. Salt In Frecventa

CUPRINS

=== l ===

REFERAT ASUPRA LUCRĂRII DE DIPLOMĂ

Lucrarea de față abordează un domeniu de mare actualitate, cel al sistemelor radio cu spectru împrăștiat.

Tehnica transmisiunilor radio cu spectru distribuit reprezintă o formă eficientă de ECCM pentru realitățile câmpului de luptă modern. La noi în țară, preocupările în acest domeniu s-au intensificat începând cu anul 1990.

În acest context se remarcă dorința și deschiderea studentului de a trata un subiect reprezentativ pentru specialitatea transmisiuni.

Lucrarea este structurată pe trei capitole, fiind respectată logica științifică a abordării.

În prima parte a capitolului 1 se face o prezentare generală a sistemelor cu spectru împrăștiat după care, este prezentată pe larg tehnica salt de frecvență, reprezentativă pentru domeniul militar.

Capitolul 2 abordează problematica accesului în sistemele radio de bandă largă cu accent asupra tehnicii CDMA.

Capitolul 3 este destinat studiului unor elemente reprezentative din sistemele radio cu spectru împrăștiat din domeniul militar. Se remarcă dorința studentului de a extinde analiza de la structura propriu-zisă a echipamentului radio la aplicațiile posibile pentru aceste echipamente. Acest mod de abordare constituie un demers științific în organizarea unor rețele radio eficiente.

În rezolvarea subiectului ales, se evidențiază capacitatea de sinteză, prin extragerea datelor de interes, în urma consultării bibliografiei.

Lucrarea este prezentată într-un stil clar, cu ținută analitică riguroasă orientată spre justificarea relației cauză-efect, depășind cu mult nivelul cunoștințelor acumulate pe linia specialității în Academia Forțelor Terestre.

În final consider că lucrarea îndeplinește condițiile pentru a putea fi susținută în fața comisiei examenului de licență și propun nota 10 (zece).

Mr.dr.ing.

Paul Bechet

CUPRINS

INTRODUCERE

Există în prezent posibilități de influențare a politicii diferitelor entități (state, actori transnaționali, organizații, indivizi) fără folosirea forței. Există forme de conflict în care războiul este marginal dacă nu chiar absent. Definiția clausewitziană a războiului se erodează treptat.

În acest context operațiile informaționale devin posibilități din ce în ce mai atractive de promovare și menținerea intereselor. În doctrina N.A.T.O. operațiile informaționale sunt definite ca ansamblu de acțiuni prin care se urmărește protejarea propriilor informații și sisteme informaționale concomitent cu afectarea și sabotarea capacităților inamicului de procesare a informației. Radiocomunicațiile militare reprezintă unul din domeniul de desfășurare a operațiilor militare. Din această perspectivă spectrul electromagnetic a devenit a patra dimensiune a câmpului de luptă.

Tehnica transmisiunilor cu spectru împrăștiat este una din formele de adaptare a radiocomunicațiilor militare la noile realități ale câmpului de luptă. Domeniul de folosire a acestei tehnologii s-a extins din sfera aplicațiilor strategice până în sfera aplicațiilor tactice. începând cu anii 80 tehnica radiocomunicațiilor cu spectru împrăștiat a fost folosită și în aplicațiile civile. Sistemele de comunicații cu spectru împrăștiat(SSI) sunt sisteme de bandă largă, împrăștierea spectrală realizându-se cu ajutorul unui cod pseudoaleator.

Lucrarea de față abordează în prima parte aspecte teoretice referitoare la problematica radiocomunicațiilor cu spectru împrăștiat, iar în ultima parte analizează realizări concrete ale acestei tehnici.

În capitolul unu se prezintă o introducere în problematica sistemelor cu spectru împrăștiat și este prezentată pe larg tehnica salt de frecvență(SSI-SF). Am optat pentru tratarea riguroasă a acestei tehnici deoarece prezintă cele mai bune performanțe în aplicațiile militare. Sunt prezentate noțiuni legate de generarea, recepția semnalului salt de frecvență, sincronizarea rețelei. Un subcapitol este dedicat introducerii noțiunilor referitoare la codurile pseudoaleatoare, generarea și proprietățile acestora.

Capitolul 2 abordează problematica rețelelor cu acces multiplu prin diviziune în cod (C.D.M.A.). Acest tip de rețele se pot implementa doar în domeniul sistemelor cu spectru împrăștiat.

Rețelele C.D.M.A. sunt analizate prin prisma capacității maxime (nr. maxim de abonați activi) în diferite situații.

În capitolul 3 sunt prezentate analize asupra unor realizării concrete de sisteme cu spectru împrăștiat. S-au prezentat aspecte legate de funcționarea etajelor de radiofrecvență (amplificator de radiofrecvență de putere, amplificator de radiofrecvență, circuitul de adaptare cu antenă) pentru stația Panther 2000 V. Tot în acest capitol sunt prezentate rezultatele unei analize comparative a probabilității de eroare de bit pentru stația Panther 2000 V. și Harris 5800 MPV.

La sfârșitul lucrării sunt prezentate rezultatele simulării unei rețele C.D.M.A. constituită cu stații Panther 2000 V.

Problemele abordate în această lucrare constituie doar o introducere în problematica sistemelor cu spectru împrăștiat. Rezultatele superioare în analiza acestor sisteme se obțin prin folosirea unor modele matematice riguros argumentate. În prezent nu toate aspectele legate de împrăștierea spectrului sunt riguros definite matematic.

CAPITOLUL1. TEHNICA SALT DE FRECVENȚĂ

1.1 Definire. Principiu. Parametri.

1.1.1 Definire

Configurația câmpului de luptă, creșterea dinamicii și complexității acțiunilor militare impun utilizarea unor sisteme automatizate în conducerea trupelor. În acest sens, au fost adoptate măsuri și mijloace destinate să contracareze măsurile electronice de atac ale inamicului care sunt numite măsuri ECCM (Electronic Counter Counter Measures). Aceste măsuri, printre altele, se referă la forma și directivitatea antenelor, la metodele de prelucrare specifice ale semnalelor recepționate, metodele de ascundere ale semnalului și sistemele de radiorelee adaptive.

O formă eficientă de măsuri ECCM constă în realizarea de Sisteme cu Spectru Împrăștiat (SSI) sau a sistemelor de transmisiuni de bandă largă. Un Sistem cu Spectru Împrăștiat este un sistem de transmisiuni care trebuie să îndeplinească următoarele condiții:

banda semnalului transmis să fie mult mai mare decât banda semnalului util care conține informația;

împrăștierea spectrului emis trebuie să fie determinată de o funcție independentă de mesaj, care să fie cunoscută la recepție.

Performanțele unui Sistem cu Spectru Împrăștiat sunt:

rezistența la bruiaj (interferențe), care se bazează pe valoarea mare a factorului de multiplicitate, astfel încât sursa de bruiaj trebuie să folosească în mod obligatoriu tehnici independente de forma semnalului, ceea ce nu este eficient pentru bruiaj;

probabilitatea redusă a interceptării, deoarece valoarea factorului de multiplicitate este mare, semnalul emis este impredictibil, iar spectrul de putere al acestuia este relativ uniform într-o bandă largă, caracteristici ce determină ca un receptor de cercetare să nu poată sesiza și urmări semnalul emis de sistem;

rezoluția în timp, performanță conferită de recepția cu corelația semnalelor cu spectru împrăștiat, respectiv de realizare a unei sincronizări perfecte

a generatorului semnalului de referință de la recepție cu cel similar de la emisie;

capacitatea de secretizare asigurată, nu permite extragerea modulației care conține informația din modulația semnalului purtător decât de către receptorul care deține codul;

posibilitatea de acces multiplu, la care diferitele perechi emițător – receptor, utilizând sisteme ortogonale de semnal, pot lucra simultan în aceeași bandă de frecvență, fără interferențe reciproce deranjante.

Datorită performanțelor și caracteristicilor pe care le prezintă, sistemele SSI se folosesc din ce în ce mai mult în comunicațiile militare.

Un sistem SSI este caracterizat de următorii parametri:

Factorul de multiplicitate, care reprezintă numărul de formate de semnale ortogonale prin care se poate transmite un simbol informațional elementar. Se poate afirma că un format de semnal ortogonal cu un alt format nu va putea fi detectat de un receptor special construit pentru al doilea format, cu atât mai puțin de un receptor al cărui format nu corespunde cu nici unul din cele două semnale ortogonale. Factorul de multiplicitate pentru sistemele SSI are ordinul de mărime de câteva mii. Deci, un sistem cu factor de multiplicitate mare ca valoare, obligă inamicul să parcurgă un număr mare de formate de semnal cu o putere mică de bruiaj bine direcționată.

Câștigul de procesare (Gp), este proporțional cu factorul de multiplicitate, fiind factorul cu care trebuie înmulțit raportul de puteri semnal/interferență la intrarea receptorului SSI [(S/N)intrare], pentru a obține același raport la ieșire [(S/N)ieșire].

Gp= raportul de ieșire/raportul de intrare = BRF / BINF ,

unde: BRF – banda de radio frecvență emisă de un SSI

BINF – banda de bază a informației, care reprezintă lărgimea de bandă minim necesară pentru refacerea informației.

Câștigul de procesare se obține prin evitarea bruiajului cu ajutorul saltului de frecvență într-o bandă largă, rezultând un câștig de procesare proporțional cu numărul frecvențelor de salt.

Marja de bruiaj (Mj), este un parametru ce precizează condițiile în care mai poate lucra un SSI în prezența bruiajului.

Mj = Gp – [(S/N)ieșire + Ls] [dB],

unde: Ls – pierderi inerente intrinseci ale SSI.

Pragul de bruiaj (Tj) este valoarea raportului semnal/bruiaj pentru care (S/N)ieșire măsurat scade cu 1dB față de valoarea teoretică calculată cu ajutorul relației pentru marjă.

Tehnica salt de frecvență este cea mai folosită tehnică de împrăștiere a spectrului în sistemele de comunicații militare. Această tehnică a fost tot timpul mai tentantă și mai spectaculoasă din punct de vedere al performanțelor în comparație cu tehnica secvență directă. Această tehnică este o tehnică de „evitare” a bruiajului pe când tehnica secvență directă este o tehnică de mediere a acestuia.

1.1.2 Structura generală a unui SSI-SF.

Saltul de frecvență a fost aplicat frecvent în comunicații într-o formă primară prin modificarea „manuală” a frecvenței purtătoare atunci când legătura radio se înrăutățea. Sistemele cu salt de frecvență aplică acelaș principiu cu deosebire că schimbarea frecvenței se face automat cu o viteză constantă. Viteza de salt este egală cu viteza codului pseudoaleator ce controlează divizoarele programabile. Valorile pe care le ia frecvența purtătoare formează un șir aleator ce asigură caracterul impredictibil și banda largă al semnalului emis.

În fig. 1.1 este prezentată schema bloc generală a unui sistem cu salt de frecvență:

Figura 1.1 Schema bloc a unui emițător salt de frecvență

Informația trebuie să fie digitală. Pentru a transmite voce este în prealabil codată (PCM sau Delta). Informația este apoi codată pentru a fi posibilă detecția și corecția erorilor la recepție. Semnalul astfel obținut este modulat FSK pe o frecvență intermediară. Spectrul semnalului este translatat de sintetizor pe o frecvență purtătoare în banda de radiofrecvență.

Purtătoarea pe care este translatat semnalul de frecvență intermediară este selectată prin intermediul codului pseudoaleator.

Matematic semnalul cu salt de frecvență este exprimat în felul următor: hT(t)= hT(t) – semnalul purtător;

p(t)- impuls dreptunghiular de durată T și amplitudine 1;

T- durata unui salt (timpul cât purtătoarea rămâne nemodificată) ;

fp- una din frecvențele purtătoare din banda de radiofrecvență

– faza purtătoarei sd(t)- semnalul pe frecvența intermediară modulat cu date ;

sd(t)= fi- frecvența intermediară

-faza semnalului ce conține informația numerică ;

sSF(t)=sd(t)hT sSF(t)- semnalul salt de frecvență;

Densitatea spectrală de putere a semnalului emis se poate obține efectuând convoluția în frecvență între spectrele celor 2 semnale.

densitatea spectrală de putere a semnalului sd(t)

densitatea spectrală de putere a semnalului hT(t)

În realitate sistemele cu salt de frecvență sunt necoerente, purtătoarele nu au aceeași fază în momentul emisiei. Pentru un astfel de sistem densitatea spectrală de putere are următoarea expresie:

Tc-durata saltului;

k-nr. de biți ce se transmit pe o frecvență de semnalizare;

Modulația informației pe frecvența intermediară este de obicei o modulație cu deplasare de frecvență MFSK (M-ary Frequency Shift Keying) M este numărul de frecvențe de semnalizare. Pe fiecare frecvență de semnalizare se transmite un număr k de biți. Rezultă că M=2k. Un astfel de sistem permite menținerea ratei de transfer chiar dacă scade viteza de salt prin mărirea complexității sistemului.

1.1.3 Parametrii SSI-SF

1.Viteza salturilor este egală cu viteza codului (Rc).

Viteza saltului este dată de durata de timp în care frecvența purtătoare rămâne nemodificată (Tc). Acest interval (Tc) nu este folosit în totalitate pentru transmiterea informației; o fracțiune de 2/10 din Tc o reprezintă timpul de acord al sintetizorului pe noua frecvență. Creșterea vitezei de salt duce la reducerea acestui timp de acord ceea ce impune condiții speciale pentru sintetizorul de frecvență greu de realizat în practică.

Sub aspectul vitezei de salt sistemele cu SF se clasifică în 3 clase:

SSI-SF cu salt lent în care Rc < Rinf ;

SSI-SF cu salt mediu în care Rc = Rinf ;

SSI-SF cu salt rapid în care Rc > Rinf .

Sistemele cu salt lent vor transmite mai mulți biți pe o frecvență purtătoare. În cazul sistemelor cu salt rapid un bit se va transmite pe durata a mai multor salturi iar la recepție informația va fi decodată pe principiul logicii majoritare. Algoritmul decodării majoritare permite corectarea unui număr (n-1)/2 de erori unde n-este numărul de frecvențe purtătoare pe care este transmis un bit. Sistemele cu salt rapid au probabilitatea de recepție eronată mică ceea ce le permite să lucreze în condiții de bruiaj. Sistemele cu salt rapid pun probleme din perspectiva realizării practice a sintetizatoarelor cu timp de acord foarte mic. Un alt avantaj al acestor sisteme îl constituie capacitatea de a evita bruiajul urmăritor. Bruiajul urmăritor constă în analiza spectrală a benzii de radiofrecvență în care se realizează traficul și bruierea frecvențelor pe care se efectuează trafic. Pentru a fi eficient un astfel de sistem trebuie să fie suficient de rapid pentru a bruia pe un interval de timp o frecvență de salt.

