Principiul de Functionare al Circuitului Integrat Hiperpfs

Listă de abrevieri

PF – factor de putere;

PFC – power factor correction (corector al factorului de putere);

AFC – active power filter (filtru de putere activă);

W – Watt (unitate de măsură pentru putere);

VA – volt-amper (unitate de masură pentru puterea aparentă);

V – volt (unitate de măsură pentru tensiune);

A – amper (unitate de măsură pentru intensitatea curentului electric);

T – tesla (unitate de măsură pentru inducția magnetică)

Filtru EMI – filtru împotriva perturbațiilor electromagnetice;

C.A. – curent alternativ;

C.C. – curent continuu;

P – putere activă;

S – putere aparentă;

Si – siliciu;

SiC – carbură de siliciu;

PWM – pulse width modulation (modulare în lățime a impulsului);

CCM – continuous conduction current mode (mod de curent neîntrerupt);

DCM – discontinuous conduction mode (mod de curent întrerupt);

VF-CCM – variable frequency continuous conduction current mode (mod de control cu curent neîntrerupt la frecvență variabilă);

CRM – critical conduction mode (control cu curent critic);

Enunțul proiectului

Să se proiecteze și implementeze un corector activ al factorului de putere (PFC) cu următoarele caracteristici :

Putere : 280 W;

Tensiune de intrare : 230 V c.a.;

Tensiune de ieșire : 380 V c.c.;

Frecvență de lucru a convertorului : variabilă între 42 și 82 kHz;

Tipurile tranzistoarelor utilizate : tranzistoare bipolare npn 2N4401 și tranzistoare bipolare pnp 2N4403, tranzistor MOSFET integrat în cadrul controller-ului;

Tipurile diodelor utilizate în cadrul converotrului boost : dioda de siliciu și dioda SiC, Schottky 600 V, 4 A;

Obiectivul proiectului

Obiectivul acestui proiect a fost realizarea unui corector activ al factorului de putere care sa fie implementat folosind atât diodă normală de siliciu cât și diodă SiC. Prin folosirea atât a diodei de siliciu cât și a celei SiC s-a încercat demonstrarea randamentului mai ridicat al diodelor SiC, cât și prezentarea faptului că acest tip constructiv de diode se încălzește mai puțin față de dioda clasică, putând astfel fi folosită și în medii cu temperaturi mai ridicate. Acest corector activ al factorului de putere înglobează în structura sa un redresor pentru transformarea tensiunii alternative de la rețea in tensiune continuă și un convertor de tip boost la ieșirea căruia se va obține o valoare constantă a tensiunii de 380 V c.c. Corectorul nu este destinat aplicațiilor în care sunt necesare puteri mari, întrucât în construirea lui s-a folosit un controller cu puterea nominală de 280 W. A fost folosită această variantă deoarece proiectul reprezintă lucrare practică în cadrul laboratoarelor efectuate de către studenții Universității Transilvania Brașov.

Scopul principal al acestei aplicații este acela de a prezenta o tehnică inovativă de corectare a factorului de putere utilizând un principiu simplu care poate fi realizat cu un circuit integrat de o complexitate relativ scăzută.

1. Introducere

1.1 Factorul de putere. Definiție. Importanță. Metode de corecție

Factorul de putere este raportul între puterea reală consumată și puterea aparentă într-un circuit de curent alternativ fiind :

(1.1)
(1.2) (1.3)

Corectarea acestui factor de putere devine un domeniu din ce în ce mai important. Mărirea capacității de generare a energiei electrice este foarte costisitoare și în același timp ar consuma și mai multe resurse naturale. O metodă prin care s-ar putea crește capacitatea de generare cu aproximativ 30% este utilizarea tehnicilor de corecție a factorului de putere.

Orice companie producătoare de electricitate caută să aibă un factor de putere egal cu 1, sau foarte apropiat de această valoare. În cazul în care factorul de putere este mai mic decât 1 trebuie furnizat mai mult curent la consumator pentru aceeași putere utilizată decât în cazul în care acesta ar fi egal cu unitatea. Pentru instalațiile industriale al căror factor de putere este mult diferit de 1 se vor percepe penalizări, consumatorul fiind taxat și pentru energia reactivă folosită.

Tehnicile clasice de compensare a factorului de putere utilizează capacitatea condensatoarelor pentru micșorarea unghiului de defazaj , pentru a avea un factor de putere egal cu unitatea. Aceste tehnici se aplică însă doar pentru sarcini liniare și inductive, chiar dacă au un efect benefic și în prezența sarcinilor neliniare.

Principiul fundamental al tehnicilor active de corectare a factorului de putere este utilizarea convertoarelor care comută la frecvență mult mai mare decât frecvența rețelei de alimentare, comanda acestor convertoare facându-se astfel încât valoarea mediată în raport cu perioada de comutație a curentului absorbit din rețea să fie proporțională cu tensiunea rețelei. Circuitele dedicate acestui tip de aplicație se numesc circuite de corecție a factorului de putere sau circuite PFC.

Din punct de vedere topologic conectarea circuitelor care realizează corectarea factorului de putere se poate face în serie sau în paralel. În primul caz circuitul se numeste PFC (fig. 1.1), iar în cazul conectării în paralel se numeste APF (active power filter, fig. 1.2)[1].

Fig. 1.1. Conectarea circuitului PFC

Fig. 1.2. Conectarea circuitului APF

Sursele în comutație nu sunt sarcini reactive ca motoarele electrice, dar ele reprezintă sarcini neliniare pentru rețeaua de curent alternativ. Sursele fără circuite de corecție a factorului de putere absorb din rețea pulsuri sau vârfuri mari de curent datorită unghiului mic de conducție în etajul de intrare ce realizează redresarea. Factorul de putere al unei surse în comutație la care nu se realizează corectarea va fi în jur de 0,65.

Circuitele PFC pasive sunt mai ieftine și de obicei reușesc să aducă factorul de putere undeva în jurul valorii de 0,85, în timp ce circuitele active, care sunt și cele mai utilizate, pot crește valoarea factorului de putere până la 0,98.

Factorul de putere se poate considera egal cu doar în cazul regimului sinusoidal.

În tabelul 1.1 sunt prezentate valorile uzuale ale factorului de putere pentru diferiți consumatori industriali.

Tabel 1.1. Valori uzuale ale factorului de putere

Pentru o sursă sinusoidală de curent alternativ care alimentează o sarcină liniară, factorul de putere este o măsură a raportului dintre puterea reală și puterea aparentă furnizată de către sursa de curent alternativ. Puterea reală este măsurată în watti (W) și reprezintă energia consumată de către sarcină pentru a produce un lucru mecanic util. Puterea reactivă este puterea care curge înainte și înapoi între sursă și sarcină și este rezultatul sarcinii de natură reactivă conectată la sursă. Puterea aparentă este suma fazorială dintre puterea activă și cea reactivă. Unitatea de măsură pentru puterea aparentă este volt-amperul (VA). Când puterea reactivă este mare sursa de curent alternativ trebuie să furnizeze o cantitate mai mare de putere aparentă pentru alimentarea sarcinii, astfel rezultând o valoare mai mare a curentului. O putere reactivă mare nu înseamnă numai că avem nevoie de o sursă mai mare pentru alimentarea sarcinii, ci înseamnă și pierderi mai mari la transport [2]. În Fig. 1.3 este prezentată circulația de putere într-un circuit capacitiv.

Fig. 1.3. Circulația de putere într-un circuit capacitiv, unde u*, i* și p* sunt valori raportate

1.2 Cerințe de reglementare. Standardul IEC EN61000-3-2

Distorsiunea formei de undă a curentului conduce la pierderi pe liniile de transmisie și de asemenea afectează performanța echipementelor conectate la aceeași rețea de distribuție. Printre aceste efecte sunt incluse funcționarea defectoasă a dispozitivelor de reglare, funcționarea deranjantă a lămpilor fluorescente, a televizoarelor, dispozitivelor de semnalizare. Standardele de reglementare definesc pragul acceptat de distorsiune pentru a limita impactul acestor distorsiuni asupra echipamentelor conectate la rețea [3].

Standardul IEC EN61000-3-2 se referă la limitarea curenților armonici injectați în sistemul public de alimentare. Acesta prevede limite ale componentelor armonice ale curentului de intrare care poate fi produs de către echipamentul testat în condiții specificate. Se aplică echipamentelor electrice și electronice care au un curent de intrare până la 16 A pe faza inclusiv și destinate să fie conectate la sistemele publice de distribuție de joasă tensiune. Acest standard oferă orientări pentru clasificarea echipamentelor în funcție de aplicație și definește limita admisă de armonici de curent pentru fiecare clasă.

Tabel 1.2. Clasificarea echipamentelor în funcție de IEC EN61000-3-2

Tabel 1.3. Limita armonică pentru echipamente din clasa A conform EN61000-3-2

Tabel 1.4. Limita armonică pentru echipamentele clasei C pentru PIN > 25 W

Tabel 1.5. Limita armonică pentru echipamentele clasei D conform EN61000-3-2

Forma de undă a curentului trebuie să se încadreze și ea într-o anumită formă standard, care este prezentată în continuare.

Fig. 1.4. Forma curentului de intrare pentru echipamentele clasei D conform IEC EN61000-3-2

Alte standarde cu obiective similare se află în prezent la nivel de recomandări sau în curs de elaborare. Standardul IEC/TS 61000-3-4 cuprinde recomandări aplicabile echipamentelor având curenți nominali peste 16 A pe fază. Standardul IEEE 519-1992 cuprinde recomandări practice și cerințe pentru controlul armonicelor pentru echipamente cu tensiuni și puteri mai mari decât cele cuprinse în standardul EN61000-3-2.

Convertoarele pentru corecția activă a factorului de putere urmăresc încadrarea echipamentelor electronice în limitele prevăzute de standardul EN61000-3-2.

