Senzori de Culoare

Cuprins:

I. Introducere

II. State of the Art

III. Comutatoare CMOS

IV.Amplificator

V. Filtre

VI. Convertor Anlog-Digital.

VII. Comparator

VIII. Redresor dubla alternanta

IX.

X.Documentatie , Referinte

Motivatie:

Introducere

Culoare este una din cele mai importante caracteristici ale luminii, desi nu intotdeauna suntem constienti de acest fapt si a importantei sale. Chiar daca culoare joaca un rol unic, de importanta majora in viata de zi cu zi, in aplicatiile industriale si stiintifice, numarul senzorilor dedicati detectarii de culoare este surprinzator de mic si mai important principiile de existenta sau functionarea acestor tipuri de senzori sunt foarte putin cunoscuti de catre publicul larg.

Atunci cand cuvantul microelectronica este mentionat majoritatea oamenilor se gandesc la telefoane mobile, microprocesoarele calculatoarelor sau alte aplicatii familiare cum ar fi DVD playerele, GPS sau console de jocuri. In general mass-media isi concentreaza atentia catre noile tehnogii dezvoltate in aceste domenii care sunt familiare tuturor, cum ar fi telecomunicatiile, calculatoarele si noile gadget-uri electronice de larg consum.

Cu toate acestea o alta zona extrem de importanta se ocupa cu senzori si actuatori. Pe scurt senzorii pot fi definiti ca dispozitive sau sisteme care detecteaza semnale relevante din mediul inconjurator si le converteste intr-un semnal electric sau date care sunt procesate mai departe intr-un circuit electronic.

Problema este cu atat mai importanta incat oamenii au inlocuit modul de iluminare clasic a mediilor in care traiesc cu iluminarea cu leduri pentru a economisi energie. Ledurile produc lumina alba, combinand culorile primare rosu, verde si albastru si este foarte dificil pentru oameni sa determine balansul de culoare in mod obiectiv, fara a recurge la instrumente de masurare.

Fara senzori, majoritatea din echipamentului tehnologic din ziua de astazi, de la dispozitivele complicate pana la gadget-uri, nu ar fi putut functiona. Senzorii detecteaza si transmit mai departe informatii necesare pentru functionarea corecta a dispozitivelor sau pentru controlul proceselor prin furnizarea de date vitale pentru feedback-ul lor.

Senzorul de culoare este un instrument foarte simplu de utilizat, de costuri mici , folosit pentru a obtine citiri precise de culoare, atat din lumina reflectata cat si din lumina emisa. Acesta poate oferi citiri precise in mai multe tipuri de formate intuitive, atat pe un display LCD incorporat sau pe o pagina web disponibila intr-o retea locala. Senzorul de culoare este usor si portabil, facandu-l usor de utillizat intr-o varietate mare de medii.

Senzorul poate functiona in doua moduri: in modul detectiei de culoare,in care acesta detecteaza doar culorile. Acest lucru este cel mai util pentru sortarea diferențelor de culoare evidente (de exemplu, roșu sau negru sau verde) sau in modul in care detecteaza atat culoarea cat si intensitatea culorii care rafinează capabilitatile senzorului de a include tonuri de gri si deasemenea, lărgirea spectrului de culori si nuante pe care senzorul poate fi programat sa le detecteze. Această caracteristică permite utilizarea lui intr-un lot de triere sau de identificare în cadrul unei familii de culoare (de exemplu, albastru albastru inchis sau albastru deschis sau mediu).

Este ideal pentru aplicații cum ar fi detectarea culorii, măsurarea, ajustarea culori, contrastului și luminozitatii unui ecran sau alte aplicatii practice pe care le are in industrie.

Senzorul poate fi utilizat pentru multe aplicații, cu diferite niveluri de lumina prin ajustarea castigului. Funcțiile suplimentare pot include un modul de repaus selectabil pentru a minimiza consumul curentului când senzorul nu este folosit.

In prezent tendinta nu mai este de a realiza senzori discreti, care poti fi mai apoi combinati cu diferite circuite integrade pe o placa de circuit imprimata, in scopul de a efectua o anumita functie dorita. In schimb tehnologia a avansat si astfel domeniul microelectronici a facut posibila integrarea unui minisistem complet pe un singur cip, atat senzorul cat si circuitul de conditionare a semnalului inteligent ca bloc de procesare digitala care proceseaza datele obtinute. Acest grad de integrare a fost posibil datorita progreselor in doua zone. Primul factor cheie a fost miniaturizarea circuitelor integrate care a evoluat foarte mult in ultimile decenii si care a ajuns la nivelul ULSI (Ultra large scale integration) in care dimensiunea carcateristica a tranzistorului este pe scara submicronilor. Tehnologia de fabricatie permite realizarea de circuite extrem de complexe, cum ar fi microprocesoare si procesoare de semnal digitale (DSP).

Al doilea factor este dezvoltarea de sisteme micro-electro-mecanice(MEMS) sau Sisteme micro-opto-electro-mecanice (MOEMS), care pot fi fabricate în siliciu (sau alte materiale) folosind procesarea microelectronica derivate din fabricarea circuitelor integrate pentru realizarea diferitelor structuri cu alte funcționalități decât cele pur electronice. Acest lucru a permis realizarea de structuri noi și complexe, care pot fi folosite ca senzori sau dispozitive de acționare de diferite tipuri.

Co-integrarea atat senzorului cat si circuitului de procesare a semnalului este ceruta din considerente practice cum ar fi reducerea magnitudinea semnalului util , pentru senzori de dimensiuni mai mici si a necesitatii de a minimizare a componentelor parazite si de a efectua operatii de amplificare, precum si alte operatii de conditionare a semnalului cum ar fi scala de liniarizare, filtrarea semnalelor, si eliminarea sau minimizarea offset-ului sau a curentului de drift. Functii suplimentare pot fi adaugate ulterior folosind un circuit digital de mare complexitate, si in anumite cazuri acestea pot prelucra date nu numai de la un singur senzor ci deasemenea de le o serie de senzori, putand controla de exemplu atât senzorii cat si actuatori încorporati în același microsistem.

Cu toate acestea, în ciuda importanței și omniprezența lor, senzori și actuatori sunt mai puțin cunoscuti publicului larg, dat fiind faptului că, pe de o parte, acestia sunt, de obicei, "ascunsi" de vedere, și, pe de altă parte, câmpul măsurare și control de care senzori și actuatori aparțin, nu este la fel de des și larg popularizat ca, de exemplu, electronice de larg consum.

State of the Art

Termenul state of the art sau starea de arta se refera la la cel mai inalt nivel de dezvoltare, ca si dispozitiv, tehnica sau domeniu stiintific, realizat la un anumit moment. Se refera deasemenea la nivelul de dezvoltare ca dispozitiv, procedura, proces, tehnica sau stiinta la care s-a ajuns la un moment dat ca urmare a metodologiilor comune utilizate.

În conformitate cu această definiție, "stare de arta "este procesul prin care o nouă idee unică este încorporată în orice domeniu al tehnologiei, literatură și arhitectură. În limbaj general, "starea de arta" este definit ca dezvoltarea de noi tehnici și proceduri de persoane experte într-un anumit domeniu.

Desi ochiul omului are o abilitate foarte buna de a distinge culorile, persoane diferite pot percepe aceeasi culoare diferit, ceea ce inseamna ca in cererea de detectare precisa a culorilor si managementul aplicatiilor nu este suficienta doar descrierea verbala a culorilor.

O solutie mai buna este de a folosi echipamente de detectare a culorii calibrat pentru a descrie culoarea detectata in mod digital. Aceste echipamente includ atat spectrofotometre de laborator foarte scumpe cat si senzori de culoare RGB.

Pentru a intelege modul in care functioneaza aceste dispozitive de detectare a culorii trebuie sa intelegem mai intai cum percepe ochiul uman culoarea, pentru ca principiul de functionare al senzorului de culoare este asemanator. Culoarea este lumina, interactiunea intre obiect si rezultatele observatorului. In lumina reflectata, lumina care cade peste un obiect va fi reflectata sau absorbita, depinzand de caracteristicile suprafetei obiectului, cum ar fi coeficientul de reflexie sau conditiile de transmisie. De exemplu o hartie de culoare rosie va absorbi partea din spectru apartinand culorii verde si albastru si va reflecta inapoi spectrul culorii ros, si astfel observatorul va vedea hartia ca fiind de culoare rosie. Perceptia ochilui uman asupra culorii obiectelor luminate functioneaza pe acelasi princpiu, lumina va atinge ochiul uman si apoi informatiile vor fi prelucrate de receptorul ochilui, trimitand informatiile catre sistemul nervos si creier pentru a fi interpretate. Sistemul vizual uman poate detecta spectrul electromagnetic cuprins intre valorile 400nm (violet) si 700nm(rosu) si se poate adapta unei game largi cu lumina diferita si o multime de culori cu saturatii diferite. Desi celulele bastonas sunt capabile sa lucreze intr-o gama larga de iluminare si sa ofere un raspuns rapid la modificarile intensitatii lumini, acestea nu pot detecta culoarea. Numai celulele cu conuri pot oferi componente de imagine color de inalta rezolutie. Exista trei tipuri de celule cu comuri, aceastea apartinand unor lungimi de unda diferite pentru a atinge sensibilitatea maxima, respectiv de culoarea rosie(580nm), verde(540nm) si albastru(450nm). Spectrul vizibil al luminii la orice lungime de unda poate varia cateva grade, ochiul uman folosind unul sau mai multe tipuri de celule con in detectarea culorii, noi simtind ca culoarea este in sistemul nostru nervos iar creierul proceseaza informatia vizuala. Evident persoanele cu vederea normala,aflate in conditii de iluminare asemanatoare pot vedea culori in aceleasi lungimi de unda. Testele stiintifice au arata ca oamenii pot distinge diferente de culoare foarte subtile, se exstimeaza ca maximul ar putea ajunge la 1000 de milioane, problema este ca nu avem destule cuvinte peste a descrie fiecare din nuantele pe care le percepem.

Principul pe care se bazeaza senzorul de culoare este acelasi ca principiul prin care ochiul detecteaza culoarea. Pentru a ajunge la performantele ochiului uman, dispozitivele electronice au fost perfectionate si optimizate pentru a copia exact comportarea acestuia. Dispozitivul este compus dintr-un senzor si trei filtre diferite pentru fiecare culoare.

Functionare unui senzorului de culoare se bazeaza in pricipiu pe urmatoarele trei metode de realizare a senzorului: conversia lumina – fotocurent, conversia lumina-valuare analogica, conversia lumina- valuate digitala. Aceasta conversie reprezinta blocul de intrare din senzorul de culoare deoarece curentul origial are o amplitudine foarte mica, si de fiecare data acest semnal trebuie amplificat. Cel mai practic senzor este cel cu iesire analogica, folosind un amplificator transimpedanta in care semnalul de la iesire este o tensiune. Lumina care ajunge pe fotodiode este convertita in curent, amplitudinea sa depinzand de luminozitate si lungimea de unda a luminii incidente. Filtrele de culoare rosu, albastru si verde sunt folosite pentru a modela si a optimiza raspunsul spectral primit de la fotodiode. Aceste filtre sunt proiectate special sa lase sa treaca numai anumite lungimi de unde, specifice fiecarei culori detectate. Fiecare din cele trei fotodiode vor folosi un convertor curent – tensiune. In functie de modul de detectie senzorii se impart in doua categorii cei care detecteaza folosind lumina reflectata Senzorii care detecteaza in lumina reflectata detecteaza o suprafata sau un obiect care reflecta lumina, sura de lumina si senzorul vor fi plasati foarte aproape de obiectul care urmeaza a fi inspectat. De exemplu pentru lumina alba care lumineaza o suprafata rosie, va reflecta catre senzor culoarea rosie. Impactul luminii reflectate asupra senzorului produce diferite tensiuni pe fiecare culoare. Interpretand cele trei tensiuni, putem detecta culoare obiectului. Din moment ce cele trei tensiuni cresc densitatea luminii reflectate, senzorul poate sa detecteze si coeficientul de reflexie a unei suprafetee. Interpretand cele trei tensiuni, putem detecta culoare obiectului. Din moment ce cele trei tensiuni cresc densitatea luminii reflectate, senzorul poate sa detecteze si coeficientul de reflexie a unei suprafete sau a unui obiect. Culoarea luminii reflectate, depinde de suprafata de pe care se reflecta si absorbtia culori de catre senzor cand semnalul este transmis catre acesta. Senzorul de culoare cu filtru converteste lumina incidenta in curent care este mai apoi aplicat unui convertor care transforma semnalul in tensiune. Acest senzor poate fi folosit pentru a determina culoarea unu material transparent cum ar fi sticla, plastic sau lichide sau substante gazoase

Senzorul de culoarea ISL 29120 cu leduri: Rosu, Verde si albastru cu iesire digitala si putere mica proiectat de Intersil

Senzorul ISL29120 este un senzor de culoare integrat, de putere redusa, cu sensibilitate ridicata, de culoare rosu, verde si albastru cu o interfata I2C compatibil SMBus. Matricea de fotodiode este capabila sa ofere un raspuns spectral precis in cazul fiecarei culori: rosu, verde sau albastru. Convertorul Analog-Digital este capabil sa rejecteze intre 50Hz si 60Hz flickers cauzate de sursele de lumina artificiale. Acesta are o gama selectabila ce permite utilizatorului sa ajusteze sensibilitatea dorita pentru aplicatii specifice.

