Proiectarea Unui Emitator Radio Reconfigurabil Prin Software, Blocul de Radiofrecventa
CAPITOLUL 1
CONSIDERAȚII TACTICO-TEHNICE
1.1 Introducere
Nevoia de comunicație există și va exista întotdeauna. Pentru satisfacerea acestei nevoi au fost construite sisteme de telegrafie, telefonie, radio, televiziune, sisteme de transmisii de date. Toate aceste sisteme au nevoie însă de un mediu de transmisie care poate fi aer sau linie de comunicații (cablu, fibră optică, etc.). Deoarece linia de comunicații presupune o poziție fixă a operatorului iar oamenii, și în special armata, au nevoie de libertate de mișcare s-a încercat utilizarea tot mai largă a aerului ca mediu de transmisie. Aceasta a condus la apariția unei diversități de stații care emit în gama radio, care deși au unele funcții comune sunt diferite în ceea ce privește frecvența purtătoare, tehnica de modulație și structura formei de undă, ceea ce conduce la imposibilitatea interoperabilității și la o folosire ineficientă a mediului de transmisie.
Un alt dezavantaj al stațiilor radio actuale este gabaritul acestora care este în general destul de mare, fiind un inconveniet mai ales în cazul stațiilor militare, ca și consumul datorat utilizării de componente analogice, cu consum mare.
Din aceste considerente este necesară o modernizare a stațiilor radio, în sensul realizării unor stații care folosind același suport hard să poată îndeplini următoarele cerințe:
– executarea unei multitudine de tehnici de modulație
– posibilitatea de a emite pe o frecvență dorită
– utilizarea unui anumit nivel de putere
– costul cât mai redus
– gabaritul cât mai mic.
Pentru a putea înțelege cum se pot realiza aceste deziderate trebuie în primul rând să vedem unde intervin în structura unui emițător radio. Structura simplificată a unui emițător radio prezentată în Fig. 1.1. conține:
bloc de prelucrare în banda de bază în care se realizează modulația semnalului
– excitator de radiofrecvență unde se realizează conversia semnalului pe frecvența radio
– bloc de amplificare în putere care asigură amplificarea semnalului la nivelul de putere necesar pentru emisie
– subsisteme de antenă (circuite de protecție, circuite de adaptare cu antena, etc.).
antena realizează conversia semnalului de radiofrecvență în undă electromagnetică
Fig. 1.1. Schema bloc a unui emițător radio
Tehnica de modulație intervine în blocul de procesare în banda de bază, frecvența de emisie este selectată în excitatorul de radiofrecvență, puterea de emisie este selectată în blocul de amplificare în puterea, iar gabaritul și costul sunt consecinței ale metodei de implementare utilizate și a performanțelor obținute.
Primul obiectiv, posibilitatea de a utiliza o multitudine de tehnici de modulație, a putut fi îndeplinit odată cu apariția DSP-urilor (procesoare digitale de semnal), care utilizând un același suport hard, pot realiza prin soft orice modulație. Aceasta duce la o micșorare drastică a gabaritului și a costului.
Pentru a realiza o frecvență de emisie dorită s-au adoptat metode noi, folosindu-se la scară largă circuitele integrate, realizându-se excitatoare de RF cu performanțe foarte bune, cu consum mic, gabarit redus și cost mic.
Pentru a putea utiliza un nivel de putere corespunzător s-a găsit soluția utilizării unor amplificatoare de puteri diferite, interșanjabile, care deși duce la o creștere a gabaritului și a costului este avantajoasă per total datorită performanțelor obținute.
Plecând de la aceste considerații generale voi încerca să prezint pe scurt modelul teoretic care sta la baza realizării unui emițător radio modern precum și câteva metode de implementare.
Etapele de prelucrării unui semnal din banda de bază pentru a putea fi transmis sunt:
– transformarea semnalului din semnal din banda de bază în semnal de bandă îngustă
– translația semnalului de bandă îngustă pe frecvența radio dorită
– amplificarea în putere a semnalului
– transformarea semnalului din gama radio în undă electromagnetică
1.2. Transformarea semnalului din semnal din banda de bază în semnal de bandă îngustă
Se știe că orice undă fizică de bandă îngustă, inclusiv semnalele modulate, pot fi reprezentate sub forma:
(1.1.)
unde g(t) reprezintă anvelopa complexă a lui s(t), iar este frecvența purtătoare asociată.
Anvelopa complexă este o funcție dependentă de semnalul modulator m(t), adică , unde g[.] realizează o operație de prelucrare a lui m(t) specifică tipului de modulație pe care dorim să-l obținem. Anvelopa complexă poate fi reprezentată fie în coordonate carteziene, prin intermediul a două funcții reale:
(1.2.)
fie în coordonate polare:
(1.3)
unde reprezintă componenta modulatoare în fază asociată lui s(t), reprezintă componenta modulatoare în cuadratură asociată lui s(t), – modulația de amplitudine a lui s(t), iar – modulația de fază a lui s(t). Formele de undă g(t), x(t), y(t), R(t) și (t) sunt forme de undă în banda de bază, care depind de semnalul modulator m(t) și, cu excepția lui g(t), toate sunt reale. R(t) este o formă de undă totdeauna pozitivă.
DSP-ul va realiza componentele anvelopei complexe, având la intrare semnalul modulator m(t), iar la ieșire una din perechile x(t), y(t) sau R(t), . Rolul său este de a crea aceste forme de undă, conform tipului de modulație dorit. Pentru fiecare tip de modulație dorit se poate calcula anvelopa complexă și poate fi programat DSP-ul pentru a forma semnalele x(t), y(t) sau R(t), . De exemplu dacă se dorește folosirea unei modulații MA, g(t)=Ap[1+m(t)], unde Ap este o constantă, din care va rezulta x(t)= Ap[1+m(t)], y(t)=0, R(t)= Ap[1+m(t)] iar . Pentru că circuitul prelucrează digital semnalele iar semnalele de intrare și de ieșire sunt analogice, vom avea nevoie de un CAN (convertor analog-numeric) și de două CAN-uri (convertor numeric-analogic).
Pe baza acestor semnale, semnalul modulat se poate scrie:
(1.4)
sau
(1.5)
Operațiile necesare realizării semnalului s(t) utilizând semnalele generate de DSP vor fi realizate de un bloc de conversie BB-IF. Convertorul BB-IF va avea la intrare semnalele x(t), y(t) sau R(t), , la ieșire obținându-se semnalul modulat de bandă îngustă s(t). În funcție de cele două relații pentru s(t), (1.4) și (1.5), vom obține două tipuri de structuri pentru convertor:
Structura corespunzătoare relației (1.4) este:
Fig. 1.2. Convertor BB-IF (varianta cu coordonate polare)
Structura corespunzătoare relației (1.5) este:
Fig. 1.3. Convertor BB-IF (varianta cu coordonate carteziene)
1.3. Translația semnalului de bandă îngustă pe frecvența radio
Pentru a translata semnalul de frecvență intermediară pe frecvența radio dorită se utilizează o mixare cu un semnal obținut de la un sintetizor de frecvență.
Sintetizatorul va genera o frecvență c, astfel încât la ieșirea mixerului spectrul semnalului va conține 2 componente de frecvențe c-p și c+p. În continuare prin intermediul unui filtru de bandă se va selecta frecvența radio dorită dintre cele două.
Fig. 1.4. Convertor IF-RF
După cum se poate observa, considerând că prima conversie se face la o frecvență fixă, reglarea frecvenței de emisie se face variind frecvența c generată de sintetizator. De aceea sintetizatorul este un element foarte important al unui emițător, el constituind și modalitatea prin care se pot obține frecvențe diferite, pe aceeași structură hard.
Sintetizatoarele de frecvență sunt echipamente capabile să furnizeze un număr mare de frecvențe, cu stabilitate ridicată, utilizând una sau mai multe surse primare, de referință, frecvența generată modificându-se în trepte. Sursa sau sursele primare utilizate de sintetizator, alături de oscilatorul de referință de la primul etaj de conversie, dau stabilitatea de frecvență, stabilitate care este impusă de traseul de prelucrare de la recepție. În emițătoarele moderne stabilitatea obținută cu sintetizatoarele de frecvență poate ajunge până la 10-8, 10-9.
Principalii parametri ai unui sintetizor sunt cei care îl caracterizează ca sursă de oscilații cu frecvență stabilă: tipul și nivelul semnalelor, impedanța de ieșire, stabilitatea frecvenței, conținutul în armonice, zgomote, etc. La acestea se adaugă următoarele:
gama (sau gamele) frecvențelor furnizate;
numărul de canale (frecvențe) sau numărul de pași (trepte);
rezoluția sau treapta, adică diferența minimă realizabilă între două frecvențe;
timpii de stabilire a frecvenței după o comutare cu o treaptă și între frecvențele extreme;
modalitatea de prescriere a frecvenței;
modalitatea de afișare a frecvenței furnizate;
fiabilitatea, consumul de energie, caracteristicile mecanice, prețul de cost, etc.
Sinteza frecvenței se poate realiza prin două tehnici:
tehnica sintezei necoerente, în care frecvențele se obțin prin combinarea frecvențelor semnalelor generate de mai multe oscilatoare cu cuarț comutabile;
tehnica sintezei coerente, în care se folosește o singură sursă de oscilații de referință.
Sinteza coerentă poate fi realizată prin procedeele:
sinteza directă, în care frecvența sursei de referință este multiplicată și divizată iar produsele acestor operații sunt combinate (mixate) pentru obținerea frecvențelor necesare;
sinteza catalitică, în care frecvențele furnizate sunt armonice ale frecvenței referinței (dublă sau triplă mixare și filtrare);
sinteza indirectă, bazată pe utilizarea buclelor cu calare de fază (PLL); este procedeul cel mai utilizat în prezent.
1.3.1. Sinteza necoerentă
Principiul sintezei necoerente – numită astfel deoarece fazele semnalelor care se combină nu sunt în relații determinate. Sintetizorul constă din N+1 decade, fiecare decadă i, fiind formată dintr-un oscilator cu 10 cristale comutabile, ale căror frecvențe diferă prin multipli ai pasului decadei p. Semnalele sunt mixate succesiv și cu filtre de bandă se separă componentele sumă sau diferență.
Fig.1.5. Schema bloc a unui sintetizor necoerent cu N+1 decade
()
Frecvența de ieșire este:
(1.6)
Aranjând astfel ca pasul fiecărei decade să fie de 10 ori mai mare ca al decadei precedente, frecvența generată este:
(1.7)
Numărul de frecvențe generate este iar pasul sintetizorului este . Decadele și deplasările de frecvență sunt aranjate astfel încât filtrările să se facă cu ușurință.
Abaterea relativă a frecvenței generate și nivelul perturbațiilor sunt suma abaterilor și perturbațiilor din fiecare decadă.
Utilizarea unui număr mare de cristale 10*(N+1), constituie principalul dezavantaj al metodei: este foarte greu să se realizeze N+1 oscilatori cu mare stabilitate și nivel de perturbații redus, mai ales când N este mare. Din acest motiv, sinteza necoerentă nu mai este folosită, în prezent existând tehnici de sinteză mult mai avantajoase.
1.3.2. Sinteza coerentă – catalitică
În metoda sintezei coerente catalitice (cu selecția armonicelor, pas cu pas sau Wadley), frecvența necesară se obține prin selecția unei armonice a frecvenței de referință, eventual după divizare.
Dacă distanța dintre două frecvențe adiacente, dintre armonicele i și i+1, nu este prea mică, selecția se poate face cu FTB acordabile. Rareori acest procedeu este utilizabil; de exemplu pentru f = 1KHz separarea armonicei 1000 de armonica 1001 necesită un filtru cu Q1000, realizabil cu cuarț sau cu filtre electromecanice, care nu pot fi acordabile.
Fig.1.6. Principiul sintezei catalitice cu FTB acordabil
Fig.1.7 Principiul sintezei catalitice prin dublă mixare
Pentru separarea armonicelor de ordin înalt al semnalului de referință se utilizează metoda heterodinării (fig.1.7), care stă la baza sintezei catalitice. Semnalul de intrare, bogat în armonice () este mixat cu semnalul unui oscilator acordabil cu frecvența . Prin filtrul de frecvență intermediară, care fiind cu frecvență fixă poate fi cu bandă foarte îngustă, trec numai semnalele cu frecvență intermediară , corespunzătoare componentei diferențiale de mixare. O nouă mixare, aditivă, urmată de filtrare, elimină și se obține armonica dorită. Filtrul de ieșire poate avea baezei coerente, în care se folosește o singură sursă de oscilații de referință.
Sinteza coerentă poate fi realizată prin procedeele:
sinteza directă, în care frecvența sursei de referință este multiplicată și divizată iar produsele acestor operații sunt combinate (mixate) pentru obținerea frecvențelor necesare;
sinteza catalitică, în care frecvențele furnizate sunt armonice ale frecvenței referinței (dublă sau triplă mixare și filtrare);
sinteza indirectă, bazată pe utilizarea buclelor cu calare de fază (PLL); este procedeul cel mai utilizat în prezent.
1.3.1. Sinteza necoerentă
Principiul sintezei necoerente – numită astfel deoarece fazele semnalelor care se combină nu sunt în relații determinate. Sintetizorul constă din N+1 decade, fiecare decadă i, fiind formată dintr-un oscilator cu 10 cristale comutabile, ale căror frecvențe diferă prin multipli ai pasului decadei p. Semnalele sunt mixate succesiv și cu filtre de bandă se separă componentele sumă sau diferență.
Fig.1.5. Schema bloc a unui sintetizor necoerent cu N+1 decade
()
Frecvența de ieșire este:
(1.6)
Aranjând astfel ca pasul fiecărei decade să fie de 10 ori mai mare ca al decadei precedente, frecvența generată este:
(1.7)
Numărul de frecvențe generate este iar pasul sintetizorului este . Decadele și deplasările de frecvență sunt aranjate astfel încât filtrările să se facă cu ușurință.
Abaterea relativă a frecvenței generate și nivelul perturbațiilor sunt suma abaterilor și perturbațiilor din fiecare decadă.
Utilizarea unui număr mare de cristale 10*(N+1), constituie principalul dezavantaj al metodei: este foarte greu să se realizeze N+1 oscilatori cu mare stabilitate și nivel de perturbații redus, mai ales când N este mare. Din acest motiv, sinteza necoerentă nu mai este folosită, în prezent existând tehnici de sinteză mult mai avantajoase.
1.3.2. Sinteza coerentă – catalitică
În metoda sintezei coerente catalitice (cu selecția armonicelor, pas cu pas sau Wadley), frecvența necesară se obține prin selecția unei armonice a frecvenței de referință, eventual după divizare.
Dacă distanța dintre două frecvențe adiacente, dintre armonicele i și i+1, nu este prea mică, selecția se poate face cu FTB acordabile. Rareori acest procedeu este utilizabil; de exemplu pentru f = 1KHz separarea armonicei 1000 de armonica 1001 necesită un filtru cu Q1000, realizabil cu cuarț sau cu filtre electromecanice, care nu pot fi acordabile.
Fig.1.6. Principiul sintezei catalitice cu FTB acordabil
Fig.1.7 Principiul sintezei catalitice prin dublă mixare
Pentru separarea armonicelor de ordin înalt al semnalului de referință se utilizează metoda heterodinării (fig.1.7), care stă la baza sintezei catalitice. Semnalul de intrare, bogat în armonice () este mixat cu semnalul unui oscilator acordabil cu frecvența . Prin filtrul de frecvență intermediară, care fiind cu frecvență fixă poate fi cu bandă foarte îngustă, trec numai semnalele cu frecvență intermediară , corespunzătoare componentei diferențiale de mixare. O nouă mixare, aditivă, urmată de filtrare, elimină și se obține armonica dorită. Filtrul de ieșire poate avea bandă destul de mare deoarece , dacă este bine aleasă: .
Se observă că numai FTB-FI este subansamblu pretențios. Oscilatorul acordabil trebuie să aibă o bună stabilitate pe termen scurt, fără alte cerințe deosebite. Sinteza catalitică se poate face prin metoda triplei mixări sau prin metoda dublei mixări.
Sintetizoarele catalitice, ca și cele directe, sunt echipamente complexe, voluminoase, grele, cu consum mare de energie. Din aceste motive, foarte rar se folosesc în instalații de radioemisie; se utilizează însă ca aparate de laborator.
1.3.3. Sinteza coerentă – directă
În sinteza directă se folosește o singură sursă de referință, a cărei frecvență se divide și se multiplică, iar produsele acestor operații se combină în mixere urmate de filtre de bandă, în scopul obținerii frecvențelor necesare.
Acest procedeu se utilizează în mai multe variante:
metoda multiplicării și divizării simple;
metoda cu decade în serie;
metoda cu decade identice;
metode cu filtre fixe.
Metoda multiplicării și divizării simple are la bază idea că frecvența de referință este multiplicată și divizată iar produsele sunt mixate și filtrate; se obțin simultan mai multe frecvențe. Procedeul este utilizat când sunt necesare simultan câteva frecvențe fixe și stabile. Sintetizoare de acest tip se folosesc numai ca subansamble în sisteme evoluate.
Sintetizoarele cu decade, se folosesc pentru obținerea unui număr mare de frecvențe () cu pași mici. Echipamentele sunt realizate din subansamble numite decade, conectate în cascadă; fiecare decadă asigură modificarea unei cifre () din numărul zecimal care exprimă frecvența de ieșire. Fiecare decadă conține:
un generator de armonice, care asigură deformarea semnalului oscilatorului de referință mărindu-i conținutul în armonice;
două seturi de filtre comutabile cu 10 sau 9 filtre de bandă;
unul sau două mixere;
divizoare de frecvență prin 10.
Sintetizoarele directe se pot realiza în mai multe variante: cu decade în serie, cu decade identice etc.
Sintetizoarele directe, mai ales cele cu decade identice, se pot realiza cu pași foarte mici (sub 1Hz), pot genera foarte multe frecvențe, timpii de comutare sunt foarte mici (ms-s). În schimb, sunt voluminoase, grele, pun probleme dificile la realizarea comutatoarelor, la rejecția zgomotelor și la realizarea monoacordului în cazul utilizării la instalații de emisie-recepție; consumul de energie este mare, prețul de cost este ridicat.
Sintetizoarele digitale au avantaje și proprietăți net superioare celor analogice. Ele pot fi comandate și controlate numeric și se integrează foarte bine în sistemele ce utilizează microcontrolere și procesoare de semnal.
Sintetizoarele de frecvență numerice sunt de două tipuri:
– sintetizoare de frecvență cu buclă urmăritoare în fază (PLL);
– sintetizoare de frecvență directe.