Sistemele cu salt lent sunt mai ușor de realizat practic cerințele asupra sintetizorului nemaifiind la fel de dure ca în cazul saltului rapid. Dezavantajul major al acestor sisteme îl constituie rata mare a erorilor la recepție.

O soluție pentru a combate acest dezavantaj este întrețeserea biților. Întrețeserea biților constă în formarea cuvintelor ce urmează să fie transmise din biți proveniți din cuvinte diferite. Astfel dacă se pierde un cuvânt la recepție erorile pot fi corectate. Întrețeserea se realizează printr-o matrice de întrețesere.

Figura1.2 Matrice de întrețesere.

În fig. 1.2 este prezentată întrețeserea biților pentru cuvinte de 4 biți.

b21-bitul 2 cuvântul 1.

Informația este împărțită în cuvinte de 4 biți C1, C2, C3, C4. Aceste cuvinte vor fi încărcate în liniile matricei. Coloanele matricei reprezintă cuvintele ce urmează să fie transmise. Prin citirea coloanelor se obțin cuvintele t1, t2, t3, t4. Dacă se pierde cuvântul t1 la recepție din fiecare cuvânt C1, C2, C3, C4 un bit va fi eronat. Acest bit va putea fi corectat prin codarea cuvintelor C1, C2, C3, C4 înainte de transmisie și decodarea lor la recepție. La recepție pentru reconstituirea cuvintelor C1, C2, C3, C4 cuvintele t1, t2, t3, t4 recepționate sunt încărcate pe coloanele matricei iar citirea se face pe linii.

Sistemele cu salt lent pot fi neutralizate prin folosirea bruiajului urmăritor.

Banda de radiofrecvență(BRF) – este banda în care este împrăștiată informația. Această bandă este dată de domeniul în care ia valori frecvența purtătoare și tipul de modulație folosit. Cu cât această bandă este mai mare cu atât va fi mai greu de neutralizat sistemul prin bruiajul de bandă largă. În unele situații se urmărește obținerea unei BRF mai înguste pentru a permite accesul mai multor utilizatori în spectru. Îngustarea BRF se poate obține prin reducerea numărului de frecvențe purtătoare sau suprapunerea spectrelor. Prima soluție prezintă dezavantajul creșterii probabilității de intercepție. A doua soluție constă în micșorarea ecartului între canale; prezintă dezavantajul unor interferențe puternice între canalele alăturate crescând astfel și probabilitatea de eroare. .

Câștigul de procesare – se obține prin împrăștierea interferenței nesincrone în urma corelației (multiplicării) cu referință locală.

Matematic GP este definit:

Gp=

Binf-este banda ocupată de informația numerică ce urmează să fie transmisă .

Câștigul de procesare determină în mare măsură rezistența la bruiaj a sistemului. Pentru a maximiza GP se urmărește minimizarea lui Binf . Minimizarea Binf pentru voce se obține prin folosirea unor algoritmi de codare eficienți. Codarea diferențială asigură viteza de transfer a informației cea mai mică și implicit banda ocupată cea mai mică.Trebuie ținut cont că Binf este mărită artificial prin folosirea codurilor corectoare de erori.

Pentru realizarea câștigului de procesare este important ca nivelul semnalului emis să fie constant în toată banda. Această condiție este greu de realizat pentru benzi mari deoarece se impun condiții speciale sintetizatoarelor și amplificatoarelor de radiofrecvență de putere circuitelor de adaptare cu antena.

1.2 Generarea și recepția semnalului salt de frecvență

1.2.1.Structura de emisie

Figura1.3 Obținerea frecvențelor de salt

Structura de emisie a sistemelor cu spectru împrăștiat prezintă puține similitudini cu sistemele clasice de transmisiuni . Partea de emisie are rolul fundamental de a împrăștia semnalul într-o bandă largă . Viteza salturilor, anvelopa constantă a semnalului emis sunt cerințe ce impun funcționarea circuitelor de emisie în condiții speciale.

Saltul pe o nouă frecvență se realizează prin controlarea sintetizorului prin biții generatorului de cod. Specific tehnicii salt de frecvență este că sunt folosiți k biți simultan din codul pseudoaleator. Acești k biți permit obținerea de 2k frecvențe purtătoare diferite la emisie. Există situații când modulația se realizează direct prin sintetizor așa cum se prezintă în figura 1.4. Ponderea bitului informațional determină ecartul între cele două frecvențe de semnalizare FSK.

Figura 1.4 Realizarea modulației de către sintetizor.

Dacă bitul informațional este cel mai puțin semnificativ din cuvântul ce comandă sintetizorul atunci se va obține ecartul minim posibil. Dacă acest bit are o pondere variabilă atunci ecartul poate devenii mai mare decât banda informație. Această tehnică de asignare a informației determină rezistență sporită la interceptare.

1.2.2 Sintetizoare de frecvență utilizate în stațiile cu SF

Sintetizoarele de frecvență sunt structurile care determină în mare măsură performanțele stațiilor radio cu spectru împrăștiat. Viteza de salt impune cerințe dure acestor sintetizoare, cerințe ce determină în mod evident diferențele dintre sintetizoarele din sistemele cu spectru împrăștiat și cele utilizate în sistemele de transmisiuni clasice.

In practică se întâlnesc două clase de sintetizoare:

directe

indirecte

Metode de reducere a timpului de comutație

Reducerea timpului de comutație în cazul sintetizoarelor de frecvență se poate obține prin :

utilizarea mai multor sintetizoare

utilizarea filtrului de buclă cu eșantionare.

Tehnica buclei multiple deși este cea mai costisitoare oferă performanțele cele mai bune. In general se folosesc două sintetizoare de la care se selectează la ieșire numai perioada stabilă, secvențial, evitându-se timpii de comutare ce măresc timpul de comutație.

In figură este prezentat principiul acestei metode:

Figura1.5 Tehnică de reducere a timpului de acord

Această tehnică poate mări viteza de comutație de până la 10 ori în cazul când timpul de acord reprezintă 1/10 din durata saltului.

Conversia digital / analog a comenzii permite micșorarea incertitudinii de frecvență prin înlocuirea tranzițiilor comenzii cu o comandă de curent continuu, reducându-se astfel timpul de acord al buclei pe frecvența dorită.

1.2.3 Recepția în sistemele cu spectru împrăștiat.

Partea de recepție a SSI are ca parte esențială corelatorul care realizează baza performanțelor SSI, restrângând spectrul semnalului recepționat. După corelație și filtrare urmează demodularea într-o manieră similară cu receptoarele obișnuite.

In SSI- SF se folosește în special corelatorul tip heterodină. Acesta restrânge semnalul recepționat și îl translatează pe o frecvență intermediară. Corelarea se realizează cel mai frecvent printr-un mixer echilibrat urmat de un filtru trece bandă.

Figura 1.6:Restrângerea spectrului la recepție

La recepție sintetizatorul de frecvență generează semnalul referință locală. Pentru ca sistemul să funcționeze referința locală trebuie să fie perfect sincronizată cu semnalul recepționat.

s (t) – semnal recepționat s (t) = s(t) x h (t)

In mixerul echilibrat se realizează multiplicarea semnalului recepționat cu referința locală. Semalul util va fi translatat pe frecvența intermediară iar interferența va fi împrăștiată de către referința locală în afara benzi filtrului de post corelație.

Dacă este bruiată o frecvență fj din banda de lucru BRF a sistemului, aceasta va fi translatată pe frecvența intermediară doar când această frecvență cade în banda semnalului emis. Dar semnalul emis își schimbă purtătoarea cu viteza codului de unde rezultă că în cel mai defavorabil caz frecvența fj va cădea în banda semnalului util pentru o perioadă de ordinul milisecundelor. Când fj nu cade în banda semnalului util bruiajul va fi multiplicat cu referința locală și împrăștiat în afara benzii de postcorelație.

Din cele prezentate mai sus rezultă că tehnica salt de frecvență este o tehnică de “evitare a bruiajului” și nu de mediere a lui cum este tehnica secvență directă. Această tehnică (salt de frecvență) prezintă avantaje superioare în aplicațiile militare.

Structura de demodulare a sistemelor cu salt de frecvență prezintă particularități în funcție de modul în care se realizează emisia. Dacă la emisie informația este modulată pe o purtătoare așa cum este prezentat în figura 1.4 atunci banda filtrului de postcorelație trebuie să fie egală cu banda informației. Banda filtrului de postcorelație va fi în acest caz destul de redusă astfel va fi acoperită relativ ușor de bruiaj. Pentru a evita această situație se poate realiza modularea direct prin sintetizator cum s-a prezentat în figura 1.4. In această situație fiecărui simbol “0”sau “1” i se asociază câte o frecvență purtătoare în banda de radiofrecvență. In funcție de ponderea bitului informațional în cuvântul ce comandă sintetizatorul se obține un ecart mai mare sau mai mic între cele două canale. O astfel de structură este dificil de bruiat, dar necesită în același timp și o structură complexă de recepție. Recepția unui astfel de semnal se face printr-o structură salt de frecvență dublă.

O astfel de structură necesită două trasee ce realizează restrângerea spectrului. Receptorul monitorizează atât canalul transmis (1) cât și cel complementar (0). Bruiajul ar trebui să fie suficient de puternic și să afecteze ambele canale pentru a determina o decizie eronată la recepție. Dacă este afectat doar un singur canal probabilitatea de eroare scade.

Sistemul este echivalent cu un sistem cu viteză de salt dublă în care se transmit două frecvențe pentru un bit informațional.

Redundanța sistemului (două sintetizatoare, două corelatoare) asigură protecția superioară la bruiaj.

Recepția SF n-are

In acest caz la recepție se folosesc un număr de 2k de frecvențe de semnalizare pentru a transmite K biți simultan. Structura de recepție este similară structurii de recepție dublă. O astfel de structură este prezentată în figura 1.7:

Figura 1.7 Recepția n-are

Cele n trasee de recepție monitorizează fiecare frecvență de semnalizare. De remarcat că spre deosebire de sistemele duble cele n frecvențe sunt centrate pe o singură frecvență de salt cum este prezentat în figura1.8:

Fs – se modifică în ritmul codului pseudoaleator.

Figura1.8 FSK cu 8 frecvențe de semnalizare

Corespondența dintre frecvența de semnalizare și cuvântul binar transmis:

f1 000 f2 001

f3 010 f4 011

f5 100 f6 101

f7 110 f8 111

Spre deosebire de recepția dublă această structură are multiplicată doar partea de demodulare nu și sintetizatoarele și corelatoarele.

Demodularea

După restrângerea spectrului, pentru extragerea informației semnalul de frecvență intermediară este demodulat.

Specific sistemelor cu salt de frecvență este că demodularea se face necoerent. Sistemele cu salt de frecvență coerente sunt dificil de realizat în practică deoarece sintetizorul ar trebui să asigure continuitatea fazei pentru purtătoare. Chiar și în aceste condiții, condițiile de propagare vor determina modificări ale purtătoarei în punctul de recepție. Demodularea coerentă va determina un spectru mai îngust al semnalului și implicit o bandă mai mică pentru filtrul postcorelație ceea ce va asigura un raport semnal – zgomot mare la recepție.

Practic spectrul semnalului necoerent este de aproximativ două ori mai mare decât spectrul semnalului coerent.

Demodularea propriu zisă se face în funcție de modul în care s-a modulat informația (FSK, QPSK, PSK). In cazul FSK circuitul de demodulare este realizat dintr-un detector de amplitudine și un circuit de integrare.

Figura 1.9 Structură de demodulare pentru semnale modulate FSK

Demodulatorul poate avea și circuite de corectare a erorilor. In practică schemele receptoarelor sunt mult mai complexe pe lângă circuitele de demodulare fiind necesare și bucle de sincronizare.

Concluzii

Rezistența la bruiaj cerință de bază pentru sistemele de comunicații militare se obține prin mărirea complexității emițătoarelor și receptoarelor.

Din cele prezentate mai sus reiese că o protecție sporită la bruiaj este obținută prin modularea informației pe purtătoare, direct prin intermediul sintetizorului. Dacă bitul informațional are și pondere variabilă în cuvântul ce comandă sintetizorul atunci protecția la bruiaj va fi maximizată.

Pe lângă complexitatea stației un alt dezavantaj al acestei tehnici îl reprezintă și incompatibilitatea unui sistem de acest gen cu stațiile clasice ce lucrează în aceeași gamă pe frecvență fixă și care folosesc aceeași modulație.

In general se impune optimizarea parametrilor circuitelor de emisie și recepție.

Banda filtrului de postcorelație determină în mare măsură raportul semnal zgomot, dar în același timp și rezistență la bruiaj. Obținerea performanțelor maxime pentru ambii parametrii este imposibilă, din această perspectivă fiind necesară optimizarea benzii filtrului pentru a realiza performanțe satisfăcătoare pentru ambii parametrii.

Optimizarea se impune și pentru alegerea nivelului pragului de decizie alegerea frecvenței intermediare, banda filtrului din bucla de reacție a circuitului PLL.

Pentru a obține viteze mari de salt, banda filtrului din bucla PLL folosit în sintetizor trebuie să fie mare. In același timp prin mărirea benzii filtrului, zgomotul de fază al sintetizorului va fi mai mare, degradând raportul semnal – zgomot la emisie.

1.3 Secvențe pseudoaleatoare

1.3.1 Noțiuni generale

Generatorul de cod din stațiile radio cu salt de frecvență generează codul pseudoaleator ce controlează divizoarele programabile din sintetizorul de frecvență. Aceste coduri pseudoaleatoare sunt succesiuni de „1” și „0” logic. Prin intermediul acestor biți se comandă saltul pe o nouă frecvență. Viteza de salt este egală cu viteza codului (secvenței pseudoaleatoare).

Din considerente prezentate mai sus rezultă importanța majoră pe care o are generatorul de cod în determinarea performanțelor sistemelor cu spectru împrăștiat.

Cele mai cunoscute generatoare de cod sunt cele obținute din registre de deplasare cu reacție. Conținutul registrului la un moment dat este o combinație liniară sau neliniară a valorilor binare înregistrate în celulele registrului. Ținând cont de acest criteriu, codurile pot fi liniare sau neliniare.