2. Caracteristicile diodelor semiconductoare

2.1 Dioda semiconductoare cu siliciu (Si)

Componentele folosite în electronică sunt de două tipuri : pasive și active. În momentul în care sunt parcurse de curent electric cele pasive își păstrează constanți parametrii electrici (rezistentă, capacitate, inductanță) indiferent de tensiunea electrică aplicată la bornele lor. În cazul componentelor active acești parametri sunt foarte sensibili la valoarea și sensul tensiunii electrice aplicate la borne [4].

Dioda este o componentă electronică activă a cărei rezistență electrică depinde de valoarea și sensul tensiunii electrice aplicate la borne. Principala proprietate a unei diode este aceea de a lăsa curentul electric să treacă într-un singur sens.

Structura de baza a diodei este joncțiunea PN. O astfel de joncțiune este formată din două materiale semiconductoare, unul de tip P și unul de tip N, puse în contact. Impuritățile de tip P constau în cantități foarte mici de bor (B) sau galiu (Ga), în timp ce impuritățile de tip N constau din cantități foarte mici de fosfor (P) sau arsenic (As). Când cele două materiale semiconductoare sunt puse în contact electronii liberi din semiconductorul de tip N vor să ocupe golurile de electroni din semiconductorul de tip P. Zona de contact dintre semiconductorul de tip P și semiconductorul de tip N se numește joncțiune PN. Pe măsură ce electronii liberi din N ocupă golurile din P se întâmplă următoarele două fenomene :

În semiconductorul P crește numărul de electroni, astfel încep să apară ioni negativi;

În semiconductorul N scade numărul de electroni, astfel încep să apară ioni pozitivi.

Neutralizarea golurilor din semiconductorul P cu electroni liberi din semiconductorul de tip N continuă până când ionii negativi care apar în semiconductorul P ajung sa fie atât de mulți încât formează o barieră care nu mai permite trecerea electronilor liberi prin joncțiunea PN. Această barieră se numește barieră de potențial sau zonă de golire.

Trecerea curentului electric prin această joncțiune este posibilă dacă se neutralizează efectul barierei de potențial prin aplicarea unei tensiuni electrice de aceeași valoare dar de sens contrar. Această valoare a tensiunii poartă numele de tensiune de prag. Valoarea tensiunii de prag variază în funcție de materialul de bază din care este construită joncțiunea PN, pentru siliciu fiind de aproximativ 0.65 V iar pentru germaniu fiind în jur de 0.15 V.

Dacă joncțiunea PN este polarizată în mod direct, electronilor din semiconductorul de tip N li se adaugă electroni trimiși de borna – (minus) a sursei de tensiune, iar numărul de goluri din semiconductorul de tip P este crescut de electronii absorbiți de borna + (plus) a aceleiași surse. Din acest motiv joncțiunea PN conduce curentul electric atunci când este polarizată în sens direct. În figura 2.1 este prezentată joncțiunea PN în cazul polarizării directe.

Fig. 2.1. Polarizare directă a joncțiunii PN

În cazul polarizării inverse a joncțiunii PN toți electronii liberi din semiconductorul de tip N sunt absorbiți de către borna + (plus) a sursei iar toate golurile din semiconductorul de tip P sunt completate cu electroni proveniți de la borna – (minus), în această situație joncțiunea PN devenind material izolator.

Astfel, rezultă următoarele situații :

În sens direct, tensiunea aplicată pe joncțiunea PN reduce grosimea barierei de potențial, putând chiar să o anuleze dacă are o valoarea mai mare decât tensiunea de prag;

În sens invers, tensiunea aplicată pe joncțiunea PN mărește grosimea barierei de potențial.

În figura 2.2 este prezentată polarizarea inversă a unei joncțiuni PN și se poate observa că bariera de potențial are dimensiuni mult mai mari decât în cazul în care joncțiunea este polarizată invers.

Fig. 2.2. Polarizarea inversă a unei joncțiuni PN

Dioda poate fi conectată într-un circuit în două moduri :

Polarizare directă (plusul este legat la anod și minusul este legat la catod, dioda conduce curentul electric);

Polarizare inversă (plusul este legat la catod și minusul la anod, dioda nu conduce curentul electric).

Fig. 2.3. Polarizarea inversă și polarizarea directă a diodei

Considerând dioda ideală, la polarizare directă aceasta va conduce curentul electric (având rezistență 0), iar în polarizare inversă nu va conduce curentul (având rezistență infinită). În realitate însă la polarizare directă rezistența unei diode nu este chiar 0, iar la polarizare inversă aceasta va lăsa totuși să treacă un mic curent.

Funcționarea unei diode poate fi împărțită în patru zone, așa cum este prezentat în figura următoare care reprezintă diagrama tensiune – curent a unei diode.

Linia roșie reprezintă curentul (Idiodă) care apare prin diodă când la borne îi aplicăm o anumită tensiune (Udiodă). Fiecare dintre cele patru zone sunt delimitate de valori pe axa Udiodă . În zonele A și B dioda este polarizată invers, iar în zonele C și D este polarizată direct.

Fig. 2.4. Diagrama curent – tensiune a diodei

Zona C arată că dacă la bornele diodei se aplică orice tensiune între 0 V si Up, aceasta nu va lăsa să treacă niciun curent. Up este tensiunea de prag sau tensiunea de deschidere a diodei. Dacă tensiunea aplicată diodei depășește această valoare de prag dioda va permite trecerea curentului electric.

Zona D reprezintă zona în care diodei îi este aplicată o tensiune mai mare decât tensiunea de prag. Cu cât tensiunea aplicată la bornele diodei crește cu atât curentul prin aceasta va fi mai mare. După depășirea tensiunii de prag curentul prin diodă crește foarte repede, rezistența ei electrică devenind aproape 0 Ω, dintr-un dispozitiv izolator transformându-se într-un bun conductor electric.

Zona B reprezintă zona în care dioda este polarizată invers iar tensiunea aplicată este între 0 V și Us, unde Us reprezintă tensiunea de străpungere a diodei. În această zonă dioda nu lasă niciun curent să treacă.

Zona A este zona în care diodei polarizate invers i se aplică o tensiune mai mare decât tensiunea de străpungere. Curentul provocat de depășirea acestei tensiuni crește la fel de rapid ca și în cazul depășirii tensiunii de prag, astfel încât în polarizare inversă nu se poate depăși decât cu foarte puțin valoarea lui Us altfel dioda va fi străpunsă.

Principalii parametri ai unei diode, care se găsesc în foile de catalog ale acestora sunt următorii :

Tensiunea de prag (Up) : este tensiunea de deschidere a diodei;

Tensiunea de străpungere (Us) : este tensiunea la care izolația unei diode polarizate invers cedează;

Curentul prin diodă : reprezintă intensitatea maximă a curentului pe care îl poate suporta dioda în mod continuu fără să se distrugă;

Timpul de revenire : timpul necesar unei diode să treacă din starea de conducție în starea de blocare odată cu scăderea tensiunii aplicate sub valoarea tensiunii de prag;

Capacitatea electrică.

De-a lungul timpului au fost dezvoltate mai multe categorii de diode fiecare având o simbolizare diferită, care este prezentată în fig. 2.5.

Fig. 2.5. Simbolizarea principalelor tipuri de diode

2.2 Dispozitive semiconductoare cu carbură de siliciu (SiC)

Proiectanții sistemelor de energie regenerabilă s-au străduit să implementeze sisteme cu un cost de producție cât mai mic și o eficiență cât mai mare. Aceste avantaje ar putea avea ca prim impact o mai mare utilizare a surselor de energie regenerabilă. Comparativ cu dispozitivele cu siliciu, cele SiC pot suporta tensiuni mai mari, având rezistență în conducție mai mică și timpi de comutație mai mici. Aceste proprietăți cresc randamentul convertoarelor, reducând pierderile în conducție și în comutație. De exemplu, invertoarele folosite pentru panourile fotovoltaice pot ajunge la dimensiuni mai mici, având o greutate mai mică și un preț mai redus utilizând dispozitivele cu tehnologie SiC. Un invertor realizat cu tranzistor SiC JFET și diodă Schottky a atins o eficiență de 98,8%, iar prin dezvoltarea acestei tehnologii este posibil ca prețul energiei solare să ajungă la un nivel comparativ cu prețul energiei obținute din surse convenționale. În 2014 energia electrică produsă de către Nuclearelectrica S.A. s-a vândut la un preț mediu de 127,8 lei/MWh, în timp ce prețul energiei fotovoltaice este în prezent de 159 lei/MWh. De pe urma acestei tehnologi eficiente din punct de vedere al prețului și al randamentului pot beneficia și alte domenii cum ar fi cel al energiei eoliene sau al autovehiculelor electrice și hibride care utilizează convertoare electronice pentru conversia energiei. [5].

Fig. 2.6. Randamentul invertoarelor în perioada 1990 – 2012

În fig. 2.7 sunt prezentate câteva proprietăți ale dispozitivelor semiconductoare, făcând o comparație între cele cu siliciu și dispozitivele cu carbură de siliciu prezentând diferențele în cazul valorilor pentru banda interzisă, viteza de saturație, conductivitatea termică și mobilitatea electronilor. Banda intezisă este o caracteristică de material care reflectă abilitatea acestuia de a genera curent electric, lărgimea benzii interzise exprimă energia necesară unui electron din banda de valență pentru a deveni liber. Conductivitatea termică este o mărime fizică prin care se caracterizează capacitatea unui material de a transmite căldura atunci când este supus unei diferențe de temperatură. Mobilitatea electronilor este definită ca viteza de drift medie pe unitatea de intensitate a câmpului electric aplicat.

