Scurt Istoric Si Prezentarea Generatoarelor de Semnal

Scopul lucrării

În această lucrare vom studia diferite circuite electronice utilizate pentru generarea de semnale sinusoidale, dreptunghiulare și triunghiulare. Aceste circuite electronice generatoare de semnale sunt utilizate in laboratoare pentru verificarea, reglarea și depanararea aparatelor și echipamentelor electrice. Generatorul de semnale generează diferite forme de undă, cu un anumit nivel și o anumită frecvență, iar acești parametrii sunt reglabili. În general acesta transformă energia electrică de curent continuu a sursei de alimentare în tensiune alternivă cu parametrii variabili.

În analiza circuitelor generatoare de semnale, vom analiza calculele pentru proiectarea lor si vom face verificarea calculelor prin simularea circuitului electronic. Simularea circuitului se va face cu ajutorul programului Ltspice IV, program ce este specializat în simularea pe calculator a circuitelor analogice.

Lucrarea va mai cuprinde alegerea unei soluții pentru circuitul electronic optim, ce va genera semnale sinusoidale, dreptunghiulare și triunghiulare, la o frecvență maximă de 200kHz. Se vor prezenta calculele de proiectare pentru blocul de alimentare, ce va alimenta circuitul electronic și calculele pentru proiectarea generatorului de semnale optim.

În final, se va realiza practic, în urma soluției aleasă și a calculelor de proiectare, un demonstrator cu ajutorul unei plăci de încercări. Se va pune în funcțiune circuitul și se va regla acesta, pentru performanțe optime.

Scurt istoric și prezentarea generatoarelor de semnal

Scurt istoric

„Hewlett-Packard Co, a produs aproape orice instrument de testare și a avut un generator de funcții, numit 202A, în 1951. Proiectat de Robert Brunner, a fost un foarte bun instrument de joasă frecvență de specialitate, care vizează în principal testarea servo, vibrații și studii geofizice. A produs valuri sinusoidale, dreptunghiulare și triunghiulare la frecvențe cuprinse între 0,01 până la 1.000 de cicluri pe secundă în cinci domenii. Bell Labs a anunțat inventarea tranzistorului doar trei ani mai devreme, dar tranzistorii nu a putut furniza încă toate funcțiile care s-ar putea obține cu tuburi, deci tranzistori nu au fost utilizați pe scară largă. 202A a folosit tuburi vidate, așa că a fost o cutie mare de 48 cm lățime, 33 cm adâncime, 26 cm înălțime și cântărea 38 de kilograme.

202A a vizat o piață importantă, dar limitată. Acest lucru s-a schimbat în anii 1960, când generatorul funcții obișnuit a fost înlocuit de un generator de funcții Wavetek, care avea nou un osciloscop și volmetru digital de măsură.

Omul-cheie, în primul rând, a fost Joe Deavenport, în timp ce Deavenport a fost un om cheie în dezvoltarea generatorul de funcții commercial. Zona cheie a fost San Diego, un focar de activitate electronică în anii 1960, în mare parte din cauza Naval Electronics Lab, General Dynamics, Ryan aeronautic și înmugurire de afaceri DVM (Digital Voltmeter Measures).

Wavetek a achiziționat apoi mai multe companii. În 1998, Wavetek a fuzionat cu Wandel GOLTERMANN, un producător de instumente electronice german, pentru a forma WWG. În ianuarie 2000, WWG a vândut Wavetek precizie de măsurare (Datron) și Wavetek testare, la Fluke Corporation, care astăzi continuă să ofere generatoare de funcții cu brandul Wavetek și calibratoare cu eticheta Datron, precum și generatoare de funcții și alte instrumente cu brandul Fluke. În luna mai a anului 2000, TTC Corp a cumpărat restul de WWG și a format o nouă companie, Acterna, care vrea să producă sisteme automate de testare și o varietate de produse de comunicații.”

Semnale

Semnalele sunt mărimi fizice utilizate pentru transmiterea, stocarea mesajelor sau pentru testarea sistemelor. Din punct de vedere matematic, semnalul caracterizează o dependență de timp și în mod frecvent, semnalele utilizate pentru testatrea sistemelor sunt reprezentabile prin funcții de timp. Din punct de vedere al naturii lor fizice, pot fi semnale de natură electrică ce se materilizează prin variații ale tensiunii sau a curentului electric, semnale optice ce se materializează prin variația intensității luminoase sau semnale acustice ce se materializează prin variația presinuii sonore. Cu ajutorul anumitor dispositive, numite traductori, se poate realiza transformarea semnalelor de diverse naturi fizice, în semnale electrice și invers.

O posibilă clasificare, împarte semnalele în două mari categorii:

Semnale deterministe, a căror evoluție în timp este cunoscută, complet determinată și care pot fi de regulă descrise prin funcții de timp. În această categorie se încadrează de exemplu semnalele utilizate în testarea circuitelor.

Semnale aleatoare (întâmplătoare), care pot fi caracterizate doar prin legi statistice. Un asemenea semnal este zgomotul termic ce apare între terminalele oricărui rezistor. Conceptul de semnal aleator este foarte important în domeniul comunicațiilor, unde multe semnale au o evoluție complexă sau imprevizibilă, cum sunt de exemplu semnalele vocale.

Semnal sinusoidal

Figura 1, parametrii semnalului sinusoidal

Semnalul sinusoidal este definit prin:

x(t) = Acos(ωt + φ) [1]

Unde:

A este amplitudinea semnalului.

ω este frecvența unghiulară, exprimată în radiani/sec.

T este perioada semnalului.

Între frecvența unghiulară ω, frecvența f și perioada T a semnalului există relațiile:

ω = 2πf [2]

φ este faza inițială, importanța acestui parametru devine semnificativă atunci când se compară două semnale sinusoidale de aceeași frecvență:

x1(t) = A1cos(ωt + φ1) [4]

x2(t) = A2cos(ωt+ φ2) [5]

În acest caz diferența φ = φ1 – φ2 [6] reprezintă defazajul dintre cele două semnale.

Figura 2, două sinusoide defazate

Alți parametrii importanți sunt:

Valoarea eficace, care în cazul semnalului sinusoidal este dată de relația:

Amplitudinea vârf la vârf:

Avv = 2A [8]

Figura 3, amplitudinea eficace și amplitudinea vârf la vârf

Semnalele utilizate în electronică acoperă un domeniu foarte larg de frecvență, după cum urmează:

Oscilații cu frecvențe cuprinse între câteva zeci de Hz și circa 20kHz, sunt frecvențe audio (AF – audiofrecvență).

Oscilații de frecvențe mai mari ca 100 kHz, sunt frecvențe radio (RF – radiofrecvență).

Semnalele de frecvență foarte mare, necesită o tratare specifică și se aplică în cazul când lungimea de undă:

devine comparabilă cu dimensiunile fizice ale circuitelor. Pentru circuitele de dimensiuni uzuale, aceasta însemnă circa 0,5 – 1GHz. Semnalele aparținând acestui domeniu sunt frecvențe, numite microunde.

O particularitate a acestui tip de semnal constă în faptul că aplicând un semnal sinusoidal de o anumită frecvență la intrarea unui circuit liniar, se obține la ieșirea acetuia tot un semnal sinusoidal, de aceeași frecvență, dar eventual de altă amplitudine si de altă fază. Nu la fel stau lucrurile în cazul unui circuit neliniar.

Figura 4, comportarea circuitelor liniare la semnal sinusoidal

Figura 5, comportarea circuitelor neliniare la semnal sinusoidal

Semnale periodice

Semnalele periodice sunt semnalele care se repetă după un interval de timp T numit perioada semnalului:

x(t + kT) = x(t) , ∀ t ∈ ℝ , ∀ k ∈ ℤ [10]

Prezentarea principalelor tipuri de semnale periodice:

Figura 6, semnal dreptunghiular simetric

Figura 7, semnal triunghiular simetric

Parametrii semnalelor periodice:

T este perioada de repetiție.

A+ este amplitudinea vârfului pozitiv – valoarea maximă a semnalului raportată la nivelul de zero.

A– este amplitudinea vârfului negativ – valoarea minimă a semnalului raportată la nivelul de zero.