Coduri liniare

O secvență pseudoaleatoare reprezintă o succesiune logică de „1” și „0” având lungimea de N biți. Succesiunea valorilor binare b0, b1, b2….. din cadrul secvenței poate fi reprezentată printr-un polinom de forma:

b(D)=b0+b1D+b2D2+..

În această reprezentare s-a considerat că secvența începe la momentul t=0 iar D este un operator de întârziere. Bitul bj care se înmulțește cu Dj apare în al j – lea interval de timp de durata Tc al secvenței. Pentru un cod de lungimea N perioada acestuia este de NTcD

Ieșirea unui registru de deplasare se poate calcula cunoscându-se starea inițială și conexiunile de reacție.

În figura următoare este prezentată schema unui generator de cod:

Figura1.10. Generator de cod

Registru are n – celule. Cercurile marcate cu g1, … , gn reprezintă conexiunile de reacție. Dacă gi = 0 atunci acea conexiune nu există. Rețeaua de reacție asociată registrului este descrisă de polinomul de transfer al registrului:

Unde gj = 1 sau 0..

Pentru a funcționa registrul trebuie încărcat inițial cu o secvență de lungime n, a(D). Pe baza acestor notații se poate scrie formula de calcul a ieșirii generatorului la orice moment de timp:

Deplasarea conținutului registrului cu n poziții echivalează cu înmulțirea secvenței inițiale cu Dn.

Secvența pseudoaleatoare este folosită la emisie pentru împrăștierea codului iar la recepție pentru extragerea informației prin corelare cu semnalul recepționat. În acest sens este utilă definirea funcției de autocorelație și corelație.

Pentru o secvență pseudoaleatoare b de lungime N funcția de autocorelație se definește:

Această funcție de autocorelație ia valori discrete : k = 0 … N.

Trecerea de la o secvență pseudoaleatoare la un semnal pseudoaleator se face în felul următor:

bi – succesiunea de biți ce formează secvența pseudoaleatoare

c(t) – semnul pseudoaleator.

Pentru că secvența pseudoaleatoare este periodică și semnalul pseudoaleator obținut din aceasta este periodic.

p(t) – un impuls dreptunghiular de durata

Pentru un semnal pseudoaleator funcția de autocorelație este de forma:

T – perioada semnalului

– întârzierea (variabilă continuă); є(0,T)

Funcția de autocorelare este importantă în procesul sincronizării. Funcția de corelație între 2 secvențe pseudoaleatoare a, b este :

Analog se definește funcția de corelare pentru 2 semnale pseudoaleatoare

an – secvența pseudoaleatoare corespunzătoare semnalului c1(t)

bn – secvența pseudoaleatoare corespunzătoare semnalului c2(t)

Relația de mai sus face legătura între funcția de corelare a semnalelor c1, c2 și funcția de corelație discretă a secvențelor pseudoaleatoare.

Analog se face legătura între funcția de autocorelație discretă a secvenței pseudoaleatoare corespunzătoare:

Funcția de corelație și autocorelație discretă se poate calcula cu ajutorul calculatorului.

1.3.2 Secvențe maximale

Cele mai utilizate secvențe pseudoaleatoare utilizate în sistemele cu spectru împrăștiat sunt secvențele maximale. Lungimea lor este lungimea maximă care poate fi obținută cu un registru de m celule.

Din această proprietate provine denumirea lor.

L=2m-1

Proprietățile secvențelor maximale sunt următoarele:

Numărul de valori logice „1” dintr-o secvență pseudoaleatoare maximală diferă de numărul de valori logice „0” printr-o unitate.

Suma modulo 2 dintre o secvență maximală și oricare replică defazată a ei este o altă fază a aceleași secvențe.

Funcția de autocorelare discretă, periodică, R(k) are 2 valori:

pentru k=Ln sau pentru klN , N – lungimea codului

Figura 1.11 Funcția de autocorelație

Cu cât lungimea codului este mai mare cu atât diferența între cele 2 valori ale funcției Rb(k) este mai mare și probabilitatea de eroare în evaluarea funcției de autocorelare este mai mică.

În practică funcția de autocorelare nu poate fi evaluată pe întreaga perioadă a secvenței pseudoaleatoare. Pentru o stație cu 100 de salturi pe secundă și un cod de lungimea 220 – 1 perioada este de aproximativ 3 h. Funcția de autocorelație se evaluează pe o perioadă mult mai scurtă comparabil cu durata de autocorelație parțială.

Pentru o secvență pseudoaleatoare b funcția de corelație parțială are expresia matematică:

M – numărul de biți de cod pe durata cărora se execută corelația.

Pentru secvențe de lungime mică se poate evalua funcția de autocorelație reciprocă pentru fiecare valoare M și pentru toate punctele de start. Pentru secvențe lungi secvența pseudoaleatoare se modulează sub forma unui proces aleator. Probabilitatea de apariție pentru „1” logic se consideră egală cu probabilitatea de apariție a lui „0” logic. Un proces aleator este caracterizat prin medie și variantă. Pentru funcția de autocorelație parțială media și variația sunt:

pentru k=0,N,2N,..

pentru k0,N,2N,…

pentru k=0,N,2N,…

pentru k0,N,2N,..

Figura 1.12 Media și dispersia funcției de autocorelație parțială

Rezultatele obținute demonstrează că media funcției de autocorelație demonstrează că funcția își păstrează proprietatea de a lua doar 2 valori. Trebuie luată în considerare dispersia (D=) pentru a stabili limitele în care poate varia funcția de autocorelație.

Concluzii: 1. Din cele prezentate mai sus rezultă necesitatea ca intervalul pe care se face autocorelația să fie cât mai mare posibil. Cu cât M este mai mare cu atât diferența celor 2 valori medii va fi mai mare și scade probabilitatea de evaluare eronată.

2. Cu cât M este mai mare cu atât variația va fi mai mică și astfel valorile posibile pentru RM(k) vor fi într-o plajă mai restrânsă eliminându-se posibilitățile de decizie eronată la recepție.

Generarea secvențelor maximale:

Secvențele maximale se generează cu registre de deplasare cu reacție. Numărul de celule ale registrului determină lungimea secvenței pseudoaleatoare.

L = 2m – 1 ; m – numărul de celule ale registrului;

Celulele registrului pot fi implementate hardware cu bistabili de tip D.

Pentru a obține o secvență maximală se impun condiții speciale pentru polinomul de transfer asociat registrului g(D). Acest polinom trebuie să fie primitiv.

Pentru un registru de deplasare cu m celule numărul de coduri distincte ce pot fi obținute este dat de numărul polinoamelor primitive de grad m.

În tabelul următor sunt prezentate numărul de polinoame primitive ce pot fi obținute pentru diferite valori m:

În exemplul următor se prezintă modul de generare a unei secvențe pseudoaleatoare cu un registru de deplasare cu reacție și un polinom de transfer de grad 5.

Figura 1.13 Generator de cod cu 5 celule.

Polinoamele de transfer pot fi schimbate prin modificarea prizelor pe celulele registrului. Modificarea secvenței inițiale determină modificarea fazei codului.

O altă metodă de generare a secvenței pseudoaleatoare este generarea software cu ajutorul calculatorului. Această metodă prezintă avantajul flexibilității, polinoamele de transfer și secvențele inițiale pot fi schimbate ușor. Dezavantajul major este viteza redusă care se obține față de generarea hardware.

Avantajele secvențelor maximale:

Secvențele maximale prezintă avantajul major al lungimii maxime și ușurința generării;

Funcția de autocorelație poate lua 2 valori distincte ceea ce asigură posibilitatea sincronizării stațiilor;

Dezavantajele secvențelor maximale:

1.Prin recepționarea a 2·m simboluri succesive un receptor străin poate determina conexiunile de reacție implicit polinomul de transfer asociat. Legea de salt poate fi apoi stabilită și transmisia interceptată. Acest dezavantaj se datorează relației de recurență liniare existente între biții codului. În practică se urmărește folosirea unor registre cu un număr mare de celule pentru a crește dificultatea interceptării.

2.Corelația mare care există între codurile generate de același registru prin modificarea polinoamelor de transfer determină interferențe reciproce puternice în rețelele cu acces multiplu. Din acest motiv secvențele maximale sunt mai puțin folosite în astfel de rețele.

1.3.3 Coduri neliniare

Una din cerințele de bază pentru un sistem de comunicații militare este protecția la interceptare. Un receptor străin prin interceptarea unui anumit număr de simboluri. În acest sens s-a căutat generarea unor secvențe care să prezinte performanțe superioare din punct de vedere al interceptării.

Secvențele neliniare au proprietatea de a fi necesar un număr mare de simboluri interceptate pentru a putea fi reconstituite. Astfel de secvențe se obțin din secvențe maximale prin folosirea unor multiplicatoare modulo 2 pentru a mări complexitatea relațiilor de recurență.

Un generator de secvențe neliniare este prezentat în exemplul următor:

Figura 1.14 Generator de cod neliniar

Secvența neliniară se obține dintr-o secvență maximală generată de un registru cu 5 celule cu un polinom de grad 5.

g(x)=x5+x+1.

Relația de recurență a fost modificată prin adăugarea celor 2 multiplicatoare modulo 2 și a sumatorului modulo 2.

Complexitatea generatorului neliniar este evaluată prin numărul de biți consecutivi ai secvenței ce trebuiesc captați de receptorul străin, pentru a putea calcula polinomul asociat. Pentru a calcula complexitatea unui generator neliniar se evaluează numărul de celule de deplasare ale generatorului liniar echivalent.

Generatorul liniar echivalent este generatorul liniar de lungimea cea mai scurtă prin care se poate obține codul neliniar. Numărul de celule rM ale generatorului liniar echivalent este dat de relația:

r – numărul de celule ale generatorului neliniar;

m – numărul de intrări în porțile neliniare din conexiunea de reacție.

Pentru un generator neliniar cu 5 celule și multiplicatoare modulo 2 cu 2 intrări se obține rM = 16. Un receptor străin ar trebui să intercepteze 32 de simboluri consecutive pentru a calcula polinomul asociat. Pentru un generator liniar cu același număr de celule ar fi fost suficient interceptarea a 10 simboluri.

Avantajele codurilor neliniare:

1. Interceptarea comunicațiilor care folosesc coduri neliniare este mult mai dificilă decât în cazul codurilor liniare.

Dezavantajele:

Complexitatea generatorului;

Lungimea codului nu mai este maximă;

Corelațiile între codurile generate sunt dificil de estimat de aici rezultă dificultatea folosirii acestor coduri în rețelele cu acces multiplu.

Concluzii:

Fiecare clasă de coduri are proprietăți specifice ce oferă performanțe superioare pentru anumite aplicații.

Când se urmărește obținerea unei probabilități reduse de interceptare este utilă folosirea codurilor neliniare. În sistemele de comunicații strategice unde complexitatea echipamentului nu mai este un factor critic pot fi realizate generatoare de cod neliniare.

Pentru sistemele tactice de comunicații se urmărește obținerea unei complexități reduse a echipamentului în favoarea fiabilității ridicate și a gabaritului redus. Pentru astfel de sisteme este recomandabilă folosirea generatoarelor de cod maximale.

Pe seama creșterii complexității se pot obține generatoare de cod flexibile care pot să genereze mai multe clase de coduri. Operatorul stației selectează tipul de cod ce urmează a fi folosit în funcție de condițiile în care lucrează și importanța informației pe care o transmite. Un astfel de sistem este capabil să se adapteze condițiilor în care lucrează.

În prezent nu există modele matematice eficiente pentru evaluarea caracteristicilor (funcția de autocorelație, corelație )pentru toate clasele de coduri mai ales pentru coduri cu lungimi foarte mari. În acest sens este utilă determinarea acelor clase de coduri ce oferă caracteristici necesare pentru anumite aplicații cum ar fi accesul multiplu.

1.4 Sincronizarea

Sincronizarea între referința locală și semnalul recepționat presupune alinierea în fază a codurilor de la emisie și recepție. Problema sincronizării este una dintre cele mai dificile probleme într-un SSI.

Primele sisteme cu spectru împrăștiat foloseau pentru realizarea sincronizării transmiterea referinței locale împreună cu semnalul util. Se transmitea în același timp semnalul modulat de bandă largă și semnalul nemodulat. În acest caz circuitele de sincronizare erau mult mai simple, dar semnalul nemodulat putea fi detectat și bruiat ușor astfel eficiența SSI era scăzută. În prezent toate SSI folosesc tehnica stocării referinței.

Necesitatea sincronizării provine din faptul că SSI utilizează coduri pseudoaleatoare pentru a împrăștia semnalul informațional. Codurile generate la emisie și la recepție trebuie să fie în fază pentru ca sistemul să fie sincronizat.

Pentru realizarea sincronizării este importantă funcția de autocorelație a codurilor. Pentru o secvență pseudoaleatoare de lungime maximală funcția de autocorelație prezintă un vârf.

Funcția de autocorelație este o măsură a similitudinii între o secvență pseudoaleatoare și o replică defazată a sa.Din caracteristicile funcției de autocorelație va rezulta principiul de sincronizare. Funcția de autocorelație prezintă un maxim când codurile sunt în fază. La ieșirea corelatorului raportul semnal zgomot depinde de gradul de corelație între semnalul recepționat și referința locală. Când cele două semnale sunt aliniate în fază rezultă că funcția de autocorelație prezintă un maxim și raportul semnal zgomot va fi maxim la ieșirea corelatorului. Dacă deviația de fază dintre coduri va fi mai mare de un bit raportul semnal zgomot va fi subunitar. Rezultă că acuratețea sincronizării trebuie să fie mai bună de 1 bit.

Figura 1.15 Raportul semnal zgomot

În absența bruiajului precizia sincronizării trebuie să fie mai bună de 0,2 biti, iar în prezența bruiajului pentru același prag de decizie trebuie să fie mai bună de 0,8 biti. Acesta este un avantaj aparent al situației în care apare bruiaj; un sistem de decizie fiind cu atât mai fiabil cu cât trecerea de la nivelul 0 la 1 se face mai brusc. În cazul prezenței bruiajului caracteristica SRN funcție de defazaj este liniară (mai puțin bruscă) de unde rezultă probabilitatea de sincronizare falsă este mai mare.

Figura 1.16 Circuit de sincronizare

Din cele prezentate mai sus rezultă schema bloc a unui sistem de sincronizare „bit cu bit” pentru un SSI-SF. Principiul de sincronizare bit cu bit este aplicat în corelatorul cu alunecare.

