Radioreceptor Fm Stereo
CAP. 1. INTRODUCERE
1.1. Memoriu justificativ
1.2. Prezentare generală
1.3. Sistemul de radiodifuziune
1.3.1. Principiul Radiodifuziunii
1.3.2. Transmisia MF
1.3.3. Recepția MF
1.3.4. Benzile de frecvență
1.3.5. Recepția stereofonică
1.3.6. Principiul de realizare al radiodifuziunii stereofonice
1.3.7. Structura funcțională a radioreceptorului stereofonic
CAP. 2. CONSIDERAȚII TEORETICE
2.1. Lanțul de radiodifuziune
2.2. Semnale transmise prin lanțul de radiodifuziune
2.2.1. Caracteristicile semnalului
2.2.2. Semnale pentru radiodifuziunea cu modulație de frecvență
2.2.3. Semnale pentru radiodifuziunea stereofonică
2.3. Funcțiile radioreceptorului
2.4. Schemele bloc ale receptoarelor pentru radiodifuziune
2.4.1. Principiul receptorului superheterodină
2.4.2. Schema bloc a unui receptor MF
2.4.3. Schema bloc a unui receptor pentru emisiuni stereofonice
2.5. Factorul de transfer al radioreceptorului
2.5.1. Definirea factorului de transfer
2.5.2. Funcția de transfer a lanțului de transmisie a semnalelor MF
2.5.3 Funcția de transfer a lanțului pentru transmisia semnalelor stereofonice
2.6. Distorsiuni
2.6.1. Distorsiuni armonice
2.6.2. Distorsiuni rezultate din alte canale.
2.7. Perturbații
2.7.1. Cauzele perturbațiilor de fluctuații
2.7.2. Factorul de zgomot datorat perturbațiilor de fluctuații
2.8. Indicii calitativi ai radioreceptoarelor
2.9. Acordul electronic în radioreceptoare
2.9.1. Exemple de scheme tipice pt. folosirea diodei varicap
2.9.2. Probleme care apar cu variația temperaturii
2.10. Antene
2.10.1. Antena de emisie. Radiația undelor
2.10.2. Propagarea undelor ultrascurte
2.10.3. Antene simple pentru recepție
2.10.4. Antene cu elemente pasive
2.11. Radiodifuzarea programelor stereofonice
2.11.1. Radioemisia programelor stereofonice
2.11.2. Sistemul multiplex cu curenți purtători
2.11.3. Sistemul multiplex prin impulsuri
CAP. 3. PROIECTARE
3.1. Prezentarea schemei bloc a radioreceptorului
3.2. Prezentarea circuitului integrat M3189
3.3. Filtre pentru frecvența intermediară MF
3.4. Utilizarea unui filtru ceramic MF
3.5. Schema blocului de frecvență intermediară
3.6. Controlul automat de frecvență
3.7. Tunerul (Blocul) UUS
3.8. Decodorul stereo. Circuitul integrat A758
3.9. Amplificatorul final audio
3.10. Blocul de alimentare
CAP. 4. REALIZARE PRACTICĂ
4.1 Proiectarea cablajelor imprimate
4.1.1 Generalități
4.1.2 Tehnologie de realizare
4.2. Protecția la perturbații electromagnetice
4.3. Elemente de Climatologie Tehnică
4.3.1. Mediul ambiant sau climat tehnic
4.3.2. Medii de funcționare fără solicitări speciale
4.3.3. Concluzii
4.4. Schemele electrice și de cablaj imprimat ale radioreceptorului
4.4.1. Schemele electrice ale radioreceptorului
4.4.2. Schemele de cablaj imprimat ale radioreceptorului
CAP. 5. CALCUL DE FIABILITATE
5.1. Concepte de fiabilitate a sistemelor
5.2. Fiabilitatea cablajelor imprimate echipate cu componente electronice
5.3. Determinarea indicatorilor de fiabilitate
CAP. 6. PARTEA ECONOMICĂ
6.1. Calculul economic pentru determinarea costurilor de producție
88 pagini
ANEXA
=== grecu12 ===
CAP. 1. INTRODUCERE
1.1. Memoriu justificativ
Electronica are multiple și importante aplicații în toate domeniile cercetării științifice, în diverse ramuri ale industriei cum ar fi: sistemele de calcul, aparatele de zbor, echipamentele de automatizări, comunicațiile, aparatele electrocasnice, și poate fi considerată o cale bună de dezvoltare a economiei oricărei țări. Există în țară în domeniul electronicii întreprinderi specializate, care asigură concepția și realizarea în România a unei game largi de produse specifice precum: componente electronice pasive și active, mecanisme electromecanice, receptoare de radio-tv, radiotelefoane și echipamente pentru comunicații radio profesionale, echipamente de televiziune în circuit închis, aparate și echipamente de telecomunicații, calculatoare electronice și echipamente periferice, instalații și echipamente de telecomandă pentru automatizări, numeroase tipuri de aparate electronice de măsură și control, aparate pentru diagnosticare și supraveghere medicală și altele. Dezvoltarea fără precedent a industriei electronice, implică un echipament cu un înalt grad de tehnicitate, o exploatare corespunzătoare a acestor echipamente ce necesită și o pregătire corespunzătoare.
Proiectul de diplomă se intitulează: “Radioreceptor FM Stereo”. Acesta poate recepționa diverse posturi de radio, din banda de Unde Ultrascurte cuprinsă între 88MHz și 108MHz, norma CCIR. Am urmărit un raport preț/performanță optim.
Un avantaj deosebit al acestui radioreceptor este folosirea unor circuite integrate specializate, unele fabricate chiar la noi în țară, cu care se pot obține performanțe satisfăcătoare, în condițiile unui consum redus, rezultând de aici că una din caracteristicile radioreceptorului este portabilitatea. Modul de realizare practică poate fi observat prin înlăturarea unuia din capacele cutiei.
Toate aceste avantaje justifică construirea unui astfel de radioreceptor în scopuri comerciale și nu în ultimul rând, poate fi util în dotarea oricărui laborator de electronică sau de comunicații.
1.2. Prezentare generală
Radioreceptorul are deci posibilitatea de a recepționa posturi de radiodifuziune din gama undelor ultrascurte ce nu se află la o depărtare mai mare de 30 Km, condiție necesară unei audiții stabile, neperturbată și deci de bună calitate. Desigur calitatea audiției este foarte mult influențată de calitatea antenei folosită la recepție. Se va arăta prin intermediul calculelor că este foarte importantă existența unei antene exterioare care să fie bine degajată, situată la o înălțime cât mai mare.
Caracteristicile radioreceptorului sunt următoarele:
– Tensiune de alimentare 220V c.a. 50Hz, sau 12V de la baterie;
– Puterea maximă audio de ieșire pentru distorsiuni maxime de 10%: 2×4,5W/4 sau 2×2,25W/8;
– Consumul maxim corespunzător puterii audio maxime este de aproximativ 35W;
– Banda semnalelor audio este cuprinsă între 20Hz și 15KHz;
– Sensibilitatea la recepție 12V;
-Raportul semnal/zgomot este mai bun de 60dB;
-Câștigul total aproximativ 100dB.
1.3. Sistemul de radiodifuziune
Un sistem de radiodifuziune clasic este alcătuit din două subsisteme și anume:
-sistemul de transmisie (Emițător + Antene),
-sistemul de recepție (Antena + Radioreceptor).
1.3.1. Principiul Radiodifuziunii
Radiodifuziunea cu MF (modulație de frecvență) se referă la transmisia și recepționarea semnalelor cu modulație de frecvență.
Aceasta presupune preluarea semnalelor sonore din studio cu ajutorul microfoanelor care au rolul de a transforma aceste semnale în semnale electrice audio și apoi prelucrarea acestor semnale prin intermediul filtrelor audio, a egalizoarelor, a corectoarelor ș.a.m.d. în vederea obținerii unor semnale audio care să fie transmise în eter, către radioreceptoare, prin intermediul stației radio de transmisie.
În figura de mai jos este prezentată schema bloc a lanțului de radiodifuziune:
Fig.1. –Lanțul de radiodifuziune
Emițătorul are deci rolul de a transmite în eter informația captată de microfoane sau din alte surse sonore, iar receptorul are rolul de a recepționa undele electromagnetice transmise de emițător si de ale transforma în unde sonore.
1.3.2. Transmisia MF
Transmisia cu modulație de frecvență se folosește în benzile superioare de frecvență alocate radiodifuziunii, adică în unde ultrascurte. Aceasta deoarece banda ocupată de semnalele modulate în frecvență este mult mai mare decât la orice alt tip de modulație.
Avantajul acestui tip de transmisie constă într-o dependență mai mică a semnalelor utile de perturbațiile canalului radio spre deosebire de alte tipuri de transmisiuni.
În principiu transmisiunea bazată pe modulația de frecvență are ca scop mărirea calității semnalului la locul de recepție și îmbunătățirea raportului semnal/zgomot.
1.3.3. Recepția MF
Recepția semnalelor modulate în frecvență se realizează cu ajutorul unor radioreceptoare special construite care au în mod deosebit capacitatea de a demodula aceste semnale.
Performanțele radioreceptoarelor țin în mod direct de componentele cu care acestea au fost realizate, de schemele alese și de scopul propus la proiectare. Dacă radioreceptorul este dotat cu un sistem de decodare stereofonic, un sistem de corecție și incinte acustice de redare, atunci acesta poate fi considerat unul performant.
1.3.4. Benzile de frecvență
Frecvențele alocate radiodifuziunii se întind pe mai multe benzi și anume:
UM (Unde Medii), US (Unde Scurte), UUS (Unde Ultrascurte).
Desigur aceasta este o clasificare simplistă a benzilor de frecvență. Domeniul care interesează cel mai mult în cazul de față este domeniul UUS. Frecvențele alocate radiodifuziunii după O.I.R.T. în țara noastră este între 64MHz și 73MHz, iar după C.C.I.R. (mai nou la noi în țară) este între 88MHz și 108MHz.
În prezent în țara noastră sunt folosite ambele standarde.
1.3.5. Recepția stereofonică
Prin stereofonie se înțelege, în general, reproducerea sunetului cu aceleași posibilități auditive de localizare a sursei sonore ca și în cazul producției originale.
Localizarea în spațiu a sursei sonore este condiționată de refacerea, la ascultător, a unui câmp sonor cât mai apropiat de cel pe care îl generează sursa sonoră la locul producției originale.
Câmpul generat de sursa sonoră este captat cu ajutorul unor microfoane speciale, informațiile astfel obținute fiind transportate cu ajutorul unor canale de transmisiune la ascultător unde sunt aplicate difuzoarelor respective. Experimental s-a stabilit că sunt necesare cel puțin două informații asupra câmpului sonor original pentru ca la ascultător, câmpul refăcut să permită localizarea surselor sonore. Pe baza acestei condiții necesare minime s-a dezvoltat tehnica imprimării și reproducerii stereofonice cu ajutorul magnetofoanelor și a picupurilor.
Desigur, transmiterea doar a două informații nu permite refacerea identică a câmpului sonor original, însă transmiterea a mai mult de două informații ar ridica foarte mult costul instalațiilor necesare captării, reproducerii și în special a celor necesare transmiterii acestor informații la distanță. Vom denumi cele două canale după poziția microfonului care captează sunetul, canal stânga și canal dreapta.
Calitatea superioară a audiției stereofonice în comparație cu o audiție monofonică, dezvoltarea tehnicii amplificatoarelor audio de înaltă fidelitate, a imprimărilor și reproducerilor stereofonice au condus la necesitatea realizării unor sisteme de radiodifuziune stereofonică.
Problema principală pe care trebuie să o rezolve un sistem de radiodifuziune stereofonică este să transmită simultan din studio la ascultător două informații, semnalul canalului stânga și semnalul canalului dreapta.
1.3.6. Principiul de realizare al radiodifuziunii stereofonice
În decursul anilor au fost experimentate mai multe sisteme de radiodifuziune stereofonică, propuse de diferite țări, sisteme care prezintă fiecare anumite avantaje și dezavantaje. Pentru a putea aprecia calitatea unui sistem, s-au stabilit anumite criterii care trebuiesc satisfăcute de un sistem de radiodifuziune stereofonică. Astfel, se urmărește ca:
Sistemul să fie compatibil, adică recepționarea semnalului unui emițător modulat stereofonic, cu ajutorul unui radioreceptor monofonic obișnuit să se realizeze fără a avea o reducere a calității în raport cu cazul recepționării unei emisiuni monofonice. De asemeni, recepția semnalului transmis de un emițător monofonic, cu ajutorul unui radioreceptor stereofonic se va realiza păstrând cel puțin aceeași calitate ca și în cazul unui radioreceptor monofonic.
Sistemul să permită realizarea unei atenuări de diafonie bune, astfel încât să se obțină o recepție stereofonică de înaltă calitate.
Zona de deservire a unui emițător în cazul unei transmisiuni stereofonice să fie redusă cât mai puțin în comparație cu cazul unei transmisiuni monofonice.
Introducerea sistemului de radiodifuziune stereofonică să nu necesite modificări în planul de alocări de frecvențe, adică lărgimea de bandă în cazul emisiunii stereofonice să nu difere mult de cea din cazul emisiunii monofonice.
Protecția contra perturbațiilor necesară în radiodifuziunea stereofonică să fie cât mai apropiată de cea din radiodifuziunea monofonică, iar emisiunea stereofonică să nu producă perturbații în recepția altor emisiuni.
Radioreceptoarele destinate recepției emisiunilor stereofonice să nu fie complicate, fiind realizate la un preț de cost redus, iar radioreceptoarele monofonice existente să fie ușor adaptabile pentru a permite și recepția emisiunilor stereofonice.
Calitatea emisiunilor stereofonice recepționate cu un radioreceptor să se apropie de calitatea înregistrărilor pe discuri și bandă magnetică.
O primă soluție care se impune în rezolvarea problemei transmiterii celor două semnale stereofonice din studio la ascultător este cea de a folosi două căi independente, adică de a utiliza două emițătoare independente. Analiza acestei soluții conform criteriilor enumerate anterior arată că prezintă numeroase inconveniente, astfel că au fost preconizate diferite sisteme de realizare a radiodifuziunii stereofonice care utilizează o singură cale de transmisiune. Se poate face o împărțire a metodelor de realizare a unei transmisiuni stereofonice luând drept criteriu tipul de modulație:
Sisteme cu modulație de amplitudine dublă.
Sisteme cu modulație dublă, simultană în amplitudine și în frecvență.
Sisteme utilizând un semnal multiplexat în domeniul frecvenței.
Sisteme utilizând un semnal multiplexat în domeniul timp.
Analizând comparativ aceste sisteme rezultă că sistemele ce utilizează un semnal multiplexat în domeniul frecvenței corespund în cea mai mare măsură condițiilor enunțate.
Audiția stereofonică presupune o bună calitate a transmisiunii, ceea ce impune distorsiuni scăzute pentru semnalul transmis precum și transmiterea întregii benzi audio. Condiții bune pentru realizarea acestor cerințe prezintă radiodifuziunea cu modulație de frecvență. Prin utilizarea modulației de frecvență secțiunea canalului de transmisiune se mărește atât prin îmbunătățirea raportului semnal/zgomot, cât și prin mărirea lărgimii de bandă a canalului, astfel că apare posibilitatea transmiterii unei cantități sporite de informație.
Deoarece ambele informații stereofonice, stânga A(t) și dreapta B(t) conțin același spectru audio 30 Hz-50 KHz, trebuie să se facă o translație a unuia din canale astfel ca spectrele lor să nu se suprapună. Translatarea spectrului se face cu ajutorul unei subpurtătoare modulate. După tipul de modulație utilizat, sistemele cu semnal multiplexat în domeniul frecvenței se împart în:
Sisteme cu subpurtătoare modulată în frecvență.
Sisteme cu subpurtătoare modulată în amplitudine.
Sisteme cu modulație în amplitudine, cu subpurtătoare suprimată.
Sisteme cu modulație în amplitudine, cu bandă laterală unică.
Ca urmare a experimentărilor și analizei acestor sisteme, au rezultat ca avantajoase sistemele cu modulație în amplitudine cu subpurtătoare suprimată. Cele două variante utilizate pe scară largă în momentul de față sunt:
Sistemul multiplex cu frecvență pilot.
Sistemul cu modulație polară.
Aceste sisteme sunt recomandate de către C.C.I.R. pentru a fi aplicate în exploatare, sistemul cu frecvență pilot fiind adoptat de marea majoritate a țărilor care au introdus radiodifuziunea stereofonică.
1.3.7. Structura funcțională a radioreceptorului stereofonic
Din punctul de vedere al modului de funcționare și al structurii unui radioreceptor, următoarele aspecte au importanță deosebită:
Lanțul de radiodifuziune stereofonică transmite din studio la ascultător două informații audio independente: A(t) și B(t).
Semnalul de modulație monofonic este înlocuit cu un semnal de modulație multiplex stereo. Semnalul multiplex stereo este compus din semnalul principal M(t) rezultat al însumării celor doua informații audio A(t) și B(t), și semnalul stereofonic auxiliar S*(t) compus din benzile laterale rezultate din modularea în amplitudine a unei subpurtătoare cu S(t), semnalul diferență a celor doua informații: A(t) și B(t).
Pentru refacerea purtătoarei la recepție, se include în semnalul multiplex stereo și un semnal pilot cu frecvența egală cu jumătate din frecvența subpurtătoarei.
Semnalul multiplex stereo ocupă un spectru de frecvență mult mai larg în comparație cu semnalul monofonic. Utilizarea acestui semnal, ca semnal de modulație MF atrage după sine lărgirea benzii ocupate de purtătoare și de componentele principale, precum și o serioasă înrăutățire a raportului semnal/zgomot.
La emisie vom avea două procese distincte și anume :
Procesul de formare a semnalului multiplex stereo care este de fapt un proces de codare a celor două informații A(t) și B(t).
Procesul de modulare în frecvență a purtătoarei de înaltă frecvență.
Evident, și recepția va conține două procese distincte :
Procesul de recepție a unei oscilații modulate în frecvență.
Procesul de decodare a semnalului multiplex stereo.
Rezultatul acestui proces va fi reapariția celor două informații A(t) și B(t).
Radioreceptorul MF stereofonic va avea în componenta sa toate etajele unui radioreceptor MF monofonic, diferind de acesta, în principal prin adăugarea unui bloc funcțional nou numit decodor stereo. O mențiune specială trebuie făcută asupra antenelor ce se vor folosi pentru recepția emisiunilor stereofonice. Dacă pentru a recepționa o emisiune monofonică era suficient un dipol simplu, în cazul recepției stereofonice se recomandă utilizarea unor antene cu directivitate și câștig sporit. Folosirea antenelor cu directivitate mare se face cu dublu scop, și anume:
Îmbunătățirea raportului semnal/zgomot. Pentru obținerea unei recepții stereofonice de calitate, câmpul minim la 10m deasupra solului în prezența paraziților instalațiilor electrice trebuie să aibă următoarele valori: 0.5 mV/m în zonele rurale; 2 mV/m în zonele urbane; 5 mV/m în orașele mari.
Eliminarea efectelor nedorite produse de fenomenul de propagare multiplă. Recepționarea undelor reflectate introduce distorsiuni neplăcute în cazul unei emisiuni stereofonice. Distorsiunile apar ca urmare a modulației de amplitudine și de fază parazite și cresc odată cu mărirea amplitudinii și întârzierii undei reflectate. Se recomandă ca raportul semnal-direct/semnal-reflectat să fie mai mare de 16 dB.
Datorită dezvoltării tehnicii amplificatoarelor de înaltă fidelitate, a început să fie utilizată și varianta de construire a radioreceptoarelor stereo sub forma a două unități independente: tunerul MF stereo și amplificatorul AF de înaltă fidelitate.
CAP. 2. CONSIDERAȚII TEORETICE
2.1. Lanțul de radiodifuziune
Transmiterea directă a programului de radiodifuziune la distanțe mari nu este posibilă atât din cauza obstacolelor existente între sursa de sunet și locul de recepție, cât și din cauza atenuării energiei sonore.
Pentru realizarea comunicației, informația din cadrul programului sonor este transformată, cu ajutorul unor traductoare electroacustice, în semnale electrice (fig. 1.1); acestea sunt apoi transmise, recepționate și numai la sfârșitul lanțului de radiodifuziune este refăcută informația acustică.
Fig. 1.1. Sistem de radiodifuziune pentru transmisia informației:
1 – sursa de informație; 2 – traductor electroacustic (microfon); 3 – amplificator de audiofrecvență; 4 – modulator; 5 – amplificator de înaltă frecvență; 6 – demodulator; 7 – traductor electroacustic (difuzor); AE – antena de emisie; AR – antena de recepție.
Transmisia semnalelor electrice prezintă următoarele avantaje față de transmiterea sonoră directă:
propagare cu atenuare mică;
posibilitatea mai simplă de amplificare a semnalelor;
transmisie simultană, pe mai multe canale, prin diversificarea frecvenței semnalului electric purtător de informație.
2.2. Semnale transmise prin lanțul de radiodifuziune
2.2.1. Caracteristicile semnalului
Semnalul electric purtător al informației sonore este în general o funcție armonică de timp.
Frecvența acestui semnal trebuie sa fie cea alocată canalului, iar unul dintre parametrii săi să varieze proporțional cu semnalul electric rezultat din traductorul emițător.
Reprezentarea unui semnal modulat, care se aplică la intrarea receptorului se poate face prin relația:
(2.1)
unde fie amplitudinea A, fie pulsația este dependentă de semnalul modulator.
2.2.2. Semnale pentru radiodifuziunea cu modulație de frecvență
Modulația de frecvență se caracterizează prin variația pulsației radiate (s) in funcție de semnalul modulator.
Faza semnalului de înaltă frecvență este în acest caz proporțională cu integrala semnalului modulator.
Oscilația radiată se poate exprima prin următoarea expresie:
(2.2)
Daca semnalul modulator se reprezintă printr-o dezvoltare în serie Fourier atunci relația (2.2) devine:
(2.3)
unde :
(2.4)
este indicele de modulație.
Dezvoltarea în serie a relației (2.3):
(2.5)
arată că spectrul ocupat de oscilație este infinit, practic neputând fi asigurat de nici un sistem de transmisiune.
Ținând seama că funcțiile Bessel de speța întâi J() își micșorează valoarea odată cu creșterea ordinului, este suficient pentru a asigura o transmisie cu anumite distorsiuni liniare și neliniare, să se transmită numai o parte a acestui spectru.
