PROGRA MUL DE STUDIU: REȚELE SOFTWARE DE [627151]

UNIVERSITATEA DIN ORADEA
FACULTATEA DE INGINERIE ELECTRICĂ ȘI TEHNOLOGIA
INFORMAȚ IEI
PROGRA MUL DE STUDIU: REȚELE SOFTWARE DE
TELECOMUNICAȚII
FORMA DE ÎNVĂȚĂMÂNT: ZI

LUCRARE DE LICENȚĂ

COORDONATOR
Ș.L. DR. ING. POPA SORIN

ABSOLVE NT
POPA SILVIU -DANIEL

ORADEA

2018

UNIVERSITATEA DIN ORADEA
FACULTATEA DE INGINERIE ELECTRICĂ ȘI
TEHNOLOGIA INFORMAȚIEI
PROGRAMUL DE STUDIU : REȚELE SOFTWARE DE
TELECOMNICAȚII
FORMA DE ÎNVĂȚĂMÂNT : ZI

Studiul și Realizarea unui
Sistem de Bruiaj pentru
Rețelele de Comunicații
Mobile

COORDONATOR ȘTIINȚIFIC:
Ș.L. DR. ING. POPA SORIN

ABSOLVENT: [anonimizat]
2018

Cuprins

Introducere ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……………………… 4
Capitolul I. Telefonia mobilă ………………………….. ………………………….. ………………………….. 6
1.1.Apariția și dezvoltarea telefoniei mobile ………………………….. ………………………….. ….6
1.1.1 Generația 1G ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……… 7
1.1.2 .Generație 2G ………………………….. ………………………….. ………………………….. …….. 7
1.1.3 . Generația 2.5G ………………………….. ………………………….. ………………………….. ….8
1.1.4 . Generația 3G ………………………….. ………………………….. ………………………….. …….8
1.1.5 . Generația 4G ………………………….. ………………………….. ………………………….. ….. 10
1.1.6 . Generația 5G ………………………….. ………………………….. ………………………….. ….. 11
1.2.Propagarea radio, canale radio mobile ………………………….. ………………………….. …. 11
1.3. Arhitectura unei rețele mobile celulare ………………………….. ………………………….. … 14
1.3.1 . Împarțirea în celule ………………………….. ………………………….. ……………………… 15
1.3.2 . Amplasamentul ………………………….. ………………………….. ………………………….. .. 16
Capitolul II. Clasificarea sistemelor de bruiaj ………………………….. ………………………….. .. 19
2.1. Tipurile sistemelor de bruiaj ………………………….. ………………………….. ………………. 19
2.1.1 . Tipul “A” -Sistemul de bruiaj (Jammmer) ………………………….. …………………. 20
2.1.2. Tipul ”B”- “Dispozitiv de blocare inteligent ”( INTELLIGENT CELLULAR
DISABLERS) ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………….. 20
2.1.3 . Tipul ”C”- “Baliza inteligentă pentru dezactivarea serviciior mobile ” ………. 20
2.1.4 . Tipul ”D” ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……….. 21
2.1.5 . Tipul ”E”- (EMI SHIELD – PASSIVE JAMMING) ………………………….. …….. 21
2.2. Generalități privind scopul și funcționalitatea unui sistem de bruiaj ……………….. 22
Capitolul III. Analiza și implementarea sistemelor de bruiaj ………………………….. ……….. 24
3.1. Analiza sistemului de bruiaj de tip “A” ………………………….. ………………………….. .. 24
3.1.1 . Sursa de alimentare ………………………….. ………………………….. ……………………… 25

3.1.2 . Etajul frecvenței intermediare (IF) ………………………….. ………………………….. … 26
3.1.3 . Etajul de radio frecvență (RF) ………………………….. ………………………….. ………. 27
3.2. Analiza sistemului de bruiaj de tip “A” DUAL BAND ………………………….. ……….. 29
3.2.1 . Componentele necesare pentru construirea circuitului ………………………….. … 31
3.2.2 . Principiul de funcționare ………………………….. ………………………….. ……………… 34
Caplitolul IV Implementarea practică a sistemului de bruiaj de tipul ”D” ………………… 36
4.1. Funcționarea sistemului de bruiaj de tipul ”D” ………………………….. …………………. 37
4.2. Procesul de fabricare al unei PCB ………………………….. ………………………….. ……….. 39
Concluzii ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……………………….. 43
Biblio grafie ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……………………. 45
Anexe ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. … 46

4
Introducere

Un sistem de bruiaj al semnalului GSM este un dispozitiv care tran smite un semnal pe
aceeași frecvență, pe care funcționează si stemul GSM. Acest sistem poate bruia un dispozitiv
GSM c ând stația mobilă se situează în zona de acoperire a dispozitivului de bruiaj.
Sistemele de bruiaj au fost dezvoltate pentru prima dată de c ătre armată, acestea fiind
folosite în cadrul unor misiuni militare, aceste si steme având ca scop blocarea comunicării prin
radiof recvență, mai precis imposibilitatea tr ansmiterii informației de la expeditor c ătre
destinatar.
În pre zent, aceste siteme de bruiaj au devenit disponibile și cet ățenilor obi șnuiți
(civililor), întruc ât num ărul celor care folosesc dispo zitive GSM cre ște tot mai mult ; în anumite
locuri s-a ajuns ca aceste dispositive sa fie bruiate, cum ar fi: sălile de conferințe universitare,
biblioteci, locuri de cult, săli de înt âlniri/ședințe, spațiile în care este interzisă utilizarea
telefoniei mobile .
În general , aceste sisteme de bruiaj afectează întreg s pectrul de RF pe care lucrează,
având o rază mai mică sau mai mare de acoperire . Un astfel de dispozitiv poate bloca toate
comunicațiile radio de pe orice stație mobilă care funcționează pe frecvențele radio din
domeniul de frecvență perturbat prin emitere a de unde radio care împiedic ă sistemele mobile
din apropiere să stabilească sau să mențină o conexiune. Spre exemplu sistemele de bruiaj pot
împiedica :
➢ Telefonul mobil să efectueze sau să primească apeluri ;
➢ Conectarea dispozitivelor wi -fi la internet ;
➢ Funcționarea GPS -urilor etc.
Trebuie specificat faptul că utilizarea acestor siteme de bruiaj este interzisă in Uniunea
Europeană, prin urmare și în România. Aceste dispo zitive au ajuns sa fie interzise deoarece
cauzează interferen țe prejudiciabile comunicațiilor radio autorizate, adic ă împiedică
funcționarea normală a comunicațiilor care utilizează frecvențe radio, fiind considerate

5
dispositive neconforme cu dispozițiile Directive i 2014/53/UE privind echipamentele radio,
transpusă în legislația nați onală prin hot ărârea Guvernului Nr. 740/2016. [1]
Vegherea bun ei funcționări a tot ceea ce înseamnă comunicație de radio frecvență este
realizată de cei din cadrul ANCOM (Autoritatea Națională pentru Administrarea și
Reglementarea în Comunicații), ace știa desfășurând acțiuni de control.
La fel ca și în UE sistemele de bruiaj sunt interzise și în SUA (Statele Unite ale
Americii ).

6

Capitolul I.
Telefonia mobilă

1.1. Apariția și dezvoltarea telefoniei mobile

GSM (sistem global de comunicații mobile) este un sistem digital de telefonie mobilă,
utilizat pe scară largă în Europa și în alte părți ale lumii.
Sistemele de comunicații mobile sau mai bine spus prima legătură radio mobilă a fost
stabilită de către Marconi la sfarșitul anilor 1800, dar abia in anul 1920 a fost posibilă instalarea
primului serviciu de radiotelefonie terestr ă , de către poliția Detro it, acesta operând pe 2 M Hz.
Aceste echipa mente erau utilizate doar de către oameni specializați, până în anii 1946 în S.U.A
și începutul anilor 50 în Europa când aceste servicii sunt comercializate și ajung sa fie utilizate
și de oamenii obișnuiți.
Aceste sisteme mobile conversaț ionale (Convertional Mobile Sytem (CMS)) operau în
benzile 30 -40 MHz respectiv 150 -450 MHz, oferind servicii pentru siguranța public ă (pompieri,
poliție, ambulanță), pentru firme de transport, servicii de rețea pentru diverse utilitați (gaz, apa,
electrici tate) etc.
Sistemele celulare au cunoscut o adevărată evoluție de la apariția lor și până în prezent.

1.1.1 Generația 1G

Prima generație de radiocomunicații celulare , 1G, a fost bazată pe tehnologie analogică
și a devenit accesibil ă consumatorilor la s fârșitul anilor 70 începutul anilor 80. Generația 1G
furniza servicii de voce de slabă calitate, erau limitate din punct de vedere al capacit ății și al
acoperirii geografice. Sistemele analogice care au avut succes au fost bazate pe urm ătoarele
standarde, valabile și în prezent:
 AMPS (Advenced Mobile Phone System) a fost lansată în 1982 și s -a dovedit ca fiind
cel mai de succes standard, lucrând pe o frecvență de 850 MHz, TACS (Total ACCESS
Commnunication System) existând și sub denumirea de ETACS, acest standard lucrând
pe o frecvență de 900MHz .

7
 NMT (Nordic Mobile Telephon) primul sistem analogic introdus în Suedia și
Norvegia, acest standard lucrând pe o frecvență de 450 MHz în 1981 respectiv 900
MHz în 1986 .
 NTT (Nipon Telephone and Telegraph) sau MCS -L1 (Mobile Cellular Service – L1)
impelentat în 1979 în Japonia, lucrând pe o frecvență de 400MH z respectiv
800MHz. [2]

1.1.2. Generație 2G

O a 2 -a generație de stand arde pentru comunicații mobile este cea cunoscută sub numele
de 2G, aceasta lucrând pe o frecvenț ă de până la 1800 de MHz, a adus odat ă cu ea introducerea
unor noi standarde radio digitale care au pus accentul pe îmbunătățirea calității vocii, acoperirii
și capacit ății. Acest standard a fost dezvoltat pentru voce și navigare pe int ernet la ra tă scăzută,
numai date. Patru dintre cele mai importante standarde mondiale pentru radio comunicații,
implementate în prezent , pentru standardul 2G, în lume sunt:
 CDMA ( IS-95-B), TDMA ( IS-136).
 GSM și PDC , toate acestea suportând rate de transfer de maximum 9,6 Kbps.
Evolu ția standardului 2G a fost asigurată de tehnicile de acces multiplu cum ar fi:
 TDMA (Time Division Multiple Access)
 FDMA (Fresquance Division Multiple Access)
 CDMA (Code Division Multiple Access)

1.1.3 . Generația 2.5G

Generația 2.5G, odată cu apariția ei , a adus îmbun ătățiri genera ției 2G care oferă rate
de biți crescute și posibilități limitate de transfer de date. Astfel că ratele de transfer de date
ajung să înscrie în domeniul 57.6 Kbps până la 171.2 Kbps.
Cererea de servicii de date , venită ca urmare a extinderii Internetului, a fost un factor
care a determinat dezvoltarea de servicii de date îmbun ătățite, acestea incluzând:
 GSM Data
 IS-95B (Interim Standard 95B)
 IS-136HS (Interim Standard 136 High Speed)

8
 HSCSD (High Speed Circuit Switched Data) asigur ă accesul la patru canale s imultan,
furnizând teoretic de patru ori lărgimea de bandă de 14.4 Kbps a unei transmisiuni de
date standard bazată pe comun cație de circuite, deci 57.6 Kbps.
 GPRS (General Packet Radio System/Service ), acesta constituind o cale evolutiv ă
pentru GSM si IS -136TDMA c ătre UWC -136 (Universal Wirless Communications).
Standardul GPRS pemite rata de transfer teoretic ă de până la 171.2 Kbps prin utilizarea
tuturor celor 8 canale simultan, această rata fiind de trei ori mai mare decât cea din
actualele rețele fixe de telecomunicații.
 EDGE (Enhanced Data Rates for GSM Evolution) , acesta fiind un standard de
transmisiuni de date, radio, mobil de mare viteză, vitezele de transfer urcând până la
384 Kbps c ând sunt u tilizate toate cele 8 intervale temporale.
Aceste a sunt printre cele mai importante standarde care au contribuit la dezvoltarea
acestei generații (generația 2,5G) .

1.1.4. Generați a 3G

Generatia a 3 -a ofer ă servicii extinse, față de predecesorii săi, cum ar fi : serviciile
multimedia și video. Principalele tehnologii 3G includ protocoalele UMTS și CDMA2000 .

