Proiectarea unei antene microstrip de tip PIFA pentru frecvența de 2.45 GHz [307214]

Universitatea “Politehnica” [anonimizat] 2.45 [anonimizat]: [anonimizat]. Cristian ANGHEL MĂNESCU V. Răzvan

2016

Copyright © 2016, Mănescu Răzvan

Toate drepturile rezervate

Autorul acordă UPB dreptul de a reproduce și de a [anonimizat].

CUPRINS

LISTA FIGURILOR………………………………………………………………………………………………………………11

LISTA ACRONIMELOR………………………………………………………………………………………………………13

INTRODUCERE……………………………………………………………………………………………………………………15

1. ASPECTE GENERALE ȘI PARAMETRII FUNDAMENTALI AI ANTENELOR………………19

1.1. MECANISMUL RADIAȚIEI…………………………………………………………………………………………..19

1.2. PARAMETRII FUNDAMENTALI AI ANTENELOR……………………………………………………….19

1.2.1. CARACTERISTICA DE RADIAȚIE…………………………………………………………………………..19

1.2.2. DENSITATEA DE PUTERE RADIATĂ……………………………………………………………………..20

1.2.3. INTENSITATEA RADIAȚIEI…………………………………………………………………………………….21

1.2.4. LĂȚIMEA LOBULUI………………………………………………………………………………………………..22

1.2.5. DIRECTIVITATEA……………………………………………………………………………………………………22

1.2.6. EFICIENȚA ANTENEI………………………………………………………………………………………………23

1.2.7. CÂȘTIGUL ANTENEI……………………………………………………………………………………………….23

1.2.8. BANDA ANTENEI……………………………………………………………………………………………………23

1.2.9. POLARIZAȚIA ANTENEI…………………………………………………………………………………………24

1.2.10. IMPEDANȚA DE INTRARE A ANTENEI………………………………………………………………..24

1.2.11. ARIILE ECHIVALENTE ALE ANTENEI………………………………………………………………….26

1.2.12. TEMPERATURA ANTENEI…………………………………………………………………………………….27

2. ANTENE MICROSTRIP……………………………………………………………………………………………………29

2.1. STRUCTURA DE BAZĂ………………………………………………………………………………………….,……29

2.2. ANTENA DE TIP PIFA………………………………………………………………………………………………….30

2.3. EVOLUȚIA ȘI DEZVOLTAREA ANTENEI PIFA……………………………………………………………30

2.4. IMPLEMENTAREA PLANARĂ……………………………………………………………………………………..32

2.5. PROIECTAREA TEORETICĂ A ANTENEI PIFA……………………………………………………………33

2.5.1. DIMENSIUNEA FIZICĂ……………………………………………………………………………………………33

3. PROIECTAREA ÎN MEDIUL DE SIMULARE CST………………………………………………………….37

3.1. DIMENSIUNILE……………………………………………………………………………………………………………37

3.2. ALIMENTAREA……………………………………………………………………………………………………………39

3.3. REZULTATELE SIMULĂRII…………………………………………………………………………………………41

3.3.1. ÎNAINTEA OPTIMIZĂRII…………………………………………………………………………………………41

3.3.1.1. COEFICIENTUL DE REFLEXIE………………………………………………………………………….. 42

3.3.1.2. DIRECTIVITATEA……………………………………………………………………………………………….43

3.3.1.3. DENSITATEA DE PUTERE RADIATĂ…………………………………………………………………46

3.3.1.4. CÂȘTIGUL……………………………………………………………………………………………………,…….47

3.3.2. PROCESUL DE OPTIMIZARE…………………………………………………………………………………..50

3.3.3. DUPĂ OPTIMIZARE…………………………………………………………………………………………………52

3.3.3.1. COEFICIENTUL DE REFLEXIE……………………………………………………………………………53

3.3.3.2. DIRECTIVITATEA……………………………………………………………………………………………….54

3.3.3.3 DENSITATEA DE PUTERE RADIATĂ………………………………………………………………….56

3.3.3.4. CÂȘTIGUL…………………………………………………………………………………………………………..57

4. IMPLEMENTAREA FIZICĂ…………………………………………………………………………………………….59

CONCLUZII…………………………………………………………………………………………………………………………….

BIBLIOGRAFIE………………………………………………………………………………………………………………………

ANEXE…………………………………………………………………………………………………………………………………….

LISTA FIGURILOR

Figura 1. Interconectarea echipamentelor la internet prin interfața radio

Figura 2. Antene microstrip folosite în dispozitivele mobile

Figura 1.1 Zonele de câmp

Figura 1.2 Aria dată de unghiul solid

Figura 1.3 Unghiul solid

Figura 1.4 Caracteristica de putere în coordonate carteziene (a), polare (b) și sferice (c)

Figura 1.5 Polarizația liniară (a), circulară (b) și eliptică (c)

Figura 1.6 Circuitul echivalent Thevenin al bornelor unei antene de emisie

Figura 1.7 Circuitul echivalent Thevenin al bornelor unei antene de recepție

Figura 2.1 Forma linilor de câmp într-o secțiune transversală prin linia microstrip

Figura 2.2 Monopol alimentat printr-un punct intermediar

Figura 2.3 Monopol transformat într-o antenă de tip L inversat

Figura 2.4 Antenă de tip F inversat

Figura 2.5 Antenă de tip F inversat implementată planar

Figura 2.6 Antenă de tip F inversat cu brațul în meandre

Figura 2.7 Monopolul într-un sfert de lungime de undă implementat planar

Figura 2.8 Monopolul răsucit și alimentat prin punctul intermediar

Figura 2.9 Monopolul cu meandre de lungime egală

Figura 2.10 Dimensiunile standard ale elementului radiant

Figura 3.1 Elementul radiant

Figura 3.2 Imaginea antenei văzută de sus

Figura 3.3 Imaginea antenei văzută de jos

Figura 3.4 Scurtcircuitul la planul de masă

Figura 3.5 Dimensiunile cablului coaxial

Figura 3.6 Portul de alimentare văzut de jos

Figura 3.7 Portul de alimentare văzut de sus

Figura 3.8 Dimensiunile elementului radiant din mediul de lucru CST

Figura 3.9 Parametri inițiali de simulare

Figura 3.10 Coeficientul de reflexie

Figura 3.11 Coeficientul de reflexie reprezentat pe diagrama Smith

Figura 3.12 Caracteristica tridimensională de directivitate în scară logaritmică

Figura 3.13 Caracteristica tridimensională de directivitate în scară liniară

Figura 3.14 Diagrama bidimensională a directivității în scară logaritmică

Figura 3.15 Diagrama de directivitate în coordonate polare în planul de elevație în scară logaritmică

Figura 3.16 Diagrama de directivitate în coordonate polare în planul de azimut în scară logaritmică

Figura 3.17 Diagrama tridimensională a densității de putere radiată în scară logaritmică

Figura 3.18 Diagrama densității de putere radiată în coordonate polare în planul de elevație în scară logaritmică

Figura 3.19 Diagrama densității de putere radiată în coordonate polare în planul de azimut în scară logaritmică

