Proiectarea Circuitului de Generare a Caracteristicii de Sarcina a Panourilor Fotovoltaice

CUPRINS

CAPITOLUL 1

Convertorul BUCK

1.1 Introducere

Circuitele de conversie c.c. – c.c (eng. dc – dc) au fost redenumite choppere odata cu aparitia comutatoarelor pe siliciu (tiristoare, triace), în engleza – SRC (Silicon Controlled Rectifiers). În prezent, tiristoarele sunt rareori folosite în convertoarele c.c. – c.c., dar se folosesc pe scara larga tranzistoarele bipolare de putere, tranzistoarele MOSFET, si aceste convertoare sunt numite surse de putere în comutatie. Sursele în comutatie pot fi de unul din urmatoarele tipuri:

• surse în comutatie de tip coborâtor. Tensiunea nestabilizata de la intrare este micsorata pentru a produce o tensiune continua stabilizata la iesire. Cunoscute cu numele Buck Converter sau Step-Down SMPS.

• chopper ridicator. Tensiunea nestabilizata de la intrare este crescuta pentru a produce o tensiune continua stabilizata la iesire. Cunoscute cu numele de BOOST Converter sau Step-Up SMPS

• convertorul fly-back.

• convertorul mixt. Tensiunea nestabilizata de la intrare este crescuta sau micsorata pentru a produce o tensiune continua stabilizata la iesire.

• convertoare rezonante.

Aplicatii tipice în care se folosesc surse de putere în comutatie, chopper-ele, sunt:

• motoare în c.c.

• încarcatoare pentru baterie.

• surse de putere Vcc.

La convertoarele c.c. – c.c. în comutatie exista câteva particularitati pentru inductantele utilizate, care vor conduce un curent mare la frecvente înalte. Vor fi utilizate fire litate în locul celor rasucite la frecvente mai mari de 50 KHz, cu miezuri magnetice de calitate pentru reducerea pierderilor în miez. De asemenea si condensatoarele sunt solicitate. Acestea lucreaza la frecvente înalte, cu supracurenti periodici. Trebuie verificate limitele de curent ale acestora înainte de a fi utilizate. Deci se va atrage o atentie mare asupra parametrilor de lucru ale inductantelor si capacitatilor utilizate. În majoritatea circuitelor de putere, diodele joaca un rol crucial. O dioda de putere normala este proiectata pentru a lucra la 400 de Hz sau mai putin. În majoritatea invertoarelor si convertoarelor c.c. – c.c. lucreaza la frecvente mult mai înalte si deci aceste circuite necesita diode care sa comute închis si deschis rapid. În plus, este de dorit ca diodele sa nu introduca efect de regim transient la comutatie. De aceea este foarte importanta alegerea corecta a diodelor.

1.2 Convertorul Buck(coborâtor) – descrierea functionarii

Este un circuit electronic care are rolul să furnizeze la ieșire o tensiune constantă și de valoare mai mică decât tensiunea de alimentare (Valim). Regulatorul în comutație este utilizat în locul regulatoarelor liniare de tensiune la puteri mari ale sarcinii (la curenți mari) .Odată ce dispozitivele de putere care lucrează în regulatoarele liniare disipă o parte mare din puterea sursei, acestea au nevoie de o răcire adecvata și duc la scăderea randamentului regulatorului.

Să considerăm circuitul din Fig. 1.1, care conține un comutator cu două poziții:

Fig. 1.1

Pentru circuitul de mai sus, tensiunea de iesire este egala cu cea de la intrare când comutatorul este pe pozitia A si este zero când comutatorul este pe pozitia B. La varierea duratei pentru care cheia este pe pozitia A sau B, se va modifica tensiunea medie pe rezistenta. Dar tensiunea de iesire nu este chiar continua. Tensiunea de iesire este compusa dintr-o tensiune continua si o forma de unda dreptunghiulara cu tensiunea medie nula, ca în Fig. 1.2. Deci, printr-o filtrare adecvata, se va obtine o tensiune continua pe sarcina, cu un riplu cât mai mic. La cresterea factorului de umplere, D, tensiunea medie (componenta continua) va creste, si invers. Astfel, tensiunea continua de pe sarcina va putea fi reglata prin setarea factorului de umplere corect.

Fig. 1.2 Descompunerea formei de unda a tensiunii de iesire

Circuitul din Fig. 1.1 poate fi modificat dupa cum se vede in Fig. 1.3 prin adaugarea unui inductor în serie cu rezistenta de sarcina. Inductorul va reduce riplul de curent care trece prin el, care va fi egal cu cel de pe rezistenta de sarcina. Când comutatorul este pe pozitia A, curentul prin inductor creste, astfel creste energia stocata în inductanta. Când comutatorul este pe pozitia B, inductorul lucreaza ca o sursa si mentine curentul pe rezistenta de sarcina. Pe durata acestui interval, energia stocata în inductanta descreste si curentul prin ea scade. Este important de menționat că în acest circuit avem o conducție continuă pe rezistența de sarcina, adică curentul este în același sens pe toată durata de funcționare.

Fig.1.3: Efectul adus de o inductantã

Următorul pas în evoluția proiectării convertorului Buck este adăugarea unui capacitor peste rezistența de sarcina, cum se vede în Fig. 1.4.. Capacitatea reduce mărimea riplului de tensiune, în timp ce inductorul netezește curentul prin el. Acțiunea combinată a filtrului LC reduce foarte mult riplul tensiunii pe sarcină.