Valorile uzuale ale deviației maxime de frecvență pentru radiodifuziune fiind de 50 sau 75kHz, rezultă că indicele de modulație corespunzător frecvenței maxime de modulație utilizate (15kHz) are valori de 3,35. Este evident că pentru frecvențe de modulație mai mici aceasta valoare poate fi cu mult depășită.
În aceste condiții se poate considera, în mod practic, că un semnal modulat în frecvență, ocupă, în funcție de deviația sa de frecvență, un spectru de circa 180kHz (f = 50kHz), respectiv 250kHz (f = 75kHz).
Se constată că spectrul ocupat de un semnal de radiodifuziune MF este de 20 30 ori mai mare decât spectrul ocupat de un semnal de radiodifuziune MA, în timp ce frecvența maximă transmisă nu s-a mărit decât de circa 3,3 ori.
În realitate, lățimea de bandă a unui canal MF ajunge, în funcție de deviația de frecvență cu care se transmite, până la 270 sau 375 kHz – dacă se ținea seama că semnalele de radiodifuziune conțin simultan mai multe frecvențe modulatoare.
2.2.3. Semnale pentru radiodifuziunea stereofonică
Semnalele folosite în radiodifuziunea stereofonică pot avea mai multe forme. Dintre toate formele existente OIRT recomandă folosirea sistemului cu frecvență pilot.
Pentru localizarea surselor de semnal trebuie transmise două semnale independente corespunzătoare canalelor dreapta UD(t) și stânga US(t).
În scopul asigurării compatibilității cu sistemele monofonice, unul dintre canale va transmite semnalul de intensitate:
(2.6)
semnalul de distribuție spațială, obținut prin diferența semnalelor celor două surse:
(2.7)
fiind transmis de cel de al doilea canal.
Pentru a putea fi transmise de un singur emițător, din semnalul de intensitate și din semnalul de distribuție spațială se formează în prealabil un semnal complex. În acest scop, semnalul de distribuție spațială se translatează față de cel de intensitate, folosindu-l pentru modularea în amplitudine a unei subpurtătoare, care apoi se suprimă pentru a nu supraîncărca transmisia.
Această subpurtătoare de pulsație v se obține dublând pulsația p = 2*19000 1/S a unui oscilator pilot, ce trebuie transmisă pentru a asigura demodularea semnalului de distribuție spațială Ud(t).
Rezultă deci că semnalul modulator pentru radiodifuziunea stereofonică este de forma:
(2.8)
unde “k” este coeficientul de pondere al semnalului pilot:
(2.9)
Frecvența maximă a acestui semnal este:
(2.10)
unde: fv este frecvența subpurtătoare, egală cu dublul frecvenței oscilatorului pilot;
fm max – frecvența maximă de modulație.
Transmisia stereofonică a semnalului se efectuează prin modularea în frecvență a canalului dorit cu semnalul modulator exprimat de relația (2.8). În acest caz, spectrul transmis ajunge la o întindere și mai mare față de transmisiunile monofonice cu MF. Astfel, la deviația maximă de frecvență de 50 kHz este necesară transmisia uniformă într-o bandă de 212 KHz în loc de 180 kHz, cât se impune la transmisia monofonică.
Această bandă a rezultat în ipoteza că semnalul transmis de emițător este de forma:
(2.11)
unde: fmax este deviația maximă de frecvență considerată, în cazul respectiv de 50 kHz;
fi si fd – deviațiile de frecvență corespunzătoare informației stereofonice.
Deoarece fs ajunge până la jumătate din deviația maximă de frecvență, când unul din canale este nul, rezultă un indice de modulație:
(2.12)
Pentru a transmite armonicile de amplitudine mai mari de 1% din purtătoarea nemodulată este suficientă doar transmiterea armonicei a 2-a. Aceasta indică faptul că spectrul transmis trebuie să fie de patru ori mai mare decât frecvența maximă de modulație, adică 212 KHz.
2.3. Funcțiile radioreceptorului
Radioreceptorul captează prin antenă energia radiată de emițător și o prelucrează în scopul obținerii informației transmise. Astfel, radioreceptorul selectează semnalul din canalul util, îl amplifică și îl demodulează pentru a putea comanda traductorul electroacustic (difuzorul).
Funcția de selectivitate constă în extragerea semnalului util din multitudinea semnalelor culese de antenă.
Acest lucru se realizează prin selectarea în funcție de frecvență și transmiterea spre difuzor numai a semnalelor aflate în banda de trecere a canalului util.
Deoarece mărirea acestei selectivități nu se poate face fără o micșorare a fidelității reproducerii, de multe ori se combină selectivitatea în funcție de frecvență cu selectivitatea direcțională.
Semnalul selectat trebuie amplificat și demodulat pentru a putea acționa sistemul electroacustic de redare.
Amplificarea necesară fiind foarte mare, tensiunea de ieșire trebuind să fie de circa 104107 ori mai mare decât cea de intrare, nu se poate realiza pe o singura frecvență, deoarece ar fi foarte dificilă asigurarea stabilității.
De aceea se introduce etajul de demodulare în mijlocul lanțului, de amplificare.
Prin demodulare, din semnalul de înaltă frecvență recepționat, se extrage semnalul de joasă frecvență, corespunzător informației utile.
2.4. Schemele bloc ale receptoarelor pentru radiodifuziune
2.4.1. Principiul receptorului superheterodină
Deoarece în radiodifuziune, în mod practic, se folosesc numai receptoare superheterodină, se analizează numai acest tip de radioreceptoare.
Principiul de funcționare a receptorului superheterodină are la baza introducerea în lanțul de transmisie a unui schimbător de frecvență, care asigură, prin interferența cu un semnal generat în receptor, obținerea unui semnal cu frecvența purtătoare constantă, denumită frecvența intermediară (fi):
(2.13)
unde: fh este frecvența generată în radioreceptor;
fs – frecvența semnalului util.
Pentru a se menține constantă valoarea frecvenței intermediare este necesar ca frecvența semnalului generat să varieze odată cu frecvența semnalului util.
Principalele avantaje ale amplificării pe o singură frecvență sunt obținerea unei amplificări și a unei caracteristici de selectivitate aproximativ independente de canalul recepționat.
Totodată, frecvența de lucru fiind unică, se poate obține și o utilizare optimă a elementelor active folosite pentru amplificator, prin neutralizarea montajului.
Un alt avantaj al introducerii amplificării pe o singură frecvență este faptul că circuitele selective se realizează mult mai ușor, nefiind necesară introducerea unei reactanțe (condensator sau bobină) variabile pentru acordul pe canalul util.
Folosirea sistemului de recepție tip superheterodină are și unele dezavantaje, dintre care cel mai însemnat este posibilitatea de perturbare a recepției de către canalele care au frecvența intermediară sau de către canalele care prin interferența dintre ele sau cu tensiunile și armonicele semnalului generat în radioreceptor determină apariția unui semnal cu frecvență intermediară. Deoarece aceste perturbații se pot înlătura, sau cel puțin micșora, printr-o alegere judicioasă a valorii frecvenței intermediare și prin introducerea în circuitele de radiofrecvență a unor sisteme rejectoare, schemele tip superheterodină s-au generalizat în receptoarele pentru radiodifuziune.
2.4.2. Schema bloc a unui receptor MF
Schema bloc a unui receptor pentru emisiuni modulate în frecvență este prezentată în fig. 2.2.
Diferența esențială dintre schema-bloc a acestui receptor și cea a unui receptor pentru emisiuni MA constă în faptul ca etajul detector a fost înlocuit cu un etaj discriminator de frecvență (10), care transformă semnalul modulat în frecvență într-un semnal modulat în amplitudine; acesta este apoi demodulat cu ajutorul elementelor neliniare existente în schema discriminatorului.
Fig. 2.2. Schema-bloc a unui radioreceptor MF:
1 – circuit de intrare; 2 – amplificator de RF; 3 – circuite de RF; 4 – schimbător de frecvență; 5 – amplificator de FI; 6 – ansamblu de frecvență intermediară; 7 – ansamblu de înaltă frecvență; 8 – oscilator local; 9 – alimentator; 10 – discriminator de frecvență; 11 – amplificator de AF; 12 – difuzor; 13 – reglaj automat al amplificării; 14 – reglaj automat al frecvenței; AR – antena de recepție.
În afară de aceasta, receptorul pentru emisiuni modulate în frecvență mai conține și un limitator care uneori coincide cu ultimul etaj amplificator de frecvență intermediară, iar alteori este conținut chiar în discriminator, ca de exemplu cazul discriminatorului de raport. Acest limitator are menirea de a reduce perturbațiile care determină o modulație parazită în amplitudine, asigurând astfel un raport semnal/perturbație la ieșire cât mai mare.
Uneori în amplificatorul de frecvență intermediară se introduce o buclă de reglaj automat a amplificării.
În acest caz variația amplitudinii semnalului în limite largi nu conduce la variații mari ale regimului de funcționare a limitatorului, eliminându-se dezacordarea circuitelor rezonante pe care lucrează acesta.
De asemenea, pentru micșorarea distorsiunilor, care pot să apară datorită abaterii frecvenței intermediare față de frecvența de rezonanță a amplificatorului de frecvență intermediară, în receptoarele pentru emisiuni modulate în frecvență se introduce foarte frecvent o buclă de reglaj automat de frecvență.
2.4.3. Schema bloc a unui receptor pentru emisiuni stereofonice
Schema unui receptor destinat radiodifuziunii stereofonice (fig. 2.3) este de tipul schemelor receptoarelor pentru modulația în frecvență, după cum a rezultat și din analiza caracteristicilor semnalului utilizat în radiodifuziunea stereofonică.
Fig. 2.3. Schema-bloc a unui receptor pentru emisiuni stereofonice:
1 – bloc de UUS; 2 – amplificator de FI-MF; 3 – limitator; 4 – discriminator de frecvență; 5 – decodor stereofonic; 6,7 – amplificatoare de AF; 8 – difuzoare; 9 – alimentator; 10 – reglaj automat al frecvenței; AR – antena de recepție.
Particularitățile receptoarelor stereofonice intervin după demodulare când, din semnalul multiplex, este necesară obținerea informațiilor corespunzătoare fiecărei poziții a surselor acustice respective din instalațiile de redare. Aceasta se realizează cu ajutorul decodorului stereo (5).
După decodare amplificatorul de audiofrecvență trebuie să aibă două canale identice (6 și 7) putându-se astfel excita traductoarele electroacustice care redau informațiile canalului dreapta și canalului stânga.
2.5. Factorul de transfer al radioreceptorului
2.5.1. Definirea factorului de transfer
Stabilirea funcției de transfer a radioreceptorului implică o serie de dificultăți legate de faptul că radioreceptorul conține blocuri funcționale, care lucrează la frecvențe diferite sau chiar blocuri funcționale la care frecvența semnalului de ieșire diferă de frecvența semnalului de intrare.
În acest caz factorul de transfer se definește prin raportul dintre semnalul de la ieșirea radioreceptorului Uies(t) și semnalul modulator recepționat A0g(t).
Astfel, factorul de transfer al unui radioreceptor pentru emisiuni modulate în frecvență, care transmite un semnal cu funcția modulatoare rezultată din relația (2.2 ), poate fi exprimat prin relația:
(2.14)
Relația (2.14) este greu de interpretat în practică, motiv pentru care analiza transmisiei prin radioreceptor se efectuează pe baza ipotezei că semnalul modulator este sinusoidal.
În acest caz, prin factor de transfer se înțelege raportul dintre amplitudinea tensiunii sinusoidale de la ieșire și amplitudinea tensiunii modulatoare de la intrare, adică:
(2.15)
în cazul receptoarelor pentru emisiuni modulate în frecvență.
Din această ultimă relație se constată ca performanțele radioreceptorului depind de pulsația modulatoare m, ceea ce impune exprimarea tuturor factorilor de transfer ai semnalului de înaltă frecvență în funcție de această frecvență.
Pentru aceasta se va stabili în prealabil o metodă generală de calcul a influenței diverselor circuite asupra unui semnal modulat, cum este cel reprezentat prin relația (1.3).
2.5.2. Funcția de transfer a lanțului de transmisie a semnalelor MF
Reprezentarea fazorului echivalent a semnalului sinusoidal modulat în frecvență într-un plan ce se rotește cu viteza unghiulară s se poate face sub forma:
(2.15)
La transmisia acestui semnal printr-un ansamblu care are funcția de transfer:
(2.16)
fazorul echivalent ajunge la forma:
(2.17)
Relația (2.17) reprezintă în cazul general un fazor care este modulat atât în amplitudine cât și în frecvență.
Mai mult, în semnalul modulator apar și armonici ale semnalului inițial, fapt care determină apariția unor distorsiuni neliniare.
Stabilirea răspunsului circuitelor radioreceptorului la semnale modulate în frecvența cu ajutorul relației (2.17) este deosebit de laborioasă. De aceea se preferă să se calculeze răspunsul direct din regimul dinamic al diferitelor părți componente ale radioreceptorului.
În acest caz, atât pentru semnal, cât și pentru factorul de transfer al fiecărui subansamblu se consideră ca origine de frecvență, frecvența purtătoare nemodulată, adică funcția de transfer:
(2.18)
și semnalul excitator:
(2.19)
Transformata Fourier a semnalului de ieșire, și el decalat cu frecvența purtătoare:
(2.20)
rezultă din înmulțirea transformatei Fourier a semnalului reprezentat de relația (2.19):
(2.21)
cu dezvoltarea în serie Mac-Laurin a factorului de transfer K`(), pentru o abatere față de
frecvența purtătoare egala cu variația = v, adică:
(2.22)
În aceste condiții semnalul de ieșire se poate exprima prin relația:
(2.23)
Și expresia (2.23) prezintă dificultăți pentru soluționare. Calculul răspunsului circuitelor la semnale modulate în frecvență se simplifică dacă semnalul de intrare se exprimă prin relația:
(2.24)
Integralele necesare calcului semnalului de ieșire (vezi rel. 2.23) se pot exprima prin derivatele ei, adică:
(2.25)
În aceste condiții relația (2.23) devine:
(2.26)
pentru calcul fiind necesară doar stabilirea derivatelor semnalului excitator. Semnalul modulat în frecvență putându-se exprima prin relația (vezi rel. 2.2 și 2.19):
(2.27)
rezultă că derivatele ei sunt:
(2.28)
(2.29)
(2.30)
Introducând aceste expresii în relația (2.26) se obține că semnalul de la ieșirea circuitelor radioreceptorului va fi:
(2.31)
Analizând această relație se constată că la un semnal modulat în frecvență, care este transmis prin circuite cu caracteristică dependentă de frecvență, apare un defazaj dependent atât de caracteristica de fază a acestor circuite, cât și de caracteristica de lor de amplitudine și derivatele ei.
Se constată că și această expresie conduce la soluții aproximative, calculele pentru stabilirea răspunsului circuitelor la semnale modulate în frecvență rămânând totuși laborioase.
Așa cum se va vedea în continuare, distorsiunile neliniare determinate de circuitele radioreceptorului în semnalul de ieșire sunt proporționale cu derivatele timpului de trecere al semnalului. Pentru ca distorsiunile să fie mici, banda de trecere a acestor circuite trebuie să fie suficient de largă în raport cu deviația de frecvență și cu frecvența modulatoare transmisă.
Astfel, neglijarea derivatelor factorului de transfer în raport cu acesta, nu introduce erori inacceptabile.
În aceste condiții relația (2.31) fiind:
(2.32)
rezultă ca variația pulsației semnalului de ieșire va fi:
(2.33)
Se constată că, în afara semnalului modulator (v), mai apare o oscilație suplimentară
proporțională cu timpul de trecere al semnalului prin amplificatorul de înaltă frecvență:
(2.34)
Deoarece derivatele timpului de trecere pentru circuitele cu elemente reactive nu sunt nule, relația (2.34) pune în evidență apariția în semnalul de ieșire și a unor distorsiuni armonice.
Astfel considerând semnalul modulator armonic:
(2.35)
rezultă că semnalul de ieșire este:
(2.36)
Aceasta indică o modificare a fundamentalei la valoarea:
(2.37)
și apariția unor armonice superioare care au expresia:
(2.38) și (2.39)
Având în vedere că este necesar ca armonicele semnalului de ieșire să fie foarte mici (neglijabile) în raport cu fundamentala se poate considera și expresia simplificată a acesteia:
(2.40)
În continuare pentru a analiza comportarea întregului receptor la semnale modulate în frecvență este suficient a ști că tensiunea la ieșirea demodulatorului este:
(2.41)
unde: KdF este factorul de transfer al demodulatorului;
vR1AFI este pulsația rezultată la ieșirea ansamblului de frecvență intermediară.
În aceste condiții factorul de transfer al întregului receptor va fi:
(2.42)
unde: vR1RF este pulsația rezultată la ieșirea ansamblului de radiofrecvență.
2.5.3 Funcția de transfer a lanțului pentru transmisia semnalelor stereofonice
Lanțul pentru transmisia semnalelor stereofonice prezintă particularitatea că prin circuitele de înaltă frecvență și demodulatorul semnalelor modulate în frecvență se transmite semnalul multiplex stereofonic. Cunoașterea factorului de transfer permite stabilirea valorii tensiunii de comandă a amplificatoarelor de audiofrecvență.
La ieșirea din demodulatorul semnalelor modulate în frecvență se obțin tensiuni corespunzătoare informațiilor de intensitate și distribuție amplificate diferit.
Dacă se notează prin Ki și Kd factorii de transfer ai lanțului de transmisie a semnalelor corespunzătoare informațiilor de intensitate și distribuție, atunci tensiunile aplicate sistemului de refacere al informațiilor transmise de către sursa de program (canal dreapta și canal stânga ) vor fi:
(2.43) & (2.44)
unde prin Ui’ și Ud’ s-au notat tensiunile corespunzătoare canalelor de transmisie a informației de intensitate (Ui) și a informației de distribuție (Ud).
Valoarea factorilor de transfer Ki și Kd se poate stabili cunoscând modul de variație al factorilor de transfer al blocurilor funcționale utilizate pentru transmisia semnalului stereofonic, adică circuitele de radiofrecvență, circuitele de frecvență intermediară și demodulatorul semnalelor modulate în frecvență.
Modul de stabilire al acestor doi coeficienți în funcție de elementele cunoscute diferă.
Factorul de transfer al informației de intensitate se determină cu relația:
(2.45)
unde s-a notat prin KiRF, KiFI și KidF factorii de transfer ai circuitelor de radiofrecvență, ansamblului de frecvență intermediară și demodulatorului semnalelor modulate în frecvență corespunzători deviației de frecvență a semnalului de intensitate și frecvenței modulatoare a acestuia, iar prin KiF factorul de transfer al filtrului introdus pentru separarea semnalului purtător al informației de intensitate de semnalul corespunzător informației de distribuție.
Modul de calcul al factorului de transfer al semnalului de distribuție este relativ mai complicat, deoarece acesta are o formă diferită în funcție de schema decodorului utilizat și de amplificarea fiecăreia dintre cele două benzi laterale ce-l compun.
Din aceste motive în continuare se va stabili factorul de transfer al lanțului pentru transmisia semnalelor stereofonice, fără a preciza modul de calcul al factorului de transfer al semnalului corespunzător informației de distribuție (Kd), aceasta constituind obiectul unei probleme specifice decodorului.
În aceste condiții pentru calcularea semnalelor corespunzătoare canalelor dreapta (Ud’) și stânga (Us’) se procedează la adunarea și scăderea semnalelor obținute (Ui’ și Ud’) procedeu invers celui de la emisie. Rezultă în acest caz:
(2.46)
și:
(2.47)
Aceste relații pun în evidență că factorul de transfer al părții de înaltă frecvență a unui receptor stereofonic este:
(2.48)
și că pătrunderea semnalului dintr-un canal în celălalt se face proporțional cu un factor de transfer:
(2.49)
2.6. Distorsiuni
2.6.1. Distorsiuni armonice
1. Cauzele distorsiunilor armonice. Distorsiunile armonice sunt determinate de principalele funcțiuni ale receptorului și anume: funcția de filtru selectiv și funcția de
amplificator-demulator.
Pentru a putea selecta semnalul util, banda de trecere a receptorului este limitată,
impunând o neliniaritate a caracteristicii de fază.
De aceea, in semnalele transmise apar armonici ale semnalelor modulatoare in frecvență.
Datorită caracteristicii de transfer nesimetrice, in raport cu frecvența purtătoare a semnalelor transmise, apar distorsiuni armonice și în blocurile de înaltă frecvență care funcționează cu semnale modulate în amplitudine.
Mai mult, este posibilă apariția distorsiunilor armonice și datorită cuplajelor ce pot să apară pe liniile de alimentare, reglaj automat al amplificării sau prin diversele cuplaje parazite.
O pondere mult mai mare, în distorsionarea armonică a semnalelor transmise, o au funcțiile de amplificare și demodulare, care presupun caracteristici de transfer neliniare.
Astfel, în amplificatorul de audio frecvență apare o modificare esențială a conținutului armonic al semnalului transmis, deoarece aici nivelul semnalului este cel mai ridicat.
Mai mult, datorită nivelului ridicat al semnalului este posibil ca și inductanța în miezul de fier al transformatoarelor folosite în amplificatorul de audiofrecvență să ajungă la valori ridicate, în special pentru semnalele de la limita inferioară a benzii transmise, care să conducă la apariția unor armonici ale semnalului transmis.
Un ultim tip de distorsiuni armonice, ce apar în semnalele modulate în amplitudine, prin modificarea anvelopei semnalului transmis, este determinat de caracteristica neliniară a elementelor active folosite în AIF.
2. Distorsiuni armonice determinate de circuitele selective.
Refacerea informației transmise printr-o modulație în frecvență(apărând și o modulație parazită de amplitudine) este posibilă când componentele care au amplitudine mai mare de 1% din purtătoarea nemodulată sunt transmise neatenuate.
Se poate considera că acestea se află într-o bandă care are aproximativ lățimea:
(2.50)
Deoarece în realitate semnalul modulator este mai complex, putându-se exprima printr-o sumă de semnale sinusoidale, mai apar în dezvoltarea în serie și combinațiile acestor frecvențe modulatoare, care au drept coeficient produsele funcțiilor Bessel.
În mod practic se arată că este suficient să se transmită o bandă de frecvențe:
(2.51)
pentru a nu deforma informația.
