Investește în oameni [600883]
1
Investește în oameni!
FONDUL SOCIAL EUROPEAN
Programul Operațional Sectorial Dezvoltarea Resurselor Umane 2007 – 2013
Axa prioritară 1 „Educație și formare profesională în sprijinul creșterii economice și dezvoltării societății bazate pe cunoaștere”
Domeniul major de intervenție 1.5. „Programe doctorale și post -doctorale în sprijinul cercetării”
Titlul proiectului: Burse doctorale si postdoctorale pentru cercetare de excelen ta
Numărul de identificare al contractului: POSDRU/159/1.5/S/134378
Beneficiar: Universitatea Transilvania din Brașov
Partener:
Universitatea Transilvania din Brașov
Școala Doctoral ă Interdisciplinar ă
Departament : Electronică și Calculatoare
Ing. Laszlo -Zsolt TUROS
Convertoare de energie configurabile digital de eficiență
ridicată implementate pe circuite computaționale avansate
Digitally configurable high efficiency energy converters
implemented on advanced computational circuits
Conducător științific
Prof.dr.ing. Iuliu SZEKELY
BRASOV , 2015
2
MINISTERUL EDUCAȚIEI ȘI CERCETĂRII ȘTIINȚIFICE
UNIVERSITATEA “TRANSILVANIA” DIN BRAȘOV
BRAȘOV, B -DUL EROILOR NR. 29, 500036, T EL. 0040-268-413000 , FAX 00 40-268-410525
RECTORAT
D-lui (D -nei) ………………………………………………………………………………………………..
COMPONENȚA
Comisiei de doctorat
Numită prin ordinul Rectorului Universității „Transilvania” din Brașov
Nr. 7430 din 17.07.2015
PREȘEDINTE: Conf.univ.dr.ing Carmen GERIGAN
Universitatea “Transilvania” din Brașov
CONDUCĂTOR ȘTIINȚIFIC: Prof. univ. dr. ing. Iuliu SZEKELY
Universitatea “Transilvania” din Brașov
REFERENȚI: Prof. univ. dr. ing. Alexandru SĂLCEANU
Universitatea Tehnică “Gheorghe Asachi” din Iași
Prof. univ. dr. ing. Dorin PETREUȘ
Universitatea Tehnică din Cluj Napoca
Prof. univ. dr. ing. Petre Lucian OGRUȚAN
Universitatea “Transilvania” din Brașov
Data, ora și locul susținerii publice a tezei de doctorat: 25.09.2015 , ora
16:00 , sala NII 1 .
Eventualele aprecieri sau observații asupra conținutului lucrării vă rugăm să
le transmiteți în timp util, pe adresa [anonimizat] respectiv
[anonimizat].
Totodată vă invi tăm să luați parte la ședința publică de susținere a tezei de
doctorat.
Vă mulțumim.
3 CUPRINS
Pg.
teza Pg.
rezumat
LISTA DE ABREVIERI 6 9
INTRODUCERE 7 10
1. CONVERTOARE DE ENERGIE ELECTRICĂ CONFIGURABILE
DIGITAL 13 12
1.1 Clasificare. Stadiul actual 13 12
1.2 Componentele co nvertoarelor de energie electrică controlabile digital 14 12
1.2.1 Sistemul Analogic 15 12
1.2.1 Sistemul Digital 17 12
1.2.1 Nivele de integrare a unităților centrale de procesare în aplicațiile ale
convertoarelor de energie electrică 19 12
1.3 Controlul convertoarelor electronice 20 12
1.3.1 Controlul de tip tensiune 21 13
1.3.2 Controlul de tip curent 22 13
1.3.3 Tehnici de control digital 22 13
1.4 Interfețe digitale de configurare a convertoarelor electronice cu control
digital 27 14
1.4.1 Magistrala I2C, SMBUS, PMBUS 27 14
1.4.2 Magistrala USB -PD 32 14
1.5 Sursă configurabilă digital DC -DC ATX în autovehicule (Studiu de caz nr.
1) 36 14
1.5.1 Structura sistemului 37 15
1.5.2 Considerente de proiectare 39 15
1.5.3 Diagramele de timp. Mașina de stare 41 16
1.5.4 Conexiunea USB și configurație 45 17
1.5.5 Protecția împotriva pornirii la rece 47 17
1.5.6 Protecția la tensiuni extreme 49 18
1.6 Concluzii 50 19
2. STOCAREA ENERGIEI ÎN APLICAȚIILE CU CONVERTOARE DE
ENERGIE ELECTRICĂ 51 20
2.1 Bateria ca principalul element de stocare a energiei electrice 52 20
2.2 Optimizarea modelului bateriei tip Li -ION (Studiu de caz nr. 2) 54 20
2.2.1 Metoda de extragere a parametrilor modelului 55 21
2.2.2 Metoda de extragere a profilului SOC -OCV 58 22
4 2.2.3 Rezultatele algoritmului de optimizare 59 23
2.3 Sursă de tensiune neîntreruptibilă configurabilă digital (Studiu de caz nr. 3) 62 23
2.2.1 Algoritmul de încărcare 64 23
2.2.2 Balansarea bateriilor 68 25
2.2.3 Strategia de comutare a sursei neîntreruptibile între baterie și intrarea
principală 73 26
2.2.4 Sursa de tensiune neîntreruptibilă realizată 75 27
2.4 Concluzii 77 28
3. SIMULATOARE ELECTRONICE CONFIGURABILE DIGITAL 78 29
3.1 Emularea caracteristicilor sistemelor electronice folosind convertoare
electronice 78 29
3.1.1 Emularea sarcinii electronice 78 29
3.1.2 Emularea bateriei 80 29
3.1.3 Emularea surselor de energie regenerabile. Emularea energiei solare 81 29
3.2 Emularea sursei de energie solară cu un simulator electronic 86 30
3.2.1 Testarea sistemelor rulând algoritmi MPPT cu o sursă de tensiune
reglabilă 86 30
3.3 Simulatorul electronic al rețelei fotovoltaice bazate pe topologia de
convertor SEPIC (Studiu de caz nr. 4) 88 31
3.3.1 Caracteristicile simulatorului electronic 88 31
3.3.2 Modelul fotovoltaic 89 31
3.3.3 Modelul SEPIC 91 31
3.3.4 Modelul electric și matematic 91 32
3.3.5 Modelul SIMULINK a topologiei SEPIC 93 34
3.3.6 Emularea rețelei fotovoltaice 96 34
3.3.7 Algoritmul de urmărire a curbei curent -tensiune 99 35
3.4 Concluzii 104 36
4. METODE HIBRIDE DE CONTROL A CONVERTOARELOR
ELECTRONICE ÎN SISTEME ELECTRONICE ÎNCORPORATE 105 37
4.1 Sinteză practică a metodelor de configurare a buclei de reglare în
convertoarele electronice în cazul controlului hibrid 105 37
4.1.1 Controlul digital al convertorului prin convertor Digital Analog – DAC 106 37
4.1.2 Controlul digital al convertorului printr -un potențiometru digital 110 40
4.1.3 Controlul digital al convertorului printr -o ieșire PWM a
microprocesorului 116 43
4.1.4 Controlul digital al convertorului prin ieșiri digitale a microprocesorului 123 –
5 4.1.5 Controlul digital al rampei de pornire. Controlul curentului 126 –
4.2 Sursă de tensiune neîntreruptibilă DC -DC integrabilă (Studiu de caz nr. 5) 127 47
4.2.1 Protecția sistemului conectat și a bateriei 128 48
4.2.2 Selecția tipului și a numărului de baterii 130 48
4.2.3 Strategia de plasare a convertorului Boost 131 49
4.2.4 Eficiența energetică 132 49
4.2.5 Algoritmul de adaptare a tensiunii de ieșire 135 50
4.2.6 Încărcarea bateriei 136 –
4.2.7 Integrabilitatea soluției UPS 138 51
4.3 Concluzii 139 52
5. TEHNICI DE REDUCERE A EMISIILOR ELECTROMAGNETICE ÎN
CONVERTOARELE ELECTRONICE CU CONTROL DIGITAL 141 53
5.1 Surse de zgomot și interferențe în convertoarele electronice 141 53
5.1.1 Interferența condusă 141 53
5.1.2 Interferența radiată 142 53
5.2 Tehnici de reducere pasivă a EMI 143 53
5.3 Tehnici de reducere activă a EMI 145 53
5.3.1 Controlul pantei semnalului 147 54
5.3.2 Utilizarea duratei de timp ON sau OFF fixe 147 54
5.4 Reducerea nivelului EMI prin metoda distribuției frecvenței de lucru
(Studiu de caz nr. 6) 148 54
5.5 Concluzii 161 60
6. CONCLUZII FINALE. CONTRIBUȚII ORIGINALE. DISEMINAREA
REZULTATELOR. DIRECTII VIITOARE DE CERCETARE. 162 61
6.1 Concluzii Finale 162 61
6.2 Contribuții Originale 166 63
6.3 Diseminarea Rezultatelor 168 64
6.4 Direcții Viitoare de Cercetare 169 65
BIBLIOGRAFIE 170 66
ANEXE 1-21 178 –
REZUMAT (română / engleză ) 210 71
CV (română) 211 72
CV (engleză) 212 73
6 TABLE OF CONTENTS
Pg.
teza Pg.