1.3.4. Sintetizoare numerice directe
Sintetizoarele numerice directe au ca principiu generarea numerică a unei sinusoide cu ajutorul unui convertor numeric-analogic comandat de o memorie ROM (sau RAM) . Pentru frecvențe ridicate atât memoria cât și convertorul trebuie să fie foarte rapide . Schema bloc a unei astfel de sinteze este prezentată în figura 1.8.
Fig.1.8 Schema bloc a unui sintetizor numeric direct
Fsw este un cuvânt pe N biți introdus de la procesor. Ac este un acumulator pentru adresele memoriei. Memoria RAM conține cuvinte binare ce definesc sinusoida.
Generatorul de tact produce impulsuri cu frecvența Fck, care prin acțiunea asupra acumulatorului va determina frecvența semnalului f0 calculată cu formula:
(1.8)
Aceste tipuri de sintetizoare de frecvență au un preț de cost foarte crescut funcție de frecvența de lucru și de puritatea spectrală cerută.
1.3.5. Sintetizoare cu buclă urmăritoare în fază (PLL)
Marea majoritate a sintetizoarelor de frecvență folosite în prezent se bazează pe tehnica sintezei coerente indirecte, în care se utilizează bucle cu calare de fază (PLL – Phase Locked Loop). Această tehnică s-a impus, nu atât datorită performanțelor legate de numărul frecvențelor generate, pasul mic sau calitatea semnalelor – comparabile sau inferioare celor realizabile prin alte tehnici, cât prin marile avantaje oferite în privința masei, dimensiunilor, consumului de energie și prețului de cost, toate mult mai mici decât se pot obține prin alte metode de sinteză. Avantajele menționate sunt consecința disponibilității majorității blocurilor incluse în sintetizoarele indirecte sub formă de circuite integrate relativ ieftine, adesea în tehnologie de tip CMOS. În prezent se produc sintetizoare cu frecvențe, cu pași sub 100-1000Hz, cuprinzând un număr redus de circuite integrate și componente discrete, cu consum 0.1-1W, utilizabile în aparatura portabilă, cu prețuri destul de mici pentru a fi incluse în echipamente de larg consum.
Inițial, tehnica PLL a evoluat sub impulsul dezvoltării radiocomunicațiilor spațiale ( aici intervine efectul Doppler și este necesară recepția sincronă, semnalele fiind slabe, înecate în zgomot), al răspândirii tehnicilor de transmisie a datelor- aici sincronizarea de bit se face mai ușor cu PLL și din necesitatea asigurării sincronizării la baleierea ecranului în recepția TV.
Bucla de calare de fază este un sistem automat cu reacție, pentru urmărirea fazei. Ca sistem automat, PLL are multiple aplicații, dar principalul beneficiar rămâne domeniul radiocomunicațiilor.
Pentru abordarea sintezei indirecte a frecvenței este necesară cunoașterea principiilor de funcționare ale PLL. Dar, bucla cu fază calată este un circuit complicat, cu mai multe regimuri de funcționare – unele neliniare, cu o comportare specifică la zgomotul de fază – aspect esențial în sinteza frecvenței.
Sintetizoarele de tip PLL au configurația din figura 1.9
Fig.1.9 Sintetizoare de tip PLL
REF reprezintă un oscilator care va genera frecvența de referință cu care se va compara semnalul provenit din divizorul 1/N. Compararea se realizează în comparatorul fază-frecvență CF/F și rezultatul care este un semnal eroare va fi filtrat în filtrul trece jos FTJ și va comanda frecvența de acord a oscilatorului comandat în tensiune. Procesorul are rolul de a comanda factorul de divizare în funcție de modul de lucru al buclei. În funcție de frecvență, divizorul cât și procesorul se implementează în tehnologiile TTL, CMOS, ECL. În practică se încearcă minimizarea circuitelor folosite și mărirea performanțelor. Astfel sunt circuite care încorporează divizorul programabil, divizorul referinței (în cazul în care este nevoie de acesta), comparatorul fază-frecvență și chiar OCT-ul. Oscilatorul de referință în general este pilotat cu cuarț pentru a avea o stabilitate foarte mare a frecvenței la variația factorilor de mediu. Stabilitatea frecvenței unui astfel de oscilator ajunge la valorile , iar dacă este termostatat stabilitatea poate ajunge la valorile .
1.4. Amplificarea în putere și transformarea semnalului de radiofrecvență în undă electromagnetică
Pentru a asigura propagarea undelor electromagnetice la distanțe mari, acestea trebuie să aibă o anumită putere. Pentru aceasta este necesară operația de amplificare a puterii oscilațiilor de radiofrecvență modulate, operație executată de un amplificator de radiofrecvență. Acesta are nevoie de un anumit nivel la intrarea sa, nivelul de la ieșirea excitatorului, nivel care va fi asigurat de un preamplificator care este un amplificator de tensiune. Pentru a putea funcționa în toată banda frecvențelor de lucru, amplificatorul de putere trebuie să fie de bandă largă sau trebuie folosit un bloc de amplificatoare selectabile, fiecare având o bandă mai îngustă.
Semnalul amplificat în putere trebuie aplicat la antenă. Pentru aceasta există posibilitatea aplicării directe, când avem o antenă rezonantă sau prin intermediul unui circuit de adaptare cu antena. Circuitul de adaptare are rolul de a transforma impedanța complexă a antenei într-o impedanță de sarcină pur activă a amplificatorului de putere.
Pentru controlul adaptării cu antena, între amplificatorul de putere și circuitul de adaptare cu antena se conectează un reflectometru.
Pentru ca puterea de excitație a antenei să fie menținută constantă într-o gamă largă de frecvențe, nivelul semnalului de excitație a amplificatorului de putere este reglat cu ajutorul unui atenuator variabil, controlat de valoarea curentului din antenă.
În procesul de exploatare pot apărea avarii în circuitul de antenă, corespunzătoare unor condiții de funcționare în scurtcircuit sau în gol, ceea ce poate determina un regim de supracurenți sau supratensiuni în amplificatorul de putere. Pentru a nu periclita funcționarea acestuia trebuie prevăzute circuite de protecție care acționează asupra atenuatorului comandat pentru tăierea excitației.
Schema bloc a circuitului de amplificare în putere și a subsistemelor de antena este prezentată în fig. 1.10.
Fig. 1.10. Schema bloc a circuitului de amplificare în putere și a subsistemelor de antena
CAPITOLUL 2
PROIECTAREA SCHEMEI BLOC A EMIȚĂTORULUI
Un emițător este un ansamblu funcțional de dispozitive și echipamente cu ajutorul căruia se poate transmite informația către destinatar. Pentru a putea îndeplini această funcție un emițător radio trebuie să aibă o structură minimală ca cea din fig. 2.1.:
Fig. 2.1. Structura minimală a unui emițător radio
Pentru transmiterea semnalului informațional m(t) cu ajutorul undelor electromagnetice ce se propagă în spațiul liber, acesta va suferi inițial o operație de prelucrare în banda de bază, care va crea o codare prealabilă necesară creșterii stabilității la perturbațiile ce acționează în mediul de propagare, precum și în vederea obținerii anvelopei complexe g(t). Cu ajutorul circuitelor de prelucrare a purtătoarei, spectrul lui g(t) este translatat pe frecvența de lucru dorită, rezultând semnalul de bandă îngustă s(t), ce constituie semnalul de excitație al antenei de emisie (A.E.), care are rolul de a transforma semnalul electric s(t) în unde electromagnetice care se vor propaga prin mediu până la destinatar.
Pornind de la această structură minimală pentru a proiecta schema bloc a emițătorului avem nevoie de datele inițiale de proiectare, pentru a putea vedea unde intervin și cum vor influența acestea structura emițătorului. Aceste date inițiale sunt cuprinse în tema proiectului. Pornind de la aceste date voi proiecta fiecare din cele 2 blocuri mari din structura din figura 2.1.
2.1. Proiectarea blocului de procesare a semnalului în banda de bază
Rolul acestui bloc este acela de a genera anvelopa complexă. Anvelopa complexă este o funcție dependentă de semnalul modulator m(t), adică , unde g[.] realizează o operație de prelucrare a lui m(t) specifică tipului de modulație pe care dorim să-l obținem. Anvelopa complexă poate fi reprezentată fie în coordonate carteziene, prin intermediul a două funcții reale:
(2.1.)
fie în coordonate polare:
(2.2.)
unde reprezintă componenta modulatoare în fază asociată lui s(t), reprezintă componenta modulatoare în cuadratură asociată lui s(t), – modulația de amplitudine a lui s(t), iar – modulația de fază a lui s(t). Formele de undă g(t), x(t), y(t), R(t) și (t) sunt forme de undă în banda de bază, care depind de semnalul modulator m(t) și, cu excepția lui g(t), toate sunt reale. R(t) este o formă de undă totdeauna pozitivă.
Blocul de prelucrare a semnalului în banda de bază va genera anvelopa complexă sub forma componentelor x(t), y(t) sau R(t) și (t).
În cazul de față, conform datelor inițiale, semnalul informațional m(t) poate fi semnal telefonic sau telegrafic iar modulația poate fi de amplitudine (cu bandă laterală unică, cu 2 benzi laterale și purtătoare suprimată, cu 2 benzi laterale și purtătoare, cu 2 benzi laterale și purtătoare redusă ), sau de frecvență. În emițătoarele clasice toate aceste cerințe nu pot fi realizate simultan deoarece emițătoarele lucrează cu anumite tipuri de semnale informaționale precum și cu o tehnică de modulație fixă, eventual câteva tehnici de modulație. Datorită evoluției tehnologice, aceste cerințe pot fi indeplinite. Acest lucru este posibil datorită apariției DSP-urilor (procesoare digitale de semnal). Acestea au capabilitatea de a realiza prin intermediul unui soft corespunzător oricare din tipurile de modulație mai sus menționate, acceptând semnale informaționale diverse, chiar și semnale video.
Din aceste motive folosesc pentru implementarea blocului de prelucrare în banda de bază un DSP. Deoarece prelucrarea semnalului utilizând componentele în fază și în cuadratură (x(t) și y(t)) dă o mai mare stabilitate în funcționare voi folosi acestă variantă. Componenta modulatoare în fază x(t) mai poartă numele de canalul I iar cea modulatoare în cuadratură y(t) se mai numește canalul Q. Pentru a completa structura blocului trebuie precizat ca DSP-ul este un circuit digital (prelucrează semnale digitale). Ținând cont de faptul ca semnalul informațional este analogic (telefonic sau telegrafic) iar semnalele de ieșire sunt tot analogice este necesară o conversie a semnalului informațional analogic de la intrare în semnal digital și a semnalelor de ieșire ale DSP-ului (digitale ) în semnale analogice. Pentru acesta voi folosi un CAN (convertor analog-numeric) la intrare și două CAN-uri (convertor numeric-analogic) la ieșire. Prelucrarea făcându-se în banda de bază, realizarea unor astfel de convertoare nu pune mari probleme, ele lucrând la viteze mici.
În concluzie, blocul de procesare a semnalului în vederea obținerii anvelopei complexe g(t) va avea următoarea structură:
Fig. 2.2. Schema bloc a blocului de procesare în banda de bază
2.2. Proiectarea circuitelor de prelucrare a purtătoarei
Semnalul s(t) poate fi exprimat în funcție de x(t) și y(t) în modul următor:
(2.3.)
Din această expresie rezultă structura circuitului:
Fig. 2.3. Stuctura blocului de generare a semnalului de bandă îngustă s(t)
Această structură trebuie să formeze semnalul s(t), semnal cu o frecvență dorită în gama de lucru (1,5-30MHz). Acest lucru este posibil doar prin utilizarea unui oscilator în cuadratură care să poată genera diverse frecvențe în gama de lucru, lucru destul de dificil de realizat direct. Evoluția tehnologică a propus două variante de realizare a acestei structuri:
folosirea unui singur circuit integrat, cu frecvența programabilă
realizarea unui semnal de bandă îngustă pe frecvență fixă printr-o primă conversie, urmată de o mixare cu un semnal de frecvență variabilă, programabilă
Prima variantă și cea mai nou apărută, prezintă avantajul micșorării drastice a gabaritului emițătorului, în condițiile realizării unor parametrii de lucru foarte buni, dar are ca dezavantaj prețul foarte mare. De aceea am optat pentru cea dea doua variantă, care pe lângă faptul că se pot obține parametrii comparabili sau chiar mai buni, prezintă și un preț rezonabil.
Deci voi utiliza o primă conversie, pe o frecvență intermediară fixă, utilizând o structură ca cea de mai sus, în care oscilatorul în cuadratură va genera o frecvență fixă urmată de o a doua conversie ce se va realiza prin mixarea semnalului s(t) provenit din prima conversie cu un semnal ssint(t) provenit de la un sintetizor, semnal care va avea frecvența variabilă, frecvență necesară acoperirii întregii game de lucru.
Din considerente practice am ales frecvența intermediară de 60MHz. Pentru ca semnalul de frecvență intermediară 60MHz să fie translatat în gama 1,5-30MHz, următoarea operație va consta în realizarea unei mixări a semnalului de frecvență intermediară cu un semnal de frecvență programabilă în gama 61,5-90MHz provenit de la un sintetizor de frecvențe. După mixare, prin selectarea benzii inferioare printr-un bloc de filtre de bandă voi obține un semnal în gama dorită (1,5-30MHz). Pentru realizarea practică am ales subgama 6-12MHz.
Un rol foarte important îl are filtrul deoarece el trebuie să realizeze anumite condiții impuse de datele de proiectare cum ar fi atenuarea armonicelor >60dB, atenuarea purtătoarei (sint)>70dB, atenuarea benzii laterale neutilizate (banda superioară 121,5-150MHz)>60dB. Deoarece am ales banda laterală inferioară, se observă că toate frecvențele care trebuie atenuate sunt mult mai mari decât frecvențele din gama de lucru. De aceea se poate folosi pentru realizarea practică un filtru trece-jos care să aibă banda de trecere 0-13MHz și o atenuare în banda de oprire de minin 70dB.
Pentru ca mixerul să nu influențeze primul bloc de conversie voi utiliza un etaj de separare (un repetor pe emitor) între primul bloc de conversie și mixer.
Deoarece în datele de proiectare este precizat ca la ieșirea excitatorului (format din primul și al doilea etaj de conversie) să avem un nivel >1V/50, este necesară introducerea unui etaj de amplificare, etaj ce va avea o impedanță de ieșire de 50.
Schema bloc a excitatorului va avea următoarea formă:
Fig. 2.4. Schema bloc a excitatorului de radiofrecvență
Pentru a asigura propagarea undelor electromagnetice la distanțe mari, acestea trebuie să aibă o anumită putere, lucru impus și de datele inițiale (10W/50). Pentru aceasta este necesară operația de amplificare a puterii oscilațiilor de radiofrecvență modulate, operație executată de un amplificator de radiofrecvență de putere. Acesta are nevoie de un anumit nivel la intrarea sa, nivelul de la ieșirea excitatorului asigurat de un blocul de amplificare ce funcționează ca un preamplificator. Pentru a putea funcționa în toată banda frecvențelor de lucru, amplificatorul de putere trebuie să fie de bandă largă sau trebuie folosit un bloc de amplificatoare selectabile, fiecare având o bandă mai îngustă. Am ales varianta utilizării unui singur amplificator de bandă largă, această variantă fiind ușor de realizat la ora actuală datorită apariției unor amplificatoare de putere integrate, de bandă largă.
Semnalul amplificat în putere trebuie aplicat la antenă. Pentru aceasta există posibilitatea aplicării directe, când avem o antenă rezonantă (imposibil în cazul de față în care se utilizează o antenă baston), sau prin intermediul unui circuit de adaptare cu antena (metodă pe care o voi folosi). Circuitul de adaptare are rolul de a transforma impedanța complexă a antenei într-o impedanță de sarcină pur activă a amplificatorului de putere.
Pentru controlul adaptării cu antena, între amplificatorul de putere și circuitul de adaptare cu antena se conectează un reflectometru.
Pentru ca puterea de excitație a antenei să fie menținută constantă într-o gamă largă de frecvențe, nivelul semnalului de excitație a amplificatorului de putere este reglat cu ajutorul unui atenuator variabil, controlat de valoarea curentului din antenă.
În procesul de exploatare pot apărea avarii în circuitul de antenă, corespunzătoare unor condiții de funcționare în scurtcircuit sau în gol, ceea ce poate determina un regim de supracurenți sau supratensiuni în amplificatorul de putere. Pentru a nu periclita funcționarea acestuia trebuie prevăzute circuite de protecție care acționează asupra atenuatorului comandat pentru tăierea excitației.
Pe baza celor menționate mai sus va rezulta următoarea schemă bloc pentru emițător:
Fig. 2.5. Schema bloc a emițătorului
CAPITOLUL 3
PROIECTAREA DETALIATĂ A BLOCULUI DE PRELUCRARE ÎN RADIOFRECVENȚĂ
Așa cum am arătat la capitolul anterior schema bloc a blocului de prelucrare în radiofrecvență (a excitatorului de radiofrecvență) are următoarea structură:
Fig. 3.1. Schema bloc a blocului de prelucrare în radiofrecvență
Ea este compusă din:
modulator în cuadratură compus din oscilatorul în cuadratură, 2 mixere și un sumator, care are rolul de a crea semnalul de bandă îngustă și frecvență intermediară de 60MHz folosind componentele în fază și în cuadratură ale anvelopei complexe
etaj separator care are rolul de a separa modulatorul în cuadratură de etajele următoare
sintetizor de frecvență care generează o frecvență din gama 61,5-90MHz, frecvență care poate fi selectată de utilizator
mixer realizează mixarea semnalului de frecvență intermediară provenit de la modulatorul în cuadratură cu semnalul provenit de la sintetizorul de frecvență, generând un semnal în gama de lucru a emițătorului (1,5-30MHz)
bloc de amplificare care amplifică semnalul de radiofrecvență provenit de la mixer la nivelul cerut de datele de proiectare (>1V/50)
bloc filtre realizează filtrarea purtătoarei de radiofrecvență, a benzii laterale superioare (neutilizată), a armonicelor, a produselor de intermodulație.
Voi proiecta fiecare din aceste blocuri separat, ținând cont de contextul general.
3.1. Proiectarea modulatorului în cuadratură
Conform celor prezentate la capitolul 2 schema bloc a modulatorului în cuadratură este următoarea:
Fig. 3.2. Schema bloc a modulatorului în cuadratură
unde:
x(t) este componenta în fază a anvelopei complexe g(t)
y(t) este componenta în cuadratură a anvelopei complexe g(t)
p este frecvența intermediară de 60MHz
s(t) este semnalul de bandă îngustă și de frecvență intermediară 60MHz.