Fig. 2.7. Comparație între dispozitivele Si și dispozitivele SiC

Dispozitivele SiC prezintă o tensiune de străpungere mai mare decât a dispozitivelor semiconductoare Si (de până la 10 ori mai mare), astfel încât se poate ajunge la dispozitive mai subțiri și cu o rezistență în conducție mai mică. În plus dispozitivele cu carbură de siliciu au capacitatea de a lucra la temperaturi ridicate fără a scadea viteza de comutație sau fără o prea mare creștere a pierderilor în conducție, aceste caracteristici recomandându-le pentru aplicații de putere mare, tensiune mare și frecvență ridicată [6].

Fig. 2.8. Caracteristici curent – tensiune Si vs. SiC la diferite temperaturi ale joncțiunii [1]

Diodele cu joncțiune PN de siliciu sunt robuste, ieftine și pot avea eficiență ridicată până la valori de câțiva kA si kV. Pot fi plasate în serie pentru a suporta o tensiune mai mare sau în paralel pentru a suporta un curent mai mare. Cu toate acestea, materialele semiconductoare cu siliciu au o temperatură limită de 125 ᴼC. Diodele cu joncțiune PN realizate cu tehnologie SiC au anumite avantaje cum ar fi viteza de comutație care este de aproape 10 ori mai mare față de cea a diodelor Si, cu pierderi mai mici. De asemenea, sunt capabile să funcționeze la o tensiune mult mai mare (peste 20 kV) și la o temperatură mult mai ridicată (cu până la 50ᴼC).

Totuși diodele SiC nu sunt cu mult superioare diodelor Si în toate aplicațiile. La o tensiune de 490 V, 690 V sau mai joasă este posibil să nu aibă pierderi în starea de conducție cu mult mai mici față de diodele clasice cu siliciu astfel încât să fie justificată utilizarea lor în construcția punților redresoare, trebuind făcut un compromis între avantajele și dezavantajele acestui tip de diode.

Fig. 2.9. Construcție dioda Schottky

Diodele SiC sunt diode de tip Schottky. Aceste diode sunt realizate prin depunerea unui strat subțire de metal în contact direct cu un semiconductor, de obicei de tip N. Pierderile în conducție tind să fie mai mici la dioda de tip Schottky comparativ cu dioda cu joncțiune PN și aceasta este folosită de obicei în circuitele cu tensiuni scăzute unde chiar și o cădere de tensiune mică (0.3 V) este importantă. Acest tip de diodă are timpii de intrare și de ieșire din conducție mai mici decât o diodă cu joncțiune PN, dar marele dezavantaj al ei este acela ca poate fi folosită doar până la tensiuni de 200 V, astfel încât nu este utilizabilă în multe aplicații.

Folosind tehnologia SiC, tensiunea de blocare și puterea cresc considerabil, în momentul de față diodele SiC Schottky sunt comercializate până la tensiuni de 1200V și curenți de 75 A. Aceste limite vor crește considerabil în următorii câțiva ani odată cu avansul tehnologiei, deja existând prototipuri realizate de către Universitatea Rutgers din New Jersey care pot funcționa la tensiuni de peste 10 kV. Cel mai mare avantaj al diodelor cu carbură de siliciu de tip Schottky este acela că elimină curentul invers, reducând pierderile în comutație când este utilizată ca diodă inversă. Experimental a fost demonstrat ca există o reducere cu până la 50% a pierderilor în comutație într-un circuit care functionează la o tensiune de 230 V și are o frecvență de comutație de 10 kHz.

Fig. 2.10. Forme de undă pentru curentul invers în cazul diodelor de tip SiC și respectiv Si [1]

Fig. 2.11. Pierderi în conducție a diodelor de tip Si respectiv SiC [1]

În cealaltă aplicație importantă a diodelor, puntea redresoare, nu există aceleași beneficii când sunt utilizate diode SiC în locul diodelor Si, chiar dimpotrivă unele teste arată ca pierderile în conducție sunt chiar mai mari în cazul folosirii diodelor cu carbură de siliciu.

Proprietățile superioare ale semiconductoarelor SiC le-au făcut materialul preferat pentru noua generație de dispozitive electronice de putere. Dispozitivele de putere cu caracteristici de conducție și comutație apropiate de ideal sunt realizate folosind dispozitive semiconductoare cu carbură de siliciu. Dezvoltarea unor astfel de dispozitive are un impact important asupra performanței și design-ului convertoarelor. Principalele caracteristici care influențează design-ul convertoarelor, în special pentru sursele de energie regenerabilă, sunt :

Rezistență mică și pierderi reduse în conducție : cu cât rezistența dispozitivului este mai mică, cu atât mai reduse vor fi pierderile în conducție rezultând o eficiență mai mare a convertorului;

Pierderi mici în comutație : faptul că dispozitivele SiC sunt capabile să comute mai rapid având pierderi mai mici în regim de comutație implică o eficiență mai ridicată a convertorului. În plus permite funcționarea la frecvențe de comutație mai mari, acest lucru ducând la elemente pasive mai mici și mai ușoare (bobine și condensatoare), crescând densitatea de putere a convertorului;

Suportă temperaturi ridicate : teoretic dispozitivele SiC pot funcționa până la temperaturi de 700 ᴼC ale joncțiunii PN înainte ca aceasta să cedeze. Această capacitate de a funcționa la temperaturi ridicate are implicații asupra dimensionării radiatoarelor care pot fi considerabil mai mici;

Dispozitivele SiC au o tensiune de străpungere de 5 până la 30 de ori mai mare decât a dispozitivelor Si putând astfel să fie utilizat un singur dispozitiv semiconductor în locul mai multora înseriate;

Tensiunea de străpungere mai mare permite realizarea unor dispozitive mai subțiri și creșterea nivelului de impurități, reducând rezistența în conducție, aceasta putând fi chiar și de până la 300 de ori mai mică decât cea a dispozitivelor cu siliciu;

Pot fi atinse eficiențe de până la 98% în cazul topologiilor convenționale de convertoare [7].

Astfel, pentru proiectanții de convertoare utilizarea dispozitivelor SiC în dauna celor de siliciu înseamnă :

Creșterea tensiunii de străpungere;

Creșterea frecvenței de comutație;

Reducerea pierderilor în conducție;

Reducerea pierderilor în comutație;

Creșterea temperaturii de funcționare.

3. Convertoare electronice de putere de tip PFC

3.1 Efectul neliniarității convertoarelor electronice de putere asupra calității puterii electrice

Atenția acordată calității curentului absorbit din rețeaua electrică de către echipamentele electronice a crescut din două motive : în primul rând un factor de putere redus micșorează puterea activă utilizabilă în rețeaua electrică, iar în al doilea rând se creează probleme de interferențe electromagnetice datorate propagării în rețea a unui nivel ridicat de armonici. Echipamentele electronice de putere sunt alimentate de la rețeaua electrică prin intermediul redresoarelor standard care sunt compuse dintr-o punte de diode și un condensator de filtrare. Redresoarele cu filtru capacitiv absorb din rețeaua electrică curenți nesinusoidali datorită caracterului lor neliniar. Aceste redresoare pot fi, în funcție de puterea necesară, monofazate sau trifazate. Atât la redresoarele monofazate cât și la cele trifazate, după puntea redresoare se montează un condensator de filtrare, de mare capacitate, necesar pentru reducerea riplului tensiunii de curent continuu. Datorită prezenței acestor condensatoare de filtrare curentul de intrare absorbit de la rețea va fi nesinusoidal, deoarece diodele redresoare vor intra în conducție numai în jurul valorii de vârf a tensiunii de intrare, atunci când tensiunea de intrare depășește tensiunea pe condensator. Unghiul de conducție al redresorului este dat de perioada de timp în care condensatorul de intrare se încarcă și depinde de : impedanța de ieșire a redresorului, valoarea capacității condensatorului de filtrare și de curentul prin sarcină. La sarcini mici unghiul de conducție este de numai câteva grade, la sarcini mari valoarea sa crește însă fără a avea o conducție continuă. Acest ansamblu format din redresor și condensatorul de filtrare determină o formă de undă în impulsuri a curentului absorbit de la rețea. Chiar aceste impulsuri înguste și de amplitudine mare sunt cele care produc interferențe electromagnetice datorită conținutului lor bogat în armonici.

În cele mai multe cazuri amplitudinile armonicilor de ordin impar ale curentului absorbit de la rețea sunt semnificative în raport cu armonica fundamentală.

Fig. 3.1. Formele de undă (stânga) și conținutul de armonici (dreapta) ale redresorului standard cu filtru capacitiv

În fig. 3.2 sunt prezentate formele de undă ale unui redresor cu filtru capacitiv determinate experimental.

Fig. 3.2. Forme de unda pentru tensiune (CH II 10 V/div) și curent (CH I 1 V/div), baza de timp 5 ms, în cazul unui redresor cu filtru capacitiv

Nivelul armonicilor depinde foarte mult și de poziționarea sarcinii în raport cu transformatorul de distribuție. Cu cât sarcina este mai apropiată de transformator nivelul armonicilor va fi mai ridicat decât în cazul unei sarcini situate la depărtare.

Fig. 3.3. Nivelul armonicilor pentru o sarcină apropiată

Fig. 3.4. Nivelul armonicilor pentru o sarcină depărtată

Aceste vârfuri mari de curent rezultate datorită neliniarității convertoarelor cu filtru capacitiv pot distorsiona tensiunea rețelei. Daca efectul unui singur convertor de putere mică poate fi neglijat, efectul cumulativ al unui număr mare de consumatori neliniari este important și negativ asupra rețelei. Aceste efecte pot fi :

Pierderi și încălziri în transformatoarele electrice, condensatoare, motoare electrice, cabluri de alimentare care determină îmbătrânirea prematură și defectarea acestora;

Supracurenți în conductorul de nul în sistemele cu patru conductoare, determinați de armonicile multiplu de 3 ale curentului. Acești curenți determină supraîncălzirea conductorului de nul și chiar intervenția prematură a sistemelor de protecție prin relee;

Reducerea factorului de putere și ca urmare reducerea puterii active disponibile pentru o anumită putere aparentă instalată;

Fenomene de rezonanță în sistemul electric de alimentare care generează vârfuri mari de tensiune și valori efective mari ale curenților, determinând compromiterea izolațiilor și defectarea condensatoarelor;

Distorsionarea tensiunii din rețeaua electrică de alimentare care afecteză negativ alți consumatori conectați la aceeași rețea;

Interferențe în rețelele de telecomunicații conectate la aceeași rețea electrică;

Erori în aparatele de măsură;

Zgomot acustic crescut;

Vibrații în motoarele asincrone, oscilații mecanice în grupurile turbină – generator sau motor – sarcină mecanică.

