Realizarea Unui Emitator Si a Unui Receptor de Linie In Scopul Realizarii Unei Transmisii pe Linie de Telecomunicatie

1.1 TEMA PROIECTULUI

1.2 STRUCTURA PROIECTULUI

2. SISTEME DE TRANSMISIUNI PCM

2.1. SISTEMUL PCM 30

2.2. CODAREA BIT CU BIT ȘI CODAREA BLOC

2.3. CODURI DE LINIE

2.3.1. CODUL AMI

2.3.2. CODUL HDB3

2.4. MEDII DE TRANSMISIUNE PENTRU SEMNALUL PCM

2.4.1. TRANSMISIA PE CABLU

2.5. Echipamentul de linie pentru transmisiuni digitale

2.5.1. Coder și decoder de linie

2.5.2. Regeneratoare

2.5.3. Scheme bloc de regeneratoare

2.5.4. Circuite de intrare liniare

2.5.5. Circuite de decizie și regenerare

2.5.6. Circuite pentru regenerarea tact-ului

2.5.7. Circuitul pentru refacerea componentei continue

2.6. Telealimentarea regeneratoarelor

CODORUL HDB3

SCHEMA CODORULUI HDB3

EMIȚĂTORUL DE LINIE

SCHEMA EMIȚĂTORULUI DE LINIE

RECEPTORUL

ANEXE

FUNCȚII BINARE

CIRCUITUL BASCULANT MONOSTABIL

Comparatorul dual βM 393

59 pagini

=== Proiect ===

1.1 TEMA PROIECTULUI

Tema proiectului o constituie realizarea unui emițător și a unui receptor de linie în scopul realizării unei transmisii pe linie de telecomunicație, în cazul nostru suportul fiind cablu cu perechi simetrice. Împreună cu alte montaje realizate în anii anteriori se pot efectua mai multe lucrări de laborator, de exemplu interconectarea cu o sursă de date, un codor HDB3, emițătorul, receptorul, un circuit de sincronizare și decodorul HDB3 formează un canal PCM complet (figura 1.1). Se poate studia funcționarea canalului PCM și efectul perturbațiilor asupra transmisiunilor PCM.

Fig. 1.1 Canal complet de transmisiuni PCM

În această lucrare se va studia transmisia semnalelor digitale prin linii de telecomunicații, în cazul de față ne vom ocupa de transmisia semnalelor pe cabluri simetrice. Pentru ca transmisia sa fie posibilă, liniile de telecomunicații trebuie sa fie înzestrate cu un echipament de linie special.

În cadrul echipamentelor speciale de linie intra coderul de linie care transformă semnalul binar ce trebuie transmis în semnale de linie, conform unuia dintre codurile de linie. În acest proiect vom folosi codul AMI (Alternate Mark Inversion) și codul HDB3 (High Density Bipolar) care este o variantă îmbunătățită a codului AMI. Din echipamentul de linie mai fac parte decodorul de linie care face transformarea inversă a semnalului, regeneratoarele al căror rol este de a reface din semnalul distorsionat un semnal curat care să reproducă semnalul emis. Pentru a realiza această funcțiune, regeneratoarele conțin diverse circuite electronice care pot fi grupate în patru blocuri funcționale:

circuite de intrare liniare (egalizare, amplificare, filtrare);

circuite de decizie și regenerare;

circuite pentru regenerarea tactului;

circuite auxiliare (telealimentare, localizarea deranjamentelor, protecție).

Pornind de la aceste considerente s-au proiectat schemele pentru realizarea emițătorul și a receptorului. În realizarea schemelor s-au folosit circuite integrate TTL compatibile (Transistor Transistor Logic). S-a ales familia circuitelor TTL datorita proprietăților lor: timp de propagare pe poartă foarte mic, consum mediu de putere pe poartă între 1mW și 20 mW.

1.2 STRUCTURA PROIECTULUI

În acest capitol s-au făcut câteva precizări de ansamblu a proiectului, urmând ca în capitolele II și III să se prezinte realizarea în sine a proiectului, pornind de la partea teoretică, de documentare care a stat la baza realizării proiectului, urmând apoi a se prezenta proiectarea și unele rezultate obținute în urma testărilor efectuate asupra proiectului.

Capitolul II conține partea de documentație, fiind prezentate mai pe larg noțiuni legate de transmisia semnalelor digitale. Se pornește de la sistemul PCM (Pulse Code Modulation), prezentându-se pe scurt câteva caracteristici ale sistemului PCM 30 utilizat cu precădere în țările europene. În continuare se va aborda problema codării semnalelor ce trebuiesc transmise pe liniile de telecomunicații. Vor fi prezentate avantajele codurilor de linie AMI (Alternate Mark Inversion) și HDB3 (High Density Bipolar).

Un subcapitol important îl constituie mediile de transmisiune pentru semnalul PCM. Se va trata numai transmisia semnalului pe cablul simetric. De asemenea, în capitolul II, va fi prezentată mai în detaliu structura unui echipament de linie.

Capitolul III conține partea de proiectare, prezentându-se soluția aleasă pentru realizarea practică a emițătorului cât și a receptorului. Tot în cadrul acestui capitol se va face o prezentare pe scurt a codorului HDB3, ce va fi folosit în cadrul acestui proiect.

Capitolul IV conține anexele aferente acestui proiect. Vor fi prezentate elemente de logica combinațională, porțile logice folosite în cadrul proiectului. De asemenea se va face o scurta prezentare a tipurilor de circuite integrate folosite și a capsulelor acestora împreună cu configurația pinilor. Tot în anexe vor fi atașate și figurile cu cablajele care au fost proiectate pentru cele două montaje ce au fost realizate.

2. SISTEME DE TRANSMISIUNI PCM

Sistemele de transmisiuni PCM 30 și PCM 24 recomandate de CCITT realizează, pentru fiecare din cele doua sensuri de transmisiune, cuplarea a 30 respectiv 24 telefonice distincte într-un singur semnal multiplex PCM. Sistemele PCM 30 sunt utilizate cu precădere în țările europene, în timp ce sistemele PCM 24 sunt utilizate în special în S.U.A., Canada și Japonia.

2.1. SISTEMUL PCM 30

În continuare ne vom referi numai la sistemul PCM 30 deoarece acesta ne interesează. Sistemul permite transmisia simultană a 30 semnale telefonice distincte sau a unui număr egal de semnale de date cu viteza de 64 kbit/s prin intermediul de exemplu, a doua perechi simetrice dintr-un cablu de joasă frecvență.

Cadrul PCM primar conține 32 intervale de timp. 30 din acestea (intervalele nr. 1 până la 15 și nr. 17 până la 31) sunt asignate celor 30 de semnale telefonice (sau de date) distincte, în timp ce intervalul nr. 16 se utilizează pentru transmisia informațiilor de semnalizare prin intermediul cărora se asigura stabilirea, menținerea și eliberarea legăturilor în rețeaua automată.

Fig. 1 Cadru primar PCM

În ceea ce privește sincronizarea părții de recepție după cea de emisie, aceasta se realizează cu ajutorul cuvântului de sincronizare de cadru, care este emis în intervalul 0 al fiecărui cadru par, alternat cu cuvântul de anunțare emis în cadrele impare. În principiu, receptorul caută să găsească la început cuvântul de sincronizare în semnalul de 2048 kbit/s. După ce acest lucru s-a produs, se verifica faptul că în poziția 2 a cuvântului de anunțare care urmează (în intervalul 0 al cadrului următor) se găsește un bit cu valoarea 1. Daca, în plus, în cadrul par următor cuvântul de sincronizare este din nou recepționat corect, atunci procesul de sincronizare este considerat încheiat. Din acest moment, partea de recepție este capabila să distribuie cuvintele de cod de 8 biți către canalele cărora acestea le corespund.