Senzorul ISL29120 este optimizat pentru detectarea componentelor de lumină roșie, verde și albastru într-un mediu non-infraroșu (iluminat fluorescent și cu LED-uri). Atunci când se foloseste în medii bogate în radiatii infraroșu, pentru masuratori precise este necesara folosirea unui filtru extern de blocare a radiatiilor IR.

In timpul functionarii normale, continue a senzorului ISL29120 consumul de putere este de 70uA, care se reduce la 0,3uA cand acesta intra in modul oprit(stand by). Functia de auto oprire incorporata opreste in mare parte tot dispozitivul dupa fiecare conversie analog digitala.

Senzorul ISL29120 suporta intreruperi atat hardware cat si software. Pragurile de intrerupere sunt programabile si pot fi modificate de catre utilizator. Caracteristica persistenta a intreruperilor reduce numarul notificarilor de declansari false.

Acest senzor este proiectat sa functioneze alimentat cu o tensiune de la 2.25V la 3.3V, ia circuitul integra I2C trebuie alimentat la o tensiune cuprinsa in intervalul 1.7V la 3.6V. Acest dispozitiv poate functiona intr-un mediu ambiant in care temperatura poate varia de la -40 ° C pana la +85 ° C.

Link: http://www.intersil.com/en/products/optoelectronics/ambient-light-sensors/light-to-digital-sensors/ISL29120.html

Colorimetru cu canal dublu , cu amplificatoare transimpedanta cu castig programabil si detectoare sincrone CN0312. Analog Devices

Circuitul ofera o solutie eficienta pentru foarte multe analize chimice si instrumente de monitorizare a mediului, utilizate pentru masurarea concentratiei si caracterizarea materialelor prin spectroscopia de absorbtie.Calea conditionata catre fotodioda receptor include si un amplificator transimpedanta cu castig programabil pentru conversia curentului care vine de la dioda intr-o tensiune si pentru a permite analiza diferitelor lichide care au constata de absorbtie a luminii intr-o gama variata.

Convertorul analog-digital sigma delta pe 16 biti ofera o gama dinamica suplimentara si asigurand o rezolutie suficienta pentru o gama larga a curentilor din iesirea fotodiodei. Utilizand sursa modulata si detectorul sincron, in schimbul unei surse constante de curent contiinu( Vdc), se elimina erorile de masurare datorate lumii ambientale cat si zgomotul de frecventa mica, oferind o precizie mai mare.

Colorimetrul cu canal dublu dispune de un transmitator modulat ca sursa de lumina si un detector sincron ca receptor.Circuitul masoara raportul de lumina absorbita de obiect si o masoara cu cele trei lungimi de unda diferite folosite ca referinta.

Amplificatorul operational AD8618 formeaza trei surse de curent simple pentru a asigura un curent constant prin led-uri.EVAL-PSD-CB1Z generează un semnal de ceas de 5 kHz, care modulează un LED, folosind un amplificator cu pol simplu ADG633 si un comutator (SPDT) pentru a activa si a dezactiva sursa de tensiune de referinta. Curentul prin celelalte doua leduri trebuie setat 0 pentru a le tine dezactivate atat timp cat acestea nu sunt folosite.

Separatorul de particule trimite jumatate din lumina prin recipientul pentru probe si jumatate de lumina prin recipientul de referinta.Containerele absorb cantitati diferite de lumina in functie de tipul si concentratia materialul din fiecare recipient. Fotodioda pe de alta parte, asezata in spatele fiecarui recipient genereaza un curent proportional cu cantitatea de lumina primita.

Prima etapa a fiecarui canal consta dintr-un amplificator AD8615 configurat ca amplificator transimpedanta pentru a transforma curentul de iesire din fotodiode in tensiune. Acest amplificator este foarte bun pentru amplificare iesirii fotodiodei datorita curentului de bias foarte mic(1pA), tensiunii de offset de intrare (100uV) cat si zgomot redus. Desi semnalul este cuplat ac este foarte importanta minimizarea erorilor in aceasta etapa pentru evitarea pierderii din gama dinamica.

Deoarece unele soluții testate poat avea caracteristici de absorbție foarte mari, uneori este necesar să se utilizeze rezistențe mari de feedback pentru măsurarea curenților foarte mici generati de fotodiodă, în același timp fiind capabil să măsoare curenți mari corespunzatori soluțiilor foarte diluate. Pentru a aborda această provocare, amplificatoare fotodiodă din figura cuprinde două castiguri selectabile diferite. Un câștig este setat la 33kΩ, în timp ce celălalt este stabilit la 1MΩ.

Modificarea valorilor rezistentelor de feedback pe amplificatoarele fotodiodelor modifica castigul amplificatoarelor. Acesta este un mod foarte usor si simplu pentru modificarea circuitului pentru o aplicatie specifica, cu diferite nivele de iluminare. Condensatorul de compensare trebuie deasemenea schimbat pentru a mentine aceeasi latime de banda si pentru a garanta stabilitatea amplificatorului.

Pentru sisteme de masurare care folosesc nivele extrem de scazute de lumina, frecventa de taiere a filtrului trece jos de iesire(low pass) cu detector sincron poate fi setata la o valuare mult mai mica in detrimentul unui timp mai mare de masurare.

Deoarece lumina data de Led-uri se schimba o data cu temperatura, sistemul face masuratori ca un raport intre valoarea obtinuta de la esantionul testat si canalele de referinta. Fotodiodele au o toleranta de castig de pana la ±11%, deaceea chiar si variatiile ratiometrice includ cateva variatii in timp ce valoarea iesirii led-ului se schimba in timp si in functie de temperatura. Adaugand o bucla de feedback optica pentru a controla amplitudinea led-ul reduce multe din variatiile luminii cu temperatura si poate face posibila folosirea unui singur canal pentru masurari precise.

http://www.analog.com/en/circuits-from-the-lab/cn0312/vc.html

Sistem de senzori de culoare pentru recunoasterea obiectelor cu suprafete colorate US 4917500 A.

Sistemul de senzori de culoare are cel puțin trei emițătoare de lumină, fiecare emitand cu lungimi de unda cuprinsa in gama benzii fiecarei culori, care sub controlul unui dispozitiv de control al transmisiei în cursul unui ciclu de control, aprinde succesiv suprafața colorată a obiectului pentru o scurtă perioadă de timp cu impulsuri de lumina de o intensitate predeterminată. Lumina reflectată în fiecare caz de suprafață colorată la primirea impulsurilor luminoase este primită de un receptor de lumină și transformata în semnale electrice. Semnalele electrice care sunt emise succesiv de către receptorul de lumină în cursul unui ciclu de control sunt trimise catre un dispozitiv de evaluare care determina ce culoare are obiectul supus testului.

Invenția se referă la un sistem de senzori de culoare de recunoaștere a obiectelor cu suprafețe care sunt parțial colorate.

Dispozitivele convenționale de recunoaștere a culorii functioneaza în conformitate cu un proces în trei zone.Pentru ca obiectele să fie recunoscute acestea sunt luminate cu lumina albă de la o lampă cu halogen. Lumina reflectata este descompusa prin lentile și filtre de culoare standard, în culori primare, roșu, verde și albastru. Intensitatea componentelor de culoare individuale este apoi transformata în semnale electrice printr-un fotosenzor conectat la intrarea amplificatoarelor. Semnalele electrice amplificate sunt introduse într-o unitate aritmetică pentru determinare culorii. S-a sugerat deasemenea ca inloc de filtre de culoare standard urmate de fotosenzori sa se foloseasca fotodiode sensibile la culoare, iar la care lumina reflectată de un obiect colorat sa fie trimisa printr-o lentilă de obiectiv. În acest caz,trebuie facuta o compensare a temperaturii a semnalelor electrice furnizate de fotodiode pentru o determina o anumita culoare.

Senzorul de culoare care este deja cunoscut care are o multitudine de emitatorare de lumina, care transmit lumina cu diferite lungimi de unda, care in succesiune lumineaza un obiect, a carui culoare urmeaza a fi determinata cu impulsuri de lumina de aceeasi intensitate. Lumina reflectata de obiect este captata de un fotosenzor care transforma lumina intr-un semnal electric pe care il trimite mai departe la un dispozitiv ce evalueaza aceste semnale. In cursul acestei evaluari a semnalelor care contin informatii despre lumina reflectata de obiect, ce urmeaza a fi comparata cu o valuare de prag. Pe de alta parte nu este prevazut cu o evaluare cantitativa a intensitatii fiecarei componente de culoare individuale, cum ar fi de exemplu pentru determinarea fiecarei cantitai de culoare individuale dintr-un amestec de culori

http://www.google.com/patents/US4917500

MMCS6CS – 6-channel Multiple Color Sensor – LCC10

Senzorul multiplu de culoare este realizat dintr-o matrice de 3 x 6 fotodiode si o fotodioda intunecata plasata central (tehnologie specială de siliciu PIN cu sensibilitate extinsă) integrata intr-un singur chip. Diodele sunt realizate ca segmente reprezentan parti ale unei structuri in forma de cerc cu diametrul de 2mm. Folosirea in proiectarea circuitului a fotodiodelor SI-PIN permite frecvente de semnal pana la ordinul MHz. Pentru a elimina interferentele care ar putea apare intre diode, au fost separate unele de altele prin structuri suplimentare. Fiecare din aceaste fotodiode au fost sensibilizate prin introducerea unui filtru dielectric spectral pentru gama spectrala a fiecarei culori. Scopul acestor senzori este de a masura culorile sau alte specificatii specrale sensibile, bazate pe principiul estimarii spectrale.

Aplicatiile in care este folosit:0

masurarea unor culori la modul general

masurarea spectrului natural

cititor de culoare pentr utilizatorii de larg consum sau aplicatii industriale

Caracteristici ale acestui senzor:

Măsurarea simultană sau succesivă a șase domenii spectrale

Conversie de înaltă rezoluție de spectre de tensiuni

Sensibilitate ridicată, transmisia, frecvența semnalului

Nu prezinta nici o îmbătrânire a filtrului de stabilitate, de înaltă temperatură

Are o amplificare liniară

Asigura o ajustarea programabila a transimpedantei

De mici dimensiuni, redus ca grosime

Flora Color Sensor – TCS34725

Ultimile tehnologii aparute. Tehnologia chipurilor integrate a evoluat atat de mult incat dispozitivele fizice realizate sunt de dimensiuni miniaturale, si la un pret de achizitie foarte mic de exemplu acest tip de senzor de culoare Flora Color Sensor – TCS34725

Acest sezor de culoare se prezinta a fi cel mai bun sennzor de culoare de pe piata, datorita pretului lui redus si dimensiunilor lui miniaturale. Aceste este un circuit este implementat prin elemente de detectare in lumina clar si de precizie a culorilor. Filtru de blocare a luminii infrarosii, integrat in chip si localizat pe fotodiode, minimizeaza componenta spectrala de radiatii IR a lumini incidente si permita detectarea culorilor cu acuratete. Acest filtru atasat fotodiodelor permite senzorului sa detecteze si sa obtina culori mai realiste, din moment ce ochiul uman nu poate vedea in infrarosu. Senzorul deasemenea are un domeniu dinamic de 3.800.000:1, cu timp de integrare si castig reglabil si deaceea este foarte potrivit pentru folosirea lui in spatele unui geam intunecat sau a unui material textil. Pentru a asigura obtinerea unor culori consistente acest senzor area amplasat amplasat pe dispozitiv led-uri o temperatura neutra de 4150°K, cu drivere realizate cu tranzistoare MOSFET, care pot fi aprinse foarte usor in timpul detectarii culori si stinse mai apoi pentru a economisi energie.

Conectand cipul prin intemediu unui microcontroler, acesta poate sa faca citiri pe patru canale. Senzorul se alimenteaza de la o sursa de 3V. Acest senzor se poate lega, inseria cu alt senzor pentru a obtine un senzor lux sau accelerometru. Acest senzor cantareste 0.39 grame, avand dimensiunile 15.25mm/0.6” x 15.25mm/ 0.6” x 2.16 /0.08

III. Comutatorul Mos

Comutatorul ideal realizat cu trazistoare Mos pot actiona in doua stari: ON si OFF.