3.2 Rolul convertoarelor PFC

Corectarea factorului de putere se relizează în cadrul surselor de alimentare în comutație cu un convertor c.c – c.c cu frecvență înaltă de comutație care este destinat să forțeze curentul absorbit de la rețea să fie cât mai aproape de forma de undă sinusoidală a tensiunii și în fază cu aceasta.

Fig. 3.5. Schemă bloc a unei surse de alimentare în comutație

Prin forțarea curentului să urmărească sinusoida tensiunii și să fie în fază cu aceasta echipamentul alimentat de la rețea se va comporta ca o sarcină rezistivă. Tensiunea de ieșire a convertorului PFC are un riplu de frecvență dublu față de tensiunea rețelei, 100 Hz, iar din această cauză el este urmat de către un convertor de tip c.c – c.c care are rolul de a regla tensiunea de ieșire.

Frecvența înaltă de comutație a convertoarelor PFC asigură reducerea armonicilor curentului absorbit de la rețeaua de alimentare dar utilizarea acestui tip de convertoare are și o serie de dezavantaje :

Introducerea de pierderi suplimentare de putere tradusă prin înrăutățirea randamentului global al convetorului;

Creșterea nivelului interferențelor electromagnetice;

Creșterea complexității circuitelor și reducerea fiabilității;

Creșterea dimensiunilor, a costurilor și a greutății echipamentelor.

3.3 Topoligii PFC utilizând convertoare de tip boost

Convertorul c.c – c.c în topologie de tip boost (ridicător de tensiune) este cel mai des folosit pentru realizarea convertoarelor PFC. Acesta transformă o tensiune continuă aplicată la intrarea sa într-o tensiune continuă de valoare mai mare la ieșire.

Topologia clasică PFC prezentată în figura următoare constă într-o punte redresoare formată din diodele D2 – D5 care alimentează un convetor de tip boost format din bobina L1, tranzistorul Q1 și condensatorul C1. Prin folosirea unui convertor de tip boost pentru a mări tensiunea de intrare și a face tensiunea de ieșire în curent continuu să fie mai mare decât vârful tensiunii de intrare sinusoidale se poate obține un factor de putere apropiat de 1 prin modificarea factorului de umplere a unui semnal PWM aplicat lui Ug [8].

Fig. 3.6. Topologie clasică PFC activ

Totuși, în căutarea unei mai bune eficiențe de conversie topologia PFC clasică a început să fie din ce în ce mai puțin utilizată, fiind înlocuită cu alternative mai sofisticate. Una dintre cele mai simple alternative ale topologiei clasice este versiunea fără punte de diode prezentată în figura 3.7 unde L1, D1 și Q1 formează un convertor boost standard în timp ce L2, D2 și Q2 formează un al doilea convertor boost în paralel cu primul. Pe partea pozitivă a impulsului de tensiune Q2 este menținut în stare de conducție în timp ce Q1 este comandat PWM. Curentul întotdeauna va circula prin două dispozitive semiconductoare, fie ca sunt Q1 și Q2 sau D1 și Q2. Pe partea negativă a semnalului tranzistorul Q1 este menținut în conducție în timp ce Q2 este comandat PWM iar curentul va circula alternativ prin Q1 și Q2 sau prin Q2 și D1. Prin această implementare se va ajunge ca tot timpul curentul să circule prin doar două dispozitive semiconductoare, în timp ce la topologia clasică trebuia sa parcurgă tot timpul trei dispozitive, două din puntea de diode și Q1 sau D1.

Fig. 3.7. Circuit PFC fără punte de diode

În implementarea cu circuit PFC fără punte de diode prezentată anterior apare un zgomot semnificativ deoarece ieșirea nu este legată la niciunul dintre principalele terminale de intrare. Acest zgomot poate fi redus prin adăugarea a două diode de bypass, dar această metodă va duce la o slabă utilizare a componentelor magnetice ale circuitului deoarece fiecare bobină este folosită doar o jumătate de perioadă. Această topologie care foloseste diodele de bypass este prezentată în continuare.

Fig. 3.8. Circuit PFC fără punte redresoare, cu diode de bypass

Această implementare poate fi rearanjată astfel încât cele două tranzistoare Q1 și Q2 să formeze un comutator bidirecțional și să fie nevoie de o singură bobină în circuit, reducând astfel costurile.

Fig. 3.9. Circuit PFC fără punte redresoare, cu comutator bidirecțional

Topologia prezentată în figura 3.7 a fost extinsă astfel încât să se folosească două convertoare în paralel care lucrează defazate cu 180ᴼ unul față de celălalt. Acest mod intercalat de operare al celor două convertoare are ca efect reducerea riplului de curent la intrare. De asemenea această topologie realizează o reducere a pierderilor în conducție comparativ cu cea prezentată în circuitul din figura 3.7 datorită numărului dublu de tranzistoare și bobine, deși pierderile în regim de comutație vor avea probabil o valoare mai mare.

Fig. 3.10. Circuit PFC intercalat, fără punte redresoare

Extinzând minimizarea conducerii în serie a dispozitivelor semiconductoare vom ajunge la o topologie destul de cunoscută și anume implementarea cu jumătate de punte redresoare. În această implementare, prezentată in figura 3.11, doar un singur dispozitiv semiconductor se află în conducție la un anumit moment de timp.

Fig. 3.11. Circuit PFC cu jumătate de punte

Principalul dezavantaj al circuitului PFC cu jumătate de punte redresoare este acela că tranzistoarele trebuie să blocheze o tensiune de două ori mai mare decât în orice altă topologie prezentată anterior. De exemplu pentru o tensiune de 230 V, tensiunea de vârf este de 325 V și astfel tensiunea de ieșire va fi de cel puțin 650 V. Astfel este exclusă folosirea tranzistoarelor MOSFET de 600 V, care ar fi putut fi folosiți în oricare din topologiile anterioare. În mod convențional vor trebui folosite tranzistoare MOSFET sau IGBT cu tensiune mai mare, ceea ce va conduce la o viteză de comutație mai mică.

4. Proiectarea și realizarea practică a convertorului PFC

4.1 Blocurile funcționale ale unui convertor boost PFC

Un convertor boost PFC tipic poate fi divizat în mai multe blocuri funcționale, fiind alcătuit dintr-un filtru împotriva perturbațiilor electromagnetice (filtru EMI), o punte redresoare, un convertor de tip boost cu filtru capacitiv la ieșire și componente adiționale necesare pentru protecția circuitului ca siguranțe fuzibile, varistori și limitatoare de curent sau termistori [9].

O schemă în care sunt prezentate principalele blocuri funcționale ale unui convertor boost PFC realizat cu circuitul de comandă HiperPFS este prezentată în figura 4.1.

Fig. 4.1. Blocurile componente ale unui convertor boost PFC

Circuitul prezintă o siguranță fuzibilă la intrare necesară pentru asigurarea izolării circuitului față de sursă în cazul unui defect care provoacă suprasarcină la ieșirea convertorului de boost sau în caz de defectare a oricărei componente din circuit care ar avea ca rezultat un curent mai mare decât curentul nominal al siguranței. Limitatorul de curent (termistorul) limitează curentul absorbit în timpul unei porniri la un nivel care să prevină defectarea componentelor din circuit.

Filtrul EMI conține atât un filtru de mod comun (LCM) cât și un filtru de mod diferențial (CY1 – CY2) și are rolul de a limita zgomotul de comutație transmis către sursa de curent alternativ. Puntea redresoare BR1 are rolul de a transforma curentul alternativ în curent continuu. Circuitul format din bobina L1, tranzistorul MOSFET și dioda D1 reprezintă convertorul de tip boost. Circuitul de control detectează tensiunea de ieșire și ajustează factorul de umplere al tranzistorului MOSFET în așa fel încât să regleze tensiunea de ieșire la valoarea dorită. Circuitul de compensare și feedback își reglează tensiunea de ieșire la o valoare scăzută adecvată pentru circuitul de comandă și oferă o buclă de reacție astfel încât acesta să funcționeze stabil. În cazul dispozitivelor de tip HiperPFS controller-ul și tranzistorul MOSFET sunt integrate pe un singur element de circuit, care conține și senzorul de curent. Condensatoarele adiționale din schemă pot fi folosite pentru reducerea interferențelor electromagnetice. În paralel cu dioda D1 este conectat un condensator. Aceste condensatoare ajută la limitarea variației de tensiune du/dt în timpul comutației.

Dioda D2 este prezentă în circuit pentru a asigura preîncărcarea condensatorului de filtrare de la ieșirea circuitului de boost la pornire, până la tensiunea de vârf aplicată la intrare. Pe perioada pornirii, curentul este direcționat prin dioda D2, în loc de bobina L1 și dioda D1. În absența acestei diode de bypass curentul de pornire ar trece prin bobina L1, ducând la o acumulare de tensiune la ieșire datorată rezonanței dintre aceasta și condensatorul de filtrare. În absența oricărei sarcini la ieșirea circuitului această tensiune poate ajunge până la de două ori tensiunea de vârf aplicată la intrare, tensiune care, în cazul majorității circuitelor, ar duce la defectarea tranzistorului MOSFET, al circuitului integrat sau a condensatorului de ieșire.

