Receptoare cu Diode Pin Si Aphd

CUPRINS

Lista de Figuri

Figura 1.1.1: Evoluția sistemelor optice în timpcomercialășipentru cercetare

Figura 1.1.2: Evoluția sistemelor optice de comunicație

Figura1.2.1 :Secțiuni ale indicilor de refracție pentru fibra opticã cu salt de indice și pentru fibra opticã cu indice gradat

Figura 1.2.2 :Diagrama bloc a emițătorului optic

Figura 1.2.3 : Diagrama bloc a receptorului optic

Figura 1.3: Material semiconductor utilizat ca fotodetector

Figura 1.3.1a :Dependența responsivității de lungimea de undă(λ)

Figura 1.3.1b: Structura PIN

Figura 1.3.2: Dependența coeficientului de absorbție de lungimea de undă incidentă

Figura 1.3.4: Secțiune transversală printr-o diodă plană din siliciu

Figura 1.3.7a: Structura unei APD cu muchie teșită

Figura 1.3.7b: Dependența câștigului de tensiune a APD

Figura 1.3.8: Fotodiodele cu avalanșã și vacuum

Figura 1.3.9: Schema de bază a fotoreceptorului dual

Figura 1.3.10: Fotodiodă sensibilă la poziție(PSD)

Figura 1.5.1a: Semnalul binar primit de circuitul de decizie

Figura 1.5.1b: BER = f(Q)

Figura 1.6.1: Penalizarea de putere în funcție de raportul ON/OFF

Figura 1.6.2: Penalizarea de putere datorată zgomotului suprapus peste semnal la intrarea în fotodetector

Figura 1.6.3:Penalizarea de putere datoratã zgomotului de fazã

Figura 1.6.4:Măsurarea jitterului în OptiSystem

Figura 1.6.5:Diagrama de analiză ochi

Figura 2.1a:Schema echivalentã a receptorului

Figura 2.1b: Generarea zgomotului cuantic

Figura 2.1c:Factorul de zgomot în exces în funcție de câștigul mediu al fotodiodei APhD

Figura 2.2: Limita termicã și cuanticã pentru PIN

Figura 2.3: Comparație PIN APhD

Figura 2.3.1:Simulareaîn Mathlab a Mopt în funcție de puterea de intrare

Fig. 3: Schema bloc a unui receptor de tip OOK……………………………………………………………….47

Fig. 3.1a: Amplificator de tensiune cu impedanță mare……………………………………………………..48

Fig. 3.1b: Amplificator transimpedanță (TZA)…………………………………………………………………48

Fig. 3.1c: Circuit de egalizare pentru amplificatorul de tensiune cu impedanță mare……………..49

Fig. 3.2: Interferența dintre simboluri; Egalizarea………………………………………………………………50

Fig. 3.3: Preamplificator cu impedanță mare ce folosește un tranzistor bipolar sau FET…………52

Fig. 3.4: Diagrama ochi………………………………………………………………………………………………….53

Fig. 4.1.1 Receptorul optic WR8602 PIN………………………………………………………………………….54

Fig. 4.1.2 Construcția receptorului optic WR8602 PIN…………………………………………..…..56

Fig. 4.1.3 Receptorul optic MW2002(OR) ………………………………………………………………………57

Fig. 4.2.1 Receptorul optic WR2004R…………………………………………………………………………….58

Fig. 4.3.1 Aplicație ce include un receptor optic A-V stereo……………………………………………….59

Fig. 4.3.2 Aplicație ce include un receptor optic semnal audio – video 4 canale……………………60

Fig. 4.4 Simularea unui mediu de trasmisiune optică…………………………………………………………60

Fig. 4.4.1 Analiza spectrului optic de putere de la ieșirea transmițatorului……………………………61

Fig. 4.4.2 Comparație între puterea totală de la transmitator și puterea totală după atenuator…61

Fig. 4.4.3 Analiza BER – Factorul Q……………………………………………………………………………….61

Fig. 4.4.4 Afișajul osciloscopului în cazul simulari Fig. 4.4………………………………………………..62

Fig. 4.4.4 Afișajul secventei de biți în cazul simulari Fig. 4.4……………………………………………..62

CAPITOLUL 1 :ASPECTE TEORETICE ALE RECEPTOARELOR OPTICE

Indiferent de locul in care ne aflam, sistemele optice de comunicație transmit informație dintr-un loc in altul fie ca ne aflam la distanțe transoceanice sau numai la cațiva kilometri. Informația este transmisă prin unde electromagnetice având o frecvență care poate varia de la câteva zeci de megahertzi la câteva sute de terahertzi.Sistemele de comunicație folosesc frecvențe de transmisie ȋnalte în vizibil sau aproape de domeniul de IR al spectrului electromagnetic.

Circuitele de comunicații multi-gigabit-per-second(odata un domeniu exclusiv ȋn aplicatiile high cost de telecomunicații) își fac loc într-o varietate de sisteme datacom.Iși face apariția o altă categorie de rețele folosind hardware Synchronous Optical Network(SONET) sau Synchronous Digital Hierarchy(SDH) dar și packet-switching utilizat pentru comunicații multimedia Asynchronous Transfer Mode(ATM).Construirea bulevardelor care să conecteze super-autostradă informatică cu publicul, vor declanșa o uriașã cerere pentru sisteme optice de comunicații prin fibră optică.

Sistemele de comunicațiiau fost raspândite în lumea ȋntreaga începând cu anul 1980 și au revoluționat tehnologia în telecom.

Scopul lucrãriieste acela de a descrie sistemele de comunicație și de a detalia aspectele privind receptoarele optice în o maniera exhaustivă.

Introducere în sisteme optice

Scurt Istoric

Sistemele optice de comunicație sunt folosite de secole, sub o formãbinecunoscutã: semafoare,semnale fumigene,etc.

Un an foarte important în istoria sistemelor optice ȋl reprezintã anul 1790 când Claude Chappe a inventat telegraful optic având o viteza de transmisie de aproape 1bps, durata transmisiei a 120 de caractere ale unui text fiind de aproximativ 30 de minute.

În anul 1880, Alexander Granham Bell a inventat fotofonul dupa ce patentase telefonul.

1888este anul ȋn care Dr.Reuss și Dr. Roth din Viena au iluminat folosind “sticla îndoită” parți ale corpului omenesc.

În 1955 a fost realizat primul endoscop cu fibre optice testat apoi în anul 1957de Hirschowitz.

În 1975 s-a confecționat prima diodă Laser comercială .Aceasta putea funcționa în undă continua chiar și la temperatura camerei.

Doi ani mai târziu apar multe sisteme optice: General Telephone and Electronics folosește primul link de 6 Mbps,iar Bell System trimite traficul telefonic prin un link având numai 45 Mbps,folosind un laser de GaAs cu o lungime de undã 850nm AT&Trealizează o transmisie prin fibră gradate cu același debit.

Sistemele comerciale din generația a II-a apar in anul 1981 folosind fibrele gradate.

Zece ani mai târziu Nakazawa,Suzuki și Kimura au demonstrat transmisii solitonice oceanice.

Figura 1.1.1: Evoluția sistemelor optice în timp comercialășipentru cercetare

Actualele preocupari sunt cele legate de transmisii WDM utilizând dolitonii. Au fost realizate transmisii de 3 canale având 20 Gbps, pedistanța transoceanică de aprox. 7.000 km.

Figura.1.1.2: Evoluția sistemelor optice de comunicație

Transmisiunea prin fibre. Avantaje

În ultima perioada vitezele tot mai mari devin necesare pentru a putea beneficia de fibra opticã,de capabilitățile de broadband ale acesteia.Pentru a îmbunătăți fiabilitatea și pentru a reduce costul, soluțiile sunt cãutate privind sistemele practice. Un bit-rate target foarte important pentru receptoarele integrate cu fibră optică este de 10 Gb/s,fiind consecvent cu specificațiile ierarhice SONET(Synchronous Optical Network); sistemele optice de transmisiune practică la aceste niveluri foarte ridicate de date vor deschide drumul către teritorii neexplorate în rețelisticã. Fiecare dinaceste sisteme va necesita electronice de mare viteza și costuri reduse.

Comparând cu alte modalitați de transmitere la distanță a informațiilor(unde radio,ghiduri de unda etc.) fibră optică are următoarele avantaje:

Greutate și dimensiuni mai mici ale cablurilor în comparație cu mediile metalice.

Banda utilă pentru un sistem de frecvență B este foarte mare. Purtătoarea optică realizeazã un debit de distanță între emisie și recepție de 109 – 1012 bps km în timp ce un sistem care transmite informație prin medii metalice având aceleași condții și aceleiași probilitãți de eroare ordinul este de 103 -106 bps km.

Extragerea informațiilor dintr-o fibră optică este imposibilă folosind metode neautorizate deoarece securitatea sistemului este foarte ridicatã.

Cost redus,fiabilitate, mentenanță simplă.

Folosirea mai multor purtatoare optice având lungimi de undă și mesaje diferite se propagă utilizând aceiași fibră optică. Multiplexarea în lungime de undă(Wavelenght Division Multiplex-WDM) oferão capacitate de transmisie mai bunã sistemului.

Emițatorul este izolat electric fața de receptor evitând astfel problemele de cuplaj intre blocurile electrice.

Instalarea fibrei opticeîn medii poluate electromagnetic este posibila datoritã imunitații acesteia la interferențele electromagnetice.

Pierderi reduse în putere optică prin propagare.

Folosirea mai multor fibre în același cablu este posibila datorita lipsei diafoniei.

Componente ale sistemelor optice

Fibra optică,canal de comunicație

Un canal de comunicație are rolul de a transporta semnalul optic fãrã sã ȋl alterneze de la emițător la receptor.Majoritatea sistemelor utilizeazã fibra optică la canalul de comunicație pentru ca fibrele de siliciu transmit lumina cu pierderi mici ( 0.2 dB/km).