Sincronizarea în SSI presupune două faze distincte: achiziția și urmărirea.

1.4.1 Achiziția

1.4.1.1 Noțiuni generale

Achiziția presupune realizarea sincronizării inițiale a sistemului. Aceasta este faza cea mai dificilă a sincronizării. Pentru realizarea achiziției, la recepție trebuie să se cunoască:

forma semnalului ce urmează să fie emis;

frecvența semnalului;

timpul semnalului (epoca codului);

Pentru realizarea sincronizării inițiale emițătorul va transmite un semnal cunoscut la recepție. Receptorul va fi permanent într-un mod de căutare a semnalului de sincronizare. Prin proiectarea lui sistemul de sincronizare va căuta un anumit tip de semnal. Astfel prima cerință a realizării achiziției (cunoașterea formei semnalului) este realizată.

Dificultatea realizării achiziției este dată de cunoașterea informației de timp și de frecvență asociate semnalului emis. Există mai mulți factori care determină apariția la nivelul receptorului a unei incertitudini de timp și frecvență. Cei mai importanți factori care determină această incertitudine sunt stabilitatea oscilatorului, condițiile de propagare, efectul Doppler pentru stațiile mobile. Cantitativ aceste incertitudini de timp și frecvență sunt exprimate prin următoarele formule:

Incertitudinea de timp:

(T)= t+R/c+FcT+1/2Fc’T2+n(T)

(T) – incertitudinea de timp t – perioada inițială de defazaj

R – incertitudinea de distanță c – viteza luminii

Fc – stabilitatea tactului T – timpul trecut de la ultima sincronizare

Fc’ – abaterea toleranței fracțională n(T) – componenta aleatoare

de ceas a timpului de tact

Incertitudinea de frecvență:

F=f+v/c+F0+f0T+n(T)

f – abaterea inițială de frecvență v – incertitudinea de viteză

f0 – frecvența nominală centrală F0 – abaterea fracțională a frecvenței

n(T) – componenta aleatoare a

frecvenței

Incertitudinea de timp și frecvență determină în plan o arie de incertitudine pe care sistemul de sincronizare trebuie să o rezolve pentru realizarea achiziției.

Figura 1.17 Zona de incertitudine

F – incertitudinea de frecvență

T – incertitudinea de timp

Incertitudinea maximă de timp și de frecvență pe care sistemul de sincronizare le poate rezolva sunt parametrii importanți ai unui SSI. Pentru realizarea achiziției sistemul își va regla ceasul (oscilatorul de tact) la marginea ariei de incertitudine și va începe să caute cu o anumită viteză semnalul de sincronizare reducând incertitudinea în domeniul timp și frecvență.

Dacă considerăm un exemplu de SSI pentru care incertitudinea de timp este de Tu și durata unui bit de cod este Tc. Sistemul evaluează funcția de autocorelație pe durata a M biți. Conform proprietăților funcției de autocorelație parțială cu cât M este mai mare cu atât valoarea medie a funcției de autocorelație este mai mare și varianța mai mică. Aceste proprietăți se traduc printr-o probabilitate mare de achiziție și o probabilitate mică de falsă achiziție. Pentru a reduce timpul de sincronizare este necesar ca decizia să se ia pe un interval cât mai scurt astfel M să fie cât mai mic. Din perspectiva cerințelor prezentate mai sus este necesară optimizarea valorii M pentru parametrii SSI . Pe durata a M biți de cod se ia decizia dacă sistemul este sincronizat sau nu. Dacă nu este sincronizat logica de decizie comandă deplasarea codului în fază cu un bit.

Ts=MTu Ts – timpul de sincronizare

Pentru a rezolva incertitudinea de timp în condițiile considerate este necesar un timp Ts. Acest timp rezolvă incertitudinea de timp pe o singură frecvență. Dacă F este incertitudinea de frecvență și acesta este evaluată în pași de b Hz rezultă timpul total de achiziție.

T=TsF/b=MTuF/b

După realizarea achiziției receptorul trece în regim de trafic.

1.4.1.2 Achiziția pentru SSI-SF

Conform principiului expus se va evalua prezența semnalului la ieșirea corelatorului pe perioada a M salturi.

Figura 1.18 Schema bloc a circuitului de achiziție

Detectorul de anvelopă determină nivelul semnalului pentru fiecare salt. Acest nivel este cuantizat, iar biti rezultați comandă un numărător. După M salturi pe baza valorii din numărător logica de decizie stabilește dacă sistemul este sincronizat sau nu. Dacă nu este sincronizat se comandă oscilatorul de tact care va determina deplasarea fazei codului cu un bit. Procesul se reia până când este evaluată incertitudinea pe toată axa timpului.

Viteza de căutare este:

r=1/(t1M) t1 – durata saltului

t1=1/Rc Rc – viteza codului

Ti=2Mt Ti– timpul de căutare pe axa timpului pentru o incertitudine t

Numărul de frecvențe pentru care se face căutarea este dat de:

, -pasul de frecvență

Ts-timpul de sincronizare

1.4.1.2.1 Determinarea pasului de evaluare a ariei de incertitudine

Evaluarea ariei de incertitudine se face prin explorarea axei timpului și a frecvenței prin valori discrete. Distanța dintre aceste valori reprezintă pasul de evaluare. De aici rezultă că va exista un pas de frecvență și unul de timp.

Figura 1.20 Evaluarea zonei de incertitudine

Pentru a determina β, η este necesară evaluarea răspunsului corelatorului pentru aceste incertitudini.

Funcția de ambiguitate reprezintă răspunsul corelatorului la un semnal care este întârziat cu η secunde față de referința locală și are o abatere a frecvenței de β Hz.

Ti – intervalul de integrare. Pentru SSI – SF = 1/RC·M,

M – numărul de salturi pe parcursul cărora se ia decizia.

Pentru a determina β și η este necesară determinarea anvelopei acestei funcții. Această funcție are valoarea maximă pentru β = η = 0.

Când funcția de ambiguitate depășește valoarea de 0,707se ia decizia de sincronizare. De aici se poate determina η1, β1 minimi adică pașii cu care trebuie să se facă evaluarea pe axa frecvență și timp.

Pentru SSI – SF , t1 – durata unui salt.

Aceste valori depind de pragul de decizie ales pentru determinarea stării de sincronizare sau nesincronizare a sistemului. În acest caz s-a ales 0,707A(η,β).

1.4.1.2.1 Metode de reducere a timpului de achiziție

Modul de desfășurare a acțiunilor militare în prezent necesită stații militare care să se sincronizeze “push to talk” adică prin simpla apăsare a unui buton. În acest context timpul de achiziție a devenit un factor critic pentru SSI. Metoda “corelatorului cu alunecare” nu oferă performanțe foarte bune sub aspectul timpului de achiziție. Pornind de la metoda “corelatorului cu alunecare” s-au obținut tehnici noi de achiziție. În continuare se vor prezenta cele mai semnificative dintre acestea.

A. Metoda corelatoarelor multiple

Această metodă este o dezvoltare a tehnicii corelatorului cu alunecare. Zona de incertitudine este împărțită în N subzone de dimensiuni ΔF’ și ΔT’.

Pentru fiecare subzonă de dimensiuni ΔF’ și ΔT’ se construiește un corelator cu alunecare. În acest caz timpul de achiziție scade de N-ori. Discretizarea axei timpului cu pasul ΔT’ pentru obținerea subzonelor de incertitudine înseamnă că această metodă reclamă folosirea unui număr de generatoare de cod. Ca o particularizare a acestei metode se poate considera ΔT’= ΔT. Obținerea subzonelor se face discretizând doar axa ΔF cu pasul ΔF’. Astfel numărul de generatoare de cod necesare este de unul.

Figura 1.21 Divizarea zonei de incertitudine

B. Metoda saltului de frecvență

Este metoda cea mai folosită în SSI – SF dar poate fi folosită și în SSI SF – SD.

Această metodă presupune folosirea unui cod mai scurt pentru sincronizare la o viteză mai joasă. Acest cod reprezintă preambulul de sincronizare.

Exemplu: Dacă avem un SSI-SF cu un cod de L=106 biți la viteza de 10kbit/s acestui cod i se poate asocia un preambul de sincronizare format de un cod de 1000 de biți cu viteza 10bit/s unde fiecărui bit din codul de sincronizare îi sunt asociați 1000 de biți din codul de împrăștiere a semnalului. Sistemul de sincronizare realizează mai întâi sincronizarea celor 2 coduri după care rezolvă serial incertitudinea de 1000 de biți care mai rămâne.

Timpul de sincronizare se reduce considerabil prin folosirea codului de sincronizare la o viteză de 1000 de ori mai mică și o lungime de 1000 mai scurtă decât codul de împrăștiere.

Viteza și lungimea mică a codului de sincronizare duce la creșterea probabilității de interceptare a mesajului pe perioada de sincronizare.

C. Achiziția cu filtre adaptate

Filtrele adaptate realizează filtrarea semnalelor de la intrarea lor după forma lor. Pentru un semnal de o anumită formă, la ieșirea filtrului adaptat raportul semnal/zgomot este maxim.

Remarcabil în cazul filtrului adaptat este faptul că el nu trebuie să caute în domeniul timp răspunzând optim în orice moment apare semnalul. Căutarea trebuie să se facă numai în domeniul frecvență. Pentru a reduce timpul de căutare în domeniul frecvență se pot utiliza mai multe filtre adaptate în paralel fiecare evaluând o zonă de frecvență.

Pentru a stabili dacă semnalul este prezent sau nu la intrarea filtrului ieșirea este comparată cu un prag.

Figura 1.19 Sincronizarea cu filtre adaptate

Acest prag este ales printr-un compromis între probabilitatea de detecție și probabilitatea de falsă achiziție. Cele 2 probabilități depind de raportul semnal zgomot de la intrarea filtrului adaptat astfel pragul γ trebuie să fie modificat odată cu raportul semnal/zgomot. Schema bloc a unui astfel de sistem este prezentat în figura următoare.

Figura 1.23 Circuit de achiziție cu filtru adaptat

1.4.2. Urmărirea

În a doua fază a sincronizării se urmărește menținerea sincronizării obținută prin achiziție. Această fază este necesară deoarece sincronizarea este afectată de factori perturbatori (absența traficului; stabilitatea oscilatoarelor; mobilitatea stațiilor).

Problema urmăririi în sistemele cu spațiu împrăștiat este mai simplă, decât cea a achiziției dar la fel de importantă pentru buna funcționare a sistemului.

Există mai multe metode de urmărire, principiul de realizare fiind același.

În bucla de urmărire se creează un defazaj intenționat între semnalul recepționat și referința locală. Efectele asupra semnalului de la ieșirea corelatorului sunt evaluate și prin bucla de reacție sunt efectuate corecțiile asupra fazei referinței locale în sensul alinierii codului.

În continuare vor fi prezentate două metode de urmărire. Ambele metode respectă principiul enunțat mai sus, diferă doar modul de obținere al defazajului.

1.4.2.1 Metoda de urmărire “tau-dither”

Obținerea defazajului între cele două semnale se execută prin crearea unui jitter de fază asupra referinței locale.

Figura 1.24 Circuit de urmărire

Jitterul de fază a referinței locale este obținut prin modificarea fazei codului. Faza codului se modifică prin modularea în fază a frecvenței de tact ce controlează generatorul de cod. Modulația de fază se obține prin modularea frecvenței de tact furnizată de OCT de către semnalul provenit de la generatorul de joasă frecvență.

Corelatorul este obținut dintr-un multiplicator și un filtru trece bandă.

Modulația de fază a codului determină o modulație de amplitudine a semnalului de radiofrecvență. Această modulație nu afectează informația deoarece aceasta este modulată în fază sau frecvență. Ieșirea corelatorului este modulată MA și semnalul astfel obținut se aplică prin traseul de reacție oscilatorului de joasă frecvență. Dacă filtrul de fază determină scăderea raportului semnal/zgomot. Această scădere este mai mică de 1 dB dacă jitterul de fază este mai mic de 1/5 biți.

Mai jos se prezintă o schemă de urmărire prin metoda “tau-dither” specifică unui sistem cu salt de frecvență:

Figura 1.25 Circuit urmărire

1.4.2.2 Metoda “calare prin întârziere”

Această metodă respectă același principiu ca și metoda “tau-dither”.

Modul de obținere a defazajului este diferit față de metoda anterioară. Prin cele două celule de întârziere se obține defazare fixă cu –η și +η a codului. Efectele defazării sunt evaluate prin detectoarele de amplitudine.

Figura 1.26 Schema bloc urmărire calare prin întârziere

Diferența dintre nivelele celor 2 semnale este amplificată și comandă frecvența de clock a generatorului de cod. Funcția de autocorelație folosite în SSI este pară. Rezultă că nivelele semnalului pe cele 2 ramuri vor fi egale când sistemul este sincronizat. În absența sincronizării nivelului semnalului vor fi diferite pe cele 2 căi. Diferența între nivele va comanda oscilatorul de tact.

Concluzii

Problema sincronizării este una dintre cele mai importante pentru SSI. Diversitatea tehnicilor de achiziție și urmărire impune alegerea tehnicilor care oferă performanțele cele mai bune pentru o anumită situație.

Pentru SSI ce sunt montate pe autovehicule sau pe aeronave problema sincronizării devine și mai dificil de rezolvat datorită efectului Dopller.

Timpii mari de sincronizare care pot fi reduși prin trecerea pe emisie a stației la anumite intervale de timp astfel încât să se combată desincronizarea rețelei.

Parametrii sincronizării (timp de sincronizare, incertitudine maximă de timp, frecvență, probabilitatea de falsă sincronizare) trebuie evaluați și în funcție de condițiile de propagare specifice fiecărei zone.

În acest sens este relevantă inițiativa firmei Thomson care a efectuat studii asupra propagării în Elveția pentru a îmbunătăți circuitele de sincronizare din stația radio SE -–235 VHF ce urma să intre în înzestrarea armatei elvețiene.

În prezența bruiajului parametrii sincronizării suferă modificări. Prin bruiaj inamicul ar putea împiedica realizarea sincronizări stațiilor. Achiziția este faza cea mai sensibilă la bruiaj. Din aceste considerente se recomandă realizarea achiziției într-o zonă a spectrului mai puțin zgomotoasă. După realizarea achiziției traficul poate fi efectuat și într-o zonă a spectrului bruiată deoarece faza de urmărire este mai puțin sensibilă la bruiaj decât cea de achiziție.

