Modelarea Metr

CUPRINS:

INTRODUCERE

1. ASPECTE GENERALE ȘI CONSIDERAȚII PRIVIND

PARTICULARITĂȚILE METR

1.1. Aspecte privind conceptul de METR în raport cu domeniul MES

1.1.1. Aspecte generale privind MES

1.1.2. Aspecte generale privind METR

1.1.3. Diverse aplicații ale METR

1.2. Stadiul actual în domeniul METR

1.2.1. Stadiul actual pe plan internațional

1.2.1.1. METR pentru aplicații industriale

1.2.1.2. METR pentru aplicații speciale

1.2.2. Stadiul actual pe plan național

1.3. Considerații privind particularitățile METR

1.3.1. Evoluția tehnologiilor specifice METR

1.3.1.1. Evoluția tehnologică de realizare a miezurilor feromagnetice

1.3.1.2. Evoluția tehnologiilor de realizare a înfășurărilor

1.3.1.3. Evoluția tehnologiilor de realizare a elementelor

de structură mecanică

1.3.2. Limitări în conceperea și dezvoltarea METR

1.3.2.1. Limitări de natură mecanică

1.3.2.2. Limitări de natură termică

1.3.2.3. Limitări de natură electromagnetică

1.3.2.4. Limitări datorate electronicii de putere

1.3.3. Scurtă analiză a principalelor tipuri de METR

1.4. Concluzii

2. MODELAREA METR

2.1. Aspecte generale privind modelarea METR

2.1.1. Introducere în modelarea numerică

2.1.2. Modelarea cu ajutorul programelor specializate

2.2. Analiza câmpului electromagnetic

2.2.1. Comparație între METR de concept clasic și

METR fără perii având număr fracționar de crestături pe pol și fază

2.2.2. Analiza câmpului electromagnetic la METR având

număr fracționar de crestături pe pol și fază

2.3. Analiza dinamicii rotorului

2.3.1. Tipuri de aplicații în analiza dinamică

2.3.2 Analiza dinamicii rotorului la METR

2.4. Concluzii

3. METODE MODERNE DE ACȚIONARE ȘI CONTROL

PENTRU PARAMETRII FUNCȚIONALI LA METR

3.1. Aspecte generale privind SAE

3.1.1. Structura unui SAE

3.1.2. METR fără perii componentă a SAE

3.1.3. Procesul de comutație

3.1.4. Caracteristica mecanică

3.2. Strategii de control a METR fără perii

3.2.1. Controlul cu senzori a METR fără perii

3.2.2. Controlul fără senzori a METR fără perii

3.3. SAE realizat pentru alimentarea controlată a METR fără perii de CC

3.3.1. Modularea pulsurilor în durată (PWM

3.3.2. Structura și modul de control al acționării METR fără perii de CC

3.3.3. Sistemul de dezvoltare cu microcontroler utilizat la acționarea

METR fără perii de CC

3.4. Concluzii

4. METODE ȘI ECHIPAMENTE PENTRU DETERMINAREA

EXPERIMENTALĂ A PARAMETRILOR FUNCȚIONALI PENTRU METR

4.1. Definirea principalilor parametri care se măsoară la METR

4.2. Metode pentru determinarea experimentală a parametrilor funcționali

pentru METR

4.2.1. Metode de măsurare a cuplului electromagnetic

4.2.2. Metode de măsurare a cuplului de prindere magnetică

4.2.3. Metode de măsurare a turației

4.2.3. Metode de măsurare a temperaturii

4.2.5. Determinarea momentului de inerție

4.3. Echipamente pentru determinarea experimentală a parametrilor

funcționali pentru METR

4.4. Concluzii

5. DETERMINĂRI EXPERIMENTALE ȘI ASPECTE TEORETICE LA METR

5.1. Aspecte generale privind sistemul dezvoltat pentru

determinările experimentale ale METR

5.1.1. Structura sistemului dezvoltat pentru

determinările experimentale ale METR

5.1.2. METR fără perii de CC

5.1.3. Sistemul cu senzori Hall

5.1.4. Aspecte privind sarcina pentru METR fără perii de CC

5.2. Analiza și dimensionarea preliminară a componentelor sistemului

pentru determinările experimentale ale METR

5.2.1. Analiza și considerații generale privind dimensionare

METR fără perii de CC

5.2.2. Echivalența dintre înfășurarea cu 8 poli și 24 de crestături

și înfășurarea cu 8 poli și 6 crestături

5.2.3. Dimensionări și determinări preliminare

5.2.3.1. Dimensionarea preliminară a circuitului magnetic

5.2.3.2. Dimensionarea preliminară a circuitului electric

5.2.3.3. Dimensionarea sistemului cu senzori Hall

5.2.3.4. Determinarea preliminară a variației curenților

prin înfășurările METR

5.3. Determinări experimentale la METR fără perii de CC

5.3.1. Ridicarea experimentală a curbei t.e.m. Alinierea senzorilor Hall

cu fazorii tensiunilor induse pe faze

5.3.2. Ridicarea experimentală a curbei de variație a

curenților de linie

5.3.3. Ridicarea experimentală a caracteristicilor de funcționare ale

METR fără perii de CC

5.3.3.1. Considerații generale

5.3.3.2. Aspecte privind puterile și cuplurile specifice

sistemului pentru determinarea preliminară și experimentală

a caracteristicilor de funcționare ale METR fără perii de CC

5.3.3.3. Ridicarea experimentală a caracteristicilor de funcționare

ale METR fără perii de CC prin utilizarea unui invertor

fără restricții impuse

5.3.3.3.1. Separarea pierderilor în sistemul

METR fără perii de CC – generator sincron

5.3.3.3.2. Ridicarea caracteristicilor de funcționare în sarcină

a METR fără perii de CC

5.3.3.4. Ridicarea experimentală a caracteristicilor de funcționare

ale METR fără perii de CC prin utilizarea unui invertor

cu restricții impuse

5.3.3.4.1. Încercările în regimul de funcționare în gol

5.3.3.4.2. Încercările în regimul de funcționare în sarcină

5.3.4. Aspecte generale și determinări experimentale privind

regimul termic al METR

5.3.4.1. Aspecte generale privind regimul termic al METR

5.3.4.2. Determinări experimentale privind regimul termic al METR

5.3.4.2.1. Determinarea experimentală

a rezistenței termice (Rth

5.3.4.2.2. Determinarea experimentală

a constantei termice (τth

5.3.5. Determinarea nivelului de vibrații pentru sistemul

METR fără perii de CC – generator sincron

5.4. Concluzii

6. CONCLUZII FINALE, CONTRIBUȚII ORIGINALE

ȘI DIRECȚII DE CERCETARE

BIBLIOGRAFIE

Anexa 1. Programul LUA de analiză numerică a mașinii electrice cu turație ridicată

INTRODUCERE

A concepe și a produce sisteme de acționare electrică compactizate, caracterizate prin indicatori de calitate ridicați, în contextul actualei situații economice mondiale este o necesitate, care determină producătorii să cerceteze și să dezvolte mașini electrice speciale neconvenționale și sisteme în construcție integrată, unde trebuie să se regăsească cel puțin trei cerințe fundamentale: greutatea specifică minimă (kg/W sau kg/constanta de cuplu), fiabilitate înaltă și costuri de producție cât mai scăzute.

METR, studiată în această lucrare, are elemente de originalitate, adaptată la actuala situație economică, situație care cere o gândire cu totul nouă, atât la nivelul conceptului general cât și la nivelul conceptului particular, pentru a asigura succesul pe piață, care în prezent este caracterizat printr-un înalt nivel al ofertei, dar nivel încă relativ scăzut al cererii. În aceste circumstanțe, clienții vor produse cât mai performante, destul de ieftine și care să fie livrate, pe cât posibil, din stoc.

Aceste condiții de criză, demonstrează că în prezent, unui producător nu-i mai este permis să lucreze pe baza unor studii conceptuale clasice, a unor tehnologii și metode manageriale de asemenea vechi; este neapărat necesar să-și schimbe în totalitate maniera de a gândi, de a lucra și de a elabora soluții.

Un cercetător trebuie să ia în considerație că, orice concept restrictiv care nu are un grad de obiectivitate cât mai absolut, îl împiedică să gândească o soluție optimă, adecvată în totalitate unei anumite situații complexe. Din acest motiv, plecând de la orice se cunoaște într-un anumit domeniu și în domeniile conexe, el trebuie să meargă spre limite, ba chiar să încerce să le împingă spre alte limite, dar trebuie să se păstreze mereu în interiorul realității obiective.

Pentru SAE, componentele principale sunt MES. Se poate considera cu certitudine că teoriile generale dezvoltate până în prezent oferă soluții convenabile pentru orice gen de problemă care s-ar pune. Însă aceste soluții nu pot rezolva în totalitate problemele pe care o situație complexă și critică le ridică. În situații de acest gen, probabil, de cele mai multe ori, nu este necesară o soluție generală, care să acopere oricare dintre limite, indiferent cât de largi ar fi acestea. Este mult mai util să se analizeze, cu mare atenție, ce limite se impun în mod necesar pentru: gabarit și greutate, tensiunea de alimentare, curentul în sarcină, viteza de rotație, cuplul electromagnetic și/sau cuplul mecanic, ondulația de tensiune și ondulația de cuplu etc. Mai trebuie analizate, de asemenea, restricțiile cu urmările cele mai importante: limitele pentru spațiul total disponibil, în care trebuie neapărat ”să încapă” parametrii energetici bine precizați, condițiile de mediu, timpul total de viață, condiții de funcționare în regim dinamic, preț, cantități, program de livrare, competiția pe piață etc.

În condițiile de mai sus se impune conceperea unor soluții neconvenționale, susceptibile de obținere a unor performanțe de nivel înalt.

În cele mai multe aplicații, cu SAE speciale, se utilizează servomotoare cu MP din pământuri rare, servomotoare ce pot fi de CC cu sau fără contacte alunecătoare. Se mai întâlnesc servomotoare cu perii, însă tendința actuală este de a nu se mai utiliza în dezvoltări noi, din cauza dezavantajelor deja foarte cunoscute.

Teoria generală a mașinilor electrice clasice arată că o mașină electrică necesită minimum o crestătură pe pol și fază. Prin urmare, o mașină cu doi poli și trei faze are nevoie de minimum 6 crestături, doar pentru a face o înfășurare funcțională dar nu și pentru a obține performanțe.

Pentru obținerea unor performanțe medii, sunt necesare trei crestături pe pol și fază, adică 18 crestături pentru o mașină cu doi poli și trei faze. Însă, în practică, mașinile sunt proiectate pentru mai mulți poli, de obicei 6 sau 8. Dar sunt și mașini speciale care au mai mult de 40 de poli. Astfel, sunt necesare 54 sau 72 de crestături, ori chiar 360 de crestături. Pe baza soluțiilor clasice, uneori ajungem la imposibilitatea unei soluții tehnologice, sau, în cel mai bun caz, la utilizarea unor soluții tehnologice deosebit de dificile și sofisticate.

Plecând de la cele prezentate mai sus, pentru a intra și a rămâne pe piață și pentru a fi un partener competitiv, un producător trebuie să caute și să găsească soluții neconvenționale. Astfel, au fost dezvoltate soluții, capabile pentru o înaltă densitate de cuplu: 3 crestături pentru 4 poli. Această soluție este una de bază, deoarece, pentru anumite aplicații, poate fi folosit un factor de multiplicare, depinzând de densitatea de cuplu, dimensiuni, acuratețe etc. Utilizarea unei astfel de mașini introduce o serie de avantaje, cum ar fi: putere și cuplu electromagnetic mai ridicat, randament mai bun, factor de umplere a crestăturii mai mare, cuplu de prindere magnetică redus.

Ținând cont de aspectele menționate mai sus, teza tratează problemele legate de dezvoltarea mașinilor electrice fără perii cu turație ridicată. Lucrarea este structurată pe șase capitole propriu-zise încheindu-se cu un capitol de contribuții personale cât și bibliografia aferentă.

În primul capitol se face o introducere în domeniul mașinilor electrice speciale cu turație ridicată, fiind prezentate și diverse aplicații speciale unde acestea sunt utilizate. Tot în acest capitol s-a realizat un studiu privind stadiul actual, la nivel național cât și internațional, în domeniul mașinilor electrice speciale cu turație ridicată atât cu utilizare în aplicații speciale cât și aplicații industriale. Au fost tratate problemele din punct de vedere constructiv ce pot fi întâlnite în dezvoltarea acestor tipuri de mașini electrice plecând de la particularitățile acestora până la limitările de natură mecanică, termică, electromagnetică cât și a electronicii de putere. În final s-au prezentat principalele categorii de mașini electrice cu turație ridicată.

În capitolul al 2-lea, prin intermediul programelor de modelare numerică, s-a dorit mai mult decât o analiză electromagnetică a unei mașini cu număr fracționar de crestături pe pol, ci, plecând de la o soluție destul de cunoscută de proi), fiabilitate înaltă și costuri de producție cât mai scăzute.

METR, studiată în această lucrare, are elemente de originalitate, adaptată la actuala situație economică, situație care cere o gândire cu totul nouă, atât la nivelul conceptului general cât și la nivelul conceptului particular, pentru a asigura succesul pe piață, care în prezent este caracterizat printr-un înalt nivel al ofertei, dar nivel încă relativ scăzut al cererii. În aceste circumstanțe, clienții vor produse cât mai performante, destul de ieftine și care să fie livrate, pe cât posibil, din stoc.

Aceste condiții de criză, demonstrează că în prezent, unui producător nu-i mai este permis să lucreze pe baza unor studii conceptuale clasice, a unor tehnologii și metode manageriale de asemenea vechi; este neapărat necesar să-și schimbe în totalitate maniera de a gândi, de a lucra și de a elabora soluții.

Un cercetător trebuie să ia în considerație că, orice concept restrictiv care nu are un grad de obiectivitate cât mai absolut, îl împiedică să gândească o soluție optimă, adecvată în totalitate unei anumite situații complexe. Din acest motiv, plecând de la orice se cunoaște într-un anumit domeniu și în domeniile conexe, el trebuie să meargă spre limite, ba chiar să încerce să le împingă spre alte limite, dar trebuie să se păstreze mereu în interiorul realității obiective.

Pentru SAE, componentele principale sunt MES. Se poate considera cu certitudine că teoriile generale dezvoltate până în prezent oferă soluții convenabile pentru orice gen de problemă care s-ar pune. Însă aceste soluții nu pot rezolva în totalitate problemele pe care o situație complexă și critică le ridică. În situații de acest gen, probabil, de cele mai multe ori, nu este necesară o soluție generală, care să acopere oricare dintre limite, indiferent cât de largi ar fi acestea. Este mult mai util să se analizeze, cu mare atenție, ce limite se impun în mod necesar pentru: gabarit și greutate, tensiunea de alimentare, curentul în sarcină, viteza de rotație, cuplul electromagnetic și/sau cuplul mecanic, ondulația de tensiune și ondulația de cuplu etc. Mai trebuie analizate, de asemenea, restricțiile cu urmările cele mai importante: limitele pentru spațiul total disponibil, în care trebuie neapărat ”să încapă” parametrii energetici bine precizați, condițiile de mediu, timpul total de viață, condiții de funcționare în regim dinamic, preț, cantități, program de livrare, competiția pe piață etc.

În condițiile de mai sus se impune conceperea unor soluții neconvenționale, susceptibile de obținere a unor performanțe de nivel înalt.

În cele mai multe aplicații, cu SAE speciale, se utilizează servomotoare cu MP din pământuri rare, servomotoare ce pot fi de CC cu sau fără contacte alunecătoare. Se mai întâlnesc servomotoare cu perii, însă tendința actuală este de a nu se mai utiliza în dezvoltări noi, din cauza dezavantajelor deja foarte cunoscute.

Teoria generală a mașinilor electrice clasice arată că o mașină electrică necesită minimum o crestătură pe pol și fază. Prin urmare, o mașină cu doi poli și trei faze are nevoie de minimum 6 crestături, doar pentru a face o înfășurare funcțională dar nu și pentru a obține performanțe.

Pentru obținerea unor performanțe medii, sunt necesare trei crestături pe pol și fază, adică 18 crestături pentru o mașină cu doi poli și trei faze. Însă, în practică, mașinile sunt proiectate pentru mai mulți poli, de obicei 6 sau 8. Dar sunt și mașini speciale care au mai mult de 40 de poli. Astfel, sunt necesare 54 sau 72 de crestături, ori chiar 360 de crestături. Pe baza soluțiilor clasice, uneori ajungem la imposibilitatea unei soluții tehnologice, sau, în cel mai bun caz, la utilizarea unor soluții tehnologice deosebit de dificile și sofisticate.

Plecând de la cele prezentate mai sus, pentru a intra și a rămâne pe piață și pentru a fi un partener competitiv, un producător trebuie să caute și să găsească soluții neconvenționale. Astfel, au fost dezvoltate soluții, capabile pentru o înaltă densitate de cuplu: 3 crestături pentru 4 poli. Această soluție este una de bază, deoarece, pentru anumite aplicații, poate fi folosit un factor de multiplicare, depinzând de densitatea de cuplu, dimensiuni, acuratețe etc. Utilizarea unei astfel de mașini introduce o serie de avantaje, cum ar fi: putere și cuplu electromagnetic mai ridicat, randament mai bun, factor de umplere a crestăturii mai mare, cuplu de prindere magnetică redus.

Ținând cont de aspectele menționate mai sus, teza tratează problemele legate de dezvoltarea mașinilor electrice fără perii cu turație ridicată. Lucrarea este structurată pe șase capitole propriu-zise încheindu-se cu un capitol de contribuții personale cât și bibliografia aferentă.

În primul capitol se face o introducere în domeniul mașinilor electrice speciale cu turație ridicată, fiind prezentate și diverse aplicații speciale unde acestea sunt utilizate. Tot în acest capitol s-a realizat un studiu privind stadiul actual, la nivel național cât și internațional, în domeniul mașinilor electrice speciale cu turație ridicată atât cu utilizare în aplicații speciale cât și aplicații industriale. Au fost tratate problemele din punct de vedere constructiv ce pot fi întâlnite în dezvoltarea acestor tipuri de mașini electrice plecând de la particularitățile acestora până la limitările de natură mecanică, termică, electromagnetică cât și a electronicii de putere. În final s-au prezentat principalele categorii de mașini electrice cu turație ridicată.

În capitolul al 2-lea, prin intermediul programelor de modelare numerică, s-a dorit mai mult decât o analiză electromagnetică a unei mașini cu număr fracționar de crestături pe pol, ci, plecând de la o soluție destul de cunoscută de proiectanții de mașini electrice speciale, anume cu 9 crestături și 6 poli, să se ajungă treptat la o soluție cu 6 crestături și 8 poli, mult mai performantă fiind prezentate atât avantajele cât și dezavantajele noii soluții cât și a soluțiilor intermediare.

În general, când ne referim de mașini electrice cu turație ridicată, nu trebuie studiate și analizate doar problemele de natură electromagnetică ci trebuie luată în considerare și problema dinamicii rotorului și a integrității materialelor care îl compun, astfel, în finalul capitolului al 2-lea, tot prin intermediul programelor de modelare numerică s-a făcut un calcul al frecvențelor proprii de vibrații cât și un calcul la solicitarea dinamică centrifugală atât la turațiile de lucru dar și la turații superioare.

În capitolul al 3-lea sunt prezentate strategiile de comanda cât și metodele de acționare pentru motoarele fără perii cu turație ridicată. În final este prezentat sistemul de acționare realizat pentru controlul și comanda servomotorului fără perii de curent continuu cu turație ridicată studiat.

În capitolul al 4-lea sunt prezentate principalele metode pentru măsurarea parametrilor funcționali ai mașinilor electrice, fiind realizată o analiză privind posibilitatea utilizării lor în cazul mașinilor electrice speciale cu turație ridicată. Tot aici s-a realizat si un studiu pe plan internațional privind disponibilitatea și performanțele echipamentelor pentru determinarea experimentală a parametrilor funcționali pentru mașinile electrice cu turație ridicată.

În capitolul al 5-lea, ținându-se cont de modelele numerice prezentate în capitolul al 3-lea, s-a făcut dimensionarea preliminară a sistemului motor-generator, pentru execuție ca model experimental, compus din servomotorul fără perii de curent continuu cu turație ridicată având număr fracționar de crestături pe pol și fază, un generator sincron și un sistem cu senzori Hall. S-a dorit un astfel de sistem în primul rând pentru a putea testa motorul în sarcină, în al doilea rând pentru a elimina eventualele pierderi datorate unui cuplaj cât și pentru ca pe viitor să existe posibilitatea utilizării lui în scopuri didactice.

În urma realizării sistemului motor-generator au fost efectuate determinările experimentale privind parametrii electrici și regimul termic, în laboratorul firmei Sistem Euroteh din România, cât și determinările experimentale privind vibrațiile, în laboratorul firmei Colibri Spindles LTD din Israel.

În capitolul al 6-lea sunt prezentate concluziile asupra tematicii abordate, contribuțiile personale ale autorului, cât și direcțiile viitoare de cercetare asupra subiectului tratat în lucrare.

Lucrarea se încheie cu o anexă ………………..

ASPECTE GENERALE ȘI CONSIDERAȚII PRIVIND PARTICULARITĂȚILE METR

Aspecte privind conceptul de METR în raport cu domeniul MES

Aspecte generale privind MES

MES reprezintă unele dintre cele mai importante componente ale sistemelor automate de comandă și/sau execuție, sens în care domeniul trebuie să cuprindă componente pentru comandă, respectiv componente pentru execuție, fiind utilizate cu precădere ca servomotoare și traductoare de poziție și viteză. Funcționând pe baza acelorași principii de conversie electromecanică a energiei, ca și MEC, ele se deosebesc de acestea din urmă prin construcție, prin funcțiile pe care la îndeplinesc, precum și prin caracteristicile în regim staționar și dinamic.

Delimitarea prezentată mai sus poate fi considerată suficientă, în general, însă trebuie menționat că nu întotdeauna este posibilă o delimitare categorică deoarece aceste mașini s-au diversificat și specializat considerabil, interferând puternic între ele. Diverși autori clasifică oarecum diferit MES dar sunt cu toții de acord că acestea se diferențiază de MEC prin caracteristici speciale care le fac apte să îndeplinească funcții speciale. Privind din acest punct de vedere lucrurile, se constată că nu criteriul dimensiunilor sau al puterii este determinat în definirea MES.

Ultimele trei-patru decenii au înregistrat o dezvoltare progresivă și susținută a sistemelor automate de comandă și de acționare, fapt ce a constituit pentru MES deschiderea unui domeniu larg de utilizare, astfel că au fost cercetate și implementate noi soluții constructive și chiar au fost dezvoltate noi principii specifice de configurare.

Descoperirea și utilizarea semiconductoarelor de putere comandate a produs transformări și mutații deosebite în acest domeniu.

Se poate afirma că nu există astăzi domeniu industrial și mai ales militar, în care MES să nu fie prezente. Nu există sisteme militare, mai ales avioane sau rachete, care să nu folosească MES. Din această cauză, cunoașterea principiilor și a particularităților de funcționare, precum și a posibilităților de utilizare ale acestor mașini interesează o gamă largă de specialiști din domenii diverse ale electrotehnicii, mecanicii, automatizării, electronicii, tehnicii de calcul etc.

MES nu funcționează independent, ci în cadrul unor sisteme complexe; prin urmare ele trebuie studiate nu numai din punctul de vedere al mașinii în sine, ci și al sistemului din care fac parte, urmărindu-se descrierea lor prin funcții de transfer sau ecuații matriciale adecvate care să permită realizarea unui model matematic cât mai simplu, dar complet și coerent, al întregului ansamblu.

Multe tehnologii noi au fost dezvoltate și implementate ca urmare a nevoii de evoluție in domeniul tehnic militar. Pe lângă alte cauze și aceasta a condus la necesitatea diferențierii în MEC și MES [58].

Tendința, dar mai ales necesitatea, de miniaturizare în dezvoltarea sistemelor militare complexe a generat o sarcină deosebită în dezvoltarea și proiectarea MES, cea de reducere a volumului, astfel încât acestea să rămână nu numai funcționale și fiabile, dar și să atingă parametri din ce în ce mai ridicați din punct de vedere calitativ, ducând inevitabil la utilizarea de soluții neconvenționale.

Această tendință spre miniaturizare și precizie este și un rezultat al tehnologiei care s-a dezvoltat în ultimele decenii, cunoscută ca fiind una dintre cele mai dinamice perioade din istoria contemporană.

Pe de altă parte și nevoia de putere de calcul mai mare și de mașini electrice fiabile ce pot fi folosite în situații diferite, cum ar fi misiunile spațiale, a făcut să fie necesar găsirea de soluții pentru miniaturizarea MES și a altor echipamente electrice și electronice.

Cu toate că MES au fost dezvoltate inițial în principal pentru tehnica militară, unde era și este în continuare o foarte mare nevoie de precizie și fiabilitate, în paralel MES de înaltă performanță au constituit o constantă și în zona industrială.

Aceste tipuri de mașini se găsesc acum și în aplicații industriale care au nevoie de mișcare controlată și precizie cum ar fi, de exemplu, un robot de pe linia de asamblare a automobilelor, care trebuie să așeze cu precizie toate piesele, sau un robot pentru suduri industriale ce poate fi folosit la viteze foarte mari și într-o mișcare în șase axe [29].

La fel de importantă pentru o MES de mici dimensiuni, cum este precizat, ar trebui să fie și robustețea. O mașină electrică dacă este mică nu trebuie să fie și fragilă, ea trebuie sa reziste în mediul de funcționare. De aceea sunt utilizate cele mai noi tehnologii și materialele de cea mai buna calitate.

Orice MES utilizată în aplicații militare trebuie să treacă prin anumite teste de rezistență, precizie și funcționare, teste ce simulează toate condițiile reale ale mediului în care funcționează cum ar fi: temperatura, vibrațiile, șocurile etc.

MES devin din ce în ce mai mici, dar precizia și fiabilitatea nu sunt sacrificate.

Este de remarcat că miniaturizarea este o tendință care va continua și va aduce inovații cu care trebuie sa fim mereu la curent.

Aspecte generale privind METR

Mașinile electrice sunt în diferite plaje de turație. Se consideră că mașinile care depășesc 10.000 rpm sunt din categoria celor cu turație ridicată. Cu toate acestea, ceea ce turație ridicată este pentru un tip poate fi de turație joasă comparativ cu alt tip de mașină electrică [32]. În general, specialiștii în mașini electrice nu au ajuns la o concluzie unitară privind o definiție clară a ceea ce înseamnă METR, deoarece definiția ar trebui legată direct de aplicațiile specifice. Se poate afirma că acest concept a fost diferit în diverse etape de evoluție a mașinilor electrice în ultimii 40÷50 de ani.

În general, o MES este considerată METR, când proiectul ei trebuie să fie adaptat mecanic și electric pentru a ajunge la un nivel de turație solicitat de anumite aplicații.

Diverse aplicații ale METR

METR pot fi utilizate în diverse aplicații, atât industriale cât și militare.

Ca exemplu de aplicații industriale se pot enumera: scule speciale pentru tăierea cipurilor pe bază de siliciu, pentru semiconductoare, compresoare de gaze, pompe, microturbine.

În sistemele militare, datorită parametrilor precum volumul și greutatea, ce sunt considerați foarte importanți, s-a ajuns la folosirea METR acolo unde nu s-au putut folosi motoare de cuplu.

Ca aplicații putem enumera roboții de pirotehnie și roboții cățărători, unde se folosesc METR fără perii în configurație pancake împreună cu un reductor, pentru acționarea brațului mecanic, tot ansamblu având un volum mic.

În figura 1.1 este prezentat un robot pirotehnic produs de compania iRobot SUA, unde, pentru acționarea brațului mecanic, sunt utilizate METR fără perii împreună cu un reductor [85].

Fig1.1. Robot pirotehnic.

b)

Fig.1.2. Roboți cățărători.

În figura 1.2. sunt prezentate două tipuri de roboți cățărători, ambii dezvoltați în vederea studiului, ce utilizează METR fără perii cu reductor pentru acționarea brațelor mecanice. Robotul din figura 1.2.a [17] avansează în deplasare cu ajutorul unor ventuze iar celălalt din figura 1.2.b [4] avansează cu ajutorul unor gheare.

Fig.1.3. Robot tip șarpe.

METR se utilizează și în cazul roboților de tip șarpe unde fire de oțel inox sunt conectate individual la articulațiile robotului (ca și tendoanele în cazul unui braț uman). Fiecare fir de oțel inox este conectat individual la un METR cu reductor.

În figura 1.3. este prezentat un astfel de robot tip șarpe, produs de firma HiBot Japonia [86].

METR se găsesc și în domeniul sistemelor de acționare și comandă a UAVS-urilor (avioanelor fără pilot (figura 1.4), elicopterelor (figura 1.5) și platformelor (figura 1.6)), atât în partea de acționare cât și în partea de comandă. Acestea se pot folosi cu succes, de exemplu, acolo unde este nevoie de cuplu relativ ridicat dar sistemul, în ansamblu, nu permite utilizarea unui motor de cuplu obișnuit, care în general ar trebui să se dezvolte în diametru, comparativ cu soluția constituită dintr-un METR împreună cu un reductor, care se dezvoltă în lungime. Ca aplicații tipice se pot enumera: propulsie, generatoare pentru aeronave, sisteme radar de bord, giroscopie, acționare flapsurilor etc. [26][27][35].

Fig. 1.4. Avion fără pilot dezvoltat și produs de

GENERAL ATOMIC AERONAUTICAL SUA [87].

Fig.1.5. Elicopter fără pilot Fig.1.6. Platformă folosită la operațiunile de

dezvoltat și produs de SCHIEBEL Austria [88]. supraveghere dezvoltată și produsă de IAI Ltd Israel [89].

Stadiul actual în domeniul METR

Stadiul actual pe plan internațional

Există diferite motive din a căror cauză mașinile electrice continuă să evolueze:

Progresele legate de materialele electrotehnice: MP pe bază de pământuri rare (NeFeB, SmCo), conductori pentru temperaturi ridicate, tablă electrotehnică cu pierderi din ce în ce mai mici (FeSi, FeCo), materiale electroizolante foarte subțiri dar rezistente la temperaturi foarte ridicate etc.

Noi domenii de aplicații: vehicule electrice, echipamente de bord pentru aeronave, stații spațiale, robotică, calculatoare, trenuri de mare viteză, nave maritime, submarine, sisteme de arme etc.

Impactul electronicii de putere: drivere cu viteză variabilă, motoare cu electronică încorporată.

Nevoia pentru a economisi energia și chestiuni legate de mediul înconjurător, spre exemplu, reducerea poluării și reciclarea.

În urma cercetărilor pe piața internațională a producătorilor de astfel de METR, s-a observat că majoritatea producătorilor consideră ca mașini cu „turație ridicată” cele ce se află în intervalul de turație de 10.000÷150.000 rpm, existând si o altă denumire pentru mașinile ce depășesc 100,000 rpm și anume „turație super ridicată” [3].

La nivel internațional există mai mulți producători de astfel de METR, atât pentru aplicații industriale cât și pentru aplicații militare.

În principiu, în cataloagele disponibile pe internet, producătorii nu mai postează fișe tehnice pentru mașinile electrice cu caracteristici speciale, atât din motive comerciale (concurență) cât și din motiv că mașinile electrice, din categoria celor ultraspeciale, sunt dezvoltate la cererea expresă a clienților iar aceștia nu acceptă apariția în catalogul producătorului.

METR pentru aplicații industriale

În general METR pentru aplicații industriale sunt de puteri și gabarit mare.

Ca producători de METR pentru aplicații industriale putem enumera: Synchrony SUA [90], IMT Germania [91], Parker SUA [92].

METR prezentate în figura1.7, produse de firma Syncrony SUA, sunt cu MP și utilizează lagăre magnetice pentru a avea un randament mai bun. Ambele sunt folosite în industria petrolului și a gazelor, generarea de putere, regenerarea de energie [90].

METR NovaDrive400 are o putere de 400 kW la turația de 20.000 rpm și este răcită cu lichid.

a) b)

Fig.1.7. METR produse de firma Syncrony SUA [90].

a) METR NovaDrive400 b) METR NovaDrive100.

Caracteristicile METR NovaDrive100 sunt asemănătoare METR NovaDrive400, diferența dintre ele constă în faptul că la NovaDrive100 puterea este de 100 kW la 60.000 rpm, volumul este de 2,5 ori mai mic și faptul că este răcită cu aer. Comparativ cu mașina din primul caz, se poate menționa faptul că răcirea cu lichid este mai eficientă decât răcirea cu aer.

METR cu utilizare în aplicațiile industriale se găsesc și la firma Parker SUA. În figura 1.8 sunt prezentate două METR din seria MGV cu turația de până la 45.000 rpm.

Fig.1.8. Serie de METR produse de firma Parker SUA [92].

METR pentru aplicații speciale.

În această restrânsă categorie a METR există METR speciale cu utilizare mai ales în aplicațiile speciale, cum ar fi cele militare sau medicale. Aceste METR de mică putere sunt din ce în ce mai cerute pe plan internațional datorită volumului lor redus, fiabilității de care dau dovadă și datorită numărului minim de componente pe care le dețin.

Ca producători, pe plan internațional, de astfel de METR de talie mică putem enumera: Allied Motion [97], Moog [98], Maxon [95], Portescap [96].

În figura 1.9 este prezentat un METR cu turație de până la 100.000 rpm, produs de firma Allied Motion SUA. Acesta este un METR fără crestături (slotless) utilizat în aplicații medicale (dispozitive și roboți chirurgicali, burghie medicale de înaltă viteză, centrifuge de mici dimensiuni) și orice alt tip de aplicație ce necesită un METR și totuși puternic [97].

Principalele caracteristici ale unui astfel de METR fără crestături (slotless) sunt:

Cuplul de prindere magnetică zero și vibrații minime;

Turație de până la 100.000 rpm;

Raport bun putere – greutate;

MP din NeFeB sau SmCo pentru a mări cuplul;

Miez magnetic din tole realizate din material cu pierderi mici;

Rulmenți de înaltă calitate pentru turații ridicate;

Izolație până la 2000C pentru o mai mare fiabilitate.

Acest tip de motor este produs în două tipodimensiuni și cu înfășurări pentru 24VCC cât și pentru 48VCC.

Fig.1.9. METR de CC slotless (SL05)

produs de Allied Motion cu turație de până la 100.000 rpm.

Dacă în cazul METR pentru aplicații industriale producătorii caracterizează performantele lor specificând puterea funcție de turație în cazul METR pentru aplicațiile speciale, având în vedere multitudinea de tipodimensiuni și soluții constructive dar și de faptul că sunt personalizate în funcție de fiecare aplicație în parte, cea mai corecta caracterizare este cu ajutorul valori constantei de cuplu.

În cazul METR de CC slotless SL05, produs de firma Allied Motion, exista mai multe tipuri de înfășurări, în funcție de tensiunea de alimentare. Pentru varianta cu turație maximă de aproximativ 100.000 rpm valoarea constantei de cuplu este de 2,24 mNm/A iar cea mai mare valoare a constantei de cuplu este de 8,92 mNm/A pentru varianta cu turație maximă de aproximativ 53.000 rpm, conform fișei tehnice a producătorului [97].

În figura 1.10. sunt prezentate o serie de METR de CC fără crestături produse de firma Portescap SUA care au o construcție, oarecum, asemănătoare cu cel prezentat anterior, produs de Allied Motion SUA. Există mai multe tipuri de înfășurări pentru turații de la aproximativ 28.000 rpm la aproximativ 49.500 rpm având constanta de cuplu de 8,3 mNm/A pentru primul caz și 4,7 mNm/A pentru cel de-al doilea caz [96].

Fig.1.10. Serie de METR de CC slotless 22BHM produse de Portescap SUA

cu turație de până la 50.000 rpm.

Motorul produs de firma Portescap SUA este la fel ca cel produs de Allied Motion, prezentat anterior, cu senzori Hall și folosește rulmenți speciali pentru turații ridicate. Funcționează optim în intervalul de temperatură de la -30oC la 100oC iar temperatura maximă a înfășurării este de 1250C. Pot fi utilizate împreună cu reductoarele din figura 1.11.

Fig.1.11. Serie de reductoare produse de Portescap cu raport mare de transformare

ce pot fi utilizate împreună cu METR produse de Portescap.

Fig.1.12. Serie de METR fără perii de CC produse de Portescap

cu turații de până la 70.000 rpm.

Tot la firma Portescap SUA sunt produse si METR fără perii de CC, utilizate în aplicații speciale și mai ales în cele militare. În Fig.1.12 este prezentată o serie de astfel de METR, existând două tipuri de înfășurări pentru turația de aproximativ 36.500 rpm și 70.000 rpm având constanta de cuplu de aproximativ 13,1 mNm/A pentru primul caz și 6,76 mNm/A pentru cel de-al doilea caz [96].

Fig.1.13. METR de CC fără perii produs de Maxon cu turație de până la 90.000 rpm.

Tot din categoria METR fără perii de CC, avem prezentat în Fig.1.13 un motor, de talie foarte mică (diametrul exterior de aproximativ 13 mm și o lungime de aproximativ 40mm), produs de firma Maxon, cu o putere de 30W, ce se utilizează atât în aplicații medicale cât și în aplicații militare, cu sau fără reductor, având constanta de cuplu de aproximativ 5,51 mNm/A pentru versiunea cu turație nominală de 75.600 rpm [95].

Stadiul actual pe plan național

Dacă pe plan internațional există activități de cercetare și producție ale acestor tipuri de METR speciale, pe plan național nu sunt cunoscute multe entități în acest domeniu.

Totuși, există câteva firme, care au avut sau au preocupări și chiar realizări în domeniu, finalizate cu producția de serie a acestor tipuri de METR.

De exemplu, la ICPE [94], încă din anii ’70, au fost cercetate, proiectate și introduse în producția de serie METR cu turații de până la 30.000 rpm (în general pentru aplicațiile din tehnica medicală): servomotoare de CC cu rotor pahar (rotor ironless), servomotoare asincrone cu rotor pahar, giromotoare asincrone și sincrone.

Rezultatele cercetărilor, în ceea ce privește produsele enumerate mai sus, încă se mai găsesc în rapoartele de cercetare.

În momentul de față, aceste METR, nu mai apar în catalogul de produse al ICPE.

Firma SISTEM EUROTEH are preocupări în acest domeniu, dezvoltând și introducând în producția de serie, până în prezent, mai multe tipuri de astfel de METR [93].

a) b)

Fig.1.14. METR fără perii de CC, cu turație de până la 80.000 rpm.

a)EHM040-1B b)EHM037-1B.

În figura.1.14 sunt prezentate două METR fără perii de CC, produse de firma SISTEM EUROTEH, motoare de mici dimensiuni. În figura 1.14.a se prezintă un motor cu diametrul de aproximativ 40 mm având o constantă de cuplu de aproximativ 6 mNm/A iar în figura 1.14.b se prezintă un motor cu diametrul de aproximativ 37 mm având constanta de cuplu tot de aproximativ 6 mNm/A. Ambele motoare au o lungime de aproximativ 48 mm. Comutația se face la ambele motoare cu senzori Hall [93].

În Fig.1.15 este prezentat METR fără perii de CC, EHM037-1B, montat împreună cu rotorul în dispozitivul de măsurare și testare ce are montat un rulment pentru turație ridicată.

Fig.1.15 METR fără perii de CC, în configurație pancake, cu traductor Hall

cu turație până la 60.000 rpm (în sarcină) și 80.000 rpm (în gol).

În imagini sunt prezentate atât rotorul, statorul, cât și dispozitivul de măsurare si testare.

Aceste două METR sunt diferite față de mașina studiată în lucrare, a cărei lungime este de 20 mm comparativ cu 48 mm.

Considerații privind particularitățile METR

La alegerea turației unei METR pentru o aplicație dorită, intervin atât considerente de ordin mecanic, cât și electric. În principiu trebuie să se țină seama că, pentru un cuplu dat, cu cât METR este mai rapidă, cu atât ea transmite o putere mai mare sau, altfel spus, pentru o putere dată, METR mai rapidă va avea un volum mai mic. La aceasta, se adaugă faptul că, cu cât turația METR este mai ridicată, cu atât autoventilația este mai bună și deci METR este mai economică. Din păcate alți factori intervin în sens contrar, astfel încât alegerea turației optime a unei METR rămâne o problemă complexă. Din această cauză, la adoptarea unui regim de turație, trebuie luate în considerație diverse criterii. Din punct de vedere mecanic, trebuie considerate următoarele [67]:

Durata lagărelor

Lagărele unei METR se uzează cu atât mai repede, cu cât turația este mai ridicată. Trebuie deci, în acest din urmă caz, să se prevadă un amortisment mai rapid și cheltuieli de înlocuire, care sunt departe de a fi neglijabile în anumite cazuri.

Dificultățile ce apar la gresaj cresc rapid cu turația, astfel încât rezultă, fie un cost de întreținere ridicat, fie adoptarea de dispozitive speciale, sau chiar ambele soluții, În orice caz, se ajunge la scumpirea METR.

Sarcinile admisibile pe lagăre scăzând rapid cu turația, la aceeași fiabilitate duc la faptul că trebuie să se recurgă la lagăre cu atât mai costisitoare, cu cât METR este mai rapid [56].

Zgomotul

Cu cât turația METR este mai ridicată, cu atât zgomotul de origine mecanică este mai accentuat, atât din cauza ventilatorului și a jocului în paliere, cât și a transmisiei motor – sarcină.

La aceasta se adaugă pericolul rezonanței posibile pe frecvența proprie a postamentului sau a unui organ fixat pe aceasta, a cărei probabilitate crește o dată cu turația METR.

Durata contactelor mobile (perii pe colector sau inele dacă există)

Din punct de vedere mecanic, este evident că, cu cât turația este mai mare, cu atât părțile în contact se uzează mai rapid. Cu toate acestea, uzura mecanică este în general un factor minor în comparație cu „uzura” electrică.

Vibrațiile

Cu cât partea mobilă se rotește mai repede, cu atât defectele de echilibrare capătă o importanță mai mare, cu toate consecințele nefavorabile: tendința de desfacere a șuruburilor și îmbinărilor, ruperea conexiunilor etc., valabile atât pentru METR în sine, cât și pentru transmisie.

Regimul termic

Deși, din punct de vedere al autoventilației, acest regim este favorizat la turații ridicate, nu trebuie scăpat din vedere că atât pornirea, cât și oprirea prin frânarea maselor în mișcare necesită o energie cu atât mai mare, cu cât turația finală este mai ridicată.

Însăși turația ridicată produce căldură prin frecări, astfel un aspect foarte important ce trebuie luat în considerare sunt pierderile prin frecări.

Din punct de vedere electric, la alegerea turației, sunt de luat în considerație, pe tipuri funcționale ale mașinii, următoarele observații:

Mașinile electrice de CC

În aceleași condiții (tensiune, putere etc.), o mașină rapidă va avea o înfășurare cu mai puține spire decât una lentă. Se va putea deci utiliza un conductor de secțiune mai mare, deci mai robust mecanic, în special la conexiunile spre colector. Cu toate acestea, acest avantaj este în parte anulat prin creșterea forțelor centrifuge ce se exercită asupra capetelor de bobină.

Turația unei mașini electrice de CC depinde de mai mulți factori, care adesea, se influențează reciproc. De reținut, într-o primă aproximație, influența tensiunii de alimentare (când aceasta crește, turația crește), a cuplului rezistent (când acesta crește, turația scade) și a încălzirii mașinii (care tinde, la cuplu constant, să scadă turația) [5].

Mașinile electrice asincrone.

La acest tip de mașini, turația rotorică este cu puțin inferioară turației sincrone. Această diferență, raportată la turația sincronă, definește alunecarea care poate varia între 0 și 1. În mod obișnuit, la funcționare nominală [63].

Turația mașinii asincrone depinde de mulți factori, la rândul lor interdependenți. În principal, acești factori sunt:

Cuplul rezistent, care are o acțiune în sens invers față de turație;

Tensiunea de alimentare, care acționează asupra turației în același sens;

Încălzirea înfășurărilor, care tinde să micșoreze turația.

În ceea ce privește zgomotul de origine electromagnetică, mașinile lente (2p=6, 2p=8) sunt în general inferioare celor rapide (2p=2, 2p=4).

Mașinile sincrone.

La acest tip de mașini, rotorul se rotește riguros cu viteza de sincronism a câmpului magnetic învârtitor din întrefier. Din această cauză, turația mașinii, riguros proporțională cu frecvența tensiunii de alimentare este (ca și frecvența) practic constantă.

Aceste mașini prezintă inconvenientele de a avea o putere masică slabă (deci sunt ancombrante), greutate și preț mai ridicate ca mașinile asincrone corespunzătoare, cuplu de pornire mic (cu mijloace auxiliare) și gamă de turație foarte redusă (la frecvență industrială).

Atunci când apare un element perturbator, se pot produce oscilații ale rotorului în jurul poziției sincrone, dar, în cazul mașinilor sincrone de mică putere, acest fenomen este neglijabil.

Toate mașinile sincrone prezintă inconvenientul că nu pot funcționa stabil decât dacă rotorul are turația de sincronism, deci aceste mașini nu se pot autoporni. Din această cauză, trebuie asigurată pornirea într-un alt mod. De regulă, se aduce rotorul la viteză cu puțin inferioară turației de sincronism (pornirea hiposincronă) sau deasupra acesteia (pornire hipersincronă), rotorul „prinzându-se” apoi la turația de sincronism, la care funcționează în continuare. Fenomenul de prindere în sincronism este cu atât mai ușor, cu cât turația rotorului este mai apropiată de cea de sincronism și cu cât inerția părților rotitoare și cuplul rezistent sunt mai reduse [15].

Evoluția tehnologiilor specifice METR

Indiferent de tipul de METR, aceasta are în componență miezuri feromagnetice, înfășurări și elemente de structură mecanică. Pentru a scoate în evidență evoluția tehnologică în realizarea acestor componente, vom trata fiecare caz în parte.

Evoluția tehnologică de realizare a miezurilor feromagnetice

Tehnologia clasică de realizare a miezurilor feromagnetice din construcția de METR este cea bazată pe împachetarea din tole de tablă silicioasă, tehnologie care se aplică și azi la cea mai mare parte a producției de mașini electrice din lume.

În momentul de față, este în expansiune tehnologia de realizare a miezurilor feromagnetice din pulbere fier-siliciu prin presare directă la forma finală a statoarelor și a rotoarelor, cu crestăturile făcute direct din presare. Pentru METR de mică putere, această tehnologie este foarte productivă și duce la o reducere a prețului de cost până la 30%, ceea ce, pentru industria de bunuri de larg consum, este foarte important.

Aceste realizări sunt posibile datorită succeselor înregistrate în tehnologiile de producere și procesare a pulberilor metalice [9].

O altă categorie de schimbări în tehnologia de realizare a miezurilor feromagnetice derivă din succesele înregistrate în găsirea de noi variante constructive de METR.

Astfel, prin utilizarea curentă a MP de mare energie realizați pe bază de pământuri rare, a fost posibilă dezvoltarea METR fără crestături.

Prin aceasta, circuitele magnetice ale acestor tipuri de METR s-au redus pur și simplu la niște juguri, mult mai ușor de realizat prin tehnologiile clasice decât structurile cu dinți și crestături, atât de des întâlnite în industria de mașini electrice.

Având în vedere mărimea întrefierurilor echivalente la aceste tipuri de METR, inducția în aceste juguri este relativ redusă, ceea ce duce la utilizarea unor materiale nepretențioase pentru realizarea circuitelor feromagnetice.

Este evident că tehnologiile clasice sunt preponderente încă în fabricația de METR, dar, la ritmul de schimbare de astăzi din economia mondială, nu ar fi exclus ca avantajele economice ale noilor tehnologii să ducă la niște schimbări radicale într-un timp foarte scurt.

Evoluția tehnologiilor de realizare a înfășurărilor

În construcția actuală a METR, modul de obținere a înfășurărilor prezintă mai multe inconveniente:

La realizarea lor manuală, productivitatea este foarte scăzută;

La realizarea lor utilizând mașini automate de bobinat, se obține un coeficient scăzut de umplere a crestăturilor, adică o slabă eficiență a utilizării materialelor;

Indiferent de modul de realizare a înfășurărilor METR cu crestături, acestea fac foarte dificilă recuperarea cuprului din mașinile uzate.

În aceste condiții, se caută noi tehnologii care să fie productive, să utilizeze cu eficiență materialele și să permită recuperarea ușoară a cuprului din mașinile uzate [12].

Ideea pe care se merge în prezent este aceea de generalizare a utilizării MP, prin care să se îmbunătățească randamentele, de generalizare a utilizării METR fără crestături, pentru a se realiza în mod automat înfășurările, în afara mașinii, prin utilizarea tehnicilor existente în industria textilă, înfășurările fixându-se, ulterior, în mașini, prin lipire.

Evoluția tehnologiilor de realizare a elementelor de structură mecanică

În acest domeniu, există două direcții de evoluție. Una în partea de procesare, alta în partea de montaj. În partea de procesare, sunt evoluții spectaculoase pe linia modernizării operațiilor în sine, dar și amortizarea fazelor între operații [83].

Producția de axe, scuturi, carcase face acum obiectul unor celule flexibile, care, de la debitare sau turnare până la controlul final, efectuează toate operațiile în regim automat.

În partea de montaj, există linii automate de montaj care se termină cu încercările finale. De menționat este tendința înlocuirii unor faze de fixare mecanică (fixarea pachetului rotoric pe ax, consolidarea pachetelor statorice cu scoabe etc.) cu lipiri. Evoluția pozitivă în domeniul substanțelor adezive își face simțită prezența în producția de METR cu efecte în creșterea productivității și a nivelului de calitate.

Limitări în conceperea și dezvoltarea METR

Intervalul maxim de funcționare a unei METR nu este ușor de descris, deoarece este caracterizat de mai mulți parametri. Cu toate acestea, limitările în conceperea și dezvoltarea METR pot fi grupate în trei categorii: limitări mecanice, limitări termice și limitări electromagnetice. În plus, mai trebuie luate în considerare și limitările legate de convertoarele electronice de putere.

Turația maximă a unei METR este limitată de forța centrifugă și de instabilitatea elastică legată de turațiile critice. Pe de altă parte puterea maximă, de vârf, precum și continuă, este limitată de creșterea temperaturii permise a rotorului și statorului. În general, turație ridicată, înseamnă de asemenea tensiune ridicată, ce urmează a fi inclusă în modelul electromagnetic și electric [8].

Limitări de natură mecanică

Limitările mecanice a METR nu sunt fundamental diferite de problemele mecanice întâlnite la oricare alte dispozitive de rotație cu turație ridicată, de exemplu o turbină, compresor sau pompă:

Lagărul trebuie sa fie capabil sa susțină, într-un mod stabil, turația avută în vedere. Pentru turații foarte ridicate, lagărele cu aer sau lagărele magnetice pot fi o soluție.

Pierderile datorate ventilării sau orice pierderi datorate frecării vor crește într-un mod neliniar. Operarea în vid poate fi o soluție.

Părți ale structurii pot ajunge foarte ușor la limita elasticității, ceea ce face dificilă alegerea materialelor, întrucât majoritatea materialelor rezistente sunt nemagnetice și invers.

Forța centrifugă tinde să împingă în afară, radial, orice componentă a rotorului. Acest aspect poate cauza dificultăți pentru rotoarele cu înfășurări sau MP, aproape de întrefier. Atunci este posibilă utilizarea unei cămăși nemagnetice.

Orice dispozitiv de rotație cu turație ridicată cunoaște turații critice. În principiu nu ar trebui să fie vreo problemă atât timp cât METR nu intenționează să se stabilizeze în acea regiune. Totuși, punctele turațiilor ridicate pot fi total diferite de la ceea ce ar putea arăta o analiză mecanică, deoarece forță electromagnetică poate introduce o elasticitate suplimentară. Mai ales forțele în direcție radială au o mare influență. Un exemplu este forța care apare din cauza excentricității, statice sau dinamice, a rotorului.

În figura 1.16 sunt prezentate mai multe tipuri de excentricități. În cazul excentricității de tip static (figura 1.16.b), rotorul se deplasează din poziția normală dar continuă să se rotească în jurul propriului centru iar în cazul excentricității de tip dinamic (figura 1.16.c), rotorul se deplasează din poziția normală dar continuă să se rotească în jurul centrului statorului [11].

Fig.1.16. Excentricitate la METR.

Limitări de natură termică

În timpul funcționării unei METR apar pierderi care determină încălzirea diferitelor părți componente. În regim termic stabilizat, întreaga căldură dezvoltată în mașină se transmite mediului înconjurător sau agentului de răcire. În literatura de specialitate, pentru diferența de temperatură dintre piesele componente, ale mașinii, și temperatura mediului ambiant se folosește termenul de supratemperatură sau încălzire.

Pierderile care apar în mașină produc un flux termic, care se transmite spre suprafețele exterioare ale diferitelor piese ale mașinii și de acolo spre mediul ambiant sau mediul de răcire.

