Reglajul Masinii Asincrone Trifazate

Capitolul 3

Reglajul mașinii asincrone trifazate

3.1 Acționǎri electrice reglabile cu tensiune constantǎ de alimentare

În condițiile alimentǎrii motorului asincron trifazat de la o rețea trifazatǎ având tensiunile de fazǎ și linie constant ca valoare efectivǎ, reglarea vitezei acestui motor se poate realiza discret, în trepte, și continuu. Reglarea în trepte se poate efectua cu pierderi mici prin modificarea numǎrului de perechi de poli ai înfǎșurǎrilor. Când reglarea în trepte are loc prin variația discretǎ a rezistenței active pe fazǎ în rotor, metoda este însoțitǎ de pierderi suplimentare, energia de alunecare a motorului asincron transformându-se în cǎldurǎ. În unele instalații industrial se folosesc uneori frâne comandabile acționate electrohidraulic, împreunǎ cu motorul asincson, pentru obținerea de viteze joase reglabile.

3.1.1 Reglarea vitezei prin modificarea numǎrului de perechi de poli

Viteza unghiularǎ a motorului asincron este, cu notațiile consacrate și deja introduce,

(3.1)

Modificarea numǎrului de perechi de poli p, care nu poate avea la motoarele uzuale asincrone și sincrone decât valori întregi, conduce la , conduce la modificarea discretǎ, în trepte, a vitezei de sincronism; prin urmare se modificǎ și viteza de rotație a motorului asincron. Schimbarea numǎrului de perechi de poli se poate face prin modificǎri de conexiuni ale înfǎșurǎrii statorice, care trebuie sǎ fie de execuție specialǎ (Dahlander etc.) sau prin folosirea pe stator a douǎ înfǎșurǎri distinct. Comutǎrile necesare sunt comparabile, ca efect, cu cel al unei cutii de vitezǎ cu douǎ trepte.

Modificarea numǎrului de perechi de poli ai înfǎșurǎrii statorice atrage dupǎ sine necesitatea schimbǎrii și a numǎrului de poli ai înfǎșurǎrii rotorice, deoarece ambele înfǎșurǎri trebuie sǎ aibǎ același numǎr de perechi de poli. Ȋnsǎ schimbarea simultanǎ a numǎrului de poli în rotor impune montarea a încǎ trei inele colectoare suplimentare pentru fiecare alt numǎr de perechi de poli în rotor. Din aceastǎ cauzǎ mașinile cu numǎr de poli variabil discret se construiesc de regulǎ cu rotorul în scurtcircuit, în colivie, acest tip de rotor adaptându-se automat la orice numǎr de poli al înfǎșurǎrii statorice.

Cel mai rǎspândit motor asincron care posedǎ douǎ viteze de sincronism diferite este așa-numitul motor asincron cu douǎ viteze, fabricat și la noi în țarǎ, de pildǎ la Întreprinderea “Electroprecizie” Sǎcele. Un astfel de motor este dotat cu o înfǎșurare statoricǎ executatǎ din câte douǎ jumǎtǎți pe fiecare fazǎ (pentru faza A cele douǎ jumǎtǎți sunt A1 – X1 și A2- X2, fig.5-5, a). Jumǎtǎțile de înfǎșurare pot fi conectate în serie (fig.5-5, a) sau paralel în opoziție (fig 5-6, a). La conectarea paralel în opoziție se obține un numǎr de poli pe jumǎtate fațǎ de conectarea în serie.

De la numǎrul de perechi de poli p la conexiunea în stea (fig.5-5, b) sau triunghi (fig.5-5, c), când cele douǎ jumǎtǎți de înfǎșurare sunt înseriate, se trece, pentru aceeași tensiune efectivǎ de alimentare pe fazǎ, la conexiunea în stea dublǎ (fig.5,6, b și c), prin legarea în opoziție a celor douǎ jumǎtǎți de înfǎșurare. În acest mod numǎrul de perechi de poli scade la p/2, viteza de sincronism dublându-se.

Fig.3.1 Conectarea în serie a celor douǎ jumǎtǎți de înfǎșurare pe fiecare fazǎ:

a – schema înfǎșurǎrii de fazǎ; b – conexiunea în stea; c – conexiunea în triunghiu

Fig.3.2 Conectarea paralel în opoziție a celor douǎ jumǎtǎți de înfǎșurare pe fiecare fazǎ:

a – schema înfǎșurǎrii de fazǎ; b,c – conexiunea în stea dublǎ.

Trecerea de la conexiunea stea la conexiunea dublǎ stea se efectueazǎ la cuplu constant. Pentru demonstrarea acestei afirmații, fie I1 curentul printr-o jumǎtate de înfǎșurare a unei faze statorice. La conexiunea în stea curentul de linie este Il=I1, iar pentru conexiunea în stea dublǎ Il=2I1. Cu factori de putere egali în cele douǎ montaje, puterea activǎ se dubleazǎ de la conexiunea în stea la conexiunea în stea dublǎ. Dar numǎrul de poli înjumǎtǎțindu-se viteza se dubleazǎ la conexiunea în stea dublǎ fațǎ de conexiunea în stea și astfel cuplul dezvoltat rǎmâne constant. Trecerea de la viteza unghiularǎ la viteza are loc printr-un regim de frânare recuperativǎ (3.3).

Fig.3.3 Caracteristicile mecanice corespunzǎtoare

trecerii de la conexiunea în stea dublǎ la conexiunea în stea.