Fig.1 .1 Evoluția sistemelor 2G și trecerea la 3G, la nivel mondial. Vitezele de
transmisie posibile fiind indicate cu aproximație [2]

9
3G a fost promovat ă de ITU (International Telecomunications Union) în cadrul
proiectului IMT -2000. Sistemele generației a 3 -a oferă debit de p ână la la 384 Kbps pentru o
acoperire largă și de 2 Mbsp pentru acoperire locală . Principalul motiv pentru care au fost
dezvoltate comunicaiile radio de generați e 3 (3G) a fost suplimentarea serviciilor standardizate
2G și 2G+ cu servicii de bandă largă, în principiu acestea oferind voce și capacitatea
transferului de date.
Multitudin ea de tehnologii 2G incompatibile între ele , plus cantitatea de informație
redusă ce poate fi tansferată în sistemul de bandă îngustă , i-a determinat pe cei de la ITU s ă își
îndrepte atenția c ătre definirea unui nou standard global pentru sistemele de tel ecomunicații
mobile de bandă largă. Acest proiect fiind cunoscut sub numele de IMT -2000 (International
Mobile Tellecommunications -2000) ; proiectul a fost inițiat pentru a obține un set de standarde
pentru comunicații mobile de band ă largă, armonizate la n ivel global.
IMT -2000 are la baz ă cinci standarde distincte pentru interfața radio în comunicațiile
mobile terestre:
 IMT -MC: CDMA Multi -Carrier, cunoscut ca si CDMA2000 sau IS -2000. În
CDMA2000 există mai multe canale de RF, în benzile: 1.25, 3.75, 7.5, 11.25 și 15MHz.
Acest fapt permițând existența atât a unei rate de transfer , cât și a unui numar mare de
utilizatori.
 IMT -DS: CMDA Direct Speard, cunoscut ca și Wideband CDMA sau WCDMA -FDD,
acesta fiind destinat aplicațiilor din mediile publice macro și mi cro celulare. FDD
(Frequency Division Duplex) utilizându -se pentru aplicațiile simetrice , adică cele care
necesită aceeași cantitate de resurse radio pentru calea ascendent ă (uplink) , ca și calea
descendentă (downlink).
 IMT -TC: CDMA (WCDMA -TDD). TDD (Time Division Duplex) se adresează
mediilor publice macro și micro celulare , iar din cauza interferențelor seminficative,
este destinată în principal utilizării în spațiile închise , acest standard fiind optimizat
pentru aplicații simetrice și asimetrice l a rate mari de transfer.
 IMT -SC: TDMA Single Carrier, cunoscut ca UWC -136 EDGE. UWC -136 (Universal
Wirless Communications) și EDGE (Enhanced Data Rates for GSM Evolution) oferind
servicii de date îmbunătațite, făra a aduce modificări structurii , frecvențe i sau lărgimii
de bandă a canalului.
 IMT -FT: TDMA Multi -carrier, cunoscut ca DECT (Digital Enhanced Cordless
Telecomunications)

10
UMTS (Universal Mobie Telecommunications System), WCDMA este un sistem
de comunicații mobile de generația a 3 -a care oferă o gam ă extinsă de servicii multimedia.
UMTS furniz ează comunicaii mobile de mare capacitate, oferind rate de p ână la 2 Mbps
în condiții sta ționare, roaming global și alte facilități avansate , sistemul funcționând în
banda de 2 GHz (1.885 -2.2GHz). [2]

Fig. 1.2 Evoluția propunerilor pentru sistemele ITU -2000 (3G) [2]

1.1.5 . Generația 4G

4G este un sistem de mare viteză plus sistem de voce , fiind cea de -a 4-a generație ,
care s -a dezvoltat datorită dorinței de a crește viteza de transfer a datelor. Există două
sisteme 4G. Statele Unite au dezvoltat sistemul WiMAX (Interoperabilitate Mondială
pentru Microwave Access) , utilizând multiplexarea ortogonală a diviziunii de frecvențe
(OFDM), care evoluează din WiFi. Celălalt este sistemul LTE (Long Term Evo lution) care
a fost dezvoltat după WiMAX. Tehnologi ile LTE și WiMAX sunt foarte asemănătoare.
Lățimea de bandă a ambelor sisteme este de 20 MHz. Majoritatea țărilor din întreaga lume

11
emit licențe pentru 4G utilizând sistemele LTE. Astfel, am putea spune c ă migrarea de la
3G la 4G înseamnă o trecere de la rate scăzute de date pentru Internet la rate de date de mare
viteză. Conform ITU -R (International Telecommunication Union) , vitezele maxime
acceptate de această tehnologie sunt 100 Mb ps pentru comunicații de mobilitate înaltă (cum
ar fi trenurile și mașinile) și 1 Gbps (cum ar fi pietonii și utilizatorii staționari) . LTE se
bazeaza pe tehnologii de rețea GSM/EDGE și UMTS/HSPA , crescând capacitatea și viteza
și utilizând o interfață radio diferită. [3]

1.1.6 . Generația 5G

O generație în curs de dezvoltare este generația a 5 -a, 5G. Acest ă genera ție va fi un
sistem de date de mare viteză și capacitate , cu cerințe noi de proiectare adaptate sistemelor
energetice . 5G are în vedere nu numai o tehnologie inventată, ci și un ecosistem tehnologic
al rețelelor fără fir care să lucrez e în sinergie pentru a oferi utilizator ilor comunicații fără
întreruperi. Astfel, putem spune că trecerea de la 4G la 5G înseamnă o schimbare în
paradigma de proiectare de la un sistem cu o singură disciplină la un sistem multidisciplinar.
Se presupune ca aceast ă generație va fi implementat ă pe o arie largă în jurul anilor
2020 și va avea vitez e de download de cel putin 6 ori mai mar i față de p redecesorul său –
4G .[4]
1.2. Propagarea radio, canale radio mobile
În anii 1950 -1960 , când au fost modelate pentru prima dată mecanismele canalelor
cu fading (fluctuații) , (variație în timp a intensității undelor electromagnetice recepționate
de un aparat de radiorecepție, provocată de schimbările atmosferice ), aceste idei au fost
aplicate inițial comunicațiilor dincolo de orizont, care cuprind o gama largă de benzi de
frecvență. Pentru comunicațiile ionosferice se utilizează banda de frecvențe înalte HF ( high
frequency) de la 3 -30 Mhz , pentru împrăștierea troposferică se folosesc benzile 300 -3Ghz
UHF (Ultra High Frequency) respectiv 3 -30 Ghz SHF (Super High Frequency).
Primele modele ne sunt încă destul de utile în caracterizarea efectelor fadingului în
sistemele de comunicații numerice mobile, deși fadingul în sistemele radio mobile este
oarecum diferit față cel din canalele troposferice și ionosferice.
In studiul sistemelor de comunicații , pentru înțelegerea relațiilor referitoare la
performanțele de baz ă ale acestora , punctul uzual de pornire îl reprezintă canalul clasic cu

12
zgomot gaussian alb aditiv AWGN (Additive White Gaussian Noise), cu eșantioane de
zgomot gaussian statistic independente care afectează eșantioanele de date, neafectate de
interferenț a intersimbol ISI (Inter Symbol Interference), zgomotul termic din receptor
reprezentând motivul principal al degradării performanțelor. De nenumărate ori însă,
interferența externă recepționată de antenă este mai importantă decât zgomotul termic.
Această interferență externă poate fi uneori caracterizată ca având un spectru larg și se
cuantifică printr -un parametru numit temperatura antenei. Zgomotul termic are , de obicei o
densitate spectrală de putere plată în banda semnalului și o tensiune gaussiană , având funcția
densității de probabilitate de medie nulă. Următorul pas în modelarea sistemelor practice
este introducerea filtrelor limitatoare de bandă. Filtrul din transmițător servește de obicei la
satisfacerea unor cerințe referitoare la conținutul spect ral. Filtrul din receptor este deseori
folosit ca un “filtru adaptat “ la banda semnalului.
Din cauza proprietății filtrelor de a limita banda și de a distorsiona faza, este
necesară o proiectare specială a semnalului respectiv , tehnici de egalizare pentru a evita ISI
introdusă de filtre .
Dacă nu sunt specificate caracteristicile de propagare ale canalului radio, se
presupune că atenuarea semnalului în funcție de distanță are loc ca în cazul propagării
printr -un spațiu liber ideal. Modelul spațiului liber id eal consideră că regiunea dintre antena
transmițătoare și cea receptoare e liber, fără obiecte care ar putea să reflecte sau să absoarbă
energia de radio frecvență RF (radio frecvență).
De asemenea , se presupune c ă în interiorul regiunii, atmosfera se comp ortă ca un
mediu uniform neabsorbant, iar suprafața solului se consideră infinit de departe față de
semnalul care se propagă (sau echivalent, are un coeficient de reflexie neglijabil). In acest
spațiu liber idealizat, atenuarea energiei RF dintre transmiță tor și receptor are o lege de
variație pătratică inversă. Puterea recepționată în funcție de puterea transmisă, e atenuată cu
un factor Ls (d), numit pierderea căii sau pierderea în spațiul liber. Pentru o anten ă receptoare
izotropă , acest factor este:
𝐿𝑆=(4𝜋𝑑
𝜆)2

 d = distanța dintre transmițător și receptor;
 λ = lungimea de undă a semnalului care se propagă .

13
În cazul propagării idealizate, poate fi prezisă puterea semnalului recepționat. În
realitate, propagarea semnalelor are loc în atmosferă și aproap e de pământ, astfel că modelul
propagării libere nu este adecvat pentru descrierea canalului și estimarea performanțelor
sistemului.
În sistemele de comunicații mobile fără fir, un semnal ajunge de la transmițător la
receptor prin canal radio , având căi de reflexie multiple ( Fig. 3), fenomen denumit propagare
multicăi. Acest fenomen poate cauza fluctuații ale semnalului recepționat ca amplitudine, fază
și unghi de sosire, dând naștere terminologiei de fading multicăi (multipath fading).

Fig. 1.3 Exemplu de propagare multicale [5]

Scintilația – este denumire a provenită din radioastronomie, utilizată pentru descrierea
fluctuației multicale cauzată de schimbările fizice ale mediului de propagare, ca de exemplu
variații ale densității ionilor din stratul ionosferic care reflectă semnalele radio HF de înaltă
frecv ență. Denumiri le fluctuație și scintilație, se referă la fluctuații alea torii ale semnalului sau
fading datorat propagării multicale.

14
Diferența principală constă în faptul că scintilația implică particule (ex: ioni) care sunt
mult mai mici decât lungimea d e undă. Modelarea cap la cap și proiectarea de sisteme care să
atenueze efectul fadingului sunt mult mai dificile decât cele ale unei surse ale cărei performanțe
sunt degradate de AWGN (Additive White Gaussian Noise) .[5]
1.3. Arhitectura unei rețele mobile celulare
În figura de mai jos (Fig. 4) avem schema bloc generală care pune în evidență câteva
din principalele componente ale rețelelor celulare de comunicație.

Fig.1.4 Arhitectura și elementele structurale ale unei rețele celulare [6]
Principalele blocu ri funcționale fiind:
 BTS – stația de bază care asigură legătura radio cu stațiile mobile.
 BSC – controlul stațiilor de bază fiind echipamentul care asigură legătura
stațiilor de bază cu centrul de comunica ție (MSC) al stațiilor de bază ; de

15
exemplu, ele intervin în procesul de transfer al legăturii radio de la o stație la
alta atunci când stața mobilă se deplsează, aceste BSC -uri fiind existente doar la
unele sisteme celulare, la alte sisteme celulare ele fiind înlocuite de MSC .
 GMSC – centru l de comutație , acesta fiind o central ă telefonic ă prin care se
asigură legătura între rețeaua mobil ă și rețeaua telefonică terestră comutată.
 HLR, VLR – acestea fiind registrele stațiilor mobile, reprezentând de fapt niște
baze de date ulilizate pentru a identifica echipamentele participante la traffic,
pentru taxare, localizare etc ; poziția și structura acestor registr e diferă mult de la
un sistem la altul.
 MS – stația mobilă, fiind echipamentul de abonat care poate sa fie portabil sau
montat într -un mijl oc de transport.
Dezvoltarea sistemelor celulare de comunicații a constituit o serie de facilități , atât
pentru operatorii de telefonie mobil ă cât si pentru utilizatorii aces teia, câteva dintre aceste
beneficii fiind :
 controlul automat al calității legăt urii radio ;
 posbilitatea de localizare a abonalului pe întreg teritoriul acoperit de rețeaua
celulară;
 realizarea accesului dinspre și către rețeaua telefonică publică comutată din orice
punct al teritoriului acoperit de rețeaua celulară;
 asigurarea unui sistem de semnalizare eficient;
 menținerea legăturii de comunicație pe timpul deplasării abonalului mobil în
zona acoperită de sistem, legatura se menține prin schimbarea stației radio de
bază prin care se realizează comunicația. [6]
1.3.1 . Împarțirea în c elule

Teritori ul care trebuie acoperit cu le gături de comunicație este împ ărțit în celule. O
celulă reprezintă o zon ă care este acoperită din punct de vedere radio de către o stați e de bază
(BTS), sau mai multe.
Pentru satisfacerea solicitanți lor de legăt uri de comunicații, fiecărei celule i se alocă un
număr de canale radio (un set de canale radio), celulele vecine folosind seturi diferite.