Functionarea comutatorului se bazeaza pe principiul functionarii tranzostoarelor mos: daca tensiunea pe grila este mai mare decat un prag, atunci tranzistorul conecteaza sursa cu drena, iar daca tensiunea pe grila este mai mica decat un anumit nivel, tranzistorul izoleaza drena de sursa.

Comutatorul ideal trebuie sa aiba rezistenta nula atunci cand se afla in starea ON, tranzistorul fiind inchis si rezistenta infinita cand se afla in starea OFF, tranzistorul fiind deschis.

In starea on tranzistorul trebuie sa permita transferul curentului in ambele sensuri, iar aceste semnale nu trebuie sa depinda de semnalul de comanda a comutatorului.

Tranzistorul Mos indeplineste aceste conditii mult mai bine decat un transistor bipolar si deaceea sunt mult mai utilizati in practica.

Tranzistorul este simetric si din aceasta cauza curentul poate trece de la dreana la sursa, sau de la sursa la drena, tranzistorul ramanand in condutie daca curentul prin el este 0.

Cand comutatorul este inchis, tranzistorul se afla in regiunea trioda, iar intre drena si sursa existand o rezistenta de deschidere Ron foarte mica, care tine la 0.

Cand comutatorul este deschis, tranzistorul se afla in regiunea de blocare, iar intre drena si sursa existand o resitenta foarte mare, care tine la infinit.

In starea deschis comutatorul trebuie comandat cu o tensiune pe grila cu o tensiune mai mare decat tensiunea din drena sau sursa, iar aceastea nu trebuie sa depinda de tensiunea din grila.

La trecerea comutatorului din starea de blocare in starea de conductie, tranzistorul trece din regiunea de blocare in regiunea trioda, iar aceasta trecere se face prin starea de saturatie.

In regiunea de saturatie curentul prin tranzistor este constant si depinde numai de tensiunea

,

Cand tranzistorul se afla in regiunea trioda acesta este echivalent intre dresa si sursa cu o rezistenta comandata de tensiunea ,

Tranzistorul se afla in regiunea trioda atunci cand tensiunea din drena cobora sub tensiunea din sursa cu cel putin o tensiune

Comutarea din blocare in conductie. Circulatia curentului din drena la sursa.

Initial tranzistorul este blocat, condensatorul C este incarcat cu tensiunea VDD, iar pe grila se aplica un inpuls de amplitudine VDD.

La momentul se aplica nivelul H de la generatorul de clok, , tensiunea de intrare fiind constanta .

La momentul tranzistorul M1 are tensiunea Grila-Sursa egala cu , iar tensiunea Drena-Sursa egala cu , rezultand ca tranzistorul lucreaza in saturatie si descarca condensatorul cu un curent constant egal cu

La descarcarea condesatorului, tensiunea din drena tranzistorului scade pana in momentul in care tensiunea din drena scade sub tensiunea din

grila cu o tensiune de prag, tranzistorul intrand in trioda

Descarcarea condesatorului continua pana cand se apropie de . In regiunea trioda rezistenta drena-sursa este data de .

In intervalul tranzistorul este saturat iar tensiunea de iesire devine:

Cand tranzistorul intra in trioda curentul de descarcare al condensatorului este variabil, deoarece intre drena si sursa apare o rezistenta de deschidere . Curentul din tranzistor devenind :

Forma finala a tensiunii de iesire devine :

Descarcarea condesatorului prin tranzistorul in regiunea trioda este similara descarcarii condensatorului printr-o rezistenta ca in figura :

Daca sursa are potential constant, , rezistenta tranzistorului este constanta deoarece in regim trioda rezistenta tranzistorului depinde de tensiunea

Valoare finala a tensiunii de pe condesator se stabileste dupa un timp infinit de lung, in cazul in care este variabil, rezistenta este variabila aceasta complicand analiza. Pentru a obtine performante mai bune in comutatii este indicat folosirea unei valori cat mai mici pentru .

In functie de fiecare aplicatie se poate impune o anumita variatie pentru rezistenta a tranzistorului. Domeniul in care variaza influenteaza domeniul in care variaza tensiunea transferata prin comutator, limitand aceasta variatie.

Daca se considera ca se impune ca rezistenta sa varieze de cel mult patru ori.

Comutarea din blocare in conductie. Circulatia curentului de la sursa la drena.

In circuitul cu comutatorul mos, tranzistorul este blocat. Condensatorul C este incarcat la valoarea Vo , iar pe grila se aplica un impuls de amplitudine VDD pentru trecerea tranzistorului in conductie.

Se considera

In momentul se aplica nivelul H de la generatorul de clok , tensiunea de intrare fiind constanta . Tranzistorul M1 are terminalele inversate functional deoarece tensiunea din sursa este mai mica decat tensiunea din drena si deci drena reala este sursa si invers. Tensiunea grila-sursa reala este egala cu , iar tensiunea din drena reala este sub tensiunea din grila cu cel putin o tensiune de prag, ceea ce face ca tranzistorul sa lucreze in regiunea trioda. Condesatorul se incarca de la tensiunea VO la tensiunea VIN timp in care prin tranzistor curentul circula de la sursa teoretica la drena teoretica.

Se disting doua cazuri: cand tranzistorul se afla in regiunea trioda :

si cand tranzistorul se afla in regiunea saturatie

Este posibila combinarea avantajelor celor doua comutatoare MOS prin plasarea acestora in paralel. Pentru ca ambele tranzistoare sa fie simultan blocate sau in conductie comanda grilelor celor doua tranzistoare trebuie sa fie complementara.

In timpul functionarii cele doua tranzistoare trebuie sa se blocheze simultan. Daca apare o intarziere intre momentele in care se blocheaza unul din cele doua tranzistoare dupa blocarea primului tranzistor tensiunea din iesire va urmari intrarea cu o constanta de timp diferita fata de cazul in care ambele tranzistoare erau deschise, constanta de timp data de rezistenta tranzistorului care ramane in conductie.

Valoarea tensiunii din iesire va fi distorsionata fata de tensiunea din momentul primirii comenzii de blocare a comutatorului MOS. Daca tranzistoarele comutatorului CMOS se blocheaza cand nivelul semnalului de clock este iar semnalele de comanda pentru cele doua tranzistoare nu sunt sincronizate rezulta un decalaj intre momentele comenzii de blocare, obtinandu-se distorsiuni cand cele doua comutatoare complementare nu comuta simultan.

Valuare obtinuta la iesirea comutatorului CMOS dupa blocarea celui de-al doilea tranzistor, difera de tensiunea ideala care ar trebui sa se obtina in iesire. Aceasta eroare se poate reduce numai daca cele doua semnale de ck, de la cele doua tranzistoare sunt perfect sincronizate.

Performantele Comutatoarelor

1.Viteza de comutatie.

Este o carcateristica a comutatorului care stabileste frecventa maxima de lucru la care acesta functioneaza. Viteza de comutatie se defineste ca fiind timpul necesar iesirii sa treaca de la nivelul zero la nivelul maxim de intrare din momentul aplicarii comenzii de deschidere a comutatorului. Deoarece tensiunea de iesire are nevoie de un timp infinit pentru a ajunge la valoarea tensiunii de intrare , se considera iesirea stabila daca aceasta se afla in jurul valorii finale intr-o zona numita “banda de eroare” notata . In acest caz iesirea s-a stabilizat cu o eroare de % dupa secunde. Specificarea vitezei trebuie insotita si de specificarea preciziei cu care se incadreaza iesirea in jurul valorii finale. Dupa un timp se considera ca tensiunile de pe drena si sursa sunt egale. Viteza de esantionare depinde de viteza de incarcare a condesatorului si depinde de urmatorii factori: rezistenta de deschidere ON a comutatorului si de valoarea capacitatii condesatorului de esantionare. Pentru viteze mari de comutatie trebuie sa folosim o capacitate de valuare mica si un tranzistor cu de valuare mica.

2.Precizia esantionarii.

Un raport mare W/L sau un condesator mic conduce la obtinerea unei viteze mari de comutatie, dar aceste metode de crestere a vitezei de lucru duc la scaderea preciziei cu care semnalul este esantionat.

Sunt trei mecanisme care introduc erori in modul de operare al comutatotorului MOS in momentul in care se trece in starea “OFF”:

1.Injectia de sarcina din canalul tranzistorului

Initial se considera tranzistorul in conductie. In acest caz sub grila se formeaza un canal conductor de suprafata WL cu capacitatea Cox pe unitatea de suprafata. Daca consideram sarcina din canal va fi determinata de capacitatea canalului si tensiunea de la bornele acestuia . Cand comutatorul trece in blocare, se realizeaza fenomenul numit “injectia sarcinii din cana” in care sarcina din canal iese prin terminalele drenei si sursei.

Sarcina injectata in partea stanga este absorbita de sursa de intrare si nu produce erori. Sarcina injectata in partea dreapta incarca capacitatea C determinand o eroare stocata pe condesator. Asa cum se observa si din figura pentru un comutator realizat cu NMOS aceasta eroare apare ca un salt negativ in tensiunea de iesire. Acest salt este cu atat mai mare cu cat sarcina din canal este mai mare si cu atat mai mic cu cat capacitatea condesatorului este mai mare. Aceasta sarcina din canal este eliminata prin sursa si prin drena, dar nu se stie cata sarcina se elimina prin sursa si cata prin drena. Aceste cantitati depinzand de impedantele vazute in drena si sursa in afara tranzistorului, de timpul de tranzistie al clok-ului si de alti parametii.

Daca presupunem ca intreaga sarcina este eliminata prin drena in condesatorul C si ca nu exista intarziere de faza intre intrare si iesire, tensiunea esantionata in iesire in momentul va fi :

, care arata ca iesirea difera de intrare cu un castig neunitar egal cu si o tensiune constanta de offset, data de .

2. Efectul tensiunii de prag

In functie de tensiunea de la sursa la substrat tensiunea de prag se modifica asa cum arata relatia:

, in care este tensiunea de la sursa la substreat. Inlocuind in realtia anterioara se obtine:

Aceasta relatie ne arata ca intre iesire si intrare exista o dependenta neliniara deoarece depinde de care depinde neliniar de .

In circuitele de esantionare MOS, injectia sarcinii introduce trei tipuri de erori: erori de castig, erori de offset si erori neliniaritate. Primele doua tipuri de erori pot fi corectate sau tolerate in unele aplicatii, dar eroare de neliniaritate nu.

3.Patrunderea clok-ului.

Fronturile semnalului de clok trec spre sursa si respectiv spre condesatorul de esantionare prin capacitatile si .

Desi valoarea acestor capacitati este mica ele transfera din frontul clok-ului semnale perturbatoare mari ce nu pot fi neglijate.Valorile acestor capacitati depind in principal de suprapunerile dintre grila-drena si respectiv grila-sursa. Valorile lor se pot aprecia cunoscand capacitatea de suprapunere pe unitatea de latime . Tensiunea adusa prin in condesatorul de esantionare este data de relatia divizorului capacitiv ,C : , unde este capacitatea parazita pe unitatea de latime. Eroarea este independenta de nivelul de intrare, manifestandu-se doar ca un offset constant in caracteristica intrare/iesire. La fel ca si injectia de sarcina, influenta clok-ului conduce la o legatura intre viteza si precizie.

Simulari pentru comutatoare cu tranzistoare MOS.

a) Pentru comutatoarul MOS cu arie mica am folosit urmatoarele dimensiuni : tranzistoarele Nmos au valorile W/L=400n/250n si Pmos cu W/L=1u/250n.

Pentru proiectarea comutatorului cu arie mica am folosit urmatoarea schema care contine tranzistoare CMOS cu dimesiunile (W/L)n= 400n/250n, (W/L)p=1u/250n si inversorul cu aceleasi dimensiuni pentru tranzistoare.

In urma unei analize tranzitorii am constatat aparitia unor spituri de tensiune in semnalul de iesire, atat in partea pozitiva cat si partea negativa

Pentru compensarea si micsorarea acestor spituri de tensiune am folosit urmatoarea schema pentru comutatorul compensat

In urma simularii am constatat ca prin folosirea comutatoarelor compensate am obtinut micsorarea spiturilor de tensiune din semnalul de iesire, dupa cum se vede si in figura de mai jos

Pentru calcularea curentul i in functie de tensiunea transferata prin comutator am realizat urmatoarea analiza parametrica, variind tensiunea din sursa de curent continuu:

In urma simularii am obtinut urmatoarea diagrama a caraceristicii rezistenta-tensiune

b)Pentru tranzistoarele comutatorului MOS cu rezistenta mica am folosit urmatoare dimensiuni (W/L)n= 2u/250n, (W/L)p=15u/250n. La fel si in cazul comutatorului cu arie mica, folosim aceleasi scheme pentru comutatoare cat si pentru schemele de test.