Fenomenul de reflexie totalăinternă,denumit și TIR este responsabil de ghidarea luminii în fibra optica , el fiind descoperit în 1854.Deși fibrele optice au fost fãcute pentru prima datãîn anii 1920,au devenit practice în anii 1950,ȋmbunatațindu-se astfel performanțele de ghidare.

Înainte de anul 1970, fibrele optice erau folosite pentru transmiterea informației pe distanțe foarte scurte, utilizarea încomunicații de distanțe mariera nepracticădatorităatenuărilor(). Situația ȋnsa s-a ȋmbunãtãțit, când a fost posibilă realizarea unei fibre optice cu o atenuare sub 20 dB/km. Ferestrele de funcționare din infraroșul apropiat pentru fibrele optice sunt :

I – –pentru semnal de bandă scurtă

II – –pentru semnal de bandă medie

III – –pentru semnal de bandă lungă

În cea mai simplă formã, o fibrăoptică este alcãtuitã dintr-un miez de siliciu avândraza aindicele de refracție n1, înveliș de razăbși cu indice de refracție n2( n1n2). Acestã fibrã poartã denumirea defibrã cu salt de indice multimod sau fibrã cu indice gradat(indicele scade gradat).

Figura1.2.1 :Secțiuni ale indicilor de refracție pentru fibra opticã cu salt de indice și pentru fibra opticã cu indice gradat

Emițătoare optice

Emițătoruloptic are rolul de a converti semnalele electrice în o formă optica și de a transmite semnalele optice obținute în fibra optică. În figurã observãm diagrama bloc a emițătorului optic, compusă din sursa optică, canal de cuplare și modulator.

Sursă optică poate fi o dioda LED sau un semiconductor laser deoarece acestea au o compatibilitate ridicatã cu fibra opticã.

Generarea semnalului optic se realizeazã prin modularea semnalului de ieșire a sursei optice semiconductoare.Prin variația curentului de injecție folosim o modulare direct,insã aceastã modulare poate fi si externã.Modulareadirectã este mai simplã din punct de vedere al design-ului, plus reduce și costurile.

Canalul de cuplare poate fi reprezentat de o microlentilă.

Figura1.2.2 : Diagrama bloc a emițătorului optic

Receptoare optice

Receptorul optic convertește semnalele optice primite de la fibra optică în semnale electrice.În figura observam diagrama bloc a receptorului optic, formatã dintr-un canal de cuplare,dintr-un fotodetector și dintr-un demodulator.

Canalul de cuplare are rolul de a focusa semnalul optic peun fotodetector, care este de cele mai multe ori o fotodiodă semiconductoare.Modulatorul utilizat se alege ținand cont de formatul modulației sistemului.

Tipurile de fotodetectoare vor fi descriese mai amanunțit in continuare.

Figura 1.2.3 :Diagrama bloc a receptorului optic

Tipuri de fotodultimod sau fibrã cu indice gradat(indicele scade gradat).

Figura1.2.1 :Secțiuni ale indicilor de refracție pentru fibra opticã cu salt de indice și pentru fibra opticã cu indice gradat

Emițătoare optice

Emițătoruloptic are rolul de a converti semnalele electrice în o formă optica și de a transmite semnalele optice obținute în fibra optică. În figurã observãm diagrama bloc a emițătorului optic, compusă din sursa optică, canal de cuplare și modulator.

Sursă optică poate fi o dioda LED sau un semiconductor laser deoarece acestea au o compatibilitate ridicatã cu fibra opticã.

Generarea semnalului optic se realizeazã prin modularea semnalului de ieșire a sursei optice semiconductoare.Prin variația curentului de injecție folosim o modulare direct,insã aceastã modulare poate fi si externã.Modulareadirectã este mai simplã din punct de vedere al design-ului, plus reduce și costurile.

Canalul de cuplare poate fi reprezentat de o microlentilă.

Figura1.2.2 : Diagrama bloc a emițătorului optic

Receptoare optice

Receptorul optic convertește semnalele optice primite de la fibra optică în semnale electrice.În figura observam diagrama bloc a receptorului optic, formatã dintr-un canal de cuplare,dintr-un fotodetector și dintr-un demodulator.

Canalul de cuplare are rolul de a focusa semnalul optic peun fotodetector, care este de cele mai multe ori o fotodiodă semiconductoare.Modulatorul utilizat se alege ținand cont de formatul modulației sistemului.

Tipurile de fotodetectoare vor fi descriese mai amanunțit in continuare.

Figura 1.2.3 :Diagrama bloc a receptorului optic

Tipuri de fotodetectoare

Absorbția opticã reprezinta mecanismul principal din spatele procesului de fotodetecție.Inainte de a aborda tipurile fotodetectoarelor vom discuta puțin despre câteva concepte de bazã comune tuturor fotodetectoarelor.

Figura 1.3: Material semiconductor utilizat ca fotodetector

Responsivitatea

Unul dintre conceptele de baza comune tuturor fotodetectoarelor este responsivitatea.Curentul fotogenerat Ipproporțional cu puterea optică incidentă Po are urmatoarea formula :Ip = RPo , R[A/W] reprezintã responsivitatea fotodiodei.

Pentru a ȋnțelege mai bine considerãm unexemplu cu o putere optică incidentă având 10μW care produce un curent invers de 6.5 μA folosind o fotodiodă cu o responsivitatea de 0.65 μA/μW.

Deducem urmatoarele relații:

; →

R = =

Frecvența fotonilor incidenți este : f = (c/λ) unde c = viteza luminii în aer

R = ηeλ/hc

Putem afirma cã pentru o lungime de undã particularã responsivitatea(R)este direct proporțională cu eficiența cuantică(η).

În figura 1.3.1aeste reprezentatã calitativ “liniaritatea”diodelor fotodetectoare fabricate din Si.

Valori tipice ale responsivitãții:

0.45μA/μW pentru Ge

0.65 μA/μW pentru Si la 900 nm

0.60 μA/μW pentru InGaAs la 1300 nm

Figura 1.3.1a :Dependența responsivității de lungimea de undă(λ)

Cea mai mare lungime de undă, λ pentru care avem fotodetecția într-o diodă dintr-un material dat poate fi calculate astfel :

≥ Eg => λc ≤ , unde λc= pragul de detecție , iar λc = hc/Eg

Ex numeric:

O fotodiodă alcatuită din GaAs are banda de energie interzisă Eg = 1.43 eV la temperatura de 300 ° K. Lungimea de undă de tăiere(λc) va fi:

λc= = = 869 nm

Orice diodă p-n polarizată invers poate realiza fotodetecția.Puterea optică va fi absorbită în zona de sarcină spațială. Electronii și golurile formate aici se mișcã cu viteze mari (datorită câmpului electric) către zonele p sau n. Lărgimea de bandă fiind limitată de timpul de transit,a cãrui formula este:τtr = (W/νd), W reprezintã lățimea zonei de sarcină spațială șiνd este viteza de drift. Valori tipice ale acestora sunt:W ≈ 10μm , νd = 105 m/s(ele pot fi modificate). Lungimea zonei de sarcină spațială depinde de concentrațiile de dopare și viteza de drift crește o data cu câmpul aplicat pâna la o anumitã valoare de saturație (≈105 m/s),valoare care depinde de semiconductorul folosit.Limitarea de bandă apare din cauza unei componente difuzive în fotocurent,componentã generatã în absorbția optică și în afara zonei de sarcină spațială. Acești fotoni generează perechi electron-gol care se vor deplasa lent prin difuzie către capete și nu prin drift ca și perechile electron-gol cu originea în interiorul zonei de sarcină spațială.Prin ingustarea zonelor neuter p și n și printr-o marire a grosimii zonei de sarcinã spațialã putem micșora aceastã contribuție.Există două structuri cu parametrii îmbunatațiți în acest scop și anume diodele PIN și diodele APhD.

Figura 1.3.1b: Structura PIN

Eficiența cuantică

Eficiența cuanticã este un alt concept de bazã comun tuturor fotodetectoarelor care se noteaza cu simbolul “η”.Ea este definită ca o fracție,cunumarătorul reprezentat de nr de electroni colectați/secundă la terminalele diodei polarizate invers (denumit și rata de generare a electronilor), iar numitorul este numărul fotonilor incidenți/secundă.Stabilim deci urmatoarele relații între puterea absorbită de materialul semiconductor, puterea transmisă și puterea de intrare:

Pabs = Pin – Ptr η = = = 1-

Pabs = Pin – Ptr = Pin (1- )

când coeficientul de absorbție = 0 =>η → 0 ;

când >> 1=> η → 1;

reprezintã rata fotonilor incidenți și rata electronilor generați ;

Coeficientul de absorbție al materialului, notat cu , este un factor determinant pentru eficiența cuanticã.

În figura de mai jos este reprezentatã dependența coeficientului de absorbție() de lungimea de undă pentru anumite materiale utilizate la confecționarea de diode fotoreceptoare. Lungimea de undă( λc) al cãrei coeficientul de absorbție() se anulează reprezintã lungimea de undă de tăiere, materialul putând fi folosit doar pentru lungimi de undă λ< λc.

Figura 1.3.2: Dependența coeficientului de absorbție de lungimea de undă incidentă

Pentru germaniu(Ge) și siliciu(Si) scăderea absorbției în apropierea lungimii de undă de tăiere nu pare foarte abruptă precum în cazul compușilor intermetalici.Pentru un coeficient de absorbție ≈ 104 cm-1se pot obține valori mai mari pentru majoritatea materialelor semiconductoare,eficiența cuantică ajungând chiar către 100%. În principiu, eficiența cuanticãeste subunitară de exemplu 75% reprezintã 75 de e creați de 100 de fotoni incidenți. Eficiența cuanticã depinde și de lungimea de undă utilizatã.