În emițătoarele clasice acest bloc este realizat folosind tranzistoare pentru mixare, amplificatoare operaționale pentru sumare, circuite defazoare pentru obținerea oscilațiilor în cuadratură sinpt și cospt, ceea ce duce la un gabarit mare al montajului și consum mare. Deoarece idea generală a acestei proiectări este de a crea un emițător cu un gabarit cât mai mic, consum mic și parametri de funcționare foarte buni, este necesar ca acest modulator să se înscrie și el în idea generală de modernizare. De aceea am ales să folosesc pentru realizarea modulatorului în cuadratură tehnica integrată. Voi utiliza circuitul integrat MAX2450 produs de firma Maxim Integrated Products.
Circuitul MAX2450 combină un modulator în cuadratură cu un demodulator în cuadratură, având încorporat un oscilator într-un singur circuit integrat, așa cum se observă în figura 3.3.
Fig. 3.3. Structura internă a circuitului MAX2450
Circuitul este alimentat de la o singură sursă de tensiune de 3V (2,7-3,3V) având nevoie de un curent de 5,9mA (maxim 8,2mA). Poate fi setat prin intermediul pinului ENABLE ca în condiții de repaus să consume un curent de 1A. Deci în ceea ce privește consumul cerințele impuse au fost realizate. În ceea ce privește gabaritul, așa cum se observă în figura 3.4. acesta este foarte mic, circuitul având dimensiuni de ordinul milimetrilor.
Fig. 3.4. Dimensiunile circuitului MAX2450
Pentru a putea prezenta circuitul mai pe larg este necesară cunoașterea semnificației pinilor acestuia, prezentată în figura 3.5.
Fig. 3.5. Semnificația pinilor
Deoarece voi folosi acest circuit integrat ca modulator în cuadratură voi prezenta doar partea de modulator. Conform datelor de catalog, acesta acceptă semnale I și Q în banda de bază cu amplitudini de până la 1,35VP-P și bandă de maxim 15MHz și produce un semnal de bandă îngustă cu frecvența în gama 35-80MHz. Deoarece este necesar un semnal de frecvență intermediară de 60MHz acest circuit este capabil să-l realizeze, frecvența de 60MHz situându-se în interiorul gamei de ieșire. Rejecția purtătoarei este de 36dB iar produsele de intermodulație de ordinul 3 și 5 sunt rejectate cu 60dB.
Intrările I și Q sunt polarizate intern la 1,5V și trebuie cuplate capacitiv cu circuitele care generează semnalele I și Q. Impedanța de intrare diferențială pe aceste intrări este 44k. Deoarece nu folosesc intrarea diferențială ci intrarea simplă, intrările inversate le voi conecta la masă prin intermediul unui condensator de 0,1F.
Impedanța de ieșire este de 200k diferențială iar tensiunea de ieșire este de 65mVp-p cu frecvența de 60MHz. Ieșirea trebuie cuplată în curent alternativ cu sarcina prin intermediul unui condensator. Voi folosi ieșire simplă și voi conecta și în acest caz ieșirea inversată la masă prin intermediul unui condensator de 0,1F și a unui rezistor de 100k.
Oscilatorul local este format dintr-o pereche de tranzistoare cuplate în emitor după cum se observă în figura 3.6.
Fig. 3.6. Structura internă a oscilatorului local
Frecvența de rezonanță este determinată de un circuit de selecție extern. Factorul de calitate Q al acestui circuit extern de selecție va determina zgomotul de de fază al oscilatorului. Frecvența generată de oscilator este dublă față de frecvența dorită, astfel încât generatorul în cuadratură poate furniza 2 semnale în cuadratură prin intermediul a două divizoare cu 2. Circuitul mai este dotat și cu un prescaler care va genera o frecvență de 8 ori mai mică decât frecvența generată de oscilator, dar care nu îl voi folosi în cazul de față. Tensiunea de alimentare a oscilatorului este aceeași cu a circuitului. Producătorul recomandă pentru realizarea circuitului de selecție circuitul din figura 3.7.
Fig. 3.7. Circuitul de selecție a frecvenței
Cu ajutorul tensiunii de control VCTRL se poate varia capacitatea diodelor varicap, variindu-se frecvență.
Frecvența selectată se poate calcula cu relația:
(3.1)
unde
CEQ este capacitatea echivalentă a circuitului
LEQ este inductanța echivalentă a circuitului
f0 frecvența selectată
iar
(3.2)
și
(3.3)
Factorul de calitate al circuitului este
(3.4)
Pentru a avea un zgomot de fază cât mai mic trebuie ca factorul da calitate să fie cât mai mare. În schema propusă de producător REQ=10k.
f0=120MHz
Folosesc dioda varicap BB139 care pentru o tensiune de alimentare de 3V va avea o capacitate CVAR de 25pF. Alegând pentru L o valoare de 200nH (recomandată de producător), va rezulta din relația (3.1.) în condițiile în care capacitatea parazită a montajului este mult mai mică decât L, o capacitate echivalentă de 8,64pF. Introducând această valoare în relația (3.2.) vor rezulta valorile pentru C1 și C2: C1=C2=55,65pF. Pentru că nu există această valoare voi aproxima cu valoarea de 56pF care este o valoare standard.
Factorul de calitate Q este aproximativ 70, rezultând un zgomot de fază bun.
Deoarece capacitatea parazită a montajului ca și inductanța parazită a acestuia au fost neglijate, este necesar un reglaj al frecvenței, care se va executa prin intermediul unui potențiometru de 5k care va modifica tensiunea aplicată diodelor varicap, aducând frecvența la valoarea dorită. Schema circuitului de selecție a frecvenței rezultată este următoarea:
Fig. 3.8. Circuitul de selecție al frecvenței
Va rezulta schema de implementare a modulatorului în cuadratură în modul următor:
Fig. 3.9. Schema de implementare a modulatorului în cuadratură
3.2. Proiectarea etajului separator
Are rolul de a împiedica oscilațiile provenite de la mixer să ajungă la circuitul integrat MAX2450, ceea ce ar determina o proastă funcționare a acestuia. Deoarece circuitul integrat MAX2450 are o impedanță de ieșire mare (100k) pentru realizarea etajului trebuie aleasă o structură cu impedanță de intrare foarte mare și cu o amplificare în tensiune unitară. Am ales implementarea acestui etaj prin utilizarea unui etaj colector-comun cu conexiune bootstrap, care are o impedanță de intrare foarte mare și câștig în tensiune apropiat de unitate. Schema de principiu a unui etaj colector comun cu conexiune bootstrap arată astfel:
Fig. 3.10. Etaj colector-comun cu conexiune bootstrap
Pentru realizarea alegem tranzistorul bipolar BFW16 produs de ICCE, care este un tranzistor npn de mică putere, de frecvențe înalte, având o frecvență de tăiere de 1GHz.
Alegem, conform caracteristicilor tranzistorului, punctul static de funcționare în regiunea:
(3.5)
și o tensiune de alimentare Vcc=12V.
Pentru a determina elementele schemei se pornește de la următorul sistem de ecuații:
(3.6)
Din prima ecuație a sistemului extragem
(3.7)
Introducând RE în a doua ecuație a sistemului (3.6) se va obține
(3.8)
Considerând curentul prin divizorul rezistiv R1-R2 ca fiind
(3.9)
și considerând curentul din baza tranzistorului mult mai mic decât curentul din divizor se poate scrie
(3.10)
Din ecuația a treia a sistemului (3.6) va rezulta
(3.11)
Rezistența R trebuie aleasă astfel încât să fie mult mai mare decât impedanța de intrare cu ieșirea în scurtcircuit (h11) a tranzistorului.
(3.12)
unde dată de catalog. Aleg R=5k care este mult mai mare decât h11.
Condensatorul C trebuie ca frecvența de lucru de 60MHz să aibă o valoare mult mai mică decât RB, unde . Aleg pentru C valoare de 1nF.
Condensatoarele de separare Cs1 și Cs2 Au rolul de cuplare în curent alternativ a etajelor și reactanța lor trebuie să fie mică la frecvența de lucru. Am ales pentru cele 2 condensatoare valoarea de 1nF.
Pentru a calcula impedanța de intrare a etajului se consideră schema echivalentă în curent alternativ:
Fig. 3.11. Schema echivalentă în c.a. a etajului
Impedanța de intrare a etajului va fi egală cu impedanța de intrare a tranzistorului care este
(3.13)
Considerând resistența de sarcină RS de 1 k va rezulta o rezistență de intrare de 110 k care este comparabilă cu rezistența de ieșire a circuitului integrat MAX2450.
Schema echivalentă rezultată va fi următoarea:
Fig.3.12. Schema echivalentă a etajului
3.3. Proiectarea mixerului
Mixerul are rolul de a crea semnalul de frecvență radio în gama de lucru, utilizând semnalul de frecvență intermediară provenit de la etajul separator și semnalul cu purtătoare radio provenit de la sintetizorul de frecvență.
Pentru realizarea mixerului am ales implementarea unui mixer cu un tranzistor bipolar deoarece este simplu și are performanțe bune. Schema echivalentă este următoarea:
Fig. 3.13. Schema echivalentă a mixerului
Pentru realizarea alegem tranzistorul bipolar BFW16 produs de ICCE.
Alegem, conform caracteristicilor tranzistorului, punctul static de funcționare în regiunea:
(3.14)
și o tensiune de alimentare Vcc=12V.
Pentru a determina elementele schemei se pornește de la următorul sistem de ecuații:
(3.15)
Considerând căderea de tensiune pe RE de 1V va rezulta
(3.16)
Din prima ecuație a sistemului extragem
(3.17)
Introducând RE în a doua ecuație a sistemului (3.6) se va obține
(3.18)
Considerând curentul prin divizorul rezistiv R1-R2 ca fiind
(3.19)
și considerând curentul din baza tranzistorului mult mai mic decât curentul din divizor se poate scrie
(3.20)
Din ecuația a treia a sistemului (3.6) va rezulta
(3.21)
Condensatoarele de separare, din aceleași considerente ca și la etajul separator se aleg de 1nF.
Pentru ca mixerului să nu intre în regim neliniar de funcționare trebuie ca amplitudinea semnalului de la intrarea etajului să fie relativ mică, în cazul de față această cerință fiind satisfăcută deoarece nivelul semnalului de la intrarea etajului este de 65mV.
Nivelul maxim de amplitudine al semnalului provenit de la sintetizor trebuie să nu depășească valoarea
(3.22)
unde:
EBEmax este tensiunea bază emitor maximă admisă de tranzistor (2V în cazul tranzistorului BFW16)
Et tensiunea bază emitor de tăiere
unghiul de deschidere a curentului de colector care în cazul de față în care se consideră pentru mixare fundamentala semnalului provenit de la sintetizor se alege de 120o.
În aceste condiții, nivelul maxim al amplitudinii semnalului purtător de radiofrecvență este de 800mV. Deoarece am ales pentru realizarea sintetizorului ca nivelul la ieșirea acestuia să fie de 1V este necesară introducerea unui atenuator variabil, care va aduce nivelul semnalului purtător în limitele admise. Schema de principiu a atenuatorului este:
Fig. 3.14. Schema echivalentă a atenuatorului
Deoarece am ales pentru sintetizor o rezistență de ieșire de 50 este necesar ca R=50. Pentru ca nivelul rezultat al amplitudinii semnalului purtător de radiofrecvență să fie în limitele admise, am ales ce acest nivel să fie de 100mV. Pentru acesta trebuie ca potențiometrul să fie reglat la 1/10 din valoarea sa ceea ce va duce la reducerea nivelului de 1V la 100mV.
Schema echivalentă rezultată este următoarea:
Fig. 3.15. Schema echivalentă a mixerului
Pentru a calcula nivelul amplitudinii semnalului pe frecvența mixată dorită (semnal situat în banda laterală inferioară a mixerului cu frecvența în gama de lucru 1,5-30MHz) calculam amplificarea etajului folosind parametri de conversie . Deoarece amplificarea în tensiune a unui etaj emitor comun este , folosind parametri de conversie și considerînd Rca (sarcina etajului în curent alternativ) ca fiind egala cu 50 (rezistența de ieșire a sintetizorului) deoarece Rc și RE sunt mult mai mari decât 50 și se pot neglija, va rezulta amplificarea în tensiune pe frecvența intermediară egală cu 1. Deci nivelul amplitudinii semnalului de frecvență intermediară va fi aproximativ egal cu nivelul semnalului de la intrarea mixerului adică 65mV.
Va rezulta că pentru a aduce nivelul semnalului la 1V va fi nevoie de o amplificare de 15 ori.
3.4. Proiectarea sintetizorului
3.4.1. Proiectarea schemei bloc
Sintetizorul numeric de frecvență este un sistem cu conexiune inversă care generează un semnal a cărui frecvență este întotdeauna un multiplu de numere întregi ale unei frecvențe de referință stabilizate.
Sintetizorul este un sistem de reglare și comandă prin conexiune inversă, care este capabil să asigure ca performanțele controlate să fie mai bune decât performanțele oscilatorului considerat separat.
Sintetizorul nu poate fi perfect, deoarece presupune apariția unei erori și după aceea a comenzii în vederea micșorării ei. Sintetizorul de frecvență este bazat pe un sistem automat de reglare a fazei semnalului generat de un oscilator controlat deoarece modificarea accidentală a frecvenței este precedată de modificarea fazei semnalului generat și existența unei erori de fază, inerentă procesului de reglare, admite o frecvență stabilă.
Structura optimă a sistemului de reglare automată a fazei necesare se determină pornind de la configurația minimă care conține:
C comparator de fază cu factorul de câștig panta K[V/rad], care debitează tensiunea de eroare (t) proporțională cu diferența fazelor semnalelor de intrare;
OCT oscilator controlat în fază și frecvență de tensiunea de eroare (t), caracterizat de factorul de câștig- panta-;
o(t), o(t) faza și frecvența instantanee a semnalului generat;
i(t), i(t) faza și frecvența instantanee a semnalului de referință stabilizat.
Fig.3.16 Schema bloc a sistemului de reglare automată a fazei
Presupunându-se că și că sistemul funcționează corect, tensiunea de eroare (t), proporțională cu diferența fazelor semnalelor aplicate la intrările C
(3.23)
frecvența unghiulară instantanee a OCT este dependentă cu aceasta, conform relației:
(3.24)
și formând o ecuație diferențială de ordinul doi a erorii soluția acesteia este .
Se observă că sistemul că sistemul de reglare automată a fazei de ordinul unu, neavând eroare în regim staționar atunci când do(t)/dt=0, este capabil să anuleze orice salt treaptă al fazei semnalului generat.
Fig.3.17. Anularea saltului treaptă de fază
Pentru ca sistemul să fie capabil să compenseze o variație liniară accidentală a fazei semnalului generat do(t)/dt=constant, el trebuie să conțină în conexiunea directă un circuit de integrare imperfect.
Fig.3.18. Sistemul cu circuit de integrare imperfect
Rezolvând o ecuație diferențială de ordinul doi se obține soluția generală a tensiunii de eroare :
(3.25)
Se observă că sistemul de reglare automată a fazei de ordinul doi, neavând eroare în regim staționar atunci când , este capabil să anuleze orice salt treaptă a frecvenței semnalului generat.
Fig.3.19. Anularea saltului treaptă de frecvență
Capacitatea de a anihila în regim de funcționare normală a salturilor fazei sau frecvenței semnalului generat, atunci când semnalul de referință are faza și frecvența constante, impune condițiile:
(3.26)
În ambele situații sistemul PLL este stabil.
Atunci când eroarea în regim staționar nu este nulă sau constantă sistemul este instabil, cum este în cazul utilizării în conexiunea directă a integratorului perfect.
Eroarea în acest caz are următoarea expresie:
(3.27)
iar sistemul PLL va avea un semnal de eroare sinusoidal, declanșat de variația accidentală a fazei sau frecvenței semnalului generat.
Este evident că sistemul PLL este convenabil atunci când în conexiunea directă conține un circuit integrator imperfect implementat sub forma unui filtru trece-jos, care asigură generarea unei frecvențe fixe fo = fi fără eroare de frecvență, chiar dacă există o mică eroare de fază indispensabilă funcționării acestui sistem cu conexiune inversă.
Dacă se impune ca oscilatorul controlat în fază să genereze un număr finit și controlabil de frecvențe a căror stabilitate să fie a oscilatorului de referință cu cuarț, se va modela un sistem PLL mai complex numit Sintetizor de frecvență PLL.
Acesta va conține oscilatorul de referință cu cuarț QX, comparatorul de fază C, circuitul integrator imperfect cu funcția de transfer FTJ, plasate în conexiunea directă la OCT. Conexiunea inversă va trebui să realizeze acum și egalitatea frecvențelor care se aplică comparatorului de fază, deoarece acesta poate să compare numai fazele a două semnale de frecvență egală. În acest scop ea va conține un divizor numeric de frecvență, realizat cu numărătoare cu raportul de divizare N, programabil.
Deoarece cuarțurile de înaltă stabilitate au frecvența de rezonanță mai mare de 1MHz, frecvența oscilatorului cu cuarț va fi redusă până la valoarea , impusă de valoarea ecartului de frecvență, prin divizarea numerică a frecvenței realizată cu un numărător cu un raport de divizare K fix, interpus între oscilatorul de referință și comparatorul de fază, conform relației:
(3.28)
Pentru gama de frecvență raportul de divizare trebuie să varieze între limitele:
(3.29)
în care .
Ecartul de frecvență între două frecvențe adiacente , determinându-se tot pe baza condiției de sincronism în frecvență rezultă din
(3.30)
sub forma .
Dacă , înseamnă că la o creștere a raportului de divizare cu o unitate frecvența oscilatorului va trebui să crească cu . Modificându-se succesiv raportul de divizare de la cu câte o unitate, frecvența oscilatorului va trebui să crească succesiv cu un ecart egal cu frecvența de referință.
Când comparatorul de fază are câștigul relativ mare, la ieșirea acestuia se va obține o tensiune de eroare cuprinsă între 0 și , capabilă să modifice frecvența unghiulară cu cel mult , suficientă în cele mai multe cazuri pentru a realiza condiția de sincronism în gama de frecvență impusă. În momentul în care la intrările C se realizează condiția de sincronism în frecvență, acesta va furniza o tensiune de eroare care va controla orice modificare a fazei instantanee a oscilației generate de OCT.
Astfel schema bloc funcțională a sintetizorului numeric de frecvență PLL are aspectul din figură.
Fig.3.20. Schema bloc a sintetizorului numeric de frecvență PLL
Extinderea gamei de frecvență a sintetizorului numeric PLL este posibilă dacă se înlocuiește comparatorul de fază cu un comparator fază-frecvență C/F.