Pe acest parcurs al fluxului termic se produc căderi de temperatură în izolație și între suprafața exterioară și aerul de răcire.

De asemenea, în lungul axei mașinii, temperatura nu este constantă, ci crește spre mijlocul mașinii. La calculul încălzirii pieselor componente ale mașinii trebuie să se aibă în vedere variația temperaturii după diferite direcții.

Limitarea termică la o METR este definită de temperatura maximă ce poate fi suportată de orice componentă din construcția sa cât și din punct de vedere al funcționarii. Se analizează câteva aspecte:

Referitor la schema de izolație, în principiu, nu trebuie depășită temperatura limită superioară a clasei de izolație pentru mașini cu durată de viață măsurată în ani. Se cunoaște că o încălzire peste nivelul clasei de izolație, constantă, de 10˚C înjumătățește durata de viată rămasă.

Miezul magnetic este format din tole izolate cu un strat subțire de material izolant care poate fi deteriorat sau chiar distrus în cazul depășirii temperaturii limită.

MP pot să se demagnetizeze ireversibil la temperaturi foarte ridicate.

În general pentru a elimina căldura care se produce la funcționarea mașinilor electrice este necesară o răcire intensă.

Majoritatea METR standard sunt răcite cu aer, cu ajutorul unor aripioare externe, de multe ori de un ventilator montat pe ax. La turații ridicate, acesta poate fi foarte zgomotos și influențează cuplul, așa că este necesară o modalitate de răcire independentă. Pentru METR speciale, compacte sau care lucrează în medii cu temperaturi foarte ridicate, răcirea cu apă poate reprezenta o necesitate.

Limitări de natură electromagnetică

Din punct de vedere electromagnetic, următoarele fenomene pot juca un rol în influentă conceperii și dezvoltării de METR [84]:

Turație ridicată implică tensiune indusă ridicată cu o supra solicitare a izolației.

Efectul pelicular datorat frecvenței înalte crește rezistența CA.

Permeabilitatea magnetică și conductivitatea electrică scad odată cu temperatura, afectând caracteristicile și funcționarea.

MP sunt sensibili la temperatură iar cei conductivi vor dezvolta curenți turbionari interni; apare un risc mai mare de demagnetizare.

Limitări datorate electronicii de putere

Principala problemă legată de driverele pentru METR este, din motive evidente, legată de mașină. Totuși, problemele legate de circuitul electronic nu sunt deloc nesemnificative.

Modularea pulsurilor în durată sau Pulse – Width – Modulation (PWM) reprezintă tehnica standard pentru realizarea formelor de undă aplicate mașinilor electrice fără perii (figura 1.17). Fiecare fază a mașinilor electrice fără perii necesită două semnale PWM, câte unul pentru fiecare tranzistor al fazei, un tranzistor din ramura de sus și unul din ramura de jos. Cele două semnale de comandă sunt generate cu ajutorul aceluiași semnal PWM și cu excepția timpului mort necesar evitării scurtcircuitului de fază, aceste două semnale sunt complementare. Poziționarea centrată a impulsurilor de comandă PWM realizează astfel pe lângă evitarea scurtcircuitului de fază și reducerea riplului curentului de fază al motorului și a zgomotului acustic.

Pentru a limita armonicile, frecvența de comutație este cu un ordin mai mare față de frecvența fundamentală a tensiunii, ce poate deveni problematică dacă frecvența fundamentală este deja mare. În practică, comutația la frecvențe de până la 20 ÷ 50 kHz este posibilă [25]. Pentru frecvențe înalte, invertorul PWM nu mai poate fi o opțiune. Totuși, în schimb este posibilă utilizarea undelor pătrate ale tensiunilor. Acestea au armonici mai mari și provoacă ceva pierderi, dar frecvența de comutație scade semnificativ. Curentul asociat are o formă destul de trapezoidală (figura 1.18).

Fig.1.17. Modulația PWM.

Fig.1.18. Modulația în șase pași.

Scurtă analiză a principalelor tipuri de METR

Mașina de CC

Mașina de CC se caracterizează prin posibilitatea reglării continue a vitezei în limite largi, cu ajutorul unor instalații relativ simple prin caracteristici mecanice și de reglaj practic lineare, cuplul specific ridicat, capacitatea de supraîncărcare mare, greutatea specifică mică, absența autopornirii, cuplul de pornire ridicat, moment de inerție scăzut și constante de timp electromecanice mici.

Principalul dezavantaj al mașinii de CC este prezența colectorului. În primul rând, port peria la turații ridicate trebuie să fie foarte înaltă. În al doilea rând, structura nu este favorabilă pentru forțele centrifuge mari. Procesul de comutație, în sine, este de asemenea o limitare.

Mașina de inducție

Față de mașinile de CC, mașinile de inducție sunt, în general, mai simple, mai robuste, prezintă un cuplu de frecări mic, iar absența colectorului, face ca pentru o METR, singurele probleme ce rămân să fie de natura structurii. În același timp, ele au si o serie de dezavantaje prin faptul că randamentul lor este mai scăzut, factorul de putere coborât, prezintă un gabarit sporit și o greutate mai mare, comanda lor este mai dificilă, iar gama în care viteza lor poate fi reglată, mult mai redusă.

Comparativ cu construcția clasică a unei mașini de inducție, pentru turații ridicate trebuie făcute anumite modificări:

Capetele de bobină și inelele de scurtcircuit trebuie ținute în loc cu ajutorul unui capac nemagnetic.

Pachetul de tole (de asemenea și în cazul mașinilor sincrone) trebuie realizat cu toleranțe foarte strânse, în ceea ce privește compatibilitatea față de ax, pentru a se păstra centrat pe întreg intervalul de turație.

O primă fază este de a utiliza un rotor masiv, cu conductoare sub formă de bară adăugate în crestături (figura 1.19). Acesta este un ansamblu mult mai rigid cu o mai mare rezistență față de forța centrifugă. Evident, un rotor masiv, nu este soluția ideală, deoarece din cauza alunecării mașinii se pot dezvolta curenți turbionari, dar în paralel cu o colivie bine concepută, acest lucru se dovedește a fi limitat.

Ca și alternativă, barele rotorului pot fi înlocuite printr-un tub subțire conductor (acoperit), ecranând chiar mai mult fierul rotorului. Altă metodă pentru a reduce pierderile prin curenți turbionari, este de a lucra la sursa lor, mai mult în particular, câmpul armonicilor datorită crestăturilor statorului, ce poate fi diminuat prin creșterea întrefierului și un proiect adaptat al statorului. Reducerea densității de flux, de asemenea ajută, dar duce la mașini de gabarit mai mare.

Fig.1.19. Rotor masiv a unei mașini electrice de inducție.

Un rotor masiv monolitic, fără înfășurare, poate fi o soluție. Pe de o parte ar trebui să aibă o bună permeabilitate magnetică și pe de altă parte ar trebui să aibă o bună conductivitate electrică, două proprietăți rareori prezente în același timp. Un compromis este oțelul magnetic, dar un astfel de exemplar de rotor are un considerabil efect pelicular și pierderile asociate ca și curenții sunt dezvoltate într-o regiune a suprafeței cu rezistență înaltă. Randamentul și factorul de putere sunt mici.

O primă intensificare este prelucrarea unor canale, imitând structura unei colivii, cu mai mult control asupra curenților induși. La capătul rotorului, un inel de cupru (inel de scurtcircuit) este lipit (figura 1.20). Ca atare, pierderile de suprafață datorate curenților turbionari, mai mult în special cei asociați cu componentele armonicii (din cauza crestăturilor statorului sau tensiunea de alimentare) sunt mai mici.

Fig.1.20. Rotor masiv canelat a unei mașini electrice de inducție.

Randamentul poate fi crescut câteva procente dacă se lucrează cu straturi diferite de tipuri de materiale. Totuși, dezavantajul unei astfel de mașini este că pierderile prin frecare cresc semnificativ datorită canalelor. Orice METR trebuie să aibă suprafețe cât mai netede.

Mașina sincronă

Caracteristica cea mai importantă a motoarelor sincrone este faptul că între viteza lor de rotație și frecvența tensiunii de alimentare există o relație directă de proporționalitate. Ca urmare a acestei proprietăți, utilizarea motoarelor sincrone speciale este indicată în aplicații la care viteza de rotație a mașinii se dorește a fi menținută riguros constantă sau direct proporțională cu frecvența de alimentare.

Într-o mașină electrică sincronă, de orice tip, rotoarele masive nu sunt o problemă întrucât frecvența câmpului de excitație în raport cu axele de referință ale rotorului este zero. Doar câmpul de reacție al indusului generează pierderi în rotor, însă intensitatea acestuia este relativ scăzută datorită mărimii întrefierului (mult mai mare decât la mașinile asincrone).

Mașinile sincrone cu excitație electromagnetică nu sunt potrivite datorită contactului alunecător.

Generatorul cu poli gheară încă este utilizat ca un generator de electricitate în automobile și trebuie să lucreze într-un interval mare de turație.

Mașina sincronă cu poli gheară (figura 1.21) se realizează în construcție heteropolară. Inductorul are înfășurarea de excitație formată dintr-o singură bobină cu ajutorul căreia se realizează o magnetizare axială.

Fig.1.21. Structura unui generator sincron cu rotor cu poli ghiară.

1 – miezul statoric, 2 – miezul rotoric.

Fluxul magnetic principal se închide axial prin jugul inductor, apoi radial prin polii inductori sub formă de gheară, prin întrefier spre indus, prin dinții și jugul indusului, înlănțuindu-se astfel cu înfășurarea indusului.

Fig.1.22. Structura unei mașini cu reluctanță comutată.

1 – ax, 2 – miezul rotoric, 3 – miezul statoric, 4 – bobină.

O particularitate a mașinii sincrone cu poli gheară o constituie fluxul de dispersie relativ mare al polilor inductori implicând o suplimentare a câmpului de excitație. Pentru a reduce cât mai mult acest flux magnetic de dispersie, polii inductori au o construcție specială.

O mașină cu reluctanță comutată (figura 1.22) poate fi proiectată și pentru turație ridicată, având în vedere structura specială a rotorului.

Mașina fără perii cu MP

Un tip de mașină mai potrivită pentru a fi o METR este mașina fără perii cu MP, fie că este mașină fără perii de CC sau CA. Avantajul primului tip de mașină este că are frecvența de comutație cea mai scăzută.

Ca principiu de funcționare, acest tip de mașină cu MP se bazează pe proprietatea unei armături polarizate magnetic sau anizotropice, mobile, de a tinde să-și găsească poziție stabilă pe axa armăturii statorice [67]. Dacă armătura rotorică este scoasă din această poziție, drept efect apare un cuplu activ ce tinde să reducă armătura mobilă la o nouă poziție de echilibru. Câmpul magnetic produs de înfășurarea de pe armătura statorică primară este învârtitor, mișcarea armăturii secundare este circulară, rotirea are loc cu o viteză egală cu viteza de rotație a câmpului statoric, iar cuplul electromagnetic mediu dezvoltat este funcție de unghiul relativ de poziție dintre axa câmpului și axa de simetrie magnetică sau geometrică a rotorului. În cazul în care viteza rotorică este diferită de cea a câmpului învârtitor, cuplul electromagnetic mediu dezvoltat este nul, ceea ce înseamnă că motorul nu poate porni direct și trebuie adus la sincronism cu mijloace externe.

Fig.1.23. Structuri ale METR cu MP.

Principala problemă de rezolvat la mașinile electrice fără perii cu MP, pentru a le aduce la turații ridicate, este de natură structurală mai ales de a nu permite deplasarea MP în timpul funcționării. Constructiv această structură se realizează cu ajutorul unei cămăși de menținere (figura 1.23.a).

O alternativă la această construcție este rotorul în formă de clopot, unde părțile exterioare se rotesc iar statorul este situat în interior (figura 1.23.b).

Pentru mașinile electrice de talie mică, este posibilă realizarea întregului rotor dintr-un MP, magnetizat diametral, dar tot cu o cămașă de menținere pentru a asigura integritatea MP (figura 1.23.c).

Mașina homopolară

Mașina homopolară îndeplinește necesitățile, din punct de vedere constructiv, pentru a

fi o METR. Cum obiectivul este de a obține un rotor cu structură solidă monolitic, mai mult sau mai puțin neted, se poate considera înlăturarea oricărei surse de câmp, fie a MP sau înfășurării din rotor și utilizarea acestora doar ca, conductor de flux. Asta înseamnă mutare câmpului înfășurării sau MP de pe rotor pe stator. Un astfel de aranjament este îndeplinit în mașina homopolară fiind prezentat în figura 1.24.

Fig.1.24. Principiul unei mașini electrice homopolare.

Înfășurarea statorului este una trifazică cu flux radial (figura 1.24). Câmpul de excitație, o bobină sau un MP, este montat în spatele înfășurării statorice și jug sau între, când jugul este format din două jumătăți. Acest câmp este, în principiu, orientat axial, deci identic pentru toate înfășurările, de unde vine și denumirea de homopolar.

Avantajul este o structură solidă compactă, dar din punct de vedere magnetic, mașina nu este optim utilizată. Figura 1.25 prezintă o secțiune a unei METR homopolare, cu o turație de până la 100.000 rpm [25].

Fig.1.25. Secțiunea unei METR homopolare ce ajunge până la turația de 100.000 rpm.

Mașina cu flux axial

Mașinile electrice prezentate anterior sunt mașini cu flux radial. La turații ridicate, un ax scurt poate fi un avantaj, de exemplu pentru a obține diferite turații critice. În acest caz, o mașină cu flux axial poate prezenta interes. Pentru puteri mari mașinile pot fi stivuite, ca și un motor pas cu pas. Astfel de construcții sunt utilizate în anumite tipuri de turbine pentru distribuirea energiei electrice.

Echilibrarea unei astfel de mașini nu este simplă și trebuie luată în considerație o forță axială dacă statorul este doar cu o singură față. Figura 1.26 prezintă o astfel de mașină cu flux axial.

Fig.1.26. Mașină cu magneți permanenți cu flux axial.

Concluzii

MES reprezintă unele dintre cele mai importante componente ale SAE, de aceea domeniul trebuie să cuprindă componente pentru comandă, respectiv componente pentru execuție. Funcționând pe baza acelorași principii de conversie electromecanică a energiei, ca și MEC, ele se deosebesc de acestea din urmă prin construcție, prin funcțiile pe care la îndeplinesc cât și prin caracteristicile în regim staționar și dinamic.

METR speciale nu funcționează independent, ci în cadrul unor sisteme complexe; prin urmare ele trebuie studiate nu din punctul de vedere al mașinii în sine, ci al sistemului din care face parte, urmărindu-se descrierea lor prin funcții de transfer sau ecuații matriciale adecvate care să permită realizarea unui model matematic cât mai simplu al întregului ansamblu.

În urma cercetărilor efectuate pe piața internațională a producătorilor de astfel de mașini electrice, se observă că majoritatea producătorilor consideră ca mașini cu „turație ridicată” cele ce se află în intervalul de turație de 10.000÷150.000 rpm, existând si o altă denumire pentru mașinile ce depășesc 100.000 rpm și anume „turație super ridicată”.

La nivel internațional există mai mulți producători de astfel de METR, atât pentru aplicații industriale cât și pentru aplicații militare.

Și în această restrânsă categorie a METR există METR speciale cu utilizare mai ales în aplicațiile speciale, cum ar fi cele militare sau medicale. Aceste METR de mică putere sunt din ce în ce mai cerute pe plan internațional datorită volumului lor redus si a fiabilității de care dau dovadă și datorită numărului minim de componente pe care le dețin.

În general este greu de făcut o comparație între două astfel de METR de la diferiți producători, deoarece aceste tipuri de mașini sunt dezvoltate special pentru anumite aplicații, la cererea clientului, ele fiind personalizate în funcție de necesitățile acestuia.

Dacă pe plan internațional există activități de cercetare și producție ale acestor tipuri de METR speciale, pe plan național nu sunt cunoscute multe entități în acest domeniu.

Totuși, există câteva firme, care au avut sau au preocupări și chiar realizări în domeniu, finalizate cu producția de serie a acestor tipuri de METR.

La alegerea turației unei mașini electrice pentru o aplicație dorită, intervin atât considerente de ordin mecanic, cât și electric. În principiu trebuie să se țină seama că, pentru un cuplu dat, cu cât mașina electrică este mai rapidă, cu atât ea transmite o putere mai mare. Deci pentru o putere dată, mașina mai rapidă va avea un volum mai mic. La aceasta, se adaugă faptul că, cu cât turația mașinii este mai ridicată, cu atât autoventilația este mai bună și deci mașina este mai economică. Alți factori intervin în sens contrar, astfel încât alegerea turației optime a unei mașini electrice rămâne o problemă complexă.

Intervalul maxim de funcționare a unei METR specială nu este ușor de descris, deoarece este caracterizat de mai mulți parametri. Cu toate acestea, limitările în conceperea și dezvoltarea METR speciale pot fi grupate în trei categorii: limitări mecanice, limitări termice și limitări electromagnetice. În plus, mai trebuie luate în considerație și limitările legate de convertoarele electronice de putere.

Limitările mecanice a METR speciale nu sunt fundamental diferite de problemele mecanice întâlnite la oricare alte dispozitive de rotație cu turație ridicată, de exemplu o turbină, compresor sau pompă: lagărul trebuie sa fie capabil sa susțină, într-un mod stabil, turația avută în vedere; pierderile datorate ventilării sau orice pierderi datorate frecării vor crește într-un mod neliniar; părți ale structurii pot ajunge foarte ușor la limita elasticității; forța centrifugă tinde să împingă în afară, radial, orice componentă a rotorului; orice dispozitiv de rotație cu turație ridicată cunoaște turații critice. În principiu nu ar trebui să fie vreo problemă atât timp cât mașina electrică nu intenționează să se stabilizeze în acea regiune.

În timpul funcționării unei METR apar pierderi care determină încălzirea diferitelor părți componente. În regim termic stabilizat, întreaga căldură dezvoltată în METR se transmite mediului înconjurător sau agentului de răcire.

De asemenea, în lungul axei METR, temperatura nu este constantă, ea crește spre mijlocul mașinii. La calculul încălzirii pieselor componente ale mașinii trebuie să se aibă în vedere variația temperaturii după diferite direcții.

În general pentru a elimina căldura care se produce la funcționarea METR este necesară o răcire intensă.

La turații ridicate răcirea cu aer ,utilizându-se un ventilator montat pe ax , poate fi foarte zgomotoasă având influență și asupra cuplului așa că este necesară o modalitate de răcire independentă. Pentru METR speciale, compacte sau care lucrează în medii cu temperaturi foarte ridicate, răcirea cu apă poate reprezenta o necesitate.

Din punct de vedere electromagnetic mai multe fenomene pot juca un rol important în influența conceperii și dezvoltării de METR cum ar fi: turație ridicată înseamnă tensiune indusă ridicată cu un extra stres a izolației; permeabilitatea magnetică și conductivitatea electrică scad odată cu temperatura, afectând caracteristicile și funcționarea; MP sunt sensibili la temperatură iar cei conductivi vor dezvolta curenți turbionari interni – apare un risc mai mare de demagnetizare.

Cu toate că în general principalele probleme legate de driverele pentru METR sunt legate de mașină, totuși, problemele legate de circuitul electronic nu sunt deloc nesemnificative.

Dacă în subcapitolul 1.3.3 au fost exemplificate mai multe tipuri de mașini electrice, care cu anumite îmbunătățiri pot fi proiectate pentru a ajunge la turații ridicate, se observă că cele mai potrivite pentru a fi utilizate sunt mașinile electrice fără perii cu MP, atât din punct de vedere al construcției cât și din punct de vedere al parametrilor energetici

MODELAREA METR

Aspecte generale privind modelarea METR

Introducere în modelarea numerică

Până pe la mijlocul anilor ’80, concepția și proiectarea în domeniul mașinilor electrice a folosit cu precădere metode analitice. În acest context au fost elaborate și publicate diferite îndrumare de proiectare, rod al activității de excepție a unor renumiți profesori și colective de cercetare din universități sau institute de cercetare. Metodele numerice aveau un caracter mai restrâns, iar metodologia efectivă de proiectare se baza pe numeroase determinări experimentale și pe rezultatele statistice din exploatare. În general, era necesar să se execute un model de laborator, apoi un model experimental și abia în final unul sau mai multe prototipuri, toate acestea fiind supuse la numeroase testări complexe, urmate de analize, concluzii, ajustări și iterații. Ultima fază, înainte de fabricarea în serie, era execuția și testarea unui lot serie zero, pe care se stabileau concluziile finale și ultimele eventuale ajustări de finețe.

Sfârșitul anilor ’80 și începutul anilor ’90 au însemnat un salt important în dezvoltarea sistemelor complexe de calcul, ca dispozitive în sine și ca soft, precum și în ceea ce privește accesul la aceste sisteme. În același timp, au avut loc schimbări fundamentale în structura și funcționarea sistemelor diverse de acționare, comandă și control, încât s-a impus cu necesitate o nouă abordare a metodologiei de studiu, concepție și proiectare în domeniul mașinilor electrice. Pe de altă parte, utilizatorii mașinilor electrice și a sistemelor bazate pe acestea au constatat că dinamica implementării de produse noi, deosebit de performante, este din ce în ce mai accelerată, astfel că s-a impus cu necesitate reducerea substanțială a intervalului de timp pentru dezvoltarea și fabricarea mașinilor electrice, în același timp și creșterea numărului de mașini electrice dezvoltate și fabricate în paralel. Dacă se adaugă și parametrii înalți ai gradului de așteptare în ceea ce privește nivelul performanțelor, se obține un tablou destul de complet din care se constată imperativul utilizării pe scară largă a mijloacelor de calcul electronice și a softurilor specializate, care s-au dezvoltat și perfecționat continuu, într-un ritm deosebit de ridicat. Nu numai concepția si dezvoltarea mașinilor electrice în sensul proiectării fac obiectul utilizării tehnicii de calcul, ci și testarea în faza preliminară, prin utilizarea softurilor de simulare adecvate. În acest mod s-a creat premisa realizării într-un singur pas, și foarte rapid, a oricărui tip de mașina electrică, împreună cu electronica de comandă și acționare aferentă.

Astfel, concepția și dezvoltarea asistate de calculator au cel puțin două efecte pozitive: pe termen scurt, reducerea ciclului idee-prototip-produs și creșterea productivității, iar pe termen lung dezvoltarea creativității prin posibilitatea experimentării prin simulare numerică a unor idei noi și încorporarea unor elemente inovatoare în produsele clasice [41].

Baza concepției asistate de calculator o reprezintă modelul numeric al mașinii electrice de dezvoltat, care face posibilă simularea funcționării produsului simultan cu operațiunea de dezvoltare. Un model numeric reprezintă imaginea informatică a modelelor matematice ale fenomenelor fizice ce caracterizează funcționarea dispozitivului

Fundamentul oricărui sistem de studiu și concepție asistat de calculator este reprezentat de modelul matematic al tuturor fenomenelor fizice specifice unei anumite mașini electrice. Trebuie acceptat că fenomenele electromagnetice sunt cele principale în funcționarea oricăror dispozitive electrotehnice, însă de fiecare dată există o condiționare reciprocă între acestea și celelalte fenomene, precum cele termice și cele mecanice. Studiul complex al acestor fenomene este deosebit de important întrucât performanțele mașinilor electrice sunt dependente de acestea, tendința fiind aceea că materialele să fie utilizate la limita admisibilă a proprietăților sale.

Modelul analitic, în studiul unui fenomen, cuprinde ansamblul format din ecuațiile diferențiale, inclusiv cu derivate parțiale, ale mărimilor de stare ce caracterizează fenomenul și din condițiile de unicitate a soluțiilor acestor ecuații. Determinarea soluției prin metode analitice, precum transformarea conformă, metoda imaginilor, metoda separării variabilelor etc. nu mai este posibilă atunci când există structuri complexe sau atunci când trebuie luate in considerație materialele reale, definite prin caracteristici neliniare. Singurele soluții în astfel de cazuri sunt cele obținute prin metode numerice.

Modelarea numerică transformă ecuațiile cu derivate parțiale în sisteme de ecuații algebrice, a căror soluție furnizează o aproximație, cu nivel controlat al erorii, a soluției mărimii de stare, într-un număr discret de puncte ale domeniului de definiție a acesteia.

În metoda diferențelor finite derivatele se înlocuiesc prin aproximațiile lor în diferențe finite, obținându-se aproximarea ecuațiilor cu derivate parțiale printr-un sistem algebric al necunoscutelor în nodurile unei rețele de discretizare a domeniului [31].

În metoda elementului finit, operația care dă denumirea metodei este divizarea domeniului 1D, 2D sau 3D de definiție al mărimii de stare (care depind doar de una, de două sau de toate trei coordonate spațiale), respectiv o linie, o suprafață sau un volum, în mai multe segmente de linie, mai multe suprafețe elementare (triunghiuri, patrulatere etc.) sau volume elementare (tetraedre, hexaedre etc.). Se exprimă apoi mărimea de stare la nivelul fiecărui element finit printr-o combinație între valorile ei în nodurile elementului finit – valori nodale și un set cunoscut de funcții, denumit funcții de formă ale elementului finit [18].

Modelarea cu ajutorul programelor specializate

Construirea modelului numeric pentru studiul unui dispozitiv parcurge trei etape succesive:

definirea problemei: descrierea geometriei, definirea proprietăților fizice și divizarea domeniului de calcul al mărimii de stare a fenomenului studiat;

construirea sistemului algebric aferent metodei numerice și rezolvarea acestuia;

calculul și vizualizarea unor mărimi derivate locale sau globale și interpretarea rezultatelor modelului numeric.

Aceste etape corespund structurării naturale a unui software – suport informatic al modelării numerice [99]:

procesorul de introducere a datelor (pre-procesorul);

procesorul de calcul;

procesorul de exploatare a rezultatelor (post-procesorul).

Pre-procesorul realizează descrierea geometriei domeniului de calcul, descrierea caracteristicilor fizice și descrierea domeniului de calcul.

Principalele metode de descriere a geometriei sunt metoda descrierii frontierei și metoda geometriei constructive.

În metoda descrierii frontierei un volum este reprezentat divizând frontiera sa într-un număr finit de fațete, fiecare dintre acestea fiind reprezentate prin laturi și vârfuri. O suprafață este reprezentată prin lista laturilor și vârfurilor ce o constituie. Această metodă conduce astfel la o reprezentare sub formă de graf, ce conține într-o manieră strict disjunctă informațiile topologice și cele metrice de descriere a obiectului [6].

În metoda geometriei constructive corpurile sunt definite cu ajutorul operatorilor (reuniune, intersecție, transformări geometrice etc.) și a unor entități geometrice de bază (tetraedru, paralelipiped, sferă, con, cilindru etc. în 3D) [31].

Descrierea proprietăților fizice presupune două etape [50]:

localizarea, adică identificarea diferitelor regiuni și a diferitelor porțiuni ale frontierei domeniului de calcul prin informații de natură topologică, introduse în cursul descrierii geometriei;

specificarea caracteristicilor fizice, adică descrierea efectivă a caracteristicilor de material, a surselor câmpului și a tipului de condiții la limită pe fiecare frontieră. Legăturile între topologie și caracteristicile fizice se fac prin intermediul numelor asociate regiunilor și frontierelor în faza de descriere topologică.

Se pot trata adesea probleme utilizând aceleași materiale. Astfel este utilă regruparea acestora într-o librărie de materiale pe care utilizatorul o poate consulta, completa sau reactualiza oricând.

Specificarea caracteristicilor fizice ale frontierelor presupune impunerea condițiilor la limită; principalele tipuri sunt [99]:

condiții Dirichlet, atunci când se cunoaște valoarea mărimii de stare;

condiții Neuman, care se referă la valoarea derivatei mărimii de stare în raport cu o coordonată locală perpendiculară pe frontieră. Se diferențiază:

condiții Neuman omogene, când derivata este nulă;

condiții Neuman neomogene, când derivata are o valoare cunoscută.

condiții ciclice, care presupun existența unei relații între limite diferite.

Discretizarea domeniului de calcul reprezintă trecerea de la mediul continuu la modelul direct. În metoda diferențelor finite discretizarea constă în a crea în domeniul de calcul o rețea mai mult sau mai puțin regulată de noduri, în care se definesc aproximațiile în diferențe finite ale ecuațiilor diferențiale. În domenii de formă complexă automatizarea creării rețelei este dificilă, așa încât metoda diferențelor finite se pretează cu dificultate la elaborarea unor softuri suficient de generale [78].

În metoda elementului finit discretizarea constă în decuparea domeniului de calcul într-un ansamblu de subdomenii – elemente finite – cu condiția respectării frontierelor și a suprafețelor de trecere. Prin această decupare rezultă un anumit număr de noduri. Relativa ușurință a discretizării în elemente finite și marea generalitate a procedurilor numerice asociate fac ca această metodă să fie foarte utilizată în softurile de analiză numerică.

Condițiile unei bune discretizări în element finit sunt:

densitatea elementelor trebuie să fie mai mare în zonele unde fenomenul fizic studiat este mai intens;

elementele trebuie să fie suficient de regulate, de exemplu în cazul elementelor triunghiulare, cât mai aproape de triunghiuri echilaterale.

O zonă de interes din structură calculată prin metoda elementului finit este descris cu ajutorul listei de noduri și de elemente finite din domeniul de calcul sau de pe frontiere corespunzând următoarelor structuri:

pentru noduri: tipul de coordonate; coordonatele; referința nodului imagine (pentru condiții ciclice).

pentru elemente finite interioare: tipul; referințele nodurilor; referința regiunii.

pentru elemente finite în contact cu frontiere ale domeniului de calcul sau pe suprafețele de trecere de: tipul; referințele nodurilor; referința frontierei; referințele elementelor vecine (în cazul frontierelor de trecere).

Puterea de calcul și posibilitățile de interactivitate alfanumerică și grafică au adus un aport considerabil fazei de discretizare în elemente finite. Printre metodele existente de discretizare asistată se enumeră [75]:

introducerea directă a elementelor finite;

introducerea de blocuri, urmată de subdivizarea automată a blocurilor în elemente finite;

introducerea geometriei, subdivizarea acesteia în blocuri și apoi subdivizarea automată a blocurilor în elemente finite.

Degrevarea la maxim a utilizatorului de sarcina migăloasă a discretizării a condus la dezvoltarea discretizării automate. Cele mai robuste discretizoare de acest fel sunt cele în triunghi la modelele 2D și în tetraedre la modelele 3D. În general utilizatorul definește densitatea elementelor propunând discretizarea frontierelor domeniului (laturi în 2D, respectiv suprafețe în 3D). Sarcina divizorului automat este apoi aceea de a propaga automat divizarea către interiorul domeniului respectând densitățile alese.

În tehnica propagării globale a discretizării se asociază fiecărui nod dat la început de utilizator o pondere reprezentativă a densității de elemente dorite în jurul acestui nod. Se construiește o discretizare în triunghiuri sau tetraedre, care se bazează pe toate nodurile inițiale. Această primă discretizare, evident grosieră deoarece nu există nici un nod interior domeniului este afirmată iterativ prin crearea de noduri în centrele de greutate. Se afectează noilor noduri ponderi egale cu media aritmetică a ponderilor triunghiului în care se definesc. O bună discretizare pornind de la un ansamblu dat de noduri pe frontieră rezultă pe baza criteriului de triangularizare sau tetraedrizare Delaunay, conform căruia nici un alt nod de triunghi sau de tetraedru nu există în interiorul cercului sau sferei circumscrise oricărui triunghi sau tetraedru [61].

Un pas suplimentar în automatizarea procesului de discretizare în scopul simplificării aportului utilizatorului constă în determinarea automată de către program a densității discretizării, ceea ce este cunoscut sub denumirea de discretizare adaptivă. Un algoritm de principiu poate fi următorul:

se determină o primă soluție a problemei folosind o discretizare grosieră;

în zonele în care eroarea de metodă datorită discretizării este mai mare, discretizarea se afinează.

Soluția oferită de procesorul de calcul nu este de multe ori exploatabilă în mod direct fie deoarece mărimea de stare nu are o semnificație fizică, fie datorită numărului mare de noduri. Rolul unui post-procesor este de:

extragere a informației semnificative din punctul de vedere al utilizatorului, referitoare la mărimi locale sau globale;

prezentare sub formă grafică a informațiilor numerice în scopul interpretării rezultatelor.

Analiza câmpului electromagnetic

Scopul activității pentru doctorat este acela de a studia, dezvolta, proiecta, executa și testa o structură îmbunătățită, mult mai performantă, a unui METR cu număr fracționar de crestături pe pol și fază. În acest subcapitol se face o analiză comparativă a noii structuri relativ la structura destul de cunoscută de proiectanții de MES, anume cu 9 crestături și 6 poli. Noua soluție este bazată pe structura cu 3 crestături și 4 poli, spre deosebire de cea devenită acum clasică, 3 crestături și 2 poli (de fapt, cea mai simplă structură de mașină electrică, utilizată încă de la sfârșitul secolului al XIX-lea). Se constată, în final, că noua soluție este mult mai performantă, iar în cele ce urmează vor fi prezentate atât avantajele cât și dezavantajele acestei soluții, însă în comparație cu soluțiile intermediare ale structurii de referință [54].

De asemenea, scopul acestui subcapitol este și acela de a prezenta câteva aspecte privind direcțiile actuale în domeniul METR speciale pentru acționările solicitate de către sistemele de ultimă generație.

Comparație între METR de concept clasic și METR fără perii având număr fracționar de crestături pe pol și fază

În cele mai multe aplicații, sunt folosite, servomotoarele cu MP de înaltă energie.

În teoria generală, clasică, a mașinii electrice trifazate, se notează cu q numărul de crestături pe pol și fază și este necesar un număr minim de crestături astfel încât să rezulte cel puțin o crestătură pe pol și fază (pentru mașina electrică trifazată cu înfășurare concentrată, cu q întreg). Deci, pentru o mașină electrică cu 2 poli, este nevoie de 6 crestături, doar pentru a executa înfășurarea corect, nu și pentru a obține performanțe ridicate. Dar se pot construi mașini electrice trifazate și cu q fracționar, chiar subunitar, astfel că numărul minim de crestături este 3, iar numărul minim de poli este 2, așa cum se prezintă soluția de referință. Totuși, pentru a obține performanțe medii, este nevoie de 3 crestături pe pol și fază, adică 18 crestături pentru o mașini electrică cu 2 poli. Practic, mașinile electrice sunt proiectate cu cât mai mulți poli, de obicei 6 sau 8 poli. Există MES și cu mai mult de 40 de poli, din această cauză avem nevoie de la 48 de crestături la 72 de crestături, sau chiar mai mult de 360 de crestături.

Aplicând teoriile și principiile clasice, în astfel de situații, uneori este deosebit de dificil, dacă nu chiar imposibil, de a dezvolta o MES. Pornind de la acest aspect, producătorii de MES, sunt nevoiți să găsească soluții neconvenționale. Este necesar să se utilizeze orice cunoștințe și concepte, pentru a crea noi teorii și metode, care să se aplice în condiții restrictive pentru principalii parametri electrici, energetici și mecanici pe care aplicația le impune.

Printre astfel de soluții posibile, a fost dezvoltată și soluția capabilă de o densitate mai mare de cuplu: 3 crestături și 4 poli. Această soluție este una de bază, deoarece, pentru anumite aplicații, poate fi folosit orice factor de multiplicare, depinzând de densitatea de cuplu, dimensiuni, acuratețe etc.

Prototipul realizat pentru determinările experimentale se bazează pe o soluție cu 6 crestături și 8 poli întrucât se referă la un METR de dimensiuni reduse, utilizat în principal la acționarea sculelor de tăiere a chip-urilor pentru dispozitive semiconductoare.

Analiza câmpului electromagnetic la METR având număr fracționar de crestături pe pol și fază

Se analizează atât configurația METR cu număr fracționar de crestături pe pol și fază având 6 crestături și 8 poli cât și configurația cu 9 crestături și 6 poli, ambele dezvoltate în cadrul firmei SISTEM EUROTEH.

Pornind de la soluția deja existentă cu 9 crestături și 6 poli, în scopul demonstrării că soluția cu 6 crestături și 8 poli este mult mai performantă, au fost realizate două seturi de modele numerice pentru a se face o analiză comparativa, în vederea îmbunătățirii parametrilor energetici în același gabarit, cu tehnologii mai simple si mai ieftine.

Utilizând metoda de analiză numerică a câmpului electromagnetic bazată pe elementul finit, valorile t.e.m. induse pe fază cât și a cuplului electromagnetic și a cuplului de prindere magnetică sunt calculate cu ajutorul unui program de calcul realizat în LUA [100] (Anexa 1). Programul se personalizează în funcție de modelul analizat astfel se poate defini numărul de poli cât și numărul de cicluri necesare pentru calcul. Pentru determinarea cuplului electromagnetic se ia în considerare o valoare a curentului nominal IN = 8A.

În figura 2.1 este prezentat modelul METR fără perii în configurația cu 9 crestături și 6 poli, ce folosește pe rotor – pentru excitație – MP din SmCo, unde se pot observa liniile de câmp magnetic cât și distribuția inducției magnetice a căror valori se regăsesc în tabelul din dreapta.

Fig.2.1.Modelul radial pentru METR având 9 crestături și 6 poli cu MP din SmCo.

Constanta de cuplu a mașinii este de aproximativ 5,9 mNm/A. Scopul acestui studiu este de a obține o mașină electrică mai performantă decât în cazul actual, respectându-se dimensiunile de gabarit și eventual numărul total de conductoare. Astfel se urmărește o creștere a valorii cuplului electromagnetic dar și menținerea sau chiar scăderea valorii cuplului de prindere magnetică.

În figura 2.2 și figura 2.3 sunt prezentate curbele t.e.m. pe fază și respectiv a cuplului electromagnetic și a cuplului de prindere magnetică a cărui valoare maximă este de aproximativ 5,7mNm.

Fig.2.2. Curbele t.e.m. induse pe fază pentru METR cu 9 crestături și 6 poli cu MP din SmCo.

Fig.2.3.Curbele cuplului electromagnetic și cuplului de prindere magnetică

pentru METR cu 9 crestături și 6 poli cu MP din SmCo.

Pentru a încerca o îmbunătățire a modelului actual, se încearcă înlocuirea MP din SmCo cu NeFeB, în scopul de a crește valoarea cuplului electromagnetic.

În figura 2.4 este prezentat modelul METR, la fel ca cel din figura 2.1, doar că în locul MP din SmCo s-au folosit MP din NeFeB.

După cum se observă și în figurile 2.5 și 2.6, în urma modificărilor făcute modelului, are loc o creștere semnificativă ca t.e.m. pe fază, față de modelul cu MP din SmCo, cât și a cuplului electromagnetic.

Astfel constanta de cuplu crește de la 5,9 mNm/A la aproximativ 6,9 mNm/A (o creștere cu aproximativ 17%).

În schimb valoarea cuplului de prindere magnetică ajunge să depășească limita superioară, admisă de aplicația în care este utilizată această METR, mai exact valoarea de 9,2 mNm, atingând valoarea de aproximativ 12,4 mNm.

Fig.2.4. Modelul radial pentru METR având 9 crestături și 6 poli cu MP din NeFeB.

Fig.2.5. Curbele t.e.m. induse pe fază pentru METR cu 9 crestături și 6 poli cu MP din NeFeB.

Fig.2.6.Curbele cuplului electromagnetic și cuplului de prindere magnetică

pentru mașina cu 9 crestături și 6 poli cu MP din NeFeB.

Fig.2.7. Modelul radial pentru METR având 9 crestături și 6 poli

cu MP din NeFeB și istmul crestăturii micșorat la 0,7 mm.

Într-o încercare de a reduce valoarea cuplului de prindere magnetică s-a micșorat istmul crestăturii, astfel de la 1 mm aceasta s-a modificat la 0,7 mm. Nu în orice situație se poate aplica o astfel de modificare.

În urma analizei modelului realizat (figura 2.7) s-a constata faptul că valorile t.e.m. pe fază și a cuplului electromagnetic s-au modificat nesemnificativ (figura 2.8).

Valoarea cuplului de prindere magnetică a înregistrat o foarte ușoară scădere, rămânând la o valoare peste limita maximă admisă (figura 2.9).

Fig.2.8. Curbele t.e.m. induse pe fază pentru METR cu 9 crestături și 6 poli

cu MP din NeFeB având istmul crestăturii micșorat la 0,7 mm.

Fig.2.9.Curbele cuplului electromagnetic și cuplului de prindere magnetică

pentru METR cu 9 crestături și 6 poli cu MP din NeFeB având istmul crestăturii micșorat la 0,7 mm.

În continuare, ajungând la concluzia că modelul actual cu 9 crestături și 6 poli nu poate fi îmbunătățit și mai mult în această configurație, se reconfigurează METR cu un număr fracționar (subunitar) de crestături pe pol, soluția de bază fiind de 3 crestături și 4 poli.

Analiza continuă cu o configurație de 6 crestături și 8 poli, modelul METR păstrând pentru rotor excitația cu MP din SmCo, putând astfel să facem o comparație cu modelul actual.

În figura 2.10 este prezentat modelul radial cu 6 crestături și 8 poli iar în figurile 2.11 și respectiv 2.12 sunt prezentate curbele t.e.m. pe fază și respectiv curbele cuplului electromagnetic și a cuplului de prindere magnetică.

Fig.2.10. Modelul radial pentru METR având 6 crestături și 8 pol cu MP din SmCo.

Fig.2.11. Curbele t.e.m. induse pe fază pentru METR cu 6 crestături și 8 poli cu MP din SmCo.

Fig.2.12.Curbele cuplului electromagnetic și cuplului de prindere magnetică

pentru METR cu 6 crestături și 8 poli cu MP din SmCo.

În urma analizei se constată o ușoară creștere a valorii t.e.m. pe fază dar și a cuplului electromagnetic. Astfel, față de modelul cu 9 crestături și 6 poli, având MP din SmCo, constanta de cuplu crește de la 5,9 mNm/A la 6,5 mNm/A (o creștere cu aproximativ 10%).

În ceea ce privește valoarea cuplului de prindere magnetică se constată o scădere foarte semnificativă și anume de la 5,7 mNm la aproximativ 1,8 mNm.

Se continuă optimizarea structurii cu 6 crestături și 8 poli înlocuind MP din SmCo cu NeFeB.

Fig.2.13. Modelul radial pentru METR având 6 crestături și 8 poli cu MP din NeFeB.

Fig.2.14. Curbele t.e.m. induse pe fază pentru METR cu 6 crestături și 8 poli având MP din NeFeB.

În urma analizei modelului cu 6 crestături și 8 poli având rotorul cu MP din NeFeB (figura 2.13), se constată o creștere importantă a t.e.m. pe fază (figura 2.14), față de modelul anterior ce utilizează MP din SmCo.

Cuplul electromagnetic înregistrează și el o creștere semnificativă, astfel constanta de cuplu ajunge la valoarea de aproximativ 8 mNm/A (o creștere cu aproximativ 23% față de modelul cu 6 crestături și 8 poli având MP din SmCo și o creștere cu aproximativ 35% față de modelul cu 9 crestături și 6 poli având MP tot din SmCo) (figura 2.15).

Cuplul de prindere magnetică înregistrează o ușoara creștere față de modelul anterior dar rămâne mult sub valoarea înregistrată la modelul cu 9 crestături și 6 poli cu MP din SmCo.

Fig.2.15.Curbele cuplului electromagnetic și cuplului de prindere magnetică

pentru METR cu 6 crestături și 8 poli având MP din NeFeB.

Având în vedere faptul că suprafața tolei permite modificarea geometriei crestăturii și luând în considerare faptul că lucrarea are ca scop realizarea unui prototip, în continuare se încearcă simplificarea geometriei crestăturii pentru a se putea realiza mult mai ușor pachetul de tole, din punct de vedere tehnologic, prin mijloacele proprii oricărui atelier mecanic.

De la o secțiune a crestăturii de aproximativ 42,76 mm2 se ajunge le o secțiune a crestăturii de 47,96 mm2, lucru ce va ajuta în procesul de bobinare a pachetului.

Astfel în figura 2.16 este prezentat modelul anterior dar având geometria crestăturii simplificată.

Fig.2.16. Modelul radial pentru METR având 6 crestături și 8 poli

cu MP din NeFeB având geometria crestăturii simplificată.

După cum se constată, din figurile 2.17 și 2.18, schimbarea adusă geometriei crestăturii nu modifică nici una dintre valorile t.e.m. pe fază, a cuplului electromagnetic sau a cuplului de prindere magnetică.

Fig.2.17.Curbele t.e.m. induse pe fază pentru METR cu 6 crestături și 8 poli

cu MP din NeFeB având geometria crestăturii simplificată.

Fig.2.18.Curbele cuplului electromagnetic și cuplului de prindere magnetică

pentru METR cu 6 crestături și 8 poli cu MP din NeFeB având geometria crestăturii simplificată.

Continuând optimizarea modelului se micșorează întrefierul (figura 2.19).

Se constată, conform figurilor 2.20 și 2.21 că valorile t.e.m. pe fază cât și valoarea cuplului electromagnetic au crescut semnificativ.

Valoarea constantei cuplului a crescut la aproximativ 8,95 mNm/A (o creștere cu aproximativ 12% față de modelul anterior și o creștere cu aproximativ 51% față de modelul inițial cu 9 crestături și 6 poli). Însă valoarea cuplului de prindere magnetică a crescut semnificativ față de modelul anterior.

Fig.2.19. Modelul radial pentru METR având 6 crestături și 8 poli

cu MP din NeFeB având geometria crestăturii simplificată și întrefierul micșorat.

Fig.2.20. Curbele t.e.m. induse pe fază pentru METR cu 6 crestături și 8 poli

cu MP din NeFeB având geometria crestăturii simplificată și întrefierul micșorat.

Fig.2.21.Curbele cuplului electromagnetic și cuplului de prindere magnetică pentru METR cu 6 crestături și 8 poli

cu MP din NeFeB având geometria crestăturii simplificată și întrefierul micșorat.

Ținând cont de faptul că, în practica proiectării MES, se urmărește și obținerea unui cuplu de prindere magnetică cu o valoare cât mai scăzută, deoarece pot apărea diferențe majore de la model la prototip, se micșorează istmul crestăturii de la 1 mm la 0,7 mm. Astfel se obține modelul din figura 2.22.

În urma analizei se constată că valorile t.e.m. induse pe fază (figura 2.23) cât și valoare cuplului electromagnetic (figura 2.24) se păstrează, însă valoarea cuplului de prindere magnetică (figura 2.24) aproape se înjumătățește, ajungând la o valoare de aproximativ 2,4 mNm.

Fig.2.22. Modelul radial METR având 6 crestături și 8 poli cu MP din NeFeB

având geometria crestăturii simplificată, întrefierul și istmul crestăturii micșorate.

Fig.2.23. Curbele t.e.m. induse pe fază pentru METR cu 6 crestături și 8 poli cu MP din NeFeB

având geometria crestăturii simplificată, întrefierul și istmul crestăturii micșorate.

Fig.2.24.Curbele cuplului electromagnetic și cuplului de prindere magnetică

pentru METR cu 6 crestături și 8 poli cu MP din NeFeB

având geometria crestăturii simplificată, întrefierul și istmul crestăturii micșorate.

Astfel, prin mai multe etape, s-a ajuns de la o METR cu o valoare a constantei cuplului de aproximativ 5,9 mNm/A la o METR cu o valoare a constantei cuplului de aproximativ 8,95 mNm/A iar cuplul de prindere magnetică a scăzut, per total, de la valoare de 5,7 mNm la valoarea de 2,4 mNm.

Valoarea efectivă a constantei de cuplu este influențată și de curentul de sarcină al METR. În cazurile de mai sus, toate valorile analizate au fost determinate la un curent de 8A. Influența curentului absorbit de METR asupra constantei de cuplu măsoară gradul de saturație a structurii magnetice a mașinii și poate fi observată în figura 2.25.

Fig.2.25. Influența curentului absorbit de METR asupra constantei de cuplu.

Figura 2.25 prezintă influența curentului absorbit de METR asupra constantei de cuplu având la bază referințe diferite pe axa ordonatelor.

Se constată că saturația este de aproximativ 0,9% pentru o excursie a curentului de sarcina de 12 A, care poate fi considerat practic neglijabil.

În continuare au fost ridicate principalele curbe ce caracterizează modelul final al METR având 6 crestături și 8 poli cu MP din NeFeB având geometria crestăturii simplificată cât și întrefierul și istmul crestăturii micșorate.

Fig.2.26. Curba modulului inducției câmpului de excitație.

Fig.2.27. Curba componentei normale a inducției magnetice câmpului de excitație.

Fig.2.28. Curba componentei tangențiale a inducției magnetice câmpului de excitație.

Fig.2.29.Curba modulului intensității câmpului de excitație.

Fig.2.30.Curba componentei normale a intensității câmpului de excitație.

2.31.Curba componentei tangențiale a intensității câmpului de excitație.

Analiza dinamicii rotorului

Elementele de rezistență ale unei structuri sunt în general solide. Un corp solid, la scară microscopică se compune din molecule, atomi, nuclee, electroni etc. Studiul corpurilor la scară microscopică, pentru a obține comportarea ansamblului, este dificil de abordat. Este posibil însă, să se dezvolte o teorie fundamentată pe fenomenologia matematico-fizică a modelului considerat continuu, care este verificată de comportarea experimentală a solidului deformabil. De obicei această teorie se completează cu o serie de ipoteze simplificatoare, care modifică nesemnificativ rezultatele (eroarea se menține sub control), dar facilitează simplificarea suficientă a formalismului matematic până la posibilitatea optimă de rezolvare.

Tipuri de aplicații în analiza dinamică

Analiza dinamică uzuală se face în ipoteza deplasărilor mici (vibrații liniar elastice), dar și în domeniul deplasărilor de corp rigid. În metoda elementului finit se disting două categorii esențiale, de probleme, în calculul dinamic: analiza modală și răspunsul dinamic.

Analiza modală este de obicei prima etapă de calcul a unei structuri și poate conduce la informații esențiale de comportare dinamică a structurii. Uneori această analiză este o fază premergătoare a unei analize dinamice complexe.

Răspunsul dinamic la perturbații cu deplasări inițiale, viteze inițiale sau forțe perturbatoare, poate fi tratat, funcție de forma perturbației, în probleme de: analiză armonică, analiză tranzitorie, analiză spectrală.

Uneori pentru a putea efectua o analiză dinamică, se impune și efectuarea în prealabil a unei analize statice. Este cazul structurilor care lucrează pretensionat sau a căror geometrie inițială se modifică din cauza încărcărilor statice și aceasta trebuie corectată.

Analiza statică este folosită pentru determinarea deplasărilor, tensiunilor de natură mecanică, deformațiilor specifice, a eforturilor, pentru modele de structuri în care se poate neglija efectul masei, altul decât forțele de greutate sau de inerție staționară. Încărcările pot fi forțe, presiuni, forțe inerțiale în regim staționar, deplasări impuse, deformații generate de încărcări termice cunoscute. Analiza statică poate fi liniară sau neliniară. Analiza statică liniară constă în cel mai simplu calcul, din punct de vedere numeric, se rezolvă un sistem de ecuații algebrice liniare. Analizele neliniare se tratează folosind metode de rezolvare incrementale și iterative (Newton-Raphson).

Analiza modală, în metoda elementului finit, este folosită pentru determinarea frecvențelor și formei modurilor proprii de vibrație pentru structuri sau componente de structuri. Frecvențele proprii și modurile proprii sunt mărimi importante pentru proiectarea structurilor care lucrează în regim dinamic. Analiza modală este o fază obligatorie de calcul pentru analiza spectrală și analiza armonică sau tranzitorie prin suprapunere de efecte. Este considerată o analiză liniară, deși problema de valori și vectori proprii care trebuie rezolvată implică metode numerice iterative. Metodele de rezolvare a problemelor de valori și vectori proprii care s-au impus în mod deosebit sunt: metoda Jacobi, metoda iterațiilor pe subspații, metoda QR și metoda vectorilor Lanczos.

Efortul de calcul pentru rezolvarea unei probleme de valori și vectorii proprii este mult mai mare decât cel necesar unei analize statice liniare. Pentru modele cu multe grade de libertate, rezolvarea completă a problemei de valori și vectori proprii nu este justificată practic deoarece informația necesară în analiza structurală corespunde de regulă frecvențelor proprii de valori mici. Uneori, înainte de rezolvarea numerică efectivă, dimensiunea problemei inițiale se reduce la o dimensiune mult mai mică, care poate fi rezolvată cu ușurință. Pentru reducerea dimensiunii se folosesc metode speciale de condensare dinamică (Irons-Guyan) sau metode de substructurare dinamică (Craig-Bampton sau Mac Neal) [59].