Fig.1.4:Circuit cu filtru LC

Când comutatorul este pe poziția A, curentul circulă prin inductor și scade când comutatorul este pe poziția B. Se poate folosi ca și comutator închis – deschis pentru poziția A un comutator semiconductor. Când comutatorul este pe poziția B, curentul prin inductor circula liber prin acesta (fără o sursă de curent sau tensiune), regim numit free wheeling în engleza. Deci, pentru aceasta, se poate folosi o dioda cu rol de comutator liber (necomandat). Astfel, doar comutatorul pe poziția A trebuie sa fie comandat. Se obține circuitul din figura 1.5.

Fig.1.5:Sursa in comutatie Step – down

În general, o sursa de putere în comutatie consta din cinci componente de baza: a) Un circuit de control cu modulatia impulsurilor în durata (PWM Controller); b) Un tranzistor cu rol de comutator; c) O inductanta; d) O capacitate; e) O dioda. Controlul cu modulatia impulsurilor în durata, de obicei un circuit integrat, este necesar pentru reglarea tensiunii de iesire. Tranzistorul comutator este inima convertorului si controleaza puterea transmisa sarcinii. Tranzistoarele MOS sunt mai convenabile decât cele bipolare la puteri de iesire mai mari de 50W. Acestea trebuie alese cu timpi de comutatie cât mai mici si sa reziste la pulsurile de tensiune provocate de inductor. Inductorul este utilizat cu rol de filtru pentru a reduce riplul de curent. Aceasta reducere este datorata faptului ca curentul prin inductor nu poate fi schimbat instantaneu. Când curentul prin inductor tinde sa scada, inductorul tinde sa-l mentina, având rolul de sursa de energie. Inductoarele utilizate în aceste convertoare sunt înfasurate de obicei pe miezuri toroidale, din ferita sau fier aschiat cu pierderi reduse la frecvente înalte. Capacitatea este utilizata cu rol de filtru pentru a reduce riplul de tensiune. Aceasta trebuie aleasa cu pierderi minime. Pierderile din capacitate sunt datorate rezistentei serie si inductantei proprii. Tipul capacitatii este ales dupa rezistenta serie efectiva (ESR). Cele mai indicate capacitati sunt cele din tantal. Uneori, pentru cresterea performantei regulatorului, se leaga in paralel câteva capacitati de valoare mai mica pentru a micsora rezistenta serie efectiva. Dioda folosita este de circulatie libera (free-wheeling). Aceasta nu are rol de redresor, ci are functia de a directiona corect calea de curent prin inductanta. Este important ca dioda sa comute in starea de blocat foarte rapid, de aceea se vor folosi diode rapide de recuperare sau diode schottky, care sunt cele mai indicate. Controlul convertorului buck poate fi facut în doua moduri: 1. Functionarea la frecventa constanta, sau controlul prin modularea impulsurilor în durata (PWM), (cazul lucrarii noastre de laborator); 2. Functionarea la frecvente variabile, sau controlul prin modularea în frecventa. La prima metoda, reglarea tensiunii de iesire este facuta prin modificarea intr–o directie sau alta, a factorului de umplere a tensiunii de comanda a comutatorului, cu pastrarea constanta a frecventei. Factorul de umplere se refera la raportul dintre durata cât comutatorul este închis si perioada semnalului de comanda. Acest mod de control este adeseori preferabil.

1.3 Controlul convertorului buck prin modularea impulsurilor in durata (MID = PWM)

Modulatorul PWM comanda comutatorul semiconductor si este o parte complexa a regulatorului. În prezent majoritatea regulatoarelor PWM sunt realizate pe un singur circuit integrat. Principiul de control prin PWM este prezentat în figura 6, iar formele de unda explica functionarea circuitului. Modulatorul PWM consta dintr-un generator în dinti de fierastrau (saw-tooth generator), un amplificator de eroare si un comparator. Frecventa generatorului poate fi setata prin alegerea corespunzatoare a valorilor pentru o retea RC, care este constanta. Amplificatorul de eroare compara tensiunea de referinta si semnalul de reactie. Semnalul de reactie este obtinut printr-o divizare a tensiunii de iesire, pe sarcina. De exemplu, dacă Vf este semnalul de reacție și Vref este tensiunea de referință ,și Vf=βVo,deoareceVf= Vref,Vo= Vref/β.

Circuitul simplificat pentru realizarea semnalului de comanda pentru tranzistorul comutator din convertorul BUCK

Iesirea amplificatorului de eroare este comparata cu forma de unda în dinti de fierestrau si când aceasta este mai mare decât valoarea dintelui de fierestrau, iesirea comparatorului este în ”1” logic, si comutatorul este comandat în pozitia ON (pozitia A din Fig. 1.4). Iar când comparatorul este în starea ”0” logic, comutatorul este deschis (OFF state). Daca tensiunea de iesire tinde sa creasca, tensiunea de reactie va creste peste tensiunea de referinta, tensiunea de iesire a amplificatorului de eroare va scadea si astfel durata de timp pentru care comparatorul ramâne în ”1” logic va scadea. Se reduce factorul de umplere a comenzii comutatorului, iar tensiunea de iesire va scadea. Astfel, tensiunea de iesire va aparea constanta, mentinuta de reactia negativa la valoarea dorita.

1.4 Modelarea matematica a convertorului BUCK

Schema convertorului de tip buck reprezentată în figura 1.6, partea de forță fiind alcătuită din comutatorul comandat S, dioda D, inductanța L și condensatorul C. Sursa de tensiune continuă E furnizează convertorului o tensiune Ui, iar acesta debitează putere în rezistența de sarcină R, la tensiunea de ieșire Uo.