Avv este amplitudinea vârf la vârf – diferența între valoarea maximă și valoarea minimă a semnalului:

Valoarea efecitvă (RMS – root mean square) este definită prin:

Tensiunea efectivă este tensiunea continuă care dezvoltă aceeași putere medie printr-o rezistență de 1Ω ca și semnalul periodic respectiv. Pentru semnal sinusoidal:

Valoarea medie reprezintă componenta continuă a semnalului:

Figura 8, valoarea medie a unui semnal sinusoidal cu componentă continuă

Pentru cazul particular al impulsurilor dreptunghiulare, se mai pot defini:

η este factorul de umplere – care este raportul între durata impulsului și perioada de repetiție:

tc este timpul de creștere. Semnalul dreptunghiular real nu are fronturi perfecte, tranziția între cele două nivele se face într-un timp diferit de zero. Timpul de creștere sau durata frontului este timpul în care semnalul crește de la A1 până la A2.

Figura 9, parametrii semnalului dreptunghiular

Semnale modulate

Un semnal vocal sau un semnal audio nu ar putea fi radiat în spațiu de o antenă, datorită frecvenței relativ joase. Pentru a putea fi transmis prin mijloace radio, semnalul respectiv va modifica unul din parametrii unui semnal sinusoidal de frecvență mult mai mare, numit purtătoare. Procesul respectiv se numește modulație. Semnalul modulat astfel obținut este de frecvență mare si poartă și informația semnalului util, pe care îl vom numi semnal modulator. În funcție de parametrul semnalului purtător care este dependent de semnalul modulator, pot exista:

Modulație de amplitudine (MA);

Modulație de frecvență (MF);

Modulație de fază (MP).

Figura 10, tipuri de semnale modulate

Generatoare de semnal

Generatoarele de semnal sunt aparate electronice, utilizate ca surse de tensiuni variabile în timp, cu o anumită formă de undă, cu nivel și frecvență reglabilă, necesare funcționării, măsurării și depanării multiplelor aparate și instalații electronice sau electrice. Acestea conțin circuite electronice, ce transformă energia furnizată de sursa de curent continuu, în energie de curent alternativ, furnizată la ieșirea aparatului, într-un singur punct (la borne), cu semnalul determinat de relația (10), reglabil într-un anumit domeniu de frecvență determinate de realația (3).

Datorită faptului că, în cazul acestor aparate, accentul se pune pe calitățile formei de undă a semnalului de curent alternativ și nu se pune pe randamentul conversiei energiei electrice, se numesc generatoare de semnale.

În funcție de forma de undă a semnalului de la bornele de ieșire, generatoarele se clasifică astfel:

Generatoare sinusoidale sau armonice, când forma de undă a semnalului produs este sinusoidală.

Generatoare de semnale liniar variabile, când forma de undă a semnalului este liniar crescătoare în timpul cursei active și cu panta mare de cădere în timpul cursei inverse.

Generatoare de semnal dreptunghiular.

Generatoare de semnal triunghiular.

Generatoare de semnale cu forme de undă specific unei anume aplicații.

În funție de principiul de funcționare, generatoarele se clasifică astfel:

Parametrice, adică generatorul conține un dispozitiv neliniar a cărui caracteristică statică are o zonă cu pantă negativă (un exemplu ar fi dioda tunel);

Cu amplificator, adică generatorul conține unul sau mai multe circuite de amplificare prevăzute cu reacții pozitive și negative;

În funcție de tipul de generator, durata unui impuls poate fi cuprinsă între câteva ore și

câteva nanosecunde, iar frecvența de repetiție a tensiunilor periodice, poate lua valori cuprinse între câteva zeci de μHz și până la câteva sute de MHz. Durata și frecvența de repetiție ale tensiunilor generate sunt reglabile între anumite limite, raportul între valoarea maximă și cea minimă fiind de la 102 la 1010.

Generatoarele sunt echipamente electronice utilizate în telecomunicații, radiodifuziune și televiziune, dar precum și într-o largă gamă de aparate electronice de măsurare și control, la frecvențe bine determinate.

Inroducere generatoare de semnal sinusoidal

Datorită proprietăților remarcabile ce le are semnalul sinusoidal în tratarea circuitelor electronice de regim variabil, generatoarele sinusoidale formează o clasă largă de aparate.

În funcție de intervalul de frecvență pe care îl poate avea semnalul produs, generatoarele de semnal sinusoidal se clasifică astfel:

(0,00005 Hz – 50 kHz), sunt generatoare de foarte joasă frevență;

(0,1 Hz – 1 MHz), sunt generatoare de joasă frecvență (JF);

(10 Hz – 100 kHz), sunt generatoare de audiofrecvență (AF);

(10 Hz – 10 MHz), sunt generatoare de videofrecvență (VF);

(10 kHz – 100 MHz), sunt generatoare de radiofrecvență sau înaltă frecvență (ÎF);

(10 MHz – 5000 MHz), sunt generatoare de foarte înaltă frecvență, etc;

În funcție de natura circuitelor care intervin în structura lor avem oscilatoare RC, oscilatoare LC și oscilatoare cu cuarț.

În prezent mulți producători de aparataj electronic, întrebuințează denumiri “comerciale”, astfel:

Atribuie denumirea “oscilator”, aparatelor la care se cunoaște precis frecvența semnalului (tensiunii) generate;

Atribuie denumirea “generator” sau “test-oscilator”, aparatelor care au în plus un volmetru pentru măsurarea tensiunii de ieșire și un atenuator calibrat;

Atribuie denumirea “generator de semnal”, aparatelor la care semnalul produs, poate fi modulat;

Atribuie denumirea “versa-tester”, aparatelor care generează semnale de formă sinusoidală sau/și dreptunghiulară (la alegere, printr-un comutator de funcții), au posibilitatea măsurării și indicării frecvenței și amplitudinii semnalului.

Parametrii generatoarelor de semnale sinusoidale

Pentru a putea aprecia posibilitatea de utilizare ale diverselor generatoare, se definesc următorii parametrii de utilizare:

Domeniul de frevențe:

Generatoarele se caracterizeză prin valoarea (fmin) minimă și (fmax) maximă, între care poate fi cuprinsă frecvența de oscilație. Referindu-ne la aceste valori extreme, se definește gama sau banda de frecvență, ca fiind un subdomeniu din intervalul fmax – fmin, în care frecvența poate fi reglată continuu. În acest fel, domeniul de frecvență fmax – fmin poate avea mai multe game de frecvență, numărul de game ale generatorului se indică de obicei la fiecare generator.

Pentru fiecare gamă se definește un raport de acoperire:

unde f’max și f’min sunt valorile extreme ale gamei considerate. Numărul de game se alege în așa fel încât toate gamele să aibă același raport de acoperire K’f și în acest caz, pentru generatoare sunt precizate: domeniul de frecvență (f’min și f’max), numărul de game și raportul K’f, iar pentru generatoarele de înaltă frevcență se definesc: domeniul de frecvență (f’min și f’max) și specificarea fiecărei game în mod individual prin limitele (f’min și f’max).

Stabilitatea de frecvență:

Acest parametru se definește prin [17], fiind raportul dintre variația de frecvență ∆f nedorită produsă de modificările unui singur parametru, electric sau neelectric (celelate condiții rămânând neschimbate) și frecvența de oscilație f. În funție de parametrul perturbator se definesc următoarele stabilități de frecvență:

în timp, pe termen scurt (de ordinul câtorva minute) și pe termen lung (de ordinul câtorva ore).

cu temperatura mediului ambiant.

cu tensiunea de alimentare.

cu nivelul semnalului (tensiunii) de ieșire.

cu sarcina de lucru RL, etc.

Nivelul maxim:

În general se indică tensiunea maximă Umax (ca amplitudine, adică valoarea de vârf Uv max

sau ca valoare efectivă Uef max), produsă la bornele generatorului fără sarcină sau pe o rezistență egală cu rezistența de ieșire a generatorului R0 (așa-zisul mod de lucru adaptat, când are loc transferul maxim de putere de la generator către sarcină). Uneori se specifică și puterea maximă P0 max, care se poate obține într-o sarcină cu rezistența de lucru RL = R0.