Deoarece asigurarea unei astfel de lărgime a benzii de trecere și a unei atenuări suficiente a canalelor adiacente este dificil de realizat, se admite că circuitele folosite pentru transmisia informației și ansamblul de frecvență intermediară-demodulator, să aibă o anumită pondere în distorsionarea informației. În acest caz, banda de trecere a acestor circuite rezultă din relațiile (2.38) și (2.39) și din definiția distorsiunilor neliniare.
Mai mult, și neuniformitatea factorului de transfer în banda ocupată de către semnalul transmis, poate determina distorsionarea neliniară a semnalelor transmise. Într-adevăr dacă factorul de transfer are o anumită cădere, astfel încât limitatorul să nu mai fie eficient, în calculul răspunsului circuitelor de transmisie nu mai este suficientă aproximația (2.32), ci trebuie folosită relația (2.31) pentru stabilirea tensiunii de la ieșirea radioreceptorului.
3. Distorsiuni armonice determinate de elementele neliniare din ansamblul de audiofrecvență.
Distorsiunile apar datorită neliniarității caracteristicii dinamice de transfer a elementelor active utilizate în amplificatorul de AF.
În afară de aceasta, neliniaritatea caracteristicii de transfer mai poate proveni și din variația tensiunii de excitație, datorită căderilor de tensiune variabile, care apar pe rezistența internă a sursei, în funcție de variația curentului elementului de comandă. De asemenea, la micșorarea frecvenței semnalului, crescând inducția în fier, mai apar și o serie de distorsiuni datorate caracteristicii neliniare a transformatoarelor folosite.
Pentru determinarea coeficientului de distorsiuni neliniare, datorate elementului activ se dezvoltă în serie Taylor curentul său de ieșire. Dezvoltarea făcându-se în jurul punctului de funcționare, curentul are expresia:
(2.52)
unde:
(2.53)
este tensiunea de comandă presupusă ca formată din două semnale sinusoidale. Aplicând elementului activ, care are funcția de transfer (2.53), semnalul (2.52) rezultă următoarele modificări ale parametrilor caracteristici curentului de ieșire:
componenta medie crește la valoarea:
(2.54)
fundamentala curentului de ieșire ajunge la valoarea:
(2.55)
apar următoarele distorsiuni neliniare corespunzătoare armonicilor a II-a și a III-a:
(2.56)
(2.57)
unde:
(2.58)
în care K poate fi c1 sau c2, iar “j” poate fi c2 sau c1;
apar distorsiuni de interferență, care sunt mult mai grave decât distorsiunile pe
armonici, deoarece, în timp ce distorsiunile pe armonici modifică numai timbrul transmisiunii, distorsiunile de interferență creează distonanțe.
Distorsiunile de interferență care apar au frecvența egală cu f1f2 și valoarea:
(2.59)
respectiv f12f2 sau f22f1 valoarea acestora fiind:
(2.60)
și
(2.61)
2.6.2. Distorsiuni rezultate din alte canale.
Distorsiuni datorate trecerii informației din alte canale de radiodifuziune.
La trecerea unei informații dintr-un canal oarecare în canalul util, datorită neliniarității caracteristicii de transfer a lanțului de transmisie, apar distorsiuni de intermodulație.
Intermodulația care apare la transmisiunile cu modulația de frecvență se datorează neliniarității caracteristicii de fază a circuitelor folosite în amplificatorul de înaltă frecvență.
Deoarece neliniaritățile caracteristicii de fază sunt însoțite și de atenuări ale semnalelor perturbatoare, distorsiunile de intermodulație sunt neimportante. Aceasta se explică și prin faptul că datorită propagării în linie ale semnalelor utilizate în radiodifuziunea modulată în frecvență probabilitatea de recepționare simultană a două canale este foarte mică.
Distorsiuni rezultate din cuplajele parazite cu semnale dependente de rețeaua de
alimentare (brum).
Semnalele dependente de rețea influențează transmisia semnalelor prin amplificatorul de audiofrecvență, atât prin trecerea lor directă cât și prin crearea unor distonanțe.
Gradul de modulație cu brum depinde doar de caracteristica de transfer a elementului activ și de amplitudinea tensiunii perturbatoare și este independent de locul unde apare semnalul perturbator. În consecință trebuie luate aceleași măsuri de protecție împotriva perturbației cu brum, pentru toate elementele active din amplificatoarele de IF, independent de nivelul la care lucrează.
2.7. Perturbații
2.7.1. Cauzele perturbațiilor de fluctuații
Prin fluctuații se înțeleg tensiunile și curenții aleatori, care apar din diverse cauze, ca
de exemplu: agitația termică a electronilor în conductoare sau a particulelor încărcate din jurul antenei, neuniformitatea emisiei purtătorilor de sarcină din elementele active, etc. Fluctuațiile de acest tip determină tensiuni foarte mici în comparație cu semnalele de intrare, dar aceste tensiuni având o bandă largă, pot perturba recepția semnalelor cu nivel redus.
Perturbațiile (zgomotul) de fluctuații pot proveni din agitația termică a electronilor
elementelor pasive (rezistențe, antenă, circuite rezonante) sau active (tranzistoare, diode, circuite integrate) sau a variațiilor aleatorii în procesul de emisie și distribuție a curentului elementelor active.
2.7.2. Factorul de zgomot datorat perturbațiilor de fluctuații
Calcularea puterii zgomotului, generat de către circuitele radioreceptorului se face cu ajutorul factorului de zgomot. Acesta reprezintă raportul puterilor de semnal Ps și zgomot Pz de la ieșire și intrare:
(2.62)
unde: Kp este câștigul de putere al radioreceptorului;
(2.63)
Dacă se notează cu Fk factorul de zgomot al fiecăruia din subansamblurile
radioreceptorului de câștig de putere KPk se obține:
(2.64)
unde:
este puterea totală de zgomot a subansamblului k, care are la intrare puterea de zgomot Pz int k. (2.65)
este aportul de zgomot al subansamblului k. (2.66)
În acest caz se poate exprima puterea de zgomot de la ieșirea receptorului cu relația:
(2.67)
unde KPj este câștigul de putere al subansamblului j.
Pe această bază se poate exprima factorul de zgomot al radioreceptorului prin expresia:
(2.68)
unde:
FCI este factorul de zgomot al circuitului de intrare;
FRF – factorul de zgomot al circuitului de radiofrecvență;
FSF – factorul de zgomot al schimbătorului de frecvență;
FAFI – factorul de zgomot al amplificatorului de frecvență intermediară;
FD – factorul de transfer al demodulatorului;
FCI, FRF, FSF, FAFI și FD se calculează cu relația (2.63).
Se observă că, datorită câștigurilor mari ale blocurilor funcționale folosite, factorul de zgomot al radioreceptorului este practic determinat de doar factorul de zgomot al circuitului de intrare FCI și, uneori, și de cel al etajului care urmează după acesta (RF sau SF), influența zgomotului celorlalte etaje fiind neglijabilă.
Zgomotul circuitului de intrare este determinat și de zgomotul de distribuție a curentului prin elementul activ echivalat prin rezistența Rz. Se poate considera în acest caz că tensiunea totală de zgomot la bornele circuitului acordat va fi:
(2.69)
unde:
Uz este tensiunea introdusă în circuitul acordat de către elementul activ:
(2.70)
UCI – corespunde zgomotului din circuitul de intrare (fig. 2.4), care are o conductanță la rezonanță (0):
(2.71)
și este datorat antenei, sarcinii care se cuplează la circuitul de intrare și elementelor propriu-zise ale circuitului.
Antena se comportă ca și când rezistența sa (de radiație + pierderi) s-ar afla la temperatura efectivă a antenei (TA).
Se obține astfel că zgomotul antenei este de:
ori mai mare decât zgomotul corespunzător rezistenței de radiație ce s-ar afla la aceeași temperatură T cu restul receptorului.
Temperatura efectivă a unei antene aflate în mediul considerat rezultă din relația:
(2.73)
unde:
d este unghiul solid elementar cuprins de arcele d și d;
T(,) – distribuția de temperaturi a spațiului înconjurător antenei;
G(,) – câștigul spațial al antenei.
Tensiunea de zgomot introdusă de către circuitul de intrare corespunde impedanței circuitului de intrare prezentat în fig. 2.4 este:
(2.74)
unde:
gc este conductanța de cuplaj a antenei la circuitul de intrare.
Fig. 2.4. Circuitul echivalent circuitului de intrare
Curentul total de zgomot compus din cei trei curenți care debitează pe circuitul acordat (datorat antenei, conductanței circuitului acordat și conductanței de sarcină), determină o tensiune de zgomot a circuitului de intrare:
(2.75)
unde:
b este definit de relația (2.72).
Stabilirea valorii tensiunii perturbatoare se face în ipoteza că amplificatorul de FI se poate aproxima printr-un filtru cu caracteristică de transfer dreptunghiulară având o bandă de trecere 2fm max. De asemenea se consideră că frecvența proprie de rezonanță a circuitului de intrare f0 este decalată față de frecvența semnalului fs=fh-fi cu eroarea de aliniere f.
Rezultă:
(2.76)
unde:
BR este banda de trecere a circuitului de intrare.
Deoarece, în majoritatea cazurilor banda amplificatorului de FI (2fm max) este mult mai mică decât banda circuitului de intrare, relația (2.76) se poate pune sub următoarea formă simplificată:
(2.77)
Tensiunea de zgomot echivalentă, în sarcină, rezultă ținând seama de coeficientul de cuplaj ps, din relația:
(2.78)
Tensiunea de zgomot determinată de o antenă omnidirecțională în circuitul acordat, fiind:
(2.79)
rezultă un factor de zgomot:
(2.80)
Obținerea unei tensiuni de intrare cât mai mici, care să asigure raportul semnal/zgomot impus, necesită micșorarea factorului de zgomot prin alegerea corespunzătoare a coeficienților de cuplaj a antenei și sarcinei sau prin micșorarea valorii rezistenței echivalente de zgomot a primului element activ (Rz). Aceasta se poate obține asigurând excitația elementului activ de la intrarea radioreceptorului de către un generator, echivalent circuitului de intrare, a cărui rezistență văzută la bornele de intrare a elementului activ să aibă o valoare optimă.
2.8. Indicii calitativi ai radioreceptoarelor
A. Sensibilitatea
Sensibilitatea este cel mai important parametru și indică capacitatea unui receptor de a recepționa semnalele slabe și este dată de amplificare. Se definește ca fiind valoarea eficace a semnalului din antena care produce la ieșire nivelul standard de putere Ps=50mW(pentru recepția în caști Ps=1mW).
Sensibilitatea, ca valoare, trebuie să fie cât mai mică.
O definiție mai exactă : valoarea eficace a semnalului aplicat în antenă (deci la intrarea receptorului), modulată sinusoidal cu 400Hz, m=30%, care dezvoltă în rezistența nominală de
sarcină puterea utilă standard de 50mW.
Sensibilitatea este legată direct de amplificare, în sensul că se poate calcula una sau alta cunoscându-se și rezistența de sarcină nominală, astfel:
Ps – putere standard; Rs – rezistența de sarcină
Us – tensiunea efectivă pe sarcină; Ui – tensiunea in antenă
S – sensibilitatea
Dacă se impune S, atunci amplificarea necesară este A=Us/Ui.
Dacă se cunoaște A, atunci S=Us/Ui=A*Ui.
Ceea ce s-a discutat se referă la sensibilitatea absolută.
B. Sensibilitatea limitată de zgomot (SLZ)
Se referă la tensiunea eficace introdusă în antena care produce puterea standard Ps=50mW dar raportul semnal zgomot este S/Z=20dB.
Sensibilitatea este cuprinsă între 1V si 20V.
Sensibilitatea nu rămâne constantă, de obicei, pe diverse game de lucru ale RR și nici chiar în limitele aceleiași subgame. De aceea trebuie să se indice și frecvența de lucru sau în cel puțin trei puncte: centru și extremități.
C. Selectivitatea
Selectivitatea este calitatea unui receptor de a separa din multitudinea de semnalele din antenă semnalul util dorit. Ea are la bază proprietățile circuitelor acordate LC care separă semnalele ca niște filtre.
Caracteristica de selectivitate:
banda la atenuare 3dB
banda la atenuare dB
Fig. 2.6
Se observă că pentru un Q mare frecvențele înalte nu sunt redate. Curba
corespunzătoare unui Q mic va reda frecvențele înalte, dar va recepționa și posturile vecine.
Pentru caracteristica de selectivitate se definește un parametru numit coeficient de rectangularitate Kr.
Caracteristica de selectivitate este cu atât mai bună cu cât
D. Selectivitatea față de canalul adiacent
Banda ocupată de emisiunile de radiodifuziune este: B=9 KHz pentru MA
B=300KHz pentru MF
Dacă am reprezenta nivelul de ieșire în funcție de deviația de frecvență se obține:
Fig. 2.7 – Sca – selectivitatea față de canalul adiacent definită ca atenuarea semnalului la un dezacord egal cu distanța de la purtătoare la canalul adiacent.
E. Fidelitatea
Fidelitatea reprezintă calitatea unui receptor de a reproduce cât mai corect informația finală.
Orice receptor introduce distorsiuni neliniare (armonice) cât și distorsiuni liniare (determinate de caracteristica amplitudine-frecvență și faza frecvență). Aceste distorsiuni sunt generate de:
caracteristica de selectivitate care nu redă toate semnalele necesare refacerii informației originale.
distorsiunile neliniare ale amplificatorului de audiofrecvență și ale difuzorului.
Fig. 2.8 – Dependența distorsiunilor de puterea de audiofrecvență (Paf) are o alură crescătoare. Se definește puterea audio nominală (Pn) ca fiind puterea până la care distorsiunile nu depășesc o anumită valoare (10%).
Distorsiunile neliniare se calculează cu relația :
(2.81)
unde Vi – valorile amplitudinilor armonicelor unui semnal.
Distorsiunile liniare pot fi caracterizate de o caracteristică nivel-frecvență modulatoare (fm), de forma:
Fig. 2.9 – Caracteristica de fidelitate este dată de banda fms-fmi.
2.9. Acordul electronic în radioreceptoare
Acordul electronic semnifică schimbarea frecvenței de rezonanță a unui circuit cu ajutorul unei mărimi electrice (tensiune, curent) chiar dacă mărimea electrică este modificată mecanic.
Fig. 2.10
Cel mai folosit acord electric este cel cu dioda varicap. ( Cb = Cbo*(1+|V/Vo|)-n
unde: Cbo- capacitatea joncțiunii la U= 0
Cb- capacitatea de barieră Q1/
Vo- înălțimea barierei de potențial la U= 0
V- tensiunea aplicată
Modelul diodei varicap pentru conducția inversă:
Rs-rezistența regiunilor neutre
n-pentru joncțiuni abrupte=0,5
n-pentru joncțiuniliniare=0,32
n-pentru joncțiuni hiperabrupte=0,8
Fig. 2.11
Pot fi utilizate diodele BB 125, BB 139, BB 109
Raportul
(2.82) Fig. 2.12 – variația factorului de calitate
Factorul de calitate ;
(2.83)
(2.84)
Relația (2.83) se poate pune sub forma: (2.85)
Q este maxim când , și anume
(2.86)
2.9.1. Exemple de scheme tipice pt. folosirea diodei varicap
-schema de semnal
-schema A
Obs: Cs închide curentul de semnal local (pune la masă dioda DV!); Cs este necesar pt. aducerea tensiunii de polarizare pe dioda varicap care trebuie să fie scurt circuit pe semnal => Cs>10Cvmax
– schema de semnal
– schema B
Obs: Rezistența reflectată pe circuitul acordat este egală cu Rs, deci schema B trebuie evitată .
Pentru schemă A avem:
;
(2.87)
2.9.2. Probleme care apar cu variația temperaturii
Înălțimea barierei Vo variază cu temperatura cu 2mV/0C; rezultă necesitatea unei compensări a acestei variații deoarece variază capacitatea deci, se produce un dezacord cu temperatura.
O schemă de compensare ar fi:
Fig. 2.13
A doua soluție ar fi ca coeficientul de temperatură a lui Vref să fi opus celui al diodei varicap.
Obs.: Dioda varicap fiind un element neliniar, pe circuit acordat apar probleme ca fenomene parazite.
Tensiunea pe diode este: Vstatic+Vh*cosht => capacitatea variază continuu în timp, a.i. în circuit se generează armonici. Se impune ca amplitudinea tensiunii alternative pe DV să fie < 0,1V polizare: Vh < 0, 1|Vstatic|.
Rezulta o amplitudine Valt<200mV pe dioda, dezavantajos mai ales la schemele de oscilatoare.
O îmbunătățire a schemei se poate obține astfel:
Fig. 2.14
schema de semnal
În curent continuu sunt în paralel iar în semnal sunt în serie și în opoziție.
Prin această configurație se asigură: Valt=0,5|Vpolarizare|
Există componente care constau în două diode varicap, puse cap la cap, dispozitivul arătând ca un tranzistor sau ca un capacitor cu trei terminale.
A C A
Ultima variantă de schemă are dezacordul în semnal mai mic deoarece la variația tensiunii pe circuit, capacitatea unei diode crește iar a celeilalte scade.
Observații:
1. Factorul de calitate atinge valori de câteva mii.
2. La aplicarea tensiunii de comandă apare un curent invers Iinv (pentru siliciu la temperatura camerei 0,01A) și care limitează valoarea maximă a rezistenței din circuitul de aplicare a tensiunii deoarece se obține dezacordul LC.
3. Se pot folosi în cazul diodelor cu Ir mare și variante de polarizare simple (cu bobine) sau mixte (cu bobine si rezistoare).
Avantajele folosirii DV:
1. capacitate – minimă =1pF
– maximă = sute pF
2. dimensiuni, volum, greutate mult mai mici
3. posibilitatea reglajului simultan a două sau trei circuite oscilante.
4. comanda de la distanță a acordului.
2.10. Antene
2.10.1. Antena de emisie. Radiația undelor
Conductoarele electrice străbătute de curenți alternativi radiază în jurul lor unde electromagnetice, care se propagă în spațiu cu viteza luminii.
Energia pe care conductorul o primește de la generatorul de alimentare este parțial transformată în energia undei radiate, iar restul în căldură, prin intermediul pierderilor din conductor.
Când un asemenea conductor -sistem de conductoare- este destinat special pentru producerea undelor electromagnetice, el se numește antenă de emisie.
În apropierea antenei de emisie, structura câmpului electromagnetic este relativ complicată; la distanțe mari această structură se simplifică mult, devenind o undă plană. Unda plană se caracterizează prin aceea că liniile câmpului electric și magnetic sunt drepte, paralele și echidistante. Câmpul electric este perpendicular pe câmpul magnetic și ambele perpendiculare pe direcția de propagare.
Prin noțiunea de polarizare a unei unde, se înțelege orientarea ei în spațiu, luându-se ca referință direcția câmpului electric.
Undele se numesc polarizate orizontal, dacă ele se propagă astfel încât câmpul electric să fie orizontal. Atunci când câmpul electric este vertical, undele corespunzătoare se numesc polarizate vertical. Antenele formate din conductoare drepte așezate orizontal, emit unde polarizate orizontal, iar cele formate din conductoare așezate vertical, emit unde polarizate vertical.
La bornele de alimentare, unde este conectat generatorul, antena de emisie se prezintă ca un circuit cu impedanța:
(2.88)
unde Ra este rezistența antenei, iar Xa – reactanța acesteia.
Valoarea rezistenței antenei, Ra, rezultă din relația:
(2.89)
În care Rp reprezintă rezistența de pierderi, iar R – rezistența de radiație, care corespund puterii radiate de antenă.
Notându-se cu IA curentul din antenă la bornele de alimentare, se poate scrie relația:
(2.90)
unde P este puterea dată de generator antenei, iar:
este puterea pierdută în rezistența conductoarelor și:
este puterea radiată.
O antenă care ar radia uniform în toate direcțiile –antenă izotropă- ar produce în spațiu la distanța D un câmp electromagnetic a cărui intensitate, E[V/m], este dată de relația:
-în care P[W] este puterea radiată de antenă, iar D[m] este distanța.
(2.91)
Antenele de emisie însă, nu radiază uniform în toate direcțiile, ci concentrează o parte mai mare din radiație pe o anumită direcție. Această proprietate se numește directivitate.
Rezultatul practic al directivității antenelor de emisie constă în aceea că o antenă directivă necesită o putere mai mică decât o antenă izotropă pentru a realiza la aceeași distanță un câmp electromagnetic cu aceeași intensitate. De aici rezultă noțiunea de câștig al antenei.
Câștigul antenei este raportul dintre puterea radiată de o antenă izotropă și puterea radiată de antena directivă pentru a produce la aceeași distanță, același câmp electromagnetic.
Folosindu-se noțiunea de câștig este simplu de arătat că intensitatea câmpului electromagnetic produs la o distanță D de o antenă directivă cu câștig G care radiază puterea P este:
deoarece câștigul G echivalează cu mărirea de G ori a puterii radiate.
(2.92)
În practică, antena izotropă nu constituie element de comparație pentru definirea câștigului, deoarece o astfel de antenă nu există. Câștigul se referă la o antenă reală simplă, în /2, ea fiind antena de bază.
Teoretic se demonstrează că, față de antena izotropă, un dipol în /2 are un câștig de 1,64. Așadar, dacă o antenă are câștigul G față de antena izotropă, ea va avea în același timp câștigul G/1,64 în raport cu dipolul în /2.
Pentru aplicarea relației (2.92) în cazul când G este raportat la dipolul în /2, este suficient să se înmulțească sub radical cu 1,64. Astfel rezultă:
(2.93)
Deseori, câștigul G se exprimă în decibeli, el notându-se cu GdB.
Noțiunea de câștig este legată de o anumită direcție de radiație, deoarece prin definiție o antenă directivă este o antenă care nu radiază omnidirecțional.
În general, când se vorbește despre câștigul unei antene, fără a se face altă precizare, se va înțelege totdeauna câștigul maxim, pe direcția cea mai favorizată.
În literatura de specialitate se întâlnește și o altă definiție a câștigului. Potrivit acesteia, câștigul unei antene (noțiunea folosită în această situație este aceea de câștig în intensitatea câmpului electromagnetic) este raportul dintre intensitatea câmpului electromagnetic dat de antena respectivă și intensitatea câmpului electromagnetic dat de un dipol în /2, la aceeași distanță și la aceeași putere radiată (dipolul în /2 pe direcția de maximă radiație). Prin comparație câștigul definit anterior se poate numi câștig în putere. Deoarece intensitatea câmpului electromagnetic este proporțională cu rădăcina pătrată din puterea radiată, câștigul în intensitatea câmpului electromagnetic este egal cu rădăcina pătrată din câștigul în putere.