16
De precizat este faptul că , un set de canale radio se poate reutiliza la o distanță adecvată,
impusă de perturbațiil e co-canal. Prin reutilizarea canalelor , sistemele de radiocomunicații ,
celulare pot realiza simultan un număr mult mai mare decât numărul de canale alocat.
1.3.2 . Amplasamentul

Echipamentul radio staționar care asigră acoperirea cu semnla pe teritoriul u nei celule
este numit amplasamnt (Fig.5). Într -o celulă pot exista unul sau mai multe amplasamente , acest
lucru depinzând de caracteristica antenelor de emisie și de concepșia aleasă pentru o acoperire
cât mai uniformă a suprafeței cu semnal radio.
Forma u nei celule poate să fie de circulară sau hexagonal ă, cea mai convenabilă fiind
cea de hexagon. [6]

Fig.1.5 Celule radio cu acoperire circulară (a) sau acoperire sectorizată (b) [7]

Fig.1.6 Celule radio de forma hexagonală [7]

17
 Exemple de arhitecturi dupa generație:

Fig.1.7 Scenariul pentru a doua generație de rețele de comunicații mobile și de migrare
către sistemele mobile de generația a treia [2]

Fig.1.8 Arhitectura re țelelor 3G [8]

18

Fig.1.9 Arhitectura retelelor 4G LTE [9]

Fig.1.10 Viitoarea infrastructură (arhitectură) a ge nerației 5G [4]

19
Capitolul II.
Clasificarea s istemel or de bruiaj

Sistemele de bruiaj a semnalului GSM sunt dispozitive care transmit în mod deliberat
semnale pe acelea și frecvențe radio ca cele ale telefoanele mobile, pertrurbând comunicarea
dintre telefoane și stația de bază a telefonului mobil, dezactivând efectiv telefoanele mobile din
preajma sistemului de bruiaj și împiedic ând recepționarea semnalului , respectiv transmiterea
acestuia. [10]

Fig.2.1 Sistemul de bruiaj [11]

2.1. Tipurile sistemelor de bruiaj
Sistemele de bruiaj s -au dezvoltat de -alungul timpului , acestea fiind de mai multe
categorii (tipuri) , câteva dintre cele mai dezvoltate sisteme de bruiaj fiind următoarele :

20
2.1.1 . Tipul “A” -Sistemul de bruiaj (Jammmer)

Acest dispozitiv bruiaz ă semnalul transmis de la sta ția de baz ă prin emisia unui semnal
perturbator cu o putere mai mare dec ât cea a sta ției de baz ă. Acest tip de dispozitiv este echipat
cu mai multe oscilatoare ind ependente de frecven țe, diferite capabile s ă bruieze semnalul
transmis de echipamenul radio din sta ția de baz ă. Acest dispozitiv poate bruia at ât sisteme de
telefonie mobile c ât si sisteme de paging. Odat ă pornit , acest dispozitiv interfereaz ă semnalul
transmis de sta ția de baz ă, în așa fel încât telefonul sa nu mai poat ă comunica cu operatorul de
telefonie mobil ă. Acest dispozitiv transmite doar semnale de bruiaj , ceea ce duce la o perturbare
a mai multor sisteme de comunica ții, acest lucru fi ind de nedorit.
Tehnologistul Jim Mahan a precizat ca exist ă două tipuri de atac :
➢ Unul este prin for ță brută, care blocheaz ă tot spectrul folosit de serviciile de
telefonie mobil ă și de paging ;
➢ Al doilea mod este de a folosi mai multe di spozitive de bruiaj cu o putere de
emisie sc ăzută, evitând astfel blocarea semnaului de telefonie mobil ă mult mai
controlat.

2.1.2 . Tipul ”B” – “Dispozitiv de blocare inteligent”( INTELLIGENT CELLULAR
DISABLERS)

Acest dispozitiv , numit și “Dispozitiv de blocare inteligent” , nu interfereaz ă canalele de
control. Acesta func ționeaz ă ca un detector și este capabil s ă comunice cu sta ția de baz ă. În
momentul în care acest dispozitv detecteaz ă prezen ța unui terminal în zona de “lini ște”, acesta
blochează comunicarea terminalului cu stația de baz ă. Dispozitivul de bruiaj semnaleaz ă stația
de baz ă că telefonul în cauz ă se afl ă în zona de “lini ște” și stația de baz ă nu permite efectuarea
apelului. Bloacarea apelului se realizeaz ă în timpul semnaliz ării handshake -ului. Acest tip de
dispozitiv poate permite realizarea apelurilor telefonice unor abona ți prestabili ți, dându-i astfel
numele de sistem de bruiaj inteligent. Pentru a asigura func ționarea corect ă, este nevoie ca
operatorul de tel efonie mobil ă să acorde anumite privilegii dis pozitivului de bruiaj.

2.1.3 . Tipul ”C” – “Baliza inteligent ă pentru dezactivarea serviciior mobile”

Acest dispozitiv poart ă denumirea de “Baliz ă inteligent ă pentru dezactivarea serviciior

21
mobile”, și asemeni dispozitivul de tip “B”, acesta blocheaz ă canalele folosite pentru
semnalizare si control.
Odat ă plasat si pus în func țiune in zona “silen țioasă”, acesta func ționeaz ă ca și o baliz ă,
iar orice dispozitiv compat ibil cu ea prime ște un ordin de oprire a soneriei sau a terminalului
în sine. În zona de acoperire , doar terminalele compatibile cu acest sistem vor fi capabile s ă își
întrerup ă modul normal de func ționare și este de dorit ca acest sistem de bruiaj s ă nu foloseasc ă
modulul radio pentru comunicarea cu sta ția de baz ă , ci să foloseasc ă spre exem plu, tehnologia
Bluetooth. Odat ă cu scoaterea terminalului din zona de “lini ște”, utilizatorul trebuie s ă readuc ă
terminalul în stare normal ă de func ționare. Ca acest tip de di spozitiv s ă devin ă mai viabil, este
nevoie de terminale inteligente cu module de recep ție speciale pentru acest tip de dispozitiv
baliz ă.

2.1.4 . Tipul ”D”

Acest tip de dispozitiv este similar în modul de func ționare cu dispozitivul de tip “A”,
dar acesta este dotat cu un receptor , în așa fel încât dispozitivul de bruiaj este în mare parte a
timpul ui doar în modul de recep ție. În momentul în care dispozitivul de bruiaj detecteaz ă
prezen ța unui terminal mobil, acesta își va porni modulul de bruiaj. Dispozitivul își va ține
pornit modulul de bruiaj atâta timp cat terminalul încearc ă să stabileasc ă o cone xiune cu s tația
de baz ă. Odata ce terminalul nu mai încearc ă să stabileasc ă o cone xiune cu sta ția de baz ă,
dispozitivul își va opri modulul de emisie.
Astfel, acest tip de dispozitiv e produc mult mai pu ține interferen țe în spectrul radio.
Acest tip de dispozitiv este superior tipului “B” deoarece nu trebuie cerut ă cooperarea cu
furnizorii de servicii.

2.1.5 . Tipul ”E” – (EMI SHIELD – PASSIVE JAMMING)

Aceas tă metod ă de a bloca semnalele de telefonie mobil ă se realizeaz ă prin costruirea
unei zone silen țioase la propriu. Aceast ă metod ă const ă în a construi o cu șcă Faraday. O cu șcă
Faraday poate fi construit ă dintr -o plas ă metalic ă. Aceasta se poate realiza in momentul
const rucției imobilului sau a camerei în care se dore ște a fi blocat acest mod de telecomunica ții.
Avantajul acestei metode de bruiaj const ă în faptul c ă dispozitivul este complet pasiv, neav ând
nevoie de alimentare cu energie electric ă.

22
Tabel 2.1 Compara ție între dispo zitive de bruiaj/Tehnici de dezactivare [12]

Tipul
sistemului
de bruiaj Efectuarea
apelului de
urgență
Efficiență Dacă este
permis de
lege
Implementarea

’’A”
Neperm is
Mică
Nu este
permis
Simplă

”B”

Permis

Medie
Nu este
perim is Complex
(Necesar ă prezenta
furnizorilor de
sevicii mobile )

”C”
Permis
Ridicat
Nu este
permis Complex
(Necesitatea unui terminal
inteligent)

”D”
Permis
Mediu
Nu este
permis
Simpl ă

”E”
Nepermis Ridicat (nici
un semnal
emis)
Nu este
permis
Simplu

2.2. Generalit ăți privind scopul și funcționalitatea unui sistem de bruiaj

Scopul de bază al unui sistem de bruiaj GSM este de a bloca sau împiedica comunicarea
între stația de bază și stația mobilă. Tehnica de bază pentru realizarea acestui obiectiv este de a
crea perturbări ale frecvențel or de transmisie GSM .
Sistemului de bruiaj injectează în frecvențele de comunicații un semnal de interferență,
astfel încat semnalul real sa fie dominat de semnalul de interferență. Un aspect important care

23
trebuie specificat este faptul c ă transmisia semn alului nu poate fi blocat ă complet. Puterea de
bruiaj a unui astfel de dispozitiv nu este infinit ă astfel încât aceste dispozitive se pozi ționeaz ă
într-o anumit ă zonă pe care dorim s ă o bruiem.
Blocarea este reușită atunci când semnalul de blocare neagă u tilitatea transmisiei de
comunicații. În comunicațiile digitale, utilizabilitatea este refuzată atunci când rata de eroare a
transmisiei nu poate fi compensată prin corecția erorilor. De obicei, un sistem de bruiaj are reale
sanse de succes atunci când put erea semnalului sistemului de bruiaj este aproximativ egală cu
puterea semnalului la receptor.
Efectele blocării depind de raportul bruiaj/semnla (J / S), schema de modulare, codarea
canalului și intercalarea sistemului țintă.
Raportul bruiaj/semnal genera l poate fi măsurat în conformitate cu următoarea ecuație:
𝐽
𝑆=𝑃𝑗
𝑃𝑡𝐺𝑗𝑟
𝐺𝑡𝑟𝐺𝑟𝑗
𝐺𝑟𝑡𝑅𝑡𝑟2
𝑅𝑗𝑟2𝐿𝑟
𝐿𝑗𝐵𝑟
𝐵𝑗
Unde:
➢ 𝑃𝑗 = puterea sistemului de bruiaj;
➢ 𝑃𝑡 = puterea emițătorului;
➢ 𝐺𝑗𝑟 = câștigul antenei de la sistemul de bruiaj la receptor;
➢ 𝐺𝑟𝑗 = câștig de antenă de la receptor la sistemul de bruiaj;
➢ 𝐺𝑡𝑟 = câștig de antenă de la emițător la receptor;
➢ 𝐺𝑟𝑡 = câștig de antenă de la receptor la emițător;
➢ 𝐵𝑟 = lărgimea de bandă a comunicațiilor receptorului;
➢ 𝐵𝑗= lărgirea benzii transmițătorului;
➢ 𝑅𝑡𝑟 = intervalul dintre transmițătorul și receptorul de comunicații;
➢ 𝑅𝑗𝑡 = intervalul dintre sistemul de bruiaj și receptorul de comunicații;
➢ 𝐿𝑗 = pierderea semnalului sistemului de bruiaj (inclusiv nepotrivirea polarizării);
➢ 𝐿𝑟 = pierderea semnalului de comunicare.
Ecuația de mai sus ne arată faptul că puterea radiantă efectivă a sistemului de bruiaj,
care este produsul câștigului și al puterii de ieșire a l antenei, ar trebui să fie ridicat ă dacă este
necesară o eficiență de bruiaj. Pe de altă parte, pentru a preveni blocarea, câștigul antenei către
partenerul de comunicare trebuie să fie cât mai mare posibil, iar câștigul către jammer ar trebui
să fie cât mai mic posibil. După cum arată ecuația, modelul antenei, relația dintre azimut și
câștig, este un aspect foarte important în blocarea semnalului. [12]