Stabilitatea de amplitudine:

Parametrul acesta se definește [18], fiind raportul dintre variația ∆U0 nedorită a amplitudinii generate, datorită modificării unui singur parametru, electric sau neelectric (celelate condiții rămânând neschimbate) și amplitudinea tensiunii de ieșire U0, frecvența și sarcina fiind considerate mereu constante. În funție de parametrul variabil se definesc următoarele stabilități de frecvență:

în timp, pe termen scurt (de ordinul câtorva minute) și pe termen lung (de ordinul câtorva ore).

cu temperatura mediului ambiant.

cu tensiunea de alimentare, etc.

Distorsiunile de neliniaritate, zgomotul și brumul:

Puritatea semnalului, adică nedeformarea lui față de o undă sinusoidală nemodulată, deci cu un spectru de frecvență având un număr de armonici limitat și de mic nivel, se indică cu ajutorul unui coeficient de distorsiuni neliniare:

Unde Uk (k = 1, 2, …) reprezintă valorile efective ale tensiunilor sinusoidale de frecvență fk (armonicele de ordin k) rezultate prin descompunerea în serie Fourier a tensiunii de ieșire

u0(t + kT1) [20], de frecvență f1, deoarece în realitate tensiunea de ieșire u0(t) are întotdeauna mici abateri față de o sinusoidă perfectă.

Pentru frecvențele joase se indică o tensiune parazită, provenită din zgomotul etajelor electronice și din brumul introdus de rețeaua de alimentare; această tensiune, notată cu uzg + br apare suprapusă peste tensiunea utilă u0. Valoarea Uzg + br rămâne constantă la variația continuă a nivelului teniunii utile U0 și de aceea se precizează valorile Uzg + br și U0max. De multe ori se indică un coeficient global pentru distorsiuni, zgomot și brum prin:

Coeficientul δ’ arată abaterea undei generate față de o sinusoidă perfectă și se poate măsura simplu cu un distorsiometru cu circuit rejectiv.

Pentru generatoarele de înaltă frecvență, în loc de coeficienții δ și δ’, se specifică spectrul de frecvență al armonicilor, prin amplitudinea lor raportate la fundamentala , exprimată în [dB], ceea ce se măsoară cu un volmetru selectiv sau cu un analizator de spectru. Se mai specifică și conținutul de componente nearmonice (în dB), reprezentat de raportul , unde UN poate fi o tensiune parazită cu frecvența diferită de un un multiplu întreg al frecvenței f1 a fundamentalei.

Precizia:

Generatoarele de semnale sinusoidale au întodeauna pe panoul frontal, sisteme mecanice sau electronice de indicare a frecvenței de oscilație. Eroarea cu care se citește sau se măsoară acastă frecvență este un parametru important și este specificat întodeauna de către fabricant. Unele aparate sunt prevăzute cu atenuatoare calibrate și cu volmetre care indică tensiunea de ieșire în gol sau pe o rezistență de lucru egală cu rezistența de ieșire R0. Atât atenuatoarele cât și volmetrele au specificate anumite erori de etalonare. Astfel apare precizia de indicare a frecvenței sau a tensiunii de ieșire. La aparatele mai performante se indică în plus și precizia parametrilor de modulație, a parametrilor de vobulare, a unghiului de fază între două ieșiri defazate, etc. Sistemele de indicare sunt mecanice sau electronice.

Caracteristica de frecvență:

Acest parametru este definit ca [24], fiind raportul dintre variația ∆U0 nedorită a tensiunii de ieșire la bornele generatorului, variația datorită modificării frecvenței de oscilație într-o anumită perioadă și tensiunea de ieșire U0(fr) la o frecvență de referință fr.

Atenuarea maximă:

Pentru toate generatoarele se indică atenuările maxime, adică cea fină (continuă) și dacă există și cea în trepte. Pentru generatoarele de înaltă frecvență se precizizează semnalul minim de ieșire U0min (μV).

Parametrii de modulație:

Pentru generatoarele de semnale sinusoidale prevăzute cu posibilitatea modulării

tensiunii sinusoidale de ieșire U0, cu frecvența purtătoare ω, poate fi modulată:

în amplitudine (MA):

în frecvență (MF):

Parametrii specifici sunt:

pulsația de modulație ωm .

gradul de modulație ce poate fi realizat, , unde Um este amplitudinea semnalului de modulație, iar U0 este valoarea maximă a tensiunii sinusoidale produsă de generator.

deviația maximă de frecvență, în cazul modulației de frecvență și eventual, indicele modulației de frecvență [28].

timpii de creștere și cădere ai impulsului modulator în cazul în care MA se realizează cu semnale dreptunghiulare cu gradul de modulație m = 1, ceea ce reprezintă un gen de modulație cu impulsuri (MI).

coeficienții de distorsiuni neliniare, introduse prin modulație asupra semnalului modulator.

Acești parametri sunt carateristici generatoarelor de înaltă frecvență, cu fmax ≤ 100MHz, deși există și unele generatoare de joasă frecvență (0,1Hz la 10MHz) cu posibilități de modulație MA.

Modulații reziduale și parazite:

Brumul datorat rețelei de alimentare cu energie electrică și în special zgomotul propriu al etajelor electronice ale generatorului de semnale, conduce la modulații parazite, MA și MF, numite modulații reziduale. Din cauza aceasta sunt specificate gradul de modulație reziduală pentru MA și deviația de frecvență reziduală pentru MF (în Hz). Ambele situații sunt considerate pentru o anumită bandă de trecere, specificată, a etajului detector din structura generatorului.

În timpul procesului util de modulație MA apare parazit și o modulație MF, măsurată ca valori de vârf, exprimată în procente din frecvența de modulație. Pentru o modulația utilă MF apare și o modulație parazită MA, al cărei grad se precizează.

Parametrii de vobulare:

Vobulatoarele sunt generatoarele cu frecvență comandată electric. Comanda electrică se face printr-o tensiune, numită tensiune de comandă. La vobulatoare se definește coeficientul de acoperire prin vobulare, [29], unde f’’max și f’’min sunt valorile extreme ale unui domeniu continuu de frecvențe, obținut prin comanda electrică cu o tensiune variabilă. Pentru valori mari ale coeficientului K’’f (102 – 104), acesta se specifică. Se precizează întotdeauna fiecare bandă vobulată, f’’min – f’’max din domeniul de frecvențe al aparatului. Modelul de variație al frecvenței în funcție de tensiunea de comandă este liniară sau logaritmică pentru valori reduse, respective ridicate ale coeficientului K’’f. În afară de benzile vobulate se mai indică și duratele de vobulare, ca fiind intervalele de timp în care frecvența variază de la valoarea minimă, f’’min, la cea maximă, f’’max, și invers.

Defasajul:

Unele generatoare au câte două ieșiri de semnal sinusoidal cu defazaj reglabil între ele. În asemenea cazuri se precizează treptele și domeniile fine (continue) de reglare ale fazei.

Sincronizarea:

Un generator cu frecvența fixată la o anumită valoare f și-o poate schimba într-o valoarea apropiată fs, prin introducerea din exterior a unei așa numite tensiuni de sincronizare us, cu frecvența fs. Se definește coeficientul de sincronizare corespunzător tensinuii exterioare exprimat în (% / V):

Alți parametrii:

În funcție de anumite particularități funcționale, pentru generatoarele de semnale sinusoidale se mai pot indica și alți parametri:

la generatoarele cu posibilități de modulație, trebuie specificat cum se realizează aceasta, cu un generator auxiliar intern sau extern și care sunt parametrii acestui generator auxiliar prentru producerea tensiunii la modulație um.

la vobulatoare, trebuie specificat cum se face comanda electrică, cu un generator de tensiune intern sau extern și se specifică parametrii și caracteristicile lui.

în cazul generatoarelor de foarte joasă frecvență, ieșirea lor poate avea tensiunea alternativă suprapusă peste o tensiune continuă, reglabilă, pentru care se indică plaja de reglaj a tensiunii continue.

la generatoarele programabile se specifică modul de comandă numerică, coduri de comandă, timpul necesar efectuării operației comandate, memorie etc.