In urma unei analize tranzitorii am constatat aparitia unor spituri de tensiune in semnalul de iesire, atat in partea pozitiva cat si partea negativa cum se arata in figura de mai jos

Iar prin folosirea comutatorului compensat constatam micsorarea spitului de tensiune din semnalul de iesire dupa cum se vede si in figura de mai jos

Pentru calcularea curentul i in functie de tensiunea transferata prin comutator folosim schema din figura 15 pentru analiza parametrica, variind tensiunea din sursa de curent continuu, obtinem urmatoarea diagrama

Amplificatoare operationale

Introducere:

Amplificatoarele operationale OP reprezinta o categorie de circuit analogice amplificatoare cu performante deosebite. Aceasta denumire de amplificatoare operationale are o semnaificatie istorica deoarece acestea au fost create si utilizate pentru realizarea de operatii matematice in calculatoarele analogice. Primele amplificatoare operationale realizate aveau performante relativ modeste iar acestea erau realizate cu componente discrete. Evolutia si dezvoltarea tehnologiei circuitelor integrate a condus la variantele actuale de amplificatoare care au performante spectaculoase.

Un amplificator integrat realizeaza:

o amplificare in tensiune de valuare ridicata, in bucla deschisa, in regiunea liniara de functionare A0=104÷106

o impedanta de intrare foarte mare Zin=106÷1015Ω

o impedanta de iesirea foarte mica Zie=102÷103 Ω

o banda de trecere incepand din curent continuu si cuprinsa uzual intre 0Hz ÷106Hz

doua intrari si o iesire pentru semnal: semnalul aplicat pe intrarea neinversoare este regasit si la iesire defazat cu π.

un raport semnal zgomot foarte bun in procesul de amplificare

consum redeus de putere si alimentare la tensiuni joase ±12V

Amplificatoarele operationale si comparatoarele sunt doua dintre cele mai importante blocuri in cadrul procesarii semnalelor analogice. Amplificatoarele operationale si cateva componenste pasicve pot fi folosite pentru a realiza functii importante ca amplificatoare sumatoare sau inversoare, integratoare sau memorii tampon(buffere). Din combinatia acestor functii si comparatoare pot rezulta multe functii complexe cum ar fi filtre de ordin mare, amplificatoare de semnal, convertoare analog-digitale sau digital-analogice, procesoare de semnal de intrare si iesire si mult altele. Proiectarea de amplificatoare si comparatoare rapide a fost din totdeauna obiectivul designerilor de circuite analogice.

Amplificatorul operational cu CMOS este cel mai complex si cel mai important bloc folosit in circuitele liniare CMOS si cele cu capacitati comutate. Performantele amplificatorului limiteaza de obicei aplicatiile de frecvente inalte si gama dinamica a circuitelor in care acestea sunt folosite. In mod normal, amplificatoarele din circuitul principal sunt cele mai mari consumatoare de putere din cosumul total al circuitului. Fara intelegerea functionarii acestor amplificatoare si cunoasterea limitarilor lor, proiectantul nu poate sa determine raspunsul sistemului global.

Tehnologia si metodele de proiectare folosite in amplificatoarele MOS se schimba foarte rapid.

Marimi caracteristice ale amplificatoarelor operationale:

1.Amplificarea. Pentru AO tensiune de iesire este de forma:

V0 = -A0Vd+AMCVMC+VD0

unde:

A0 reprezinta amplificarea diferentiala pe modul diferential si simetri de excitatie in bucla deschisa

AMC reprezinta amplificarea pe mod comun de excitatie in bucla deschisa

Vd reprezinta tensiunea de excitatie pe modul diferential si simetric de excitatie

Vd = Vin- – Vin+

VMC este tensiunea de excitatie pe modul comun de excitatie

VMC = (Vin- + Vin+)/2

VD0 este tensiunea de decalaj care apare la iesire cand tensiunile de intrare sunt nule

Neliniaritatea amplificarii este definita ca abaterea maxima a tensiunii de iesire fata de raspunsul liniar ideal V0 = A0Vd , masurata pe intreg domeniul de variatie al Vd .

2.Factorul de rejectie a modului comun, CMR este definit ca

CMR =

Acest factor exprimandu-se de obicei in dB:

CMR(dB) = 20log

Factorul de rejectie a modului comun nu are o valuare constanta ci este o functie neliniara data de tensiune de mod comun si variaza cu temperatura. Valoarea CMR-ului scade odata cu cresterea frecventei de lucru al AO-ului.

3.Tensiunea de decalaj la intrare, VD0 , se raporteaza la intrare pentru a putea fi comparata cu marimea de intrare ce urmeaza a fi amplificata. VD0 poate fi considerata perturbatie in cazul amplificarii tensiunilor continue. Tensiunea VD, reprezinta tensiunea care aplicata pe una din intrari, iar cealalta fiind conectata la masa conduce la anularea tensiunii de decalaj. Valorile tipice pentru tensiunea de offset sunt VD = 1÷3mV cu o deriva tehnica de ordinul 10μV/°C.

4.Curentul de polarizare la intrare. IB reprezinta valoarea medie a curentilor de intrare si este dat de relatia:

Valorile tipice pentru curentul de polarizare sunt IB = 1÷10pA.

5.Curentul de decalaj la intrare reprezinta diferenta curentilor de polarizare din intrare cand tensiunea de iesire este nula. I0 este dat de relatia:

I0 = IB+ – IB –

Valorile tipice pentru curentul de decalaj de intrare sunt I0 = 0.05÷10pA

6.Impedanta de intrare. Impedanta diferentiala de intrare este definita ca impedanta intre cele doua intrari la o temperatura de 25°C, in conditiile unei tensiuni de iesire nula. Schema echivalenta poate fi modelata de un rezistor de valoare ridicata in paralel cu un condesator de valuare redusa. Impedanta de mod comun se defineste ca fiind impedanta intre fiecare intrare si masa tensiunilor de alimentare a AO.

7. Factorul de rejectie al tensiunilor de alimentare, SVR reprezinta raportul dintre variatia tensiunii de alimentare care antreneaza o anumita variatie a tensiunii de iesire si o variatie de tensiune aplicata intre intrari pentru a anula modificarea tensiunii de iesire, adica pentru a readuce tensiunea de iesire la valoarea avuta inainte de variatia tensiunii de alimentare.

Valorile tipice sunt cuprinse intre 90 ÷ 100dB.

8. Viteza de variatie a semnalului de iesire,(Slew Rate), reprezinta viteza maxima de variatie a semnalului de iesire la aplicarea unui semnal treapta de nivel mare la intrarea AO.

Valorile tipice sunt cuprinse intre 0,1÷1000V/μs.

9. Caracteristica de frecventa

La AO sunt definite trei frecvențe caracteristice: fs -frecvența corespunzătoare funcționării în regim sinusoidal și la semnal mic pentru care amplificarea în buclă deschisă se reduce cu 3dB față de valoarea maximă,fu – frecvența corespunzătoare amplificării unitare (Au=0dB), f0max -frecvența maximă corespunzătoare unui semnal sinusoidal aplicat la intrare pentru care se obține tensiunea de ieșire maximă nedistorsionată.

10. Factorul de zgomot caracterizat de relatia:

unde P0R este puterea de ieșire de zgomot a amplificatorului și P0I puterea de ieșire a amplificatorului ideal, lipsit de zgomot. Alegerea AO privind zgomotul propriu este extrem de importantă în aplicațiile de prelucrare a semnalelor slabe. De obicei sursele de semnal cu impedanță ridicată provoacă un zgomot mare la intrare care se sumează cu zgomotul propriu al AO. Există și zgomote captate în amplificator prin cuplaj inductiv sau capacitiv : prin firele de conexiune, prin sursele de alimentare sau terminalele de ieșire. Se iau măsuri pentru reducerea influenței acestora prin: ecranarea AO și a conductoarelor de semnal , decuplarea alimentărilor cu condensatoare cât mai aproape de terminalele amplificatorului, utilizarea unor filtre de bandă, de regulă trece-jos, care să reducă ponderea zgomotelor în spectrul amplificat. R P0 I P0

Temperatura este foarte importantă pentru mărimea zgomotului generat. Creșterea acestuia înrăutățește raportul semnal/zgomot.

In toate circuitele cu capacitate comutata, in toate circuitele cmos comutate cea mai folosita componenta activa este amplificatorul, uzual avand denumirea op-amp. Ideal amplificaplificatorul este o sursa de tensiune controlata in tensiune cu un castig in tensiune infinit, admitanta de intrare zero si impedanta de iesire zero. Fata de amplificatoarele ideale, amplificatoarele folosite in practica pot doar aproxima aceste performante.

Principalele diferente intre amplificatoarel ideale si cele folosite in practica sunt:

Castigul finit. Pentru amplificatoarele folosite in practica castigul in tensiune este finit. Valorile tipice pentru frecvente joase si semnale de amplitudine mica sunt A=103 pana la 105 corespunzator unui castig de la 60dB pana la 100dB.

Gama lineara finita. Relatia liniara dintre tensiunea de intrare si tensiunea de iesire vo=A(va -vb) este valabila numai pentru o gama limitata a tensiunii de iesire vo. Valoarea maxima a tensiunii de iesire vo pentru operatii liniare este oarecum mai mica decat tensiunea pozitiva de curent continuu: valoarea minima a tensiunii vo este mai pozitiva

Tensiunea de offset. Pentru un amplificator ideal, daca va = vb(care se poate obtine usor scurtcircuitand terminalele de intrare), tensiunea de iesire vo este 0. In dispozitivele din practica aceasta afirmatie nu este intocmai adevarata, iar tensiunea de offset vo,off este diferita de 0. Tensiunea vo,off este de obicei proportionala cu castigul, de aceea efectul poate fi descris in functie de offsetul de intrare, vin, off definit ca tensiunea de intrare diferentiala necesara pentru a face tensiunea de iesire din circuitul practic vo = 0.

CMMR.(Factorul de rejectie a modului comun). Tensiunea de intrare de mod comun poate fi definita ca fiind , fata de tensiunea de mod diferential de iesire .

Presupunand ca putem defini castigul de mod diferential AD si deasemeni castigul de mod comun AC care poate fi masurat folosind figura:

Amplificator cu o singura sursa de intrare de mod comun

Amplificarea de mod comun poate fi calculata ca fiind AC = vo/vin,c. Se presupune ca tensiunea de intrare de offset este 0. |AC| este de obicei curprins in intervalul 1 pana 10.

CMRR-ul este definit ca fiind AD/AC sau logaritmic CMRR = 20 log10(AD/AC) in decibeli. CMRR-ul masoara cat de mult zgomot poate sa reduca amplificatorul.

Raspunsul in frecventa. Datorita capacitatilor parazite, mobilitatile purtatorilor de sarcina, amplificarea A descreste la frecvente inalte. Acest termen este uzual definit ca fiind castig in banda, care la freceventa f0 este |A(f0)| = 1. Pentru amplificatoarele care folosesc tranzistoare CMOS , f0 se afla de obicei in gama 1 – 100MHz.

Slew Rate. Pentru o tensiune de intrare mare, unele tranzistoare ar putea fi scose complet din regiunea de saturatie. Ca rezultat iesirea va urmari intrarea cu anumita intarziere. Rata maxima de schimbare a raportului dvo/dt este numita slew rate. Nu este direct corelata cu raspunsul in frecventa. Pentru amplificatoare cu CMOS tipice, slew rate se afla in gama 1 – 20 .

Rezistenta de iesire diferita de zero. Pentru un ampificator CMOS, impedanta de iesire in bucla deschisa este diferita de zero. De obiceri rezistenta este cuprinsa in intervalul 0.1 pana la 5 pentru amplificatoare cu iesirea bufferata si poate ajunge la valori mari de pana la 1 pentru amplificatoare fara iesirea bufferata. Acest lucru afecteaza viteza cu care amplificatorul incarca condesatorul cinectat in iesire si prin urmare frecventa maxima a semnalului.

Zgomotul. Tranzistorul MOS genereaza zgomot, care poate fi descris ca fiind echivalent cu o sursa de curent in paralel cu canalul dispozitivului. Tranzistorul folosit in schema amplificatorului ridica nivelul zgomotului vonla iesirea amplificatorului, care poate fi deasemenea echivalat cu o sursa de tensiune egala cu vn = von/A la intrarea amplificatorului. Din pacate amplitudinea zgomotului este destul de mare, in special in banda frecventelor joase, unde zgomotul de palpaire a dispozitivelor de intrare este mare. Zgomotul obtinut in amplificatoarele realizate cu tranzistoare MOS este de zece ori mai mare decat in amplificatoarele realizzate cu tehnologia bipolara. In banda larga, echivalentul zgomotului de intrare este de obicei in intervalul 10 pana la 50rms, fata de 3 pana la 5obtinut la amplificatoarele cu tranzistoare bipolare de zgomot redus.