rezumat
ABBREVIATIONS LIST 6 9
INTRODUCTION 7 10
1. DIGITALLY CONFIGURABLE ELECTRIC POWER CONVERTERS 13 12
1.1 Classification. Current state 13 12
1.2 The digitally controlled electric power converter components 14 12
1.2.1 The analog system 15 12
1.2.2 The digital system 17 12
1.2.3 The integration levels of central processing units in applications using
electric power converters 19 12
1.3 Control of electric power converters 20 12
1.3.1 Voltage control 21 13
1.3.2 Curent control 22 13
1.3.3 Digital control techniques 22 13
1.4 Digital configuration interfaces of digitally controlled electric converters 27 14
1.4.1The I2C, SMBUS, PMBUS buses 27 14
1.4.2 The USB -PD bus 32 14
1.5 Digitally configurable DC -DC ATX automotive power supply (Case study
nr. 1) 36 14
1.5.1 The system’s structure 37 15
1.5.2 Design considerations 39 15
1.5.3 Time diagrams. State machine 41 16
1.5.4 USB connection and configuration 45 17
1.5.5 Protection from cold start 47 17
1.5.6 Protection from extreme voltages 49 18
1.6 Conclusions 50 19
2. ENERGY STORAGE IN POWER CONVERTER APPLICATIONS 51 20
2.1 The battery as the main power storage element 52 20
2.2 The Li -ION battery model optimization(Case study nr. 2) 54 20
2.2.1 Extraction method of the model parameters 55 21
2.2.2 Extraction method of the SOC -OCV profile 58 22
2.2.3 Results of the optimization algorithm 59 23
2.3 Digitally configurable uninterruptible power supply (Case study nr. 3) 62 23
2.2.1 The charging algorithm 64 23
7 2.2.2 Battery balancing 68 25
2.2.3 The switching strategy between battery and main input 73 26
2.2.4 The designed uninterruptible power supply 75 27
2.4 Conclusions 77 28
3. DIGITALLY CONFIGURABLE ELECTRIC SIMULATORS 78 29
3.1 Emulating the characteristics of electronic systems using power converters 78 29
3.1.1 Emulating electronic load 78 29
3.1.2 Battery emulation 80 29
3.1.3 Emulating renewable energy sources. Emulating solar power 81 29
3.2 Solar power emulation with an electronic simulator 86 30
3.2.1 Testing systems running MPPT algorithms using an adjustable voltage
source 86 30
3.3 Electronic photovoltaic network simulator based on SEPIC converter
topology (Case study nr. 4) 88 31
3.3.1 The electronic simulator’s features 88 31
3.3.2 The photovoltaic model 89 31
3.3.3 The SEPIC model 91 31
3.3.4 The mathematical and electrical model 91 32
3.3.5 The SIMULINK model of SEPIC topology 93 34
3.3.6 Photovoltaic network emulation 96 34
3.3.7 The tracking algorithm of current -voltage curve 99 35
3.4 Conclusions 104 36
4. HYBRID CONTROL METHODS OF ELECTRIC POWER
CONVERTERS USED IN EMBEDDED SYSTEMS 105 37
4.1 Practical synthesis of the control loop configuration for electric power
converters using hybrid control strategy 105 37
4.1.1 Digital control of the converter via Digital Analog Converter -DAC 106 37
4.1.2 Digital control of the converter via digital potentiometer 110 40
4.1.3 Digital control of the converter via PWM output of the microprocesssor 116 43
4.1.4 Digital control of the converter via digital outputs of the
microprocessor 123 –
4.1.5 Digital control of soft start. Current control 126 –
4.2 Integrable DC -DC Uninterruptible Power supply (Case study nr. 5) 127 47
4.2.1 Protection of the connected system 128 48
4.2.2 Selection of the battery type and number of cells 130 48
4.2.3 Boost converter placement strategy 131 49
8 4.2.4 Energy efficiency 132 49
4.2.5 The output voltage adaptation algorithm 135 50
4.2.6 Battery charging 136 –
4.2.7 Integrability of the UPS solution 138 51
4.3 Conclusions 139 52
5. TECHNIQUES TO REDUCE ELECTROMGNETIC EMISSIONS IN
DIGITALLY CONTROLLED POWER ELECTRONIC CONVERTERS 141 53
5.1 Sources of noise and interference in electronic converters 141 53
5.1.1 Conducted interference 141 53
5.1.2 Radiated interference 142 53
5.2 Passive EMI reduction techniques 143 53
5.3 Active EMI reduction techniques 145 53
5.3.1 Controlling the slope of the signal 147 54
5.3.2 Using fixed ON or OFF times 147 54
5.4 Reducing EMI levels via spread frequency modulation(Case study nr. 6) 148 54
5.5 Conclusions 161 60
6. FINAL CONCLUSIONS. ORIGINAL CONTRIBUTIONS.
DISSEMINATION OF RESULTS. FUTURE RESEARCH DIRECTIONS. 162 61
6.1 Final conclusions 162 61
6.2 Original contributions 166 63
6.3 Dissemination of results 168 64
6.4 Future research directions 169 65
REFERENCES 170 66
ANNEXES 1-21 178 –
SUMMARY (romanian/english) 210 71
CV (romanian) 211 72
CV (english) 212 73
9 LISTA DE ABREVIERI
ADC Analog Digital Converter – Convertor Analog Digital
API Application Programming Interface – Interfață de Programare pentru Aplicații
ATX Advanced Technology eXtended
CC Constant Curent – Curent Constant
CPU Central Processing Unit – Unitate Centrală de Procesare