Oscilatori sinusoidali

Oscilatorul sinusoidal este format dintr-un amplificator (tranzistoare sau amplificatoare operaționale) care asigură introducerea unui câștig de tensiune și un circuit de reacție pozitivă (circuite RC, LC) care introduce un defazaj și o atenuare.

Figura 11, schema bloc a unui oscilator sinusoidal

Prin intermediul circuitului de reacție pozitivă, o parte a tensiunii de ieșire Vout din amplificator este adusă la intrare. Această tensiune numită tensiune de reacție Vr, este amplificată generând o tensiune de ieșire, care constituie sursa tensiunii de reacție.

Pentru susținerea stării de oscilație trebuie îndeplinite două condiții:

Defazajul de-a lungul întregii bucle de reacție să fie nul. Tensiunea de reacție Vr trebuie să fie în fază cu tensiunea de ieșire Vout.

Câștigul în tensiune de-a lungul buclei de reacție închise să fie 1. Câștigul în tensiune

de-a lungul buclei Ao este produsul dintre câștigul amplificatorului în buclă închisă Av și atenuarea introdusă de circuitul de reacție Ar:

Pentru amorsarea oscilatorului câștigul în tensiune de-a lungul buclei de reacție Ao, în momentul alimentării cu tensiune, trebuie să fie mai mare decât 1, astfel ca amplitudinea semnalului de ieșire să crească progresiv până la nivelul dorit, apoi câștigul trebuie micșorat până la 1 pentru ca semnalul de ieșire să se mențină la acel nivel, iar oscilațiile să fie întreținute. .

Figura 12, forma tensiunii de ieșire la amorsarea oscilatorului

Oscilatoare sinusoidale cu circuite de reacție RC

Oscilatorii RC, sunt oscilatori la care sarcina și rețeaua de reacție sunt formate din rezistori și capacitori corespunzător conectați. Perioada oscilațiilor este determinată în principal de constanta de timp RC globală. Știind că rezistorii și capacitorii pot avea valori foarte mari (păstrând dimensiuni rezonabile), se pot realiza ușor constante de timp de ordinul secundelor. Acești oscilatori RC se utilizează în special pentru obținerea oscilațiilor de frecvențe joase. Gama de frecvențe a acestor oscilatori este cuprinsă între 10-3 și 106 Hz. Ampificatorul oscilatorului poate fi un amplificator operațional sau un ampificator cu tranzistori.

Oscilatorul cu punte Wien cu amplificator operațional

Oscilatorul cu punte Wien este un oscilator simplu, format din puține componente și este cel mai cunoscut oscilator. Acesta are o stabilitatea în frecvență foarte bună, iar calitatea semnalului de ieșire de asemenea este foarte bună. Acest oscilator, pentru ca semnalul de ieșire să nu fie distorsionat la vârfuri, necesită o proiectare riguroasă.

Figura 13, oscilator cu punte Wien cu amplificator operațional

Oscilatorul cu punte Wien este format din:

Amplificator operațional AO, conectat ca amplificator neinversor al cărui semnal de intrare este adus la ieșire printr-o rețea Wien.

Divizor de tensiune conectat ca buclă de reacție negativă, care determină câștigul în tensiune, în buclă închisă Ao.

Rețeaua Wien conectată ca buclă de reacție pozitivă, determină frecvența de oscilație (frecvența de rezonanță) și atenuarea.

Circuitul de limitare a amplitudini de oscilație, scade amplificarea la creșterea amplitudini de oscilație, pentru a menține un punct de oscilație stabil.

Figura 14, puntea Wien

Pentru rețeaua din figura 14, funcția de transfer este:

Știind că ω0 este frecvența de oscilație și:

După înlocuirea relațiilor (33), (34) și (35) în relația (32), rezultă ecuația:

Pentru a avea un defazaj nul între Vout și Vin, partea imaginară din relația (36) trebuie să fie nulă, iar din acest motiv rezultă:

Pentru relatia (37) functia de transfer rezultata este:

Considerăm că R1 = R2 = R, C1 = C2 = C și înlocuim în relația (38), rezultă ecuațiile:

În figura 13, se observă cele două divizoare de tensiune și amplificatorul operațional. Primul divizor este circuitul de reacție și este format dintr-o rețea RC serie și o rețea RC paralel. Al doilea divizor este circuitul de reacție negativă și este format din rezistoarele R4 și R3. Considerăm că R1 = R2 = R, C1 = C2 = C și rezultă ecuația tensiunii de ieșire:

Unde AV este amplificarea circuitului cu reacție negativă, iar Vi este tensiunea de intrare în amplificator. Știind că funcția de transfer a rețeleti este relația (40) și știind că amplificarea amplificatorului operațional, considerat ideal, este , calculând amplificarea diferențială de tensiune în buclă deschisă, rezultă:

Dacă aV are o valoare foarte mare, atunci condiția de apariție a oscilațiilor este:

Relația (46) este criteriul lui Barkhausen de menținere a oscilațiilor într-un circuit. Din relația (46) și relația (40), rezultă că valoarea lui AV trebuie să fie egală cu 3, pentru a se îndeplini relația (46). Știind că AV = 3 și relația (42), rezultă că R4 trebuie să fie de două ori decât R3 .

Aplicarea formulelor și simulare:

Pentru a simula circuitul oscilator cu punte Wien, am considerat C = C1 = C2 = 10nF, R = R1 = R2 = 10kΩ, R4 = 20kΩ, R3 = 10kΩ, AO de tipul LT1001 si doua surse de alimentare de ±12V.

Conform relației (29) rezultă că frecvența de oscilație este:

Pentru că oscilatorul să furnizeze amplitudinea maximă și ca oscilațiile să se amorseze, știind că [48] și că A = 3, rezultă că [49].

Din relațiile:

Alegem o valoare standardizată R4 = 22kΩ.

Pentru a nu se distorsiona oscilațiile, deoarece amplificarea este mai mare decât 3, vom aplica rezistenței R4, o rezistență în paralel R5, care va fi decuplată de două diode, care au tensiunea de deschidere la 0.6V. Rezultă că rezistența R5 va avea o valoare de amplificare de 2.8.

Calculul rezistenței R5 este următorul:

unde, Rtotal este R4 în paralel cu R5.

Alegem o valoare standardizată R5 = 82kΩ.

În figurile următoare sunt reprezentate schema cu componentele calculate anterior și forma undei în urma simulării în programul LTspice IV.

Figura 15, schema pentru simulare – oscilator cu punte Wien cu amplificator operațional

Figura 16, forma de undă în urma simulării

În figura 16, se poate observa că frecvența în urma simulării circuitului, are o valoare de 1.576kHz, iar în calcule, relația (47), are o valoare de 1.59kHZ, eroarea fiind foarte mică.

Oscilatori RC cu tranzistori bipolari

Schema de pincipiu a unu astfel de oscilator ce are trei celule de defazare este arătată în figură 17.

Figura 17, oscilator RC cu tranzistori bipolari – schemă de principiu

Știind că tranzistorul bipolar este un dispozitiv cu comandă în curent, vom considera că avem un amplificator de curent al cărui coeficient de amplificare este Ai. În acest caz este recomandabil să se aplice o reacție de curent, prin urmare coeficientul de amplificare în buclă deschisă va reprezenta un raport de curenți. Schema echivalentă liniară a osciclatorului este reprezentată în figura 18, la frecvența de oscilație, reactanța capacitorului CE este practic zero.

Figura 18, oscilator RC cu tranzistori bipolari – schemă echivalentă liniară

Așa cum rezultă din schema de principiu și cea echivalentă, curentul care circulă prin rezistorul celei de a treia celule de defazare reprezintă de fapt curentul de intrare Ib al tranzistoului. Valoarea R1 se alege astfel încât să avem:

R1 + h11e = R [53]

Știind că , rezultă schema echivalentă din figura 20:

Figura 19, oscilator RC cu tranzistori bipolari – schemă echivalentă simplificată

În cazul acestui oscilator, nu se poate lua Rc < R, deoarece s-ar obține valori extrem de mici pentru curentul Ir și nu s-ar putea realiza condiția de amplitudine. De asemenea, nu se poate lua Rc foarte mare, deoarece se anulează efectul primului capacitor din rețeaua de defazare, iar constanta de timp a circuitului de descărcare devine exagerat de mare. Din calcule rezultă o valoare optimă pentru Rc.