Figura 3.20 Diagrama bidimensională a câștigului în scară logaritmică

Figura 3.21 Diagrama tridimensională a câștigului în scară logaritmică

Figura 3.22 Diagrama de câștig în coordonate polare în planul de elevație în scară logaritmică

Figura 3.23 Diagrama de câștig în coordonate polare în planul de azimut în scară liniară

Figura 3.24 Valori posibile ale coeficientului de reflexie în scară liniară

Figura 3.25 Parametrii în timpul procesului de optimizare

Figura 3.26 Valori posibile ale coeficientului de reflexie în scară logaritmică

Figura 3.27 Valori posibile ale coeficientului de reflexie apropiate de frecvența dorită în scară logaritmică

Figura 3.28 Caracteristica aleasă pentru coeficientul de reflexie

Figura 3.29 Parametrii obținuți în urma procesului de optimizare

Figura 3.30 Coeficientul de reflexie după optimizare

Figura 3.31 Coeficientul de reflexie optimizat reprezentat pe diagrama Smith

Figura 3.32 Caracteristica tridimensională de directivitate în scară logaritmică

Figura 3.33 Diagrama bidimensională a directivității în scară logaritmică

Figura 3.34 Diagrama de directivitate în coordonate polare în planul de elevație în scară logaritmică

Figura 3.35 Diagrama de directivitate în coordonate polare în planul de azimut în scară logaritmică

Figura 3.36 Diagrama tridimensională a densității de putere radiată în scară logaritmică

Figura 3.37 Diagrama densității de putere radiată în coordonate polare în planul de elevație în scară logaritmică

Figura 3.38 Diagrama densității de putere radiată în coordonate polare în planul de azimut în scară logaritmică

Figura 3.39 Diagrama bidimensională a câștigului în scară logaritmică

LISTA ACRONIMELOR

PIFA – Planar Inverted F Antenna

HPBW – Half Power Beamwidth

FNBW – First-Null Beamwidth

IFA – Inverted F Antenna

FR – Flame Retardant

CST – Computer Simulation Tehnology

INTRODUCERE

Am ales ca temă pentru lucrarea de diplomă ,,Proiectarea unei antene microstrip de tip PIFA pentru frecvența de 2.45 GHz“. Datorită dezvoltării rapide a sistemelelor de telecomunicații și a cererii accesului la informație tot mai mare, a apărut necesitatea unor sisteme compacte ce pot asigura comunicațiile eficient. Majoritatea echipamentelor actuale necesită o conexiune activă la internet pentru a satisfice cerințele utilizatorului. De asemenea, utilizatorul dorește un echipament compact cu un consum redus și un preț accesibil.

Folosirea unor antene de tip PIFA în tehnologia microstrip permite satisfacerea cerințelor cu privire la compactibilitate, consum și preț. Aceste modele sunt preferate în special în echipamentele mobile datorită maleabilității și ușurinței implementării acestor antene planare. Modelul proiectat în această temă este centrat pe frecvența de 2.45 Ghz pentru aplicații de tip Wi-fi și Bluetooth.

Motivul principal ce stă la baza alegerii acestei teme îl reprezintă necesitatea actuală a interconectării echipamentelor, deoarece aceste antene compacte se pot folosii pentru o serie de aplicații diverse.

Am pornit de la un model de bază ce folosea o serie de dimensiuni standard pentru antenă. După simularea antenei conform acelor specificații am încercat creșterea performanțelor sale din punct de vedere energetic. Modificând o serie de parametri precum lungimile brațelor antenei și dimensiunea elementului radiant, am încercat să optimizez reflexiile de putere prin urmărirea coeficientului de reflexie S11 și centrarea minimului caracteristicii sale pe frecvența de 2.45 Ghz.

Motivul pentru care am ales să fac optimizarea după caracteristica energetică este că acest tip de antenă este în principal folosit pe echipamentele mobile unde consumul de putere este un element important deoarece poate scurta exponențial durata de viața a unui echipament.

În era noastră accesul la informație se face tot mai ușor și este tot mai solicitat deoarece atât majoritatea afacerilor cât și activitățile de zi cu zi necesită o conexiune la internet. În toamna anului 2014 numărul conexiunilor active a depășit populația planetei, mai precis, 7.229 miliarde de conexiuni mobile și 7.197 miliarde de persoane pe planetă. Deși nu toate persoanele planetei beneficiează de un echipament mobil foarte mulți utilizatori utilizează câte 2-3 echipamente. Pe lângă echipamentele mobile de tipul telefoanelor mobile și al tabletelor putem vorbi și de numarul foarte mare de laptopuri și alte echipamente asemănătoare care, datorită avansului tehonologic ce a permis apariția unor echipamente de performanțe medii, dar cu un preț redus, au ajuns la toate clasele sociale. [1]

Aceste fapte demonstrează necesitatea conexiunii active la internet fie că aceasta este prin circuitul radio sau cablu. În zilele noastre majoritatea persoanelor pot să obțină acces printr-un distribuitor ce va furniza o conexiune activă și posibil un echipament terminal ce va perimite utilizatorilor să își interconecteze toate echipamentele terminale printr-o interfață radio. Cum acum multe dispozitive beneficiează de tehnologi inteligente, se pot conecta la rețeauă locală, permițând utilizatorului acces total chiar și de la distanță la oricare dintre echipamentele dorite.

Figura 1. Interconectarea echipamentelor la internet prin interfața radio; Sursa: [12]

Orice echipament care are resursele hardware și software necesare poate fi conectat la rețea. Pornind de la dispozitivele de birou și cele de divertisment și mergând până la sistemele de control ale iluminării, temperaturii și securității.

Un element cheie în realizarea conexiunii radio de catre un echipament îl constituie antena. Prin această componentă fiecare dispozitiv poate emite sau recepționa către și de la un alt dispozitiv care comunică radio. Marea majoritate a echipamentelor ce comunică prin interfața radio sunt echipamente mobile ce profită de felixibilitatea și de libertatea de mișcare pe care le ofera conexiunea radio. Deși avantajele acestor echipamente sunt evidente, această mobilitate vine cu un dezavantaj major, și anume durata de viață scăzută a sursei de energie.

Dispozitivele mobile au nevoie de un design compact și eficient care să permită integrarea tuturor subsistemelor necesare îndeplinirii cerințelor actuale. Performanțele raportate la mărimea dispozitivului trebuie să fie mai mult decât acceptabile, dar acest lucru este limitat de mărimea și eficiența bateriei. Resursele hardware și software trebuie să fie bine distribuite, iar cerințele lor să fie satisfăcute de capacitatea sursei de alimentare. Din punct de vedere hardware, când proiectantul face designul dispozitivului, trebuie să aibă în vedere folosirea unor componente performante, compacte, fiabile și cu o eficiență de consum ridicată. Acești factori determină performanțele fizice după care este evaluat acel dispozitiv.

Circuitele integrate au permis compactarea dispozitivelor din ce în ce mai mult, crescându-le și performanțele în același timp. Pentru elementul radiant al dispozitivului s-au folosit tehnologii de tip microstrip pentru integrare. Aceste tehnologii oferă performanțe superioare și dimensiuni foarte reduse, ideale pentru dispozitivele mobile.