1.5 Performanțele SSI în condițiile luptei radioelectronice

1.5.1 Probabilitatea de eroare la recepție

SSI – sunt sisteme de comunicații folosite în special în mediile cu interferențe puternice. In aceste medii sistemele de transmisiuni clasice nu pot realiza o transmisie de calitate. Tehnica împrăștierii spectrului este folosită de majoritatea sistemelor de comunicații civile care operează în banda de 2,4 GHz. Pentru această bandă utilizatorii nu au nevoie de licență, astfel încât interferențele între utilizatorii acestei benzi sunt foarte mari.

Pentru radiocomunicații în banda de 2,4 GHz s-au elaborat standardele Bluetooth și 802 . 11 b. Ambele standarde folosesc tehnica spectrului împrăștiat.

Sistemele de comunicații militare sunt concepute pentru a lucra în prezența bruiajului intenționat sau neintenționat.

Pentru sistemele de comunicații numerice, unul dintre cai mai importanți parametrii este probabilitatea de recepție eronată a unui bit sau a unui cuvânt.

In SSI – SF analiza probablității de recepție eronată trebuie să fie făcută separat pentru SSI – SF cu salt rapid sau cu salt lent și intercalarea biților și pentru SSI – SF cu salt lent.

Problema calculului acestei probabilități este foarte dificilă în general. Pentru simplificarea calculelor s-au considerat următoarele ipoteze :

sincronizarea este perfectă între emițător și receptor.

puterea bruiajului este aceeași pentru fiecare canal bruiat

la recepție decizia se ia pe baza analizei atât a canalului transmis cât și a canalului complementar.

Pentru SSI – SF se utilizează de regulă codificarea corectoare de erori. Astfel pentru un cuvânt mesaj de (x) biți i se asociază c biți.

C – w biți redundanți asigură detectarea și corectarea unui număr de erori.

Se consideră că pentru un număr de biți recepționați eronat cuvântul mesaj va fi recepționat eronat

P(w) = probabilitatea de recepție eronată a unui cuvânt de w biți.

In continuare se va prezenta P (w) pentru diferite cazuri particulare:

a)Probabilitatea de recepție eronată pentru SSI – SF cu salt rapid sau intercalarea biților.

In această situație se consideră că viteza codului este egală cu rata de transfer a sistemului. Astfel fiecare bit se transmite pe durata unui salt, adică e una din cele M frecvențe disponibile..

Fiecărui bit îi sunt asociate două canale (două frecvențe) una corespunde canalului transmis, iar cealaltă canalului complementar.

Dacă se consideră că un bit din cadrul cuvântului nu poate utiliza aceeași pereche de canale ca un alt bit din cadrul aceluiași cuvânt atunci cuvântului de c biți îi sunt asociate 2 c canale. Acest caz corespunde sistemelor care transmit informația sub formă de cuvinte.

In acest caz rezultă:

P (w) =

P 1 =

St – probabilitatea eronării unui bit când este bruiat numai canalul transmis.

P2 =

Sc – probabilitatea eronării unui bit când este bruiat numai canalul complementar.

P3 =

S2 – probabilitatea eronării bitului când ambele canale sunt bruiate.

P4 =

e4 = m-

b4 = c – k – I + g

So – probabilitatea eronării unui bit în absența bruiajului

ko = max (o, c + j – M) k1 = min (c, j)

io = max (o, 2c + j – M – k) I1 = min (c, j – k)

go = max (o, k + I – c ) g1 = min ( I, k )

= min (m, k – g ) β1 = min ( m -α , I – g )

γ0 = max ( o, m -α- β- c + k + I – g ) γ1 = min ( m – α -β , g )

Probabilitatea recepției eronate a unui bit se obține din relația prezentată mai sus pentru c = r = 1

P b = (1.1)

no = max (o, j + 2 – M ), n1 = min (2, j )

S1 = 1/2*(St + Sc)

Dacă se consideră că pentru fiecare bit din cuvântul mesaj se aleg aleator cele două canale asociate, rezultă că unui cuvânt transmis i se asociază un număr de maxim 2c canale. Există posibilitatea ca doi sau mai mulți biți din același cuvânt să aibă canalele asociate identice. Acest caz se întâlnește în sistemele care transmit serial informația bit cu bit. (Panther).

În acest caz:

P ( w) = (1.3)

Probabilitatea de eroare la recepție în cazul SSI – SF cu salt lent.

In această situație viteza de transmisie este mai mare decât viteza codului.

Un număr de c biți este transmis pe durata unui salt astfel încât toți biții cuvântului au asociați doar două canale. (transmis și complementar).

In acest caz rezultă :

P (w) =

unde no = max (0, j + 2 – M ), n1 = min ( 2, j)

Se va lua în funcție de n valorile so, s1, s2, cu următoarele semnificații:

So – probabilitatea de recepție eronată a unui bit în absența bruiajului.

S1 – probabilitatea de recepție eronată a unui bit când unul din canalele asociate bitului este bruiat.

S2 – probabilitatea de recepție eronată a unui bit când ambele canale asociate sunt bruiate.

Probabilitatea de recepție eronată a unui bit este identică cu cea determinată în cazul SSI – SF cu salt rapid și este dată de ( 1. 2 ).

1.5.2 Efectul codificării corectoare de erori asupra probabilității erorii.

Codificarea corectoare de erori este folosită pentru a menține probabilitatea de eroare la recepția unui cuvânt mesaj în limite rezonabile.

Dacă se dorește ca durata cuvântului mesaj să rămână aceeași trebuie ca durata unui bit de cod să se micșoreze ceea ce duce la creșterea benzii canalelor asociate. Totodată trebuie să crească și viteza salturilor. Aceste modificări determină creșterea benzii de radiofrecvență (BRF) alocată sistemului.

Dacă nu este posibilă creșterea BRF este necesară reducerea numărului de canale M. Creșterea benzii canalelor asociate determină creșterea zgomotului termic și reducerea raportului semnal – zgomot.

Un cuvânt de mesaj de w biți este codificat și se obține un cuvânt de c biți. Parametrii sistemului se modifică în felul următor prin codificare :

M = M – număr de canale

Mu – număr de canale inițial în absența codificării

Nt = Ntu – zgomot termic inițial în absența codificării

Pentru o codare eficientă este necesar ca degradările performanțelor determinate de modificarea parametrilor M și Nt să fie compensate de îmbunătățirile rezultate prin reducerea Pw.

In funcție de tipul codului folosit se obțin performanțe diferite. Una din metodele de codare este codarea cu repetiție. In acest caz unui bit mesaj îi sunt asociați un număr p impar de biți. Receptorul decide valoarea logică a bitului transmis pe criteriul majorității aplicat biților recepționați. Bitul transmis este recepționat eronat dacă din cei p biți transmiși (p+1)/2 sunt eronați.

Determinarea probabilității de eroare se face cu formula 1.1, 1.3 cu următoarele specificații:

Pw – devine probabilitatea de recepție eronată a unui bit. (w = 1)

c = număr impar (numărul de biți cu care se codează un bit mesaj)

r = c+1

CAPITOLUL 2 ACCESUL MULTIPLU CU DIVIZIUNE

ÎN COD

2.1 Model teoretic

Unul dintre domeniile în care sistemele cu spectru împrăștiat sunt folosite intensiv, îl constituie rețelele cu acces multiplu. Intr-o astfel de rețea mai mulți utilizatori folosesc simultan același canal de comunicații. In radiocomunicații o bandă de frecvență este alocată rețelei. Prin tehnica de acces multiplu se asigură accesul tuturor abonaților la banda de frecvențe. Cele mai utilizate tehnici de acces sunt accesul multiplu cu diviziune în frecvență, timp, cod. În literatura de specialitate când se fac referiri la noțiunile prezentate mai sus se utilizează prescurtările din limba engleză FDMA, TDMA, CDMA..

Tehnica de acces multiplu cu diviziune în frecvență este tehnica cea mai des folosită pentru transmisiunile analogice. Utilizatorilor le este alocat câte un canal din banda disponibilă. Numărul utilizatorilor activi la un moment dat este dat de numărul de canale disponibile. Această tehnică prezintă avantajul simplității, dar oferă o capacitate mică (număr de abonați activi) pentru rețele. Prin această tehnică spectrul nu este utilizat eficient.

Tehnica accesului multiplu cu diviziune în timp (TDMA) este utilizată frecvent în sistemele de comunicații digitale. În această tehnică utilizatorii au acces la canalul de comunicații la momente discrete de timp, astfel încât la un moment dat un singur utilizator activ să aibă acces la canal. Această tehnică asigură o capacitate mare dar eficiența nu este maximă. In intervalul alocat unui utilizator se transmit pe lângă datele acestuia și biți de sincronizare, semnalizare, biți de gardă, astfel viteza de transmisie a informațiilor este limitată. O astfel de rețea impune cerințe dure asupra sincronizării stațiilor din rețea.

Tehnica accesului multiplu cu diviziune în cod este o tehnică de acces multiplu specifică sistemelor cu spectru împrăștiat. În această tehnică fiecărui utilizator îi este alocat un cod pseudoaleator Ci (t). Utilizatorul “împrăștie” informația proprie în banda de radiofrecvență BRF în conformitate cu codul alocat. In aceeași bandă de radiofrecvență BRF este împrăștiată informația celorlalți utilizatori după codurile proprii fiecăruia. La recepție, receptorul poate extrage din BRF semnalul dorit prin corelarea semnalelor din BRF cu codul corespondentului. Prin corelare este extras semnalul corespondentului, iar celelalte semnale necorelate cu referința locală vor fi împrăștiate în afara benzii filtrului de postcorelație. Pentru a funcționa corespunzător codurile alocate utilizatorilor ar trebui să fie ortogonale. Codurile ortogonale au funcția de corelație reciprocă 0. În practică este imposibil de obținut coduri perfect ortogonale, de aceea între utilizatori apar interferențe. Dacă vârfurile de corelație între coduri sunt menținute sub un anumit prag, interferențele vor fi suficient de mici astfel încât raportul semnal zgomot va fi acceptabil pentru receptor.

Rețelele CDMA pot fi implementate utilizând atât tehnica secvență directă cât și tehnica salt de frecvență. In continuare se va dezvolta problematica rețelelor CDMA cu salt de frecvență. In figura este prezentată schematic tehnica accesului multiplu într-o astfel de rețea.

Figura 2.1 Repartiția frecvențelor într-o rețea CDMA

Cei k utilizatori au acces la banda B. La momente discrete (t1, t2,…., tk ) toți utilizatorii execută saltul pe o nouă frecvență din banda B. Interferențele între abonați apar în momentul în care doi sau mai mulți abonați execută saltul pe aceeași frecvență. Această problemă poate fi rezolvată prin alegerea adecvată a codurilor.

O astfel de rețea trebuie să îndeplinească câteva cerințe importante:

la recepție toți utilizatorii rețelei trebuie să realizeze o achiziție rapidă a codului și o foarte bună urmărire a fazei acestuia, pentru asigurarea sincronismului.

viteza de salt trebuie să fie aceeași pentru toți utilizatorii.

corelațiile dintre codurile folosite să fie minime ideal ar fi să fie ortogonale.

frecvența datelor și modulația folosită trebuie să fie identică pentru toți utilizatorii.

este necesar un control strict al puterilor de emisie în scopul compensării variațiilor datorate fadingului și distanțelor diferite dintre utilizatori .

Pe măsură ce numărul de abonați crește, raportul semnal / zgomot devine mai mic, performanțele rețelei degradându-se . Sistemul își poate extinde capacitatea în funcție de proprietățile de ortogonalitate ale codurilor utilizate. Din aceste motive este importantă analiza influențelor reciproce dintre canale și a diferiților factori ce afectează performanța sistemului.

2.2 Analiza accesului multiplu cu diviziune în cod

Pentru a evalua performanțele rețelei este necesară calcularea raportului semnal / zgomot pentru receptor. In această analiză considerăm o rețea cu U abonați activi fiecare având alocat un cod Ci (t) și emițând cu o putere Pi . Vom considera modelul receptorului doar cu partea ce realizează restrângerea spectrului (despread) circuitele de intrare și traseul de frecvență intermediară neinfluențând în mod semnificativ performanțele rețelei.

Modelul receptorului așa cum a fost specificat mai sus este prezentat în figura 3.2.

Figura 2.2 Modelul teoretic pentru analiza raportului semnal/zgomot la recepție.

La intrarea sistemului sunt reprezentate semnalele celor U abonați activi.

n (t) – reprezintă zgomotul canalului. In această analiză se consideră un canal cu zgomot alb Gaussian și densitate spectrală No

vj (t) – este semnalul referință locală

m (t m) – este semnalul de la ieșirea integratorului. Acest semnal va conține atât semnalul util cât și interferența creată de ceilalți utilizatori și de zgomot.

Se consideră cazul cel mai defavorabil când toți cei U abonați sunt activi. Aceasta corespunde cu utilizarea rețelei la capacitate maximă. Este utilă analiza din această perspectivă deoarece în timpul luptei apar numeroase situații când rețelele sunt utilizate la capacitatea lor maximă..

Integratorul realizează corelația pe durata unui bit mesaj (t m).

La sfârșitul perioadei de integrare semnalul la ieșirea integratorului va fi :

m (t m) = mjj + nj + (1)

Se consideră că receptorul intenționează să recepționeze semnalul sj(t) . În acest caz referința locală va fi identică cu acest semnal. Sistemul se consideră sincronizat

vj (t) = sj (t)

În expresia (1) : mjj – răspunsul receptorului la semnalul sj (t)

nj – răspunsul receptorului la zgomot

mij – răspunsul receptorului la diferite semnale de la intrare

mjj = Pj1/2 mij = Pi1/2 x Iij

Iij – coeficientul de corelație normat dintre semnalul si (t) și vj (t).

Cu expresiile de mai sus se poate evalua raportul semnal interferență:

(RSZ)j =

E – operatorul speranță matematică (media)

(RSZ)j =

Bef – banda efectivă. Reprezintă o măsură a corelațiilor dintre semnalele de la intrarea receptorului.

După cum se observă din expresia (2) semnalele de la numitor sunt considerate semnale aleatoare. In expresia raportului semnal / zgomot intervine media puterilor dată de aceste semnale. Rezultă că raportul semnal / zgomot obținut reprezintă valoarea medie a acestui raport în practică apărând valori ale acestui raport în jurul valorii medii calculate.