În momentul conectării tensiunea de eroare (t) este proporțională cu diferența frecvențelor aplicate la intrările C/F.
(3.31)
unde este factorul de câștig al CF.
Frecvența unghiulară instantanee a OCT fiind
(3.32)
unde este factorul de câștig al OCT, tensiunea de eroare are o expresie de forma
(3.33)
În urma diferențierii se deduce o ecuație diferențială de ordinul unu a erorii care pentru devine de forma
(3.34)
a cărei soluție este de forma
(3.35)
care evidențiază capacitatea sintetizorului cu C/F de a realiza rapid condiția de sincronizare în frecvență , ca urmare a scăderii exponențiale a valorii instantanee a tensiunii de eroare.
În condițile de față trebuie proiectat un sintetizor de frecvență care să funcționeze în gama 61,5MHz90MHz iar realizarea practică se va limita la o subgamă de 6MHz, subgamă pe care am ales-o între 66MHz72MHz. Ecartul trebuie să fie conform temei de proiect de 1kHz.
Pentru realizarea acestui sistem mă bazez pe tehnica sintezei coerente indirecte, în care se utilizează bucla cu calare de fază (PLL – Phase Locked Loop). Motivul pentru care am ales această variantă este legat de performanțele pe care le prezintă PLL: numărul frecvențelor generate ridicat, pasul mic, calitatea semnalelor oferite bună, consumul de energie scăzut, dimensiuni reduse, prețul de cost și alte calități toate conform cerințelor actuale impuse tehnicii militare și civile.
PLL este un sistem automat cu reacție la care mărimea de intrare este faza a semnalului de intrare iar mărimea de ieșire este faza a semnalului furnizat de oscilatorul controlat în tensiune – OCT.
Schema bloc a PLL, în configurația fundamentală cea mai simplă trebuie să cuprindă:
comparatorul de fază (CP) care furnizează o tensiune dependentă de diferența fazelor de intrare și ieșire: ;
un filtru trece jos (FTJ), care selectează componenta de curent continuu (lent variabilă) , din spectrul ;
un oscilator contolat în tensiune (OCT), a cărui frecvență depinde de .
În regim normal, de urmărire a fazei, frecvențele OCT și de intrare sunt egale; diferența fazelor este constantă. Dacă se modifică, se modifică , deci și care, acționând asupra OCT îi modifică faza și frecvența până când diferența fazelor redevine constantă.
În lipsa semnalului de intrare, OCT oscilează liber, cu frecvența liberă ; în particular, poate fi nulă. Faza fiind o mărime relativă, este convenabil să se aleagă originea la valoarea ;
Astfel se poate afirma :
(3.36)
Deoarece în funcționarea PLL contează de fapt defazajele față de , egale cu și , acestea din urmă fiind considerate mărimi de intrare respectiv de ieșire.
Când OCT oscilează liber, tensiunea de comandă măsurată față de masă are o valoare constantă oarecare . În cazul de față contează doar abaterile față de regimul de oscilație liberă, tensiunea de comandă va fi măsurată față de considerat referință.
Astfel abaterea frecvenței OCT față de frecvența liberă este
(3.37)
iar furnizat de CP este măsurat față de
(3.38)
Modul de realizare a buclei PLL nu este în totalitate analogică sau numerică deoarece sistemul conține atât elemente numerice: prescalerul, detectorul de fază, divizorul variabil din buclă precum și elemente analogice: filtrul de buclă, oscilatorul controlat în tensiune, oscilatorul de referință cu cuarț. Câtă vreme FTJ este analogic, și variază analogic iar bucla este analogică. În prezent, cu toate eforturile cercetării, tehnica PLL digitală (adevărată) nu este suficient de evoluată pentru a permite utilizarea acestor circuite în sinteza frecvențelor radio.
În forma cea mai simplă, sinteza frecvenței cu PLL se realizează folosind o singură buclă cu divizor de frecvență comandat (programabil) în calea de reacție. Având în vedere gama de frecvențe pe care trebuie să o acopăr, de 30MHz (practic 6MHz), este suficient un singur oscilator controlant în tensiune care să genereze semnale de anumite frecvențe în anumiți parametrii.
Schema generală a sintetizorului cu o singură buclă PLL pe care am adoptat-o se prezintă astfel:
Fig.3.21 Schema generală a sintetizorului PLL adoptată
Blocurile selectate prin hașurare sunt cuprinse în circuitul integrat TSA6057 produs de firma Philips. Acest circuit integrat este capabil să realizeze toate funcțiile de acord pentru sistemele PLL radio. Acest circuit este proiectat pentru aplicații în toate tipurile de receptoare radio.
Această componentă are incluse următoarele elemente:
un modul prescaler pentru AM și FM cu o sensibilitate de intrare ridicată;
un modul cu reglare de amplificare în tensiune de mare performanță cu o intrare (două ieșiri) pentru filtrele de buclă AM și FM;
un modul cu două nivele de amplificare de curent (pompă de curent) pentru a regla câștigul de buclă;
circuitul are nevoie de un oscilator de referință de 4 MHz atât pentru AM cât și pentru FM;
un acord foarte rapid datorită unei memorii a detectorului de fază numeric;
generează o frecvență de referință de 40 KHz.
Acest circuit poate genera frecvențe cu pasul de 1, 10 sau 25 KHz. Comanda pe care o primeșțe integratul TSA6057 este prin intermediul magistralei I2C. Cu ajutorul acestei magistrale se comandă divizorul programabil din buclă care este inclus în acest circuit dedicat. Conceperea magistralei I2C este realizată cu ajutorul unui soft implementat în calculator, într-un anumit limbaj de programare. Datele pe care trebuie să le primească divizorul cu N din buclă sunt generate pe portul paralel. Dar biții oferiți la portul paralel nu sunt aplicați direct cicuitului TSA6057, ci suferă o prelucrare în sensul că între portul paralel și pinii de comandă ai integratului se interpune un circuit de adaptare a portului paralel la magistrala I2C.
Circuitul TSA6057 are nevoie de un oscilator de referință cu cuarț de 4MHz cu o stabilitate ridicată, astfel justificându-se prezența blocului – oscilator de referință – din schema bloc a sintetizorului. În serie cu oscilatorul cu cuarț se introduce o capacitate pentru a regla frecvența de oscilație cât mai aproape de 4MHz.
Divizarea frecvenței de referință prin factorul M este necesară deoarece frecvențele comparate sunt în gama 0.11KHz, gamă în care este greu și costisitor să se construiască generatoare stabile cu mare puritate spectrală. De regulă, se obține de la un generator cu cuarț termostatat, în gama 110 MHz. Raportul M de divizare este variabil pentru schimbarea frecvenței de comparație care este și rezoluția (pasul) sintetizorului.
Deoarece compararea fazelor se face la , corecțiile în faza semnalului OCT se aplică după N perioade ale semnalului OCT, ceea ce însemnă că eventualele perturbații în acest semnal apărute între corecții, nu sunt rejectate, apărând ca zgomot de fază sau modulație de frecvență parazită. Așadar, OCT este foarte sensibil la orice variații ale tensiunii de comandă, care trebuie să fie foarte bine filtrată. În special prima armonică a tensiunii de la CP este mare și pentru eliminare se introduc filtre de rejecție cu Q mare..
Blocul FTJ din schema bloc este un filtru de buclă (PLL) de ordinul 3. Acest filtru, prin structura lui, prezintă doi poli. Aceste filtre au avantajul principal de a nu introduce defazaje în banda PLL, afectând neglijabil stabilitatea buclei. Acest filtru este folosit deoarece comparatorul de fază este de tipul pompaj de sarcină.
Aici trebuie avute în vedere două aspecte importante care apar și anume:
necesitatea filtrării eficiente impune FTJ cu constantă de timp () foarte mare;
menținerea duratei regimului tranzitoriu la schimbarea frecvenței la valori rezonabile (s) impune și mari, deci mică.
Cele două cerințe sunt contradictorii dar având în vedere frecvența minimă de 61,5MHz generată precum și pasul de sinteză de 1 KHz care trebuie realizat se poate ajunge la un compromis satisfăcător. În cazurile când se dorește să se obțină rezoluții mai mici, se folosesc mai multe bucle.
Legat de blocul denumit OCT trebuie precizat că în practică este foarte greu de realizat OCT armonice, capabile să funcționeze în game foarte extinse, cu , mai ales dacă frecvența minimă este mică, sub 100KHz. Motivul pentru care se întâmplă acest lucru este faptul că OCT armonice de bună calitate, ieftine, cu consum mic sunt de tipul cu circuite rezonante LC, având ca elemente comandate în tensiune diode varicap. Se știe că Q-ul circuitelor rezonante trebuie să fie cât mai mare.
În cazul de față realizarea OCT-ului nu ridică probleme foarte serioase deoarece OCT-ul trebuie să oscileze în gama 61,5-90MHz (practic 66MHz72MHz) adică într-o lărgime de bandă de 30MHz (practic 6MHz) iar ; frecvența minimă de oscilație este de 61,5MHz mult mai mare decât 100KHz.
Conform cerințelor trebuie ca sintetizorul să aibe un anumit nivel al semnalului la ieșire, și anume de 1V/50 (13dBm). Dar blocul OCT este realizat cu ajutorul circuitului integrat TDA5330T care este un mixer/oscilator cu 3 benzi de acord VHF,UHF pentru realizarea blocurilor de acord în TV produs de firma Philips. În cazul de față acest integrat monolitic este folosit ca oscilator în banda de funcționare a sintetizorului. Conform datelor de catalog și determinării efective prin măsurare, nivelul semnalului oferit la ieșirea oscilatorului este de aproximativ 10mV/50. Pentru a realiza nivelul cerut, 1V/50, trebuie realizată o amplificare. Deci schema bloc se va completa și cu un etaj final de amplificare. Blocul de amplificare este constituit dintr-un amplificator cu două etaje unul realizat cu tranzistorul MOS-FET cu dublă poartă BF 964 iar cel de-al doilea realizat cu tranzistorul bipolar BFR 96S. Tranzistorul BF 964 are proprietatea esențială că poate amplifica semnale cu nivele foarte mici, potrivit pentru cazul de față.
De asemenea, pentru a înlătura o eventuală armonică a OCT-ului, după blocul de amplificare se montează un bloc de filtre de bandă comutabile, iar pentru realizarea practică un filtru de bandă cu o lărgime de bandă de aproximativ 8MHz.
În practică se constată că cele mai mari dificultăți se întâmpină la reducerea zgomotului de fază sub nivelul impus la frecvențe mici.
Într-un sintetizor toate blocurile sunt surse de zgomot: oscilatorul de referință, divizoarele de frecvență, comparatorul de fază, OCT-ul, sursele de alimentare. De asemenea, intervin câmpurile electromagnetice interne și externe, componentele active și pasive etc. Pentru reducerea zgomotului se iau măsuri care complică și scumpesc sensibil echipamentele:
filtrarea semnalului de referință în filtre cu cuarț sau electromecanice cu Q foarte mari;
ecranarea individuală a blocurilor, mai ales OCT și FTJ;
utilizarea componentelor cu zgomot mic – de exemplu CMOS în loc de TTL, evitarea diodelor Zenner etc. Sunt situații când se impune folosirea de componente pasive, active produse numai de anumite firme, a căror tehnologie asigură zgomot mai mic.
Trebuie menționat că în cazul sintetizorului numeric de frecvență PLL eroarea staționară de fază în domeniul de menținere nu este nulă.
Fig.3.22. Schema bloc
3.4.2. Oscilatorul cu cuarț (Referința)
În schema bloc, oscilatorul de referință este un oscilator realizat cu cuarț. Stabilitatea acestui oscilator este foarte importantă deoarece de aceasta depinde stabilitatea frecvenței de ieșire , adică a întregii bucle PLL. Stabilitatea frecvenței unui astfel de oscilator ajunge la valorile , iar dacă este termostatat stabilitatea poate ajunge la valorile . Această frecvență este divizată cu ajutorul unui divizor cu raport fix, M astfel încât să se obțină frecvența de pas de 25 KHz. În cazul de față folosesc un cuarț de 4MHz a cărui frecvență trebuie să fie divizată prin M = 4000 astfel încât la comparatorul de fază să ajungă semnalul cu frecvența de 1KHz.
Schema electrică simplificată a rezonatorului cu cristal de cuarț oscilând în apropierea frecvenței proprii fundamentale se prezintă astfel:
Fig.3.23 Schema echivalentă a rezonatorului cu cuarț
sunt elementele echivalente intrinseci, determinate de cristal; valorile depind esențial de tăietură. este foarte mică (0.001-0.1 pF), este mare iar are valori foarte diferite (1-).
este capacitatea echivalentă extrinsecă, care include: capacitatea condensatorului plan cu dielectric cuarț format de armături, capacitatea dintre terminale, dintre terminale și capsulă etc. În mod obișnuit este de 5-30 pF, funcție de grosimea plăcuței, suprafața armăturilor, tipul capsulei.
Pentru rezonatori în gama 1-50MHz se pot admite anumite valori ale elementelor astfel =5-15pF, =0.01pF, () = 100/f(MHz).
Rezonatorul piezoelectric oscilând pe armonice (overtone), poate fi modelat ca în figura 3.23. Factorul de calitate intrinsec este o măsură a pierderilor de putere în rezonator; în funcție de tăietură și frecvență, . În funcție de elementele schemei echivalente, în apropierea frecvenței fundamentale de rezonanță
(3.39)
Trebuie avut în vedere faptul că schemele echivalente au sens numai pentru frecvențe de lucru foarte apropiate de frecvența de rezonanță a circuitului serie:
(3.40)
Frecvența de rezonanță serie este influențată de mulți factori externi: temperatura, amplitudinea tensiunii dintre armături, puterea disipată de cristal, mediul în care oscilează, modul de prindere etc.
Nivelul tensiunii dintre armături și puterea disipată pe rezonator înrăutățesc stabilitatea cu cât sunt mai mari, datorită dependenței rezistenței echivalente de intensitatea curentului prin cristal. La curenți mari prezintă un efect de histerezis cu efecte foarte neplăcute. Acest lucru se poate reduce prin încapsulare în incinte etanșe cu atmosferă uscată și prin reducerea puterii disipate pe cuarț la 10-50mW.
Ca orice componentă, cristalul cu cuarț este o sursă de zgomot de tip termic, cu rezistența echivalentă de zgomot practic egală cu ; tensiunea de zgomot, în banda , este:
(3.41)
La rezonanță, cristalul de cuarț poate fi considerat, față de zgomotele adiționale de bandă largă, ca un filtru de bandă foarte îngustă. Deși existent, zgomotul produs de cuarț este neglijabil față de cel produs de alte componente, din care motiv, oscilatoarele cu cuarț sunt, de regulă mai puțin zgomotoase decât majoritatea celorlalte surse de oscilații.
Pentru rezonatorul cu cuarț de 4 MHz din schemă elementele componente din schema echivalentă au valorile: = 0.01pF, = 158.47 mH, 40. Având aceste elemente și cu ajutorul expresiei (3.2) se poate determina frecvența de oscilație:
(3.42)
iar factorul de calitate intrinsec se determină cu ajutorul formulei
(3.43)
Pntru a se aduce frecvența de oscilație a rezonatorului cu cuarț cât mai aproape de 4 MHz se recurge la modificarea frecvenței de oscilație prin diferite metode. Frecvențele de oscilație ale oscilatoarelor cu cuarț pot fi modificate în limite foarte mici, de ordinul (), cu reactanțe în serie sau în paralel cu cristalul.
Metoda adoptată în cazul de față este introducerea unei reactanțe serie cu oscilatorul, și anume a unei capacitați. Cristalul funcționează în apropierea rezonanței serie.
Fig.3.24. Frecvența de rezonanță a cuarțului
Foarte aproape de rezonanța serie se poate aproxima:
(3.44)
Montând în serie cu cristalul, frecvența de rezonanță serie se deplasează la , unde reactanța totală ( incluzând ) se anulează:
(3.45)
Rezultă:
(3.46)
Pentru oscilatorul cu cuarț de 4MHz este nevoie de un condensator de C = 27 pF montat în serie astfel:
Fig.3.25. Cuplarea condensatorului serie
3.4.3. Divizorul cu raport fix, comparatorul de fază, prescalerul cu modul variabil din bucla PLL
3.4.3.1. Comparatorul fază/frecvență cu trei stări
Comparatorul fază/frecvență cu trei stări clasic conține două părți distincte:
comparatorul fază/frecvență,
circuitul de memorare –RC comutat.
Schema acestui tip de comparator fază/frecvență –Cθ/F- are aspectul din figura următoare:
Fig.3.26. Comparatorul fază/frecvență
Acest comparator conține două Circuite Basculante Bistabile de tip D (CBB-D), notația D provine de la cuvântul “delay”=întârziere, deoarece acest bistabil menține la ieșirea Q starea intrării D pe o durată de timp egală cu perioada impulsurilor de tact aplicate la intrarea CK activă pe fronturile crescătoare.
Intrările de comandă și sunt independente, asincrone și active în starea 0 a impulsurilor aplicate și comută starea ieșirii Q în 1 și, respectiv, în 0.
Prin menținerea permanentă în starea 1 aceste intrări de comandă devin inactive. Ieșirea complementară va avea ăntotdeauna starea negată a ieșirii Q.
Funcționarea în regim de comparare a fazelor impulsurilor de la intrările natate și este evidențiată de proporționalitatea duratei impulsurilor furnizate la ieșirile notate UP (SUS) și DOWN (JOS) cu diferența de fază dintre impulsurile de intrare.
Se observă că duratele impulsurilor de la ieșirile Q1 și Q2 sunt proporționale cu eroarea de fază
(3.47)
dacă se atribuie semnalul + componentei medii a impulsurilor de la ieșirea Q1 și semnul – componentei medii a impulsurilor de la ieșirea Q2.
Fig.3.27. Funcționarea comparatorului fază/frecvență
Presupunându-se îndeplinită condiția de semne menționată, se determină în continuare caracteristica de transfer a comparatorului
(3.48)
considerând notațiile din figura următoare:
Fig.3.27. Modul de comparare
Pentru valoarea medie a impulsurilor de eroare eQ1(t) este
(3.49)
deoarece impulsurile de eroare au perioada T și durata τ constantă într-o perioadă.
Deoarece
(3.50)
și
se obține ecuația caracteristicii de transfer
(3.51)
valabilă pentru intervalul , specific întârzierii (reducerii) fazei a semnalului generat de oscilatorul controlat – OCT.
Pentru intervalul se adoptă diagrama temporală a impulsurilor din figură:
Fig.3.28. Diagrama temporală a impulsurilor
Evident
(3.52)
sau
(3.53)
întrucât
Caracteristica de transfer a acestui tip de comparator, raportată la ieșirile Q1 și Q2, are aspectul din figură:
Fig.3.29. Caracteristica de transfer
Panta caracteristicii de transfer
(3.54)
este constantă, semnele fiind asociate sensului erorii de fază.