Gama dinamica. Datorita gamei liniare limitate a amplificatorului , semnalul de instare poate avea o amplitudine maxima vin,max la care dispozitivul functioneaza in parametri normali, fara a distorsiuni neliniare in exces. Pentru analiza acestui factor folosim figura de mai jos cu bucla de reactie:

Daca temsiunea de alimentare a amplificatorului este , o valuare optimista estimata a tensiunii de intrare maxima este vvin =Vcc/A, unde A reprezinta amplificarea in bucla deschisa. In ciuda semnalelor parazite(zgomot, patrunderea clock-ului, distorsiuni de nivel mic precum distorsiuni crossover), amplificatorul are deasemenea un nivel minim al semnalului de intrare vin,min care nu trebuie inecat in zgomot si distorsiuni. De obicei tensiunea de intrare minima vin,min, ar trebui sa aiba aceeasi valuare a amplitudinii ca si amplitudinea zgomotului de intrare vn. Gama dinamica a amplificatorului este definita ca fiind 20 log10(vin,max/vin,min) masurata in decibeli. Cand amplificatorul se foloseste in bucla deschisa, tensiunea de intrare maxima este data de relatia vin,max =Vcc/A, avand o valoarea la nivelul milivoltilor, in timp ce tensiunea de intrare minima este definita de relatia vin,min = , care este aroximativ 30. Chiar daca gama dinamica a amplificatorului in bucla deschisa se afla in gama 30 pana la 40dB, gama dinamica a circuitelor care folosesc amplificatore cu reactie negativa poate fi mult mai mare.

Folosind figura de mai sus ca exemplu in care este activa numai sursa de zgomo vn valoarea iesirii este

.

Castigul in tensiune obtinut cu reactia negativa este dat de relatia:

Valoarea semnalului de intrare vin,min, creste pana la o valuare aproximativa a tensiunii de iesire von

Iar pentru tensiunea maxima din iesire maxima vo,max = VCC

Prin urmare gama dinamica este data de expresia , unde este indicata aproximatia valabila pentru o amplificare A mult mai mare decat 1. Pentru valori tipice este necesar o gama dinamica de pana la 90dB pentru tot circuitul. In circuitele liniare CMOS gama dinamica are valori tipice de la 80 pana la 90dB, fiind posibile si valori mult mai mari daca zgomotul de frecventa joasa (1/f) este redus folosind o condiguratie de circuit diferential si chopere pt stabilizare.

PSRR(Power Supply Rejection Ratio) rejectia zgomotului din semnalului de intrare. Daca sursa de alimentare contine componente elementare de zgomot, o tensiuneApv va aparea in iesirea amplificatorului. PSRR-ul este definiti ca fii AD/Ap unde AD=A este castigul diferential. Foarte comun gasim PSRR-ul definit in decibeli, avnd expresia PSRR = 20 log10(AD/Ap). Valorile uzuale in care variaza PSRR-ul sunt 60 pana la 80dB pentru amplificatorul simplum, iar pentru circuitul cu condesator de decuplare poate ajunge de la 30 pana la 50dB.

Puterea disipata in curent continuu. Amplificatoare ideale nu necesita disiparea puterii in circuit, fata de cele realea care necesita acest lucru. Valorile tipice pentru un amplificator cu CMOS sunt intre 0.25 pana la 10mV putere scursa.

Schema bloc a unui amplfiicator operational contine trei blocuri distincte fiecare putan fi contruit din unul sau mai multe etaje de amplificare realizate cu tranzistoare. Pentru obtinerea unui amplificator cu performate aproximative ale unui amplificator ideal se foloseste in general o structura de tipul celei din figura de mai jos:

Blocul de intrare este un amplificator diferential numit astfel deoarece amplifica diferenta semnalelor Vin+ si Vin-. Acesta este cel mai important bloc realizand o amplificare ridicata in conditii de deriva minima si un raport semnal-zgomot favorabil. Blocul de intrare prin structura sa, permite si amplificarea semnalelor de curent continuu, fapt extrem de important in multe aplicatii. Amplicatorul diferential de intrare este proiectat astfel inca sa produca o impedanta de intrare mare, cu un CMRR si PSRR mare, tensiune de offset mica,cu zgomot redus si castig mare. Acest etaj ar trebui sa fie cu o singura iesire astfel incat restul blocurilor din amplificator sa nu necesite blocuri diferential simetrice. Deoarece tranzistoarele din blocul de intrare functioneaza in regiunea de saturatie , exista o diferenta considerabila a tensiunii in curent continuu intre intrarea si iesirea blocului de intrare.

Blocul intermediar are rolul de adaptare spre blocul de iesire,care trebuie sa asigure curenti tipici de ordinul zecilor de miliamperi. O particularizare a amplificatorului operational este alimentarea cu tensiune simetrica fata de masa astfel incat atat tensiunile de intrare cat si tensiunea de iesire pot fi pozitive sau negative. Al doilea bloc indeplineste mai multe functii precum:

Deplasarea nivelului. Acesta este folosit pentru compensarea tensiunii dc, care se schimba in blocul de intrare si astfel asigura o tensiune dc de polarizare pentru urmatoarele blocuri.

Amplificarea castigului. In multe cazuri castigul realizat de blocul de intrare este insuficient si necesita o ampificare ulterioara.

Conversia diferentiala catre o singura iesire. In unele circuite blocul de intrare are iesirea diferentiala, iar conversia catre o singura iesire este realizata de catre alt bloc din circuit.

Al treilea bloc reprezinta blocul de iesire. Acest bloc asigura o impedanta mica in iesire si un curent mare in iesire pentru a incarca sarcina din iesirea amplificatorului. In mod normal acest bloc nu contribuie la amplificarea castigului. Daca amplificatorul este o componenta interna a unui circuit capacitiv, sarcina din iesire este un condesator, acesta necesitand un curent mare sau o impedanta foarte mica in iesire. Daca amplificatorul se afla la iesirea circuitului acesta va trebui sa suporte un condesator si/sau o rezistenta de valuare mare. Acest lucru necesita capacitatea amplificatorului de a suporta curenti mari asiogurand impedante de iesire de valori mici care pot fi obtinute numai prin folosirea unor dispozitive cu curenti de bias cosiderabili. Puterea dc scursa va fi mult mai mare pentru iesirea acestor amplificatoare decat iesirea amplificatoarelor unui bloc din interior.

Cum s-a mentionat mai inainte amplificatorul ideal este definit ca o sursa de tensiune controlat in tensiune cu impedanta zero in iesire. La amplificatorul real folosit in practica, impedanta de iesirea ar putea fi foarte mare,de ordinul megaomilor. Pentru un astfel de amplificator, o reprezentare ideala poate fi gasita ca o sursa de curent controlata in tensiune, cu o valuare a transconductantei Gm foarte mare. Acest model de amplificator este denumic amplificator operational transconductanta (OTA). Daca acest amplificator are un castig mare in tensiune si este stabil folosind o reactie negativa, valoarea impedantei din iesire este redusa pana la o valuare foarte mica, iar diferentele dintre performantele amplifcatoarelor reale si OTA pot fi neglijate.

In clasa filtrelor continue, este necesara folosirea unei transimpedante Gm finite. Astfel trebuie asigurata o valuare mica dar controlata precis a transimpedantei Gm. Componenta care modeleaza aceste functii este trasconductorul, dar care nu trebuie confundat cu OTA.

In schme amplificatolui operational am folosit tranzistoare CMOS atat de tip n cat si de tip p cu urmatoarele dimensiun in functie de etajele pe care le formeaza

Etajul de intrare format din tranzistoare n are dimensiunile W/L=2u/750n cu un factor de multiplicitate de 4. Capul de oglinda din etajul de polarizare cu oglinda de curent are dimensiunile W/L = 5u/2u, cu factor de multiplicitate de 2, iar clientii oglinzii de curent , reprezentati de tranzistoare n au dimensiunile W/L = 5u/2u cu factor de multiplicitate de 4.

Tranzistoarele p care fac parte din cadrul blocului intermediar, de amplificare sunt dimensionate la valorile W/L = 2u/750n cu un factor de multiplicitate de 8. Tranzistorul n din etajul de iesire indeplineste functia de repetor fiind dimensionat la valorile W/L = 2u/750n cu un factor de multiplicitate de 4.

In urma analizei de curent continuu am constatat functionare tuturor tranzistoarelor in parametrii normali, prin stabilirea punctului static de functionare, fiecare etaj fiind polarizat corect, tranzistoarele ramanand in regiunea de saturatie, cum se poate vede si din figura de mai jos:

Stabilitatea si compensarea amplficatoarealor CMOS

Amplificatoarele Cmos sunt stabile numai cand sunt folosite intr-o schema cu reactie negativa. Pentru analiza circuitelor folosim schema din figura de mai jos intr-o configuratie cu reactie negativa.

Presupune-m ca a si k sunt constante pozitive si k≤1. Tensiunea pe intrarea inversoare poate fi definita de relatia = aVin + kVout iar tensiunea de iesire este Vout = Av(s).

Amplificarea este data de relatia Avf(s) = . Termenul Avf este adesea denumita tensiunea in bucla inchisa, Av este castigul in bucla deschisa, iar kAv reprezinta castigul pe bucla.

Presupunem in continuare ca toti polii si functiei Av(s) sunt datorate capacitatilor conectate la masa, intr-un circuit rezistiv.

Toti polii si sunt numere reale si negative, iar functia Av(s) are forma

Pentru s = j, Av(j determina raspunsul in frecventa a amplificatorului operational. Castigul amplficatorului este dat de relatia , iar faza este data de formula

∠Av(j) = ∠K

Atat castigul cat si faza sunt functii monotone descrescatoare ale lui ω.

Pentru stabilitate toti polii sp trebuie sa se afla in jumatatea negativa a planului s. Partile reale ale polilor trebuie sa fie negative. Se poate demonstra amplificatorul este stabil daca Avf(s) are numai poli reali negativi si daca se indeplineste conditia ca Re[kAv(jω)] > -1 pentru oricare ω. O alta conditie suficienta pentru stabilitate este ca la frecventa ω180 atunci cand faza monoton descrescatoare ajunge la valoarea 180. Daca |kAv(jω180) |<1 nu poate ajunge pe axa jω si deci circuitul este stabil. O alta masura a stabilitatii este margina de castig definita ca GM = margina de castig(in dB) =20log10|kAv(jω180)|.

Margina de castig trebuie sa fie negativa pentru stabilitate, cu cat aceasta este mai mare cu atat cu atat circuitul este mai stabil. In mod normal, este de dorit ca maginea sa aiba cel putin 20 dB. Valoarea |kAv(jω180)| descreste monoton cu ω pana ajunge la valoarea 1, valoarea unitara de castig ω0. Daca faza la valoarea ω0 conditia kAv(jω)] > -180° atunci sistemul este stabil. Margina de faza PM, definita ca kAv(jω)] > +180° este o masura a stabilitatii. Cu cat marginea de faza este mai mare cu atat circuitul este mai stabil.

Toate conditiile de stabilitate de mai jos pot fi vizualizate si verificate folosit diagramele Bode de castig si faza

Folosind o sursa de semnal sinusoidala cu amplitudinea 1mV si frecventa 1kHz am realizat analiza de semnal tranzitoriu si am obtinut urmatoarea diagrama pentru semnalul de intrare si iesire:

Gama dinamica a amplificatoarelor cu CMOS

Printre cele mai importante caracteristici a amplificatorului operational sunt gama de mod comun a etajului de intrare(CMR) si oscilatia tensiunii etajului de iesire. Gama de mod comun de intrare specifica gama de valori a tensiunii de mod comun de intrare la fel cum etajul diferential continua sa amplifice tensiunea diferentiala de intrare aproximativ cu acelasi castig diferential. Oscilatia tensiunii de iesire este gama peste care tensiunea de iesire poate varia fara distorsiuni excesive. Sunt posibile doua configuratii de amplificator operational ca in figura de mai jos in care in schema amplificatorului sunt folositi doi rezistori externi in reactie negativa. Din moment ce intrarea amplificatorului este conectata la masa, intrarea ac de mod comun este zero. Tot semnalul de intrare este acum aplicat ca intrare de mod comun catre amplificator. In timp oscilatia tensiunii de iesire este importanta pentru ambele cazuri, gama de mod comun de intrare este importanta numai pentru amplificatorul cu castig unitar si nu este la fel de important pentru amplificatorul inversor cu reactie negativa.

Raspuns in frecventa, raspuns in timp, slew rate a amplificatorului operational cu CMOS

Pentru semnale mici de intrare vin tranzistoarele vor functiona in regiunea de saturatie si se pot folosi modele de semnal mic.