Trecerea de la viteza unghiularǎ la viteza are loc printr-un regim de frânare recuperativǎ (fig.3.3). Punctul de funcționare staționarǎ N(,) trece inițial la vitezǎ constantǎ în punctual N’, dupǎ care sub influența cuplului de frânare viteza scade. Când viteza coboarǎ sub , viteza de sincronism corespunzǎtoare conexiunii în stea, mașina trece din în regim de motor și punctual de funcționare ajunge în final în N1, dacǎ cuplul static de naturǎ reactivǎ Ms nu se modificǎ în cursul procesului descries anterior. Trecerea de la conexiunea stea la conexiunea dublǎ stea se recomandǎ prin urmare la cuplu constant.

Trecerea de la conexiunea în triunghi la conexiunea dublǎ stea are loc la putere practice constantǎ. Sǎ presupunem, pentru a demonstra aceasta, egalitatea factorilor de putere pentru ambele conexiuni; puterea activǎ preluatǎ de motor din rețea rǎmâne aproximativ aceeași, deoarece pentru conexiunea în triunghi (fig. 5-5,c) puterea activǎ este

(3.2)

Pentru conexiunea în dublǎ stea avem

(3.3)

Dar este apropiat valoric de 3, se poate aprecia .

Pentru executarea comutǎrilor în schema de conexiuni a înfǎșurǎrii trifazate statorice se utilizeazǎ comutatoare special sau contactoare.

Motoarele asincrone trifazate cu mai mult de douǎ viteze de sincronism se executǎ cu o înfǎșurare comutabilǎ și una obișnuitǎ, dispuse în aceleași crestǎturi în cazul a trei viteze distinct de sincronism sau cu douǎ înfǎșurǎri diferite și comutabile (4 viteze). Din cauza dificultǎților de execuție practicǎ a înfǎșurǎrilor, nu se obțin mai mult de patru viteze. La trecerea de la conexiunea în triunghi la dublǎ stea, rapoartele numerelor de perechi de poli sunt: 4/2; 8/4; 12/6, raportul vitezelor de sincronism fiind 1/2.

Reglarea vitezei prin modificarea numǎrului de perechi de poli este economicǎ, neapǎrând pierderi suplimentare, dar nu poate fi executatǎ decât în trepte. Caracteristicile mecanice sunt rigide pe porțiunile lor rectilinii. Dezavantajele metodei constau în necesitatea prezenței a uneia sau a mai multor înfǎșurǎri speciale în stator, precum și un aparataj de comutație special.

Motoarele asincrone cu un numǎr variabil discret de poli sunt întrebuințate la acționarea pompelor, ventilatoarelor, ascensoarelor de materiale și persoane, elevatoarelor, cât și la acționarea mașinilor așchietoare și de prelucrare a lemnului.

3.1.2 Reglarea vitezei prin modificarea rezistenței circuitului rotoric

Modificarea rezistenței echivalente pe fazǎ în circuitul rotoric al motoarelor asincrone se efectueazǎ practic numai la motoarele cu inel (cu rotorul bobinat). Introducerea simetricǎ de rezistoare în serie cu înfǎșurǎrile de fazǎ rotorice modificǎ crescǎtor alunecǎrile critice ale caracteristicilor mecanice reostatice obținute, deoarece știm cǎ acestea vor fi

(3.4)

Cuplul critic rǎmâne însǎ constant.

Inconvenientul principal al acestei metode simple de reglare a vitezei la cuplu de sarcinǎ constant rezidǎ în pierderile mari de energie și deci într-un randament global scǎzut. Pierderile Joule din circuitul rotoric pcu2 reprezintǎ diferența dintre puterea electromagneticǎ , transmisǎ rotorului prin întrefier, și puterea mecanicǎ ,

(3.5)

Randamentul motorului este, din aceastǎ cauzǎ, scǎzut. Acesta va fi

(3.6)

Cu cât alunecarea crește, deci cu cât scade viteza de rotație, cu atât se înrǎutǎțește randamentul motorului și prin urmare și randamentul global. Dacǎ alunecarea s devine mai mare decat randamentul motorului scade, sub 0,5, iar puterea mecanicǎ rezultǎ mai micǎ decât puterea de pierderi din circuitul rotoric, având . Din acest motiv reglarea vitezei la cuplu constant nu poate fi admisǎ decât pentru motoare de puteri nominale reduse, unde nu conteazǎ prea mult randamentul, cât și în servicii intermitente ori de scurtǎ duratǎ (de exemplu S3 și S2).

Ȋn sistemele de acționare la care cuplul de sarcinǎ este de tip ventilator, adicǎ proporțional cu pǎtratul vitezei de rotație, pierderile de energie se reduc în raport cu cele survenite în cazul reglǎrii vitezei la cuplu de sarcinǎ constant, în aceeași ipostazǎ a modificǎrii rezistenței circuitului rotoric.

În figura 3.4 se aratǎ schema de principiu (a), cât și caracteristicile mecanice realizate (b). Din ultima figurǎ se vede cǎ la sarcini reduse variația de vitezǎ ce poate fi realizatǎ este micǎ, iar la funcționarea în gol chiar imposibilǎ. Domeniul de reglare al vitezei depinde așadar de limitele între care variazǎ sarcina.

Fig.3.4 Reglarea vitezei de rotație la motorul asincron bobinat în rotor, având înseriate, în înfǎșurarea sa rotoricǎ, rezistoare:

a – schema de principiu; b – caracteristicile mecanice.

Sensul reglǎrii este descrescǎtor fațǎ de viteza de bazǎ, finețea reglǎrii depinzând de numǎrul de trepte ale reostatului de reglare. Acesta trebuie sǎ fie dimensionat corespunzǎtor menținerii sale permanente în circuit; în consecințǎ, reostatul de pornire nu poate fi utilizat și pentru reglarea vitezei de rotație, acesta fiind de obicei proiectat pentru funcționare de scurtǎ duratǎ.