24

Capitolul I II.
Analiza și implementarea sistemelor de bruiaj

3.1. Analiza sistemului de bruiaj de tip “A”

Acest sistem de bruiaj, conform tabelului și afirmațiilor, din Capitolul II, face parte din
categoria tipului “A”, implementarea acest uia fiind una simplă , acest sistem de bruiaj
nepermițând efectuarea apelurilor de urgență.
Un model de sistem de bruiaj tipul ”A” ce ar putea fi implementat este prezentat în
urmatoarea schemă :

Antena de emisie

Fig.3.1 Schema bloc a sistemului de bruiaj

Conform schem ei de mai sus , sistemul de bruiaj este împ ărțit în trei p ărți:
 Alimentarea
 Etajul IF
 Etajul RF

ALIMENTAREA
Etajul
IF
Etajul
RF

25
3.1.1 . Sursa de alimentare

Modelul acesta de sistem de bruiaj a fost conceput sa fie alimentat de la o priză cu
tensiunea de 230V. Etajele de frecvență intermediară (IF) și radio frecvență ( RF) necesită o
tensiune de +5 V, +9 V și -9 V. Astfel s ursa de alimentare constă din patru părți:
 Transformator (220 V până la 12 V)
 Redresor
 Filtru
 Regulatoare (+5 V, +9 V și -9 V)

Fig.3.2 Schema bloc a sursei de alimentare

Transformatorul utilizat convertește 2 30V AC în 12V AC cu o notă de 2A. Aceasta este
apoi alimentată la o punte redresoare . Punctul de ieșire al redresorului este dat de (Vp -1.4) V,
adică 16,97 – 1,4 = 15,57 V (vârf). Vp fiind valoarea tensiunii de intrare de vârf a redresorului .
Puntea redresoare convertește semnalul de 50 Hz AC la un semnal DC pulsator de
100Hz. Valoarea medie a ieșirii, Vavg, a redresorului este dată de :
𝑉𝑎𝑣𝑔=2𝑉𝑝
𝜋
Ieșirea care se obține de la puntea redresoare este o ieșire pulsatoare DC cu fluctuații
între valoarea maximă și zero, care este nedorită. Prin urmare, se adaugă un filtru capacitiv
pentru a minimiza variațiile în tensiunea DC. Valoarea con densatorului este aleasă în așa fel
încât să minimizeze variațiile și pentru a filtra orice zgomot de înaltă frecvență. În partea finală
a sursei de alimentare se utilizează regulatoare de tensiune , acestea sunt folosite pentru a asigura
tensiuni constante de +5, +9 și -9 volți, indiferent de tensiunea de intrare , acestea fiind LM7805
Transformator
Regulator
+5V
Regulator
+9V
Regulator
-9V
Redresor
Filtru

26
(+5 V), LM7809 (+9 V) și LM7909 ( -9 V). Cu toate acestea, pentru a minimiza orice fluctuații
neintenționate în ieșirea regulatorului, adăugăm mai multe filtre capacitive între regulatoare și
ieșirea finală a secțiunii.

Fig.3.3 Schema suresei de alimentarea a sistemului de bruiaj [13]

3.1.2 . Etajul frecvenței intermediare ( IF)

Etajul IF este secțiunea care generează tensiunea de reglaj pentru VCO (oscilatorul cu
tensiune controlată ) din secțiunea RF , astfel încât ieșirea VCO să fie cuprinsă în intervalul dorit
de frecvențe. Ieșirea secțiunii IF este un val triunghiular de frecvență de 110 KHz la care se
adaugă zgomot și apoi semnalul este decalat de o anumită valoare DC pe ntru a obține tensiunea
de reglare necesară .
Etajul IF este format din :
 Generator de semnal triunghiular (555 Timer IC)
 Generatorul de zgomot (Diode Zener)
 Mixer de semnal
 Circuit offset (Diod e – Clamper )

Fig.3.4 Schema bloc a etajului IF
Generator de
semnal triunghiular
Generator
de zgomot
Mixer de semnal
Circuit offset -DC

27

Fig.3.5 Schema etajului IF [13]

3.1.3 . Etajul de radio frecvență (R F)

Secțiunea RF este cea mai importantă parte a sistemului de bruiaj mobil. Componentele
de bază sunt următoarele:
 Oscilator controlat în tensiune (VCO)
 Amplificatoare de putere RF
 Antena
Aceste componente au fost selectate în conformitate cu specificația dorită a sistemului
de bruiaj , cum ar fi intervalul de frecvență și intervalul de acoperire. Este important de știut că
toate componentele folosite au o impedanță de intrare / ieșire de 50 ohmi, astfel încât

28
microstripul de 50 ohmi a fost necesar pentru compatibilitatea între componen te. Lățimea
microstrip -ului se calculează folosind următoarele ecuații pentru w / h> 1 :

Schema bloc a etajului de radio frecvența este:

Fig.3.6 Schema bloc a etajului RF
OSCILATORUL
CONTROLAT
ÎN TENSIUNE
AMPLIFICATOARE DE
PUTERE
RF
ANTENA
Din etajul IF
Semnalul perturbator

29
Pentru a bloca cu succes o anumită regiune, trebuie să luăm în considerare un parametru
foarte important și anume raportul semnal / zgomot , denumit SNR. Fiecare dispozitiv care
funcționează pe principiile comunicațiilor radio poate tolera zgomotul dintr -un semnal până la
un anumit nivel. Aceasta se numește capacitatea de manipulare SNR a dispozitivului. Cele mai
multe dispozitive celulare au o capacitate de manevrare SNR de aproximativ 12dB. Un
dispozitiv foarte bun ar putea avea o valoare de 9dB , deși e ste foarte puțin probabil. Pentru a
asigura blocarea acestor dispozitive, trebuie să reducem SNR -ul semnalului purtător sub nivelul
de 9dB. [13]

Fig.3.7 Schema etajului RF [13]

3.2. Analiza sistemului de bruiaj de tip “A” DUAL BAND

Un alt sistem de bruiaj tot de tipul ”A” conform tabelului 2.1 din Capitolul II este
prezentat următoarea schemă bloc de principiu. Una dintre diferențele cela mai importante
dintre sistemul de bruiaj prezentat în cele de mai sus este faptul ca acest model ce urm ează să
fie prezentat funtionează pe două benzi .

30
f=1.9Ghz

f=900Mhz

Fig.3.8 Schema bloc de principiu a sistemului de bruiaj cu doua benzi de frecvență

În schema de mai sus avem un sistem de bruiaj care funcționează pe două frecvențe
diferite, un canal funcționând pe frecvența de 1.9 Ghz iar cel de -al doilea funcționând pe
frecvența de 900 Mhz.
Acest tip de sistem de bruiaj este format dupa cum putem obse rva și în schema din:
 Alimentare
 Generator de zgomot
 Oscilator LC
 Amplificator (Aceasta este folosit ă pentru alimentarea celorlalte secțiuni cu
tensiunile necesare , fiind formată din: transformator, rectificator, filtru,
regulator.)
 Antenă
Aceasta este folo sită pentru alimentarea celorlalte secțiuni cu tensiunile necesare , fiind
formată din: transformator , rectificator , filtru, regulator .

Alimentarea
Generator
de zgomot

Oscilator LC + Amplificator

Oscilator LC + Amplificator

31
3.2.1 . Componentele necesare pentru construirea circuitului
Transformatorul coborâtor de tensiune

Transformatorul cobo râtor de tensiune este cel al cărui tensiune secundară este mai mică
decât tensiunea primară. Acesta este proiectat pentru a reduce tensiunea de la înfășurarea
primară la înfășurarea secundară. Acest tip de transformator "scade" tensiunea aplicată la o
unitate coborâtoare de tensiune; transformatorul modific ă puterea de înaltă tensiune și curentul
de joasă tensiune în curent de joasă tensiune și curent înalt de joasă tensiune . Sârma de calibru
mai mare folosită în înfășurarea secundară este necesară datorită creșterii curentului.
Înfășurarea primară, care nu trebuie să conducă la fel de mult curent, poate fi făcută din sârmă
cu ecartament mai mic.
S-a folosit un transformator de 15V, 1 Amp .

Fig.3.9 Schema unui transformator coborâtor de tensiune [14]

32
IC 7815: Regulator de tensiune pozitiv IC

IC 7815 este un regulator de tensiune de 15V care limitează tensiunea de ieșire la 15V
și trage o sursă de alimentare regulată de 15V pentru a furniza o sursă convenabilă de alimentare
pentru majoritatea com ponentelor TTL

Fig.3.10 Schema regulatorului de tensiune pozitiv ă [14]

IC 555 (folosi de catre generatorul de zgomot)

Fig.3.11 IC 555 in mod astabil [14]

În modul astabil, timerul 555 realizează un flux continuu de impulsuri dreptunghiulare
având o frecvență specificată. Rezistorul R1 este conectat între pinul VCC și pinul de descărcare

33
(pinul 7) și un alt rezistor (R2) , este conectat între pinul de descărc are (știftul 7) și pinii de
declanșare (știftul 2) și pragul (știftul 6) care împart un nod comun. Prin urmare, condensatorul
este încărcat prin R1 și R2 și este descărcat numai prin R2, deoarece pinul 7 are o impedanță
redusă la sol în timpul intervalelor scăzute de ieșire ale ciclului ; deci, descărcarea
condensatorului
În modul astabil, frecvența curentului pulsului depinde de valorile R1, R2 și C:
𝑓=1
ln(2)𝐶(𝑅1𝑅2)

Amplificatorul

Acesta preia semnalul din circuitul oscilant mixat cu semnalul provenit d in etajul care
generază zgomotul, adică generatorul de zgomot , și îl amplifică.

Fig.3.12 Schema unui amplificator [14]

Circuitul LC

Circutul LC constă din două componente electronice conectate împreună; un inductor
reprezentat de litera L și un condensator reprezentat de litera C. Circuitul poate acționa ca un
rezonator electric, un analog electric al unei furci de tuning, care stochează energia care
oscilează la frecvența rezonantă a circuitului.

34
Circuitele LC sunt utilizate fie pentru generarea de semnale la o anumită frecvență, fie
pentru extragerea unui semnal la o anumită frecvență dintr -un semnal mai complex. Acestea
sunt componente cheie în multe dispozitive electronice, în special echipamente radio, utilizate
în circuite cum ar fi oscilato are, filtre, tunere și mixere de frecvență.

Fig.3.13 Circuitul LC [14]

3.2.2 Principiul de funcționare

Principiul de funcționare al acestui circuit constă în urmatoaele etaje:
 Etajul de alimentare
 Etajul generator de zgomot
 Etajul oscilant și de RF
Primul etaj , format dintr -o sursă de alimentare , asigură o tensiune stabilizată cu ajutorul
unui stabilizator. În circuitele de radio frecvență este de preferat să se utilizeze stabilizatoarele
liniare deoarece acestea nu introduc g ălăgie în circuit spre, deosebire de sursele în comutație,
dezavantajul folosirii unui regulator de tensiune liniar este dat de faptul ca acesta disipă caldura,
ineficiența acestuia fiind într 30 -50%.
Etajul al doilea (generatorul de zgomot) , este costituit cu ajutorul unui 555 în
configurație astabilă, la ieșirea circuitului integrat 555 avem un semnal dreptunghiular cu o
frecvență de 48 kHz și un factor de umplere de 66,67%.
Etajul final , format dintr -un oscilator LC plus un tranzistor npn de înaltă frecvență care
asigură amplific area. Semnalul perturbator este injectat în baza tranzistorului creând un semnal
cu modulație în amplitudine.

35

Fig.3.14 Schema sistemului de bruiaj de tip ”A” cu două benzi de frecvență [14]

36

Caplitolul IV
Implementarea practică a sistemului de bruiaj de tip ul ”D”

Sistemele de bruiaj de tip ”D” , dupa cum spuneam și în Capitolul II , sunt dotat e cu un
receptor , în așa fel încât dispozitivul de bruiaj este în mare parte a timpul ui doar în modul de
recep ție, așteptând detectarea unui terminal mobil din raza sa de acoperire ; acest tip de sistem
permite efectuarea apelurilor de urgență. Implementarea acestuia fiind una simplist [ , eficiența
bruiajului faț ă de celelalte dispozitive de bruiaj este una medie.