Figura 2 Antene microstrip folosite în dispozitivele mobile; Sursa: [13]

În mod uzual, telefoanele mobile sunt dotate cu câte 4-5 antene utilizate pentru comunicații GSM, WI-FI, BlueTooth, cât și pentru alte tipuri de aplicații.

1. ASPECTE GENERALE ȘI PARAMETRII FUNDAMENTALI AI ANTENELOR

Antena este un dispozitiv electric, în general metalic structurat să transforme curenții electrici variabili în unde radio și invers. Asigurând tranziția de la componenta de ghidaj la mediul liber, antenele reprezintă elementul de bază în comunicațiile radio. Ele sunt utilizate la emisia și recepția undelor electromagnetice sau a direcției undelor recepționate, fiind componente esențiale ale tuturor echipamentelor care utilizează unde radio. [2]

Antenele sunt necesare oricărui emițător sau receptor radio, pentru a cupla conexiunea sa electrică la câmpul electromagnetic. Aceeași antenă poate fi folosită fie ca antenă de emisie, fie ca antenă de recepție, însă în general antenele se deosebesc din punct de vedere constructiv.

Pentru antene este important principiul reciprocității, conform căruia orice antenă de emisie poate fi utilizată pentru recepția undelor electromagnetice și invers.

Emițătoarele și receptoarele radio sunt folosite pentru a transmite semnale (informații), inclusiv în sistemele de radiodifuziune, televiziune, telefonie mobilă, Wi-Fi (WLAN), rețele de date, comunicații punct-la-punct, legături prin satelit, dispozitive controlate de la distanță și multe altele.

Antena de emisie are la bază convertirea undelor electromagnetice ghidante care se propagă prin linia de transmisiune de la generator la intrarea antenei în unde electromagnetice ce se propagă în spațiul liber, pe când antena de recepție convertește undele libere incidente în unde ghidante ce se propagă prin linia de transmisiune, transmițându-le la intrarea receptorului. Acest fenomen are loc deoarece câmpurile electrice și magnetice ale unei unde radio exercită forțe asupra electronilor din elementele antenei, făcându-i să se miște într-un sens și în altul invers lui, creând curenți oscilanți în antenă.

1.1. MECANISMUL RADIAȚIEI

O antenă constă într-un aranjament de conductori metalici, conectați electric (de multe ori printr-o linie de transmisie) la receptor sau emițător. Un curent variabil cu o frecvență din domeniul radio va crea un câmp magnetic variabil în jurul elementelor antenei, în timp ce sarcina electrică din acesta, de asemenea variabilă, creează un câmp electric variabil de-a lungul elementelor. Aceste câmpuri variabile în timp radiază departe de antenă, sub forma unei unde electromagnetice formate dintr-un ansamblu de câmpuri electrice și magnetice variabile.

Antenele pot conține, de asemenea, elemente și suprafețe reflectorizante sau direcționale, care nu sunt conectate la emițător sau receptor, cum ar fi elementele pasive, reflectoarele parabolice sau hornurile, care se utilizează pentru direcționarea undelor radio într-un fascicul sau orice alt model de radiație.

1.2. PARAMETRII FUNDAMENTALI AI ANTENELOR

1.2.1. CARACTERISTICA DE RADIAȚIE

Caracteristica de radiație a antenei este o funcție matematică sau o reprezentare grafică pentru proprietățile de radiație ale antenei în funcție de coordonatele spațiale. Caracteristica antenei se determină în zona de câmp îndepărtat și se reprezintă ca o funcție dependentă de coordonatele de direcție.

Proprietățile de radiație includ densitatea de putere, intensitatea radiației, intensitatea câmpului, directivitatea, faza și polarizația. Proprietatea de radiație cea mai folosită este distribuția spațială bidimensională sau tridimensională a energiei radiate ca funcție ce depinde de poziția observatorului de-a lungul unei căi sau unei suprafețe de rază constantă.

Spațiul ce înconjoară o antena este împărțit în trei zone: câmpul apropiat reactiv, câmpul apropiat radiant (Fresnel) și câmpul îndepărtat.

Figura 1.1 Zonele de câmp; Sursa: [14]

1.2.2. DENSITATEA DE PUTERE RADIATĂ

Deoarece undele electromagnetice sunt utilizate pentru a transporta informații peste un mediu radio sau într-o structură ghidată între două puncte, acestor unde le sunt asociate putere și energie. Pentru a putea descrie puterea unei unde electromagnetice se folosește vectorul Poynting instantaneu. Deoarece vectorul Poynting este o mărime ce repezintă densitatea de putere, pentru aflarea puterii totale trebuie integrată componenta nomală a vectorului pe o suprafață considerată.

(1.1)

Unde W este vectorul Poynting instantaneu [W/m2]

E este intensitatea câmpului electric instantaneu [V/m]

H este intensitatea câmpului magnetic instantaneu [A/m]

Densitatea de putere asociată câmpului îndepărtat se va numi densitate de radiație deoarece are un caracter predominant real, pe când în zona de câmp apropriat are un caracter imaginar ce reprezintă puterea înmagazinată asociată câmpului electromagnetic.

(1.2)

Unde P este puterea instantanee totală [W]

este versorul normal la suprafață

ds este aria infinitezimală din suprafață []

(1.3)

1.2.3. INTENSITATEA RADIAȚIEI

Intensitatea radiației este definită, pe o direcție dată, ca fiind puterea radiată de antenă pe unitatea de unghi solid. Intensitatea radiației este un parametru de câmp îndepărtat ce este proporțional cu pătratul distanței.

Figura 1.2 Aria dată de ungiul solid; Sursa: [15]

(1.4)

Unde R este raza [m]

este unghiul în elevație

este unghiul în azimut

Figura 1.3 Unghiul solid; Sursa: [15]

(1.5)

Astfel tinând cont de unghiul solid putem deduce expresia intensității de radiație ca fiind:

(1.6)

1.2.4. LĂȚIMEA LOBULUI

Lățimea lobului caracteristicii unei antene este determinant de unghiul dintre două puncte identice situate de o parte și de alta a maximului caracteristicii. Principalele unghiuri care au semnificație de interes mai mare sunt unghiul la trei decibeli (HPBW) și unghiul dintre anulări (FNBW). Unghiul la trei decibeli reprezintă măsura unghiului care, în planul de radiație maximă, a determinat o înjumătățire a intensității de radiație maxime. Unghiul dintre anulări reprezintă unghiul între primele două anulări ale caracteristicii. Aceste mărimi pot fi reprezentate prin diagramele de putere fie în scară liniară, fie în decibeli în coordonate carteziene, polare sau sferice. În coordonate polare pot fi reprezentate fie după planul de azimut, fie după cel de elevație.

(a) (b) (c)

Figura 1.4 Caracteristica de putere în coordonate carteziene (a), polare (b) și sferice (c); Sursa: [2]

1.2.5. DIRECTIVITATEA

Directivitatea antenei, pe o direcție, este definită ca raportul dintre intensitatea de radiație pe acea direcție și intensitatea de radiație medie, calculată pe toate direcțiile. Intensitatea de radiație medie poate fi calcultă ca fiind puterea totală radiată de antenă împărțită la 4 .

