fc și sunt amplitudinea, frecvența centrală și faza variabilă în timp ale undei putătoare, respectiv. În (2.4) sunt trei componente caracteristice prin care se pot modifica valorile. Acestea sunt amplitudinea, frecvența și faza și dacă modificăm amplitudinea în (2.4) potrivit cu datele digitale, denumim schema de modelare AM. Mai mult, dacă modificăm frecvența lui (2.4) în ritmul datelor digitale, atunci denumim schema de modulare FM. În final, dacă modificăm faza lui (2.4) potrivit cu datele digitale, denumim schema de modulație PM sau PSK.

Această secțiune tratează comunicația digitală bazată pe PSK, descrie configurațiile de bază ale emițătorului și receptorului și explică cum să se exprime configurațiile folosind simulările pe calculator. Secțiunea 2.1.3.1 descrie BPSK.

2.1.3.1. BSPK

Configurația de bază a schemei de transmisiunii BPSK

În schema de modulație, semnalul de intrare 0 sau 1 este convertit direct în fază 0 sau π, respectiv prin urmare, forma de undă este:

S(t)= A cos (2.5)

unde deste secvență de date a informației. Figura 2.2 ilustrează o metodă de generare a semnalului BPSK. Așa, cum ne arată în Figura 2.2, forma de undă a unei unde BPSK este generată prin înmulțirea dintre datele semnalului numeric și unda purtătoare. Oricum, pentru o limitare a lățimii de bandă sau frecvență, trebuie să controlăm forma cu un filtru de formare în puls adecvat. Astfel, în procedura de generare a semnalului DPSK, înainte de toate, datele numerice sunt introduse într-un circuit de formare a pulsurilor.

Apoi, semnalul format în puls este convertit într-un semnal analogic, printr-un convertor D/A, convertit superior la frecvență RF prin înmulțirea cu semnalul purtătoarei și în final transmis în aer.

La receptor, semnalul recepționat trece printr-un FTB, în care semnalele eronate sunt eliminate. Apoi, semnalul recepționat este coborât în banda de bază prin înmulțirea semnalului radio recepționat cu un semnal cu frecvența purtătoarei de RF. Apoi, semnalul este convertit în eșantioane numerice cu un convertor A/D și datele digitale de transmisie sunt recuperate de către DSPH. În DSPH, datele eșantionate sunt filtrate pentru a elimina interferențe de simbol la un circuit filtru de formare a impulsurilor. În final, este selectat un punct de sincronizare de la semnalul de eșantion digital filtrat. Dacă nivelul semnalului este mai mare decât 0 la acest punct, putem obține datele digitale recepționate 1; altfel, datele recepționate devin 0.

.

Date .

.

.

(a) . A cos 2t()

r(t)

Acos2t (b)

Fig. 2.2 (a) Emițătorul; b) Receptorul pentru schema de transmisie BPSK.

Notațiile teoretice ale semnalelor

Mai întâi am derivat aspectul teoretic pentru schema de transmisie BPSK deoarece avem nevoie de aceasta pentru programul nostru de simulare pe computer.

Secvența de date digitală transmisie este dată de:

d (t) = (2.6)

= (2.7)

unde d(d:k= 1,2,….), g(t) și T sunt datele digitale de transmisie, forma pulsului pentru fiecare dată digitală de transmisie și durata de bit, respectiv. Inversa lui Teste rata de bit și este o funcție delta:

1, t=0

= (2.8)

0, altfel

Când g(t) este un tren de pulsuri rectangulare:

1,

g(t) = (2.9)

0, altfel

unde legătura dintre d, g(t), și d(t) este arătată în Figura 2.3. În acest caz {d:k=1…..6}= [1,0,1,1,0,0] și data „0” este convertită la „1”. În timp ce forma pulsului în figura 2.3 arată digital, din punctul de vedere al domeniului de frecvență, forma emite multe semnale false pentru alte canale de frecvență.

Figura 2.4 ilustrează un exemplu g(t) și valoarea sa Fourier de transmisie, G(f). Așa cum se arată în figura 2.4, pentru a include toată informația în aria , forma pulsului în domeniul timp trebuie să ia forma funcției sinc(=). Această formă diferă de aceea arătată în Figura 2.3 în acest caz semnalele false apar în aria:

Avem nevoie astfel de un filtru cu o formă optimă adecvată care poate reduce numărul de semnale false în domeniile timp și frecvență.

g(t)

–

)

T 2 T 3 T 4 T 5 T

d(t)

d d d

d d d Fig. 2.3 Legătura dintre g(t), și d(t)

Axa puls- frecvență Nyquist Axa puls-timp Nyquist

Figura 2.4 Un exemplu de g(t)și a valorii sale de transmisie Fourier

Un filtru larg utilizat care reduce numărul de semnale parazitate este filtrul Nyquist. Răspunsul în frecvență al filtrului Nyquist este dat de:

1 ;0

G(f)= cos ; (2.10)

0 ;

unde este factorul de rostogolire, care determină lățimea de bandă a canalului.

Figura 2.5 ilustrează G(f) în domeniul frecvență și răspunsul său la impuls în domeniul timp. Amplitudinea semnalelor parazite în domeniul frecvență crește în aria pe măsură ce factorul de rostogolire, , crește. În contrast, amplitudinea semnalelor parazite în domeniul timp descrește în aria . Prin urmare, putem găsi o valoare de compromis pentru factorul de rostogolire.

O trăsătură a filtrului Nyquist este aceea că de obicei obținem 0 la nT (nu este întreg) în domeniul timp. Prin urmare, când setăm punctul de sincronizare la nT, un simbol nu interferă niciodată cu un alt simbol în acest punct. Deși filtrul Nyquist are câteva trăsături utile, există întrebarea când și unde să-l folosim pentru un rezultat optim. Referința (2.10) tratează metoda de alocare optimă pentru a maximiza punctul de sincronizare într-un mediu AWGN.

Axa puls-frecvență Nyquest

Figura 2.5 Configurația filtrului Nyquest

a) GN(f) b) Răspunsul la impuls al lui GN(f).

S-a găsit că două filtre de transmisie și recepție cu un câștig egal distribuit al lui G(f) , anume G(f)= și G(f)=, unde G(f) și G(f) sunt răspunsurile în frecvență ale filtrelor emițător și receptor:

1 ;0

G(f)= G(f)== cos ; (2.11) 0 ;

Un astfel de filtru este uneori denumit filtru Nyquist rădăcină și răspunsurile sale la impuls g(t) și g(t) sunt date ca:

g(t) = g(t)= **sin +**cos (2.12)

Folosind (2.7) și (2.9), putem configura transmisia BPSK a datelor. Semnalul configurat este modulat prin înmulțirea frecvenței purtătoarei (de exemplu cos2ft) și apoi transmis prin aer. Semnalul transmis este dat de:

s(t)=d(t)cos 2πft (2.13)

semnalul transmis este contaminat de foding multicale și AWGN și la receptor este recepționat ca:

r(t)= (2.14)

unde heste răspunsul la impuls al canalului radio la momentul t, și n(t) este zgomotul receptorului.

În receptor, semnalul recepționat este mai întâi filtrat de un FTB, care se presupune că are suficientă bandă de trecere astfel încât semnalul este distorsionat neglijabil. Semnalul filtrat este înmulțit cu o undă purtătoare care are aceeași frecvență ca emițătorul. Oricare fază inițială a sursei semnalului purtător este diferită între emițător și receptor. Prin urmare, sursa de semnal purtător la receptor este notată ca cos, unde θ1(t) este forța inițială a semnalului purtător. Semnalul înmulțit este dat de:

r=r*cos (2.15)

unde r este dat prin (2.14). Pentru simplificare presupunem că nu există filtrare, astfel:

cos -sin d(t)cos2

r=R sin cos 0

= cos 2+n (2.16)

unde R(t) și sunt fluctuațiile variabile în timp ale amplitudinii și fazei, respectiv ale canalului radio, n(t) este zgomotul receptorului. El este dat de n(t)= R(t)*n(t)*cos2+n, unde nși n sunt componente de zgomot în jurul lui fși alte componente de zgomot, respectiv. În plus:

cos -sin

sin cos

este o matrice de rotație de fază . Folosind (2.15), putem dezvolta (2.14), când folosim FTJ pentru valoarea dezvoltată, semnalul de înaltă frecvență este eliminat astfel:

r (2.17)

Apoi, reste filtrat de un filtru Nyquist rădăcină formator de puls, pentru a reduce ISI (indiferențe intersimbol).

r(t)=rg=Rcoscos+n= (2.18)

În continuare semnalul filtrat este supraeșantionat la o rată de eșantionare de (n este întreg) folosind un convertor A/D. Semnalul eșantionat este:

r k= 0,1,2…….

Când t=nT/n (n- întreg) putem obține valoarea maximă a pulsului din caracteristicile filtrului Nyquist. Oricum, trebuie luată în calcul metoda de sincronizare. În această secțiune, presupunem că se știe punctul de sincronizare. Apoi, reeșantionăm:

r

la fiecare Tsau la fiecare eșantion n de la punctul de sincronizare. În final, obținem data reeșantionărilor refăcută

r l=0,1,2…

Putem apoi decide dacă data recepționată este un 1dsau un 0 folosind ecuația de condiție de prag:

1,

= 0, (2.19)

Prin compararea lui cu d, putem calcula BER, care depinde de volumul zgomotului recepționat. BER teoretic în canalele AWGN și cu fading Rayleigh pe o singură cale a fost raportat în

BER = (2.20)

BER = (2.21)

E/N raportul dintre energia pe bit (E) și densitatea de putere a zgomotului N.

2.2. CONSIDERAȚII TEORETICE ALE MODULAȚIEI ÎN FRECVENȚĂ

2.2.1. Lanțul de radiodifuziune

Transmiterea directă a programului de radiodifuziune la distanțe mari nu este posibilă atât din cauza obstacolelor existente între sursa de sunet și locul de recepție, cât și din cauza atenuării energiei sonore.

Pentru realizarea comunicației, informația din cadrul programului sonor este transformată, cu ajutorul unor traductoare electroacustice, în semnale electrice (fig. 2.6); acestea sunt apoi transmise, recepționate și numai la sfârșitul lanțului de radiodifuziune este refăcută informația acustică.

Transmisia semnalelor electrice prezintă urmatoarele avantaje față de transmiterea sonoră directă:

propagare cu atenuare mică;

posibilitatea mai simplă de amplificare a semnalelor;

transmisie simultană, pe mai multe canale, prin diversificarea frecvenței semnalului electric purtător de informație.

Fig. 2.6. Sistem de radiodifuziune pentru transmisia informației:

1 – sursa de informație; 2 – traductor electroacustic (microfon);

3 – amplificator de audiofrecvență; 4 – modulator; 5 – amplificator de înaltă frecvență; 6 – demodulator; 7 – traductor electroacustic (difuzor); AE – antena de emisie; AR – antena de recepție.

2.2.2. Caracteristicile semnalului transmis prin lanțul de radiodifuziune

Semnalul electric purtător al informației sonore este în general o funcție armonică de timp.

Frecvența acestui semnal trebuie sa fie cea alocată canalului, iar unul dintre parametrii săi să varieze proporțional cu semnalul electric rezultat din traductorul emițător.

Reprezentarea unui semnal modulat, care se aplică la intrarea receptorului se poate face prin relația:

unde fie amplitudinea A, fie pulsația este dependentă de semnalul modulator.

2.2.3 Modulația

Modulația reprezintă modificarea uneia dintre cele două caracteristici esențiale ale curentului de înaltă frecvență (semnal purtător): amplitudinea sau frecvența, în conformitate cu forma curentului de joasă frecvență (semnal modulator). În primul caz, frecvența curentului care produce undele rămâne constantă și variază doar amplitudinea. În modulația de frecvență, amplitudinea curentului de înaltă frecvență este cea care rămâne constantă, variind doar frecvența, mai mult sau mai puțin, în jurul unei valori medii.

Pornind de la aceste două categorii de modulație, au fost obținute alte categorii “derivate” de modulație, cum sunt: modulația de impulsuri (de amplitudine, de durată sau de poziție), modulația de fază.