CSV Comma Separated Values – Valori Separate prin Virgulă
CV Constant Voltage – Tensiune Constantă
DAC Digital Analog Converter – Convertor Digital Analog
DPWM Digita l Pulse Width Modulator – Modularea Digitală În Lățime a Impulsurilor
EMC Electro -Magnetic Compatibility – Compatibilitate Electro -Magnetică
EMI Electro -Magnetic Interference – Interferență Electromagnetică
ESR Equivalent Series Resistance – Rezistența Serie Echivalentă
GUI Graphical User Interface – Interfață Grafică Utilizator
HID-USB Human Interface Device – Universal Serial Bus
I2C Inter -Integrated Circuit
IC Incremental Conductance – Conductanță Incrementală
IRQ Interrupt Request – Cerere Întrer upere
I/O Input/Output – Intrare/Ieșire
LISN Line Impedance Stabilization Network – Rețea de Stabilizare Impedanță Linie
MOSFET Metal –Oxide –Semiconductor Field -Effect Transistor
MPPT Maximum Power Point Tracking – Urmărirea Punctului Maxim de Putere
OCV Open Circuit Voltage – Tensiunea în Circuit Deschis
PMBUS Power Management Bus
PR Period Register – Registru Perioadă
PRSG Pseudo -Random Sequence Generator – Generator de Secvență Pseudo Aleatoriu
PSU Power Supply Unit – Sursă de tensiune
P&O Perturb And Observe – Perturbează și Observă
RBW Resolution Bandwidth – Lățime de bandă Rezoluție
RFI Radio Frequency Interference – Interferență de Frecvență Radio
RISC Reduced Instruction Set Computing –Set cu Instrucțiuni Reduse de Calcul
SCP Short -Circuit Pulse – Impuls de Scurt -Circuit
SEPIC Single -Ended Primary -Inductor Converter
SMBUS System Management Bus
SOC State Of Charge – Starea de Încărcare
SOH State Of Health – Starea de Sănătate
UPS Uninterruptible Power Suply – Sursă de Tensiune Neîntre ruptibilă
USB -PD Universal Serial Bus Power Delivery
VBW Video Bandwidth – Lățime de bandă Video
10 INTRODUCERE
Actualitatea și necesitatea temei de cercetare
Producerea energiei, eficientizarea transferului de energie și modul de folosire a acesteia la
consumatorul final este un factor foarte important care influențează viața de zi cu zi și va avea un
impact puternic asupra felului cum va arăta lumea în viitor. Odată cu era digitală conceptul
convertoarelor cu control digital, sistemele de management a e nergiei încep să primească o atenție
deosebită. Sursele de tensiune au evoluat de la un convertor simplu, capabil să furnizeze puterea
cerută, spre surse inteligente cu posibilități de monitorizare, control și gestiune a energiei electrice.
Convertoarele c onfigurabile digital încep să pătrundă și să fie utilizate în diferite domenii de utilizare
cum ar fi autovehicule, avioane, nave, sisteme de calcul. Odată cu digitalizarea acestor convertoare,
implementate în sisteme încorporate, apare nevoia de a interac ționa cu aceste medii, deoarece aceste
sisteme digitale pot lua decizii inteligente privind controlul și gestiunea energiei, având ca scop o
eficientizare a transferului de energie în funcție de natura mediului pe întregul lanț energetic.
Observația lui Go rdon Moore din 1965 privind dublarea numărului de tranzistori pe aceeași arie în
circuitele integrate în fiecare an, încă este de actualitate, astfel sistemele încorporate devin din ce în
ce mai performante și mai reduse. Reducerea dimensiunii componentelo r și performanțele mai
ridicate ajută și la integrarea convertoarelor configurabile în sistemele existente, prin care rezultă
sisteme mai eficiente și flexibile. În următorii ani se așteaptă o creștere puternică a exploatării
resurselor disponibile de ener gii alternative. Energia electrică captată trebuie acumulată apoi
redistribuită într -un mod cât mai eficient, folosind diferite medii de stocare. Recoltarea și testarea
energiilor alternative, cu precădere a energiei solare, nu permite totdeauna funcționar ea perpetuă a
sistemelor bazate numai pe această energie, dat fiind natura ciclică și variabilă a sursei de energie
față de un punct fix de reper de pe planeta noastră. Din acest motiv există nevoia de a putea testa
aceste sisteme cu convertoare electronic e care emulează caracteristicile unei rețele fotovoltaice sau
caracteristicile unor dispozitive electronice în general.
Autorul lucrării lucrează de 14 ani ca inginer în cercetare și dezvoltare, având o anumită
experiență profesională în domeniu. Domeniul cercetat poate fi considerat un domeniu
interdisciplinar și prioritar. Lucrarea îmbină domenii prioritare de cercetare națională cum ar fi
tehnologiile societății informaționale și energia.
Scopul și obiectivele lucrării
Domeniul de interes al cercetărilor propuse vizează elaborarea sistemelor performante de
conversie a energiei, cu scopul declarat de creștere a eficienței, a configurabilității și integrabilității
lor.