2.2. CODAREA BIT CU BIT ȘI CODAREA BLOC

Realizăm o codare de linie bit cu bit atunci când fiecărui simbol al semnalului de codat îi corespunde un singur simbol al semnalului codat (de exemplu AMI). În acest caz codul, poate adăuga redundanță numai dacă dispune de mai multe trepte de amplitudine decât sursa. Codarea și decodarea bit cu bit sunt simple pentru că nu necesită memorii și sincronizare.

Un semnal în cod binar (NRZ sau RZ) nu este adecvat de transmis pe o linie, în speță pe o pereche simetrică, deoarece:

Conține o componentă continuă care nu poate traversa transformatoarele de linie, în plus, această componentă ar complica considerabil etajele de egalizare existente în regeneratoarele intermediare;

Reconstituirea semnalului de tact este îngreunată de succesiunile lungi de zero care pot apărea atât la NRZ cât și la RZ; în plus, la forma NRZ, aceiași problemă se pune și în cazul succesiunilor lungi de biți cu valoarea 1.

Aceste deficiențe pot fi înlăturate foarte ușor prin folosirea codurilor ternare. Cuvântul ternar indică în acest caz faptul că fiecare poate lua nu două, ci trei valori distincte notate simbolic cu ‘1+’, ‘1-’ și 0.

2.3. CODURI DE LINIE

Multiplexorul PCM 30 generează la ieșirea sa un semnal digital binar (semnalul multiplex PCM) având viteza de 2048 kbit/s. Înainte ca acest semnal să ”plece” pe suportul de transmisiune pentru a parcurge distanța până la recepție, el trebuie prelucrat așa încât să îndeplinească următoarele cerințe:

Să aibă o frecvență cât mai ridicată a tranzițiilor între cele două valori binare 0 și 1 ; cu alte cuvinte, să nu conțină succesiuni lungi de simboluri cu aceiași valoare binară (0 sau 1). Prin aceasta devine posibil ca, la recepție și în punctele de regenerare, semnalul de tact să poată fi reconstituit (recuperat) cu relativă ușurință din semnalul multiplex PCM.

Să nu conțină în spectrul său componente de curent continuu sau de foarte joasă frecvență deoarece, în acest caz, nu va putea traversa fără distorsiuni transformatoarele de izolare galvanică și simetrizare cu care trebuie terminate în mod obligatoriu perechile simetrice din cablu.

Să permită detectarea în timpul traficului real a eventualelor erori de transmisiune prin observarea unor abateri de la regulile de codare prestabilite.

Cerințele de mai sus pot fi îndeplinite prin alegerea unor coduri de linie corespunzătoare. Înainte de a pleca în linie, semnalul binar generat de multiplexor trebuie transformat conform unuia dintre aceste coduri.

2.3.1. CODUL AMI

Unul dintre codurile ternare cele mai cunoscute este codul AMI (Alternate Mark Inversion code). Conversia unui semnal binar în semnal AMI se realizează in felul următor:

Biții de valoare 1 din binar sunt redați în AMI prin impulsuri de tensiune care au alternativ polaritate pozitivă și negativă;

Biții de valoare 0 din binar sunt redați în AMI prin tensiune nulă.

Fig. 2 Conversia unui semnal binar în semnal AMI

În acest mod componenta continua se anulează iar ”monotonia” succesiunilor de simboluri cu valoare binara 1 este întreruptă în modul cel mai drastic, ceea ce ușurează considerabil recuperarea semnalului de tact.

Cu toate acestea rămâne nerezolvată o problemă, și anume problema succesiunilor lungi de simboluri consecutive cu valoarea binară 0, ceea ce face ca în sistemele moderne să fie preferate codurile AMI modificate, care asigură și suprimarea acestui gen de succesiuni.

2.3.2. CODUL HDB3

Denumirea acestui cod (High Density Bipolar) indică faptul că el asigură o densitate (frecvență) ridicată a impulsurilor cu polaritate alternantă. Cifra # indică faptul că într-un semnal prelucrat după acest cod nu apar niciodată mai mult de trei zerouri consecutive. Modul după care un semnal binar este transformat în unul HDB3 este următorul:

La apariția a patru „zerouri” consecutive, ultimul este înlocuit printr-un bit de 1 emis cu „viol de bipolaritate”, adică având față de simbolul 1 anterior aceiași polaritate și nu polaritate opusă, așa cum ar fi fost normal în cazul codului AMI.

Fig. 3 Conversia unui semnal binar in codare HDB3

Fig. 4 Secvența ‘B 0 0 V’

Termenul SN semnifică “secvență normală”, adică o secvență oricât de lungă care conține succesiuni de maxim trei zerouri în timpe ce termenul SS semnifică “secvență specială”, secvență ce conține patru zerouri. Secvențele normale se codifică la fel ca la codul AMI, în schimb cele speciale folosesc o codare bloc cu două variante: ’000V’ dacă secvența specială urmează după o secvență normală în care a fost un număr impar de ‘1’, și ‘B00V’ daca secvența normală de dinainte a avut un număr par de ‘1’.

Codul HDB3 este o combinație între codarea de bit și codarea bloc. Biții de 1 și succesiunile de maxim 3 zerouri se codează la fel ca la codul AMI. Succesiunile de 4 biți de zero se codează bloc adică sunt tratate ca un tot unitar și există 2 cazuri de codare bloc. În primul caz între doi biți de viol există un număr impar de biți de 1 iar în cel de-al doilea caz între doi biți de viol există un număr par de biți de 1. Dacă s-ar folosi aceiași tehnică de codare atunci biții de viol ar avea aceiași polaritate, situație în care este posibilă apariția unei componente continue a semnalului de linie. Pentru a elimina acest risc grupul de patru biți de zero se înlocuiesc cu secvența B00V.

Codul poate detecta la recepție următoarele erori:

– recepția unei succesiuni de 4 biți de zero;

biții „de viol” nu sunt alternativi;

lipsa unor 2 biți de zero înaintea bitului V.

Deși codul HDB3 nu detectează toate erorile, totuși receptorul de HDB3 semnalizează prompt funcționarea defectuoasă a liniei pe care se transmite semnalul PCM. În transmisiunile digitale foarte rar sunt erori izolate. De obicei erorile apar în pachete, probabilitatea unei erori fiind de 1 bit eronat la un milion de biți.

2.4. MEDII DE TRANSMISIUNE PENTRU SEMNALUL PCM

Prin caracterul său digital (binar, ternar etc.), semnalul PCM este adecvat în egală măsură pentru medii de transmisiune dintre cele mai diferite cum sunt cablurile cu conductoare metalice, cablurile cu fibră optică, radiorelee sau circuite prin sateliți.

În cele ce urmează vom examina mai îndeaproape cablul cu perechi simetrice ca mijloc de transmisiune pentru semnalul PCM.

2.4.1. TRANSMISIA PE CABLU

Pentru crearea de linii de abonat și circuite de intercomunicație, mijlocul tehnic cel mai des utilizat îl reprezintă deocamdată cablul telefonic cu mai multe perechi simetrice având conductoare cu diametrul de 0,5 până la 1,2 mm. De regulă, pentru sistemele PCM se folosesc perechi conductoare de cupru cu diametrul de 0,8 sau 0,9 mm. Datorită efectului pelicular, atenuarea unei astfel de perechi crește aproximativ proporțional cu radicalul frecvenței:

a

Fig. 5 Dependența de frecvență a atenuării unei perechi simetrice

Pentru transmisia semnalului PCM este de cea mai mare importanță valoarea pe care atenuarea o are la frecvența egală cu jumătatea vitezei; de exemplu, pentru semnalul de 2048 kbit/s, frecvența de maximă semnificație este de aproximativ 1 MHz. La această frecvență, spectrul relativ de putere al unui semnal de linie AMI sau HDB3 are un maxim pronunțat (fig. 6).