2.2.3.1 Modulația în amplitudine

Generalități

Este modulația care schimbă amplitudinea semnalului purtător în conformitate cu forma și caracterul semnalului de modulație (voce, impulsuri), de exemplu purtătoarea unui emițător de radiodifuziune.

Semnalele modulate în amplitudine, sunt de forma:

e(t)=E’(t)cos,

unde E’(t) este amplitudinea modulată (variază în timp în ritmul semnalului modulator), iar este frecvența purtătoarei. Amplitudinea E’(t) poate fi scrisă ca fiind:

E’(t)= E[1+mf(t)],

unde E este amplitudinea purtătoarei (pentru m=0, semnal nemodulat, obținem e(t)=E cos=oscilația purtătoare), m este gradul de modulație, iar f(t) este semnalul modulator normat care satisface condițiile:

=0 (media pe o perioadă este nulă);

f(t) max=1 (maximul modulului este egal cu unitatea).

Un caz particular este acela al unei modulații armonice:

f(t)=cos.

a) b)

Figura 2.7

Figura 2.7 arată o formă de undă pentru o modulație normală în amplitudine, caracterizată de m1, ceea ce corespunde unui E’(t)0 (anvelopa E’ nu devine niciodată negativă).

În acest caz, gradul de modulație poate fi determinat cu relația de mai jos:

m=,

unde C și B sunt definite pe figura de mai sus. Figura 2.7 ilustrează cazul în care E’ devine negativ pentru anumite intervale de timp (m1, supramodulație).

Detecția nu mai poate fi făcută cu un simplu detector de anvelopă, ci va fi necesar un detector sincron care presupune obținerea la recepție în paralel cu semnalul modulat și a purtătoarei nemodulate (demodularea necesită refacerea acesteia la recepție). Acest gen de modulație este evitat în aplicațiile în care receptoarele trebuie să fie cât mai simple.

Pentru analiza spectrului oscilației MA, vom particulariza f(t)=cos.

Dezvoltând e(t), avem:

Modularea în amplitudine este reprezentată schematic în figura 2.8.a. De regulă avem , deci spectrul semnalului modulat (figura 2.8.b) se plasează la frecvențe înalte, ceea ce asigură o transmisie convenabilă.

Presupunem acum că f(t) este un semnal periodic nesinusoidal, iar frecvența maximă care trebuie reținută din spectrul său este . Fiecare componentă a oscilației modulatoare de joasă frecvență va da naștere la două componente laterale, de-o parte și de alta a purtătoarei, în spectrul semnalului modulat. Banda de frecvență pe care o ocupă semnalul modulat va fi de sau , unde .

a) b)

Figura 2.8: a) Modulație în amplitudine, sinusoidală, cu frecvența

b) Spectrul corespunzător schemei din a).

2.2.3.2 Modulația de frecvență

2.2.3.2.1 Generalități

În prezent, în tehnica radiocomunicațiilor, radiodifuziunii și televiziunii, alături de modulația de amplitudine, o largă răspândire a căpătat și modulația de frecvență.

Acest tip de modulație constă în modificarea frecvenței semnalului de înaltă frecvență (semnalul purtător) în funcție de variația semnalului de comandă (modulator).

Cum este cunoscut, un semnal periodic se exprimă astfel:

i = Imax cos = Imax cos ()

unde este faza semnalului și caracterizează starea procesului oscilant în momentul respectiv.

Faza este o funcție de timp, iar în cazul semnalelor întreținute, depinde liniar de timp.

,

unde este faza inițială a semnalului.

Transmisia cu modulație de frecvență se folosește în benzile superioare de frecvență alocate radiodifuziunii, adică în unde ultrascurte. Aceasta deoarece banda ocupată de semnalele modulate în frrecvență este mult mai mare decât la orice alt tip de modulație.

Avantajul acestui tip de transmisie constă într-o dependență mai mică a semnalelor utile de perturbațiile canalului radio spre deosebire de alte tipuri de transmisiuni.

În principiu transmisiunea bazată pe modulatia de frecvență are ca scop mărirea calității semnalului la locul de recepție și îmbunătățirea raportului semnal/zgomot

a) b)

Figura 2.9: Modulația în frecvență.

Variația tensiunii semnalului de modulație;

Forma semnalului purtător modulat în frecvență;

Dependența frecvenței semnalului modulat funcție de forma semnalului modulator.

În figura 2.9 este prezentată forma semnalului modulat în frecvență. În momentul inițial (a), valoarea tensiunii semnalului de modulație are valoarea maximă.

În partea (b) a figurii este prezentată forma semnalului purtător modulat în frecvență.

Când valoarea semnalului de modulație are valoarea pozitivă maximă, frecvența semnalului modulat este cea mai mare, iar în cazul valorii negative maxime, frecvența cea mai mică. În momentul în care tensiunea de modulație este egală cu zero, frecvența semnalului modulat este egală cu frecvența purtătoare, fP, iar perioada semnalului, cu perioada purtătoarei TP.

În figura 2.9.b este reprezentată punctat o perioadă a semnalului purtător atunci când semnalul de modulație ar fi egal cu zero.

În figura 2.9.c este prezentată dependența frecvenței unghiulare , a semnalului modulat, în funcție de forma semnalului modulator.

Deci semnalul modulat în frecvență, reprezentat în figură cu linie continuă întârzie ca fază față de semnalul reprezentat cu linie punctată, adică în timpul semialternanței negative a semnalului modulator, oscilațiile modulate în frecvență sunt în avans ca fază față de semnalul purtător. Reiese că, efectuând o modulație de frecvență se schimbă și faza semnalului, adică modulația de frecvență reprezintă concomitent și o modulație de fază.

Se constată din figura 2.10 că spectrul unei oscilații cu modulație în frecvență este compus dintr-o purtătoare și o infinitate de componente laterale, de diverse amplitudini.

Figura 2.10 Spectrul densității de putere al unei oscilații MF.

În concluzie, banda de frecvențe a semnalelor cu modulație în frecvență este foarte largă (teoretic infinită, dar practic limitată la valoarea componentelor a căror amplitudine nu scade sub 1% din amplitudinea purtătoarei nemodulate).

Mărimile ce caracterizează semnalele cu modulare în frecvență, sunt:

deviația de frecvență, (), care reprezintă abaterea maximă a frecvenței semnalului modulat față de frecvența f a purtătoarei:

=fmax–f=f-fmin

indicele de modulație, (), care reprezintă de fapt raportul dintre deviația de frecvență și frecvența modulatoare. Pentru a caracteriza un anumit sistem de transmisie, se folosește valoarea frecvenței modulatoare maxime; rezultă astfel indicele de modulație al sistemului de transmisie:

t=

Față de MA, MF prezintă o serie de avantaje și anume:

Faptul că amplitudinea semnalului modulat se menține constantă, face ca etajele emițătorului să lucreze în condiții optime;

Randamentul emițătoarelor este îmbunătățit;

Se asigură transmisiuni de calitate foarte ridicate, datorate pe de o parte faptului că spectrul de frecvențe este bogat în armonice, iar pe de altă parte distorsiunilor reduse atât la emisie cât și la recepție și raportului semnal/zgomot îmbunătățit.

Ca dezavantaj principal se menționează banda de frecvențe foarte largă, care face ca MF să se aplice numai în domeniul UUS.

2.2.3.2.2 Obținerea semnalelor modulate în frecvență cu diode varicap

Modulația de frecvență, se produce chiar în etajul oscilator deoarece este indicat a se modifica frecvența radio chiar în locul unde ea este generată. Este cunoscut că un oscilator LC furnizează oscilații cu frecvență:

.

Deci variația lui f se va obține prin varierea elementelor reactive (L sau C) ale circuitului oscilant considerat.

Cel mai important și mai folosit procedeu de obținerea modulației de frecvență constă în utilizarea diodelor semiconductoare varicap.

Aceste diode se aleg de obicei de siliciu cu joncțiune, întrucât acestea prezintă o capacitate proprie aparentă mai mare față de diodele cu contact punctiform. Dioda varicap se menține permanent în stare de blocare datorită unei polarizări inverse obținută cu ajutorul unei surse de c.c., E0. S-a constatat că o dată cu variația tensiunii inverse aplicate diodei variază și capacitatea de barieră a acesteia, legea aproximativă de variație, fiind dată de relația:

Cb=Cb0,

în care:

Uc – bariera de potențial naturală (diferența de potențial de contact);

ua – tensiunea inversă aplicată diodei;

Cb0 – valoarea capacității de barieră corespunzătoare cazului ua=0;

– coeficient care poate lua valori între 1/2 și 1/3.

Din relația de mai sus rezultă că dacă ua este o tensiune de modulație, se poate obține o variație a capacității Cb a diodei în ritmul semnalului modulator.

În figura 2.11 este prezentată o schemă pentru obținerea oscilațiilor modulate în frecvență, în care dioda varicap este conectată pe o porțiune a circuitului oscilant LC al unui oscilator. Tensiunea totală aplicată diodei, este:

ua=E0+uAF,

adică tensiunea de polarizare E0 și serie cu tensiunea de modulație uAF*Lș ( Lș – bobină de șoc pentru curenții de înaltă frecvență), iar C1 servește pentru decuplare.

Figura 2.11: Obținerea MF cu ajutorul unei diode varicap

Frecvența de oscilație a circuitului oscilant este:

,

unde:

C0 – capacitatea internă statică a diodei;

p=.

Din ultima relație, rezultă că, deoarece Cb variază în funcție de tensiunea de modulație, și frecvența f a oscilatorului variază în ritmul modulației, obținându-se în acest fel o modulație de frecvență. Pentru a se evita producerea unor distorsiuni mari, este necesar să se ia E0>>UAF (amplitudinea tensiunii de modulație).

De reținut că toate metodele de producere a oscilațiilor MF au la bază același principiu: modificarea frecvenței se produce prin intermediul varierii unuia dintre factorii care intră în expresia frecvenței de rezonanță a circuitului oscilant.

2.2.4 Demodulația

Demodulația este procesul invers al modulației și reprezintă separarea celor două semnale, purtător și modulator, combinate inițial prin modulație. În mod curent prin demodulație se înțelege extragerea semnalului modulator din semnalul modulat, cu ajutorul demodulatoarelor.

În funcție de tipul de modulație folosit la emițătoare, se disting: demodularea de amplitudine (detecția), demodularea de frecvență (discriminarea) și altele.

2.2.4.1 Demodulația de amplitudine.

Generalități.

Demodularea (sau detecția) este procesul prin care se extrage semnalul modulator din semnalul modulat.

(1) .

În cazul relației de mai sus ce reprezintă semnalul MA, informația este conținută în f(t)=forma semnalului modulator.

Există detectoare de anvelopă (care pot fi de valoare medie și de vârf) al căror principiu este ilustrat în figura 2.12. Admitem f(t)=. La intrarea circuitului neliniar se aplică semnalul MA al cărui spectru este format din și . Din circuitul neliniar rezultă, în principiu, prin fenomenul de intermodulație, componente de frecvențe egale cu combinații liniare ale frecvențelor de intrare. Printre aceste se găsește și (frecvența semnalului modulator). Filtrul trece-jos din figura 2.12 trebuie să le înlăture pe toate celelalte.

Detectoarele de anvelopă pot demodula doar semnalul MA de tipul (1) (este necesară prezența purtătoarei pentru a obține prin intermodulație, frecvența sau ).

Pentru demodularea semnalelor MA-PS (purtătoare suprimată) sau BLU (bandă laterală unică) trebuie folosit un detector sincron.

Figura 2.12

Demodulația de frecvență

2.2.4.2.1 Generalități

Recepția semnalelor modulate în frecvență se realizează cu ajutorul unor radioreceptoare special construite care au în mod deosebit capacitatea de a demodula aceste semnale.

Performanțele radioreceptoarelor țin în mod direct de componentele cu care acestea au fost realizate, de schemele alese și de scopul propus la proiectare.

Dacă modulația de amplitudine se caracterizează prin gradul de modulație m care reprezintă, în procente, variația în amplitudine a semnalului de radiofrecvență, modulația în frecvență se caracterizează prin deviația de frecvență, care indică cu câți KHz se schimbă frecvența semnalului modulat de modulație maximă.