Pentru testarea convertoarelor de energie folosind energia solară ca sursă primară se pot folosi
convertoare electronice care emulează caracteristicile acestor surse de energie. Un dispozitiv
principal de stocare a energiei electrice este bateria, iar bateriile Li -Ion devin din ce în ce mai
populare, datorită densității de energie ridicate, în aplicații diverse cum ar fi soluțiile portabile, surse
neîntreruptibile, automobile electrice. Pentru a acoperi o gamă variată de aplicații, sursele
neîntreruptibile care folosesc baterii Li -Ion cât și alte tipuri de baterii, trebuie să fie cât mai
config urabile și flexibile, însă există și cazuri în care pentru a obține performanțe ridicate și o
integrabilitate ridicată trebuiesc dezvoltate soluții dedicate optimizate pentru una sau câteva aplicații
aparte. Odată cu creșterea numărului de echipamente elec tronice și integrarea acestora în alte sisteme
crește și probabilitatea ca să existe interferențe între sursa generatoare de emisii perturbative și
echipamentul victimă, care pot influența în mod nefavorabil funcționarea corectă a acestuia din urmă.
Cunosc ând mecanismele de cuplare a perturbației aceste efecte se pot diminua substanțial încă din
faza de proiectare printr -o proiectare atentă și folosind algoritmi inteligenți care nu adaugă nimic la
costul echipamentului.
11 Mulțumiri
Această teză nu s -ar fi realizat fără sprijinul moral și profesional al conducătorului de
doctorat, domnul prof.dr.ing. Szekely Iuliu. Prin această cale aș dori să -i mulțumesc în mod
deosebit pentru îndrumarea oferită pe parcursul anilor de cercetare. Țin să mulțumesc în specia l
domnului dr.ing. Csernáth Géza, directorul firmei S.C. Gautinfo S.R.L care m -a sprijinit încă de
la început din punct de vedere moral, financiar și profesional, precum și domnului inginer Hegyi
István cu care am colaborat la modelarea convertorului SEPIC . Totodată aș vrea să mulțumesc
comisiei de îndrumare, domnului prof.dr.ing. Ogruțan Petre Lucian și prof.dr.ing. Romanca
Mihai de la Universitatea Transilvania din Brașov pentru sfaturile utile pe care le -am primit pe
parcursul finalizării prezentei lucră ri. Aș dori să mulțumesc doamnei dr.ing. György Katalin de
la Universitatea „Sapientia” din Tîrgu Mureș pentru colaborarea și discuțiile legate de algoritmii
de optimizare. Nu în ultimul rând, țin să mulțumesc domnului director Andrei Bulucea de la
firma I tuner inc. din California, pentru că mi -a acordat posibilitatea de a prezenta în teză dintre
echipamentele proiectate și programate de autorul lucrării în decursul anilor de colaborare,
precum și pentru ideile și discuțiile interesante purtate. Totodată aș vrea să mulțumesc familiei
mele care mi -a fost alături pe durata pregătirii de doctorat oferindu -mi încredere și încurajări
pentru a -mi împlini visul.
12 1 CONVERTOARE DE ENERGIE ELECTRICĂ CONFIGURABILE
DIGITAL
1.1 Clasificare. Stadiul actual.
Gestionarea energi ei poate fi privită ca un domeniu interdisciplinar al electronicii moderne.
Sistemele de conversie a puterii devin din ce în ce mai complexe pentru a putea face față cerințelor
de eficiență și flexibilitate. Aceste sisteme sunt compuse din unități mai mici care interacționează,
astfel conceptul clasic al controlului a evoluat treptat în problematica gestionării energiei. În afară de
funcțiile primare pe care un sistem de conversie a energiei electrice trebuie să le îndeplinească sunt
necesare să fie îndepli nite și anumite cerințe cum ar fi posibilitatea de intercomunicare cu alte
sisteme, monitorizare și managementul inteligent al puterii.
Controlul digital al puterii încearcă să rearanjeze bariera dintre secțiunea analogică și digitală a
unei surse în comut ație pentru a putea avea un control mai bun asupra funcțiunilor convertorului în
scopul flexibilizării și a eficientizării. Diferența izbitoare dintre controlul analogic și digital este
calitatea și cantitatea informației disponibile pentru controlerul car e ia decizia legată privind
funcționarea sistemului. Câteodată pentru o proiectare robustă și flexibilă este nevoie de hibridizarea
celor două tehnici, astfel asigurând performanțele dorite.
1.2 Componentele convertoarelor de energie electrică controlabile dig ital
În figura 1.1. se prezintă structura unui convertor tipic de energie electrică controlat digital,
unde se observă interacțiunea dintre sistemul analog și cel digital, respectiv componentele principale
care alcătuiesc aceste sisteme.
1.2.1 Sistemul Analogic
Sistemul analogic este format din componentele de putere care formează structura
convertorului adică: elemente de protecție, filtrul EMI (interferență electromagnetică), filtrul de
intrare, filtrul de ieșire, elementele comutatoare, circuitul de comandă a elem entelor comutatoare,
circuitul de condiționare a semnalelor.
1.2.2 Sistemul Digital
Sistemul digital este format de obicei de un generator bază de timp pentru generarea
semnalelor de tact existente în sistemul digital, modulatoare PWM, compensatorul digital,
convertorul analog digital, convertorul digital analog, interfețe de comunicație, algoritmi de control,
comunicare, diagnostizare, managementul energiei și gestionarea resurselor.
1.2.3 Nivele de integrare a unităților centrale de procesare în aplicații ale convert oarelor
de energie electrică
Microcontrolerele ca unități centrale de procesare pot fi integrate în aplicații de conversie a
puterii pentru a oferi soluții inteligente și pentru creșterea nivelului de performanță a convertoarelor
electronice. Încă din anii 2009 Microchip [1] a adoptat un model cu patru nivele de integrare
inteligentă. Primul nivel este nivelul de bază de integrare inteligentă, unde microcontrolerul oferă
funcții de control de tip pornit/oprit, acesta având rolul de a controla momentul pornirii și opririi, cât
și posibilitatea secvențializării mai multor convertoare. La al doilea nivel de integrare folosind un
Fig.1.1. Structura unui convertor controlabil digital
13 controler mai performant se pot adăuga funcții de monitorizare și înregistrare a performanțelor,
respectiv mai mult control asupra funcțiilor convertorul ui cum ar fi: monitorizarea tensiunilor,
curenților, temperaturilor în sistem și luarea unor decizii pe baza valorilor acestora. Al treilea nivel
de integrare, față de primele două nivele, oferă un control topologic asupra buclei analogice de
control, perm ițând posibilitatea selectării compensatorului analogic. Nivelul patru de integrare oferă
cel mai înalt nivel de flexibilitate. Bucla de control analogic este înlocuită în întregime cu o buclă de
reglare digitală.
1.3 Controlul convertoarelor electronice
Convertoarele DC -DC se reglează în așa fel încât tensiunea medie să fie egală cu tensiunea
dorită, deși tensiunea de intrare și sarcina de ieșire pot avea variații. Convertoarele în comutație
folosesc una sau mai multe comutatoare pentru a transforma tensiune a DC de la un nivel în altul.