Antena de Antena de
recepție emisie

Fig.3. 15 Schema bloc a sistemului de bruiaj de tip ”D”

MIXER
Oscilatorul de
cuarț
Amplificatorul
RF
Alimentarea
Baterie Li -ion

37
4.1. Funcționarea si stemului de bruiaj de tipul ”D”

Implementarea acestui sistem de bruiaj de tip ”D”este una destul de facilă deoarece
acesta nu folosește un oscilator local pentru banda sau benzile de frecvențe care se dore sc a fi
perturbate.
Circuitul care urmează a fi preze ntat are în construcția sa doua antene. O antenă este
folosită pentru a prelua frecvența produsă de telefonul mobil care urmează a fi bruiat, respective
a doua antenă având rolul de a emite semnalul perturbator.
Modul de funcționare al acestui circuit este unul relativ ușor de ințeles. Telefoanele
mobile folo sesc doua benzi separate pentru uplink , respectiv pentru downlink. Pentru a fi evitate
eventuale perturbații, aceste canale sunt separate la 45 de Mhz una de cealaltă .
În principiu acest sistem de bruiaj preia semnalul transmis de telefonul mobil, această
recepție realizându -se cu ajutorul primei antene, care urmează a fi bruiat, urmând mixarea
acestuia cu un semnal de 45 de Mhz si re -emis pe cea de -a doua antenă. Astfel , telefonul mobil,
este practic bruiat de propriul semnal emis către stația de bază.
Circuitul este compus dintr -un număr relativ mic de piese , ceea ce îl face u șor de
construit. Acesta folose ște o baterie de tipul Li -ion de 3,7 V ; această tensiune este coborată la
o tensiune stabilizată de 3,3 volți cu ajutorul unui regulator de tensiune lin iar
(AMS1117 (Anexa1) ). Pe lângă acesta, mai avem nevoie de niște condensatori de filtraj pentru
a asigura o tensiune cât mai stabilă pentru oscilatorul cu cuar ț și pentru a evita intrarea
regulatorului de tensiune în oscilații, acest lucru fiind de nedor it. Semnalul recepționat de către
aparat este captat cu ajutorul unei antene care functionează optim în banda pentru GSM, adic ă
800-900 MHz. Leg ătura cu aparatul se face printr -un cablu coaxial cu o impedanță de 50 Ohmi
și o mufă SMA , semnalul recepționat fiind conectat la mixerul ADE -1ASK (Anexa 2) . La acest
mixer vine , la pinul LO , conectat semnalul oscilatorului de 13 MHz. Ie șirea acestui oscilator
nu este filtrat ă pentru a introduce cât mai multe armonici de ordin diferit. Semnalul rezultat din
mixarea celor două semnale este introdus în amplificatorul de radiofrecvență PF08123B (Anexa
3). Ieșirea acestui amplificator este legată printr -un cablu coaxial la mufa SMA. Mufele SMA
sunt folo site deoarece acestea facilitează testarea mai multor tipuri de antene , implicit , a
circuitului de bruiaj .[14]

38

Fig.3.16 Schema de principiu a sistemului de bruiaj de tip ”D”

Fig.3.17 Cablajul sistemului de bruiaj de tip ”D”

39

Fig.3.18 Cablajul sistemului de bruiaj de tip ”D”

4.2. Procesul de fabricare al unei PCB

Pentru a fabrica un circuit imprimat , avem nevoie de mai multe unelte și substan țe.
În primul r ând, avem nevoie de un editor de scheme si cablaje. În acest caz , a fost folosit
“Eagle v7.60” , pentru a desena schema si ulterior cablajul care urmeaz ă a fi transferat pe placa
de textolit.
Uneltele si substan țele necesare:
 Fier de c ălcat
 Imprimant ă laser
 Hârtie pentru transfer sau h ârtie special ă pentru poze , pentru i mprimanta inkjet
 Clorura feric ă FeCl3
 Aceton ă sau nitro diluant
 Placa de sticlotextolit
 Mănuși din latex
 Burete sau lan ă oțeloas ă

40
După ce am finalizat circuitul dorit, acest a poate fi imprimat pe h ârtie special ă pentru
transfer. În acest caz , s-a folosit un tip de h ârtie care este f ăcută special pentru poze si pentru
imprimanta inkjet. S -a folosit acest tip de h ârtie deoarece toner -ul depus pe h ârtia lucioas ă nu
aderă foarte bine pe h ârtie, astfel facilit ând transferul de pe foaie pe plac ă.
Pentru a ob ține performan țe sportite , este recomandat a se imprima la cea mai mare
calitate și cu op țiunea de consum redus de toner oprit ă. Astfel , ne asigur ăm că pe hârtie s -a
depus cantitatea maxim ă de toner posibil ă.
Pentru a ob ține o aderen ță cât mai bun ă a toner -ului pe plac ă, aceasta se spal ă în prima
fază cu săpun pentru vase , cu ajutorul unui burete de buc ătărie. Indicat este să se folo sească
partea mai dur ă a buretelui. Odat ă spălată cu săpun, pentru a asigura indep ărtarea tuturor
grăsimilor, placa es te cur ățată cu ajutorul acetonei. În acest pas nu este recomandat ă folosirea
nitro diluantului deoarece acesta las ă uleiuri pe plac ă. Pentru a nu irita pielea, e ste indicat
purtarea manu șilor.
După ce a fost cur ățată placa, se porne ște fierul de c ălcat la temperatura maxim ă la care
acesta func ționeaz ă. Se aseaz ă hartia cu circuitul pe plac ă și se plimb ă fierul de c ălcat pe toat ă
suprafa ța plăcii cu presiune. Acest proces nu dureaz ă mai mult de 2 -3 minute, în func ție de
dimensiunea pl ăcii.
Următorul pas este înlăturarea foii de transfer. Ea se poate înlătura u șor dac ă se
introduce intr -o baie de ap ă caldă și este lăsată la “inmuiat” p ână la 20 de minute. Dup ă
expirarea timpului , foaia pur și simplu se exfoliaz ă, lăsând în urm ă doar toner -ul pe p lacă.

Fig.3.19

41
Pasul următor este introducerea pl ăcii cu toner într-o baie de clorur ă ferică, în acest
cadru fiind nevoie de m ănuși și ochelari p entru prote cție. Înainte de a folosi aceast ă substan ță,
este indicat s ă citim instruc țiunile de utilizare pentru a evita eventualele accidente.
Clorura feric ă poate provoca arsuri, astfel , că folosirea acesteia implică o atitudine pe
măsură . Clorura feric ă dizolv ă de pe plac ă zonele care nu sunt acoperite cu toner. Pentru a
grăbi procesul , clorura poate fi încălzită până la 40 de grade celsius sau se poate efectua o
mișcare continuă a plăci.
Acest pas poate dura de la c âteva minute p ână la câteva zeci de minute, în func ție de
mărimea cuprului neprotejat de toner.

Fig.3.20

Apoi, se înlă tură stratul de toner depus anerior . Înlaturarea stratului de toner s e
realizează cu ajutorul acetonei sau a nitro diluantului. Pentru a folosi o cantitate c ât mai mic ă
de aceton ă sau diluant, este recomandat să se lase la “înmuiat” într-o tăviță acoperit ă, câteva
minute.
Acest lucru este recomandat doarece vaporii de aceton ă sau diluant se impregneaz ă în
toner, fac ându-ll pe acesta s ă se dizolve, urm ând să fie înlăturat complet cu ajutorul unui burete.

42

Fig.3.21

Penultimul pas este optional. Pentru a evita oxidarea stratului de cupru și pentru a
asigura o lipitur ă căt mai puternic ă, pe plac ă se poate aplica un strat sub țire de cositor.
Ultimul pas în acest proces este plantarea, cositorirea componentelor pe plac ă. În cazul
unei pl ăci doar cu componente SMD este indicat a avea o penset ă pentru a putea , tine
componenta nemi șcată pe durata lipirii acesteia.

Fig.3.22

43

Concluzii

Lucrarea de fa ță a fost concepută ca un studiu asupra funcționării și implement ării unui
sistem de bruiaj p entru rețelele de comunicații mobile.
Deși este interzisă utilizarea unor astfel de sisteme de bruiaj , potrivit reglementărilor
UE, respecti v, a legislației din Statele Unite ale Americii, precum și din alte state la nivel global ,
astfel de sisteme sunt folosite de c ătre organele abilitate (armată, poliție, serviciile de securitate
națională și internațională etc.) în cazul unor circumstanțe favorabile cum ar fi vizite
diplomatice, coloane oficiale cu oficialități de rang înalt, sau în situații nefavorabile ,cum ar fi
atentatele teror iste, astfel de sisteme având sco pul de a bloca comunica țiile prin radio frecvență
pe un perimetru dorit.
Înainte de a studia și realiza un sistem de bruiaj al re țelelor mobile, am prezentat în
primul capitol al acestei lucrări modul de funcțio nare al acest or rețele mobile, prin studiul
generațiilor de radiocomunicații celulare, a propagării undelor rad io precum și studiul și
arhitectura l al unei astfel de rețele.
După ce în primul capitol am studiat funcționalitatea rețelelor de comunicații mobile, în
cel de -al II-lea capitol al lucr ării, am adus în discuție funcțio nalitatea și clasificarea sistemelor
de bruiaj , în timp ce î n cel de -al III -lea capitol, am realizat o analiz ă a unor anumite sisteme de
bruiaj care ar putea fi implementate.
În capitolul al IV -lea, după cum reiese și din titlul capitolului – ”Implementarea practică
a sistemului de bruiaj de tipul ”D ” ” am încercat să implementez practic un astfel de sistem de
bruiaj .
De-a lungul încerc ării mele de a pune în practică un astfel de sistem am întâmpinat o
serie de dificutăți , acestea au apărut odată cu proiectarea cablajului, una din ele fiind de exemplu
inadaptare de impedanță , ceea ce a determinat atenuări mari de semnal. Configurarea și
conectarea echipamentelor profesionale în procedura de analiza și testarea circuitului dezvoltat
a determinat de asemenea mici impedimente.
După cum specificam în conținutul lucrării, aceste sisteme de bruiaj sunt interzise prin
lege într -o mare parte a statelor UE, și chiar la nivel global prin diverse legi și reglementări,fapt

44
ce mi -a îngreunat obținerea de informații despre astfel de sisteme, documentațiile f iind destul
de greu de procurat chiar și de pe internet.
Pe viitor îmi propun să aduc îmbunătățiri circuitului dezvoltat atît din punct de vedere
funcțional, cît și din punct de vedere al multitudini de benzi de f recvență pe care să îl acopere
prin utilizarea de filtre diplexoare multiple, și de asemenea să mă implic mai intens într -un
studiu legat de dezvoltarea cablajelor imprimate în domeniul HF .