Rigiditatea scǎzutǎ a caracteristicilor mecanice reostatice constituie un alt inconvenient al metodei de reglare de care ne ocupǎm; variații relativ mici ale cuplului static rezistent conduc la variații relativ mari ale vitezei.

Dacǎ turația trebuie scǎzutǎ la cuplu constant în funcționare de lungǎ duratǎ, puterea nominalǎ a motorului se va lua de a ori mai mare (fig 3.5)

Metoda studiatǎ este amelioratǎ ca fiabilitate, prin utilizarea în circuitul rotorului a unui redresor cu semiconductoare u, în al cǎrui circuit de curent continuu se folosește un rezistor de rezistențǎ invariabilǎ Rs, scurtcircuitat intermitent periodic de întreruptorul fǎrǎ contacte mecanice a (fig.3.6).

Valoarea medie a rezistenței suplimentare din rotor va fi:

(3.7)

Fig.3.6 Reglarea turație motorului asincron trifazat, cu rezistențǎ rotoricǎ suplimentarǎ comandatǎ prin impulsuri:

a – schema de principiu; b – mǎrimile caracteristice ale unei perioade; c – caracteristicile mecanice realizate (aria hașuratǎ: aria mǎturatǎ de aceste caracteristici); L – bobinǎ de filtrare; Rs – rezistența suplimentarǎ; – rezistența suplimentarǎ medie; a – întreruptor fǎrǎ contacte mecanice; ta, tp –intervale temporale de deschidere, respectiv închiriere a întreruptorului a.

Deseori se combinǎ aceastǎ comandǎ prin impulsuri a rezistenței suplimentare rotorice cu comanda tensiunilor statorice.

Motoarele asincrone cu rezistențǎ rotoricǎ suplimentarǎ comandatǎ prin impulsuri pot fi încǎrcate pânǎ la circa 95% din cuplul lor nominal, iar la turații mai scǎzute pânǎ la circa 75% (în S1), fǎrǎ ca solicitarea termicǎ admisibilǎ sǎ fie depǎșitǎ.

3.1.3 Reglarea vitezei cu frâne comandabile

În domeniul turațiilor auxiliare joase (la instalații de ridicat, ascensoare, dispozitive de basculare etc.), se folosește uneori o frânǎ electromagneticǎ de inducție m2, cuplatǎ cu motorul asincron m1 (fig.3.7.a). Caracteristica mecanicǎ rezultantǎ se obține prin însumarea algebricǎ a caracteristicilor mecanice ale motorului și frânei (fig.3.7.b). Reglarea turației se face prin rezistența rotoricǎ suplimentarǎ Rs, respectiv prin rezistența r din circuitul de excitație al frânei m2. Se remarcǎ posibilitatea obținerii a unei caracteristici mecanice rezultante rigide în domeniul vitezelor joase din primul cadran.

În figura 3.8.a, s-a redat o altǎ schemǎ folositǎ la realizarea și reglarea de turații auxiliare scǎzute (10 pânǎ la 30% din turația nominalǎ). Motorul asincron m1 este cuplat cu o frânǎ mecanicǎ, a cǎrei cuplu de frânare m1 este astfel comandat pe cale electrohidraulicǎ în funcție de frecvența rotoricǎ f2, incât corespunde în permanențǎ diferenței dintre cuplul motorului m1 și cuplul de sarcinǎ ms (punctul de funcționare N, fig 3.8, b).

Fig.3.7 Motor asincron trifazat cuplat cu o frânǎ electromagneticǎ de inducție:

a – schema de principiu; b – caracteristica mecanicǎ rezultantǎ Ω(m); m1 – caracteristica mecanicǎ a motorului asincron; m2 – caracteristica mecanicǎ a frânei electromagnetice de inducție.

Fig.3.8 Motor asincron trifazat cu frânǎ electrohidraulicǎ:

a – schema de principiu; b – caracteristica mecanicǎ realizatǎ ( cu linie groasǎ continuǎ)

Asemenea scheme se întâlnesc în instalațiile de ridicat (macarale) de putere redusǎ și frecvențǎ orarǎ de conectare micǎ.

3.1.4 Reglarea vitezei prin modificarea impedanțelor statorice

Viteza motorului asincron poate fi reglatǎ și prin introducerea de rezistențe sau impedanțe inductive simetrice în liniile de alimentare statorice (fig. 3.9). La cuplu constant viteza motorului se modificǎ prin trecerea punctului de funcționare de pe caracteristica mecanicǎ naturalǎ pe o caracteristicǎ artificialǎ.

Deși simplǎ, rǎspândirea acestei metode este restrânsǎ, din cauza domeniului îngust de reglare a vitezei ce poate fi realizat. Mai rǎspânditǎ este reglarea vitezei motorului asincron prin înserierea înfǎșurǎrilor de lucru ale unor amplificatoare magnetice în liniile de alimentare statorice. Folosirea acestor elemente statice cu reactanțǎ inductivǎ continuu variabilǎ, prin variația curentului din înfǎșurarea de comandǎ, se aplicǎ independent de tipul constructiv al rotorului motorului asincron.

3.2 Acționǎri electrice reglabile cu tensiune de alimentare variabilǎ

Alimentarea motoarelor de acționare cu tensiune constantǎ (continuǎ sau efectivǎ) nu permite obținerea unor domenii mari de modificare economicǎ a turației. Electronica de putere realizeazǎ acest deziderat, punând la dispoziția acționǎrilor electrice o mare diversitate de scheme de modificare continuǎ, fǎrǎ pierderi a tensiunii de alimentare.