Modelul de semnal mic al amplificatorului operational cu CMOS este valabil atat timp cat frecventele semnalului sunt mult mai mari decat|sp1| dar sunt neglijabil de mici in comparatie cu amplitudinea polului de la frecventa inalta sp2. Din figura reiese expresia tensiunii de iesire Vout(s) = gmiVin(s)/sCc, astfel castigul de frecventa inalta este dat de relatia Av(jω) = Vout(jω)/Vin(jω) = gmi/jωCc. Frecventa castigului unitar este astfel ω0 = gmi/Cc. Pentru |sp2|≫ω, faza pentru Av la ω0 devine astfel aproape de 90°. Acest lucru poate fi obtinut alegand Cc suficient de mare.

Presupunem ca amplificatorul este compensat, astfel castigul in tensiune este dat aproximativ de expresia

Av(s) =

Prin urmare pentru o tensiune de intrare vin = V1u(t), expresia tensiunii de iesire devine

Expresia pentru slew rate e , unde Qc este sarcina in Cc. Cc = gmi/ω0 unde transconductanta etajului de intrare este

iar ω0 este frecventa castigului unitar a amplificatorului operational. Valoare slew rate poate fi marita marind latimea benzii castigului unita si curentul de bias a etajului de intrare si micsorand valorile raportului W/L la tranzistoarele de intrare. Trebuie mentionat ca transconductanta MOSFET-urilor este mult mai mica decat la tranzistoarele bipolare. Acesta fiind un dezavantaj major, oricum rezulta un slew rate semnificativ mai mare la amplificatoarele cu MOS, decat la cele cu tranzistoare bipolare pentru o latime de banda a castigului unitar intrucat Cc poate fi micsorat.

Performantele de zgomot a amplificatorului operational

Zgomotul reprezinta o limitare importanta in performantelor amplificatoarelor cu MOS: echivalentul tensiunii de zgomot ar putea fi de cateva ori mai mare decat in cazul unui amplificator cu tranzistoare bipolare. Performantele amplificatorului cu MOS se datoreaza atat surselor de zgomot termin cat si a zgomotului de tipul 1/f. Sursa de zgomot dominanta depinde de gama frecventei de interes. La frecvente joase zgomotul 1/f este dominante in timp ce la frecvente inalte cel de tip termic este mai important iar cel de tip 1/f poate fi ignorat. Prin urmare este important de analiza cauza zgomotului si de a determina posibilele metode de reducere a acestuia.

Contributia de zgomot a sarcinei poate fi redusa facand transconductanta acestora cat mai mica, atat cat conditiile de bias permit acest lucru. Acest procedeu poate fi realiza prin marirea dimensiunilor tranzistoarelor, marirea valorii L. S-a demonstrat experimental ca zgomotul de tip 1/f echivalent unui tranzistor n este de trei ori mai mare decat zgomotul 1/f al unui tranzistor p, deaceea este indicat folosirea unor tranzistoare de tip p pentru dispozitivele de intrare si tranzistoare de tip n pentru sarcina circuitului.

Folosind o configuratie diferentiala de choppere stabilizate putem anuma zgomotul de joasa frecventa 1/f a amplificatorului operational, iar folosind un filtru trece jos(low-pass) putem obtine o gama dinamica mult mai mare pentru integrate MOS. Pentru amplificatoare operationale de banda larga si frecventa a semnalului de clok mica, efectul de aliasing poate mari efectul zgomotului de inalta frecventa pana la punctul in care acopera zgomotul de tip 1/f. Frecventa castigului unitar ω0 ar trebui sa fie mentinuta cat mai jos posibila atat cat permite aplicatia.

Calcularea Slew Rate-ului:

Pentru calcularea SR-ului la intrarea circuitului, se introduce de la generatorul de semnal o tensiune sinusoidală de frecvență f=2kHZ și amplitudine egală cu valoarea maximă care se poate obține de la generatorul de semnal fara ca semnalul de iesire sa fie distorsionat.

Valoarea finala amplitudinii pentru sursa de semnal este 170k.

Pe forma de undă vizualizată se va observa distorsionarea semnalului de ieșire (nu mai este sinusoidal, tinde spre o formă triunghiulară), cauzată de viteza de variație redusă a tensiunii de ieșire a amplificatorului operațional, care-l face incapabil pe acesta să genereze la ieșirea sa o tensiune suficient de rapidă astfel încât să urmărească forma de undă ideală a semnalului, care ar trebui să fie sinusoidală; în cazul în care semnalul de ieșire este distorsionat, se va scadea progresiv frecvența semnalului de intrare până când se va observa ca forma de undă a tensiunii de ieșire nu mai este distorsionata.

Pe forma de undă vizualizată, se măsoară pe verticală variația maximă a tensiunii de ieșire, adică valoarea ΔvO. Totodată, se măsoară pe orizontală intervalul de timp în care este realizată variația de tensiune ΔvO, adică valoarea Δt.

Astfel am ombtinut valorile dvO = 331mV si .

Pentru calcularea SR-ului folosim formula:

Un amplificator operațional funcționează în regim variabil de semnal mare cu atât mai bine cu cât parametrul SR specific acestuia este mai mare.

Se poate observa ca in urma analizei Monte Carlo am obtinut urmatoare diagrama, in care valoarea sd = 2.18.

Pentru calcularea PSRR-ului(rejectia zgomotului din semnalului de intrare) am folosit urmatoarea schema de test, cu o sursa de tensiune sin cu amplitudinea 400mV si frecventa 1kHz.

In urma analizei ac am obtinut o valueare a PSRR-ului egal cu 160dB

Pentru calcularea CMRR-ului am folosi umatoarea schema de test, in care intrarile sunt conectate de mod comun, avand aceeasi sursa de semnal.

In urma analizei de Ac am obitnut urmatoarea diagrama de castig si faza in care CMRR-ul are valori normale.

Convertoare Analog-Digitale

Un convertor analog – digital (ADC) este un circuit electronic care converteste o tensiune analogica de la intrare intr-o valoare digitala. Aceasta poate fi reprezentata in mai multe feluri in functie de codificarea datelor : binar, cod Gray sau cod complement al lui doi.

Convertorul analog-numeric este un sistem care transforma o marime cu variatie analogica aplicata la intrarea sa intr-o marime de iesire cu expresie numerica.

Procesul de conversie reprezinta o clasificare a marimii analogice de intrare într-un număr de canale (clase) distincte. Rezultatul conversiei este numărul ce a fost atribuit mărimii analogice de intrare.

Desemnarea canalelor se face prin divizarea domeniului de variație al mărimii de intrare (diapazonului de intrare) într-un număr determinat de intervale (canale), pentru identificare printr-un număr întreg K (0, 1, …, N) ce reprezintă nivelul asociat fiecărui canal.

Mărimii de intrare Ui i se asociază canalul K dacă satisface condiția :

Lk>Ui>Lk-1

unde:

Lk reprezinta limita superioara a canalului k

Lk-1 reprezinta limita superioara a canalului k-1

Limitele Lk și Lk-1 se exprimă în aceleași unități de măsură ca și mărimea de intrare. În cele ce urmează, vom considera ca mărime de intrare tensiunea.

Diferenta intre doua limite succesive ale canalelor defineste latimea canalului:

∆U = Lk – Lk-1

Toate semnalele de intrare care satisfac relația de apartenență la canal, sunt repartizate canalului respectiv, chiar dacă nu au aceeași mărime. În acest fel apare o eroare principială a conversiei A/N, eroarea de cuantificare.

Despre o mărime de intrare Ui căreia i s-a atribuit numărul NK se poate spune că se găsește cuprinsă în intervalul ( NK-1×ΔU, NK×ΔU ] . Acest mod de interpretare a rezultatului conversiei este valabil în cazul ideal, când lățimea ΔU a tuturor canalelor este identică pentru întreg diapazonul.

Caracteristica de transfer a unui convertor analog-numeric ideal cu o rezoluție de trei biți este prezentata in figura de mai jos:

Se consideră un CAN ideal, la intrarea căruia se aplică un semnal analogic liniar crescător.

Dacă convertorul are caracteristica de transfer din fig.3.20, până la valoarea Ui = 0.5 V codul de ieșire este 000. Când Ui depășește 0.5 V, codul de ieșire este 001. Modificarea valorii de ieșire se face la fiecare limită de canal în același mod. În general, dacă Ui = LK-1 + ε, ε ¹ 0 și oricât de mic, rezultatul conversiei este NK, iar dacă Ui = LK -1 (ε = 0), rezultatul obținut este NK-1.

Din punct de vedere matematic se poate face distincția între ε arbitrar de mic, diferit de zero și valoarea zero adevărată, dar din punct de vedere practic acest lucru nu este posibil. Măsurând cu exactitate nivelul semnalului de intrare la care se produce schimbarea codului, se constată că acesta variază de la o conversie la alta, rezultatele măsurărilor ocupând o bandă ce cuprinde și nivelul teoretic. Lățimea benzii este dictată de caracteristicile circuitelor cu prag din convertor, precum și de nivelul de zgomot suprapus.

Conform acestor observații se poate aprecia că în regiunea de frontieră dintre canale probabilitatea de atribuire a canalului inferior scade spre zero pe măsură ce nivelul semnalului crește, în timp ce probabilitatea de atribuire a canalului superior crește de la zero la valoarea din centrul canalului.

Evident că pentru un CAN ideal profilul canalului este dreptunghiular, în timp ce în cazul CAN real acesta devine trapezoidal. Din punct de vedere matematic profilul canalului este descris de funcția Pi(V) care exprimă probabilitatea ca semnalul de intrare V să fie atribuit canalului i. Grafic, funcția se prezintă ca în fig. 3.21.

Din analiza funcției Pi(V) se desprind câteva concluzii: pentru un CAN real lățimea zonei de trecere este constantă, depinzând de caracteristicile intrinseci ale circuitului. Astfel, la rezoluții scăzute, când lătimea canalelor este relativ mare, profilul real al canalului se apropie de profilul ideal, deoarece lățimea zonei de trecere se raportează la o lățime mai mare a canalului. Precizia crește la rezoluții mici. Prețul plătit pentru creșterea preciziei, respectiv scăderea rezoluției,

deranjează în aplicațiile practice, unde se dorește realizarea simultană de precizii și de rezoluții ridicate.

Pe măsură ce rezoluția crește, lățimea canalului se reduce. Limita maximă de reducere a lățimii canalului se obține când se ating partea superioară a regiunii de graniță a canalului inferior cu partea inferioară a regiunii de graniță a canalului superior. Probabilitatea de atribuire a canalului astfel obținut este unitară numai în punctul de contact dintre cele două regiuni de graniță ale canalelor alăturate. Codul de ieșire poate identifica canalul respectiv, dar poate lua ușor și valorile cu o unitate mai mare sau mai mică. Gruparea rezultatelor conversiei (precizia) este mai scăzută, dar în valoare absolută eroarea apărută nu depășește eroarea admisibilă (eroarea de cuantificare).

Mergând mai departe cu creșterea rezoluției apare o suprapunere între regiunile de graniță ale canalului inferior și superior, astfel încât probabilitatea de atribuire a canalului curent scade semnificativ de la valoarea 1. Efectul acestei scăderi este acela că pe lângă valorile proprie canalului și specifice canalelor imediat alăturate (datorită erorii de cuantificare), admisibile ca rezultate ale conversiei, pot apărea și codurile specifice ale unor canale mai îndepărtate, ceea ce depășește eroarea admisibilă (de cuantificare) și compromite precizia. Efectul este cu atât mai pregnant, cu cât rezoluția crește, apărând o instabilitate și o imprecizie pronunțată a codului de ieșire.

O caracteristica importanta a unui ADC o constituie rezolutia acestuia. Rezolutia indica numarul de valori discrete pe care convertorul poate sa le furnizeze la iesirea sa in intervalul de masura. Deoarece rezultatele conversiei sunt de obicei stocate intern sub forma binara, rezolutia unui convertor analog-digital este exprimata in biti.

O alta caracteristica importata a unui convertor analog-digital o constituie rata de esantionare. Aceasta depinde de timpul dintre doua conversii succesive si afecteaza modul in care forma de unda originala va fi redata dupa procesarea digitala. Semnalul esantionat va fi reconstituit in urma trecerii printr-un convertor digital – analog (DAC). Semnalul reprodus nu este identic cu cel original. Daca rata de esantionare ar creste este de la sine inteles ca semnalul reprodus ar aproxima din ce in ce mai bine originalul.

Convertor analog digital cu aproximari succesive

Convertoarele analog-digitale au trecut prin multiple faze de evolutie algoritmica si functionala, fiind influentate in special de evolutia procesului tehnologic al circuitelor integrate. Unele tehnici de conversie clasice sunt folosite si in prezent, iar alte tehnici au devenit posibile datorita cresterii densitatii de integrare.

Principiul aproximarilor succesive are la baza constatarea ca intr-un sistem de numeratie pozitional o unitatea a unui rang al numarului este mai mare decat suma tuturor numerelor rangurilor inferioare.