Pe baza acestui raport se poate calcula numărul maxim de abonați pe care îl suportă rețeaua. Acest număr este dat de numărul de abonați pentru care raportul RSZ depășește o valoare de prag pentru orice utilizator din rețea.

2.2.1. Determinarea numărului de abonați activi în cazul puterilor egale la intrarea receptorului.

În acest caz raportul RSZ va fi același pentru toți abonații.

Se consideră RSZo – valoarea minimă a acestui raport pentru care probabilitatea de eroare la recepție este satisfăcătoare.

În această situație :

(RSZ)o = U=1+

RSZ1= Prtm=Eb(energia pe bit)

EXEMPLU: Pentru o rețea cu următorii parametri RSZ0=14dB,Rinf=30000bit/s,

Eb/N0=125, Bef=20MHz se obține U=42

2.2.2. Determinarea numărului maxim de abonați activi în cazul puterilor inegale la intrarea receptorului.

Acest caz este mult mai aproape de situațiile întâlnite în realitate. Dintre cele mai importante cauze care determină inegalitatea puterilor în punctul de emisie sunt:

dispunerea geometrică a rețelei

fadingul

condițiile de propagare

În cazul general raportul semnal / zgomot pentru receptorul j este :

(RSZ)j = (2)

dj – distanța de la emițătorul j la receptorul j

di – distanța de la celelalte emițătoare la receptorul j.

α-o constantă care depinde de condițiile de propagare.

α = 2 pentru propagarea în spațiul liber

α = 3…4 pentru frecvențe foarte înalte pe un sol ideal.

În expresia (2) se consideră că toți abonații emit cu aceeași putere. Inegalitatea puterilor în punctul de recepție fiind rezultatul distanțelor inegale dintre emițătoare și receptorul de interes.

Spre deosebire de cazul precedent când puterile emițătoarelor în punctul de recepție erau egale, în acest caz raportul semnal / zgomot va fi diferit pentru fiecare abonat. Numărul maxim de abonați va fi astfel calculat încât raportul RSZ să depășească valoarea minimă impusă.

Spre exemplu dacă se presupune că toți abonații dispuși la o distanță egală di față de receptorul de interes mai puțin emițătorul corespondent (fig. 2.3) numărul maxim de abonați activi este dat de expresia:

U = 1 +

Pentru acest caz s-a considerat α = 3,68

Figura 2.3 Dispunerea geometrică a abonaților rețelei.

Exemplu:

În situația descrisă mai sus pentru o rețea cu aceeași parametrii ca la exemplul precedent se obține numărul maxim de abonați activi U = 14 . Se observă o scădere a capacității rețelei de la 42 la 12.

Într-o rețea ce funcționează în condițiile impuse mai sus doar emițătorul cel mai depărtat are un raport semnal / zgomot minim, ceilalți abonați activi având aceeași valoare pentru raportul semnal / zgomot superioară valorii minime.

În cazul în care abonații rețelei sunt mobili dispunerea geometrică a stațiilor se modifică rezultând modificări ale raportului RSZ. În această situație semnalele provenite de la un emițător mai îndepărtat de receptor este acoperit de interferența creată în punctul de recepție de un emițător mai apropiat. În literatura de specialitate această problemă este cunoscută sub denumirea de problema “near – far” (aproape – departe).

Această problemă creează dezavantaje mari mai ales când se folosește tehnica secvență directă. Tehnica salt de frecvență fiind o tehnică de evitare a bruiajului rezistă mai bine la problema “near – far”.

O soluție la această problemă este controlul strict al puterii de emisie . In comunicațiile celulare această soluție a fost implementată prin transmiterea unui semnal de putere standard pe un canal pilot. Toate stațiile mobile recepționează acest semnal și își reglează puterea de emisie în funcție de acesta. Stațiile radio militare au regimul de putere reglabil într-un număr redus de trepte, astfel că folosirea acestora în rețelele cu acces multiplu cu diviziune în cod trebuie să țină cont de aceasta.

2.2.3 Maximizarea raportului semnal / zgomot

După cum se observă din expresia RSZ, raportul semnal / zgomot depinde de Bef.

(RSZ)j = (3)

– funcția de autocorelație a semnalelor de la intrarea receptorului. Această funcție este aceeași pentru toate codurile când acestea fac parte din aceeași clasă, situația cea mai des întâlnită în practică.

După cum se observă din expresia (3) Banda efectivă este o măsură a corelațiilor dintre coduri. Ideal ar fi ca funcția de corelație dintre coduri să fie 0 ceea ce duce la Bef => .

Pentru maximizarea lui RSZ se urmărește maximizarea lui Bef.

Banda efectivă poate fi mărită prin utilizarea codurilor cu funcții de corelație cât mai mici și folosirea unor modulații cu lobii secundari cât mai reduși.

2.3 Secvențe de cod utilizate în accesul multiplu

Secvențele de cod pseudoaleatoare de tip m prezintă avantajul că permit generarea unor secvențe de lungime maximă. Această proprietate este utilă pentru asigurarea secretizării transmisiei, scăderea probabilității de interceptare datorită perioadei foarte mare de repetiție a secvenței în raport cu durata transmisiei.

Secvențele pseudoaleatore de tip m generate de polinoame diferite de același grad (pot fi obținute prin modificarea prizelor de același GRD) prezintă dezevantajul unei corelații reciproce mari.

Corelația reciprocă este unul din factorii critici care determină nivelul interferențelor în accesul multiplu și implicit calitatea transmisiilor.

Pentru îmbunătățirea proprietăților acestor coduri s-a construit o nouă clasă de coduri cu proprietăți mai bune pentru realizarea accesului multiplu.

Codurile Gold

Pentru determinarea codurilor Gold se utilizează metoda perechilor preferate.

Metoda perechilor preferate.

Teorema 1

f(x) – polinom primitiv de grad n n nu trebuie să fie divizibil cu 4

Z – rădăcină pentru f(x)

g(x)- un alt polinom ireductibil astfel încât:

pentru. n = impar

pentru n = par

a – o secvență generată de un GRD(generator cu registru de deplasare) pentru f (x)

b – o secvență generată de un GRD pentru g (x)

Rab(k) – funcția de corelație reciprocă pentru a.b.

Conform teoremei Gold:

Rab (k)<2(n+1)/2+1 pentru n = impar

IRab (k) <2(n+2)/2 +1 pentru n = par

Exemplu : Pentru n = 6 =>

f(x) = x6 + x + 1 ( primitiv ) Z- o rădăcină

pentru n – par => g(Z(6+2)/2+1)=g(Z5)=0

Se caută un polinom ireductibil de grad 6 pentru care Z să fie o soluție

g(x) = x 6 + x5 + x2 + x + 1 =>

IRab (k)I < 24 + 1 = 17

Observație :

Cu cât n este mai mare cu atât rezultatele obținute sunt mai bune.

Pentru un n dat se poate determina perechile preferate pe baza algoritmului de mai sus. Numărul de “perechi preferate” este mai mic ceea ce constituie un dezavantaj. (Se reduce numărul de abonați ce pot folosi simultan aceeași bandă).

Teorema 2

f(x), g(x) – o pereche preferată de polinoame de grad n. GRD-ul va genera pentru fiecare polinom secvențe de lungime 2 – 1.Funcția de corelație reciprocă va satisface inegalitatea.

Rab (k) <2(n+1)/2+1 pentru n-impar

Rab (k) <2(n+2)/2+1 pentru n-par

GRD corespunzător f(x) . g(x) va genera 2 n + 1 secvențe diferite fiecare de lungime 2n -1, astfel încât funcția de corelație reciprocă pentru fiecare pereche va satisface inegalitatea de mai sus.

Codurile generate conform teoremei de mai sus sunt numite coduri Gold.

Pentru f(x), g(x) considerate în exemplul precedent =>

f(x). g(x) = x 12 + x11 + x8 + x6 + x5 + x3 + 1

Conform teoremei 2 :

număr de secvențe generate 2 + 1 = 64

lungimea unei secvențe = 2 + 1 = 63

IRab (k) I < 17

Un astfel de algoritm poate fi implementat în două moduri:

1.Două registre de lungime 6 corespunzătoare pentru :

f(x) = x6 + x + 1 g(x) = x + x + x + x + 1

Figura 2.4 Generator de cod cu registru

2.Un regitru de lungime 12 corespunzător f(x)* g(x) Figura 2.5 Generator de cod obținut dintr-un registru cu 12 celule.

Pentru n = 12

După cum se observă în tabelul de mai sus codurile m sunt preferabile în aplicațiile în care contează mai mult probabilitatea redusă de interceptare, iar secvențele Gold sunt utile în aplicațiile care presupun accesul multiplu.

Pentru obținerea celor 2n+ 1 coduri Gold diferite ce se obțin cu un GRD de lungime 2n sau 2 GRD – uri de n celule, se modifică condițiile inițiale. Pentru secvențele m era necesară schimbarea prizelor.

Observație

Pentru stațiile cu salt de frecvență ce folosesc Codurile Gold prin schimbarea cheilor de salt se schimbă codul folosit.

Pentru codurile Gold funcția de corelație reciprocă poate să ia trei valori distincte.

Din tabel rezultă că este mai avantajos folosirea în CDMA a codurilor cu

n – par (corelția reciprocă minimă – 1 / 2 are probabilitatea de apariție cea mai mare).

2.4 Interferențele între canale în rețele CDMA-FH

După cum s-a precizat anterior banda efectivă depinde de suprapunerea spectrală a semnelor emise în rețelele CDMA.

Suprapunerea spectrală se datorează pătrunderii unor componente spectrale produse de impulsuri scurte utilizate în semnalul transmis în alte canale în afara celui utilizat. Dacă aceste impulsuri cauzează sau nu erori în rețea depinde de dispunerea spațială a stațiilor radio, de viteza de salt, de ecartul între canale și de banda semnalelor emise.

Viteza de salt este mai mare sau egală cu viteza informației , această viteză de salt va influența puternic spectrul emis și numărul de canale disponibile.

La SSI – SF cu salt lent, viteza de salt influențează spectrul emis prin intermediul timpului de comutație.

De regulă banda totală de salt pentru SSI – SF este limitată astfel dacă se crește ecartul între canale, suprapunerea spectrală se va reduce, dar numărul de canale se va reduce de asemenea.

Din aceste motive este necesară folosirea unei modulații numerice care să reducă banda unui canal pentru o viteză de salt fixă.

In cazul modulației FSK (Freguency Shift Keying) , lobii laterali ar putea fi reduși dacă în locul impulsurilor dreptunghiulare modulatoare s-ar folosi impulsuri de tip cosinusoidă ridicată. Totuși în această situație se măresc neliniaritățile în amplificatorul final de putere.

Stațiile în gama undelor ultrascurte cu spectru împrăștiat din dotarea Armatei Române folosesc modulația FSK.

CAPITOLUL3. Studiu asupra unor sisteme cu spectru împrăștiat din domeniul militar

Primele aplicații practice ala sistemelor cu spectru împrăștiat au apărut la începutul anilor 50.Sistemele respective se foloseau în sisteme de comunicații strategice. Începând cu anii 80 s-au realizat astfel de sisteme pe unde ultrascurte pentru câmpul tactic. Majoritatea acestor sisteme folosesc tehnica salt de frecvență pentru împrăștierea spectrului.

Armata Română dispune de stații radio cu salt de frecvență în gama undelor ultrascurte. Panther 2000 V și Harris 5800 MPV sunt realizări de generație diferită a sistemelor cu spectru împrăștiat.În continuare se vor analiza etajele principale din stația radio Panther 2000V.Se va insista asupra aspectelor specifice sistemelor cu spectru împrăștiat. În finalul acestui capitol se va analiza comparativ probabilitatea de eroare pentru ambele stații.

3.1 Amplificatorul de radiofrecvență de putere

Amplificatorul de radio frecvență de putere se găsește în modulul 8 al stației radio Panther 2000 V. Pentru o stație cu salt de frecvență amplificatorul de radio frecvență de putere trebuie să fie de bandă largă. Având în vedere că gama stației este de 78 MHz rezultă condiții dure impuse amplificatorului. Caracteristica amplitudine-frecvență ar trebui să fie constantă în toată banda da lucru. Cu cât gama de lucru este mai mare cu atât este mai dificil de realizat această cerință. În modul de lucru salt de frecvență neliniaritățile caracteristici amplitudine-frecvență determină o modulație suplimentară în amplitudine a semnalului emis. Această modulație nu afectează informația deoarece aceasta modulează în frecvență purtătoarea radio, dar determină mărirea benzii ocupate de semnalul emis.

Din cele prezentate mai sus rezultă importanța obținerii unei caracteristici liniare pentru amplificatorul de radio frecvență de putere. Limitarea gamei în care se execută saltul în cazul stației radio Panther 2000 V a fost dictată și de aceste considerente. Pentru stația radio Panther 2000 V saltul de frecvență se execută doar într-o bandă de 58 MHz deși stația dispune de o gamă de 78MHz.

În cazul stației radio Panther 2000 V, amplificatorul de radio frecvență de putere este de bandă largă. La intrarea lui se aplică semnalul de radiofrecvență de la modulator cu puterea de 1 W. Acest semnal este atenuat sau amplificat în funcție de regimul de putere selectat de către operator. La ieșire se poate obține un semnal cu puterea de 100 mW, 5 W pentru varianta portabilă în cazul variantei vehiculare se poate obține pe lângă nivelele specificate anterior și un regim de putere mare de 20 W sau 50 W când stația dispune de o unitate de interfață cu vehiculul.

Când stația lucrează pe regim de putere medie sau mare semnalul de intrare intră într-un atenuator în rampă. Atenuatorul este controlat de bucla de reglaj automat al amplificării care menține nivelul constant al semnalului la ieșire amplificatorul de radio frecvență de putere. Atenuatorul este controlat și de semnalul logic „HOP MUTE” care blochează atenuatorul în rampă în momentul comutării frecvențelor. Pe durata unui salt există o perioadă de 2 ms în care se face trecerea pe noua frecvență purtătoare. În această perioadă atenuatorul în rampă este blocat ceea ce determină o cădere în anvelopa semnalului emis. Semnalul „HOP MUTE” este aplicat prin intermediul unui filtru Bessel pentru a minimiza căderile din anvelopa semnalului de radiofrecvență și astfel se reduc și benzile laterale create de această modulație suplimentară în amplitudine. De la ieșirea atenuatorului semnalul este trimis la un amplificator de putere care va amplifica semnalul la 5 W sau 20 W când este disponibilă o sursă de alimentare de 24 V. Nivelul la ieșirea amplificatorului este menținut constant prin intermediul circuitului de reglaj automat al amplificării.