Modulația de frecvență are un mare avantaj față de modulația de amplitudine, fiind mult mai puțin afectată de semnalele perturbatoare (parazite) care influențează, în cea mai mare măsură, amplitudinea semnalului recepționat. Deoarece în procesul de modulare în frecvență nu este afectată amplitudinea semnalelor modulate, în receptoare se poate efectua o limitare substanțială în amplitudine a semnalelor recepționate, înainte ca acestea să fie aplicate demodulatorului. Crește astfel sensibilitatea reală a receptoarelor, definită din raportul semnal/zgomot .

b)

Figura 2.13 Limitarea amplitudinii la demodularea de frecvență.

Forma semnalului înainte de limitarea amplitudinii;

Forma semnalului după limitarea amplitudinii.

În figura 2.13 este prezentată forma semnalului înainte de limitare (a), precum și după limitare (b).

2.2.4.2.2 Procedee de demodulare de frecvență

Cele mai importante procedee de demodulare de frecvență, sunt:

Demodulația de frecvență cu circuit oscilant dezacordat;

Discriminatorul de frecvență cu două circuite cuplate;

Detectorul de raport.

1. Demodulația de frecvență cu circuitul oscilant dezacordat este cel mai simplu mod de demodulație de frecvență. Demodulatorul este realizat cu un circuit oscilant obișnuit, dezacordat față de frecvența semnalului recepționat (f0) și un detector de modulație în amplitudine (figura 2.14).

Odată cu modificarea frecvenței semnalului aplicat pe circuitul oscilant, amplitudinea tensiunii de pe circuit se va schimba, cu alte cuvinte are loc o convertire a semnalului modulat în frecvență într-un semnal modulat în amplitudine. După aceasta nu ne mai rămâne decât să demodulăm în amplitudine acest semnal. Deoarece flancurile curbei de rezonanță a unui circuit acordat nu sunt liniare, acest mod de demodulație este însoțit de mari distorsiuni neliniare.

Figura 2.14 Demodulația de frecvență cu circuit oscilant dezacordat.

2. Discriminatorul de frecvență cu două circuite cuplate este prezentat în figura 2.15. Acest tip de demodulator de frecvență mai poartă și denumirea de demodulator de frecvență diferențial.

Figura 2.15: Schema unui demodulator de frecvență diferențial

Partea din stânga a liniei punctate AA’ reprezintă “convertorul” de mod de modulație, iar cea din dreapta, detectorul de amplitudine.

Rolul de convertor este îndeplinit de tranzistorul care are conectat în circuitul de colector un sistem de două circuite, cuplate între ele și acordate pe aceeași frecvență. Tot tranzistorul este cel care exercită funcția de limitator de amplitudine.

În afara cuplajului inductiv dintre cele două circuite acordate, punctul “cald” al primului circuit este conectat prin intermediul capacitorului C, cu punctul median al celuilalt circuit. Capacitoarele C1 și C2 prezintă o rezistență neglijabilă pentru curentul de înaltă frecvență. În acest mod, semnalul de la ieșirea convertorului de modulație, aplicat la fiecare diodă, reprezintă suma geometrică a tensiunii totale a primului circuit și jumătate din tensiunea celui de-al doilea circuit.

Când frecvența semnalului este egală cu frecvența de rezonanță, tensiunile aplicate diodelor D1 și D2 sunt egale (UD1=UD2). Dacă frecvența semnalului va fi diferită de frecvența de rezonanță, aceste două tensiuni vor diferi între ele. În limitele porțiunii liniare a caracteristicii de fază a celar două circuite, variația amplitudinii tensiunilor aplicate diodelor UD1 și UD2 va fi direct proporțională cu variația frecvenței semnalului aplicat, datorită cărui fapt, modulația de frecvență se “transformă” în modulație de amplitudine.

Acest tip de demodulator necesită o bună limitare prealabilă în amplitudine a semnalului aplicat la demodulator.

Detectorul de raport are cea mai largă utilizare în practică, deoarece

nu este “sensibil” la modulația de amplitudine ca demodulatorul cu circuite cuplate.

Schema detectorului de raport din figura 2.16 se deosebește de figura din 2.15 numai prin faptul că tranzistorul funcționează în regim de amplificare maximă și nu în regim de limitare.

Când la intrare apare un semnal, curentul ce trece prin dioda D1, traversând jumătatea superioară a inductanței L2, șocul de radiofrecvență SRF și rezistoarele R1 și R3, încarcă capacitorul C1 până la tensiunea UC1, aproximativ egală cu amplitudinea tensiunii UD1. Lucrurile stau la fel cu, curentul care trece prin dioda D2. Suma tensiunilor UC1+UC2 rămâne practic constantă, odată cu variația frecvenței semnalului aplicat, deoarece în paralel cu aceste capacitoare este conectat un capacitor electrolitic de mare capacitate. Tensiunea la bornele acestui capacitor este determinată de amplitudinea semnalului aplicat. Datorită capacității mari a lui C3, tensiunea la bornele acestuia variază foarte lent. Atunci când apar modificări rapide de scurtă durată, ale amplitudinii semnalului, tensiunea la bornele lui C3 este determinată de valoarea medie a amplitudinii

Figura 2.16: Schema unui detector de raport

semnalului recepționat. Astfel încât, în cazul unei modulații parazita de amplitudine, suma tensiunilor UC1+UC2, rămâne constantă.

Dacă frecvența semnalului se schimbă astfel încât tensiunea la dioda D1 crește și cea de la dioda D2 se micșorează, atunci cei doi curenți care străbat rezistorul R3 nu vor mai avea valori egale. În acest mod, la bornele rezistorului R3 va apare o cădere de tensiune proporțională cu diferența dintre valorile celor doi curenți. Dar cum tensiunea sumă la bornele capacitoarelor C1 și C2 rămâne constantă, atunci se schimbă numai raportul în care este divizată tensiunea UC1+UC2 la bornele fiecărui capacitor. De aceea, acest detector poartă denumirea de detector de raport.

2.2.5. Caracteristica de frecvență.

Reprezintă relația de dependență a amplificării de frecvența semnalului amplificat. Este numită în mod curent și caracteristică de transfer.

Pentru a caracteriza caracterizarea unui amplificator în funcție de frecvență, I se atașează factorului neuniformității în bandă (M):

,

unde A0 – amplificarea la frecvențe medii, iar A – amplificarea într-un punct oarecare.

În practică, de cele mai multe ori, factorul M are valoarea 1,12 (1dB) sau 1,41 (3dB). Când nu se specifică altfel, banda se presupune limitată la 3dB. Frecvențele limită ale benzii se numesc frecvențe de tăiere (fj, respectiv, fs).

În funcție de destinația amplificatorului se stabilește banda de trecere sau lărgimea de bandă. Ea reprezintă gama de frecvențe în interiorul căruia amplificarea nu variază cu mai mult de 3dB. Astfel, un amplificator de FI este cu atât mai bun cu cât are banda mai îngustă și neuniformitatea în bandă mai mică, iar amplificatoarele de joasă frecvență sunt cu atât mai bune cu cât banda este mai largă (dacă este posibil, de la 0 la 20…50KHz).

Banda de frecvențe transmisă printr-un circuit de amplificare (figura 2.17) prezintă 3 zone:

zona frecvențelor joase;

zona frecvențelor medii;

zona frecvențelor înalte.

Limitelor zonelor diferă, de la caz la caz, în funcție de scopul urmărit. Astfel,

pentru AF se delimitează, de obicei astfel:

0…300Hz;

300…4 000Hz;

peste 4 000Hz.

Figura 2.17

De exemplu, un amplificator cu o lărgime de bandă de 15KHz, care lucrează în joasă frecvență, este considerat a fi de bandă largă. Dacă lucrează în banda de UUS (peste 50MHz) se consideră că are o bandă foarte îngustă.

Lărgimea benzii depinde și de scopul urmărit. Astfel, dacă semnalul de vorbă necesită o bandă de cca 3KHz (300…3400Hz), semnalul de muzică are nevoie de cca 15KHz (30…15 000Hz), iar cel pentru transmisiuni telegrafice de 100Hz.

2.2.6. Distorsiuni ale receptoarelor.

2.2.6.1. Distorsiuni armonice

Cauzele distorsiunilor armonice. Distorsiunile armonice sunt

determinate de principalele funcțiuni ale receptorului și anume: funcția de filtru selectiv și funcția de amplificator-demulator.

Pentru a putea selecta semnalul util, banda de trecere a receptorului este

limitată, impunând o neliniaritate a caracteristicii de fază.

De aceea, in semnalele transmise apar armonici ale semnalelor modulatoare in frecvență.

Datorită caracteristicii de transfer nesimetrice, in raport cu frecvența purtătoare a semnalelor transmise, apar distorsiuni armonice și în blocurile de înaltă frecvență care funcționează cu semnale modulate în amplitudine.

Mai mult, este posibilă apariția distorsiunulor armonice și datorită cuplajelor ce pot să apară pe liniile de alimentare, reglaj automat al amplifficării sau prin diversele cuplaje parazite.

O pondere mult mai mare, în distorsionarea armonică a semnalelor transmise, o au funcțiile de amplificare și demodulare, care presupun caracteristici de transfer neliniare.

Astfel, în amplificatorul de audio frecvență apare o modificare esențială a conținutului armonic al semnalului transmis, deoarece aici nivelul semnalului este cel mai ridicat.

Mai mult, datorită nivelului ridicat al semnalului este posibil ca și inductanța în miezul de fier al transformatoarelor folosite în amplificatorul de audiofrecvență să ajungă la valori ridicate, în special pentru semnalele de la limita inferioară a benzii transmise, care să conducă la apariția unor armonici ale semnalului transmis.

Un ultim tip de distorsiuni armonice, ce apar în semnalele modulate în amplitudine, prin modificarea anvelopei semnalului transmis, este determinat de caracteristica neliniară a elementelor active folosite în AIF.

2. Distorsiuni armonice determinate de circuitele selective.

Refacerea informației transmise printr-o modulație în frecvență (apărând și o modulație parazită de amplitudine) este posibilă când componentele care au amplitudine mai mare de 1% din purtătoarea nemodulată sunt transmise neatenuate.

Se poate considera că acestea se află într-o bandă care are aproximativ lățimea:

Deoarece în realitate semnalul modulator este mai complex, putându-se exprima printr-o sumă de semnale sinusoidale, mai apar în dezvoltarea în serie și combinațiile acestor frecvențe modulatoare, care au drept coeficient produsele funcțiilor Bessel.

În mod practic se arată că este suficient să se transmită o bandă de frecvențe:

pentru a nu deforma informația.

Deoarece asigurarea unei astfel de lărgime a benzii de trecere și a unei atenuări suficiente a canalelor adiacente este dificil de realizat, se admite că circuitele folosite pentru transmisia informației și ansamblul de frecvență intermediară-demodulator, să aibă o anumită pondere în distorsionarea informației. În acest caz, banda de trecere a acestor circuite rezultă din definiția distorsiunilor neliniare.

Mai mult, și neuniformitatea factorului de transfer în banda ocupată de către semnalul transmis, poate determina distorsionarea neliniară a semnalelor transmise.

3. Distorsiuni armonice determinate de elementele neliniare din ansamblul de audiofrecvență.

Distorsiunile apar datorită neliniarității caracteristicii dinamice de transfer a elementelor active utilizate în amplificatorul de AF.

În afară de aceasta, neliniaritatea caracteristicii de transfer mai poate proveni și din variația tensiunii de excitație, datorită căderilor de tensiune variabile, care apar pe rezistența internă a sursei, în funcție de variția curentului elementului de comandă. De asemenea, la micșorarea frecvenței semnalului, crescând inducția în fier, mai apar și o serie de distorsiuni datorate caracteristicii neliniare a transformatoarelor folosite.

Apar distorsiuni de interferență, care sunt mult mai grave decât distorsiunile pe armonici, deoarece, în timp ce distorsiunile pe armonici modifică numai timbrul transmisiunii, distorsiunile de interferență crează disonanțe.

2.2.6.2. Distorsiuni rezultate din alte canale.

Distorsiuni datorate trecerii informației din alte canale de radiodifuziune.