Comutatorul S, de tip tranzistor bipolar în figura 1.7, este comandat de un semnal periodic, cu perioada T și factorul de umplere al semnalului de comandă (duty cycle) :

Figura 1.6

Pe durata unei perioade, S este în stare de conducție un interval de timp egal cu ton , după care comutatorul este blocat un interval de timp egal cu toff=T-ton.

Figura 1.7

Formele de undă ale curenților și tensiunilor din circuit, pe durata unei perioade T, sunt reprezentate în figura 1.7.e.

Pentru evaluarea mărimilor specifice funcționării în RN și RÎ, se consideră cunoscute valorile tensiunii de intrare Ui, a componentelor L, C și R, precum și a parametrilor semnalului de comandă (frecvența f=1/T și ).

Regim neîntrerupt de curent prin bobină (RN)

Pe intervalul ton tranzistorul conduce la saturație deci putem scrie:

(1.1)

deci

(1.2)

Pe intervalul toff tranzistorul este blocat, curentul prin sarcină fiind preluat de diodă, deci putem scrie:

(1.3)

deci

(1.4)

Din relațiile 1.2 și 1.4 rezultă:

Ca urmare, valoarea medie a tensiunii de ieșire depinde doar de valoarea tensiunii de intrare în convertor, Ui, și de cea a factorului de umplere a semnalului de comandă, . Modificarea acestuia din urmă în intervalul (0, 1) permite reglarea liniară a tensiunii de ieșire între limitele 0 și Ui.

Caracteristica de transfer în tensiune a convertorului

(1.5)

constituie un prim indice de performanță al convertorului. Caracteristica de transfer în tensiune a convertorului (denumită și raport de conversie în tensiune în buclă deschisă) este utilizată în proiectarea unei valori impuse a tensiunii de ieșire Uo.

Pe de altă parte avem:

deci riplul curentului prin inductanța L este:

(1.6)

Riplul curentului i măsurat față de valoarea medie a sa, care este valoarea medie a curentului prin sarcină Io, depinde direct proporțional de perioada de comutare T și invers proporțional de valoarea inductanței L. De asemenea, din relația 1.6, se remarcă dependența acestui riplu și de valoarea factorului de umplere . Dacă tensiunea de intrare este constantă, valoarea maximă a riplului, se obține pentru un factor de umplere =0,5 și este egală cu:

(1.7)

Dacă tensiunea de ieșire este constantă (cazul stabilizatoarelor de tensiune continuă în comutație), relația 1.6 se rescrie sub forma:

(1.8)

deci valoarea maximă a riplului este egală cu:

(1.9)

În regimul critic (Rcr), care delimitează cele două regimuri de funcționare, putem scrie relația:

(1.10)

Rezultă valoarea critică a inductanței:

– dacă =constant

(1.11)

– dacă =constant

(1.12)

Deoarece

relația 1.6 devine

deci condiția de regim critic pentru sarcină este:

, pentru L dat. (1.13)

Regim întrerupt de curent prin bobină (RÎ) apare dacă:

sau (1.14)

Notând cu intervalul de timp cât dioda conduce, în intervalul de timp atât comutatorul comandat S cât și dioda D sunt blocate, circuitul echivalent al convertorului pe acest interval de timp fiind reprezentat în figura 1.1.d.

Cu notațiile:

respectiv, pentru valoarea maximă a curentului prin inductanță, relațiile 1.1 și 1.3 devin:

Rezultă caracteristica de transfer în tensiune a convertorului în RÎ:

(1.15)

Valoarea medie a curentului prin sarcină este:

(1.16)

Dacă =constant, conform relației 1.7, putem scrie:

deci caracteristica de transfer în tensiune a convertorului în RÎ este dată de expresia 1.17:

(1.17)

Caracteristica de transfer în tensiune a convertorului pentru =constant este reprezentată în figura 1.8, pentru diferite valori ale parametrului .

Figura 1.8

Dacă =constant, utilizând relației 1.9, putem scrie în Rcr:

Conform relației 1.17 avem:

deci caracteristica convertorului în RÎ este (vezi figura 1.9):

(1.18)

Figura 1.9

Pulsațiile tensiunii de ieșire în regim neîntrerupt

În cazul unei capacității finite a condensatorului C pulsațiile de curent () determină (vezi figura 1.1.d):

deci

(1.19)

Deoarece:

relația 1.19 devine:

(1.20)

Se observă că amplitudinea pulsațiilor scade dacă . Efectul valorii curentului de ieșire asupra pulsației se manifestă prin rezistența condensatorului. În acest caz avem:

(1.21)

deoarece mărimile și sunt defazate în timp.

1.5 Caracterizare energetică

În condiții reale de funcționare trebuie să avem în vedere pierderile de tensiune și putere pe tranzistor, diodă, bobină (rezistența bobinei ) și din circuitul de comandă.

În acest caz relațiile 1.2 și 1.4 devin:

(1.22)

Remarcăm că pentru a obține o tensiune de ieșire impusă, factorul de umplere al comenzii (care rezultă din figura 1.8 sau figura 1.9) trebuie ajustat conform relațiilor 1.22, valabile în RN. Randamentul convertorului buck este dat de relația:

(1.23)

unde:

– pentru un tranzistor bipolar

– pentru un tranzistor MOS

unde:

Puterea disipată pentru comanda trazistorului MOS este neglijabilă, având valori de ordinul sub un watt (de exemplu ).