Pentru intervalul comparatorul fază/frecvență cu trei stări analizat se comportă liniar.
3.4.3.2. Prescalerul cu modul variabil
Utilizarea unui prescaler cu modul fix care să nu afecteze valoarea frecvenței de referință și a ecartului de frecvență impune folosirea unui numărător numeric de frecvență programabil fracționar, deoarece:
(3.55)
stabilește condiția de sincronizare:
(3.56)
care determină valoarea ecartului
ceea ce conduce la relațiile:
(3.57)
subliniază posibilitatea simulării unui raport de divizare fracționar
când AP , deoare se poate scrie
(3.58)
Din expresia anterioară se observă că poate fi obținut prin folosirea unui prescaler cu modulele P și P+1, care divide cu modulul P+1 de A ori și cu modulul P de N-A ori, unde A și N sunt două numărătoare programabile conectate la ieșirea prescalerului cu modulul variabil P/P+1.
Configurația acestui prescaler cu modul variabil se prezintă astfel:
Fig.3.30. Schema prescalerului cu modul variabil
Numărătorul A trebuie să numere de la starea programată A până la starea 0 și rămâne în această stare până ce numărătorul N, care divide de la starea programată N, ajunge la starea 0.
Prescalerul cu modul variabil P/P+1 divide la începutul fiecărui ciclu de divizare cu P+1, astfel că pentru P+1 impulsuri intrate în prescaler, numărătoarele programabile N și A sunt decrementate cu o unitate, de către impulsul debitat de prescalerul cu P/P+1.
Prescalerul cu modul variabil divide cu P+1 până când numărătorul programabil A ajunge la starea 0; deci la sfârșitul celor (P+1)A impulsuri aplicate la intrarea prescalerului starea numărătoarelor programabile este:
Când , numărătorul programabil A comandă, cu impulsul debitat la ieșirea O, modificarea modulului de divizare al prescalerului din P+1 în P. Prescalerul cu modul variabil divide cu P până ce restul numărării N-A, existent în N, este decrementat până la 0, adică după (N-A)P impulsuri aplicate la intrarea acestuia. Deci după impulsuri debitate de oscilatorul controlat, numărătoarele programabile N și A sunt decrementate până la 0.
În acest moment impulsul debitat de numărătorul programabil N comandă la intrările L încărcarea rapoartelor de divizare N și A care, producând schimbarea stării de la ieșirea numărătorului A, asigură schimbarea modulului de divizare din P în P+1.
Din acest moment ciclul de numărare se repetă pentru rapoartele de divizare N, A și P+1 introduse în intervalul de timp mai mic decât perioada de repetiție a impulsurilor debitate de oscilatorul controlat.
Procedeul numărării cu modul variabil poate fi funcțional numai dacă numerele introduse în numărătoarele programabile N și A satisfac condiția:
(3.59)
care asigură ca decrementarea completă a numărătorului programabil A să aibă loc înaintea decrementării complete a numărătorului programabil N.
Și în cazul numărării cu modul variabil procesului de numărare îi corespunde un proces de divizare a frecvenței, avându-se în vedere că debitarea unui impuls impulsuri de intrare este continuă și corespunde unei multiplicări a perioadei de repetiție cu .
Deoarece frecvența de repetiție a impulsurilor de intrare coincide cu frecvența semnalului generat de oscilatorul controlat, sincronizarea în frecvență și fază determină dependența:
(3.60)
în care, pentru = constant, modificarea modulelor de divizare N și A determină modificarea frecvenței oscilatorului controlat în tensiune.
3.4.3.3. Prezentarea magistralei I2C
Înainte de a explica modul de funcționare a circuitului TSA6057, trebuie analizată magistrala prin care circuitul primește anumite comenzi. Această magistrală se numește I2C, și este specifică circuitelor produse de firma Philips.
Interconectarea elementelor componente ale unui sistem presupune existența unui suport fizic numit magistrală, care permite efectuarea transferurilor de date între acestea. Magistrala grupează semnale de următoarele tipuri:
linii de date;
linii de adresă;
linii de comandă/stare;
linii de alimentare, etc.
Liniile de date sunt destinate transferului informațiilor de la sursă către destinație. Viteza de transfer a datelor este funcție atât de calitatea liniilor cât și de numărul de linii pe care se desfășoară transferul de date în același timp.
Liniile de adresă permit individualizarea dispozitivului căruia îi sunt adresate datele sau la care se citesc date; fiecărui dispozitiv care se conectează la magistrală i se asociază o adresă unică (sau un grup de adrese), iar recunoașterea adresei este realizată prin utilizarea unui decodificator. Numărul total de locații care pot fi adresate este de , unde n reprezintă numărul de linii de adresă.
Liniile de comandă/stare sunt necesare sincronizării între dispozitivul care comandă transferul (pe care îl vom numi în continuare master) și dispozitivul adresat (numit slave). Deoarece într-un sistem complex pot exista mai multe dispozitive master (care pot solicita simultan efectuarea transferului pe magistrală), atribuirea magistralei unui dispozitiv master este realizată de către un arbitru (parte componentă a magistralei), pe baza solicitărilor primite de la dispozitivele master și după o anumită politică de priorități. În momentul în care un dispozitiv master a primit controlul magistralei, el va deține controlul asupra liniilor magistralei pe toată durata transferului; la terminare, magistrala este eliberată, urmând ca accesul la linii să fie atribuit unui alt dispozitiv master.
De remarcat faptul că un echipament conectat la magistrală poate funcționa ca dispozitiv master sau dispozitiv slave sau poate îngloba ambele funcții (la momente de timp distincte).
Utilizarea magistralei permite realizarea unor sisteme cu o structură flexibilă, astfel încât adăugarea sau eliminarea unor componente din sistem nu implică modificări de natură fizică. Viteza de transfer pe magistrală depinde de mai mulți factori, dintre care cei mai importanți sunt:
numărul de linii de date;
lungimea liniilor magistralei precum și parametrii electrici ai acestora;
viteza maximă de lucru a circuitelor care asigură conectarea la magistrală.
În sistemele la care viteza de transfer între elementele componente nu prezintă cel mai important factor, flexibilitatea oferită de utilizarea magistralei poate fi conservată printr-o abordare aparte. Se utilizează un număr redus de linii de comunicație bidirecționale (1 la 3), pe care se vor transmite informațiile de adresă, date, comenzi și stări în mod secvențial (serial).
În cele ce urmează voi prezenta câteva elemente de interes despre magistrala I2C (Inter-Integrated Circuits Bus). Acest tip de magistrală a devenit un standard de facto pentru conectarea între circuite integrate sau între plăci.
3.4.3.3a Magistrala I2C
Magistrala I2C utilizează un număr de 3 fire pentru interconectarea diverselor elemente ale unui sistem, astfel:
o linie bidirecțională pentru date (Serial Data) – SDA;
o linie bidirecțională pentru ceas (Serial Clock) – SCL;
o linie de masă (Ground) – GND.
Fiecare dintre componentele conectate la magistrală este recunoscută printr-o adresă unică și poate funcționa la momente de timp distincte ca emițător sau receptor de date, funcție de rolul pe care îl joacă în sistem. Inițiativa executării unui transfer pe magistrală aparține dispozitivului numit master, dispozitivul adresat numindu-se slave. La o magistrală I2C se pot conecta mai multe dispozitive master și mai multe dispozitive slave; la un moment dat, controlul magistralei va aparține unui singur dispozitiv master, care va adresa un singur dispozitiv slave. Perechea master-slave va efectua un transfer de date de la master către slave sau de la slave către slave.
Sunt cunoscute următoarele denumiri:
transmițător – dispozitivul care emite date pe magistrală;
receptor – dispozitivul care preia date de pe magistrală;
master – dispozitivul care inițiază un transfer, generează semnalul de ceas pentru transfer și încheie transferul;
slave – dispozitivul adresat de către master;
arbitrare – procedură care permite ocuparea magistralei de către un singur dispozitiv master, atunci când două sau mai multe dispozitive master încearcă ocuparea magistralei simultan.
Liniile de date și de ceas SDA și SCL sunt linii bidirecționale, conectate la tensiunea de alimentare prin intermediul unor rezistențe. Atunci când liniile sunt libere ele se află în starea logică “1”. Conectarea tuturor dispozitivelor la aceste linii se face prin intermediul unor circuite cu colector (sau drenă) în gol, astfel încât pe aceste linii se va realiza funcția și – cablat. Viteza de transfer pe magistrală poate ajunge până la 100Kbit/sec.
Fig.3.31. Modul de conectare la magistrala I2C
Ocuparea, respectiv eliberarea magistralei I2C sunt semnalizate prin îndeplinirea următoarelor condiții:
-START- o tranziție a liniei de date SDA de la valoarea 1 la 0, atunci când linia de ceas SCL se află în starea 1.
Fig.3.32. Condiția de start
STOP- o tranziție a liniei de date SDA de la valoarea 0 la 1, atunci când linia de ceas SCL se află în starea 1.
Fig.3.33. Condiția de stop
Aceste combinații de semnale vor fi generate de către master. Magistrala se consideră a fi ocupată după îndeplinirea condiției de START, respectiv liberă, după îndeplinirea condiției de STOP.
3.4.3.3b Transferul datelor
Datele se transferă în general în pachete de câte 8 biți (1 octet). Fiecare octet transferat între emițător și receptor este însoțit de un bit de confirmare, astfel încât în cadrul unei operații se pot transfera mai mulți octeți. Există și o modalitate de adaptare a vitezei între emițător și receptor; după recepția completă a unui octet, până în momentul în care este posibilă recepția unui nou octet, receptorul forțează valoarea 0 pe linia de ceas (SCL), punând emițătorul într-o stare de așteptare (wait), emisia datelor fiind reluată după eliberarea liniei de ceas.
Confirmarea transferului datelor este realizată de către dispozitivul receptor, utilizând un impuls de ceas suplimentar generat de către master. După emisia în linie a ultimului bit de informație, emițătorul va lăsa linia de date în starea de repaus (SDA = 1); dacă dispozitivul receptor a recepționat corect datele, atunci el va forța linia de date SDA la 0 pe durata acestui bit de confirmare. Este sarcina dispozitivului master să detecteze emisia acestui bit de confirmare pe linia de date și să acționeze în consecință astfel:
dacă a fost detectată confirmarea, să continue comanda transferului pentru următorul octet;
dacă nu s-a detectat confirmarea transferului de către receptor sau nu mai există date de transferat, să forțeze condiția de STOP pe magistrală, și să elibereze controlul acesteia. În figura următoare se prezintă modul în care se generează confirmarea la încheierea unui transfer.
Fig.3.34. Transferul datelor
3.4.3.3c Adresarea dispozitivelor conectate la magistrala I2C
Fiecărui dispozitiv slave conectat la magistrală îi este alocată o adresă unică (sau un grup de adrese). Când un dispozitiv master câștigă accesul pe magistrala I2C, prin formatul de transfer, va preciza adresa dispozitivului slave căruia îi va transmite sau de la care va recepționa date. Adresa unui dispozitiv slave se precizează pe 7 biți în formatul standard. Procesul de adresare se desfășoară astfel:
– un dispozitiv master care dorește să inițieze un transfer, după ce a depistat condiția STOP pe magistrală, forțează condiția de START;
– dispozitivul master va furniza succesiv pe linie cei 7 biți de adresă ai dispozitivului slave cu care dorește să schimbe date;
– dispozitivele slave conectate la magistrală și aflate în stare de funcționare, după sesizarea condiției de START de pe magistrală, vor recepția serial cei 7 biți de adresă emiși de dispozitivul master;
– după recepția celor 7 biți de adresă, fiecare dispozitiv slave va compara biții recepționați cu adresa proprie; deoarece o adresă este alocată unui singur dispozitiv slave, rezultă că cel mult un dispozitiv își va recunoaște adresa sau niciunul în cazul în care adresa dispozitivului este o adresă inexistentă sau nealocată, sau dispozitivul adresat este defect;
– următorul bit emis de dispozitivul master va indica sensul transferului (de la master către slave – emisie, sau de la slave către master – recepție);
– dacă adresa a fost recunoscută de către un dispozitiv slave, acesta va forța linia de date pe “0” logic pe durata unui impuls de ceas furnizat de către master, indicând astfel recunoașterea adresei proprii și acceptarea sensului de transfer;
– dacă adresa nu a fost recunoscută de nici un dispozitiv slave, atunci linia de date SDA va rămâne la “1” logic pe durata impulsului de ceas următor, ceea ce indică dispozitivului master absența dispozitivului adresat; ca urmare a acestei situații, dispozitivul master va încheia ciclul de transfer prin forțarea pe magistrală a condiției STOP.
Prin modul în care s-a făcut alocarea adreselor este posibilă conectarea la magistrala I2C a mai multor dispozitive de același tip. Acest lucru este posibil deoarece au fost alocate un număr de adrese succesive, de obicei 8, unui tip de dispozitiv (adrese care alcătuiesc un grup), urmând ca adresa în cadrul grupului să fie precizată la conectarea dispozitivului, prin cablarea corespunzătoare a unor pini la cele două valori logice “1” și “0”.
3.4.3.3d Formate utilizate pentru transferul pe magistrala I2C
Atunci când un dispozitiv master dorește să inițieze efectuarea unui transfer, el va emite pe magistrală un antet care va conține adresa dispozitivului slave cu care se dorește efectuarea transferului și sensul transferului. Recepționarea corectă a antetului va fi confirmată de către dispozitivul slave, după care se va efectua transferul propriu-zis, într-un sens sau altul. Formatele utilizate pentru transfer:
Dispozitivul master transmite date către slave
Fig.3.35. Master către Slave
Dispozitivul master recepționează date de la slave
Fig.3.36. Slave către Master
3.4.3.4. Prezentarea circuitului integrat pentru sinteză de frecvență PLL TSA6057
Circuitul integrat TSA6057 este folosit pentru a realiza acordul de frecvență în radio, având posibilitatea de a lucra atât în AM cât și FM. Având în vedere gama de lucru în care lucrez, 61.5-90MHz, folosesc acest circuit în FM.
Crcuitul TSA6057 se prezintă astfel:
Fig.3.37Configurația pinilor
Pentru ca circuitul să lucreze în condiții optime trebuie avute în vedere anumite valori pentru tensiuni și curenți astfel:
Fig.3.38. Date principale
Schema internă a lui TSA6057 este suportul pentru explicarea modului de funcționare concretă a sintetizorului.
Pentru a putea explica modul de funcționare a blocurilor cuprinse în TSA6057 trebuie analizat mai întâi blocul Control I2C care constituie de fapt o interfață între circuitul integrat TSA6057 și calculator, acest bloc permițând de fapt comanda automată de la calculator. Pe lângă această funcție, acest bloc comandă blocurile componente, asigurând o funcționalitate corespunzătoare funcție de comandă.
Circuitul TSA6057 este controlat prin magistrala I2C, prin două fire. Pentru a fi programat sunt transmise: un modul de adrese, o logică R/W, un octet subadresă și 4 octeți de date. Conectarea la magistrală se face prin pinii: 10 – intrare/ieșire date seriale, 11 – intrare clock serial, 12 – intrare selectare adrese. Octetul de date este stabilit prin datele de catalog cu excepția bitului al 7-lea care se poate seta 1 sau 0 funcție de sensul transmisiei. Transmisia datelor se face cu ajutorul portului paralel, LPT1, care este folosit pentru imprimantă. Dacă se setează bitul 0 înseamnă R = 0 iar înseamnă că datele se transmit de la calculator la TSA6057 deoarece W = write (scrie) pentru imprimantă care va primi datele de comandă de la calculator. Și în cazul circuitului TSA6057 bitul 7 se setează 0 deoarece integratul trebuie să fie comandat, deci să avem un sens al datelor pe magistrală de la calculator (portul paralel) la blocul Control I2C.
Octetul subadresă are rolul de a stabili care din cei patru octeți de date vor fi transmiși primii. În cazul acesta, ordinea în care se transmit cei 4 octeți de date
Fig.3.40. Organizarea octeților
este normală, adică DB0,DB1,DB2,DB3. Pinul Adress select (12) permite conectarea a două circuite integrate TSA6057 într-un sistem. Deoarece nu este nevoie de a conecta două circuite, acest pin este legat la masă. Trebuie precizat faptul că după fiecare 8 biți se transmite un bit de confirmare (Acknowledge) care are rolul de a confirma de către integratul TSA6057 recepția corectă a informației.
Astfel, aceste module de adresă și subadresă permite o programare destul de accesibilă, transmițând adesa+subadresa+4 octeți de date.
Cu ajutorul tabelelor din figura 3.40 voi explica rolul fiecărui bit din fiecare modul. Prin intermediul biților S0 la S16 (DB0: D1 la D7; DB1: D0 la D7; DB2: D0 și D1) se introduce, în binar, numărul N de divizare. În cazul sintetizorului de frecvență în gama 6672.5MHz, numărul N va lua valori în gama , unde:
(3.61)
Aceste numere sunt scrise în baza 2 cu ajutorul biților S0 la S16 iar cu frecvența de ieșire se va scrie astfel:
(3.62)
relație care este îndeplinită numai când bucla este calată.
Setarea în gama FM este realizată prin intermediul bitului (DB2: D5) căruia i se dă valoarea 1. Astfel semnalul de la OCT cu frecvența se aplică la divizoare prin pinul 5 (FM), după ce este amplificat în prealabil. Bitul D5 se aplică blocului Multiplexor care determină ca semnalul sosit de la OCT să fie divizat cu ajutorul a două prescalere 34 care formează împreună un prescaler 1516 în modul FM.
Numărul N cu valori în gama , scris pe 17 biți în binar este introdus într-un bloc Latch-uri de frecvență din care 4 biți se introduc în blocul Numărător pe 4-biți comandat iar restul de 13 biți se aplică la blocul Divizor programabil pe 13-biți.
Semnalul astfel divizat se aplică la una din intrările blocului Comparator de fază digital care va compara în fază acest semnal cu semnalul de referință. Frecvența de referință se obține cu ajutorul unui oscilator cu cuarț pe 4 MHz care se montează la pinii 2 și 1 la blocul Oscilator de referință. Semnalul de la ieșirea acestui bloc este aplicat blocului Numărător de referință unde se realizează mai multe divizări de frecvență astfel: o divizare cu 100 duce la obținerea unei frecvențe de referință de 40KHz la pinul 9; o divizare cu 4000, 400 respectiv cu 160 duce la obținerea a trei frecvențe de referință (pași) 1KHz, 10KHz respectiv 25KHz. Alegerea unei frecvențe de referință (pas de frecvență) este realizată cu ajutorul blocului Multiplexor 3-1 , iar în cazul de față acest bloc este comandat prin biții REF1 și REF2 (DB2: D7 și D6) care sunt setați 1 respectiv 0 care face ca frecvența de ieșire să fie de 25KHz. Semnalul de frecvență 25KHz de la ieșirea blocului precedent este aplicat la cea de a doua intrare a comparatorului digital de fază.