Directivitatea unei antene neizotrope pe o direcție este definită ca fiind raportul dintre intensitatea de radiație pe acea direcție și intensitatea de radiație a unei antene izotrope. În funcție de caracteristica de directivitate pe care o prezintă, o antenă se poate clasifica în direcțională sau omnidirecțională.

(1.7)

Unde este funcția ce descrie carateristica de radiație în funcție de coordonatele sferice și.

1.2.6. EFICIENȚA ANTENEI

Eficiența unei antene de emisie este definită ca fiind raportul dintre puterea radiată si puterea absorbită la bornele antenei. Puterea transmisă la borne care nu este radiată este transformată în caldură prin intermediul rezistenței de pierderi.

Eficiența totală ia în considerare atât pierderile de la intrarea în antenă, datorate reflexiei, cât și pe cele din structura antenei. Pentru a avea o eficiență sporită este necesară adaptarea impedanței de intrare a antenei, cât și folosirea unor materiale cu pierderi dielectrice reduse.

(1.8)

Unde e0 este eficiența totală

er este eficiența reflexiei

ec este eficiența conducției

ed este eficiența dielectricului

1.2.7. CÂȘTIGUL ANTENEI

Câștigul este un parametru ce măsoară gradul de directivitate al antenei. El este definit ca fiind raportul dintre intensitatea de radiație pe o direcție dată și intensitatea unei antene izotrope ce ar radia cu aceeași putere pe care o primește antena respectivă.

În practică se folosește câștigul relativ, care în loc de intensitatea de radiație a unei antene izotrope folosește intensitatea unei antene de referință și care uzual este de tipul unui dipol. Câștigul este un parametru ce ține cont și de eficiența antenei deoarece depinde de puterea radiată care la rândul ei depinde de pierderile de dezadaptare și de cele din material.

(1.9)

Unde (1.10) este eficiența de radiație.

1.2.8. BANDA ANTENEI

Banda antenei este definită ca zona de frecvențe în care performanțele antenei sunt conforme unui standard specific, iar caracteristicile antenei (impedanța de intrare, diagramele, lărgimile lobilor, polarizația, nivelul lobilor secundari, câștigul, direcția lobilor și eficiența radiației) păstrează valori acceptabile comparativ cu cele corespunzătoare frecvenței centrale. Pentru antenele de bandă largă, banda este în general exprimată ca raportul dintre frecvența maximă și cea minimă a zonei considerate. Pentru antenele de bandă îngustă, banda este exprimată ca un procent al diferenței frecvențelor limită față de frecvența centrală.

Deoarece caracteristicile specifice antenelor nu variază la fel cu frecvența, nu se poate pune problema de o caracteristică unică a benzii. Antenele de bandă largă care prezintă un raport între frecvența maximă și cea minimă a zonei considerate de minimum 40 la 1 sunt caracterizate ca antene independente de frecvență.

1.2.9. POLARIZAȚIA ANTENEI

Polarizația antenei este caracteristica unei unde electromagnetice care descrie direcția variabilă în timp dată de amplitudinea relativă a vectorului câmp electric. Câmpul fiind observat de-a lungul direcției de propagare, polarizația este descrisă de figura desenată în timp de capătul vectorului ce reprezintă câmpul electric instantaneu.

După comportarea în timp a vectorului electric sau magnetic, polarizația se poate împărți în trei categorii: eliptică, circulară și liniară. Ultimele două menționate sunt cazuri particulare ale polarizației eliptice, ce au loc dacă se îndeplinesc anumite condiții.

(a) (b) (c)

Figura 1.5 Polarizația liniară (a), circulară (b) și eliptică (c)

1.2.10. IMPEDANȚA DE INTRARE A ANTENEI

Impedanța de intrare a unei antene este definită ca impedanța văzută la portul antenei sau ca raportul dintre tensiunea și curentul de la portul antenei. Pentru un transfer eficient de putere este necesară potrivirea impedanței de intrare în antenă cu cea văzută în linia de transmisiune ce alimentează antena.

Pentru a elimina orice reactanță văzută la terminalele antenei, lăsând astfel o impedanță pur rezistivă este nevoie să se introducă fie un element inductiv serie, fie un element capacitiv paralel care să anuleze reactanța existentă la bornele de intrare ale antenei.

O altă modalitate este scurtarea antenei sau folosirea unor transformatoare. Dezavantajul major în cazul transformatoarelor este că nu au un raport de transformare al impedanței variabil, motiv pentru care se preferă rețelele de adaptare cu două elemente variabile ce pot corecta cele două componente reactive ale impedanței de intrare. Deși pare o alternativă bună, rețelele de adaptare folosesc elemente discrete ce au pierderi și restricții de putere la transmisie. [3]

Antenele comerciale actuale evită aceste probleme prin folosirea unor modele de adaptare ce conțin elemente fixe proiectate pentru a obține o potrivire aproximativă cu cea a cablului coaxial standard, ce are o impedanță de intrare de 50 sau de 75 de ohmi.

Figura 1.6 Circuitul echivalent Thevenin al bornelor unei antene de emisie; Sursa: [2]

Pentru a simplifica analiza proprietăților de radiație în funcție de impedanța de radiație se echivalează impedanța la bornele antenei cu schema echivalentă Thevenin, după care, fiecare impedanță se va descompune după elementele sale rezistive și reactive.

(1.11)

(1.12)

(1.13)

Unde Pr este puterea livrată antenei pentru a fi radiată

PL este puterea disipată sub formă de căldură

Pg este puterea disipată sub formă de căldură pe rezistența internă a generatorului

Rg este rezistența internă a generatorului

Rr este rezistența de radiație a antenei

RL este rezistența de pierderi a antenei

Xg este reactanța internă a generatorului

XA este reactanța antenei

Dacă sunt îndeplinite condițiile de adaptare conjugată, puterea livrată antenei va fi maximă.

(1.14)

(1.15)

În aceaste condiții puterea furnizată antenei, de către generator, va avea expresia:

(1.16)

Figura 1.7 Circuitul echivalent Thevenin al bornelor unei antene de recepție; Sursa: [2]

Pentru modul de recepție o parte din puterea recepționată va fi disipată pe rezistența de pierderi sub formă de căldură și o parte va fi reradiată, restul fiind transmisă mai departe către circuitul de recepție. Acesta este diferit de modul de emisie deoarece la acel mod o parte din putere era disipată pe rezistența internă a generatorului și o parte era disipată pe rezistența de pierderi, iar restul era radiată prin intermediul rezistenței de radiație.

1.2.11. ARIILE ECHIVALENTE ALE ANTENEI

Ariile echivalente sunt folosite pentru a descrie caracteristicile puterii captate de antenă când aceasta este atinsă de o undă incidentă. Suprafața utilă sau aria echivalentă a unei antene de recepție exprimă partea din puterea unelor electromagnetice incidente antenei, care este livrată terminalelor sale.