Lățimea de bandă și timpul de creștere

Alte concepte de baza comune tuturor fotodetectoarelor sunt reprezentate de lațimea de bandã și de timpul de creștere.

Lățimea de bandă a fotodetectoarelor este determinată de viteza cu care acestea răspund variației puterii optice incidente.Foarte important este și timpul de crestere(Tr);timpul unde curentul crește de la 10 % la 90 % din valoarea de ieșire finalã, când puterea optică incidentă se modificã abrupt. În mod evident, Trdepinde de timpul de parcurgere al electronilor și respectiv al golurilor,timp parcurs către contactele electrice.Acesta maidepinde de timpul de răspuns al circuitului utilizat la procesarea fotocurentului.

Timpul de creștere(Tr) al unui circuit electric liniar reprezintã timpul unde răspunsul crește de la 10% la 90% din valoarea sa finală cand intrarea se schimbă abrupt ( funcție treaptă). Atunci când tensiunea de la intrarea într-un circuit RC se schimbă imediat de la 0 la V0, tensiunea de la ieșire se schimbă dupã relația:

Vout (t) = V0 [1 – exp(-t/RC)]

R reprezintã rezistența,iar C capacitatea circuitului ;

Timpul de creștere va fi:

Tr = (ln 9) RC ≈ 2.2 τRC

τRC = RC reprezintã constanta de timp a circuitului ;

Timpul de creștere alunui fotodetector calculat prin extinderea ecuației precedente :

Tr = (ln 9)(τtr + τRC )

τtr = timpul de tranzit ;

τRC =constanta de timp a circuitului RC echivalent;

Timpul necesar unui electron pentru a parcurge regiunea de absorbție poartã denumirea de timp maxim de colectare. În mod evident, timpul de tranzit poate fi micșorat prin reducerea lui W. Dar, după cum reiese din formula: η = = 1- , η se micșoreazã semnificativ pentru α0W < 3.Tragem concluzia ca există o interdependența între responsivitatea unui fotodetector și lațimea de bandã.In general, constanta de timp a circuitului RC(τRC) limitează lățimea de bandă din cauza efectului parazit al curentului . Valorile numerice ale constantei de timp și timpului de tranzit depind de modelul detectorului.

Lățimea de bandă are urmatoarea formulã , asemanatoare cu cea a circuitului RC :

Δf = [2π( τtr + τRC )]-1

Curentul de ȋntuneric (Id) al unui fotodetectorreprezintã al treilea parametru ca și importanța alãturi de lățimea de bandă și de responsivitate. Id ȋși are originea ȋn perechile electron-gol generate termic sau in lumina accidentalã;el este generat într-un fotodetector în absența unui semnal optic.Acesta se neglijeazã (Id< 10 nA) ȋn cazul ȋn care fotodetectorul folosit este foarte performant.

Fotodiodele p-n

Cele mai raspândite fotodiode sunt cele din siliciu(Si);fiind alcãtuite dintr-un singur substrat cristalin de Si pur, asemãnãtor celor folosite la circuitele integrate. Puritatea siliciului este legată de rezistivitatea sa. Valori tipice ale rezistivitãții siliciului sunt 10 Ωcm – 10 kΩcm.

In figura de mai jos este reprezentatã secțiunea transversală a unei fotodiode plane din Si.

Figura 1.3.4: Secțiune transversală printr-o diodă plană din siliciu

Prin implantarea ionică a unui material dopant (ex B-bor) în Si tip n ori prin difuzie termicã, se formează la suprafața frontalã stratul subțire tip p. Pe aceastã suprafațã se aplica un contact de metal mic având suprafața posterioară complet metalizată formându-se o joncțiune p-n diferită de la diode deoarece stratul p este foarte subțire(ȋn funcție de lungimea de undă selectatã).Prin modificarea tensiunii aplicate pe joncțiune putem varia adâncimea regiunii de sãrãcire.

Capacitatea joncțiunii p-n depinde demărimea suprafeței active și de rezistivitatea Si,dar si de grosimea regiunii de sărăcire.Mãrind tensiunea de polarizare inversă, adâncimea regiunii de sărăcire crește micșorându-se astfel capacitatea pânã cand se atinge sărăcirea completă.

Un curent puțin afectat de temperaturã variazã foarte puțin(0,2 %/°C pt spectrul vizibil);un astfel de curent se obține atunci când radiatia optică este absorbită în regiunea activă,formându-se in acest fel perechi electron – gol separate(electronii trec în regiunea n, iar golurile trec în regiunea p).

Fotodiodele PIN

Fotodiodele PIN se caracterizeazã printr-o regiune de siliciu(Si) intrinsec aflatã între zonele p și n. Pe o plachetă de siliciu intrinsec cu rezistivitate ridicatã se difuzează un strat epitaxial de tip n(grosimea de 30 – 40 µm).Cealaltă față a plachetei este acoperitã de un strat subțire(2 – 5 µm)de tip p, de conducție mare.Se depun apoi straturi antireflectorizante de SiO.

Aceste fotodiode se realizează cu iluminare laterală sau cu iluminare frontală.Ele pot ȋnlocui cu succes fotodiodele cu joncțiune p-n datoritã vitezei mari de rãspuns și sensibilitãții la radiația optică incidentă .

Câmpul din regiunea intrinsecă accelerează spre regiunile puternic dopate purtatorii de sarcină liberi,asta ȋn cazul polarizãrii inverse.Purtãtorii de sarcinã generati de radiația opticã incidentã ajung ȋntr-un timp foarte scurt(mai scurt decat timpul de viața) ȋn regiunile puternic dopate ȋncepând de la tensiuni mici de polarizare inversă.

De exemplu pentru siliciu, timpul de raspuns este cca 0.5 ns,iar randamentul cuantic η = 60% (mare) .

Fotodiodele Schottky

Principiul de funcționare al fotodiodelor Schottky este asemãnãtor cu cel al fotodiodelor p-n.Curbarea benzilor energetice ale semiconductorilor în apropierea contactului cu metale dãnastere unei bariere de potential,bariera Schottky.

Deosebirea dintre fotodiodele cu joncțiune p-n și fotodiodele Schottky este cã ele pot fi utilizate precum fotodetectoare pentru regiunea UV. Îndomeniul UV a spectrului radiației optice, coeficientul de absorbție al semiconductoarelor este mare (α = 108 cm-1), astfel adâncimea de absorbție a radiației incidente este foarte micã (dλ = 1/α = 0,1 µm). Pentru a avea fotodiode Schottky eficiente în detecția radiațieicu lungimi de undă foarte mici, se alege grosimea stratului metalicși a stratului antireflectorizant ȋn așa fel ȋncât radiația optică incidentă să fie absorbităde regiunea de la suprafațamaterialului semiconductor.

Randamentul fotodiodelor Schottky din Au-Si este (η = 70%) mai bun decat al fotodiodelor PIN,iartimpii de răspuns sunt de ordin 0.1 ns.

Fotodiodele cu avalanșă (APD)

O principalã caracteristicã a fotodiodelor cu avalanșã este cã datoritã câstigului intern pot detecta nivelele scãzute de radiație opticã.

Structura APD din siliciu are o regiune de multiplicare și una de absorbție, fiind astfel de trei feluri : cu muchie teșită, epitaxialăși întinsă.

La APD cu muchia teșită, trebuie aplicatã o tensiune de polarizare de 1500 V – 2400 V, cu plusul la catod ,creând un câmp electric puternic în regiunea joncțiunii sărăcită de purtători. Odata cu creșterea câmpului electric, regiunea de sarciunã spațialã se va extinde.Fotonii atingând regiunea p,sunt convertiți în perechi e-g. Electronii sunt trași în regiunea de sarcinã spațialã unde sunt accelerate și ating astfel viteza de saturație.Acești electroni primari au suficientã energie pentru a ioniza perechi secundare e-g,lânga joncțiune lovindu-se de atomii de siliciu.Procesul se repeat in avalanșã(electronii secundari fiind și ei accelerați) până când toți electronii sunt colectați la cealaltă margine a regiunii de sarcinã spațialã;amplificându-se in acest fel semnalul. Curentul electric din circuitul extern este produs de debitul intern de purtãtori.

Figura 1.3.7a: Structura unei APD cu muchie teșită

Datoritã marelui zgomot declanșat de avalanșa dispozitivul beneficiazã o tensiune de străpungere pentru care detecția liniară este dificilă.Pentru a reseta fotodioda trebuie micșoratã tensiunea deoarece s-a atins străpungerea.Câștigul este neliniar, dar este mare(modul de lucru Geiger).

Randamentul (eficiența) reprezintã probabilitatea conversiei fotoelectrice a fotonilor incidenți și depinde de lungimea de undă. Sub 1100 nm fotonii sunt absorbiți la diferite adâncimi medii în APD, ȋnfuncție de coeficientul de absorbție.In cazul peste 1100 nm, fotonii nu au suficientã energie ca sã treacã electronii de valență peste banda interzisă și anume în banda de conducție.In funcție de lungimea de undã curba eficienței cuantice este reprezentatã sub forma unui clopot.

Optimizând functionarea ȋn infraroșu apropiat sau in domenil vizibil se allege grosimea stratului antireflectorizant obținând randament de 70% – 80% între 500 nm – 800 nm.

Câștigul intern depinde de tensiunea aplicată și de lungimea de undã.

Spre exemplu, pentru λ = 670 nm, dependența câștigului ȋn funcție de tensiunea aplicată estedata în figura de mai jos.