În general, se pot face transmisiuni PCM de viteză mică pe orice cablu în perechi. Totuși, din motive economice, pentru viteză de 2048 kbit/s, se utilizează de preferință cablurile urbane izolate cu hârtie sau PVC, cu conductoare de cupru cu diametrul de 0,6 mm– 0,9 mm.

Fig. 6 Spectrele relative de putere ale unor semnale ternare cu viteza de 2048 kbit/s

Interesează în primul rând caracteristicile de cuadripol pasiv ale unui astfel de cablu: atenuarea și defazarea kilometrică, impedanța caracteristică. Observăm că atenuarea este aceea care produce distorsiuni liniare importante; cu o oarecare aproximație, defazarea poate fi considerată liniară în raport cu frecvența, în special la frecvențe mai înalte. De asemenea, la frecvențe suficient de înalte, impedanța caracteristică este pur rezistivă și independentă de frecvență; la frecvențe joase există o componentă reactivă puternică datorată capacitații cablului și care poate da naștere la reflexii.

Fig. 7 Atenuarea (α) și defazarea (β) kilometrică (cablu de 0,6 mm, izolație de hârtie)

Fig. 8 Impedanța caracteristică Zc=Rc+jXc

Pentru transmisiunile digitale, are un sens fizic mai direct caracterizarea liniei de transmisiune in domeniul timp. În figură este dat răspunsul unei secțiuni de 2 km de cablu de 0,6 mm la un impuls dreptunghiular de aproximativ 500 ns (NRZ). Această figură arată clar că sarcina regeneratoarelor nu va fi ușoară.

Fig. 9 Răspunsul la un impuls dreptunghiular (2 km pereche simetrică 0,6 mm, izolat cu hârtie)

2.5. Echipamentul de linie pentru transmisiuni digitale

Echipamentul de linie asigură transmisia de date la distanțe mari a semnalelor digitale cu ajutorul unităților terminale de linie și a repetoarelor regeneratoare. Pentru a putea transmite pe o pereche simetrică semnale binare cu viteza de 2,048 Mbit/s, este necesar un echipament de linie special. Echipamentul terminal este amplasat în stații deservite, de obicei cele în care se găsește și echipamentul de multiplexare MIC de 30/32 canale telefonice. Regeneratoarele sunt amplasate de-a lungul cablului, în cuve sau containere, la distanța de 1,5 până la 3 km (secțiunea de regenerare).

Fig. 11 Echiparea unei linii pentru transmisiuni digitale

(ELT – echipamentul de linie digital; R – regeneratoare; CL – coderul de linie; DL – decoderul de linie; RT – regeneratorul terminal; TA – echipament de emisie al telealimentării; LD – echipament pentru localizarea deranjamentelor)

Echipamentul terminal este amplasat în stații deservite, de obicei cele în care se găsește și echipamentul de multiplexare MIC de 30/32 canale telefonice. Regeneratoarele sunt amplasate de-a lungul cablului, în cuve sau containere, la distanța de 1,5 până la 3 km (secțiunea de regenerare).

Echipamentul de linie terminal se compune în mare din:

coderul de linie CL care transformă semnalul binar ce trebuie transmis în semnal de linie;

decoderul de linie DL care face transformarea inversă;

regeneratorul terminal RT;

echipamentul de emisie al telealimentării TA;

echipamentul pentru localizarea deranjamentelor LD.

Regeneratoarele au sarcina ca, din semnalul distorsionat și afectat de zgomot de la intrarea lor, să refacă la ieșire un semnal curat care să producă cu o rată de erori minimă semnalul emis la începutul secțiunii de regenerare.

2.5.1. Coder și decoder de linie

În fig. 12 este dată schema de principiu a unui coder de linie pseudoternar. Semnalul de linie (codat) este de tipul RZ (return to zero), cu impulsuri de jumătate de bit (244 ns); amplitudinea generală adoptată pentru impulsuri este de 3V. Funcționarea este evidentă din schema a și diagramele b: după fiecare simbol 1 emis, circuitul bistabil CBB1 basculează, dirijând emisia impulsului următor prin cealaltă jumătate a primarului transformatorului Tr. În felul acesta, simbolurile sunt emise în linie cu polaritate alternantă. De remarcat că trebuie dat coderului de linie, pe lângă semnalul binar ce trebuie codat, și semnalul de tact al acestuia.

La recepție, decodarea semnalului pseudoternar se face printr-o simplă redresare dublă alternanță.

Fig. 12 Coder de linie pseudoternar

a – schema de principiu; b – forme de undă.

2.5.2. Regeneratoare

Sarcina principală a unui regenerator este aceea de a produce la ieșire un semnal identic cu cel emis la începutul secțiunii de regenerare. Pentru a realiza această funcțiune, regeneratorul conține diverse circuite electronice care pot fi grupate în patru blocuri funcționale principale (fig. 13, a):

circuite de intrare liniare (egalizare, amplificare, filtrare) (CI);

circuite de decizie și regenerare (CDR);

circuite pentru regenerarea tactului (CRT);

circuite auxiliare (telealimentare, localizarea deranjamentelor, protecție).

Fig. 13 Principiul regenerării semnalelor digitale

a – schema bloc; b – forme de undă

La intrarea regeneratorului, datorită distorsiunilor și perturbațiilor liniei, semnalul din linie nu mai reamintește aproape deloc de semnalul emis. După amplificare, egalizare și filtrare, semnalul trebuie sondat exact la momentele când amplitudinea impulsurilor este maximă. Valoarea eșantionului se compară cu niște praguri de referință și se decide astfel dacă simbolul recepționat a fost +1, 0 sau –1. În funcție de rezultatul deciziei, etajul final va emite un nou simbol +1, 0 sau –1. Pentru funcționarea circuitului de decizie și regenerare, trebuie să dispunem în regenerator de frecvența de tact. Cum această frecvență nu este transmisă separat, ea trebuie refăcută din semnalul de linie. generatorului anterior.

Semnalul PCM ternar (AMI sau HDB3) care a ajuns atenuat, deformat și perturbat la intrarea regeneratorului intermediar din fig. 14, este mai întâi amplificat iar apoi trecut printr-un egalizor. Caracteristica de atenuare în funcție de frecvență a egalizorului este complementară celei a secțiunii de cablu pe care semnalul tocmai a traversat-o, ceea ce face ca semnalul să capete o formă în c are distincția între valorile -1, 0 și +1 să devină posibilă.

Fig. 14 Schema bloc a unui regenerator intermediar

Cu ajutorul unui amplificator cu reglaj automat al amplitudinii la ieșire, semnalul este amplificat în continuare, după care este aplicat unei perechi de comparatoare al căror prag este situat la aproximativ 50% din amplitudinea semnalului ce li se aplică. Aceste comparatoare hotărăsc dacă valoarea instantanee a semnalului aplicat corespunde unui “zero” sau unui “1”.

Fig. 15 Semnale în diferite puncte ale regeneratorului intermediar

A – la intrare; B – semnalul egalizat; C, D – la ieșirea comparatoarelor; E – semnalul însumat;

F – semnalul de tact; G – flancurile ridicătoare ale semnalului de tact; H – la ieșirea generatorului anterior.

Semnalele C și D furnizate de cele două comparatoare sunt apoi însumate într-un semnal E, care este aplicat pe una din intrările unui comparator de fază ; pe cealaltă intrare a comparatorului se aplică semnalul unui generator de tact.