45

Bibliografie

[1] http://www.ancom.org.ro/jammere -_4646 , 24.03.2018
[2] http://www.infoelectronica.ro/date upload/lucrari/Com_Nicolaescu.pdf , accesat în:
27.03.2018
[3] 4G: Deployment Strategies and Operational Implications ,Managing Critical
Decisions in Deployment of 4G/LTE Networks and their Effects on Network Operations and
Business , Autori : Venkataraman Kr ishnamurthy, Trichy, Shetty , Rajaneesh
[4] Fundamentals of 5G Mobile Networks Edited by Jonathan Rodriguez Senior
Research Fellow Instituto de Telecomunicações, Aveiro, Portugal
[5] S.Popa – Rețele de Comunicații Mobile, Curs 2010
[6] D.Tisal – GSM Rețeaua și Serviciile, Ed. Teora 97
[7] http://www.comm.pub.ro/_curs/rrc/cursuri/RRC%2003%20retele%20celulare.pdf ,
acesat în: 02.04.2018
[8] S.Popa – Contribuții la Implementarea și Optimizarea Reșelelor de Comunicații
Mobile, Ed. Vest Timiș 2013
[9]https://www.slideshare.net/AbdulrahmanFady/lte -architecture -and-interfaces ,
acesat în: 03.04.2018
[10]https://searchmobilecomputing.techtarget.com/definition/cell -phone-jammer ,
acesat în: 03.04.2018
[11] https://jammer.net/ro/content/7 -cose-un-jammer , acesat în: 14.04.2018
[12] http://www.just.edu.jo/~nihad/files/mat/591/Jisrawi.pdf ,06.03.2018
[13]http://www.qrz.ru/schemes/contribute/security/jammers/gsm -jammer.pdf ,
acesat în: 03.04.20 18
[14]http://mhsspejrocks.weebly.com/uploads/2/5/5/1/25514539/black_book_3.pdf ,
acesat în: 16.05.2018
[15]http://diy.wikia.com/wiki/Cell_Phone_Jammer_DIY , acesat în: 17.05.2018

46

Anexe
Anex a 1
Advanced AMS1117
Monolithic 1A LOW DROPOUT VOLTAGE REGULATOR
Systems

FEATURES APPLICATIONS
 Three Terminal Adjustable or Fixed Voltages*  High Efficiency Linear Regulators
1.5V, 1.8V, 2.5V, 2.85V, 3.3V and 5.0V  Post Regulators for Switching Supplies
 Output Current of 1A  5V to 3.3V Linear Regulator
 Operates Down to 1V Dropout  Battery Chargers
 Line Regulation: 0.2% Max.  Active SCSI Terminators
 Load Regulation: 0.4% Max.  Power Management for Notebook
 SOT -223, TO -252 and SO -8 package available  Battery Powered Instrumentation

GENERAL DESCRIPTION
The AMS1117 series of adjustable and fixed voltage regulators are designed to provide up to1A output current and to operate
down to 1V input -to-output differential. The dropout voltage of the device is guaranteed maximum 1.3V, decreasing at lower
load currents.
On-chip trimming adjusts the reference voltage to 1.5%. Curr ent limit is set to minimize the stress under overload conditions
on both the regulator and power source circuitry.
The AMS1117 devices are pin compatible with other three -terminal SCSI regulators and are offered in the low profile surface
mount SOT -223 pa ckage, in the 8L SOIC package and in the TO -252 (DPAK) plastic package.

ORDERING INFORMATION:

8L SOIC Top View

*For additional available fixed voltages contact factory.

PIN CONNECTIONS

SOT -223 Top View GND/ADJ
VOUT
VOUT
VIN N/C
VOUT
VOUT
N/C

3 PIN FIXED/ADJUSTABLE
VERSION

1- Ground/Adjust
2- VOUT
3- VIN

TAB IS
OUTPUT
TO-252 FRONT VIEW

PACKAGE TYPE OPERATING JUNCTION
TEMPERATURE RANGE TO-252 SOT -223 8L SOIC
AMS1117CD AMS1117 AMS1117CS -40 to 125  C
AMS1117CD -1.5 AMS1117 -1.5 AMS1117CS -1.5 -40 to 125  C
AMS1117CD -1.8 AMS1117 -1.8 AMS1117CS -1.8 -40 to 125  C
AMS1117CD -2.5 AMS1117 -2.5 AMS1117CS -2.5 -40 to 125  C
AMS1117CD -2.85 AMS1117 -2.85 AMS1117CS -2.85 -40 to 125  C
AMS1117CD -3.3 AMS1117 -3.3 AMS1117CS -3.3 -40 to 125  C
AMS1117CD -5.0 AMS1117 -5.0 AMS1117CS -5.0 -40 to 125  C

AMS1117
47

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS (Note 1)
Power Dissipation Internally limited Soldering information
Input Voltage 15V Lead Temperature (25 sec) 265C
Operating Junction Temperature Thermal Resistance
Control Section -40C to 125C SO-8 package  JA= 160C/W
Power Transistor -40C to 125C TO-252 package  JA= 80C/W
Storage temperature – 65C to +150C SOT -223 package  JA= 90C/W*
* With package soldering to copper area over backside ground
plane or internal power plane  JA can vary from 46 C/W to
>90C/W depending on mounting technique and the size of the
copper area.

ELECTRICAL CHARACTERISTICS
Electrical Characteristics at I OUT = 0 mA, and T J = +25°C unless otherwise specified.
Parameter Device Conditions Min Typ Max Units
Reference Voltage
(Note 2) AMS1117 IOUT = 10 mA
1.5V (VIN – VOUT)  12V 1.232
1.2125 1.250
1.250 1.268
1.2875 V
V
Output Voltage
(Note 2) AMS1117 -1.5 VIN = 3V 1.478
1.455 1.500
1.500 1.522
1.545 V
V
AMS1117 -1.8 VIN = 3.3V 1.773
1.746 1.800
1.800 1.827
1.854 V
V
AMS1117 -2.5 VIN = 4V 2.463
2.425 2.500
2.500 2.537
2.575 V
V
AMS1117 -2.85 VIN = 4.35V 2.808
2.7645 2.850
2.850 2.892
2.9355 V
V
AMS1117 -3.3 VIN = 4.8V 3.251
3.201 3.300
3.300 3.349
3.399 V
V
AMS1117 -5.0 VIN = 6.5V 4.925
4.850 5.000
5.000 5.075
5.150 V
V
Line Regulation AMS1117 1.5V (VIN – VOUT)  12V 0.015
0.035 0.2
0.2 %
%
AMS1117 -1.5 1.5V (VIN – VOUT)  12V 0.3
0.6 5
6 mV
mV
AMS1117 -1.8 1.5V (VIN – VOUT)  12V 0.3
0.6 5
6 mV
mV
AMS1117 -2.5 1.5V (VIN – VOUT)  12V 0.3
0.6 6
6 mV
mV
AMS1117 -2.85 1.5V (VIN – VOUT)  12V 0.3
0.6 6
6 mV
mV
AMS1117 -3.3 1.5V (VIN – VOUT)  12V 0.5
1.0 10
10 mV
mV
AMS1117 -5.0 1.5V (VIN – VOUT)  12V 0.5
1.0 10
10 mV
mV
Load Regulation
(Notes 2, 3) AMS1117 (VIN – VOUT) =1.5V, 10mA  IOUT  0.8A 0.1
0.2 0.3
0.4 %
%
AMS1117 -1.5 VIN = 3V, 0  IOUT  0.8A 3
6 10
20 mV
mV
AMS1117 -1.8 VIN = 3.3V, 0  IOUT  0.8A 3
6 10
20 mV
mV
AMS1117 -2.5 VIN = 5V, 0  IOUT  0.8A 3
6 12
20 mV
mV

AMS1117
48

ELECTRICAL CHARACTERISTICS
Electrical Characteristics at I OUT = 0 mA, and T J = +25°C unless otherwise specified.
Parameter Device Conditions Min Typ Max Units
Load Regulation
(Notes 2, 3) AMS1117 -2.85 VIN = 4.35V, 0  IOUT  0.8A 3
6 12
20 mV
mV
AMS1117 -3.3 VIN = 4.75V, 0  IOUT  0.8A 3
7 15
25 mV
mV
AMS1117 -5.0 VIN = 6.5V, 0  IOUT  0.8A 5
10 20
35 mV
mV
Dropout Voltage
(VIN – VOUT) AMS1117 -1.5/-1.8/-2.5/-
2.85/ -3.3/-5.0 VOUT , VREF = 1%, I OUT = 0.8A (Note 4) 1.1 1.3 V
Current Limit AMS1117 -1.5/-1.8/-2.5/-
2.85/ -3.3/-5.0 (VIN – VOUT) = 1.5V 900 1,100 1,500 mA
Minimum Load
Current AMS1117 (VIN – VOUT) = 1.5V (Note 5) 5 10 mA
Quiescent Current AMS1117 -1.5/-1.8/-2.5/-
2.85/ -3.3/-5.0 (VIN – VOUT) = 1.5V 5 11 mA
Ripple Rejection AMS1117 f =120Hz , C OUT = 22F Tantalum, I OUT = 1A,
(VIN-VOUT ) = 3V, C ADJ =10F 60 75 dB
AMS1117 -1.5/-1.8/-2.5/-
2.85 f =120Hz , C OUT = 22F Tantalum, I OUT = 1A,
VIN = 4.35V 60 72 dB
AMS1117 -3.3 f =120Hz , C OUT = 22F Tantalum, I OUT = 1A
VIN = 4.75V 60 72 dB
AMS1117 -5.0 f =120Hz , C OUT = 22F Tantalum, I OUT = 1A
VIN = 6.5V 60 68 dB
Thermal Regulation AMS1117 TA = 25°C, 30ms pulse 0.008 0.04 %W
Adjust Pin Current AMS1117 IOUT =10mA , 1.5V  (VIN – VOUT)  12V 55
120 A
A
Adjust Pin Current
Change AMS1117 IOUT =10mA, 1.5V  (VIN – VOUT)  12V 0.2 5 A
Temperature Stability 0.5 %
Long Term Stability TA =125°C, 1000Hrs 0.3 1 %
RMS Output Noise
(% of V OUT ) TA = 25°C , 10Hz  f  10kHz 0.003 %
Thermal Resistance
Junction -to-Case All packages 15 °C/W

Parameters identified with boldface type apply over the full operating temperature range.
Note 1: Absolute Maximum Ratings indicate limits beyond which damage to the device may occur. For guaranteed specifications and test conditions, see the
Electrical Characteristics . The guaranteed specifications apply only for the test conditions listed.
Note 2: Line and Load regulation are guaranteed up to the maximum power dissipation of 1.2 W for SOT -223, 2.2W for TO -252 and 780mW for 8 -Lead SOIC.
Power dissipation is determined by the input/output differential and the output current. Guaranteed maximum power dissipation will not be available over the
full input/output range.
Note 3: See thermal regulation specifications for changes in output voltage due to heating effects. Line and loa d regulation are measured at a constant
junction temperature by low duty cycle pulse testing. Load regulation is measured at the output lead ~1/8” from the package.
Note 4: Dropout voltage is specified up to 0.8A load. For currents over 0.8A dropout will b e higher
Note 5: Minimum load current is defined as the minimum output current required to maintain regulation. When 1.5V  (VIN – VOUT)  12V the device is
guaranteed to regulate if the output current is greater than 10mA.

AMS1117
APPLICATION HINTS
49

AMS1117
IN OUT
ADJ

COUT
2F
CADJ
10F

The AMS1117 series of adjustable and fixed regulators are easy to
use and are protected against short circuit and thermal overloads.
Thermal protection circuitry will shut -down the regulator should the
junction temperature exceed 165 C at the sense point.
Pin compatible with older three terminal adjustable regulators, these
devices offer the advantage of a lower dropout voltage, more precise
reference tolerance and improved reference stability with
temperature.

Stability

The circuit design used in the AMS1117 series requires the use of
an output capacitor as part of the device frequency compensation.
The addition of 22 F solid tantalum on the output will ensure
stability for all operating conditions.
When the adjustment terminal is bypassed with a capacitor to
improve the ripple rejection, the requirement for an output capacitor
increases. The value of 22 F tantalum covers all cases of bypassing
the adjustment terminal. Without bypassing the

VIN

Output Voltage

D1

Ĥigure 1.

VOUT
adjustment terminal smaller capacitors can be used with equally
good results.
To further improve stability and transient response of these
devices larger values of output capacitor can be used.

Protection Diodes

Unlike older regulators, the AMS1117 family does not need any The AMS1117 series develops a 1.25V reference voltage between
the output and the adjust terminal. Placing a resistor between these
two terminals causes a constant current to flow through R1 and
down through R2 to set the overall output voltage. This current is
normally the specified minimum load current of 10 mA. Because
IADJ is very small and constant it represents a small error and it can
usually be ignored.
protection diodes between the adjustment pin and the output and
from the output to the input to prevent over -stressing the die.
Internal resistors are limiting the internal current paths on the
AMS1117 adjustment pin, therefore even with capacitors on the
adjustment pin no protection diode is needed to ensure device safety
under short -circuit conditions.
Diodes between the input and output are not usually needed.
Microsecond surge currents of 50A to 100A can be handled by the
internal diode between the input and output pins of the device. In
normal operations it is difficult to get those values of surge currents
even with the use of large output capacitances. If high value output
capacitors are used, such as 1000F to 5000F and VIN

IADJ
50A

VOUT = V REF 1+ R2/R1)+I ADJR2

Figure 2. Basic Adjustable Regulator VOUT
the input pin is instantaneously shorted to ground, damage can
occur. A diode from output to input is recommended, when a
crowbar circuit at the input of the AMS1117 is used (Figure 1). Load Regulation

True remote load sensing it is not possible to provide, because the
AMS1117 is a three terminal device. The resistance of the wire
connecting the regulator to the load will limit the load regulation.
The data sheet specification for load regulation is meas ured at the
bottom of the package. Negative side sensing is a true Kelvin
connection, with the bottom of the output divider returned to the
negative side of the load.
The best load regulation is obtained when the top of the resistor
divider R1 is connected directly to the case not to the load. If R1
were connected to the load, the effective resistance between the
regulator and the load would be:

RP x ( R2+R1 ) , RP = Parasitic Line Resistance
R1
VREF R1

R2
AMS1117
IN OUT
ADJ

AMS1117
APPLICATION HINTS
50

R1*
R2*

AMS1117
IN OUT
ADJ
Connected as shown , R P is not multiplied by the divider ratio

RP
PARASITIC
LINE RESISTANCE
VIN

RL

*CONNECT R1 TO CASE
CONNECT R2 TO LOAD

Figure 3. Connections for Best Load Regulation

In the case of fixed voltage devices the top of R1 is connected
Kelvin internally, and the ground pin can be used for negative side
sensing.