Analiza armonică este o tehnică utilizată pentru determinarea răspunsului dinamic staționar al unei structuri cu comportare liniară, supusă unei încărcări particulare constând dintr-un set de forțe (sau deplasări, viteze, accelerații) cu variație sinusoidală în timp, de amplitudine și frecvență cunoscute. Această tehnică permite calculul răspunsului staționar al unor vibrații întreținute (forțate). Efectul tranzitoriu nu este luat în considerare și toate încărcările trebuie să aibă aceeași frecvență.

Analiza tranzitorie este utilizată pentru determinarea răspunsului dinamic al unei structuri încărcată cu orice sistem de forțe dependent de timp. Acest tip de analiză poate fi utilizată pentru determinarea variației deplasărilor, tensiunilor de natură mecanică, deformațiilor și reacțiilor într-o structură ca urmare a unei încărcări oarecare ce poate fi descrisă cu ușurință [21].

Analiza spectrală, în metoda elementului finit, este utilizată pentru determinarea deplasărilor, deformațiilor, reacțiunilor și tensiunilor de natură mecanică într-un model pentru care încărcarea se impune sub forma unui "spectru" cunoscut. Această analiză este liniară și se bazează pe compunerea răspunsului modal obținut din analiza modală. Calculul spectral este o variantă simplificată de obținere a răspunsului maxim tranzitoriu pentru o încărcare aleatorie de genul șocurilor și vibrațiilor produse de cutremure, forța vântului, valurile oceanelor, vibrația motoarelor etc. Din punct de vedere al utilizatorului un spectru este o reprezentare grafică (de regulă obținută din prelucrări de înregistrări experimentale), a deplasărilor, vitezei, accelerației sau a forțelor funcție de frecvență. Analiza suportă diverse spectre: răspuns spectral pentru excitație într-un punct, răspuns spectral pentru excitație multipunct, răspuns spectral al densității de putere și altele. Excitațiile pot fi pe una, două sau cele trei direcții ale sistemului de coordonate global. Se permit și excitații de rotire [62].

Analiza sistemelor rotor – lagăre este o extindere a calcului dinamic de la sistemele negiroscopice la sistemele giroscopice, în care mișcarea de rotație corespunde unei singure axe. Programele consacrate, cum a fi ANSYS, pot fi folosite și în analiza dinamică a rotoarelor grație unor programe de interfață special concepute. Utilizând metoda elementelor finite, analiza dinamică a rotoarelor se simplifică esențial, în comparație cu abordarea clasică. Un rotor, izolat de stator, se consideră un ansamblu de arbori, discuri și lagăre. Se consideră că rotorul în ansamblu se rotește cu viteza unghiulară .

Analiza dinamicii rotorului la METR

La METR, problema analizei dinamicii rotorului și a integrității materialelor care îl compun, în timpul rotirii cu viteze de peste 30.000 rpm, constituie un aspect important în etapa de dezvoltare.

În continuare se realizează o analiză a dinamicii rotorului, cu ajutorul programului Ansys [101], prin determinarea frecvențelor proprii de vibrație, pentru a avea garanția că frecvențele de lucru ale rotorului nu se suprapun cu cele proprii. Se continuă și cu o analiză de rezistență la solicitarea centrifugală la diferite turații ale METR studiate, și anume la 60.000 rpm și la 100.000 rpm pentru studiul asupra comportării rotorului.

În figura 2.32 este prezentat subansamblul rotor cu MP, arborele fiind realizat din inox magnetic 15-5PH iar MP sunt NdFeB. Cămașa din figura 2.33 are rolul de a proteja MP pentru a nu se desprinde de arbore la turații ridicate, fiind realizată din inox nemagnetic 304.

În Anexa 2 este prezentat desenul tehnic, cu cotele de gabarit, al subansamblului rotor.

Fig.2.32. Subansamblul rotor cu MP.

Fig.2.33. Subansamblul rotor cu MP împreună cu cămașa de protecție.

METR studiată folosește rulmenți de înaltă turație, astfel în figura 2.34 sunt reprezentate suprafețele unde rulmenții sunt dispuși, aceste suprafețe fiind considerate cu deplasări radiale și axiale nule.

Fig.2.34. Modul de rezemare al rotorului.

În continuare, cu ajutorul analizei modale, au fost determinate frecvențele proprii de vibrație. În figura 2.35 este prezentată discretizarea subansamblului rotor, cu elemente tetraedrale, folosită pentru calculul modal (67015 elemente și 113181 noduri).

Fig.2.35. Discretizarea subansamblului rotor folosită pentru calculul modal.

Astfel, în Tabelul 2.1, sunt prezentate rezultatele calculelor pentru frecvențele proprii de vibrații ale subansamblului rotor. Primul mod prezentat nu trebuie considerat, el corespunzând faptului că arborele nu a fost restricționat în mișcarea sa de rotație, pentru echilibrare folosindu-se opțiunea automată de echilibrare a structurii cu arcuri moi (soft spring)

Tabelul 2.1. Frecvențele proprii de vibrații ale subansamblului rotor.

În continuare este prezentată analiza pentru fiecare mod de vibrație.

În figura 2.36 se observă, că la turația de 151.596 rpm, deplasările rezultante a capătului de fulie sunt mai accentuate. Tabelul din figură definește deplasările rezultante pe toată lungimea subansamblului rotor.

Fig.2.36. Modul 2 – Frecvența 2526,6 Hz

Vibrații de încovoiere a capătului de fulie.

Modul 3 de vibrații este similar cu modul 2, planul de vibrație fiind ortogonal pe cel al modului 2.

Modul 5 de vibrații este similar cu modul 4, planul de vibrație fiind ortogonal pe cel al modului 4.

Deplasări rezultante semnificative la încovoiere între lagăre se observă în figura 2.37, la o turație de 467.370 rpm.

Fig.2.37. Modul 5 – Frecvența 7789,5 Hz

Vibrații la încovoiere între lagăre.

În figurile 2.38 și 2.39 se observă deplasările rezultante a capătului de fulie datorate vibrațiilor axiale respectiv torsionare la turațiile de 704.580 rpm respectiv 805.380 rpm.

Fig.2.38. Modul 6 – Frecvența 11743 Hz

Vibrații axiale.

Fig.2.39. Modul 7 – Frecvența 13423 Hz

Vibrații torsionare cu două noduri.

Fig.2.40. Modul 8 – Frecvența 14317 Hz

Vibrații de încovoiere a capătului de fulie cu două noduri.

La fel ca în cazul din figura 2.36 și în figura 2.40, la turația de 859.020 rpm, se observă la capătul de fulie deplasări mai accentuate.

Modul 9 de vibrații este similar cu modulul 8, planul de vibrație fiind ortogonal pe cel al modului 8.

Fig.2.41. Modul 10 – Frecvența 18134 Hz

Vibrații torsionare.

La fel ca în cazul din figura 2.39 și în figura 2.41, la turația de 1.088.040 rpm, se observă deplasările rezultante datorate vibrațiilor torsionare.

În urma determinării frecvențelor proprii de vibrații ale rotorului METR studiată se constată că frecvențele de lucru nu se suprapun cu frecvențele de vibrații proprii (probleme ar putea să apară la turații mult peste 100.000 rpm, însă motorul funcționează sub acest nivel).

În Tabelul 2.2 sunt calculate frecvențele corespunzătoare turațiilor de lucru posibile, frecvențe mult mai mici decât frecvențele de vibrații proprii calculate.

Tabelul.2.2. Frecvențele corespunzătoare turațiilor studiate.

În continuare, prin metode numerice, s-a realizat calculul la solicitarea dinamică centrifugală în cazul turației de 60.000 rpm și 100.000 rpm.

S-au definit elemente de contact fără penetrare între MP și cămașa de protecție, și elemente de contact de tip legat între cămășile de protecție și arbore.

Discretizarea ansamblului arbore-MP-cămăși de protecție este similară cu cea de la calculul modal. Pentru definirea legăturilor s-au folosit deplasări radiale nule pentru nodurile aflate pe suprafețele cilindrice de contact ale arborelui cu rulmenții, deplasări axiale nule pentru nodurile aflate pe cercul din stânga al suprafeței cilindrice de contact dintre rulment și arbore (figura 2.42). Pentru încărcare s-a folosit viteza unghiulară de rotație a arborelui. Proprietățile de material folosite: densitatea, modulul de elasticitate longitudinal, coeficientul contracției transversale.

Fig.2.42. Modul de rezemare al rotorului.

În urma analizei cu elemente finite rezultă tensiunile de natură mecanică, deformațiile specifice și deplasările în subansamblul rotor. Pentru tensiuni s-au folosit reprezentări ale tensiunii echivalente după teoria a V-a de rezistență, în secțiune sau pe suprafața exterioară a pieselor.

Fig.2.43. Tensiunile echivalente von Mises (60.000 rpm).

În figurile 2.43 și 2.44 se observă că tensiunile de natură mecanică în cămășile de protecție sunt mai mari decât în arbore și în MP, tensiunea de natură mecanică în cămașă fiind mare pe suprafața interioară în zonele de contact cu MP (160 MPa) și se diminuează în zona în care nu mai este contact între MP și cămașă (100 MPa).

Pentru MP se remarcă un nivel al tensiunii de natură mecanică mic de până la 35 MPa (figura 2.45), valorile maxime ale tensiunii de natură mecanică fiind datorate modului de deformare al cămășii sub acțiunea forțelor centrifugale (figura 2.47). Cămășile de protecție au o zonă cu rigiditate mare unde există gulerul radial, zonă care nici nu este supusă contactului cu MP. Cămășile au o deformație preponderent radială, care este maximă în zona de contact cu MP. MP mai apropiați de zona rigidă a cămășii au o tendință de încovoiere, contactul cu cămașa realizându-se pe o zonă centrală a MP, capetele fiind supuse încovoierii din cauza forțelor centrifugale. Astfel se remarcă pe suprafețele dinspre arbore ale acestor MP, tensiuni de natură mecanică maxime în dreptul zonei centrale de contact.

Fig.2.44. Tensiunile echivalente von Mises în secțiune transversală (60.000 rpm).

Fig.2.45. Nivelul tensiunilor de natură mecanică în MP (60.000 rpm).

Fig.2.46. Nivelul tensiunilor de natură mecanică în arbore (60.000 rpm).

Tensiunile de natură mecanică în arbore sunt reduse datorită dimensiunilor radiale reduse și deci a unor forțe inerțiale centrifugale de intensitate mică, valoare maximă fiind de 10 MPa (figura 2.46). Trebuie precizat că nu s-au luat în considerație forțele de tip electromagnetic care ar menține în mișcare de rotație arborele, și care ar conduce la o încărcare suplimentară de torsiune a arborelui, moment activ care este echilibrat de momentul forțelor rezistente (din frecarea rulmenților, frecarea cu mediul).

Cămășile au o deformație preponderent radială, care este maximă în zona de contact cu MP, deplasările radiale ale punctelor de pe cămașă fiind cu un ordin de mărime mai mari decât cele de pe arbore.

Fig.2.47. Deplasările rezultante (60.000 rpm).

Pentru turația de 100.000 rpm, forțele de inerție de tip centrifugal cresc considerabil în intensitate, ele conducând la o creștere semnificativă a tensiunilor de natură mecanică în ansamblul arborelui, în special în cămașa de protecție (figura. 2.48).

Din analiza distribuției tensiunilor de natură mecanică și a deplasărilor, rezultă că modul de repartizare a lor este similar cu cel din cazul precedent.

Fig.2.48. Tensiunile echivalente von Mises (100.000 rpm).

Fig.2.49. Tensiunile echivalente von Mises în secțiune transversală (100.000 rpm).

Fig.2.50. Nivelul tensiunilor de natură mecanică în MP (100.000 rpm).

Fig.2.51. Nivelul tensiunilor de natură mecanică în arbore (100.000 rpm).

Fig.2.52. Deplasările rezultante (100.000 rpm).

În Tabelul 2.3 sunt prezentate comparativ rezultatele din cele două cazuri. Se remarcă o solicitare mai însemnată a componentei numite cămașă de protecție. Deplasările din această zonă nu depășesc limitele normale de elasticitate, însă pot influența nivelul de vibrații prin generarea condițiilor de „unbalance” (dezechilibru). Totuși, nivelul deplasărilor se încadrează în limitele admise ale toleranțelor de formă.

Tabelul.2.3. Tensiunile echivalente și deplasările pentru turațiile de 60.000 rpm respectiv 100.000 rpm..

Considerații privind aspectele termice la METR

În cazul METR, aspectele termice prezintă o importanță aparte datorită motivelor speciale generatoare de căldura: nivelul ridicat al pierderilor specifice în materialul magnetic moale; încălzirea prin frecări de natură mecanică în lagăre, precum și prin frecări între părțile aflate în mișcare de rotație și aerul din interiorul mașinii; căldura dezvoltată prin fenomenele termice din înfășurare.

Exista diverse metode de analiză a aspectelor termice, atât calitativ cât și cantitativ, printre care se evidențiază cele bazate pe analiza numerică a câmpului termic și cele derivate din metodologia clasică de calcul al încălzirii și ventilației unei mașini electrice.

Metodele numerice pot conduce la rezultate cel puțin la fel de exacte cu cele obținute în analiza numerică a câmpului electromagnetic, însă este absolut necesar să se utilizeze un soft complex, profesional, de tipul 3D. Un astfel de soft este costisitor sub aspectul achiziției, necesită un mare volum de muncă privind programarea structurii termice si cere timp lung pentru desfășurarea calculelor în sine. Literatura de specialitate este destul de săraca în ceea ce privește tabelarea și listarea numeroaselor mărimi și constante fizice care intervin în cadrul elaborării modelelor si al procesului de calcul.

Din motivele prezentate mai sus, se preferă evaluarea aspectelor termice pe baza metodelor clasice de calcul al încălzirii si a schemelor de ventilație.

În acest paragraf se fac doar referiri sub aspect calitativ privind regimul termic, urmând ca prezentarea calculelor și rezultatelor să fie inclusă în capitolul destinat rezultatelor experimentale.

Dintre toate sursele care produc încălzire în METR studiată în cadrul lucrării, ponderea importantă o au pierderile din materialul fero-magnetic moale, atât prin pierderile datorate vitezei ridicate de rotație, cât și prin pierderile suplimentare datorate folosirii principiului PWM de acționare.

Frecvența sincronă a vitezei de rotație de 60.000 rpm, considerată a fi cea uzuală, este de 4.000 Hz, având în vedere cele patru perechi de poli ai rotorului. Pe de altă parte, din modelele electromagnetice numerice se constată că amplitudinea inducției magnetice medii în miezul statoric este de aproximativ 1T. Trebuie remarcat că în mod special s-a proiectat sistemul magnetic la o valoare destul de scăzută a amplitudinii inducției medii, tocmai pentru a limita pierderile, care, așa cum se va constata mai departe, încă se situează în limite relativ ridicate.

Dacă invertorul folosit pentru acționarea motorului va fi bazat pe principiul PWM de reglare a valorii tensiunii de alimentare a înfășurărilor, este de așteptat că nivelul pierderilor în miezul fero-magnetic al statorului să fie mai ridicat cu încă cel puțin 25%.

Întrucât motorul studiat este dotat cu lagăre de alunecare, de tip rulmenți speciali cu bile sferice, încălzirea lagărelor la viteze ridicate de rotație constituie o altă sursă de încălzire a motorului, deloc neglijabilă.

Pierderile în înfășurare, prin fenomenele termice specifice, au o pondere cu atât mai scăzută, cu cât viteza de rotație este mai mare. Se estimează că sursa de încălzire din înfășurări să aducă o contribuție de mai puțin de 5% din totalul fenomenelor care produc încălzirea.

După cum sa va constata, pierderile totale în motor, la 60.000 rpm, se vor ridica spre 200W, ceea ce determină necesitatea dotării motorului cu canale de ventilație la nivelul carcasei acestuia, prin care să fie suflat aer rece în regim forțat. În intervalul de timp în care se vor face testele pentru ridicarea caracteristicilor de funcționare, temperatura în înfășurare nu atinge limite care să o distrugă, astfel că răcirea forțată se va utiliza doar dacă se va încerca simularea experimentală a unui regim de lucru real al motorului.

Concluzii

Datorită dinamicii schimbărilor importante în structura și funcționarea sistemelor de acționare, comandă și control a apărut necesitatea revizuirii metodelor tradiționale de studiu, analiză, dezvoltare, proiectare și fabricație. S-a impus reconsiderarea tuturor aspectelor de finețe privind proprietățile fizice ale materialelor și fenomenologia electromagnetică, ale geometriilor complexe specifice diverselor structuri, ale necesității studiului mai aprofundat al regimurilor tranzitorii etc. Aceste aspecte au impulsionat utilizarea pe scară largă și aproape exclusivă a metodelor și tehnicilor de lucru asistate de calculator.

După cum s-a afirmat anterior, modalitatea de lucru asistată de calculator conduce la cel puțin două rezultate remarcabile: scurtarea duratei ciclului idee-prototip-produs și creșterea productivității, pe termen scurt și dezvoltarea creativității prin posibilitatea experimentării cu ajutorul simulării numerice a unor idei noi și încorporarea unor elemente inovatoare în produsele clasice, pe termen lung.

Fundamentul oricărui sistem de studiu și concepție asistat de calculator este reprezentat de modelul matematic al fenomenelor specifice dispozitivului de conceput, respectiv de studiul mărimilor fizice specifice.

Trebuie să se considere întregul complex al fenomenelor si principiilor întrucât mașina electrică reprezintă un sistem cu caracter multidisciplinar, iar nivelul solicitat al performantelor impune împingerea spre limite a metodelor, dar și a utilizării proprietăților materialelor.

Prin modelul diferențial, în studiul unui fenomen, se înțelege ansamblul format de ecuația diferențială sau cu derivate parțiale a mărimii de stare ce caracterizează fenomenul și de condițiile de unicitate a soluției acestei ecuații. Determinarea soluției prin metode analitice nu este posibilă atunci când ne se face referire la geometrii complexe sau atunci când anumite materiale posedă caracteristici neliniare. Singurele soluții în astfel de cazuri sunt cele obținute prin metode numerice.

Necesitatea de a produce SAE, de înaltă performanță, în contextul actualei situații economice mondiale, determină producătorii să conceapă MES neconvenționale și sisteme în construcție integrală având fiabilitate înaltă, greutate specifică minimă (Kg/W) dar și costuri de producție cât mai scăzute.

Astfel, au fost dezvoltate soluții capabile de o înaltă densitate de cuplu: 3 crestături pentru 4 poli. Această soluție este una de bază, deoarece, pentru anumite aplicații, poate fi folosit un factor de multiplicare, depinzând de densitatea de cuplu, dimensiuni, acuratețe etc. În aceasta lucrare este analizată o mașină electrică cu 6 crestături și 8 poli.

În acest context, în subcapitolul 2.2.2, a fost prezentată analiza unei astfel de mașini. Plecând de la o mașină cu 9 crestături și 6 poli, având constanta de cuplu de aproximativ 5,9mNm/A, s-a ajuns la o mașină, cu cifre de calitate mai ridicate, având constanta de cuplu de aproximativ 8,95 mNm/A, prin reconfigurarea ei la o soluție cu 6 crestături și 8 poli.

Pentru a putea pune mai clar în evidență necesitate schimbării structurii METR studiate, cu păstrarea volumului total, s-a realizat și o analiză în vederea îmbunătățirii structurii deja existente. Astfel s-a ajuns la concluzia că trebuie să se modifice structura mașinii inițiale spre o structură cu număr fracționar de crestături pe pol.

Când ne referim la METR, nu trebuie studiate și analizate doar problemele de natură electromagnetică ci trebuie luate în considerație și celelalte aspecte specifice, precum: dinamica rotorului și integritatea materialelor care îl compun, fenomenologia efectelor termice, comportamentul dinamic al mașinii, sub aspectul parametrilor mecano-energetici etc.

După analiza aprofundată a aspectelor de dinamică a rotorului la METR studiată, s-a constatat faptul că rotorul este proiectat corespunzător regimului de lucru. În cadrul analizei s-a făcut un calcul al frecvențelor proprii de vibrații pentru a avea garanția că frecvențele de lucru nu se suprapun cu cele proprii. Analiza a inclus și un calcul la solicitarea centrifugală la turațiile de lucru, dar și la turații superioare, pentru a fi posibile concluzii asupra comportării subansamblului rotor.

Considerațiile sub aspectul fenomenelor termice specifice au condus la necesitatea dotării mașinii cu o rețea de canale pentru ventilație în structura carcasei, prin care să se sufle forțat aer pentru răcire.

METODE MODERNE DE ACȚIONARE ȘI CONTROL PENTRU PARAMETRII FUNCȚIONALI LA METR

Aspecte generale privind SAE

Structura unui SAE

Principalele componente ale unui SAE sunt: motorul, convertorul static de putere, unitatea de control și sarcina.

În figura 3.1 este prezentată schema bloc a unui SAE.

Fig.3.1.Schema bloc a unui SAE.

Motorul. Este destinat obținerii energiei mecanice prin conversia energiei electrice, motiv pentru care motoarele electrice sunt considerate ca fiind convertoare de energie. În regim de frână, modul de conversie este schimbat. În funcție de convertorul static utilizat, este posibil ca energia electrică să revină în rețeaua de alimentare, nu numai să fie disipată sub formă de căldură pe un element rezistiv. Alegerea tipului de motor utilizat în SAE depinde de aplicație, cost, factori de mediu și de sursa de alimentare disponibilă.

Modulatorul de putere (convertorul static). Întrucât sursele de alimentare cu energie electrică (surse de putere) sunt incontrolabile, asigurarea controlului fluxului de energie de la sursa de putere către motorul, component al SAE, a devenit astfel necesară. Prin intermediul unor surse controlabile, motorul poate reversa de sens, frâna sau funcționa la viteze variabile. Metodele convenționale, precum folosirea impedanțelor variabile, a releelor pentru modularea tensiunilor și a curenților din motor, s-au dovedit a fi rigide și inadecvate. SAE moderne folosesc convertoare de putere electronice pentru a modifica caracteristica mecanică a motorului de acționare în concordanță cu cerințele impuse de condițiile de funcționare.

Convertoarele statice sunt utilizate pentru a converti și după caz regla (în structuri de reglare în circuit închis) energia electrică pentru a se potrivi sarcinii. Acestea pot fi de mai multe tipuri printre care [46][49]:

Redresoare comandate – alimentate de la rețeaua mono sau trifazată, furnizând la ieșire o tensiune continuă variabilă pentru comanda mașinilor de CC sau pentru alimentarea invertoarelor pentru mașinile de CA.

Choppere sau convertoare CC-CC – realizează conversia unei tensiuni continue de valoare fixă, într-o tensiune continuă, variabilă și controlabilă.

Invertoare – furnizează tensiune și curent de amplitudine, frecvență și fază variabile. Sunt alimentate cu tensiune continuă fie de la o baterie, ca în cazul vehiculelor electrice, fie de la un redresor de tensiune comandat sau necomandat (cu diode). Datorită circuitului intermediar de CC între rețeaua de tensiune alternativă și ieșirea invertorului, frecvența tensiunii de ieșire nu este limitată decât de capacitatea de comutație a dispozitivelor puțin invertoare.

Cicloconvertoarele – asigură conversia directă a tensiunii de frecvență variabilă pentru reglarea mașinilor de CA. Frecvența tensiunii de ieșire este limitată în gama 33 – 50% din frecvența tensiunii de alimentare pentru a evita distorsiunile în forma de undă. De aceea, cicloconvertoarele sunt folosite numai în aplicații de viteză redusă, dar de foarte mare putere.

Unitatea de control. Complexitatea unității de control depinde de performanțele dorite ale SAE și de tipul motorului electric utilizat. Un regulator poate fi de la simplu (ex. câteva amplificatoare operaționale) până la complex (cum sunt procesoarele de semnal). Astfel, regulatoarele pot fi [36][47]:

Analogice – caracterizate prin zgomot și inflexibilitate. Au ca avantaj însă lățimea mare de bandă.

Digitale – imune la zgomot, reconfigurabile, lățime de bandă mai mică decât cele analogice.

DSP (Digital Signal Processor)/Microcontroler – flexibile, algoritmi de control ușor de implementat, lățime de bandă mai mică decât cele digitale.

Pentru acționările electrice reglabile, care impun și limitarea uneia sau mai multor mărimi auxiliare, cel mai potrivit principiu de reglare este procedeul reglării în cascadă. Acest principiu, aplicat inițial sistemelor de reglare de CC, poate fi extins și la sistemele de reglare de CA bazate pe reglarea vectorială (reglare cu orientare după câmp) ca urmare a analogiei matematice dintre o mașină de CA și una de CC complet compensată [37].

Mașina electrică antrenează o sarcină care are propriile caracteristici mecanice, reprezentate prin dependența dintre cuplu și turație. Datorită diversității mașinilor de lucru (antrenate), acestea se pot împărți, în general, în cinci categorii: cu cuplu de sarcină constant, variabil cu turația, cu poziția, cu drumul parcurs și variabil în timp.

METR fără perii componentă a SAE

METR fără perii este construit ca un MP rotativ față de o înfășurare parcursă de curent. El este echivalent cu un motor de CC inversat, în care MP se rotește în timp ce conductoarele rămân fixe.

Curentul prin conductoare, în ambele cazuri, trebuie să-și reverseze polaritatea de fiecare dată, în acord cu polaritatea polului magnetic care traversează respectivele conductoare, pentru a asigura unidirecționalitatea cuplului.

La motoarele de CC clasice, cu colector, reversarea polarității este realizată de către ansamblul colector – perii. Deoarece colectorul este fixat pe rotor, momentele de comutație sunt sincronizate automat cu polaritatea alternantă a câmpului magnetic prin care trec conductoarele. În METR fără perii reversarea polarității curentului este realizată cu tranzistoare de putere care trebuie comutate în sincronism cu poziția rotorului [81].

La mașinile electrice fără perii de CC t.e.m. se proiectează pentru a fi de tip trapezoidal.

Formele de undă dreptunghiulară și/sau trapezoidală sunt avantajoase atât pentru motor cât și pentru controlerul său.

Forma dreptunghiulară este un caz ideal care nu se obține în practică, având doar valoare de studiu. Cel mult se poate obține o formă trapezoidală, mai corect exprimat de trapez curbiliniu. În general la structura cu mai mult de 4 poli forma de undă se apropie foarte mult de forma sinusoidală, necesitând un efort deosebit în faza de proiectare pentru a obține un oarecare palier în zona de comutație.

(2)

Fig.3.2. Formele de undă ale t.e.m. la un METR fără perii cu trei înfășurări:

dispuse concentrat (1), respectiv distribuite sinusoidal (2).

O secțiune transversală a unui METR tipic fără perii este prezentat în figura 3.3. Pentru funcționarea la viteze mari, METR necesită, în jurul MP, o cămașă de fixare din oțel inoxidabil, subțire, nemagnetic, sau alt aliaj cu mare rezistivitate, pentru a reduce pierderile prin curenți turbionari.

Există foarte multe variante constructive de METR fără perii de CC: construcții disc cu întrefier axial, rotor interior, rotor exterior etc. [13][51].

Magneții pot fi lamelari, în arc sau discuri de diferite forme și pot fi sau nu premagnetizați. În mod obligatoriu magneții de mare energie se asamblează premagnetizați, pe când magneții de mică energie pot fi magnetizați după asamblare [60].

Fig.3.3. Secțiune transversală a METR fără perii de CC.

O secțiune transversală a unui METR tipic fără perii este prezentat în figura 3.3. Pentru funcționarea la viteze mari, METR necesită, în jurul MP, o cămașă de fixare din oțel inoxidabil, subțire, nemagnetic, sau alt aliaj cu mare rezistivitate, pentru a reduce pierderile prin curenți turbionari.

Există foarte multe variante constructive de METR fără perii de CC: construcții disc cu întrefier axial, rotor interior, rotor exterior etc. [13][51].

Magneții pot fi lamelari, în arc sau discuri de diferite forme și pot fi sau nu premagnetizați. În mod obligatoriu magneții de mare energie se asamblează premagnetizați, pe când magneții de mică energie pot fi magnetizați după asamblare [60].

În figura 3.4 este prezentat modul de amplasare a subansamblelor unui METR fără perii de CC.

Fig.3.4. Modul de amplasare a subansamblelor unui METR fără perii de CC..

Procesul de comutație

Procesul de comutație este esențial în funcționarea METR fără perii și în comanda sa. Comutația electronică, specifică METR fără perii de CC, cu undă dreptunghiulară, este identică cu comutația unui motor clasic de CC.

În figura 3.5 este prezentat principiul de funcționare a unui motor de CC cu comutație electronică. Sunt redate cele șase cadrane electrice, semnificative, pentru un motor cu trei înfășurări statorice A,B,C și doi poli rotorici [19].

În fiecare cadran se arată care trebuie să fie sensul curenților, astfel încât să se mențină un moment pentru deplasarea rotorului în sens orar.

Câmpul magnetic al motorului este unul cu doi poli, pentru că există numai un pol Nord și un pol Sud la fiecare rotație completă.

Axa unei singure bobine (figura 3.6) este reprezentată la unghiul față de axa de referință. Trebuie cunoscută forma de undă e t.e.m. în bobină când aceasta se rotește în interiorul magnetului. Pentru aceasta este necesar să se găsească forma de undă a fluxului total . Acesta este produsul numărului de spire și a fluxului prin suprafața unei spire. Când fluxul total similar, când și din nou după o rotație completă când .

În intervalul fluxul total crește la valoarea maximă pozitivă la când tot fluxul străbate bobina. Datorită pauzei dintre magneții Nord și Sud, bobina se poate roti câteva grade în orice poziție față de fără ca fluxul total să se schimbe. Acest fapt face să apară porțiunea plată din forma de undă a fluxului total, ca în figura 3.7. Forma de undă a t.e.m. poate fi acum determinată din forma de undă a lui cu legea inducției elecromagnetice:

(3.1)

unde este viteza unghiulară a motorului. Viteza de variație a fluxului în raport cu poziția rotorului, se obține din pantele fluxului total, rezultând forma de undă a t.e.m. reprezentată în figura 3.7.

Fig.3.6. Secțiune transversală a unui METR fără perii de CC elementar,

cu indicarea poziției axei de referință și a bobinei rotative.

Dacă viteza unghiulară este constantă și dacă se neglijează pierderile, puterea electrică de intrare este convertită în putere mecanică , unde este cuplul produs de o bobină A. Din figura 3.7 se observă unidirecționalitatea cuplului datorită sincronismului dintre curentul prin bobină și t.e.m.. Porțiunea nulă din forma de undă a cuplului produs de bobină este explicată datorită existenței spațiului fizic dintre polii Nord și Sud.

Cuplul total este:

. (3.2)

unde MB și MC sunt cuplurile produse de bobina B respectiv C.

Acest cuplu este constant. În practică însă apar ondulații în forma de undă a cuplului total ce constituie cauza vibrațiilor. Cauza apariției ondulațiilor este determinată de fenomenul de comutație, alimentarea unei faze și scoaterea ei din conducție nu se produce instantaneu [65].

La viteză constantă conversia energiei electromecanice este dată de relația:

(3.3)

unde: E este t.e.m. a două faze în serie; I este CC de alimentare.

Relația (3.3) întruchipează liniaritatea esențială și simplitatea motorului de CC din punctul de vedere al reglării. Este foarte important că METR fără perii de CC, în forma sa ideală, are exact aceleași caracteristici.

Fiecare secvență de comutație are una din înfășurări alimentată la plusul sursei de alimentare (curentul intră în înfășurare), a doua înfășurare este alimentată la minusul sursei de alimentare (curentul iese din înfășurare), iar a treia este nealimentată. Cuplul se produce datorită interacțiunii dintre câmpul magnetic generat de bobinele statorului și MP. Ideal, cuplul de vârf se produce când cele două câmpuri sunt la unul de altul și scade în timp ce câmpurile se deplasează unul față de celălalt. Pentru a menține motorul în funcțiune, câmpul magnetic produs de înfășurări ar trebui defazat, în timp ce rotorul se mișcă pentru a ajunge în câmpul statoric [68].

În figura 3.8 este prezentat procesul de comutație iar în figura 3.9 sunt prezentate formele de undă a t.e.m., cuplul, precum și curenții prin fazele unui METR fără perii de CC cu trei faze.

La fel ca la motorul CC clasic, și la METR fără perii de CC, curentul prin conductoare trebuie să își păstreze polaritatea la fiecare trecere prin fața unui pol magnetic pentru a asigura un cuplu unidirecțional. Dacă la motorul clasic cu perii și colector, această inversare este asigurată natural datorită construcției sale, METR fără perii de CC inversarea curentului prin înfășurări trebuie asigurată cu elemente semiconductoare de putere ce sunt comandate în conformitate cu poziția rotorului [57].

Comutația este similară la cele două tipuri de mașini electrice, ecuațiile și caracteristicile mecanice fiind aproape identice.

Tranzistoarele de putere îndeplinesc funcțional rolul ansamblului perii – colector de la motorul de CC clasic, dar poziția la un moment dat a rotorul trebuie sesizată de un traductor de poziție.

Fig.3.9. Dependența formelor de undă ale t.e.m., cuplului, precum și curenților prin fazele

unui METR fără perii de CC cu trei faze, de poziția rotorică.

În mod tipic, un METR fără perii de CC este controlat de un invertor trifazat cu comutație în șase pași (figura 3.10).

Intervalul în care fiecare fază se află în conducție este de electrice. Secvența de comutație a fazelor este AB-AC-BC-BA-CA-CB. Fiecare interval de conducție definește un pas. De aceea, doar două faze sunt parcurse de curent în orice moment, a treia fază rămânând nealimentată. Pentru a produce cuplul maxim, invertorul trebuie să comute la fiecare electrice, astfel încât curentul să fie în fază cu t.e.m.. Sincronizarea comutației este determinată de poziția rotorului ce poate fi detectată de senzorii Hall.

Fig.3.10. Schema electrică a unui ansamblu Invertor – METR fără perii de CC.

Caracteristica mecanică

Caracteristica mecanică a METR fără perii reprezintă capacitatea staționară a motorului de a acționa diferite tipuri de sarcini. Din caracteristica mecanică a motorului se pot trage concluzii privind posibilitatea de acționare a diferitelor sarcini, dacă motorul are cuplu suficient la toate vitezele pentru a accelera sarcina din repaus și pentru a menține viteza maximă constantă, fără a depăși valorile limită ale încălzirii la nivelul înfășurărilor.

Caracteristica mecanică poate fi determinată experimental sau analitic. Considerând cuplul și curentul printr-o fază ca fiind constante, rezultă că putem scrie ecuația fundamentală sub forma:

(3.4)

unde este constanta t.e.m.

Din relațiile (3.3) și (3.4) rezultă:

(3.5)

Cuplul este proporțional cu curentul. Această proporționalitate este importantă deoarece constanta de proporționalitate din relația (3.5) este numită constanta cuplului, . În acest caz ideal [80].

Caracteristica mecanică din figura 3.11 este dată de relația:

(3.6)

Relația (3.6) arată că această caracteristică este o dreaptă. Relația este scrisă în mărimi relative sau raportate, viteza unghiulară se raportează la viteza de mers în gol ideal, iar cuplul se raportează la valoarea cuplului de pornire.

(3.7)

unde este tensiunea de alimentare și este constanta cuplului.

Viteza unghiulară de mers în gol ideal este descrisă de relația (3.7). Cuplul de pornire este:

(3.8)

unde este curentul de pornire iar este rezistența înfășurării statorice.

Dacă motorul funcționează în gol, cuplul este foarte mic și curentul absorbit de asemenea. Căderea de tensiune pe rezistența înfășurării este neglijabilă, iar motorul accelerează până când t.e.m. egalează tensiunea de alimentare. Rezultă că viteza de mers în gol ideal variază proporțional cu tensiunea de alimentare.

Când se aplică la arborele motorului un cuplu rezistent, curentul absorbit de la sursa de alimentare crește, de asemenea, căderea de tensiune pe rezistența înfășurării crește. Această creștere este posibilă numai dacă valoarea t.e.m. egalează diferența dintre tensiunea de alimentare și căderea de tensiunea pe rezistența înfășurării. Rezultă deci, o scădere a vitezei proporțională cu curentul, prin urmare cu cuplul rezistent la arborele motorului, ceea ce explică liniaritatea caracteristicii mecanice a motorului fără perii.

La pornire, t.e.m. este nulă, toată tensiunea de alimentare este aplicată pe rezistența ; curentul de pornire este limitata doar de această rezistență. Acest curent de pornire trebuie limitat, consecințele unui curent foarte mare prin motor fiind demagnetizarea magneților, distrugerea conductoarelor sau a izolației acestora etc. [1].

În figura 3.11 este prezentată caracteristica mecanică, când motorul este alimentat la tensiunea nominală. Pe figură se observă prima zonă delimitată de cuplul nominal, reprezentând zona de funcționare continuă. Această zonă reprezintă regimul de funcționare în care motorul dezvoltă un cuplu maxim egal cu cuplul nominal pentru un timp nedeterminat, în care încălzirea la nivelul înfășurării statorice nu depășește nivelul maxim permis. În general, cuplul nominal este aproximativ 30% din cuplul la pornire. Între Mn și M1 (figura 3.12) este zona de acționare intermediară, de scurtă durată, în care motorul poate dezvolta un cuplu superior cuplului nominal [80].

Fig.3.11. Caracteristica mecanică a METR fără perii.

Răcirea forțată poate crește puterea nominală a METR fără perii. Răcirea are un efect important pentru că cele mai multe pierderi care produc încălzirea apar în stator, care este partea cea mai ușor de răcit. În anumite instalații aerospațiale se utilizează un lichid de răcire (combustibil sau ulei de ungere) pentru a răci statorul, astfel încât pentru o anumită putere nominală este necesar un gabarit mult mai mic [39][40]. Unele METR fără perii, de foarte mare viteză, folosite la centrifuge se răcesc prin refrigerare. Aceste METR funcționează frecvent în vid pentru a elimina efectele încălzirii, prin frecare cu aerul, a părților care se rotesc [38][79].

Efectele temperaturii asupra caracteristicilor magnetului joacă un rol important în caracteristicile motorului. Pe măsură ce motorul se încălzește, temperatura magnetului crește și în cele mai multe cazuri aceasta produce o reducere a fluxului disponibil al magnetului. Ca urmare constanta de cuplu se reduce.

Fig.3.12.Regimuri de funcționare pentru METR fără perii.

Figura 3.12 reprezintă regimurile de funcționare continuă și de scurtă durată pentru METR fără perii. Caracteristica mecanică definește limitele de funcționare ale motorului și controlerului [23].

Motorul nu funcționează totdeauna într-un punct de pe caracteristica staționară viteză – cuplu. De fapt, viteza și cuplul celor mai multe METR fără perii variază continuu. În medie, după o lungă perioadă de timp punctul de funcționare trebuie să rămână în interiorul domeniului de funcționare continuă.

Din caracteristica mecanică nu rezultă clar cum un METR fără perii poate funcționa la viteză constantă. Caracteristica mecanică este numai o graniță de limitare de funcționare.

Cuplul perfect neted al METR ideal fără perii nu poate fi obținut într-un METR practic. Variația cuplului în timpul unei rotații apare din comutația imperfectă a curenților fazelor, din modulația formei de undă a curentului produs de chopper și din variația reluctanței circuitului magnetic datorită crestăturilor dacă rotorul se rotește. La viteze ridicate inerția motorului și sarcina micșorează variația vitezei produsă de ondulația cuplului de o amplitudine dată. La viteze reduse, o buclă de viteză poate elimina ondulația cuplului dacă amplificarea și lărgimea de bandă sunt suficient de mari [64].

Strategii de control a METR fără perii

Controlul vitezei acestui tip de motor se face prin variația tensiunii medii aplicată înfășurării statorice care are ca efect modificarea curentului mediu absorbit de motor. Variația tensiunii de alimentare este realizată la aceste motoare prin intermediul unor tehnici ce se împart în două mari categorii:

tehnica controlului cu traductoare de mărimi mecanice (sensored control);

tehnica de control fără traductoare de mărimi mecanice (sensorless control).

Controlul cu senzori a METR fără perii

Funcționarea METR fără perii are nevoie de informația de poziție a rotorului pentru a stabili secvența de comutație corespunzătoare sectorului respectiv. Pentru controlul cu senzori de poziție, sunt utilizate în mod frecvent trei soluții pentru a furniza informația de poziție: prima se referă la traductoarele cu efect Hall, apoi resolverele și encoderele. Dintre acestea, cea mai larg utilizată este tehnologica de preluare a informației de poziție de la traductoare cu efect Hall. Aceasta are avantajul că este ieftină, iar rezoluția oferită este suficientă pentru funcționarea METR fără perii.

Pentru aplicații în care este necesar un control precis al vitezei/poziției, este nevoie de un traductor de poziție de rezoluție mai mare. Atât encoderele cât și resolverele asigură o rezoluție mult mai ridicată.

În general, encoderele sunt mai fragile, în timp ce resolverele pot fi uneori introduse în aplicații unde temperatura înaltă și vibrațiile puternice reprezintă condiții normale de lucru. Alegerea tipului de senzori depinde de natura aplicației și de condițiile de funcționare.

Traductoarele cu efect Hall sunt traductoarele de poziție cu cea mai răspândită utilizare în construcția METR fără perii. Sunt formate din trei elemente sensibile dispuse la periferia statorului, dar plasate astfel încât să fie parcurse de liniile de câmp magnetic rotoric.

Senzorul Hall prezentat în figura 3.13 este un element semiconductor care, atunci când este parcurs de un curent electric și este plasat într-un câmp magnetic, pe laturile perpendiculare pe liniile de flux apare o t.e.m. proporțională cu inducția magnetică. Curentul care parcurge semiconductorul este asigurat de o sursă externă de 5V.

Cel mai simplu mod de a determina momentul ideal de comutație a alimentării fazelor statorice, îl constituie folosirea senzorilor de poziție. Majoritatea METR fără perii excitate cu undă dreptunghiulară au încorporate trei senzori de poziție cu elemente Hall. Fiecare din acești senzori furnizează la ieșire un semnal digital de nivel logic "1" pentru 1800, respectiv "0" pentru celelalte 1800. Fiecare din cele trei semnale sunt defazate unul față de celălalt cu 600. În figura 3.14 sunt prezentate diagramele de variație în timp ale tensiunilor de alimentare a fazelor statorice, respectiv a semnalelor furnizate de senzorii Hall.

Fig.3.13. Senzorul cu efect Hall. Vedere generală..

După cum se observă în figura 3.14, cele trei semnale digitale sunt grupate, astfel încât să creeze un cod pe 3 biți în care semnalul de la senzorul C ia locul bitului cel mai semnificativ iar cel de la senzorul A al celui mai puțin semnificativ.

Comutația constă în stabilirea corespondenței dintre acest cod numeric furnizat de senzorul de poziție și fazele statorice aflate în conducție. Pentru aceasta, sunt necesare echipamente numerice, cele mai dese întâlnite în practică fiind microcontrolere.

Fig.3.14. Dependența dintre tensiunile de alimentare a fazelor statorice și

semnalele furnizate de senzorul de poziție.

METR fără perii de CC, dezvoltat în cadrul lucrării, folosește ca traductor de poziție un sistem cu senzori Hall.

Resolverul este un traductor de poziție absolut, întrucât furnizează un semnal la orice poziție și la orice viteză, inclusiv la viteza zero. El este relativ scump, dar are avantajul unei rigidități superioare, putând fi folosit la turații mici și medii cu temperaturi înalte. Traductorul de poziție de tip resolver (figura 3.15) se aseamănă cu o mașină asincronă cu rotor bobinat, având două înfășurări pe stator, distribuite sinusoidal, plasate la 900 electrice una față de cealaltă și o înfășurare pe rotor [63].

Fig.3.15. Construcția unui traductor de poziție de tip resolver:

1-rotor; 2-transformator rotitor; 3-stator; 4-carcasă.

Orice resolver produce semnale proporționale cu cosinusul și sinusul unghiului rotoric, furnizând informația de poziție absolută.

Deoarece semnalul de ieșire analog a unui resolver este dificil de utilizat sub formă de unghi de poziție, este necesară convertirea acestuia într-un semnal digital fiind necesară utilizarea unui circuit convertor analog-digital.

Encoderul optic este un traductor de poziție care convertește mărimea mecanică urmărită (turația/poziția) în semnale sub forma unor trenuri de impulsuri, compatibile TTL (semnale numerice). El este utilizat în aplicații în care este nevoie de un volum de informație mai mare: poziții de referință, semnale de index, etc. Un encoder optic este constituit dintr-o sursă de lumină și un fototranzistor între care se interpune un disc din sticlă sau metal pe care sunt dispuse fante. Encoderele se pot configura obținându-se un tren de impulsuri de frecvență mare, care poate fi folosit pentru determinarea vitezei. Pentru a determina sensul de rotație, sunt prevăzute două perechi sursă de lumină – fototranzistoare decalate între ele [32].

Encoderele se împart în două clase: encodere absolute și encodere incrementale.

Encoderul absolut, figura 3.16, oferă cu exactitate poziția la un moment dat, iar cel incremental (figura 3.17) oferă la ieșire două semnale defazate și un semnal index de referință.

Fig.3.16. Encoderul absolut: schema de principiu și secțiune longitudinală.

Fig.3.17. Encoderul incremental: construcție, semnale de ieșire.

Controlul fără senzori a METR fără perii

METR de CC fără perii poate fi comutat și prin monitorizarea semnalelor t.e.m. în locul senzorilor Hall. Fiecare secvență de comutație are una din înfășurări alimentate la borna pozitivă, a doua este alimentată la borna negativă și cea de a treia este neconectată. Semnalul senzorului Hall își schimbă starea când polaritatea t.e.m. trece de la "+" la "-" sau de la "-" la "+". În cazul ideal, aceasta se întâmplă la trecerea prin zero a t.e.m., dar practic, va exista o întârziere datorită caracteristicii înfășurării motorului. Această întârziere poate fi compensată de microcontroler. În figura 3.18 este prezentată diagrama bloc simplificată pentru controlul fără senzori a METR fără perii de CC [2][10].

Fig.3.18. Diagrama bloc simplificată pentru controlul fără senzori a METR fără perii de CC

T.e.m. indusă într-o înfășurare statorică pe parcursul unui ciclu electric este prezentată în figura 3.19.

Doar două tehnici de control sensorless sunt întâlnite în literatura de specialitate . Prima constă în determinarea poziției pe baza t.e.m. a motorului, a doua modalitate constă în estimarea poziției folosind parametrii motorului: tensiune pe fază, curenți pe fază. A doua metodă necesită procesoare de semnal DSP (pentru a efectua estimările complicate), deci un cost ridicat al sistemului. Prin urmare, detectarea t.e.m. în controlul sensorless rămâne cea mai utilizată metodă [22].

Fig.3.19.Forma de undă a t.e.m. induse într-o bobină a fazei statorice.

La METR fără perii de CC, două faze conduc în orice moment, cea de-a treia înfășurarea rămânând nealimentată. T.e.m. din această înfășurare poate fi măsurată pentru a stabili secvența de comutație a tranzistoarelor din invertor.

Pentru determinarea corectă a t.e.m., este necesară atât atenuarea cât și filtrarea semnalului. Filtrarea cu ajutorul unui filtru trece jos, nivelează perturbațiile produse de frecvența înaltă de comutație. Filtrarea introduce întârzieri nedorite în semnal. Rezultatul este un raport semnal/perturbație mic, în special la pornire când este esențial. În concluzie, această metodă tinde a avea game restrânse de reglare a vitezei și caracteristici slabe la pornire.

SAE realizat pentru alimentarea controlată a METR fără perii de CC

Modularea pulsurilor în durată (PWM)

Semnalele analogice sunt semnale care există în toate momentele de timp în intervalul analizat și a căror amplitudine poate lua orice valoare în domeniul lor de valori. Sistemele digitale, de exemplu microcontrolere, pot produce la ieșire valori de 0 (LOW, GND) și 1 (HIGH, Vcc). Pentru a genera o tensiune analogică la ieșirea unui circuit digital, modul evident pare a fi folosirea unui CA/D, dar există o altă soluție, folosind o linie I/O digital configurată ca o ieșire. Tehnica PWM poate fi utilizată pentru a îndeplini o varietate de sarcini, de la modificarea intensității led-urilor până la controlul vitezei unui motor electric. Din semnalul modulat se poate construi semnal analogic, dacă se filtrează cu un filtru trece-jos [30].

În esență, tehnica PWM este o modalitate de a codifica digital semnale analogice. Principiul fundamental ale acestei tehnici este că, o dată cu creșterea factorului de umplere ale unui semnal dreptunghiular, puterea și tensiunea medie furnizată crește, în mod liniar, în timp ce frecvența semnalului rămâne constantă (figura 3.20). Factorul de umplere se definește ca raportul între durata și perioada impulsului.

(3.9)

unde: este timpul când semnalul are valoarea "1" logic; este timpul când semnalul are valoarea "0" logic; este perioada semnalului.

Tensiunea medie a semnalului este:

(3.10)

Prin varierea factorului de umplere a semnalului (D) practic se obține orice nivel de tensiune între GND și Vcc [82].

Fig.3.20.Semnale dreptunghiulare PWM cu factor de umplere diferit.

Semnalele logice PWM pot fi generate cu ajutorul unor componente de tip analogic sau de tip numeric. În varianta modernă, microcontrolere dedicate controlului acționărilor electrice includ blocuri proprii specializate pentru generarea semnalelor PWM. Oricare ar fi realizarea fizică, tehnicile care stau la baza generării semnalelor modulate în durată sunt aceleași.

Una din cele mai răspândite tehnici de generare a semnalelor PWM constă în compararea tensiunii de control (semnal modulator), considerată constantă pe intervale mici, cu un semnal periodic dinte de fierăstrău (udf) sau cu un semnal periodic triunghiular (utr) de către un comparator (COMP). Semnalul periodic se numește și undă purtătoare, iar perioada acesteia fixează frecvența semnalului PWM: .

Structura și modul de control al acționării METR fără perii de CC

METR necesită, ca orice tip de motor fără perii cu comutație electronică, o alimentare controlată printr-un convertor static de putere. Implementarea unui SAE, după criterii impuse de răspuns dinamic de curent/cuplu și/sau turație, se află în afara obiectivului prezentei lucrări. În cazul de față, utilizarea unui astfel de convertor (driver) a fost obligatorie pentru testarea METR și ridicarea caracteristicilor sale funcționale. În acest scop, principalele funcții pe care trebuie să le îndeplinească convertorul static sunt realizarea comutației după poziția rotorului (cu ajutorul senzorilor cu efect Hall) și alimentarea METR cu tensiune variabilă, pentru a acoperi plaja de turație dorită, asigurând în același timp controlul curentului METR.

În cazul motoarelor fără perii de CC cu turații obișnuite, există o gamă variată de convertoare statice comerciale, larg răspândite, cu o structură relativ simplă și la prețuri accesibile. Nu același lucru este valabil și pentru METR fără perii, în mare parte din cauza inductivității foarte reduse a acestora. Din același motiv, pe de altă parte, driverele obișnuite nu se pot utiliza ca atare (producătorii chiar specifică inductivitatea minimă a sarcinii, la putere și frecvență de comutație date [105]). Valoarea redusă a inductivității statorice (60) a rezultat din proiectare, pentru obținerea constantei de tensiune și implicit a turației ridicate dorite la o tensiune de alimentare joasă (60V).

Soluția aleasă privind acționarea METR fără perii, în condițiile unei limite rezonabile de buget, a fost utilizarea structurii obișnuite de driver, însă particularizat la nivel hardware și software în scopul asigurării funcționalității propuse.

Invertorul este alimentat de la o sursă de tensiune continuă fixă. În circuitul de forță, ilustrat în figura 3.10, METR fără perii este reprezentat prin cele trei înfășurări conectate în stea, având figurate pe fiecare fază parametrii de circuit și o sursă de tensiune reprezentând t.e.m. (de mișcare). În această structură, tranzistoarele punții sunt folosite atât pentru comutația după sonde Hall, cât și pentru modificarea valorii medii a tensiunii de linie și controlul curentului, prin PWM.

Din cauza inductivității reduse a METR fără perii, pulsurile de tensiune, de amplitudine fixă, generează creșterea cu pantă mare a curentului. În aceste condiții, fără a se depăși frecvența de comutație admisibilă, acționarea funcționează inerent într-un regim cu ondulație de curent mare, dar ameliorat prin următoarele măsuri [72]:

Micșorarea, pe cât posibil, a pantei de scădere a curentului pe durata inactivă a perioadei PWM, prin utilizarea tehnicii soft-chopping.

Limitarea hardware a CC de intrare în driver (punte), cu ajutorul unui comparator și un șunt de curent plasat pe calea de întoarcere către borna de potențial jos a sursei de tensiune continuă.

Pornirea și creșterea tensiunii de ieșire a driverului realizată progresiv, cu o limită de variație crescătoare (increment) a factorului de umplere prestabilită la nivel software, indiferent de viteza de variație a tensiunii comandate de către utilizator.

În condițiile de față, adoptarea tehnicii soft-chopping în favoarea hard-chopping [33], aduce avantajul micșorării ondulației curentului datorită descreșterii mai lente a curentului motorului pe durata inactivă a perioadei PWM.