La trecerea unei informații dintr-un canal oarecare în canalul util, datorită neliniarității caracteristicii de transfer a lanțului de transmisie, apar distorsiuni de intermodulație.

Intermodulația care apare la transmisiunile cu modulația de frecvență se datorează neliniarității caracteristicii de fază a circuitelor folosite în amplificatorul de înaltă frecvență.

Deoarece neliniaritățile caracteristicii de fază sunt însoțite și de atenuări ale semnalelor perturbatoare, distorsiunile de intermodulație sunt neimportante.

Distorsiuni rezultate din cuplajele parazite cu semnale dependente de rețeaua de alimentare (brum).

Semnalele dependente de rețea influențează transmisia semnalelor prin amplificatorul de audiofrecvență, atât prin trecerea lor directă cât și prin crearea unor disonanțe.

Gradul de modulație cu brum depinde doar de caracteristica de transfer a elementului activ și de amplitudinea tensiunii perturbatoare și este independent de locul unde apare semnalul perturbator. În consecință trebuie luate aceleași măsuri de protecție împotriva perturbației cu brum, pentru toate elementele active din amplificatoarele de IF, independent de nivelul la care lucrează.

2.2.7 Perturbații ale radioreceptoarelor

Cele mai importante perturbații sunt perturbațiile de fluctuații.

Prin fluctuații se înțeleg tensiunile și curenții aleatori, care apar din diverse cauze, ca de exemplu: agitația termică a electronilor în conductoare sau a particulelor încărcate din jurul antenei, neuniformitatea emisiei purtătorilor de sarcină din elementele active, etc. Fluctuațiile de acest tip determină tensiuni foarte mici în comparație cu semnalele de intrare, dar aceste tensiuni având o bandă largă, pot perturba recepția semnalelor cu nivel redus.

Perturbațiile (zgomotul) de fluctuații pot proveni din agitația termică a electronilor elementelor pasive (rezistențe, antenă, circuite rezonante) sau active (tranzistoare, diode, circuite integrate) sau a variațiilor aleatorii în procesul de emisie și distribuție a curentului elementelor active.

2.2.8 Factorul de zgomot datorat perturbațiilor de fluctuații

unde:

FCI – factorul de zgomot al circuitului de intrare;

FRF – factorul de zgomot al circuitului de radiofrecvență;

FSF – factorul de zgomot al schimbătorului de frecvență;

FAFI – factorul de zgomot al amplificatorului de frecvență intermediară;

FD – factorul de transfer al demodulatorului.

Se observă că, datorită câștigurilor mari ale blocurilor funcționale folosite, factorul de zgomot al radioreceptorului este practic determinat de doar de factorul de zgomot al circuitului de intrare FCI și, uneori, și de cel al etajului care urmaeză după acesta (RF sau SF), influența influența zgomotului celorlalte etaje fiind neglijabilă.

2.2.9. Indicii calitativi ai radioreceptoarelor

A. Sensibilitatea

Sensibilitatea este cel mai important parametru și indică capacitatea unui receptor de a recepționa semnalele slabe și este dată de amplificare. Se definește ca fiind valoarea eficace a semnalului din antena care produce la ieșire nivelul standard de putere Ps=50mW(pentru recepția în caști Ps=1mW).

Sensibilitatea, ca valoare, trebuie să fie cât mai mică.

O definiție mai exactă : valoarea eficace a semnalului aplicat în antenă (deci la intrarea receptorului), modulată sinusoidal cu 400Hz, m=30%, care dezvoltă în rezistența nominală de

sarcină puterea utilă standard de 50mW.

Sensibilitatea este legată direct de amplificare, în sensul că se poate calcula una sau alta cunoscându-se și rezistența de sarcină nominală, astfel:

Ps – putere standard; Rs – rezistența de sarcină

Us – tensiunea efectivă pe sarcină; Ui – tensiunea in antenă

S – sensibilitatea

Dacă se impune S, atunci amplificarea necesară este A=Us/Ui.

Dacă se cunoaște A, atunci S=Us/Ui=A*Ui.

Ceea ce s-a discutat se referă la sensibilitatea absolută.

B. Sensibilitatea limitată de zgomot (SLZ)

Se referă la tensiunea eficace introdusă în antena care produce în antena puterea standard Ps=50mW dar raportul semnal zgomot este S/Z=20dB.

Sensibilitatea este cuprinsă între 1V si 20V.

Sensibilitatea nu rămâne constantă, de obicei, pe diverse game de lucru ale RR și nici chiar în limitele aceleiași subgame. De aceea trebuie să se indice și frecvența de lucru sau în cel puțin trei puncte: centru și extremități.

C. Selectivitatea

Selectivitatea este calitatea unui receptor de a separa din multitudinea de semnalele din antenă semnalul util dorit. Ea are la bază proprietățile circuitelor acordate LC care separă semnalele ca niște filtre.

D. Fidelitatea

Prin fidelitate se apreciază măsura în care programul sonor furnizat de receptor este apropiat de programul original de la postul de emisie.

Distorsiunile neliniare ale receptorului se apreciază prin factorul de distorsiuni de neliniaritate al etajului final care produce în principal aceste distorsiuni.

Distorsiunile de neliniaritate cresc o dată cu gradul de modulație al semnalului și cu mărimea puterii utile de ieșire. La fiecare receptor se indică puterea de ieșire maximă sau nominală pentru care distorsiunile neliniare nu depășesc valoarea limită (maximă admisibilă, de 3…10%).

În practică, pentru receptoare nu se prezintă caracteristica distorsiunilor de frecvență, ci se indică numai banda de trecere, adică frecvențele minimă ți maximă între care atenuarea nu depășește o valoare impusă. Pentru gamele UL, UM și US banda de trecere este cuprinsă aproximativ între 100…200Hz, 3…6Hz, iar pentru gama UUS între 30…70HZ și 10…15KHz.

D. Siguranța în funcționare

Radioreceptoarele sunt aparate relativ complicate, cu multe piese componente; defectarea unei singure piese produce adesea ieșirea din funcțiune a receptorului în întregime.

Pentru mărirea siguranței în funcționare se recomandă să se ia o serie de măsuri, cum ar fi:

simplificarea cât mai tare a aparaturii;

regimul de funcționare al pieselor să fie astfel ales încât acestea să funcționeze cât mai departe de condițiile limită admisibile;

reducerea pe diverse căi a încălzirii pieselor receptorului;

folosirea de piese cu o bună stabilitate termică;

folosirea de piese cu mare siguranță în funcționare;

folosirea de blocuri funcționale în care accesul să fie ușor la toate piesele;

folosirea de scheme tipizate;

folosirea de scheme în care elemente sau blocuri să se poată substitui reciproc fără nici o modificare.

2.2.10. Alegerea soluției

În paragrafele anterioare au fost prezentate caracteristicile modulației de amplitudine, caracteristicile modulației de frecvență, asemănări și deosebiri între aceste două tipuri de modulație și chiar câteva metode de implementare a acestora. Această documentare a ajutat la alegerea tipului de modulație și anume, pentru implementare s-a ales modulația în frecvență.

Pentru implementarea acestor tipuri de modulație, se poate alege o frecvență ridicată, cum ar fi 900 MHz, 433 MHz, pentru că, cu cât frecvența este mai mare, cu atât banda de frecvență este mai largă.

Lărgimea benzii depinde de scopul urmărit, iar în cazul de față, pentru informația care va fi transmisă pe canal, este suficientă o lărgime de bandă relativ mică (300 Hz-1000 Hz).

Pe de altă parte, dacă s-ar alege o frecvență mică (1MHz), banda de frecvență ar fi prea mică față de banda semnalului transmis și astfel, s-ar pierde informație utilă.

În concluzie, se va adopta o frecvență cuprinsă între 24 MHz și 27 MHz.

Nici puterea de emisie nu va trebui să fie prea mare (zeci de mW sau sute de mW), deoarece o astfel de putere se folosește la transmisia pe distanțe mari, la care canalul de transmisiune este aerul. De asemenea, pentru a avea o putere mare la emisie, este nevoie de autorizație.

Puterea necesară în cazul de față, trebuie să fie de ordinul mW, suficientă pentru ca informația primită de receptor de la emițător să fie fără distorsiuni atunci când acestea se află în aceeași încăpere, distanța dintre ele nedepășind 10-15m.

=== CAPITOLUL 3 – Prezentare soft ===

CAPITOLUL 3

PREZENTARE SOFT

3.1. Scurtă prezentare a programului PSK31

PSK31 este rezultatul dorinței de a îmbunătății modalitatea de transmitere a datelor în sistemul de radio amatori, sistem în care era o mare lagună, care fusese anterior completată de către AMTOR (amateur teleprinting over radio) și chiar de către RTTY, în cadrul căruia doi sau mai mulți operatori comunică sub formă de chat pe un canal deschis. Programe precum PACTOR, și altele, sunt mult mai complexe și nu se potrivesc modului de conversație multiplu, și în particular, în transmiterea blocurilor de date de dimensiuni mai mari, introducând un delay mai mare în procesarea datelor, astfel încât conversațiile normale devin neplăcute, iar transmisia de tip întrebare/răspuns este inutilizabilă. Trecerea la mesaje automatizate nesupravegheate a determinat apariția unui decalaj în comunicarea persoană/persoană, iar PSK31 este o încercare de a remedia această situație printr-un cod simplu, dar eficient, asociat celei mai apropiate benzi, și cu suficiente modalități de corectare a erorilor, care să nu depășească rata tipică de eroare, iar sincronizarea dupa recepția eronată să fie cât mai rapidă.

Schema logică a programului este prezentată în figura de mai jos:

Sistemul de modulație BPSK pe 31 de baud, folosit de PSK31 a fost introdus de SP9VRC în programul său SLOWBPSK, program conceput pentru EVM. Spre deosebire de tradiționala schimbare de frecvență, utilizată în transmisia informațiilor, în acest model informația se transmite prin modelul polarităților inversate, numită și "schimbarea cu 1800". Acest proces poate fi interpretat și ca echivalentul de transmitere a informației prin trecerea celor doua fire direct la antenă, deși, în mod evident schimbarea se produce, de regulă, invers, de la intrarea audio către emițător. Un sistem PSK bine proiectat va da rezultate mult mai bune decât tradiționalul sistem FSK, pe care radio-amatorii l-au utilizat ani buni, și are potențialul de a opera în bandă mai îngustă decât FSK. Rata de 31 de baud/data a fost selectată astfel încât sistemul să poată face ușor față mesajelor tastate și trimise.

Există o mică problemă în ceea ce privește programul sursă PSK: nu funcționează cu FSK și aceasta din cauza apăsării tastelor. Putem remedia acest dezavantaj prin utilizarea unui alt program cu un baudrates redus, fără a genera prea mult zgomot, dar inversările de polaritate sunt echivalente cu inchideri simultane ale unui emițător și deschiderea altuia în antifază: rezultatul îl constituie un zgomot mai asurzitor decît primul, deși restul rămân neschimbate. Deci dacă se utilizează codul BPSK modulat transmis de un computer folosit ca o poartă sau/exclusiv, la 31 de baud, emisia se va realiza la scară largă. De fapt va fi de 3 ori mai rapidă decât rata cu 10 dB mai jos, de 5 ori la 14 dB mai jos și de 7 ori la 17 dB, și așa mai departe (seria Fourier a frecvențelor, de fapt).

Soluția este filtrarea ieșirii sau să modelezi amplitudinea anvelopei a fiecărui bit, care conduce la același rezultat. În PSK31 se utilizează o modulație cosinus. Ca să se înțeleagă efectul acesteia asupra frecvenței și spectrului, se poate considera transmisia secvenței continue de polarități inversate la 31 de baud. Cu modulația cosinus, anvelopa se aseamănă cu o frecvență complet reflectată la 31Hz AC. Aceasta nu numai că se prezintăca un semnal de test cu două tonuri, ci este un semnal de test cu două tonuri, iar spectrul este cosntituit din două tonuri pure, produse la ±15Hz de centru, și fără zgomot. Asemeni celor două tonuri și spre deosebire de FSK, totuși, dacă se reușește trecerea printr-un emițător, se obțin produși intermodulari, dacă nu sunt liniari, de accea este nevoie de foarte multă atenție să nu se suprasolicite placa audio. Totuși, chiar și cele mai mari semnale liniare vor da produși de ordinul 3 de 25 dB la ±47Hz (de 3 ori banda baudrate) și produși de ordinul 5 de 35 dB la ±78Hz (de 5 ori banda baudrate), o îmbunătățire substanțială peste banda de bază.