Aria efectivă se definește ca raportul dintre puterea disponibilă la terminalele antenei de recepție și densitatea fluxului de putere a undei plane incidente pe antenă, pe acea direcție. În condițiile de adaptare conjugată, când are loc transferul maxim de putere, putem afla apertura efectivă maximă, prin intermediul căreia se poate determina puterea maximă livrată sarcinii.

Așa cum am definit aria efectivă pentru a putea determina puterea care ajunge la sarcină, putem defini și ariile corespunzătoare puterii reradiate și puterii disipate. Vom definii aria de împrăștiere pentru puterea reradiată și respectiv aria de pierderi pentru puterea disipată pe rezistența de pierderi sub formă de caldură.

În cazul antenelor cu apertură de tipul celor ghid sau horn, aria efectivă nu poate fi mai mare decât aria fizică a acestora, ci poate fi cel mult egală. Diferă de antenele filare a căror arie efectivă este mult mai mare decât dimensiunea fizică a antenei, ceea ce implică faptul că aceste tipuri de antene filare pot capta mult mai multă putere decât este interceptată de dimeansiunea lor fizică.

Aria efectivă maximă este proporțională cu directivitatea maximă și cu pătratul lungimii de undă, dar va ține cont și de pierderile prin dielectric cât și de cele de conducție.

(1.17)

Unde Ae este aria efectivă [m2]

este lungimea de undă a radiației incidente [m]

Wi este densitatea de radiație incidentă [W/m2]

1.2.12. TEMPERATURA ANTENEI

Orice obiect cu o temperatură fizică peste zero absolut (0 K = -273 oC) radiază energie. Cantitatea de energie radiată este reprezentată de temperatura echivalentă care se numește și temperatură de strălucire. Emisivitatea este o funcție ce depinde de frecvența de operare, de polarizația energiei emise și de structura moleculară a obiectului.

Temperatura antenei este un parametru ce depinde de mai mulți factori, inclusiv de temperatura liniei care face legătura cu restul circuitului. Acest parametru trebuie analizat și luat în considerare cu grijă deoarece definește zgomotul termic introdus în circuit, care poate afecta semnificativ performanțele antenei.

(1.18)

Unde TB temperatura de strălucire [K]

este coeficientul de reflexie

Tm temperatura moleculară [K]

(1.19)

2. ANTENE MICROSTRIP

Antenele microstrip au devenit din ce în ce mai populare datorită compactibilității lor și ușurinței prin care se pot integra direct în circuite. Dimensiunile reduse ale acetor tipuri de antene le-au făcut foarte populare în industria telefoanelor mobile. Aceste structuri au o implementare plană și sunt fabricate folosind o tehnologie fotolitografică.

Aceste antene sunt versatile din punct de vedere al frecvenței de rezonanță, al polarizației, al impedanței de intrare și al rezistenței de radiație, dar prezintă și anumite dezavantaje, printre care se numără banda îngustă de frecvență, eficiența redusă, puritatea scăzută a polarizației și radiațiile nedorite la nivelul elementului de alimentare. Folosirea unor metode specifice care pot să corecteze, o parte, din dezavantajele majore, spre exemplu creșterea grosimii substratului dielectric, pot duce la creșterea eficienței și la lărgirea benzii.

2.1. STRUCTURA DE BAZĂ

În esență o structură microstip are o configurație alcătuită dintr-un substrat dielectric, ce prezintă o permitivitate dielectrică εr și două fețe opuse pe care se va depune o folie conductoare foarte subțire. Una dintre cele două fețe va fi acoperită mai mult cu stratul conductor și va reprezenta planul de masă. Pe partea opusă planului de masă se va implementa aria conductoare radiantă, care poate avea mai multe forme. Mecanismul radiației acestor antene se bazează, în principal, pe discontinuitățile dintr-un mediu fizic ce determină radiația energiei electromagnetice în afara mediului.

Echivalarea antenei microstrip cu o linie de transmisiune microstrip este unul dintre modelel largi de utilizare ale acestora. Între cele două placaje de strat conductor separate de substratul dielectric se formează un ghid de undă ce permite propagarea modului transversal electromagnetic. Acest mod se propagă perpendicular pe planul foii, de-a lungul liniei. [4]

Figura 2.1 Forma liniilor de câmp într-o secțiune transversală prin linia microstrip; Sursa: [5]

Multe dintre liniile de câmp electric ce se formează între cei doi conductori se închid direct în interiorul dielectricului, dar cele care pornesc din părțile laterale și din zona terminală a antenei vor avea o parte din traiectorie ce se va propaga prin aer. Efectul extinderii liniilor de câmp în afara dielectricului va duce la apariția fenomenului de dispersie deoarece parametrii liniei vor devenii dependenți de frecvență. Acest fenomen se întâmplă deoarece forma traiectoriei liniei de câmp este dependentă de raportul dintre dimensiunile fizice ale antenei și lungimea de undă a câmpului ce se propagă prin linie. Ca urmare, permitivitatea electrică echivalentă se modifică cu frecvența deoarece porținunea din linia de câmp ce se propagă prin aer este dependentă de frecvență. În ceea ce privește liniile de câmp magnetic acestea se vor închide toate prin aer. [5]

Antena ar putea fi privită ca un transformator de impedanță, transformând impedanța liniei microstrip în cea a spațiului liber, permițându-i puterii să fie transmisă dintr-o undă ghidată într-o undă care se propagă în mediul liber.

Materialul din care sunt formați cei doi conductori este de regulă cuprul, iar pentru dielectric se preferă materiale subțiri ce prezintă o permitivitate electrică relativă scăzută deoarece aceasta asigură o eficiență mai bună și o bandă mai largă.

2.2. ANTENA DE TIP PIFA

Un alt tip de antene microstrip îl reprezintă antenele de tip PIFA, care sunt frecvent utilizate în telefoanele mobile, cu antene încorporate, datorită dimensiunilor reduse și performanțelor ridicate. Antena are la bază o structură de tipul unui monopol într-un sfert de lungime de undă care este îndoit și alimentat printr-un punct intermediar de-a lungul porțiunii îndoite. Această configurație îi conferă asemănarea unui F inversat, de unde își are și numele de antenă PIFA.

Această antenă a fost dezvoltată în anii 1950 sub forma unui fir îndoit, dar o dată cu dezvoltarea tehnologiilor pentru telefoanele mobile s-a ales o implementare planară pentru a reduce spațiul utilizat. Un avantaj major al implementării planare este acela că acestă antenă poate fi integrată direct pe circuitul de bază al dispozitivului alături de alte componente de radio frecvență. [6]

2.3. EVOLUȚIA ȘI DEZVOLTAREA ANTENEI PIFA

Designul antenei PIFA pornește de la antena de tip F inversat (IFA), căreia i se aplică o implementare planară cu ajutorul tehnologiilor microstrip ce permit integrarea acestor antene în circuitele imprimate.

Antena de tip F inversat a fost dezvoltată pornind de la două concepte de antene, fiecare cu avantajele și dezavantajele sale. Primul concepta pornit de la o antenă de tipul unui monopol într-un sfert de lungime de undă ce nu era alimentat prin baza monopolului, ci printr-un punct intermediar de-a lungul antenei, iar unul dintre capete era legat direct la planul de masă.