În cazul soft-chopping, în fiecare sector de 60 grade electrice, un tranzistor de pe un braț este comandat cu semnal PWM, un tranzistor de pe alt braț, dinspre borna opusă primului, este ținut în conducție în continuu (semnal cu undă plină), iar restul sunt blocate. Uzual, se comandă prin PWM tranzistorul superior (cel dinspre borna pozitivă). Semnalele de comandă ale celor trei perechi de tranzistoare de pe cele trei brațe sunt reprezentate în figura 3.21, pe o perioadă electrică completă.

Fig.3.21.Semnale de comandă a tranzistoarelor invertorului în cazul soft-chopping

de-a lungul a 360 grade electrice.

Fig.3.22.Calea curentului în cazul soft-chopping:

a)Pe durata activă a semnalului PWM; b)Pe durata inactivă.

În figura 3.21 sunt marcate și potențialele (+ sau -) la care sunt conectate ieșirile A, B, C ale invertorului, pentru fiecare sector, precum și perioada PWM, TPWM, durata activă, ta, și durata inactivă, ti.

Calea curentului pe ambele durate este marcată în figura 3.22, pentru un sector de comutație în care invertorul înseriază fazele A și B ale METR.

De remarcat că pe durata inactivă (figura 3.22.b), aceste două faze sunt scurtcircuitate, permițând închiderea în continuare a curentului din înfășurări, și scăderea acestuia datorită rezistenței, cu o pantă depinzând de constanta de timp electrică.

În cazul hard-chopping, diferența este că tranzistorul inferior, care în cazul anterior era pus în conducție cu undă plină, acum este și el comandat PWM, fiind ilustrat în figura 3.23, în care mărimile au aceeași semnificație ca în figura 3.21.

Pe durata inactivă (figura 3.24.b), curentul scade brusc, deoarece curentul din fazele înseriate ale METR nu se închide în scurtcircuit, ca în cazul anterior, ci este forțat către sursă având semn contrar tensiunii acesteia (practic, energia înmagazinată în inductivitate pe durata activă este trimisă înapoi către sursă).

În situația de față, pentru acționarea METR fără perii nu este avantajoasă această comutație ”hard”, tocmai din cauză că se scurtează durata de scădere a curentului pe durata inactivă, contribuind la creșterea ondulației curentului.

Fig 3.23. Semnalele de comandă a tranzistoarelor invertorului în cazul hard-chopping,

de-a lungul a 360 grade electrice.

În conformitate cu scopul propus și cerințele solicitate ale SAE, enunțate anterior, s-a alcătuit schema de principiu a acționării METR fără perii, prezentată în figura 3.25.

Blocul de control primește de la utilizator comanda de tensiune printr-un potențiometru, care este convertită într-un factor de umplere, trimis către generatorul PWM. Curentul este limitat printr-un circuit cu comparator, iar comenzile de comutație după poziția rotorului sunt generate în funcție de semnalele de la sondele Hall. În final, sunt generate comenzile către tranzistoarele invertorului.

Pentru claritatea prezentării funcționalității semnalele sunt marcate simplificat prin săgeți, fără a detalia conexiunea electrică, iar alimentarea elementelor circuitului de control a fost omisă.

Fig.3.24.Calea curentului în cazul hard-chopping:

a) pe durata activă a semnalului PWM; b) pe durata inactivă.

Fig.3.25. Schema de principiu a acționării METR fără perii.

Sistemul cu microcontroler utilizat la acționarea METR fără perii de CC bazat pe placă de dezvoltare

Sistemul utilizat pentru acționarea METR fără perii de CC folosește placa de dezvoltare dsPICDEM MCLV-2 produs de compania Microchip, dedicat aplicațiilor de control al motoarelor alimentate de la tensiune mai mică de 48V (MLCV – Motor Control Low Voltage) [106].

Elementele principale, care se pot observa în schema bloc din Anexa 3, sunt:

Microcontroller pe 16 biți, de tip DSPIC, 48MHz;

Circuite de măsură a curenților prin șunt-uri;

Circuit de interfață cu senzorii Hall sau encoder în cuadratură;

Comunicație cu un PC sau un dispozitiv extern prin intermediul USB, RS-232 ș.a..

Dispunerea la nivelul plăcii a principalelor elemente este marcată pe imaginea din figura 3.26, după cum urmează:

Circuit de alimentare logică: 15V, 5V, 3.3V c.c.;

Microcontroller;

Invertor trifazat în punte 48V/15A;

Feedback de tensiune și curenți;

Semnale senzori Hall/encoder;

Potențiometru, butoane;

Conectori pentru comunicații (USB, RS-232, CAN, LIN).

Fig.3.26. Elemente principale ale plăcii MCLV V.2.

Concluzii

METR fără perii nu funcționează independent; ele trebuie studiate din punct de vedere al sistemului din care fac parte și nu din punct de vedere al mașinii în sine, urmărindu-se descrierea lor prin funcții de transfer sau ecuații matriciale adecvate care să permită realizarea unui model matematic cât mai simplu al întregului ansamblu.

Se consideră, cu certitudine, că teoriile generale dezvoltate până în prezent oferă soluții pentru orice gen de problemă care s-ar pune. Însă aceste soluții nu pot rezolva în totalitate problemele pe care o situație complexă și critică le ridică. În situații de acest gen, de cele mai multe ori, nu este necesară o soluție generală, care să acopere orice limite, oricât de largi ar fi acestea.

În subcapitolul 3.2 au fost prezentate posibilitățile de control a METR fără perii și anume cu traductor de poziție a rotorului (traductor cu efect Hall, Resolver, Encoder) sau fără traductor (Sensorless).

Modalitatea de determinare a poziției rotorului fără senzori este o metodă ce implică un algoritm de control destul de complex. Dacă în sistemele de acționare industriale această tehnică este folosită, în sistemele de acționare cu scop militar în continuare se preferă controlul METR cu traductoare de poziție datorită preciziei ridicate.

Traductorul cu efect Hall este cel mai folosit la ora actuală pentru controlul METR datorită faptului că în aplicațiile speciale, unde sunt utilizate astfel de mașini, nu este necesară determinarea foarte precisă a poziției rotorului dar și a faptului că atât traductoarele de tip resolver cât și traductoarele de tip encoder nu funcționează corespunzător la turații de peste 50.000 rpm.

În aplicațiile militare apar mulți factori perturbatori de la vibrații, șocuri până la condiții meteo deosebite (ceață salină) ce fac ca encoderele să nu mai poată funcționa în parametri sau chiar deloc. De aceea traductorul cu efect Hall și traductorul de tip resolver rămân cele mai utilizate traductoare de poziție în aplicații militare.

Dacă în cazul motoarelor fără perii de CC cu turații obișnuite, există o gamă variată de convertoare statice comerciale, larg răspândite, cu o structură relativ simplă și la prețuri accesibile nu același lucru este valabil si pentru METR fără perii, în mare parte din cauza inductivității foarte reduse a acestora, motiv pentru care au fost necesare modificări atât pe partea de hardware cât și pe partea de software, la placa de dezvoltare achiziționată, pentru acționarea METR fără perii dezvoltat și studiat în această lucrare.

METODE ȘI ECHIPAMENTE PENTRU DETERMINAREA EXPERIMENTALĂ A PARAMETRILOR FUNCȚIONALI PENTRU METR

METR speciale de mică putere, reprezintă o categorie aparte de mașini electrice, din toate punctele de vedere, fapt ce se reflectă și în conceptul general privind tehnicile de testare și măsurare. Dacă pentru mașinile electrice, la care se utilizează termenul generic de mașini electrice clasice, s-a dezvoltat un concept unitar privind metodologia și tehnicile de testare și măsurare, existând posibilități largi de execuție a standurilor (echipamentelor), nu la fel stau lucrurile și în cazul METR speciale de mică putere. Aici, practic, nu se poate pune problema unificării metodologiilor și tehnicilor datorită diversității de clase, de tipuri, de dimensiuni și multitudinii parametrilor ce trebuie măsurați. Acest fapt conduce, în mod obligatoriu, la necesitatea ca fiecare producător să-și elaboreze concepții, metodologii și tehnici proprii, corelate cu specificul grupului de mașini electrice avute în vedere, cu potențialul financiar etc [45][48].

În prima parte a acestui capitol se descriu principalele metode de măsurare a parametrilor ce definesc funcționarea METR și anume a cuplului electromagnetic și turației cât și a altor parametri specifici cum ar fi cuplul de prindere magnetică, temperatura în înfășurări și momentul de inerție.

În a doua parte a capitolului se prezintă echipamentele specifice pentru măsurarea parametrilor funcționali ai METR.

Definirea principalilor parametri care se măsoară la METR

Principalii parametri care trebuie măsurați la METR de mică putere sunt: constanta de cuplu, viteza de rotație, rezistența la borne, inductivitatea, cuplul de prindere magnetică, rezistența de izolație, rigiditatea dielectrică, momentul de inerție etc. [70].

Cerințele esențiale ale sistemelor care utilizează METR sunt:

Concepție fără perii;

Un număr minim de componente;

Volum mic;

Densitate mare de putere (raportul puterea la ieșire/masă sau puterea la ieșire/volum);

Eficiență cât mai mare;

Integrare simplă și robustă în sistem etc.

În strânsă conexiune cu cerințele prezentate anterior se află parametrii specifici ai METR destinate unor astfel de sisteme, dintre care cei mai importanți sunt următorii [bibliografie]:

Cuplul maxim de impuls – Mmax – reprezintă valoarea maximă a cuplului de accelerare (în sens pozitiv sau în sens negativ) care poate fi dezvoltat de motor, într-un interval de maxim 200 ms, fără ca încălzirea acestuia să conducă la transformări ireversibile în structura sa ori la distrugerea prematură a clasei de izolație;

Curentul maxim de impuls – Imax – reprezintă valoarea curentului care produce cuplul maxim de impuls;

Turația maximă – nmax – reprezintă valoarea maximă a vitezei de rotație a motorului până la care funcționarea este sigură, adică nu se produc defecte mecanice premature;

Tensiunea maximă – Umax – reprezintă valoarea tensiunii de alimentare care produce turația maximă;

Cuplul de scurtcircuit – M0 – reprezintă valoarea cuplului cu care poate fi încărcat motorul, cu rotorul blocat (viteză de rotație nulă), astfel încât încălzirea produsă să fie aceeași ca si în situația încărcării motorului cu valoarea cuplului nominal la turația nominală;

Curentul de scurtcircuit – I0 – reprezintă valoarea curentului care produce cuplul de scurtcircuit

Cuplul nominal – MN – reprezintă valoarea cuplului care la o anumită turație, numită turație nominală, conduce la încălzirea motorului în conformitate cu clasa de izolație și regimul de funcționare al acestuia;

Curentul nominal – IN – reprezintă valoarea curentului care produce cuplul nominal;

Turația nominală – nN – reprezintă valoarea vitezei de rotație pentru care se obțin anumite valori optime ale parametrilor energetici;

Tensiunea nominală – UN – reprezintă valoarea tensiunii de alimentare pentru care se obține valorile nominale ale cuplului și ale turației;

Turația de mers în gol – nNL – reprezintă valoarea turației când motorului i se aplică tensiunea nominală, fără a fi încărcat la ax cu moment rezistent;

Curentul de mers în gol – INL – reprezintă valoarea curentului când motorul neîncărcat la ax i se aplică tensiunea nominală;

Curentul de start – IS – reprezintă valoarea minimă a curentului injectat în înfășurarea indusului pentru care motorul, neîncărcat la ax, începe să se rotească.

Constanta tensiunii electromotoare – kE – reprezintă valoarea tensiunii electromotoare generată de înfășurarea indusului la viteza de rotație de 1000 rot/min sau 1 radian/secundă;

Constanta de cuplu – kM – reprezintă valoarea cuplului de scurtcircuit dezvoltat de motor când se injectează un curent de 1A; în mod practic, constanta de cuplu se calculează divizând valoarea cuplului de scurtcircuit la curentul de scurtcircuit;

Constanta cuplului de frecări de natură dinamică – kd – reprezintă valoarea cuplului de frecări de naură dinamică (cuplul ce trebuie dezvoltat suplimentar pentru a compensa pierderile în circuitul magnetic, precum și pierderile mecanice de natură dinamică) corespunzătoare la 1000 rot/min; practic, pentru determinarea acestei constante, se trasează curba cuplului de pierderi de natură dinamică funcție de viteza de rotație (se separă pierderile din circuitul electric), care de fapt este o dreaptă, calculându-se panta acestei drepte;

Cuplul de frecări de natură statică – MF – reprezintă cuplul total de frecări de natură statică;

Cuplul de prindere de natură magnetică (cogging torque) – Mδ – reprezintă cuplul rezistent generat de forțe de natură magnetică dezvoltate între MP ai inductorului și crestăturile indusului când motorul nu este alimentat; acesta este un cuplu de poziție, motiv pentru care se consideră fie valoarea maximă, fie o valoare medie; în unele cataloage, acest cuplu apare însumat cu valoarea cuplului de frecări mecanice de natură statică și este denumit „breakaway torque”;

Momentul de inerție total – J – reprezintă momentul de inerție total al maselor din componența motorului care pot să se afle în mișcare de rotație;

Accelerația sistemului – α – reprezintă un parametru dinamic deosebit de important al unui sistem electromecanic și se determină raportând cuplul de accelerare la momentul de inerție total al sistemului; accelerația poate caracteriza doar motorul dacă se consideră numai momentul de inerție al acestuia;

Inductivitatea la bornele înfășurării induse – LA – reprezintă valoarea totală a înfășurării induse, măsurată la bornele mașinii electrice, la 25°C;

Rezistența la bornele indusului – RA – reprezintă valoarea totală a rezistenței, măsurată la bornele mașinii electrice, la 25°C;

Constanta de timp electrică – Tel – reprezintă timpul după care curentul injectat în înfășurarea indusului, ca o funcție treaptă, atinge 63% din valoarea prescrisă; practic, se determină raportând inductivitatea la rezistența ohmică, ambele corespunzătoare înfășurării indusului;

Constanta de timp mecanică – Tmec – reprezintă timpul după care motorul atinge 63% din valoarea prescrisă a vitezei de rotație, corespunzătoare unor valori bine precizate ale tensiunii de alimentare și cuplului rezistent (tensiunea necesară obținerii respectivei turații, care să asigure cuplul de accelerare corespunzător, se consideră funcție treaptă);

Constanta termică – Tterm – reprezintă timpul după care temperatura motorului atinge 63% din valoarea stabilizată a acesteia, corespunzătoare regimului de funcționare prescris;

Rezistența termică – Rterm – reprezintă raportul dintre supraîncălzirea motorului (exprimată în grade K) și puterea electrică, menținută constantă, care conduce la această supraîncălzire (se consideră regimul stabilizat termic);

Constanta termică și rezistența termică sunt în directă conexiune cu regimul termic de funcționare al motorului și condițiile de ventilație și răcire.

Mai sus au fost prezentați parametrii specifici ce caracterizează toate categoriile de METR utilizate în diverse sisteme, dar trebuie subliniat că numărul acestora este mult mai mare și că, de asemenea, fiecare categorie de METR, respectiv aplicație, prezintă și parametri specifici care le individualizează.

Mărimile menționate mai sus permit definirea funcțiilor de transfer care caracterizează diversele regimuri de funcționare ale METR în sisteme și în baza acestora se construiesc caracteristicile de funcționare. Un METR trebuie analizat mereu împreună cu electronica aferentă, ceea ce lărgește posibilitatea de a obține caracteristici de funcționare care să răspundă oricărui regim impus de sistem.

Metode pentru determinarea experimentală a parametrilor funcționali pentru METR

Metode de măsurare a cuplului electromagnetic.

Metoda frânei

Pe arborele motorului ce se încearcă se montează o frână oarecare mecanică, hidraulică sau electromagnetică. Pârghia frânei, având un braț de o lungime cunoscută, se încarcă cu greutăți, se reazemă pe talerul unei balanțe sau se fixează pe un dinamometru.

În cazul calării arborelui mașinii de încercat cu frână se poate măsura momentul inițial de pornire. Dacă nu este necesară și măsurarea cuplului la rotirea motorului, în locul frânei poate fi utilizată numai o pârghie bine fixată de arbore.

Această metodă este prezentată și în lucrarea [73], unde este folosită pentru măsurarea cuplului unei METR cu turații care chiar pot depăși 100.000 rpm.

Autorii folosesc o frână electromagnetică bazată pe curenți turbionari unde un magnet axial și multipolar magnetizat este montat pe axul motorului în fața căruia este plasată o placă de cupru. Cum placa este plasată într-un câmp variabil apare cuplul de frânare datorită curenților turbionari.

Fig.4.1. Principiul frânei cu curenți turbionari.

Fig.4.2. Modelul electromagnetic al frânei cu cureți turbionari.

În figura 4.1 este prezentată schema de principiu a acestei frâne electromagnetice bazate pe curenți turbionari iar în figura 4.2 este prezentat modelul electromagnetic al acestei frâne.

Numărul de perechi de poli reprezintă un factor important doar în cazul turațiilor scăzute. Acesta nu contează în cazul turațiilor ridicate datorită efectului pelicular.

Rezistivitatea plăcii de cupru reprezintă un factor important de asemenea. Același cuplu poate fi creat cu două plăci cu rezistivități diferite dar un anume cuplu dat la o turație ridicată este obținut cu o placă cu rezistivitate ridicată și grosimea plăcii, care reprezintă de asemenea un factor important [66].

Metoda generatorului tarat

Motorul care se încearcă se cuplează cu un generator tarat, adică cu un generator la care randamentul este determinat anterior pentru toate regimurile posibile.

Cuplarea generatorului tarat cu motorul de încercat trebuie să fie făcută pe același arbore, deoarece în cazul oricărei transmisii intermediare, de exemplu prin curea, pierderile datorate transmisiei se calculează greu și calculul devine inexact.

În figura 4.3 este prezentată secțiunea axială a sistemului motor – generator ce va fi folosit în determinările experimentale, ce fac parte din această lucrare, pentru studiul mașinilor electrice cu turație ridicată.

Fig.4.3. Secțiunea axială a unui sistem motor – generator tarat.

Metoda torsiometrului

Torsiometrul este un aparat care se folosește la măsurarea unghiului de răsucire al arborelui, unghi ce poate servi ca unitate de măsură a cuplului aplicat la acest arbore.

Față de aparatele bazate pe metodele de măsurare clasice (mecanice, optice, electromecanice), aparatele electronice pentru măsurarea cuplului – numite de obicei torsiometre electronice – prezintă o serie de avantaje: sensibilitate ridicată, posibilitatea măsurării regimurilor tranzitorii cu variație rapidă, posibilitatea înregistrării sau a transmiterii la distanță a rezultatului măsurării.

Diversitatea soluțiilor adoptate pentru realizarea torsiometrelor electronice este determinată în principal de tipul traductorului utilizat, care stabilește structura întregului aparat.

Traductoarele de cuplu se bazează pe deformația elastică a unui element, căruia i se aplică cuplul de măsurat. Acest element poate fi chiar arborele prin care se transmite cuplul; deoarece în multe cazuri axele supuse măsurării prezintă o rigiditate la torsiune ridicată, pentru a obține o sensibilitate mărită, este avantajoasă intercalarea în sistemul magnetic de transmitere a cuplului a unei piese special construită în acest scop și care reprezintă de obicei un cilindru de o anumită lungime.

Aplicarea momentului de torsiune produce în elementul elastic o stare de tensiune și deformații, precum și o deplasare unghiulară relativă a diferitelor secțiuni. Ambele efecte sunt proporționale cu valoarea cuplului aplicat, dacă se asigură o comportare liniară a materialului elementului elastic. De remarcat este că efectele elastice apar atât în cazul aplicării statice a cuplului cât și în piesele care se găsesc în rotație.

Principalele tipuri de traductoare, funcție de mărimea intermediară utilizată la transformarea cuplului în semnal electric sunt:

Prin conversie cuplu – deformație – semnal electric:

Traductoare tensometrice;

Traductoare magnetoelectrice;

Prin conversie cuplu – unghi de răsucire – semnal electric:

Traductoare inductive;

Traductoare fotoelectrice;

Traductoare cu impulsuri.

Torsiometrele cu traductoare magnetoelectrice sunt realizate pe baza efectului magnetoelectric, care constă în dependența permeabilității magnetice de starea de tensiune și de deformația magnetică.

Toate materialele feromagnetice prezintă într-o măsură mai mare sau mai mică acest efect, fiind însă mai pronunțat în cazul anumitor metale ca de exemplu nichelul, aliajele fier – nichel etc.

Elementul magnetostatic poate fi arborele care este supus măsurării. În acest caz, dezavantajul datorat unei sensibilități mai reduse – deoarece oțelurile utilizate la construcția arborilor au un efect magnetoelastic scăzut – este compensat de simplitatea construcției.

Pentru obținerea unei sensibilități mari se poate adopta soluția unor cuple intercalate în sistemul mecanic de transmitere a cuplului, axul cuplei fiind realizat din materiale cu proprietăți magnetice ridicate.

Fig.4.4. Principiul de funcționare a unui traductor de tip inductanță variabilă.

În figura 4.4 este prezentat schematic principiul de funcționare a unui traductor de tip inductanță variabilă. Fluxul magnetic a bobinei se închide prin miezul statoric și o porțiune din arborele în rotație. Variația de reluctanță, provocată de efectul magnetoelastic, modifică inductanța bobinei. O a doua bobină, identică cu prima, dar dispusă la 90° față de ea va suferi variații de inductanță de semn opus; ambele bobine, conectate în mod corespunzător, constituie o semipunte inductivă, care permite o măsurare diferențială a variațiilor de inductanță, proporționale cu momentul de torsiune aplicat.

Fig.4.5. Principiul de funcționare a unui traductor de tip transformator.

În figura 4.5 este prezentat principiul de funcționare a traductorului de tip transformator.

Pe piesele polare executate din tablă silicioasă, sunt dispuse bobinele, respectiv bobinele secundare, sensurile de bobinare fiind astfel încât să se formeze câte doi poli magnetici nord și sud. La bobinele primare este conectat un generator de curent alternativ, iar la bobinele secundare intrarea unui voltmetru electronic. Fluxul înfășurărilor primare se închide între polii P1, P2 prin arborele de rotație. Atât timp cât distribuția de flux în arbore este simetrică în raport cu generatoarea P1 – P2, în înfășurările secundare nu se induce nici o tensiune. Dacă arborele este torsionat și devine anizotrop din punct de vedere magnetic, între polii S1 și S2 apare o diferență de potențial magnetic și o parte din flux va trece prin miezul secundar, inducând o anumită tensiune alternativă în înfășurarea acestuia. Se observă că sistemul reprezintă o punte, ale cărei brațe sunt constituite de reluctanțele P1S1, S1P2, P2S2 și S2P1 și funcționează ca analogul magnetic al punții Wheatstone dezechilibrate. Pentru a evita inducerea directă a tensiunii din primar în secundar, cele două bobine trebuie să fie ecranate între ele [74].

Precizia traductoarelor magnetoelastice descrise este afectată de descentrarea arborelui față de miezul fix. O altă sursă de erori o poate constitui neuniformitatea pe circumferință a proprietăților magnetice și magnetoelastice ale arborelui. Ambele cazuri duc la apariția unui semnal parazit, în ritmul rotației arborelui, care pentru a fi atenuat trebuie filtrat cu circuite a căror constantă de timp se alege de același ordin de mărime cu perioada unei rotații.

Torsiometrele cu traductoare magnetoelastice au avantajul simplității constructive, sunt robuste și sigure în funcționare. Au o sensibilitate destul de ridicată, astfel încât nu necesită prezența în lanțul de măsurare a unui amplificator. În schimb, au precizie și stabilitate redusă (datorită fenomenelor de histerezis, neliniaritate și efectelor de temperatură) și pot fi utilizate numai la măsurări în regim static sau regim dinamic cu variație lentă.

Torsiometrele magnetoelastice își găsesc utilizarea la măsurări pe instalații de acționare de mare putere cum ar fi laminoare, mori cu bile, motoare de vapor etc., unde este necesar un control continuu al momentului transmis.

Torsiometrele cu traductoare inductive utilizează ca mărime neelectrică intermediară unghiul de răsucire relativă a două secțiuni situate la o anumită distanță; această distanță este numită baza de măsurare. Răsucirii elementului elastic îi corespunde o deplasare relativă pe direcția tangențială, care poate fi pusă în evidență cu ajutorul unui element sensibil analog cu cele utilizate în micrometrele electronice.

Un exemplu de traductor care utilizează un sistem inductiv de măsurare a micilor deplasări este prezentat schematic în Figura 4.6.

b)

Fig.4.6. Structura unui traductor inductiv (a-secțiune longitudinală; b)-secțiune transversală).

Două piese tubulare sunt solidare cu axul în două secțiuni, distanța dintre ele constituind baza de măsurare. Pe tubul exterior sunt fixate două miezuri magnetice cu înfășurările respective, iar pe tubul interior o armătură care se poate deplasa în interiorul lăsat între cele două miezuri. Tubul exterior poartă și inele colectoare, care prin intermediul unor perii, fac legătura între traductor și aparatura de măsurare. Din punct de vedere electric, traductorul poate fi utilizat fie într-un montaj de punte inductivă, fie ca transformator diferențial. Ca și în cazul traductoarelor torsiometrice tensometrice, unde s-au adoptat diferite soluții pentru a elimina necesitatea colectoarelor, și în cazul torsimetrelor cu traductoare inductive s-au realizat construcții moderne de traductoare, fără contact galvanic, cuplajul între arborele în rotație și partea fixă a instalației realizându-se magnetic [70].

Torsiometrele cu traductoare inductive se disting printr-o construcție relativ simplă, precizie și sensibilitate ridicată (erorile de măsurare sunt de obicei de ordinul 0,5%), permițând măsurări de cuplu în intervale largi de valori, la turații de la 20 rot/min până la aproximativ 25.000 rot/min.

Torsiometrele cu traductoare capacitive au ca element sensibil un condensator, format din două piese concentrice tubulare, solidarizate în două secțiuni ale axului, având între ele un interstițiu de câteva sutimi de milimetru. Piesa tubulară exterioară (electrodul exterior) are pe suprafața sa interioară o serie de caneluri longitudinale; în mod similar este prelucrată suprafața interioară a tubului interior (care reprezintă electrodul interior al condensatorului). Constanța interstițiului este asigurată de rulmenți.

Fig.4.7. Variația capacității traductorului capacitiv de cuplu în funcție de unghiul de răsucire

a– curba de variație;

b, c – pozițiile relative ale electrozilor, corespunzătoare valorilor extreme ale capacităților.

În figura 4.7 este reprezentată variația capacității traductorului în funcție de unghiul de răsucire (respectiv momentul de torsiune), o perioadă a curbei corespunzând unei deplasări relative a celor doi electrozi cu un canal; de asemenea este indicată poziția relativă a electrozilor corespunzând capacității minime, respectiv capacității maxime a condensatorului.

Montarea traductorului se realizează astfel ca, în absența momentului de torsiune, capacitatea condensatorului să corespundă valorii medii.

Torsiometrele cu traductoare capacitive sunt avantajoase pentru executarea măsurătorilor la temperaturi ridicate. În schimb ele sunt mai pretențioase atât în privința preciziei prelucrărilor mecanice, cât și a schemelor electronice cu care pot lucra.

Principiul de funcționare al torsiometrelor cu traductoare fotoelectrice se bazează pe măsurarea pe cale fotoelectrică a unghiului de răsucire a elementului elastic al traductorului. Construcția unui astfel de torsiometru este prezentată în figura 4.8 [74].

Pe axul care constituie elementul elastic prin care se transmite momentul de măsurat, se fixează în două secțiuni ale sale, aflate la capetele elementului elastic, două discuri identice prevăzute cu fante radiale, a căror poziție relativă este determinată de mărimea cuplului. În corpul imobil al traductorului, de o parte și de alta a discurilor, se găsesc două becuri, respectiv două fotocelule. Mișcarea relativă a discurilor cu fante sub acțiunea cuplului aplicat modifică suprafața ferestrelor prin care poate trece fasciculul luminos, respectiv iluminarea fotocelulelor. Semnalul electric furnizat de fotocelule, proporțional cu cuplul măsurat, este indicat direct de un instrument magnetoelectric. Suprafața fotocelulelor acoperă mai multe segmente ale discurilor, ceea ce asigură o micșorare a pulsațiilor semnalului de ieșire.

Fig.4.8. Structura unui traductor fotoelectric.

Precizia de măsurare a unui astfel de torsiometru este determinată de neliniaritatea fotocelulelor, de precizia de execuție și montaj a discurilor cu fante, precum și de dependența de temperatură a sensibilității fotocelulelor.

Din cauza surselor de lumină pe care le conțin, torsiometrele cu traductoare fotoelectrice sunt sensibile la vibrații și șocuri.

Torsiometrele cu traductoare de impulsuri folosesc traductoare a căror mărimi de ieșire este faza semnalului, furnizând două succesiuni de impulsuri, al căror decalaj este proporțional cu momentul de torsiune aplicat. Blocul electronic de măsurare al torsiometrului este un fazmetru, care poate fi cu indicație analogică sau cu indicație numerică.

Semnalele furnizate de traductoarele de impulsuri conțin informația nu numai asupra momentului de torsiune (defazajul) dar și asupra turației (frecvența impulsurilor). Aceasta dă posibilitatea, ca printr-o prelucrare relativ simplă a acestor semnale, să se poată determina și puterea transmisă prin arbore, parametru important la măsurarea de cuplu.

Diferitele traductoare torsiometrice de impulsuri, indiferent de principiul lor de funcționare (inductiv, fotoelectric etc.) nu necesită prezența unor colectoare cu contacte pentru a realiza legătura între traductorul în mișcare și aparatura fixă pentru prelucrarea semnalelor furnizate.

O particularitate a acestor traductoare este că nu pot fi utilizate decât pentru măsurarea cuplului arborilor aflați în mișcare de rotație (impulsurile nu sunt furnizate de traductor decât atunci când acesta se află în mișcare de rotație); această caracteristică a traductoarelor complică operația de etalonare, nefiind posibilă o simplă etalonare statică.

Cele mai răspândite traductoare de impulsuri sunt traductoarele de inducție. Un traductor torsiometric de inducție de construcție foarte simplă constă din două roți dințate de oțel, plasate în două secțiuni diferite ale axului, în dreptul fiecăruia găsindu-se câte un MP și o bobină, având circuitul magnetic deschis și astfel dispus, ca trecerea dinților roților să provoace o variație de reluctanță. În timpul rotirii axului se obțin două succesiuni de impulsuri, între care există un anumit defazaj, variabil cu unghiul de răsucire al porțiunii de arbore cuprins între cele două roți dințate.

În figura 4.9 este prezentat schematic principiul de lucru al unui astfel de traductor [70].

Dacă turația axului traductorului este n [rot/min], și roțile dințate ale acestuia au câte N dinți, frecvența de repetiție a impulsurilor produse de traductor va fi [Hz].

Când axul traductorului supus momentului de torsiune aplicat M, este torsionat cu un unghi q, între cele două succesiuni de impulsuri furnizate de traductor apare un defazaj [s].

Fig.4.9. Principiul de lucru a unui traductor torsiometric de inducție.

Rezultă că pentru a avea o sensibilitate bună este indicat să se ia un număr de dinți cât mai mare, menținând însă unghiul în limitele de măsurare ale fazmetrului.

O variantă a traductorului torsiometric cu inducție a cărui principiu a fost prezentat, utilizează în locul roților dințate discuri cu înregistrare magnetică, în locul traductoarelor cu reluctanță variabilă utilizându-se simple capete magnetice.

Utilizarea discului înregistrat magnetic, fiind echivalentă cu folosirea unei roți cu număr foarte mare de dinți a unui traductor de inducție obișnuit, devine avantajoasă pentru măsurători în domeniul frecvențelor joase. Înregistrarea magnetică a impulsurilor poate fi realizată nu numai pe discuri, ci și pe bandă magnetică.

Metode de măsurare a cuplului de prindere magnetică

Cuplul de prindere de natură magnetică reprezintă cuplul rezistent generat de forțe de natură magnetică dezvoltate între MP ai inductorului și crestăturile indusului când motorul nu este alimentat; acesta este un cuplu de poziție, motiv pentru care se consideră fie valoarea maximă, fie o valoare medie. În unele cataloage, acest cuplu apare însumat cu valoarea cuplului de frecări mecanice de natură statică și este denumit ”breakaway torque” [93][95][97].

Metoda coardă – greutate, este o metodă simplă, de laborator, care asigură o precizie suficient de bună, foarte cunoscută în rândul producătorilor de MES și este utilizată numai pentru mașini de mică putere. Realizarea practică a standului poate fi făcută cu destulă acuratețe încât precizia totală, care include și eroarea de apreciere a operatorului, ajunge până la 1%, suficient în cele mai multe cazuri privind METR [76].

Metoda constă, în principiu, în echilibrarea statică sau dinamică (după caz) a cuplului dezvoltat de către motorul de măsurat cu o greutate suspendată printr-un fir la periferia unei fulii. Pentru regimul static sau pentru viteze de rotație foarte mici, firul se înfășoară la periferia fuliei. Pentru regimul dinamic se utilizează efectul de fricțiune dintre fir și fulie, care încarcă motorul de măsurat cu un cuplu ce asigură echilibrul dinamic.

Metoda nu poate fi automatizată, prin urmare, nu este o metodă pentru încercările în serie și de productivitate. Prin intermediul ei se poate determina doar valoarea de vârf a cuplul de prindere magnetică, măsurătoarea fiind obligatorie în ambele sensuri de rotație ale motorului deoarece nu există o simetrie [77].

Cea mai bună metodă de măsurare a cuplului de prindere magnetică, atunci când se impune, este prin folosirea unui traductor de cuplu.

Se pot utiliza standuri ce conțin pe lângă motorul de încercat și un alt motor cu encoder pentru a-l antrena pe primul. Pe axele ambelor rotoare sunt montate câte o fulie fiind conectate între ele cu ajutorul unei coarde din cauciuc. Forța ce pune în mișcare rotorul motorului de încercat este măsurată cu ajutorul unui traductor de cuplu iar poziția cu ajutorul encoderului.

Metode de măsurare a turației

Majoritatea încercărilor mașinilor electrice în funcționare necesită măsurarea turației. Metodele folosite pentru această măsurare sunt multiple și variate, însă foarte puține dintre ele asigură o precizie a măsurării care să nu fie inferioară preciziei cu care se face măsurarea mărimilor electrice.

Metoda tahometrului centrifug

Metoda tahometrului centrifug este cea mai cunoscută și a găsit cea mai largă utilizare; avantajul ei constă în rapiditatea măsurării și în posibilitatea folosirii tahometrelor atât la turație constantă cât și la turație variabilă. Neajunsul principal al acestei metode este precizia mică a tahometrelor obișnuite și greutatea gradării lor. Pe lângă aceasta, metoda tahometrului nu poate fi folosită la încercările mașinilor foarte mici pentru care pierderile prin frecare în interiorul mecanismului tahometrului reprezintă o valoare apreciabilă.

Metoda stroboscopică

Metoda stroboscopică cu folosirea tahometrului este o variantă ca celei anterioare, destinată încercării mașinilor electrice foarte mici sau în cazurile când arborele mașinii ce se încearcă este inaccesibil, cu toate că părțile rotitoare sunt vizibile. Metoda se bazează pe folosirea unui mic motor universal, de dorit cu capetele arborelui libere; la unul dintre capete se leagă tahometrul, iar la cealaltă se fixează un disc negru cu o fantă îngustă. Reglând turația motorului se poate ajunge ca partea rotativă a obiectului de încercat, privită prin fanta discului ce se rotește, să apară ca fiind nemișcată. Pe tahometrul legat cu motorul se poate citi în acest moment turația căutată sau o valoare care se găsește față de aceasta într-un raport simplu. Pentru amplificarea efectului este necesar ca la partea rotativă a obiectului de încercat să se prevadă un semnal vizibil și o iluminare de la o sursă de lumină suficient de puternică.

Prin metoda stroboscopului fără folosirea tahometrului arborele mașinii ce se încearcă se iluminează cu o lampă cu un tub luminescent, alimentat de la un generator electric de frecvență reglabilă, al cărui dispozitiv de reglaj este gradat direct în rotații pe minut. Citirea pe scara dispozitivului de reglaj se face în momentul când arborele mașinii ce se încearcă apare nemișcat în lumina tubului luminescent

[52].

Metoda frecvențmetrului

Prin această metodă mașina de încercat se cuplează cu un mic generator de curent alternativ, a cărui tensiune este aplicată unui frecvențmetru. Dacă f este frecvența măsurată de frecvențmetru și p numărul de perechi de poli ai generatorului, turația căutată este dată de relația [52]:

[rot/min]. (4.1)

În lipsa generatorului respectiv montajul poate fi modificat astfel: pe arborele mașinii ce se încearcă se montează un ruptor constituit din lamele izolate și conductoare așezate alternativ. Pe suprafața acestuia sunt presate două perii alăturate, izolate una de cealaltă, la care se leagă circuitul care constă din sursa de curent continuu și frecvențmetrul. Când arborele se rotește, lamelele conducătoare de curent ale ruptorului închid pe rând periile, trimițând astfel frecvențmetrului impulsuri de curent de la sursă. Turația se determină după formula anterioară, dacă în ea se consideră că p este egal cu numărul lamelelor conductoare ale ruptorului. Tensiunea sursei de curent continuu se alege astfel încât frecvențmetrul să afișeze indicații vizibile [24].

Metode actuale de măsurare a turației prin intermediul traductoarelor de poziție

Pentru a funcționa, METR fără perii, are nevoie de informația de poziție a rotorului pentru a stabili secvența de comutație corespunzătoare sectorului respectiv. Pentru controlul cu traductoare de poziție, sunt utilizate în mod frecvent trei soluții pentru a furniza informația de poziție: prima se referă la traductoarele cu efect Hall, apoi resolverele și encoderele optice sau magnetice. Dintre acestea, cea mai larg utilizată este tehnologia de preluare a informației de poziție de la traductoare cu efect Hall. Aceasta are avantajul că este ieftină, iar rezoluția oferită este suficientă pentru funcționarea METR fără perii.

Toate aceste traductoare de poziție împreună cu circuitul de control al turației din electronica de comandă pot determina turația mașinii în timp real.

Traductorul cu efect Hall (figura 3.13, figura 5.4) este traductorul de poziție cu cea mai răspândită utilizare în construcția motoarelor fără perii. Este format din trei elemente sensibile dispuse la periferia statorului (la 120° electrice una față de cealaltă), dar plasate astfel încât să fie parcurse de liniile de câmp magnetic rotoric [20].

Pentru a determina turația, impulsurile furnizate de acestea sunt contorizate pe o perioada de circuitul de control al vitezei ce face parte din electronica de control și comandă [14].

Resolverul (figura 3.15) este un traductor de poziție absolut, întrucât furnizează un semnal la orice poziție și la orice turație, inclusiv la turația zero. El este relativ scump, dar are avantajul unei rigidități superioare, putând fi folosit, în general până la turații de aproximativ 40.000 rot/min, cu temperaturi înalte [55].

Fiind un traductor de poziție absolut, resolverul furnizează un semnal analogic, astfel pentru a putea determina turația avem nevoie de un convertor analog – digital pentru a transforma semnalul analogic în impulsuri, ele fiind mai departe contorizate pe o perioada de circuitul de control al turației din electronica de control și comandă.

Encoderul optic (figura 3.17) este un traductor de poziție care convertește mărimea mecanică urmărită (turația/poziția) în semnale sub forma unor trenuri de impulsuri, compatibile TTL (semnale numerice). El este utilizat în aplicații în care este nevoie de un volum de informație mai mare: poziții de referință, semnale de index, etc. Aceste traductoare convertesc mărimea de intrare analogică (deplasarea unghiulară a arborelui) într-o mărime de ieșire numerică. Encoderele se pot configura obținându-se un tren de impulsuri de frecvență mare, care poate fi folosit pentru determinarea vitezei.

Metode de măsurare a temperaturii

Dintre măsurătorile ce se efectuează la încercările METR la încălzire, cea mai importantă este măsurarea temperaturii înfășurărilor izolate de masă, deoarece temperatura lor în timpul funcționării determină durata de viață a izolației.

Metoda variației de rezistență a înfășurărilor

Această metodă se folosește pentru determinarea temperaturii înfășurărilor. Metoda se bazează pe modificarea rezistenței conductorului metalic în funcție de temperatura sa.

Temperatura de lucru a rezistenței unei înfășurări se determină pe baza relației [52]:

(4.2)

unde:

– este rezistența înfășurării în stare rece;

– este rezistența înfășurării în stare caldă;

– temperatura ambiantă în stare rece;

– temperatura ambiantă în stare caldă;

– diferența dintre temperatura înfășurării și temperatura ambiantă în stare caldă;

– 234,5 (pentru Cu) și 225 (pentru Al).

Măsurarea rezistenței înfășurării în stare rece se face înainte de pornirea mașinii electrice, la o valoare staționară a temperaturii mediului ambiant.

Măsurarea rezistenței înfășurării în stare caldă se face, în funcție de regimul de funcționare, la stabilizarea termică (în cazul regimurilor de lungă durată sau intermitente) sau la terminarea duratei de funcționare (în cazul regimurilor de scurtă durată).

Determinarea respectivă se efectuează după deconectarea mașinii de la rețea, oprirea completă a acesteia și conectarea în schema de curent continuu utilizată la măsurarea rezistenței înfășurării. Se efectuează prin măsurare cât mai repede posibil, după care se continuă seria de măsurări la intervale de timp egale, obținându-se prin extrapolare valoarea rezistenței la ”momentul zero” reprezentat de deconectarea de la rețeaua de alimentare a mașinii electrice respective.

Deși metoda se poate utiliza, în principiu, în varianta manuală, varianta automată bazată pe utilizarea unui PC prezintă avantaje evidente în ceea ce privește calitatea măsurării – rapiditate, exactitate, reproductibilitatea măsurării etc. Valorile măsurate ale rezistenței se logaritmează și se reprezintă grafic în funcție de timp. Se construiește, prin metoda pătratelor minime, dreapta care trece prin punctele experimentale și la intersecția dreptei cu axa ordonatelor se obține, prin extrapolare, valoarea și, de aici, rezistența în stare caldă .

Folosind relația (4.2) se calculează temperatura de funcționare a înfășurării:

(4.3)

Metoda traductoarelor de temperatură integrate

Măsurarea temperaturii se bazează pe diferite fenomene și efecte fizice, în care modificarea temperaturii determină modificări ale unor proprietăți sau caracteristici ale materialelor. Acuratețea procesului de măsurare a temperaturii este foarte importantă în cazul METR. În Tabelul 4.1 sunt prezentate două dintre cele mai utilizate tipuri de traductoare de temperatură, împreună cu câteva caracteristici semnificative ale lor [7].

Tabelul 4.1. Caracteristicile principalelor tipuri de traductoare de temperatură.

Termocuplurile sunt capabile să măsoare temperaturi extreme dar necesită tehnici de realizare a temperaturii de referință, sunt neliniare și au un nivel mic al semnalului de ieșire. Termistorii au cea mai mare sensibilitate dar sunt puternic neliniari.

Termocuplul este compus din două fire metalice diferite sudate, astfel încât să formeze un circuit închis (figura 4.10). Sonda propriu-zisă este reprezentată de una din joncțiuni (joncțiunea de măsură sau joncțiunea caldă) care poate fi pusă într-o manta protectoare. Ea este plasată în mediul a cărui temperatură se măsoară. Mărimea și sensul curentului care va parcurge circuitul atunci când joncțiunea se află la temperaturi diferite depinde de diferența de temperatură și de tipul metalelor folosite. De regulă, t.e.m. rezultată este mică (de ordinul mV). Un voltmetru conectat în circuit reprezintă ”ieșirea” pentru utilizator și este calibrat în unități de temperatură [34].

Fig.4.10. Schema de principiu a unui termocuplu.

Pentru o bună acuratețe a rezultatelor, cea de a doua joncțiune trebuie menținută la o temperatură constantă, eliminând astfel erorile datorate driftului termic. Joncțiunea de referință este denumită și joncțiunea rece, chiar dacă temperatura ei (de regulă 0°C) poate fi mai mare decât temperatura joncțiunii de măsură.

T.e.m. rezultantă nu este influențată de dimensiunile conductorilor, de ariile suprafețelor joncțiunilor sau de modul în care sunt sudate metalele.

Metalele tipice folosite pentru construcția termocuplurilor sunt rodiu, aliaje de nichel și crom, aliaje de aluminiu și nichel sau aliaje de nichel și cupru. Metalele care se împerechează cu aceste sunt platina, cuprul și fierul. Incinta de protecție în care este introdusă joncțiunea de măsură trebuie să fie rezistentă din punct de vedere mecanic și la medii corozive [42][43].

Cea mai la îndemână metodă de menținere la o temperatură constantă a joncțiunii de referință era plasarea ei într-o baie de apa cu gheață aflată la 0°C. În prezent este însă mult mai practic să se folosească metode electronice de realizare a tensiunii de referință corespunzătoare temperaturii de 0°C, chiar dacă joncțiunea rece este la o altă temperatură. În figura 5.16 este prezentată o schemă bloc a unui circuit electronic destinat acestui scop.

Termistorii sunt amestecuri de oxizi ai pământurilor rare, Mn, Cr, Ni, Co, amestecați cu o pulbere fină de cupru.

Pentru măsurarea temperaturilor în intervalul -75 ÷ +75°C se folosesc termistori cu rezistențe sub 1kΩ. În intervalul 75 ÷ 150°C se folosesc termistori cu rezistențe de până la 100kΩ, iar în intervalul 150 ÷ 300°C termistori cu rezistențe mai mari de 100kΩ.

Există două tipuri de termistori, NTC (rezistența scade odată cu creșterea temperaturii) și PTC (rezistența crește odată cu temperatura).

Dependența dintre rezistență și temperatură este exponențială (deci neliniară).

Termistorii se produc sub mai multe forme geometrice (figura 4.11): disc, mărgea, bară [28].

Fig.4.11. Diferite tipuri de construcție a termistorilor.

Pentru măsurarea temperaturii, termistorul poate fi conectat în ramura de măsură a unei punți Wheatstone. El are un simbol propriu, care-l deosebește de cel al unei rezistențe obișnuite. Termistorul se poate încălzi și datorită trecerii prin el a unei părți din curentul care alimentează puntea, determinând o eroare, un drift, în precizia de măsurare. Compensarea acestei erori se face prin conectarea în punte a unui al doilea termistor, identic cu primul și menținerea lui la o temperatură de referință constantă. În cazul termistorilor cu rezistențe de ordinul kΩ-lor efectul rezistenței firelor de conexiune poate fi neglijat și nu se pune problema folosirii unor conexiuni de tip Kelvin.

Termistorii pot fi fabricați la dimensiuni foarte mici și rezistențe mari și au un răspuns rapid la variația de temperatură. Domeniul de temperaturi acoperit este, -100÷300°C, dar sunt posibile și temperaturi mai mari [16].

Determinarea momentului de inerție

Momentul de inerție J se exprimă în [kg m2], iar momentul de girație Jg în [Nm2]; între cele două mărimi existând următoarea relație [24]:

[kgm2] (4.4)

unde g=9,81 [m/s2] – reprezintă accelerația gravitațională.

Pentru determinarea momentului de inerție al rotorului se pot utiliza următoarele metode:

Metoda oscilațiilor de torsiune – constă în compararea momentului de inerție al rotorului de încercat, cu momentul de inerție determinat prin calcule al unui rotor etalon;

Metoda pendulului auxiliar – Pentru determinarea momentului de inerție pe arborele mașinii de încercat se fixează rigid o masă suplimentară, prin intermediul unei tije. Rotorul împreună cu masele fixate pe el se supune unei mișcări de oscilație. Pentru a se asigura o bună precizie a măsurării, perioada de oscilație trebuie determinată între momentele trecerilor succesive ale pendulului prin poziția de echilibru static;

Metoda lansării – Turația mașinii al cărei rotor se încearcă se ridică la o valoare superioară celei nominale, la excitație nominală sau fără excitație, după care se decuplează de la sursa de alimentare. După decuplarea mașinii de la rețeaua de alimentare se ridică curba de autofrânare n=f(t) pe cât posibil între turațiile și . Pentru a se obține o cât mai bună precizie este necesar să se oscilografieze curba de descreștere a turației.

Dacă în trecut momentul de inerție era determinat prin calcule sau prin metodele menționate anterior, în prezent, orice soft de proiectare 3D, a părților mecanice, poate determina momentul de inerție al rotorului, atât timp cât geometria ansamblului rotor este conform cu modelul experimental și materialele sunt definite corect [44].

În figura 4.12 este prezentat ansamblul rotor al METR realizat experimental.

În figura 4.13 este prezentată în detaliu fereastra cu rezultatele determinărilor momentului de inerție pe axa de rotație, fiind calculat în [gmm2].

Fig.4.12. Ansamblul rotor al METR realizat experimental, proiectat 3D cu ajutorul softului Solid Works.

Fig.4.13. Rezultatul determinării momentului de inerție pe axa de rotație.

Echipamente pentru determinarea experimentală a parametrilor funcționali pentru METR

În funcție de nevoile avute pentru încercările MES, incluzând și METR, orice producător își dezvoltă propriile standuri pentru testarea acestora. Unele pot fi standuri de laborator altele pot fi standuri complexe pentru măsurarea mai multor parametri simultan în funcție de cerințele avute.

În România nu sunt multe unități de cercetare și producție cu preocupări și realizări în domeniul MES.

Dezvoltarea infrastructurii devine o componentă de bază, iar în cadrul acesteia, echipamentele de măsură reprezintă unul dintre elementele esențiale. Până în prezent, preocupările producătorilor s-au concretizat în conceperea și realizarea unor standuri simple, pentru cercetare și dezvoltare de modele. Aceste modele sunt bazate pe scheme și componente relativ complicate, utilizarea unor astfel de standuri fiind greoaie, necesitând personal calificat, cu studii superioare. Se pot utiliza acolo unde măsurările nu contează prea mult întrucât procesul de măsurare necesită foarte mult timp. De asemenea, datele primare trebuie înregistrate manual, iar prelucrarea acestora este dificilă, imposibil de a fi automatizată. În nici un caz, nu se poate pune problema utilizării în producția de serie, datorită timpului lung necesar pentru măsurarea unei unități și pentru piața externă specifică, unde gradul de încredere și repetitivitate, bazate pe prelucrare automată, computerizată, fără intervenția factorului uman în timpul procesului de măsură și prelucrare a datelor, constituie cerințe de bază obligatorie.

Pe plan internațional, ca urmare a concurenței deosebite pe piața MES, este cunoscut faptul că firmele mari, producătoare de MES, dispun de standuri de măsură complexe, automatizate, bazate pe cele mai moderne concepții și componente.

Interesul pe plan mondial pentru dezvoltarea de echipamente complexe, pentru măsurarea METR speciale, este cu atât mai mare cu cât piața specifică este din ce în ce mai pretențioasă. Pe plan internațional există producători specializați în realizarea de echipamente specifice pentru testarea METR speciale. Dintre aceștia putem enumera: MAGTROL SUA, ONO SOKKI JAPONIA, M.E.A. TESTING SYSTEMS ISRAEL, SUZOKO CORPORATION JAPONIA.

În figura 4.14 sunt prezentate două echipamente complexe pentru testarea METR produse de firma M.E.A. TESTING SYSTEMS ISRAEL [103].

Producătorul specifică faptul că se pot testa cu aceste echipamente până la 10 mașini într-un minut, putând fi furnizați parametrii de performanță ai mașinii de la cuplu la turație, curent, tensiune, putere de intrare, putere de ieșire, randamentul motorului, randamentul driver-ului. Echipamentele pot furniza si teste de performanță dinamică a mașinii cum am fi caracteristica cuplu – turație, oscilațiile de cuplu și turație, cuplul de frecări, valoare de vârf a cuplului de prindere magnetică.

O altă caracteristică a acestor echipamente este că acționarea mașinilor se poate face cu driver-ul clientului (un lucru foarte important având în vedere că METR speciale se dezvoltă, în general, împreună cu electronica de comandă pentru a avea performanțe ridicate) și că pot fi testate mașini cu turația de până la 60.000 rpm [103].

Rezultatele testelor pot fi salvate în baza de date a echipamentelor pentru analiză și comparație în formă de tabele sau grafice.

Tot la firma M.E.A. TESTING SYSTEMS ISRAEL se găsesc si echipamente de laborator pentru testarea METR. Ele sunt mult mai compacte, testarea mașinilor putând fi făcută și când acesta se află în aplicația ce îl utilizează. În figura 4.15 este prezentat un astfel de echipament de laborator.

Fig.4.14. Echipamente produse de firma M.E.A Testing Systems

pentru testarea automatizată a METR până la 60.000 rpm [103].

Fig.4.15. Echipament de laborator produs de firma M.E.A. Testing Systems

pentru testarea METR până la 60.000 rpm [103].