PSK31 a fost realizat nu doar pentru a îmbunătății performanțele oferite de PSK, ci și pentru a elimina prezența altor semnale, pentru a le înlătura la recepție și pentru a nu interfera cu cela de la transmisie. PSK31 este de asemenea ideal pentru a fi utilizat și în HF și nu ne așteptăm să avem alte avantaje în zona în care singurele probleme apar datorită zgomotului alb și nu trebuie să ne facem probleme de interferențe.

3.2. Modelul QPSK

În decembrie 1997, PSK31 introduce modelul QPSK. În acest model, nu doar în afară de schimbarea de fază, cu care lucrează, schimbării de fază de 1800 se adaugă o pereche de schimbare de fază de 900 și 1800. Dacă privim BPSK ca o schimbare de polaritate a semnalului, atunci QPSK poate fi considerat ca doua emițătoare BPSK cu acceași frecvență, dar defazate cu 900. Considerând că receptorul este alcătuit din 2 modulatoare BPSK, defazate cu 900, avem 2 canale care împart acceași frecvență, dar desigur, doar la jumătate din puterea emițătorului. Astfel avem de 2 ori rata de biți, dar la 3dB mai puțin decât semnalul de zgomot. Putem folosi aceasta pentru a transmite date la viteze de 2 ori mai mari, cu o bandă de 3dB mai mică.

Psihologia PSK31 este de a transmite la o viteză suficient de mare un text scris de la tastatură, atunci de ce s-a mai realizat QPSK? Răspunsul este, că vom putea utiliza capacitatea de a reduce rata erorilor păstrând banda, dar și viteza de trafic aceeași. Aceasta pentru că având o bandă cu 3dB SNR mai mică cu QPSK, orice schemă de corectare a erorilor am realiza ar putea fi la fel de bună pentru a corecta extra erorile care ar apărea ca rezultat al benzi de 3dB SNR, și nu ar merita munca. Realizând o simulare pe calculator, și testată cu un generator de zgomot, s-a observat o rată a erorilor mai mică de 1% cu BPSK, este mult mai bună decât 1% cu QPSK și reducere a erorilor, dar când BER este mai mare de 1% în BPSK, modelul QPSK este actualmente mai rău decât BPSK. Așadar dacă folosim o bandă radio, unde nivelul zgomotului este foarte mare, atunci QPSK nu este folositor.

Astfel toate testele radio pe care le-am realizat au arătat că folosind QPSK cu schema de reducere a erorilor, este mai bun decât BPSK, cu excepția faptului că atunci când am atenuat semnalul deliberat pentru al micșora. Circuitele radio tipice sunt considerate de la început cu un zgomot foarte mare. Prin folosirea codului PSK31, se obține o îmbunătățire de 5:1 a rezultatelor, dar depinde de tipul mediului folosit. Comparând modelul PSK31 cu alte modele, acesta a fost conceput pentru a păstra neschimbate atât banda cât și rata de transfer. Majoritatea celorlalte sisteme pot comuta fie banda fie rata de transfer când sistemul este comutat, rata erorilor putând fi îmbunătățită, fără a induce în eroare, dacă sunt comparate cu atenție.

Codul de reducere a erorilor ales este un cod circumvoluție. Codurile folosite până atunci sunt erau coduri cu un număr fix de biți pentru fiecare caracter, iar pentru adăugarea unui bloc mai mare se adaugă un număr fix de biți, iar aceste blocuri mai lungi pot corecta erorile. Aceste blocuri extinse sunt transmise sub forma unui cod de biți serial. În codurile circumvoluționale caracterele sunt implementate sub forma unui cod de biți, apoi acesta este supus condițiilor de reducere a erorilor. Nu există nici o relație între spațiul dintre caractere și procesul de corectare a erorilor. De când erorile de canal nu sunt legate de spațiul dintre caractere, codurile circumvoluționale se pretează mult mai bine transmisiei seriale, decât codurile de blocuri, care au fost realizate pentru astfel de comunicații.

Nu este corect să vorbim de modalitatea de corectare a erorilor la celelalte coduri, atât timp cât data neprelucrată nu este trimisă în forma originală, și de asemenea nu are sens să spunem că este perturbată de cale si corectată de decodor. În PSK31 datele în starea inițială, sunt transformate din binar, în quaternal în așa fel încât să fie cunoscut cu precizie, modelul de succesiune al codului quaternal. În codul utilizat de PSK31, modelul simbolurilor quaternale, este dat de o succesiune de 5 biți de date.

Decodorul, cunoscut sub denumirea de Viterbi decodor, după numele celui care l-a descoperit, nu este de fapt un decodor, ci un șir de codificatoare parale. Ieșirile fiecărui codificator sunt comparate cu datele de la intrare. De fiecare data când se recepționează un nou simbol, codificatorul trebuie să adauge un extra bit la secvențele deja decodificate, considerând că acesta trebuie să fie 0 sau 1. Aceasta dublează numărul secvențelor deja decodificate, dar o tehnică simplă dă posibilitatea ca jumătate din secvențele deja decodificate să fie asemănătoare cu cealaltă jumătate, ceea ce înseamnă că numărul de secvențe decodificate rămâne constant. După un număr mare de simboluri recepționate, posibilitatea decodării greșite a primului simbol tinde la zero, astfel decodificatorul poate fi aproape sigur că primul bit a fost corect, și poate fi transmis către ieșire. În practică aceasta înseamnă că decodorul pune datele decodate la ieșire după o perioadă de la recepționarea lor. În PSK31 această perioadă este de 29 de biți (640ms) care este suficient de mare pentru ca decodorul să-și facă bine treaba, dar nu la fel de mare deoarece introduce un delay la afișarea rezultatelor.

3.3. Codarea informației

În continuare prezentăm o scurtă descriere a codului variabil utilizat în sistemul BPSK la 31,25 baud.

Codul ASCII folosit în versiunea originală a sistemului SP9VRC, și sistemul asincron folosit pentru transmisia RTTY de peste 50 de ani, folosește un bit de START, un număr fix de biți de date, și unul sau mai mulți biți de STOP. Bitul de START este folosit întotdeauna la polaritate inversă față de bitul de STOP. Când nu este detectat un trafic de date, semnalul stă în poziția de stop. Acesta activează receptorul să înceapă decodarea până face trecerea de la semnalul se STOP până la bitul de START.

Un dezavantaj al acestui sistem este acela că, în timpul funcționării la trafic lung, o eroare apărută fie în bitul de STOP sau de START, receptorul își pierde sincronizarea, și ar lua ceva timp să revină la sincronizare, aceasta depinzând de tipul caracterelor: în cazul în care sunt primite mai multe caractere de același tip, receptorul chiar poate sta în sincronizare falsă, atât timp cât este recepționat același tip de caracter.

Un alt dezavantaj al acestui sistem este atunci când în cazul utilizării de către radio amatori, mesajele transmise trebuie să conțină un limbaj clar, standard, pentru toți utilizatorii. Orice alfabet conține caractere care ocupă mai mult decât alte caractere, și unele sunt chiar foarte greu de transmis. În codul MORSE acesta prezintă avantajul utilizării unui cod scurt pentru caracterele mai des utilizate, și coduri mai lungi pentru caracterele mai puțin utilizate. Într-un sistem asincron START-STOP, toate caracterele trebuie să aibă aceeași lungime, și astfel viteza de transmisie totală a unui text întreg, nu este la fel de rapidă cum ar trebui să fie un cod de lungime variabilă.

Codul de lungime variabilă folosit în sistemul BPSK, elimină aceste dezavantaje, și funcționează în orice situație.

Toate caracterele sunt separate prin 2 biți consecutivi de 0.

Nici un caracter nu conține mai mult de un bit consecutiv de 0.

De aici rezultă că toate caracterele trebuie să înceapă și să se încheie cu un bit de 1.

Cu un astfel de cod, receptorul detectează sfârșitul unui cod și începutul altui cod determinând numărul de zerouri detectate, mai ales că 2 zerouri consecutive nu se găsesc în codarea vreunui caracter, și astfel problema pierderii sincronizării în sistemele asincron nu mai apare. Succesiunea de biți 00, este echivalentul pauzei dintre litere în codul morse, și dă posibilitatea folosirii unui cod de lungime variabilă.

Codul de lungime variabilă folosit în sistemul BPSK a fost ales făcând un experiment pe un volum de texte uzuale din limba engleză și analizând frecvența aparițiilor fiecărui caracter din codul ASCII. Apoi s-a realizat o listă a tuturor modelelor liniare întâlnite respectând regulile codării, îndeosebi că fiecare model trebuie să înceapă și să termine cu un bit de 1, și că nu trebuie să conțină mai mult de un 0 în interior. Această listă a fost generată de calculator, pornind de la cel mai scurt simbol. Lista a fost încheiată când au fost realizate 128 de modele. Apoi lista codului ASCII, în ordinea frecvenței de apariție, a fost comparată cu lista modelelor, ordonată descrescător, astfel încât cele mai frecvente apariții din codul ASCII li s-au atribuit modele mai scurte, și apoi completat cu restul codului variabil din alfabet. În final s-a realizat o medie a numărului de biți pentru un text tipic transmis prin cod, ținând cont de biții de 00 dintre caractere. Rezultatul a fost de 6,7 biți/caracter, în comparație cu 9 biți/caracter pentru sistemele asincron.

Codificare codului ASCII este următoare:

NUL 1010101011

SOH 1011011011

STX 1011101101

ETX 1101110111

EOT 1011101011

ENQ 1101011111

ACK 1011101111

BEL 1011111101

BS 1011111111

HT 11101111

LF 11101

VT 1101101111

FF 1011011101

CR 11111

SO 1101110101

SI 1110101011

DLE 1011110111

DC1 1011110101

DC2 1110101101

DC3 1110101111

DC4 1101011011

NAK 1101101011

SYN 1101101101

ETB 1101010111

CAN 1101111011

EM 1101111101

SUB 1110110111

ESC 1101010101

FS 1101011101

GS 1110111011

RS 1011111011

US 1101111111

SP 1

! 111111111

" 101011111

# 111110101

$ 111011011

% 1011010101

& 1010111011

' 101111111

( 11111011

) 11110111

* 101101111

+ 111011111

, 1110101

– 110101

. 1010111

/ 110101111

0 10110111

1 10111101

2 11101101

3 11111111

4 101110111

5 101011011

6 101101011

7 110101101

8 110101011

9 110110111

: 11110101

; 110111101

< 111101101

= 1010101

> 111010111

? 1010101111

@ 1010111101

A 1111101

B 11101011

C 10101101

D 10110101

E 1110111

F 11011011

G 11111101

H 101010101

I 1111111

J 111111101

K 101111101

L 11010111

M 10111011

N 11011101

O 10101011

P 11010101

Q 111011101

R 10101111

S 1101111

T 1101101

U 101010111

V 110110101

X 101011101

Y 101110101

Z 101111011

[ 1010101101

\ 111110111

] 111101111

^ 111111011

_ 1010111111

. 101101101

/ 1011011111

a 1011

b 1011111

c 101111

d 101101

e 11

f 111101

g 1011011

h 101011

i 1101

j 111101011

k 10111111

l 11011

m 111011

n 1111

o 111

p 111111

q 110111111

r 10101

s 10111

t 101

u 110111

v 1111011

w 1101011

x 11011111

y 1011101

z 111010101

{ 1010110111

| 110111011

} 1010110101

~ 1011010111

DEL 1110110101

=== CAPITOLUL 4 – PROIECTAREA EMITATORULUI ===

CAPITOLUL 4

PROIECTAREA EMIȚĂTOARELOR

Schema electrică folosită pentru emisia pe 24 Mhz este următoarea:

Figura 5.1: Schema emițător 24 Mhz

Semnalul de intrare în circuitul de emisie este dat de placa de sunet a unui calculator.

Figura 5.2: Adaptarea semnalului audio

Pe semireglabilul de 47kΩ, se reglează tensiunea de modulație pe dioda varicap și totodată nivelul de intrare a semnalului audio.