Fotocurentul de ieșire din APD cu câștigul M este:I=M⋅I0 +ID

I0 = fotocurentul primar fară amplificare;

ID = curentul total de întuneric;

Curentul de ȋntuneric limitează semnalul minim amplificat de APD deoarece circula paralel cu cel de semnal.El are doua component: una de suprafața și o componentã de volum.Componenta de volum este amplificatã cu același câștig precum curentul de semnal. La câștiguri mici predomină componenta de suprafață, în timp ce la câștiguri mari predomină cea de volum.

Figura 1.3.7b: Dependența câștigului de tensiune a APD

APD au curenți de ieșire liniari într-o gamă mare a impulsurilor de intrare.Nivelele continue de radiație care dau putere de peste 1W sau impulsurile de radiație incidente care generează sarcinã mai mare de 1 µC,produc neliniaritați din cauza încălzirii rețelei cristaline. Prin compensarea fluctuațiilor de temperatură cu tensiunea de alimentare se obține stabilitatea câștigului.Tensiunea de alimentare poate varia cu ± 1,8 V la o variație cu 1°C.

Fotodiodele cu avalanșã și vacuum

Fotodiodele cu avalanșã si vacuum se folosesc pentru detecția fotonilor singulari,dar și a nivelelor mici de radiație optică, la o temperaturã obișnuitã.Eleconținun fotocatod și o APD într-un tub cu vid.

Figura 1.3.8: Fotodiodele cu avalanșã și vacuum

Cu ajutorul unui process care se desfașoarã in douã etape configurația are câștig de max 106.Fotocatodul este menținut la o tensiune de aproximativ 8 kV(tensiune mare fața de suprafata frontalã a APD), fotonii incidenți genereând fotoelectroni la fotocatod. Energia electronilor emiși se mãrește de cca 2*10³ ori prin accelerare în câmp.Când electronii lovesc APD,eliberează noi electroni în siliciu(proces numit conductivitate indusa prin bombardare cu e).Electronii fierbinți posedã energii de 2*10³ori mai mari fatã de energia benzii interzise a siliciului (energie care este egala cu 3.6 eV) ,in mod diferit fațã de fotonii vizibili care au destulã energie pentru a produce o pereche de e-g primarã.Astfel avalanșa de electroni secundari care rezultã din proces , începe cu mai mult de 2*10³ electroni fațã de unul singur. Fotodioda cu avalanșă beneficiazã de un câștig de 500.

VAPD (fotodioda cu avalanșă și vacuum) are fotocatodul dinGaAs,material bialcalin sau multialcalin, permitând astfel optimizarea răspunsului de la ultraviolet apropiat până la infraroșu apropiat. Diametrul tipic este de 18 mm.

Câmpul magnetic paralel cu câmpul electric al fotodiodelor cu avalanșã și vacuum nu are niciun efect asupra câștigului. La modificarea triunghiului dintre câmpul magnetic și câmpul electric, deplasarea fotoelectronii din vid depinde de distanța dintre fotocatod și APD, dar și de mărimea câmpului magnetic.

Pentru polarizarea inversă a fotodiodelor cu avalanșã sunt recomandate surse stabilizate în comutație, având tensiunea de la ieșire reglabilă(0 V – 2600 V), un riplu mai mic de 0,005 % varf la varf și nu ȋn ultimul rând carcasa la pământ, pentru a avea protecție.

Preamplificatoarele utilizate pentru fotodioda cu avalanșã și cea cu vacuum sunt identice.Deoarece APD reprezintã o sursă de curent,preamplificatoarele utilizate sunt convertoare curent-tensiune (liniaritatea este mai bună și gamadinamică mare) ori convertoare sarcină-tensiune (având o rezoluție bună).

Legatura cu APD se face în curent continuu sau in current alternativ, alegerea schemei preamplificatorului depinzând de frecvențã,durata pachetului de impulsuri, gama dinamicã si de intensitate.

Fotodiodele duale

Fotodetecția duală(diferențială) este cunoscută ca fiind mai sensibilă fatã de fotodetecția simplă, pentru cã se elimină zgomotul de mod comun. În schema de bază (figura 1.3.9), fotocurentul de la intrareaamplificatorului este egal cu diferența dinte fotocurentul primei fotodiode și fotocurentul celei de a doua.

Figura 1.3.9: Schema de bază a fotoreceptorului dual

In situația ȋn care ambele intrări optice beneficiazã de puteri identice precum și de responsivități împerecheate,nu trece niciun fotocurent continuu spre amplificator. In cazul ȋn care răspunsul în frecvență al fotodiodelor este împerecheat, eliminăm fluctuațiile de intensitate ale radiației optice de mod comun (având aceeași amplitudine și fază).Situație este posibilã când intrărileprovin de la același laser și posedã întârzieri egale în timp. Când întârzierile diferã, ieșirea este proporțională cu sin(ωtd/2), td fiind diferența de întârziere și ω pulsația de modulație.

Putem discuta și de fotodiode duale aflate într-o singură capsulă sauchiar patru fotodiode într-ocapsulă(realizarea in cuadraturã).In mod evident, fotodiodele ȋn aceeași capsulă beneficiazã de catozi legați în comun.

Fotodiodele sensibile la poziție(PSD)

PSD (Position Sensitive Detector) ȋn traducere fotodiodă sensibilă la poziție, este o fotodiodă cu Si cu rezistență uniformă. O fotodiodã sensibilã la poziție liniară are un catod și doi anozi.

Figura 1.3.10: Fotodiodă sensibilă la poziție(PSD)

In momentul ȋn care fascicol focalizat de radiație ajunge la fiecare dintre cei doi anozi,la suprafața activã a PSD ,se generează câte un fotocurent; acesta este invers proporțional cu distanța ȋntre anod și centrul fascicolului. O fotodiodã sensibilã la poziție cu lungimea, exemplu 24 mm are un timp de rãspuns de 50ms și o rezolutie de ± 30 µm . Fotodiodele sensibile la pozitie au ca sursã de radiație opticã un LED și se utilizeazã pentru măsurarea poziției capurilor unitaților de disc magneto-optice, mãsurare cât mai rapidã.

Există și PSD-uri pe două axe, având patru anozi, un catod,aflate în aceeași capsulã, circuite hibride cu PSD pe o singurã axă sau pe două axe, cu amplificatoare operaționale, având ieșire sub formã de semnale sumã și diferențã de tensiuni, și ȋn exterior un circuit de împarțire de precizie pentru a obține informații legate de poziție.

Fotodiodele cu filtru optic

Prin depunerea de numeroase straturi pe supratața inferioarã a unei fotodiode p-n și expunerea acesteia la radiația opticã incidentã se obține filtrul optic. Nu mai este necesar sã folosim un filtru separat sau integral, acesta fiind realizat în structura fotodiodei modificând grosimea și structura stratului n precum și a multistraturilor obținute prin evaporare.

Se obține astfelfiltre trece bandã (FTB) în zona 340nm – 1080 nm, având o transmisie în bandă mai mare de 80 % și o rejecție în afara benzii aprox de 99, 9 %.In acest fel scade dimensiunea iar raportul semnal zgomot crește, putându-se astfel folosi în cazul radiației optice puternice de fond. Configurația se folosește la fotodetecția bidirecțională și la fotodetecția a două semnale diferite in mod simultan, unul cu partea superioară iar cel cu partea inferioară,filtrat .

Zgomotul receptorului

Fotodioda de recepție are rolul de a detecta semnale optice slabe ȋn sistemele de comunicații optice.Zgomotul detectorului fotonic se datoreazã naturii statistice de absorbție de fotoni dar și procesului de conversie foton–electron unde adaugãm zgomotul termic asociat circuitelor de amplificare Raportul semnal zgomot la ieșirea receptorului are urmatoarea formula :

RSZ =

RSZ (raportul semnal zgomot) va fi studiat ȋn detaliu în capitolul urmãtor.

Sensibilitatea receptorului

Sensibilitatea receptorului ne permite sã apreciem comparativ diferitele realizări.Receptoarele mai sensibile realizează aceleași performanțe precum receptoarele mai puțin sensibile, dar având o putere optică inferioară celor din urmă.

Rata de eroare la bit

Rata de eroare la bit este un criteriu de performantã al receptoarelor optice digitale definit ca fiind probabilitatea de a interpreta un bit recepționat, incorect. Aceasta se prescurteazã BER acronimul fiind de la bit error rate.

În figura de mai jos este prezentatãforma semnalului binar primit de cãtre circuitul de decizie.El decide dacă la momentul generat de ceasul receptorului, tk = kTb, semnaluluidigital binar putem sa-i atribuim valoarea 1 sau valoarea 0.

Figura 1.5.1a: Semnalul binar primit de circuitul de decizie

Circuitul de decizie comparãîn momentul tk = kTbvaloarea I a semnalului cu valoarea de prag ID.In cazul ȋn care I > ID decizia este 1, ȋn caz contrar decizia este 0.

Densitatea de probabilitatep0 (I) și respectivp1(I) depind de statistica zgomotului. Zgomotul termic este foarte bine descris de statistica Gaussiană iar zgomotul cuantic este aproximat Gaussian numai pentru un receptor PIN.

P0/1 reprezintã probabilitatea ca un simbol 0 transmis să fie interpretat precum simbolul 1 la recepție, iarP1/0reprezintã probabilitatea ca un simbol cu valoarea 1 să fie interpretat greșit.

Considerând că simbolurile binare 0 apar cu probabilitatea p(0), iar 1 cu p(1),tipic simbolurile sunt echiprobabile(deci p(1) = p(0) = 1/2 ), rezultã rata de eroare la bit poate fi scrisã ca fiind :

BER = p(0)P0/1 + p(1)P1/0 ≈ 1/2 (P0/1 +P1/0).