Ieșirea din comparatorul de fază digital se face în blocul Amplificare în curent programabilă care poate genera un curent de 5 și 450 A. Aceasta permite reglarea câștigului buclei, astfel că pentru un curent mare se realizează un acord rapid iar pentru un curent mic duce la o stabilitate mai mare a buclei. Se observă astfel un compromis care se stabilește de la caz la caz, funcție de aplicație. Blocul Amplificare în curent programabilă este comandat prin bitul CP care în cazul de față este setat 1 ceea ce duce la un curent mare de 450 A și o viteză crescută în procesul de calare.
Semnalul de la ieșirea blocului precedent este aplicat unui amplificator care prin comutatorul AM/FM se aplică filtrului de buclă FM de la ieșire. Alegerea comutatorului AM/FM se face prin bitul care se setează 0 pentru a închide comutatorul AM/FM și deschide comutatorul FM/AM. Astfel ieșirea de FM, pinii 13 și 14, este comutată pe starea de înaltă impedanță. Ieșirea poate furniza un reglaj de tensiune de peste 10.5V.
Bitul BS este setat 0 ceea ce duce la lăsarea pinului 8 în aer și la neutilizarea blocului Comutator de bandă. Biții de date DB3 trebuie setați 0 deoarece aceștia sunt folosiți numai în scop de test.
Tabela de comandă se prezintă astfel:
Fig.3.41. Tabela de comandă
În tabelul de mai sus numai biții S se modifică deoarece aceștia reprezintă numărul N de divizare scris în baza 2 pe 17 biți.
3.4.4. Circuitul de memorare RC comutat (filtrul de buclă)
3.4.4.1. Prezentarea teoretică a filtrului de buclă
Circuitul de memorare RC comutat urmărește realizarea și memorarea valorii medii a impulsurilor debitate de către comparator, cu condiția ca acesta să reprezinte un curent mediu de încărcare sau de descărcare care să conducă la modificarea tensiunii de la ieșirea circuitului RC comutat în sensul și cu valoarea necesară realizării sincronizării în frecvență și după aceea a sincronizării în fază .
Impunându-se ca încărcarea să aibă loc atunci când faza semnalului oscilatorului controlat este mai mică decât faza semnalului de referință și descărcarea capacitorului să aibă loc atunci când faza semnalului generat este mai mare decât faza semnalului de referință, se definește caracteristica de transfer a C/F în modul PLL.
Fig.3.42. Caracteristica de transfer a comparatorului în modul PLL
În figura 3.42 s-au adoptat următoarele notații:
– valoarea medie a tensiunii de acord a frecvenței;
– valoarea medie a tensiunii de sincronizare a fazei;
– factorul de câștig in modul PLL;
– factorul de câștig în modul FLL.
Asigurarea comportării ieșirilor C/F ca generatoare de curent obligă adoptarea ca circuit de memorare a circuitului RC comuatat astfel:
Fig.3.43 Circuitul RC comutat
Diagramele care evidențiază modul de lucru al circuitului RC comutat se prezintă astfel:
în modul de funcționare DW, când faza semnalului de la OCT este mai mare decât faza semnalului de referință, condensatorul C se descarcă astfel încât fazele celor două semnale să se apropie. Cu alte cuvinte faza semnalului de la OCT este forțată să intre în fază cu semnalul de referință.
Fig.3.44. Modul de funcționare DW
în modul de funcționare UP, atunci când faza semnalului de la OCT este în urma fazei semnalului de referință, condensatorul C se încarcă, prin injecție de curent, astfel încât fazele celor două semnale să se apropie.
Fig.3.45. Modul de funcționare UP
Când cele două semnale sunt în fază, tensiunea de pe condensatorul C rămâne constantă astfel că nu mai urcă sau coboară în trepte ca în cele două cazuri anterioare dar rămâne la un nivel constant. Acest lucru se întâmplă atunci când .
Când frontul crescător al semnalului este detectat, indicat sub forma , C/F își schimbă starea în următorul mod: Dacă starea inițială este UP acesta va trece în starea HZ, iar dacă este HZ va trece în starea DW; când starea inițială este DW aceasta va fi menținută.
Forma semnalului care trece prin condensatorul C al circuitului RC comutat se prezintă astfel:
Fig.3.46. Forma semnalului din condensatorul C
Necesitatea unei tensiuni de control impusă de utilizarea diodelor varicap la corecția și acordul oscilatorului obligă existența unei tensiuni de eroare la ieșirea circuitului de memorare RC comutat, care constituie de fapt motivul alegerii lui.
Factorul de transfer (câștig) al C/F are expresia următoare:
(3.63)
Ca urmare a comportării circuitului RC comutat ca filtru de buclă, cu funcția de transfer
(3.64)
definirea factorului de transfer cu expresia anterioară permite alinierea teoriei sintetizorului numeric de frecvență F/PLL la teoria sistemelor PLL,
considerându-se
(3.65)
Circuitul de memorare contribuie și la funcționarea C/F cu trei stări în modul FLL. Astfel funcția reală de transfer a C/F are următoarea formă:
Fig.3.47 Funcția de transfer
Se constată că C/F cu trei stări funcționează în modul FLL atunci când frecvențele și fazele semnalelor comparate diferă cu același semn; atunci când frecvențele semnalelor comparate diferă mult comparatorul va trece permanent în stările: UP când și DOWN când ; sensul sincronizării în frecvență este menținut și în procesul sincronizării în fază.
Funcționarea rapidă sau lentă în modul FLL depinde în ultimă instanță de durata proceselor de încărcare-descărcare, definite de constanta de timp și de valoarea curentului de pompaj. Dependența procesului de descărcare depinde numai de constanta de timp a circuitului de memorare, avându-se în vedere realizarea acestuia prin scurtcircuitare, permite stabilirea valorii minime a capacitorului C.
3.4.4.2. Proiectarea filtrului de buclă
Pentru a calcula elementele filtrului de buclă trebuie stabilită o schemă de principiu. Ieșirea din sursa de curent (charge pump) este aplicată filtrului de buclă FM prin comutatorul AM/FM, filtru care are în compunere un element activ, un amplificator inclus în circuitul TSA6057. Astfel putem concepe o schemă de principiu:
Fig.3.48 Schema de principiu a filtrului de buclă
În figura de mai sus alimentarea la 12 V a elementului activ se face la pinul 16 a lui TSA6057 ().
Pentru calculul elementelor filtrului de buclă pornim de la relațiile:
(3.66)
Ecuațiile care se formează sunt de următoarea formă:
(3.67)
unde:
– factorul de câștig al comparatorului de fază CP (mA/rad)
– factorul de câștig al OCT-ului (rad/s/V)
N – numărul total de divizare de la OCT la referință
– lărgimea de bandă a buclei
– marginea normală de fază, pusă la 45
Se pot calcula unii parametrii având la bază anumite date de catalog:
unde este variația de tensiune de pe dioda varicap a OCT-ului astfel încât frecvența generată de circuitul oscilant al OCT-ului să acopere subgama de 6MHz.
unde este frecvența din mijlocul benzii.
, conform datelor de catalog;
Astfel, conform relațiilor (3.28) putem calcula:
Cu valoarea calculată mai sus se poate determina:
iar cele două valori calculate anterior se introduc în formula lui din relațiile (3.67) ceea ce va duce la:
Revenind în relațiile (3.66) se poate determina:
Deoarece filtrul de buclă este un filtru de ordinul 3, având doi poli, există o relație de calcul între valorile celor două capacități după cum urmează:
(3.68)
care va determina valoarea lui .
Valoarea lui R se determină tot cu ajutorul unei relații (3.66) :
Astfel elementele filtrului de buclă de ordinul 3 sunt :
Cu ajutorul programului Orcad 9.01 am realizat o schemă de simulare a comparatorului de fază împreună cu filtrul de buclă.
Schemele introduse în programul de simulare se prezintă astfel:
Fig.3.49 Schemă de simulare UP
Schema din figura (3.49) prezintă funcționarea în modul UP al comparatorului, atunci când .
Diagramele de semnal sunt următoarele:
Fig.3.50 Diagramele de semnal
Pentru modul de funcționare DW a comparatorului am ales următoarea schemă de simulare:
Fig.3.51 Schemă de simulare DW
Diagramele de semnal pentru modul de funcționare DW se prezintă astfel:
Fig.3.52 Diagramele de semnal
3.4.5. Oscilatorul comandat în tensiune (OCT)
3.4.5.1 Prezentarea circuitului integrat TDA5330T
Pentru realizarea oscilatorului controlat în tensiune care să lucreze în gama 61.5-90MHz (practic 6672MHz) am folosit un circuit integrat TDA5330T produs de firma Philips. Acest integrat monolitic are funcții de mixer/oscilator în benzile A, B, C în realizarea dispozitivelor de acord în TV. Acest circuit dă posibilitatea proiectantului să realizeze “tunere” cu 3 benzi de dimensiuni și cost reduse precum și de performanțe ridicate.
Circuitul integrat se prezintă astfel:
Fig.3.53 Configurația pinilor
Pentru ca circuitul integrat să lucreze în condiții optime trebuie precizate anumite valori de tensiuni, curenți și alți parametrii.
Fig.3.54 Date principale
Din datele de mai sus și conform cerimnțelor ca OCT-ul să acopere o subgamă de 6MHz între 6672MHz trebuie ca circuitul integrat TDA5330T să folosească banda A care acoperă a gamă de la 48180MHz.
Schema internă a acestui circuit este prezentată în figura 3.55.
Blocurile colorate reprezintă acele blocuri folosite în realizarea OCT-ului în gama 6672MHz.
Pentru a putea folosi acest circuit ca oscilator simplu trebuie făcute anumite conectări, avînd în vedere și datele de catalog. Astfel, pentru a dezechilibra mixerul din banda A se conectează intrările la blocul Intrare banda A (pinii 24 și 25) printr-un condensator de 1n la masă cum este prezentat și în documentația integratului. Pinul 25 trebuie conectat la masă și printr-o rezistență de 10 K în paralel cu capacitatea la masă. Alimentarea circuitului integrat la valoarea de 12V se face la pinul 19 printr-o bobină de șoc de RF care are proprietatea că la frecvențe înalte are impedanță foarte mare care elimină influențele parazite ale sursei de alimentare de semnalul util.
Folosirea acestuia pe post de oscilator controlat în tensiune se face folosind pinii 1 și 3 adică intrarea și ieșirea din blocul Oscilator în banda A. Modul cum este realizat acest lucru este prezentat schematic în figura de mai jos, în care pun în evidență și ieșirea din filtrul de buclă care atacă OCT-ul.
Fig.3.55 Schema internă TDA5330T
Fig.3.56 Schema de principiu a OCT
Curentul dat de pompa de curent stabilește pe rezistența de 22K un potențial, potențial ce va cădea pe dioda varicap BB139, variindu-i capacitatea. Dioda varicap este montată în serie cu o capacitate de 1 nF, valoare stabilită de datele de catalog. Acestea la rândul lor sunt în paralel cu o bobină de inductanță L1. Valoarea lui R1 o aleg de 100. Aceste elemente formează circuitul oscilant al OCT-ului, fiind montate la intrarea blocului Oscilator de bandă A. Pentru calculul circuitului oscilant trebuie determinată variația capacității diodei varicap cu tensiunea (figura 3.57).
Conform măsurătorilor realizate, tensiunea care cade pe dioda varicap BB139 variază între 35.5V. Astfel, folosind diagrama din figura (3.57), pentru:. Valoarea maximă a capacității diodei varicap de 32pF trebuie să determine ca circuitul oscilant LC să oscileze pe frecvența minimă din gamă, și anume 66MHz.
Fig.3.57 Caracteristica diodei BB139
Folosind formula circuitului oscilant:
(3.69)
vom determina valoarea inductanței . Capacitatea este o capacitate echivalentă, . Valoarea capacității echivalente se determină astfel:
.
Cu ajutorul relației (3.69) , cunoscând , se determină valoarea inductanței L1: .
Calculul deviației de frecvență maxime, f, față de frecvența stabilă se calculează cu ajutorul următoarei formule :
(3.70)
în care sunt factorul de câștig al OCT-ului respectiv al buclei PLL, este curentul debitat de pompa de curent iar sunt cele două capacități care intră în compunerea filtrului de buclă.
La proiectarea filtrului de buclă au fost stabilite valorile elementelor care intră în formula de calcul al deviației maxime de frecvență astfel:
Cu aceste valori introduse în relația (3.70) determină valoarea lui f.
Semnalul cu frecvența de 6672MHz generat de către OCT, obținut la ieșirea blocului Oscilator amplificator local la pinul 28, este aplicat circuitului integrat TSA6057, la prescalere. Deoarece nivelul semnalului este mic, 10mV, conform datelor de catalog. Astfel se justifică prezența amplificatoarelor dinaintea celor două prescalere 34.
Semnalul cu frecvența de 6672MHz care se obține la ieșire, este cules la ieșirea mixerului A la pinii 17 și 18 prin intermediul unui transformator cu priză mediană. Nivelul acestui semnal este mic ceea ce impune o amplificare corespunzătoare a acestuia, deoarece trebuie obținut la ieșire un nivel de 1V/50.
3.4.6. Blocul de amplificare
Necesitatea introducerii acestui bloc de amplificare este argumentată de valoarea foarte mică a nivelului semnalului generat de oscilatorul controlat în tensiune, 10mV. Blocul de amplificare trebuie să aducă nivelul semnalului de la 10mV/50 la 1V/50, deci trebuie asigurată o amplificare de aproximativ 100 de ori. Acest lucru implică realizarea blocului de amplificare cu două etaje.
3.4.6.1 Etajul 1
Schema adoptată pentru realizarea acestui bloc de amplificare este bazată pe utilizarea unui tranzistor MOS-FET- canal n cu dublă poartă. Aleg tranzistorul BF964 care are capacitatea de a amplifica semnale cu nivel foarte mic.
Schema adoptată se prezintă astfel:
Fig.3.58 Schema de principiu a etajului 1
Pentru a realiza calculul acestui etaj de amplificare trebuie analizată schema echivalentă:
Fig.3.59 Schema echivalentă
Folosind catalogul, determinăm anumite valori caracteristice:
Punctul static de funcționare îl stabilesc cu ajutorul diagramelor din catalog pentru tranzistorul BF964.
Astfel: valori ce stabilesc PSF-ul acestui tranzistor.
Schema echivalentă la frecvențe înalte devine astfel:
Fig.3.60 Schema echivalentă la frecvențe înalte
Pornim de la următoarele ceuații satbilite pe baza schemei alese:
(3.71)
în care se cunoaște
Alegând valoarea rezistenței de sursă determin din a doua ecuație a sistemului de mai sus . Din prima ecuație a sistemului determin .
Considerăm următoarea notație
(3.72)
Conform relației de mai sus, aleg Aceste valori introduse în ecuația a 2-a din sistem determină .
Pentru grila G2 a tranzistorului se pornește de la următoarele date de catalog:
Din aceste date rezultă că valorile celor două rezistențe trebuie să fie egale pentru a stabili pe grila G2 un potențial de 6V, adică 1/2 din valoarea tensiunii de alimentare de 12V. Pentru un curent care circulă prin cele două rezitențe, rezultă:
(3.73)
Determinarea amplificării în tensiune Au se determină pe baza schemei echivalente. Știm că deci ceea ce determină ca:
(3.74)
Capacitatea . Cu ajutorul relației
(3.75)
în care, pentru frecvența centrală, se determină valoarea impedanței .
Pentru calculul amplificării în tensiune folosim relația:
(3.76)
în care deoare .
Pentru calculul lui folosim următoarea relație:
(3.77)
Deoarece cu relația (3.77) se determină .
Revenind în relația (3.76) se determină :
Deci primul etaj realizează o amplificare de tensiune de aproximativ 7 ori. Nivelul semnalului la intrarea celui de al 2-lea etaj de amplificare este acum de aproximativ 70mV.
3.4.6.2. Etajul al 2-lea
Semnalul de la intrarea celui de al doilea etaj de amplificare este de 70mV iar schema adoptată trebuie să realizeze o amplificare în tensiune astfel încât la ieșire să avem un nivel al semnalului de 1V/50. Etajul este realizat cu ajutorul tranzistorului bipolar npn BFR96S, care poate lucra la frecvențe înalte.
Schema generală a celui de al doilea etaj de amplificare se prezintă astfel:
Fig.3.61 Schema de principiu a etajului 2
Din diagramele prezentate în catalog stabilesc PSF-ul tranzistorului bipolar la
Pentru determinarea componentelor etajului de amplificare formez următorul sistem de ecuații:
(3.78)
Rezistența din emitor este formată din două rezistențe egale de 33 conectate în paralel cu scopul de a da stabilitate amplificatorului. Rezistența echivalentă de emitor este astfel egală cu 16.
Din prima relație a sistemului de ecuații, pentru Vcc = 12V , și conform datelor de catalog, determin .
Pentru un curent se obține din ecuația a doua din sistem valoarea lui .
Revenind în ecuația a treia din sistem se poate determina cu elementele calculate, valoarea lui R2 și anume .
Circuitul de neutrodinare format din are o admitanță notată care trebuie să fie egală cu ceea ce semnifică că circuitul de neutrodinare trebuie să aibe o structură similară cu admitanța de transfer inversă a tranzistorului, elementul activ, iar tensiunea aplicată prin circuitul de neutrodinare la intrarea elementului activ trebuie să fie în antifază cu cea care provine prin reacție internă. Această antifazare se realizează cu ajutorul bobinei L. admitanța de transfer inversă se poate scrie astfel:
(3.79)
ceea ce permite ca admitanța circuitului de neutrodinare să se scrie sub forma:
(3.80)
Conform calculelor realizate se poate aproxima iar a tranzistorului bipolar BFR96S. Deci admitanța circuitului de neutrodinare se poate exprima astfel:
(3.81)
Pentru calculul amplificării în tensiune se utilizează schema echivalentă care se prezintă astfel:
Fig.3.62 Schema echivalentă
În schema din figura (3.62) am făcut următoarele notații:
Schema echivalentă se simplifică astfel:
Fig.3.63 Schema echivalentă simplificată
Valoarea amplificării în tensiune se calculează neglijând h22 care este foarte mic comparativ cu Rc conform relației:
(3.82)
Înlocuind în relația (3.82) valorile cunoscute se determină valoarea lui Au
.