La exprimarea în decibeli a câștigului în intensitatea câmpului electromagnetic, calculul se va face ca pentru rapoartele de tensiuni.
De exemplu, o antenă cu câștigul în putere egal cu 2 are un câștig în decibeli egal cu 3. Aceeași antenă are câștigul 1,41 în intensitatea câmpului electromagnetic, iar în decibeli, evident, tot 3.
Proprietățile de directivitate ale antenelor de emisie pot fi studiate prin intermediul diagramelor de directivitate. Acestea oferă informații privitoare la variația intensității relative a câmpului electromagnetic radiat în funcție de direcție și într-un anumit plan (orizontal sau vertical).
2.10.2. Propagarea undelor ultrascurte
Lungimile de undă corespunzătoare frecvențelor folosite în benzile de radio sunt de ordinul metrilor. Obstacolele care pot interveni în calea propagării acestor unde –clădirile, pomii, însăși curbura suprafeței pământului, etc. – sunt, în general, cu mult mai mari decât lungimea de undă. De aceea , condițiile de propagare a acestor unde pot fi deduse în primă aproximație pe baza legilor simple ale opticii geometrice.
Undele electromagnetice se propagă în linie dreaptă și suferă ca și lumina de fenomenul de reflexie și refracție la suprafața de separație a corpurilor pe care le întâlnesc.
OBS: Undele se propagă prin interiorul unui corp cu o atenuare cu atât mai mare cu cât corpul respectiv este mai bun conducător de electricitate. Din acest punct de vedere, Pământul este în mod practic un corp opac pentru undele electromagnetice.
Se consideră ca în fig. 2.15, suprafața sferică a Pământului și într-un punct, E, la o înălțime he, antena de emisie.
Unda care se propagă tangent la suprafața solului delimitează o zonă de umbră, la dreapta punctului de tangență.
OBS: Condițiile de propagare sunt în mod esențial diferite, după cum antena de recepție se găsește în zona de umbră sau în zona luminată.
Fig. 2.15
unde:
E – emisie,
R – recepție,
he – înălțimea antenei de emisie,
hr – înălțimea antenei de recepție.
Distanța Dlim, măsurată la suprafața solului unde o antenă de recepție ajunge la limita zonei de umbră, este evident cu atât mai mare cu cât înălțimea antenelor de emisie și recepție este mai mare. Această distanță, numită și limita de vedere, se poate calcula cu relația:
(2.94)
în care Dlim rezultă în Km, pentru he și hr în metri.
De exemplu pentru o antenă de emisie dispusă la 150m înălțime față de sol, Dlim=65Km, dacă hr=10m; totodată Dlim =70Km, dacă hr=20m.
Se vor analiza mai întâi condițiile de propagare pentru distanțe mult mai mici decât Dlim. Elementele geometrice care intervin în această situație sunt arătate în fig. 2.16, unde s-a neglijat curbura Pământului.
Fig. 2.16
Semnalul radiat de antena de emisie ajunge la antena de recepție pe două căi:
-în linie dreaptă (unda directă)
-prin intermediul semnalului reflectat de la sol (unda reflectată)
Unda directă se poate calcula cu relația următoare, în care distanța de parcurs este egală cu R1:
(2.95)
Unda reflectată se poate calcula cu aceeași relație, dar luându-se în considerare distanța R2 și ținându-se seama de existența unui anumit coeficient de reflexie la suprafața solului (aproximativ 1):
(2.96)
Distanțele R1 și R2 fiind aproximativ egale între ele și egale cu D, se deduce că EdirEref.
Dacă R1-R2=/2, atunci cele două unde ajung la o diferență de fază de 180 și unda rezultantă va fi egală cu Edir-Eref, ceea ce înseamnă că va avea o valoare foarte mică, deoarece EdirEref.
În schimb dacă R1-R2=, cele două unde ajung în fază și unda rezultantă este egală cu Edir+Eref2Edir. Pentru cazul general, câmpul electromagnetic rezultant este dat de relația:
(2.97)
sau exprimându-se diferența între R2 și R1, în funcție de D, he și hr:
(2.98)
De aici rezultă o consecință foarte importantă de ordin practic. La instalarea unei antene este posibil să existe o astfel de situație, încât câmpul electromagnetic rezultant să fie foarte slab. Deplasându-se însă antena înainte-înapoi, sus-jos, chiar cu distanțe mici se pot schimba considerabil rapoartele de fază dintre cele două unde, obținându-se un semnal puternic.
Este interesant de remarcat că la distanțe mari, spre limita de vedere:
(2.99)
deci,
(2.100)
Din această relație se constată că intensitatea câmpului scade invers proporțional cu pătratul distanței D. Pe de altă parte, aceeași relație arată că intensitatea câmpului electromagnetic este direct proporțională cu înălțimea antenei de recepție.
În ceea ce privește propagarea în zona de umbră, trebuie spus că nu există o astfel de zonă demarcată cu claritate. O serie de factori determină ca undele să se propage și în zona de umbră, dar cu o atenuare din ce în ce mai mare, pe măsură ce distanța crește.
Un prim factor îl constituie refracția undelor datorită vaporilor din atmosferă ca urmare a concentrației diferite a acestora (atmosferă neomogenă).
La trecerea dintr-o zonă cu densitate mai mare de vapori de apă într-o zonă cu densitate mai mică, traiectoria undei se modifică. Rezultatul este că la stratificarea obișnuită a atmosferei traiectoria undelor devine curbă, cu curbura în jos. Astfel limita de vizibilitate este mai mare și anume:
(2.101)
Un alt factor îl constituie difracția undelor în jurul suprafeței sferice a Pământului.
La distanțe mici intensitatea câmpului electromagnetic trece prin puncte de maxim și minim, dar ca valoare medie scade treptat. La aceste distanțe câmpul electromagnetic variază după o lege de tipul (2.97). La distanțe mai mari care se apropie de limita de vizibilitate, intensitatea câmpului electromagnetic scade continuu, dar mai repede, după o lege de tipul (2.99) (variația este invers proporțională cu pătratul distanței). În zona de umbră, scăderea este mult mai rapidă.
Condițiile de propagare examinate mai sus pot fi socotite obișnuite sau normale. Există însă și condiții excepționale, datorită cărora se produc câmpuri electromagnetice de mare intensitate la distanțe foarte mari.
Una din acestea o constituie reflexia din ionosferă. În mod obișnuit, undele a căror lungime de undă este sub 10m nu mai sunt reflectate de ionosferă. Uneori, însă, apar straturi sporadice foarte puternic ionizate și la înălțimi relativ reduse, care pot produce reflexia undelor din benzile radio de UUS. Pe această cale se pot obține recepții până la distanțe de sute de Km, însă de scurtă durată (ore sau minute).
Un alt fenomen care trebuie menționat se datorează unor condiții excepționale de refracție în imediata vecinătate a solului. Curbura traiectoriei undelor poate fi mult mai mare, astfel încât să mărească considerabil intensitatea câmpului electromagnetic în zona de umbră.
2.10.3. Antene simple pentru recepție
Antene de lungime /2 – dipol deschis
Fig. 2.17
Distanța dintre capetele B și C, , trebuie să fie foarte mică (doar câteva procente din ), astfel încât sistemul să posede proprietățile scontate.
Impedanța antenei nu depinde de dimensiunile ei, ci doar de raportul dintre dimensiuni și lungimea de undă, respectiv de l/ și l/d.
Părțile rezistive și reactive ale impedanței dipolului Za=Ra+jXa, unde Ra=R, variază în funcție de rapoartele l/d și l/ ca în fig. 2.17.
Se observă așadar, în figură, că pentru l/=0,5, dar l/d>50, se poate obține un dipol la care Xa0 și R70. Dar cu cât dipolul este mai gros, cu atât este nevoie de o scurtare mai pronunțată de 0,5, astfel încât să se obțină rezonanța (Za=R; Xa=0), rezistența fiind în continuare de 70. Diametrul conductorului din care se confecționează antena se alege în funcție de banda de frecvențe necesară pentru ca toate componentele semnalelor radio (canalele) să treacă.
Spre exemplu se consideră un dipol, care pentru o lungime de undă 0 se prezintă ca o rezistență pură. Același dipol la o lungime de undă 1 va avea o reactanță reactivă (pozitivă), deoarece raportul l/1>l/0. La o altă lungime de undă 2>0, dipolul va avea reactanță capacitivă (negativă).
Fig. 2.18
În același mod se poate raționa și în domeniul frecvență. Dacă se notează cu f0 frecvența de rezonanță pentru care dipolul are rezistență pură, atunci același dipol va fi capacitiv la frecvențe ceva mai mici decât f0 și inductiv la frecvențe ceva mai mari decât f0.
În definitiv, în jurul frecvenței de rezonanță, dipolul în /2 se comportă foarte asemănător cu un circuit rezonant serie.
Se poate defini banda de trecere a antenei ca fiind banda de frecvențe în limitele căreia caracteristica de frecvență dată de relația (2.102) nu variază mai mult de 3dB (raport 1,41).
(2.102)
Pentru simplificare s-a ilustrat în fig. 2.19 variația impedanței Za pentru cazul l/d=45:
Fig. 2.19
Limitele benzii sunt la l/1=0,4 și l/2=0,496. Deoarece f=300/ (f în MHz și în m). Se poate scrie:
(2.103), (2.104) & (2.105)
Notându-se cu B banda de trecere, se găsește B=f2-f1:
(2.104)
Înlocuindu-se :
(2.105)
se ajunge la B=0,216f0, adică banda de trecere a antenei este egală cu 21,6% din frecvența centrală, f0. Pentru alte valori ale raportului l/d, banda de trecere calculată este dată în fig. 2.19 B de mai sus.
Caracteristica de directivitate a dipolului se prezintă în fig. 2.20, de mai jos:
Fig. 2.20
Antena de lungime /2 – dipol îndoit
Dipolul îndoit rezultă din doi dipoli simpli, așezați în paralel și la distanță mică, s, unul față de celălalt.
Dipolul îndoit radiază la fel ca un dipol simplu, deoarece cele două ramuri sunt foarte apropiate. Notându-se cu I/2 curentul într-una din ramurile dipolului îndoit, radiația lui va fi aceeași cu a unui dipol simplu parcurs de curentul I.
Dacă se aplică aceeași putere, P ambelor antene, generatorul care alimentează dipolul îndoit va trebui să dea o tensiune 2U (curentul este I/2), iar generatorul care alimentează dipolul simplu, o tensiune U (curentul este I). Pentru dipolul simplu impedanța de intrare este U/I=Zdipol simplu, iar pentru dipolul îndoit 4U/I=4Zdipol simplu. În consecință, dipolul îndoit are o impedanță de 4 ori mai mare decât dipolul simplu și deci în particular o rezistență de radiație Rz de 300. Dipolul îndoit se comportă ca un dipol simplu mai gros, de diametru echivalent:
(2.106)
unde: d= diametrul conductorului și S= distanța între cele două ramuri.
Fig. 2.21
Lungimea dipolului, l, care intervine în calcule se consideră ca în figura de mai sus, ținându-se seama de racordările de la capete. Diagrama de directivitate a dipolului îndoit este identică cu cea a dipolului simplu.
2.10.4. Antene cu elemente pasive
Sistemele radiante se numesc antene cu elemente pasive sau, dacă numărul de elemente este mare, “antene canal de undă”.
Acțiune dipolilor pasivi poate fi explicată în felul următor:
-în prezența unui câmp electromagnetic, dipolul pasiv devine sediul unor curenți induși. Ca urmare el va începe să radieze ca orice conductor parcurs de curent.
Altfel spus, dipolul pasiv colectează o anumită putere, pe care apoi o radiază, cu excepția unor pierderi în rezistența proprie. În anumite situații (condiții), radiația suplimentară a dipolului pasiv poate produce un câștig de putere la bornele dipolului activ.
Se disting două tipuri de dipoli pasivi:
-reflectori (R), care se dispun în spatele dipolului activ (DA) față de sensul în care se face recepția, ei au lungimi mai mari decât dipolul activ și deci, din punct de vedere electric sunt inductivi;
-directori (D), dispuși în fața dipolului activ (DA), lungimea lor fiind mai mică decât a dipolului activ și deci elementele directoare au caracter capacitiv.
Câștigul antenelor cu elemente pasive nu este proporțional cu numărul de elemente. Aceasta se explică prin aceea că elementele interacționează între ele. Așadar, nu este utilă mărirea exagerată a numărului de elemente, deoarece antena se complică și câștigul crește lent.
Prezența elementelor active determină modificarea impedanței antenei. Acest lucru poate fi explicat simplu: considerându-se dipolul activ împreună cu dipolii pasivi ca un sistem de circuite cuplate; la bornele dipolului activ, Ztotal rezultă din impedanța proprie însumată cu impedanțele reflectate de dipolii pasivi. În general prezența dipolilor pasivi are ca efect micșorarea rezistenței de radiație.
OBS: Pentru a ilustra variația parametrilor antenei datorită asocierii de elemente pasive, se dau câteva cifre. De exemplu pentru antena dipol cu reflector câștigul variază între 3 și 5 la o distanță corespunzătoare reflectorului față de elementele active de 0,4l/, respectiv 0,15l/. În cazul elementului director, câștigul variază de la 2 la 6 pentru aceeași distanță. În același timp se schimbă și Zintrare.
De exemplu rezistența de radiație scade față de 75 la dipolul deschis la aproximativ 15-20, în situația câștigului maxim dat în asocierea cu un reflector sau director. În plus, banda de trecere se îngustează.
Din aceste motive este recomandabilă confecționarea de elemente active cu grosimi mai mari și din dipoli îndoiți cu diametre inegale pentru ca banda realizată să fie acceptabilă, iar rezistența să scadă la o valoare acceptabilă pentru adaptare.
Antenele cu elemente pasive, mai ales când numărul acestora din urmă este mai mare, asigură o caracteristică de directivitate ascuțită, un câștig sporit și un raport față/spate mare.
În structura antenelor cu număr mare de elemente directoare, acestea din urmă au de obicei aceeași lungime, fiind dispuse la distanță egală unul față de celălalt. În general cu cât numărul lor crește cu atât condițiile optime se realizează pentru o lungime mai mică.
În tabelul următor se prezintă lungimea optimă a elementelor directoare în funcție de numărul lor, ca rezultat al unor determinări experimentale.
Tabelul 2.1
Fig. 2.22
Lungimea optimă a directoarelor în funcție de numărul lor:
Tabelul 2.2
Distanța dintre elemente, în cazul acestor antene, este de ordinul a /3. Se folosește totdeauna un singur reflector, dispus de obicei la 0,25, deoarece astfel se obține o rezistență de radiație mai mare.
2.11. Radiodifuzarea programelor stereofonice
2.11.1. Radioemisia programelor stereofonice
Avându-se în vedere superioritatea sistemelor stereofonice, s-a pus problema aplicării acestor sisteme și în radiodifuzarea programelor muzicale și vorbite.
Problema emisiei stereofonice constă în trimiterea din studioul de radiodifuziune în radioreceptorul ascultătorului a unor semnale electrice corespunzătoare celor două componente stereofonice.
Soluția care rezolvă toate problemele și prin care se folosește un singur emițător trebuie să respecte următoarele condiții esențiale:
-să aibă posibilitatea de a separa la recepție cele două canale în modul cel mai simplu.
-realizarea separării canalelor la receptoarele obișnuite se va face cu minimum de elemente adaptabile, în așa fel încât costul adaptării radioreceptoarelor monofonice pentru recepționarea programelor stereofonice să nu fie prea ridicat.
-să existe o compatibilitate perfectă, adică un receptor monofonic trebuie să permită redarea completă în ceea ce privește conținutul semnalului sonor captat în studio și reciproc, un receptor stereofonic să poată reda un semnal monofonic. Acest lucru este posibil dacă variațiile caracteristicii de frecvență, coeficientul de distorsiuni și nivelul de zgomot sunt limitele admisibile.
-să fie posibilă o separare cât mai netă a celor două canale, reducându-se cât mai mult diafonia între ele, astfel încât emițătoarele folosite pentru radiodifuzarea programelor stereofonice să poată fi utilizate uneori și la transmiterea simultană a două programe diferite.
-să existe o diferență cât mai mică din punctul de vedere al raportului semnal/zgomot între recepția unui program monofonic, respectiv stereofonic.
-lărgimea de bandă în gama de frecvență radio să fie cât mai apropiată de cea a emițătoarelor monofonice.
-zonele de acoperire obținute pentru emisiuni monofonice în benzile de frecvență date nu trebuie să fie sensibil reduse după adaptarea emițătoarelor stereofonice.
In ceea ce privește compatibilitatea s-a căutat să se găsească soluții pentru transmiterea sumei semnalelor X și Y. In acest caz, dacă nu se rezolvă întru totul transmiterea monofonică de înaltă calitate, există totuși certitudinea că semnalul recepționat este corespunzător din punctul de vedere al conținutului.
In ceea ce privește adaptarea receptoarelor monofonice ca receptoare stereofonice, s-au găsit schemele simplificate, care permit ca transmiterea acestor receptoare să nu fie costisitoare.
Problema radiodifuzării programelor stereofonice prin intermediul unui singur emițător se poate rezolva prin utilizarea următoarelor două soluții:
una denumită multiplex, cu curenți purtători , constă î transmiterea a două semnale diferite A și B; se transmite unul din semnale, de exemplu A, după procedeul monofonic, iar celălalt semnal B, este modulat în amplitudine sau în frecvență, cu subpurtătoare având o frecvență situată în afara benzii de audiofrecvență.
cea de-a doua soluție constă în utilizarea unui comutator rapid care trimite la emițător fie semnalul A, fie semnalul B. Cele două semnale stereofonice A și B, care se obțin de la un microfon stereofonic sau un magnetofon stereofonic, modulează în amplitudine o succesiune de impulsuri. Impulsurile astfel modulate de semnalele A și B sunt trimise pe rând la emițătorul radio.
Fig. 2.23
Se observă că semnalul A este transmis nemodificat, pe când semnalul B este decalat în gama de frecvență prin intermediul subpurtătoarei C.
Fig. 2.24
Reprezentarea din fig.2.24(d) reprezintă situația după trecerea printr-un filtru trece-jos, în care semnalul rezultat este prezentat sub forma unei sinusoide, ale cărei amplitudini sunt limitate de A, respectiv B.
Datorită diversității posibilităților tehnice de rezolvare, fiecare cu proprietățile sale specifice, nu s-a putut normaliza pe scară internațională un anumit sistem, sau cel puțin o anumită variantă.
2.11.2. Sistemul multiplex cu curenți purtători
O variantă a acestui sistem este aceea care permite transmiterea la radioemițător a semnalelor M, S, după ce în prealabil semnalul S a modulat în frecvență o subpurtătoare de 50 kHz. In receptor, cele două semnale sunt separate, semnalul S urmând a fi trecut î n prealabil și printr-un discriminator, astfel încât să fie posibilă transformarea celor două semnale în informații X și Y după cunoscutele formule:
(2.107)
și
(2.108)
O altă variantă propune ca o subpurtătoare de 50 kHz să fie modulată în amplitudine de semnalul S, în timp ce semnalul M este transmis direct. Cele două semnale M și S modulează la rândul lor, în frecvență un emițător.
O variantă care are răspândire mai mare este cea denumită Z-Ge-Co (Zenith General Electric). Varianta permite transmiterea informațiilor stereofonice M și S. Semnalul S modulează în amplitudine o subpurtătoare de 38 KHz.
Semnalele care modulează în frecvență emițătorul au o lărgime totală de bandă de 75 KHz constituită astfel:
-de la 50 KHz la 15 KHz este trimis semnalul M=X+Y (se asigură compatibilitatea);
-pe frecvență de 19 KHz este trimis un semnal de sincronizare;
-între 23 și 53 KHz sunt situate benzile laterale de frecvență rezultate din modularea purtătoarei de 38 KHz.
-între 59 și 75 KHz este asigurată posibilitatea de difuzare locală a unui alt program.
OBS: Prin urmare, este prevăzut și un semnal de 19 KHz pentru sincronizarea generatorului care produce frecvența purtătoarei de la receptor. După modulare, semnalul M se separă prin filtre. De asemenea, mai este necesar să fie amintită și posibilitatea de a transmite un al doilea program, de calitate mijlocie, pe o purtătoare de 67 KHz.
Așadar, în receptor ajung semnalele M și S, semnalul pentru sincronizare și semnalele care aparțin programului de bandă îngustă. In timp ce semnalul M nu suferă în receptor nici o transformare, semnalului S i se atașează din nou o purtătoare de 38 kHz, care este sincronizată cu tonul pilot de 19 KHz. Cele două semnale M și S, prin intermediul unui circuit de tip special, sunt transformate în semnale X și Y.
Fig. 2.25 – schema de principiu a unui codor stereo
Fig. 2.26 – schema de principiu a unui decodor stereo
OBS: Deci, la receptorul stereofonic, până la urmă în difuzor se obțin semnalele X și Y. Semnalele M și S nu sunt folosite decât pentru “transmisie”.
Datele tehnice ale sistemului Z-Ge-Co:
-banda de joasă frecvență a celor două canale: 15 KHz;
-factorul de distorsiuni: < 2 %;
-frecvența purtătoare a semnalului S: 38 KHz;
-atenuarea de diafonie între canalele X și Y (pentru frecvențe cuprinse între 50Hz 10KHz): 25 dB.
2.11.3. Sistemul multiplex prin impulsuri
-denumit PAM (Plus Amplituden Modulation), are de asemenea o serie de variante.
În cadrul unei variante a acestui sistem, semnalele X și Y sunt transformate în trenuri de impulsuri cu ajutorul a două întrerupătoare comandate de un generator de impulsuri cu frecvența de 30KHz.
Impulsurile sunt modulate de semnalele X și Y astfel încât un impuls din două să fie modulat de X, respectiv Y. După trecerea prin cele două întrerupătoare (rapide) , semnalele sunt reunite și semnalul obținut este format din impulsuri de durata =1/f (f=30KHz) și de amplitudini X1, Y1; X2, Y2; etc. Aceste impulsuri sunt trecute prin filtre trece-jos cu frecvența de tăiere 30KHz, după care sunt trimise la emițător.
O a doua variantă a acestui sistem (modularea cu semiunde) constă în modularea unor impulsuri de formă dreptunghiulară cu semnale X, Y de la sursa de sunet. Astfel, semnalul X va modula în amplitudine impulsuri pozitive, iar semnalul Y va modula în amplitudine impulsurile negative.