In cazul sistemelor de acționare cu motoare asincrone se folosesc, pentru reglarea vitezei de rotație:

mutatoare directe de frecvențǎ (cicloconvertoare);

mutatoare indirecte de frecvențǎ (cu circuit intermediar de curent continuu);

variatoare statice de tensiune alternativǎ;

cascade asincrone, recuperative și nerecuperative.

3.2.1 Reglarea vitezei prin tensiunea de alimentare

Printre metodele de comandǎ a turației motorului asincron trifazat se numǎrǎ reglarea prin modificarea tensiunii efective la bornele înfǎșurǎrii statorice, la frecvențǎ constantǎ. Reglarea vitezei se face cu pierderi, deoarece în motor apar pierderi suplimentare, iar la motorul cu rotor bobinat și în reostatul suplimentar introdus în circuitul rotoric. Deși modificarea tensiunii statorice se poate realiza și cu ajutorul unor înfǎșurǎri de lucru ale unor amplificatoare magnetice trifazate, acestea nu se mai întâlnesc decât foarte rar. În prezent se utilizeazǎ variatoare statice de tensiune alternativǎ cu tiristoare, sub forma unor contactoare statice, obținându-se importante avantaje ca: greutate și gabarit redus, randament bun, putere de comandǎ micǎ, funcționare practic neinerțialǎ.

În figura 3.10 sunt prezentate variatoare statice trifazate, care permit comanda simetricǎ în tensiune efectivǎ subnominalǎ a motoarelor asincrone trifazate; acestea sunt cu rotorul bobinat, pentru limitarea curenților.

Fig. 3.10 Variatoare statice trifazate:

a – înfǎșurarea statoricǎ în stea cu nulul izolat și cu nulul accesibil; b – înfǎșurarea statoricǎ în triunghiu

Modificarea tensiunii efective pe fazǎ are loc prin variația unghiului de comandǎ al tiristoarelor. Apar armonici în componența curenților și tensiunilor statorice, a cǎror determinare cantitativǎ – mai ales în sarcinǎ – este greu de executat. Armonicile superioare produc în motor pierderi Joule și de magnetizare majorate, cât și cupluri pendulatorii.

Schemele din figura 3.10 cuprind câte trei grupe de câte douǎ tiristoare montate paralel în opoziție (contactor static de curent alternativ); în fiecare grup unul din tiristoare ar putea fi înlocuit de o diodǎ semiconductoare. Tensiunile de fazǎ se aplicǎ prin intermediul acestor contactoare, forma de undǎ a fiecǎrei faze fiind dependentǎ de starea tiristoarelor fiecǎrei grupe. Caracteristica schemelor discutate este prezența armonicilor de oridnul 3,5 și 7, ceea ce constituie un inconvenient prin scǎderea randamentului global al sistemului de acționare. Analiza raportului dintre valoarea efectivǎ a curentului fațǎ de valoarea efectivǎ a fundamentalei aratǎ cǎ în cel mai favorabil caz, la un unghi de comandǎ apropiat de 150˚, valoarea efectivǎ a curentului crește cu circa 25% fațǎ de armonica sa fundamentalǎ.

Pierderile prin magnetizare-demagnetizare și prin curenți turbionari nu prezintǎ practic interes, deoarece scǎderea tensiunii efective duce la micșorarea pierderilor datoritǎ fundamentalei și deci pierderile suplimentare datoritǎ armonicilor superioare ale tensiunii se compenseazǎ aproximativ datoritǎ scǎderii amplitudinii fluxului magnetic.

Cuplurile pendulatorii sunt mai mari la unghiuri de comandǎ mari, ceea ce înseamnǎ cǎ ele pot deranja rotirea uniformǎ a sistemului de acționare, mai ales la turații joase.

Fig. 3.11 Motor asincron trifazat cu rotorul bobinat comandat cu variator static trifazat bidirecțional

Dimensionarea variatorului de tensiune alternativǎ pleacǎ de la tensiunea inversǎ maxim admisibilǎ și de la curentul nominal al ventilelor. Calculul este complicat de marele numǎr al mǎrimilor reciproc influențabile. Se are în vedere cuplul maxim ce trebuie dezvoltat și domeniul prevǎzut de variație a vitezei, respectiv curentul maxim statoric. Se recomandǎ sǎ se aibǎ în vedere caracteristicile mecanice artificiale realizate.

Dacǎ curentul maxim admisibil prin motor este limitat printr-o reglare automatǎ, independent de turație, rezultǎ un cuplu descrescǎtor cu scǎderea turației. Dacǎ se pretinde un cuplu constant în întregul domeniu de variație a turației, contactorul trebuie dimensionat pentru un curentu mai mare.

Cuplul electromagnetic al motorului variind mereu între zero și un multiplu al cuplului nominal, sistemul de acționare este supus unei solicitǎri mecanice mari, de aceea este necesar sǎ nu existe transmisii sau cuplaje mecanice.

Precizǎm cǎ reglarea vitezei prin modificarea tensiunilor statorice efective de alimentare pe fazǎ se poate realiza și cu un autotransformator trifazat reglabil (fig. 3.12). În circuitul rotoric se introduc rezistoare pentru a prelua o parte din cǎldura degajatǎ aici. Dezavantajul caracteristicilor mecanice artificiale de tensiune este: rigiditǎți tot mai mici pentru tensiuni tot mai reduse (în figura 6-7 pentru unghiuri de comandǎ tot mai mari). Reglarea vitezei de rotație prin modificarea tensiunii efective statorice are loc în limite restrânse, cuplurile critice descrescând cu pǎtratul reducerii tensiunii. Valoarea tensiunii de fazǎ în stator pentru care cuplul critic egaleazǎ cuplul nominal este:

(relație care se obține ținând seama cǎ și cǎ este proporțional cu , iar cu ); sub aceastǎ valoare a tensiunii nu se poate realiza o funcționare stabilǎ la cuplu constant de sarcinǎ, egal cu cel nominal.