Coeficientul de amplificare în buclă deschisă este definit prin relația:

L(j) = βAi = Ir / Ib [55]

Expresia sa se determină prin rezolvarea circuitului din figura 19, ecuațiile pe ochiuri sunt:

I1(Rc + R – jXc) – I2R = – h21IbRc [56]

– I1R + I2(2R – jXc) – IrR = 0 [57]

– I2R + Ir(2R – jXc) = 0 [58]

Rezultă:

În care s-a notat:

Condiția de fază = 0, este satisfăcută când partea imaginară a numitorului devine zero, adică:

Unde:

Condiția de amplitudine L = 1 este satisfăcută când:

Introducând relația (63) în relația (64) rezultă:

[65]

Deobicei este dorit ca h21 să fie cât mai mic posibil, așa încât să se poată utiliza tranzistori cu performanțe medii. Valoarea minimă a lui h21 se obține pentru o valoare optimă a lui k, care rezultă din relația:

Valoarea optimă a lui k este kopt = , care introdusă în relația (65), rezultă:

h21 min ≥ 44,5.

Oscilatori RC cu reacție combinată

Figura 20, filtru în dublu T privit ca un cuadripol al oscilatorului RC cu filtru în dublu T

Pentru frevențe care diferă mult de f0, figura 20, adică f < f0 și f > f0, coeficientul de transfer al filtrului are valori esențial diferite de zero. Elementele schemei se aleg astfel încât pentru aceste frecvențe, reacția negativă să fie mai profundă decât cea pozitivă, și schema nu oscilează. Pentru frecvența f egală cu f0, coeficientul de transfer al filtrului devine zero și acționează numai reacția pozitivă care este suficient de mare, astfel schema oscilează. În cazul de față, filtrul în dublu T este un filtru oprește bandă, cu cât această bandă este mai îngustă, cu atât oscilațiile sunt mai sinusoidale. Este demonstrate și verificat experimental că dintre filtrele RC, cele mai pronunțate proprietăți selective le are filtrul în dublu T.

Frecvența oscilațiilor rezultă din condiția anulării coeficientului de transfer a filtrului. Considerăm că acest filtru este format din doi cuadripoli simetrici în T, figura 20. Primul este constiuit din rezistorii R1 și capacitorul C2, al doilea din capacitorii C1 și rezistorul R2. Matricea ||YT|| a cuadripolului rezultant este:

Coeficientul de transfer al cuadripolului devine zero când admitanța de transfer Y21T devine zero. În cazul unui filtru T ale cărui impedanțe sunt cunoscute, matricea admitanță este:

de unde rezultă:

Referindu-ne la primul cuadripol avem:

de unde rezultă:

Pentru al doilea cuadripol avem:

de unde rezultă:

Punând condiția Y21T = Y’21 + Y’’21 = 0 [74], se obține:

Egalând cu zero partea imaginară, rezultă:

Egalând cu zero partea reală, rezultă:

În practică, condiția Y21T = 0 trebuie să fie satisfăcută numai pentru o singură frecvență. Această condiție poate fi realizată dacă valorile elementelor filtrului se află în raportul:

Ținând seama de aceste valori, din ultimele două relații rezultă:

Proprietățile selective ale filtrului în dublu T sunt influențate de impedanța de sarcină ZL conectată la ieșire. Dacă această impedanță este foarte mare în raport cu 1 / Y22T, caracteristica de frecvență este ascuțită, figura 21, însă pe măsură ce impedanța ZL scade, caracteristica de frecvență devine mai puțin ascuțită. Utilizarea filtrului în dublu T este recomandabilă în special în schemele echipate cu tranzistori cu efect de câmp și tuburi electronice.

Figura 21, caracteristica de frecvență ale filtrului în dublu T

Pe lângă proprietățile selective ale rețelei de reacție, forma semnalului de oscilație este puternic influențată de către regimul de funcționare al dispozitivului electronic.

Oscilatoare sinusoidale cu circuite de reacție LC

Oscilatori LC, sunt oscilatori la care sarcina sau rețeaua de reacție conține în mod obligatoriu un circuit oscilant. În principal, frecvența oscilațiilor este determinată de elementele circuitului oscilant, bobinele și condesatorii, astfel se poate scrie:

Acești oscilatori nu pot fi utilizați pentru obținerea unor oscilații de frecvență joasă sau foarte joasă, deoarece bobinele de inductanță și capacitorii ar avea dimensiuni exagerat de mari. Limita inferioară a frecvenței de oscilației la acești oscilatori este de ordinul zecilor de kHz, iar din această cauză se mai numesc și oscilatori de radiofrecvență. La aceste oscilatoare ca elemente active se utilizeaza tranzistoare deoarece amplificatoarele operationale nu lucrează la parametrii optimi în circuite de frecvențe mari.

Oscilatorul Colpitts

Figura 22, oscilator Colpitts cu tranzistor bipolar

Oscilatorul Colpitts este format dintr-un circuit de amplificare cu un singur etaj și un circuit de reacție LC. Circuitul de reacție din bucla de reacție este format din două condensatoare C1, C2 și o bobină L conectate ca în figură 22. Acest circuit asigură defazajul necesar și se comportă ca un filtru acordat, permițând trecerea frecvențelor de oscilație dorite.

Pentru oscilatorul Colpitts avem:

Știind că frecvența de oscilație este:

Introducând relațiile (83), (84) și (85) în relația (86), rezultă:

Notăm condensatorul C1 care este în paralel cu condensatorul C2 , cu :

Înlocuind relația (88) în relația (87), rezultă:

Din relația (89), deducem frecvența de oscilație f0 și pulsația ω0 :

Observăm că relația (90) este egală cu relația (82). Pentru amorsarea osciilațiilor, folosim valoarea obținută cu relația (90) și obținem valoarea minimă a pantei S:

Oscilatorul Hartley

Figura 23,oscilator Hartley cu tranzistor bipolar

Oscilatorul Hartley este format dintr-un circuit de amplificare cu un singur etaj și un circuit de reacție LC. Circuitul de reacție în buclă de reacție este format din două bobine L1, L2 și un condensator C conectate ca în figură 23. Acest circuit asigură defazajul necesar și se comportă cu un filtru acordat, permițând trecerea frecvențelor de oscilație dorite.

Pentru oscilatorul Hartley avem:

Știind că frecvența de oscilație este:

Introducând relațiile (93), (94) și (95) în relația (96), rezultă:

Notăm bobina L1 care este în paralel cu bobina L2 , cu :

Înlocuind relația (98) în relația (97), rezultă:

Din relația (99), deducem frecvența de oscilație f0 și pulsația ω0 :

Observăm că relația (100) este egală cu relația (82). Pentru amorsarea osciilațiilor, folosim valoarea obținută cu relația (100) și obținem valoarea minimă a pantei S:

Oscilatorul Clapp

Figura 24, oscilator Clapp cu tranzistor bipolar

Oscilatorul Clapp este format dintr-un circuit de amplificare cu un singur etaj și un circuit de reacție LC. Circuitul de reacție în bucla de reacție este format dintr-o bobină L și trei condensatoare C, C1, C2 conectate ca în figură 24. Acest circuit asigură defazajul necesar și se comportă cu un filtru acordat, permițând trecerea frecvențelor de oscilație dorite.

Dacă condensatorul C are valoarea mult mai mică decât condensatoarele C1 și C2, la stabilirea frecvenței de oscilație condensatiarele C1 și C2 se neglijează.

Oscilatori nesinusoidali

Oscilatoarele nesinusoidale numite și generatoare de semnal sau multivibratoare, generează semnale de diferite forme: triunghiulare, dreptunghiulare și dinte de ferestrău. Generatorul de semnal cel mai simplu care produce un semnal nesinusoidal este circuitul basculant astabil cu amplificator operațional. Circuitul basculant astabil se bazează pe un comparator cu histerezis combinat cu elemente reactive. Există trei tipuri de circuite basculante și anume: bistabil, monostabil și astabil.