Echipamente pentru testarea automatizată a METR există și la alte firme specializate cum ar fi firma MAGTROL. Aceste echipamente pot fi produse și la cererea clientului în funcție de nevoile acestuia. Echipamentul prezentat în figura 4.16, conform specificației producătorului, poate testa METR până la turația de 70.000 rot/min [102].

Fig.4.16. Echipament produs de firma Magtrol pentru testarea automatizată

a METR până la 70.000 rpm [102].

Toate echipamentele prezentate până acum sunt foarte complexe și de asemenea extrem de scumpe. Astfel unii producători de METR speciale de mică putere se orientează spre alte soluții, mai ieftine dar și mai puțin complexe, pentru testarea performanțelor METR. În figura 4.17 este prezentat un echipament pentru măsurarea cuplului în funcție de turație pentru METR de mică putere. Acesta poate măsura valori foarte mici ale cuplului de până la 2 mNm și tuații până la 100.000 rpm [102].

De asemenea există și echipamente pentru măsurarea cuplului de prindere magnetică. În tehnica militară există aplicații unde valoarea cuplului de prindere magnetică este foarte importantă, trebuind să se cunoască curba acestuia și nu doar valoare de vârf, pentru ca utilizatorul final să îl poată lua în calcul în momentul în care proiectează sistemul. De aceea metodele clasice de măsurare a acestuia nu sunt întotdeauna îndeajuns, producătorul mașinii electrice fiind obligat să dezvolte sau să cumpere de la o firmă specializată un echipament pentru măsurarea și ridicarea curbei cuplului de prindere magnetică.

În figura 4.18 este prezentat un astfel de echipament pentru măsurarea cuplului de prindere magnetică produs de firma SUZOKO CORPORATION ce poate măsura o valoare a cuplului de prindere magnetică în intervalul 0.05 ÷ 2 mNm și poate fi conectat la un PC pentru a achiziționa datele și a ridica curbe [104].

Concluzii

METR de mică putere, reprezintă o categorie aparte de mașini electrice, din toate punctele de vedere, fapt ce se reflectă și în conceptul general privind tehnicile de testare și măsurare. Dacă pentru mașinile electrice clasice s-a dezvoltat un concept unitar privind metodologia și tehnicile de testare și măsurare, existând posibilități largi de execuție a standurilor (echipamentelor), nu la fel stau lucrurile și în cazul METR speciale de mică putere. Aici, practic, nu se poate pune problema unificării metodologiilor și tehnicilor datorită diversității de clase, de tipuri, de dimensiuni și multitudinii parametrilor ce trebuie măsurați. Acest fapt conduce, în mod obligatoriu, la necesitatea ca fiecare producător să-și elaboreze concepții, metodologii și tehnici proprii, corelate cu specificul grupului de mașini electrice avute în vedere, cu potențialul financiar etc.

În subcapitolul 4.2 au fost prezentate diverse metode pentru măsurarea principalilor parametri ce definesc funcționarea METR și anume cuplul electromagnetic și turația cât și a altor parametri specifici cum ar fi cuplul de prindere electromagnetic, temperatura în înfășurări și momentul de inerție.

În cazul măsurării cuplului electromagnetic, metoda frânei și metoda generatorului tarat sunt metode de laborator, în schimb metoda torsiometrelor poate fi automatizată, o parte din echipamentele prezentate în subcapitolul 4.3 folosind această metodă.

Metodele pentru măsurarea cuplului de prindere magnetică sunt metode de laborator sau pentru producția de serii mici de METR.

În prezent, având în vedere că proiectarea MES se îndreptă spre soluții de mașini fără perii, acestea folosesc traductoare de poziție ce pot fi utilizate și ca traductoare de impulsuri pentru măsurarea turației cu ajutorul părții electronice de control și comandă.

Dintre măsurătorile ce se efectuează la încercările METR la încălzire, cea mai importantă este măsurarea temperaturii înfășurărilor izolate de masă, deoarece temperatura lor în timpul funcționării determină durata de viață a izolației. În momentul actual în domeniul METR speciale sunt folosite traductoarele de temperatură (termocuplul sau termistorul) ce sunt inserate în înfășurări și prin intermediul sistemelor de achiziții de date temperatura poate fi citită în timpul funcționării, în cazul supraîncălzirii putându-se automat, prin intermediul circuitului de comandă, limitarea puterii sau a turației.

În prezent valoarea momentului de inerție al ansamblului aflat în mișcare de rotație rezultă direct prin intermediul oricărui soft de proiectare 3D a structurii mecanice (se impune respectarea riguroasă a geometriei reale și definirea corectă a parametrilor materialelor utilizate).

Echipamentele pentru determinarea parametrilor funcționali pentru METR prezentate în subcapitolul 4.3 sunt extrem de scumpe. În general ele trebuie personalizate pentru un anumit tip de mașină electrică și nu întotdeauna reprezintă o soluție.

Deoarece, în general, METR se produc în serii mici, producătorii se orientează spre alegerea unor metode de măsurare mai puțin costisitoare, în care să fie utilizate aparate universale în defavoarea unor aparate complexe, dar fără a fi afectată precizia măsurării, fapt ce conduce în final la realizarea unor echipamente de măsurare mai ieftine.

Această tendință este impusă de economia de piață în care se urmărește ca la aceleași performanțe tehnice prețul de cost, al mașinii, să fie cât mai redus.

DETERMINĂRI EXPERIMENTALE ȘI ASPECTE TEORETICE LA METR

Aspecte generale privind sistemul dezvoltat pentru determinările experimentale ale METR

Structura sistemului dezvoltat pentru determinările experimentale ale METR

Sistemul pentru determinările experimentale ale METR este compus din (Figura 5.1):

METR fără perii de CC;

Generator de CA (sincron, trifazat) de turație ridicată;

Sistem cu senzori Hall;

Carcasă comună, prevăzută cu sistem de răcire forțată cu aer.

S-a optat pentru o astfel de construcție din mai multe motive, principalele fiind pentru a elimina eventualele pierderi provenite de la un cuplaj mecanic cât și pentru a realiza un sistem compact de studiu în sarcină a acestor tipuri de METR.

În Figura 5.2 este prezentată o imagine de ansamblu a sistemului motor-generator.

.

METR fără perii de CC

METR fără perii de CC studiat, dezvoltat, proiectat și realizat, în practică este cu t.e.m. de tip sinus, însă pronunțat aplatizată (tendință de trapez curbiliniu). Conexiunea înfășurărilor este de tip triunghi, iar comutația este comandată cu senzori Hall. Din aceste considerente, poate fi privit ca servomotor fără perii de CC. Se știe că un motor a cărei comutație este comandată prin senzori Hall ar trebui să prezinte o formă a curbei t.e.m. apropiată de un trapez, însă în practică este destul de dificil să se obțină o asemenea formă, mai ales când se crește numărul de poli. Conexiunea de tip triunghi ajută aplatizarea formei curbei întrucât se lucrează cu tensiunile induse pe fază, care se pot modela mai ușor în procesul de stabilire a structurii și configurației circuitului magnetic (poziția și forma MP, lărgimea întrefierului, lățimea istmului crestăturii, configurația și poziția crestăturilor în raport cu rotorul, cu întrefierul, dar și în raport cu ele însele).

METR este o componentă foarte specială, ce face obiectul principal al conținutului lucrării, prin faptul că are o construcție atipică, cu număr fracționar (subunitar) de crestături pe pol.

Se cunosc MEC cu număr fracționar de crestături pe pol și fază, dar acest număr este, de obicei, cel puțin egal cu unitatea. Când q=1 se spune că mașina electrică are înfășurarea concentrată [63]. De asemenea, se cunoaște mașina electrică, considerată a fi cea mai simplă construcție funcțională, care are 3 crestături și 2 poli. Dacă se construiește o înfășurare trifazată, numărul de crestături pe fază este egal cu unitatea, însă numărul de crestături pe pol și fază este fracționar subunitar, adică q=0,5. Aceasta este și cea mai simplă mașină electrică cu număr fracționar subunitar de crestături pe pol și fază. Totusi, numarul de crestaturi pe pol se păstrează, încă, supraunitar.

Atât pentru mașini electrice cu colector cât și pentru mașini electrice fără perii se poate configura structura astfel încât să existe orice număr de crestături și orice număr de poli, însă este necesar ca întotdeauna cele două numere să fie diferite între ele, pentru ca mașina să poată funcționa, adică să dezvolte câmp electromagnetic rotativ.

Lucrarea de față are ca obiect studiul METR fără perii trifazată si s-au considerat doar structurile simetrice, în care numărul de crestături este multiplu de 3 (trei).

Fig.5.3. Subansamblele stator METR fără perii,

stator generator sincron și rotor sistem METR – generator.

Pentru fiecare structură de mașină electrică din acest tip există o structură de bază, din care se pot genera diferite alte structuri, prin multiplicarea cu aceeași valoare a numărului de crestături și a numărului de poli.

Ca urmare a unor studii pe diverse structuri de bază și a experimentărilor efectuate, a rezultat că există o structură optimală pentru acest tip de METR (privită prin prisma gabaritului și a aplicației), configurația ce are la bază 3 crestături și 4 poli. METR studiat a fost realizat cu o structură de 6 crestături și 8 poli.

În Capitolul 2 au fost prezentate studii comparative, pe diverse structuri, din care a rezultat concluzia de mai sus.

Dacă se urmărește această structură (ce va fi prezentată detaliat în continuare), se constată că: , deci .

Se observă că numărul de crestături pe pol și fază este subunitar, dar și numărul de crestături pe pol este, de asemenea, subunitar (6 crestături / 8 poli = 0,75 crestături pe pol). Numim astfel de configurații mașini electrice cu număr fracționar (subunitar) de crestături pe pol.

Aspectul foarte special al acestei structuri de mașină electrică este că deși , mașina ”se comportă” ca și cum ar avea , adică crestături. Fără discuție că există deosebiri importante, dar mașina electrică cu „răspunde” la fel de bine în acționare (fapt dovedit prin teste complexe făcute pe mașina în cauză în laboratoarele proprii dar și la alte diferite fime de prestigiu pe plan internațional) cu mașina electrică ce are .

Sistemul cu senzori Hall

Sistemul cu senzori Hall (figura 5.4) a fost proiectat și realizat în așa fel încât să se integreze direct în structura servomotorului, fără să necesite circuit magnetic separat.

Se știe că un servomotor fără perii de CC, din clasa superioară de precizie, trebuie să aibă posibilitatea de a-i fi comutată alimentarea înfășurărilor cu o precizie de minimum ± 4 grade electrice. Precizia este raportată la t.e.m., deci senzorul Hall trebuie să comute strict în funcție de câmpul de excitație generat de MP. Pentru a îndeplini această condiție, deci pentru a evita eventuala modificare a câmpului de excitație de către câmpul de reacție al indusului, în general se construiește un circuit magnetic separat pentru senzorii Hall, având același număr de poli cu cel al rotorului servomotorului. În acest sistem s-au plasat senzorii Hall în prelungirea MP pentru excitația înfășurărilor generatorului.

Fig.5.4. Sistemul cu senzori Hall ce are rol de traductor de poziție și viteză.

Aspecte privind sarcina pentru METR fără perii de CC

METR utilizat în acest sistem este caracterizat prin cuplu de valoare relativ scăzută, însă puterea este destul de mare, datorită vitezei de rotație ridicată. Pentru a determina experimental caracteristicile de funcționare este necesară o sarcină care să genereze cuplu mecanic rezistiv la ax.

Soluția cea mai avantajoasă rămâne a fi un generator sincron trifazat, cu aceeași structură pe care o are METR, însă cu alți parametri ai înfășurării. Determinarea constantei de cuplu, atât în regim static cât și în regim dinamic, se poate face destul de simplu, astfel fiind posibil de a trasa o curbă relativ la parametrul respectiv.

Analiza și dimensionarea preliminară a componentelor sistemului pentru determinările experimentale ale METR

Analiza și considerații generale privind dimensionarea METR fără perii de CC

După cum s-a menționat anterior, servomotorul fără perii este de CC cu senzori Hall.

Cum servomotorul funcționează la viteze de rotație ridicate (uzual, între 40.000 rpm și 60.000 rpm) și nu se cere cunoașterea foarte precisă a vitezei de rotație, semnalul senzorilor Hall se poate utiliza și pentru determinarea valorii vitezei de rotație.

Când comutația curenților prin înfășurarea unui servomotor fără perii se face prin intermediul informației de poziție furnizată de către senzorii Hall, servomotorul este similar unui servomotor de CC cu înfășurare având trei secții. Deosebirea constă în starea secției comutate pe durata comutației: la motorul de CC, secția comutată se află în scurtcircuit pe durata comutației, iar procesul de comutație este relativ scurt, pe când la servomotorul fără perii cu senzori Hall faza comutată rămâne în circuit deschis (este decuplată de la sursa de alimentare) 60 de grade electrice. Similitudinea cu servomotorul de CC a condus la denumirea servomotorului fără perii cu senzori Hall ca servomotor fără perii de CC.

Conexiunea fazelor înfășurării servomotorului este în triunghi, adică tensiunea de linie coincide cu tensiunea de fază (linia AB coincide cu faza A, linia BC coincide cu faza B, iar linia CA coincide cu faza C). În aceste condiții, alimentarea înfășurărilor se face pe câte o fază, câte 60 de grade electrice dintr-o perioadă pentru fiecare dintre faze, celelalte două faze aflându-se în situația de înseriere între ele, dar în paralel cu prima fază, în secvența AB – AC – BC – BA – CA – CB. Acest mod de comutatie mai este intilnit in literatura de specialitate ca „6 steps commutation (SSC)”, pentru a-l deosebi de modul de comutatie de tip „sinus”, unde toate cele trei faze sunt mereu comandate cu un sistem simetric de tensiuni sau curenți [68][71].

Rezultatele cele mai bune, în ceea ce privește ondulația cuplului electromagnetic (care trebuie să fie cât mai redusă), se obțin când forma t.e.m. este apropiată de un trapez. Nu este foarte simplu de a obține această formă, mai ales când numărul de poli este mai mare de 4.

Se știe că pentru o funcție oarecare, a cărei curbă reprezintă forma variației unei anumite mărimi, valoarea medie a sa este:

(5.1)

În cazul comutației SSC, valoare medie a t.e.m. este:

(5.2)

Pentru o formă care se apropie de un trapez este de așteptat ca valoarea medie a t.e.m. să se apropie mai mult de valoarea maximă. Se va determina această valoare în continuare, când se va relua modelul matematic, respectiv curba t.e.m. obținută experimental.

Echivalența dintre înfășurarea cu 8 poli și 24 de crestături și înfășurarea cu 8 poli și 6 crestături

Pentru început se analizează ce se întâmplă pe fiecare pol și fază la înfășurarea cu 8 poli și 24 de crestături. Se observă că este cazul unei înfășurări concentrate, trifazatea și simetrică, adică o înfășurare cu q = 1. Conform schemei de bobinaj din figura 5.5, există câte o bobină pe pol și fază, egale, cu un pas 1 – 4. Pentru cei 8 poli, t.e.m. (care sunt identice în modul) se pot înseria, sau se pot conecta în paralel sau mixt, în funcție de modul de configurare a înfășurării. Unghiul electric dintre două bobine ale aceeași faze este de 360°, adică 90° geometrice. Înfășurările fazelor sunt defazate între ele la 120 grade electrice (30 grade geometrice).

În cele ce urmează se analizează înfășurarea cu 8 poli și 6 crestături. Conform schemei de bobinaj, din Figura 5.8, există câte două bobine pe fază, concentrate, cu pas 1 – 2.

Unghiul electric dintre două bobine ale aceeași faze este de 360°, adică 90° geometrice. Însă se observă că nu sunt crestături la 90°, motiv pentru care a doua bobină trebuie așezată după o perioadă raportată la pasul polar (90° geometrice). Astfel se plasează a doua bobină la 90°+90°=180° geometrice, observându-se că este posibil.

Unghiul electric dintre două bobine ale două faze diferite trebuie să fie la 120°, respectiv 30° geometrice. Se observă că nu există crestături la 30° ceea ce înseamnă că următoarea poziție ar putea fi la 30° plus o perioadă raportată la pasul polar, adică 30°+90°=120° geometrice.

Fig.5.5. Schema bobinajului pentru un servomotor cu 8 poli și 24 de crestături

(este reprezentată ½ din înfășurare).

Principalele avantaje ale înfășurării cu 8 poli și 6 crestături sunt:

Numărul mare de poli și numărul redus de crestături permite reducerea dimensiunilor circuitului magnetic, deci oferă posibilitatea proiectării unei mașini cu indicator de calitate energetică ridicată (raportul dintre constanta t.e.m. și volumul mașinii);

Există posibilități de configurare a geometriei crestăturii și dintelui astfel încât să se obțină diverse forme ale t.e.m.;

Tehnologia de execuție a circuitului magnetic al indusului se simplifică substanțial;

Numărul redus de bobine reduce substanțial timpul de execuție a bobinajului, implicit reduce costurile legate de manoperă;

Bobinele se execută pe dinte, deci nu există interferență între bobine, prin urmare se reduce riscul de scurtcircuit între bobine;

Volumul capetelor de bobină se micșorează destul de mult (nu există suprapuneri de bobine), iar aceste capete pot fi presate fără riscul de a produce scurtcircuit între bobine;

Structura bobinajului și capetele de bobină mai mici conduc la obținerea unei valori mai scăzute a rezistenței înfășurării, cu consecințe favorabile asupra încălzirii și a căderilor de tensiune;

Se obține o inductivitate mai mare decât în cazul înfășurării clasice, ceea ce este favorabil pentru partea electronică de comutație;

Se poate „descărca” mașina electrică în ceea ce privește valoarea amplitudinii și valoarea medie a inducției magnetice în miezul magnetic, cu consecințe deosebit de favorabile asupra nivelului pierderilor în materialul feromagnetic.

Dimensionări și determinări preliminare

Este locul, aici, pentru a se face câteva precizari importante privind conceptul și tehnicile moderne de proiectare a mașinilor electrice de gabarit și puteri mici și mijlocii. În literatura de specialitate se găsesc mai multe „îndreptare” sau manuale de proiectare pentru MES, dar cele mai multe sunt traduceri din literatura străină, tocmai pentru faptul că în România nu au existat și nu există multe companii cu preocupări în domeniu. Este cunoscut Institutul de Cercetare de profil, ICPE, care încă de la înființare, din anii ’50, a avut preocupări și realizări de prestigiu în domeniul MES. Aici s-au elaborat multe metodici și îndrumare de proiectare, însă nivelul este cel al anilor ’60 – ’80, când cerințele nu se situau la nivelul actual (cu referire la nivelul performanțelor, la nivelul de calitate al materialelor electrotehnice, la dinamica de dezvoltare exprimată prin raportul dintre cantitatea de produse noi și timpul avut la dispoziție pentru a le dezvolta și implementa în producție).

În conceptul clasic de proiectare, procesul era deosebit de laborios, dar foarte riguros, însă rezultatele nu puteau atinge nivelul de a fabrica direct o mașină electrică, doar cu datele rezultate din proiectare – cel mai adesea era necesar să se treacă prin lungul proces model de laborator – model experimental – prototip, cu execuții și testări costisitoare ca efort financiar și temporal, cu numeroase iterații și corecții.

Evoluția spectaculoasă, de ansamblu, în toate domeniile științifico – tehnice, nu putea lăsa deoparte domeniul mașinilor electrice, sens în care s-au elaborat metode numerice de analiză și proiectare, deosebit de precise și de eficiente, astfel încât întreg conceptul de proiectare a mașinilor electrice s-a schimbat fundamental. Proiectarea automată, sub toate aspectele, nu mai este un deziderat ci un fapt concret, însă există ceva ce mașina de calcul nu poate face, anume nu poate ști ce se are în vedere când se pornește procesul de studiu – analiză – proiectare – fabricație – exploatare. Acest aspect rămâne, în continuare, apanajul exclusiv al operatorului uman, în persoana specialiștilor din domeniu. Astfel, în funcție de conjunctura globală în care trebuie dezvoltată o mașină electrică nouă, este necesară o etapă de predimensionare, adică de încadrare a mașinii în cerințele privind volumul alocat, parametrii solicitați, modelarea dinamică preliminară etc. Cu cât operatorul este mai experimentat, această operație preliminară devine mai simplă și mai profesională, însă nu trebuie alocat mai mult timp decât pentru obtinerea parametrilor de bază necesari modelului matematic de analiză numerică. Din acest motiv se afirmă că prima etapă este cea de dimensionare preliminară, după care urmează etapa propriuzisă de proiectare, folosind software specializat, de analiză numerică a câmpului electromagnetic.

În general, gabaritul servomotorului rezultă din condițiile de volum alocate pentru acesta în cadrul sistemului în care funcționează. În acest mod, de cele mai multe ori este relativ ușor de stabilit dimensiunile principale (diametrul exterior, lungimea, axul etc.). Pe cât de ușor este de a stabili dimensiunile de gabarit, care de fapt sunt impuse, în general, pe atât de dificil este să se structureze configurația internă a servomotorului astfel încât să se obțină parametrii energetici necesari acționării, în volumul restricționat.

În concluzie, în general, pentru un anumit sistem electromecanic ce trebuie acționat cu un servomotor se cunoaște, pe de o parte, volumul alocat servomotorului, iar pe de altă parte se cunosc principalii parametri de intrare și de ieșire ai servomotorului. Sarcina proiectantului servomotorului este de a obține, în aceste condiții restrictive, ceea ce se solicită. Tendința permanentă de a obține sisteme de acționare și/sau de comandă cu volum și greutate din ce în ce mai mici obligă proiectanții de mașini electrice să găsească soluții noi, sigure, eficiente, cu tehnologii simplificate. Tocmai în acest context se înscrie și structura METR fără perii de CC analizat în cadrul acestei lucrări. O caracteristică a progresului științific, tehnic și tehnologic este faptul că îndată ce un anumit produs prezintă caracteristici deosebite, toți cei implicați se obișnuiesc cu aceasta și în scurt timp vor solicita ceva mai performant. Astfel, producătorii de componente, printre care și mașini electrice, trebuie să aibă capacitatea de a găsi mereu soluții mai performante, soluții care au depășit de mult cadrul concepțiilor clasice privind modul de structurare a unui mașini electric.

5.2.3.1. Dimensionarea preliminară a circuitului magnetic

În cazul de față, se urmareste proiectarea unui servomotor conform următoarei teme de proiectare:

Servomotor fără perii, trifazat, în conexiune triunghi;

Comutarea curenților prin înfășurări prin intermediul unui sistem de senzori Hall (concept SSC);

Diametrul exterior al statorului, Dext = 37,3 mm;

Lungime statorului motorului, Ls = 20 mm;

Tensiunea de alimentare de la sursa de curent continuu, Ua = 0 ÷ 60 VCC;

Curent absorbit de la sursa de curent continuu, Ia= 0 ÷ 12 ACC;

Viteza de rotație, în gol, la Ua = 60 VCC, n0 = 65.000 ± 10% rpm;

Constanta tensiunii electromotoare, kE = 0,009 ± 10% V/(rad/s);

Cuplul maxim, cu rotorul blocat, Mmax = 0,1 ± 10% Nm la 12 ACC;

Rezitența înfășurării Rm = 0,05 ± 12,5% Ω;

Inductivitatea Lm = 0,06 ± 30% mH;

În Figura 5.6 este reprezentat circuitul magnetic al METR fără perii de CC.

Pornind de la dimensiunile de gabarit impuse, se alege:

Diametrul exterior al tolei statorului, Dext = 37,3 mm;

Diametrul interior al tolei statorului, Dint = 18,8 mm;

Lărgimea întrefierului, δ = 0,80 mm;

Lățimea magnetului, hm = 2,2 mm.

Fig.5.6. Circuitul magnetic al METR fără perii de CC.

Aplicând legea circuitului magnetic pe o curbă care închide o linie medie a circuitului magnetic, atunci când axa magnetică a unui pol magnetic coincide cu axa unui dinte statoric (caz în care prin dinte se închide fluxul magnetic maxim), se scrie relația [67]:

(5.3)

unde:

reprezintă intensitatea câmpului magnetic în axa centrală a MP;

reprezintă intensitatea câmpului magnetic medie în întrefier;

reprezintă intensitatea câmpului magnetic medie în stator;

Întrucât intensitatea câmpului magnetic în materialele magnetice moi este mult mai mică decât intensitatea câmpului magnetic în MP și în întrefier, contribuția căderilor de tensiune magnetică în aceste regiuni este luată în considerație printr-un coeficient global numit coeficient de saturație al circuitului magnetic.

Notând:

(5.4)

relația (5.3) devine:

(5.5)

Aplicând legea fluxului magnetic suprafețelor prin care se închide fluxul magnetic al unui pol magnetic, rezultă relația:

(5.6)

unde:

reprezintă inducția magnetică în axa centrală a MP;

reprezintă inducția magnetică medie în întrefier;

reprezintă inducția magnetică medie în stator;

reprezintă inducția magnetică medie în rotor;

reprezintă suprafața dinspre întrefier a MP;

reprezintă suprafața întrefierului pe un pol magnetic;

reprezintă suprafața statorului pentru liniile de câmp ale unui pol magnetic;

reprezintă suprafața rotorului pentru liniile de câmp ale unui pol magnetic;

reprezintă coeficientul de dispersie a câmpului între MP și întrefier;

reprezintă coeficientul de dispersie a câmpului între MP și stator;

reprezintă coeficientul de dispersie a câmpului între MP și rotor.

Se poate considera, cu bună aproximație, că suprafața MP este egală cu suprafața din întrefier pe un pol magnetic. În aceste condiții se poate scrie:

, (5.7)

însă:

(5.8)

atunci, conform relațiilor (5.7) și (5.8) rezultă:

(5.9)

sau:

(5.10)

Având în vedere cele determinate, rezultă:

(5.11)

deci:

(5.12)

Din figura 5.7, care reprezintă curba de demagnetizare a unui MP, considerând că P este punctul de pe curba unde se stabilesc și , rezultă [69]:

(5.13)

adică:

(5.14)

unde:

reprezintă inducția magnetică remanentă a MP;

reprezintă intensitatea câmpului magnetic coercitiv al MP;

Egalând relațiile (5.12) și (5.14) se obține:

(5.15)

de unde rezultă:

(5.16)

Fig.5.7. Curba de demagnetizare a unui MP de tip NdFeB.

Se utilizează un MP din pământuri rare de tipul NdFeB de energie ridicata, pentru care A/m și T.

Din practică, pentru configurația din Figura 5.6 rezultă și .

Dacă se înlocuiesc valorile numerice pentru mărimile din relația (5.16), rezultă:

T (5.17)

Dimensionarea lățimii dintelui, , se face utilizând relația [68]:

(5.18)

de unde rezultă:

(5.19)

Ținând cont că și că , având în vedere că , rezultă:

mm (5.20)

Pentru dimensionarea lățimii jugului statorului se ține cont că prin acesta trece numai jumătate din fluxul magnetic, iar inducția poate ajunge la 1,5 T, deci înălțimea sa va fi jumătate din lățimea dintelui, adică:

mm (5.21)

corelată cu raportul valorilor inducțiilor magnetice în cele două regiuni. Din motive constructive se va lua valoarea de 2 mm.

În ceea ce privește rotorul, nu mai este necesară o dimensionare specială întrucât dimensiunea sa, care rezultă din configurația servomotorului, este acoperitoare din punctul de vedere al solicitărilor magnetice.

5.2.3.2. Dimensionarea preliminară a circuitului electric

Circuitul electric este reprezentat prin înfășurarea trifazată a servomotorului. Arătam anterior că înfășurarea unei faze constă în două bobine inseriate, iar fiecare dintre bobine se bobinează pe câte un dinte, deci pasul înfășurării este 1 – 2.

Fig.5.8. Schema bobinajului trifazat al METR fără perii cu 8 poli și 6 crestături.

Se urmărește obținerea unei constante a t.em. pe linie (care este și t.e.m. pe fază) la mersul în gol:

kE = 0,09 V/(rad/s) (5.22)

Expresia simplificată a t.e.m. este [68]:

(5.23)

unde:

reprezintă numărul total de conductoare în cele trei crestături ale unei faze;

reprezintă factorul de înfășurare;

reprezintă inducția magnetică medie din întrefier;

reprezintă lungimea statorului;

reprezintă viteza periferică a rotorului, .

Numărul total de conductoare pe o fază va fi:

(5.24)

Dacă se consideră pentru E valoarea la 1000 rpm, atunci această valoare va fi:

E = 0,009 V/(rad/s) = 104,7 ∙ 0,009 V/(rad/s) = 0,94 V/krpm (5.25)

Inducția magnetică, Bδ este [69]:

T (5.26)

Înlocuind valorile numerice ale mărimilor ce intervin în relația (5.23), se obține numărul total de conductoare pe o fază:

(5.27)

Numărul de conductoare pe crestătura este:

(5.28)

Numărul de spire al unei bobine este .

Reluând modelul de analiză studiat în capitolul 2, referitor la forma finală a configurației circuitului electromagnetic al motorului, în Figura 5.9 se prezintă curba t.e.m..

Fig.5.9. Curbele t.e.m. la 1.000 rpm pe fazele (respectiv liniile) infasurarii METR fără perii cu 8 poli și 6 crestături,

așa cum rezultă din analiza electromagnetică a modelului de motor.

Se vor face aici câteva precizări privind interpretarea curbelor din figura 5.9, precizări valabile pentru oricare dintre curbele relative la motorul electric fără perii comandat prin senzori Hall.

Mai întâi, curbele din figura 5.9 reprezintă constanta t.e.m. întrucât au fost determinate la turația de 1.000 rpm.

Se menționa, mai devreme, că motorul este alimentat din invertor în secvența AB – AC – BC – BA – CA – CB (așa cum se observă și din reprezentarea din figura 5.9). Acest mod este similar cu rezultatul redresării tensiunii alternative trifazate. În acest sens, „se utilizează” doar zona superioară a t.e.m. iar rezultatul este un gen de tensiune continuă, cu un anumit grad de ondulație. Când invertorul este alimentat cu o tensiune continuă de un anumit nivel, acesta comandă înfășurările motorului în secvența de mai sus, alimentând succesiv fazele înfășurării. Motorul se rotește cu o anumită viteză, la fel ca motorul de CC clasic, viteza de rotație fiind rezultatul raportului dintre valoarea tensiunii de alimentare și valoarea constantei t.e.m. a motorului. Însă, constanta t.e.m. rezultantă prezintă o ondulație între 0,875V și 0,975V și trebuie considerată valoarea medie a acestei constante, așa cum s-a arătat anterior.

Cum t.e.m. nu are o formă de sinus sau o altă funcție care să se exprime în formă analitică, nu se poate face integrarea analitică, motiv pentru care se va recurge la o metodă de integrare numerică, utilizând suprafețele echivalente (de fapt, definiția integralei).

În Figura 5.9, pe curba t.e.m. de pe linia AC s-a marcat cu linie îngroșată suprafața care trebuie planimetrată. Suprafața totală are 112.5 elemente de suprafață. Un element de suprafață are dimensiunea iar întreaga suprafață are dimensiunea . Împărțind această valoare la lungimea pe abscisă a suprafeței, rezultă valoarea medie a constantei t.e.m.

Rezultă:

(5.29)

Este necesar să se exprime această constantă în unități internaționale, adică în [V/(rad/s)]:

(5.30)

Se observă că s-a obținut o valoare foarte apropiată de cea propusă a fi nominală (0,009[V/(rad/s)]).

Pe de altă parte, raportul dintre valoarea medie și cea maximă a constantei t.e.m. este de 0,970, cu aproximativ 1,6% mai mare decât pentru o formă sinus standard. De altfel, se poate observa din forma curbei că valoarea sa relativă la 60 de grade electrice este 0,897 din valoarea maximă, în comparație cu 0,866 pentru o formă sinus standard.

5.2.3.3. Dimensionarea sistemului cu senzori Hall

Configurarea sistemului de senzori Hall nu necesită calcule anume de dimensionare, sau cel puțin nu necesită calcule complexe.

În primul rând, se pune problema integrării sistemului de senzori Hall astfel încât să se utilizeze la maximum spațiul disponibil din sistemul integrat de acționare, pe cât posibil fără a fi necesar să se adauge un sistem magnetic propriu pentru senzorii Hall.

Principala condiție este aceea a utilizării unui sistem magnetic de comandă a comutației care să aibă același număr de poli cu sistemul magnetic al rotorului. De regulă, se studiază posibilitatea utilizării chiar a sistemului magnetic al rotorului.

A doua condiție, dar la fel de importantă, este aceea a așezării senzorilor Hall într-o regiune a sistemului magnetic unde influența câmpului magnetic de reacție a indusului nu se face simțită (senzorii trebuie să comute numai după câmpul de excitație, nealterat de către câmpul indusului). Acesta este motivul principal pentru care în majoritatea servomotoarelor performante se utilizează un sistem magnetic separat pentru senzorii Hall.

O altă condiție, de asemenea foarte importantă, este aceea de a avea un câmp magnetic “curat” pentru comutarea senzorilor Hall, adică trecerea clara de la o polaritate magnetică la cealaltă, fără câmpuri parazite care să genereze treceri multiple, false între poli (eventuale alternanțe de polaritate, pe unghiuri foarte mici, datorită unor câmpuri de dispersie sau parazite).

O a patra condiție este aceea de a avea posibilitatea de reglare precisă a poziției senzorilor față de fazorii t.e.m. ale celor trei faze, conform cu indicațiile constructorului electronicii de control și comandă. Pentru motoare grosiere (de exemplu, pentru ventilatoare), se admite o deviere cu ± 8 grade electrice a momentului comutației senzorilor față de poziția considerată ca referință pentru t.e.m. (de obicei, trecerea prin zero, spre gradient pozitiv, a t.e.m. pe linie). Pentru aplicații mai precise, dar din gama uzuală, se admite o deviere de ± 5 grade electrice. Pentru aplicații speciale, foarte precise, erorile totale trebuie să se afle în limita a ± 2 grade electrice față de referință, pentru a nu rezulta conditii sa se produca o comutație defazată.

Senzorii trebuie așezați pe o suprafață circulară, concentrică cu axa de rotație. Unghiul de defazaj dintre senzorii celor trei faze are valoarea de 120 de grade electrice, iar eroarea de așezare relativă a senzorilor pentru cele trei faze trebuie să fie de maximum ± 1 grad electric.

5.2.3.4. Determinarea preliminară a variației curenților prin înfășurările METR

Cunoașterea modului de variație a curenților în înfășurările unei mașini electrice este de importanță deosebită deoarece: valoarea instantanee a acestora dezvoltă căldură în înfășurări și trebuie evaluată cât mai exact cantitatea de căldură; tot valoarea instantanee a curenților determină valoarea instantanee a cuplului electromagnetic dezvoltat.

În cazul unei MEC există metode consacrate de determinare preliminară a variației curenților prin înfășurări. Se poate afirma că variația curenților este destul de predictibilă.

Nu la fel se poate afirma despre motoarele fără perii, care nu funcționează în lipsa unui invertor specializat. În aceste condiții, variația curentului prin înfășurări nu mai este predictibilă doar prin structura mașinii electrice însăși, ci este necesar să se considere ansamblul invertor – mașină electrică. Invertorul este construit și/sau programat să limiteze valorile curenților atunci când ating valori periculoase pentru mașina electrică sau pentru circuitele electronice ale invertorului. În sensul celor prezentate anterior se constată destul de repede că variația curenților prin înfășurări este descrisă de curbe complexe, dificil de modelat, oricare ar fi metoda de modelare. Constructorii de invertoare dispun de software specializat pentru analiza dinamicii unui motor anume și au mijloace pentru modelarea sistemului invertor – curent prin înfășurări – dinamica motorului. Singura problemă care rămâne este că, în general, specialiștii în invertoare nu sunt specialiști și în mașini electrice, iar modelele cadru de descriere a ecuațiilor mașinilor nu țin întotdeauna cont de specificul fiecărei mașini în parte. Descrierea fidelă a funcției de transfer a unei mașini este obligatorie pentru ca modelul să dea rezultatele ce sunt așteptate să se întâmple în funcționarea reală a mașinii în sistemul de acționare.

Dacă se analizează cele mai multe dintre lucrările științifice care tratează comportamentul mașinilor electrice fără perii în regim dinamic stabilizat sau în regim tranzitoriu, se observă că au mai mult caracter didactic, prezentând simplificat fenomenele, fără să-și propună o finalitate în a fi utilizate ca modele pentru construirea unei acționări; scopul acestora este doar pentru a iniția studenții sau inginerii în formare.

Pentru că este mai simplu, aproape toate studiile pornesc de la situația alimentării mașinii electrice pe faze, considerând că punctul neutru (la conexiunile în stea, care în prezent sunt cele mai răspândite) este accesibil. În realitate, invertoarele moderne nu utilizează punctul neutru, iar constructorii de mașini electrice izolează punctul neutru în interiorul înfășurării.

Trebuie remarcat, totuși, că există modele de simulare și algoritmi, însă acestea sunt proprietatea exclusivă a firmelor specializate în studiul, dezvoltarea, proiectarea și fabricarea echipamentelor pentru acționarea motoarelor electrice fără perii, iar informațiile publice nu sunt complete. Pe de altă parte, este important de reamintit că simbioza dintre invertor și motorul fără perii este similară sistemelor cu circuite electronice care funcționează pe principiul acordării impedanțelor, fiind necesar ca pentru fiecare tip de motor să se construiască și să se regleze un invertor specializat.

Motorul studiat în această lucrare are înfășurările conectate în triunghi, iar în literatura de specialitate, actuală, majoritate modelelor sunt prezentate cu înfășurări conectare în stea.

Întrucât software-ul pentru acționări nu constituie o preocupare în cadrul lucrării se prezintă în continuare un model al mașinii cu înfășurările conectate în triunghi și un model de integrare a ecuațiilor circuitelor electrice prin metoda diferențelor finite. În paragrafele următoare se constată că rezultatele experimentale, obținute prin înregistrarea variației curenților prin înfășurări utilizând un osciloscop digital, demonstrează că modelul este destul de exact.

Circuitul electric al METR studiat este prezentat în figura 5.10, unde:

r – reprezintă rezistența în CC a înfășurării unei faze;

R – reprezintă rezistența totală a conductorului de legătură, considerată pe linie;

L – reprezintă inductivitatea înfășurării unei faze;

iab,bc,ca – reprezintă valorile instantanee ale curenților din înfășurările pe fază;

ia,b,c – reprezintă valorile instantanee ale curenților pe linie;

eab,bc,ca – reprezintă valorile instantanee ale t.e.m. induse pe faze;

uAB,BC,CA – reprezintă valorile instantanee ale tensiunilor de alimentare pe linii.

Fig.5.10. Circuitul electric al METR în conexiune triunghi.

Întrucât se utilizează metoda diferențelor finite pentru integrarea ecuațiilor de circuit aferente conexiunii reprezentate în figura 5.10, aceste ecuații se scriu direct sub formă de diferențe finite (se trece peste etapa de utilizare a formei cu derivate):

(5.31)

(5.32)

(5.33)

(5.34)

Se menționa anterior că invertorul alimentează înfășurările motorului în secvența AB – AC – BC – BA – CA – CB, ceea ce se traduce prin alimentarea fazelor, câte 60 de grade electrice în exprimarea temporală la o viteză oarecare de rotație, cu următoarele tensiuni: uAB – uAC – uBC – uBA – uCA – uCB .

Este necesar să se reamintească faptul că nu există simultan cele trei tensiuni de alimentare, așa cum s-ar întâmpla dacă motorul ar fi comandat în sistem trifazat (cu resolver sau encoder). Pe un interval anume de 60 de grade electrice, invertorul alimentează motorul doar între două terminale, al treilea fiind liber, astfel că în permanență înfășurarea unei faze se află în paralel cu celelalte două, conectate în serie, situația fiind ciclică, cu perioada echivalentă intervalului temporal ce corespunde la 60 de grade electrice.

În acest context, din setul de ecuații (5.31), (5.32) și (5.33), la un moment dat este necesar să se integreze doar un grup de două, care se referă la aceeași tensiune, deci sunt ecuații simultane temporal. De fiecare dată trebuie să se țină cont de ultimul grup de trei ecuații (5.34), cele pentru curenți, pentru a se putea face legătura dintre curenții de fază și cei de linie. Ceva mai complicată este problema condițiilor inițiale când se începe procesul de integrare, precum și la începerea unui nou ciclu, când se permută tensiunea de alimentare. Acest aspect este la fel de complicat pentru oricare dintre modalitățile alese pentru integrarea ecuațiilor. Complicația este generată de faptul că trebuie considerat un oarecare regim dinamic stabilizat, cu valori momentane perfect cuantificabile privind curenții pe faze și pe linii. Dacă s-ar pune problema pornirii procesului de analiză de la condiția de valoare zero pentru curenți, aceasta ar însemna poziția de repaus, deci viteza de rotație nulă, adică regim tranzitoriu până se va ajunge la un regim dinamic stabilizat, situație în care trebuie să se includă și ecuațiile de echilibru mecanic si dinamic, ceea ce ar conduce la o complicare inutilă a procesului de calcul.

Pentru o exprimare mai clară privind tensiunile de alimentare, se tine cont că:

(5.35)

De obicei, acest gen de ecuații diferențiale poate fi integrat destul de facil prin utilizarea unor programe de integrare specializate, de exemplu cele cuprinse în MATLAB, însă nu se justifică pentru că: este la fel de dificil să se stabilească condițiile inițiale pentru curenți, la începutul procesului de integrare; nu se discută despre un sistem de ecuații diferențiale, ci doar două ecuații echivalente, simultane, cu mai multe variabile; aplicația motorului nu impune o precizie ridicată a procesului de integrare întrucât nu se pune problema poziționării unghiulare sau a menținerii unei viteze de rotație riguros constantă. Din acest motiv, se preferă integrarea prin metoda diferențelor finite, ecuațiile diferențiale transformându-se simplu în ecuații algebrice, la care trebuie să se atașeze condiții la limită adecvate.

Pentru exemplificare, se consideră prima ecuație din grupul (5.31), care se rescrie:

de unde:

(5.36)

Din a doua ecuație a grupului (5.31) se scriu, similar cum s-a procedat mai sus, ecuațiile algebrice pentru curenții ibc și ica , așa cum se prezintă în relațiile (5.37):

(5.37)

În același mod se scriu ecuațiile algebrice corespunzătoare relațiilor (5.32) si (5.33), rezultând în total un număr de 6 seturi a câte trei ecuații algebrice, câte un set pentru fiecare secventă de 60 de grade electrice din intervalul temporal de integrare echivalent cu o perioadă electrică.

De introdus ecuațiile

Ceea ce interesează sunt curenții de linie, respectiv ia , ib , ic întrucât doar aceștia pot fi înregistrați prin intermediul traductoarelor de curent conectate în serie cu terminalele motorului.

Conform setului de relații (5.34), pentru fiecare ciclu de 60 de grade electrice se calculează curenții de linie după cum urmează:

(5.38)

Dacă se alege un pas de integrare convenabil, de exemplu 1% din intervalul temporal total de integrare, se vor considera trei pași consecutivi pentru integrarea numerică (pasul curent și încă doi pași anteriori), ținând cont că se poate presupune pentru condiția inițială la primul interval total de integrare o variație nulă a curenților pe un pas de integrare (datorită valorii foarte mici a pasului de integrare). De fapt, ecuațiile (5.36) și (5.37) au devenit simple ecuații algebrice, care se pot rezolva într-un fișier EXCEL organizat corespunzător.

Pentru completarea coeficienților ecuațiilor de mai sus, se consideră următoarele valori măsurate pe METR executat ca model pentru testare:

r = 0,0825 Ω

R = 0,065 Ω

L = 0,000087 H

viteza de rotație = 60.000 rpm

valoarea maximă medie a curentului = 8 A

perioada electrică = 0,00025 s

secvență de 60 de grade electrice = 0,0000417 s

pasul de integrare = 0,0000004 s

În Figurile 5.11 ÷ 5.15 sunt prezentate rezultatele integrării numerice a setului de ecuații de tipul (5.36), (5.37) și (5.38) pentru o perioadă electrică de 0,25 ms.

Fig.5.11. Variația curenților de fază conform modelului de la paragraful 5.2.3.4.

Variația curenților de fază rezultă direct din integrarea numrică a ecuațiilor cu diferențe finite de tipul (5.36) și (5.37) și sunt prezentate ăn figura 5.11.

Aplicân relațiile (5.38), rezultă curenții de linie, aceștia fiind prezentați în figura 5.12.

Curentul absorbit de la sursa primară de CC se regăsește ca fiind suma curenților de pe cele două ramuri în paralel, când motorul este alimentat în secența uAB – uAC – uBC – uBA – uCA – uCB. Reprezentarea grafică a acestuia se regăsește în figura 5.13.

Fig.5.12. Variația curenților de linie conform modelului de la paragraful 5.2.2.4.

Fig.5.13. Curentul absorbit de la sursa primară de CC.

Este important să se analizeze și poziționarea spațio – temporală a vectorilor tensiunilor și curenților. Figurile prezentate anterior sunt exemple în acest sens. Figura 5.14 ilustrează situația alimentării motorului pe linia AB cu o oarecare treaptă de tensiune continuă. Se constată întârzierile creșterii, respectiv descreșterii curentului pe linia AB, datorită efectului t.e.m. autoinduse. În această figură apare situația ideală, adică doar valoarea treptei de tensiune aplicată de la sursa primară, însă în realitate, așa cum se va observa la determinările experimentale, tensiunea la bornele motorului este rezultanta dintre: tensiunea treaptă, t.e.m. indusă rezultantă, respectiv t.e.m. de autoinducție, acestea coexistând în fiecare moment.

Fig.5.14. Explicativă privind alimentarea motorului pe linie cu tensiune treaptă.

Fig.5.15. Explicativă privind defazajul dintre t.e.m. pe fază și curentul de fază.

În figura 5.15 se întâlnește o explicativă privind defazajul dintre t.e.m. pe fază și curentul de fază. Se constată că valorile celor două curbe nu trec simultan prin zero, ceea ce înseamnă că există un defazaj între t.e.m. și curent, relative la aceeași fază. Trebuie făcută observația importantă că efectul este apariția unui cuplu electromagnetic de orientare inversă (t.e.m. și curentul au valori de semn opus), despre care s-a menționat și anterior în lucrare, acest cuplu tinzând să rotească motorul în sens opus. Puterea aferentă acestui cuplu este tot putere activă, din punctul de vedere al motorului, însă se va opune ca semn puterii utile, situație în care va conta ca pierdere de putere în ecuația bilanțului de puteri. În acest mod, puterea utilă aparentă nu va mai fi rezultatul diferenței dintre puterea absorbită, pe de o parte și pierderile clasice din înfășurări, din miezul magnetic, respectiv pierderile de natură mecanică. Când se măsoară puterea utilă și se raportează la puterea absorbită, pentru a se calcula randamentul, se constată „că mai trebuie ceva” pentru a se închide ecuația bilanțului de puteri. Acel ceva este tocmai puterea aferentă cuplurilor de orientare inversă, ca rezultat al defazajului dintre t.e.m. indusă pe fază și curentul pe fază.

Fig.5.16. Cuplul electromagnetic dezvoltat pe fiecare fază și cuplul electromagnetic rezultant.

Prezintă interes și calculul cuplului electromagnetic dezvoltat de motor. Aici este necesar să se rețină atenția asupra fenomenologiei dintr-o mașină electrică, anume că acțiunile ponderomotoare (forțele electromagnetice, respectiv cuplurile electromagnetice) sunt rezultatul a ceea ce se întâmplă ca interacțiune electromagnetică dintre câmpul înfășurărilor și câmpul de excitație, de regulă generat de MP. În aceste condiții, este necesar să se facă referire la ceea ce se întâmplă pe ramurile circuitului care contribuie simultan la generarea cuplului electromagnetic instantaneu. În situația METR cu conexiune în triunghi, după cum s-a menționat și mai sus, există simultan două ramuri, anume una constituită de faza care se alimentează momentan cu tensiunea treaptă, respectiv cea formată din inserierea celorlalte două faze.

Referirea globală la linii și nu la faze poate fi făcută, dar rezultatele sunt în concordanță cu realitatea doar atunci când se lucrează în mărimi efective, ca efect mediu pe o perioadă. Dacă analiza se face în mărimi instantanee, este obligatoriu să se lucreze cu mărimile pe faze întrucât aici au loc, efectiv, fenomenele.

Astfel, în figura 5.16 sunt prezentate curbele cuplului electromagnetic dezvoltat pe faze (mab, mbc , mca) respectiv cuplul electromagnetic rezultant.

La o analiză atentă, se observă că odată ce se dispune de curbele de variație ale t.e.m. instantanee pe cele trei faze, respectiv de curbele de variație instantanee ale curenților pe faze, se poate calcula vectorial cuplul electromagnetic instantaneu dezvoltat pe fiecare fază. Însumarea vectorială a celor trei componente simultane reprezintă cuplul electromagnetic instantaneu dezvoltat de motor.

Cercetând curbele din figura 5.16 se constată că există tendința apariției unor cupluri de orientare inversă (situate sub abscisă), însă valoarea lor este relativ mică. În realitate, defazajul dintre t.e.m. și curent este mai mare decât cel rezultat din model, așa cum se va observa la determinările experimentale. Explicația constă în faptul că modelul nu și-a propus să includă și influența invertorului la valoarea defazajului – se va constata că în funcție de natura invertorului, respectiv de valorile vitezei de rotație si ale curenților, defazajul poate atinge valori destul de mari, cu consecințe directe asupra mărimii cuplurilor de orientare inversă.

Forma curbelor de variație a curenților rezultată conform modelului de la paragraful 5.2.3.4. se aseamănă destul de mult cu forma curbelor descrise în lucrarea [53]. În această lucrare, autorii pornesc de la un model de mașină cu conexiunile în stea, considerând că alimentarea înfășurărilor se face între terminale și punctul neutru (aceasta corespunde modului de alimentare al invertoarelor de concepție mai veche). Integrarea ecuațiilor, scrise sub formă de derivate, a fost realizată utilizând un soft bazat pe modelul de simulare SIMULINK, care poate modela destul de fidel fenomenele ce se petrec în sistemul mașină electrică – invertor – dinamica aplicației, impunându-se condiții restrictive privind valorile de vârf ale curenților. In Figura 5.17 sunt redate aceste curbe de variație a curenților, așa cum apar în lucrare.

Fig.5.17. Variația curenților de linie (respectiv de fază) conform curbelor descrise în lucrarea [53].

De indetificar rosu veerde albastru (curentul pe liania ab liania ac…..)

Determinări experimentale la METR fără perii de CC

Ridicarea experimentală a curbei t.e.m. Alinierea senzorilor Hall cu fazorii tensiunilor induse pe faze

Curba t.e.m. induse se ridică antrenând sistemul METR – generator cu un motor extern, până când se obține o viteză de rotație convenabilă. Curba se înregistrează pe un osciloscop digital, după care se copiază în computer pentru prelucrări ulterioare. În figura 5.18 sunt reproduse înregistrările făcute prin intermediul osciloscopului.

(a) (b)

(c)

Figura 5.18. T.e.m. induse pe faze, măsurate experimental; alinierea senzorilor Hall.

(a)-t.e.m. indusă pe faza A;

(b)-defazajul t.e.m. induse pe faza A (roșu) și faza B (albastru);

(c)-alinierea t.e.m. pe faza A cu raspunsul senzorului HA.

Figura 5.18.a reprezintă t.e.m. pe faza A. Valoarea maximă a constantei t.e.m., determinată experimental, este: ke = Vp / ω = 2,925 V / (60/(5∙ 4)) krpm = 0,975 [V/krpm] = 0,00931 [V/(rad/s)]. Se poate observa identitatea valorică între constanta t.e.m. determinată prin modelare și cea rezultată din determinarea experimentală.

În Figura 5.18.b apar tensiunile induse în fazele A și B; se constată că tensiunile sunt egale, însă defazate la 120 de grade electrice.

În Figura 5.18.c este înregistrarea referitoare la alinierea senzorului Hall pentru faza A cu t.e.m. indusă pe aceasta fază; se remarcă fatul că senzorul generează o tensiune de valoare logică „1” cu începere din momentul în care t.e.m. înregistrează o creștere cu gradient pozitiv.

Ridicarea experimentală a curbei de variație a curenților de linie

De asemenea, au fost înregistrate câteva curbe ale variației curenților de linie pe osciloscop (prin utilizarea primei variante de realizare a invetorului, fără restricții impuse), în timpul procesului de testare a METR, precum și ale tensiunii treaptă de alimentare. În figura 5.19 sunt prezentate exemple în acest sens, o diviziune pe scara curenților corespunde la 6A (traductorul de curent are costanta de conversie de 5A/1V ). Viteza de rotație este de 50.000 rpm.

În figura 5.19.b se remarcă forma tensiunii de alimentare, ca rezultantă între componentele tensiunii de linie, respectiv: tensiunea treaptă, t.e.m., tensiunile autoinduse.

(b)

Fig.5.19. Variația curenților conform înregistrării în timpul testării METR.