Într-un convertor DC -DC tensiunea de ieșire este controlată prin controlul duratei în care
comutatorul conduce (ON) sau este blocat (OFF). Cea mai uzuală metodă este metoda modulării
impulsurilor în lățime PWM (Pulse Width Mod ulation) prin care se folosește o frecvență constantă și
se ajustează durata ON a impulsurilor. O metodă mai generală de control este aceea în care atât
factorul de umplere cât și frecvența comutației variază.
1.3.1 Controlul de tip tensiune
Controlul de tip te nsiune a fost primul tip de control introdus. Caracteristica majoră a acestui
tip este existența unei singure bucle de reglare. Cu ajutorul unui semnal de tip rampă constantă,
comparată cu eroarea semnalului de ieșire, se generează semnalul de tip PWM cu f actorul de umplere
variabil folosit pentru comanda elementelor de putere. Limitarea de curent în acest caz se face
separat.
1.3.2 Controlul de tip curent
În cazul controlului de tip curent se utilizează oscilatorul numai pentru generarea tactului de
frecvență fi xă, iar semnalul de tip rampă este schimbat cu un semnal derivat din forma curentului de
pe inductor (bobină). Această metodă compară valoarea de vârf a curentului din inductor în fiecare
ciclu de comutație cu referința programată.
1.3.3 Tehnici de control digit al
Strategia de control în acest caz este implementată prin software care rulează pe un procesor de
control. Controlul digital în electronica de putere și controlul digital în general este prezentat de mai
mulți autori. În [2] și [3] se prezintă principalele probleme tipice de control ale convertoarelor de
putere și soluțiile digitale esențiale, bazate pe cele mai răspândite tehnici de control digital de la
modulația prin semnal DPWM (Digital Pulse Wi dth Modulation) și SVM (Space Vector
Modulation). În [4] se prezintă metoda de proiectare și implementare a controlerelor digitale pentru
convertoare Buck și Boost folosind metode de control liniare și neliniare. Multiple strat egii de
eșantionare, problema frecvenței de eșantionare, respectiv momentul eșantionării semnalului sunt
amplu discutate în [5], unde se pune în discuție numărul de eșantioane necesare într -o perioadă de
tact a frecvenței de com utație, respectiv momentul în care acestea sunt eșantionate. De obicei o
alegere clasică a regulatoarelor digitale folosite în sursele de comutație este regulatorul digital PID
[6]. Metodologia de proiectare este discutată de m ulți autori, literatura de specialitate este vastă și
cuprinzătoare în acest domeniu. Legea de control poate fi implementată prin formule matematice, sau
se poate implementa folosind tabele de tip look -up, dacă memoria permite. Metoda de autoacordare
larg folosită în controlerele industriale este tehnica de introducere a unei oscilații limitate în
amplitudine în bucla de control prin introducerea unui element neliniar în bucla de control. Metoda a
fost prezentată și folosită cu succes în [5] și [7]. În cazul reglării digitale apare fenomenul de oscilație
în jurul punctului de reglare (Limit Cycles), la o frecvență mai joasă decât frecvența de comutație a
convertorului. Oscilațiile apar din cauza cuantizării semnalelor cum ar fi semnalele ADC, DPWM
sau chiar DAC în bucla de reglare [6]. Din cauza timpului de conversie A/D și a timpului necesar
pentru prelucrarea datelor și calculelor necesare în algoritmul de control, există un timp de întârziere
în sistemele de control digi tal. Din cauza acestei întârzieri marginea de fază descrește, iar lățimea
benzii de control trebuie redusă pentru a avea stabilitate. Acesta va rezulta în degradarea răspunsului
tranzitoriu a sistemului de reglare. Unele sisteme care folosesc mai multe con vertoare de tensiune cu
tensiuni de ieșire diferite necesită o anumită ordine în secvența de pornire a convertoarelor și o altă
ordine de oprire a convertoarelor. De exemplu în cazul ATX secvența de pornire este de +12V, +5V,
+3.3V iar secvența de oprire e ste invers +3.3V, +5V, +12V. [8] (v. paragraf 3.2.10).
14 1.4 Interfețe digitale de comunicație, control și configurare a convertoarelor
electronice digitale
Interfețele și magistralele digitale de comunicație, pe lângă posibilitatea monitorizării
principalilor parametri ai convertoarelor electronice oferă și posibilitatea de configurare a
parametrilor sistemului cum ar fi configurarea unor limite minime sau maxime de tensiune, curent,
temperatură etc. pentru funcționarea normală a si stemului.
1.4.1 Magistrala I2C, SMBUS, PMBUS
1.4.1.1 Magistrala I2C
Magistrala I2C este o magistrală serială de tip multi -master inventată de Philips semiconductor
cu două linii care transportă informația între dispozitivele conectate. Aceste două linii sunt
SDA(Serial Data) și SCL(Serial Clock). Avantajele acestui tip de magistrală sunt multe, cele mai
importante fiind numărul redus de linii pentru realizarea cablajului sau a circuitului imprimat,
circuitele compatibile I2C pot fi adăugate sau îndepărtate fără ca acest lucru să afecteze alte circuite
de pe magistrală .
1.4.1.2 Magistrala SMBUS
În principiu magistralele I2C și SMBUS (System Management BUS) sunt compatibile, însă
sunt anumite diferențe prin care se deosebesc una față de cealaltă. Viteza de lucru pentru magistrala
SMBUS este spec ificată între 10 KHz și 100 KHz, introduce o frecvență minimă ceea ce implică
automat și un time -out definit de specificație la 35 ms. Specificația mai introduce și două linii
opționale ( SMBSUS # și SMBALERT #) separate de liniile SDA și SCL cunoscute [9].
1.4.1.3 Magistrala PMBUS
Magistrala PMBUS (Power Management BUS ) este un protocol deschis, standard care
definește un mijloc de comunicație cu dispozitive de conversie a puterii și alte dispozitive [10].
Protocolul PMBUS a fost dezvoltat pentru a putea acoperi o gamă largă de arhitecturi ale sistemelor
de putere și convertoare. Comunicația este bazată pe magistrala SMBUS, dar existând și câteva
excepții din punct de vedere a formării mesajelor.
1.4.2 Magistrala USB -PD
Interfața USB (Universal Serial Bus) a evoluat de la o interfață de date la o interfață capabilă
să furnizeze energie limitată. Există totuși multe dispozitive, care necesită o conexiune suplimentară
pentru alimentare, deoarece tensiunea sau curentul consumat depășește valorile nominale pe care un
port USB standard le poate oferi. [11]. USB Power Delivery (USB -PD) este conceput pentru a
permite pe lângă funcționalitatea de USB, furnizarea flexibilă a energiei electrice printr -un singur
cablu.