1.6 Simularea functionarii convertorului Buck

Fig. 1.10 Schema electrica BUCK

Fig. 1.11 Tensiunea de intrare si tensiunea de iesire

Fig. 1.12 Curentul prin dioda si prin bobina

Fig. 1.13 Tensiunea de comanda

CAPITOLUL 2

Comanda PWM a convertoarelor

2.1. Introducere

Echipamentele electronice de putere includ dispozitive semiconductoare care lucreaza în comutatie. Comutatia la nivelul dispozitivelor este un proces static prin care acestea sunt basculate între doua stari stabile: starea de conductie totala si starea de blocare totala . În scopul reducerii pierderilor, comutatiile din electronica de putere trebuie sa se desfasoare în timpi cât mai scurti. Momentele în care trebuie sa fie declansate procesele de comutatie si intervalele pe durata carora dispozitivele trebuie sa-si pastreze starea de conductie sau de blocare sunt fixate prin semnale de comanda. O tendinta în electronica de putere moderna este de a utiliza structuri de forta care includ dispozitive semiconductoare din categoria tranzistoarelor de putere (BJT, MOSFET, IGBT etc.) cu ajutorul carora poate fi realizata o comutatie fortata a curentilor între ramurile de circuit. În majoritatea cazurilor comanda acestor structuri se bazeaza pe tehnica de modulare în latime a impulsurilor numita si tehnica de comanda PWM (Pulse Width Modulation) descrisa în Referatul 4. Dintre echipamentele electronice care utilizeaza comanda PWM amintim: redresoarele active (PFC, PWM), convertoarele c.c. – c.c., invertoarele PWM, filtrele active etc. Semnalele de comanda aferente tranzistoarelor de putere din structura acestor echipamente se numesc semnale de comanda PWM. Trebuie facuta diferenta între semnalul de comanda aplicat efectiv pe terminalul de comanda al unui dispozitiv semiconductor de putere si semnalul logic de comanda PWM. Acesta din urma este un semnal purtator de informatie având doua nivele logice: un nivel corespunzator informatiei de deschidere a dispozitivului (ON) si un nivel corespunzator informatiei de blocare a dispozitivului (OFF). Semnalele logice PWM pot fi generate cu ajutorul unor structuri microelectronice numite modulatoare PWM. Modulatoarele pot fi implementate cu ajutorul unor componente de tip analogic sau de tip numeric, respectiv cu ajutorul unor componente discrete sau cu ajutorul unor circuite integrate specializate. Sunt variante de circuite specializate capabile sa interfateze cu structuri numerice complexe dedicate controlului anumitor procese. În acest caz semnalul de comanda sub forma numerica, generat periodic de sistemul de control în urma rularii unui algoritm specific, este convertit în unul sau mai multe semnale PWM. În varianta moderna microcontrolerele sau procesoarele de semnal (DSP) dedicate controlului actionarilor electrice sau altor procese, includ blocuri proprii specializate pentru generarea semnalelor PWM dedicate comenzii convertoarelor c.c. – c.c., invertoarelor PWM etc. Oricare ar fi modulatorul PWM, tehnicile care stau la baza generarii semnalelor logice modulate în latime sunt aceleasi, fie ca sunt realizate cu circuite analogice, fie ca sunt realizate cu circuite numerice. În continuare este prezentata una din cele mai utilizate modalitati de generarea a semnalelor PWM.

2.2. Generarea semnalelor de comandă PWM

O primă modalitatea de generare a unui semnal modulat în lățime cu o frecvență de comutație (fc) fixă este prezentată în Fig.2.1.

Fig. 2.1 Generarea semnalelor logice de comandă PWM utilizând ca undă purtătoare un semnal dinte de fierăstrău (udf).

Pentru a înțelege mai bine funcționarea unui modulator PWM, în Fig.2.1 este prezentată o structură de control prin care este reglată tensiunea de ieșire a unui convertor c.c. – c.c. Structura include o buclă cu reacție negativă cu ajutorul căreia valoarea reală a tensiunii de ieșire Ue este comparată cu o valoare de referința Ue*, eroarea rezultată fiind aplicată unui regulator de tensiune. Regulatorul furnizează la ieșire o tensiune de control (ucontrol) prin care este modificată durata relativă de conducție a unuia sau a mai multor elemente de comutație din structura de forță a convertorului.

Unele din cele mai răspândite tehnici de generare a semnalelor logice PWM constă în compararea tensiunii de control (semnal modulator), considerată constantă pe intervale mici, cu un semnal periodic dinte de fierăstrău (udf) sau cu un semnal periodic triunghiular (utr) de către un comparator (COMP.). Semnalul periodic mai poartă denumirea și de undă purtătoare, iar perioada acesteia Tc fixează frecvența semnalului PWM și implicit frecvența de comutație a convertorului: fc =1/Tc .

a) Generarea semnalelor PWM utilizând ca undă purtătoare un semnal dinte de fierăstrău.

Așa cum este prezentat în diagramele din Fig. 2.1, atunci când tensiunea ucontrol > udf comparatorul furnizează la ieșire un semnal logic ridicat (1 logic – 1L). În momentul în care rampa tensiunii udf egalează și depășește tensiunea ucontrol comparatorul basculează și furnizează un semnal logic coborât (zero logic – 0L).

Astfel, se obține la ieșirea comparatorului un semnal logic PWM al cărui factor de umplere este proporțional cu ucontrol în măsura în care aceasta nu depășește valoarea de vârf df Uˆ a semnalului dinte de fierăstrău:

2.1

Efectul modificării duratei relative de conducție odată cu modificarea tensiunii de comandă este ilustrat în Fig. 2.1 unde s-a prezentat un exemplu pentru o variație a comenzii de la ucontrol la ucontrol’, obținându-se noua durată relativă de conducție: DR' C = to' n /Tc .

b) Generarea semnalelor PWM utilizând ca undă purtătoare un semnal triunghiular.