(a)-Alimentarea METR pe linie cu tensiune treaptă (tensiunea UAB)

(b)-tensiunea rezultantă, respectiv curentul pe fază.

În figura 5.20 apare variația curentului absorbit de la sursa primară. Întrucât ondulația sa nu este foarte mare, acest curent poate fi asimilat unui CC și se măsoară destul de precis cu un instrument digital obișnuit.

Fig.5.20. Variația curentului absorbit de la sursa primară de CC.

Ridicarea experimentală a caracteristicilor de funcționare ale METR fără perii de CC

Considerații generale

Teoria servomotorului fără perii de CC este destul de asemănătoare cu teoria mașinii de CC cu excitație independentă, însă apar și aspecte specifice.

La mașina de CC este de presupus că se folosesc mai multe secții pe o cale de curent astfel încât scurtcircuitarea uneia dintre secții, la un moment dat, nu influențează substanțial situația de moment, nici în circuitul electric general al motorului, nici sub aspectul fenomenelor electromagnetice, întrucât t.e.m. în secția scurtcircuitată devine practic zero iar inductivitatea secției scurtcircuitate raportată la inductivitatea totală a unei căi de curent are pondere destul de scăzută. Din acest punct de vedere se poate considera curentul într-o cale de curent practic constant.

Dacă se consideră cazul cel mai simplu de mașină de CC, respectiv mașina cu 3 crestături și 2 poli, evident fenomenele sunt la fel cu cele descrise mai sus numai că secția care comută are pondere foarte mare atât în structura circuitului electric general al mașinii cât și în fenomenologia electromagnetică. Practic sunt una sau două secții pe calea de curent.

Deosebirea dintre acest tip de mașină electrică și servomotorul fără perii de CC (cu senzori Hall) este că la cel din urmă, în situația conexiunii triunghi (exact cazul studiat în lucrarea de față) se poate considera că timpul necesar comutației unei secții este practic zero.

Concluzia este că în situația celei mai simple mașini electrice de CC (3 crestături și 2 poli) respectiv a servomotorului fără perii de CC se manifestă influența inductivității unei secțiuni a înfășurării astfel încât ponderea tensiunii de autoinducție devine importantă. Din acest motiv are sens referirea la o anumită valoare a puterii reactive care însoțește fenomenologia procesului de transformare a energiei.

În principiu, inverotrul nu este un dispozitiv cu ajutorul căruia să se facă măsurători de laborator, însă, operând o serie de aproximări, interpolări și extrapolări, ar putea fi utilizat și în procesul de măsurare al parametrilor. Într-un stand complex, pentru măsurarea MES, se folosesc dispozitive de acționare orientate spre partea de măsurare.

În lucrarea de față nu se propune studierea dispozitivelor de acționare ci doar a METR fără perii de CC, pe de altă parte nu am considerat util a fi dezvoltate echipamente de acționare foarte complexe care ar fi însemnat eforturi importante din punct de vedere financiar, considerând că astfel de echipamente pot face obiectul unor studii separate de doctorat.

Invertorul permite încercări cu sau fără PWM. Având în vedere că utilizarea PWM-ului introduce pierderi suplimentare în materialul feromagnetic, comparabile sau chiar mai mari decât pierderile datorate câmpului de excitație, este necesară analizarea METR în două situații: cu sau fără PWM în invertorul.

În procesul de studiu și dezvoltare a METR, din punctul de vedere al acționării, s-au parcurs doua etape importante: prima etapă a necesitat o analiză a motorului cu cât mai puține restricții, pentru a se determina caracteristicile de funcționare și variația curenților prin înfășurare cât mai aproape de fenomenologia intrinsecă a motorului, sens în care s-a utilizat un invertor fără restricții impuse, cu puține limitări impuse, dar neadecvat funcționării în condiții reale din cauza riscului de distrugere prematură atât a invertorului cât și a motorului; a doua etapă a urmărit construirea unui invertor după o schemă electronică consacrată, incluzând circuite de protecție și limitare, apt să funcționeze în regim real de lungă durată. Acest al doilea tip de invertor este considerat ca fiind reglat și compatibilizat în acord cu specificul și parametrii motorului.

Aspecte privind puterile și cuplurile specifice sistemului pentru determinarea preliminară și experimentală a caracteristicilor de funcționare ale METR fără perii de CC

Pentru caracterizarea unei mașini electrice se utilizează o serie de caracteristici de funcționare, cu scopul de a stabili raportul reciproc dintre mașina electrică și mărimile de intrare/ieșire, respectiv sarcină, precum și utilitatea mașinii. După specificul și caracterul acestora, caracteristicile pot fi naturale sau artificiale. Cele naturale sunt direct deductibile sau direct măsurabile, pe când cele artificiale se deduc prin calcule, interpolări, extrapolări, intersecții etc. acestea având la bază, de cele mai multe ori, caracteristicile naturale. Aspectele generale privind caracteristicile de funcționare ale mașinilor electrice sunt, pe larg și deosebit de pertinent, prezentate în literatura de specialitate. Totuși acționările moderne sunt legate, cel mai adesea, de așa numitele caracteristici artificiale. Nu se poate afirma că determinarea preliminara a acestor caracteristici ar fi o acțiune neapărat necesară întrucât ele apar ca elemente interactive legate de evenimentul temporal, al căror control este asigurat de către electronica analogică și cea digitală.

Caracteristica mecanică turație – cuplu, la tensiune de alimentare constantă, este importantă din punct de vedere al caracterizării globale a mașinii electrice, deși în acționările specifice nu se pune problema funcționării la tensiune de alimentare constantă. În modul cel mai simplu, această caracteristică este parte din caracteristica globală, care se trasează prin două puncte: cuplul teoretic de scurtcircuit la o anumită tensiune de alimentare și turația în regim de gol ideal, la aceeași tensiune de alimentare. Însă aceasta nu dă informații complete despre dependența cuplu – turație întrucât două puncte în situații extreme sunt departe de a fi suficient pentru a determina caracteristica reală.

O caracteristică importantă este cuplul de scurtcircuit (cu rotorul blocat) funcție de curent, care permite să se constate în ce măsură saturația influențează constanta de cuplu. Această caracteristică se deduce utilizând, de asemenea, softul de analiză numerică a câmpului electromagnetic.

Pe de altă parte, este important de știut în ce măsură se modifică parametrii câmpului de excitație al MP când temperatura MP crește sau scade. Această dependență este precizată de către producătorul MP, însă trebuie cunoscută temperatura acestora, ceea ce este puțin cam dificil în lipsa existentei unor senzori de temperatură în zonele de interes din motor. În mod practic, la motoarele de gabarit redus, nu se pot insera senzori și în alte zone decât cel mult în înfășurare. De asemenea, influența câmpului indusului asupra câmpului de excitație este la fel de important de cunoscut. Influența celor două aspecte de mai sus poate fi implicit considerată dacă se utilizează bucle de reacție adecvate în schemele electronice, utilizându-se funcții speciale de liniarizare, astfel încât influența celor doi factori să nu mai conteze în mod direct ci prin intermediul unor funcții modificate, complet controlabile.

În cele ce urmează, se prezintă în paralel metode de determinare experimentală, respectiv de determinare preliminară (prin calcul și modelări) a principalelor caracteristici de funcționare.

Se ține cont că valoarile pentru cuplu și viteza de rotație sunt cele care interesează în primul rând.

La determinarea preliminară a caracteristicilor de funcționare se va utiliza chiar valoare cuplului, stabilită prin metodele de analiză și calcul numeric, deja prezentate în lucrare. Deducerea celorlalte mărimi se face pornind de la considerente energetice, adică pe baza bilanțului de puteri.

Este de remarcat că servomotorul fără perii are similitudini cu motorul de CC cu excitație separată întrucât, practic, din acesta a derivat, în faza inițială de concepere a servomotoarelor de CC fără contacte (în prezent, servomotorul fără perii care utilizează senzorii Hall pentru comutație se află în această situație). Însă, servomotorul fără perii de CA (la care comutația este prin intermediul unui traductor de poziție de tip resolver sau encoder) păstrează specificul unui motor sincron, dar „împrumută” și de la motorul de CC reglajul vitezei de rotație funcție de tensiunea de alimentare (se știe că motorul sincron are viteza de rotație strict legată de frecvența tensiunii de alimentare și nu de valoarea tensiunii de alimentare, pe când servomotorul fără perii de tip sincron își modifică viteza de rotație prin modificarea valorii tensiunii de alimentare, care conduce implicit, prin intermediul traductorului de poziție, la modificarea adecvată a frecvenței acestei tensiuni) [67].

În acord cu cele de mai sus, determinarea experimentală, respectiv preliminară a caracteristicilor de funcționare la tensiune de alimentare constantă este privită separat pentru cele două tipuri de servomotoare fără perii:

La servomotorul fără perii de CC (cu senzori Hall) caracteristicile se ridică similar unui motor de CC cu excitație independentă, ținând cont totuși de unele particularități;

La servomotorul fără perii de CA (cu resolver sau encoder) caracteristicile se ridică ținând cont de diagrama fazorială simplificată a unei mașini electrice de tip sincron.

Având în vedere că METR studiată si dezvoltată în cadrul activității de doctorat este de tip servomotor fără perii de CC, în continuare se va analiza doar acest caz.

În mod uzual, se consideră ca parametru independent un anumit curent absorbit de motor. În practică, se are în vedere ansamblul invertor – motor ca un tot unitar și se ia drept parametru curentul absorbit de către invertor de la sursa de CC. În cazul determinării experimentale, fie se consideră curentul ca valoare predeterminată de referință, dacă se poate regla continuu la valoarea dorită, fie se consideră curenții rezultați ca urmare a încărcării secvențiale a generatorului cu diverse valori a rezistențelor de sarcină.

Tensiunea de alimentare poate fi o valoare oarecare, stabilită ca fiind de referință, sau orice altă valoare care interesează. Important este să se mențină constantă valoarea acesteia când curentul absorbit se modifică în anumite limite.

Cuplul dezvoltat de motor trebuie să acopere:

Cuplul util la ax;

Cuplul datorat pierderilor în fier (rotor, stator, suplimentare);

Cuplul datorat frecărilor de natură mecanică, statice și dinamice;

Eventuale cupluri parazite, numite de orientare inversă față de sensul cuplului util dezvoltat de METR, care pot să apară în principal datorită defazajului dintre t.e.m. și curentul prin înfășurări și/sau la decuplarea fazei;

Cuplul de pierderi datorat prinderii magnetice (cogging torque) se consideră, ca valoare instantanee, doar în regim static (de scurtcircuit mecanic), sau la pornirea servomotorului și la viteze de rotație foarte scăzute. În regim dinamic tranzitoriu sau staționar, acest cuplu parazit nu influențează randamentul global întrucât variația sa este alternativă, cvasisimetrică (valoarea medie a unei functii alternative simetrice este nulă).

Cele prezentate mai sus se cuantifică în formule după cum urmează, astfel încât relația dintre cupluri este următoarea:

(5.39)

de unde rezultă:

(5.40)

unde semnificația termenilor ce intervin în formulă este:

– cuplul electromagnetic dezvoltat de motor;

– cuplul util la axul servomotorului;

– cuplul static de frecări de natură mecanică;

– cuplul dinamic de frecări de natură mecanică și ventilație; acest cuplu este considerat dependent liniar de viteza de rotație și se calculează ca ;

– cuplul rezistent datorat pierderilor totale în fier; acest cuplu este considerat dependent liniar de viteza de rotație și se calculează ca ;

– eventualele cupluri parazite, generate în procesul de conversie electromecanică în servomotor, dar care au orientare inversă față de cuplul util (aceeași orientare ca a cuplurilor rezistente);

Din curba cuplului funcție de curent, dedusă prin metoda analizei numerice a câmpului electromagnetic (ținând cont implicit de saturație și de reacția indusului), respectiv din curba de saturație a constantei de cuplu, ridicată experimental, se găsește valoare cuplului dezvoltat de motor la valoarea curentului prin înfășurări considerat mai sus.

Cuantificarea valorilor de mai sus pentru cupluri se determină la o anumită viteză de rotație, care rezultă și din curba pierderilor ridicată la funcționarea în gol a servomotorului.

Eventualele cupluri parazite se pot considera în pașii următori de calcul iterativ, când se constată că nu se ajunge la convergența dintre viteza de rotație stabilită inițial, din ecuațiile de funcționare și viteza de rotație reală, rezultată din raportul dintre puterea utilă și cuplul mecanic al axului motorului.

După cum se constată din relația (5.40), cuplul util la ax dezvoltat de servomotor la un anumit curent se obține prin scăderea tuturor cuplurilor datorate diverselor categorii de pierderi din cuplul electromagnetic.

Puterea activă dezvoltată de servomotor trebuie să acopere:

Puterea utilă la ax;

Pierderile totale în fier (rotor, stator, suplimentare);

Pierderile totale datorate frecărilor de natură mecanică, statice și dinamice;

Eventuale pierderi datorate cuplurilor parazite.

Dacă la puterea activă dezvoltată de servomotor se adaugă pierderile în înfășurare se obține puterea totală activă absorbită de la sursă.

Din valorile tensiunii de alimentare și a curentului absorbit se determină puterea consumată; din această valoare se deduce puterea totală activă, ținând cont de factorul de putere activă, care este destul de apropiat de unitate.

Dacă din puterea totală activă se scad toate pierderile, rezultă puterea utilă la ax.

Relația dintre puteri este următoarea:

(5.41)

(5.42)

(5.43)

de unde rezultă:

(5.44)

unde semnificația termenilor ce intervin în formulă este:

– puterea consumată de motor de la sursa de alimentare; se determină înmulțind valoarea tensiunii de alimentare cu valoarea curentului absorbit;

– puterea utilă transmisă la axul motorului;

– puterea activă totală;

– pierderile datorate cuplului static de frecări de natură mecanică;

– pierderile datorate frecărilor dinamice de natură mecanică și ventilație, care sunt direct proporționale cu viteza de rotație;

– pierderile totale în fier, care sunt direct proporționale cu viteza de rotație;

– pierderi datorită eventualelor cupluri parazite, ce se opun cuplului util.

Pierderile datorate cuplului de prindere magnetică nu se consideră în regim dinamic întrucât cuplul de prindere, după ce s-a constatat anterior, are o formă cvasi – sinusoidală, deci valoarea medie pe o perioadă se poate aproxima ca fiind nulă.

Viteza de rotație se determina cu ajutorul următoarei relații:

(5.45)

Ținând cont de cele prezentate, pașii parcurși pentru determinarea caracteristicilor de funcționare sunt diferiti în cele două situații considerate: determinarea preliminară, respectiv determinarea experimentală.

Determinarea preliminară a caracteristicilor de funcționare.

Se consideră o anumită valoare a tensiunii de alimentare, de exemplu 60 VCC, apoi se iau succesiv valori crescătoare ale curentului absorbit. Utilizând relațiile (5.40), (5.44) și (5.45) se organizează un proces de calcul, într-un fișier EXCEL, similar cu structura care urmază:

Tabelul 5.1. Caracteristicile de funcționare pentru servomotorul fără perii cu senzori Hall, de tip METR, în procesul de determinare preliminară.

Calculul este iterativ, până când viteza de rotație propusă la primul pas are o valoare foarte apropiată de cea rezultată din calcul.

Mai precis, din raportul dintre puterea utilă la ax și cuplul util la ax se determină viteza de rotație reală. Se compară valoarea rezultată a vitezei de rotație cu valoarea predeterminată; dacă diferența este nesemnificativă, se consideră corect punctul de funcționare stabilit; dacă diferența este semnificativă, se consideră ca valoare a vitezei de rotație valoarea calculată și se operează o nouă iterație; se repetă iterațiile până la obținerea unei diferențe nesemnificative între viteza de rotație predeterminată și cea calculată.

Din acest moment se pot calcula și alte mărimi de interes, care se pot trece în diagrame, printre care, în primul rând, randamentul.

După caz, se poate ține cont și de influența temperaturii:

Asupra valorii câmpului de excitație, corectând valoarea constantei de cuplu rezultată din diagramă cu un factor ce ține cont de scăderea valorii inducției magnetice din întrefier cu creșterea temperaturii (dependența este indicată de către producătorul de MP);

Asupra valorii rezistenței înfășurărilor, corectând valoarea rezistenței la cea reală, corespunzătoare temperaturii înfășurării.

Determinarea experimentală a caracteristicilor de funcționare.

Determinările experimentale dau informații importante privind parametrii motorului și rezultate foarte precise dacă se alege un stand de măsură corespunzător, iar aparatura aferentă atinge nivelul de acuratețe impus.

Prezintă interes măsurarea și/sau înregistrarea pe osciloscop cu acuratețe ridicată a următoarelor mărimi: tensiunea de alimentare a invertorului, valoarea și forma curentului absorbit de invertor de la sursa de CC, forma curentului în înfășurările motorului, frecvența t.e.m. induse în înfășurările motorului pentru a se determina viteza de rotație, valoarea curentului în înfășurările generatorului, valoarea tensiunii la bornele rezistenței de sarcină, valoarea curentului absorbit de rezistența de sarcină.

Standul pentru determinarea experimentală a caracteristicilor de funcționare ale METR este prezentat în figura 5.21.

Fig.5.21. Standul pentru determinarea experimentală a caracteristicilor de funcționare ale METR.

Descrierea standului:

Sistemul METR – Generator trifazat, cu cele două statoare, identice, asamblate în aceeași carcasă și MP ai rotoarelor montați pe același ax, utilizând lăgăruire comună;

Invertorul trifazat, realizat în două variante: o variantă fără restricții impuse, pentru a influența cât mai puțin variația naturală a curenților prin înfășurările motorului; o a doua variantă, prevăzută cu limitări corespunzătoare ale nivelului curentului, astfel încât motorul împreună cu invertorul să funcționeze în regim continuu;

Sursa de CC – se utilizează o sursă dublă, stabilizată, permițând atât reglajul tensiunii cât și al curentului; sectorul de forță al invertorului (care alimentează înfășurările motorului) este alimentat cu o tensiune stabilizată de 60 VCC, iar sectorul de comandă al invertorului (care alimentează circuitele electronice interioare ale invertorului) este alimentat cu o tensiune stabilizată de 15 VCC;

Redresorul trifazat – care este, de fapt, o punte de redresare a unui sistem trifazat de tensiuni;

Cutia cu rezistente – se utilizează un set de 16 rezistențe de precizie, egale, astfel încât să se poată obține diverse valori ale rezistenței de sarcină, adică valori ale curentului de sarcină de la valoarea de funcționare în gol până la o valoare considerată a fi maximală a regimului de funcționare a METR;

Traductoarele de curent – care sunt, în fapt, rezistențe de precizie de câțiva miliohmi (3,33 mΩ), caracterizate prin coeficient foarte scăzut de variație cu temperatura;

Osciloscopul digital – prevăzut cu patru canale izolate, apt să măsoare și să înregistreze simultan mai multe mărimi;

Instrumentele digitale de precizie de tip multimetru – pentru măsurarea curenților, tensiunilor și frecvenței; instrumentul pentru măsurarea frecvenței se poate conecta fie la bornele unuia dintre senzorii Hall, fie la bornele uneia dintre fazele înfășurării generatorului, care are același număr de perechi de poli ca ale motorului.

Desfășurarea procesului de măsurare și/sau înregistrare a mărimilor ce caracterizează METR în diverse regimuri de funcționare este prezentată mai jos:

Faza I. Încercarea în regimul de funcționare în gol a METR

În carcasa sistemului de testare se asamblează doar statorul METR;

Utilizând standul din figura 5.21, se alimentează invertorul cu o tensiune variabilă, în câteva trepte din intervalul 0 VCC ÷ 60 VCC;

Pentru fiecare dintre valorile stabilite ale treptelor de tensiune se măsoară valorile: tensiunii de alimentare; curentului absorbit de invertor; frecvenței de rotație; eventual, se înregistrează formele curbelor de variație a curentului absorbit, a curentului prin înfășurările METR și a tensiunii la bornele înfășurării.

Produsul dintre tensiunea de alimentare și curentul absorbit reprezintă valoarea puterii absorbite la funcționarea în gol a METR, prin urmare se poate trasa direct curba variației puterii absorbite la funcționarea în gol funcție de viteza de rotație. Ținând cont că pierderile de putere în înfășurările METR sunt sub valoarea de 1 W la funcționarea în gol, se poate neglija această valoare și se consideră că puterea absorbită acoperă pierderile mecanice și pierderile în circuitul magnetic al statorului. Valorile acestor pierderi se utilizează la operațiunea de separare a pierderilor la funcționarea în sarcină a METR, pentru a obține valorile puterii utile la anumite valori ale vitezei de rotație, respectiv ale curentului în sarcină.

Testarea se realizează în două variante, pentru a pune în evidență nivelul pierderilor suplimentare când se utilizează un dispozitiv PWM:

Reglarea tensiunii de alimentare a METR din sursa de alimentare;

Reglarea tensiunii de alimentare a METR prin intermediul dispozitivului PWM al invertorului.

Faza II. Încercarea în regimul de funcționare în gol a generatorului

Aceasta încercare este necesară în procesul de separare a pierderilor în vederea operațiunii de tarare a generatorului.

În carcasa sistemului de testare se asamblează împreună cu statorul motorului și statorul generatorului;

Înfășurările generatorului nu sunt conectate la rezistența de sarcină;

Utilizând standul din figura 5.21, se alimentează invertorul cu o tensiune variabilă, în câteva trepte din intervalul 0 VCC ÷ 60 VCC;

Pentru fiecare dintre valorile stabilite ale treptelor de tensiune se măsoară valorile: tensiunii de alimentare; curentului absorbit de invertor; frecvenței de rotație; eventual, se înregistrează formele curbelor de variație a curentului absorbit, a curentului prin înfășurările METR și a tensiunii la bornele înfășurării.

La fel ca în cazul precedent, produsul dintre tensiunea de alimentare și curentul absorbit reprezintă valoarea puterii absorbite la funcționarea în gol a sistemului METR – generator, prin urmare se poate trasa direct curba variației puterii absorbite la funcționarea în gol funcție de viteza de rotație.

La aceeasi valoare a vitezei de rotație, diferența dintre puterea absorbită în cazul al doilea și puterea absorbită în primul caz reprezintă pierderile la funcționarea în gol în circuitul magnetic al statorului generatorului, valorile care se utilizează la operațiunea de separare a pierderilor la funcționarea în sarcinaă a generatorului, pentru a obține valorile tarate ale puterii consumate de către generator de la motor la anumite valori ale vitezei de rotație, respectiv ale curentului în sarcină.

Faza III. Încercarea în regimul de funcționare în sarcină a METR

În carcasa sistemului de testare sunt asamblate statorul METR, respectiv statorul generatorului;

Înfășurările generatorului sunt conectate la rezistența de sarcină;

Utilizând standul din Figura 5.21, se alimentează invertorul cu o tensiune fixă, stabilizată, de 60 VCC;

Se stabilesc anumite valori ale rezistenței de sarcină, încât să fie posibilă o încărcare a METR de la o valoare a curentului absorbit aproximativ egală cu valoarea de la funcționarea în gol, până la o valoare care se consideră maximă pentru funcționarea în sarcină a METR;

Pentru fiecare dintre valorile stabilite ale rezistenței de sarcină se măsoară valorile: tensiunii de alimentare; curentului absorbit de invertor; frecvenței de rotație; curentului din înfășurările generatorului; curentului care circulă prin rezistența de sarcină; tensiunii la bornele rezistenței de sarcină; eventual, se înregistrează formele curbelor de variație a curentului absorbit, a curentului prin înfășurările METR și a tensiunii la bornele înfășurării.

Dacă se face bilanțul puterilor la funcționarea în sarcină a METR, se constată că puterea absorbită de invertor (produsul dintre tensiunea de alimentare și curentul absorbit) se regăsește în:

Puterea utilă, care se transmite integral generatorului și constă în: pierderile în circuitul magnetic al statorului generatorului; pierderile în înfășurările generatorului; pierderile în redresorul trifazat; pierderile în rezistența de sarcină;

Pierderile în circuitele interne ale invertorului, care au o valoare cvasiconstantă, de aproximativ 1,5 W;

Pierderile în circuitul magnetic al statorului METR și pierderile totale de natură mecanică; acestea se determină prin intermediul curbei de variație a puterii stabilită în prima fază a încercărilor;

Pierderile în înfășurările METR.

Pentru prelucrarea datelor obținute în timpul încercărilor, se organizează un proces de calcul, într-un fișier EXCEL, după cum urmează:

Tabelul 5.2. Caracteristicile de funcționare pentru servomotorul fără perii cu senzori Hall, de tip METR, ridicate experimental.

Se impun câteva precizări cu referire la cele prezentate mai sus:

Nu este absolut necesar să se calculeze pierderile totale în METR, însă valoarea acestora poate fi utilizată să se verifice bilanțul de puteri;

În algoritmul de mai sus, puterea, respectiv cuplul, rezultă ca funcție de curentul absorbit, însă implicit și ca funcție de viteza de rotație, care este măsurată indirect, prin intermediul frecvenței;

Legătura dintre pierderile la funcționarea în gol și mărimile caracteristice la funcționarea în sarcină se face prin intermediul curbelor trasate la funcționarea în gol;

Se determină și se trasează diferite curbe ale variației mărimilor caracteristice (nu numai caracteristica mecanică); aceste curbe sunt utile în caracterizarea completă a unui motor în procesul de funcționare în sarcină.

Ridicarea experimentală a caracteristicilor de funcționarea ale METR fără perii de CC prin utilizarea unui invertor fără restricții impuse

După cum s-a menționat anterior, studierea comportamentului motorului în regim dinamic se poate realiza cel mai bine dacă dispozitivul de acționare nu impune restricții. Au fost făcute teste atât prin utilizarea principiului PWM de reglaj cât și prin reglarea tensiunii de alimentare direct de la sursa primară.

Principiul de testare, în vederea studiului și ridicării caracteristicilor de funcționare, este bazat pe metoda generatorului tarat. S-a prezentat anterior faptul că sistemul de studiu al METR include în aceeași carcasă și aceeași lăgaruire motorul de studiat și un generator sincron trifazat care să servească drept intermediar pentru încărcarea motorului. După cum se știe, un generator poate fi utilizat în procesul de testare al motoarelor dacă este tarat, adica dacă i se cunosc toate caracteristicile electrice, magnetice și funcționale. Din acest motiv, primul pas este tararea generatorului în două regimuri diferite: utilizarea principiului PWM, respectiv reglarea tensiunii direct din sursa primară. Pentru aceasta, toate testele se fac la mersul în gol al motorului de studiat, fără generator și al sistemului METR – generator.

După tararea generatorului se trece la încărcarea motorului prin intermediul generatorului tarat, utilizând un set de rezistențe care pot simula diverse sarcini.

Înregistrările se fac prin utilizarea aparaturii de măsură adecvată, respectiv: multimetre digitale, osciloscop digital, traductoare de curent specializate.

Măsurătorile se fac folosind standul de măsură prezentat schematic în figura 5.21 și ca imagine de ansamblu în figura 5.22.

Modul concret de desfășurare a măsurătorilor a fost descris în paragraful 5.3.3.2.

Rezultatele masuratorilor sunt prezentate in anexa nr. !!!!!

TREBUIE INCLUSE TABELELE CU REZULTATELE EXPERIMENTALE IN ANEXA NR. !!!!

Fig.5.22. Imagine de ansamblu a standului pentru

determinarea experimentală a caracteristicilor de funcționare ale METR. (de refacut pozza)

Separarea pierderilor în sistemul METR fără perii de CC – generator sincron

În acționările de mică putere studiul comportamentului servomotorului se face împreună cu inverotrul întrucât puterea consumată de invertor este nesemnificativă, în comparație cu puterea totală absorbită de sistem.

Invertorul utilizat consumă aproximativ 25 mA, care la o tensiune de alimentare de 60 V însemnă aproximativ 1,5 W, astfel aceste pierderi se pot neglija.

Rezultatele măsurătorilor, așa cum au fost înregistrate prin intermediul aparaturii și echipamentelor de măsură, sunt interpretate și prelucrate într-un fișier EXCEL, însă sunt necesare diverse alte rezultate intermediare (de exemplu, grafice ale dependenței unor mărimi de anumiți parametri de intrare, cum ar fi: viteza de rotație, curentul absorbit, tensiunea de alimentare etc.) pentru a se putea explicita și cuantifica toate tipurile de pierderi care apar în sistemul METR – generator, de la încercările în gol până la încercările în sarcină, pentru diverse valori ale vitezei de rotație. Cu alte cuvinte, prelucrarea informațiilor primare reprezintă o acțiune complexă și interdependentă, fiind necesare mai multe etape și iterații până la obținerea caracteristicilor care interesează.

Prin încercarea în gol se urmărește separarea pierderilor în METR fără perii de CC și anume a pierderilor în rulmenți, a pierderilor prin frecarea cu aerul, pierderi în materialul feromagnetic și o anumită cantitate de pierderi în înfășurare. Având în vedere că pierderile în cupru, la încercarea în gol, ajung să fie aproximativ 1% din totalul pierderilor, acestea se pot neglija.

În figura 5.23 este prezentată caracteristica puterii absorbite de motor împreună cu invertorul, funcție de turație, iar în figura 5.24 apare caracteristica cuplului total aferent pierderilor funcție de turație.

După cum s-a mentionat anterior, prezintă interes și caracteristicile: putere absorbită funcție de curentul absorbit, turație funcție de curentul absorbit și caracteristica turație funcție de tensiunea de alimentare, pentru a completa procesul de prelucrare a informațiilor primare.

Fig.5.23. Puterea absorbită de METR, funcție de turație, la mersul în gol, fără PWM.

Fig.5.24. Cuplul total aferent pierderilor, funcție de turație, la mersul în gol, fără PWM.

Fig.5.25. Puterea absorbită, funcție de curentul absorbit de METR, la mersul în gol, fără PWM.

Fig.5.26. Turația funcție de curentul absorbit de METR, la mersul în gol, fără PWM.

Fig.5.27. Turația funcție de tensiunea de alimentare a METR, la mersul în gol, fără PWM.

Caracteristica turație funcție de tensiunea de alimentare, prezentată în Figura 5.27, este o caracteristică specifică motorului de CC clasic cu colector.

Pentru a ridica experimental caracteristicile în sarcină ale METR fără perii de CC este nevoie de a avea posibilitatea cuplării unei sarcini oarecare la axul motorului. Având în vedere că se face referire la măsurări, sarcina trebuie sa fie tarată, în sensul posibilității de a cunoaște în orice moment pierderile totale și puterea utilă, relative la sarcină, respectiv cuplurile aferente.

Cea mai bună soluție este utilizarea unui traductor de cuplu, însă, în lipsa acestuia se poate utiliza metoda generatorului tarat.

S-a ales configurația cuplării naturale a generatorului în construcția METR, adică rotorul generatorului se află pe același ax cu rotorul METR și statorul în aceeași carcasă cu statorul METR. Motivația acestei structuri rezultă din necesitatea de a elimina orice perturbații mecanice pe care le-ar introduce un eventual cuplaj mecanic între METR și un generator separat.

În condițiile de mai sus apare necesitatea tarării generatorului utilizat, adică efectuarea încercărilor la mersul în gol a generatorului.

În structura de față generatorul nu are pierderi mecanice proprii, ele fiind considerate la încercările pe METR.

Metoda este de a repeta măsurătorile, numai că de această dată sistemul este montat complet (METR + generator) în aceeasi carcasă.

Fig.5.28. Puterea absorbită de sistemul METR-generator funcție de turație, la mersul în gol, fără PWM..

Pentru a determina pierderile la mersul în gol aferente generatorului se utilizează caracteristicile din figurile 5.23 și 5.28 (sau figura 5.29), rezultatul fiind prezentat în figura 5.30.

Fig.5.29. Puterea absorbită de METR, funcție de turație și

puterea absorbită de sistemului METR – generator funcție de turație, la mersul în gol, fără PWM.

Fig.5.30. Pierderile aferente generatorului funcție de turație, la mersul în gol, fără PWM.

În acest moment se poate trece la ridicarea caracteristicilor de funcționare în sarcină a METR fără perii de CC.

Apare însă o problemă, anume necesitatea unei surse de alimentare de putere care să fie dotată cu posibilitatea reglării tensiunii. Cum astfel de sursa se utilizează, de obicei, numai în laborator, reglarea tensiunii în exploatare se face prin intermediul principiului PWM din invertor. Se constată că față de situația precedentă, unde nu s-a utilizat principiul PWM, apar pierderi suplimentare datorate frecvenței ridicate de chopare din PWM (aproximativ 33 KHz). Din acest motiv este necesar să se măsoare încă o dată, la mersul în gol, sistemul METR – generator, de data aceasta cu tensiune de alimentare a invertorului cvasi – constantă, iar tensiunea de alimentare a motorului se modifică prin intermediul PWM-ului. Diagramele sunt prezentate în figurile 5.31 și 5.32.

Pierderile suplimentare apar doar în METR întrucât numai acesta este supus alimentării bazate pe principiul reglării tensiunii cu PWM.

Deci generatorul prezintă caracteristica de pierderi, la mersul în gol, care este prezentată în figura 5.30 și aceasta este utilizată la tararea generatorului.

Fig.5.31. Puterea absorbită de sistemul METR-generator funcție de turație, la mersul în gol, cu PWM.

Trebuie să se observe că la 60.000 rpm pierderile totale în gol ajung la aproximativ 370 W, în comparație cu 270 W când reglajul tensiunii de alimentare se face din sursa primară, fără utilizarea principiului PWM. Rezultă că pierderile suplimentare, datorate variației câmpului de reacție, cu o frecvență de 30 kHz a PWM-ului, se ridică la 100 W și aceasta doar la încercarea în gol, când curentul absorbit are valoare relativ scăzută. Aceste pierderi cresc cel puțin direct proporțional cu valoarea curentului, deci vor fi mult mai semnificative când curentul atinge valoarea nominală de operare.

Fig.5.32. Cuplul total aferent pierderilor funcție de turație, la mersul în gol, cu PWM.

Ridicarea caracteristicilor de funcționare în sarcină a METR fără perii de CC.

Pentru a ridica caracteristicile de funcționare în sarcină a METR fără perii de CC se conectează înfășurarea trifazată a generatorului sincron la o punte redresoare trifazată iar tensiunea continuă rezultată prin procesul de redresare este conectată la diferite rezistențe de sarcină: : Rs = ∞, Rs = 12 Ω, Rs = 6 Ω și Rs = 3 Ω.

Se poate utilza și un principiu care să automatizeze măsurarea, anume utilizarea unui PWM la ieșirea din redresorul trifazat astfel încât să se poată regla tensiunea indusă de generator de la o valoare minimă, apropiată de zero volți, la o valoare maximă corespunzătoare vitezei de rotație a sistemului, condiție în care se poate păstra constantă rezistența de sarcină. Nu este cazul acestui mod de testare în această lucrare întrucât s-a urmărit un studiu cât mai amănunțit și mai explicit al fenomenologiei procesului de comutație la frecvențe ridicate și/sau valori mari ale curentului prin înfășurări.

S-au făcut trei categorii de încercări:

Alimentarea invertorului de la o sursă cu tensiune constantă de 60 VCC, fără utilizarea dispozitivului PWM, la sarcină variabilă (pentru ridicarea caracteristicii mecanice la tensiune constantă);

Alimentarea invertorului de la o sursă cu tensiune constantă de 30 VCC, fără utilizarea dispozitivului PWM, la sarcină variabilă (pentru ridicarea caracteristicii mecanice la tensiune constantă).

Reglarea tensiunii de alimentare a METR prin dispozitivul PWM și alimentarea invertorului cu o tensiune constantă de 60 VCC;

Caracteristicile de funcționare în sarcină la tensiune de alimentare constantă.

Încercările se fac după cum urmează:

Se utilizează două valori fixe ale tensiunii de alimentare, respectiv 30 VCC și 60 VCC, pentru a fi posibil să se facă analize comparative între rezultatele celor două încercări;

Tensiunea fiind constantă, nu mai este absolut necesar să se folosească principiul PWM al invertorului, prin urmare încercările se efectuează fără PWM;

Prin intermediul standului prezentat în figura 5.21 se alimentează motorul, pe rând, cu câte una dintre cale două tensiuni și se încarcă succesiv generatorul cu valori diferite ale rezistenței de sarcină, de la o valoare maximă (pentru sarcina minimă), până la o valoare minimă (pentru sarcina maximă);

Se măsoară și/sau se înregistrează următoarele mărimi: valoarea curentului de intrare, valoarea tensiunii de alimentare, forma curentului din înfășurările motorului, pe una dintre linii, valoarea și forma curentului din înfășurările generatorului, curentul din rezistența de sarcină, eventual tensiunea la bornele rezistenței de sarcină, frecvența t.e.m. a generatorului, care are același număr de poli cu ai motorului;

Se înregistrează valorile de mai sus într-un fișier EXCEL și se organizează un proces de calcul pentru determinarea mărimilor necesare ridicării diverselor caracteristici de funcționare, care sunt prezentate în diagramele de mai jos.

Fig.5.33. Caracteristica mecanică (cuplul util funcție de viteza de rotație) a METR,

pentru tensiunea de alimentare constantă de 30 VCC, fără utilizarea PWM – ului.

Fig.5.34. Caracteristica mecanică (cuplul util funcție de viteza de rotație) a METR,

pentru tensiunea de alimentare constantă de 60 VCC, fără utilizarea PWM – ului.

O analiză comparativă a celor două curbe relevă influența importantă a nivelului pierderilor în gol, care cresc accelerat cu valoarea vitezei de rotație. Dacă variația cuplului la tensiunea de 30 VCC este practic liniară, aceeași curbă ridicată la 60 VCC manifestă o pronunțată tendință de saturație după ce viteza de rotație depășește valoarea de 55.000rpm.

Fig.5.35. Variația vitezei de rotație a METR, funcție de curentul absorbit,

pentru tensiunea de alimentare de 30 VCC (fără PWM).

Fig.5.36. Variația vitezei de rotație a METR, funcție de curentul absorbit,

pentru tensiunea de alimentare de 60 VCC (fără PWM).

Curba variației vitezei de rotație în funcție de curentul absorbit de METR, la tensiune de alimentare constantă, prezintă o importanță aparte întrucât ilustrează cât de rapid scade viteza METR odată cu creșterea sarcinii. La fel ca în cazul analizat anterior, se constată că la valori mai reduse ale vitezei METR (când se alimentează la 30 VCC), variația este liniară, în timp ce la valori mari (când se alimentează la 60 VCC), curba de variație se saturează, din ce în ce mai pronunțat odată cu creșterea vitezei de rotație.

Fig.5.37. Puterea absorbită de METR, puterea utilă la ax și randamentul, funcție de curentul absorbit

de METR, pentru tensiunea de alimentare de 30 VCC (fără PWM).

Fig.5.38. Puterea absorbită de METR, puterea utilă la ax și randamentul

funcție de curentul absorbit de METR pentru tensiunea de alimentare de 60 VCC (fără PWM).

Figurile 5.37 și 5.38 permit observații foarte interesante.

La viteze mai mici de rotație (alimentare cu 30 VCC), curbele care reprezintă puterea absorbită și puterea utilă au o alură liniară și acestea două sunt practic paralele, ceea ce denotă o creștere liniară a pierderilor în funcție de curentul absorbit. Randamentul în acest caz este mereu crescător, atingând valoarea de 75 % pentru un curent de 8 A.

La viteze de rotație specifice tensiunii de alimentare de 60 VCC , curba puterii utile are o pronunțată tendință de saturație, care are drept cauză creșterea neliniară, mai accentuată a pierderilor, odată cu creșterea sarcinii. De altfel, se constată că randamentul este practic constant, la valoarea de 60 %, în absolută concordanță cu evoluția valorii puterii active.

Încercări în sarcină la tensiune de alimentare variabilă

Ar fi fost interesant să se urmărească o serie de caracteristici de funcționare ale METR la sarcină (cuplu util) constantă. Însă, menținerea constantă a cuplului util nu este o acțiune simplă, aceasta necesitând o serie de dispozitive hard și soft destul de complexe, care nu fac obiect de studiu în cadrul acestei lucrări. Din acest motiv, s-a optat pentru obținerea unor informații rezultate în funcționarea METR la încărcarea generatorului cu valori constante ale rezistenței de sarcină, dar la o variație continuă, crescătoare, a tensiunii de alimentare a METR.

Încercările se fac după cum urmează:

Se utilizează o sursă de alimentare a invertorului de 60 VCC, care rămâne fixă pe parcursul desfășurării încercărilor;

Prin intermediul standului prezentat în figura 5.21 se alimentează invertorul cu această tensiune constantă, iar cu ajutorul PWM-ului se reglează tensiunea de alimentare a motorului de la o valoare minimă, apropiată de zero, până la valoarea tensiunii sursei de alimentare, în condițiile în care generatorul se încarcă cu câte o valoare fixă a rezistenței de sarcină, respectiv cu: Rs = ∞, Rs = 12 Ω, Rs = 6 Ω și Rs = 3 Ω;

Se măsoara și/sau se înregistrează următoarele mărimi: valoarea rezistenței de sarcină, valoarea curentului de intrare, valoarea tensiunii de alimentare, forma curentului din înfășurările motorului, pe una dintre linii, valoarea și forma curentului din înfășurările generatorului, curentul din rezistența de sarcină, eventual tensiunea la bornele rezistenței de sarcină, frecvența t.e.m. a generatorului, care are același număr de poli cu ai motorului;

Se înregistrează valorile de mai sus într-un fișier EXCEL și se organizează un proces de calcul pentru determinarea mărimilor necesare construirii a diverse curbe de variație, care sunt prezentate în diagramele de mai jos.

Figura nu este in regula…curbele nu se termină

Fig. 5.39. Puterea absorbită, puterea utilă și cuplul util funcție de viteza de rotație,

cu generatorul în gol (Rs=∞), reglaj prin PWM.

În această diagramă, puterea absorbită este practic egală cu pierderile în circuitul magnetic al celor două statoare (METR și generator), la care se adaugă cele de natură mecanică. Se constată că până la 20.000 rpm pierderile pot fi considerate ca având o creștere liniară cu viteza de rotație, însă după această valoare creșterea are un pronunțat caracter de curbă polinomială de grad mai mare decât doi.

În ceea ce privește puterea utilă, ea se regăsește în pierderile din statorul generatorului.

Fig.5.40. Puterea absorbită, puterea utilă și cuplul util funcție de viteza de rotație,

cu generatorul în sarcină (Rs=12Ω), reglaj prin PWM.

Fig.5.41. Puterea absorbită, puterea utilă și cuplul util funcție de viteza de rotație,

cu generatorul în sarcină (Rs=6Ω), reglaj prin PWM.

În figura 5.40, unde sarcina încă este la un nivel apropiat de pierderile la funcționarea în gol, se constată influența importantă a acestor pierderi în forma curbei de evoluție a puterilor. Începând cu diagrama din figura 5.41, componenta pierderilor din rezistența de sarcină are din ce în ce o pondere mai însemnată, încât curba puterii absorbite se apropie de o variație liniară (pierderile în rezistența de sarcină, care rămâne constantă la fiecare dintre cele patru seturi de încercări, este liniară cu creșterea vitezei de rotație, prin modul cum evoluează tensiunea indusă în înfășurările generatorului). La viteze de peste 40.000 rpm se constată o tendință de saturație, ceea ce este normal având în vedere fenomenele specifice din circuitul magnetic al statorului generatorului, care conduc la o „plafonare” a valorii tensiunii induse prin saturarea materialului feromagnetic.

În figura 5.42, caracterul liniar al pierderilor din rezistența de sarcină este și mai puternic pus în evidență.

Concluzii similare se desprind și din analiza diagramelor din figurile 5.43, 5.44 și 5.45, numai că aici referința este reprezentată de curentul absorbit.

Fig.5.42. Puterea absorbită, puterea utilă și cuplul util funcție de viteza de rotație,

cu generatorul în sarcină (Rs=3Ω), reglaj prin PWM.

Fig. S. Puterea absorbita, puterea utila si cuplul util functie de curentul absorbit,

cu generatorul in sarcina (Rs = 12 Ω), reglaj prin PWM

Fig.5.43. Puterea absorbită, puterea utilă și cuplul util funcție de curentul absorbit,

cu generatorul în sarcină (Rs=6Ω), reglaj prin PWM.

Fig.5.44. Puterea absorbită, puterea utilă și cuplul util funcție de curentul absorbit,

cu generatorul în sarcină (Rs = 3 Ω), reglaj prin PWM.

După cum s-a menționat, curbele prezentate anterior nu reprezintă caracteristici de funcționare anume ale METR întrucât există mai multe variabile și nici unul dintre parametrii de intrare nu este constant. Dar din analiza acestor curbe se pot desprinde concluzii interesante privind funcționarea METR între anumite limite ale: tensiunii de alimentare a înfășurărilor METR, valorii sarcinii, vitezei de rotație. Peste toate se adaugă și influența deosebită a utilizării principiului PWM pentru reglarea vitezei METR, care se evidențiază prin creșterea accelerată a pierderilor suplimentare atât cu creșterea vitezei de rotație, dar mai ales cu creșterea valorii curentului prin înfășurările METR.

De foarte mare importanță în studiul și analiza METR sunt înregistrările privind evoluția în timp a curenților prin înfășurările METR. Într-una dintre figurile anterioare a fost prezentat un exemplu în acest sens.

Mai exact, încercările prezentate în acest paragraf reprezintă o succesiune de puncte de funcționare ale METR, ordonate fie după valoarea vitezei de rotație, fie după valoarea curentului absorbit. Pentru fiecare punct de funcționare se poate calcula și valoarea randamentului, constatându-se că arareori depășește nivelul de 50%, în general fiind mult sub acest nivel. Acest fapt se datorează pierderilor suplimentare, de valoare ridicată, cauzate de fenomenele specifice care însoțesc utilizarea principiului PWM.

Dacă randamentul devine un parametru foarte important în aplicație, ca soluții ce ar putea fi implementate pentru o eventuală producție de serie ar fi: folosirea unor lagăre cu cuplul de frecări foarte redus (eventual lagare aerodinamice); utilizarea unor materiale feromagnetice speciale (de tip FeNi) pentru pachetul statorului și reducerea grosimii tolei la aproximativ 0,1 mm. Din analiza diagramelor de mai sus, se constată că la o viteză de rotație de 60.000 rpm pierderile totale de natură mecanică sunt aproximativ 30 W, în timp ce pierderile în materialul feromagnetic sunt aproximativ 100 W. Concluzia este: că trebuie lucrat mai mult asupra materialului feromagnetic pentru o eventuală producție de serie; invertorul trebuie proiectat și adaptat special la cerințele de comutație ale METR, pentru a minimiza efectul de defazare între tensiuni și curenți.

Totuși, se observă din figura 5.23 că pierderile totale în METR la funcționarea în gol sunt de aproximativ 130 W, la 60.000 rpm. La aceasta se mai adaugă și pierderile în înfășurările METR, care corespund unui procent de aproximativ 7% din pierderile la funcționarea în gol. Diferența care apare, în diagramele de sarcină, între puterea absorbită și puterea utilă este mult mai mare decât această valoare. Situația trebuie să aibă o explicație clară întrucât măsurătorile au fost efectuate cu multă atenție și precizie. Explicația constă tocmai în faptul că s-a utilizat nu un invertor profesional, special proiectat și adaptat acestui METR, ci unul fără restricții impuse, scopul fiind acela de a studia fenomenologia la funcționarea motorului în diverse regimuri. În acest sens, odată cu creșterea vitezei de rotație și/sau a curentului absorbit, comutația tensiunii de alimentare a înfășurărilor se produce cu întârziere, încât se manifestă defazaje importante între: tensiunea de alimentare și curent, respectiv între t.e.m. indusă pe fază și curentul pe fază. Efectul este: apariția unui gen de factor de putere activă de valoare din ce în ce mai scăzută (pentru motoare cu parametri obișnuiți, respectiv inductivități, constante de timp electrice și viteze de rotație, se poate aproxima factorul de putere la valoarea unitară), respectiv apariția unor cupluri electromagnetice de orientare inversă importante ca valoare, din cauza defazajului mare dintre t.e.m. și curent. De asemenea, valoarea curentului, la frecvența PWM-ului de 30 kHz, conduce la creșterea pierderilor suplimentare, practic proporționale cu valoarea curentului.

Mai devreme s-a făcut remarca referitoare la invertor: nu invertorul în sine interesează în cadrul acestei lucrări, ci fenomenele care apar în funcționarea METR și interpretarea acestora. În aplicațiile concrete se utilizează invertoare special proiectate și adaptate parametrilor METR. Un aspect determinant al acestor invertoare este controlul vectorial real, adică o comutație de așa natură încât defazajul dintre t.e.m. și curent să fie practic nul, iar defazajul dintre tensiunea de alimentare și curent să se minimizeze.

Ridicarea experimentală a caracteristicilor de funcționarea ale METR fără perii de CC prin utilizarea unui invertor cu restricții impuse

S-a menționat anterior că scopul acestei lucrări este studiul METR, sub aspectul fenomenologiei funcționării în diferite regimuri și interpretarea rezultatelor. Invertorul este doar un instrument de a permite METR să dezvolte viteza de rotație si cuplu util, fără pretenția de a fi unul profesional, apt să fie utilizat în aplicații practice, în primul rând pentru că ambele componente, respectiv METR și invertorul să nu se distrugă prin încălzire excesivă dacă se impune o funcționare la încărcarea nominală de lungă durată.

După testele făcute prin intermediul unui invertor fără restricții impuse, încercările în sarcina s-au repetat cu un invertor mai profesionalizat, în sensul că s-a utilizat o placă de dezvoltare Microchip [106], cu posibilități de a se impune restricții hard și soft, la care s-a adăugat un modul de forță proiectat și realizat, special pentru METR, în cadrul firmei Sistem Euroteh.

Departe de a fi ceea ce ar solicita o aplicație pretențioasaă, acest invertor poate fi utilizat pentru studierea METR în diverse regimuri de funcționare similare celor reale, nelimitat în timp, așa cum se cere în laboratoarele specifice procesului de învățământ.

Invertorul este dotat cu un PWM din clasa avansată, capabil să limiteze soft valorile curenților prin înfășurările METR. Acest invertor nu mai permite un studiu al fenomenelor intrinseci METR, însă pot fi ridicate diverse caracteristici de funcționare, considerându-se fenomenele globale din ansamblul METR – invertor în condiții restrictive pentru curenți.

Măsurătorile se fac folosind același stand de măsură prezentat schematic în figura 5.21 și ca imagine de ansamblu în figura 5.22, cu mențiunea că se utilizează un invertor diferit.

Măsurătorile se desfășoară similar celor prezentate în paragraful 5.3.3.3.

Rezultatele măsurătorilor sunt prezentate în anexa nr. !!!!!

Încercările în regimul de funcționare în gol

Rezultatele sunt similare celor obținute cu invertorul didactic, fără restricții, întrucât comutația la valori scăzute ale curenților absorbiți nu este afectată determinant de către tipul de invertor utilizat. În aceste condiții, se vor considera rezultatele obținute și prezentate în cadrul paragrafului 5.3.3.3.1.

Încercările în regimul de funcționare în sarcină

Se repetă, în principiu, aceeași procedură de încercări descrisă la paragraful 5.3.3.3.2.

Măsurătorile se fac la valorea tensiunii de alimentare de 50VCC întrucât aceasta este tensiunea nominală pe care o generează sursa de alimentare dezvoltată și executată special pentru METR. De asemenea, invertorul nu mai comută cu acuratețe la valori ale vitezei de rotație mai mari de 55.000 rpm.

În figurile 5.45 și 5.46 sunt prezentate diverse diagrame privind dependența relativă dintre mărimile caracteristice ale METR la încercarea în sarcină la tensiunea constantă de 50VCC.

Fig.5.45. Cuplul util la ax funcție de viteza de rotație pentru tensiunea de alimentare de 50 VCC (cu PWM).

Fig.5.46. Puterea absorbită de METR, puterea utilă la ax și randamentul

funcție de curentul absorbit de METR pentru tensiunea de alimentare de 50 VCC (cu PWM).

Se remarcă în primul rând, că deși s-a utilizat principiul PWM al invertorului, randamentul rezultă superior celui obținut la încercările cu invertorul fără restricții impuse, chiar dacă în acel caz nu s-a folosit principiul PWM. De aici, se deduce cât de important este modul în care funcționează invertorul și că motorul nu poate fi privit separat, chiar dacă are performanțe de excepție – performanțele în exploatare sunt suma ponderată dintre performanțele individuale ale fiecăreia dintre componentele invertor – METR, dar și rezultatul compatibilității cât mai perfecte dintre acestea.

Ceea ce a reținut mai mult atenția în funcționarea invertorului cu restricții impuse a fost modul cum menține valoarea curentului între anumite limite, în funcție de regimul instantaneu de lucru. Au fost înregistrate curbele de variație a: curenților de linie ai înfășurării METR, curenților absorbiți de la sursa, curenților din înfășurarea generatorului, prin intermediul unui osciloscop digital, iar în cele ce urmează, bazat pe diagramele din figurile 5.47, 5.48, 5.49 se face o analiză a acestor curbe.

a (să rămnă la o dimensiune mai mare)

b

Fig.5.47. Curentul absorbit de la sursa de CC în două regimuri distincte de funcționare,

pe un interval stabilit de invertor pentru reglare.