1.5 Sursă configurabilă digital DC -DC ATX în autovehicule
(Studi u de caz nr. 1)
În continuare se va prezenta procesul de proiectare [12] a unei surse de tensiune inteligente
DC-DC ATX care poate fi utilizat în automobile, alimentând calculatoare sau plăci de bază de tip
ATX sau sisteme care necesită mai multe tensiuni de alimentare. Mediul de lucru în autovehicule
este un mediu dur, unde s ursa de alimentare trebuie să fie capabilă să supraviețuiască variațiilor mari
ale tensiunii de intrare care sunt frecvente în acest mediu, mai ales la pornirea automobilului unde
tensiunea de la bateria primară poate scădea chiar și până la 6V, precum și situațiilor tranzitorii de
supra -tensiune [13]. Pentru a face față cerințelor diferite, sursa de alimentare trebuie să fie
configurabilă în mod elastic, permițând utilizatorului să seteze convertorul de tensiune ca să se
comporte ca o sursă de alimentare standard de tip ATX, sau ca o sursă de tensiune configurabilă,
capabilă să interacționeze cu mediul și să ia decizii inteligente. În modul de configurare inteligent,
sursa este capabilă de a controla secvența de pornire și de înch idere a calculatorului sau a plăcii de
bază conectate la aceasta în funcție de mai mulți parametri, cum ar fi tensiunea de intrare sau
tensiunea bateriei, pragurile tensiunilor tipice de ieșire a unei surse de alimentare ATX, valoarea
nivelului semnalului de aprindere, temporizări, temperatură etc. Toți acești parametri sunt
configurabili prin magistrala USB de mare viteză, implementând protocolul HID -USB. O sursă de
alimentare tipică ATX nu este conștientă de starea de încărcare a bateriei. Aceste surse ti pice
consumă o energie substanțială chiar și când sunt în stare de așteptare (STANDBY), ele putând
consuma de la câteva zeci la câteva sute de miliamperi . Una dintre caracteristicile implementate ale
sursei de alimentare inteligente dezvoltate este capacit atea de abordare a acestei probleme prin
15 inițierea unei secvențe de oprire atunci când tensiunea bateriei este prea scăzută. În plus, secvența de
oprire poate fi inițiată în două moduri: prin emularea butonului de pornire/oprire a calculatorului și
inițier ea unui impuls cu o durată configurabilă, de obicei cu durata de 500ms (varianta hardware)
prin intermediul unui comutator electronic controlat digital conectat pe pinii ON/OFF ale plăcii de
bază, sau prin emularea butonului de tastatură USB Sleep / Shutdo wn [14] (varianta software). După
ce calculatorul este oprit tensiunea de + 5V STANDBY poate fi oprită la rândul ei pentru a conserva
energia bateriei.
1.5.1 Structura sistemului
Schema bloc a sistemului este prezentată în figura 1.10. După cum se observă sunt prezente
mai multe surse în comutație: două circuite de tip Buck sincron pentru producerea tensiunilor de +5V
și +3.3V , un circuit Buck -Boost sincron pentru producerea tensiunii de +12V și un regulator inversor
de tensiune pentru producerea tensiuni de -12V. Toate aceste surse sunt controlate și monitorizate de
un microcontroler pe 8 biți cu arhitectură RISC care comunică cu placa de bază și sistemul de
operare, respectiv monitorizează și controlează tensiunile de ieșire între limitele specificate de
standardul ATX.
1.5.2 Considerente de proiectare
În scopul validării unei părți din proiectarea sistemului, semnalul de tensiune a bateriei auto a
fost achiziționat în timpul pornirii. În figura 1.11 se prezintă rezultatele experimentale pe ntru o
mașină Ford Fusion, cu un motor de 1.4L Duratorq pe benzină. Se poate observa că tensiunea
bateriei scade până la nivelul de + 7.7V și recuperează la + 12V în aproximativ 700ms. Rezultatele
Fig.1.11 . Tensiunea bateriei cu pornirea la
rece a mașinii Ford Fusion(motor p e
benzină) la 9°C temperatură exterioară
0ms
Time: 23ms/Div
698ms
5.76V
12.38V
Voltage: 0.48V/Div
7.728V
Fig.1.12 . Tensiunea bateriei cu pornirea la
rece a mașinii Ford C -max (motor pe
motorină) la 9°C temperatură exterioară
0ms
Time: 23ms/Div
1090ms
5.76V
12.14V
Voltage: 0.48V/Div
8.064V
Fig.1.10 . Schema bloc a sursei ATX configurabile de tip automotiv
16
Fig.1.14 . Secvența d e oprire a sursei
ATX CH1 +12V; CH2 +5V; CH3
+3.3V; CH4 PSON
Fig.1.13 . Secvența de pornire a sursei
ATX CH1 +12V;CH2 +5V; CH3 +3.3V
experimentale din figura 1.12 prezintă aceeași situație pen tru o mașină Ford C -max de 1.6L TDCI
Durateq pe motorină în cazul în care tensiunea bateriei scade la 8V și recuperează la 12V în circa 1
secundă. Ambele măsurători au fost realizate la o temperatură exterioară de 9°C.
O sursă de alimentare de tip ATX oferă diferite tensiuni de ieșire de +12V, +5V și +3.3V, –
12V și -5V. Cele mai importante (de putere ridicată) sunt +12V, +5V respectiv +3,3V. Nivelul
tensiunilor de +12V și +5V trebuie să fie mai mare decât valoarea semnalului de +3.3V pe tot
parcursul op erației normale de lucru a sursei cât și la pornirea, respectiv oprirea secvențializată a
acestora. Rezultatele experimentale de pornire și de oprire a secvențializării convertoarelor de
tensiune sunt prezentate în figura 1.13 și 1.14, în conformitate cu s pecificațiile ATX (secvențializare,
temporizări și plaja tensiunii de ieșire). În figura 1.13 se prezintă ordinea de pornire cu o bază de
timp de 2ms iar în figura 1.14 se observă secvența de oprire capturată cu o bază de timp de 20ms, în
cazul în care pe canalul 4 (CH4) se inițiază oprirea tensiunilor de ieșire prin activarea semnalului
PSON .
1.5.3 Diagramele de timp. Mașina de stare
Pentru o mai bună înțelegere a modului în care se comportă sursa inteligentă în situații diferite,
comparabil cu o sursă convențională se vor prezenta ambele cazuri. Diagrama standard ATX este
prezentată în figura 1.15.
În a doua diagramă, din figura 1.16, se prezintă diferențele principale ale secvenței folosite în
automobile față de prima diagramă standard ATX. Cele mai importante secvențe în acest ca z sunt:
1. Tensiunea de intrare se aplică la intrare, sursa așteaptă în stare de consum redus pentru
validarea semnalului de aprindere ( IGNITION ).