Fig. 16 Bucla cu reglare în fază

Prin intermediul unei bucle cu reglare în fază (v. fig. 16), generatorul de tact își reglează frecvența astfel încât aceasta sa se adapteze semnalului digital sosit.

Pe de altă parte, semnalele C și D furnizate de comparatoare ajung prin circuite SI la generatoarele finale. De fiecare dată când flancul ridicător al semnalului de tact “cade” pe o valoare 1 sau -1 a semnalului C sau D, aceste generatoare emit câte un impuls de durată nominală care ajunge în linie cu polaritatea corespunzătoare (-1 sau +1) prin transformatorul cu priză mediană de la ieșire. În felul acesta se obține, pe lângp regenerarea în amplitudine, o regenerare în timp care face ca semnalul la ieșirea regeneratorului să fie aproape identic cu semnalul de la ieșirea regeneratorului anterior.

2.5.3. Scheme bloc de regeneratoare

În continuare ne vom ocupa de regeneratoare pentru semnale bipolare (pseudoternare sau HDB3) și regeneratoare pentru semnale binare. Evident un regenerator pentru semnal pseudoternar este cu atât mai bun pentru semnal HDB3, care nu este în fond decât un semnal pseudoternar îmbunătățit din punctul de vedere al informației de tact.

Pentru regeneratorul bipolar este caracteristică prelucrarea pe două trasee separate a impulsurilor pozitive (+1) și negative (-1). Traseele sunt identice iar, prin transformatorul de ieșire, se reface în linie semnalul bipolar.

Fig. 17 Schema bloc a unui regenerator pentru coduri bipolare

E – egalizor; FTJ – filtru trece-jos; A – amplificator; DR – circuit de decizie și regenerare;

RT – refacerea tactului

Regeneratorul binar are un singur traseu deoarece decizia se dă numai între două simboluri posibile: +1 și –1; este deci suficient un singur prag de referință. Apare însă circuitul de refacere a componentei (RCC), specific acestui tip de regeneratoare.

Fig.18 Schema bloc a unui regenerator pentru cod binar

E – egalizor; FTJ – filtru trece-jos; A – amplificator; DR – circuit de decizie și regenerare;

RT – refacerea tactului; RCC – refacerea componentei continue

În continuare ne vom ocupa de blocurile din figurile 17 și 18.

2.5.4. Circuite de intrare liniare

Trebuie făcută observația că separarea circuitelor de intrare în: egalizor, FTJ, și amplificator, ca în figurile 17 și 18, este foarte utilă din punctul de vedere didactic deoarece separă funcțiuni diferite; în practică, însă, egalizarea și filtrarea sunt realizate adesea printr-un circuit de corecție unic înglobat în bucla de reacție a amplificatorului.

Egalizarea are rolul de a compensa caracteristica de atenuare cunoscută a cablului. Câștigul ansamblului format din cablu, egalizor și amplificator trebuie să fie plat până la aproximativ 1 MHz, frecvență la care începe acțiunea filtrului trece jos. Eroarea de egalizare admisă este de ordinul a ±1dB; ea nu este critică deoarece nu se însumează de la un regenerator la altul, așa cum se întâmplă la repetoarele liniare de curenți purtători.

Evident, o egalizare fixă este valabilă pentru o caracteristică de atenuare a cablului fixă. Variațiile de lungime a secțiunii de regenerare, inevitabile la instalare, precum și variațiile cablului cu temperatura duc la stricarea egalizării. De aceea, regeneratoarele moderne sunt prevăzute cu egalizare automată.

Fig. 19 Principiul egalizării automate

a – schema bloc; b – simulatorul de cablu variabil

Cu ajutorul unei rețele de reacție fixe, amplificatorul egalizează o atenuare superioară atenuării maxime ce poate surveni pe secțiunea de regenerare. Diferența dintre atenuarea reală a secțiunii și atenuarea pe care o egalizează amplificatorul este compensată automat de un simulator de cablu comandat. Comanda acestui simulator variabil este asigurată de un detector de nivel cu constantă mare de timp care supraveghează tensiunea de vârf a impulsurilor de la ieșirea amplificatorului.

Simulatorul variabil trebuie să fie o rețea simplă care să simuleze corect diferite lungimi de cablu la variația unei tensiuni de comandă unice.

Cu dispozitivul descris, regeneratorul egalizează automat orice secțiune de regenerare cu atenuarea la 1 MHz cuprinsă între 5 și 29 dB.

Filtrul trece-jos se mai numește și filtru de formare datorită rolului său hotărâtor asupra formei impulsurilor la ieșirea părții liniare a regeneratorului. În fig. 20.a este ilustrat efectul unui FTJ uzual asupra unui impuls izolat și asupra unei succesiuni oarecare de impulsuri. Efectul cel mai important asupra succesiunii oarecare de impulsuri este interferența intersimbol. Înțelegem prin aceasta că forma și amplitudinea răspunsului pentru un simbol emis oarecare nu depind numai de amplitudinea simbolului emis, ci și de un număr (practic limitat) de simboluri anterioare și următoare. Astfel (fig. 20 b), simbolurile notate cu asterisc sunt identice la emisie dar răspunsurile respective diferă între ele datorită “anturajului” diferit.

Fig. 20 Răspunsul FTJ la impulsuri RZ:

a – impuls unic (cu linie întreruptă-efectul transformatoarelor); b – succesiune de impulsuri

Dacă vom aplica filtrului trece-jos un semnal digital (de linie) aleatoriu și vom observa răspunsul cu ajutorul unui osciloscop declanșat de semnalul de tact, vom obține pe ecranul osciloscopului așa numita diagramă a ochiului. Pe diagrama ochiului sunt reprezentate simultan răspunsurile pentru toate succesiunile de impulsuri posibile. În figura 21 este dată diagrama ochiului pentru codul pseudoternar RZ.

Fig. 21 Diagrama ochiului

Diagrama ochiului are doi parametri deosebit de importanți pentru calitatea transmisiei digitale și pentru celelalte blocuri ale regeneratorului: deschiderea (ochiului) pe verticală și deschiderea (ochiului) pe orizontală. Cu cât deschiderea pe verticală va fi mai mare cu atât decizia asupra simbolului emis va fi mai ușoară. Cu cât deschiderea pe orizontală va fi mai mare, cu atât toleranța de timp admisă pentru momentul sondării semnalului va fi mai mare. Perturbațiile din linie (diafonie, zgomot) și coborârea frecvenței de tăiere a filtrului trece-jos duc la reducerea ambelor deschideri ale ochiului.

Este evident că pentru un răspuns cât mai bun la impulsuri, banda transmisă trebuie să fie cât mai largă. Pe de altă parte, însă, cu cât banda va fi mai largă, cu atât va fi mai puternic efectul perturbațiilor din linie. De aceea, caracteristica filtrului trebuie optimizată ținând seama de acești doi factori contradictorii; criteriul de optimizare este rata erorilor date de regenerator.

O soluție aproape optimală în majoritatea cazurilor o constituie filtrul Gauss. Factorul său de transfer este dat de expresia

unde este frecvența de tăiere a unui filtru trece jos cu caracteristica dreptunghiulară de suprafață egală cu cea a filtrului Gauss:

Fig. 22 Filtru trece-jos Gauss

a – caracteristica de transfer; b – schema de principiu

Pe lângă filtrarea trece-jos, în regeneratoare există și o limitare inferioară la câțiva zeci de kilohertzi a benzii transmise. Ea se datorează transformatoarelor de linie și celor din amplificator și are o influență pozitivă asupra simetriei răspunsului la impuls dreptunghiular.