Figura 5.3: Adaptarea semnalului audio la circuitul oscilant

Prin semireglabilul de 47kΩ, se reglează tensiunea inversă pe dioda varicap.

Tranzistorul T1, aflat între oscilator și etajul amplificator, este un repetor pe emitor și are rol de adaptare a impedanței. Pe joncțiunea bază-emitor a acestui tranzistor, semnalul se diminuează cu 0,6V.

Acest tranzistor se alege cu un astfel de , încât curentul absorbit să fie destul de mic. S-a adoptat un BF 200 cu un β de 100.

Figura 5.4: Caracteristica IC=f(UCE)

Figura 5.5: Oscilatorul local

Figura 5.6: Caracteristica de ieșire a tranzistorului.

Frecvența fundamentală a oscilatorului LC trebuie să fie egală cu frecvența cristalului. Acest montaj este un circuit oscilator Clapp controlat cu cristal. Rolul cristalului este de a filtra armonicile de la oscilatorul local.

Calculul PSF-ului etajului de RF:

Figura 5.7: Etaj RF

Rezistența RE și condensatoarele sunt pentru polarizare și asigură o stabilitate ridicată a PSF-ului la variațiile de temperatură și a dispersiei tehnologice dacă se schimbă tranzistorul.

În curent continuu, schema echivalentă a montajului este simplificată de faptul că la ieșirea primului tranzistor este potențial 0V pentru –5V aplicați la intrarea convertorului.

Pentru a stabili PSF-ul tranzistorului, având în vedere caracteristica de ieșire desenată mai sus, se ține cont de faptul că la tranzistoarele de radiofrecvență Uce trebuie să fie între și

Se alege PSF, astfel: UCE=2,5V, UBE=0.6V și IC=0,6mA

IE=1mA

RE=URE/IE=2,5V/1mA=2,5kΩ

S-a adoptat pentru RE o valoare standardizată de 2,2 kΩ.

IE=IC+IB

IC=β*IB

IE=β*IB+IB

IB= curentul de bază se va neglija în calcule în raport cu, curentul de colector deoarece este mult mai mic decât acesta.

URB=VCC-UBE-UCE

RB=URB/IB

RB=1,9V/0,01mA=190kΩ

S-a adoptat pentru RB o valoare standardizată de 220kΩ.

Calculul PSF-ului etajului de amplificare:

Figura 5.8: Etaj amplificare

Etajul de amplificare este un montaj în emitor comun, astfel semnalul util se culege din colector.

Pentru a stabili PSF-ul tranzistorului, având în vedere caracteristica de ieșire, se ține cont de faptul că la tranzistoarele de radiofrecvență Uce trebuie să fie între și Acest tranzistor se alege cu un astfel de , încât curentul absorbit să fie destul de mic. Asemănător cu etajul de oscilație s-a adoptat un BF 200 cu un β de 25.

Se alege PSF, astfel: UCE=2V, UBE=0.6V și IE=2mA.

UE=RE*IE; RE=UE/IE RE=1KΩ

URB=VCC-UBE-UCE

RB=URB/IB

RB=2,4V/75μA=32kΩ

S-a adoptat pentru RB o valoare standardizată de 33kΩ.

Calculul condensatorului de cuplare:

Condensatorul din schema de mai jos, este condensator de decuplare, adică au o anumită reactanță astfel încât să fie scurtcircuite la frecvența de lucru, pentru a nu permite trecerea radiofrecvenței către amplificator.

Figura 5.9: Condensatorul de cuplare

Pentru ca, condensatorul C să se comporte ca un scurt la frecvența de 24MHz, reactanța acestuia trebuie să fie mult mai mică decât valoarea rezistorului RB, care este de 33K. Vom alege ca XC1=33 și vom obține:

Alegem XC1=33.

S-a adoptat pentru C o valoare standardizată de 270pF.

Calculul inductanțelor:

a) Pentru circuitul oscilant:

Cosc=C+Cv =6,5pF

Cosc=C+Cv =10,3pF

Lmax=6,77μH Lmin=4.27 μH

b) Pentru circuitul de amplificare:

Cosc=C+Cv =260pF

Cosc=C+Cv =230pF

Lmin=0,16μH Lmax=0,19μH

Schema electrică folosită pentru emisia pe 27 Mhz este următoarea:

Figura 5.10: Schema emițător 27 Mhz

Schema utilizată este asemănătoare cu cea a emițătorului pe 24 Mhz, iar valorile componentelor sunt următoarele.

Calculul PSF-ului etajului de RF:

Se alege PSF, astfel: UCE=2,5V, UBE=0.6V și IC=0,6mA

IE=1mA

RE=URE/IE=2,5V/1mA=2,5kΩ

S-a adoptat pentru RE o valoare standardizată de 2,2 kΩ.

IE=IC+IB

IC=β*IB

IE=β*IB+IB

IB= curentul de bază se va neglija în calcule în raport cu, curentul de colector deoarece este mult mai mic decât acesta.

URB=VCC-UBE-UCE

RB=URB/IB

RB=1,9V/0,01mA=190kΩ

S-a adoptat pentru RB o valoare standardizată de 220kΩ.

Calculul PSF-ului etajului de amplificare:

Se alege PSF, astfel: UCE=2V, UBE=0.6V și IE=2mA.

UE=RE*IE; RE=UE/IE RE=1KΩ

URB=VCC-UBE-UCE

RB=URB/IB

RB=2,4V/75μA=32kΩ

S-a adoptat pentru RB o valoare standardizată de 33kΩ.

Calculul condensatorului de cuplare:

Pentru ca, condensatorul C să se comporte ca un scurt la frecvența de 27MHz, reactanța acestuia trebuie să fie mult mai mică decât valoarea rezistorului RB, care este de 33K. Vom alege ca XC1=33 și vom obține:

Alegem XC1=33.

S-a adoptat pentru C o valoare standardizată de 270pF.

Calculul inductanțelor:

a) Pentru circuitul oscilant:

Cosc=C+Cv =6,73pF

Cosc=C+Cv =10,8pF

Lmax=5,17μH Lmin=4,07μH

b) Pentru circuitul de amplificare:

Cosc=C+Cv =260pF

Cosc=C+Cv =230pF

Lmin=0,13μH Lmax=0,15 μH

Calculul amplificării:

Figura 5. 11

La frecvența de rezonanță impedanța circuitului (LC în paralel) din colector este infinită.

, hf=β,

, =Rc=75Ω

Calculul oscilatorului:

Figura 5.12

, aceasta fiind condiția de amplificare în regim permanent.

C1=C2, rezultă .

, aceasta fiind condiția de amorsare a oscilațiilor.

C1=C2, rezultă .

X1+X2+X3=0, condiția de fază.

Z=jX ; ;

Acordarea antenelor pe frecvența dorită

Pentru o emisie și o recepție cât mai bună, un rol foarte important îl are acordarea antenei pe frecvența de lucru. Pentru frecvența dorită (24Mhz sau 27 Mhz) ar fi fost nevoie de o antena destul de mare, dar aceasta ar fi fost nepotrivită pentru ceea ce dorim să realizăm. Astfel am ales varianta unei antene de 25 cm, acordată pe frecvența dorită cu ajutorul unei bobine în serie. Inductanța dorită s-a obținut cu ajutorul unei bobine cu miez de ferită, cu un număr de (18 respectiv 23) de spire.

a) b)

Figura 5.13

În figura 5,11 a) avem frecvența de lucru a antenei fără bobină, iar în figura 5.11 b) avem frecvența de lucru a antenei cu bobină de acord.

Răspunsul semnalului modulat în frecvență la emisie.

a) 20 Hz b) 1,2KHz

Figura 5.14

Indicele de modulație

După cum se știe, semnalul FM ocupă o mare parte din spațiul de frecvență. Deviația unei stații FM este de 75kHz, pentru o frecvență totală de 150kHz. Majoritatea stațiilor FM folosesc o deviație de 5kHz, pentru o frecvență totală ocupată de 10kHz.

Indicele de modulație, (), care reprezintă de fapt raportul dintre deviația de frecvență și frecvența modulatoare. Pentru a caracteriza un anumit sistem de transmisie, se folosește valoarea frecvenței modulatoare maxime; rezultă astfel indicele de modulație al sistemului de transmisie:

t=;

=== CAPITOLUL 5 – Proiectarea receptoarelor ===

CAPITOLUL 5

PROIECTAREA RECEPTOARELOR

Recepția se face cu un circuit integrat specializat și anume cu TDA 7000. Schema bloc internă a acestui integrat și caracteristicile sale tehnice sunt prezentate în cele ce urmează:

Acest integrat TDA 7000 (realizat de firme Philips) este mono si se livrează în capsula DIL cu 18 pini.

Circuitul integrat TDA 7000 este prevăzut cu un sistem FLL (Frequency Locked Loop) și lucrează cu o frecvență intermediară de 70KHz.

În cele ce urmează vom enumera câteva din caracteristicile acestui circuit integrat:

tensiunea de alimentare: 2,710V (tipic 4,5V);

curentul de alimentare (pentru 4,5V): 8mA;

domeniul frecvențelor de intrare: 1,5MHz110MHz;

curentul oscilatorului (pinul 6): 280A;

tensiunea la pinul 14: 1,35V;

curentul de ieșire (pinul 2): 60A;

tensiunea la pinul 2 (cu rezistorul dintre acest pin și masă de 22K): 75mV;

sensibilitatea (cu funcția MUTE dezactivată): 1,5V;

sensibilitatea (cu funcția MUTE activată): 6V;

sensibilitatea pentru un raport semnal/zgomot de 26dB:5,5V;

raportul semnal/zgomot: 60dB;

distorsiuni armonice totale: 0,7%2,3%;

selectivitate: 45dB;

domeniul CAF (controlul automat al frecvenței): 300KHz;

banda de trecere audio: 10KHz;

tensiunea de ieșire audio: 75mV.

Schema bloc internă împreună cu cele câteva componente pasive externe, reprezintă de fapt și schema montajului. S-au respectat toate valorile componentelor externe recomandate de fabricantul integratului (Philips).

Selectivitatea frecvenței intermediare (de 70KHz) se obține cu ajutorul unor filtre RC. Schema bloc conține un etaj de intrare RF (HF), un mixer, un oscilator local, un amplificator – limitator de frecvență intermediară, un demodulator de fază și un sistem MUTE (care poate fi comutat).

Singura funcție a acestui circuit care necesită un acord este rețeaua LC a oscilatorului (situată între pinii 5 și 6 ai circuitului integrat), rețea care determină frecvența de recepție.

De remarcat că se poate regla comanda oscilatorului local cu ajutorul unei tensiuni aplicate unei diode varicap. Pentru aceasta se conectează un bobina reglabila si un trimmer cu scopul de a acorda receptorul pe frecvența dorită la recepție. Pe post de antenă de recepție se poate utiliza un simplu conductor de câteva zeci de centimetri lungime.

Schema electrica folosită este următoarea:

Calculul oscilatorului pentru frecvența de 24 MHz:

La frecvența de oscilație de 24MHz se adăuga și frecvența intermediară a circuitului integrat si anume 70KHz, după care vom calcula valoarea bobinei L1.

Cosc=C+Cv =6,1pF

Cosc=C+Cv =8,5pF

Lmax=7,22μH Lmin=5,18μH

Calculul oscilatorului pentru frecvența de 27 MHz:

La frecvența de oscilație de 27MHz se adăuga și frecvența intermediară a circuitului integrat si anume 70KHz, după care vom calcula valoarea bobinei L1.

Cosc=C+Cv =6,1pF

Cosc=C+Cv =8,5pF

Lmax=5,66μH Lmin=4.06μH

Calculul inductanțelor de cuplaj cu antena

Bobina de cuplaj cu antena se calculează tot pentru frecvența de 27Mhz:

Bobina de cuplaj cu antena se calculează tot pentru frecvența de 24Mhz:

Calculul inductanțelor

Valoarea inductanțelor depinde de numărul și de mărimea spirelor și de permeabilitatea miezului-în cazul inductanțelor de joasă frecvență.