2. Automobilul se pornește, semnalul de IGNITION este activ.
3. Se pornește ieșirea de 5V STANDBY .
4. Sursa tr imite un impuls de pornire ON pentru placa de bază.
Fig.1.15 . Secvența tipică ATX 12V INPUT
5VSTANDBY
PSON
12V
5V
3.3V
PWRGD
1 2 3 4 5 6 7 8
Sursa este pornită
17 5. Placa de bază reacționează activând semnalul PSON.
6. Se pornește ieșirea de 12V, urmată de o scurtă întârziere.
7. Se pornește ieșirea de 5V, urmată de o scurtă întârziere.
8. Se pornește ieșirea de 3 .3V.
9. În cele din urmă semnalul PWRGD devine activ. Toate ieșirile sunt active sistemul este în
stare normală de lucru.
10. Când motorul autovehiculului este oprit, semnalul de IGNITION devine inactiv.
11. Se așteaptă expirarea temporizării OFFDELAY , în cazul în care semnalul IGNITION
devine activ din nou pe durata temporizării se revine la pasul 9, altfel sursa trimite un impuls
de oprire OFF pentru placa de bază.
12. Placa de bază comandă oprirea tensiunilor de ieșire prin dezactivarea semnalului PSON
(activ pe 0), ieșirile se închid cu excepția 5V STANDBY , semnalul PWRGD este dezactivat.
13. După expirarea temporizării de tip HARDOFF se oprește și ieșirea 5V STANDBY și sistemul
revine la starea 1, starea de consum redus pentru conservarea energiei
Scopul semnalului de intrare de aprindere este de a monitoriza poziția cheii de contact, și de a
iniția secvența de pornire a convertoarelor. Valoarea tensiunii bateriei monitorizate prin acest semnal
de aprindere este factorul principal în luarea deciziil or pentru modificarea stării în care se află
sistemul. Față de temporizările convenționale perioada de întârziere OFFDELAY configurabilă alocă
timpul necesar pentru procedura de oprire a sistemului de operare. Timpul de întârziere HARDOFF
este un alt tempo rizator soft -configurabil suplimentar pentru menținerea ieșirii de 5VSTANDBY pentru
durata dorită, facilitând repornirea rapidă a sistemului, dar totodată conservând energia bateriei prin
oprirea acestei ieșiri după expirarea temporizării și astfel deconec tând în totalitate placa de bază față
de sursa de energie primară.
1.5.4 Conexiunea USB și configurație
Aplicația software pe calculatorul gazdă cuprinde trei niveluri, cel mai scăzut dintre nivele
fiind cel de hardware [15]. Aplicaț ia de software este plasată pe cel mai înalt nivel, reprezentând
interfața grafică (GUI). Sursa ATX prezentată emulează mesajele de tip Wake și Sleep a unei
tastaturi USB, pentru controlul plăcilor de bază privind controlul aplicațiilor în cazul în care nu există
acces la pinii ON/OFF ale plăcii de bază.
1.5.5 Protecția împotriva pornirii la rece
Conform descrierii detaliate prezentate în partea introductivă, ieșirea este reglată conform
specificației ATX în intervalul de tensiune 5.6V -34V. Atunci când nivelul t ensiunii de intrare ia
valori în afara acestor limite admisibile este nevoie de acțiuni speciale pentru a contracara efectele
negative. Un profil tipic de tensiune a bateriei în timpul pornirii la rece, prezentat în [16], [17], arată
Fig.1.16 . Secvența ATX pentru sursa inteligentă în automobile VIN
5VSTANDBY
PSON
12V
5V
3.3V
PWRGD
1 2 3 4 5 7 8 9 Ignition
6
Sursa este pornită
Întârzierea OFFDELAY
10 11 12 Sistemul de operare se închide
Întârzierea HARDOFF
13
Stare de consum redus
ON/OFF
18 o situație în care tensiunea bateriei scade vertiginos de la valoarea de +12V la valoarea de +3V cu o
pantă de 1.8V/ms și rămâne la o valoare mai mică decât 6V pe o durată de 70ms. Cu toate acestea,
rezultatele experiment ale colectate din figura 1.11 și figura 1.12 nu prezintă scăderi de tensiuni
alarmante pe baterii, totuși în scopul neutralizării posibile a situației, intrarea sursei trebuie să fie
compensată cu un condensator cu densitate mare de energie, de preferat un supercondensator sau un
condensator Litiu -Ion (LIC), din cauza densității lor mare de putere (Figura 1.20).
Când se produce o pornire la rece, detectată printr -o variație abruptă negativă dv/dt a tensiunii
bateriei, sursa va închide SW 2 pentru a avea o cale de curent dinspre supercondensator spre intrarea
sursei, pentru a menține tensiunea necesară pentru menținerea ieșirilor în reglare. Valoarea
condensatorului se poate calcula în funcție de puterea cerută folosind ecuațiile de balansare a energiei
în condensator între momentul T1 și T2 conform ecuației (1.9) , unde P este puterea de intrare în sursă,
pe care o considerăm constantă pe această durată , iar U1 și U2 sunt tensiunile la bornele
condensatorului.
21
22
122 ( )P T TCUU
. (1.9)
Valorile simulate pentru o tensiune inițială a bateriei la 12V, fără condensator și cu un
condensator C=113mF, respectiv ieșirea compensată legată la o sarcină constantă de 100W sunt
prezentate în figura 1.21. Se poate observa că în cazul în care se folosește un condensator de
mărimea specificată, tensiunea de intrare nu ma i scade sub nivelul critic, la un profil de pornire rece
tipică prezentat în [16], [17].
1.5.6 Protecția la tensiuni extreme
Componentele unui conver tor electronic de obicei sunt alese ca să funcționeze într -o anumită
plajă de tensiune. În cazul în care tensiunea aplicată convertorului este în afara plajei normale de
lucru trebuie luate măsuri imediate pentru a nu distruge elementele sensibile din circ uit, respectiv
Fig. 1.20 . Compensarea pornirii la rece prin supercondensator sau LIC RCHG
Sarcină SW 1 +VBAT
LIC SW 2
Supercondensator sau Sursă ATX Monitorizare +V BAT 02468101214
0 10 20 30 40 50 60 70 80Tensiunea de intrare[V]
Timp[ms] C=0mF
C=113mF
Ieșirea
compensată
Fig.1.21 . Protecția pornirii la rece cu condensator
19 pentru buna funcționare a convertorului. La tensiuni mici de intrare curentul de intrare crește și poate
cauza probleme de încălzire excesivă a elementelor. La tensiuni foarte mici alimentarea pentru
controlul circuitelor de comandă poate fi insuficientă. La tensiune foarte înaltă, tensiunile tranzitorii
de comutație pot să fie mai mari decât cele suportate de componente.