Sensul reglǎrii este descrescǎtor, iar finețea sa este mare, dacǎ autotransformatorul este cu reglare continuǎ a tensiunii.

3.2.2 Reglarea vitezei prin mutatoare directe de frecvențǎ (cicloconvertoare)

Un convertor direct de frecvențǎ (cicloconvertor sau mutator fǎrǎ circuit intermediar de curent continuu) transformǎ nemijlocit energia de curent alternativ cu anumiți parametri în același fel de energie, având însǎ alți parametri. În particular, un cicloconvertor permite ca dintr-o rețea monofazatǎ ori trifazatǎ de frecvențǎ f1 și anumitǎ tensiune de fazǎ U1 sǎ se obținǎ la ieșirea sa o altǎ frecvențǎ f2 < f1 și de altǎ tensiune de fazǎ U2, monofazatǎ sau trifazatǎ. Dintr-o rețea obișnuitǎ de 50 Hz se poate obține o frecvențǎ reglabilǎ între 0 … 20 Hz, ceea ce face ca cicloconvertoarele sǎ fie utilizate la alimentarea mașinilor polifazate cu viteze de sincronism scǎzute.

În principiu un cicloconvertor care furnizeazǎ la ieșire o tensiune alternativǎ monofazatǎ de altǎ frecvențǎ constǎ din douǎ redresoare comandate, conectate paralel în opoziție (având deci tensiunile de ieșire de polaritate opusǎ), ca în figura 3.13. În acest caz concret, rețeaua de alimentare este trifazatǎ, iar sarcina monofazatǎ (cu parametrii Ls, Rs). Redresoarele comandate pot fi cu schemǎ cu punct median (fig.3.13.a) și cu schemǎ în punte (fig 3.13.b). Prin intermediul bobinelor de reactanțǎ cu rol de limitoare k1, k2, redresoarele p1, p2 aplicǎ la bornele sarcinii A și B tensiunea “continuǎ”, mai corect spus redresatǎ. Forma tensiunii la bornele sarcinii depinde de programul de comandǎ a celor douǎ grupuri redresoare, realizate cu tiristoare. Frecvența tensiunii u2 de la bornele sarcinii poate fi modificatǎ în trepte prin variația numǎrului de alternanțe ale tensiunilor de alimentare care participǎ la formarea tensiunii u2. În cazul unei sarcini pur active (Ls=0, Rs≠0), u2 ar avea graficul temporal din figura 3.14 trasat cu linie îngroșatǎ, dacǎ nu ar exista nici bobinele de limitare k1, k2, k’1, k’2. Se vede cǎ u2 este asemǎnǎtoare ca grafic cu un trapez, de unde și denumirea de comandǎ trapez. Unghiul de comandǎ al mutatoarelor p1 și p2 variazǎ între valorile extreme α=0° și α=180°.

Fig. 3.13 Cicloconvertor cu alimentare trifazatǎ și ieșire monofazatǎ:

a – cu redresoare în montaj cu punct median; b – cu redresoare în punte; p1,p2- redresoare; k1, k2, k’1, k’2 – bobine de reactanțǎ; A,B – bornele sarcinii monofazate; Ls, Rs – inductanța, respectiv rezistența sarcinii; u2 – tensiunea instantanee de ieșire.

Cicloconvertorul cu comandǎ trapez are dezavantajul unei frecvențe de ieșire variabilǎ în trepte (în figura 3.14 din frecvența de 50 Hz se obține frecvența 31,5 Hz); pe de altǎ parte, abundența in armonici superioare în tensiunea de ieșire u2 conduce la cupluri electromagnetice pendulare în mașina asincronǎ, deci la o funcționare sacadatǎ. Pentru o sarcinǎ inductivǎ trifazatǎ, ca aceea formatǎ de un motor asincron trifazat, trebuie cel puțin 18 tiristoare (dacǎ se folosește de trei schema cu câte 3 pulsuri de comandǎ, din figura 3.13.a, sau cel puțin 36 tiristoare – pentru repetarea schemei din figura 3.13.b, cu 6 pulsuri de tensiune, pentru fiecare fazǎ). La o asemenea sarcinǎ mutatoarele p1 si p2 de pe fiecare fazǎ trebuie permanent comandate, unul din ele fiind în regim redresor, iar celǎlalt de invertor și invers, deoarece curentul mai trece în același sens prin fiecare mutator și dupǎ trecerea prin zero a tensiunii. Curenții de circulație ce apar din cauza diferitelor tensiuni instantanee ale tensiunilor din cele douǎ mutatoare se limiteazǎ cu bobine de reactanțǎ.

Pentru evitarea incovenientelor legate de o ondulație prea mare, se urmǎrește o formǎ cât mai apropiatǎ de o sinusoidǎ a curentului prin fiecare fazǎ a motorului trifazat asicron. Se folosesc cicloconvertoare compuse din mutatoare legate în cruce sau paralel în opoziție (antiparalel), la care unghiurile de comandǎ ale tiristoarelor variazǎ periodic cu o frecvențǎ f2 mai scǎzutǎ decât frecvența f1 a rețelei de alimentare a cicloconvertoarelor.