Dacă se utilizează udf ca semnal purtător, semnalul modulator ucontrol trebuie să fie tot timpul pozitiv. Sunt aplicații sau tehnici de modulare PWM în care semnalul de control poate sau trebuie să ia, atât valori pozitive, cât și valori negative. Este cazul, de exemplu, a modulării sinusoidale utilizate pentru comanda invertoarelor PWM. Într-o asemenea situație se folosește ca undă purtătoare un semnal periodic triunghiular, așa cum se prezintă în Fig. 2.2. Acesta prezintă variații între o valoare de vârf pozitivă (+Uˆ tr ) și o valoare de vârf negativă (−Uˆ tr ) , astfel încât semnalul apare simetric față de axa absciselor. În acest fel, semnalul de control poate să prezinte variații bipolare între cele două limite sau, în anumite cazuri, chiar poate să le și depășească (supramodularea la invertoarele PWM).

Fig. 2.2 Generarea semnalelor logice de comandă PWM utilizând ca undă purtătoare un semnal triunghiular (utr).

Logica de generarea a semnalului PWM este asemănătoare cu cea descrisă pentru cazul semnalului dinte de fierăstrău. Astfel, conform celor prezentate în diagramele din Fig.2.2, atunci când tensiunea ucontrol > utr comparatorul generează la ieșire un semnal logic ridicat (1L), iar în momentul în care rampa semnalului utr depășește tensiunea ucontrol comparatorul basculează și furnizează la ieșire un semnal logic coborât (0L).

Pentru a calcula legătura dintre valoarea semnalului ucontrol și mărimea duratei relative de conducție trebuie cunoscute valoarea de vârf a semnalului triunghiular utr și perioada (frecvența) acestuia Tc (= 1/fc). Considerând punctul zero în poziția reprezentată în Fig. 2.2, poate fi scrisă ecuația dreptei care trece prin origine și care se suprapune cu rampa crescătoare a semnalului triunghiular:

unde 0<t<Tc/4 2.2

Se observă din Fig. 2.2 că timpul de conducție ton este o sumă de intervale conform relației:

2.3

unde t1 poate fi calculat egalând valoarea semnalului triunghiular, dat de relația (2.2), cu valoarea semnalului de control:

2.4

Introducând (2.3) și (2.4) în expresia duratei relative de conducție se obține:

2.5

Relația (2.5) evidențiază că și în cazul utilizării unui semnal triunghiular pentru generarea unui semnal modulat în lățime durata relativă de conducție poate fi modificată prin intermediul semnalului de control ucontrol, dar după o altă relație față de cazul utilizării unui semnal periodic dinte de fierăstrău.

Structura de reglare a tensiunii din Fig. 2.1 împreună cu modulatorul PWM formează un regulator PWM utilizat cu precădere de către convertoarele c.c.-c.c. stabilizatoare (surse de putere în comutație). În aplicațiile cu convertoare c.c. – c.c. care utilizează în structura lor topologii „braț de punte” cum ar fi în cazul convertoarelor cu funcționare în două și patru cadrane sunt necesare perechi de semnale PWM complementare cu timp mort. Formele de undă pentru o asemenea pereche sunt prezentate în Fig.2.3.

Fig. 2.3 Formele de undă a două semnale PWM complementare cu timp mort ™.

Semnalele PWM1 și PWM2 comandă fiecare câte un tranzistor din cele două aparținând unei structuri braț de punte. Timpul mort tm corespunde intervalului în care ambele tranzistoare sunt comandate pentru blocare pentru a permite tranzistorului ce a condus să se blocheze ferm înainte de a-l deschide pe celălalt. Se evită, în acest fel, situația de a aparea o suprapunere în conducția celor două tranzistoare ceea ce ar fi echivalent cu un scurt circuit și distrugerea lor. Valoarea timpului mort este în funcție de tipul tranzistoarelor utilizate, sau mai exact, în funcție de rapiditatea acestora.

Astfel, dacă sunt utilizate tranzistoare MOSFET timpul mort este în jur de 2μsec., dacă se utilizează tranzistoare IGBT timpul mort este tm = (2÷4)μsec., dacă se utilizează tranzistoare bipolare timpul mort este tm = (4÷6)μsec. etc.

Cele două semnale complementare cu timp mort sunt obținute, de obicei, pornind de la un semnal PWM de bază (ex. PWM1) din care cu ajutorul unor scheme de inserare a timpului mort sau cu ajutorul unor circuite specializate (ex. IXDP630, IXDP631) se generează și al doilea semnal (ex. PWM2). Există posibilitatea ca la aceste circuite să se ajusteze prin diferite mijloace valoarea timpului mort. Sunt și circuite integrate specializate care generează simultan la ieșire câte două semnale PWM complementare cu timp mort (ex. IXDP610). De asemenea sunt microcontrolere sau procesoare de semnal DSP care pot genera mai multe perechi de asemenea semnale, utilizate, de exemplu, pentru comanda invertoarelor PWM trifazate.

2.3. Circuite pentru comanda PWM

Există o mare varietate de circuite pentru comanda PWM care pot fi utilizate în construcția unei STCC sau pentru reglarea turației motoarelor de c.c.

Izolarea părții de comandă de partea de putere de la ieșire, unde pot aparea perturbații, se poate face cu transformatoare de impulsuri sau cu dispozitive optoelectronice. În figura 2.4 se prezinta schema bloc a unei STCC utilizând izolarea cu transformator de impulsuri (a), respectiv cu dispozitive optoelectronice (b).

Figura 2.4.a

Figura 2.4.b

Circuitele PWM cu componente discrete sunt practic înlocuite cu circuite integrate PWM specializate care îndeplinesc toate funcțiile și cerințele specifice aplicației: precizia reglajului, stabilitatea buclei de reacție, protecția la suprasarcini etc. În continuare se vor prezenta câteva tipuri de circuite PWM.