Figura 2.2 Monopol alimentat printr-un punct intermediar; Sursa: [6]

La acestă modalitate de implementare avantajul este că se poate controla impedanța de intrare deoarece este dependentă de poziția punctului de alimentare față de capătul antenei care este legat la planul de masă. Porțiunea respectivă se comportă ca un scurtcircuit, fapt ce face posibilă adaptarea impedanței de intrare cu impedanța sistemului prin modificarea distanței. [6]

Cel de al doilea concept folosit în dezvoltarea antenei de tip F este antena de tip L inversat. Aceasta pornește deasemnea de la un dipol într-un sfert de lungime de undă care este îndoit la 90 de grade, astfel încât să fie paralel cu planul de masă. Acest procedeu reduce dimensiunea antenei crescându-i compactibilitatea și gradul de integrare. Dezavantajul acestei tehnici este că impedanța de intrarea are o valoare foarte mică, de regulă de câțiva ohmi. [7]

Figura 2.3 Monopol transformat într-o antenă de tip L inversat; Sursa: [6]

Antena de tip F inversat combină avantajele celor două tipuri prezentate anterior, obținându-se astfel o antenă compactă a cărei impedanță de intrare poate fi controlată.

Figura 2.4 Antenă de tip F inversat; Sursa: [6]

2.4. IMPLEMENTAREA PLANARĂ

Antenele de tip PIFA sunt folosite, în principal, în aplicații radio pe dispozitivele mobile, fapt pentru care se preferă o implementare planară folosind tehnologia microstrip, obținându-se o antenă de tip F inversat imprimată.

Figura 2.5 Antenă de tip F inversat implementată planar; Sursa: [6]

Deoarece antena are la bază un monopol într-un sfert de lungime de undă, se va respecta specificația dată de antena în L inversat, păstrând lungimea brațului la un sfert de lungime de undă. Modificarea acestei lungimi implică modificarea frecvenței de rezonanță a antenei.

Pentru un grad de compactare și mai ridicat, necesar la dispozitivele cu dimensiuni mai reduse se recurge la împăturirea brațului în meandre. Acestă variantă de antenă ce poarta numele de ,,meandred PIFA” are aceleași performanțe cu cea a cărui braț este drept, dar implementarea sa este mai compactă și mai dificilă.

Figura 2.6 Antenă de tip F inversat cu brațul în meandre; Sursa: [6]

Aceste antene de tip F inversat au lățimi de bandă mici, dar care se pot crește prin lățirea brațului antenei. În funcție de aplicațiile pentru care este proiectată se va alege un compromis între dimensiunea fizică a antenei și banda sa de frecvență.

2.5. PROIECTAREA TEORETICĂ A ANTENEI

Pentru designul antenei am folosit un mediu de simulare ce permite evaluarea parametrilor în mai multe ipostaze cu scopul de a optimiza și de a îmbunătății perfomanțele dorite.

Pornind de la o serie de parametri impuși am calculat dimensiunea fizică a antenei și am urmărit optimizarea coeficientului de reflexie pentru a obține performanțele cât mai bune pe frecvența dorită.

Am decis să aleg ca scop final optimizarea coeficientului de refexie pentru că, așa cum am menționat în cele precedente, domeniul principal de utilizare al acestor tipuri de antene este cel al dispozitivelor mobile. Sursa de alimentare al acestor dispozitive este limitată, iar consumul excesiv sau necorespunzător îi va reduce durata de viață, afectând în același timp și restul componentelor sistemului mobil.

Frecvența de 2.45 Ghz a fost aleasă astfel deoarece se încadrează în banda de lucru specificată de standardele 802.11b/g pentru tehnologiile WI-FI.

2.5.1. DIMENSIUNEA FIZICĂ

Pornind de la frecvența specificată și știind că acest tip de antenă are la bază un monopol cu o dimensiune cât un sfert de lungime de undă, s-a calculat dimensiunea fizică a brațului înainte de a se calcula meandrele. [8]

[mm]

Figura 2.7 Monopolul într-un sfert de lungime de undă implementat planar; Sursa: [16]

Se realizează apoi o răsucire a monopolului scurtcircuitând unul dintre capete la planul de masă și alimentându-l printr-un punct intermediar de-a lungul lungimii sale.

Figura 2.8 Monopolul răsucit și alimentat prin punctul intermediar; Sursa: [16]

Poziția planului de masă față de elementul radiant are un rol important deoarece dacă este prea aproape va reduce din banda utilă la care poate lucra antena. Este de preferat să se poziționeze la o distanță mai mare pentru a crește emisia și a atinge o bandă mai largă, dar fără a fi mutat prea departe pentru a nu întrerupe total emisia.

Pentru determinarea laturilor împăturite s-a pornit de la o distribuție egală a ficărei laturi împăturite, apoi prin rectificări succesive s-a ajuns la o serie de dimenisuni standard ce permiteau o caracteristică a coeficientului de refexie care să aibă un singur minim, deși necentrat pe frecvența dorită. [9] [10]

Figura 2.9 Monopolul cu meandre de lungime egală; Sursa: [16]

Aceste dimensiuni standard au fost obținute, de către dezvoltatorii acestei antene, în urma unor procesări complexe cu ajutorul unor algormiti de specialitate. Acest procedeu implică simularea antenei cu diferite mărimi pentru H, La, Lb și Lc, evaluându-se performanțele la fiecare set de dimensiuni.

În urma acestui procedeu s-a descoperit că forma idelă pentru antena de tip F inversat cu brațul meandrat este o versiune care poate să aibă ultima meandră de o dimensiune diferită față de celalate, crescând astfel compactibilatea antenei. [11]

Figura 2.10 Dimensiunile standard ale elementului radiant; Sursa: [11]

Simulările inițiale au început cu acest set de dimenisuni standard pentru elementul radiant, urmând ca apoi să fie modelate corespunzător, ajungându-se la frecvența dorită. În final urmând să fie optimizate cu o acuratețe ridicată pentru a se obține performanțele dorite ale parametrului S11.

3. PROIECTAREA ÎN MEDIUL DE SIMULARE CST

3.1. DIMENSIUNILE

Așa cum am menționat anterior, toate simulările și optimizările au fost făcute în mediul de lucru CST, ce permite evaluarea parametrilor în mai multe configurații. Am ales acest simulator doarece este ideal pentru modelarea dimensiunilor și formei antenei.

Fiecare componentă a fost definită separat în coordonate spațiale permițându-se modficarea dimensiunilor și poziției fiecărui element.

Figura 3.1 Elementul radiant

Figura 3.2 Imaginea antenei văzută de sus

Figura 3.3 Imaginea antenei văzută de jos

Se poate observa că dimensiunea planului de masă este mult mai mare decât cea a elementului radiant. Aceste lucru se datorează faptului că elementul radiant a fost împăturit cu ajutorul meandrelor, scăzandu-i semnificativ dimensiunea.

Urmând principiul monopolului legat în scurtcircuit la masă la unul dintre capete, această antenă planară este legată la planul de masă printr-o gaură metalizată dată în dielectric.