Sǎ presupunem cǎ se dorește obținerea unei frecvențe de ieșire (dacǎ f1 = 50 Hz, f2 = 12,5 Hz); pentru aceasta unghiurile de comandǎ α1 și α2 ale celor douǎ mutatoare trifazate cu 6 pulsuri p1 și p2 din figura 3.13.b (schemǎ cu mutatotoare în punte legate paralel în opoziție) vor fi variate cu frecvența , ca în figura 3.15.c. Tensiunile de ieșire ale celor douǎ mutatoare p1 și p2 vor avea o fundamentalǎ având frecvența , cu formele de undǎ indicate în figura 3.15, a și b. Întrucât unul din cele douǎ mutatoare funcționeazǎ în regim de invertor, în orice moment considerat, cicloconvertorul lucreazǎ în patru cadrane. Timpul scurt de comutație nu mai joacǎ nici un rol fațǎ de durata unei perioade.

Fig.3.15 Cicloconvertor compus din douǎ mutatoare conectate paralel în opoziție (schema din figura 3.13, b):

a – tensiunea de ieșire ud1 a mutatorului p1; b – tensiunea de ieșire ud2 a mutatorului p2;

c – variația de timp a unghiurilor de comandǎ α1 și α2 în funcție de unghi, a mutatoarelor p1, respectiv p2.

Se poate constata cǎ prin comanda mutatorului dublu ce constituie cicloconvertorul se obține o tensiune u2 alternativǎ de frecvențǎ, amplitudine și formǎ datǎ, dacǎ tensiunea de referințǎ este alternativǎ și având aceeași formǎ (sinusoidalǎ, trapezoidalǎ etc.).

Cicloconvertorul absoarbe puterea reactivǎ necesarǎ din rețeaua de frecvențǎ f1 > f2. El acoperǎ și puterea reactivǎ de orice semn, necesarǎ consumatorului, ceea ce constituie o caracteristicǎ a schimbǎtorului direct de frecvențǎ (cicloconvertorului).

Comanda cicloconvertorului se face de obicei utilizând un regulator de curent, valoarea impusǎ a curentului de sarcinǎ fiind furnizatǎ de o tensiune care aproximeazǎ o sinusoidǎ. Din practicǎ rezultǎ cǎ dacǎ se folosește un cicloconvertor cu mutatoare trifazate, frecvența maximǎ de lucru este circa 40% din frecvența rețelei.

Ventilele convertorului direct de frecvențǎ nu sunt încǎrcate la fel în orice regim. Utilizarea lor este cea mai defavorabilǎ dacǎ frecvența de ieșire f2 este foarte apropiatǎ de zero într-un serviciu S1, deoarece în aceastǎ situație un mutator conduce mereu practic tot curentul, pe când cealǎlalt este neîncǎrcat.

Folosirea convertoarelor directe destinate comenzii motoarelor asincrone are avantajul obținerii convertirii directe a energiei rețelei de curent alternativ în energie de același fel, deci cu randament ridicat. Dezavantajele lor sunt însǎ și ele consistente, datoritǎ numǎrului mare de tiristoare necesare, domeniul de frecvențǎ redus (circa 1 : 20), factorul de putere realizat relativ scǎzut și la frecvențǎ variabilǎ, dificultatea obținerii unui flux maxim constant la motorul asincron alimentat.

3.2.3 Reglarea vitezei prin convertoare indirecte de frecvențǎ (cu circuit intermediar de curent continuu)

Reglarea cea mai economicǎ a turației motorului asincron în scurtcircuit din punctul de vedere al pierderilor este cea prin variația frecvenței tensiunilor de alimentare statorice. Se pot atinge turații suprasincrone, iar pierderile suplimentare sunt mult reduse într-un domeniu mare de variație a vitezei de rotație. Se reamintește cǎ la motorul asincron trifazat, la frecvențe nu foarte joase, cuplul critic este invers proporțional cu pǎtratul frecvenței f1 de alimentare și direct proporțional cu pǎtratul tensiunii de alimentare pe o fazǎ U1,

(3.8)

iar alunecarea criticǎ sc, în aceleași condiții, invers proporționalǎ cu frecvența f1 de alimentare,

(3.9)

Pentru menținerea invariabilǎ a capacitǎții de suprasarcinǎ mecanicǎ, la diferite cupluri rezistente Ms1 și Ms2 se deduce

(3.10)

De aici se deduce cum trebuie sǎ varieze tensiunea de alimentare când variazǎ turația odatǎ cu modificarea frecvenței de alimentare, având în vedere și cuplul rezistent:

(3.11)

Întrucât trebuie ca fluxul magnetic maxim pe sol sǎ fie menținut în jurul valorii nominale (el este limitat superior de saturația fierului, iar inferior de o exploatare eficientǎ), rezultǎ necesitatea ca

(3.12)

care la frecvențe nu prea joase menține și cuplul critic constant.

La frecvențe joase, aproximativ sub jumǎtatea frecvenței nominale, ca urmare a scǎderii valorii reactanțelor, rezistența înfǎșurǎrii statorice nu se mai poate neglija, relația 3.8 nu mai este satisfǎcutǎ, iar legea de variație a tensiunii de alimentare cu frecvența = const. nu mai asigurǎ același cuplu critic. Pentru menținerea constantǎ a cuplului maxim trebuie stabilitǎ o lege de variație aparte pentru fiecare tip de motor, în funcție de raportul dintre rezistența și reactanța de scǎpǎri a acestuia. În figura 3.16 sunt reprezentate caracteristicile artificiale de frecvențǎ cu = const. pentru un motor de putere micǎ (4,8 kW). Se observǎ o scǎdere pronunțatǎ a cuplului maxim, în special la frecvențe sub jumǎtatea frecvenței nominale. Cuplul maxim la acest motor poate fi menținut constant dacǎ tensiunea variazǎ cu frecvența dupǎ relația:

(3.13)

relația redatǎ grafic în figura 3.17.