Acest tip de CAN este unul dintre cele mai folosite, atât în aplicații de viteză, cât și în cele de rezoluție ridicată. În bucla de reacție se folosește un registru de tip special, numit registru cu aproximații succesive.

La începerea conversiei toți biții registrului au valoarea 0, cu excepția bitului de semnificație maximă BSmax, care ia valoarea 1. Tensiunea de intrare este comparată cu Vsmax / 2, unde Vsmax reprezintă referința fixă de tensiune a convertorului, fixând diapazonul de intrare.

Dacă tensiunea de intrare este mai mare decât Vs max/2, atunci bitul de semnificație maximă este 1, pentru următoarea comparare se atribuie valoarea 1 celui de-al doilea bit. La ieșirea CNA apare o tensiune de referință Vs max / 2 + Vs max / 4 = 3Vs max / 4.

Dacă în urma primei comparații tensiunea de intrare este mai mică decât Vs max / 2, atunci bitul de semnificație maximă este 0 și se pregătește a doua comparație dând valoarea 1 celui de-al doilea bit, ceea ce duce la apariția unei tensiuni de referință Vs max / 4.

Procesul continuă cu cea de-a doua comparație, în urma căreia se determină valoarea celui de-al doilea bit.

Pe baza acestui procedeu, semnalul analogic de intrare este comparat succesiv cu semnalul de reacție care reprezintă aproximații din ce în ce mai bune ale valorii sale, până când se determină bitul de semnificație minimă BSmin. Pentru n biți sunt necesare n comparări ale semnalului de intrare cu cel de reacție.

În figura de mai jos se dă schema comparațiilor posibile și generarea codurilor pentru un CAN cu reacție cu registru cu aproximații succesive de 3 biți.

Figura 2 – Schema comparatiilor succesive si generarea codurilor

Acest convertor este un compromis excelent între viteză, complexitate și acuratețe. Pentru aplicații de mare viteză se folosește modul de lucru în curent (cu compararea curenților).

Acest tip de convertor analog digital realizeaza transformarea tensiunii analogice intr-un cod numeri binar care reprezinta valoarea numerica aproximativa a valorii de intrare. Principala masura a acestei aproximatii este data de numarul de biti pe care se face conversia. La sfarsitul conversiei valoarea digitala din registrul cu aproximatii succesive corespunde unei marimi analogice la iesirea convertorului diferita cu maxim un LSB de marimea de intrare.

In figura 3 este prezentata schema generala a unui convertor analog-digital cu aproximatii succesive:

Figura 3 – Schema generala a convertorului A/D

Bitii din sevcenta [bk] reprezinta rezultatul unei conversii analog numerice si se obtin prin comparatii succesive cu un singur comparator, incepand cu bitul b1 de specificatie maxima si terminand cu bitul cel mai putin semnificativ. Fiecare bit se obtine prin comparare intr-o perioada a semnalului de tact T0 si este memorat in registrul cu aproximari succesive. Acest registru furnizeaza secventa de comanda bk pentru CAN, astfel incat la iesirea acestuia sa obtina tensiunea de comparare Uck , ale carei valori succesive sunt date de relatia:

, k = 1,2,…,N

Pentru stabilirea valorii bitului bk din seventa de la iesirea CAN, se uitilieaza tensiunea de comparare Uck , rezultata pe baza bitilor bj (cu j=1,2,…,k-1) stabiliti anterior. Variatia tensiunii de comparatie, la un moment dat, este egala cu jumatate din variatia suferita in tactul precedent. Tensiunea de comparatie Uck creste sau scade fata de valoarea precedenta. Primult salt de tensiune Uc1 este egal cu jumatate din valoarea maxima a acestei tensiuni(egala cu Ur).

Folosind acest tip de arhitectura rezolutia si viteza convertorului A/D sunt determinata de performantele convertorului D/A. Pentru ca marimea de convertit sa nu se schimbe in timpul conversiei este necesara prezenta circuitului de esantionare-memorare de la intrare.

Fata de alte convertoare analog-digitale, CAN cu aproximatii succesive are avantajul unei complexitati reduse a circuitului si timpul de conversie este relativ mic, acesta fiind considerat unul de viteza si rezolutie medie.

Dezavantajul acestui convertor este ca este mult mai lent decat convertoarele paralele. Capacitatile parazite afecteaza liniaritatea convertorului. Principiul compararii cu o tensiune care se modifica conform principiului injumatatirii conduce cel mai rapid la aproximarea tensiunii de intrare. Pentru determinarea fiecarui bit din secenta de iesire se necesita o singura operatie de comparare. Timpul de conversie TC, al unui CAN cu aproximari succesive rezulta:

TC = N * T0

unde T0 este perioada semnalului de tact, iar N este numarul de biti de la iesirea CAN.

Blocurile componente sunt:

Registru cu aproximatii succesive

Convertor digital-analog

Comparator

Generator de semnal dreptunghiular

Circuit de esantionare – memorare

Comparatorul

Un comparator detecteaza daca semnalul de la intrare este mai mare sau mai mic decat tensiunea de referinta. Iesirea unui comparator este un semnal digital (“0” sau “1” logic). Daca intrarea in comparator este o tensiune mai mare decat tensiunea minima necesara pentru a atinge un nivel digital corect, atunci comparatorul este epuizat(Overdrive)

Figura 4 – Caracteristica comparator

Utilizarea comparatoarelor se face in: detectoarele de prag, detectoarele de intreruperi la tensiunea zero, receivere-ele digitale de zgomot de intalta imunitate.

Caracteristicile de performanta ale comparatoarelor:

Castigul in tensiune Av , castigul diferential de curent continuu a unui comparator

Tensiunea de offset de la intrare Vos , tensiunea care trebuie aplicata la intrare pentru a obtine o tranzitie intre starea low si starea high

Timpul de raspuns este intervalul de timp care incepe in momentul in care este aplicat un semnal de intrare si momentul cand la iesire se recptioneaza nivelul logic corespunzator (de amplitudinea pasului de intrare).

Reconstructia de overdrive este intervalul de timp necesar recuperarii de dupa overdrive(timpul de raspuns pentru o amplitudine data a unui pas de intrare, depinde de cat timp a fost comparatorul in starea de overdrive)

Capacitatea de latch este o comanda de tip latch si o comanda de tip unlatch care memoreaza si creeaza o stare logica noua

Raportul de rejectie a puterii de retea : PSRR este o functie de transfer dintre calea de retea si iesirea comparatorului.

Consumul de putere este puterea disipata in curent continuu(static) si in timpul comparatiilor(dinmaic)

Histerezisul este tensiunea de prag pentru semnalele de intrare crescatoare este diferita de tensiunea de taiere pentru semnalele de intrare descrescatoare.

Castigul si raspunsul in timp ale comparatorului

Consideratii de baza

Un comparator este unu etaj de castig in bucla deschisa. Orice etaj de castig poate fi utilizat ca si comparator pornind de la un simplu inversor la un amplificator operational complex. Daca este necesar un latch el poate fi conectat la iesirea etajului de castig.

Problemele cheie in designul comparatoarelor

Castigul obtinut folosind un singur etaj complex sau folosind mai multe etaje simple legate in cascada, stabilitatea nefiind o problema.

Anularea erorii de offset

Rejectia de overdrive

Consumul de putere

Castigul

Datorita latimii de banda finite a circuitului,Vout ajunge la valoarea AvVin cu o intarziere datorita pasului de intrare (timpul de raspuns tr)

Ambele valori Vout si tr sunt obtinute ultilizand etaje cu diferite latimi de banda si castiguri de curent continu(DC).

Figura 5

Pentru comparatorul cu un singur etaj:

t ≪ τ = RLCL => Vout = gmRLVin(1-e-1/τ) ≅ Vin(gm/CL)t

Figura 6 – Castigul si timpul de raspuns al comparatorului

Pentru comparatorul cu mai multe etaje:

t ≪ τ = RLCL => Vout ≅ Vin(gm/CL)n

Pentru un castig dat exista un numar optim de etaj care dau raspunsul cel mai bun in timp

Pentru un castig mic se obtine un timp de raspuns mai mic daca se folosesc mai multe etaje. Pentru un castig mai mare se obtine un timp de raspuns mai mic daca se folosec mai multe etaje decat in cazul in care se foloseste un singur etaj.

Tehnici de anulare a erorii de offset

Tehnica autozero

Ideea de baza a acestei tehnici este esantionarea offsetului in cursul unei singure faze de clock si se extrage din semnal in timpul unei alte faze de clock. Sunt necesare doua semnale de ceas in anti-faza

Figura 7

Analiza in domeniul timp

Vi(T) = V+ (T) – V_(T) = VOS(T) – [Vin(T) + VOS(0)]

Daca VOS variaza incet in concordanta cu T, atunci VOS(T) ≅ VOS(0)

Vi(T) ≅ – Vin (T)

Analiza in domeniul frecventa (transformata Laplace)

Vi(s) = Vin(s) + VOS(s)(1-e-sT)

HOS(s) = 1- e-sT =

Se anuleaza componentele de frecventa ale VOS. In timpul fazei 1, etajul de castig este intr-o configuratie de bucla inchisa cu castig unitar si VOS este esantionat pe capacitatea C. In timpul fazei 2, etajul de castig este intr-o configuratie de bucla deschisa si se starteaza o cmparatie fara eroare de offset. Capacitatea C reprezinta o sarcina de iesire a etajului de castig in timpul fazei 1. Stabilitatea etajului de castig in timpul fazei 1 trebuie sa se desconsidere. Castigul finit Av etajului de castig produce o eroare de offset reziduala

Alimentarea semnalului de ceas la deschiderea comutatorului S1 determina eroarea de offset echivalenta(VOS,ck)

Sarcina injectata de catre comutatorul S1 se incarca in condesatorul C si capacitatii de intrare a etajului de castig. Semnalul de intrare este atenuat de factorul C/(C+Cin). In ideea de a reduce atenuarea si offsetul echivalent VOS = Qck(C+Cin), C trebuie ales mai mare decat Cin. Daca se folosesc etajele de castig complexe este necesara compensarea etajului cu o valoare CC in timpul fazei de autozero. Cu faza de auto-zero, comparatorul poate detecta intreruperea de tensiune la zero.

Implementarea tensiunii de prag

Figura 8

Offsetul este anulat si tensiunea de intrare in comparator din timpul fazei de comparatie devine:

V+ – V- = – (Vin – Vref) + Vos,res

Comparatorul opereaza cu aceeasi tensiune de mod comun in mod independent de valoarea VREF.

Registrul cu aproximari succesive(SAR)

Specific pentru acest convertor este utilizarea in bucla de reactie a unui registru cu aproximari scuccesive. In momentul inceperii conversiei toti bitii registrului au valoarea 0, cu exceptia bitului de semnificatie maxima BSmax, care are valoarea 1. Prin urmare la inceputul conversiei, tensiunea de intrare este comparata cu Vmax/2, unde Vmax reprezinta referinta fixa de tensiune a convertorului fixand diapazonul de intrare. Daca tensiunea de intrare este mai mare decat Vmax/2, atunci bitul de semnificatie maxima are valoarea 1. Pentru urmatoarea compaarre se atribuie valoarea 1 celui de-al doilea bit. La iesirea CAN apare o tensiune de referinta de valoare . Daca in urma primei comparatii rezulta ca tensiunea de intrare este mai mica decat Vmax/2 atunci bitul de semnificatie maxima are valoare determinata 0 si se pregateste a doua comparatie dand valoarea 1 celui de-al doilea bit, ceea ce determina aparitia unei tensiuni de referinta avand valoarea Vmax/4. Procesul continua cu cea de-a doua comparatie, in urma careaa se determina valoarea celui de-al doilea bit. Pe baza acestui procedeu, semnalul analogic de intrare este comparat succesiv cu semnalul de reactie care reprezinta aproximatii din ce in ce mai bune ale valorii sale, pana cand se determina bitul de semnificatie minima BSmin. Prin urmare pentru n biti sunt necesare n comparari ale semnalului de intrare cu cel de reactie.

Modul in care evolueaza tensiunea de referinta in cazul unei rezolutii de 3 biti pentru o tensiune de intrare pentru care rezultatul conversiei este 5

Figura 8

Pentru a determina performantele de viteza ale acestui tip de CAN, se poate face observatia ca pe durata unei conversii tensiunea de intrare nu trebuie sa varieze cu mai mult de ± . In caz contrar pot aparea valori instantane ale tensiunii de intrare care sa contrazica rezultatele compararii anterioare.

Convertor Digital-Analogic

Pentru a asigura conversia numerica-analogica pot fi adoptate numeroase principii. In practica se folosesc convertoare de tip paralel (bitii de intrare sunt aplicati in paralel), dar cele mai cunoscute sunt cele cu retea ponderata si cele cu retea R-2R.