Figura 3.4 Scurtcircuitul la planul de masă

3.2. ALIMENTAREA

Antenele de tip microstrip se pot alimenta printr-o linie microstrip sau printr-un cablu coaxial. Ținând cont de aplicațiile acestor antene, de obicei se alege alimentarea lor printr-o linie microstrip doarece aceste antene sunt integrate direct pe placă de bază alături de celelate componente ale sistemului, fapt ce face această variantă de alimentare mult mai convenabilă.

În cazul acestei lucrări alimentarea prin cablul coaxial este mai practică deoarece antena nu este integrată pe o placă, ci este independentă. Ea fiind proiectată doar pentru a evalua caracteristicile și performanțele sale.

Pentru proiectarea portului de alimentare trebuie să se țină cont de diametrul conductorului interior, diametrul conductorului exterior și de permeabilitatea realtivă a dielectrilcului dintre cele două. În cazul nostru conductorul interior se va conecta la elementul radiant al antenei, iar cel exterior la planul de masă. Alimentarea se va face prin partea de jos a antenei.

Ne dorim obținerea unei impedanțe de 50 de ohmi pentru a fi adaptată la impedanța caracteristică a cablului coxaial de alimentare. Folosind formulele specifice de proiectare (3.1) se vor obține dimensiunile necesare pentru adaptare. [17]

Figura 3.5 Dimensiunile cablului coaxial; Sursa: [17]

(3.1)

Unde Z0 este impedanța cablului []

D1 este dimensiunea conductorului interior [mm]

D2 este dimensiunea conductorului exterior [mm]

este permeabilitatea dielectricului dintre cei doi conductori

Dimensiunile alese au fost de 0.3 mm pentru conductorul interior și de 1.7 mm pentru conductorul exterior. Dielectricul folosit este FR-4, cu permeabilitate dielectrică de 4.3. Calculând se va obține o impedanță de 50.133 ohmi.

Figura 3.6 Portul de alimentare văzut de jos

Figura 3.7 Portul de alimentare văzut de sus

3.3. REZULTATELE SIMULĂRII

3.3.1. ÎNAINTEA OPTIMIZĂRII

Așa cum am menționat anterior simulările inițiale au fost făcute cu o serie de dimensiuni standard pentru meandrele antenei.

Figura 3.8 Dimensiunile elementului radiant din mediul de lucru CST

Figura 3.9 Parametri inițiali de simulare

3.3.1.1. COEFICIENTUL DE REFLEXIE

Figura 3.10 Coeficientul de reflexie

Se poate observa din figura 3.10 că minimul coeficientului de reflexie este centrat pe frecvența de 2.474 Ghz nu pe 2.45 Ghz. Deviația de 24 Mhz este datorată dimensiunilor necorespunzătoare ale meandrelor ce fac antena să rezoneze pe frecvența greșită. Banda măsurată are o valoare de 29 Mhz.

Figura 3.11 Coeficientul de reflexie reprezentat pe diagrama Smith

3.3.1.2. DIRECTIVITATEA

Figura 3.12 Caracteristica tridimensională de directivitate în scară logaritmică

Caracteristica de directivitate a acestei antene este asemănătoare caracteristicii unei antene omnidirecțioanle. Antena radiază parțial uniform în planul de elevație, iar în planul de azimut radiază doar pe anumite direcții.

Figura 3.13 Caracteristica tridimensională de directivitate în scară liniară

Pentru a evidenția mai bine caracteristica am ales și o reprezentare tridimensională a câmplului radiat în scară liniară, care se poate observa în figura 3.13.

Figura 3.14 Diagrama bidimensională a directivității în scară logaritmică

Cu ajutorul figurii 3.14 putem determina eficiența de radiație și eficiența totală. Folosind valorile lor în decibeli putem calcula eficiența totală ca fiind de 90.66%, iar pe cea de radiație ca fiind de 91.27%

Figura 3.15 Diagrama de directivitate în coordonate polare în planul de elevație în scară logaritmică

Diagramele polare sunt folosite pentru a determina lățimea și direcția lobilor. După cum se poate observa în figura 3.15, puterea maximă la care ajunge lobul major în planul de elevație este de 2.24 dBi. Se folosește unitatea dBi de la decibel izotropă deoarece se folosește ca referință o antenă izotropă, teoretică a cărei radiație este uniformă pe toate direcțiile.

Figura 3.16 Diagrama de directivitate în coordonate polare în planul de azimut în scară logaritmică

Din diagrama polară în planul de azimut din figura 3.16 se poate evalua unghiul la trei decibeli. Acesta este unghiul la care se înjumătățește puterea față de valoarea maximă. Se poate observa că valoarea unghiului este de 92.6 grade.

3.3.1.3. DENSITATEA DE PUTERE RADIATĂ

Diagramele de putere sunt necesare pentru evaluarea intensității câmpului radiat.

Figura 3.17 Diagrama tridimensională a densității de putere radiată în scară logaritmică

Ca și în cazul directivității vom folosi diagramele polare pentru determinarea unghiului la trei decibeli și a direcțiilor în azimut și în elevație ale lobului principal. Uzual dacă nu se specifică care este lobul principal se va considera că este cel a cărui directivitate este maximă

Figura 3.18 Diagrama densității de putere radiată în coordonate polare în planul de elevație în scară logaritmică

Figura 3.19 Diagrama densității de putere radiată în coordonate polare în planul de azimut în scară logaritmică

Se constată că direcția pe care o face lobul principal în planul azimutului este de 142 de grade, iar valoarea maximă la care ajunge este de -9.18 dBW/m2. Acestei mărimi îi corespunde o densitate de putere de 0.122 W/m2.

Toți acești parametri trebuie evaluați în cadrul simulărilor făcute cu dimensiunile neoptimizate pentru ca apoi să se poată compara cu parametrii obținuți în urma optimizării.

3.3.1.4. CÂȘTIGUL

Așa cum am menționat în partea introductivă, câștigul și directivitatea sunt în strânsă legătură una față de cealaltă. Diferența fundamentală este că, spre deosebire de directivitate, câștigul ține cont și de eficiența de radiație a antenei.

Dacă revenim în figura 3.14 și luăm valorile pentru directivitate și pentru eficiența de radiație, putem evalua câștigul ca fiind suma lor. Trebuie să folosim operatorul de suma deoarece valorile sunt exprimate în scară logaritmică.

Gain = Rad.effic + Dir = -0.3996685 + 2.27774 = 1.8780715 dB

Figura 3.20 Diagrama bidimensională a câștigului în scară logaritmică

Rezultatul calculat în paragraful precedent este asemănător celui obținut în urma simulării, diferența dintre cele două se datorează preciziei ridicate de calcul cu care lucrează CST.