Fig. 3.16 Caracteristicile mecanice artificiale de tensiune și frecvențǎ exacte pentru U1/f2 = constante

Fig. 3.17 Variația tensiunii cu frecvența pentru un motor de 4,8 kW la care cuplul maxim rǎmâne constant în domeniul de frecvențǎ

Convertoarele indirecte de frecvențǎ sau cu circuit intermediar de curent continuu sunt caracterizate de o dublǎ conversie a energiei electrice: prin intermediul unui mutator static în douǎ sau patru cadrane u1, se transformǎ tensiunea alternativǎ de frecvențǎ constantǎ f1 a rețelei într-o tensiune continuǎ, într-un circuit intermediar. Din acest circuit tensiunea continuǎ obținutǎ se transformǎ prin intermediul mutatorului static u2 într-o tensiune alternativǎ monofazatǎ sau trifazatǎ, de frecvențǎ variabilǎ și de obicei de altǎ valoare efectiva de fazǎ (fig 3.18).

Fig.3.18 Convertor indirect static de frecvențǎ CISF:

m1-transformator trifazat; m2-motor asincron trifazat

Existǎ un mare numǎr de convertoare indirecte de frecvențǎ, care pot fi clasificate în funcție de locurile de reglare a frecvenței și a tensiunii de ieșire. Dacǎ acestea nu coincid, convertorul de frecvențǎ este format dintr-un mutator comandat în regim de redresor și un altul în regim de invertor, alimentat cu tensiune variabilǎ. În acest caz tensiunea de ieșire se variazǎ în circuitul de redresare. Dacǎ reglarea tensiunii și frecvenței se face în același loc, la invertor, acesta va fi alimentat cu o tensiune continuǎ constantǎ; mutatorul u1 este un redresor necomandat, iar mutatorul u2 este un invertor.

În tabelul 3.1 se prezintǎ cele douǎ categorii de convertoare indirecte de frecvențǎ, cu mutatoarele u1 în trei variante A, B, C și u2 în douǎ variante folosite. Pentru realizarea frânǎrii recuperative sau suprasincrone, mutatorul u1 trebuie sǎ fie un redresor comandat în patru cadrane.

Convertoarele statice indirecte cu tensiune continuǎ modificabilǎ în circuitul intermediar au diferite grafice ale tensiunii de ieșire, în funcție de clasificarea fǎcutǎ. Cele la care tensiunea redresatǎ în circuitul intermediar de curent continuu poate fi variatǎ, posedǎ un invertor care dǎ la ieșire o tensiune alternativǎ în trepte rectangulare (fig.3.19, a). Cu cât numǎrul de trepte într-o perioadǎ este mai mare, deci cu cât tensiunea de la ieșire este mai aproape de sinusoida fundamentalei, cu atât complexitatea invertorului crește. Armonicile superioare ale tensiunii, multiplu de trei, nu existǎ în spectrul de frecvențe ale tensiunilor de linie, dacǎ invertorul este comandat simetric pe toate cele trei faze.

Dacǎ tensiunea redresatǎ în circuitul intermediar al convertorului indirect este constantǎ, armonica fundamentalǎ a tenisunii de ieșire poate fi reglatǎ prin modificarea timpilor de blocare a invertorului. Aceasta se poate realiza prin utilizarea de variatoare statice de tensiune continuǎ (choppere), modulând deci prin impulsuri de amplitudine constantǎ tensiunea alternativǎ de ieșire. Dacǎ durata relativǎ de conectare pe intervalul de conducție a unei faze este constantǎ, toate treptele au amplitudine egalǎ (fig.3.19,b). Dacǎ aceastǎ duratǎ este modulatǎ în funcție de o mǎrime sinusoidalǎ de referințǎ, tensiunea de ieșire va avea o formǎ sinusoidalǎ datoritǎ variației sinusoidale a valorii medii (fig.3.19,c).

Fig. 3.19 Grafice ale tensiunii de ieșire la convertoarele indirecte de frecvențǎ:

a – cu tensiune continuǎ variabilǎ în circuitul de curent continuu. Cu tensiunea constantǎ în același circuit; b – cu impulsuri de duratǎ de conectare relativǎ egale; c – cu impulsuri de duratǎ de conectare relativǎ modulate în lǎțime.

Complexitatea schemelor convertoarelor indirecte depinde de invertor. Dacǎ tensiunea în circuitul intermediar este modificabilǎ, invertorul este mai simplu, deoarece el îndeplinește doare rolul de modificator al frecvenței de ieșire. În schimb dacǎ tensiunea menționatǎ este constantǎ, deci redresorul e simplu, invertorul devine mai complicat, trebuind sǎ se comande tensiunea. Așadar convertoarele de frecvențǎ cu circuit intermediar de curent continuu sunt complexe în ansamblu; ele oferǎ însǎ independența mǎrimilor de ieșire U2,f2 fațǎ de cele de intrare U1, f1.