Dacăp1(I) șip0(I) sunt distribuții Gauss având variațiaσ12 = σs12 + σT12și respectiv σ02 = σs02 + σT02 atunci rezultã :

BER( ID ) =

(funcție complementarã de eroare)

Valoarea de prag ID poate fi pusã pentru a minimiza eroarea de bit, cu condiția:

sau

= = Q

In situația in care,valoarea de prag va fi :.

Pragul de decizie cel mai bun se va afla la jumătatea intervalului dintre . Acesta este cazul pentru cele mai multe dintre receptoarele echipate cu PIN unde zgomotul termic este dominant și este independent de curentul fotodetectat mediu.

De cealaltã parte, zgomotul cuantic care însoțește biții: 1 este mai mare decât zgomotul asociat valorii 0 pentru cã σs2 variază liniar ȋmpreunã cu curentul mediu.

În cazul receptoarelor cu APhD(), valoarea optimă a curentului IDeste urmatoarea:

sau

= = Q

=> BER = erfc () ≈

In figura de mai jos este reprezentatã funcția BER(Q) utilizând aproximațiaQ=RSZ , aproximațievalabilă pentru Q > 3. Se observă că rata de eroare la bit scade odată cu creșterea parametrului Q. Senzitivitatea receptorului se definește pentru BER = 10-9 (ȋn acest caz Q este aproximativ 6).

Figura 1.5.1b: BER = f(Q)

Puterea minimă recepționatã

Impunând o anumitã ratã de eroare la bit poate fi aflatã puterea optică minimã primitã de un receptor pentru a putea un BER mai mic decât cea menționată (tipic BER < 10-9) . Pentru a simplifica, considerãm I0 = 0 corespunde (P0 = 0), iar I1 valorii P1. Pentru o diodă APhD, vom avea :

I1 = MRP1 = 2MRrec

rec = (P0 + P1)

Parametrul Q are expresia(având curentul de ȋntuneric neglijat) :

Q = =

Pentru o diodă PIN, F = M = 1, fiind dominant obținem :

rec ≈

Limita cuanticã a fotodetecției

Un receptor ideal (un receptor fãrã curent de ȋntuneric, fãrã zgomot termic și eficiența cuanticã = 1) are σ0= 0 din cauza zgomotul cuantic care dispare în cazul absenței puterii optice.In aces caz pragul de decizie este așezataproape de nivelul 0 al semnalului.Pentru un asemenea receptor bitul 1 poate fi descoperit fără eroare deși un singur foton va fi identificat (dacă a produs o pereche electron-gol).Desigur în acest caz statistica Gaussiană nu se potrivește, fiind mai rezonabilã statistica Poisson. Dacă Npreprezintã numărul mediu al fotonilor recepționați pentru un singur 1, atunci probabilitatea generării am perechi electron-gol (conform statisticii Poisson) este :

Pm =

Np este sensibilitatea receptorului și se exprimã în numărul mediu de fotoni/bit(exprimare folositã in cazul sistemelor optice coerente).La limita cuanticã, Np = 10 fotoni/bit șirec = 13nW sau -58.9 dBm (λ =1.55 μm ,hf = 0.8 eV iar D = 1 Gbps). Numeroase receptoare practice depășesc acestã valoare (aproximativ 1000 fotoni/bit).

Degradarea sensibilității receptorului

Abordãm tema degradãrii sensibilității receptorului luând ȋn considerare numai zgomotul.În modparticular,ȋn aceastã situație semnalul incident este reprezentat de un flux ideal de biți unde energia semnalului este transmisã doar pe durata biților 1. In general, semnalul furnizat de emițător nu tine cont întocmai acest deziderat în plus, este degradat prin transmisie.

Creșterea puterii medii necesare la intrarea în receptor,mai mare ca valoarea estimată în paragraful precedent este efectul pentru a avea probabilitatea de eroare în intervalul impus. Power Penalty(PP) se numeste această creștere a puterii. Numeroși factori mãresc penalizările de putere; unii apar doar când semnalul se propagă prin fibrã, alții chiar și în absența fibrei. Vor fi identificate principalele motive care impun mãrirea puterii optice cuplate prin fibrã pentru a avea eroarea mai micã de 10-9.

Raportul ON/OFF

Raportul “on/off” este raportul care face referire la energia transportatã de biții 0; se mai numeste si extinction ratio.Emițatoarele curente dau o anumitã energie pe o duratã Tb a unui bit 0, energie egalã cu, P0 Tb.Pentru diodele laser, P0 depinde de curenții de prag și de curenții de polarizare,Ith și respectivIb. In cazul ȋn care Ib<Ith puterea generatãP0 , se datoreazã emisiei spontane, și(P1>> P0) datorită emisiei stimulate . Dacă LD este polarizată deasupra pragului sau chiar și aproape de prag, valoarea lui P0 este o fracție importantă din valoarea lui P1.Extinction ratio,(rex) are formula urmãtoare:

rex = P0/P1

Penalizarea de putere(Power Penalty) este :

PP[dB] = 10log10 log

In mod practic rex este apoximativ 0.05, ceea ce duce la o PP de aproape 0.4dB,(neglijabilã). Penalizarea de putere depinde de factorul de stingere poate deveni semnificativă dacã se polarizeazã LD în jurul valorii pragului.Ceea ce conduce la o relație care sã facã referire la receptoarele cu APhD ținând cont de zgomotului cuantic laσ1și la σ0. Sensibilitatea se micșoreazã din cauza scăderii valorii câștigului Mopt. Aceasta ar conduce pentru APhD la o penalizare de putere mai mare (aproximativ de 2 ori mai mare) decât în cazul receptorului cu PIN cu aceeași valoare pentru raportul “on/off”.

Figura 1.6.1: Penalizarea de putere în funcție de raportul ON/OFF

Zgomotul de intensitate

Zgomotul de intensitate este zgomotul care însoțește semnalul la intrarea ȋn receptor și care nu a fost luat ȋn considerareîn analiza din subcapitolul anterior. El este o sursă de penalizare de putere, degradând RSZ la ieșirea din receptor. O analizã mai exactã este complicate deoarece presupune calcule statistice dificile care au legãturã cu fotocurentul afectat de fluctuațiile de intensitate ale sursei.O altã modalitate de a trata problema,una care este și mai simplã este de a adăuga zgomotului cuantic și termic(din receptor)o componentă suplimentarã,notatã cu σI.

σI = RPin

este o masurã a zgomotului suplimentar în relație cu Relative Intensity Noise(RIN) ceea ce caracterizează o sursă opticã :

.

Penalizarea de putere este neglijatã pentru < 0.01 fiind mai mica de 0.2 dB.

Un factor de limitare pentru performanțelor sistemelor analogice, precum și pentru sistemele optice digitale(>0.1) ȋl reprezintã zgomotul surselor optice.Penalizarea de putere devine infinitã pentru = 1/Q = 0.167 rezultã un sistem cu aceste condiții nu poate lucra la eroarea de bit impusã. Analiza anterioarã a presupus ca zgomotul de intensitate de la intrarea receptorului este același zgomot cu cel emis de sursã. De fapt dispersia fibrelor duce la penalizări suplimentare. Degradarea aceasta poate fi “implementatã” considerând un zgomot suplimentar care se suprapune peste semnalul de la intrarea în receptor.Acest zgomot “nou” este numit zgomot de partiție modalã(Mode Partition Noise-MPN).Mãrirea penalizării cauzat de zgomotul de intensitate în condițiile reacției optice prin reflexii parazite și a zgomotului de partiție va fi luatã ȋn considerare în paragrafele următoare.

Fig. 1.6.2: Penalizarea de putere datorată zgomotului suprapus peste semnal la intrarea în fotodetector.

Jitterul

In subcapitolele anterioare s-a considerat eșantionarea in vederea deciziei in momentele in care tensiunea era la limitã,fie ea maxima sau minimã. Momentele de decizie sunt date de circuitele de extragere ceas,circuite care în prezența zgomotului asupra semnalului duc la apariția de fluctuații ale momentului de decizie (jitter numit si zgomotul de fazã). In funcție de zgomotul de fazã (amplitudinea acestuia, Δt) apar anumite penalizări suplimentare. Deoarece amplitudinea acestiua reprezintã o mărime aleatoare de asemenea este aleatoare și reducerea tensiunii necesare circuitului de decizie, putând fi consideratã precum un zgomot suplimentar introdus ȋn lanț. Un asemenea zgomot conduce la creșterea puterii optice pentru a avea in continuare aceeași probabilitate de eroare, rezulta o PP indusa de zgomotul de fazã .

PPJ (x) = 10 log

x=

In figura de mai jos este reprezentatã variația penalizării de putere din cauza zgomotului de fazã, funcție de parametrul (Tb = 1/D fluctuația efectivã a timpului de decizie). In cazul ȋn care< 0.1, PPJ se neglijeazã, dar când >>0.1 creșterea este rapidã .

Exemplu numeric:= 0.16 => PPJ = 2 dB ;

= 0.2 =>PPJ →∞ ;

Concluziile fac referire la o distribuție Gaussianã a abaterii temporale a momentului de decizie și la o formă particulară a pulsului optic.

În realitate, penalizarea de putere datorată zgomotului de fazã este mai importantă,iar fluctuațiile nu sunt Gaussienne deși aprecierile calitative rămân aceleași; se acceptã un procent de 10% din timpul de bit pentru a varia efectiv momentul de decizie care păstrează PP prin zgomotul de fazã la valori ce pot fi neglijate. Utilizarea receptoarelor cu APhD conduce, în realitate la penalități mai ridicate.