Fig. 2.27 –(a) – semnalele X, Y și cel dreptunghiular de 30KHz
-(b) – impulsurile modulate
Repartizarea gamelor de frecvență pentru cele două semnale este următoarea:
-pentru X => 015KHz,
-pentru Y => 2035KHz.
=== grecu3 ===
CAP. 3. PROIECTARE
3.1. Prezentarea schemei bloc a radioreceptorului
Pentru realizarea oricărei configurații de radioreceptor FM Stereofonic de tip superheterodină este necesar să se aleagă mai întâi o schemă bloc a aparatului. Schema bloc a radioreceptorului este prezentată în fig. 3.1 de mai jos:
Fig. 3.1 – Schema bloc a radioreceptorului
Semnificația și rolul părților componente:
Blocul de UUS:
CAI = circuit acordat de intrare;
ARF = amplificator de radiofrecvență;
MIX = mixer aditiv;
OSC = oscilator cu frecvență reglabilă.
Blocul amplificator de Fi și demodulator:
PFI = preamplificator de FI;
FTB = filtru de FI de tip trece-bandă;
M3189 = circuit integrat specializat:
RAS = reglajul automat al sensibilității;
CAF = controlul automat al frecvenței;
INFI = intrare pentru FI;
AUDIO = ieșire audio (semnal stereo multiplex).
Decodorul Stereo:
In = Intrare;
Out L = Ieșire stânga;
Out R = Ieșire dreapta.
Amplificatorul Stereo:
In L = intrare stânga;
In R = intrare dreapta;
Out L = ieșire stânga;
Out R = ieșire dreapta.
Blocul de Alimentare furnizează două tensiuni de ieșire și anume 12V- stabilizat și 17V-nestabilizat.
3.2. Prezentarea circuitului integrat M3189
M3189 este un circuit integrat modern, specializat, destinat pentru amplificarea și demodularea semnalelor de frecvență intermediară, dintr-un radioreceptor care este capabil să capteze emisiunile modulate in frecvență. Performanțele obținute împreună cu facilitățile auxiliare ce sunt oferite (RAS, CAF, ieșire ce poate comanda un instrument de câmp, etc.) recomandă acest circuit pentru realizarea radioreceptoarelor in gama de unde ultrascurte de sensibilitate ridicată și înaltă fidelitate.
Pentru un canal FI-MF stereo este suficient un asemenea circuit pentru a asigura calitățile descrise de cele mai multe standarde internaționale referitoare la aparatura de înaltă fidelitate.
Observație :
* Singurul mod de transmisiune radio care poate asigura un transfer nealterat, atât ca domeniu de frecvență, cât și ca distorsiuni sau raport semnal/zgomot este transmisia cu purtătoare modulată în frecvență – MF. Acest tip de modulație este practic utilizabil numai pentru o purtătoare de frecvență înaltă (peste 50MHz).
O schema simplificată, dar sugestiva pentru utilizarea unui asemenea bloc integrat este dată în fig. 3.2.
Semnalul de radiofrecvență captat de antenă este selectat și modulația lui este transferată pe o frecvență fixă (frecvența intermediară – FI) de către blocul MF tuner.
Deoarece selectivitatea unui astfel de bloc este mică, semnalul de frecvență intermediară trebuie sa fie filtrat de un filtru concentrat.
Se asigură astfel în afară de eliminarea unor componente de frecvență parazite, generate de tuner si selectivitatea corespunzătoare a radioreceptorului prin atenuarea emisiunilor adiacente postului recepționat.
Ieșirea filtrului FI este cuplată la intrarea circuitului integrat care are o sensibilitate globală de aproximativ 12V, obținându-se în ieșire un semnal audio de circa 500mV în condițiile unei deviații de frecvență de 75 KHz.
Fig. 3.2 – Schema de aplicare a lui M3189
– Filtrul ceramic poate fi MURATA SFG 10.7M, inductanța L trebuie acordată cu 100pF pe 10,7MHz.
Circuitul integrat amplifică, limitează și demodulează semnalul MF prezent în intrarea lui. Ieșirea audio poate fi blocată (inhibată) astfel încât zgomotul mare, specific acordului unui receptor MF între posturi, este eliminat. In plus dacă acordul pe postul recepționat nu este exact 10,7MHz, ieșirea audio este de asemeni blocată.
Circuitul integrat M 3189 oferă ieșiri suplimentare care pot comanda două indicatoare de panou: unul afișează acordul exact, iar altul nivelul purtătoare FI, proporțional cu nivelul câmpului recepționat în antenă, exprimat în dB.
Pe același cip sunt integrate alte două blocuri; un circuit care generează un semnal de RAS destinat tunerului pentru care funcționarea corectă a întregului lanț la semnal mare și un circuit pentru controlul automat al frecvenței de acord (CAF).
Schema bloc a circuitului integrat 3189.
Schema bloc desenată în figura 3.3 prezintă în fapt toate caracteristicile esențiale conținute de cipul 3189. Complexitatea schemei cât și performanțele oferite plasează acest cip ca nivel de integrare bipolară în zona LSI-LINEAR.
Ca și în cazul circuitului integrat TBA 570 vom prezenta această schemă prin prisma terminalelor de acces, deoarece numai astfel de informații sunt esențiale unei largi categorii de utilizatori sau personal de service.
Amplificatorul-limitator este blocul principal al circuitului. Este construit din 3 etaje a căror amplificare furnizează demodulatorului o amplitudine pentru purtătoarea FI de mărime suficient de mare pentru o funcționare corectă. Intrarea în acest amplificator este terminalul 1.
Fig. 3.3 – schema bloc a circuitului integrat M3189
Polarizarea de c.c. a acestui terminal este asigurată de tensiunea furnizată de terminalul 3; pe când componentele alternative de înaltă frecvență sunt filtrate la masă prin condensatori externi de decuplare.
Pentru a nu perturba polarizarea de c.c. a întregului amplificator este necesar ca impedanța de c.c. conectată între terminalul 1 și terminalul 3 să nu fie mai mare de 600.
Amplificatorul limitator are o structură diferențială. Intrarea complementară, terminalul 2, este de asemenea decuplată în alternativ la terminalul 3. Tensiunile de c.c. pentru cele trei puncte de acces 1,2,3 trebuie să fie egale și în domeniul 1,2 … 2,4 V cu valoare tipică de 1,9 V.
Demodulatorul în cuadratură este elementul cheie din circuitul integrat M 3189, deoarece de el depind caracteristici importante ale semnalului audio rezultat, ca: distorsiuni, amplitudine, stabilitatea semnalului generat, funcție de tensiunea de alimentare, în mare măsură banda semnalului audio demodulat, reziduuri de purtătoare FI ajunse în ieșirea audio, etc.
Demodulatorul în cuadratură este de fapt un detector de fază cu purtătoare refăcută, cu alte cuvinte un detector de fază echilibrat și sincron.
Rețeaua de defazare este formată din circuitul acordat paralel L0C0 (10,7 MHz) amortizat de rezistența externă R9 . Semnalul se injectează în acest circuit prin intermediul inductanței L (22 H) , spre deosebire de alte circuite la care cuplajul se face capacitiv. Avantajul acestui mod de abordare este substanțial față de cuplajul capacitiv , deoarece armonicele inerente procesului de limitare ale amplificatorului FI sunt atenuate; cuplajul capacitiv favorizează pătrunderea armonicelor superioare în modulator. În construcția inductanței L apare o constrângere esențială. Această inductanță trebuie să posede o frecvență de acord mai mare de 30MHz pe capacitatea parazită proprie, deoarece altfel ar influența negativ combinația defazoare L, L0, C0.
Tensiunile de c.c. sunt dictate de terminalul 10 (Vref) și trebuie să fie egale cu celelalte terminale (8, 9), având o valoare tipică de 6V.
Caracteristica de frecvență a demodulatorului este reprezentată în fig. 3.4. Dacă se folosește un singur circuit acordat, amortizat cu o rezistență externă R9=3,9K, se obțin distorsiuni de circa 0,6% pentru F=75KHz. În cazul utilizării unui circuit acordat de demodulare dublu, distorsiunile rezultante scad la 0,1%, pentru aceeași deviație de frecvență.
În fig.3.4 apare specificată o mărime care rareori apare printre caracteristicile unui canal MF. El este denumit convențional – raport de captură – și este de fapt specific amplificatorului limitator în fața demodulatorului MF.
Să presupunem că în amplificatorul FI se injectează două semnale diferite în frecvență și amplitudine, ambele provocând însă intrarea în limitare a amplificatorului. Semnalul cu amplitudinea cea mai mare va lua controlul amplificatorului limitator, răspunsul ieșirii lui va fi conform cu frecvența semnalului dominant pe când cel injectat “alături” va fi aproape neglijat. Raportul dintre semnalul principal și al celui mai puternic semnal adiacent ce nu este în stare să “preia” ieșirea se numește raport de captură.
Fig. 3.4 – Curba în S a demodulatorului FM
Această mărime reprezintă o caracteristică prețioasă a unui lanț MF pentru a selecta numai informația dorită. În cazul circuitului integrat M 3189 raportul de captură este de 0,5 dB (0,944).
Amplificatorul audio de ieșire este în final construit din două generatoare de curent K(I0+i) și K(I0-i) conectate la terminalul de ieșire 6, așa cum este reprezentat în fig. 3.5.
Fiecare generator de curent injectează în rezistența externă R6 curentul arătat în figură, unde:
Fig. 3.5 – Principiul amplificatorului audio de ieșire
K – este un factor de multiplicare a cărui valoare este cuprinsă între 0 și 1, după cum este comandat de tensiunea aplicată intrării de blocare “MUTE” – terminalul 5;
I0 – este o componentă de c.c. generată de polarizarea demodulatorului de frecvență;
i – este componenta utilă – semnal audio demodulat
După cum se remarcă în fig. 4.4.în nodul de ieșire pentru semnalul audio este generată
o tensiune egală cu:
v0=2iR6
(3.1)
(pentru R6=5K și F=75KHz rezultă v0500mVef).
Din relația de mai sus se observă că tensiunea de ieșire este determinată exclusiv de
semnalul audio demodulat. Mărimea acestei tensiuni poate fi “programată” din exterior, cu ajutorul rezistenței R6, adaptând astfel nivelul audio de ieșire cu lanțul de procesare ce urmează. Nivelul de c.c. al terminalului 6 este perfect determinat, fiind egală cu tensiunea de referință generată de circuitul integrat la terminalul 10 (tipic 6V).
Blocul pentru controlul automat al frecvenței (CAF) este asemănător etajului de ieșire audio. Componenta de audiofrecvență este șuntată la masă de condensatorul C7. Dezechilibrul de frecvență care poate să apară între frecvența de acord a circuitului L0C0 și frecvența semnalului de FI se manifestă printr-o dezechilibrare de c.c. a demodulatorului. Acesta va genera curenți inegali pentru cele două generatoare de curent ce apar în fig. 3.6 exprimați grafic prin I0+I și I0-I. I este proporțional cu deviația de frecvență. Sensibilitatea tipică a acestui etaj este:
2I1.9A/KHz
(3.2)
Dependența curentului în funcție de deviația de frecvență este liniară, și prin dimensionarea rezistenței R7 se poate determina tensiunea VCAF necesară tunerului, sau mai exact a întregului receptor. Deoarece capătul lui R7 se leagă la Vref variațiile tensiunii VCAF vor alterna în jurul acestei valori, căutând să acorde automat oscilatorul tunerului pe acordul optim.
Fig. 3.6 – Principiul circuitului de control al frecvenței de acord (CAF)
Atunci când frecvența intermediară este mai mare decât f0 (L0C0), tensiunea terminalului 7 scade față de tensiunea de referință (6V) și invers.
Fig. 3.7 – Funcționarea circuitului de detecție a deviației de frecvență
Deoarece blocul pentru controlul automat de frecvență și blocul de detecție a deviației de frecvență sunt legate intim între ele în continuare se va prezentat pe scurt efectul acestuia din urmă.
Acesta este un circuit care compară tensiunea CAF cu o tensiune etalon internă. În momentul în care această tensiune se află în intervalul 620mV în jurul tensiunii de referință, atunci ieșirea radio este permisă. Când valoarea tensiunii CAF iese din fereastra Vref > 620mV, chiar dacă raportul semnal/zgomot este bun, terminalul 12 urcă la circa 6V și semnalizează un dezacord important. În această situație, semnalul audio este blocat. Pentru radioreceptoarele evoluate tensiunea terminalului 12 reprezintă un semnal logic care indică prezența unui post.
Comportarea acestui bloc este evidențiată în fig. 3.7, unde f este:
f=2IR7=620mV
(3.3)
Blocul pentru muting pe raport semnal/zgomot
Dacă din diferite motive, de obicei din cauza unui câmp slab, la demodulator ajunge un semnal modulat în frecvență, dar afectat de zgomot, purtătoarea de 10,7MHz prezintă o modulație parazită de amplitudine.
Pe anumite porțiuni amplificatorul iese din limitări; amplitudinea semnalului furnizat nu mai este constantă, și prezintă “goluri” aleatoare provocate de zgomot.
Un bloc specializat demodulează în amplitudine semnalul prezent în terminalul 9, extrăgând de fapt zgomotul suprapus peste purtătoare și-l amplifică până la nivele procesabile. O constantă de tip RC, complet integrată, mediază zgomotul (a căror valoare medie nu este 0), astfel încât, dacă acesta are o densitate mare, tensiunea terminalului 12 crește peste 5V. Această tensiune aplicată intrării de “MUTE” a amplificatorului audio este suficientă pentru a bloca complet ieșirea semnalului audio care ar fi afectat de zgomot.
Tensiunea care apare le terminalul 12 va bloca ieșirea audio în două cazuri
atunci când există un dezacord între frecvența intermediară a semnalului recepționat și frecvența de acord a demodulatorului (L0C0). În acest caz tensiunea terminalului 12 este mai mare de 6V.
atunci când raportul semnal/zgomot este mic, tensiunea terminalului 12 crește până la aproximativ 5,6V; creșterea de 0V până la valoarea mai sus menționată urmărind nivelul de degradare al raportului semnal/zgomot.
Blocul de afișaj al nivelului câmpului recepționat
Această parte a circuitului integrat M3189 este de fapt compusă din mai multe etaje
desenate în schema bloc din fig 3.3. La ieșirea fiecărui amplificator al frecvenței intermediare se află conectat câte un detector de vârf. Semnalul de c.c. obținut la ieșirile detectoarelor de vârf (nivel) este proporțional cu mărimea valorii semnalului FI prezent la ieșirea fiecărui amplificator/limitator.
Cele trei semnale de c.c. se adună într-un bloc denumit “afișajul nivelului FI” care
generează la terminalul 13 tensiune continuă dependentă aproximativ logaritmic de nivelul semnalului de FI aplicat în intrarea 1.
Tensiunea continuă a terminalului 13 variază de la 0V pentru 0V aplicați în intrarea 1 și până la circa 7V pentru 100mVef la aceeași intrare 1.
Cu ajutorul unui instrument exterior legat în serie , cu o rezistență de limitare a curentului, R13, se afișează astfel la scară logaritmică – deci în dB – amplitudinea semnalului de frecvență intermediară, prezent la intrarea circuitului integrat M3189. Deoarece valorile câștigului tunerului și filtrului FI sunt fixate, această mărime este de fapt dependentă de nivelul câmpului recepționat în antena radioreceptorului.
O asemenea informație este utilă din următoarele puncte de vedere:
radioreceptorul poate fi acordat corect urmărindu-se obținerea unui nivel maxim al câmpului postului selectat;
de aici poate fi obținut un semnal care să activeze sau să scoată din funcțiune blocul de decodare stereo. Numai posturile al căror câmp poate asigura o decodare stereo corectă vor fi capabile să comute radioreceptorul în mod de lucru stereo;
diverși constructori de radioreceptoare MF consideră că blocajul informației audio în cazul unei recepții slabe (raport semnal/zgomot redus) este mai potrivit să fie comandat de nivelul câmpului în antenă mai degrabă decât de informația generată în asemenea situație de M3189 pe terminalul 12;
intensitatea semnalului de frecvență intermediară este în mod special urmărită de un bloc conținut în circuitul integrat M3189 care generează tunerului un semnal de RAS.
Blocul pentru generarea semnalului de RAS către tuner
Până acum s-a considerat că amplificarea tunerului plus atenuarea introdusă de filtrul
de FI concentrat este constantă. Câștigul acestui lanț se dimensionează pentru a conferi întregului radioreceptor o nună sensibilitate, de regulă cuprinsă între 1…5V semnal de antenă.
Acest câștig suplimentar poate deveni supărător. În asemenea cazuri circuitul integrat
M3189 poate primi semnale inadmisibil de mari, mai mari de 100mVef, ce pot compromite performanțele întregii scheme.
În plus, la asemenea nivele mari de semnal, însuși tunerul poate produce distorsiuni de intermodulație ce afectează sensibilitatea aferentă a radioreceptorului. Altfel spus, radioreceptorul de mare sensibilitate și cu bună selectivitate aflat în apropierea unui post puternic este “înecat” în semnalul puternic și această transmisie va genera semnal audio, indiferent de acord – același post pe toată scala sau la limită prezența lui în foarte multe locuri false, acoperind posturi mai slabe.
Un remediu împotriva acestui efect este reglajul câștigului tunerului în funcție de mărimea câmpului recepționat – informație prezentă la terminalul 13 sub forma unei tensiuni continue. Se va proceda la un reglaj al câștigului tunerului în funcție de nivelul semnalului primit (RAS). Pentru aceasta se urmărește mărimea semnalului FI ce ajunge la circuitul integrat M3189, afișată prin mărimea tensiunii continue prezentă la terminalul 13.
Această tensiune este aplicată terminalului 16 prin intermediul unui potențiometru de reglaj. Terminalul 16 este de fapt intrarea unui comparator ce compară V16 cu o tensiune internă fixă (aproximativ 1,25V).
Dacă:
V16 < 1,25V => V15 10V
V16 > 1,25V => V15 0V
De obicei, se reglează potențiometrul astfel încât la intrarea lui M3189 să se atingă un nivel de 10mV pentru purtătoarea FI, tensiunea V16 să urce la 10V, semnalizând tunerului că semnalul primit este mare. Tunerul este prevăzut cu un sistem de micșorare a câștigului, asigurând un semnal FI de aproximativ 10mV, chiar și în cazul posturilor puternice.
Schema tipică de utilizare a circuitului integrat M3189
Configurația de bază în care se utilizează acest circuit integrat este desenată în fig. 3.8. De altfel această schemă este folosită și la testarea performanțelor de semnal alternativ.
Reglajul circuitului acordat aferent demodulatorului sincron cu care este echipat M3189 se poate executa aplicând la intrare un semnal de 10,7MHz modulat în frecvență cu 1KHz, având o deviație de 75KHz și un nivel mai mare de 100Vef.
Urmărind semnalul audio demodulat din ieșire (terminalul 6) se va regla inductanța L2 până când amplitudinea acestuia devine maximă sau distorsiunile armonice aferente lui au valoare minimă. Diferențele de acord sunt foarte mici, dar se recomandă reglajul pe distorsiuni minime, mai ales că procedând astfel, amplitudinea semnalului audio se micșorează nesemnificativ. Pentru ca aceste reglaje să nu fie afectate de efectul de blocaj al semnalului audio generat de etajul de detecție al dezacordului, este necesar ca acesta să fie scos temporar din funcțiune, scurtcircuitând rezistența R7 (V7=V10).
Tensiunile continue ale terminalelor circuitului integrat, atunci când el este conectat ca în schema desenată în fig. 3.8, sunt înscrise în tabelul 3.1 și sunt valabile pentru o tensiune de alimentare de 12V (V11).
Tabelul 3.2 prezintă performanțele de curent alternativ proprii schemei din fig. 3.8 și pot fi considerate ca valori tipice cu oricare altă schemă corectă de utilizare a lui M3189.
Din tabelul 3.2 se desprind trei caracteristici de mare importanță, și anume: sensibilitate ridicată, distorsiuni armonice reduse și, nu mai puțin important în construcția unui receptor de înaltă fidelitate, un raport semnal/zgomot foarte ridicat.
Distorsiunile armonice pot fi micșorate în continuare până la aproximativ 0,1% dacă în locul unui singur circuit acordat de demodulare se folosește un circuit dublu acordat.
Fig. 3.8 – Schema de aplicare tipică și de test pentru M3189
Tabelul 3.1
Ajustarea circuitului acordat se execută în următoarea secvență:
se aplică la intrarea circuitului un semnal modulat în frecvență (f=75KHz) având un nivel mai mare de 100Vef;
se reglează circuitul acordat pentru un semnal de amplitudine maximă în ieșire (terminalul 6);
se continuă cu reglarea circuitului acordat până se obțin distorsiuni minime.
Această ultimă fază nu afectează semnificativ amplitudinea semnalului audio de ieșire.
Pentru a masca funcționarea circuitului de detecție a dezacordului se va șunta temporar rezistența R7 (V7=V10=Vref).
Tabelul 3.2
În ceea ce privește funcționarea circuitului de detecție a dezacordului trebuie semnalat un efect inerent schemei adoptate intern. Ideal atunci când semnalul prezent la intrarea 1 este un semnal sinusoidal pur având o amplitudine mai mare decât cea necesară intrării în limitare a amplificatorului FI ar trebui să se respecte următoarea relație:
V6=V7=V10=Vref
(3.4)
firește toate tensiunile continue. Din cauza neînperecherilor geometrice sau tehnologice apar decalaje între cele trei mărimi, decalaje aleatoare, dependente de la exemplar la exemplar și dificil de controlat. Abaterea de la egalitatea V6=V10 este puțin importantă, deoarece cuplajul cu circuitul următor se face obligatoriu printr-un condensator de trecere. În schimb decalajul dintre tensiunea de referință și tensiunea de la terminalul 7 poate afecta centrajul sau chiar activarea etajului de semnal audio, fapt evident neconform cu realitatea. Efectul apare cu atât mai mult cu cât fereastra în care este permis semnalului audio să treacă în ieșire este mică , aproximativ 0,6V.
Eliminarea acestui decalaj se poate obține cu circuitul din fig. 3.9. Această configurație permite echilibrarea cu ajutorul rezistenței semireglabile R12.
Fig. 3.9 – Centrajul circuitului de dezacord pe f0.