Thermal Considerations

The AMS1117 series have internal power and thermal limiting
circuitry designed to protect the device under overload conditions.
However maximum junction temperature ratings of 125 C should
not be exceeded under continuous normal load conditions.
Careful consideration must be given to all sources of thermal
resistance from junction to ambient. For the surface mount package
SOT-223 additional heat sources mounted near the device must be
considered. The heat dissipation capability of the PC board and its
copper traces is used as a heat sink for the device. The thermal
resistance from the junction to the tab for the AMS1117 is 15 C/W.
Thermal resistance from tab to ambient can be as low as 30C/W. The total thermal resistance from junction to ambient can be as low
as 45C/W. This requires a reasonable sized PC board with at least
on layer of copper to spread the heat across the board and couple it
into the surrounding air.
Experiments have shown that the heat spreading copper layer does
not need to be electrically connected to the tab of the device. The
PC material can be very effective at transmitt ing heat between the
pad area, attached to the pad of the device, and a ground plane layer
either inside or on the opposite side of the board. Although the
actual thermal resistance of the PC material is high, the Length/Area
ratio of the thermal resistanc e between layers is small. The data in
Table 1, was taken using 1/16” FR -4 board with 1 oz. copper foil,
and it can be used as a rough guideline for estimating thermal
resistance.
For each application the thermal resistance will be affected by
thermal interactions with other components on the board. To
determine the actual value some experimentation will be necessary.
The power dissipation of the AMS1117 is equal to:
PD = ( V IN – VOUT )( I OUT )
Maximum junction temperature will be equal to:
TJ = T A(MAX) + P D(Thermal Resistance (junction -to-ambient))
Maximum junction temperature must not exceed 125 C.

Ripple Rejection

The ripple rejection values are measured with the adjustment pin
bypassed. The impedance of the adjust pin capacitor at the ripple
freque ncy should be less than the value of R1 (normally 100  to
200) for a proper bypassing and ripple rejection approaching the
values shown. The size of the required adjust pin capacitor is a
function of the input ripple frequency. If R1=100  at 120Hz the
adjust pin capacitor should be 13F. At 10kHz only 0.16 F is
needed.

The ripple rejection will be a function of output voltage, in circuits
without an adjust pin bypass capacitor. The output ripple will
increase directly as a ratio of the output voltage to the reference
voltage (V OUT / V REF ).

Table 1.
COPPER AREA
BOARD AREA THERMAL RESISTANCE
(JUNCTION -TO-AMBIENT) TOP SIDE* BACK SIDE
2500 Sq. mm 2500 Sq. mm 2500 Sq. mm 55C/W
1000 Sq. mm 2500 Sq. mm 2500 Sq. mm 55C/W
225 Sq. mm 2500 Sq. mm 2500 Sq. mm 65C/W
100 Sq. mm 2500 Sq. mm 2500 Sq. mm 80C/W
1000 Sq. mm 1000 Sq. mm 1000 Sq. mm 60C/W
1000 Sq. mm 0 1000 Sq. mm 65C/W
* Tab of device attached to topside copper.

AMS1117
51

TJ = 125°C
TJ = 25°C

TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS

Minimum Operating Current
(Adjustable Device) Short -Circuit Current
12 1.25

1.00
9

0.75

6

0.50

3
0.25

0
0 5 10 15 20
INPUT/OUTPUT DIFFERENTIAL (V)
0
0 5 10 15
INPUT/OUTPUT DIFFERENTIAL

0.10

0.05

0

-0.05

-0.10

-0.15 Load Regulation Ripple Rejection vs. Current
100

90

80

70

60

50

40

30

20

10

-0.20
-50 -25 0 25 50 75 100 125
TEMPERATURE (°C)
0
0 0.25 0.5 0.75 1.0
OUTPUT CURRENT (A)

2.0

1.0

0

-1.0 Temperature Stability

100

90

80

70

60

50

40

30

20

10 Adjust Pin Current

-2.0

-50 -25 0 25 50 75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
0
-50 -25 0 25 50 75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)

TJ = 125°C
TJ = 25°C
VRIPPLE3Vp-p
fRIPPLE = 20Hz

VRIPPLE0.5Vp -p
VOUT = 5V
CADJ = 25F
COUT = 25F
fRIPPLE = 120Hz OUTPUT VOLTAGE DEVIATION (%) OUTPUT VOLTAGE CHANGE (%) MINIMUM OPERATING CURRENT (mA)
ADJUST PIN CURRENT (A) RIPPLE REJECTION (dB) SHORT CIRCUIT CURRENT (A)

 ILOAD = 1A

AMS1117
52

PACKAGE DIMENSIONS inches (millimeters) unless otherwise noted.

TO-252 PLASTIC PACKAGE (D)

0.255 -0.265
(6.48 -6.73)
0.206 -0.214
(5.23 -5.44)

0.087 -0.094
(2.21 -2.39) 0.018 -0.023
(0.46 -0.58)
0.035 -0.050
7.0° (0.89 -1.27)

0.380 -0.410
(9.65 -10.41) 0.235 -0.245
(5.969 -6.223)

0.025
(0.635) 0.045 -0.060
(1.14 -1.52) 0.035 -0.045
(0.89 -1.14)
0.020±0.002
TYP (0.510±0.0508)

0.156 -0.204
(3.96 -5.18) 0.030
(0.762)
TYP
0.018 -0.023
(0.46 -0.58) D (D3) A MS DRW# 011601

3 LEAD SOT -223 PLASTIC PACKAGE

0.248 -0.264
(6.30 -6.71)
0.116 -0.124
(2.95 -3.15)

0.264 -0.287
(6.71 -7.29)
0.130 -0.146
(3.30 -3.71)

0.090
(2.29)
NOM 0.033 -0.041
(0.84 -1.04)

0.071
(1.80)
MAX

0.025 -0.033
(0.64 -0.84)
0.181
(4.60)
NOM 0.012
(0.31)
MIN

(SOT -223 ) AMS DRW# 042292

10°-16°

10°
MAX
0.010 -0.014
(0.25 -0.36)

10°-16°
0.025 -0.033
(0.64 -0.84)

AMS1117
53

0.010 -0.020 x 45°
(0.254 -0.508)
0.008 -0.010
(0.203 -0.254)
0°-8° TYP
0.016 -0.050
(0.406 -1.270)
S (SO -8 ) AMS DRW#
PACKAGE DIMENSIONS inches (millimeters) unless otherwise noted (Continued).

8 LEAD SOIC PLASTIC PACKAGE (S)

1 2 3 4

0.053 -0.069
(1.346 -1.752)

0.004 -0.010
(0.101 -0.254)

0.014 -0.019
(0.355 -0.483) 0.050
(1.270)
TYP

042293

*DIMENSION DOES NOT INCLUDE MOLD FLASH. MOLD FLASH
SHALL NOT EXCEED 0.006" (0.152mm) PER SIDE

**DIMENSION DOES NOT INCLUDE INTERLEAD FLASH. INTERLEAD
FLASH SHALL NOT EXCEED 0.010" (0.254mm) PER SIDE

0.189 -0.197*
(4.801 -5.004)
8 7 6 5
0.228 -0.244
(5.791 -6.197)
0.150 -0.157* *
(3.810 -3.988)

54
mm Anexa 2
Frequency Mixer
Level 7 (LO Power +7 dBm) 2 to 600 MHz
ADE -1ASK

Maximum Ratings
Operating Temperature -40°C to 85°C
Storage Temperature -55°C to 100°C
RF Power 50mW
IF Current 40mA
Permanent damage may occur if any of these limits are exceeded.

Pin Connections
LO 6
RF 3
IF 2
GROUND 1,4,5

Outline Drawing Features
• low conversion loss, 5.3 dB typ.
• excellent L -R isolation, 50 dB typ.
• low profile package
• aqueous washable
• protected by U.S. Patent 6,133,525

Applications
• VSAT systems
• instrumentation
• cellular

Electrical Specifications
CASE STYLE: CD542

1 dB COMP.: +1 dBm typ.
Phase detection, positive polarity
L = low range [fL to 10 fL] M = mid range [10 fL to fU/2] U = upper range [fU/2 to fU]
m= mid band [2fL to fU/2]

PCB Land Pattern

Suggested Layout,
Tolerance to be within ±.002

Outline Dimensions ( inch )

A B C D E F G
.272 .310 .220 .100 .112 .055 .100
6.91 7.87 5.59 2.54 2.84 1.40 2.54
H
.030 J
.026 K
.065 L
.300 wt
grams
0.76 0.66 1.65 7.62 0.20

Demo Board MCL P/N: TB -03
Suggested PCB Layout (PL-052) Typical Performance Data

RF Frequency
(MHz)

LO Conversion
Loss
(dB)
LO
+7dBm Isolation
L-R
(dB)
LO
+7dBm Isolation
L-I
(dB)
LO
+7dBm VSWR
RF Port
(:1)
LO
+7dBm VSWR
LO Port
(:1)
LO
+7dBm
1.00 31.00 6.13 67.70 64.10 1.38 2.58
2.00 32.00 5.68 67.90 64.20 1.22 2.55
2.18 32.18 5.68 67.90 64.00 1.21 2.52
4.73 34.73 5.45 66.90 64.10 1.12 2.55
10.29 40.29 5.40 66.00 63.10 1.09 2.52
22.37 52.37 5.49 63.30 61.10 1.07 2.52
48.66 78.66 5.44 59.70 57.50 1.04 2.52
105.82 135.82 5.42 54.50 52.40 1.00 2.52
230.13 260.13 5.49 48.90 47.20 1.05 2.61
500.50 530.50 5.96 46.80 38.20 1.25 2.88
556.00 586.00 6.18 47.40 36.40 1.20 2.92
600.00 630.00 6.29 45.90 35.20 1.21 2.96
611.50 641.50 6.31 45.10 35.00 1.21 2.88
667.00 697.00 6.43 42.60 31.90 1.26 3.21
722.50 752.50 6.81 41.00 30.90 1.38 3.01
778.00 808.00 6.93 38.60 29.20 1.58 3.21
833.50 863.50 7.22 36.80 28.10 1.78 3.38
889.00 919.00 7.46 35.20 28.60 1.99 3.16
944.50 974.50 7.58 33.10 26.60 2.25 3.64
1000.00 1030.00 7.83 30.70 24.00 2.49 3.64

Electrical Schematic

FREQUENCY
(MHz)

LO/RF IF
fL-fU CONVERSION LOSS
(dB)

Mid-Band
m Total
— Range
X  Max. Max. LO-RF ISOLATION
(dB)

L M U
Typ. Min. Typ. Min. Typ. Min. LO-IF ISOLATION
(dB)

L M U
Typ. Min. Typ. Min. Typ. Min. IP3
at center
band
(dBm)

Typ.
2-600 DC-600 5.3 0.10 6.5 7.5 55 45 50 30 40 25 50 40 45 24 35 18 16

55

Performance Charts ADE -1ASK+
ADE -1ASK

10.0 at IF Freq of 30 MHz
9.0
8.0
7.0
6.0
5.0 ADE-1ASK
CONVERSION LOSS ADE-1ASK
L-R ISOLATION
80

70

60

50

40
4.0
3.0
LO=+4 dBm LO=+7 dBm LO=+10 dBm 30

20
LO=+4 dBm LO=+7 dBm LO=+10 dBm

80
70
60
50
40
30
20
10
0

5.0
4.5
4.0
3.5
3.0
2.5
2.0
1.5
1.0 0 100 200 300 400 500 600
FREQUENCY (MHz)

ADE -1ASK
L-I ISOLATION

LO=+4 dBm LO=+7 dBm LO=+10 dBm

0 100 200 300 400 500 600
FREQUENCY (MHz)

ADE-1ASK
LO VSWR

LO=+4 dBm LO=+7 dBm LO=+10 dBm

0 100 200 300 400 500 600
FREQUENCY (MHz)