Figura 4.2 ilustrează formele de undă pentru tensiunea și curentul prin dioda D1, curentul prin tranzistor, curentul prin bobină și prin condensatorul de ieșire al circuitului cât și riplul de tensiune al acestuia.

Fig. 4.2. Forme de undă ale convertorului boost

Un ciclu de comutație începe atunci când tranzistorul MOSFET este adus în stare de conducție. Tensiunea drenă – sursă scade la o valoare mică ce corespunde produsului dintre rezistența drenă – sursă RDS(ON) a tranzistorului și curentul de drenă. Dioda D1 este în stare de blocare atât timp cât tranzistorul se află în stare de conducție. Curentul prin bobină crește liniar până când tranzistorul MOSFET este adus în stare de blocare. Tensiunea drenă – sursă pe tranzistor este suma dintre tensiunea de pe condensatorul de ieșire și căderea de tensiune pe diodă.

Deoarece curentul prin bobină nu este chiar zero în momentul în care tranzistorul este adus în stare de conducție iar dioda comută din starea de conducție în starea de blocare apar niște vârfuri de curent prin tranzistor și prin diodă. În practică este important ca amplitudinea acestor vârfuri să fie limitată pentru a reduce pierderile în comutație. De asemenea, aceste vârfuri de curent pot conduce la interferențe electromagnetice deoarece au o durată mică și o amplitudine mare.

Cât timp tranzistorul este în conducție și bobina înmagazinează energie curentul prin sarcină este asigurat de către condensatorul de ieșire. Este necesar un condensator suficient de mare pentru a putea asigura ca riplul de tensiune să fie mic. Energia stocată în acest condensator poate de asemenea susține sarcina în cazul unui defect pe partea de alimentare, care poate dura de la o fracțiune de ciclu până la un ciclu complet sau chiar mai mult, în funcție de capacitatea condensatorului.

La un convertor de tip boost tensiunea de ieșire este determinată de factorul de umplere aplicat tranzistorului. Acest factor de umplere este controlat de către circuitul de control în așa fel încât să regleze tensiunea de ieșire la valoarea dorită.

4.2 Implementarea schemei

Schema detaliată este prezentată în figura 4.3.

Acest corector activ al factorului de putere este proiectat folosind un controller PFS723EG produs de Power Integrations. Acest design este utilizat pentru pentru a avea la ieșirea convertorului o tensiune nominală de 380 V c.c. și o putere de 280 W, menținând un factor de putere ridicat și de asemenea având un randament ridicat de la sarcină mică până la sarcină nominală.

Nivelul de poluare armonică a rețelei de alimentare scade considerabil în cazul utilizării unui asemenea corector activ al factorului de putere față de situația în care diferite sarcini neliniare sunt conectate direct la rețeaua de alimentare și absorb curenți nesinusoidali.

Fig. 4.3. Schema electrică a corectorului activ PFC

4.2.1 Filtrul EMI și redresorul

Siguranța fuzibilă F1 asigură protecția circuitului și îl izolează față de sursa de alimentare de curent alternativ în cazul apariției unui defect. Aceasta trebuie dimensionată pentru un curent mai mare decât curentul continuu absorbit de către circuitul PFC. De asemenea la pornire este absorbit un curent mai mare din sursă cât timp condensatorul de la ieșire se va încărca până la tensiunea de vârf aplicată la intrare.

Puntea redresoare BR1 transformă curentul alternativ de la sursă în curent continuu necesar circuitului. Circuitul PFC fiind un convertor în comutație va avea nevoie de un filtru EMI la intrare pentru a putea indeplini cerințele agențiilor de standardizare în domeniul interferențelor electromagnetice conduse sau radiate. Acest filtru este compus din condensatoarele C3, C6 și C19 împreună cu bobinele L1, L2 și L3 care ajută la reducerea zgomotului de mod comun. Valorile acestor componente sunt următoarele : C3 = 0.22 µF, C6 = 100 nF, C19 = 1 µF, L1 = 2×14 µH, L2, L3 = 30 µH. Rezistoarele R1 și R2 sunt necesare pentru descărcarea condensatoarelor filtrului EMI odată ce sursa de alimentare de curent alternativ este deconectată. Un condensator de filtrare cu o rezistență echivalentă serie mică și cu un riplu de curent mare trebuie conectat la ieșirea punții redresoare. Rolul acestui condensator (C7) este de a reduce armonicile frecvenței de comutație și de a simplifica astfel design-ul filtrului EMI. Pentru alimentarea convertorului la o tensiune alternativă de 230 V este recomandată folosirea unui condensator cu o capacitate de 0.15 µF pentru fiecare 100 W putere debitată.

4.2.2 Convertorul boost PFS723EG

Convertorul boost este compus din bobina L5, dioda redresoare D2, condensatorul de filtrare C15 și tensiunea U1 a controller-ului PFS723EG. Convertorul controlează curentul de intrare de la sursa de curent alternativ și în același timp reglează nivelul de tensiune la ieșire. Rolul diodei D1 este acela de a conduce curentul în timpul pornirii, până la încărcarea condensatorului C15 până la valoarea de vârf a tensiunii de intrare, ocolind bobina L5 și dioda D2 și eliminând astfel posibilele rezonanțe.

Termistoarele RT1 și RT2 limitează curentul de pornire al circuitului, dar nu sunt utilizate simultan. În cazul implementărilor cu performanță ridicată de cele mai multe ori va fi folosit doar termistorul RT1, caz în care în mod tipic s-ar putea folosi un releu care să îl scurtcircuiteze după pornirea circuitului pentru a eficientiza utilizarea sursei de alimentare. Când este utilizat termistorul RT1, termistorul RT2 este pus în scurtcircuit. Când este folosit și termistorul RT2 va rezulta o scădere mică a randamentului, de aceea în cadrul acestei realizări practice termistorul RT2 lipsește. În cazul utilizării și a termistorului RT2, locul acestuia în schemă ar fi fost cel indicat în figura 4.4.

Fig. 4.4. Amplasare termistor RT2

Condensatoarele C14 și C21 sunt utilizate pentru reducerea lungimii buclei circuitului de ieșire pentru reducerea nivelului de interferențe electromagnetice și pentru evitarea depășirii tensiunii pe drena și pe sursa tranzistorului MOSFET în fiecare moment al comutației.

Este recomandat ca bobina L5 să fie astfel proiectată încât să aibă o inductanță mai mică decât 0.3 T și o inductanță de vârf mai mică decât 0.42 T când prin ea trece curentul maxim în cazul utilizării miezului de ferită. Această bobină a fost realizată manual iar modul de bobinaj și mai multe detalii vor fi prezentate în cadrul subcapitolului 4.4.1.

4.2.3 Regulatorul tensiunii de alimentare al circuitului integrat

Circuitul PFS723EG (vezi anexa 1) necesită o tensiune de alimentare de 12 V c.c. pentru a funcționa, tensiune care trebuie neapărat menținută sub valoarea de 13.4 V pentru evitarea defectării acestuia. Rezistoarele R6, R16 și R17, dioda Zener VR1 împreună cu tranzistorul Q3 formează un regulator șunt care nu va permite tensiunii de alimentare să depășească 12 V. Condensatoarele C8, C18 și C20 filtrează tensiunea de alimentare pentru a asigura o funcționare fiabilă a circuitului integrat.

4.2.4 Dioda de ieșire a convertorului boost

Pentru o tensiune nominală de 380 V la ieșirea convertorului PFC este recomandată folosirea unei diode cu o tensiune de 600 V sau mai mare. Frecvența variabilă la care poate lucra circuitul HiperPFS reduce pierderile în comutație ale diodei în comparație cu o implementare la frecvență fixă. Diodele cu caracteristici de recuperare mai bune pot duce la o îmbunătățire a nivelului de perturbații electromagnetice. Pentru aplicații foarte solicitante este recomandată utilizarea diodelor de tip SiC deoarece așa cum s-a prezentat în subcapitolul 2.2, curentul invers în cazul acestor dispozitive este cu mult mai mic decât în cazul diodelor cu siliciu, fiind aproape zero. Utilizarea diodelor cu carbură de siliciu asigură în general îmbunătățiri ale randamentului circuitului atunci când lucreză la sarcină maximă. Dioda utilizată va trebui să suporte un curent continuu de cel puțin 1.2 – 1.5 A pentru fiecare 100 W furnizați la ieșire. Astfel, pentru o putere de 280 – 300 W aferentă circuitului realizat, dioda va trebui să suporte un curent de cel putin 4.5 A. Dioda care s-a utilizat în realizarea practică este de tip C3D04060A produsă de către Cree și poate suporta un curent de 4 până la 15.5 A în funcție de temperatura de funcționare (vezi anexa 2).

4.2.5 Condensatorul de filtrare

Pentru o tensiune nominală de 380 V a convertorului PFC este recomandată utilizarea la ieșire ca filtru capacitiv a unui condensator electrolitic de 450 V sau chiar mai mare. Capacitatea necesară este determinată de nivelul acceptat al riplului tensiunii de ieșire și de către timpul necesar de ținere al sarcinii. Următoarele ecuații oferă posibilitatea de a determina capacitatea necesară pentru a îndeplini condițiile de riplu și de timp. Valoarea cea mai mare dintre cele două trebuie luată în considerare. Capacitatea condensatorului în funcție de timpul necesar de ținere este determinată cu ajutorul următoarei formule :

(4.1)

Capacitatea condensatorului necesară pentru a ține cont de specificațiile de riplu de tensiune va fi calculată folosind următoarea formulă :

(4.2)

Capacitatea determinată cu ajutorul formulelor trebuie supradimensionată în mod corespunzător pentru a ține cont de îmbătrânirea materialelor și de toleranțe.