Analizând cele doua diagrame, se constată aceași formă a variației în timp a curentului absorbit, ceea ce arată că invertorul procedează similar în oricare ar fi regimul de lucru al METR. În figura 5.47.a diagrama a fost pregătită pentru analiză și se observă o ondulație periodică a curentului absorbit, a cărui valoare medie rămâne pozitivă.

Din teoria circuitelor electrice și a fenomenelor electromagnetice în mașinile electrice, se știe că atunci când se întâlnește o evoluție ondulatorie a curentului, trebuie considerată valoarea efectivă a acestuia.

Valoarea efectivă a unei mărimi descrise de o funcție oarecare f(t) este:

(5.46)

Formula curentului din figura 5.47 nu poate fi descrisă, de o fucție analitică de mai sus se poate aplica doar atunci când o mărime electromagnetică se exprimă într-o formă analitică, motiv pentru care se recurge la calculul valorii efective prin metode grafice:

se împarte suprafața delimitată de graficul curentului și abscisa în elemente de suprafață elementare, ușor descriptibile prin expresii matematice de tipul f(t);

pentru fiecare interval elementar se calculează expresiile de forma , unde integrala se înlocuiește prin pătratul suprafeței elementare, raportat la lungimea intervalului;

se însumează expresiile obținute pentru fiecare interval elementar, după care se extrage rădăcina pătrată, obținându-se valoarea efectivă a curentului, raportată la o perioadă de evoluție a acestuia.

Pentru comparație și studiu, se poate calcula și valoarea medie, așa cum a fost descris în cazul t.e.m.

După efectuarea tuturor calculelor, se obține:

Ia ef = 0,709 ∙ Ia max (5.47)

Ia med = 0,665 ∙ Ia max (5.48)

Se constată că valoarea medie este mai mică decât valoarea efectivă.

Fig.5.48. Curentul pe o perioadă electrică a înfășurării METR: (are aceeasi denumire cu 5.49)

Roșu- curentul absorbit de la sursă; Mov – curentul de linie al METR; Verde – curentul de linie al înfășurării generatorului.

În figura 5.48 sunt reprezentate curbele de variație a curenților din circuitele electrice principale: sursa de alimentare, motor, respectiv generator. Au fost alese două regimuri diferite de lucru, pentru a se putea face o analiză comparativă. În principiu, formele curbelor sunt similare, însă apar anumite diferențe, mai ales în timpul când se produc comutațiile curenților pe faze. Dacă se compară cu formele curenților din cazul invertorului fără restricții impuse, se constată clar modul de lucru al celui de-al doilea invertor, anume întârzieri în comutarea curenților și la început și la sfârșit, tocmai pentru a evita variațiile bruște, care conduc la tensiuni autoinduse de valoare ridicată.

Fig.5.49. Curentul pe o perioadă electrică a înfășurării METR: Roșu- curentul absorbit de la sursă;

Mov – curentul pe linia AB a înfășurăriiMETR; Verde – curentul pe linia BC, respectiv CA a înfășurării METR.

Figura 5.49 surprinde forma curenților de linie ai înfășurării METR, respectiv a curentului absorbit de la sursă, pentru sarcini de valoare mai ridicată, dar în momente diferite a unei perioade de reglaj a invertorului. Se constată o ondulație mare a curentului absorbit atunci când începe limitarea acestuia și readucerea la valoarea impusă, astfel încât pe o perioadă să se obțina valoarea cerută a curentului. De asemenea, curentul de linie are o variație mai rapidă, înregistrând și intervale când palierul acestuia are valoarea zero, deci nu mai face trecerea directă de la valoarea pozitivă la cea negativă și invers. Din acest punct de vedere, în aceste momente, cele doua invertoare lucrează în mod similar.

Aspecte generale și determinări experimentale privind regimul termic al METR

Aspecte generale privind regimul termic al METR

În capitolele introductive, printre aspectele principale care se urmăresc la METR a fost menționat și regimul termic. În general, la mașinile electrice uzuale, care funcționează la viteze de rotatie relativ joase, de până la 10.000 rpm, sursa principală de încălzire o constituie pierderile în înfășurări, prin efect Joule. Dacă se face referire la motoarele care se folosesc în regim de scurtcircuit mecanic sau la viteze de rotație foarte scăzute, așa numitele motoare de cuplu, pierderile în înfășurări constituie sursa exclusivă de încălzire a mașinii electrice.

Când viteza de rotație crește, numărul de perechi de poli este relativ ridicat, iar pentru reglarea vitezei se folosește un dispozitiv PWM, se conjugă mai mulți factori care conduc la pierderi importante în circuitul magnetic al miezului statoric, încât aceste pierderi se constituie în principala sursă de încălzire a motorului. Mai trebuie adaugate și pierderile de natură mecanică, dintre care cele în lagărele de alunecare (în cazul că se folosesc rulmenți) au ponderea principală. Acesta este cazul METR, care sub aspectul regimului termic se deosebește fundamental de mașinile uzuale.

Pentru a exemplifica cele prezentate mai sus, se consideră, prin comparație, cazul unui motor uzual de 1 kW și METR studiat în această lucrare.

Motorul uzual (MU) are următorii parametri principali:

Rezistența R = 3,5 Ω;

Curentul nominal In = 5,5 A;

Viteza de rotație nominală ωn = 3.000 rpm;

Numărul de perechi de poli p = 4;

Pierderile în înfășurări, la curentul nominal și în regim termic stabilizat PCu = 150 W;

Pierderile în circuitul magnetic al statorului Pfe = 35 W;

Pierderile totale de natură mecanică Pm = 10 W.

METR are următorii parametri principali:

Rezistența R = 0,055 Ω;

Curentul pentru puterea de 1 kW, I = 12 A;

Viteza de rotație nominală ωn = 60.000 rpm;

Numărul de perechi de poli p = 4;

Pierderile în înfășurări, la curentul nominal și în regim termic stabilizat PCu = 11 W;

Pierderile în circuitul magnetic al statorului Pfe = 200 W

(include și pierderile suplimentare datorate utilizării dispozitivului PWM);

Pierderile totale de natură mecanică Pm = 30 W;

O analiză comparativă a celor două tipuri de motoare conduce la concluziile următoare:

Pierderile totale:

pentru MU, Pt = 195 W

pentru METR, Pt = 241 W

Pierderile în înfășurări:

pentru MU, PCu = 150 W (76,92%)

pentru METR, PCu = 11 W (4,56%)

Pierderile mecanice și în circuitul magnetic:

pentru MU, Pfe,m = 45 W (23,08%)

pentru METR, Pfe,m = 230 W (95,44%)

Cifrele de mai sus justifică pe deplin cele afirmate cu privire la deosebirile fundamentale, privind regimul termic, dintre METR și un motor uzual.

Se observă că pierderile totale, ca valoare absolută, au același ordin de mărime, ceea ce ar putea să inducă ideea că analiza și rezolvarea problemelor conexe încălzirii ar fi similare pentru cele două categorii de motoare. Totuși, regimul termic al unei mașini electrice trebuie raportat și la volumul total al aceteia, mai ales la suprafața de disipare a căldurii generate în interiorul mașinii. Din acest punct de vedere, care este esențial, apar din nou deosebiri importante întrucât MU are un gabarit „impresionant” în comparație cu METR. Pe când MU are aproximativ 5 dm2 ca suprafață de disipare a căldurii, METR are abia 0,85 dm2, adică de aproximativ 6 ori mai puțin. Ținând cont de valoarea atât de scăzută a suprafeței de disipare a căldurii cât și de dimensiunile reduse ale METR, se ajunge în mod simplu la ideea că analiza și rezolvarea problemelor conexe încălzirii acestui tip de motor nu pot urma calea specifică mașinilor electrice uzuale. Mai concret, un model termic pentru o astfel de mașină electrică, dacă se face referire la analiza numerică a câmpului termic, necesită în mod obligatoriu un soft 3D, dar nu este suficient întrucât schema circuitului termic este deosebit de complexă, iar parametrii reali ai acestei scheme nu se găsesc în literatura de specialitate uzuală. De altfel, doar firmele care au în preocupare astfel de mașini electrice pot deține informații mai precise privind modul cum s-ar putea face o modelare eficientă. Din acest motiv, majoritatea producătorilor și a utilizatorilor stabilesc împreună mijloace eficiente de rezolvare a problemelor ridicate de încălzirea METR. Dintre acestea, cele mai importante sunt mărirea artificială a suprafeței de disipare a căldurii, prin executarea unor aripioare de răcire la nivelul carcasei METR și executarea unor canale prin care să se circule forțat aer rece sau un agent de răcire lichid. Debitul și diferența de temperatură privind agentul de răcire se stabilesc experimental pentru fiecare tip de METR în parte, ținând cont de regimul de funcționare.

Indiferent de sursa încălzirii unei mașini electrice, două componente sunt cele mai vulnerabile la creșterea temperaturii interne peste clasa de izolație a mașinii, respectiv înfășurarea și MP: înfășurararea se supraîncălzește și poate să se distrugă prin ardere, iar MP ajung la demagnetizare ireversibilă parțială sau chiar totală.

Principalii parametri care caracterizează un motor electric sub aspectul termic sunt rezistența termică și constanta termică.

Rezistența termică (Rth) se definește ca raportul dintre supratemperatura înfășurării și puterea electrică absorbită de motor de la sursa de CC care produce această supratemperatură, în condițiile în care puterea absorbită se menține constantă. Este important de precizat că definiția standard se referă la motorul în sine, caracterizat doar prin structura sa proprie, fără nici un element adițional care să faciliteze transferul termic și/sau să producă răcirea suplimentară a acestuia. De asemenea, motorul trebuie să fie înconjurat de un volum suficient de aer aflat la temperatura standard a mediului ambiant pentru încercări, încât temperatura acestuia să nu se modifice pe parcursul determinărilor. Nu este admisă răcirea mediului sau a motorului.

Constanta termică (τth) se definește ca fiind timpul după care motorul atinge un regim termic stabilizat, când funcționează în sarcină. De obicei, când este definit un regim continuu de lucru nominal al motorului, încercarea se face încărcând motorul în limitele acestui regim nominal, iar acest mod de lucru este valabil când regimul nominal nu conduce la o încălzire peste clasa de izolație a motorului.

La servomotoare, de regulă, nu se definește un regim nominal întrucât mașina electrică trebuie să îndeplinească cerințele a diverse regimuri de lucru, în funcție de serviciul momentan pe care îl are în sistem, astfel încat nu poate fi stabilit un regim continuu de lucru. Mai clar exprimat, motorul execută anumite servicii pe anumite intervale de timp, dintre care unele ar putea conduce la distrugerea motorului dacă ar opera continuu. Se echivalează aceste regimuri cu un regim considerat continuu, rezultat prin metodele specifice din teoria acționărilor electrice. La METR, de cele mai multe ori, regimul de operare echivalent conduce el însuși la o supraîncălzire, motiv pentru care este necesar ca METR să se răcească forțat.

În condițiile de mai sus, pentru a caracteriza METR sub aspectul constantei termice, se consideră drept regim continuu de operare acel regim care conduce la încălzirea mașinii spre limita clasei de izolație, atunci când METR se răcește natural, numai prin posibilitățile proprii de disipare a căldurii.

Odata determinați cei doi parametri (Rth și τth ), care determinări sunt în sarcina producătorului METR, orice utilizator care se respectă dispune de metode de simulare a regimurilor termice reale în aplicațiile sale, încât să poată alege un METR cu parametri optimi și să stabilească cele mai bune mijloace de răcire forțată, suplimentară, a METR.

Determinări experimentale privind regimul termic al METR

METR studiat în această lucrare este dotat cu un traductor de temperatură de tip termistor, prin intermediul căruia se poate măsura temperatura înfășurării într-un anumit regim de funcționare. Ținând cont că termistorul este asamblat într-un anumit loc în volumul înfășurării, el va traduce temperatura din acea zonă, aleasă astfel încât să aibă probabilitatea maximă de a caracteriza temperatura întregii înfășurări. Acest aspect este deosebit de favorabil pentru controlul temperaturii în timpul funcționării, astfel încât să fie posibilă intreruperea operăriii (atunci când este permis) dacă se ajunge la o temperatură care să compromită integritatea motorului. Pentru determinări experimentale se preferă controlul temperaturii prin controlul valorii în CC a rezistenței înfășurării, metoda considerată mult mai la îndemână și mai precisă. Totuși, când motorul se alimentează prin invertor, nu mai este posibil să se măsoare dinamic, instantaneu, valoarea rezistenței înfășurării, astfel că se apelează la informația transmisă de către senzorul de temperatură.

Determinarea experimentală a rezistenței termice (Rth)

În general, pentru determinarea experimentală a rezistenței termice se alimentează înfășurările motorului în CC, de la o sursă de putere constantă, iar motorul se menține pe tot parcursul încercării în scurtcircuit mecanic. A fost menționat anterior că acest mod de lucru este suficient de precis la motoarele de cuplu, precum și la cele cu viteza de rotație scăzută, dar se folosește destul de des și la motoarele uzuale.

Datorită fenomenelor specifice care apar la viteze de rotație de ordinul zecilor de mii de rotații pe minut, mai ales prin natura și raportul diferit al pierderilor generatoare de efect termic, la METR este obligatoriu ca determinarea experimentală a rezistenței termice să se facă la o viteză de rotație considerată suficientă pentru a obține rezultate concludente, dar la o încărcare cu sarcina astfel încât temperatura finală a înfășurării să nu depășească 90% din temparatura admisă de clasa de izolație. Viteza de rotație nu poate depăși 30.000 rpm, pentru a nu se ajunge la temperaturi distructive. În aceste condiții, temperatura înfășurării se controlează exclusiv prin intermediul traductorului de temperatură, implantat într-una dintre crestăturile miezului magnetic, în interiorul înfășurării.

Pentru determinarea experimentală a rezistenței termice (Rth), se folosește standul prezentat în figura 5.21, însă nu se măsoară alte mărimi decât tensiunea și curentul între sursa de CC și invertor, respectiv rezistența traductorului de tip termistor.

Motorul se așează pe o masă de testare care are o suprafață mare, iar pe aceasta nu se află altceva decât aparatura strict necesară măsurătorilor, pentru a nu se influența temperatura ambiantă din jurul motorului. Se organizează procesul de operare astfel încât să se mențină cât mai constantă puterea absorbită de la sursă. Generatorul sistemului rămâne cu înfășurările neconectate, la fel cum s-a procedat la încercarea la funcționarea în gol a sistemului METR – generator. Este suficientă sarcina pe care o introduc pierderile în gol în generator, de ordinul a 100 W.

Se înregistrează simultan valorile: tensiunii de alimentare a invertorului, curentului absorbit de invertor, rezistenței termistorului, respectiv ale timpului, considerând ca origine momentul în care s-a alimentat motorul. Toate aceste valori sunt înregistrate într-un fișier Excel, în care se organizează si procesul de prelucrare a informațiilor (fisierul este prezentat in anexa nr. ).

Procesul de operare continuă până când se constată că temperatura înfășurărilor s-a stabilizat, adică nu se mai înregistrează variații ale valorii rezistenței termistorului.

La determinarea experimentală a rezistenței termice (Rth), s-a menținut temperatura mediului ambiant la valoarea de 250C (θ0 ), cu ajutorul instalației de climatizare cu care este dotat laboratorul de încercări. Prin urmare, temperatura inițială a înfășurării este de 250C.

La finalul încercării, conform valorii exprimate de către termistor (vezi anexa nr. ), temperatura înfășurării (θf ) este de 1630C.

Puterea medie, cvasiconstantă, pe parcursul încercării, este de 63 W.

Valoarea rezistenței termice este:

(5.49)

unde:

reprezintă supratemperatura înfășurării;

Pa reprezintă puterea medie absorbită pe percursul încercării.

Dacă motorul nu dispune de mijloace suplimentare de răcire, puterea maximă pe care motorul o poate absorbi de la sursă, pentru a nu depăși temperatura maximă (θmax = 1800C ) admisă de clasa de izolație, este de:

(5.50)

În practică, prin canalele axiale ale carcasei motorului se circulă forțat aer rece, provenit de la un compresor. Aerul preia o parte din căldura dezvoltată în interiorul motorului, ajungându-se la un echilibru termic, altul decât acel în care motorul se răcește doar prin el însuși. În aceste condiții, puterea de intrare admisă pentru un regim de funcționare continuă poate crește de câteva ori întrucât rezistența termică echivalentă, artificial indusă de către agentul de răcire, scade destul de mult (până la 0,25 [0C/W]).

Determinarea experimentală a constantei termice (τth)

Ținând cont de remărcile făcute de la începutul paragrafului precedent, determinarea constantei de timp (τth) trebuie realizată în condiții cât mai apropiate de funcționarea motorului în aplicația căreia îi este destinat.

Constatând că la determinarea rezistenței termice temperatura finală a atins valoarea de 1630C, care este foarte apropiată de temperatura maximă admisă de 1800C, timpul până la care s-a atins stabilizarea termică la determinarea precedentă poate fi considerat, cu bună aproximare, drept constantă termică a METR. În general, pentru determinarea constantei termice nu se impune menținerea constantă a puterii absorbite. S-a constatat pe parcursul încercării de la paragraful precedent că nu a fost necesar să se ajusteze semnificativ puterea absorbită, acesta fiind un argument suplimentar pentru a considera timpul scurs până la stabilizarea termică drept constantă termică a METR.

Intervalul de timp după care s-a produs stabilizarea termică este:

τth = 23 minute (5.51)

Determinarea nivelului de vibrații pentru sistemul METR fără perii de CC – generator sincron.

Principalele motive care pot produce vibrații sunt: efectele dinamice cauzate de toleranțele tehnologice și de jocuri, datorită lagărelor și a maselor neechilibrate aflate în mișcare de rotație.

Adesea, eventuale vibrații de intensitate mică, fiind posibil, cu ușurință, să treacă neobservate, pot excita prin fenomenul de rezonanță alte părți ale structurii, amplificând la valori mai mari vibrațiile și zgomotele.

În cazul METR, măsurarea vibrațiilor este destul de importantă. În subcapitolul 2.3, în urma analizei numerice, s-a constata faptul că, la mașina studiată, rotorul este proiectat corespunzător regimului de lucru, făcându-se un calcul al frecvențelor proprii de vibrații pentru a avea garanția că nu se suprapun cu frecvențele de lucru.

Într-o continuare a acestui studiu s-a determinat nivelul de vibrații a întregului sistem motor-generator, în laboratorul firmei Colibri Spindles LTD din Israel (firma utilizatoare de METR și producător de scule speciale, printre care cele pentru tăierea cipurilor pe bază de siliciu).

Măsurătorile s-au realizat cu ajutorul unui analizor de vibrații, modelul Vibrotest 60, produs de firma Schenck.

În figurile 5.50 și 5.51 se poate observa o imagine de ansamblu a standului de măsurare ce este compus din:

Sistemul METR-generator;

Sursă de alimentare;

Invertor;

Analizor de vibrații;

Accelerometru piezoelectrice;

Senzor pentru citirea turației.

Fig.5.50. Relativ la standului pentru măsurarea vibrațiilor sistemului METR-generator.

Fig.5.51. Imagine de ansamblu a standului pentru măsurarea vibrațiilor sistemului METR-generator.

Fig. 5.52.Nivelul de vibrații măsurat pentru sistemul METR-generator.

După cum se observă în figura 5.52, nivelul vibrațiilor este mai ridicat la pornire, undeva până la turația de aproximativ 7000 rpm, dar se stabilizează, cea ce constituie un fenomen normal, predictibil.

În intervalele de turație aproximativ 33000 ÷ 38000 cât și 51500 ÷58000 se constată o creștere a nivelului de vibrații, ce este datorată în principal rulmenților de turație ridicată utilizati pentru lăgăruire (deși sunt din categoria specială, pentru turații ridicate de până la 120.000 rpm).

Peste 60.000 rpm nu au fost făcute teste datorită limitărilor impuse de valoarea maximă a tensiunii de alimentare din sursa primară. Însă, așa cum s-a mai menționat, regimul de lucru al aplicației nu solicită viteze de rotație mai mari de 60.000 rpm în sarcină.

În cazul unor aplicații mai pretențioase, pentru a scădea nivelul de vibrații, se utilizează lagăre aerodinamice. Nu s-au folosit în cadrul operațiunilor de testare datorită nivelului ridicat al costurilor pentru sistemul aerodinamic și echipamentele de menținere a pernei de aer laminar în jurul lagărelor.

Concluzii.

Condițiile de criză generalizată și de lungă durată demonstrează că, în prezent, unui producător nu-i mai este suficient să lucreze pe baza unor soluții de concepție clasice, a unor tehnologii și metode manageriale de asemenea vechi – este neapărat necesar să-și schimbe în totalitate maniera de a gândi, de a lucra și de a elabora soluții noi.

Toate determinările experimentale ilustrate în graficele din subcapitolul 5.3.3 dau posibilitatea următoarelor tipuri de studii și analize:

Comportamentul METR în situații ideale (fără considerarea pierderilor mecanice și a pierderilor suplimentare în materialul feromagnetic datorate principiului de lucru al invertorului);

Comportamentul structurii mecanice (frecările în lagăre la pornire și în regim dinamic);

Comportamentul cuplului de prindere magnetică la pornire și la viteze scăzute;

Comportamentul generatorului;

Funcționarea METR în diverse regimuri, cu sarcină variabilă;

Aspecte privind regimul termic al METR;

Comportamentul in regim dinamic tranzitoriu sau stabilizat din punctul de vedere al vibrațiilor mecanice a structurii METR.

În regimul de funcționare în gol se consideră doar pierderile în materialul feromagnetic (pierderile de bază) și pierderile mecanice, care se datorează pierderilor în lagăre și de interacțiune a rotorului cu aerul, întrucât pierderile în înfășurări reprezintă o fracțiune neglijabilă în raport cu pierderile totale la funcționare în gol.

În regimul de încărcare cu sarcină se adaugă pierderile în înfășurarea motorului și se evaluează cuplul util la axul motorului. În ambele cazuri au fost trasate curbele specifice unei mașini electrice.

Deoarece acționarea METR se face prin intermediul unui invertor care reglează tensiunea prin intermediul unui PWM, la cele prezentate mai sus, se adaugă pierderile suplimentare în materialul feromagnetic datorate frecvenței de chopare a invertorului.

În ceea ce privește generatorul, care este utilizat în calitate de sarcină pentru METR, principiile sunt cele generale din metoda de determinare a caracteristicilor prin utilizarea unui generator tarat.

De interes este caracteristica mecanică la tensiune de alimentare constantă. Totuși, trebuie subliniat că în cazul servomecanismelor acest tip de caracteristică nu este chiar de utilitate practică, fiind mai degrabă o caracterizare de ordin calitativ a METR. În general, prezintă interes o serie de caracteristici artificiale direct legate cu diversele combinații între mărimile specifice care apar în serviciile reale ale servomecanismelor.

Interesul manifestat la METR este acela de a funcționa la viteze de rotație cât mai ridicate dar se constată că pierderile în fier cresc foarte mult odată cu turația, încât randamentul ajunge undeva între 40% – 50 % în cazul utilizării unui invertor fără restrictii impuse si între 65% – 80% în cazul când invertorul are o placă de bază profesională, specializată.

Pentru discernerea cât mai fidelă a fenomenologiei complexe privind funcționarea METR în cadrul binomului METR – invertor, s-au efectuat încercări în două situații distincte:

utilizând un invertor fără restricții impuse asupra evoluției curenților (totuși, structura și modul de lucru ale unui invertor impun în mod implicit o serie de restricții, însă nu se suprapun și restricții anume, implementate în modul software), construit în laboratoarele proprii ale firmei Sistem Euroteh;

utilizând un invertor profesionalizat, orientat spre posibilitatea funcționării în regim de lungă durată, fără riscul încălzirii circuitelor proprii și a înfășurărilor motorului peste limitele admise de clasa de izolație; acest invertor are în structură o placă de dezvoltare specializată, produsă de Microchip [106], la care s-au atașat și integrat un microprocesor specializat, programabil, respectiv un etaj final de forță proiectat și realizat în cadrul firmei Sistem Euroteh (de altfel, întreg conceptul aparține firmei, dar s-au fructificat cunoștințele și experiența unor specialiști dintre colaboratorii firmei); acest invertor impune restricții în privința curenților prin modul hard intrinsec, dar mai ales prin modul software manifestat prin microprocesorul programabil.

Primul tip de invertor a permis obținerea unor mărimi specifice METR însuși, mai puțin afectate și deformate de către limitările impuse de circuitele și soft-ul invertorului. În acest mod s-a urmărit mai riguros ceea ce se întâmplă în structura însăși a METR în diverse regimuri de funcționare.

Al doilea invertor permite funcționarea sistemului METR – invertor în regim de lungă durată, iar înregistrările mărimilor caracteristice au condus la concluzii importante asupra modului în care funcționarea și comportarea motorului însuși sunt influențate de intervenția hard și soft a invertorului.

Cele arătate mai sus au fost analizate pe larg în expunerile din cadrul prezentului capitol.

Din analizele de ordin energetic, la ridicarea caracteristicilor de funcționare, s-a constatat că eficiența METR (randamentul) este relativ redusă. Însă acest aspect este doar aparent întrucât trebuie avute în vedere următoarele:

puterea motorului, care se apropie de 1 kW, este atât de ridicată datorită vitezei mari de rotație și nu constantei de cuplu, care este doar de 9 mNm/A;

din acest motiv, ponderea în puterea necesară a fi absorbită de la sursă o are aceea care să acopere pierderile in fier și cele mecanice, care nu sunt direct proporționale cu constanta de cuplu, ci sunt proporționale cu o anumită structură constructivă a motorului;

tocmai structura constructivă a motorului nu este proporțională cu constantele energetice specifice motorului, în sensul că și la constante foarte reduse (cum este cazul aici) se cere o anumită consistență a structurii;

daca motorul se dubleaza ca volum, de exemplu, se pot obține constante specifice de până la patru ori mai mari, însă pierderile totale abia dacă se dublează ca valoare; ținând cont că puterea utilă va crește de cel puțin 3,5 ori, va rezulta un randament foarte bun, care poate să depășească valoarea de 90%;

de altfel, în literatura de specialitate se întâlnește (și chiar s-a prezentat și în această lucrare, în cadrul capitolelor introductive) situația unor METR de ordinul a câțiva kW, sau chiar zeci de kW, mergându-se spre sute de kW; totul este legat de aplicație, de volum, de viteza de rotație, dar mai ales de constantele pentru cuplu și t.e.m.

Ca o concluzie finală, trebuie remarcat că anumite aspecte prezentate în acest capitol se pot constitui în elemente de teorie generală, de teorie tehnică si de teorie de proiectare pentru METR, astfel încat lucrarea servește celor interesați în astfel de mașini, inclusiv dacă urmăresc dezvoltarea acestora.

CONCLUZII FINALE, CONTRIBUȚII ORIGINALE ȘI DIRECȚII DE CERCETARE

METR, ce a fost dezvoltat și studiat în cadrul activității de doctorat, are elemente de originalitate și cere o gândire cu totul nouă, atât la nivelul conceptului general cât și la nivelul conceptului particular.

Aspecte privind METR pentru aplicațiile speciale se regăsesc în diverse lucrări de specialitate pe plan internațional, mai puțin pe plan național, însă în cadrul activității de doctorat mi-am propus nu doar analiza unui METR care prezintă un număr fracționar de crestături pe pol și fază, ci, plecând de la o soluție destul de cunoscută de proiectanții de MES, anume cu 9 crestături și 6 poli, să ajung treptat la o soluție cu 6 crestături și 8 poli, mult mai performantă decât cea anterioară.

Având ca scop prezentarea unui nou tip de METR, realizată practic, subiectul lucrării o încadrează între temele care necesită o intensă muncă de cercetare teoretică multidisciplinară, susținută de numeroase experimentări atât pe modele numerice cât și pe modele fizice.

Ca principale elemente de originalitate prezentate în cadrul lucrării se pot enumera:

Realizarea unui studiu sistematic al situației pe plan mondial și pe plan național în domeniul METR.

Realizarea unui studiu teoretic al câmpului electromagnetic cu ajutorul programului de analiză numerică FEMM. Plecând de la o soluție destul de cunoscută de proiectanții de MES, anume cu 9 crestături și 6 poli, s-a ajuns, treptat, la o soluție cu 6 crestături și 8 poli, mult mai performantă decât cea anterioară fiind prezentate atât avantajele cât și dezavantajele noii soluții cât și a soluțiilor intermediare.

Elaborarea în limbajul de programare LUA a programului de analiză numerică a câmpului electromagnetic pentru METR. Programul a fost realizat astfel încât să se poată personaliză pentru fiecare model studiat doar prin schimbarea numărului de poli ai mașinii.

Realizarea unui studiu teoretic al fenomenologiei vibrațiilor în METR și servosistemele care le utilizează.

La METR nu trebuie studiate și analizate doar problemele de natură electromagnetică ci trebuie luată în considerare și problema dinamicii rotorului și a integrității materialelor care îl compun. La METR studiată s-a constat faptul că rotorul este proiectat corespunzător regimului de lucru. Astfel am făcut un calcul al frecvențelor proprii de vibrații pentru a avea garanția că frecvențele de lucru nu se suprapun cu cele proprii. Analiza continuând cu un calcul la solicitarea centrifugală la turația de lucru, dar și la turații superioare, pentru a se poate face o idee asupra comportării rotorului.

Contribuții la elaborarea metodologiilor de proiectare a METR.

Până în momentul când am propus tema, pentru activitatea de doctorat, nu am găsit în literatura de specialitate, din România, îndrumare de proiectare pentru METR sau măcar referiri metodologice specifice privind proiectarea acestor tipuri de mașini electrice.

Realizarea experimentală a unei METR cu o configurație de 6 crestături și 8 poli (având ca soluție de bază 3 crestături și 4 poli).

Principalele avantaje al unei astfel de înfășurări sunt:

Numărul mare de poli și numărul redus de crestături permite reducerea dimensiunilor circuitului magnetic, deci dă posibilitatea proiectării unei METR cu cifră de calitate energetică ridicată (raportul dintre constanta t.e.m. și volumul mașinii).

Există posibilitatea de configurare a geometriei crestăturii și dintelui astfel încât să se obțină diverse forme ale t.e.m.

Tehnologia de execuție a circuitului magnetic al indusului se simplifică substanțial.

Numărul redus de bobine reduce substanțial timpul de bobinaj, implicit reduce costurile cu manopera.

Bobinele se execută pe dinte, deci nu există interferență între ele, prin urmare se reduce riscul de scurtcircuit între bobine.

Volumul capetelor de bobină se micșorează destul de mult iar aceste capete pot fi presate fără riscul de a produce scurtcircuit între bobine.

Structura bobinajului și capetele de bobină mai mici conduc la obținerea unei valori mai scăzute a rezistenței înfășurării, cu consecințe favorabile asupra încălzirii și a căderilor de tensiune.

Se obține inductivitate mai mare decât în cazul înfășurării clasice, ceea ce este favorabil pentru partea electronică de control și comandă.

Într-o anumită configurație mărirea numărului de poli conduce nemijlocit la micșorarea volumului unui pol magnetic. Se cunoaște, că la turații ridicate, forța centrifugă care solicită MP este proporțională și cu masa MP, deci diminuarea masei unui MP micșorează forța centrifugă pe MP și în final poate fi crescută suplimentar viteza de rotație.

Conceperea și realizarea a două echipamente electronice de comandă și control, și anume a unui invertor fără restricții impuse cât și a unuia profesionalizat, cu restricții impuse, ce integrează toate aspectele care au apărut în diverse etape de proiectare – experimentare:

Cu ajutorul invertorului fără restricții impuse s-a urmărit mai riguros ceea ce se întâmplă în structura METR în diverse regimuri de funcționare, permițând obținerea unor mărimi specifice mai puțin afectate și deformate de eventualele limitări.

Invertorul profesionalizat, cu restricții impuse, permite funcționarea sistemului METR-invertor în regim de lungă durată. Înregistrările mărimilor caracteristice au condus la concluzii importante asupra modului în care funcționarea și comportarea motorului sunt influențate de intervenția invertorului.

Conceperea și realizarea unui sistem de testare integrat (METR-generator) bazat pe metoda generatorului tarat, care să nu influențeze în sine caracteristicile de funcționare ale mașinii analizate.

Pentru determinările experimentale ale METR, dezvoltată în cadrul activității de doctorat, am realizat un sistem motor – generator, astfel statoarele (atât al METR cât și al generatorului) sunt montate într-o carcasă comună iar rotoarele sunt pe același ax.

BIBLIOGRAFIE

[1] Alahakoon S., Digital Motion Control Techniques for Electrical Drives, ISBN 91-7170-555–4, Stockholm , 2000.

[2] R. Ancuti, I. Boldea, G.-D. Andreescu, Sensorless V/f control of high-speed surface permanent magnet synchronous motor drives with two novel stabilising loops for fast dynamics and robustness. IET Electr. Power Appl. 4(3), 149-157 (2010).

[3] Arkkio, A., Jokinen, T., Lantto, E., 2005. Induction and permanent-magnet synchronous machines for high-speed applications. Proceedings of the 8th International Conference on Electrical Machines and Systems – ICEMS 2005, Vol. 2, 27-29 September 2005, pp. 871-876.

[4] Avishai Sintov, Tomer Avramovich, Amir Shapiro, Design and Motion Planning of an Autonomous Climbing Robot with Claws, The Journal of Robotics and Autonomous systems, Vol. 59 (11), 1008-1019, November 2011.

[5] Constantin Bâlă – Mașini Electrice, Editura Didactică și Pedagocică, București 1982.

[6] Jakub Bernat, Michal Kajda, Jackub Kolota, Slawomir Stepien – “Brushless DC Motor Optimization Using FEM Parallel Simulation Technique with Look Up Tables”, Studies in Applied Electromagnetics and Mechanics Vol.34 – Computer Field Models of Electromagnetic Devices, pp.435-439, IOS Press 2010.

[7] A. Boglietti, P. Ferraris, M. Lazzari, F. Profumo: “Test Procedure for Very High Speed Spindle Motors”, IEEE IAS Annual Meeting, 1990, vol. 1, pages 102 – 108.

[8] A. Borisavljevic, H. Polider, J. Ferreira, On the speed limits of permanent-magnet machines. IEEE Trans. Ind. Electron. 57(1), 220-227 (2010).

[9] A. Borisavljevic, H. Polider, J. Ferreira, Enclosure design for a high-speed permanent magnet rotor, in Proceeding of the Power Electronic, Machines and Drives Conference, PEMD 2010.

[10] A. Borisavljevic, H. Polinder, J.A. Ferreira, Realization of the I/f control method for a high-speed permanent magnet motor, in Proceedings of the International Conference on Electrical Machines, ICEM 200, 2010.

[11] A. Borisavljevic, H. Polinder, J.A. Ferreira, Calculation of unbalanced magnetic force in slotless PM machines, in Proceedings of Electrimacs, 2011.

[12] A. Borisavljevic, H. Polinder, J.A. Ferreira, Conductor optimization for slotless PM machines, in Proceedings of the XV International Symposium on Electromagnetic Fields in Mechatronics, ISEF 2011, 2011.

[13] A. Borisavljevic – Limits, Modeling an Design of High – Speed Permanent Magnet Machines; Editura Springer, 2012.

[14] B. Bossmanns and J. F. Tu, “A power flow model for high speed motorized spindles—heat generation characterization,” Journal of Manufacturing Science and Engineering, vol. 123, no. 3, pp. 494–505, 2001.

[15] Zoubida Belli Boulassel, Mohamed Rachid Mekideche – “Modelling and Design of a Synchronous Permanent Magnets Machine”, Studies in Applied Electromagnetics and Mechanics Vol.34 – Computer Field Models of Electromagnetic Devices, pp.389-397, IOS Press 2010.

[16] A. Castagnini, I. Leone: “Test Results of a Very High Speed PM Brushless Motor”, International Conference on Electrical Machines (ICEM), 2002, Brugge, Belgium.

[17] Chanchlani R., Swami S.K.R., Agarwal R., Sharma S., Agrawal M, Agarwal R, Inteligent Climber: A Wireless Wall-Climbing Robot Utilizing Vacuum Suction and Sand Paper, TIIEC’13 Proceedings of the 2013 Texas Instruments India Educators’ Conference, Pages 271-276.

[18] M.V.K. Chari, S.J. Salon, "Numerical Methods in Electromagnetic", Academic Press, 2000.

[19] Chiasson J., Modeling and High-Performance Control of Electric Machines, John Wiley & Sons, ISBN 0-471-68449-X, New Jersey, 2005.

[20] A. Chiba and T. Fukao, “Super high speed electrical machines,” 2004. IEEE Power Engineering Society General Meeting, pp. 1272–1275, 2004.

[21]. Costache, A., "Metode moderne in cercetarea dinamicii", Referat de doctorat Nr.2, U. P.B, 41 pag, 2009.

[22] Cristina, D; Gheorghe, U; Gheorghe, B; Radu, O; Numerical simulation of the sensorless control for an electrical drive system with brushless DC servomotor, Proceedings of the 2012 International Conference and Exposition on Electrical and Power Engineering-EPE2012, Iași, October 25-27, 2012, ISBN 978-1-4673-1171-7, pag.379-384.

[23] Dogan I., Advanced PIC Microcontroller Projects in C, Elsevier (Newnes), ISBN 978-0-7506-8611-2, New York, 2008.

[24] Ovidiu Gh. Drăgănescu – Încercările mașinilor electrice rotative; Editura Tehnică; București 1987.

[25] Driesen, J.; Belmans, R. (2005) Specific Problems of High-Speed Electrical Drives. In Micro Gas Turbines (pp. 12-1 – 12-16). Educational Notes RTO-EN-AVT-131, Paper 12. Neuilly-sur-Seine, France: RTO. Available from: http://www.rto.nato.int/abstracts.asp.

[26] Edu, I.R., Obreja, R., Grigorie, T.L., Current technologies and trends in the development of gyros used in navigation applications – a review, Conference on Communications and Information Technology (CIT-2011), July, 14-16, Corfu, Greece, pp. 63-68, 2011 (ACM Digital Library).

[27] Edu, I.R., Obreja, R., Grigorie, T.L., Miniaturised accelerometers architectures, development technologies and applications, International Multidisciplinary Scientific GeoConference & EXPO – SGEM 2011, 19-25 June, Albena, Bulgaria, 2011 (SCOPUS, ProQuest, GeoRef)

[28] Edu, I.R., Lita, D., Obreja, R., Grigorie, T.L., Micro and nano multisensor data fusion for navigation applications: a review, International Multidisciplinary Scientific GeoConference & EXPO (SGEM 2011), 19-25 June, Albena, Bulgaria, 2011 (SCOPUS, ProQuest, GeoRef).

[29] M. Ektesabi, Immunity of Integrated Drive System, Effects of Radiated and Conducted Emission, J. of World Academy of Science, Eng. and Tech., 2011, pp. 443-447.

[30] Fadali M., Digital Control Engineering: Analyisis and Design, Elsevier Inc., ISBN 978-0-12-374498-2, 2009.

[31] V. Firețeanu, M. Popa, T. Tudorache, "Modele numerice în studiul și concepția dispozitivelor electrotehnice", Editura Matrix Rom, București 2004.

[32] J.F. Gieras – Advancements in Electric Machines; Editura Springer, 2010.

[33] Hamid A. Toliyat, Tilak Gopalarathnam, Chapter 10 AC Machines Controlled as DC Machines (Brushless DC Machines/Electronics), The Power Electronics Handbook, CRC Press, 2002.

[34] Grigorie, T.L., Botez, R.M., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R. MEMS Gyro Performance Improvement through Bias Correction over Temperature using an Adaptive Neural Network trained Fuzzy Inference System, Proceedings of the Institution of Mechanical Engineers, Part G: Journal of Aerospace Engineering, ISSN 0954/4100, September 2012, Vol. 226(9), pp. 1121-1138, doi:10.1177/0954410011417671.

[35] Grigorie, T.L., Botez, R.M., Sandu, D.G., Obreja, R., A redundant bi-dimensional inertial navigator in vertical plane, Recent Researches in Circuits and Systems, Kos Island, Greece, July 14-17, 2012 (ACM Digital Library).

[36] Grigorie, T.L., Corcau, J.I., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja R., Precision Improvement for a Tunneling Accelerometer by Using an Intelligent Controller to Close its Loop, 12th IEEE International Symposium on Computational Intelligence and Informatics (CINTI 2011), November 21-22, Budapest, Hungary, 2011 (IEEEXplore, INSPEC, Ei Compendex).

[37] Grigorie, T.L., Edu, I.R., Obreja, R., Botez, R.M., An attitude software tool based on a matrix method, ARA 36th International Congress, (Presses Internationales, Polytechnique Montreal), Bari, Italy, May 30-June 2, 2012.

[38] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R., Closed loop high-precision accelerometer with smart control, Scientific Bulletin of The “POLITEHNICA” University of Timișoara, Romania, Transactions on Automatic Control and Computer Science, ISSN 1224-600X (B+ CNCSIS journal, indexed in databases Index Copernicus Journals Master List, and VINITI – All-Russian Institute of Scientific and Technical Information).

[39] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja R., A tool for the aircrafts attitude determination, International Conference NAV-MAR_EDU – 2011, November 11-13, Constanta, Romania, 2011 (papers published in “Scientific Bulletin of Naval Academy”, ISSN: 1454 – 864X, CNCSIS B journal).

[40] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R., Miniature accelerometer precision improvement using intelligent control, 6th IEEE International Symposium on Applied Computational Intelligence and Informatics (SACI 2011), 19-21 May, Timisoara, Romania, pp. 421 – 426, 2011 (IEEEXplore, INSPEC, Ei Compendex)

[41] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R. Concepts for error modeling of miniature gyros used in inertial navigation systems, Proceedings of the IEEE International Conference on Mechanical Engineering, Robotics and Aerospace (ICMERA 2010), Bucharest, 1-4 December, Section 4, 5 pp., 2010 (IEEEXplore, INSPEC, Ei Compendex)

[42] Grigorie, T.L., Lungu, M., Corcau, J.I., Edu, I.R., Obreja, R. Miniaturised Strap-Down Gyro Performance Improvement through On-Line Bias Correction over Temperature, Proceedings of the IEEE International Conference on Mechanical Engineering, Robotics and Aerospace (ICMERA 2010), Bucharest, 1-4 December, Section 4, 5 pp., 2010 (IEEEXplore, INSPEC, Ei Compendex).

[43] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R. Concepts for error modeling of miniature accelerometers used in inertial navigation systems, 10th International Conference on Applied and Theoretical Electricity – ICATE 2010, Aerospace Engineering Section, Craiova, Romania, 8-9 October, 2010, Published in Annals of the University of Craiova, Electrical Engineering series, No. 34, 2010, pp. 212-219, ISSN 1842-4805 (B+ CNCSIS journal, indexed in databases Index Copernicus Journals Master List).

[44] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R., Influences of the miniaturised inertial sensors errors on the navigation solution in a bidimensional SDINS in vertical plane, 4th International Conference on Computational Mechanics and Virtual Engineering (COMEC2011), 20-22 October, Brasov, Romania, 2011

[45] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R. Analysis of the Miniaturized Inertial Sensors Stochastic Errors with the Allan Variance Method: A Review, Proceedings of the International Conference of Aerospace Sciences “AEROSPATIAL 2010”, Bucharest, 20-21 October, Section 5, pp. 1-10, 2010, ISSN 2067-8622.

[46] Grigorie, T.L., Obreja, R., Edu, I.R., Redundant bi-dimensional SDINS based on inertial sensors data fusion. International Conference for Academic Disciplines, Vienna, Austria, 1-5 April 2012, Accepted for publication in International Journal of Arts & Sciences IJAS, ISSN: 1557-718X (Indexed in WorldCat, Ulrich's serials directory, Proquest detabases).

[47] Grigorie, T.L., Obreja, R., Corcau, J., Dinca, L., Matlab/Simulink software implementation and interfacing of a strap-down inertial attitude method, 38th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society – IECON 2012, Montreal, Quebec, Canada, pp. 5441-5446, 25-28 October, 2012 (IEEEXplore, INSPEC, Ei Compendex).

[48] Grigorie, T.L., Obreja, R., Sandu, D.G., Corcau, J.I., Allan Variance Analysis of the Miniaturized Sensors In A Strap-Down Inertial Measurement Unit, 12th International Multidisciplinary Scientific GeoConference – SGEM2012, ISSN 1314-2704, Vol. 3, pp. 443 – 450, June 17-23, 2012 (SCOPUS, ProQuest, GeoRef).

[49] Grigorie, T.L., Obreja, R., Botez, R.M., Sandu, D.G., Error model of a bidimensional SDINS in vertical plane, 58th Canadian Aeronautics & Space Institute (CASI) Aeronautics Conference – AERO 2011, 26-28 April, Montreal, Canada.

[50] Stanley Humphries Jr., "Field Solutions on Computers", CRC Press, 2010.

[51] Jagat Jyoti Rath, “Effective Speed Control in 3-Phase BLDC Motor by Reaching Law based Sliding Mode Technique”, International Journal of Computer Applications vol.43, no.16, pp.25-32, April 2012.

[52] G.K.Jerve – Încercările industriale ale mașinilor electrice; Editura Tehnică; București 1961.

[53] Jiaxin Chen, Youguang Guo, Jianguo Zhu, An improved Phase Variable Model Based on Electro-magnetic Field Coupled with its External Circuits for Performance Evaluation of Permanent Magnet DC Motors, 2007 Second IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications, pp.955-959.

[54] Nicolae Jula, Tudor Ursu, Nicolae Popoviciu, Costin Cepisca, Radu Obreja, Consideration on New Theoretical Solutions of Specilal Electric Machines Using Specialized Soft of Electromagnetic Field Numerical Analysis, Proceedings of 10th WSEAS International Conference on Software Engineering, Parallel and Distributed Systems (SEPADS 11), Cambridge, United Kingdom, February 2011, Volume Recent Researches in Software Engineering, Parallel and Distributed Systems, WSEAS Press, Editors: Zoran Bojkovic, Janusz Kacprzyc, Nikos Mastorakis, Valeri Mladenov, Roberto Revetria, Lotfi A Zadeh, Alexander Zemilak, pag. 51-56, ISSN: 1792-8095, ISBN: 978-960-474-277-6.

[55] Nicolae Jula, Tudor Ursu, Cristina Diaconescu, Radu Obreja, High Resolution Posistion Inductive Transducers for Harsh Environmental Conditions, International Conference on Nanotechnologies and Biomedical Engineering, Chisinau, Republic of Moldova, 7-8 July, 2011, Section 2, pp.175-179, ISBN 978-9975-66-239-0.

[56] M. Kimman, H. Langen, R.M. Schmidt, A miniature milling spindle with active magnetic bearing. Mechatronics 20(2), 224-235 (2010)

[57] M.H. Kimman, Design of a Micro Milling Setup with an Active Magnetic Bearing Spindle. Ph.D. Dissertation, Delft University of Technology, 2010.

[58] Kong X., Wang F., and Sun Y. (2007) ‘Comparison of High Speed PM Generator with PM Doubly Fed Reluctance Generator for Distributed Power Generation System’, 2nd IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications, 2007. ICIEA 2007, pp.1193 –1197.

[59] Krämer, E., "Dynamics of Rotors and Foundations", Springer Verlag, Berlin, 1993.

[60] A. Krings, J.Soulard, Overview and comparison of iron loss models for electrical machines. J. Electr. Eng. 10(3), 162-169 (2010)

[61] Irina Kruchinina, Janush Danilevich, Victor Antipov, Yuvenaliy Khozikov, Anna Ivanova – “Finite Element Analysis and Comparation Parameters of Permanent Magnet Synchronous and Two-Ply Solid Rotor Induction Motors”, Studies in Applied Electromagnetics and Mechanics Vol.34 – Computer Field Models of Electromagnetic Devices, pp.362-368, IOS Press 2010.

[62]. Magheți, I., Negrea, A., Craifaleanu, A., Modern methods upon vibration monitoring of machines – cap. 6 din Topics in applied mechanics, vol. III, Ed. Academiei Romane, București, 2006.

[63] Răzvan Măgureanu – Mașini electrice speciale pentru sisteme automate; Editura Tehnică; București 1981.

[64] Miller T. J. E., Brushless Permanent-Magnet and Reluctance Motor Drives, ISBN 978-0-198-593-690, Glasgow, 1989.

[65] Năvrăpescu V., Covrig M., Popescu M., Todos P., Acționări electrice de curent continuu, Editura ICPE, București, 1999.

[66] T. W. Nehl, B. Lequesne, V. Gangla, S. A. Gutkowski, M. J. Robinson, and T. Sebastian, “Nonlinear two-dimensional finite element modeling of permanentmagnet eddy current couplings and brakes,” in Magnetics, IEEE Transactions on, vol. 30, Miami, FL, USA, Sept. 1994, pp. 3000–3003.

[67] Nicolae Vasile, Sigismund Șlaiher – Servomotoare Electrice Vol.1; Editura Electrica; București 2002.

[68] Nicolae Vasile, Sigismund Șlaiher – Servomotoare Electrice Vol.2; Editura Electrica; București 2002.

[69] A.Nicolaide, "Mașini electrice Teorie * Proiectare", Editura Scrisul Românesc, Craiova 1975.

[70] Obreja, R., Edu, I.R., Limited Angle Torque Motors Having High Torque Density, Used in Accurate Drive Systems, 15th International [anonimizat] on Electrical Engineering – POSTER 2011, 12 May, Prague, Czech Republic, 2011 (published in Acta Polytechnica Vol. 51 No. 5/2011, pp. 75-83, Czech Republic) (WorldCat database) – First prize in Power engineering Section of the Conference.

[71] J. Oyama, T. Higuchi, T. Abe, K. Shigematm X. Yang, E. Matsuo, “A trial production of small size ultra-high speed drive system,“ IEMDC2003, vol. 1, no.2-1-1, pp. 31-36, 2003.

[72] Sanda Pațurcă „Comenzi moderne în sisteme de acționări electrice”, Ed. Matrix Rom, București, 2011.

[73] Pfister, P-D; Perriard, Y; – “Torque Measurement Methods for Very High Speed Synchronous Motors”, Proceedings of the 2008 International Conference on Electrical Machines, Vilamoura, 2008.

[74] M.A. Rahman, and P. Zhou, “Accurate Determination of Permanent Magnet Motor Parameters by Digital Torque Angle Measurement”, Journal of Applied Physics, vol. 76, no. 10, November 1994, pp. 6868-6870.

[75] Reece, A.B.J, Preston, T.W., "Finite Element Methods in Electrical Power Engineering", Oxford University Press, 2000.

[76] S. Ruangsinchaiwanich Z.Q. Zhu and D. Howe. Synthesis of cogging torque waveform from analysis of a single stator slot. 2005 IEEE International Conference on Electric Machines and Drives, pages 125–130.

[77] A. N. Știrban, Low Cogging Torque PMSM Drives with Rectangular Current Control, Teză de Doctorat, Universitatea “Politehnica” din Timișoara, Editura Politehnică, Timișoara, 2010.

[78] Anca Tomescu, I.B.L. Tomescu, F.M.G. Tomescu , "Modelarea numerică a câmpului electromagnetic", Editura Matrix Rom, București 2003.

[79] Soran I.F., Sisteme de Acționare Electrică, Ediftura Matrix Rom, București, 2010.

[80] Țopa I., Diaconu L., Acționări electrice reglabile cu mașini de current continuu, Ed. Matrix Rom, ISBN 978-973-755-532-8, București, 2009.

[81] Georghe Ursanu, Cristina Nicoleta Diaconescu, Gheorghe Baluta, Radu Obreja, Position Control of Direct Current Servo-Motor with Microcontroller Development Board, Proceedings of the 16th International Conference Modern Technologies Quality and Innovation MODTECH 2012, 24-26 May 2012, Sinaia, pp1009-1012.

[82] Vukosavić S., Digital Control of Electrical Drives, Springer, ISBN 978-0-387-25985-7, Belgrad, 2007.

[83] C. Zwyssig, S. D. Round, and J. W. Kolar, “An ultrahigh-speed, low power electrical drive system,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 55, no. 2, pp. 577–585, Feb. 2008.

[84] Zwyssig, C., Kolar, J.W., Round, S.D. 2009. Megaspeed drive systems: Pushing beyond 1 million r/min. IEEE/ASME Transactions on Mechatronics, Vol. 14, No. 5, October 2009, pp. 564-574.