Calcularea inductanțelor cu aer, bobina cilindrică cu un singur strat se calculează după formula lui Nagaoka:

L=;

unde L=în microhenry

K=coeficient care depinde de raportul între diametru și lungime;

d=diametrul bobinei

n=nr. de spire

l=lungimea bobinei în cm.

Bobinele le-am realizat astfel: pe un diametru de 4mm am înfășurat spire de liță, iar pentru un reglaj cât mai bun pe frecvența pe care doresc sa recepționez am introdus in miez de fier.

=== CAPITOLUL 6 – Fiabilitate ===

CAPITOLUL 6

CALCUL DE FIABILITATE

6.1. Concepte de fiabilitate a sistemelor

Din punct de vedere calitativ, fiabilitatea reprezintă capacitatea unui sistem de a funcționa fără defecțiuni în decursul unui anumit interval de timp și în condiții date.

Din punct de vedere cantitativ, fiabilitatea reprezintă probabilitatea ca același sistem să-și indeplinească funcțiile cu anumite performanțe prescrise, fără defecțiuni, într-un anumit interval de timp și în condiții de exploatare date.

Exprimarea influenței factorilor externi asupra parametrilor diferitelor componente ale unui sistem supus unei analize de fiabilitate, și deci asupra performanțelor acestui sistem, este imposibil de realizat în cadrul teoriei generale.

Studiul fenomenelor fizico-chimice ale degradării, elucidarea mecanismelor și modul de defectare sunt etape necesare în cadrul analizei fiabilității, care însă pot fi parcurse și aprofundate numai pe anumite tipuri particulare de sisteme.

Pentru a aprecia fiabilitatea unui sistem avem nevoie de un ansamblu de indicatori de fiabilitate, care să ofere o exprimare cantitativă a acesteia:

funcția de fiabilitate, notată cu R(t), reprezintă probabilitatea ca în intervalul (0,t) să nu se producă defectarea sistemului, în condiții determinate: R(t)=P(t<T),

unde T=durata de funcționare a unui echipament până la defectare;

funcția de repartiție a duratei de funcționare, a variabilei aleatoare continue T, până la defectare F(t), reprezintă probabilitatea ca sistemul să se defecteze în intervalul de timp (0,t),dar înainte de momentul t: F(t)=P(tT);

Cele două funcții sunt complementare: R(t)+F(t)=1;

Este evident că: R(t)=1-F(t);

Asa cum se poate observa, F(t) și R(t) se referă la un interval de timp (0,t). Pentru un interval de timp oarecare, ce desemnează o misiune oarecare de durată x, ce începe la momentul t, unde probabilitatea de defectare este:

F(t,t+x)=P(t<T<t+x)=F(t+x)-F(t)

F(t,t+x)= P(t<T,t+x) / P(t<T) = (F(t+x)-F(t))/R(t)

R(t)= R(t+x) / R(t)

F(t,t+x) si R(t,t+x) ne dau comportarea sistemului pe un interval oarecare.

densitatea de probabilitate a variabilei aleatoare T, notată cu f(t), se folosește pentru a descrie comportarea locala a sistemului în jurul unui moment dat, și este dată de:

f(t)=

unde f(t) reprezintă limita raportului dintre probabilitatea totală de defectare într-un interval și mărimea intervalului.

Când t0, este numită lege de repartiție a timpului de funcționare până la defectare în jurul momentului t, indiferent de comportarea anterioară a sistemului.

Pentru a descrie pericolul de defectare în jurul unui moment dat de timp, pentru un sistem aflat în bună funcționare până atunci, se definește un indicator care descrie comportarea locală a sistemului din punctul de vedere al fiabilității.

intensitatea (rata) de defectare, este o probabilitate condiționată (analoaga ratei mortalității în studiile demografice ) notată cu z(t) și reprezintă probabilitatea de defectare în jurul unui moment dat, condiționată de buna funcționare a sistemului până în acel moment:

Cu alte cuvinte:

=

=

Ținând cont că R(0)=1, rezultă: R(t)=exp(- z(u)*du);

Notația uzuală pentru z în cazul componentelor electronice este , având valori de ordinul a 10-5 până la 10-6 ore-1. Pentru componentele profesionale atinge valori de până la 10-9 ore-1.

Pentru un circuit electronic, rata de defectare totală este dată de suma ponderată a ratelor de defectare ale tuturor componentelor conținute în circuitul considerat:

Fiabilitatea mai poate fi descrisă și prin unele caracteristici numerice ale variabilei aleatoare T. Acestea pot fi timpul de funcționare până la defect, abaterea medie patratică, dispersia, cuantila timpului de bună funcționare, etc.

Media timpului de bună funcționare poate reprezenta:

valoarea medie a timpului de funcționare până la defect (MTTF) -în cazul produselor nereparabile;

valoarea medie a timpului de funcționare până la prima defectare (MTFF) – în cazul produselor reparabile;

valoarea medie a timpului de funcționare intre două defectări succesive (MTBF) – dacă repararea poate fi asimilată cu înlocuirea.

Principalele legi de repartiție a timpului de funcționare sunt:

legea normală : aplicabilă în intervale de apariție a defectărilor inițiale sau a celor datorate imbătrânirii produsului.

legea logaritmic-normală : aplicabilă în cazul defectării dispozitivelor semiconductoare.

legea exponențială : aplicabilă în perioada normală de funcționare a unui produs, pentru care defectările sunt instantanee și se datorează unor modificări bruște ale condițiilor de sarcină și/sau mediu ambiant, astfel încât rata de defectare este constantă.

legea Weibull : aplicabilă unor produse ce îmbatrânesc greu și au multe defecte ascunse, fie acelor produse care nu prezintă defectări în intervalul inițial de funcționare, dar îmbatrânesc repede. Prin particularizarea acestei legi se pot obține legile normală și exponențială.

Pentru fiecare din aceste legi există expresii particulare ale indicatorilor generali de fiabilitate precizați mai înainte.

6.2. Fiabilitatea cablajelor imprimate echipate cu componente electronice

Întrucât principala funcție a cablajelor imprimate constă în interconectarea componentelor din circuitele electronice, fiabilitatea acestora este determinată, în mod esențial, de calitatea conexiunilor prin lipire efectuate între terminalele componentelor și traseele cablajului.

Valoarea medie a intensității (ratei) de defectare [10-6/h] a conexiunilor prin lipire este indicată în normativele de fiabilitate (în scopul determinării fiabilității previzionale) ca fiind de ordinul 0.2 (pentru lipirea manuală) sau 0.05 (pentru lipirea automată). Dar din analiza statistică a unor date experimentale rezultă valori și mai mici ale acestui indicator (de ordinul 10-2…10-3). Comparativ cu alte procedee de conectare a componentelor pe cablaje (sudura electrică), lipirea este apreciată ca fiind suficient de fiabilă pentru echipamentele electronice.

Deși rata de defectare a conexiunilor prin lipire este relativ redusă, datorită numărului lor mare (de ordinul sutelor…miilor – pentru o singură placă de cablaj imprimat) în structura unui echipament electronic (depinzând de complexitatea acestuia) influența fiabilității conexiunilor asupra fiabilității ansamblului poate fi importantă.

În cazul echipamentelor electronice portabile, solicitările mecanice (vibrații, șocuri, accelerații) și climatice (temperatură, umiditate) aplicate acestora influențează considerabil și în mod defavorabil fiabilitatea conexiunilor prin lipire, aspect ce trebuie luat în considerare la proiectarea și efectuarea conexiunilor prin lipire.

Principalele căi pentru reducerea la minimum posibil a procentului de defecte datorate conexiunilor prin lipire sunt:

selectarea unor materiale și tehnologii de lipire adecvate;

existența unei bune sudabilități a suprafețelor de lipire;

controlarea riguroasă a calității materialelor de lipire cât și a suprafețelor de lipit (atât înainte cât și periodic, în cursul procesului de lipire);

respectarea riguroasă a procesului tehnologic de lipire ;

controlarea calității conexiunilor prin lipire obținute (în principal, prin verificarea vizuală a conexiunilor cu ochiul liber sau cu o lupă specială);

Din acest ultim punct de vedere, o conexiune prin lipire corect realizată trebuie să aibă:

suprafața lipiturii lucioasă și strălucitoare (fără neregularități, crăpături, asperități);

forma tronconică, având profil concav și o înălțime maximă (deasupra cablajului) de cel mult 0.5…0.8 din diametrul pastilei de lipire a terminalului;

aliajul de lipit să acopere complet și uniform terminalul respectiv;

găurile metalizate (în cazul cablajelor dublu și multi-strat) umplute, prin capilaritate, cu aliaj de lipit.

În principiu, orice abatere de la aceste caracteristici ideale poate fi considerată un defect, deși nu orice abatere afectează fiabilitatea plăcii echipate cu componente.

Principalele defecte care conduc la nefuncționarea, sau funcționarea defectuoasă, a unei plăci echipate, și care pot fi identificate prin control vizual, sunt:

defecte de formă ("punți" și/sau "stalactite", datorate excesului de aliaj de lipit aplicat). Primele constituie un defect major întucât scurtcircuitează trasee sau terminale adiacente;

defecte de aspect;

defecte datorate prelucrărilor mecanice (tăiere, găurire) necorespunzătoare ale cablajelor imprimate: exfolieri, găuriri prea mari/mici sau plasate necorespunzător. Tensiunile interne produse în placă pot determina defectarea prin oboseală a imbinărilor lipite;

defecte de montaj, datorate terminalelor prea scurte sau formate necorespunzător ale componentelor;

alte defecte: cavități, lipituri "reci", "galbene", "grăunțoase", "false", mate, incluziuni, microfisuri, reziduuri albe, curbarea plăcii de cablaj imprimat.

Toate acesta defecte posibile pot fi prevenite dacă se lucrează atent, respectându-se regulile elementare de implantare, lipire și exploatare a cablajelor imprimate.

6.3. Determinarea indicatorilor de fiabilitate

1.Determinarea indicatorilor de fiabilitate s-a făcut conform STAS 10307/75 "Fiabilitatea produselor industriale-indicatori de fiabilitate". În calculul ce urmează s-a adoptat o lege de distribuție exponențială pentru intensitatea de defectare.

2.Indicatorii au fost determinați tinând cont atât de componentele electronice cât și de cele mecanice ale dispozitivului.

3.Calculul a fost făcut pe baza considerațiilor:

Dispozitivul este nereparabil, nu este alcătuit din module ce pot fi schimbate, deci s-a luat în considerare timpul de funcționare până la defectare.

Regimul de lucru a fost considerat continuu.

Pentru asigurarea funcțiilor dispozitivului, componentele sale se consideră în conexiune serie.

Calculul pentru MF este prezentat în tabelul următor:

=27.82*10-6h;

=27*10-6;

MTBF până la primul defect: 1/=1 000 000/12=83 333ore.

Pentru t=1000 ore rezultă:

R(t)=exp.(-/t)=exp.(-0.13)=0,97

F(t)=1-R(t)=0,03

=== Capitolul I-Introducere ===

CAPITOLUL I

INTRODUCERE

SISTEME DE COMUNICAȚII RADIO (FĂRĂ FIR)

Aspect specific: propagarea undelor electromagnetice.

Secțiuni principale abordate:

undele radio,

secțiunea de emisie,

antene de emisie-recepție,

secțiunea de recepție.

1. Undele radio

1.1 Aspecte generale

Prin unde radio se desemnează un sub-domeniu al undelor electro-magnetice (UEM):

1. – unde hertziene

2. – unde infraroșii

3. – unde optice

4. – unde ultraviolete

5. – unde x

6. – unde cosmice

Domeniul care interesează: undele hertziene (3103…41012)Hz;

Dintre acestea numai o mică parte, undele radio (3103 …41010) Hz, este folosită în mod curent pentru comunicații.

Domeniul undelor radio este împărțit pe subgame funcție de frecvență sau funcție de lungimea de undă:

λ=c/φ

Exemplu: 4 – (3kHz-30kHz) VLF – miriametrice

5 – (30kHz-300kHz) LF – kilometrice

6 – (300kHz-3000kHz) HF – decametrice

7 – (3 -30) Mhz VHF – metrice

De remarcat că această împărțire implică o legătură și cu caracteristicile de propagare.