4.2.6 Senzorul tensiunii de intrare

Tensiunea de intrare de la sursa de alimentare este aplicată controller-ului prin rezistențele R4, R5 și R19, care sunt legate la pinul V al circuitului integrat. Pentru o tensiune de alimentare de 230 V c.a. este recomandat să se folosească o valoarea de 9 MΩ a rezistenței echivalente serie formată din cei trei rezistori. Condensatorul C12 este utilizat pentru filtrarea eventualelor zgomote ale semnalului.

4.2.7 Bucla de feedback

Este necesară folosirea unei rețele divizoare alcătuită din rezistori care furnizează tensiunea de 6 V la pinul de feedback (FB) al circuitului integrat. Elementele de compensare sunt și ele incluse în această rețea divizoare deoarece circuitul HiperPFS nu are un pin separat pentru compensare. Acest circuit dispune de două bucle de feedback, o buclă interioară de curent și o buclă de tensiune de bandă joasă care asigură un factor de putere ridicat. Circuitul de compensare RC inclus pe pinul de feedback reduce timpul de răspuns al circuitului integrat la schimbările rapide ale tensiunii de ieșire rezultate din cauza sarcinii tranzitorii. Circuitul de feedback ce este recomandat pentru a fi folosit pentru această variantă a controller-ului HiperPFS conține o pereche de tranzistoare conectate în așa fel încât sunt în stare de blocare în timpul funcționării normale. În momentul în care apare o schimbare rapidă a tensiunii de ieșire aceste tranzistoare intră în conducție pentru a putea corecta rapid tensiunea de pe pinul FB astfel încât să ajute circuitul integrat să răspundă acelei modificări a tensiunii fără întârzierea asociată de obicei cu bucla de tensiune de bandă joasă.

Circuitul de feedback recomandat pentru această variantă constructivă a circuitului integrat HiperPFS este prezentat în figura 4.5.

Fig. 4.5. Circuitul de feedback al controller-ului

Rezistoarele R9, R11, R12, R13 și R14 compun divizorul principal de tensiune. Suma rezistențelor R9, R11 și R12 reprezintă divizorul rezistiv principal, iar rezistoarele R13 și R14 compun divizorul rezistiv secundar. Condensatorul C16 este un condensator de reglaj fin care împiedică depășirea tensiunii nominale la ieșire în momentul punerii în funcțiune a circuitului. Rezistorul R7 împreună cu condensatorul C11 formează un filtru trece – jos pentru filtrarea zgomotelor de comutație apărute la pinul de feedback. Rezistorul R8 și condensatorul C13 formează o buclă a rețelei de compensare care introduce o frecvență joasă necesară pentru a adapta răspunsul buclei rețelei de compensare astfel încât să asigure o frecvență de trecere joasă. Rezistorul R15 asigură o izolare între porțiunea rapidă de circuit (divizorul de tensiune) și bucla de feedback mai lentă. Tranzistoarele Q1 și Q2 împreună cu rezistoarele R12 și R13 detectează tensiunile tranzitorii de ieșire și furnizează rapid informații pinului FB pentru a crește viteza de răspuns a buclei. Dioda D3 este utilizată pentru a acoperi o eventuală scurtcircuitare a condensatorului C13, caz în care pinul de feedback este forțat sub pragul de FBOFF prin dioda D3 și ulterior oprește circuitul integrat. În cadrul acestei bucle de feedback nu este recomandată utilizarea diodelor ultrarapide.

Valorile recomandate pentru componentele circuitului de feedback sunt următoarele : R14 = 57.6 kΩ, R12, R13 = 2.2 kΩ, R11 = 732 kΩ, R15 = 160 kΩ, R8 = 3 kΩ, R7 = 2kΩ, C11 = 10 nF, 50 V, C13 = 4.7 µF, 25 V, C16 = 100 nF, 100 V. Pentru dioda D3 se adoptă o diodă de tip BAV116W sau 1N4007 (vezi anexa 3), iar pentru tranzistoarele Q1 și Q2 se vor alege tranzistoare de semnal mic 2N4401 (vezi anexa 4) și 2N4403 (vezi anexa 5).

Pentru valorile precizate mai sus valoarea rezistenței R9 poate fi calculată cu formula următoare :

(4.3)

Deoarece tensiune la care urmează să fie supus rezistorul R9 este de aproximativ 301 V, acesta poate fi divizat în două sau mai multe rezistoare pentru a distribui tensiunea la care este supus fiecare în parte. În schema implementată această valoare a rezistenței a fost obținută cu ajutorul a două rezistoare înseriate : R9 = 1.5 MΩ și R10 = 1.6 MΩ.

Valoare rezistorului R8 poate fi calculată folosind următoarea formulă :

(4.4)

Dioda D4 conectată în serie cu colectorul tranzistorului npn Q1 este necesară pentru a preveni încărcarea circuitului de feedback atunci când nu avem tensiune de alimentare. Prezența diodei ne asigură ca nu o sa avem o întârziere la pornire atunci când este aplicată tensiune pe pinul VCC al circuitului integrat.

4.3 Principiul de funcționare al circuitului integrat HiperPFS

Sursele de alimentare în comutație sunt acum folosite în majoritatea sistemelor electronice datorită eficienței ridicate de conversie și a dimensiunilor compacte. Din păcate sursele în comutație sunt componente neliniare și pot genera pulsuri înguste de curent și de amplitudine mare defazate față de tensiunea rețelei.

Relația dintre tensiunea de intrare și curent se numește factor de putere. În sistemele care generează curenți de sarcină neliniari circuitele PFC sunt folosite pentru a face sursa de alimentare în comutație să pară o sarcină liniară pentru rețea. Corectarea factorului de putere se poate realiza prin diferite topologii, cum ar fi convertoarele de tip buck, boost, flyback, Cuk si SEPIC. Topologia boost a devenit populară deoarece este simplă și prezintă un curent continuu prin bobină. Au fost introduse diverse modalități de control a curentului, cum ar fi modul de curent neîntrerupt (CCM) și controlul critic cu curent întrerupt (DCM).

Circuitul integrat HiperPFS produs de către Power Integrations se diferențiază de restul prin folosirea unei strategii de control unice, constantă amper – secundă pe perioada de conducție și constantă volt – secundă în perioada de blocare a tranzistorului. Această implementare pe un singur cip vine cu un senzor de curent integrat care reduce pierderile și elimină bucla externă de compensare, reducându-se astfel și complexitatea schemei. Acest mod inovativ de control în curent neîntrerupt la frecvență variabilă (VF-CCM) reduce interferențele electromagnetice și minimizează pierderile în comutație introduse de către funcționarea la o frecvență de comutație joasă [10].

Configurația pinilor unui circuit integrat HiperPFS este prezentată în continuare.

Fig. 4.6. Configurația pinilor circuitului HiperPFS

Pinul V (pentru monitorizarea tensiunii) este legat la alimentare, după puntea redresoare prin intermediul unui rezistor extern de valoare mare. În cazul circuitului integrat PFS723EG este nevoie de un rezistor de 9 MΩ pentru minimizare puterii disipate și a consumului în stare de standby. De asemenea este necesar un condensator conectat între pinul V și masă pentru eliminarea eventualelor zgomote de comutație .

Pinul de feedback (FB) este un terminal de impedanță ridicată care este conectat la o buclă de feedback. Acest pin îndeplinește și rolul de detecție rapidă a eventualelor subtensiuni sau supratensiuni și poate comanda oprirea MOSFET-ului intern în cazul unei astfel de erori a circuitului. Între pinul FB și masă este necesară conectarea unui condensator cu o capacitate de 10 nF care trebuie plasat foarte aproape de circuitul integrat pe placa de cablaj pentru evitarea zgomotelor de comutație.

Pinul de alimentare (VCC) are nevoie de o tensiune cuprinsă între 10 și 12 V c.c. pentru a alimenta corespunzător controller-ul. Tensiunea aplicată acestui pin trebuie atent controlată pentru a nu depăși valoarea de 15 V, tensiune care ar putea duce la distrugerea circuitului.

Pinul G este pinul de masă. Componentele utilizate în cadrul circuitului de feedback, inclusiv bucla de compensare, condensatoarele de decuplare ai pinului VCC cât și linia de semnal V trebuie legați la pinul G.

Pinul S reprezintă sursa tranzistorului de putere, iar pinul D este conectat la drena acestuia .

Noutatea adusă de catre circuitul integrat HiperPFS este algoritmul de control care menține constant produsul amper – secundă în perioada de conducție a tranzistorului și produsul volt – secundă în perioada de blocare a acestuia. În figura următoare este prezentat schematic mecanismul de control al unui astfel de circuit integrat.

Fig. 4.7. Mecanism de control al circuitului integrat HiperPFS

Integrând curentul prin tranzistor și controlându-l în așa fel încât să fie menținut constant produsul amper – secundă pe timpul perioadei de conducție permite valorii medii a curentului de intrare să urmeze forma de undă a tensiunii de intrare. Prin integrarea diferenței dintre tensiunea de ieșire și tensiunea de intrare și controlând produsul volt – secundă să rămână constant in timpul perioadei de blocare a tranzistorului se realizează reglarea tensiunii de ieșire cât și a puterii.