[85] *** iRobot 310 SUGV, http://www.irobot.com/For-Defense-and-Security/Robots/310-SUGV.aspx#Military

[86] *** ACM-R5H Snake Robot, http://www.hibot.co.jp/en/products/robots_1/acm-r5h_33

[87] *** Products & Technology, http://www.ga.com/defense

[88] *** Camcopter S-100, http://www.schiebel.net/Products/Unmanned-Air-Systems

/CAMCOPTER-S-100/Introduction.aspx

[89] *** ETOP – Electric Tethered Observation Platform, http://www.iai.co.il/2013/35759-41817-en/IAI.aspx

[90] *** High Speed Motors & Generators, http://www.synchrony.com/products/high-speed-motors-generators/index.php

[91] *** Products, http://www.imt.de/en/products/

[92] *** High Speed Motors for Test Rigs – MGV Series, http://www.parker.com/literature/

Electromechanical%20Europe/Literature/192_063018_Serie%20MGV_Catalog.pdf

[93] *** Catalog Produse Sistem Euroteh, http://sistemeuroteh.ro/index.php? option=com_

content&view=article&id=49&Itemid=56&lang=en

[94] *** Catalog Produse ICPE messico, http://www.icpe.ro/messico/products.html

[95] *** Maxon Motor High Speed Brushless Motors Catalog, http://www.maxonmotor.com

/maxon/view/service_search;JSESSIONID=59AA0C23A6D7EDAC7406D47F9025D503?query=higg+speed

[96] *** Portescap Products Catalogue, http://www.portescap.com/products/brushless-dc

motor

[97] *** PerformeX Series Slotless BLDC Miniature Motors, http://www.alliedmotion.com

/Products/Series.aspx?s=22

[98] *** Silencer Series Brushless DC High Speed Motors, http://www.moog.com/literature/

MCG/bnhsseries.pdf

[99] *** FEMM 4.2 Documentation, http://www.femm.info/wiki/Documentation/

[100] *** LUA 5.3 Documentation, http://www.lua.org/docs.html

[101] *** ANSYS Documentation, http://www.ansys.com/Support/Documentation

[102] *** Custom Motor Test Systems, http://www.magtrol.com/motortest/custom_motortest

_systems.html

[103] *** Motor Testing Systems for Laboratory, http://www.meatesting.com/Product.aspx?

l=1&p=4&pg=54

[104] *** Cogging Torque Meter, http://www.suzuko.co.jp/english/original/torque2.html

[105] *** DZRALTE-010L200 Datasheet, Advanced Motion Control, www.a-m-c.com.

[106] *** dsPICDEM™ MCLV-2 Development Board User’s Guide, Microchip, www.microchip.com

Anexa 1. Programul LUA de analiză numerică a câmpului electromagnetic a METR.

– 1 –

– Analiza masinii electrice cu turație ridicata –

–––––––––––––––––––––––

– introduce o geometrie; introduce numele fisierului fem –

mydir="./"

open(mydir .. "MTR-6c8p.fem")

mi_saveas(mydir .. "temp001.fem")

showconsole()

clearconsole()

– 10 –

– introduce valoarea curentului –-

I = 8

–––––––––––––––––––––––

– introduce numarul de perechi de poli –

p = 3

– 16 –

– calculeaza valoarea unui ciclu de integrare geometric –

cie = 360/p;

–––––––––––––––––––––––

– introduce valoarea incrementului geometric –

pas = 1

– 22 –

– introduce numarul de incrementi geometrici –

steps = cie;

–––––––––––––––––––––––-

– tipareste numele fisierului si capul de tabel –

print("MTR-9c6p")

print("poz. ", "flux elmg. A ", "flux elmg. B "," flux elmg. C ", "cuplul cogging ", " cuplul rezultant ","cuplul elmg. " , " t.e.m. faza A " , " t.e.m. faza B "," t.e.m. faza C ")

– 30 –

– initializeaza valorile pentru fluxurile magnetice pe faza –

–––––––––––––––––––––––

– initializeaza matricea –

data = {};

– initializeaza vectorii matricei –

l=1

data[l]={};

–––––––––––––––––––––––-

– deplaseaza rotorul in urma cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, (-1)*pas, 4);

mi_clearselected();

– 44 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 52 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

– 56 –

– culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[l][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[l][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[l][4] = mo_getcircuitproperties("C");

– 61 –

– initializeaza valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[l][2]

e2=data[l][3]

e3=data[l][4]

– 66 –

– deplaseaza rotorul cu un increment geometric, in pozitia initiala –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

– 71 –

– incepe procesul de ciclare –

–––––––––––––––––––––––-

– procesul de ciclare pentru prima (1) comutatie –

for k = 0 , cie/6-1 do

data[k] = {}

data[k][1] = k

– 78 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 86 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

–––––––––––––––––––––––-

– 91 – culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[k][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[k][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[k][4] = mo_getcircuitproperties("C");

–––––––––––––––––––––––-

– 96 calculeaza valoarea cuplului de cogging (de prindere magnetica) –

mo_groupselectblock(1);

data[k][5] = mo_blockintegral(22);

t1 = data[k][5]

–––––––––––––––––––––––-

– 101 calculeaza valoarea t.e.m. corespunzatoare fazelor si liniilor –

data[k][8]=-6000/pas*(e1-data[k][2])

data[k][9]=-6000/pas*(e2-data[k][3])

data[k][10]=-6000/pas*(e3-data[k][4])

–––––––––––––––––––––––-

– 106 – modifica valoarea curentului pe doua faze –

mi_modifycircprop("A",1,2*I/3);

mi_modifycircprop("A",2, 1);

mi_modifycircprop("B",1,-I/3);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,-I/3);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 113 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

––––––––––––––––––––––––

– 118 – calculeaza valoarea cuplului rezultant –

mo_groupselectblock(1);

data[k][6] = mo_blockintegral(22);

t2 = data[k][6]

x=t2-t1

–––––––––––––––––––––––-

– 124 – calculeaza valoarea cuplului electromagnetic –

data[k][7] = x

–––––––––––––––––––––––-

– 127 – tipareste datele de interes –

print(data[k][1], data[k][2], data[k][3], data[k][4], data[k][5], data[k][6], data[k][7], data[k][8], data[k][9], data[k][10])

showconsole()

–––––––––––––––––––––––-

– 132 – modifica valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[k][2]

e2=data[k][3]

e3=data[k][4]

–––––––––––––––––––––––-

– 137 – deplaseaza rotorul cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

–––––––––––––––––––––––-

– 142 – inchide procesul de ciclare pentru prima (1) comutatie –

end

–––––––––––––––––––––––-

– procesul de ciclare pentru a doua (2) comutatie –

for k = cie/6 , 2*cie/6-1 do

data[k] = {}

data[k][1] = k

– 149 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 157 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

–––––––––––––––––––––––-

– 162 – culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[k][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[k][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[k][4] = mo_getcircuitproperties("C");

–––––––––––––––––––––––-

– 166 calculeaza valoarea cuplului de cogging (de prindere magnetica) –

mo_groupselectblock(1);

data[k][5] = mo_blockintegral(22);

t1 = data[k][5]

–––––––––––––––––––––––-

– 170 calculeaza valoarea t.e.m. corespunzatoare fazelor si liniilor –

data[k][8]=-6000/pas*(e1-data[k][2])

data[k][9]=-6000/pas*(e2-data[k][3])

data[k][10]=-6000/pas*(e3-data[k][4])

–––––––––––––––––––––––-

– 175 – modifica valoarea curentului pe doua faze –

mi_modifycircprop("A",1,I/3);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,I/3);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,-2*I/3);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 182 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

––––––––––––––––––––––––

– 187 – calculeaza valoarea cuplului rezultant –

mo_groupselectblock(1);

data[k][6] = mo_blockintegral(22);

t2 = data[k][6]

x=t2-t1

–––––––––––––––––––––––-

– 193 – calculeaza valoarea cuplului electromagnetic –

data[k][7] = x

–––––––––––––––––––––––-

– 196 – tipareste datele de interes –

print(data[k][1], data[k][2], data[k][3], data[k][4], data[k][5], data[k][6], data[k][7], data[k][8], data[k][9], data[k][10])

showconsole()

–––––––––––––––––––––––-

– 201 – modifica valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[k][2]

e2=data[k][3]

e3=data[k][4]

–––––––––––––––––––––––-

– 206 – deplaseaza rotorul cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

–––––––––––––––––––––––-

– 211 – inchide procesul de ciclare pentru a doua (2) comutatie –

end

–––––––––––––––––––––––-

– procesul de ciclare pentru a treia (3) comutatie –

for k = 2*cie/6 , 3*cie/6-1 do

data[k] = {}

data[k][1] = k

– 218 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 226 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

–––––––––––––––––––––––-

– 231 – culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[k][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[k][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[k][4] = mo_getcircuitproperties("C");

–––––––––––––––––––––––-

– 236 calculeaza valoarea cuplului de cogging (de prindere magnetica) –

mo_groupselectblock(1);

data[k][5] = mo_blockintegral(22);

t1 = data[k][5]

–––––––––––––––––––––––-

– 241 calculeaza valoarea t.e.m. corespunzatoare fazelor si liniilor –

data[k][8]=-6000/pas*(e1-data[k][2])

data[k][9]=-6000/pas*(e2-data[k][3])

data[k][10]=-6000/pas*(e3-data[k][4])

–––––––––––––––––––––––-

– 246 – modifica valoarea curentului pe doua faze –

mi_modifycircprop("A",1,-I/3);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,2*I/3);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,-I/3);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 253 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

––––––––––––––––––––––––

– 258 – calculeaza valoarea cuplului rezultant –

mo_groupselectblock(1);

data[k][6] = mo_blockintegral(22);

t2 = data[k][6]

x=t2-t1

–––––––––––––––––––––––-

– 264 – calculeaza valoarea cuplului electromagnetic –

data[k][7] = x

–––––––––––––––––––––––-

– 267 – tipareste datele de interes –

print(data[k][1], data[k][2], data[k][3], data[k][4], data[k][5], data[k][6], data[k][7], data[k][8], data[k][9], data[k][10])

showconsole()

–––––––––––––––––––––––-

– 272 – modifica valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[k][2]

e2=data[k][3]

e3=data[k][4]

–––––––––––––––––––––––-

– 277 – deplaseaza rotorul cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

–––––––––––––––––––––––-

– 282 – inchide procesul de ciclare pentru a tria (3) comutatie –

end

–––––––––––––––––––––––-

– procesul de ciclare pentru a patra (4) comutatie –

for k = 3*cie/6 , 4*cie/6-1 do

data[k] = {}

data[k][1] = k

– 289 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 297 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

–––––––––––––––––––––––-

– 302 – culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[k][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[k][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[k][4] = mo_getcircuitproperties("C");

–––––––––––––––––––––––-

– 307 calculeaza valoarea cuplului de cogging (de prindere magnetica) –

mo_groupselectblock(1);

data[k][5] = mo_blockintegral(22);

t1 = data[k][5]

–––––––––––––––––––––––-

– 312 calculeaza valoarea t.e.m. corespunzatoare fazelor si liniilor –

data[k][8]=-6000/pas*(e1-data[k][2])

data[k][9]=-6000/pas*(e2-data[k][3])

data[k][10]=-6000/pas*(e3-data[k][4])

–––––––––––––––––––––––-

– 317 – modifica valoarea curentului pe doua faze –

mi_modifycircprop("A",1,-2/3*I);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,I/3);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,I/3);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 324 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

––––––––––––––––––––––––

– 329 – calculeaza valoarea cuplului rezultant –

mo_groupselectblock(1);

data[k][6] = mo_blockintegral(22);

t2 = data[k][6]

x=t2-t1–––––––––––––––––––––––-

– 334 – calculeaza valoarea cuplului electromagnetic –

data[k][7] = x

–––––––––––––––––––––––-

– 337 – tipareste datele de interes –

print(data[k][1], data[k][2], data[k][3], data[k][4], data[k][5], data[k][6], data[k][7], data[k][8], data[k][9], data[k][10])

showconsole()

–––––––––––––––––––––––-

– 342 – modifica valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[k][2]

e2=data[k][3]

e3=data[k][4]

–––––––––––––––––––––––-

– 347 – deplaseaza rotorul cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

–––––––––––––––––––––––-

– 352 – inchide procesul de ciclare pentru a patra (4) comutatie –

end

–––––––––––––––––––––––-

– procesul de ciclare pentru a cincea (5) comutatie –

for k = 4*cie/6 , 5*cie/6-1 do

data[k] = {}

data[k][1] = k

– 359 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 367 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

–––––––––––––––––––––––-

– 372 – culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[k][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[k][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[k][4] = mo_getcircuitproperties("C");

–––––––––––––––––––––––-

– 377 calculeaza valoarea cuplului de cogging (de prindere magnetica) –

mo_groupselectblock(1);

data[k][5] = mo_blockintegral(22);

t1 = data[k][5]

–––––––––––––––––––––––-

– 382 calculeaza valoarea t.e.m. corespunzatoare fazelor si liniilor –

data[k][8]=-6000/pas*(e1-data[k][2])

data[k][9]=-6000/pas*(e2-data[k][3])

data[k][10]=-6000/pas*(e3-data[k][4])

–––––––––––––––––––––––-

– 387 – modifica valoarea curentului pe doua faze –

mi_modifycircprop("A",1,-I/3);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,-I/3);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,2*I/3);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 394 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

––––––––––––––––––––––––

– 399 – calculeaza valoarea cuplului rezultant –

mo_groupselectblock(1);

data[k][6] = mo_blockintegral(22);

t2 = data[k][6]

x=t2-t1

–––––––––––––––––––––––-

– 405 – calculeaza valoarea cuplului electromagnetic –

data[k][7] = x

–––––––––––––––––––––––-

– 408 – tipareste datele de interes –

print(data[k][1], data[k][2], data[k][3], data[k][4], data[k][5], data[k][6], data[k][7], data[k][8], data[k][9], data[k][10])

showconsole()

–––––––––––––––––––––––-

– 413 – modifica valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[k][2]

e2=data[k][3]

e3=data[k][4]

–––––––––––––––––––––––-

– 418 – deplaseaza rotorul cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

–––––––––––––––––––––––-

– 423 – inchide procesul de ciclare pentru a cincea (5) comutatie –

end

–––––––––––––––––––––––-

– procesul de ciclare pentru a sasea (6) comutatie –

for k = 5*cie/6 , 6*cie/6 do

data[k] = {}

data[k][1] = k

– 430 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 438 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

–––––––––––––––––––––––-

– 443 – culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[k][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[k][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[k][4] = mo_getcircuitproperties("C");

–––––––––––––––––––––––-

– 448 calculeaza valoarea cuplului de cogging (de prindere magnetica) –

mo_groupselectblock(1);

data[k][5] = mo_blockintegral(22);

t1 = data[k][5]

–––––––––––––––––––––––-

– 453 calculeaza valoarea t.e.m. corespunzatoare fazelor si liniilor –

data[k][8]=-6000/pas*(e1-data[k][2])

data[k][9]=-6000/pas*(e2-data[k][3])

data[k][10]=-6000/pas*(e3-data[k][4])

–––––––––––––––––––––––-

– 458 – modifica valoarea curentului pe doua faze –

mi_modifycircprop("A",1,I/3);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,-2*I/3);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,I/3);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 465 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

––––––––––––––––––––––––

– 470 – calculeaza valoarea cuplului rezultant –

mo_groupselectblock(1);

data[k][6] = mo_blockintegral(22);

t2 = data[k][6]

x=t2-t1–––––––––––––––––––––––-

– 475 – calculeaza valoarea cuplului electromagnetic –

data[k][7] = x

–––––––––––––––––––––––-

– 478 – tipareste datele de interes –

print(data[k][1], data[k][2], data[k][3], data[k][4], data[k][5], data[k][6], data[k][7], data[k][8], data[k][9], data[k][10])

showconsole()

–––––––––––––––––––––––-

– 483 – modifica valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[k][2]

e2=data[k][3]

e3=data[k][4]

–––––––––––––––––––––––-

– 488 – deplaseaza rotorul cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

–––––––––––––––––––––––-

– 493 – inchide procesul de ciclare pentru a sasea (6) comutatie –

end

–––––––––––––––––––––––-

Anexa 2. Desenul tehnic de gabarit al subansamblului rotor

Anexa 3. Schema bloc a plăcii de dezvoltare dsPICDEM MCLV-2 produsă de Microchip

BIBLIOGRAFIE

[1] Alahakoon S., Digital Motion Control Techniques for Electrical Drives, ISBN 91-7170-555–4, Stockholm , 2000.

[2] R. Ancuti, I. Boldea, G.-D. Andreescu, Sensorless V/f control of high-speed surface permanent magnet synchronous motor drives with two novel stabilising loops for fast dynamics and robustness. IET Electr. Power Appl. 4(3), 149-157 (2010).

[3] Arkkio, A., Jokinen, T., Lantto, E., 2005. Induction and permanent-magnet synchronous machines for high-speed applications. Proceedings of the 8th International Conference on Electrical Machines and Systems – ICEMS 2005, Vol. 2, 27-29 September 2005, pp. 871-876.

[4] Avishai Sintov, Tomer Avramovich, Amir Shapiro, Design and Motion Planning of an Autonomous Climbing Robot with Claws, The Journal of Robotics and Autonomous systems, Vol. 59 (11), 1008-1019, November 2011.

[5] Constantin Bâlă – Mașini Electrice, Editura Didactică și Pedagocică, București 1982.

[6] Jakub Bernat, Michal Kajda, Jackub Kolota, Slawomir Stepien – “Brushless DC Motor Optimization Using FEM Parallel Simulation Technique with Look Up Tables”, Studies in Applied Electromagnetics and Mechanics Vol.34 – Computer Field Models of Electromagnetic Devices, pp.435-439, IOS Press 2010.

[7] A. Boglietti, P. Ferraris, M. Lazzari, F. Profumo: “Test Procedure for Very High Speed Spindle Motors”, IEEE IAS Annual Meeting, 1990, vol. 1, pages 102 – 108.

[8] A. Borisavljevic, H. Polider, J. Ferreira, On the speed limits of permanent-magnet machines. IEEE Trans. Ind. Electron. 57(1), 220-227 (2010).

[9] A. Borisavljevic, H. Polider, J. Ferreira, Enclosure design for a high-speed permanent magnet rotor, in Proceeding of the Power Electronic, Machines and Drives Conference, PEMD 2010.

[10] A. Borisavljevic, H. Polinder, J.A. Ferreira, Realization of the I/f control method for a high-speed permanent magnet motor, in Proceedings of the International Conference on Electrical Machines, ICEM 200, 2010.

[11] A. Borisavljevic, H. Polinder, J.A. Ferreira, Calculation of unbalanced magnetic force in slotless PM machines, in Proceedings of Electrimacs, 2011.

[12] A. Borisavljevic, H. Polinder, J.A. Ferreira, Conductor optimization for slotless PM machines, in Proceedings of the XV International Symposium on Electromagnetic Fields in Mechatronics, ISEF 2011, 2011.

[13] A. Borisavljevic – Limits, Modeling an Design of High – Speed Permanent Magnet Machines; Editura Springer, 2012.

[14] B. Bossmanns and J. F. Tu, “A power flow model for high speed motorized spindles—heat generation characterization,” Journal of Manufacturing Science and Engineering, vol. 123, no. 3, pp. 494–505, 2001.

[15] Zoubida Belli Boulassel, Mohamed Rachid Mekideche – “Modelling and Design of a Synchronous Permanent Magnets Machine”, Studies in Applied Electromagnetics and Mechanics Vol.34 – Computer Field Models of Electromagnetic Devices, pp.389-397, IOS Press 2010.

[16] A. Castagnini, I. Leone: “Test Results of a Very High Speed PM Brushless Motor”, International Conference on Electrical Machines (ICEM), 2002, Brugge, Belgium.

[17] Chanchlani R., Swami S.K.R., Agarwal R., Sharma S., Agrawal M, Agarwal R, Inteligent Climber: A Wireless Wall-Climbing Robot Utilizing Vacuum Suction and Sand Paper, TIIEC’13 Proceedings of the 2013 Texas Instruments India Educators’ Conference, Pages 271-276.

[18] M.V.K. Chari, S.J. Salon, "Numerical Methods in Electromagnetic", Academic Press, 2000.

[19] Chiasson J., Modeling and High-Performance Control of Electric Machines, John Wiley & Sons, ISBN 0-471-68449-X, New Jersey, 2005.

[20] A. Chiba and T. Fukao, “Super high speed electrical machines,” 2004. IEEE Power Engineering Society General Meeting, pp. 1272–1275, 2004.

[21]. Costache, A., "Metode moderne in cercetarea dinamicii", Referat de doctorat Nr.2, U. P.B, 41 pag, 2009.

[22] Cristina, D; Gheorghe, U; Gheorghe, B; Radu, O; Numerical simulation of the sensorless control for an electrical drive system with brushless DC servomotor, Proceedings of the 2012 International Conference and Exposition on Electrical and Power Engineering-EPE2012, Iași, October 25-27, 2012, ISBN 978-1-4673-1171-7, pag.379-384.

[23] Dogan I., Advanced PIC Microcontroller Projects in C, Elsevier (Newnes), ISBN 978-0-7506-8611-2, New York, 2008.

[24] Ovidiu Gh. Drăgănescu – Încercările mașinilor electrice rotative; Editura Tehnică; București 1987.

[25] Driesen, J.; Belmans, R. (2005) Specific Problems of High-Speed Electrical Drives. In Micro Gas Turbines (pp. 12-1 – 12-16). Educational Notes RTO-EN-AVT-131, Paper 12. Neuilly-sur-Seine, France: RTO. Available from: http://www.rto.nato.int/abstracts.asp.

[26] Edu, I.R., Obreja, R., Grigorie, T.L., Current technologies and trends in the development of gyros used in navigation applications – a review, Conference on Communications and Information Technology (CIT-2011), July, 14-16, Corfu, Greece, pp. 63-68, 2011 (ACM Digital Library).

[27] Edu, I.R., Obreja, R., Grigorie, T.L., Miniaturised accelerometers architectures, development technologies and applications, International Multidisciplinary Scientific GeoConference & EXPO – SGEM 2011, 19-25 June, Albena, Bulgaria, 2011 (SCOPUS, ProQuest, GeoRef)

[28] Edu, I.R., Lita, D., Obreja, R., Grigorie, T.L., Micro and nano multisensor data fusion for navigation applications: a review, International Multidisciplinary Scientific GeoConference & EXPO (SGEM 2011), 19-25 June, Albena, Bulgaria, 2011 (SCOPUS, ProQuest, GeoRef).

[29] M. Ektesabi, Immunity of Integrated Drive System, Effects of Radiated and Conducted Emission, J. of World Academy of Science, Eng. and Tech., 2011, pp. 443-447.

[30] Fadali M., Digital Control Engineering: Analyisis and Design, Elsevier Inc., ISBN 978-0-12-374498-2, 2009.

[31] V. Firețeanu, M. Popa, T. Tudorache, "Modele numerice în studiul și concepția dispozitivelor electrotehnice", Editura Matrix Rom, București 2004.

[32] J.F. Gieras – Advancements in Electric Machines; Editura Springer, 2010.

[33] Hamid A. Toliyat, Tilak Gopalarathnam, Chapter 10 AC Machines Controlled as DC Machines (Brushless DC Machines/Electronics), The Power Electronics Handbook, CRC Press, 2002.

[34] Grigorie, T.L., Botez, R.M., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R. MEMS Gyro Performance Improvement through Bias Correction over Temperature using an Adaptive Neural Network trained Fuzzy Inference System, Proceedings of the Institution of Mechanical Engineers, Part G: Journal of Aerospace Engineering, ISSN 0954/4100, September 2012, Vol. 226(9), pp. 1121-1138, doi:10.1177/0954410011417671.

[35] Grigorie, T.L., Botez, R.M., Sandu, D.G., Obreja, R., A redundant bi-dimensional inertial navigator in vertical plane, Recent Researches in Circuits and Systems, Kos Island, Greece, July 14-17, 2012 (ACM Digital Library).

[36] Grigorie, T.L., Corcau, J.I., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja R., Precision Improvement for a Tunneling Accelerometer by Using an Intelligent Controller to Close its Loop, 12th IEEE International Symposium on Computational Intelligence and Informatics (CINTI 2011), November 21-22, Budapest, Hungary, 2011 (IEEEXplore, INSPEC, Ei Compendex).

[37] Grigorie, T.L., Edu, I.R., Obreja, R., Botez, R.M., An attitude software tool based on a matrix method, ARA 36th International Congress, (Presses Internationales, Polytechnique Montreal), Bari, Italy, May 30-June 2, 2012.

[38] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R., Closed loop high-precision accelerometer with smart control, Scientific Bulletin of The “POLITEHNICA” University of Timișoara, Romania, Transactions on Automatic Control and Computer Science, ISSN 1224-600X (B+ CNCSIS journal, indexed in databases Index Copernicus Journals Master List, and VINITI – All-Russian Institute of Scientific and Technical Information).

[39] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja R., A tool for the aircrafts attitude determination, International Conference NAV-MAR_EDU – 2011, November 11-13, Constanta, Romania, 2011 (papers published in “Scientific Bulletin of Naval Academy”, ISSN: 1454 – 864X, CNCSIS B journal).

[40] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R., Miniature accelerometer precision improvement using intelligent control, 6th IEEE International Symposium on Applied Computational Intelligence and Informatics (SACI 2011), 19-21 May, Timisoara, Romania, pp. 421 – 426, 2011 (IEEEXplore, INSPEC, Ei Compendex)

[41] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R. Concepts for error modeling of miniature gyros used in inertial navigation systems, Proceedings of the IEEE International Conference on Mechanical Engineering, Robotics and Aerospace (ICMERA 2010), Bucharest, 1-4 December, Section 4, 5 pp., 2010 (IEEEXplore, INSPEC, Ei Compendex)

[42] Grigorie, T.L., Lungu, M., Corcau, J.I., Edu, I.R., Obreja, R. Miniaturised Strap-Down Gyro Performance Improvement through On-Line Bias Correction over Temperature, Proceedings of the IEEE International Conference on Mechanical Engineering, Robotics and Aerospace (ICMERA 2010), Bucharest, 1-4 December, Section 4, 5 pp., 2010 (IEEEXplore, INSPEC, Ei Compendex).

[43] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R. Concepts for error modeling of miniature accelerometers used in inertial navigation systems, 10th International Conference on Applied and Theoretical Electricity – ICATE 2010, Aerospace Engineering Section, Craiova, Romania, 8-9 October, 2010, Published in Annals of the University of Craiova, Electrical Engineering series, No. 34, 2010, pp. 212-219, ISSN 1842-4805 (B+ CNCSIS journal, indexed in databases Index Copernicus Journals Master List).

[44] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R., Influences of the miniaturised inertial sensors errors on the navigation solution in a bidimensional SDINS in vertical plane, 4th International Conference on Computational Mechanics and Virtual Engineering (COMEC2011), 20-22 October, Brasov, Romania, 2011

[45] Grigorie, T.L., Lungu, M., Edu, I.R., Obreja, R. Analysis of the Miniaturized Inertial Sensors Stochastic Errors with the Allan Variance Method: A Review, Proceedings of the International Conference of Aerospace Sciences “AEROSPATIAL 2010”, Bucharest, 20-21 October, Section 5, pp. 1-10, 2010, ISSN 2067-8622.

[46] Grigorie, T.L., Obreja, R., Edu, I.R., Redundant bi-dimensional SDINS based on inertial sensors data fusion. International Conference for Academic Disciplines, Vienna, Austria, 1-5 April 2012, Accepted for publication in International Journal of Arts & Sciences IJAS, ISSN: 1557-718X (Indexed in WorldCat, Ulrich's serials directory, Proquest detabases).

[47] Grigorie, T.L., Obreja, R., Corcau, J., Dinca, L., Matlab/Simulink software implementation and interfacing of a strap-down inertial attitude method, 38th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society – IECON 2012, Montreal, Quebec, Canada, pp. 5441-5446, 25-28 October, 2012 (IEEEXplore, INSPEC, Ei Compendex).

[48] Grigorie, T.L., Obreja, R., Sandu, D.G., Corcau, J.I., Allan Variance Analysis of the Miniaturized Sensors In A Strap-Down Inertial Measurement Unit, 12th International Multidisciplinary Scientific GeoConference – SGEM2012, ISSN 1314-2704, Vol. 3, pp. 443 – 450, June 17-23, 2012 (SCOPUS, ProQuest, GeoRef).

[49] Grigorie, T.L., Obreja, R., Botez, R.M., Sandu, D.G., Error model of a bidimensional SDINS in vertical plane, 58th Canadian Aeronautics & Space Institute (CASI) Aeronautics Conference – AERO 2011, 26-28 April, Montreal, Canada.

[50] Stanley Humphries Jr., "Field Solutions on Computers", CRC Press, 2010.

[51] Jagat Jyoti Rath, “Effective Speed Control in 3-Phase BLDC Motor by Reaching Law based Sliding Mode Technique”, International Journal of Computer Applications vol.43, no.16, pp.25-32, April 2012.

[52] G.K.Jerve – Încercările industriale ale mașinilor electrice; Editura Tehnică; București 1961.

[53] Jiaxin Chen, Youguang Guo, Jianguo Zhu, An improved Phase Variable Model Based on Electro-magnetic Field Coupled with its External Circuits for Performance Evaluation of Permanent Magnet DC Motors, 2007 Second IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications, pp.955-959.

[54] Nicolae Jula, Tudor Ursu, Nicolae Popoviciu, Costin Cepisca, Radu Obreja, Consideration on New Theoretical Solutions of Specilal Electric Machines Using Specialized Soft of Electromagnetic Field Numerical Analysis, Proceedings of 10th WSEAS International Conference on Software Engineering, Parallel and Distributed Systems (SEPADS 11), Cambridge, United Kingdom, February 2011, Volume Recent Researches in Software Engineering, Parallel and Distributed Systems, WSEAS Press, Editors: Zoran Bojkovic, Janusz Kacprzyc, Nikos Mastorakis, Valeri Mladenov, Roberto Revetria, Lotfi A Zadeh, Alexander Zemilak, pag. 51-56, ISSN: 1792-8095, ISBN: 978-960-474-277-6.

[55] Nicolae Jula, Tudor Ursu, Cristina Diaconescu, Radu Obreja, High Resolution Posistion Inductive Transducers for Harsh Environmental Conditions, International Conference on Nanotechnologies and Biomedical Engineering, Chisinau, Republic of Moldova, 7-8 July, 2011, Section 2, pp.175-179, ISBN 978-9975-66-239-0.

[56] M. Kimman, H. Langen, R.M. Schmidt, A miniature milling spindle with active magnetic bearing. Mechatronics 20(2), 224-235 (2010)

[57] M.H. Kimman, Design of a Micro Milling Setup with an Active Magnetic Bearing Spindle. Ph.D. Dissertation, Delft University of Technology, 2010.

[58] Kong X., Wang F., and Sun Y. (2007) ‘Comparison of High Speed PM Generator with PM Doubly Fed Reluctance Generator for Distributed Power Generation System’, 2nd IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications, 2007. ICIEA 2007, pp.1193 –1197.

[59] Krämer, E., "Dynamics of Rotors and Foundations", Springer Verlag, Berlin, 1993.

[60] A. Krings, J.Soulard, Overview and comparison of iron loss models for electrical machines. J. Electr. Eng. 10(3), 162-169 (2010)

[61] Irina Kruchinina, Janush Danilevich, Victor Antipov, Yuvenaliy Khozikov, Anna Ivanova – “Finite Element Analysis and Comparation Parameters of Permanent Magnet Synchronous and Two-Ply Solid Rotor Induction Motors”, Studies in Applied Electromagnetics and Mechanics Vol.34 – Computer Field Models of Electromagnetic Devices, pp.362-368, IOS Press 2010.

[62]. Magheți, I., Negrea, A., Craifaleanu, A., Modern methods upon vibration monitoring of machines – cap. 6 din Topics in applied mechanics, vol. III, Ed. Academiei Romane, București, 2006.

[63] Răzvan Măgureanu – Mașini electrice speciale pentru sisteme automate; Editura Tehnică; București 1981.

[64] Miller T. J. E., Brushless Permanent-Magnet and Reluctance Motor Drives, ISBN 978-0-198-593-690, Glasgow, 1989.

[65] Năvrăpescu V., Covrig M., Popescu M., Todos P., Acționări electrice de curent continuu, Editura ICPE, București, 1999.

[66] T. W. Nehl, B. Lequesne, V. Gangla, S. A. Gutkowski, M. J. Robinson, and T. Sebastian, “Nonlinear two-dimensional finite element modeling of permanentmagnet eddy current couplings and brakes,” in Magnetics, IEEE Transactions on, vol. 30, Miami, FL, USA, Sept. 1994, pp. 3000–3003.

[67] Nicolae Vasile, Sigismund Șlaiher – Servomotoare Electrice Vol.1; Editura Electrica; București 2002.

[68] Nicolae Vasile, Sigismund Șlaiher – Servomotoare Electrice Vol.2; Editura Electrica; București 2002.

[69] A.Nicolaide, "Mașini electrice Teorie * Proiectare", Editura Scrisul Românesc, Craiova 1975.

[70] Obreja, R., Edu, I.R., Limited Angle Torque Motors Having High Torque Density, Used in Accurate Drive Systems, 15th International [anonimizat] on Electrical Engineering – POSTER 2011, 12 May, Prague, Czech Republic, 2011 (published in Acta Polytechnica Vol. 51 No. 5/2011, pp. 75-83, Czech Republic) (WorldCat database) – First prize in Power engineering Section of the Conference.

[71] J. Oyama, T. Higuchi, T. Abe, K. Shigematm X. Yang, E. Matsuo, “A trial production of small size ultra-high speed drive system,“ IEMDC2003, vol. 1, no.2-1-1, pp. 31-36, 2003.

[72] Sanda Pațurcă „Comenzi moderne în sisteme de acționări electrice”, Ed. Matrix Rom, București, 2011.

[73] Pfister, P-D; Perriard, Y; – “Torque Measurement Methods for Very High Speed Synchronous Motors”, Proceedings of the 2008 International Conference on Electrical Machines, Vilamoura, 2008.

[74] M.A. Rahman, and P. Zhou, “Accurate Determination of Permanent Magnet Motor Parameters by Digital Torque Angle Measurement”, Journal of Applied Physics, vol. 76, no. 10, November 1994, pp. 6868-6870.

[75] Reece, A.B.J, Preston, T.W., "Finite Element Methods in Electrical Power Engineering", Oxford University Press, 2000.

[76] S. Ruangsinchaiwanich Z.Q. Zhu and D. Howe. Synthesis of cogging torque waveform from analysis of a single stator slot. 2005 IEEE International Conference on Electric Machines and Drives, pages 125–130.

[77] A. N. Știrban, Low Cogging Torque PMSM Drives with Rectangular Current Control, Teză de Doctorat, Universitatea “Politehnica” din Timișoara, Editura Politehnică, Timișoara, 2010.

[78] Anca Tomescu, I.B.L. Tomescu, F.M.G. Tomescu , "Modelarea numerică a câmpului electromagnetic", Editura Matrix Rom, București 2003.

[79] Soran I.F., Sisteme de Acționare Electrică, Ediftura Matrix Rom, București, 2010.

[80] Țopa I., Diaconu L., Acționări electrice reglabile cu mașini de current continuu, Ed. Matrix Rom, ISBN 978-973-755-532-8, București, 2009.

[81] Georghe Ursanu, Cristina Nicoleta Diaconescu, Gheorghe Baluta, Radu Obreja, Position Control of Direct Current Servo-Motor with Microcontroller Development Board, Proceedings of the 16th International Conference Modern Technologies Quality and Innovation MODTECH 2012, 24-26 May 2012, Sinaia, pp1009-1012.

[82] Vukosavić S., Digital Control of Electrical Drives, Springer, ISBN 978-0-387-25985-7, Belgrad, 2007.

[83] C. Zwyssig, S. D. Round, and J. W. Kolar, “An ultrahigh-speed, low power electrical drive system,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 55, no. 2, pp. 577–585, Feb. 2008.

[84] Zwyssig, C., Kolar, J.W., Round, S.D. 2009. Megaspeed drive systems: Pushing beyond 1 million r/min. IEEE/ASME Transactions on Mechatronics, Vol. 14, No. 5, October 2009, pp. 564-574.

[85] *** iRobot 310 SUGV, http://www.irobot.com/For-Defense-and-Security/Robots/310-SUGV.aspx#Military

[86] *** ACM-R5H Snake Robot, http://www.hibot.co.jp/en/products/robots_1/acm-r5h_33

[87] *** Products & Technology, http://www.ga.com/defense

[88] *** Camcopter S-100, http://www.schiebel.net/Products/Unmanned-Air-Systems

/CAMCOPTER-S-100/Introduction.aspx

[89] *** ETOP – Electric Tethered Observation Platform, http://www.iai.co.il/2013/35759-41817-en/IAI.aspx

[90] *** High Speed Motors & Generators, http://www.synchrony.com/products/high-speed-motors-generators/index.php

[91] *** Products, http://www.imt.de/en/products/

[92] *** High Speed Motors for Test Rigs – MGV Series, http://www.parker.com/literature/

Electromechanical%20Europe/Literature/192_063018_Serie%20MGV_Catalog.pdf

[93] *** Catalog Produse Sistem Euroteh, http://sistemeuroteh.ro/index.php? option=com_

content&view=article&id=49&Itemid=56&lang=en

[94] *** Catalog Produse ICPE messico, http://www.icpe.ro/messico/products.html

[95] *** Maxon Motor High Speed Brushless Motors Catalog, http://www.maxonmotor.com

/maxon/view/service_search;JSESSIONID=59AA0C23A6D7EDAC7406D47F9025D503?query=higg+speed

[96] *** Portescap Products Catalogue, http://www.portescap.com/products/brushless-dc

motor

[97] *** PerformeX Series Slotless BLDC Miniature Motors, http://www.alliedmotion.com

/Products/Series.aspx?s=22

[98] *** Silencer Series Brushless DC High Speed Motors, http://www.moog.com/literature/

MCG/bnhsseries.pdf

[99] *** FEMM 4.2 Documentation, http://www.femm.info/wiki/Documentation/

[100] *** LUA 5.3 Documentation, http://www.lua.org/docs.html

[101] *** ANSYS Documentation, http://www.ansys.com/Support/Documentation

[102] *** Custom Motor Test Systems, http://www.magtrol.com/motortest/custom_motortest

_systems.html

[103] *** Motor Testing Systems for Laboratory, http://www.meatesting.com/Product.aspx?

l=1&p=4&pg=54

[104] *** Cogging Torque Meter, http://www.suzuko.co.jp/english/original/torque2.html

[105] *** DZRALTE-010L200 Datasheet, Advanced Motion Control, www.a-m-c.com.

[106] *** dsPICDEM™ MCLV-2 Development Board User’s Guide, Microchip, www.microchip.com

Anexa 1. Programul LUA de analiză numerică a câmpului electromagnetic a METR.

– 1 –

– Analiza masinii electrice cu turație ridicata –

–––––––––––––––––––––––

– introduce o geometrie; introduce numele fisierului fem –

mydir="./"

open(mydir .. "MTR-6c8p.fem")

mi_saveas(mydir .. "temp001.fem")

showconsole()

clearconsole()

– 10 –

– introduce valoarea curentului –-

I = 8

–––––––––––––––––––––––

– introduce numarul de perechi de poli –

p = 3

– 16 –

– calculeaza valoarea unui ciclu de integrare geometric –

cie = 360/p;

–––––––––––––––––––––––

– introduce valoarea incrementului geometric –

pas = 1

– 22 –

– introduce numarul de incrementi geometrici –

steps = cie;

–––––––––––––––––––––––-

– tipareste numele fisierului si capul de tabel –

print("MTR-9c6p")

print("poz. ", "flux elmg. A ", "flux elmg. B "," flux elmg. C ", "cuplul cogging ", " cuplul rezultant ","cuplul elmg. " , " t.e.m. faza A " , " t.e.m. faza B "," t.e.m. faza C ")

– 30 –

– initializeaza valorile pentru fluxurile magnetice pe faza –

–––––––––––––––––––––––

– initializeaza matricea –

data = {};

– initializeaza vectorii matricei –

l=1

data[l]={};

–––––––––––––––––––––––-

– deplaseaza rotorul in urma cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, (-1)*pas, 4);

mi_clearselected();

– 44 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 52 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

– 56 –

– culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[l][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[l][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[l][4] = mo_getcircuitproperties("C");

– 61 –

– initializeaza valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[l][2]

e2=data[l][3]

e3=data[l][4]

– 66 –

– deplaseaza rotorul cu un increment geometric, in pozitia initiala –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

– 71 –

– incepe procesul de ciclare –

–––––––––––––––––––––––-

– procesul de ciclare pentru prima (1) comutatie –

for k = 0 , cie/6-1 do

data[k] = {}

data[k][1] = k

– 78 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 86 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

–––––––––––––––––––––––-

– 91 – culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[k][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[k][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[k][4] = mo_getcircuitproperties("C");

–––––––––––––––––––––––-

– 96 calculeaza valoarea cuplului de cogging (de prindere magnetica) –

mo_groupselectblock(1);

data[k][5] = mo_blockintegral(22);

t1 = data[k][5]

–––––––––––––––––––––––-

– 101 calculeaza valoarea t.e.m. corespunzatoare fazelor si liniilor –

data[k][8]=-6000/pas*(e1-data[k][2])

data[k][9]=-6000/pas*(e2-data[k][3])

data[k][10]=-6000/pas*(e3-data[k][4])

–––––––––––––––––––––––-

– 106 – modifica valoarea curentului pe doua faze –

mi_modifycircprop("A",1,2*I/3);

mi_modifycircprop("A",2, 1);

mi_modifycircprop("B",1,-I/3);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,-I/3);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 113 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

––––––––––––––––––––––––

– 118 – calculeaza valoarea cuplului rezultant –

mo_groupselectblock(1);

data[k][6] = mo_blockintegral(22);

t2 = data[k][6]

x=t2-t1

–––––––––––––––––––––––-

– 124 – calculeaza valoarea cuplului electromagnetic –

data[k][7] = x

–––––––––––––––––––––––-

– 127 – tipareste datele de interes –

print(data[k][1], data[k][2], data[k][3], data[k][4], data[k][5], data[k][6], data[k][7], data[k][8], data[k][9], data[k][10])

showconsole()

–––––––––––––––––––––––-

– 132 – modifica valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[k][2]

e2=data[k][3]

e3=data[k][4]

–––––––––––––––––––––––-

– 137 – deplaseaza rotorul cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

–––––––––––––––––––––––-

– 142 – inchide procesul de ciclare pentru prima (1) comutatie –

end

–––––––––––––––––––––––-

– procesul de ciclare pentru a doua (2) comutatie –

for k = cie/6 , 2*cie/6-1 do

data[k] = {}

data[k][1] = k

– 149 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 157 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

–––––––––––––––––––––––-

– 162 – culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[k][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[k][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[k][4] = mo_getcircuitproperties("C");

–––––––––––––––––––––––-

– 166 calculeaza valoarea cuplului de cogging (de prindere magnetica) –

mo_groupselectblock(1);

data[k][5] = mo_blockintegral(22);

t1 = data[k][5]

–––––––––––––––––––––––-

– 170 calculeaza valoarea t.e.m. corespunzatoare fazelor si liniilor –

data[k][8]=-6000/pas*(e1-data[k][2])

data[k][9]=-6000/pas*(e2-data[k][3])

data[k][10]=-6000/pas*(e3-data[k][4])

–––––––––––––––––––––––-

– 175 – modifica valoarea curentului pe doua faze –

mi_modifycircprop("A",1,I/3);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,I/3);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,-2*I/3);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 182 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

––––––––––––––––––––––––

– 187 – calculeaza valoarea cuplului rezultant –

mo_groupselectblock(1);

data[k][6] = mo_blockintegral(22);

t2 = data[k][6]

x=t2-t1

–––––––––––––––––––––––-

– 193 – calculeaza valoarea cuplului electromagnetic –

data[k][7] = x

–––––––––––––––––––––––-

– 196 – tipareste datele de interes –

print(data[k][1], data[k][2], data[k][3], data[k][4], data[k][5], data[k][6], data[k][7], data[k][8], data[k][9], data[k][10])

showconsole()

–––––––––––––––––––––––-

– 201 – modifica valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[k][2]

e2=data[k][3]

e3=data[k][4]

–––––––––––––––––––––––-

– 206 – deplaseaza rotorul cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

–––––––––––––––––––––––-

– 211 – inchide procesul de ciclare pentru a doua (2) comutatie –

end

–––––––––––––––––––––––-

– procesul de ciclare pentru a treia (3) comutatie –

for k = 2*cie/6 , 3*cie/6-1 do

data[k] = {}

data[k][1] = k

– 218 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 226 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

–––––––––––––––––––––––-

– 231 – culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[k][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[k][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[k][4] = mo_getcircuitproperties("C");

–––––––––––––––––––––––-

– 236 calculeaza valoarea cuplului de cogging (de prindere magnetica) –

mo_groupselectblock(1);

data[k][5] = mo_blockintegral(22);

t1 = data[k][5]

–––––––––––––––––––––––-

– 241 calculeaza valoarea t.e.m. corespunzatoare fazelor si liniilor –

data[k][8]=-6000/pas*(e1-data[k][2])

data[k][9]=-6000/pas*(e2-data[k][3])

data[k][10]=-6000/pas*(e3-data[k][4])

–––––––––––––––––––––––-

– 246 – modifica valoarea curentului pe doua faze –

mi_modifycircprop("A",1,-I/3);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,2*I/3);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,-I/3);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 253 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

––––––––––––––––––––––––

– 258 – calculeaza valoarea cuplului rezultant –

mo_groupselectblock(1);

data[k][6] = mo_blockintegral(22);

t2 = data[k][6]

x=t2-t1

–––––––––––––––––––––––-

– 264 – calculeaza valoarea cuplului electromagnetic –

data[k][7] = x

–––––––––––––––––––––––-

– 267 – tipareste datele de interes –

print(data[k][1], data[k][2], data[k][3], data[k][4], data[k][5], data[k][6], data[k][7], data[k][8], data[k][9], data[k][10])

showconsole()

–––––––––––––––––––––––-

– 272 – modifica valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[k][2]

e2=data[k][3]

e3=data[k][4]

–––––––––––––––––––––––-

– 277 – deplaseaza rotorul cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

–––––––––––––––––––––––-

– 282 – inchide procesul de ciclare pentru a tria (3) comutatie –

end

–––––––––––––––––––––––-

– procesul de ciclare pentru a patra (4) comutatie –

for k = 3*cie/6 , 4*cie/6-1 do

data[k] = {}

data[k][1] = k

– 289 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 297 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

–––––––––––––––––––––––-

– 302 – culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[k][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[k][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[k][4] = mo_getcircuitproperties("C");

–––––––––––––––––––––––-

– 307 calculeaza valoarea cuplului de cogging (de prindere magnetica) –

mo_groupselectblock(1);

data[k][5] = mo_blockintegral(22);

t1 = data[k][5]

–––––––––––––––––––––––-

– 312 calculeaza valoarea t.e.m. corespunzatoare fazelor si liniilor –

data[k][8]=-6000/pas*(e1-data[k][2])

data[k][9]=-6000/pas*(e2-data[k][3])

data[k][10]=-6000/pas*(e3-data[k][4])

–––––––––––––––––––––––-

– 317 – modifica valoarea curentului pe doua faze –

mi_modifycircprop("A",1,-2/3*I);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,I/3);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,I/3);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 324 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

––––––––––––––––––––––––

– 329 – calculeaza valoarea cuplului rezultant –

mo_groupselectblock(1);

data[k][6] = mo_blockintegral(22);

t2 = data[k][6]

x=t2-t1–––––––––––––––––––––––-

– 334 – calculeaza valoarea cuplului electromagnetic –

data[k][7] = x

–––––––––––––––––––––––-

– 337 – tipareste datele de interes –

print(data[k][1], data[k][2], data[k][3], data[k][4], data[k][5], data[k][6], data[k][7], data[k][8], data[k][9], data[k][10])

showconsole()

–––––––––––––––––––––––-

– 342 – modifica valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[k][2]

e2=data[k][3]

e3=data[k][4]

–––––––––––––––––––––––-

– 347 – deplaseaza rotorul cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

–––––––––––––––––––––––-

– 352 – inchide procesul de ciclare pentru a patra (4) comutatie –

end

–––––––––––––––––––––––-

– procesul de ciclare pentru a cincea (5) comutatie –

for k = 4*cie/6 , 5*cie/6-1 do

data[k] = {}

data[k][1] = k

– 359 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 367 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

–––––––––––––––––––––––-

– 372 – culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[k][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[k][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[k][4] = mo_getcircuitproperties("C");

–––––––––––––––––––––––-

– 377 calculeaza valoarea cuplului de cogging (de prindere magnetica) –

mo_groupselectblock(1);

data[k][5] = mo_blockintegral(22);

t1 = data[k][5]

–––––––––––––––––––––––-

– 382 calculeaza valoarea t.e.m. corespunzatoare fazelor si liniilor –

data[k][8]=-6000/pas*(e1-data[k][2])

data[k][9]=-6000/pas*(e2-data[k][3])

data[k][10]=-6000/pas*(e3-data[k][4])

–––––––––––––––––––––––-

– 387 – modifica valoarea curentului pe doua faze –

mi_modifycircprop("A",1,-I/3);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,-I/3);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,2*I/3);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 394 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

––––––––––––––––––––––––

– 399 – calculeaza valoarea cuplului rezultant –

mo_groupselectblock(1);

data[k][6] = mo_blockintegral(22);

t2 = data[k][6]

x=t2-t1

–––––––––––––––––––––––-

– 405 – calculeaza valoarea cuplului electromagnetic –

data[k][7] = x

–––––––––––––––––––––––-

– 408 – tipareste datele de interes –

print(data[k][1], data[k][2], data[k][3], data[k][4], data[k][5], data[k][6], data[k][7], data[k][8], data[k][9], data[k][10])

showconsole()

–––––––––––––––––––––––-

– 413 – modifica valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[k][2]

e2=data[k][3]

e3=data[k][4]

–––––––––––––––––––––––-

– 418 – deplaseaza rotorul cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

–––––––––––––––––––––––-

– 423 – inchide procesul de ciclare pentru a cincea (5) comutatie –

end

–––––––––––––––––––––––-

– procesul de ciclare pentru a sasea (6) comutatie –

for k = 5*cie/6 , 6*cie/6 do

data[k] = {}

data[k][1] = k

– 430 –

– modifica valoarea curentului pe faza la zero –

mi_modifycircprop("A",1,0);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,0);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,0);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 438 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

–––––––––––––––––––––––-

– 443 – culege valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

v1,v2,data[k][2] = mo_getcircuitproperties("A");

v3,v4,data[k][3] = mo_getcircuitproperties("B");

v5,v6,data[k][4] = mo_getcircuitproperties("C");

–––––––––––––––––––––––-

– 448 calculeaza valoarea cuplului de cogging (de prindere magnetica) –

mo_groupselectblock(1);

data[k][5] = mo_blockintegral(22);

t1 = data[k][5]

–––––––––––––––––––––––-

– 453 calculeaza valoarea t.e.m. corespunzatoare fazelor si liniilor –

data[k][8]=-6000/pas*(e1-data[k][2])

data[k][9]=-6000/pas*(e2-data[k][3])

data[k][10]=-6000/pas*(e3-data[k][4])

–––––––––––––––––––––––-

– 458 – modifica valoarea curentului pe doua faze –

mi_modifycircprop("A",1,I/3);

mi_modifycircprop("A",2,1);

mi_modifycircprop("B",1,-2*I/3);

mi_modifycircprop("B",2,1);

mi_modifycircprop("C",1,I/3);

mi_modifycircprop("C",2,1);

– 465 –

– rezolva problema si incarca solutia –

mi_analyze(1);

mi_loadsolution();

––––––––––––––––––––––––

– 470 – calculeaza valoarea cuplului rezultant –

mo_groupselectblock(1);

data[k][6] = mo_blockintegral(22);

t2 = data[k][6]

x=t2-t1–––––––––––––––––––––––-

– 475 – calculeaza valoarea cuplului electromagnetic –

data[k][7] = x

–––––––––––––––––––––––-

– 478 – tipareste datele de interes –

print(data[k][1], data[k][2], data[k][3], data[k][4], data[k][5], data[k][6], data[k][7], data[k][8], data[k][9], data[k][10])

showconsole()

–––––––––––––––––––––––-

– 483 – modifica valoarea fluxului magnetic corespunzator fazelor –

e1=data[k][2]

e2=data[k][3]

e3=data[k][4]

–––––––––––––––––––––––-

– 488 – deplaseaza rotorul cu un increment geometric –

mi_selectgroup(1);

mi_moverotate(0, 0, pas, 4);

mi_clearselected();

–––––––––––––––––––––––-

– 493 – inchide procesul de ciclare pentru a sasea (6) comutatie –

end

–––––––––––––––––––––––-

Anexa 2. Desenul tehnic de gabarit al subansamblului rotor

Anexa 3. Schema bloc a plăcii de dezvoltare dsPICDEM MCLV-2 produsă de Microchip