Figura 1.6.3: Penalizarea de putere datoratã zgomotului de fazã

Simulareamăsurării zgomotului de fazã cu programul OptiSystem confirmã variația întârzierii pentru un sistem optic de comunicație. Am realizat o diagramã ochi de analizã ȋn care sistemul opticestealcătuit din:

Generator secvențial de bit pseudo-aleator ;

Generator de impulsuri (Non return to zero-NRZ) ;

Sursă de zgomot ;

Jitter electric ;

Filtru Bessel trece-jos ;

Diagramă de analiză ochi ;

Figura 1.6.4:Măsurarea jitterului în OptiSystem

Figura 1.6.5:Diagrama de analiză ochi

CAPITOLUL 2 : ANALIZA RSZ PENTRU RECEPTOARE CU DIODE PIN ȘI PENTRU RECEPTOARE CU DIODE APhD

Raportul semnal zgomot

Dupa cum am menționat ȋn capitolul anterior raportul semnal zgomot la ieșirea receptorului este:

RSZ =

Pentru un RSZ de valoare mare, trebuie îndeplinite urmãtoarele condiții:

Zgomotul amplificatorului și al detectorului fotonic sã fie cât mai mic.

Eficiență cuanticã(η) a fotodetectorului cât mai ridicatã pentru a avea un semnal electric cu o putere mare.

Pentru majoritatea aplicațiilor, curenții de zgomot sunt curenții care dau nivelul puterii optice minime detectabile pentru ca valoarea eficienței sã se realizeze ȋn general aproape de nivelul maxim care poate fi atins tehnologic.Sensibilitatea detectorului fotonic poate fi descrisã ca fiind o putere opticã minim detectabilã. Aceasta reprezintã puterea opticã necesarã pentru a genera fotocurentul de aceeași mărime ca media pătraticã a curentuluide zgomot ori, puterea pentru care raportul semnal zgomot are valoarea 1.

Figura 2.1a: Schema echivalentã a receptorului

Principalele zgomote asociate fotodiodelor fãrã câștig intern sunt urmãtoarele:zgomotul cuantic, zgomotul asociat curenților de suprafața reziduali și zgomotul de întuneric.

Zgomotul cuanticare originea ȋn procesul de producere și colectare a numeroșilor fotoelectroni generate datoritã fluxului optic incident provine. Acest proces se supune statisticii lui Poisson. Conform statisticii Poissoniene,probabilitatea de a gasi n fotoni în timpul T,P(n), dacã sosesc in medie fotoni în intervalul acesta, este:

P(n) = n / n!

Deoarece rata de generare a electronilor estere = (ηP0/hf) vom avea:

= =

Figura 2.1b: Generarea zgomotului cuantic

Fluctuatiile numarului de purtatori generați optic(fotopurtãtori) dau limita inferioară a sensibilitãții receptorului când alți factori pot fi neglijați. Puterea curentului de zgomot cuantic din banda efectivă a receptorului echipat cuo fotodiodă cu multiplicare depinde proporțional cu valoarea fotocurentului medie.

σs2 = iQ2 =

F(M) reprezintã factorul de zgomot în exces asociat procesului de avalanșã; proces care poate fi exprimat ca funcție de raportul coeficienților de ionizare:

F(M) = kM + (1-k)(2-1/M) k = (β/α) [0..1]

Ss(f) = 2qIp reprezintã densitatea spectrală de putere a zgomotului cuantic

Figura 2.1c: Factorul de zgomot în exces în functie de câștigul mediu al fotodiodei APhD

F(M) se mãrește odatã cu creșterea câștigului M mai mult pe mãsurã ce k se apropie de unitate (când k = 1, creșterea este liniarã, iar pentru k = 0 rezultã F = 2). In figura de mai sus (2.1c) este reprezentatã depedența ȋntrecâștigul mediu al fotodiodei și factorul de zgomot în exces. FormulaP(n) = n / n!rãmâne valabilă pentru o diodă PIN ȋn cazul ȋn care M = F(M) = 1. Se poate aproximaF(M) ≈ Mx unde x (0,1) reprezintã un parametru dependent de materialul utilizat. In dioda fãrã lumina incidentã au fost generate termic perechi electron-gol astfel ȋncât apare curentul de ȋntuneric. Perechile de e-g produc un curent care este amplificat prin multiplicare din cauza macanismului de avalanșă. Puterea asociată acestui curent este :

iDB2 = 2q ID M2 F(M) B

ID reprezintã curentul de întuneric nemultiplicat

In diodele cu siliciu sunt generate curenții de întuneric cei mai mici ( aprox 10-7 A/cm2) depașind cu cca 4 ordine de mărime diodele din germaniu. Curenții aceștia se mãresc cu ușurințã cu tensiunea inversă aplicată.Curenții de întuneric ai fotodiodelor bazați pe InxGa1-xAs se aflã între siliciu și germaniu depinzând de fracția molară x, și mãrindu-se odatã cu ea. Toți curenții de întuneric se mãresc odata cu suprafața dispozitivului.

Curenții reziduali de suprafată aparțin categoriei curenților de întuneric dar ei nu suferã modificãri ȋn urma procesului de multiplicare pentru ca aceștia nu circulã prin volumul structurii. Ei au o putere de zgomot care poate fi calculate folosind relația:

iDS2 = 2q IL B

IL reprezintã curentul rezidual

Curenții reziduali pot scãdea utilizând în structura fotodiodeiun inel de gardã. Din cauza faptului cã, curenții de zgomot sunt necorelați, puterea totalã de zgomot :

iN2 = iQ2 + iDB2 + iDS2 = 2q (IP + ID) M2 F(M) B + 2q IL B

Zgomotul termicîl detectãm la temperatură finitã, ȋn momentul ȋn care electronii se mișcã aleator prin conductor (viteza lor are și o componentă de drift care este ordonatã și una termicã care este aleatoare și mult mai mare). Printr-o rezistență la bornele căreia aplicãm o tensiune constantă se determinã apariția unui curent fluctuant.

Rezistența de sarcină din zonelefront-end ale receptorului cauzeazã un zgomot termic, precumși preamplificatorul. In absența unui semnal optic și ȋn prezența acestui zgomotului termic curentul din fotodiodă rezultã:

I(t) = Ip + is(t) + iT(t)

iT(t) face referire la fluctuația termicã;

Zgomotul termic poate fi modificat ca fiind un proces Gaussian și având o densitate spectralã ce poate fi consideratã uniformã (aprox zgomot alb) aproape de frecvențade 1THz. La frecvențe mai mari (300 THz) este o atenuare puternică a zgomotului termic ( – 200 dB). In rezinstența RL, puterea de zgomot termic disipatã este:

σT2 = iT2 (t) =

iar densitatea spectralãa zgomotului termic este : =

(reprezintã constanta lui Boltzman,T temperatura absolută, iar B bandă efectivă de zgomot)

De reținut faptul cã σT2 este independent de Ip , iar σs2 depinde de acesta. Preamplificatorul produce și un zgomot termic datorat elementelor active constituiente: tranzistoare,rezistențe etc. Preamplificatoarele pot fi caracterizate și prin factor de zgomot Fn, ȋn așa fel încât puterea zgomotului termic produsã de ele și de RL are urmãtoarea formã:

σT2 =

Puterea zgomotului care însoțeste semnalul în procesele de fotodetecție (front-end) poate fi aflat prin însumarea contribuțiilor cuantice și termice considerândiT(t) și is(t) variabile aleatoare idependente care se pot supune statisticii Gauss:

ΔI(t) = I – Ip = is(t) + iT(t)

Puterea totală de zgomot (amplificator + fotodetector) este :

σ2 = ΔI2(t) = σs + σT2 = 2q (Ip + Id) B +

Receptoare cu PIN

Raportul semnal zgomot are urmãtoarea formulã:

R = (ηq/hf) reprezintã responsivitatea diodelor PIN. Valoarea puterii de intrare a unui raport semnal zgomot dateste:

In cazul in care σT >> σS (predominã zgomotul termic) rezultã:

Raportul semnal zgomot crește liniar odatã cu 2 (t)(pãtratul puterii optice incidente).

Efectul zgomotului este apreciat prin urmãtorii parametri:

Z (factor de merit);

Noise Equivalent Power(NEP);

D =1 / NEP (Detectivity).

Noise Equivalent Power reprezintã puterea opticã incidentã care produce printr-un detector fotonic ideal un curent egal cu valoarea efectivă a zgomotului ȋn o bandã de 1MHz(RSZ= 1).Considerând cã σT>> σS :

Valorile tipice ale acestui parametru sunt în domeniul 1 – 10 pW/. Avantaj al folosirii factorului Noise Equivalent Power ȋl reprezintã ușurința de a calcula puterea optică necesarã pentruun raport semnal zgomot dorit când se cunoaște banda B.

Figura 2.2: Limita termicã și cuanticã pentru PIN

Z(factorul de merit) reprezintã raportul dintre tensiunea de zgomot efectivã de la ieșirea receptorului și tensiunea maximă datã de o pereche electron-gol generată în fotodiodã.

În situația în care zgomotul cuantic este predominant σT 2<< σS2 este posibila aprecierea limitei cuantice a raportului semnal zgomot:

crește liniar cu puterea de intrare,( crește cu 2). Este convenabilaaprecia raportul semnal zgomot în numãr de fotoni/bit. Npreprezintã numărul de fotoni conținuți într-un bit. Astfel energia impulsului optic recepționat în slotul temporal al bitului este urmãtoarea :

D reprezintã rata de biți;

Exemplu numeric dB vom avea deciaproximativ =100 fotoni/bit .In cazul ȋn care este analizat receptorul cu zgomot termic predominant, având același sunt suficiente câteva sute de fotoni/bit.