Este important de cunoscut comportarea acestui parametru, Au, în banda de lucru 6672MHz.
Considerăm următoarea variație a amplificării cu frecvența de lucru:
Fig.3.64 Caracteristica amplitudine-frecvență
Pentru calculul frecvenței folosesc următoarea relație:
(3.83)
în care .
Înlocuind în relația (3.83) se obține ceea ce arată că până la frecvența de 234MHz amplificatorul are un factor de amplificare în tensiune constant.
Cu ajutorul programului Orcad.9.01 am realizat simularea blocului de amplificare cu două etaje. Schema simulată se prezintă astfel:
Fig.3.65 Schema de simulare a etajelor de amplificare
Diagramele de semnal rezultate scot în evidență amplificarea semnalului de intrare de 10mV la cel de ieșire de 1V/50. Frecvența semnalului care se aplică la intarea amplificatorului este de 69MHz care este la mijlocul benzii 66MHz72MHz.
Fig.3.66 Diagramele de semnal
3.4.7. Blocul de filtrare de la ieșire
Pentru proiectarea filtrului de bandă folosesc metoda de calcul pentru un filtru trece-jos FTJ. După determinarea elementelor filtrului FTJ folosesc formule care realizează trecerea de la FTJ la FTB.
Gabaritul pe care trebuie să-l îndeplinească FTB de la ieșire se prezintă astfel:
Fig.3.67 Gabaritul FTB
Impedanțele de intrare și de ieșire le consider egale .
Relațiile care fac trecerea de la FTB la FTJ sunt de următoarea formă:
(3.84)
în care – frecvența normată a FTJ iar – frecvența normată a FTB.
Normarea pe axa se face conform relațiilor:
Considerăm relațiile cunoscute:
Considerând
Gabaritul FTJ-ului se prezintă astfel:
Fig.3.68 Gabaritul FTJ asociat
Conform gabaritului de mai sus, cu ajutorul tabelelor lui Rumpelt identific filtrul FTJ cu un filtru Cauer C0520 cu a = 0.2dB. Din tabel identific elementele:
.
Astfel, FTJ-ul este de tip Cauer de gradul 5 care are ce introduce o atenuare de minim 45 dB în banda de blocare.
Banda de trecere a FTB transformat este:
Structura filtrului FTJ se prezintă astfel:
Fig.3.69 Structura FTJ
în care am făcut următoarele notații:
Capacitatea de normare Co se calculează cu formula:
(3.85)
Capacitatea parazită se determină astfel: .
Schema din figura (3.69) se compune din două celule care vor fi analizate separat.
Prima celulă se prezintă astfel:
Fig.3.70 Celula 1
În acest caz au loc egalitățile:
Cu ajutorul relației:
(3.86)
se determină
Factorul K este determinat de raportul
Pentru verificare se calculează cu formula:
(3.87)
care determină valoarea , deci se îndeplinește condiția.
Din ecuația de gradul doi:
(3.88)
se determină soluția convenabilă
În final vom determina următoarele valori normate:
A doua celulă are structura:
Fig.3.71 Celula 2
În acest caz au loc egalitățile:
Cu ajutorul relației (3.86) determin
Coeficientul
Utilizând ecuația de gradul doi (3.88) determin soluția convenablă W care are valoarea
În final vom determina următoarele valori normate:
Pentru a realiza schema finală trebuie făcute unele calcule:
.
Structura generală normată a filtrului FTB, reunind cele două celule, se prezintă astfel:
Fig.3.72 Filtrul FTB cu valori normate
Pentru obținerea valorilor efective ale componentelor, se realizează denormarea cu următoarele valori:
După denormare obținem structura filtrului FTB, pe care o simulez cu ajutorul programului Orcad.9.1.
Fig.3.73 Schema de simulare
În urma simulării se obține răspunsul filtrului la un semnal cu o frecvență cuprinsă în gama 6672MHz.
Fig.3.74 Rezultatul simulării
3.4.8. Adaptorul I2C
Semnalul de comandă pentru sinteza de frecvență este obținut cu ajutorul calculatorului prin portul paralel folosind un soft adecvat. Dar semnalul nu se aplică sintetizorului direct de la portul paralel, ci prin intermediul unui adaptor I2C care realizează de fapt o inversare de semnale care sunt inversate hard de către portul paralel.
3.4.8.1 Portul paralel
Fiecare calculator IBM PC este prevăzut cu trei porturi paralele, pe care IBM le-a denumit LPT1, LPT2 și LPT3. Inițial, IBM considerase că porturile paralele pot fi utilizate doar pentru imprimante. Astăzi, însă, portul paralel controlează tastatura, unitățile de floppy și hard, adaptoare SCSI, adaptoare pentru joystick, alte dispozitive auxiliare și, bineînțeles, imprimantele.
Pentru a avea acces la ieșirile și intrările portului paralel, fiecare din cele trei porturi are câte trei regiștrii de 8 biți, prin care se poate controla porturile. Acești regiștrii sunt descriși mai jos:
Fig. 3.75. Descrierea regiștrilor
Cele trei adrese ale fiecărui registru corespund celor trei porturi paralele.
Astfel, se poate observa că unii biți ai regiștrilor sunt accesibili în afara calculatorului, prin conectarea la interfața cu 25 pini. Semnificația tuturor acestor pini este descrisă în tabelul din figura 3.76.
Fig. 3.76. Semnificația pinilor
Portul paralel cu 25 pini are următoarea dispunere a pinilor:
Fig.3.77 Portul paralel
Din tabelul prezentat mai sus se poate observa că avem la dispoziție nu mai puțin de 12 biți care se pot controla la scriere (pinii 1-9, 14, 16 și 17). Aceștia aparțin registrului de date și a celui de control.
În cazul de față se urmărește scrierea la portul LPT1, care are adresele 378h și 37Ah corespunzător registrului de date respectiv registrului de control, și care are ieșirile pe interfața de 25-pini.
Pentru a scrie într-un registru sunt necesare a se cunoaște următoarele:
adresa registrului;
numărul de biți ai registrului;
semnificația fiecărui bit al registrului;
tipul registrului (Read/Write, Read-Only, Write-Only).
Fig.3.78 Schema adaptorului I2C
În figura (3.78) am folosit pinii 2 și 3 de la portul paralel pentru Date respectiv Ceas, iar pinul 10 este folosit pentru confirmare (Acknowledge).
3.5. Proiectarea blocului de amplificare
Semnalul la ieșirea mixerului are un nivel de 65mV pe frecvența din gama de lucru și deoarece din datele de proiectare avem nevoie la ieșire de un nivel de 1V/50 este necesară o amplificare de minim 15 ori.
Voi folosi pentru aceasta un etaj emitor comun:
Fig. 3.79. Schema de principiu a etajului de amplificare
Pentru a obține amplificarea dorită trebuie să analizam etajul în curent alternativ.
Fig. 3.80. Schema echivalentă în curent alternativ
Utilizând această schemă se poate forma următorul sistem se ecuații
(3.90)
unde Rca este sarcina în curent alternativ, Zin este impedanța de intrare a etajului, Rg este impedanța de ieșire a etajului anterior (50).
Deoarece impedanța de ieșire a etajului de amplificare trebuie să fie egală cu 50 (pentru a fi adaptată cu filtru), este necesar ca Rc să fie 50. Rs fiind egal cu 50 va rezulta ca Rca=25. Considerând AU=15 și =50 (conform caracteristicilor tranzistorului BFW16 pe care îl voi folosi) va rezulta că pentru a obține această amplificare e nevoie de un curent de colector IC de 40mA.
Pentru a fixa punctul static de funcționare alegem din caracteristicile tranzistorului VCE=9V și Vcc=12V.
Formând sistemul de ecuații
(3.91)
cu Rc=50, din prima ecuație va rezulta RE=25. Din celelalte două ecuații va rezulta R1=500 și R2=2,5k.
Condensatorul CE trebuie ca la frecvența de lucru să constituie scurt în curent alternativ (să aibă o impedanță mult mai mică de cât RE). Considerând frecvența medie din subgama de lucru de 8MHz va rezulta că o valoare a condensatorului de 47nF este satisfăcătoare.
Este important de cunoscut comportarea AU, în banda de lucru 1,5-30MHz.
Considerăm următoarea variație a amplificării cu frecvența de lucru:
Fig.3.81 Caracteristica amplitudine-frecvență
Pentru calculul frecvenței folosesc următoarea relație:
(3.92)
în care .
Înlocuind în relația (3.92) se obține ceea ce arată că până la frecvența de 318MHz amplificatorul are un factor de amplificare în tensiune constant.
Schema echivalentă a etajului va fi următoarea:
Fig. 3.82. Schema echivalentă a montajului
3.6. Proiectarea blocului de filtrare
Pentru a îndeplini condițiile impuse gabaritul filtrului trebuie să aibă următoarea formă:
Fig. 3.83. Gabaritul filtrului
Voi proiecta filtrul pe baza parametrilor imagine. Pentru aceasta trebuie stabilite datele inițiale. Acestea sunt:
frecvența limită practică de trecere
variația maximă a atenuării de lucru a în zona de trecere cuprinsă între 0 și t egală cu 0,025dB
frecvența limită practică de blocare b=19MHz
atenuarea minimă în zona de blocare amin=70dB
Pornind de la aceste date inițiale se proiectează filtrul pe baza următorului algoritm:
Se determină atenuarea imagine ce trebuie asigurată cu ajutorul relației
(3.93)
care exprimă faptul ca diferența dintre atenuarea imagine și atenuarea de lucru este de 0,7Np. Deoarece amin=8Np va rezulta ao=8,7Np.
Se determină coeficientul care exprimă raportul dintre valoarea maximă a impedanței imagine în zona de trecere și valoarea necesară acesteia:
Cunoscând se poate determina frecvența limită de trecere normată t
Cunoscând valoarea normată a frecvenței limită de trecere din aceasta se poate exprima frecvența nominală
Cunoscând frecvența nominală se determină frecvența de blocare limită normată
Cunoscând coeficientul și utilizând diagrama din figura 3.85 se determină clasa de atenuare N, care va determina numărul de celule folosite. Din diagramă se determină N=4. Deci vom avea 4 celule.
Aleg celule de tip care au următoarea formă:
Fig. 3.84. Schema de valori a celulei
Rezistența nominală se va calcula cu formula
Fig. 3.85. Diagrama de determinare a clasei de atenuare
Valorile pentru inductanța și capacitatea nominală vor fi:
Cu aceste valori va rezulta structura filtrului:
Fig. 3.86. Structura filtrului
Pentru a observa gabaritul realizat al filtrului am simulat filtrul cu ajutorul programului PSPICE 8.0 gabaritul rezultat fiind următorul:
Fig. 3.87. Gabaritul filtrului
Pentru a observa rezultatele obținute din proiectarea etajului separator, a mixerului, a blocului de amplificare și a blocului de filtrarea am realizat simularea acestora cu ajutorul programului PSPICE 8.0. Schema simulată se prezintă astfel:
Fig. 3.88. Schema simulată
Considerând semnalul provenit de la modulator (Vmodulator) cu o amplitudine de 65mV și semnalul provenit de la sintetizor (Vsint) cu o amplitudine de 1V, la ieșirea filtrului vom avea următorul semnal:
Fig. 3.89. Forma semnalului la ieșirea blocului deprelucrare în radiofrecvență
3.7. Blocul de alimentare
Pentru alimentarea plăcilor este nevoie de o tensiune de 12V pentru alimentarea sintetizorului, etajului de separare, mixerului și blocului final de amplificare și o tensiune de 3V pentru alimentarea circuitului integrat MAX2450. Tensiunea de 12V se obține direct de la o sursă de alimentae de 12V iar pentru obținerea tensiunii de 3V am ales structura următoare
Fig. 3.90. Structura blocului de alimentare
Tensiunea dintre emitorul tranzistorului și masă trebuie să fie de 3V în condițiile în care curentul din emitor este de 5,9mA (curentul absorbit de MAX2450).
Pentru a satisface aceste cerințe am ales tranzistorul BD139 produs de firma I.P.R.S.-Bănesa care are curentul de colector maxim de 1A (acoperitor pentru 5,9mA cât voi folosi).
Aleg punctul static de funcționare a tranzistorului IC=5,9mA iar VCE=9V. Pentru ca tranzistorul să fie deschis dioda Zener trebuie să stabilizeze o tensiune de 3,7V. Pentru acesta am ales dioda Zener DZ 3V6 produsă de firma I.P.R.S.-Bănesa pe care o voi utiliza în polarizare inversă la un curent Iz=5mA. Notând tensiunea ce cade pe dioda Zener cu Uz se poate scrie
Dar Vcc=12V, Uz=3.6V de unde rezultă R=1,68k. Condensatorul C are rol de filtrare, nepermițând tensiunii alternative parazite inverse provenite de la MAX2450 sa ajungă la diodă și la sursa de alimentare. Valoarea lui o aleg de 1nF.
Schema de implementare a blocului de alimentare va fi:
Fig. 3.91. Schema de implementare a blocului de alimentare
CAPITOLUL 4
DEVIZUL DE MATERIALE
În activitățile de producție pe care le inițiază, agenții economici sunt interesați să obțină produsele la parametrii impuși de beneficiar, cu costuri de producție cât mai mici posibil. Pentru atingerea acestui scop trebuie analizat fiecare element din compoziția costului de producție și stabilite direcții de acțiune pentru reducerea acestor costuri, în concordanță cu exigențele economiei de piață.
Costurile cu aprovizionarea tehnico-materială, elemente componente ale costului global, trebuiesc dimensionate corespunzător, selectând dintre potențialii furnizori de componente electronice și materiale utilizate pentru realizarea circuitului pe aceia care asigură un preț optim din punct de vedere al raportului preț-calitate. Având în vedere acest aspect, specificul tehnicii militare și cele menționate anterior, componentele electronice ce se vor utiliza trebuie să fie produse de un furnizor ce se conformează din punct de vedere al asigurării calității, standardelor internaționale ISO9000/1987.
Conform cerințelor exprimate mai sus, în tabelul Tabelul 4.1 este prezentată lista componentelor utilizate pentru realizarea circuitului împreună cu o serie de indicatori tehnico economici ale acestora:
Tabelul 4.1
CAPITOLUL 5
CALCULUL ESTIMATIV AL FIABILITĂȚII
Fiabilitatea unui produs (sistem) se definește ca fiind capacitatea acestuia de a-și îndeplini funcțiile la parametrii proiectați pe o durată de timp stabilită și în condiții de exploatare date.
În continuare se va determina fiabilitatea previzională (proiectată) a blocului de prelucrare în radiofrecvență printr-o abordare sistematică a problemei. Este cunoscut faptul că un sistem se definește ca fiind un ansamblu de elemente aflate în interacțiune. Având în vedere acest aspect se va determina fiabilitatea sistemului considerat pe baza indicatorilor de fiabilitate ai elementelor componente ale sistemului.
Conform structurii blocului de prelucrare în radiofrevență proiectat în capitolul 3, acesta este format din următoarele blocuri:
modulator în cuadratură
etaj separator
mixer
sintetizor de frecvență cu subblocurile:
blocul oscilator de referință;
blocul divizor cu raport de divizare fix M;
blocul comparator de fază/frecvență CP/F;
blocul filtrului de buclă ;
blocul oscilator comandat în tensiune OCT;
blocul divizor cu raport de divizare programabil N;
blocul amplificator;
blocul filtru de bandă FTB;
blocul adaptor I2C
bloc amplificare finală
bloc filtrare finală.
Din punct de vedere al teoriei fiabilității, considerând că defectele au un caracter independent, blocul de prelucrare în radiofrecvență se poate reprezenta cu o schemă de tip serie conform figurii 5.1., formată din cele 14 elemente enumerate mai sus, deoarece defectarea unuia din cele nouă blocuri duce inevitabil la nefuncționarea blocului de prelucrare în radiofrecvență.
Fig.5.1 Schema de tip serie a circuitului
Se obține în aceste condiții expresia fiabilității sistemului serie din figura 5.1 dată de relația:
(5.1)
unde:
-probabilitatea de bună funcționare (fiabilitatea) a blocului de prelucrare în radiofrecvență;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitatea) a blocului oscilator de referință;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitatea) a blocului divizor cu raport de divizare fix M;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitatea) a blocului comparator de fază/frecvență CP/F;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitatea) a filtrului de buclă;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitatea) a blocului oscilator comandat în tensiune OCT;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitate) a blocului divizor cu raport de divizare programabil N;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitate) a blocului adaptor I2C;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitate) a blocului amplificator ;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitate) a blocului filtru trece bandă FTB;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitate) a modulatorului în cuadratură;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitate) a etajului separator;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitate) a blocului mixerului;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitate) a blocului de amplificare finală;
– probabilitatea de bună funcționare (fiabilitate) a blocului de filtrare final.
Admițând că probabilitatea de bună funcționare a sistemului definită de relația (5.1) are o distribuție de tip exponențial, aproximare considerată bună în cazul modelării probabilității de bună funcționare a sistemelor la care defectele sunt instantanee și datorate modificării bruște ale condițiilor de sarcină sau de mediu ambiant, se obține:
(5.2)
unde:
-rata defectării blocului i din schema din Fig.5.1;
-rata defectării sistemului serie .
Conform relației (5.2), pentru a calcula rata defectării sistemului trebuie calculate inițial ratele de defectare ale elementelor componente ale sistemului. Pentru fiecare din cele nouă blocuri componente ale traseului de sinteză se adoptă tot modelul de tip serie pentru calculul fiabilității fiecărui bloc și corespunzător rezultă valorile pentru rata de defectare a fiecărui bloc din cele nouă date de relația (5.3) :
(5.3)
unde:
-rata defectării componentei j a blocului i.
Ratele de defectare a componentei j a blocului i, se determină din cataloagele de componente elctronice în care se află tabelate pentru diferite categorii de componente, sau cu relația:
(5.4)
unde:
MTBF-timpul mediu de bună funcționare a componentei j a blocului i .
Valorile MTBF se determină din cataloagele de componente, la fel ca rata defectării.
În tabelul 5.1 sunt prezentate valorile ratei de defectare pentru diferite categorii de componente:
Tabelul 5.1
Folosind relația (5.3) se determină rata de defectare, , a fiecărui bloc din cele nouă iar în final însumând aceste rezultate se determină rata defectării sistemului serie . Folosind relația (5.4) se determină timpul mediu de bună funcționare a întregului sistem serie MTBFs. Aceste rezultate sunt concretizate în tabelul 5.2.