Așa cum s-a mai specificat în vederea transmiterii, mesajul modulează frecvența purtătoare. Semnalul modulat ocupă o bandă de frecvență. Deci, pentru o legătură de comunicație se alocă nu o frecvență ci o bandă de frecvențe care depinde de tipul și de parametrii semnalului modulat.

Exemple:

semnale MA- B = 9kHz Δf = 9kHz

MF – Bandă Largă, B =225kHz Δf = 300kHz

MF – Bandă Îngustă, B = 20kHz Δf = 25 kHz

MA-BLU – B =3,4kHz Δf = 4kHz

etc.

1.2 Atribuirea frecvențelor (benzilor) canalelor de RC

În procesul de atribuire a canalelor RF se disting mai multe nivele:

– atribuirea spectrului RF pe servicii;

– atribuirea canalelor radio în cadrul unei rețele de RC.

În această etapă ne referim numai la prima abordare.

Pentru a asigura compatibilitatea serviciilor, atribuirea se face prin reglementări emise de organisme internaționale: CCIR/OIRT (nu mai există).

Având în vedere atenuarea destul de rapidă a celor mai multe dintre semnalele emise benzile de RF sunt reutilizate în mai multe locuri de pe glob. In acest scop globul este împărțit în 3 regiuni și câteva zone:

• Regiunea I Europa – Mongolia – Orient mijlociu (IRAN) – Turcia – Africa.

• Regiunea II Australia – Asia de sud – est – Pacificul.

• Regiunea III America + Groenlanda

În fiecare regiune diverselor servicii li se alocă banda de frecvență cea mai potrivită.

Exemplu pentru regiunea I:

• Serviciul de Radio Difuziune.

– UL 150 – 285 kHz

– UM 525 – 1605 kHz

– US: (3,2 – 30)MHz, (3,2…3,4)MHz, (5,95…6,2)MHz, (7,1…7,3)MHz, etc.

– UUS (65…73) – (87,5…108) Mhz

• Serviciul Mobil celular – 450Mhz – 900Mhz -1800Mhz

• Serviciul Mobil – Radiotelefonie trunking – 30 MHz -150MHz- 450 MHz.

1.3 Parametrii caracteristici sistemelor de R.C.

A) Frecvență:

fa – frecvența alocată – centrul benzii alocate

fr – frecvența de referință – o frecvență cu o poziție bine determinată față de fa

fe – frecvența emisiunii – centrul benzii ocupate

fc – frecvența caracteristică – o frecvență ușor de identificat în spectrul semnalului emis;

δf – toleranța de frecvență (Hz,ppm).

B) Benzi de frecvență:

– banda alocată

– banda necesară

– banda ocupată.

Parametri specifici Echipamentelor de Radio Emisie:

Radiația neesențială – puterea emisă pe una sau mai multe frecvențe în afara benzii alocate – putere care poate fi redusă prin măsuri tehnice fără a afecta calitatea semnalului util.

Bruiajul – reprezintă deteriorarea calității, stânjenirea sau întreruperea repetată a unei transmisiuni de Rc din cauza unei radiații oarecare.

Parametri specifici Echipamentelor de Radio Recepție:

Sensibilitatea un parametru care evidențiază nivelul minim al semnalului care poate fi prelucrat conducând la anumiți indici de calitate (putere, raport semnal/zgomot) pentru semnalul de ieșire;

Selectivitatea – un parametru care evidențiază gradul de eliminare a semnalelor nedorite recepționate odată cu semnalul util;

Fidelitatea – un parametru care evidențiază gradul în care mesajul transmis este modificat în procesul de prelucrare a semnalului recepționat.

2. Echipamente de Radio Emisie

2.1 Rolul echipamentelor de Radio Emisie

Principalele funcțiuni:

– generarea și prelucrarea semnalului purtător

– prelucrarea finală a semnalului modulator pentru a se putea realiza procesul de modulație în condițiile impuse.

– realizarea modulației

– prelucrarea semnalului modulat

– transformarea semnalului modulat în undă electro-magnetică.

Rezultă o schemă bloc foarte generală care ține cont că în afara liniei principale de prelucrare a semnalului (blocul de modulație – BM, blocurile de prelucrare a semnalului radio, lanțul de radio frecvență – LRF) sunt necesare echipamente suplimentare pentru alimentare (BA), control, întreținere, protecție (BCS) etc.

2.2 Aspecte specifice Radio Emițătoarelor; caracteristici

au un rol decisiv în calitatea radio-legăturii

distanța la care se poate stabili o legătură de calitate este funcție de puterea emisă și de sensibilitatea radio receptorului

d=f(Pe,Sr)

în unele situații cum sunt rețelele de difuzare de informații sunt puține radio emițătoare și foarte multe radio receptoare; în consecință primele sunt realizate cu deosebită atenție pentru a simplifica RR:

În acest scop se apelează la:

procedee simple de realizare a modulației;

putere mare de emisie

fiabilitate deosebită.

În cazul RE de putere mare sau foarte mare (kW-MW) devine important randamentul nu numai pentru pierderile energetice (care sunt importante) ci și pentru fiabilitate și din punctul de vedere al disipării energiei pierdute. Se vor alege soluții constructive adecvate.

Din scurta prezentare se poate observa că un ERE va fi caracterizat prin:

• gama de frecvență în care poate funcționa (sau frecvența de lucru);

• puterea emisă (la intrarea cablului care alimentează antena = feeder) respectiv puterea aparent radiată (care depinde și de caracteristica de directivitate a antenei sau a sistemului de antene utilizate).

• randament

• stabilitatea frecvenței

• nivelul radiații nedorite (neesențiale)

• siguranța în funcționare.

Din punct de vedere tehnic/constructiv se mai pot adăuga:

• eficiența sistemelor auxiliare de comandă – semnalizare – blocare;

• complexitatea depanării/întreținerii/supravegherii;

• complexitatea reglajelor.

2.3 Clasificarea Echipamentelor de Radio Emisie

1. După tipul semnalului modulat:

– MA

– MF

– BLU

– impulsuri

2. după nivelul puterii emise:

– foarte mică (<1W)

– mică (<100W)

– medie (100W-3KW)

– mare (3KW-100KW)

– foarte mare (>100KW)

3. după destinație:

– radiodifuziune

– radioteleviziune

– telegrafie

– radiotelefonie

– telecomandă

– radiolocație

– etc.

4. după gama de frecvență: de exemplu emițătoare de RD se pot împărți în:

– emițătoare pentru UL (foarte mare);

– emițătoare pentru UM (foarte mare);

– emițătoare pentru UUS (medie);

5. după condițiile de exploatare:

– staționare

– mobile

– portabile;

– etc.

=== Tiple ===

SISTEM RADIO DE TRANSMISIUNI NUMERICE

OBIECTIVE URMĂRITE:

Principii teoretice ale Modulației MF și PSK

Prezentarea metodei de codare, decodare a informației

Prezentarea circuitelor de emisie, respectiv recepție

Măsurători și concluzii

Elementele unui sistem de comunicații digital

Proiectul tratează emisia și recepția semnalului modulat în frecvență. Modulația este necesară pentru a face posibilă transmiterea informației printr-un mediu de transmitere dat (aerul sau vidul, fibre, etc.).

Schema bloc a modulației în frecvență

Spectrul de frecvență al unei oscilații MF

În figura de mai jos s-au ilustrat cele două tipuri de modulație unghiulară pe cazul semnalului modulator binar, semnalul binar care este emis de către placa de sunet a calculatorului.

S-au utilizat notațiile: x(t) – semnal de bază; xMF(t) – semnal modulat FSK (Frequency Shift Keying); xMP(t) – semnal modulat PSK (Phase Shift Keying).

Codarea informației

Codul de lungime variabilă folosit, prezintă următoarele caracteristici:

Toate caracterele sunt separate prin 2 biți consecutivi de 0.

Nici un caracter nu conține mai mult de un bit consecutiv de 0.

De aici rezultă că toate caracterele trebuie să înceapă și să se încheie cu un bit de 1.

Cu un astfel de cod, receptorul detectează sfârșitul unui caracter și începutul altui caracter determinând numărul de zerouri detectate, mai ales că 2 zerouri consecutive nu se găsesc în codarea vreunui caracter. Succesiunea de biți 00, este echivalentul pauzei dintre litere în codul morse, și dă posibilitatea folosirii unui cod de lungime variabilă.

Ex: SPACE 1, a 1011, X 101011101

Decodorul, cunoscut sub denumirea de Viterbi decodor, după numele celui care l-a descoperit, nu este de fapt un decodor, ci un șir de codificatoare parale. Ieșirile fiecărui codificator sunt comparate cu datele de la intrare. De fiecare data când se recepționează un nou simbol, codificatorul trebuie să adauge un extra bit la secvențele deja decodificate, considerând că acesta trebuie să fie 0 sau 1. Aceasta dublează numărul secvențelor deja decodificate, dar o tehnică simplă dă posibilitatea ca jumătate din secvențele deja decodificate să fie asemănătoare cu cealaltă jumătate, ceea ce înseamnă că numărul de secvențe decodificate rămâne constant. După un număr mare de simboluri recepționate, posibilitatea decodării greșite a primului simbol tinde la zero, astfel decodificatorul poate fi aproape sigur că primul bit a fost corect, și poate fi transmis către ieșire. În practică aceasta înseamnă că decodorul pune datele decodate la ieșire după o perioadă de la recepționarea lor.

Lanțul de transmisiune a datelor

Schema electrică a emițătorului

Lanțul de recepție a datelor

Schema electrică a receptorului

Schema internă a circuitului integrat TDA 7000

Răspunsul semnalului modulat în frecvență la emisie

a) 20 Hz b) 1,2KHz

Acordarea antenelor pe frecvența dorită

a) b)

În figura a) avem frecvența de lucru a antenei fără bobină, iar în figura b) avem frecvența de lucru a antenei cu bobină de acord.

REZULTATE ȘI CONCLUZII

SISTEMUL RADIO DE TRANSMISIUNI NUMERICE A FOST REALIZAT ÎN SCOP DIDACTIC.

ACESTA POATE FI UTILIZAT ȘI DE CĂTRE RADIO AMATORI, PUTÂND SĂ FIE O ALTERNATIVĂ MAI IEFTINĂ DECÂT UN CHAT PE INTERNET, MAI ALES DATORITĂ FAPTULUI CĂ A FOST REALIZAT PE O FRECVENȚĂ LIBERĂ, DEDICATĂ RADIOAMATORILOR, EMISIA ȘI RECEPȚIA DATELOR FIIND FACUTĂ PE FRECVENȚELE DE 27MHz, RESPESCTIV 24MHz.

DISTANȚA MAXIMĂ DINTRE EMIȚĂTOR ȘI RECEPTOR PE CARE A FOST TESTAT A FOST DE 10m, CU REZULTATE FOARTE BUNE. ÎNSĂ UNELE PROBLEME APAR DATORITĂ SISTEMELOR DE CALCUL UTILIZATE. DACĂ SE UTILIZEAZĂ UN CALCULATOR MAI PERFORMANT ȘI UNUL MAI PUȚIN PERFORMANT, LA RECECPȚIE CALCULATORUL MAI PUȚIN PERFORMANT PREZINTĂ UNELE ERORI DE DECODIFICARE A INFORMAȚIEI, CU PRECĂDERE LA CARACTERELE MAI PUȚIN FRECVENTE DIN CODUL ASCII.

ACEST DEZAVANTAJ POATE FI REMEDIAT UTILIZÂND SISTEME DE CALCUL CU PERFORMANȚE APROAPE EGALE, SAU PRINTR-O RATĂ MAI MICĂ DE TRANSMISIE A INFORMAȚIEI.

ALIMENTAREA SISTEMULUI SE FACE DE LA MUFA USB A CALCULATORULUI, IAR PENTRU A ÎNDEPĂRTA PERTURBAȚIILE NEDORITE AM FĂCUT FILTRAREA TENSIUNII CU AJUTORUL UNUI FITRU.

ÎN IMAGINILE DE MAI JOS SUNT PREZENTATE INTERFEȚELE UTILIZATOR ALE PROGRAMULUI, ATÂT PE EMISIE CÂT ȘI PE RECEPȚIE.