Caracteristicile de funcționare ale motoarelor asincrone alimentate cu tensiuni nesinusoidale, obținute de la convertoarele de frecvențǎ sunt diferite de cele obținute în cazul alimentǎrii de la rețeaua industrialǎ trifazatǎ. Tensiunile nesinusoidale înrǎutǎțesc caracteristicile prin producerea de armonici superioare de curent, care determinǎ o încǎlzire suplimentarǎ a motorului, și de flux, care dau naștere la cupluri parazite. Cuplul rezultant nu mai este constant, ci pendulatoriu. În figura 3.20 este reprezentatǎ variația în timp a curentului printr-o fazǎ a motorului asincron alimentat cu tensiuni în trepte (ca în fig. 3.19,a), conținutul în armonici superioare a acestui curent (se observǎ absența armonicilor multiplu de 3) și variația în timp a cuplului electromagnetic me, la o frecvențǎ f1=0,2 fN și o alunecare s=0,15. Deformarea curentului și pulsația cuplului sunt cu aât mai mari cu cât frecvențele de alimentare sunt mai joase și sarcina mai micǎ. Aceste lucru se explicǎ prin scǎderea ponderii reactanței echivalente a motorului în impedanța totalǎ și creșterea rolului rezistenței echivalente, reactanțǎ care dupǎ cum se știe diminueazǎ armonicile de curent.

Fig.3.20 Variația în timp a curentului iα1 al unei faze statorice, a cuplului electromagnetic me și spectrul armonicilor curentului unui motor asincron alimentat cu tensiuni în trepte (unitǎți relative).

În țara noastrǎ s-au proiectat și realizat diferite convertoare indirecte de frecvențǎ. Se amintește sistemul modular Contisin (variația continuǎ a turației de sincronism) pentru reglarea turației motoarelor asincrone; acesta asigurǎ comanda convertoarelor statice de frecvențǎ cu circuit intermediar, cu aprindere și stingere repetatǎ.

3.2.4 Reglarea vitezei prin impulsuri în regim pas cu pas

Alimentând fazele motorului asincron prin impulsuri de tensiune continuǎ într-o succesiune datǎ, apare posibilitatea ca el sǎ se comporte din punct de vedere funcțional ca un covnertor numeric-analogic. Prin urmare motorul asincron poate fi comandat de sisteme numerice automate, cu avantaje fațǎ de sistemele continue, putând înlocui uneori motoarele pas cu pas de execuție specialǎ.

Câmpul magnetic învârtitor din întrefierul motorului asincron se va roti în spațiu în mod discontinuu, ocupând succesiv un numǎr multiplu de trei poziții discrete. Acesta conduce la deplasarea rotorului cu intervale unghiulare elementare succesive, analog deplasǎrilor unghiulare ale rotorului unui motor pas cu pas.

Alimentarea motorului asincron în regim pas cu pas se face de la o sursǎ de impulsuri de tensiune cu același semn. Reglarea vitezei se realizeazǎ modificând frecvența acestor impulsuri. In figura 3.21 s-a redat schema-bloc a unui sistem de comandǎ a alimentǎrii cu impulsuri de frecvențǎ variabilǎ. Impulsurile trebuie sǎ fie amplificate și distribuite într-o succesiune determinatǎ la fazele statorice ale motorului. Blocurile funcționale ale sistemului de comandǎ sunt: u1-generatorul de frecvențǎ; u2 – formatorul de impulsuri; u3 – distribuitorul de impulsuri; u4 – amplificatorul de putere sau dispozitivul de comutație; m – motorul asincron trifazat.

Fig 3.21 Schema-bloc a sistemului de comandǎ folosit la comanda motorului asincron în regim pas cu pas

Funcționarea sistemului de comandǎ în asamblu este: tensiunea sinusoidalǎ de frecvențǎ variabilǎ obținutǎ de generatorul de frecvențǎ u1 se aplicǎ la intrarea formatorului de impulsuri u2. La ieșirea acestuia impulsurile au amplitudine și lǎțime determinatǎ de frecvența doritǎ, egalǎ cu frecvența semnalelor aplicate intrǎrii distribuitorului de impulsuri u3. Amplificarea finalǎ de putere are loc în blocul u4; deseori blocurile u3 și u4 formeazǎ un singur ansamblu (generatorul de impulsuri).

Existǎ mai multe variante de realizare fizicǎ a sistemlui de comandǎ a motorului asincron în regim pas cu pas. Fǎrǎ a mai intra in detalii, in figura 3.22 se prezintǎ una din schemele posibile ale unui dispozitiv de comutație cu tiristoare, cât și repartizarea impulsurilor de tensiune pe faze. În oricare din scheme scopul urmǎrit este o repartiție în trepte a câmpului magnetic în întrefierul mașinii. Alimentând succesiv cu impulsuri decalate la rad fazele statorice ale motorului asincron trifazat, rotorul va urmǎri câmpul magnetic învârtitor în mod discret, sacadat. Dupǎ fiecare comutare, direcția câmpului magnetic va fi decalatǎ cu un unghi egal cu mǎrimea pasului înfǎșurǎrii, fațǎ de direcția avutǎ anterior acesteia.

La întreruperea alimentǎrii fazei A, fluxul magnetic asociat curentului ce parcurge aceastǎ fazǎ se anuleazǎ, în timp ce curentul din faza B crescând de la zero la valoarea maximǎ produce un flux crescǎtor tot de la zero la valoarea maximǎ etc. Aceste variații ale fluxului statoric induc curenți rotorici tranzitorii, care interacționând cu câmpul magnetic statoric genereazǎ un cuplu electromagnetic ce se exercitǎ asupra rotorului. Este evident cǎ modurile diferite de conectare ale înfǎșurǎrilor statorice la sursa de curent continuu au consecințe asupra unghiului de rotație, cât și asupra cuplului electromagnetic.

Fig.3.22 Schema unui dispozitiv de comutație cu tiristoare, alimentat de la o sursǎ de tensiune continuǎ, pentru comanda în regim pas cu pas a unui motor asincron (a) și repartizarea impulsurilor pe fazele motorului (b).