Tabelul 5.2
CAPITOLUL 6
METODE DE MĂSURARE A PARAMETRILOR
6.1. Prezentarea programului de comandă a sintetizorului
Structura generală a programului de comandă pe magistrala I2C este prezentată pe blocuri astfel: Fig. 6.1. Structura programului de comandă
În figura de mai sus este prezentată structura pe subprograme a comenzii sintetizorului. Programul este alcătuit din programe scrise în Matlab 5.3 precum și din programe de DOS scrise în Turbo Pascal. Programele scrise în TP sunt cele care comandă efectiv portul paralel, respectiv scriere/citire de la portul paralel.
Programul central este IIC.m execută scrierea pe I2C. Inițial trebuie făcută inițializarea portului paralel iar acest lucru se realizează cu ajutorul programului Dospp. Acest program aduce portul în zero logic (SDA, SCL în 1L) deoarece sunt inversate hard în schema de adaptare I2C.
În programul I2C se face inițializarea de deschidere a ferestrei de dialog în Matlab. Se definesc variabile de lucru: af – alegerea frecvenței; bf – frecvența unică, reală; p01, p10, p25 – pașii de frecvență de 1, 10 respectiv 25KHz. Astfel p01 div = 0.001; p10div = 0.01; p25div = 0.025 (MHz); af – comanda de frecvență.
Procedura Pas.m determină pasul de baleiere a frecvenței, acești pași fiind notați h1, h2, h3 pentru 1KHz, 10KHz respectiv 25KHz.
În procedura Principal.m se realizează incrementarea valorii lui a, după regula a = 66+a*8 [MHz]. Lui a i se asociază variabila f care ia valori în intervalul [1/8000KHz – 1/800KHz] adică [0.000125 – 0.00125]; lui af i se asociază valoarea lui a. Se inițializează bf.
Procedura Salt.m permite transmiterea unei frecvențe oarecare din gama de lucru, la un moment dat. În această procedură se stabilește frecvența reală care se transmite, deoarece, în cazul în care frecvența tastată nu este un multiplu al pasului de sinteză, atunci se alege în mod automat frecvența imediat mai mică care este un multiplu al frecvenței de referință, aceasta din urmă fiind și frecvența reală sintetizată de sintetizor.
Procedura salt.m apelează procedura transmitere.m, procedură în care se transmite date de frecvență la sintetizor prin apelarea la rândul lui a programelor de DOS dos01pp.exe, dos10pp.exe și dos25pp.exe. Această procedură face legătura dintre comenzile date cu programul Matlab și TurboPascal.
În programul dos01pp.exe se precizează frecvența de referință fref=0.001[MHz] precum și comenzile care trebuie transmise circuitului TSA6057. În acest program se realizează magistrala de date I2C prin care se transmit date la portul paralel la sintetizor. Astfel condiția de start pe I2C este realizată de Procedura Start (timp:word), condiția de stop pe I2C este realizată de Procedura Stop (timp:word), transmiterea unui bit pe I2C este realizată de
Procedura DataOut(data:byte; timp:word), citirea unui bit pe I2C este realizată de Funcția DataIn(timp:word). Acest program are capacitatea de a declara rezultatul citirii: dacă variabila cod = 64 atunci DataIn = “NOACK” iar dacă nu DataIn = “OKACK”. După aceste operații se pregătește informația de frecvență: se pregătește informația fixă de transmis, care sunt acei biți care nu se schimbă din tabelul de date care trebuie să-l primească sintetizorul pentru a genera o frecvență comandată; adăugarea informației de frecvență care se schimbă de la o frecvență la alta, care este numărul N de divizare scris pe 17 biți în baza 2; se citește întârzierea dacă există; în final se transmite la port. Dacă în timpul acestor operații apar erori atunci apare răspunsul Eroare de transmitere.
Modul de utilizare al programului
Pentru a utiliza programul care comandă sintetizorul este necesară lansarea programului Matlab 5.3. Prin tastarea numelui programului principal IIC sunt activate comenzile de afișare a ferestrei din Matlab. O dată cu deschiderea ferestrei din Matlab se inițializează și portul paralel prin intermediul programului dospp.exe, program care este scris în Turbo Pascal.
După această operațiune se introduce adaptorul de magistrală I2C la portul paralel al calculatorului. Prin alimentarea la 12V a sintetizorului se alimentează automat și adaptorul I2C prin sursa de 5V.
Inițial nici un buton al ferestrei nu este activat. Prin deplasarea cursorului în plaja 612MHz se activează doar butonul Frecvența reală. Prin apăsarea acestui buton se comandă sintetizorului, prin portul paralel, frecvența emisă va apărea înscrisă apoi pe acest buton. Acest lucru permite generarea unei singure frecvențe din gama de lucru.
În partea de jos a ferestrei sunt trei butoane prin care se poate alege pasul de frecvență de 1KHz, 10KHz și 25KHz.
La sfârșit, când se dorește închiderea sistemului trebuie oprită mai întâi alimentarea sintetizorului; după această operațiune se poate deconecta adaptorul I2C, fereastra nefiind închisă încă; dacă s-ar închide mai întâi fereastra de comandă portul nu ar mai fi comandat și aceasta poate duce la apariția unor tensiuni mari la decuplarea adaptorului ceea ce poate duce la distrugerea portului paralel. După această operațiune se închide fereastra de comandă.
6.2. Metode de măsurare a parametrilor și rezultate practice obținute
Pentru măsurarea principalilor parametrii ai circuitului trebuie realizat inițial un sistem de măsură. Blocul de prelucrare în radiofrecvență trebuie alimentat de la o sursă de c.c. de 12V cu un curent de minim de 400mA.
CI MAX2450 este alimentat la 3V prin sursa stabilizată de 3V. Adaptorul de magistrală I2C este alimentat la 5V, tensiunea de alimentare fiind obținută de pe placa sintetizorului prin sursa stabilizată de 5V. Înainte de conectarea adaptorului I2C la portul paralel, trebuie accesat softul care permite controlul prin magistrala I2C a sintetizorului. Ieșirile de la portul paralel utilizate sunt pinii 2 și 3 pentru Date și Ceas iar 10 pentru Confirmare (Acknowledge). Ieșirile acestor pini sunt inversate hard ceea ce justifică prezența adaptorului I2C.
Ieșirea sintetizorului se face printr-o mufă BNC. Intrarea circuitului se face pe 2 mufe BNC care reprezintă canalele I și Q. Intrarea în mixer de la sintetizor se face tot prin mufa BNC, sintetizorul și celelalte circuite fiind pe placi diferite. Ieșirea sistemului se face prin o mufă BNC care permite conectarea unei sonde de 50. În funcție de parametrul care se măsoară se adoptă o anumită schemă de măsurare de laborator.
Voi prezenta inițial schema de măsură a frecvenței generate de sintetizor.
Programul de comandă a sintetizorului pe magistrala I2C prezintă o interfață care permite să se comande o anumită frecvență, din gama de lucru, sintetizorului. La alegerea frecvenței de sinteză, prin apăsarea butonului Frecvență reală analizorul spectral va afișa frecvența comandată. Dar între frecvența înscrisă la calculator și cea afișată de analizor există o mică diferență, diferență numită deviația de frecvență maximă f față de frecvența stabilă. Această deviație se poate măsura practic prin comandarea mai multor frecvențe și efectuând diferența dintre frecvența afișată pe calculator și cea afișată de
Fig.6.2 Schema de interconectare la analizorul spectral
analizor. Astfel, la comandarea unuui set de frecvențe din gama de lucru frecvențmetru a afișat frecvențe conform tabelului următor:
Tabelul 6.1
De asemenea se observă un timp foarte mic scurs între momentul în care se dă comanda de la calculator și momentul în care analizorul afișează frecvența de oscilație a sintetizorului de frecvență. Acest timp este dat de timpul de procesare și transmitere a datelor la portul paralel la care se adaugă timpul de calare a buclei.
Experimental am observat că frecvența de oscilație liberă a OCT-ului este de 79.8759MHz, frecvență care am determinat-o apropiindu-mă cu o sondă de bobina filtrului de buclă atunci când sintetizorul nu primește nici o comandă de la calculator. Această frecvență de oscilație liberă se află în banda de captură a sintetizorului.
Tot cu ajutorul analizorului se poate determina stabilitatea în timp a sintetizorului. Astfel, am comandat de la calculator frecvența de 70MHz sintetizorului iar frecvența afișată de frecvențmetru la anumite intervale de timp a fost conform tabelului următor:
Tabelul 6.2
Din tabelul de mai sus se observă o stabilitate destul de bună a sintetizorului pe perioada celor 5 minute de funcționare.
Pentru efectuarea măsurătorii nivelului semnalului se setează analizorul spectral pe gama 6672MHz și se ține cont de atenuarea pe care o introduce aparatul de măsură în calculul nivelului semnalului. Conectarea sintetizorului la analizorul spectral se realizează printr-o sondă de 50. Nivelul semnalului se citește in dBm sau dBV. Pentru a avea un semnal de 1V/50 nivelul indicat de aparatul de măsură (dBm) plus atenuarea introdusă (dBm) trebuie să fie de 13dBm.
(6.1)
în care este nivelul real al semnalului măsurat, este nivelul indicat de analizor iar A este atenuarea introdusă de aparat pentru protecție.
Cu ajutorul acestui analizor spectral se poate face o analiză și asupra purității spectrale care este suficient de bună. Filtru trece bandă de la ieșire filtrează eventualele armonice ale semnalului util ceea ce face ca, spectral, sintetizorul să funcționeze în condiții bune.
Cu ajutorul analizorului spectral am analizat din punct de vedere spectral sintetizorul pentru frecvența generată de 70MHz. Pe analizor se observă următorul aspect:
Fig.6.3 Spectrul analizat
Se observă că pe lângă componenta de 70MHz apar și două armonice dispuse aproape simetric, de o parte și de alta a componentei de 70MHz. Aceste două compnente sunt neglijabile ca amplitudine și se dispun la frecvența de 67.425MHz respectiv 72.6MHz. Pentru a vizualiza forma semnalului la ieșirea circuitului se folosește o schemă de măsură ca cea de mai jos, în care s-au considerat ca și canale I și Q canalele rezultate de la modulația de amplitudine cu purtătoare suprimată și bandă laterală dublă, adică pe canalul I avem mesajul informațional, în banda de bază pe care l-am ales un semnal sinusoidal, iar pe canalul Q avem 0.
Fig. 6.4. Schema de vizualizare a semnalului
Se setează generatorul de semnal asfel încât să genereze un semnal sinusoidal în banda de bază care să aibă un nivel de 1,2V cerut de CI MAX2450. Sintetizorul de frecvență se conectează conform specificațiilor de mai sus, schema fiind în întregime alimentată de la o singură sursă de alimentare care trebuie să aibă un curent de minim 400mA. Pe osciloscop se poate observa forma semnalului, care va fi un semnal modulat în amplitudine, pentru cazul de masură prezentat. Dacă pe canalele I și Q se conectează alte circuite necesare pentru a genera semnalele x și y în cuadratură corespunzătoare unui alt tip de modulație, la ieșirea sistemului se va observa tipul de modulație implementat.
Pentru a măsura nivelul semnalului la ieșirea sistemului, precum și pentru a observa spectru semnalului rezultat se folosește aceeași schemă cu deosebirea că în locul osciloscopului se introduce un analizor spectral. Tinând cont de atenuarea de protecție introdusă de aparat se poate calcula nivelul semnalului. În ceea ce privește spectrul se observă că mai există unele armonici dar care au un nivel mic în raport cu nivelul semnalului ce se vrea a fi format.
Pe aceste 2 scheme se poate vizualiza și observa spectrul semnalului în diferite puncte de pe traseu, cu ajutorul unei sonde care se va conecta în punctele de interes.
CAPITOLUL 7
CONCLUZII ȘI PROPUNERI
În contextul dezvoltării tehnicii de transmisiuni atât civile cât mai ales militare, se constată o cerință din ce în ce mai mare de proiectare a unor sisteme cu performanțe superioare atât în ceea ce privește îndeplinirea anumitor funcții cât și a costului de realizare.
În această tendință se încadrează și emițătoarele radio, de la care se cere îndeplinirea unor multitudini de tehnici de modulație, generarea unor oscilații stabile și de nivele de putere diferite, de frecvențe ce acoperă o gamă foarte largă precum și asigurarea unui gabarit foarte mic și consum pe măsură, lucruri care ar asigura o interoperabilitate cu o multitudine de stații radio deja existente și o mobilitate mare a acestor stații, toate acestea la un preț cât mai scăzut.
Emițătorul radio pe care l-am proiectat și îndeosebi blocul de prelucrare în radiofrecvență realizat practic în lucrarea de diplomă se înscrie în această tendință generală. Conform rezultatelor proiectării realizate în capitolul 3 cât și rezultatelor obținute în urma măsurătorilor efectuate cuprinse în capitolul 6, se pot defini anumite caracteristici ale sistemului pe care l-am realizat practic într-o subgamă astfel:
capabilitatea de a asigura o multitudine de tehnici de modulație
gama frecvențelor de lucru 6-12MHz (pentru subgama realizată practic);
stabilitate pe termen lung a frecvenței generate : mai bună de ;
ecartul de frecvență reglabil de 1KHz, 10KHz respectiv de 25KHz;
modul de comandă al frecvenței purtătoare radio este automat, prin intermediul calculatorului utilizând o magistrală I2C;
nivelul semnalului de la ieșirea excitatorului este de 1V/50 (13dBm)
armonicele, purtătoarea, banda laterală neutilizată, radiațiile parazite sunt atenuate cu minim 70dB.
În ceea ce privește timpul de răspuns al sintetizorului la primirea comenzii date de la calculator prin portul paralel, acesta este foarte mic, sintetizorul răspunzând foarte repede. Acest timp de răspuns este dat de timpul în care se transferă datele de la calculator la sintetizor la care se adaugă timpul în care bucla PLL se calează.
În realizarea softului care formează pachetele de date, accesează portul paralel și le transmite acestuia, a trebuit să țin cont de viteza cu care portul transmite datele la sintetizor, TSA6057, deoarece timpul de răspuns al sintetizorului este mai mare decât timpul în care portul paralel transmite datele acestuia. Astfel există riscul ca sintetizorul să nu răspundă la comandă, fiind incapabil să citească datele primite de la calculator. Astfel este necesară o “încetinire” a portului paralel în ceea ce privește viteza cu care transmite datele astfel încât sintetizorul de frecvență să poată interpreta corect informația primită.
Deoarece documentație despre metode moderne de realizare a emițătoarelor radio nu prea există la ora actuală în România, m-am documentat foarte mult prin intermediul INTERNET-ului, lucru care mi-a permis descoperirea unor multitudini de tehnici noi de implementare. Prin prisma acestei documentări pot spune că emițătorul proiectat se încadrează într-o clasă de trecere de la tehnologia analogică la tehnologia digitală, o clasă de trecere de la emițătoare radio clasice la emițătoare software.
În încercarea mea de a realiza un emițător cât mai apropiat de un emițător software, am găsit o modalitate extrem de modernă de realizare, prin intermediul unui circuit integrat AD9850, circuit integrat produs de firma Analog Devices care realizează toate funcțiile blocului de prelucrare în radiofrecvență într-un singur circuit integrat, în format numeric, ceea ce duce la o minimizare a emitătorului, în contextul realizării unor performanțe foarte bune și a controlului realizat cu ajutorul calculatorului. Deoarece prețul acestui circuit este destul de mare (250$), nu am reușit achiziționarea acestuia dar în consider o variantă interesantă, care poate fi luată în considerare la o proiectare ulterioară.
O altă cale de îmbunătățire a emițătorului proiectat ar fi micșorarea ecartului de frecvență, care deși este foarte mic (1kHz) poate fi micșorat și mai mult. Acest lucru este posibil prin implementarea în locul modulatorului în cuadratură realizat cu circuitul integrat MAX2450, a unui modulator în cuadratură realizat cu ajutorul circuitului integrat HSP50215, circuit digital, produs de firma Harris, care are și posibilitatea de reglare a frecvenței purtătoare intermediare prin soft, lucru care face posibilă relizarea unui ecart de frecvență de până la 1Hz, dar pe care nu am reuși să-l implementez datorită costului mare al acestuia (160$).
În contextul situației economice generale, cred că această variantă de implementare a unui emițător radio este varianta cea mai potrivită deoarece îmbină un preț relativ mic, cu parametri buni, gabarit mic, consum mic și fiabilitate bună.
BIBLIOGRAFIE
[1]-CATALOG DE CIRCUITE INTEGRATE, editat de Philips, Olanda 1997;
[2]-TURBO PASCAL 6.0, coordonator Cristea V, editura Teora, București, 1993;
[3]-DE LA POARTA TTL LA MICROPROCESOR, I.Sztojanov, editura Tehnică, București, 1987;
[4]-EMIȚĂTOARE RADIO, volumul 1 și 2, Melidor Scărlătescu, editura A.T.M., București, 1996;
[5]-TEHNICA TRANSMISIUNILOR RADIO, partea a doua, Bălan Constantin, editura A.T.M., București, 1988;
[6]-BAZELE RADIOEMIȚĂTOARELOR, Vlad Cehan, editura Matrix Rom, București, 1997;
[7]-RECEPTOARE RADIO, probleme, Bălan Constantin, ditura A.T.M., București, 1993;
[8]-SEMNALE, CIRCUITE ȘI SISTEME, valumul 2 și 3, Șerbănescu Alexandru, editura A.T.M., București, 1994;
[9]-TEORIA BUCLEI PLL, Manasevici
[10]-DISPOZITIVE ȘI CIRCUITE ELECTRONICE, Dascălu D., editura Didactică și pedagogică, București, 1981;
[11]-FIABILITATEA ȘI MENTENABILITATEA SISTEMELOR DE CALCUL, Geber T., editura Tehnică, București, 1987;
[12]-DIODE ȘI TRANZISTOARE, I.P.R.S.-Băneasa, 1976;
[13]-CATALOG DE CIRCUITE INTEGRATE LINIARE, editat de CCSIT-CE, București, 1987;
[14]- MATLAB, Marin Ghinea, Virgiliu Firețeanu, editura Teora, București, 1996.
[15]- FILTRE ELECTRICE, Sofronie Ștefănescu, editura Tehnică, București, 1967
Copyright Notice
© Licențiada.org respectă drepturile de proprietate intelectuală și așteaptă ca toți utilizatorii să facă același lucru. Dacă consideri că un conținut de pe site încalcă drepturile tale de autor, te rugăm să trimiți o notificare DMCA.
Acest articol: Proiectarea Unui Emitator Radio Reconfigurabil Prin Software, Blocul de Radiofrecventa (ID: 161553)
Dacă considerați că acest conținut vă încalcă drepturile de autor, vă rugăm să depuneți o cerere pe pagina noastră Copyright Takedown.