Circuitele basculante bistabile au două stări stabile, iar trecerea între cele două stări se realizează cu ajutorul unui semnal de comandă.

Circuitele basculante monostabile au două stări și anume o stare stabile și o stare instabilă. Trecerea din starea stabile în starea instabilă se realizează cu ajutorul unui semnal de comandă. Trecerea din starea instabilă în starea stabilă se realizează automat.

Circuitele basculante astabile nu au nici o stare stabilă, iar trecerea dintr-o stare în alta se realizează automat, fără existența unui semnal de comandă.

Oscilatoare de semnal dreptunghiular

Figura 25, circuit basculant astabil cu amplificator operațional

Figura 26, reprezentarea formelor de undă pentru circuitul basculant astabil cu amplificator operațional

Pentru a analiza circutul din figura 25, alegem ca punct de plecare vo = VOH , ce reprezintă tensiunea maximă pozitivă. Tensiunea de prag corespunzătoare comparatorului este pozitivă și are relația:

Condensatorul C este conectat prin rezistența R la tensiunea maximă VOH și se încarcă exponențial, cu constanta de timp RC, aproape de VOH înainte de depășirea lui VTH. În acest punct vp < vN sau viD < 0 și vo se schimbă și devine vo = VOL, ce reprezintă tensiunea maximă negativă. Tensiunea de prag corespunzătoare comparatorului este negativă și are relația:

Condensatorul C începe să se descarce către VOL până când ajunge la tensiunea de prag VTL. Timpul în care condensatorul se încarcă până la VTH și se descarcă până la VTL, reprezintă jumătate din perioadă.

Tensiunea condensatorului pentru un circuitul de excitație RC, alimentat de la o sursă de curent continuu are forma generală:

unde vC(0) reprezintă tensiunea inițială a condensatorului, vC(∞) reprezintă tensiunea finală a condensatorului și τ este constantă de timp a circuitulu, τ = RC [107].

Relația (106) aplicată circuitului din figura 27, rezultă relația:

Când condensatorul atinge pragul minim, timpul este jumătate din perioadă și conform relație (108) rezultă:

Perioada T are relația:

Dacă considerăm cazul normal în care VOH = –VOL = Vsat, pragul de tensiune devine:

Înlocuind relația (111) in relatia (110), rezultă că perioada semnalului este:

Dacă R1 = R2 și înlocuim în relatia (112), rezultă că perioada semnalului este:

Aplicarea formulelor si simulare:

Considerăm pentru circuitul basculant astabil două surse de alimentare ±12V, R1 = 1kΩ, R2 = 1kΩ, R = 10kΩ, C = 10nF și AO de tipul LT1056.

Calculăm valoarea minimă și maximă pe condensator:

Calculăm frecvența semnalului:

În figurile următoare sunt reprezentate schema pentru simulare și forma undei în urma simulării în programul LTspice IV.

Figura 27, schema pentru simulare – circuit basculant astabil cu amplificator operațional

Figura 28, forma de undă în urma simularii

În figura 28, se poate observa că frecvența în urma simulării circuitului, are o valoare de 4.545kHz, iar în calcule, relația (117), are o valoare de 4.54kHZ, frecvența din simulare este aceeași cu cea calculată.

Oscilatoare de semnal triunghiular

Figura 29, circuit basculant astabil cu integrator și comparator

Oscilatorul de semnal tringhiular este format din trei blocuri principale:

Comparator AO2, care generează la ieșire un semnal dreptunghiular Vdout.

Integrator AO1, care generează la ieșire un semnal triunghiular și determină frecvența celor două semnale, circutul RC.

Figura 30, reprezentarea formelor de undă pentru circuitul basculant astabil cu integrator și comparator

Tensiunea de ieșire din comparatorul AO2 este VDout = vo, iar tensiunea de ieșire din invertorul AO1 este VTout = vc .

Tensiunea de prag corespunzătoare comparatorului este pozitivă și are relația:

Tensiunea de prag corespunzatoare comparatorului este pozitiva si are relatia:

În circuitul din figura 29, condensatorul C se încarcă și se descarcă într-un circuit RC serie sub tensiune constantă și rezultă relația:

Unde:

Perioada T are relația:

Unde:

Înlocuind relația (125) și (126) în relația (124), rezultă:

Rezistențele R4 și R3 au următoarele valori:

Aplicarea formulelor și simulare:

Considerăm pentru circuitul basculant astabil cu integrator și comparator având două surse de alimentare ±12V, R = R4 = 5.6kΩ, C = 33 nF, R1 = 2.7kΩ, R2 = 6.8kΩ, R3 = 2kΩ, AO1 și AO2 de tipul LT1056.

Calculăm valoarea minimă și maximă pe condensator:

Calculăm frecvență semnalului:

În figurile următoare sunt reprezentate schema pentru simulare și forma undei în urma simulării în programul LTspice IV.

Figura 31, schema pentru simulare – circuit basculant astabil cu amplificator operațional

Figura 32, forma de undă în urma simularii

În figura 32, se poate observa că frecvența în urma simulării circuitului, are o valoare de 3.409kHz, iar în calcule, relația (133), are o valoare de 3.41kHZ, frecvența din simulare este aceeași cu cea calculată.

Alegerea solutiei si calculele de proiectarea ale circuitului ales

Blocul de alimentare

Figura 33, schema eletrică a blocului de alimentare

Pentru circuitul de alimentare, utilizăm un transformator la intrare, care are înfășurarea primară conectată la rețeaua electrică de curent alternativ având tensiunea de 230V. Transformatorul permite modificarea tensiunii de intrare la o valoare de ieșire necesară circuitului ce trebuie alimentat. În soluția practică am ales un transformator cu priză mediană, ce are în secundar două înfășurări identice și care au câte un capăt legat la priza mediană. La ieșirea din transformator va fi conectată o punte redresoare.

Redresorul este format din cele patru diode redresoare ce sunt conectate în punte, astfel încât indiferent de polaritatea tensiunii de intrare, curentul care trece prin rezistența de sarcină întotdeauna să aibă același sens. Pe durata alternanței pozitive a intrării, diodele D1 și D3 sunt polarizate direct și curentul prin sarcină circulă de la sursă prin dioda D1 și se întoarce înapoi la sursă prin dioda D3. Pe durata alternanței negative a intrării, diodele D2 și D4 sunt polarizate direct și curentul prin sarcină circulă de la sursă prin dioda D2 și se întoarce înapoi la sursă prin dioda D4.

Știind că tensiunea UCE necesară generatorului are o valore de 12V, tensiune pe dioda în conducție este constantă UD și are o valoare de 0.7V și acceptăm un riplu ΔU cu valoarea de 2V, rezultă tensiunea de vârf din secundarul transformatorului:

Tensiunea efectivă din secundarul transformatorului este:

Am ales o valoare standardizată pentru tensiunea din secundarul transformatorului de 12V.

Tensiunea continuă pulsatorie obținută cu redresorul anterior, pentru a putea fi folosită la alimentarea circuitului electronic, ne trebuie o tensiune cât mai constantă. Pentru a realiza o astfel de tensiune utilizăm filtre capacitive C1 și C2 care netezesc variațiile tensiunii. Știind că tensiunea de vârf din secundarul transformatorului este U2vf = 15.4V, tranzistorul T1 de tipul BC238B funcționează la un curent minim de 5mA și un curent maxim de 100mA, date luate din foaia de catalog a tranzistolui și dioda zener D5 de tipul PL12Z funcționează la un curent maxim de 40mA, dată luată din foaia de catalog a diodei zener. Astfel putem calcula cei doi condensatori necesari filtrării, unde o semiperioadă a rețelei are valoarea de 10ms și tensiunea de vârf a semnalului pe o semiperioadă din generator U^o are valoarea de 5V:

Pentru tensiunea pozitivă unde este conectat tranzistorul T1, rezultă rezistența echivalentă Rech1:

Din cele două relații (136) și (137) rezultă calculul pentru condensatorul C1:

În circuit am ales o valoarea a condesatorului C1 de 470μF.