Figura 3.21 Diagrama tridimensională a câștigului în scară logaritmică

Figura 3.22 Diagrama de câștig în coordonate polare în planul de elevație în scară logaritmică

Figura 3.23 Diagrama de câștig în coordonate polare în planul de azimut în scară liniară

3.3.2. PROCESUL DE OPTIMIZARE

Procesul de optimizare de care dispune CST constă în atribuirea unei plaje de valori pentru fiecare parametru impus și calcularea la fiecare pas a coeficienților doriți. În cazul nostru, optimizarea a fost facută cu scopul de a îmbunătății coeficientul de reflexie. Această condiție fiind cea prioritară, la finalul procesului de optimizare s-a ales setul de parametri ce ofereau un coeficient de reflexie centrat cât mai aproape de frecvența dorită.

Figura 3.24 Valori posibile ale coeficientului de reflexie în scară liniară

Așa cum am menționat, programul CST va calcula pentru fiecare set nou de parametrii valoarea coeficientului de reflexie.

Figura 3.25 Parametrii în timpul procesului de optimizare

Figura 3.26 Valori posibile ale coeficientului de reflexie în scară logaritmică

După cum se poate observa au fost determinate mai multe valori ale coeficientului de reflexie, câte o caracteristică pentru fiecare set de valori. După finalizarea procesului de optimizare s-a facut o analiză mai îndetaliată pentru a putea alege caracteristica cât mai apropriată de cea dorită.

Figura 3.27 Valori posibile ale coeficientului de reflexie apropiate de frecvența dorită în scară logaritmică

În urma analizei graficului prezentat în figura 3.27, a fost aleasă caracteristica coeficientului de reflexie cu minimul cât mai apropriat de frecvența de 2.45 Ghz.

Figura 3.28 Caracteristica aleasă pentru coeficientul de reflexie

3.3.3. DUPĂ OPTIMIZARE

În urma procesului de optimizare s-a ales setul de parametri ce ofereau cea mai bună caracteristică a coeficientului de reflexie.

Figura 3.29 Parametrii obținuți în urma procesului de optimizare

3.3.3.1. COEFICIENTUL DE REFLEXIE

Figura 3.30 Coeficientul de reflexie după optimizare

Se constată din figura 3.30, că față de caracteristica anterioară a coeficientului de reflexie, prezentată în figura 3.10, minimul actual este centrat pe frecvența de 2.449 Ghz. În cazul de față avem de-a face cu o deviație de frecvență de doar 1 Mhz comparativ cu 24 Mhz. Banda măsurată este de 35 Mhz.

Figura 3.31 Coeficientul de reflexie optimizat reprezentat pe diagrama Smith

3.3.3.2. DIRECTIVITATEA

Figura 3.32 Caracteristica tridimensională de directivitate în scară logaritmică

După cum se poate observa comparând figura 3.32 cu figura 3.12, caracteristica de directivitate nu se schimbă deoarece câmpul nu este influențat considerabil de micile modificări ale dimensiunilor antenei.

Figura 3.33 Diagrama bidimensională a directivității în scară logaritmică

Ca și în cazul precedent putem folosi diagrama bidimensională pentru a determina eficiența totală și pe cea de radiație. Folosindu-ne și de această dată de valorile lor în decibeli vom calcula eficiența totală ca fiind de 91.13%, iar pe cea de radiație ca fiind de 91.725%. Valorile obținute sunt mai mari decât erau în cazul neoptimizat, dar nu semnificativ.

Figura 3.34 Diagrama de directivitate în coordonate polare în planul de elevație în scară logaritmică

Figura 3.35 Diagrama de directivitate în coordonate polare în planul de azimut în scară logaritmică

Din diagramele în coordonate polare reprezentate în figurile 3.34 și 3.35, se poate observa că direcția lobului principal este deviată cu 1 grad atât în azimut, cât și în elevație față de varianta neoptimizată, iar unghiul la trei decibeli a rămas constant la valoarea de 92.6 grade.

3.3.3.3. DENSITATEA DE PUTERE RADIATĂ

Figura 3.36 Diagrama tridimensională a densității de putere radiată în scară logaritmică

Figura 3.37 Diagrama densității de putere radiată în coordonate polare în planul de elevație în scară logaritmică

Figura 3.38 Diagrama densității de putere radiată în coordonate polare în planul de azimut în scară logaritmică

Se poate observa că pe langă deviația direcției lobului principal în planul de azimut și elevatie, nu sunt alte schimbări față de varianta neoptimizată.

3.3.3.4. CÂȘTIGUL

Figura 3.39 Diagrama bidimensională a câștigului în scară logaritmică

În acest caz câștigul are o valoare puțin mai mare, dar diferența față de cazul neoptimizat nu este semnificativă.

Restul diagramelor, ca și în cazul densității de putere radiată, nu prezintă diferențe semnificative față de varianta neoptimizată, motiv pentru care am ales să nu le mai includ în lucrare.

4. IMPLEMENTAREA FIZICĂ

CONCLUZII

BIBLIOGRAFIE

[1] Studiul dezvoltării pieței de telefoane mobile, https://www.arenait.net/2014/10/08/sunt-mai-multe-telefoane-mobile-decat-persoane-pe-glob.html, accesat la 12.06.2016

[2] Sl. Dr. Ing. Cristian Anghel – Antene și Propagare, Note de curs

[3] Adaptarea Impedanțelor, https://en.wikipedia.org/wiki/Impedance_matching, accesat la 17.06.2016

[4] Antene patch, http://www.antenna-theory.com/antennas/patches/antenna.php, accesat la 19.06.2016

[5] Prof.dr.ing. Ion BOGDAN- Antene și Propagare, Îndrumar de laborator

[6] Antena de tip F inversat, https://en.wikipedia.org/wiki/Inverted-F_antenna, accesat la 20.05.2016

[7] Sheila Prasad, Ronold W. P. King – Experimental Study of Inverted L-, T-, and Related Transmission-Line Antennas

[8] Mohammad S. Sharawi – Printed Mimo Antenna Engineering, Editura Artech House, 1 Mai 2014

[9] Efectul meandrelor asupra unei antene planare

http://jtec.utem.edu.my/index2.php?option=com_docman&task=doc_view&gid=12&Itemid=49, accesat la 11.06.2016

[10] Influența numărului de meandre asupra antenei, http://www.qsl.net/kk4obi/Meander%20Dipole.html, accesat la 14.06.2016

[11] Studiul dimensiunilor antenei de tip PIFA cu meandre, http://www.ti.com/lit/an/swra117d/swra117d.pdf, accesat la 17.05.2016

[12] Comunicații wireless, http://www.terapixel.ro/telecomunicatii/comunicatii-wireless, accesat la 02.06.2016

[13] Antene de tip IFA, http://www.antenna-theory.com/antennas/aperture/ifa.php, accesat la 04.06.2016

[14] Zonele de câmp, http://www.mathworks.com/help/antenna/ug/field-analysis.html, accesat la 29.05.2016

[15] Unghiurile solide, http://www.seos-project.eu/modules/laser-rs/laser-rs-c03-s02-p02.html, accesat la 16.06.2016

[16] Antene planare, http://www.ti.com/lit/an/snoa519b/snoa519b.pdf, accesat la 29.05.2016

[17] Ecuațiile de design ale cablului coaxial, http://www.radio-electronics.com/info/antennas/coax/rf-coaxial-cable-impedance.php, accesat la 27.05.2016

ANEXE

ANEXA 1 – ANTENA