2.0

1.8

1.6

1.4

1.2

1.0

2.2

2.0

1.8

1.6

1.4

1.2

1.0 0 100 200 300 400 500 600
FREQUENCY (MHz)
ADE-1ASK
RF VSWR

0 100 200 300 400 500 600
FREQUENCY (MHz)

ADE-1ASK
IF VSWR

LO=+4 dBm LO=+7 dBm LO=+10 dBm

0 100 200 300 400 500 600
FREQUENCY (MHz)

LO=+4 dBm LO=+7 dBm LO=+10 dBm VSWR ISOLATION (dB) CONVERSION LOSS (dB)
VSWR VSWR ISOLATION (dB)

56

Anexa 3
PF08123B
MOS FET Power Amplifier Module
for E -GSM and DCS1800/1900 Triple Band Handy Phone

ADE -208-1401B (Z)
Target Specifications
3rd Edition
Feb. 2001

Application
 Triple band amplifier for E -GSM (880 MHz to 915 MHz) and DCS1800/1900 (1710 MHz to 1785
MHz, 1850 MHz to 1910 MHz).
 For 3.5 V & GPRS Class12 operation compatible
Features
 All in one including output matching circuit
 Simple external circuit
 One power control pin with one band switch
 High gain 3stage amplifier : 0 dBm input Typ
 Lead less thin & Small package : 8  13.75  1.6 mm Typ
 High efficiency : (55)% Typ at 35.0 dBm for E-GSM
(45)% Typ at 32.5 dBm for DCS1800

Pin Arrangement

1: Pin GSM
2: Vapc
3: Vdd1
4: Pout GSM
5: Pout DCS
6: Vdd2
7: Vctl
8: Pin DCS
G: GND
RF-K-8A

57
PF08123B

Absolute Maximum Ratings (Tc = 25C)

Item Symbol Rating Unit Remark
Supply voltage Vdd 7.0 V at no -operation
5.0 V at operation (50  load)
Supply current Idd GSM 3.5 A
Idd DCS 2 A
Vctl voltage Vctl 4 V
Vapc voltage Vapc 4 V
Input power Pin 10 dBm
Operating case temperature Tc (op) 25 to +85 C
Storage temperature Tstg 30 to +100 C
Output power Pout GSM 5 W
Pout DCS 3 W
Note: The maximum ratings shall be valid over both the E -GSM -band (880 to 915 MHz),
and the DCS1800/1900 band (1710 to 1785 MHz, 1850 to 1910 MHz).

Electrical Characteristics for DC (Tc = 25C)

Item Symbol Min Typ Max Unit Test Condition
Drain cutoff current Ids   20 A Vdd = 4.7 V, Vapc = 0 V,
Vctl = 0.2 V
Vapc control current Iapc   2.0 mA Vapc = 2.2 V
Vctl control current Ictl   2 A Vctl = 3 V

58
PF08123B

Electrical Characteristics for GSM900 band (Tc = 25C)
Test conditions unless otherwise noted:
f = 880 to 915 MHz, Vdd1 = Vdd2 = 3.5 V, Pin = 0 dBm, Vctl = 2.0 V, Rg = Rl = 50 , Tc = 25C,
Pulse operation with pulse width 577 s and duty cycle 2:8 shall be used.

Item Symbol Min Typ Max Unit Test Condition
Frequency range f 880  915 MHz
Band select (GSM active) Vctl 2.0  2.8 V
Input power Pin –2 0 2 dBm
Control voltage range Vapc 0.2  2.2 V
Supply voltage Vdd 3.0 3.5 4.5 V
Total efficiency T (48) (55)  % Pout GSM = 35 dBm,
2nd harmonic distortion 2nd H.D. 45 35 dBc Vapc = controlled
3rd harmonic distortion 3rd H.D. 45 35 dBc
4th~8th harmonic distortion 4th~8th H.D. 35 dBc
Input VSWR VSWR (in)  1.5 3 
Output power (1) Pout (1) 35.0 36.0  dBm Vapc = 2.2 V
Output power (2) Pout (2) 33.5 34.5  dBm Vdd = 3.1 V, Vapc = 2.2 V,
Tc = +85 C
Idd at Low power   100 (300) mA Pout GSM = 7 dBm
Isolation  50 37 dBm Vapc = 0.2 V, Pin = 0 dBm
Isolation at  30 20 dBm Pout GSM = 35 dBm,
DCS RF -output Measured at f = 1760 to 1830 MHz
when GSM is active
Switching time tr, tf  1 2 s Pout GSM = 5 to 35 dBm
Stability  No parasitic oscillation  Vdd = 3.1 to 4.5 V, Pout  35 dBm,
Vapc GSM  2.2 V,
Rg = 50 , Tc = 25 C,
Output VSWR = 6 : 1 All phases
Load VSWR tolerance  No degradation  Vdd = 3.1 to 4.5 V, Pout GSM  35 dBm,
Vapc GSM  2.2 V,
Rg = 50 , t = 20 sec., Tc = 25C,
Output VSWR = 10 : 1 All phases
Slope Pout/Vapc   180 200 dB/V Pout GSM = 5 to 35 dBm
AM output   20 30 % Pout GSM = 5 to 35 dBm,
4% AM modulation at input
50 kHz modulation frequency

59
PF08123B

Electrical Characteristics for DCS1800/1900 band (Tc = 25C)
Test conditions unless otherwise noted:
f = 1710 to 1785, 1850 to 1910 MHz, Vdd1 = Vdd2 = 3.5 V, Pin = 0 dBm, Vctl = 0.2 V, Rg = Rl = 50 ,
Tc = 25C, Pulse operation with pulse width 577 s and duty cycle 2:8 shall be used.

Item Symbol Min Typ Max Unit Test Condition
Frequency range f 1710  1910 MHz 1710 to 1785 MHz/DCS1800 band
1850 to 1910 MHz/DCS1900 band
Band select (DCS active) Vctl 0  0.2 V
Input power Pin –2 0 2 dBm
Control voltage range Vapc 0.2  2.2 V
Supply voltage Vdd 3.0 3.5 4.5 V
Total efficiency T (43) (50)  % Pout DCS = 32.5 dBm,
2nd harmonic distortion 2nd H.D. 45 35 dBc Vapc = controlled
3rd harmonic distortion 3rd H.D. 45 35 dBc
4th~8th harmonic distortion 4th~8th H.D. –35 dBc
Input VSWR VSWR (in)  1.5 3 
Output power (1) Pout (1) 32.5 33.5  dBm Vapc = 2.2 V
Output power (2) Pout (2) 31.0 32.0  dBm Vdd = 3.1 V, Vapc = 2.2 V,
Tc = +85 C, Pin DCS = 0 dBm
Idd at Low power   50 (100) mA Pout DCS = 5 dBm
Isolation  47 37 dBm Vapc = 0.2 V, Pin DCS = 0 dBm
Switching time tr, tf  1 2 s Pout DCS = 0 to 32.5 dBm
Stability  No parasitic oscillation  Vdd = 3.1 to 4.5 V, Pout DCS  32.5 dBm,
Vapc  2.2 V, Rg = 50 ,
Output VSWR = 6 : 1 All phases
Load VSWR tolerance  No degradation  Vdd = 3.1 to 4.5 V, Pout DCS  32.5 dBm,
Vapc  2.2 V, Rg = 50 , t = 20 sec.,
Output VSWR = 10 : 1 All phases
Slope Pout/Vapc   180 200 dB/V Pout DCS = 0 to 32.5 dBm
AM output   20 30 % Pout DCS = 0 to 32.5 dBm,
4% AM modulation at input
50 kHz modulation frequency

60
PF08123B

Circuit Diagram

PIN3
Vdd1
PIN2
Vapc
PIN4
Pout GSM
PIN1
Pin GSM
PIN5
Pout DCS
PIN8
Pin DCS
PIN6
Vdd2
PIN7
Vctl
Bias circuit

61

(1.3)

(0.7)
(1.4) (2.4)
(3.7)
(2.4)
(3.7)
(3.7)

PF08123B

Package Dimensions

Unit: mm

1.6  0.2
8 7 G 6 5

1 2 G 3 4
(Upper side)
G 6 5 G
8
G G 3 4

1 2

(5.375) (5.375)
(3.275) (3.275) 1: Pin GSM
2: Vapc
3: Vdd1
4: Pout GSM
(1.6) (1.6) (3.7) (1.6) (1.6) 5: Pout DCS
6: Vdd2
7: Vctl
8: Pin DCS
G: GND

(Bottom side)

8.0  0.3 (0.3) (1.1) (3.7) (1.1) (0.3)
(1.5) (1.5)
(2.2)
8.0  0.3
7

62
PF08123B

Cautions

1. Hitachi neither warrants nor grants licenses of any rights of Hitachi’s or any third party’s patent,
copyright, trademark, or other intellectual property rights for information contained in this document.
Hitachi bears no responsibility for problems that m ay arise with third party’s rights, including
intellectual property rights, in connection with use of the information contained in this document.
2. Products and product specifications may be subject to change without notice. Confirm that you have
received th e latest product standards or specifications before final design, purchase or use.
3. Hitachi makes every attempt to ensure that its products are of high quality and reliability. However,
contact Hitachi’s sales office before using the product in an applicati on that demands especially high
quality and reliability or where its failure or malfunction may directly threaten human life or cause risk
of bodily injury, such as aerospace, aeronautics, nuclear power, combustion control, transportation,
traffic, safety equipment or medical equipment for life support.
4. Design your application so that the product is used within the ranges guaranteed by Hitachi particularly
for maximum rating, operating supply voltage range, heat radiation characteristics, installation
condi tions and other characteristics. Hitachi bears no responsibility for failure or damage when used
beyond the guaranteed ranges. Even within the guaranteed ranges, consider normally foreseeable
failure rates or failure modes in semiconductor devices and empl oy systemic measures such as fail –
safes, so that the equipment incorporating Hitachi product does not cause bodily injury, fire or other
consequential damage due to operation of the Hitachi product.
5. This product is not designed to be radiation resistant.
6. No one is permitted to reproduce or duplicate, in any form, the whole or part of this document without
written approval from Hitachi.
7. Contact Hitachi’s sales office for any questions regarding this document or Hitachi semiconductor
products.

Hitachi, Ltd .
Semiconductor & Integrated Circuits.
Nippon Bldg., 2 -6-2, Ohte -machi, Chiyoda -ku, Tokyo 100 -0004, Japan
Tel: Tokyo (03) 3270 -2111 Fax: (03) 3270 -5109
URL NorthAmerica : http://semiconductor.hitachi.com/
Europe : http://www.hitachi -eu.com/hel/ecg
Asia : http://sicapac.hitachi -asia.com
Japan : http://www.hitachi.co.jp/Sicd/indx.htm
For further information write to:
Hitachi Semiconductor
(America) Inc.
179 East Tasman Drive,
San Jose,CA 95134
Tel: <1> (408) 433-1990
Fax: <1>(408) 433-0223 Hitachi Europe GmbH
Electronic Components Group
Dornacher Stra§e 3
D-85622 Feldkirchen, Munich
Germany
Tel: <49> (89) 9 9180 -0
Fax: <49> (89) 9 29 30 00
Hitachi Europe Ltd.
Electronic Components Group.
Whitebrook Park
Lower Cookham Road
Maidenhead Hitachi Asia Ltd.
Hitachi Tower
16 Collyer Quay #20 -00,
Singapore 049318
Tel : <65> -538-6533/538 -8577
Fax : <65> -538-6933/538 -3877
URL : http://www.hitachi.com.sg
Hitachi Asia Ltd.
(Taipei Branch Office)
4/F, No. 167, Tun Hwa North Road,
Hung -Kuo Building,
Taipei (105), Taiwan Hitachi Asia (Hong Kong) Ltd.
Group III (Electronic Components)
7/F., North Tower,
World Finance Centre,
Harbour City, Canton Road
Tsim Sha Tsui, Kowloon,
Hong Kong
Tel : <852> -(2)-735-9218
Fax : <852> -(2)-730-0281
URL : http://www.hitachi.com.hk
Berkshire SL6 8YA, United Kingdom Tel : <886> -(2)-2718 -3666
Tel: <44> (162 8) 585000
Fax: <44> (1628) 585160 Fax : <886> -(2)-2718 -8180
Telex : 23222 HAS -TP
URL : http://www.hitachi.com.tw
Copyright  Hitachi, Ltd., 2001. All rights reserved. Printed in Japan.
Colophon 2.0