Când se lucrează în regim de putere mică (100 mW) semnalul provenit de la modulator după atenuatorul în rampă urmează alt traseu. Acesta intră într-un atenuator care obține semnalul de 100 mW.

Indiferent de traseul urmat semnalul de radiofrecvență este filtrat la ieșirea din amplificatorul de radio frecvență de putere. Filtrarea se realizează prin unul din cele trei filtre disponibile în funcție de subgama în care se găsește frecvența purtătoare a semnalului emis. Subgamele corespunzătoare celor trei filtre sunt date în tabelul de mai jos:

Figura 3.1 ARFP

Selectarea filtrului se face de către semnalele logice aplicate de sintetizor. Un eșantion din semnalul de ieșire este preluat de un convertor A-D și trimis las unitatea centrală de control pentru a indica nivelul de putere la emisie.

CONCLUZII:

Pentru a minimiza modulația de amplitudine ce apare datorită denivelărilor din anvelopa semnalului emis este recomandabilă folosirea unei benzi de salt cât mai înguste. În acest sens este utilă folosirea modului de lucru salt de bandă îngustă. Într-o bandă îngustă caracteristica amplitudine frecvență prezintă neliniarități mai mici astfel încât si modulația de amplitudine va fi mai redusă. Modulația de amplitudine nu va putea fi eliminată complet deoarece în perioada de acord are loc o cădere a anvelopei semnalului prin blocarea acestuia în atenuator.

Având în vedere că viteza salturilor este mică rezultă că benzile laterale astfel create vor fi reduse.

Ținând cont de benzile celor trei filtre de ieșire reiese că lucrul în modul salt în bandă îngustă în benzile 3 sau 7 determină folosirea a două filtre de ieșire. Rezultă necesitatea comutării filtrelor în timpul traficului. Lucru în banda 3 necesită folosirea succesivă a filtrului 1 și filtrului 2. Banda 7 folosește atât filtrul 2 cât și filtrul 3.

Impunerea unei caracteristici constante într-o bandă largă determină scăderea amplificării ceea ce duce la scăderea distanței de legătură. Bătaia mică a stației radio Panther 2000 V în comparație cu stațiile radio clasice se datorează folosirii amplificatorul de radio frecvență de putere de bandă largă.

Filtrele de ieșire determină atenuarea armonicilor semnalului emis. Pentru canalele din banda 30 – 34 MHz armonica a 2-a este cel mai puțin atenuată. Atenuarea cea mai puternică a armonicii a 2-a se realizează pentru canale din subgama 3. Atenuarea armonicii a 2-a este mai bună de 50 dB.

3.2. Amplificatorul de radiofrecvență

Este dispus între circuitul de adaptare cu antena și etajul de frecvență intermediară. Are rolul de a filtra și amplifica semnalul recepționat. Pentru stațiile radio cu salt de frecvență este preferabil ca acest amplificator să fie de bandă largă. La fel ca la amplificatorul de radio frecvență de putere se urmărește și în acest caz menținerea unei caracteristici amplitudine-frecvență constante în toată baza de lucru, condiție greu de realizat pentru benzi mari de frecvență.

În cazul stației radio Panther 2000 V s-a realizat un amplificator de bandă largă pentru fiecare subgamă. Realizarea unui amplificator de bandă largă pentru întreaga bandă de salt (58 MHz) era dificilă având în vedere că recepția este de tip supradină și atenuarea canalelor direct și imagine trebuie realizată în preselector.

Figura 3.2 ARF

Pentru fiecare subgamă există un traseu de amplificare. Benzile subgamelor sunt aceleași ca și pentru filtrele de la ieșirea amplificatorul de radio frecvență de putere. Prin intermediul comutatoarelor cu diode PIN se blochează sau se selectează unul dintre cele trei trasee de recepție. Semnalele de selecție sunt transmise diodelor PIN de către sintetizor și aplicate prin intermediul filtrelor trece jos.

Oscilatorul local dispune de trei circuite rezonante corespunzătoare subgamelor în care se lucrează. Tensiunea de comandă se aplică atât oscilatorului pentru a selecta circuitul rezonant corespunzător cât și amplificatoarelor din traseul de recepție. La ieșirea de pe traseul de recepție semnalul este translatat pe frecvența intermediară de 10,7 MHz. Translatarea se face prin intermediul unui mixer dublu echilibrat cu diode SHOTTKY.

CONCLUZII:

În modul de lucru frecvență fixă clar sau secretizat traseul de recepție nu impune restricții. Datorită existenței celor trei subgame pe traseul de recepție pentru anumite moduri de lucru va fi necesară comutarea traseelor de recepție ceea ce influențează parametrii receptorului.

Comutarea traseului de recepție va fi necesară pentru următoarele moduri de lucru:

Salt de bandă largă neortogonal. Acest mod de lucru asigură protecția cea mai bună împotriva bruiajului, dar necesită și folosirea a celor trei filtre.

Salt de bandă largă ortogonal. Acest mod de lucru va folosi unul sau mai multe trasee de recepție în funcție de dispunerea celor 256 frecvențe alocate unui utilizator. Cât timp acestea sunt toate în aceeași gamă nu va fi necesară comutarea traseelor de recepție.

Salt de bandă îngustă pentru următoarele benzi:

Banda 3 (43,200-49,575 MHz). Această bandă necesită comutarea între subgama 1 și 2.

Banda 7 (68,800-75,175 MHz). Lucru în această bandă necesită comutarea între subgamele 2 și 3.

Împărțirea în subgame a gamei de lucru a urmărit atenuarea canalelor imagine și direct. Acest lucru nu s-a realizat în mod eficient pentru întreaga gamă de lucru. Pentru subgama 2 canalul imagine cade în banda filtrului pentru canalele din banda 46-47,575 MHz. Pentru subgama 3 canalul imagine cade în bandă pentru canale între 70-86,575 MHz.

Recomandări:

Evitați folosirea benzii 3 pentru salt în bandă îngustă sau dacă este necesară folosirea acestei benzi nu folosiți banda 67-69,575;

Evitați folosirea benzii 8 și 9 pentru salt în bandă îngustă sau dacă este necesară folosirea acestor benzi eliberați spectrul între 91,4- 108 MHz.

Pentru lucrul în salt pe 4/16/256 frecvențe specificate asigurațivă că aceste frecvențe nu cad în benzile 46-47,575 MHz și 70-86,575 MHz.

Pentru lucrul pe frecvențe fixe aceleași benzi ar trebui evitate.

3.3 Circuitul de adaptare cu antena

Datorită lucrului în salt de frecvență circuitul de adaptare cu antena este de bandă largă. Acesta face legătura între etajul de radiofrecvență pentru recepție și amplificatorul de radio frecvență de putere pentru emisie.Comutarea între traseul de emisie și cel de recepție se face printr-un comutator cu diode PIN. Circuitul realizează adaptarea pentru mufa de 50 de ohmi sau pentru mufa hexagonală la care se pot conecta antenele. Filtrarea semnalelor se face pentru toată gama de lucru printr-un filtru trece sus. Un circuit specializat detectează dacă este folosită mufa de 50 de ohmi și rutează semnalul spre aceasta. Când nu este folosită această mufă ,traseul spre ea este izolat și semnalul este rutat spre mufa hexagonală.

Figura 3.3 Circuit adaptare cu antena

3.4 Funcțiile ECCM

Funcțiile ECCM(Electronic Counter Counter Measures ) sunt acele măsuri prin care se realizează protecția transmisiunilor împotriva măsurilor de contraacțiune electronică (bruiaj, interceptare).Aceste măsuri se concretizează prin existența modurilor de lucru salt de frecvență ,frecvență fixă secretizat , căutare canal liber ,baleiere frecvențe fixe.

Aceste funcții ECCM sunt realizate fizic prin circuite prezente în unitatea centrală de control (CCU)a stației radio. Funcționarea CCU este controlată de un microcontroler pe 32 de biți cu magistrale de 16 biți. Funcționează la un tact de 16,78 MHz. Microcontrolerul lucrează cu două memorii RAM de câte 32 KB. Aceste memorii sunt controlate de o baterie de rezervă. Memoria ROM este de tip EPROM și are capacitatea de 512 KB. În logica asociată microcontrolerului intră și un circuit ce furnizează informația de timp (Real Time Clock). Și acest circuit este alimentat de bateria de rezervă. Bateri de rezervă este localizată pe placa de bază și are capacitatea de 1 Ah. Timpul de viață al bateriei este de până la 7 ani. Această baterie intră în funcțiune când se întrerupe alimentarea de la acumulatori. Bateria de rezervă alimentează în această situație circuitul de timp și memoria RAM. Prin această bateri se asigură menținerea sincronizării pentru 10 minute atunci când sunt schimbați acumulatorii.

Funcțiile ECCM sunt furnizate de către următoarele circuite:

1.CORELATORUL:

Monitorizează traficul recepționat

Când găsește datele de sincronizare înserate în trafic furnizează semnalul logic CDP (Corect Data Present)

Lucrează în paralel cu circuitul de recuperare a tactului

Informația de timp extrasă din trafic este trimisă la CCU și la baza de timp .

Informația de frecvență este trimisă la sintetizor.

2.CIRCUITUL DE RECUPERARE A TACTULUI:

Reface tactul din traficul recepționat sau transmis. Acest tact este folosit de corelator și de circuitul de rutare

3.CIRCUITUL DE FORMARE A DATELOR DE SINCRONIZARE:

Rutează traficul ,semnalele de tact și formează datele de sincronizare la emisie .

4.CIRCUITUL DE TIMP:

Generează semnalul de tact.

Furnizează semnalul logic HOP MUTE.

Furnizează semnalul logic CDP.

Controlează circuitul de recuperare a tactului.

Controlează baza de timp.

5.REGISTRU FIFO (FIRST IN FIRST OUT)

Creează un spațiu în trafic la fiecare 320 ms pentru înserarea informațiilor de sincronizare.

Opțiunea de întrețesere este selectată de către operator. Aceasta asigură o protecție suplimentară împotriva erorilor. Întrețeserea se execută asupra traficului de 19,2 Kbs.

Informațiile de sincronizare conțin date despre:

Tipul datelor transmise (voce/date)

Transmisia se efectuează în clar sau secretizat

Adresa corespondentului când se folosește comunicarea selectivă

Opțiunea de întrețesere activată sau nu

Generatorul de cod este cel care furnizează biții de comandă pentru divizoarele programabile ale sintetizorului de frecvență. Viteza codului este egală cu viteza de salt. În modul de lucru frecvență fixă secretizat generatorul de cod furnizează biți pentru secretizarea traficului în modul de lucru salt de frecvență generatorul de cod comunica printr-o interfață paralelă.

În modul de lucru frecvență fixă secretizat viteza biților de cod trebuie să fie egală cu viteza traficului. Viteza codului generat de generatorul de cod este fixă (100 biți /sec.). Pentru a rezolva acest neajuns s-a introdus un al doilea generator de cod care furnizează biții de cod pentru secretizare când generatorul de cod principal (Keystream Generator) este inactiv . Pentru a realiza compatibilitatea în modurile de lucru salt de frecvență , frecvență fixă secretizat cu stația radio JAGUAR V, în stația radio Panther 2000 V există un al treilea generator de cod Acesta este activat de către CCU când stația este programată pentru a lucra cu o stație JAGUAR V.

3.4.1 Funcționarea circuitelor ECCM la recepție

Circuitele ECCM sunt activate la recepție în modurile de lucru salt de frecvență, frecvență fixă secretizat, căutare canal liber. În aceste moduri de lucru circuitele ECCM realizează și mențin sincronizarea, refac tactul din traficul recepționat. Tactul astfel obținut este folosit:

pentru extragerea informației prin eșantionare din semnalul recepționat

refacerea informației din traficul întrețesut

demodulare delta

refacerea informației în clar din traficul secretizat

extragerea pachetelor de sincronizare din traficul recepționat

Circuitele ECCM prelucrează informația în banda de bază. Înainte de începerea traficului corelator realizează sincronizarea cu stația corespondentă. După realizarea sincronizării, corelatorul extrage pachetele de sincronizare din traficul recepționat. Pentru a extrage corect aceste date corelatorul are nevoie de tactul de la emisie. Tactul utilizat la emisie este refăcut și furnizat corelatorului de către circuitul de recuperare a tactului. Corelatorul trimite datele de sincronizare la CCU unde acestea sunt decodificate. Aceste date conțin informațiile despre modul de procesare al traficului la emisie. Microprocesorul folosește aceste date pentru a alege corect ruta pe care o va urma traficul recepționat în CCU și interfața audio. Corelatorul extrage și informația de timp care este transmisă circuitului bază de timp astfel încât să se mențină sincronizarea (faza de urmărire). Baza de timp furnizează informația de timp și generatorului de cod sub forma semnalului TOD (Time Of Day).

3.4.2 Funcționarea circuitelor ECCM la emisie

La emisie circuitele ECCM au rolul :

realizează saltul de frecvență

generează biții de cod pentru secretizarea traficului

asamblează pachetele de sincronizare

furnizează informația de timp

În modul de lucru salt de frecvență, generatorul de cod furnizează cuvinte de biți pseudoaleatori microprocesorului. Aceste cuvinte sunt prelucrate în microprocesor în funcție de caracteristicile programate pentru salt și se obțin cuvintele de cod ce comandă divizoarele programabile. În modul de lucru frecvență fixă secretizat, generatorul de cod furnizează serial biți de cod care secretizează traficul. Parametrii transmisiei sunt selectați de operator și sunt stocați în memoriile RAM. Microprocesorul citește aceste informații și le transmite circuitului de formare a pachetelor de sincronizare. Aceste informații sunt inserate în trafic la fiecare 320ms.Parametrii selectați de către operator vor determina ruta pe care o va urma traficul prin CCU .Această rută este aleasă de către microprocesor.

În modul de lucru frecvență fixă secretizat dacă se transmite voce , semnalul provenit de la microreceptor este procesat(filtrat, amplificat, modulat delta, compresat, criptat) astfel încât traficul ajunge la 19,2 Kbs. Dacă opțiunea de întrețesere a fost selectată, traficul astfel obținut este întrețesut și apoi trimis modulatorului. Dacă se transmit date traficul urmează același traseu mai puțin procesarea audio și modularea delta.