2.3.1. Circuite PWM cu componente discrete

În figura 2.5.a este prezentată schema de comandă PWM a unei STCC tip flyback, iar figura 2.5.b redă principalele forme de undă.

Generatorul de tact, realizat cu circuitul E555, generează o tensiune de formă rectangulară care este diferențiată de grupul R1(ech)C1, pentru a obține o tensiune de formă triunghiulară, unde R1(ech) reprezintă rezistența echivalentă din nodul B la masă. Etajului format din tranzistoarele Q3 și Q4 are o impedanță de ieșire mică, pentru a influența cât mai puțin comutația tranzistorului de putere Q5. Prin transformatorul Tr se transferă circuitului de ieșire un impuls cu o anumită durată și amplitudine, reglată în bucla de reacție.

Figura 2.5.a

Figura 2.5.b

Bucla de reglare conține amplificatorul operațional AO și optocuplorul OC. O fracțiune din tensiunea de ieșire, culeasă de pe divizorul rezistiv R7 R8 este comparată cu tensiunea de prescriere Up de la intrarea amplificatorului operațional. Orice schimbare produsă în tensiunea de ieșire, datorată circuitului de sarcină sau tensiunii rețelei, este preluată de amplificatorul de eroare care comandă optocuplorul. Curentul fototranzistorului modifică forma semnalului în baza lui Q1 (vezi liniile punctate din figura 2.5.b). În acest fel se obține o modificare a duratei impulsului tensiunii din secundarul transformatorului Tr, deci a valorii medii a tensiunii de ieșire Uo.

Acest circuit poate fi folosit și pentru comanda unei STCC în contratimp.

2.3.2. Circuite integrate PWM specializate

În figura 2.6.a se prezintă schema bloc a unui circuit integrat PWM, iar în figura 2.6.b principalele forme de undă. Amplificator de eroare AE compară semnalul de reacție ur de la ieșirea sursei cu o tensiune de prescriere up. Tensiunea de eroare ue se aplică la intrarea unui comparator C și comandă bistabilul B. La cealaltă intrare a comparatorului acționează o tensiune liniar variabilă de frecvență fixă produsă de oscilatorul Os. Ieșirile bistabilului, împreună cu semnalul rectangular dat de comparator uc formează comenzile PWM, A și B, cu două porți ȘI.

Fig. 2.6.a

Din diagramele figurii 2.6.b rezultă că la ieșirile A și B ale celor două porți se obțin semnale modulate în durată când semnalul de eroare ue își modifică amplitudinea (vezi modificările cu linie punctată). În consecință, blocurile funcționale ale unui circuit integrat PWM sunt:

oscilatorul cu frecevență fixă sau programabilă;

generatorul de tensiune liniar variabilă;

blocul logic de ieșire;

blocul de protecție etc.

Tensiunea de reacție ur, prin intermediul căreia se modifică gradul de modulație al tensiunii de ieșire, este proporțională cu tensiunea de ieșire, controlul fiind prin tensiune (de exemplu circuitele TL 494, SG 2524, MC 3420 etc). A doua categorie o formează circuitele integrate la care controlul valorii medii a tensiunii de ieșire se face prin curent (UC 1846 etc.).

În cele ce urmează se vor prezenta cele mai reprezentative circuite integrate folosite în proiectarea surselor de comutație, precum și câteva aplicații ale acestor circuite.

Circuitul TL 494 este un circuit PWM cu frecvența de oscilație fixă, care înglobează toate blocurile necesare pentru comanda și controlul prin tensiune a unei surse stabilizate în comutație. Figura 2.7.a redă schema bloc a circuitului integrat, iar figura 2.7.b principalele forme de undă.

Figura 2.6.b

Figura 2.7.a

Generatorul de tensiune liniar variabilă are frecvența de oscilație fixată prin valorile rezistenței RT și condensatorului CT (conectate la pinii 5 și 6) și este dată de relația:

Factorul de umplere al tensiunii PWM de ieșire este controlat în blocul comparator de tensiunea liniar variabilă care se compară cu tensiunea de control a timpului mort (dead time) și cea furnizată de amplificatoarele de eroare. La intrările 1, 2 și 15, 16 ale celor două amplificatoare de eroare se aplică tensiuni de reacție din circuitul de ieșire al STCC.

Figura 2.7.b

Pragul de 0,12V determină un impuls de durată minim 4% din durata unui ciclu (vezi figura 2.8), care în general este mai mare decât timpii de comutație ai tranzistoarelor. Se poate controla durata timpului mort prin tensiunea de la pinul 4 și 13. Pinul de control 13 trebuie conectat fie la sursa proprie de referință (pinul 14), dacă circuitul este folosit pentru comanda unui singur tranzistor de putere, fie la masă (pinul 7), dacă se realizează o sursă în contratimp.

Amplificatoarele de eroare se caracterizează printr-un câștig mare (70dB în buclă deschisă) și un timp de răspuns de 400ns. Dacă se dorește un curent de ieșire mai mare tranzistoarele Q1 și Q2 pot fi puse în paralel, frecvența tensiunii de ieșire fiind egală cu frecvența oscilatorului în acest caz.

Figura 2.8

O schemă de protecție la supratensiuni produse de circuitul de intrare al sursei utilizând pinul 4 este prezentată în figura 2.9.

Circuitul TL 431 este folosit ca element sesizor al acestor supratensiuni. Când tensiunea Ui crește și produce la bornele rezistenței R2 o tensiune mai mare de 2,5V, circuitul TL431 intră în conducție, determinând saturarea tranzistorul Q. La borna 4 apare +5V și se blochează etajul de ieșire al circuitului TL 494.