In schema convertorului analog-digital folosesc un CAN pe 3 biti cu retele R-2R. Aceasta schema este mult mai simpla si mai eficienta decat folosirea unui convertor cu retele ponderate. Impedanta convertorului cu retele R-2R este constanta si egala cu R dealungul intregii retele, toate rezistentele putand fi egale, ceea ce reprezinta un avantaj semnificativ. In realizarea retelei R-2R conteaza precizia relativa a rezistentelor, in timp ce precizia absonuta nu. Rolul retelei de rezistente este de a construi generatoare de curent ponderate, care sunt ulterior sumate la intrarea amplificatorului din iesire. O diferenta importanta fata de schema precedenta constituie faptul ca fiecare bit comanda un singur comutator

.

Figura 8

Tensiunea de iesire este:

cu IO echivalent = .

Putem construi un convertor cu orice numar de biti dorit, prin largirea retelei R-2R. In iesirea retelei R-2R obtinerm un curent echivalent numarului binar aplicat la intrare(daca folosim reteaua R-2R inversata ca in figura 8), sau o tensiune daca folosim o retea R-2R normala. Este obligatoriu sa folosim un circuit de conversie curent-tensiune sau un buffer. Scopul acestuia este de a impiedica perturbarea retelei R-2R cand tensiunea de iesire evolueaza. Problema care poate aparea este saturarea bufferului. Daca se doreste o dinamica de iesire de 3V acest rezultate este imposibil de obtinut, existand totusi doua solutii de corectie. Prima solutie posibila consta in cresterea tensiunii de alimentare a bufferului sau ce-a de-a doua in a reduce numarul de biti din intrare.

Proiectarea elementelor din schema bloc a convertorului analog-numeric cu aproximatii succesive.

Comparatorul

Pentru proiectarea comparatorului am folosit urmatoarea schema cu tranzistoare mos, un circuit in care iesirea este exprimata in binar. Pentru implementare am folosit un comparator format dintr-un amplificator de tip OTA format din doua etaje de amplificare

Figure 1 – Schema Cmos a comparatorului

Pentru acest circuit am ales curentul de polarizare 10μA care va fi injectat prin tranzistorul oglinda de curent TN3 catre tranzistorul TN2 si de aici este aplicat pe o intrare diferentiala pe sursele celor doua tranzistoare de tip NMOS, pe ale caror grile se vor afpla intrarile comparatorului in sine, cele doua tensiuni se vor compara in ciclul de aproximare

Tranzistoarele TN3 si TN2 formeaza oglinda de curent care dau sarcina activa in amplificator avand pe drenele lor curenti de valoare egala cu curentul din intrarea diferentiala a etajului.

Aceasta structura prezinta doi poli de inalta impedanta ,de obicei in punctele unde se intalnesc doua drene.

Pentru calcularea tensiunii de offset a comparatorului am utilizat in schema de test, o sursa DC de valoare jumatate din tensiunea de alimentare (Vdd/2) pe intrarea neinversoare, iar pe intrarea – am folosit o sursa de semnal de tip rampa.

Figura 2 – Schema de test pentru calcularea tesiunii de offset a comparatorului.

In urma simularii am obtinut urmatoare diagrama a tensiunii de offset cu o valoare de aproximativ 2.3mV.

Figura 3 – Tensiunea de offset

Castigul obtinut datorita celor doua etaje de amplificare este de 60dB, iar banda la 3dB este de aproximativ 10MHz.

Figura 4 – Castigul si faza comparatorului.

Registrul cu aproximatii succesive

In schema convertorul analog-digital se utilizeaza un registru cu aproximatii succesive in bucla de reactie. Schema registrului cu aproximatii succesive(SAR) contine la randul lui urmatoarelecomponente: bistabil, mux si porti or si and. Pentru implementarea Mux-ului am folosit urmatorul circuit:

Figure 5 – Schema MUX4

Pentru realizarea bistabilului FF_K am folosit urmatoarea schema:

Figure 6 – Bistabil FF_K

In schema principala a registrului cu aproximatii succesive am folosit bistabilul din figura de mai sus.

Figure 7 – Schema registru cu aproximatii succesive pe 10 biti

Reteaua de rezistente R-2R

O posibila tipologie de retea de rezistente R-2R este cea de mai jos. In functie de valorile bitilor , curentii din ramuri, de valori proportionale cu puterile lui 2, sunt sumati, iar curentul rezultat este proportional cu valoarea analogica corespunzatoare codului binar dat de bitii ce controleaza comutatoarele.

Figura 8 – Reteaua de rezistente R-2R

Schema de test a convertorului analog-digital cu aproximatii succesive este cea din figura 9:

Figure 9 – Convertor A/D cu aproximatii succesive de rezolutie 10 biti

Iesirile registrului SAR in format binar vor fi introduse pe intrarile convertorului digital analog, format din reteaua de rezistente, care la randul sau va converti aceste date binare in format analogic. Rezultatul conversiei pe care o realizeaza acest bloc reprezinta curentul proportional cu valorile bitilor primiti. Comparatorul compara efectiv doua tensiuni aplicate pe intrarea sa. Cum convertorul digital analogic va emite valori in curenti vom utiliza pentru a transforma curentii in tensiuni, un circuit de conversiie curent-frecventa.

Redresoare cu AO

Prin redresoare se înțeleg acele circuite electrice care realizează transformarea energiei de

curent alternativ în energie de curent continuu.

Structura redresorului depinde de sursa de energie și de natura receptoarelor alimentate. În

funcție de dispozitivele de redresare utilizate redresoarele pot fi clasificate astfel:

· redresoare necomandate (cu diode) care au tensiunea de ieșire fixă;

· redresoare comandate (cu tiristoare în general) care au tensiunea de ieșire reglabilă.

Alimentarea circuitelor de redresare poate fi realizată cu sau fără transformator, direct de la

rețea.

Prin redresor comandat (sau reglabil) se înțelege un redresor ce folosește în locul diodelor

obișnuite, elemente redresoare cu electrod de comandă care permit, printr-o reglare potrivită a

tensiunii aplicate acestui electrod, să se modifice în limite largi valoarea medie a tensiunii sau

curentului redresat.

Se pot distinge redresoare ,,total'' comandate, realizate în mod exclusiv cu tiristoare și

redresoare semicomandate (mixte) care folosesc combinații de tiristoare și diode.

Cele mai răspândite redresoare semicomandate sunt cele realizate după o schema în punte,

la care jumătate din numărul elementelor redresoare sunt diode semiconductoare.

Pentru circuitul senzorului de culoare am hotarat sa folosesc un redresor dubla alternanta cu amplificator operational. In circuitul de mai jos este un redresor cu amplificare de tip dubla alternanta in care amplificatorul este folosit pentru o alternanta ca amplificator inversor iar pentru celalata alternanta a generatorului ca amplificator neinversor, obtinand astfel o singura polaritate in iesire pentru fiecare dintre cele doua alternante ale generatorului.

Figura 1 – Redresor dubla alternanta cu AO

Circuitul nu are salt in tensiunea din iesirea amplificatorului dar are o zona moarta considerabila in caracteristica de transfer cand toate diodele sunt blocate iar circuitul este in bucla deschisa. Generatoarele de eroare din intrarea amplificatorului pot fi intr-o astfel de situatie incat iesirea sa fie . In acest caz tensiunile din intrarile amplificatorului sunt foarte aproape de zero iar deschiderea uneia din diodele D2 sau D3 inseamna o pierdere de tensiune din tensiunea generatorului egala cu VD determinand o zona moarta in caracteristiva egala cu 2VD. Chiar si in cazul in care generatoarele de eroare determina tensiune pozitiva in iesire, tensiune care deschide dioda D1, zona moarta este tot 2VD. In acest caz bucla de reactie negativa ce se realizeaza prin R2 va forta ca cele doua intrari ale AO sa fie la potentiale egale, si egale cu zero, ceea ce inseamna ca pentru a apare semnal in iesirea redresorului va trebui ca generatorul sa depaseasca VD pentru a deschide D3 sau sa scada sub (- VD ) pentru a deschide D2. In concluzie circuitul are tensiune zero in iesire pe intervalul pe care ceea ce determina ca zona moarta sa fie caracterizata de .

Pentru trasarea caracteristicii de transfer se observa ca diodele D2 si D3 nu pot conduce simultan deoarece intre intrarile amplificatorului au tensiuni egale . In figura de mai jos se prezinta circuitele pentru cazul in care conduce dioda D3 respectiv D2.

Figură 2

Pentru alternanta pozitiva a generatorului dioda D2 este blocata iar dioda D3 si D1 conduc. Se obtine din circuitul din fig. 2a :

Pentru alternanta negativa a generatorului dioda D3 este blocata iar dioda D2 si D1 conduc. Se obtine din circuitul din fig. 2b :

In figura 3 este trasata caracteristica circuitului in cazul in care diodele au caracteristica din circuitul de mai sus.

Figură 3 – Caracteristica circuitului.

Se observa ca in cazul diodelor reale, in caracteristica exista o zona moarta in care semnalul din iesire este nul. Zona moarta din caracteristica este data de blocarea diodei care conduce si deschiderea diodei blocate. Astfel coordonatele punctelor care limiteaza zona moarta sunt:si . Este de remarcat ca la circuitul din figura 2 nu apare salt in iesire la schimbarea starii diodelor.

Pentru senzorul de culoare folosesc un redresor dubla alternanta cu doua amplificatoare ca in figura 4. Cand toate diodele sunt blocate iar circuitul este aparent in bucla deschisa. In cazul amplificatoarelor reale, generatoarele de eroare din intrarea AO pot fi intr-o astfel de situatie incat iesirea sa fie, fie pozitiva, fie negativa, ceea ce va determina ca una din cele doua diode D1, D2 sa fie in conductie. Aceasta inseamna ca in caz real, chiar daca amplificatorul este in bucla inchisa. Daca se presupune ca AO este ideal, se deduce ca ceea ce inseamna ca AO este in bucla deschisa deoarece D1 si D2 sunt blocate. La aplicarea tensiunii nenule de la generator una din cele doua diode va trece in conductie in functie de alternanta aplicata de generator. (In cazul AO real, deschiderea diodelor D1 sau D2 implica aplicarea de la generator a unei tensiuni care sa depaseasca tensiunea generatoarelor de eroare de la intrarea AO.) Deoarece schimbarea alternantei generatorului schimba starea diodelor din circuit, functionarea circuitului se va analiza pe subcircuitele specifice celor doua alternante aplicate de generatorul de la intrare (vezi fig. 3) iar caracteristica de trannsfer va trece prin originea axelor de coordonate.

Figura 4

Pentru alternanta negativa de la generator D1 conduce si D2 este blocata, determinand subcircuitul din figura 6 pentru care se obtine:

Figura 5

Amplificatorul AO2 este sumator si furnizeaza in iesire:

.

Figura 6

Pentru alternanta pozitiva a generatorului se deduce din subcircuitul de mai sus:

.

In cazul AO ideale caracteristica redresorului dubla alternanta din fig5 este prezentata in fig 7

Figură 7 – Caracteristica de transfer pentru redersorul dubla alternanta

Ca deficienta se pastreaza faptul ca in timpul schimbarii alternantelor generatorului tensiunea din iesirea AO1 se schimba printr-un salt de 2VD.

Condensatorul Cf din figura 4 este introdus pentru filtrarea tensiunii redresate.

Figură 8 – Filtre cu condensator a) simplu, b)cu AO

Se remarca privind fig 4 ca Cf nu este introdus in paralel cu sarcina etajului ci in bucla de reactie a AO. Plasarea condensatorului de filtrare in bucla de reactie permite obtinerea unor avantaje considerabile legate de reducerea ondulatiei (ripplului) tensiunii din iesire in sarcina. Astfel in circuitul din fig R16a este desenat filtru simplu cu condensator iar in fig 9b filtru cu AO. Ambele filtre sunt comandate identic si incarcate identic cu sarcina Rs. Vom compara cele doua filtre din punct de vedere al ondulatiei tensiunii din iesire. In timp ce la filtru simplu cu condensator din fig 16a conditia ca ondulatia sa fie p% din tensiunea medie din iesire este data de: , pentru filtru cu AO din fig 8b aceasi conditie este . Deoarece in circuitul din fig 8b valoarea rezistentei R se poate alege mult mai mare decat Rs, se va obtine o constanta de timp mai mare si deci un riplu mai mic pentru acest circuit. De cele mai multe ori se prefera reducerea capacitatii Cf din filtru cu AO, notata , reducere care este proportionala cu raportul dintre rezistentele vazute de condensatorul de filtrare la bornele sale. Astfel se obtine:

Reducerea capacitatii din filtru cu AO este posibila datorita faptului ca sarcina Rs se alimentaeaza din iesirea AO nu din condensatorul de filtrare ca in cazul filtrului simplu cu condensator.