Pentru tensiunea negativă unde este conectată dioda zener D5, rezultă rezistența echivalentă Rech2:

Din cele două relații (139) și (140) rezultă calculul pentru condensatorul C2:

În circuit am ales o valoarea a condesatorului C2 de 220μF.

Pentru a avea o tensiunea constantă la bornele de intrare a generatorului vom utiliza stabilizatoare de tensiune.

Din date de proiectare avem impus că rezistența de sarcină minimă RLmin = 200Ω și astfel adoptăm la ieșirea din generator o rezistență Rgen = 250Ω. Știind că tensiunea de vârf a semnalului pe o semiperioadă din generator U^o are valoarea de 5V, rezultă curentul de ieșire:

Curentul maxim a generatorului la borna pozitivă a blocului de alimentare este dat de relația:

Unde IXR2206 este curentul maxim de alimentare a circuitul integrat XR2206 și IAO este curentul maxim de alimentare a amplificatorul operațional LF256.

Curentul maxim a generatorului la borna negativă a blocului de alimentare este dat de relația:

Pentru tensiune pozitivă am ales un stabilizator de tensiune liniar de tip serie cu tranzistor și protecție la scurtcircuit. Elementul activ este conectat în serie cu circuitul de sarcină și de aceea se numește de tip serie. Dioda zener D6 împreună cu rezistența R1 formează o celulă de stabilizator paralel care comandă tranzistorul T1. Tranzistoul T1 este conectat într-o conexiune de tip repetor pe emitor și transmite pe emitor aproximativ aceeași tensiune că cea primită de pe bază. Protecția la scurtcircuit se comportă ca un senzor de curent format din rezistența R2 care este conectată între bază și emitorul tranzistorului T2. Tranzistorul T2 nu va influența cu nimic funcționarea stabilizatorului, atâta timp cât valoarea curentul de ieșire este foarte mică, iar pe rezistența R2 apare o tensiune mai mică decât UT2, unde UT2 este tensiunea baza emitor a tranzistorului T2. Atunci când valoarea curentul de ieșire crește foarte mult, tensiunea pe rezistența R2 va crește peste tensiunea UT2 și comandă deschiderea tranzistorului T2 care scurtcircuitează baza și emitorul tranzistorului T1 imediat. Astfel tranzistorul T2 în cazul unui scurtcircuit, blochează tranzistorul T1 și îl protejează împotriva distrugerii.

Tranzistoul T2 de tipul BC337 funcționează la un curent maxim de 800mA, dată luată din foaia de catalog a tranzistorului.

Rezistența R2 se calculează astfel:

Unde UT2 = 0.7V și IT1max este curentul maxim de funcționare al tranzistorului T1.

Pentru rezistența R2 am ales o valoare standardizată de 6.8Ω.

În acest circuit dioda zener D6 este defapt circuitul integrat de tipul TL431 care are tensiunea de referință Uref = 2V și curentul de referință Iref ≤ 4μA și funcționează la un curent minim IZmin = 0.5mA și un curent maxim IZmax = 100mA, date luate din foaia de catalog a circuitului integrat.

Pentru o funcționare corectă a stabilizatorului prin circuitul integrat D6 trebuie să circule un curent iZ între limitele IZmin și IZmax.

Din aceste două relații rezultă:

Rezistența R1 rezultă din calculul:

Pentru R1 am ales o valoare standardizată de 10kΩ.

Calculând curentul prin circuitul integrat D6, rezultă:

Din acest calcul, reuzltă că valoarea rezistenței R1 este optimă pentru funcționarea corectă a stabilizatorului.

Știind că tensiunea pozitivă UCC necesară generatorului are o valore de 12V și tensiunea de referință Uref = 2V a circuitului integrat D6, rezultă valorile rezistențelor R3 și R4 din calculele:

Pentru R3 alegem valoarea de 10kΩ și pentru R4 valoarea de 2.6kΩ. Verificăm cu aceste valori, egalitatea de mai sus și rezultă:

Pentru tensiunea negativă am ales un stabilizator de tensiune parametric cu dioda zener. Elementul activ este conectat în paralel cu ieșirea stabilizatorului și de aceea se numește de tip paralel. În cazul în care tensiunea U2vf crește peste tensiunea diodei zener D5 aceasta se deschide și împiedică creșterea tensiunii de ieșire UEE să crească peste valoarea tensiunii Zenner. Rezistența R5 area rolul de a limita curentul care intră prin dioda zener D5, pentru a împiedica distrugerea acesteia.

Calculul rezistenței R5 este:

Unde UEE este tensiunea de la ieșirea stabilizatorului și are o valore de -12V.

Pentru rezistența R5 alegem o valoare standardizată de 100Ω.

Apariția tensiunii de -12V și totodată funcționarea generatorului este avertizată de dioda electroluminiscentă, LED care functioneza pentru un curent de 16mA. Curentul prin această diodă, este limitat de rezistența R12 , care reiese din calculul:

deci R12 are valoarea de 750 Ω.

Blocul circuitului integrat

Generatorul de semnal va realiza forme diferite de undă, la frecvențe variabile, primind date de la utilizator, respectiv primind de la intrare, datele cele citește generatorul de la potențiometrele care sunt interfața cu utilizatorul. Astfel, generatorul în funcție de ce citește de la potențiometre, va trece semnalul propriu, fiindcă are o frecvență internă, prin diferite blocuri de circuit, furnizând la ieșire semnalul dorit de utilizator. Ca principiu de realizare am ales un circuitul integrat XR-2206, produs de firma americană EXAR.

XR-2206 este un generator de semnale monolitic ce are domeniul de frecvență cuprins între 1Hz – 1MHz, stabilitatea frecvenței cu temperatura este ±20ppm/oC, stabilitatea frecvenței cu tensiunea de alimentare este 0.01%/V și funcționează la o tensiune cuprinsă între 10V și 24V. Acest circuit integrat are 16 pini ce oferă o multitudine de funcții capabile să genereze semnale de diferite forme, totul fiind reunit într-o capsulă de plastic.

Figura 34, blocurile interne ale circuitului integrat XR-2206 si pinii acestuia

În figură 34, se pot observa cei 16 pini ai acestui circuit integrat și au următoarele semnificații:

Pinul 1 este intrarea de control pentru modulația de amplitudine.

Pinul 2 este ieșirea pentru semnalul sinusoidal sau triunghiular.

Pinul 3 este pentru corecția simetriei în curent continuu și controlul nivelului la ieșirea pentru semnalul sinusoidal sau triunghiular.

Pinul 4 este pentru plusul sursei de alimentare.

Pinii 5 și 6 sunt pentru condensatorii de temporizare.

Pinii 7 și 8 sunt pentru rezistoarele de temporizare.

Pinul 9 este intrarea FSK (FSK, „Frequency Shift Keying – Input” – Intrare – manipulare prin deplasarea frecvenței).

Pinul 10 este ieșirea pentru tensiunea de referință (bypass).

Pinul 11 este ieșirea de sincronizare pentru semnalul dreptunghiular.

Pinul 12 este masa.

Pinii 13 și 14 sunt pentru reglajul formei semnalului sinusoidal.

Pinii 15 și 16 sunt penntru reglajul simetriei semnalului sinusoidal sau triunghiular.

În figură 34, se pot observa patru blocuri principale de funcționare și anume:

un amplificator tampon având câștigul unitar.

un mutiplicator analogic și formator pentru semnalul sinusoidal.

un oscilator comandat în tensiune (VCO).

un ansamblu de comuatoare de curent.

Blocul de comutatoare de curent are rolul de a transfera curentu ocilatorului, către o rezitență externă sau altă rezistență externă, conectate la pinii 7 și 8 ai circuitului integrat și masă. Având ca scop, furnizarea a două frecvențe determinate de nivelul logic prezent pe pinul 9 al circuitului integrat (FSK, „Frequency Shift Keying – Input” – Intrare – manipulare prin deplasarea frecvenței).