În figura 2.10 este prezentată o aplicație a circuitului TL 494 pentru o STCC de mică putere (28V/ 200mA).

Figura 2.9

Figura 2.10

Pentru a evita ca la punerea sub tensiune circuitul TL 494 să genereze impulsuri de comandă false, se recomandă utilizarea unui circuit de întârziere (soft-start), care să permită generarea impulsurilor pentru comanda tranzistoarelor de putere după un anumit interval de timp (figura 2.11).

Figura 2.11

CAPITOLUL 3

Proiectarea circuitului de generare a caracteristicii de sarcina a panourilor fotovoltaice

3.1. Proiectarea generatorului de curent constant comandat PWM

Datele de proiectare ale generatorului de curent:

Iout=0-600mA;

Vpvmax=22V;

Vpvmin=2,5V;

D = 0-0,9;

F = 10KHz;

Schema electrica a generatorului de curent

Proiectarea filtrului trece jos

Frecventa de taiere a filtrului, ft, este

Se alege mult mai mica decat frecventa fundamentala f=10KHz.

Se impune ca pe intrarea neinversoare sa avem un factor de ondulatie γ<0,006. Folosind relatia de la redresoare cu filtraj, valabila pentru γ mici,

Si alegand R1=30KΩ rezulta C1=277nF.

Aleg C1=330nF

Calcul R4

Rezulta R4 = 4,5 / 0,6 = 7,5Ω

PR4max = R4Ipvmax = 7,5 * 0,6 = 2,7W

Se alege R4 = 7,5 Ω / 10W. Am ales Pn,R2>> PR2,max pentru a micsora influenta incalzirii rezistorului asupra preciziei generatorului.

Se va utiliza un rezistor cu coeficient de temperatura mic si toleranta mica.

Rezistorul R2 asigura un curent de colector minim pentru Q1. S-a ales Ic1 = 0,6 mA si a rezultat R3=1KΩ.

Alegerea tranzistorului Q2

Vce,max=Vpv-Vin-min=22-0=22V

Ic2,max=Ipv,max=0,6A

Pd,max=Vce,max*Ic2=22*0,6=13,2W

Am ales tranzistorul 2N3055, care indeplineste aceste conditii.

Alegerea tranzistorului Q1

Ic1,max=Ipv,max=0,6A

βf2=25

Tranzistorul ales, 2N2222, indeplineste aceste conditii.

3.2. Proiectarea circuitului de control al sursei de curent

În această caz, un microcontroller PIC16F876 este folosit pentru a implementa functia de control. Aceasta functie de control include urmatoarele blocuri: generare semnal PWM, achizitie valoare tensiune panou fotovoltaic algoritm de control, și modulator..

Modulatorul – PWM

Una dintre cele mai simple tehnici de modulație utilizate pentru a controla un convertor DC / DC este modulatia impulsurilor în frecventa.

Modulatorul generează un tren de impulsuri pentru a activa convertorul de putere.

Impulsuri au o durată a impulsului variabila si o perioada fixa (de 10KHz). In functie de valoarea curentului de iesire modulatorul modifica factorul de umplere al impulsurilor de comanda. Valoarea tensiunii pe sarcina va fi data de relatia:

Vout=Vin*d, unde d este factorul de umplere si poate lua valori de la 10% la 99% din valoare frecventei impulsului de comanda.

Proiectarea sursei de alimentare a microcontrolerului

Microcontrolerul ales necesita o tensiune de alimentare de 5V dc. Schema electrica a acestei surse este urmatoarea:

Schema sursa de tensiune stabilizata 5V

Circuitul integrat LM7805

Este un stabilizator de tensiune pozitivă cu mai multe variante de prezentare, ceea ce îl face folositor într-o gamă largă de aplicații. Fiecare tip folosește o limitare internă de curent, o stopare termică și o arie de lucru sigură, ceea ce îl face, teoretic, indestructibil. Dacă îi este asigurat un regim de lucru adecvat poate livra un curent de ieșire de peste 1A. De asemenea, cu ajutorul unor componente externe, se pot obține tensiuni și curenți reglabili.

Schema internă a circuitului integrat LM78XX este următoarea:

Caracteristici:

curent de ieșire: peste 1A;

tensiune de ieșire: 5V;

protecție la supraîncărcare termică;

protecție la scurt circuit;

protecție cu tranzistor pe ieșire.

Pentru a funcționa corect sau pentru a avea o tensiune stabilizată la 5V la ieșire (pinul 3), tensiunea de intrare pe pinul 1 la LM7805 ar trebui să fie între 7V și 35V. În funcție de curentul consumat de montaj vom folosi tipul corespunzător de stabilizator de tensiune LM7805. Sunt diferite versiuni de LM7805. Pentru consum de curent de până la un 1A am folosit versiunea în capsulă TO-220 cu posibilitatea de răcire adițională. Condensatoarele C9 și C10 electrolitice asigură filtrarea tensiunii iar condensatoarele C8, C5 ceramice asigură tensiunea pentru eventualele vârfuri de curent și au si rolul de a filtra zgomotului.

Condensatorul C9 și C10 se calculează cu relația

rezultănd

Condensatorul C9 electrolitic cu următorii parametrii:

capacitate 22μF

tensiune nominală 50V

Condensatorul C8 si C5 ceramic cu următorii parametrii:

capacitate 100nF

tensiune nominală 100V

Condensatorul C10 electrolitic cu următorii parametrii:

capacitate 10μF

tensiune nominală 100V

Comunicația serială

SCI este o abrevire pentru Serial Communication Interface, și ca un subsistem special există la majoritatea microcontrolerelor. La microcontrolerul PIC16F876 aceasta este realizată hardware.