Receptoare cu APhD

Receptoarele cu fotodetectoare cu avalanșã(APD) oferã în cazul în care sunt optimizate un raport semnal zgomot superior receptoarelor echipate cu fotodiode PIN având aceeași putere opticã incidentã.Imbunãtãțirea se datoreazã multiplicãrii medii a fotocurentului de M ori datoratã câștigului intern:

Relația duce la ipoteza cã raportul semnal zgomot s-ar înbunătăți de M2 ori (figura de mai jos). In realitate mecanismul de generare a câștigului este și responsabil de zgomote suplimentare. Zgomotul termic rãmâne aproapeacelași(generat de componente electrice), iar zgomotul cuantic deține componente suplimentare datorate procesului de multiplicare,proces prin care sunt produși aleator perechi secundare electron-gol.

Figura 2.3: Comparație PIN APhD

Factorul de amplificare este o mărime aleatoare, valorile lui M fiind o medie ȋn relația precedent.Rezulta :

In cazul ȋn care zgomotul cuantic predominã se obține:

,

La limita termicã rezultã:

Folosirea APhD este recomandatã în cazul sistemelor cu limitare termicã. RSZ(M) este maxim ȋn cazul:

Mopt depinde de numeroși parametri de exemplu: responsivitatea(R),raportul coeficienților de ionizare k,curentul de ȋntuneric, dar este independent de B.

Mopt descrește ȋn situația ȋn care Pin crește (dacã k=0 descreșterea este invers proporțională cu Pin). In cazul când Mopt> 10, în ecuația precedentă se neglijeazã termenul al doilea rezultã deci:

Pentru APhD cu siliciu,Mopt este aproximativ 100, k << 1 iar în APhD, Mopt este aprox 10 deoarece k=0.7. Expresia puterii de intrare în funcție de factorul de multiplicare M și raportul semnal zgomot este :

Optimizând puterea de intrare rezultã :

Simularea pe grafic a Mopt în funcție de puterea de intrare cu programul Mathlab pentru a pune ȋn evidențã relația ȋntre cele doua mãrimi Moptși Pin.

Figura 2.3.1:Simulareaîn Mathlab a Mopt în funcție de puterea de intrare

CAPITOLUL 3 : BLOCURI COMPLEMENTE

Proiectarea unui receptor optic depinde fundamental de tipul de modulație utilizat pentru a transmite informația cu ajutorul luminii.Un receptor pentru semnal digital On-Off Keying (OOK) are o schemă bloc ca în figura 3. Receptorul este format dintr-un fotodetector cu circuitul de polarizare, preamplificator cu zgomot mic, un amplificator principal cu control automat al amplificării (Automat Gain Control) – AGC urmat FTJ și un circuit de decizie comandat de un circuit ce recuperează tactul (ceasul) din semnal.

Fig. 3: Schema bloc a unui receptor de tip OOK

Front End

Partea “Front end” este construită dintr-o fotodiodă și un preamplificator cu impedanță mare de intrare și cu zgomot mic. Proiectarea acestor circuite este legată de un compromis între senzitivitate și lărgime de bandă. Tensiunea de intrare în preamplificator poate fi marită prin creșterea rezistenței RL (figura 3.1a). Această “manevră” este avantajoasă din punct de vedere al zgomotului termic și al senzitivității receptorului dar conduce la scăderea benzii de frecvență a receptorului.

Banda de frecvență Δf poate fi scrisă: Δf = unde CT = CP + CA.

CT este capacitatea totală formată din capacitatea fotodiodei CP la care se adaugă capacitatea de intrare a preamplificatorului CA. Un astfel de preamplificator (cu impedanță mare de intrare) nu poate fi utilizat dacă lărgimea de bandă Δf este inferioară debitului D.

Fig. 3.1a: Amplificator de tensiune cu impedanță mare

De multe ori se utilizează un egalizator care ridică (relativ) frecvențele mari din spectru în comparație cu cele joase (figura 3.1c). Dacă sensibilitatea nu este o problemă, banda poate fi crescută prin scăderea RL.

O altă variantă este amplificatorul transimpedanță TZA ce realizează o configurație ce permite obținerea simultană a benzii și a senzitivității ridicate și în plus o dinamica superioară ( figura 3.1b).

Fig. 3.1b: Amplificator transimpedanță (TZA)

Chiar pentru RL de valoare mare, reacția negativă reduce impedanța de intrare de G ori (G este câștigul preamplificatorului), dar banda crește de G ori comparativ cu amplificatoarele de tensiune cu impedanță mare.

Astfel,

ΔfTZA = iar Zin= .

Amplificatoarele TZA se utilizează deseori în receptoarele optice datorită performanțelor superioare ale acestora. Problemele care apar sunt legate de stabilitate.

Fig. 3.1c: Circuit de egalizare pentru amplificatorul de tensiune cu impedanță mare

Canalul liniar

Canalul liniar constă într-un amplificator cu câștig ridicat (amplificator principal) și un filtru trece jos (FTJ). De multe ori între front-end și acest amplificator principal se interpune un circuit de egalizare ca în figura 3.1c pentru a corecta caracteristica de frecvența a preamplificatorului. Câștigul preamplificatorului principal, este controlat automat pentru a limita tensiunea medie de la ieșire la un nivel fixat indiferent de nivelul optic de la intrare. FTJ (egalizator) are rolul de a forma impulsurile de ieșire pentru a reduce interferența între simbolurile vecine, ISI (Intersymbol Interference).După cum va reieși, zgomotul receptorului este proporțional cu lărgimea de bandă a acestuia. Dacă filtrul are banda de trecere Δf< B, el va fi acela ce va fixa banda ansamblului, constrângând răspunsul temporal al sistemului să treacă prin 0 în momentele de decizie adiacente (figura 3.2). Combinația preamplificator, amplificator principal și filtru constituie “canalul liniar” ce are la ieșire tensiunea:

Vout (t) =,

unde Ip (t) este fotocurentul, iar z(t) este răspunsul temporal al amplificatorului transimpedanță.

În domeniul frecvență:

Vout (ω) = Z (ω) Ip (ω),

unde Z (ω) este transimpedanța lanțului receptor iar Vout (ω), Ip (ω) sunt transformatele Fourier ale tensiunii Vout (t)și Ip (t).Considerând canalul liniar, Z (ω) se poate scrie:

Z (ω) = .

este admitanța de intrare, sunt funcțiile de transfer ale preamplificatorul, amplificatorului, amplificatorului principal și al filtrului trece jos.

Considerând funcția de transfer totală normată :

= H (ω)se poate scrie = H (ω),

undeși sunt transformatele Fourier normate ale impulsurilor de la ieșirea, respectiv intrarea receptorului. Pentru un flux de date NRZ ideal cu debitul D = (1/TB):

= ( ).

Fig. 3.2: Interferența dintre simboluri; Egalizarea

Dacă amplificatorul are banda mult mai mare decât filtrul, atunci funcția de transfer este determinată de filtru, H (ω) ≈.

Interferența dintre simboluri (figura 3.2) este minimizată dacă impulsul egalizat:

există în momentul citirii (t = iT, Tb = 1/D );

se anulează în orice alt moment (t = jTb cu i ≠ j ).

O astfel de condiție este îndeplinită de un circuit realizabil (conform criteriului lui Nyquist lărgit) dacă funcția prezintă o simetrie în jurul frecvenței f = D/2, adică:

+ .

O astfel de condiție îndeplinește, de exemplu, funcția:

unde D este debitul binar. La t = 0, = 1 (semnal maxim) și = 0 dacă m este număr întreg. Momentele m/T corespund unor momente de decizie adiacente.

Transformata Fourier a impulsului de ieșire:

↔și↔

Pentru un flux de date NRZ cu Tb = 1/D, funcția de transfer a canalului liniar H (ω) (răspunsul frecvențial al canalului liniar) este:

Tipuri de preamplificatoare

Preamplificatoarele folosite în receptoarele optice pot fi categorisite, larg, în trei categorii:

preamplificator cu impedanță scăzută LZ (Low Impedance)

preamplificator cu impedanță mare HZ (High Impedance)

preamplificator transimpedanță TZA (Transimpedance Amplifier)

Aceste tipuri nu sunt neapărat distincte deoarece există și variante hibride.Prima dintre variante se caracterizează prin aceea că fotodioda funcționează pe o rezistență de polarizare redusă (de ordinul a 50 Ω). Împreună cu capacitatea de intrare aceasta formează o impedanță ce determina în general o bandă largă de răspuns în contradicție cu o sensibilitate redusă, lucru care limitează folosirea unor astfel de amplificatoare numai pentru aplicații de distanță scurtă.

Amplificatorul cu impedanță mare este construit în ipoteza minimizării zgomotului termic ce provine de la rezistența de polarizare. Pentru etajul de intrare se poate folosi fie un tranzistor bipolar fie un JFET sau MOSFET (figura 3.3). Principalul dezavantaj al HZ este acela că funcționează ca integrator, fiind necesară o egalizare după amplificare. Amplificatorul transimpedanță TZA înlătură deficiențele amplificatorului HZ permițând o mai buna optimizare a parametrilor prin gradele suplimentare de libertate în proiectare.

Fig. 3.3: Preamplificator cu impedanță mare ce folosește un tranzistor bipolar sau FET

Exemplificând, amplificatorul cu tranzistor FET este larg folosit ca prim etaj în circuitele preamplificatorului. Acesta se caracterizează printr-o impedanță mare de intrare (mai mare de 1 MΩ). Principala sursă de zgomot este zgomotul termic asociat canalului de conducție al tranzistorului, zgomotul termic al rezistoarelor asociate (sarcină și reacție) și zgomotul cuantic produs de curentul rezidual de poartă la care se adaugă un zgomot tipic unui astfel de tranzistor de tipul 1/f.