Controller-ul setează o valoare constantă pentru curentul integrat al tranzistorulu,i în timpul fiecărui ciclu de conducție. Considerând constant acest control amper – secundă se poate scrie următoarea formulă :

(4.5)

Pentru controlul perioadei de blocare este folosită o sursă de curent proporțională cu diferența dintre tensiunea de ieșire și cea de intrare. Curentul este integrat și comparat cu o valoare de referință (Uoff) pentru determinarea ciclului de blocare. Controlul volt – secundă pentru perioada de blocare se poate scrie astfel :

(4.6)

Deoarece produsul volt – secundă din perioada de conducție trebuie să fie egal cu produsul volt – secundă din perioada de blocare pentru a menține constant fluxul prin bobină, se poate scrie următoarea relație :

(4.7)

Din relația 4.7 rezultă ton:

(4.8)

Înlocuind astfel ton în relația 4.6, rezultă următoarea expresie pentru valoarea curentului de intrare :

(4.9)

Relația 4.9 demonstrează că prin controlul unei constante amper – secundă în timpul perioadei de conducție a tranzistorului și a unei constante volt – secundă în timpul perioadei de blocare, curentul de intrare va fi proporțional cu tensiunea de intrare, realizându-se prin urmare corecția factorului de putere prin intermediul unui circuit destul de simplu.

Timpul de conducție al tranzistorului variază în funcție de sarcină. Cu cât sarcina crește, va crește și curentul prin tranzistorul PFC pentru a satisface cererea sarcinii. Odata cu creșterea curentului prin tranzistor integratorul care lucreaza pe perioada de conducție necesită mai puțin timp pentru a satisface condiția de echilibru amper – secundă. În consecință frecvența de comutație va crește.

La sarcină redusă valoarea de referință (Uoff) a integratorului din perioada de blocare este modificată de către un semnal intern de eroare care este direct proporțional cu puterea debitată la ieșire. Această modificare duce la reducerea frecvenței de comutație pentru reducerea pierderilor. Pentru controlul tradițional de curent neîntrerupt eficiența ridicată la o sarcină redusă este o adevărată provocare. Funcționarea unui astfel de control traditional cu curent neîntrerupt este prezentată în continuare.

Fig. 4.8. Curentul în cazul controlului CCM

În cazul controlului CCM la frecvență fixă zgomotul armonic se concentrează pe câteva frecvențe fixe, facând filtrarea acestora destul de problematică. În cazul controlului VF-CCM energia livrată de către impulsurile de comutație este întinsă pe o plajă mai mare de frecvențe, însemnând că se va reduce dimensiunea filtrelor necesare, ducând la o reducere a dimensiunii și a costului convertorului.

În fig. 4.9 este prezentată schema circuitului de control CCM. Acesta are nevoie de un amplificator de curent și de o rețea de compensare. Rezistorul pentru detecția curentului trebuie să fie poziționat în serie cu bobina. Pe lânga pierderile pe rezistor, apare și un zgomot mai ales atunci când riplul de curent al bobinei este mic.

Fig. 4.9. Control tradițional CCM

O altă modalitate de control este cea de curent critic (CRM) care funcționează la limita dintre controlul cu curent întrerupt și controlul cu curent neîntrerupt. În mod normal, timpul de conducție al tranzistorului este fixat, realizat prin compararea buclei de tensiune cu o formă de undă de referință dinte de fierăstrău. Când nivelele sunt identice, tranzistorul este oprit, el fiind trecut înapoi în conducție atunci când curentul prin bobină scade la zero. Deoarece valoarea bobinei este fixă, curentul de intrare urmărește automat tensiunea de intrare, prin urmare realizându-se corectarea factorului de putere. Curentul prin bobină este reprezentat în figura următoare.

Fig. 4.10. Curentul în cazul controlului CRM

Acest tip de control împarte unele beneficii cu circuitul integrat HiperPFS cum ar fi design-ul simplu fără necesitatea compensării controlului curentului și frecvența de comutație variabilă, dar are si anumite dezavantaje față de controlul cu circuit HiperPFS :

Vârfuri de curent mai mari în tranzistorul MOSFET;

Pierderi mai mari în conducție și comutație pe tranzistor;

Necesită o bobină mai mare deoarece generează curent vârf la vârf mare, ceea ce duce la pierderi mai mari prin histerezis și pierderi mai mari în cupru;

Necesită fie un senzor rezistiv de curent, fie o înfășurare de detecție a lipsei curentului, pentru a putea pune în stare de conducție MOSFET-ul;

În comparație cu VF-CCM, implementarea CRM generează curent de vârf aproape dublu, ceea ce duce la zgomote mai mari și la creșterea costului elementelor componente ale filtrului EMI.

Soluția inovativă de control a constantelor amper – secundă și volt – secundă introdusă de către circuitele integrate HiperPFS a adus noi soluții de performanță ridicată în domeniul convertoarelor boost PFC. În comparație cu controlul tradițional CCM sau cu controlul CRM, circuitele HiperPFS oferă proiectanților de surse de alimentare în comutație o soluție mai bună, de încredere, cu un număr redus de componente, fiind și o solutie cu costuri mai reduse.

4.4 Alegerea circuitelor magnetice

4.4.1 Bobina convertorului boost

Este recomandat ca pentru acest convertor de boost bobina să fie astfel proiectată încât să aibă o inducție magnetică mai mică decât 0.3 T și o inducție magnetică de vârf mai mică decât 0.42 T când prin ea trece curentul maxim, atunci când este utilizat un miez de ferită. Dacă miezul este de Sendust sau MPP inducția magnetică nu ar trebui să depășească 1 T deoarece bobinele cu miez de pulbere au o scădere semnificativă a inductanței când se apropie de valoarea de 1 T [11].

Factorul de inductanță AL [nH/sp2] reprezintă inductanța pe care ar avea-o o bobină de formă și dimensiuni date, situată pe un miez într-o poziție determinată, dacă ar fi formată dintr-o singură spiră. În funcție de factorul de inductanță AL, inductanța unei bobine cu N spire se calculează cu relația :

(4.10)

Cunoscând factorul de inductanță AL al unei carcase cu miez se poate calcula numărul de spire N pentru realizarea unei anumite inductivități L astfel :

(4.11)

Pentru bobina realizată s-a dorit calcularea numărului necesar de spire pentru a obține o valoare a inductanței de 1.8 mH avand un miez cu factorul de inductanță de 125 nH/T2 . Numărul de spire este dat de :

Bobina L5 folosită în cazul acestui proiect a fost realizată pe un miez de 35.8×22.4×10.5 (vezi anexa 6), având un număr de 120 de spire. A fost bobinată în felul următor : a fost împărțit miezul în două părți egale și s-a început bobinarea uneia dintre cele două cu un anumit număr de spire, cât să fie ocupată toată jumătatea de miez.

Se repetă procedura pentru partea rămasă liberă a miezului. Următorul pas îl reprezintă bobinarea celui de al doilea strat pe fiecare parte a miezului, spirele înfășurărilor fiind plasate de această dată între cele de pe primul strat.

În final, dupa completarea ambelor părți ale miezului cu cel de al doilea strat se va trece la bobinarea celui de al treilea strat până la terminarea conductorului care a fost in prealabil calculat ca și lungime. În final, bobina arată ca în fig. 4.11

Fig. 4.11. Bobinaj L5

În urma bobinării a 120 de spire pe miezul RKB 25x16x10 a rezultat o bobină cu o inductanță de 1.816 mH.

4.4.2 Transformatorul de rețea

A fost ales un transformator de rețea 230/12 V cu o singură înfăsurare de tip Myrra 44195 . Transformatorul este necesar pentru alimentarea circuitului integrat HiperPFS, care necesită o tensiune de 12 V. Ca și caracteristici constructive transformatorul are o putere aparentă de 3.2 VA, o tensiune de 230 V în primar respectiv 12 V în secundar, putând lucra la o frecvență de 50 – 60 Hz. Acesta poate funcționa de la temperatură de – 25ᴼ C până la maxim 70ᴼ C (vezi anexa 7).

4.4.3 Transformatorul de măsură de curent

Pentru măsurarea curentului a fost ales un transformator de curent AX-0500. Acesta este alcătuit din 500 de spire, are un curent nominal de 5 A și o rezistență a înfășurării de 32 Ω. Aceste transformatoare au o caracteristică liniară pe toată gama de curent măsurată, o izolatie care poate rezista până la 2.5 kV și pot funcționa la temperaturi cuprinse intre – 40ᴼ C și +120ᴼ C. Pentru o măsurare corectă la ieșirea lui trebuie conectat un rezistor de 100 Ω (vezi anexa 8).

4.5 Realizarea practică a montajului

Pentru realizarea practică a corectorului activ al factorului de putere a fost utilizat programul EAGLE 7.2.0 Professional cu ajutorul căruia a fost realizată schema electrică a convertorului, care mai apoi a fost transpusă în schemă de cablaj imprimat. Schema electrică a convertorului realizată în programul EAGLE este prezentată în fig. 4.12.

Fig. 4.12. Schema electrică a convertorului realizată în EAGLE

Odata terminată schema electrică s-a realizat tot cu ajutorul programului EAGLE și schema de cablaj imprimat aferentă circuitului. Aceasta împreuna cu o imagine cu placa de cablaj realizată sunt prezentate in cadrul anexei 9. În fig. 4.13 este prezentat montajul finalizat cu evidențierea principalelor blocuri componente ale acestuia.

Fig. 4.13. Montaj finalizat

5. Determinări experimentale și forme de undă

În cadrul acestui capitol vor fi prezentate formele de undă determinate exterimental după finalizarea montajului.

Pentru comparare sunt prezentate formele de undă ale tensiunii și ale curentului unui redresor clasic, la care nu se face corectarea factorului de putere. Aceste forme de undă sunt prezentate în următoarea fig. 5.1.

Fig. 5.1. Forme de undă pentru curent (CH I, 1 A/div) și tensiune (CH II, 10 V/div), 5 ms/div, ale unui redresor

După cum se poate observa, redresorul clasic cu filtru capacitiv la ieșire produce o distorsiune a formei de undă a curentului față de sinusoida de tensiune de la rețeaua de alimentare. Această distorsiune este datorată filtrului capacitiv de la ieșirea redresorului, care trebuie încărcat până la tensiunea de vârf, doar apoi fiind absorbit curent de la rețea. Aceste distorsiuni ale formei de undă a curentului pot duce la interferențe electromagnetice datorită lățimii mici și amplitudinii mari a pulsului.