3.3. Filtre pentru frecvența intermediară MF
Între tuner și circuitul integrat M3189 trebuie plasat un filtru trece-bandă acordat pe frecvența intermediară. Acest filtru este introdus deoarece:
determină rejecția posturilor adiacente emisiunii selectate, conferind întregului radioreceptor o calitate prețioasă: selectivitatea. Circuitele acordate din tuner lucrând la frecvențe relativ înalte nu pot fi construite cu un factor de calitate suficient de ridicat pentru ca selectivitatea proprie acestuia să conteze substanțial la selectivitatea receptorului. În cea mai mare măsură selectivitatea receptorului este determinată de forma caracteristicii filtrului de FI.
banda de trecere a filtrului FI influențează fidelitatea semnalului audio demodulat. Nu trebuie uitat că modulația de frecvență generează un semnal al cărui spectru este infinit extins. Achiziționând numai o parte din energia spectrală a semnalului, va rezulta o refacere distorsionată a semnalului audio modulator. În practică o bandă de numai 300KHz este suficientă pentru a asigura o demodulare corectă cu o precizie mai bună de 99%.
la recepția posturilor stereofonice nu numai banda de trecere este importantă, ci și caracteristica de fază în banda de trecere a filtrului utilizat.
Diafonia între cele două canale – dreapta și stânga – este puternic dependentă de
variația fazei în interiorul benzii de trecere a filtrului de FI. Ideal pentru o transmisie stereo, o variație liniară a fazei cu frecvența conduce la diafonii infinite (trecerea informației de pe un canal pe celălalt). De această ultimă observație trebuie ținut neapărat cont în construcția receptoarelor stereo, deoarece de regulă degradarea majoră a diafoniei are loc în această zonă și mai puțin în decodoarele stereo utilizate.
3.4. Utilizarea unui filtru ceramic MF
Circuitul integrat M3189 este perfect adaptat pentru ca înaintea lui să poată fi conectat un filtru ceramic. Această componentă de cele mai multe ori de dimensiunile unui condensator ceramic, dar cu trei terminale, este o soluție ideală. Nu are nevoie de ajustări, iar caracteristicile de filtru, sunt incomparabil mai bune decât ale unui filtru discret LC.
OBS: Filtrele ceramice nu sunt admise pe avioane, deoarece vibrațiile mecanice afectează substanțial performanțele acestora.
Un filtru ceramic trebuie potrivit ca un cuadripol a cărui impedanță de intrare este de aproximativ 390, iar cea de ieșire este tot de 390. Pentru a lucra corect trebuie neapărat realizată adaptarea de transfer maxim de putere și la intrare și la ieșire.
Din schema desenată în fig. 3.10 se remarcă atacul dinspre tuner sub o impedanță de 390 și, de asemenea, ieșirea filtrului ceramic pe aceeași impedanță, fapt materializat de rezistența conectată între terminalul 1 și 3 al circuitului integrat M3189.
Fig. 3.10 – folosirea unui filtru ceramic
Un singur filtru ceramic nu satisface cerințele unui receptor stereo. Neuniformitatea caracteristicii de transfer în banda de trecere este mare, iar caracteristica de fază are o neliniaritate pronunțată. Producătorii de filtre ceramice oferă capsule în care sunt conectate în serie două filtre cu frecvențele centrale ușor decalate. Prin împerecherea celor două module se obțin caracteristici globale de amplitudine și fază convenabile, bine dimensionate pentru recepția semnalelor stereo.
Atenuarea în banda de trecere a unei asemenea capsule este relativ mare (circa 6dB), afectând sensibilitatea totală. Compensarea acestei pierderi se realizează cu un etaj de amplificare suplimentar cu un singur tranzistor, etaj care, având impedanța de ieșire de 390, asigură automat și adaptarea de impedanță.
O asemenea schemă este dată în fig. 3.11, ea reprezentând un standard de utilizare în radioreceptoarele de înaltă fidelitate stereo echipate cu circuitul integrat M3189.
3.5. Schema blocului de frecvență intermediară
Schema completă a blocului de FI-MF este prezentată în fig. 3.12, în fig. 3.11 fiind doar arătată modalitatea prin care se compensează atenuarea introdusă de filtrul ceramic.
Este firesc ca filtrul de FI să fie construit cu un filtru ceramic dublu datorită performanțelor sale net superioare filtrelor LC. Efectul de atenuare introdus de filtrul ceramic este înlăturat prin introducerea unui etaj amplificator cu un tranzistor NPN BF255 cu emitorul
Fig. 3.11 – Compensarea atenuării filtrului ceramic
la masă (comun).
Această configurație, mai deosebită are avantajul că este foarte stabilă, ea rezultând și din încercarea de a crea o schemă care să asigure adaptarea filtrului ceramic la impedanța de intrare a circuitului integrat, pentru transferul optim de semnal (fără alte pierderi).
Punctul static de funcționare a fost ales: UCE = 2,9V; IC = 3,3mA, putându-se trage concluzia că acest bloc de FI absoarbe un curent maxim de:
IAM =IC+IM3189 =(3,5 + 44)mA50mA,
informație importantă la proiectarea blocului de alimentare.
În relația de mai sus s-a notat cu IM3189 curentul maxim pe care-l poate absoarbe circuitul M3189, dacă este alimentat la 12V.
OBS: domeniul de temperatură în care poate funcționa acest circuit este foarte extins: (-25…70)C.
Pe marginea schemei, din fig. 3.12 trebuie reținut un aspect important, și anume acela al sensibilității. Nu trebuie să se uite că în fața unui asemenea bloc se află tunerul. Mărind sensibilitatea amplificatorului de FI peste măsură, lucru ușor de realizat prin adăugarea de etaje adiționale, întregul radioreceptor nu va oferi sensibilități mai bune, din cauza zgomotului propriu al tunerului.
Dacă ne propunem să construim un bloc de FI-MF cu sensibilitatea de 1V (-3dB sub limitare), acesta va fi complet nefolositor, deoarece zgomotul propriu al tunerului va îneca semnalul util pe care se speră să fie recepționat. În consecință ansamblul tuner + bloc FI nu vor oferi sensibilități utilizabile mai bune. Numai semnalele de antenă relativ mari (1…3V) vor fi capabile să preia controlul amplificatorului de FI din M3189. Semnalele de antenă mai mici, dacă ar fi pure, ar putea fi recepționate chiar cu amplificatorul de FI în limitări. Dar zgomotul generat de componentele din care este construit tunerul va fi mai mare și va masca pur și simplu semnalul dorit.
Limitarea sensibilității se află deci în tuner și mai precis în raportul semnal/zomot aferent acestuia. Construcția tunerelor cu un raport semnal/zgomot mic este deosebit de dificilă și depinde în esență de tranzistoarele folosite (tranzistoare bipolare, mos, mos cu dublă poartă).
Un lucru este cert; cu ceea ce dispunem în momentul de față nu pot fi realizate ansamble tuner + FI, cu sensibilități utile mai bune de 0,5V.
Fig. 3.12 – Schema completă a blocului de FI-MF
Un asemenea aranjament este favorabil deoarece zgomotul generat de tuner, care are o bandă largă, va fi filtrat, pe când semnalul util nu suferă modificări, deoarece el întotdeauna se află în banda de trecere. Deci la intrarea amplificatorului de FI de bandă largă din M3189 semnalul util va ajunge nealterat, chiar amplificat, pe când zgomotul tunerului va fi scăzut; prin filtrul de FI trec numai componentele de zgomot ce intră în banda de trecere.
Comutatorul pentru CAF, K200 are rolul de a scoate din funcțiune bucla de CAF, situație valabilă dacă comutatorul se află în poziția 2, când în locul tensiunii de CAF se trimite la blocul de UUS o tensiune stabilizată de aproximativ 6V.
În consecință, pentru un radioreceptor de calitate nu este suficientă prezența unui bloc de FI construit cu M3189. Trebuie ca tunerul utilizat să prezinte performanțe electrice înalte, de regulă în ceea ce privește zgomotul propriu.
3.6. Controlul automat de frecvență
Circuitul integrat M3189 generează un semnal de c.c. la terminalul 7 destinat acordului fin al oscilatorului tunerului, astfel încât semnalul util să se păstreze în interiorul benzii de trecere a filtrului de FI, generând un semnal audio maxim la terminalul 6. Acest efect poartă numele de CAF și are rolul de a păstra o recepție optimă pentru un semnal prezent, însă puțin decalat de acordul tunerului. În fapt, el este o buclă PLL (phase-locked-loop) care trage frecvența oscilatorului pe frecvență semnalului recepționat. Bineînțeles această tragere nu trebuie exagerată, deoarece postul adiacent va fi dificil capturat. La cele mai bune bucla de CAF poate fi întreruptă printr-un buton plasat pe panou, spre a permite acordul liber al unui post apropiat de altul și menținerea lui în timp, indiferent de fluctuațiile de frecvență ale oscilatorului local.
Semnalul destinat acordului automat de frecvență este o tensiune continuă prezentă la terminalul 7. Atunci când M3189 primește un semnal de frecvență intermediară care este exact frecvența de acord a demodulatorului, tensiunea terminalului 7 este egală cu tensiunea de referință (aprox. 6V). Dacă semnalul de FI are frecvența mai mică, atunci tensiunea pentru CAF crește proporțional cu ecartul de frecvență. Dacă, din contră, frecvența intermediară este mai mare decât frecvența de acord a demodulatorului, tensiunea pentru CAF scade. Sensul de variație, în funcție de frecvența intermediară se potrivește direct cu sensul de corecție al tensiunii de control a unei diode varicap conectată în paralel pe oscilatorul tunerului.
Schema de principiu de conectare și control a unei diode varicap într-un tuner este dată în fig. 3.13:
Funcționarea unei asemenea bucle CAF poate fi urmărită calitativ din secvența redată mai jos:
Presupunem:
– frecvența intermediară mai mică decât frecvența de acord a demodulatorului;
V7 = VCAF > 6V;
capacitatea diodei D scade deoarece tensiune aplicată ei crește;
frecvența oscilatorului din tuner crește;
deoarece frecvența intermediară = frecvența oscilatorului din tuner – frecvența postului dorit, frecvența intermediară crește;
frecvența intermediară crescând, se apropie de frecvența de acord a demodulatorului;
bucla se stabilizează atunci când frecvența intermediară = frecvența de acord a demodulatorului.
O particularitate a circuitului M3189 este existența circuitului de detecție a deviației
de frecvență care pentru deviații mai mari de 0,6V față de Vref blochează semnalul audio demodulat. Deci postul trebuie neapărat de buclă fără ca V7=VCAF să iasă din această fereastră. Faptul este posibil prin dimensionarea optimă a lărgimii de CAF, dioda varicap aleasă și valoarea condensatorului C* ce apare în serie cu capacitatea diodei varicap.
3.7. Tunerul (Blocul) UUS
Între antenă și blocul de procesare a semnalului de frecvență intermediară se găsește conectat un modul care portă numele de tuner (sau selector).
Blocurile constituente ale unui asemenea modul sunt desenate în fig. 3.14. Privind această schemă vom recunoaște o superheterodină standard, dar care pentru recepția în UUS trebuie să îndeplinească următoarele condiții:
lucrul la frecvență mare – 100MHz;
amplificatorul de radiofrecvență devine absolut necesar din motive de radiație parazită a oscilatorului local. Dacă acesta nu ar realiza o separare eficientă, o bună parte din semnalul oscilatorului ar ajunge prin cuplaje parazite inerente, în antenă, radiind în spațiu o energie deloc neglijabilă raportată la numărul radioreceptoarelor în funcțiune.
Tehnicile de construcție efectivă a unor asemenea blocuri sunt la limita conceptului de impedanță concentrată.
La asemenea frecvențe o rezistență nu mai poate fi considerată o rezistență reală pură, unor condensatori de decuplare nu li se mai poate neglija inductanța serie parazită, miezurile de ferită utilizate la acordul inductanțelor încep să aibă pierderi prohibite, etc. Pe deasupra, traseele de cablaj imprimat intră în joc ca componente reactive, iar cuplajele parazite prin “aer” sunt prezente în cele mai multe cazuri.
Fig. 3.14 – Schema de principiu a unui tuner MF
De aceea asemenea blocuri se construiesc în cutii metalice, compartimentate,
iar componentele utilizate și amplasarea lor fizică capătă o importanță majoră.
Câștigul în tensiune (sau mai corect spus, de putere) este modest, iar
selectivitatea globală este mică. În principal aceste blocuri au funcția unei translații de frecvență în zona unor frecvențe procesabile și rămâne în sarcina blocului de frecvență intermediară să asigure radioreceptorului sensibilitatea și selectivitatea necesară unei audiții corecte.
Fig. 3.15 – Schema finală a blocului UUS
Descriere:
Schema tunerului din fig. 3.15 poate fi considerată performantă, această
configurație – cu mixer separat – fiind preferată pentru caracteristicile de conversie net superioare față de un mixer de tip autooscilator. Această schemă a fost realizată cu tranzistoare pnp pentru mai multă simplitate.
Se observă că semnalul de radiofrecvență de la antenă este filtrat inițial de
circuitul acordat de intrare care are rolul de a selecta din multitudinea de semnale radio captate de antenă spectrul care ne interesează și anume spectrul cuprins între 88…108MHz. De asemenea acest circuit oscilant mai are și rolul de a adapta impedanța antenei la impedanța mică de intrare în etajul de amplificare construit cu T100.
Tranzistorul T100 este un amplificator de radiofrecvență cu baza la masă, a
cărui amplificare este comandată în limite mici de către circuitul extern de RAS al circuitului M3189. În colectorul acestui tranzistor se găsește un circuit oscilant care este permanent acordat pe frecvența semnalului/postului recepționat, lucru posibil datorită capacității comandate creată cu ajutorul diodelor varicap D100 și D101.
Etajul următor este un mixer de tip aditiv la care în baza tranzistorului se aplică
semnalul care vine dinspre antenă, iar în emitor se administrează semnalul de la oscilatorul local. Sarcina selectivă a acestui etaj este transformatorul acordat pe frecvența intermediară, Tr. 100.
Oscilatorul local, este de tip Colpits, tranzistorul component fiind cu baza la masă. Acordul frecvenței se face tot prin intermediul unor diode varicap, această metodă fiind considerată mai fiabilă și mai practică. Așadar, acordul tunerului pe frecvența unui post dorit se face prin intermediul potențiometrului P100.
Se menționează că la oscilatorul local, raportul capacităților C108 și C105 s-a
ales experimental de 1:5, acest raport dovedindu-se cel mai bun.
Pentru calculul circuitelor oscilante s-a folosit programul “Flc.cpp” al cărui cod sursă în C++ este prezentat în continuare:
#include <conio.h>
#include <math.h>
#include <iostream.h>
#define pi 3.14159265358979323846
void main(void)
{
double f,l,c;
char x;
clrscr();
while(1)
{
cout.setf(ios::fixed);
cout<<"\nCalcuarea frecventei (f), inductantei (l), capacitatii (c): "<<flush;
cin>>x;
if(cin.rdstate() & ios::failbit){cerr<<"Eroare!";break;}
if(x=='f')
{
clrscr();
cout<<"\nValoarea inductantei: L[uH]="<<flush;
cin>>l;
if(cin.rdstate() & ios::failbit){cerr<<"Eroare!";break;}
cout<<"Valoarea capacitatii: C[nF]="<<flush;
cin>>c;
if(cin.rdstate() & ios::failbit){cerr<<"Eroare!";break;}
f=1/(2*pi*sqrt(l*c/1000.0));
cout.precision(6);
cout<<"Valoarea recventei: F[MHz]="<<f<<endl<<flush;
}
else if(x=='l')
{
clrscr();
cout<<"\nValoarea frecventei: F[MHz]="<<flush;
cin>>f;
if(cin.rdstate() & ios::failbit){cerr<<"Eroare!";break;}
cout<<"Valoarea capacitatii: C[nF]="<<flush;
cin>>c;
if(cin.rdstate() & ios::failbit){cerr<<"Eroare!";break;}
l=1/(pow(2*pi*f,2)*c/1000.0);
cout.precision(6);
cout<<"Valoarea inductantei: L[uH]="<<l<<endl<<flush;
}
else if(x=='c')
{
clrscr();
cout<<"\nValoarea frecventei: F[MHz]="<<flush;
cin>>f;
if(cin.rdstate() & ios::failbit){cerr<<"Eroare!";break;}
cout<<"Valoarea inductantei: L[uH]="<<flush;
cin>>l;
if(cin.rdstate() & ios::failbit){cerr<<"Eroare!";break;}
c=1/(pow(2*pi*f,2)*l/1000.0);
cout.precision(4);
cout<<"Valoarea capacitatii: C[nF]="<<c<<endl<<flush;
}
else break;
}
}
Cu acest program se poate afla unul din termenii relației f=1/2LC atunci când se cunosc ceilalți doi.
REMARCĂ: În această lucrare se folosește termenul “tuner” numai pentru
blocul UUS desenat în fig. 3.14. Comercial denumirea de tuner este consacrată și pentru un lanț de radiorecepție MA/MF complet, fără ieșire audio de putere.
3.8. Decodorul stereo. Circuitul integrat A758
Decodorul stereo este o parte componentă a oricărui radioreceptor stereo, care
are rolul de a decoda semnalul multiplex rezultat în urma demodulării și de a-l reda spre a putea fi amplificat.
Anumite tipuri de circuite integrate specializate pentru decodarea stereofonică,
cum ar fi: A758, MC1310, C1309, TCA4500 au devenit unanim acceptate de către constructorii de radioreceptoare stereo.
Schema bloc a circuitului integrat A758 este dată în fig. 3.16. Prezența valorilor componentelor externe în jurul schemei bloc a circuitului, face ca ea să fie direct utilizabilă în aplicații, constituind valorile recomandate de fabricant.
Numai folosirea acestor valori garantează performanțele electrice înscrise în tabelul 3.3. Circuitul integrat A758 este produs de IPRS Băneasa și este total echivalent modelului A758 fabricat de firma Fairchild.
Schemei bloc dată în fig. 3.16 I se mai aduc următoarele completări:
Comutatorul automat stereo/mono; un demodulator de amplitudine excitat de un semnal de 19KHz sincron cu semnalul pilot, generează o tensiune de c.c. proporțională cu amplitudinea semnalului pilot din semnalul stereo complex prezent la intrare. Dacă nivelul semnalului pilot depășește circa 15mVef, demodulatorul stereo este activat deoarece se consideră că un program stereo a fost recepționat, iar nivelul de semnal este suficient pentru a permite o decodare de bună calitate. În același timp la terminalul 7 se semnalează prezența programului stereo aprinzând fie un LED, fie un bec.
La terminalul 11 se află prezent un semnal de test necesar în special reglajului frecvenței oscilatorului intern. În lipsa unui semnal la intrare (terminalul 1), frecvența oscilatorului local trebuie să fie reglată la 19,00KHz. Acest reglaj asigură capturarea oricărui post stereofonic, chiar dacă în timp sau temperatură această frecvență se va deplasa. Pentru circuitul integrat A758 această deplasare în frecvență va fi mai mică decât banda de captură a buclei PLL, indiferent ce factor perturbator intervine.
Fig. 3.16 – Schema bloc a circuitului integrat A758
Tabelul 3.3
Observație: diafonia între canale nu este minimă pentru fosc = 19KHz. La aproximativ 1,5% din frecvența centrală de oscilație liberă a oscilatorului intern diafonia este maximă, dar operarea în această zonă este periculoasă deoarece cu ușurință pot apare cazuri în care captura semnalului pilot să nu se realizeze. De altfel diferențele de diafonie în cazul “f0” sau “f0 1,5%” sunt de circa 10dB. Această degradare este semnificativă, dar valoarea tipică de 45dB este de cele mai multe ori degradată de calitatea amplificatorului de frecvență intermediară din față. O creștere cu 10dB a diafoniei decodorului stereo va fi puternic mascată de efectul amplificatorului de FI. Circuitul integrat A758 posedă terminale separate (3 și 6) la care se conectează rețeaua de dezaccentuare tipică unei transmisii MF (50s pentru EU și 75s pentru SUA) nu se efectuează înaintea decodorului stereo, ci la ieșirea acestuia. Dacă s-ar proceda contrar, componentele de înaltă frecvență (audio), respectiv semnalul pilot și banda laterală (L-R) nu ar ajunge la decodorul stereofonic.
Caracteristicile esențiale ale decodorului stereo realizat cu A758 sunt redate în tabelul 3.3. Sunt de remarcat câteva abateri de la acest tabel și anume:
banda de captură este dependentă, aproximativ liniar, de nivelul semnalului pilot. Dacă la 20mVef, semnalul pilot, banda de captură are valoarea tipică de 2%f0, pentru un semnal pilot de 60mVef banda de captură crește 7%f0;
diafonia între canale depinde puternic în zona frecvențelor audio joase (30…300Hz), de valoarea condensatorului de cuplaj de la pinul 1. Pentru o valoare de 10F, diafonia este constantă pe toată gama audio (30Hz…20KHz).
Schema finală a decodorului stereo este prezentată în fig. 3.17:
3.9. Amplificatorul final audio
Amplificatorul final audio a fost realizat cu circuitul integrat TDA2004, care este un amplificator dual special pentru astfel de aplicații.
Schema amplificatorului este prezentată în fig. 3.18 și se remarcă printr-o simplitate deosebită, avantaj prezent dealtfel la toate circuitele integrate folosite în această lucrare.
Puterea maximă care poate fi obținută la ieșire s-a calculat cu relația:
unde:
UA – tensiunea de alimentare a amplificatorului (Vcc).
RS =8 – rezistența de sarcină (Difuzorul).
La proiectare nu s-a dorit însă obținerea acestei puteri, ci s-a optat pentru obținerea de distorsiuni minime la o putere de ieșire mai mică.
Din rezistoarele semireglabile RS400 și RS401 s-a reglat nivelul semnalului audio cu care se tacă circuitul integrat TDA2004 astfel încât să se obțină la ieșire o putere de aproximativ 2 x 2W.
Desigur, puterea de ieșire ar fi putut fi micșorată și prin scăderea tensiunii de alimentare, dar în acest caz circuitul stabilizator LM7812 folosit în blocul de alimentare ar fi putut să nu mai funcționeze corespunzător.
Fig. 3.18 – Schema amplificatorului final audio
Circuitul integrat TDA2004 are următoarele date de catalog:
Capsulă SIP – 11.
La proiectare s-a avut în vedere dimensionarea corespunzătoare a condensatoarelor de la ieșirea amplificatorului (C406 și C409) știindu-se că ele ar putea altera spectrul semnalului audio la frecvențe joase:
unde:
COUT – se referă la condensatoarele de la ieșire (C406 și C409);
fj – este frecvența cea mai mică a spectrului audio; în cazul de față s-a considerat fj=20Hz;
RS – este impedanța difuzorului (8).