Circuitul bază de timp furnizează semnalul TOD microprocesorului. Acest semnal este utilizat pentru controlul generatorului de cod. Semnalul TOD este important mai ales în modul de lucru salt de frecvență și frecvență fixă secretizat deoarece sincronizarea rețelei nu este posibilă dacă semnalul TOD nu este același pentru toate stațiile din rețea.

3.5 Transmisii de date

Stația Panther 2000 V permite efectuarea de transmisii de date în toate modurile de lucru. Datele se transmit prin modulație FSK sau NRZ (Non Return to Zero). Modulația FSK folosește două frecvențe de semnalizare în banda vocală (300-3000Hz). Pentru minimizarea probabilității de eroare pe bit la recepție se recomandă :

folosirea opțiunii de întrețesere

selectarea unei viteze mici de transmisie

folosirea modurilor de lucru salt de frecvență ,frecvență fixă secretizat, căutare canal liber

Interfața cu sursa de date se poate realiza printr-o interfață serială RS 232, un modem pentru rate de transfer mici sau prin nivelurile de interfață ale stației radio. Activarea interfeței RS 232 se face de către utilizator. Operatorul poate selecta una din următoarele rate de transfer:

300, 600 ,1200 ,2400, 4800 baud sau 16 Kbs

Selectarea unei rate de transfer până la 4800 baud permite procesarea traficului prin întrețesere și corecția erorilor cu schemă majoritară. Algoritmul de corecție a erorilor cu schemă majoritară constă în transmiterea unui număr impar de biți de cod pentru fiecare bit informațional. La recepție se decide valoarea logică a bitului informațional transmis pe baza testării biților de cod . Valoarea logică pe care o are majoritatea biților de cod va fi valoarea bitului informațional. Prin alegerea cuvântului de cod cu număr impar de biți se permite evitarea situațiile în care nu se poate decide valoarea bitului informațional. Cu cât cuvântul de cod este mai lung cu atât scade mai mult probabilitatea de eroare la recepție a unui bit.

3.5.1 Determinarea probabilității de eroare la recepție pentru traficul cu rata de transfer de 16Kbs

Pentru transmiterea semnalelor digitale stația Panther 2000 V folosește modulația FSK în bandă vocală. Pentru cele două simboluri binare se alocă câte un ton de semnalizare în banda vocală (300-3000 Hz). Aceste tonuri sunt modulate în frecvență pe purtătoarea radio. În această analiză se urmărește determinarea probabilității de eroare la recepția unui bit pentru stația Panther 2000 V. Modelul matematic folosit este cel prezentat în [10].

Nu se iau în considerare fadingul și nici perturbațiile intersimbol introduse de canal și circuitele de recepție. Când se folosesc rate de transfer mai mici de 4800 baud atunci sunt activate circuitele de corecție a erorilor prin schemă majoritară. Aceste circuite permit corectarea unui număr de erori și reduc astfel probabilitatea de eroare. Algoritmul de corecție al erorilor aplicat este cel cu schemă majoritară.

Prin codare cu schemă majoritară unui bit informațional i se asociază un cuvânt de cod de n biti, unde n este impar. Acești biti de cod se obțin prin eșantionarea traficului la o frecvență de tact de n ori mai mare decât viteza traficului. În stația radio Panther 2000 V această prelucrare a traficului se face în circuitul de refacere a tactului. Valorile lui n pentru diferite viteze de transfer sunt prezentate în tabelul următor:

Cuvântul de cod va fi eronat dacă mai mult de ( n+1)/2 biti din cuvântul de cod sunt recepționați eronat. Modelul matematic a fost prelucrat în Matlab.Rezultatele obținute sunt prezentate în graficele următoare.

Primele două grafice prezintă probabilitatea de eroare determinată pentru modurile de lucru frecvență fixă, salt de bandă îngustă și salt în bandă largă atât pentru stația radio Panther cât și pentru Harris. Probabilitatea de eroare în cele două cazuri nu prezintă diferențe mari pentru raport semnal zgomot mai mic de 50 dB. Pentru valori mai mari diferența dintre cele două probabilități crește .Pentru a funcționa corespunzător probabilitatea de eroare trebuie să fie mai mică de 10-5.Stația Panther atinge acest prag la 60 dB iar Harris la 55.6 dB. Scăderea probabilității de eroare sub valoarea de prag este mai deranjantă în transmisiile de date decât pentru trafic vocal.

În modul de lucru salt de frecvență probabilitatea de eroare scade deoarece la raportul semnal zgomot se adună câștigul de procesare. Acesta este de 27.6 dB pentru salt în bandă îngustă și de 37.2 dB pentru salt în bandă largă. La stația Harris valorile câștigului sunt între 27.6 și 39 dB. Probabilitatea de eroare va fi mai mică pentru salt în bandă largă. Pentru un raportul semnal zgomot mai mic de 15 dB probabilitatea de eroare în modul de lucru salt de frecvență este comparabilă cu cea din modul de lucru frecvență fixă.

Graficele de mai sus prezintă probabilitatea de eroare pentru transmisii de date .După cum se observă se obțin probabilități de eroare mai mici de10-5 la 10 dB pentru viteze mai mici de 1200bps.Performanțele cele mai bune se obțin la 300bps

3.6 Analiza unei rețele CDMA construită cu stații Panther 2000 V

Prin această aplicație se urmărește analiza unui sistem de transmisiuni construit pentru 4 grupuri de cercetare diversiune ce se deplasează spre un obiectiv. Se consideră că cele 4 grupuri sunt parașutate simultan în dispozitivul inamic în punctele A, B, C, D și se deplasează cu viteze aproximativ constante spre obiectiv.

Figura 3.4 Dispunerea geometrică a rețelei

Prin schimbarea cheilor de salt grupurilor pot comunica între ele. În analiza următoare se consideră doar cazurile în care stațiile mobile (5, 6, 7, 8 ) comunică cu stațiile corespondente din stația de bază.

Modelul rețelei

Fiecare grup de cercetare dispune de o stație Panther 2000 V. La nivelul stației de bază există 4 stații Panther 2000 V prin care se realizează legătura cu cele 4 grupuri.

Toate stațiile lucrează în modul salt de frecvență în bandă îngustă.

Canalul introduce zgomot alb gaussian cu densitatea spectrală N0=0.005W . având în vedere distanțele la care se acționează și nivelul zgomotului în canal, puterea de emisie se va alege 5 W.

Analiza rețelei se face din perspectiva raportului semnal zgomot calculat pentru fiecare din stațiile din rețea. Rezultatele sunt calculate pentru cazul cel mai nefavorabil când toți abonații rețelei sunt activi. Raportul semnal zgomot se evaluează atât pentru abonații din stația de bază cât și pentru abonații mobili. Performanțele rețelei se evaluează în două configurații geometrice. Prima dispunere geometrică pentru care se face analiza este cea din momentul începerii acțiunii când grupurile de cercetare sunt în punctele A, B, C și D. A doua configurație în care se face analiza este cea în care grupurile au ajuns la obiectiv.

Modelul stației radio

Partea de emisie a fost modelată prin generarea semnalelor pe frecvența purtătoare conform codului pseudoaleator. Codul pseudoaleator este de tip maximal generat cu polinoame de gradul 15.

Polinoamele folosite sunt:

X15+x13+ x10+ x9+1 x15+x14+x9+x2+1

X15+x13+x10+x+1 x15+x+1

Lungimea codului este de 32767 biți. Frecvențele de salt sunt generate prin citirea simultană a 8 biți de cod și transformarea lor în cod zecimal. În analiză nu s-au luat în considerare armonicile semnalului emis deoarece acestea nu cad în banda de salt.

Partea de recepție a fost modelată conform modelului matematic prezentat în capitolul 2. Raportul semnal zgomot se evaluează la intrarea în demodulator.

Raportul semnal zgomot se evaluează pe durata unei perioade a codului (4000 de salturi).

Rezultatele obținute sunt prezentate grafic. Pe axa x este reprezentat numărul saltului. Evaluarea se face pentru fiecare stație.

Concluzii

Pentru prima configurație geometrică a rețelei rapoartele semnal zgomot sunt aproximativ constante pentru toate stațiile .Traficul se poate purta în ambele sensuri fără variații mari ale raportului semnal zgomot. Raportul semnal zgomot are valori medii în jurul lui 27 dB de unde rezultă că probabilitatea de eroare este mai bună de 10-5.

În cea dea doua situație raportul semnal zgomot pentru stațiile mobile este mult mai mic față de cele fixe.

Dispersia raportului semnal zgomot este mare pentru abonații mobili ceea ce va crea fluctuații mari în calitatea legăturii Stațiile fixe au dispersia raportului mult mai mică și valoarea medie mai mare.

Se recomandă în această situație evitarea lucrului pe emisie pentru abonații mobili.

Conform rezultatelor obținute, în rețelele CDMA gruparea abonaților nu este recomandată. În cazul de față la apropierea de obiectiv se recomandă folosirea stațiilor radio doar pentru recepție. Trecerea lor pe emisie creează interferențe puternice pentru ceilalți abonați.

CONCLUZII

Împrăștierea spectrului reprezintă cea mai avantajoasă tehnică de radiocomunicație în medii cu interferențe puternice. Tehnicile ce folosesc transmiterea informației pe o purtătoare fixă sunt relativ ușor de bruiat și goniometrat. Din această cauză folosirea radiocomunicațiilor cu purtătoare fixă pe câmpul de luptă este riscantă. Așa cum s-a prezentat pe parcursul lucrării tehnica salt de frecvență prin capacitatea ei de a evita bruiajul reprezintă cea mai bună alegere pentru aplicațiile militare. Parametrii tehnicii salt de frecvență trebuie permanent adaptați la mediul în care se lucrează. Avantajele tehnicii pot fi mult reduse prin alegerea incorectă a parametrilor.

În domeniul undelor ultrascurte (30-300MHz) tehnica salt de frecvență oferă avantaje superioare în comparație cu aplicații ale aceleiași tehnici în gama undelor scurte. Stabilitatea condițiilor de propagare, lărgimea de bandă relativ mare sunt principalele avantaje ale acestei game, avantaje ce sunt exploatate eficient prin saltul de frecvență. Gama undelor ultrascurte impune de asemenea și restricții pentru saltul de frecvență. Saltul de frecvență determină o modulație suplimentară a semnalului în amplitudine.

Extinderea spectrului este proporțională cu viteza de salt. Viteze mari de salt determină interferențe mari între canalele alăturate. În gama undelor ultrascurte conform standardelor N.A.T.O. pentru comunicații ecartul de frecvență este de 25kHz. În alegerea vitezei saltului trebuie să ținem cont de aceste restricții. Pentru a evita această situație se poate alege un ecart mai mare între canale (50kHz), dar scade numărul de canale.

Propagarea pe undă directă specifică undelor ultrascurte prezintă avantajul stabilității în timp dar determină și scăderea distanței de lucru. În medii cu obstacole comparabile cu lungimea de undă, datorită reflecțiilor undei în punctul de recepție, apare efectul propagării multicale. În transmisiunile vocale efectele nu sunt puternice, dar în transmisiile de date posibilitatea de eroare la recepție crește. În astfel de medii stațiile cu salt de frecvență pot elimina efectul propagării multicale când întârzierile undelor reflectate sunt mai mici decât durata unui salt. Din această perspectivă pentru comunicații în zone muntoase sau orașe cu clădiri mari se recomandă folosirea unei stații cu salt rapid.

Performanțele sistemelor cu salt de frecvență se reduc în prezența bruiajului. Bruiajul de bandă largă este cel mai nociv el neputând fi evitat prin salt de frecvență. Pe câmpul de luptă este puțin probabil ca inamicul să folosească bruiajul de bandă largă pe perioade mari de timp. Bruiajul de bandă largă va fi executat probabil în zone restrânse geografic și în momentele critice ale luptei.

Bruiajul urmăritor este cel mai eficient mijloc de acțiune împotriva sistemelor cu salt de frecvență. Pentru a reduce eficiența acestuia se recomandă folosirea unei puteri cât mai mici la emisie, secretizarea informației în banda de bază, schimbarea cât mai frecventă a cheilor de salt. Chiar dacă sistemele de contraacțiune electronică se dezvoltă continuu la același nivel tehnologic acestea sunt ineficiente împotriva sistemelor cu spectrul împrăștiat.

Performanțele sistemelor cu spectru împrăștiat sunt în mare măsură determinate de proprietățile codurilor pseudoaleatoare folosite pentru împrăștierea informației în banda de radiofrecvență. Pentru studierea codurilor pseudoaleatoare în prezent nu sunt modele matematice suficient de riguroase. În viitor studiile ar trebui să se îndrepte spre generarea unor clase noi de coduri pseudoaleatoare. Rezistența la interceptare este dată în special de aceste coduri.

Progresul tehnologic va determina dezvoltarea în viitor a tehnicilor hibride de împrăștiere a spectrului.Prin aceste tehnici pe seama creșterii complexității, se vor obține performanțe superioare.

Având în vedere cele prezentate mai sus se poate aprecia că, în viitor, radiocomunicațiile militare la nivel tactic vor fi dominate de tehnica spectrului împrăștiat.

BIBLIOGRAFIE

1.Cira,O.-Lecții de Mathcad, Editura Albastră, Cluj-Napoca, 2000

2.Feher,K.-Comunicații digitale avansate,vol 1,Editura Tehnică, București, 1993

3.Greu, V, Șerbănescu, A.-Metode tehnici și tehnologii noi în tansmisiuni, Editura Academiei Militare, București, 1989

4.Greu,V –Sisteme de transmisiuni cu spectru împrăștiat, Editura Academiei Tehnice, București, 1997

5.Greu,V- Accesul multiplu în sistemele de transmisiuni cu spectru împrăștiat, Editura Academiei Tehnice, București, 1997

6.Greu,V-Transmisiuni radio rezistente la bruiaj și interceptare, Editura Militară, București, 1992

7.Greu,V-Salt și contrasalt de frecvență, Editura Militară, București, 1998

8.Ghinea,M-Matlab. Calcul numeric, grafică și aplicații, Editura Teora, București, 2000

9.Mihalcea,A,Tabarcea,P.-Sisteme moderne de comunicații, Editura Militară, București, 1992

10.Pop,E.-Accesul multiplu în comunicațiile cu spectru distribuit. Sisteme CDMA, Editura Matrix-Rom, București, 2000.

11. Proakis, G. Digital Communication, Editura Willey, New York, 1989

12.***, – Tehnical Manual – Panther VHF, Racal Group Services, England, 1996