Amplificatorul din regenerator nu are caracteristici speciale. Banda este cuprinsă între câțiva zeci de kilohertzi și 1-2 MHz, iar câștigul este de 30 – 40 dB. De regulă, egalizarea și filtrarea sunt realizate practic în bucla de reacție negativă a amplificatorului. Amplificatorul este realizat, de obicei, cu două sau trei tranzistoare. Utilizarea unui amplificator operațional integrat, teoretic posibil, este îngreunată de tensiunile de alimentare nepotrivite pentru un echipament telealimentat.

2.5.5. Circuite de decizie și regenerare

În fig. 23 este dată schema circuitului de decizie și regenerare pentru un regenerator de semnale bipolare. Vom vorbi în continuare doar despre traseul pentru regenerarea impulsurilor pozitive, cel pentru impulsuri negative fiind identic.

Fig. 23 Circuit de decizie și regenerare bipolar

a) schemă bloc; b) forme de undă

Comparatorul C prezintă la ieșire un nivel logic 1 sau 0, după cum semnalul de la ieșirea amplificatorului depășește sau nu tensiunea de prag. Pentru ca probabilitatea de regenerare să fie maximă, tensiunea de prag este situată aproximativ la jumătatea tensiunii de vârf a semnalului. Aceasta din urmă este menținută fixă datorită dispozitivului de egalizare automată, fapt ce permite ca și tensiunea de prag să fie fixă.

Bistabilul de tip D care urmează după comparator transferă la ieșire informația de pe intrarea D la fiecare front pozitiv al semnalului de tact. Mai eficient este dacă se folosește un bistabil dublu integrat de tip TTL sau CMOS deoarece:

procesul de basculare este rapid și independent de frontul semnalului de tact, care poate fi oricât de lent;

din momentul în care frontul pozitiv al semnalului de tact a depășit pragul de basculare, intrarea D nu mai are nici o influență asupra ieșirii până la următorul front pozitiv similar; se realizează astfel cerințele unei “sondări ” ideale a semnalului dat de comparatorul C.

Pentru ca probabilitatea de regenerare corectă să fie maximă, este necesar ca sondarea să se facă la momentele de maximă amplitudine ale impulsurilor, cu alte cuvinte să corespundă deschiderii maxime a diagramei ochiului.

Impulsurile emise în linie sunt decupate în forma RZ cu ajutorul semnalului de tact și al porții ȘI de la ieșirea bistabilului D. Un amplificator cu tranzistoare în regim de comutație asigură impulsurilor puterea necesară pentru emisia în linie. Transformatorul de ieșire cu priză mediană reface caracterul bipolar al semnalului regenerat în linie.

2.5.6. Circuite pentru regenerarea tact-ului

Pentru decizia și regenerarea corectă este necesară prezența în regenerator a semnalului de tact, adică a unui semnal binar periodic, cu perioada de 488 ns și raportul impuls/pauză de 1/1. Cum acest semnal nu este transmis pe un circuit separat, regeneratorul trebuie să conțină circuite speciale pentru regenerarea semnalului de tact pe baza informației de tact conținută în semnalul din linie.

Fig. 24 Circuit de decizie și regenerare binar

Semnalului de tact regenerat i se pun anumite condiții privind amplitudinea, faza și variațiile de fază. Amplitudinea trebuie să nu scadă sub o anumită valoare chiar și atunci când informația de tact lipsește pentru un timp mai îndelungat din semnalul de linie (de exemplu, datorită unei succesiuni lungi de simboluri zero). Faza semnalului de tact în raport cu semnalul MIC propriu-zis trebuie să fie constantă iar valoarea ei să corespundă sondării „ochiului” în momentul deschiderii sale maxime. Variațiile de fază (jitter) trebuie să fie minime.

Procedeele folosite pentru regenerarea tactului sunt destul de diverse dar se por grupa în două categorii mari:

extragerea cu filtre;

generarea cu oscilatoare;

a) Esența procedeului constă în extragerea din spectrul larg al semnalului de linie a unui semnal sinusoidal cu frecvența de 2,048 MHz cu ajutorul unui filtru de bandă îngustă. Semnalul de tact dreptunghiular se obține din semnalul sinusoidal prin amplificare și limitare.

Pentru cele trei coduri de linie considerate (pseudoternar, HDB3 și binar), sinusoida cu frecvența de 2,048 MHz nu poate fi extrasă direct din semnalul de linie deoarece spectrele respective sunt nule la această frecvență. De aceea, extragerea frecvenței de tact este precedată de regulă de o prelucrare neliniară a semnalului de la ieșirea amplificatorului: redresarea dublă alternanță pentru codurile bipolare RZ, derivare și redresare pentru codul binar.

Fig.25 Extragerea tactului cu circuit oscilant

În majoritatea cazurilor practice, filtrarea se realizează cu un simplu circuit oscilant LC sau cu cuarț, acordat pe frecvența de 2,048 MHz. Cea mai importantă problemă care se pune este alegerea unui factor de calitate optim pentru circuitul oscilant. Un factor de calitate ridicat va asigura menținerea în oscilație a circuitului, deci prezența semnalului de tact, pentru perioade lungi de lipsă a informației de tact în linie. Pe de altă parte, un factor de calitate ridicat implică o caracteristică de atenuare care se ridică rapid dedesubtul și deasupra frecvenței de acord și o caracteristică de fază cu pantă foarte mare în dreptul frecvenței . Aceasta înseamnă că variații mici în frecvența biților vor face ca semnalul sinusoidal extras să aibă variații de fază și scăderi de amplitudine considerabile.

Problema are trei soluții mai importante și anume:

alegerea unui factor de calitate de compromis, de exemplu 100, care este soluția cea mai frecventă datorită simplității sale și în pofida performanțelor mai slabe;

folosirea unui filtru cu frecvența centrală comandată astfel încât să urmărească automat frecvența biților;

folosirea unui circuit acordat cu factor de calitate comutabil: mare în lipsa semnalului de linie (succesiuni lungi de simboluri 0) și mic în prezența simbolurilor 1.

Circuitul oscilant este urmat de un defazor pentru ajustarea fazei optime a semnalului de tact și un amplificator limitator.

b) Regenerarea tactului cu oscilatoare se face, în principiu, prin sincronizarea în frecvență a semnalului dat de un oscilator cu semnalul MIC din linie. În felul acesta, sunt depășite fără dificultăți perioade lungi de lipsă a informației de tact din linie.

2.5.7. Circuitul pentru refacerea componentei continue

Circuitul de care ne ocupăm este specific regeneratoarelor pentru semnale binare, semnale care, după cum se știe, conține o componentă continuă și componente de joasă frecvență puternice.

În urma limitării inferioare a benzii transmise dată, de exemplu, de trecerea prin transformatoare, un semnal binar compus din succesiuni lungi de simboluri identice va fi distorsionat. Circuitul pentru refacerea componentei continue are sarcina de a restaura semnalul în forma sa inițială sau într-o formă apropiată. Trebuie subliniat că refacerea componentei continue este posibilă pentru semnale binare deoarece știm că amplitudinea semnalului nu are decât 2 valori posibile; în cazul unui semnal analogic oarecare, componenta continuă odată pierdută nu mai poate fi refăcută.

Prin condensator, semnalul binar egalizat și filtrat ajunge la comparator. Acesta compară tensiunea de la intrarea sa cu tensiunea de prag (aici nulă); după cum tensiunea de la intrare este mai mare sau mai mică decât tensiunea de prag, impulsurile de tact aplicate comparatorului ies prin ieșirile acestuia. Aceste impulsuri comandă închiderea de scurtă durată a comutatoarelor. Prin intermediul acestor comutatoare, placa din dreapta a condensatorului este conectată la tensiunea corespunzătoare celor două amplitudini nominale ale semnalului binar.