Ținând cont de faptul că amplificatorul este stereo va rezulta o putere de ieșire totală de: POtot = 2*2W=4W.
Considerând că randamentul total minim (Tmin) al unui asemenea amplificator este în jur de 55%, rezultă că puterea maximă consumată este: PMC = POUT/Tmin = 4/0,557W. Curentul absorbit maxim corespunzător acestei puteri consumate este: IAM = PMC/UA = 7/17=0,4A, unde s-a notat cu UA tensiunea de alimentare a amplificatorului (Vcc=17V).
3.10. Blocul de alimentare
Schema acestei părți a radioreceptorului este prezentată în fig. 3.19. Se poate observa că este alcătuită dintr-un transformator la care înfășurarea secundară a fost executată cu priză mediană. Redresorul este format din diodele D500 și D501. Tensiunea redresată este folosită pentru alimentarea amplificatorului final audio și pentru alimentarea stabilizatorului de tensiune realizat cu LM7812. Acesta din urmă are rolul de a asigura tensiune stabilizată pentru alimentarea blocului de FI, blocului de UUS (tunerului…) și a diodelor varicap folosite la acord. Prezența tensiunii la ieșirea acestui circuit integrat, este semnalată de către LED-ul notat în schemă D503.
Fig. 3.19 – Schema blocului de alimentare
Diodele redresoare s-au ales 1N4001, acestea fiind potrivite pentru această schemă atât din punctul de vedere al curentului maxim suportat cât și a tensiunii inverse maxima admise.
Pentru calculul transformatorului de rețea și a condensatorului de filtraj necesar la redresare, dar și pentru determinarea siguranțelor din schema alimentatorului s-a folosit programul intitulat sugestiv “Traf.cpp” al cărui cod sursă în C++ este prezentat în continuare:
#include <iostream.h>
#include <iomanip.h>
#include <stdio.h>
#include <conio.h>
#include <math.h>
#define pi 3.14159265358979323846
double du,is;
void filtruC(void)
{
cout<<"\nDaca se foloseste redresor dubla alternanta, ";
cout<<"\nValoarea condensatorului de filtraj: ";
cout<<setw(18)<<"C[uF]="<<floor(10e5*is*0.01/du)<<endl;
}
void main(void)
{
double ps,pp,s,np,ns,ip,us,uo,dp,ds;
clrscr();
while(1)
{
cout<<"\nIntrodu tensiunea de la iesire (Uo[V]): "<<flush;
cin>>uo;
if(cin.rdstate() & ios::failbit){cerr<<"Eroare!";break;}
cout<<"Introdu curentul maxim dat de secundar (Is[A]): "<<flush;
cin>>is;
if(cin.rdstate() & ios::failbit){cerr<<"Eroare!";break;}
cout<<"Introdu ondulatia maxima a tensiunii dupa redresare DU[V]: "<<flush;
cin>>du;
if(cin.rdstate() & ios::failbit){cerr<<"Eroare!";break;}
us=(uo+1.2*sqrt(2))/sqrt(2);
ps=us*is;
pp=ps/0.85;
s=1.4*sqrt(pp);//(1,1…1,6)=>1.4
cout.setf(ios::fixed);
cout.precision(1);
cout<<"Sectiunea este S[cm^2]="<<s<<", pentru modificare apasati 'd': "<<flush;
if(getchar()=='d')
{
double sn;
start:
cout<<"S[cm^2]=";
cin>>sn;
if(cin.rdstate() & ios::failbit){cerr<<"Eroare!";break;}
if(sn<s)goto start;
else s=sn;
}
clrscr();
np=50/s*220;
ns=50/s*us;
ip=pp/220.0;
dp=0.71*sqrt(ip);
ds=0.71*sqrt(is);
cout<<"\nSectiunea: ";
cout.width(40);
cout<<"S="<<s;
cout<<"\nNumarul de spire din primar: "<<flush;
cout.width(23);
cout<<"Np="<<np;
cout<<"\nDiametrul conductorului din primar: "<<flush;
cout.width(16);
cout<<"Dp="<<setprecision(2)<<dp;
cout<<"\nIntensitatea maxima a curentului in primar:"<<flush;
cout<<setw(13)<<"Ip[ma]="<<ceil(ip*1000);
cout<<"\nNumarul de spire din secundar: "<<flush;
cout<<setw(21)<<"Ns="<<setprecision(1)<<ns;
cout<<"\nTensiunea din secundar:"<<flush;
cout<<setw(32)<<"Us[V]="<<us;
cout<<"\nDiametrul conductorului din secundar: "<<flush;
cout<<setw(14)<<"Ds="<<setprecision(2)<<ds<<endl;
filtruC();
}
}
Rezultatele rulării acestui program rulat în scopul determinării elementelor din schemă sunt prezentate în cele ce urmează:
Date inițiale:
Introdu tensiunea de la iesire (Uo[V]): 17
Introdu curentul maxim dat de secundar (Is[A]): 0.5
Introdu ondulatia maxima a tensiunii dupa redresare DU[V]: 1.5
Sectiunea este S[cm^2]=3.9, pentru modificare apasati 'd': d
S[cm^2]=6
Rezultate:
Sectiunea: S=6
Numarul de spire din primar: Np=1833.3
Diametrul conductorului din primar: Dp=0.13
Intensitatea maxima a curentului in primar: Ip[ma]=36
Numarul de spire din secundar: Ns=110.2
Tensiunea din secundar: Us[V]=13.2
Diametrul conductorului din secundar: Ds=0.5
Daca se foloseste redresor dubla alternanta,
Valoarea condensatorului de filtraj: C[uF]=3333
Introdu tensiunea de la iesire (Uo[V]):
…
Observație: Pentru construcția transformatorului, datorită redresorului din această lucrare, înfășurării secundare i se va dubla numărul de spire pentru a putea exista priza mediană.
F500 = 40%Ip + Ip =50mA;
Pentru protejarea transformatorului în cazul unui scurtcircuit la sarcină a fost prevăzută o siguranță fuzibilă, F501 dimensionată la un curent cu 20…30 mai mare decat curentul nominal al redresorului.
F501 = 25%Is + Is = 625mA;
Pentru evitarea aprinderii transformatorului, în cazul unei străpungeri între spirele primarului sau în cazul unui scurtcircuit în redresor a fost prevăzută siguanța fuzibilă F500 din primarul transformatorului, dimensionată la un curent cu 30…50 mai mare decât curentul din primar.
=== grecu456 ===
CAP. 4. REALIZARE PRACTICĂ
4.1 Proiectarea cablajelor imprimate
4.1.1 Generalități
Utilizarea cablajelor imprimate constituie actualmente soluția constructivă cea mai performantă și mai răspândită de interconectare a componentelor în circuitele electronice .
Principalele avantaje ale circuitelor imprimate sunt :
realizează o bună densitate de montare a componentelor permițând reducerea volumului și greutății aparatelor electronice;
asigură poziționarea precisă și fixă a pieselor și interconexiunilor acestora în circuite, permițând creșterea fiabilității în funcționare și reducerea/ compensarea cuplajelor parazite dintre componente și/sau circuite;
simplifică și reduc durata operațiilor de montaj facilitând automatizarea acestora, reducând posibilitățile de montare eronată și asigurând un înalt grad de reproductibilitate;
fac posibilă unificarea și standardizarea constructivă a subansamblelor funcționale din structura aparatelor/ echipamentelor electronice, permițând interconectarea rapidă, simplă și fiabilă a acestora.
Există totuși și unele dezavantaje ale cablajelor imprimate:
orice modificări ulterioare ale circuitului sunt relativ dificil de realizat;
majoritatea tipurilor de cablaje imprimate sunt sensibile la șoc termic ceea ce impune unele precauții la lipirea terminalelor componentelor;
4.1.2 Tehnologie de realizare
Prin tehnologie de realizare se înțelege realizarea cablajelor imprimate cu mijloace industriale sau artizanale. Cablajul imprimat este un sistem de conductoare imprimate care asigură toate conexiunile electrice dintre componente, ecranările și punerile la masă. Conductoarele imprimate reprezintă o porțiune de strat metalizat pe un suport izolat, echivalent unei conexiuni electrice obișnuite de montaj.
Procesul de proiectare a cablajelor imprimate constă în plasarea elementelor de circuit pe placă și în stabilirea traseelor în conformitate cu schema electrică și principiile de proiectare. Principiile de proiectare sunt o consecință de natură electrică (tensiunea maximă între două trasee conductoare alăturate, intensitatea maximă a curentului ce parcurge fiecare traseu conductor, frecvența maximă, minimizarea cuplajelor parazite între elementele schemei), mecanica (solicitări mecanice în timpul funcționării), climatice (asigurarea unui regim termic corespunzător prin evacuarea căldurii produse în timpul funcționării, umiditatea relativă, temperatura mediului ambiant), tehnologice (tehnologia de realizare, de echipare, de conectare).
Lățimea maximă a conductorului imprimat este dată de intensitatea maximă a curentului electric ce parcurge traseul.
Formula de calcul pentru lățimea maximă a traseului este: lmin=Imax /jmaxg
Imax – intensitatea maximă a curentului; jmax – densitatea de curent maximă;
g – grosimea traseului.
Lățimea efectivă a traseului conductor imprimat rezultă din compromisul dintre două criterii și anume:
asigurarea unei supratemperaturi din punct de vedere al disipației;
asigurarea de impedanțe proprii traseului de valoare optimă.
Frecvența de lucru a subansamblului este o condiție fundamentală. Pentru cablaje imprimate se definesc două domenii pe frecvența de lucru cu particularizarea corespunzătoare și anume:
frecvență mai mică de 100Hz, pentru sursele de alimentare, amplificatoare de audiofrecvență etc.;
frecvență mai mare de 100Hz, pentru aparatura radio și TV, etc.
La creșterea frecvenței semnalelor electrice apar două efecte nedorite:
creșterea efectului capacității parazite;
creșterea rezistenței electrice a traseelor conductoare imprimate prin efect pelicular.
Pentru reducerea capacităților parazite între trasee se realizează asamblarea judicioasă pe placă a elementelor în sensul reducerii lungimii conexiunilor și prin introducerea unor trasee de ecranare conectate electric la masa plăcii între traseele de semnal.
Proiectarea cablajelor imprimate se face respectând următoarele principii:
principiul de cuadripol: -constă în respectarea, conform schemei electrice a ordinii intrare-ieșire, precum și a ordinii de asamblare pe placă a etajelor care procesează un semnal.
principiul respectării căilor de semnal: -traseele de semnal mic se poziționează departe de traseele de semnal mare pentru a minimiza cuplarea parazită (inductivă sau capacitivă). Dacă spațiul nu permite depărtarea căilor de semnal se va folosi ecranarea.
principiul decuplării într-un punct de masă comun- decuplarea la masă a condensatoarelor de decuplare în puncte cât mai apropiate.
Solicitările mecanice la care va fi supus subansamblu determină grosimea plăcii cablajului. Structura constructivă a ansamblului este și o consecință a tipăririi unor elemente mecanice.
Dimensiunile geometrice și masa componentelor electronice, electrice și de altă natură amplasate pe placa cu cablaje imprimate, precum și structura constructivă a ansamblului determină gabaritul subansamblelor.
Modul de interconectare a subansamblului în sistem influențează proiectarea plăcilor cu cablaje imprimate. Există mai multe posibilități de interconectare și anume: prin fixarea de conexiune, interplăci, conectarea directă, conectarea indirectă.
Dacă placa este asamblată vertical, elementele disipative sunt plasate la partea superioară cu axele de simetrie mai mari dispuse vertical pentru optimizarea convecției termice.
Dacă placa este asamblată orizontal, elementele disipative sunt plasate pe distanțiere din materiale termoizolante și termorigide, având poziție opusă referitor la evacuarea căldurii (se practică orificii pentru optimizarea convecției naturale). Funcționarea subansamblelor electronice în condiții de umiditate ridicată, impune următoarele măsuri:
distanțe mai mari între traseele conductoare imprimate;
acoperirea traseelor cu vopsea termorigidă;
Tehnologia de realizare a cablajelor imprimate determină proiectarea acestora și pot fi grupate în trei categorii:
tehnologii substractive: -se pleacă de la un semifabricat, traseele conductoare imprimate obținându-se prin îndepărtarea metalului din porțiunile ce trebuiesc să fie izolatoare;
tehnologii aditive: -traseele conductoare imprimate obținându-se prin fixare și formare pe placa suport dielectrică în forma definitivă;
tehnologii de sinteză: -izolatorul și traseele se realizează în aceeași etapă;
Documentația tehnică pentru execuția unui cablaj imprimat trebuie să cuprindă următoarele desene:
desenul de bază: -este executat de către proiectant după schema electrică: -reprezintă imaginea fețelor echipate și prin transparență se obține imaginea fețelor cu traseele;
desenul de poziționare al găurilor sau planul de găuri ce trebuiesc practicate în placa cu cablajul imprimat și numere de ordine asociate găurilor, corespunzătoare echipării prin plantare;
desenul de acoperire selectivă reprezintă imaginea (găurilor) fețelor lipite, acoperite cu vopsea termorigidă;
desenul de cablaj: (de trasare) reprezintă la scară, imaginea traseelor conductoare imprimate, văzute dinspre fața de lipire;
desenul de inscripționare sau poziționare, reprezintă simbolizat, la scară, poziția componentelor care urmează să echipeze placa de cablaj imprimat, văzute dinspre placa de echipare;
Etapele de stabilire a documentației necesare la realizarea cablajelor imprimate sunt următoarele:
întocmirea listei cu componentele utilizate la realizarea subansamblului;
extragerea din cataloage a dimensiunilor componentelor;
elaborarea desenului de bază a subansamblului;
numerotarea pe schema electrică tipurile de capsule utilizate, numerele terminalelor, adresele de conectori;
realizarea după desenul de bază succesiv toate celelalte desene cerute de documentația tehnică;
După stabilirea documentației se trece la realizarea practică a cablajului.
Etapele realizării practice sunt:
punctarea plăcii de cablaj, după desenul de bază realizat;
găurirea plăcii;
acoperirea foliei de cupru, în vederea obținerii traseelor conductoare, cu cerneală serigrafică;
se așteaptă uscarea cernelei;
corodarea cu clorură ferică;
curățarea cernelei cu diluant;
cositorirea traseelor conductoare a cablajului imprimat;
lipirea componentelor pe placă;
verificarea lipiturilor.
4.2. Protecția la perturbații electromagnetice
Perturbațiile mecanice și cele produse de zgomot se datorează aglomerării surselor de perturbații și funcționării lor implicite. În multiple studii normale se menționează că este necesar ca fiecare sistem, aparat sau dispozitiv să funcționeze corect în comuniune cu alte sisteme sau aparaturi, fără să perturbe electromagnetic sau fără să fie perturbat electromagnetic.
Compatibilitatea electromagnetică constă în abilitatea sistemelor sau subsistemelor de a opera în mediul stabilit, fără să sufere sau fără să cauzeze degradări inacceptabile ale funcționarii din cauza influențelor electromagnetice.
Compatibilitatea electromagnetică proiectată se referă la performanțele privitoare la imunitatea la perturbații estimată, rezultat al aplicării din etapa de proiectare a unor metode de rejecție ale semnalelor indezirabile proprii sau externe.
Componentele esențiale ale compatibilității electromagnetice sunt:
caracteristicile perturbațiilor și ale generatorului de perturbații;
caracteristicile traseului intermediar de transmitere a perturbației între sistemul perturbat și cel perturbator.
susceptibilitatea dispozitivului perturbat la tipul energiei perturbante a generatorului;
timpul sau momentul în care emite perturbatorul în raport cu nivelul de susceptibilitate la perturbații ale dispozitivului perturbat în acel moment.
Perturbatorii sunt constituiți in doua grupe:
surse de perturbații cu spectru discret;
surse de perturbații cu spectru larg;
Compatibilitatea electromagnetica este starea sistemului in care nivelul de imunitate la perturbații al oricărui dispozitiv din sistem este mai ridicat decât nivelul de perturbații la care este supus dispozitivul in sistem.
Nivelul de compatibilitate electromagnetica reprezintă nivelul de perturbații electromagnetica mai mic sau egal cu nivelul de imunitate al oricărui dispozitiv neperturbabil din sistem, dar mai mare sau egal decât nivelul de perturbații generat de către perturbatorii din sistem.
Nivelul de imunitate electrica al unui dispozitiv se definește drept valoarea maxima a perturbației ce poate fi aplicata dispozitivului fără ca acesta sa-si piardă performantele.
Marginea de compatibilitate electromagnetica se definește ca diferența de decibeli dintre nivelul de imunitate la perturbații si nivelul de perturbații la care este supus dispozitivul.
Interferența rezida in efecte incompatibile cu realizarea performantelor impuse.
Susceptibilitatea consta in capacitatea si nivelul cu care dispozitivul răspunde la energia nedorita a perturbației.
Orice semnal nesinusoidal este rezultatul compunerii energiei unor componente sinusoidale. Daca semnalul este periodic, constituenții sinusoidali sunt dispuși intr-un spectru de frecventa discret spre deosebire când semnalul este aperiodic.
Masurile de compatibilizare electrica impun aplicarea lor din faza de mai înainte a elaborării, implicând cei patru constituienți: perturbatorul, perturbatul, calea de perturbare si momentul de perturbare, cu coeficienți de siguranța mult mai ridicați decât cei indicați.
Cuplajele parazite inductive, capacitive, galvanice si mixte precum si radiația electromagnetica sunt principalii constituienți ai transmisiei si penetrării perturbațiilor electrice.
Perturbațiile pot pătrunde prin toate legăturile electrice, trasee, elemente constructive de structura, supuse cuplajelor parazite sau transportând perturbații de la alte surse.
Cuplajele parazite capacitive constituie principalele cai de penetrare a perturbațiilor, inclusiv daca traseele perturbate nu sunt învecinate cu traseele parcurse de curenți, ea fiind total indiferenta de mărimea curenților învecinați.
Metodele pentru reducerea cuplajelor parazite capacitive sunt:
aplicarea ecranării, torsadării si gardării in vederea atenuării cuplajelor parazite capacitive.
In conductorul aflat in apropierea celui parcurs de curent perturbator apare tensiunea perturbatoare datorita cuplajului inductiv. Spre deosebire de tensiunea de cuplare capacitiva, care depinde de impedanța de intrare a perturbatorului, tensiunea de cuplare inductiva depinde de inductivitatea mutuala si curentul perturbator, manifestându-se in circuitul perturbat ca o sursa echivalenta de curent suplimentar.
Metodele pentru reducerea cuplajelor parazite inductive sunt:
simetrizarea traseelor circuitului perturbator;
folosirea legăturilor torsadate s-au a cablurilor plate;
ducerea traseului direct cat mai aproape de returul sau;
ecranarea traseului perturbator de natura inductiva;
ecranarea antiperturbativă a receptorilor;
Cuplarea prin radiații electromagnetice este mai puțin frecventa, si este in multe situații atenuata prin limitarea la minimum in cazul cel mai defavorabil a benzii de trecere a dispozitivului receptor.
Atenuările perturbațiilor prin cuplaje galvanice sau mixte se fac prin eliminarea curentului unui circuit prin impedanța celuilalt, transmiterea tuturor tensiunilor de alimentare si de semnal cu retur propriu, fără a se utiliza pentru un semnal, returul altui semnal iar borna de masa trebuie sa fie realizata conform regulii, paralelogramului cu un singur punct.
Împotriva cuplajelor galvanice se recomanda separarea galvanica, reducerea valorii impedanței de cuplare, separarea surselor, separarea geometrico-spațiala, împământarea și desființarea contactelor accidentale parazite și prin curenți de fugă.
Imunitatea la perturbații statice, caracterizarea circuitului la perturbații lente, cu duratele frontului mult mai mari decât timpii de comutare ai circuitului integrat. Valoarea ei indica insa si comportarea la perturbații dinamice deoarece gradul de imunitate fata de aceasta este dependent direct de marginile de siguranța la perturbații statice. Faptul este evident deoarece doua caracteristici esențiale conferă perturbațiilor dinamice posibilitatea de a deveni deranjante:
depășirea marginii de imunitate la perturbații statice;
durata perturbației dinamice.
Perturbațiile dinamice cuprind impulsuri perturbabile comparabile cu timpii de comutare ai circuitului digital. Siguranța la perturbații dinamice caracterizează circuitele prin relația dintre valoarea energiei emise de circuitul perturbator si răspunsul circuitului receptor.
In mediile cu solicitări mecanice ridicate, aparatele electrice si electronice necesita o construcție rezistenta si stabila. Pentru asigurarea acestei cerințe înainte de proiectare se efectuează un studiu al factorilor mecanici. In aparatele electrice si electronice fenomenele de rezonanta mecanica au acțiune specifica, in sensul ca partea electrica nu conține mase importante aflate in mișcare.
Factorii mecanici care produc perturbații sunt:
vibrațiile;
șocurile;
suprasarcinile.
Mărimile caracteristice aparatelor referitor la acțiunea factorilor mecanici sunt:
rezistenta la factori mecanici;
stabilitatea: – proprietatea aparatului de a-si păstra funcționarea corecta in condițiile solicitării prin factori mecanici.
Principala măsura antiperturbativă luata in cazul perturbațiilor introduse prin vibrații este plasarea aparatului pe acea dimensiune a locului de amplasare, pentru care se evita intrarea in rezonanta.
4.3. Elemente de Climatologie Tehnică
4.3.1. Mediul ambiant sau climat tehnic
Se înțelege prin mediul ambiant sau climat tehnic totalitatea factorilor fizico-chimici și biologici de solicitare a echipamentelor tehnice, cu caracter exogen; acești factori contribuie la caracterizarea acestor echipamente, atât din punctul de vedere al fiabilității cât și al soluțiilor constructiv funcționale ce urmează a se adopta.
Studiul caracterizării mediului ambiant, sub toate aspectele sale constituie climatologia tehnica. Mediile pot fi naturale sau artificiale; mediul industrial reprezintă o suma de condiții naturale si artificiale combinate.
Factori de mediu sunt extrem de diferiți: temperatura, socul termic, umiditatea, radiația luminoasa, radiațiile ionizante, câmpurile exterioare, praful, substanțele chimice, vibrațiile mecanice, șocurile etc. Acești factori se caracterizează prin intensitatea cu care acționează și prin regimul de solicitare. Este de asemenea importanta cunoașterea modului în care reacționează fiecare tip de material utilizat, în diverse variante tehnologice, la acțiune fiecărui factor de mediu, precum și a unui ansamblu de factori, in vederea determinării exacte a performantelor reale ale sistemului si a răspunsului corect.