Blocul oscilator comandat în tensiune (VCO), generează simultan două forme de undă, o formă triunghiulară și o formă dreptunghiulară. Semnalul dreptunghiular generat este livrat la pinul 11 al circuitului integrat, prin intermediul unui tranzistor cu colectorul în gol, iar semnalul triunghiular generat de (VCO) este aplicat unui formator sinusoidal și apoi multiplicatorului analogic.

Figura 35, schema eletrică a blocului circutlui integrat XR-2206

In figura 35, sunt prezente două comutatoare, comutatorul K1 care are patru poziții și comutatorul K2 care are 3 poziții și 2 circuite separate (găleți). Frecvența de oscilație se va calcula după formula:

unde R este rezistența externă conectată la pinul 7 al circuitului integrat XR-2206, iar C este condensatorul conectat între pinii 5 și 6 ai aceluiași circuit integrat și care ia valori cu ajutorul comutatorului K1.

În figura 35, un rol important îl are potențiometru P1. Acest potențiometru are rolul de a regla frevența progresiv. Însă și cu ajutorul comutatorului K1 se poate regla frevența de ieșire, dar acest lucru se face în trepte. Din motive de stabilitate s-a ales limitarea frecvenței maxime a generatorului de 200kHz.

Pentru a calcula frecvențele minime și maxime în cadrul celor patru game de frecvențe se va ține cont de recomandarea producătorului, circuitului integrat XR-2206, ca pentru obținerea unei stabilități foarte bune în funcționare cu temperatura, recomandă ca valoarea rezistorului de la pinul 7 al circuitului integrat poate avea valori cuprinse între 2kΩ și 100kΩ, iar valoarea condesatorului dintre pinii 5 și 6 poate avea valori cuprinse între 1nF și 100μF. Cele patru game de frecvență sunt:

5Hz – 200Hz;

45Hz – 2kHz;

450Hz – 20kHz;

4.5kHz – 200kHz.

Pentru aceste patru game de frecvență am ales pentru pinul 7 o rezistență R6 de 2.2kΩ și potențiometru P1 de 100kΩ legate în serie. Pentru condensatorul dintre pinii 5 și 6 am ales patru condensatoare cu valori standardizate C3 de 2.2μF, C4 de 220nF, C5 de 22nF și C6 de 2.2nF. Aceste alegeri reies din următoarele calcule cu ajutorul formulei (159):

Din aceste calcule rezultă următorul tabel cu valori aproximative:

La pinul 2 circuitul integrat XR-2206 generează semnal alternativ sinusoidal sau triunghiular ce este cules de la semireglabilul SR5 = 5kΩ și care are și o componentă continuă, iar cu ajutorul condensatorului C9 = 100μF această componentă continuă este eliminată. Nivelul acestui semnal este aproximativ același cu tensiunea continuă polarizată de la pinul 3, care este determinată de puntea divizoare rezistivă realizată cu ajutoul rezistențelor R10 și R11, având valori de 5.1kΩ, lucru specificat de producătorul circuitului integrat XR-2206. Deci nivelul tensiunii de curent continuu va fi jumătate din valoarea tensiunii sursei de alimentare, deci va avea valoarea 6V. Rezistența R9 =10kΩ prezentă între pinul 11 și pinul 4 este impusă de de producătorul circuitului integrat.

Amplitudinea tensiunii de ieșire de la pinul 2 al circuitului integrat se poate regla cu semireglabilul SR2 conectat la pinul 3 al circuitului integrat și are o valoare de 50kΩ, valoare specificată de producătorul circuitului integrat. Semireglabilul SR4 conectat între pinii 15 și 16, iar curosrul la masă, realizează reglajul simetriei semnalului livrat la ieșire, iar acest semireglabil are o valoare de 20kΩ fiind specificată de producătorul circuitului integrat. Semireglabilul SR3 conectat la pinul 14 al circuitului integrat, realizează reglajul formei semnalului sinusoidal și are o valoare de 500Ω, valoare specificată de producătorul circuitului integrat.

Comutatorul K2 realizează selectarea celor trei forme de undă ce pot fi generate. Modul în care se generează cele trei forme de undă în funcție de poziția comutatorului K2 se face astfel:

K2 este pe poziția 1:

La pinul 11, circuitul integrat livrează în permanență semnal dreptunghiular. O parte din acest semnal se culege de pe cursorul semireglabilului SR1 = 5kΩ, valoare specificată de producătorul circuitului integrat.

K2 este pe poziția 2:

Pe această poziție legătura între pinii 13 și 14 este deschisă, iar la ieșire se va genera semnal triunghiular. Amplitudinea semnalului triunghiular generat la pinul 2 este aproximativ dublă față de cea a semnalului sinusoidal.

K2 este pe poziția 3:

Pe această poziție are loc generarea semnalului sinusoidal, atunci când pinii 13 și 14 ai circuitului integrat sunt conectați între ei prin intermediul semireglabilului SR3. Prezența semireglabilului SR3 între pinii 13 și 14, determină conectarea în circuit a rezistențelor de la pinul 7, adică R6 și P1.

Condensatoarele C8 și C9 au rol în decuplarea pinilor circuitului integrat, iar valoarile sunt specificata de producătorul circuitului integrat și anume C8 = 10μF și C9 = 1μF.

Semnalele generate la ieșire, după ce cu ajutorul condensatorului C9 este eliminată componenta continuă, se aplică potențiometrul P2 = 1kΩ, care realizează reglajul amplitudinii semnalului. Partea din semnalul oferit de generator, culeasă de pe cursorul potențiometrului P2 este aplicată la intrarea neinversoare, adică pinul 3 al amplificatorului operațional LF256. Acesta realizează o amplificare fixă cu valoarea:

Semnalele de ieșire, au forma selectată de comutatorul K2, adică formă sinusoidală, triunghiulară sau dreptunghiulară, amplitudinea se reglează cu ajutorul potențiometrul P2 și frecvența de oscilație se reglează progresiv cu ajutorul potențiometrul P1. Aceste semnale se aplică la Ieșire și au o valoarea maximă de 5Vvv.

Calcul pentru amplificatorul operational LF256:

Am ales amplificatorul operațional LF256, având dat în foaie de catalog SR = 12V/μs și banda GBP = 5MHz. Pentru circuitul nostru, amplificatorul operațional trebuie să îl verificăm la efectul benzii finite cât și cel al SR (viteza de creștere).

Amplificarea în buclă închisă este dată de relația (169).

Pentru ca circuitul realizat cu AO să prelucreze fără distorsiuni semnalul de intrare a cărei frecvență maximă este fmax, trebuie să fie satisfăcute simultan inegalitățile:

Pentru reproducerea corectă a semnalului de tip treaptă, trebuie să fie satisfăcute simultan inegalitățile:

Frecvența pentru banda la 3MHz în buclă închisă este:

Frecvența maximă de lucru limitată de SR este:

Unde SR este luat din foaia de catalog a amplificatorului operațional și U0 este valoarea amplitudinii necesare la ieșire U0 = 8V.

Am impus că valoarea frecvenței maxime să fie 200kHz, se observă din calculele anterioare că sunt satisfăcute simultan inegalitățile:

Știind că pentru frecvența de 100kHz, perioada semnalului este T = 10μs, iar o semiperioadă este T/2 = 5μs. Atunci pentru o frecvență de 200kHz perioada semnalului devine T = 5 μs, iar o semiperioadă devine T/2 = 2.5μs.

Timpul de creștere în care amplitudinea semnalului se modifică între 10% și 90% din valoarea finală este:

Timpul de creștere datorat efectului de SR este:

Știind că o semiperioadă are valoarea de 2.5μs, se observă din calculele anterioare că sunt satisfăcute simultan inegalitățile:

Ambele condiții fiind satisfăcute, reiese că amplificatorul operațional este optim pentru acest circuit.

Prezentarea implementarii practice

Figura 36

Figura 37

Figura 38

Concluzii

Bibliografie

http://www.eetimes.com/document.asp?doc_id=1224975

Manualulu inginerului electronist, Măsurări electrice; Prof.dr.doc.ing. Edmond Nicolau (coordinator), ing. Agoston Agoston, ing. Maria Agoston etc.; Editura Tehnică, București 1979

http://sisteme-incorporate.ro

http://www.radio-electronics.com