Dacă ieșirile comparatorului sunt folosite ca intrări de set și reset pentru un circuit basculant, de la ieșirea acestuia obținem direct semnalul binar regenerat.

Pentru procedeul descris parametrul care trebuie optimizat este constanta de timp de încărcare a condensatorului. O constantă de timp mică implică o corecție puternică și rapidă a semnalului în momentele corespunzătoare impulsului de tact. Acesta face ca o eroare apărută în urma unei perturbații să determine apariția în continuare a unui lanț de erori; pe de altă parte, raportul semnal/zgomot este ridicat, de aceea probabilitatea de apariție a unei erori este mică. Dimpotrivă, o constantă de timp mare dă naștere la o corecție slabă, ceea ce diminuează pericolul ca o eroare să antreneze după ea un lanț de erori; raportul semnal/zgomot este însă mic, de aceea posibilitatea de apariție a unei erori este mai mare.

2.6. Telealimentarea regeneratoarelor

Pentru echipamentul de linie de 2,048 Mbit/s se folosește, fără excepție, telealimentarea în serie cu curent constant a regeneratoarelor. Curentul constant dat de generatorul de telealimentare GTA este trimis în linie pe fantoma celor două perechi utilizate pentru transmisiune. La majoritatea echipamentelor realizate, curentul de telealimentare este de 40-60 mA.

Fig. 26 Telealimentarea regeneratoarelor

Tensiunea de alimentare a fiecărui regenerator este fixată de o diodă Zener de 5,6 V (la majoritatea echipamentelor). Dioda Zener preia distanța dintre curentul constant de telealimentare și curentul consumat de regenerator. Cu ajutorul unor conexiuni sudate, diodele Zener pot fi conectate pentru tranzitul sau pentru buclarea circuitului de telealimentare. Astfel, regeneratoarele sunt ultimele telealimentate din stații.

La unele echipamente se folosește telealimentarea cu curent dublu față de cel menționat mai sus iar regeneratoarele pentru cele două sensuri sunt alimentate în paralel de pe aceeași diodă Zener. Procedeul poate duce la o mișcare a tensiunii de telealimentare la emisie, în cazul când se folosesc cabluri cu distanță ohmică mică (perechi de cupru cu diametrul de 0,9-1,2 mm).

Numărul maxim de regeneratoare ce pot fi alimentate de la o stație depinde de: tensiunea de telealimentare maximă, curentul de telealimentare, tensiunea de alimentare a regeneratoarelor (tensiunea Zener) și de tipul de cablu folosit.

Continuitatea circuitului de telealimentare este supravegheată automat; la întreruperea curentului de telealimentare se dă o alarmă. Pentru localizarea punctului de întrerupere, se conectează în locul generatorului de telealimentare o sursă de tensiune constantă cu polaritatea inversă. În fiecare regenerator se găsesc o rezistență și o diodă. Curentul se va închide prin toate rezistențele situate înainte de punctul de întrerupere, valoarea sa fiind proporțională cu numărul acestor rezistențe; deci, măsurând curentul determinăm secțiunea în care s-a produs întreruperea.

CODORUL HDB3

Codorul se compune din următoarele blocuri funcționale:

Un registru de deplasare de 4 biți pentru detecția necesar pentru detecția secvenței speciale de patru biți consecutivi de zero (circuitele bistabile Q1, Q2, Q3, Q4);

Un registru de întârziere cu trei tacte a bitului ‘V’ (circuitele basculante bistabile Q5, Q6, Q7) ;

Circuitul de detecție a bitului ‘B’, care este necesar după o secvență normală cu un număr par de biți ‘1’ (Q8 și logica combinațională care urmează);

Codorul AMI (Q9 și logica combinațională care urmează);

Generatorul manual de tact, generatorul manual de date și circuitul de inițializare.

SCHEMA CODORULUI HDB3

Codorul este un circuit digital secvențial, din acest motiv explicarea funcționării lui se va face pornind de la o stare inițială cunoscută. La aplicarea tensiunii de alimentare sau la apăsarea butonului ‘RESET’ se generează semnalul: ‘RESET’= care inițializează toate bistabilele schemei. Circuitul pornește de la următoarea stare inițială :

Q1 = Q2 = Q3 = Q4 = ‘L’ (low), înseamnă că s-a recunoscut o secvență critică și se va emite bitul ‘V’ ;

Q5 = Q6 = Q7 = ‘0’, sunt necesare pentru evitarea încălecării secvențelor critice ;

Bistabilul Q8 = ‘0’, înseamnă că se va emite bitul ‘B’;

Bistabilul Q9 = ‘0’, înseamnă că biții ‘B’ și ‘V’ vor avea polaritate negativă.

În urma acestei stări inițiale după primele patru tacte iese secvența: ’B00V’, unde biții ‘B’ și ‘V’ au aceiași polaritate.

În figura … este reprezentată schema completă a codorului pentru codul de linie HDB3.

Intrarea 3 a porții SN7430 poate fi conectată la masă. În acest fel se blochează funcționarea circuitului care detectează secvențele speciale, nu mai inserează biții de 1 și codorul emite cod de linie AMI.

EMIȚĂTORUL DE LINIE

Pentru o transmisiune digitală, sarcina fundamentală este aceea ca semnalul digital recepționat la un capăt al liniei de transmisiuni sa fie identic cu semnalul emis la celalalt capăt.

În scopul realizării transmisiei digitale, liniile de telecomunicații obișnuite (cabluri, radiorelee etc.) sunt înzestrate cu un echipament de linie special. În mare acesta se compune dintr-un echipament de linie terminal și regeneratoarele intermediare. Sarcina cea mai importantă a echipamentului de linie terminal este aceea de a transforma semnalul digital conform unui cod de linie, așa încât semnalul de linie astfel obținut să aibă anumite caracteristici favorabile transmisiunii pe linie. Astfel, semnalul binar nu poate fi transmis deoarece are o componentă continuă pozitivă care nu poate trece prin transformatoarele de linie. Conform codului de linie pseudoternar, fiecare al doilea simbol 1 este emis in linie cu polaritatea inversată, ceea ce face ca semnalul din linie sa nu mai aibă componentă continuă.

Plecând de la aceste considerații s-a decis folosirea codului de linie HDB3, o variantă a codului AMI, variantă în care se evită pericolul pierderii sincronizării prin introducerea unor biți suplimentari de 1.

Cum mijlocul tehnic cel mai des utilizat pentru realizarea liniilor de abonat si a circuitelor de intercomunicație este cablul cu perechi simetrice, am optat asupra acestuia ca mediu de transmisie a semnalului de la ieșirea emițătorului.

Transmisia datelor este una sincronă, caracterele sunt transmise rapid, unul după altul, fără biți de Start și de Stop. Pentru sincronizare, mesajul transmis este precedat de caractere speciale de sincronizare, detectabile de circuistica receptorului. Acestea sunt transmise încontinuu și când nu sunt date de transmis. Semnalele da date și cel de tact vor folosi aceiași pereche de fire dintr-un cablu simetric.

SCHEMA EMIȚĂTORULUI DE LINIE

Schema electrică a emițătorului de linie este prezentată in figura ce urmează:

Fig. 1 Schema electrică a emițătorului

După cum s-a arătat in capitolul 1 semnalele de intrare în emițător sunt provenite de la un codor de HDB3. Astfel semnalele de +1, -1 și tact sunt aplicate la intrarea emițătorului.

Semnalul de tact este aplicat integratului SN74123 care este un monostabil redeclanșabil. La aceste monostabile durata de baza a unui impuls este determinată prin alegerea anumitor valori a unui grup RC. Din moment ce a fost declanșată, durata de bază a unui impuls poate fi extinsă prin redeclanșarea porții A activă în zero logic sau a intrărilor B active în 1 logic, prin repetarea acestui proces perioada impulsului de ieșire poate fi mărită după cât este nevoie, ori poate fi redusă prin folosirea lui CLEAR.