În continuare a fost determinată forma de undă a curentului absorbit de către convertorul PFC, în cazul conectării la ieșirea acestuia a unei sarcini de 1572 Ω, caz în care puterea vehiculată la ieșire este de 92.5 W. Forma de undă a fost luată de pe transformatorul de măsură de curent AX-0500 prezentat anterior. Această formă a curentului arată ca in fig. 5.2.

Fig. 5.2. Forma de undă a curentului absorbit de către convertor, 50 mA/div

După cum se poate observa în figura de mai sus, forma de undă a curentului absorbit de către convertor de la rețea nu mai este în impulsuri înguste și de amplitudine mare, ca în cazul redresorului clasic cu filtru capacitiv prezentat în figura 5.1. Aceasta nu este perfect sinusoidală dar urmărește în mare parte sinusoida tensiunii de intrare, reducând astfel perturbațiile electromagnetice și crescând semnificativ factorul de putere.

După determinarea formei de undă a curentului s-a procedat la evidențierea pe același grafic atât a curentului cât și a tensiunii, pentru o mai bună vizualizare a faptului ca acestea au fost aduse foarte aproape de a fi în fază.

Fig. 5.3. Forme de undă ale curentului (CH I) și tensiunii (CH II)

De asemenea a fost determinată și puterea absorbită de la rețea de către convertor și factorul de putere al acestuia. Cele două sunt prezentate în fig. 5.3. Puterea absorbită de la rețea în momentul efectuarii măsurătorii a fost de 99 W, cu un factor de putere de 0,99.

Fig. 5.4. Factorul de putere și puterea absorbită de la rețea de către convertor

Pe baza acestor date experimentale și cunoscând valoarea sarcinii de la ieșirea convertorului a putut fi determinat prin calcul și un randament, calculul pentru determinarea acestuia fiind prezentat în continuare.

(5.1)

(5.2)

S-a realizat și o determinare experimentală pentru vizualizarea armonicilor introduse în rețea de către convertorul PFC și s-a făcut comparație cu armonicile produse de către o sursă de calculator. Rezultatele determinate pentru sursa de calculator sunt prezentate în figura 5.6 iar cele pentru convertorul PFC sunt prezentate în figura 5.7.

Fig. 5.6. Nivelul de armonici de tensiune (stânga sus) și curent (stânga jos) și forma de undă a tensiunii (dreapta sus) și curentului (dreapta jos) pentru o sursă de calculator

Fig. 5.7. Nivelul de armonici de tensiune (stânga sus) și curent (stânga jos) și forma de undă a tensiunii (dreapta sus) și curentului (dreapta jos) pentru convertorul PFC

6. Realizarea modulului didactic ca lucrare de laborator

Lucrarea practică realizată în cadrul acestui proiect de diplomă are ca scop final folosirea ei ca lucrare de laborator de către studenții Universității Transilvania din Brașov, Facultatea de Inginerie Electrică și Știința Calculatoarelor.

Lucrarea de laborator va avea ca scop principal determinarea formelor de undă în cazul redresoarelor cu filtru capacitiv la ieșire și a formelor de undă în cazul redresoarelor PFC și înțelegerea diferențelor între cele două tipuri constructive de redresoare. Pentru evitarea apariției de contacte accidentale cu parțile aflate sub tensiune ale montajului, față de cum este prezentat el în figura 4.20 a fost realizată o oarecare măsura de protecție prin amplasarea unui capac de plexic și scoaterea bornelor pentru măsură de curent și de tensiunea pe acesta. Astfel se pot evita situațiile periculoase în care studenții ar putea fi expuși la tensiuni de până la 380 V c.c. care sunt periculoase pentru corpul uman. Montajul pregătit pentru folosirea ca modul didactic de laborator este prezentat în figura următoare.

Fig. 6.1. Modulul didactic PFC

După parcurgerea părții teoretice a lucrării de laborator și însușirea cunoștiințelor despre redresoare, factor de putere, efectele neliniarității redresoarelor cu filtru capacitiv, tehnici de corectare a factorului de putere și distorsiunile armonice se va trece la realizarea schemelor de montaj și determinarea formelor de undă. Pentru început se vor determina formele de undă ale unui redresor la care nu se realizează corectarea factorului de putere, cu un filtru capacitiv la ieșire cu ajutorul unui osciloscop.

Apoi se va trece la determinările cu ajutorul circuitului PFC. Pentru aceasta trebuie utilizată o sarcină care va fi conectată la bornele de ieșire “tensiune” ale circuitului. Testele realizate până în prezent au fost realizare cu sarcini de 3300 Ω, respectiv de 1572 Ω. Sarcina poate varia, dar trebuie ținut cont să nu fie depășită puterea nominală a circuitului integrat și anume 280 W. La aceleași borne, în paralel cu sarcina, va fi conectat un voltmetru pentru măsurarea tensiunii de ieșire în c.c. Aceasta trebuie sa fie relativ constantă în jurul valorii de 380 V. La bornele “curent” vor fi conectate sondele osciloscopului pentru vizualizarea formei de undă a curentului absorbit de către circuit pentru alimentarea sarcinii. După cum se va putea observa această formă va urmări sinusoida tensiunii de alimentare, față de forma de undă a curentului absorbit în cazul redresorului la care nu se realizează corectarea factorului de putere, unde va fi sub formă de pulsuri destul de înguste.

Fig. 6.2. Montaj cu sarcină conectată la ieșire

Deoarece convertorul PFC este realizat cu diode SiC s-a procedat la realizarea unui montaj suplimentar, convertor boost de la 24 V la 48 V, care poate fi folosit pentru determinarea diferentelor în forma de undă a curentului prin dioda. După cum s-a prezentat în subcapitolul 2.2 diodele SiC au proprietatea de a avea un curent invers apropiat de 0, în timp ce diodele de siliciu prezintă un curent inver destul de pronunțat. Schema convertorului boost este prezentată în fig. 6.3.

Fig. 6.3. Convertor boost 24 – 48 V

Pentru a putea efectua ușor determinările experimentale atât cu dioda de siliciu cât și cu dioda SiC cele două au fost montate pe radiatoare identice, fiind necesară doar înlocuirea diodei cu tot cu radiator, fără a fi necesară desfacerea acestora de pe radiatoare. Pentru a putea efectua determinările vor trebui conectate la convertorul boost bornele osciloscopului așa cum este prezentat pe schema electrică din fig. 6.3. Va fi conectată o sondă a osciloscopului pe anodul diodei pentru vizualizarea tensiunii și o bornă pe rezistența șunt, masa fiind comună și conectată la ieșirea șuntului. Valoarea rezistenței șunt pentru măsură utilizată la aceast convertor este RS = 0.47 Ω.

Forma de undă rezultată pentru determinarea cu diodă de siliciu MUR1560 (vezi anexa 10) este prezentată în fig. 6.4. Se va putea observa că vârful negativ de curent apărut prin diodă cand aceasta este polarizată invers are o amplitudine considerabilă, revenirea lui în 0 nu se face imediat ci după o anumită perioadă de oscilație.

Fig. 6.4. Determinare experimentală cu diodă MUR1560 : CH I – curent prin diodă, CHII – tensiunea aplicată diodei

În fig. 6.5. se poate observa faptul că și la intrarea în conducție a diodei apar vârfuri determinate de comutația hard, de asemenea fronturile sunt foarte abrupte.

Fig. 6.5. Comutația diodei MUR1560 : CH I – curent prin diodă, CH II – tensiunea aplicată diodei

În continuare s-a schimbat dioda de siliciu cu dioda SiC folosită și în implementarea convertorului PFC și s-a refăcut determinarea experimentală. Formele de undă rezultate sunt prezentate în fig. 6.6.

Fig. 6.6. Determinare experimentală cu dioda SiC C3D0406A : CH I – curentul prin diodă, CH II – tensiunea aplicată diodei

După cum se poate observa curentul invers apărut în momentul intrării în blocare a diodei nu mai are amplitudine așa mare ca în cazul diodei cu siliciu, acesta revenind imediat în 0 fără a mai produce oscilații în prealabil.

Bibliografie

D. Lascu, Tehnici și circuite de corecție active a factorului de putere, Editura de Vest, Timișoara, 2004;

Power Integrations, Application Note AN-52 – Design Guide;

Standardul IEC EN61000-3-2;

Hobbytronica, Dioda, Online : http://www.hobbytronica.ro/dioda/ ;

B. Burger, B. Goeldi, D. Kranzer, H. Schmidt, 98.5% Inverter Efficiency with SiC-MOSFETs, Fraunhofer Institute for Solar Energy Systems ISE, Valencia, 2008;

C.N. Ho, H. Breuninger, S. Pettersson, G. Escobar, F. Canales, A Comparative Performance Study of an Interleaved Boost Converter Using Comercial Si and SiC Diodes for PV Applications, IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 28, January 2013;

T.J. McCoy, C.H. Brown, J.V. Amy, C.F. Krolick, S. Beermann-Curtin, Implication of silicon-carbide (SiC) technology on all electric ships, Defence Advanced Reserch Projects Agency, 7 July 2014;

R.B. Schillington, Silicon Carbide Devices in High Efficiency DC-DC power converters for telecomunications, Thesis, 2012;

Power Integrations, Application Note AN-53 – Active Power Factor Correction – Basics;

Power Integrations, High Power Controller with Integrated High-Voltage MOSFET;

Applications Engineering Department, Reference Desing Report for High Performance 347 W PFC Stage Using HiperPFSTM PFS714EG, 2010;

P. Vaculik, The experience with SiC MOSFET and buck converter snubber design, International Journal of Electrical, Robotics, Electronics and Communications Engineering, 2014.

Anexe