Mediile sunt caracterizate prin factori specifici, standardizați in cea mai mare parte sub aspecte ce interesează tehnica.
O clasificare a climatelor termice din punct de vedere al solicitărilor asupra produselor tehnice, este următoarea:
– macroclimate, care sunt specifice unor zone geografice întinse precum si unor zone considerate pe verticala locului, inclusiv spațiul cosmic;
– mezoclimate, care se referă la particularități de detaliu geografic sau de altă natură, cum ar fi mediul: oceanic, maritim, fluvial, de stepă, industrial;
– microclimate, specific spațiului strict limitat in care se găsește produsul considerat: încăpere închisă climatizată sau nu, mediul exterior adăpostit sau nu;
– criptoclimate, care se refera la condiții strict locale, la nivel de element sau componenta .
Mediile în care funcționează echipamentele de automatizare și tehnica de calcul se caracterizează din punct de vedere al tuturor celor patru tipuri de climate.
Ansamblul de masuri necesare pentru funcționarea corecta a produselor sub acțiunea factorilor de mediu, in condiții de fiabilitate corespunzătoare, se numește protecție climatica.
4.3.2. Medii de funcționare fără solicitări speciale
Pentru verificarea funcționării normale a echipamentelor electronice, se folosesc condițiile atmosferice “normale”, care sunt definite cantitativ de un set de mărimi fizice, apropiate de mediul ambiant normal.
Eșantioanele supuse măsurării se precondiționează, în sensul că acestea trebuie neutralizate în raport cu istoria mediului ambiant de unde provin, sau/și se condiționează, în sensul că se aduc la parametrii mediului în care se face încercarea. Aceste încercări se fac intr-un laborator sau o incinta, in care se pot conserva condițiile atmosferice normale .
Există:
– condiții normale de referința;
– condiții normale;
– condiții normale de condiționare;
Numai in raport cu acestea se va efectua caracterizarea produselor ce funcționează în alte medii.
In caz de necesitate se asigura purificarea mediului industrial, spatiile respective climatizându-se din punctul de vedere al temperaturii, umidității, conținutului de praf și substanțele chimice. Pentru echipamentele de automatizare, gradele de severitate obișnuita sunt cele din reglementarea CEI-1-1979 la care se adaugă trei severități pentru presiunea barometrică:
– de la 86 KPa la 108 KPa;
– de la 66 KPa la 108 KPa (înalta altitudine si transport);
– special.
4.3.3. Concluzii
Prin complexitatea sa, construcția aparatelor electronice implica un număr mare de cunoștințe din domeniul fizicii, al chimiei, mecanicii, etc.
Rezulta deci, ca pentru proiectarea și construcția unui aparat electronic fiabil trebuie cunoscute în profunzime problemele ridicate de aceasta proiectare și deci rezolvarea lor prin soluțiile juste ce se impun. A nu lua în seamă aceste aspecte duce implicit la un produs instabil, cu parametri modești sau chiar sub parametri, necompetitiv în concluzie. Prin nerespectarea unei bune ecranări influențele pot duce la grave erori, care la rândul lor conduc la avarii, stagnarea procesului tehnologic sau nemulțumirea utilizatorului. De asemenea, o proiectare necorespunzătoare a traseelor de cablaj poate conduce la efecte nedorite în montajul electronic, respectiv la crearea unei inductanțe false, la fluctuații ale punctului de masa, influente intre trasee de tip capacitiv, s.a. Grosimea traseului modificata în mod nejustificat poate duce la încălzirea cablajului sau chiar arderea și deci întreruperea traseului respectiv. O proiectare necorespunzătoare în funcție de climatul de funcționare a aparatului respectiv poate conduce la scăderea performantelor sau chiar la nefuncționarea aparatului.
Trebuie acordată deci o mare atenție tuturor acestor aspecte, încadrarea produsului ce urmează a fi proiectat, într-o clasă climaterica, într-un mediu de funcționare trebuie sa se facă în mod realist și justificat.
4.4. Schemele electrice și de cablaj imprimat ale radioreceptorului
4.4.1. Schemele electrice ale radioreceptorului
Fig. 4.1 – Schema blocului de unde ultrascurte
Fig. 4.2 – Schema blocului de frecvență intermediară
Fig. 4.3 – Schema decodorului stereo
Fig. 4.4 – Schema amplificatorului final audio
Fig. 4.4 – Schema blocului de alimentare
4.4.2. Schemele de cablaj imprimat ale radioreceptorului
Fig. 4.5 – Schema de cablaj imprimat a blocului de alimentare – scara 1:1
Fig. 4.6 – Schema de cablaj a blocului de unde ultrascurte – scara 1,25:1
Fig. 4.7 – Schema de cablaj a amplificatorului FI și demodulator, a decodorului stereo și a amplificatorului final audio la o scară de aproximativ 1:1.
4.5. Lista de piese
Piesele care se găsesc în componența acestui proiect sunt date în tabelul următor:
CAP. 5. CALCUL DE FIABILITATE
5.1. Concepte de fiabilitate a sistemelor
Din punct de vedere calitativ, fiabilitatea reprezintă capacitatea unui sistem de a funcționa fără defecțiuni în decursul unui anumit interval de timp și în condiții date.
Din punct de vedere cantitativ, fiabilitatea reprezintă probabilitatea ca același sistem să-și îndeplinească funcțiile cu anumite performanțe prescrise, fără defecțiuni, într-un anumit interval de timp și în condiții de exploatare date.
Exprimarea influenței factorilor externi asupra parametrilor diferitelor componente ale unui sistem supus unei analize de fiabilitate, și deci asupra performanțelor acestui sistem, este imposibil de realizat în cadrul teoriei generale.
Studiul fenomenelor fizico-chimice ale degradării, elucidarea mecanismelor și modul de defectare sunt etape necesare în cadrul analizei fiabilității, care însa pot fi parcurse și aprofundate numai pe anumite tipuri particulare de sisteme.
Pentru a aprecia fiabilitatea unui sistem avem nevoie de un ansamblu de indicatori de fiabilitate, care să ofere o exprimare cantitativă a acesteia:
funcția de fiabilitate, notată cu R(t), reprezintă probabilitatea ca în intervalul (0,t) să nu se producă defectarea sistemului, în condiții determinate: R(t)=P(t<T),
unde T=durata de funcționare a unui echipament până la defectare;
funcția de repartiție a duratei de funcționare, a variabilei aleatoare continue T, până la defectare F(t), reprezintă probabilitatea ca sistemul să se defecteze în intervalul de timp (0,t),dar înainte de momentul t: F(t)=P(tT);
Cele două funcții sunt complementare: R(t)+F(t)=1;
Este evident că: R(t)=1-F(t);
Așa cum se poate observa, F(t) și R(t) se referă la un interval de timp (0,t). Pentru un interval de timp oarecare, ce desemnează o misiune oarecare de durată x, ce începe la momentul t, unde probabilitatea de defectare este:
F(t,t+x)=P(t<T<t+x)=F(t+x)-F(t)
F(t,t+x)= P(t<T,t+x) / P(t<T) = (F(t+x)-F(t))/R(t)
R(t)= R(t+x) / R(t)
F(t,t+x) si R(t,t+x) ne dau comportarea sistemului pe un interval oarecare.
densitatea de probabilitate a variabilei aleatoare T, notată cu f(t), se folosește pentru a descrie comportarea locala a sistemului în jurul unui moment dat, și este dată de:
f(t)=
unde f(t) reprezintă limita raportului dintre probabilitatea totală de defectare într-un interval și mărimea intervalului.
Când t0, este numită lege de repartiție a timpului de funcționare până la defectare în jurul momentului t, indiferent de comportarea anterioară a sistemului.
Pentru a descrie pericolul de defectare în jurul unui moment dat de timp, pentru un sistem aflat în bună funcționare până atunci, se definește un indicator care descrie comportarea locală a sistemului din punctul de vedere al fiabilității.
intensitatea (rata) de defectare, este o probabilitate condiționată (analoaga ratei mortalității în studiile demografice ) notată cu z(t) și reprezintă probabilitatea de defectare în jurul unui moment dat, condiționată de buna funcționare a sistemului până în acel moment:
Cu alte cuvinte:
Ținând cont că R(0)=1, rezultă: R(t)=exp(- z(u)*du);
Notația uzuală pentru z în cazul componentelor electronice este , având valori de ordinul a 10-5 până la 10-6 ore-1. Pentru componentele profesionale atinge valori de până la 10-9 ore-1 .
Pentru un circuit electronic, rata de defectare totală este dată de suma ponderată a ratelor de defectare ale tuturor componentelor conținute în circuitul considerat:
Fiabilitatea mai poate fi descrisă și prin unele caracteristici numerice ale variabilei aleatoare T. Acestea pot fi timpul de funcționare până la defect, abaterea medie pătratică, dispersia, cuantila timpului de bună funcționare, etc.
Media timpului de bună funcționare poate reprezenta:
valoarea medie a timpului de funcționare până la defect (MTTF) -în cazul produselor nereparabile;
valoarea medie a timpului de funcționare până la prima defectare (MTFF) – în cazul produselor reparabile;
valoarea medie a timpului de funcționare intre două defectări succesive (MTBF) -dacă repararea poate fi asimilată cu înlocuirea.
Principalele legi de repartiție a timpului de funcționare sunt:
legea normală : aplicabilă în intervale de apariție a defectărilor inițiale sau a celor datorate îmbătrânirii produsului.
legea logaritmic-normală : aplicabilă în cazul defectării dispozitivelor semiconductoare.
legea exponențială : aplicabilă în perioada normală de funcționare a unui produs, pentru care defectările sunt instantanee și se datorează unor modificări bruște ale condițiilor de sarcină și/sau mediu ambiant, astfel încât rata de defectare este constantă.
legea Weibull : aplicabilă unor produse ce îmbătrânesc greu și au multe defecte ascunse, fie acelor produse care nu prezintă defectări în intervalul inițial de funcționare, dar îmbătrânesc repede. Prin particularizarea acestei legi se pot obține legile normală și exponențială.
Pentru fiecare din aceste legi există expresii particulare ale indicatorilor generali de fiabilitate precizați mai înainte.
5.2. Fiabilitatea cablajelor imprimate echipate cu componente electronice
Întrucât principala funcție a cablajelor imprimate constă în interconectarea componentelor din circuitele electronice, fiabilitatea acestora este determinată, în mod esențial, de calitatea conexiunilor prin lipire efectuate între terminalele componentelor și traseele cablajului.
Valoarea medie a intensității (ratei) de defectare [10-6/h] a conexiunilor prin lipire este indicată în normativele de fiabilitate (în scopul determinării fiabilității previzionale) ca fiind de ordinul 0.2 (pentru lipirea manuală) sau 0.05 (pentru lipirea automată). Dar din analiza statistică a unor date experimentale rezultă valori și mai mici ale acestui indicator (de ordinul 10-2…10-3). Comparativ cu alte procedee de conectare a componentelor pe cablaje (sudura electrica, sertizare, wrapare), lipirea este apreciată ca fiind suficient de fiabilă pentru echipamentele electronice.
Deși rata de defectare a conexiunilor prin lipire este relativ redusă, datorită numărului lor mare (de ordinul sutelor…miilor-pentru o singură placă de cablaj imprimat) în structura unui echipament electronic (depinzând de complexitatea acestuia) influența fiabilității conexiunilor asupra fiabilității ansamblului poate fi importantă.
În cazul echipamentelor electronice portabile, solicitările mecanice (vibrații, șocuri, accelerații) și climatice (temperatură, umiditate) aplicate acestora influențează considerabil și în mod defavorabil fiabilitatea conexiunilor prin lipire, aspect ce trebuie luat în considerare la proiectarea și efectuarea conexiunilor prin lipire.
Principalele căi pentru reducerea la minimum posibil a procentului de defecte datorate conexiunilor prin lipire sunt:
selectarea unor materiale și tehnologii de lipire adecvate;
existența unei bune sudabilități a suprafețelor de lipire;
controlarea riguroasă a calității materialelor de lipire cât și a suprafețelor de lipit (atât înainte cât și periodic, în cursul procesului de lipire);
respectarea riguroasă a procesului tehnologic de lipire ;
controlarea calității conexiunilor prin lipire obținute (în principal, prin verificarea vizuală a conexiunilor cu ochiul liber sau cu o lupă specială);
Din acest ultim punct de vedere, o conexiune prin lipire corect realizată trebuie sa aibă:
suprafața lipiturii lucioasă și strălucitoare (fără neregularități, crăpături, asperități);
forma tronconică, având profil concav și o înălțime maximă (deasupra cablajului) de cel mult 0.5…0.8 din diametrul pastilei de lipire a terminalului;
aliajul de lipit să acopere complet și uniform terminalul respectiv;
găurile metalizate (în cazul cablajelor dublu și multi-strat) umplute, prin capilaritate, cu aliaj de lipit.
În principiu, orice abatere de la aceste caracteristici ideale poate fi considerată un defect, deși nu orice abatere afectează fiabilitatea plăcii echipate cu componente.
Principalele defecte care conduc la nefuncționarea, sau funcționarea defectuoasă, a unei plăci echipate, și care pot fi identificate prin control vizual, sunt:
defecte de formă ("punți" și/sau "stalactite", datorate excesului de aliaj de lipit aplicat). Primele constituie un defect major întrucât scurtcircuitează trasee sau terminale adiacente;
defecte de aspect (datorate umectării necorespunzătoare, sau dezumectării, suprafeței de lipire a cablajului sau terminalului);
defecte datorate prelucrărilor mecanice (tăiere, găurire) necorespunzătoare ale cablajelor imprimate: exfolieri, găuriri prea mari/mici sau plasate necorespunzător. Tensiunile interne produse în placă pot determina defectarea prin oboseală a îmbinărilor lipite;
defecte de montaj, datorate terminalelor prea scurte sau formate necorespunzător ale componentelor;
alte defecte: cavități, lipituri "reci", "galbene", "grauntoase", "false", mate, incluziuni, microfisuri, reziduuri albe, curbarea plăcii de cablaj imprimat;
Toate acesta defecte posibile pot fi prevenite dacă se lucrează atent, respectându-se regulile elementare de implantare, lipire și exploatare a cablajelor imprimate.
5.3. Determinarea indicatorilor de fiabilitate
1.Determinarea indicatorilor de fiabilitate s-a făcut conform STAS 10307/75 "Fiabilitatea produselor industriale-indicatori de fiabilitate". În calculul ce urmează s-a adoptat o lege de distribuție exponențială pentru intensitatea de defectare, pe considerentul numărului ridicat de componente.
2.Indicatorii au fost determinați ținând cont atât de componentele electronice cât și de cele mecanice ale dispozitivului.
3.Calculul a fost făcut pe baza considerațiilor:
Dispozitivul este nereparabil, nu este alcătuit din module ce pot fi schimbate, deci s-a luat în considerare timpul de funcționare până la defectare.
Regimul de lucru a fost considerat continuu.
Pentru asigurarea funcțiilor dispozitivului, componentele sale se consideră în conexiune serie.
4.Calculul este prezentat în tabelul următor:
total=35.057*10-6 ore-1
normalizat=35*10-6 ore-1
MTBF până la primul defect: 1/=1000000/35=28571 ore.
Pentru t=1000 ore rezultă:
R(t)= exp(-*t) = exp(-0.035) = 0.966
F(t)=1-R(t) = 0.034.
CAP. 6. PARTEA ECONOMICĂ
6.1. Calculul economic pentru determinarea costurilor de producție
Costul de producție este o categorie economică legată de existența producției de mărfuri, de procesul de formare a valorii și de prețuri.
Calculul economic reprezintă un calcul foarte amănunțit al costului de producție al aparatului respectiv.
În sfera producției materiale, costul de producție este forma bănească a unui conținut ce reprezintă consumul de mijloace materiale și forță de muncă, necesare pentru producerea și desfacerea bunurilor materiale. El include tot ceea ce înseamnă cheltuiala de producție suportată de întreprinzător pentru producerea și desfacerea bunului respectiv.
Între costul de producție și prețul de vânzare există deosebiri atât cantitative cât și calitative. Astfel prețul este mai mare decât costul de producție incluzând în plus și profitul. Deosebirea calitativă este că, în timp ce prețul asigură mijloacele necesare producției lărgite, costul de producție asigură doar recuperarea cheltuielilor de producție.
Potrivit legislației în vigoare, în țara noastră costul de producție este împărțit în următoarele grupe de cheltuieli:
cheltuieli materiale (materii prime, energie, materiale și combustibili) Cmp.
cheltuieli directe cu munca vie (retribuții directe plătite muncitorilor, impozit pe fondul de retribuții directe Ifr, contribuții pentru asigurări sociale Cas).
Cdmv=Rd+Ifr+Cas;
contribuții la fondul de cercetări științifice.
impozite (pe clădiri).
fond pentru ajutor de șomaj, alte cheltuieli.
Elementele componente ale costului de producție se modifică de la o perioadă de timp la alta sub influența factorilor externi și interni.
Mărimea costului de producție exprimă toate cheltuielile cu mijloacele de producție și plata salariilor, cheltuieli ce se efectuează pentru producerea și desfacerea bunurilor de materiale.
Reducerea costului de producție înseamnă micșorarea cheltuielilor pe unitatea de produs și este o necesitate obiectivă impusă de creșterea rentabilității, sporirea profitului și a productivității muncii.
Reducerea costului de producție atrage după sine creșterea calității produsului, realizarea unor specializări suplimentare.
Diminuarea costului de producție se poate face pe mai multe căi:
Prin reducerea costului materialelor;
utilizarea eficientă a capitalului fix;
creșterea productivității muncii;
reducerea cheltuielilor administrativ-gospodărești;
La efectuarea calculului economic se poate ține cont și de o serie de costuri cum ar fi:
Costul fix se referă la cheltuieli independente de volumul producției (chirii, amortizarea mașinilor, a clădirilor, etc.).
Costul variabil se modifică odată cu modificarea volumului de producție.
Costul marginal exprimă sporul de cheltuieli necesare pentru obținerea unei unități suplimentare de produs.
Costul cercetării științifice este dat de cheltuielile pentru cercetarea propriu-zisă și pentru aplicarea în practică a rezultatelor activității de cercetare-proiectare în vederea realizării prototipului.
Costul tehnologic se caracterizează prin individualizarea cheltuielilor directe și a unei părți însemnate din cheltuielile indirecte, în special cu întreținerea și folosirea utilajelor.
Procesul de formare al costului de producție este dat de nivelul secției, de cheltuielile directe la care se adaugă cheltuielile cu întreținerea și funcționarea utilajelor (CIFU), cheltuieli generale ale secției cu munca vie (CMDV), care sunt necesare în scopul asigurării necesităților de iluminare și încălzire, etc..
Cd- reprezintă cheltuieli directe la care se adaogă cheltuielile necesare pentru materii și materiale și cheltuielile directe cu munca vie, din care se scade costul materialelor refolosibile și recuperabile(C).
Cd=Cmp+Cdmv-C;
unde:
Cmp- cheltuieli directe cu materii prime și materiale;
Valoarea materiilor prime și materialelor ce intră la calculul costului de producție se obține calculând valoarea totală a materialelor (CM).
Cheltuielile de transport și aprovizionare (CTA) cuprind cheltuielile făcute pentru aducerea materialelor de la furnizor și reprezintă aproximativ un procent de 14% din cheltuielile materiale.
CTA=14/100*CM=30660;
Manopera (CMAN) reprezintă cheltuielile directe făcute pentru plata celor care au confecționat produsul.
Contribuțiile pentru asigurări sociale (CAS) se calculează pe unitate de produs și reprezintă 25% din manoperă:
CAS=(25/100)*CMAN=50000;
Fondul de șomaj (FS) reprezintă 5% din manoperă:
FS=(5/100)*CMAN=10000;
Regia secției (RS) reprezintă 20% din manopera, contribuțiile pentru asigurări sociale și fonduri de șomaj:
RS=(20/100)*(CMAN+CAS+FS)=52000;
Costul secției (CS) reprezintă suma dintre cheltuielile materiale, cheltuielile de transport și aprovizionare, manopera, contribuțiile pentru asigurări sociale, fondul de șomaj și regia secției:
CS=CM+CTA+CMAN+CAS+FS+RS=561660;
Regia întreprinderii (RI) reprezintă 20% din costul secției:
RI=(20/100)*CS=112332;
Costul de întreprindere poate fi dat și de suma dintre costul de secție și cheltuielile generale ale întreprinderii (salariile personalului, tarife telefonice, dobânzi, etc.), la care se adaugă pierderile prin rebuturi:
CI=RI+CS=673992;
Costul produsului (CP) reprezintă suma dintre costul întreprinderii și costul colaboratorilor (în cazul în care aceștia au existat):
CP=CI+CC=CI=673992;
Beneficiul (B) reprezintă 8% din costul produsului:
B=(8/100)*CP=53919.36;
Prețul de vânzare de la producător (PV) reprezintă suma dintre costul produsului și beneficiu:
PV=CP+B=727911.36;
Prețul de vânzare la intermediar (PI) reprezintă suma dintre PV și un procent de 10% din PV:
PI=PV+(10/100)*PV=PV*110%=800702;
Taxa pe Valoare Adăugată (TVA) reprezintă 19% din prețul de vânzare:
TVA=(19/100)*PI=152133;
Prețul total al produsului (PT) reprezintă suma dintre PI și TVA:
PT=PI+TVA=952835;
=== transparent ===
RADIORECEPTOR FM STEREO
Fig. 1 – Schema bloc a radioreceptorului
Fig. 2 – Schema de principiu a blocului de unde ultrascurte
Fig. 3 – Schema de principiu a părții de frecvență intermediară
Fig. 4. Schema de principiu a decodorului stereo
Fig. 4 – Schema de principiu a blocului de alimentare
Fig. 5 – Schema de principiu a amplificatorului final audio
Copyright Notice
© Licențiada.org respectă drepturile de proprietate intelectuală și așteaptă ca toți utilizatorii să facă același lucru. Dacă consideri că un conținut de pe site încalcă drepturile tale de autor, te rugăm să trimiți o notificare DMCA.
Acest articol: Radioreceptor Fm Stereo (ID: 161415)
Dacă considerați că acest conținut vă încalcă drepturile de autor, vă rugăm să depuneți o cerere pe pagina noastră Copyright Takedown.