Perioada impulsului de declanșare este dată de formula:

(3.1)

durata impulsului;

k=constantă;

rezistența internă nominală a integratului;

capacitatea externă folosită pentru determinarea duratei de bază a unui impuls;

Din aceasta formulă se poate determina valoarea condesatorului C2 de la pinul 14 al monostabilului. Formula este:

(3.2)

Cunoaștem următoarele valori:

Înlocuim aceste valori în formula pentru Cext și rezultă:

Monostabilul are rol de protecție, în cazul în care frecvența de emisie scade sub 200 KHz, monostabilul blochează emisia.

Ieșirea Q monostabilului împreună cu semnalele de +1 și -1 sunt trecute prin doua porți ȘI ale circuitului integrat CDB408 ce conține 4 porți ȘI cu câte 2 intrări.

Circuitul CDB406 este integrat cu 6 inversoare de putere, ieșiri cu colectorul în gol. Din semnalul de transmis se aplică o semialternanță a acestuia la 3 inversoare iar cealaltă semialternanță celorlalte 3 inversoare ale integratului CDB406. Prin intermediul acestuia se realizează astfel o amplificare a semnalului.

Rezistențele de la ieșirea fiecărui inversor sunt egale ca valoare și au rolul de a egaliza curentul ce trece spre primarul transformatorului.

Semnalul de la primele trei inversoare se însumează și apoi este transmis pe prima jumătate a înfășurării primarului transformatorului de izolare galvanică a liniei de transmisie. În mod similar semnalul de la celelalte trei inversoare este însumat și transmis pe cea de-a doua jumătate a înfășurării primarului.

Astfel simbolurile sunt transmise în linie cu polaritate alternativă.

În figura 2 este reprezentat transformatorul T1.

Fig. 2 Transformatorul de linie

Parametrii transformatorului de linie au fost calculați prin comparație cu cei ai unui transformator din bus-ul S.

După cum se poate observa și din figura anterioară avem un transformator cu primarul realizat din două bobine cu priză mediană, fiecare bobină având un număr de 46 de spire. Secundarul transformatorului este la rândul său realizat din doua bobine cu priză mediană, însă fiecare bobină are un număr de 23 de spire. Transformatorul este deci crescător de tensiune dinspre circuit și scăzător de tensiune înspre linia de transmisie.

Datorită faptului că se lucrează la frecvențe mari de 640 KHz înfășurările bobinelor au fost realizate din conductoare lițate constituite dintr-un mănunchi de fire conductoare subțiri izolate cu bumbac sau mătase. Atât primarul cât și secundarul transformatorului au fost bobinate spiră lângă spiră în aceiași fază.

În domeniul frecvențelor înalte miezurile magnetice se realizează din materiale magneto-dielectrice (prin sintetizare, participă două componente: una dielectrică și una din domeniul materialelor feromagnetice).

În cazul miezurilor din ferite magnetice producătorii dau în catalog un factor de inductanță notat cu foarte util pentru calculul inductivității viitoarei bobine.

Numărul de spire pe o bobină se calculează cu formula:

(3.3)

numărul de spire pe bobină;

inductivitatea bobinei;

factor de inductanță;

Cunoscând factorul de inductanță și inductivitatea bobinei vom calcula în cele ce urmează, folosind formula 3.3, numărul de spire pentru primarul transformatorului, respectiv secundarul acestuia:

;

– inductivitatea unei bobine a primarului transformatorului;

– numărul de spire a înfășurării primare;

Condensatoarele C6 și C7 de la intrarea în primarul transformatorului au rol de anti-oscilație.

Rezistența R7 este conectată la priza mediană a primarului transformatorului în scopul adaptării la impedanța caracteristică a cablului cu perechi simetrice pe care se face transmisia în cazul nostru.

La ieșirea transformatorului grupul format din C4, C5, R8, R9 formează un filtru de linie.

Rolul transformatorului în afară de faptul că izolează galvanic linia de transmisie, este de a reface și caracterul bipolar al semnalului regenerat în linie. Se pune problema adaptării transformatorului la impedanța caracteristică a cablului cu perechi simetrice, impedanța având valoarea de 150 . Pentru aceasta am realizat schema următoare:

R1=50;

R2=150;

În cazul nostru se pot face doua măsurători:

Necesitatea realizării schemei din figura de mai sus se datorează faptului că transformatorul intră în oscilații dacă rămâne cu sarcina în gol. Astfel dacă tensiunea se dublează atunci când comutăm de pe rezistența de 50 Ω pe cea de 150 Ω atunci impedanța este de 150Ω, caz în care se obține adaptarea de impedanță.

RECEPTORUL

În transmisiunile PCM locale încă se mai folosesc perechi de circuite în cablu. Transmisia pe aceste circuite se face cu ajutorul codurilor de linie, coduri care au proprietățile:

să aibă o frecvență cât mai mare de tranziție între simbolurile binare 0 și 1;

semnalul de linie nu trebuie să aibă componentă continuă pentru ca spectrul semnalului să nu fie deformat de transformatoarele necesare pentru izolarea galvanică dintre echipament și linie;

codul de linie trebuie să permită detectarea în timpul traficului a unor erori.

În concluzie semnalul de linie conține ceva mai multă informație pentru că permite refacerea tact-ului și detectarea unor erori. Este posibil ca la recepție să nu fie detectate erori de bit însă probabilitatea acestora este foarte mică. De obicei erorile sunt în pachete și în această situație receptorul are o probabilitate destul de mare să semnalizeze erori.

La emisie semnalul PCM este un semnal digital sincron. Imediat după emițător semnalul de linie are aspectul unui semnal digital, dar până la recepție semnalul este distorsionat și se recepționează de fapt un semnal analogic. La recepție este nevoie să se transforme semnalul analogic recepționat în semnal digital și să se refacă tact-ul.

În schema receptorului folosim circuitul monostabil CDB 4121. Acesta este un monostabil destul de simplu, care poate fi comandat cu semnale ce conțin tranziții 01 sau 1 0 și poate fi prevăzut cu posibilități de inhibare.

Așa cum se va observa în continuare, în starea inițială se asigură și . Pe durata procesului cvasistaționar, de formare a impulsului la ieșire, avem și . Monostabilul nu poate fi comandat pe durata procesului cvasistaționar, deoarece .

Pe intrarea B monostabilul este sensibil doar la tranzițiile 0 1 cu condiția ca cel puțin una din intrările , să fie 0 logic. Pe intrările , monostabilul este sensibil doar la tranzacțiile 10, cu condiția ca intrarea B să fie pe 1 logic; dacă semnalul de comandă se aplică doar pe una din intrările , , atunci cealaltă intrare, rămasă liberă, trebuie adusă la nivelul 1 logic. Dacă B=0, monostabilul este insensibil la semnalele de comandă pe intrările ,, iar dacă , monostabilul este insensibil la semnalele de comandă pe intrarea B. Durata minimă a impulsului de comandă este de .

Durata impulsului generat de monostabilul CDB 4121, se determină din relația:

Dacă condensatorul C nu se descarcă complet după terminarea procesului cvasistaționar, atunci durata impulsului generat la o nouă comandă va fi mai mică decât cea care rezultă din relația de mai sus. În aceste condiții apare un jitter apreciabil al frontului posterior al impulsurilor generate.

Jitter-ul este o modulație de fază nedorită, produsă de perturbații asupra impulsurilor de semnal folosite în transmisiunile digitale. El se manifestă prin deplasări de scurtă durată, față de poziția ideală, ale tranzițiilor semnalului digital.