În acest cazul comunicației hardware, folosim formatul standard NRZ (Non Return to Zero) cunoscut ca 8 (9)-N-1 sau 8 sau 9 biți de date, fără paritate și cu un bit de stop. Linia liberă este definită starea unu logic. Startul transmisiei – Bitul de Start, are starea zero logic. După biții de date care urmează bitului de start (primul bit este cel mai puțin semnificativ bit) urmează un Bit de Stop care are starea unu logic. Durata bitului de stop ‚T’ depinde de viteza transmisiei și este ajustat după necesitățile transmisiei. Pentru o viteză de transmisie de 9600 baud, T este 104us.

Descrierea pinilor ai unui conector RS232

1. CD (Carrier Detect)

2. RXD (Receive Data)

4. TXD (Transmit Data)

4. DTR (Data terminal Ready)

5. GND (Ground)

6. DSR (Data Set Ready)

7. RTS (Request To Send)

8. CTS (Clear To Send)

9. RI (Ring Indicator)

Pentru a conecta un microcontroler la un port serial al unui calculator PC, trebuie să ajustăm nivelul semnalelor pentru ca să aibă loc comunicația. Nivelul semnalului la un PC este -10V pentru zero logic și +10V pentru unu logic. Din cauză că nivelul semnalului la un microcontroler este de +5V pentru unu logic și 0V pentru zero logic, avem nevoie de un stadiu intermediar care să realizeze conversia nivelurilor. Un integrat special proiectat pentru această sarcină este MAX232. Schema interfeței este în figura urmatoare.

Interfațarea microcontrolerului cu calculatorul

3.3. Simularea sursei de curent implementata hardware

Schema electrica a generatorului de current constant realizata în PROTEUS

Parametrii simularii sunt:

sursa de tensiune 18V c.c.

sursa de impulsuri 0-5V, 50%, 1KHz

Forma de unda a semnalului de comanda si dupa filtrul trece jos

Forma de unda a semnalului de la intrarea in AO

Forma de unda a tensiunii de iesire (Vpv)

Forma de unda a curentului prin sarcina (Ipv)

Formele de unda corelate in timp

3.4. Simularea controlului cu PIC16F876 implementat hardware

Schema electrica a microcontrolerului realizata în PROTEUS

Forma de unda a semnalului de comanda

Transmisia serial a datelor catre PC

3.5. Realizare practica cablaj cu PIC16F876

Schema realizare practica cu PIC16F876

Cablaj general

Fata BOTTOM

Amplasare componente

Realizare practica

CAPITOLUL 4

Proiectare software

4.1. Organigrama program

4.2. Listing soft realizat in PICC

#include <16F876A.h>

#device adc=10

#include <string.h>

#include <math.h>

#include <stdlib.h>

#fuses HS,NOWDT,NOPROTECT,NOLVP

#use delay(clock=20000000)

#use rs232(baud=9600, xmit=PIN_C6, rcv=PIN_C7,PARITY=N, BITS=8)

int value1;

float v, i;

void main()

{

value1=5;

setup_ccp1(CCP_PWM);

setup_timer_2(T2_DIV_BY_4, 127, 1);

set_pwm1_duty(value1);

delay_ms(50);

setup_port_a(ALL_ANALOG);

setup_adc(adc_clock_internal);

while( true )

{

for (value1=5;value1<120; value1=value1+5)

{

set_pwm1_duty(value1);

set_adc_channel(0); delay_us(20); v= read_adc();delay_us(20); v=v*20.1/1022;

i=value1*600/127;

printf("\n\r V=%4.2f ",v);printf(" I=%4.0f mA",i);

delay_ms(1);

}

}

}

Bibliografie

A. Kelemen, M. Imecs, “Electronică de putere”, Editura Didactică și Pedagogică, București, 1983.

A. Silard, “Tiristoare cu blocare pe poartă”, Editura Tehnică, 1990.

C. Rădoi, A. T. Murgan, V. Lăzărescu, ș.a., “Circuite și Echipamente Electronice Industriale”, Editura Tehnică, București, 1986.

C. Rădoi, s.a., “SPICE Simularea și analiza circuitelor electronice”, Ed. Amco Press, București, 1994.

F. Ionescu, s.a., “Convertoare statice de putere”, Editura Tehnica, București, 1995.

I. Liță, N. Bizon – “Electronica”, Îndrumar de laborator, Editura Universității din Pitești, Pitești, 1992.

I. Străinescu, M. Condruc, “Tiristorul – Caracteristici, comandă, protecție, utilizări”, Editura Tehnica, București, 1988.

M. Bodea, I. Teodorescu, șa., “Diode și tiristoare de putere – Aplicații”, Editura Tehnica, București, 1990.

M. Bodea, I. Teodorescu, șa., “Diode și tiristoare de putere – Performanțe”, Editura Tehnica, București, 1990.

N. Bizon, “Electronică Industrială”, Note de curs, Editura Universității din Pitești, Pitești, 2001.

N. Bizon, “Electronică Industrială – I”, Îndrumar de laborator, Editura Universității din Pitești, Pitești, 1999.

N. Bizon, “Dispozitive și circuite electronice de putere”, Culegere de probleme, Editura Universității din Pitești, Pitești, 1999.

P. A. Dan, D. M. Luca, ș.a., “Diode cu siliciu – Catalog”, Editura Tehnica, București, 1986.

***, “Tranzistoare”, Catalog IPRS Băneasa, 1998.

***, “Diode și Tiristoare”, Catalog IPRS Băneasa, 1998.

Anexe