Contribuția acestui ultim mecanism este importantă cu precădere la frecventele joase fiind neglijabilă în cazul debitelor curente. Densitatea spectrală a curentului de zgomot și a tensiunii de zgomot:

;

undeeste curentul de poartă al FET-ului, transconductanța, iar Γ este factorul de zgomot al canalului. Valoarea curentului și a tensiunii de zgomot pot fi calculate cu expresia:

ia , ea = σI,E

Circuitul de decizie

Secțiunea de recuperare a datelor receptoarelor optice constă într-un circuit de decizie și într-un circuit de ceas de recuperare. Scopul celui din urmă este de a izola o componenta spectrală la f = B din semnalul recepționat. Această componentă generează informații despre slotul de biți folosit de circuitul de decizie și ajută la sincronizarea procesului de decizie. În cazul unui format RZ (return-to-zero), este prezentă o componentă spectrală la f =B în semnalul recepționat; aceasta componenta poate fi izolată cu ușurință de un filtru trece banda FTB. Circuitul de ceas de recuperare este mai dificil în cazul unui format NRZ, deoarece semnalului recepționat îi lipsește componenta spectrală la f = B. De obicei se generează o asemenea componentă prin eșantionarea și refacerea componentei spectrale la f = B/2, folosind un filtrul trece sus FTS.

Circuitul de decizie compară ieșirea circuitului liniar cu un nivel de prag, la timpul de eșantionare determinat de circuitul de ceas de recuperare, și decide dacă semnalul corespunde bitului 1 sau bitului 0. Cel mai bun timp de eșantionare este în situația în care diferența nivelului de semnal dintre biții 1 și 0 este maximă. Acesta poate fi determinat din “diagrama ochi” formată prin superpoziția secvențelor electrice lungi de 2-3 biți. Modelul rezultat este denumit “diagrama ochi” datorită aspectului.Cel mai bun timp de eșantionare corespunde deschiderii maxime a diagramei.

O modalitate vizuală de monitorizare a performanțelor receptorului este analiza diagramei ochi. Închiderea ochiului este un indicator al proastei funcționări a receptorului.

Fig. 3.4: Diagrama ochi

CAPITOLUL 4 :EXEMPLE DE RECEPTOARE COMERCIALE

Receptoare optice pentru montarea ȋn exterior

nextraCOM – WR8602 PIN

WR8602 PIN este un receptor optic pentru teren ce corespunde modulului de recepție optică de înaltă performanță al U.S. E-O Corporation. Deține un tub amplificator de microunde de zgomote joase și un modul de putere dublă, are sistem antifulger și este de înaltă fiabilitate comutatorul de alimentare.Potrivit pentru rețeaua de mijloc sau mici CATV.

Nu este doar de o performanță excelentă, avand în același timp și o rată preț-performanța destul de ridicată, un astfel de receptor având un preț de aproximativ 150 de euro.

Este des întâlnit în retelele de televiziune prin cablu (CATV).

Fig. 4.1.1 Receptorul optic WR8602 PIN

Condiție de testare: legătură de încercare este formată din fibre standard și standardul de receptor optic. În conformitate cu starea de pierdere, set 59 PAL-D imita semnal TV de canale de la 550MHz, transmite semnalul digital modulat la gama de 550MHz-750MHz (862 MHz), nivelul de semnal modulat digital (8MHz lățimea de bandă) este mai mică decât 10dB a imita transportator val de semnal, Când stabilizarea optică de intrare de putere Receptorul optic fiind-1dBm, măsura C / CTB, C / CSO, C/N.

Specificații:

Construcție:

Fig. 4.1.2Construcția receptorului optic WR8602 PIN

1. Ieșire 2

2. Înainte de ieșire-30dB port de testare

3. Ieșire 1

4. Branch (distribuie) de ieșire plug-in

5. AC60V putere asupra-actual de protecție

6. Duplex filtru

7. Reverse atenuator

8. Priza de putere interioară

9. LED

10. Reverse RF modul de amplificator

11. Reverse Laser- componenta transmițător optice

12. Înainte egalizator

13. Reverse atenuator

14. Reverse RF modul de amplificator

15. Revers-30dB portul de testare

16. Componenta receptor înainte optic

17. Optice cu LED-uri de putere (8 clase)

18. Cablu de fibră in

19. De putere în AC60V

Receptoare optice montabile în rack

nextraCOM – WR2004R

Receptorul este construit cu patru ieșiri independente. Este potrivit pentru rețelele bidirecționale de CATV mari sau mijloci, având o rată de performanță – preț destul de ridicată.

Performanțele caracteristice:

Fiecare din cele 4 module recepționează și amplifică independent, iar nivelul de ieșire este ajustabil.

Prezintă standardul 19”1U de instalare

Sistem integrat de alternare bidirecțională pentru utilizator

Este un receptor optic cu grad scăzut de distorsiune și nivel ridicat de sensibilitate

Fig. 4.2.1 Receptorul optic WR2004 R

Receptoare optice pentru semnal audio – video

Receptor optic pentru semnal audio –video cu 4 canale

Dispozitivul Fibridge – F7 – RO4AV utilizează codare pe 8/10 biți pentru video transmisiuni de înaltă calitate ce îndeplinesc cerințele standardului EIA RS-250C pentru video transmisiuni medii sau înalte. Poate transmite independent 4/8 canale video, 4/8 canale audio, 4/8 canale bidirecționale de date printr-o fibră optică single-mode sau multimode și este ideal în instalarea exterioară.

Aplicațiile pentru acest dispozitiv includ CCTV, supraveghere video, securitate națională, etc.

Fig. 4.3.1Aplicație ce include un receptor optic semnal audio – video 4 canale.

Simularea unui mediu de transmisiune optic care să fie alcătuit din emițator, mediu de transmitere și un receptor, de asemena am pus un BER pentru a arăta rata de erori și spectru de analiză optică la ieșirea din emițator.

Fig. 4.4 Simularea unui mediu de trasmisiune optică

Concluzii:

Scopul acestei lucrări este de a sintetiza într-o manieră comprehensivă aspectele teoretice și aplicabilitatea receptoarelor optice.

Bineînțeles că pentru a percepe rolul unui receptor optic, analiza trebuie făcută la nivelul întregului sistem din care face parte.Astfel, putem regăsi în această lucrare prezentarea întregului concept de sistem optic, mai precis o analiză asupra fiecărei componente: fibra optică, emitătorul optic și receptorul optic; cu un interes focusat asupra celei din urmă.

Sunt de reținut concepte ca: responsivitatea unui detector, eficiența cuantică, timpul de creștere, lățimea de bandă, sensibilitatea, degradarea sensibilității, raportul semnal zgomot, canalul liniar, circuitul de decizie, forma de modulație și multe altele, toate importante de menționat, însa lista ar deveni prea lungă. Pentru această suită de concepte am oferit în cadrul acestei lucrari, cel putin informațiile necesare întelegerii și însușirii lor.

Aspecte asupra cărora am considerat că este binevenită o analiză mai detaliată au fost: simularea în programul Mathlab, simularile facute în simulatorul OptiSystem, raportul semnal zgomot, unde am încercat și o comparație între două tipuri de receptoare; și blocurile complemente ale unui receptor: front end-ul, amplificatorul principal, circuitul de decizie și elementele de proiectare.

În final, pentru a extrapola sfera teoretică și a muta focusul spre cea practică, am prezentat o serie de exemple comerciale, în ideea de a oferi scheletului tehnic structurat o imagine palpabilă, o forma concretă pe care o putem identifica în viața de zi cu zi.

Bibliografie:

Sisteme optice pentru comunicații – Adrian Manea

Fiber-Optic Communications Systems, Third Edition. – Govind P. Agrawal(2002)

Understanding Optical Communications – Harry J. R. Dutton

Integrated Fiber Optic Receivers – Aaron BUCHWALD – Kenneth W. MARTIN (1994)

Optical Fiber Communications – Senior John M.(1985)

An Introdiction to Fiber Optic Systems, Second Edition. – John Powers(2002)

WDM Technologies – Active Optical Components– Achyut Duta

Structuri optoelectronice – Dr. Irinel Cristian – Botez

http://ep.etc.tuiasi.ro/site/Senzori_si_Traductoare/Cursuri/senzori_2.pdf (accesat în mai 2012)

http://www.nextracom.info (accesat în iunie 2012)

http://www.mondoplast.ro (accesat în iunie 2012)

http://www.tehfi.pub.ro/documente/Diverse/Slide SOC 4/CURS 6 Sisteme coerente.ppt (accesat în iunie 2012)

http://en.wikipedia.org/wiki/On-off_keying (accesat în aprilie 2012)

Bibliografie:

Sisteme optice pentru comunicații – Adrian Manea

Fiber-Optic Communications Systems, Third Edition. – Govind P. Agrawal(2002)

Understanding Optical Communications – Harry J. R. Dutton

Integrated Fiber Optic Receivers – Aaron BUCHWALD – Kenneth W. MARTIN (1994)

Optical Fiber Communications – Senior John M.(1985)

An Introdiction to Fiber Optic Systems, Second Edition. – John Powers(2002)

WDM Technologies – Active Optical Components– Achyut Duta

Structuri optoelectronice – Dr. Irinel Cristian – Botez

http://ep.etc.tuiasi.ro/site/Senzori_si_Traductoare/Cursuri/senzori_2.pdf (accesat în mai 2012)

http://www.nextracom.info (accesat în iunie 2012)

http://www.mondoplast.ro (accesat în iunie 2012)

http://www.tehfi.pub.ro/documente/Diverse/Slide SOC 4/CURS 6 Sisteme coerente.ppt (accesat în iunie 2012)

http://en.wikipedia.org/wiki/On-off_keying (accesat în aprilie 2012)