Pentru coeficientul de umplere este de 67%, iar pentru acest coeficient ajunge la 90%. Pentru coeficienți de umplere mai mari de 67%, apare un jitter care crește liniar cu 1,2% din durata impulsului la fiecare 10% de creștere a coeficientului de umplere.

Durata minimă a impulsului generat de monostabilul CDB 4121 este de 40ns, care se obține cu C=0pF și (se conectează pinul 9 la +5V).

O funcționare normală a monostabilului (jitter scăzut) se obține dacă se folosesc rezistoare între și , și condensatoare între și . Pentru aceste valori rămâne valabilă relația de mai sus.

Schema electrică a receptorului este prezentată în figura 1.

Fig. 1 Schema electrică a receptorului

Schema receptorului se compune dintr-un transformator de linie pentru protecția la tensiuni accidentale, două comparatoare care formează semnalul analogic recepționat în semnal digital și patru monostabile care declanșează pe fronturile crescătoare ale semnalelor 1+, respectiv 1- și cu ajutorul cărora va rezulta la ieșire semnalul de tact.

Transformatorul folosit la receptor este identic cu cel utilizat în schema emițătorului, înfășurările bobinelor fiind realizate tot din conductoare lițate constituite dintr-un mănunchi de conductoare subțiri izolate cu mătase sau bumbac. De asemenea bobinarea s-a făcut spiră lângă spiră, în aceiași fază. În figura 2 este prezentată schema transformatorului:

Fig. 2 Transformatorul de linie

În schema receptorului semnalul de pe linia de transmisiune intră în secundarul transformatorului, acesta fiind în acest caz scăzător de tensiune dinspre linie și crescător înspre circuit.

Rezistența semireglabilă în serie cu rezistența sunt folosite pentru echilibrarea impulsurilor provenite din transformatorul de linie.

Rezistențele și au rolul de a limita curentul ce se va aplica la intrările neinversoare ale comparatorului βM 393.

Diodele , , și au rolul de a proteja comparatorul de tensiuni nedorite, astfel că în momentul în care tensiunea de intrare depășește tensiunea de alimentare a comparatorului atunci se deschid diodele și limitându-se astfel tensiunea pe cele două intrări neinversoare.

Circuitul integrat βM 393 conține două comparatoare independente și un etaj comun de alimentare. Semnalele de intrare se aplică pe cele două intrări neinversoare ale comparatoarelor. La ieșirea comparatoarelor se va obține un nivel logic 0 sau 1, după cum semnalul de la ieșirea amplificatorului depășește sau nu tensiunea de prag dată de divizorul rezistiv format din rezistențele R4 și R6.

Condensatoarele , conectate între masa circuitului și tensiunea de alimentare au un rol de filtrare, de antioscilație.

Integratul βM 393 este open-colector, fapt ce determină introducerea rezistențelor externe R7 și R8, ce asigură polarizarea tranzistorului final din interiorul integratului. Valoarea acestor rezistențe, numite rezistențe de pull-up (tragere în sus), este de 1K.

Ieșirile celor două comparatoare vor comanda două circuite monostabile CDB 4121. După cum se observă și din figura 1 monostabilul IC1 va declanșa pe alternanța pozitivă a semnalului, în timp ce IC2 va declanșa numai pe alternanța negativă. Prin intermediul celui de-al treilea monostabil, IC3, se face o divizare a frecvenței, în timp ce IC4 va întârzia semnalul primit de la IC3 cu un tact. Declanșarea lui IC4 se va face pe frontul căzător al semnalului primit de la IC3.

Au fost alese circuitele basculante monostabile de tip TTL deoarece procesul de basculare este rapid și independent de frontul semnalului de tact, care poate fi oricât de lent.

Pentru primele două monostabile se va impune durata impulsului folosind formula:

Impunând pentru primele două integrate o durata de 0,8 și de 0,3 pentru următoarele două monostabile și știind că valoarea rezistenței interne a monostabilului are valoarea de 2K, vom calcula folosind formula de mai sus valorile necesare ale condensatoarelor C1, C2, C3 și C4. Rezultă astfel:

Pentru schema receptorului am folosit programul Orcad și s-au obținut următoarele rezultate:

Semnificațiile notațiilor din figură sunt următoarele:

U1Q reprezintă semnalul de la ieșirea monostabilului IC1;

U2Q reprezintă semnalul de la ieșirea monostabilului IC2;

U3Q reprezintă semnalul de la ieșirea monostabilului IC3;

U4Q reprezintă semnalul de la ieșirea monostabilului IC4;

Semnalul din figura a doua este semnalul de la ieșirea celor două comparatoare.

ANEXE

În anexe vom prezenta circuitele integrate folosite pentru realizarea practică a proiectului, și anume vom prezenta monostabilele 74121, 74123, comparatorul dual βM 393 precum și circuitele CDB 408 respectiv CDB 406. De asemenea vom face o prezentare sumară a porților logice. La final se vor prezenta cablajele schemelor realizate în programul EAGLE.

FUNCȚII BINARE

O funcție binară cu ‘n’ intrări este o aplicație a mulțimii în mulțimea formată din două elemente {0,1}. Domeniul de definiție al funcției este mulțimea configurațiilor binare de ‘n’ biți :

Funcțiile binare folosite în proiect sunt :

Conjuncția (ȘI/AND) implementată cu poartă logică ȘI

Negația (NOT) implementată cu inversor

CIRCUITUL BASCULANT MONOSTABIL

Circuitul monostabil este un circuit analog-digital care produce un impuls la ieșirea sa ca răspuns la un semnal de comandă aplicat la intrare. Impulsul de comanda acționează pe fronturi (tranziția 0 → 1 sau 1→ 0) și provoacă trecerea prin salt a circuitului monostabil din starea sa stabilă într-o stare cvasistabilă. Durata stării cvasistabile, care determină durata impulsului generat de monostabil, depinde de parametrii schemei acestuia și, în primul rând de circuitul de temporizare format dintr-un rezistor și un condensator.

Cerințele principale impuse unui monostabil sunt stabilitatea stării sale staționare și stabilitatea duratei impulsului format.

Schema unui monostabil poate fi implementată cu componente discrete (tranzistoare, diode, rezistoare, condensatoare) sau cu elemente logice integrate (circuite logice TTL, CMOS, ECL, etc.).

Un circuit poate fi făcut să funcționeze și în regim de redeclanșare (retriggerable monostable), când procesul cvasistaționar poate fi reînceput chiar în timpul desfășurării ciclului de temporizare. De asemenea, un circuit monostabil poate fi prevăzut cu intrări de inhibare a semnalelor de declanșare sau poate fi adus în starea sa stabilă în timpul desfășurării ciclului cvasistaționar (resetable monostable). Expresia booleană pentru declanșare, tabela de adevăr și simbolurile logice se dau în foile de catalog ale fiecărui tip de monostabil.

Este însă evident că o structură de circuit integrat specializat oferă performanțe superioare în privința stabilității pulsului și a parametrilor formelor de undă de ieșire.

În figurile următoare sunt prezentate capsulele circuitelor integrate folosite și tabelele de adevăr ale circuitelor monostabile SN74123 și SN74121.

Fig. 1 SN74123

Fig. 2 SN74121

Fig. 3 SN7404 Fig. 4 SN7408

Comparatorul dual βM 393

Comparatorul βM 393 conține două comparatoare independente și un etaj comun de alimentare.

Cablajele celor două montaje realizate au fost proiectate în programul Eagle 4.13, fiind prezentate în figurile ce urmează.

Fig. Cablajul emițătorului top view cu amplasarea pieselor și fără piese

Fig. Cablaj receptor top view cu amplasarea pieselor și fără piese