1.6 Concluzii
Managementul energiei și eficiența energetică este un factor important, mai ales în aplicațiile
cu autovehicule unde sursa principală de energie este acumulatorul, acesta fiind element crucial
pentru buna funcționare a vehiculului . Sursele ATX clasice sunt surse alimentate de la tensiune
alternativă. Ele au dimensiuni mai mari și sunt grele datorită elementelor specifice curentului
alternativ, cum ar fi transformatorul și puntea redresoare, dar sunt și ineficiente în mediul auto,
deoarece necesită încă un invertor DC -AC în lanțul conversiei energetice. Pe de altă parte eficiența
acestor surse este limitată datorită faptului că convertorul pentru producerea tensiunii de +5VSB este
întotdeauna activ și nu se pot lua decizii inteligente de a porni sau opri calculatorul conectat în
funcție de st area de încărcare a bateriei, de starea motorului – pornit sau oprit și de starea de
funcționare a bateriei -se încarcă sau se descarcă. Un sistem alimentat de la sursa ATX configurabilă,
dezvoltată în acest capitol, poate să “supraviețuiască” unor condiți i defavorabile cum ar fi pornirea la
rece, regimuri tranzitorii care produc suprareglaj la intrarea sursei ATX, poate funcționa și la tensiuni
mici de intrare ale sursei principale, datorită topologiei alese și a mai multor considerente în faza de
proiecta re. Pe lângă aceste deziderate sursa dezvoltată oferă monitorizarea și configurarea
principalilor parametri de funcționare ai sistemului, cum ar fi praguri de tensiune, temperatură,
temporizări controlate privind pornirea și oprirea sistemului conectat etc .
20 2 STOCAREA ENERGIEI ÎN APLICAȚIILE CU CONVERTOARE DE
ENERGIE ELECTRICĂ
Stocarea energiei se realizează prin dispozitive sau într -un mediu fizic care permite utilizarea
energiei depozitate în scopul efectuării de procese utile într -un moment ulterior. O c ategorie de
dispozitive, care stochează energia electrică, se numesc acumulatoare electrice. Prin procesul de
stocare a energiei se pot compensa diferențele temporale și geografice dintre cererea și furnizarea
energiei necesare pentru a efectua activitățil e necesare la un moment dat și la o locație dată.
Tehnologiile de stocare a energiei, în formele sale uzuale, pot fi implementate pe o scară largă sau
mai mică, într -o manieră distribuită sau centralizată pe întregul lanț al sistemului energetic [18].
2.1 Bateria ca principalul element de stocare a energiei electrice
Bateria constituie în prezent principalul mediu de stocare în sistemele cu energie
neconvențională. Principalele caracteristici de performanță prin care se caracterizează bateria este
tensiunea maximă la care se poate încărca aceasta, curentul maxim de înc ărcare și descărcare,
capacitatea bateriei, intervalul de temperatură în care poate fi folosit în siguranță. Fundamentele și
aspectele generale ale mediului de stocare de tip electrochimic a bateriilor sunt foarte bine descrise în
lucrările [19], [20].
Bateriile Li -Ion datorită densității de energie ridicate devin din ce în ce mai populare, având
aplicații diverse cum ar fi soluțiile portabile, surse neîntreruptibile, automobile electrice, sateliți și
sunt descrise detaliat în [21]. În funcție de necesitățile aplicației, pentru creșterea tensiunii
acumulatorului se conectează mai multe celule în serie, iar pentru creșterea capacității
acumulatorului se adaugă mai multe c elule în paralel.
2.2 Optimizarea modelului bateriei tip Li -ION (Studiu de caz nr. 2)
Bateriile Litiu -Ion au proprietăți remarcabile în comparație cu bateriile convenționale
secundare, inclusiv bateriile Ni -Cd, NiMH și bateriile cu plumb și acid. Dintre princ ipalele
caracteristici ale bateriilor Li -Ion trebuie remarcate densitatea mare de energie gravimetrică și
volumetrică, fără efect de memorie, rata scăzută de auto -descărcare, operare într -o gamă variată de
temperatură și tensiune de lucru [21].
Pentru extragerea modelului bateriei electrice există două metode principale: metoda de
estimare offline a parametrilor, în buclă deschisă și estimarea, online, în buclă închisă, a modelului,
utilizând cu precădere algoritmi FKE (Filtru Kalman Extins).
În lucrarea [22] se descriu etapele de modelare prin anticiparea lățimii de bandă a aplicației cu
baterii, apoi optimizarea acestei benzi, fără a descrie în deta liu algoritmul de extracție pentru
obținerea parametrilor optimizați ai modelului. Autorii din [23] descriu dependența de temperatură a
modelului bateriei și studiază impactul de degradare a bateriei după mai multe cicluri de î ncărcare –
descărcare. Autorii în [24] propun un model de baterie capabil să reproducă caracteristicile bateriilor
Li-Ion, Ni -MH și PbSO 4 cu modificări minimale ale modelului inițial. În continuare se prezintă o
abordare originală, esența fiind utilizarea unui estimator offline pentru a reduce complexitatea, dar în
același timp de a estima un model de baterie de mare fidelitate, util spre a fi utilizat în proiectarea la
nivel de sistem [25]. Sistemul de măsurare experimentală este prezentată în figura 2.1.
Fig.2 .1. Sistemul de măsurare R1
C1 RS R2
C2 VOC
V U
RSH=1Ω
Modelul bateriei I
Osciloscop cu
logarea datelor
Sursă de
tensiune
V1
V2
21 2.2.1 Metoda de extragere a parametrilor modelului
Sistemul propus este descris de ecuațiile (2.1) și (2.2), unde VBAT reprezintă tensiunea bateriei
măsurată înt re terminalele V1 și V2 iar VCn, (n=1..2) este tensiunea măsurată pe rețeaua paralelă cu
componentele Rn-Cn a modelului electric astfel format, SOC reprezintă starea de încărcare a bateriei,
iar CB este capacitatea bateriei.:
11
221 1 1
2 2 21100
1100
0 0 0 1CC
CC
BR C CVV
V V I tR C C
SOC SOC
C
(2.1)
1
21 1 0C
BAT C S OCV
V V R I t V SOC
SOC
, (2.2)
Modelul matematic reprezentat în spațiul vectorial al stărilor se prezintă în ecuația (2.3):
( ) ( ) ( ) ( ) ( )
( ) ( ) ( ) ( ) ( )x t A x t B u t
y t C x t D u t f x
(2.3)
În continuare folosim următoarele notații:
1 1 2 2T
sR R C R C reprezentând vectorul
parametrilor care trebuie estimați,
12 ( ) ( ) ( ) ( )T
cc x t V t V t SOC t reprezentând vectorul spațiului
de stare, iar
( ) ( )BAT y t V t este semnalul de ieșire, reprezentând tensiunea la bornele bateriei, iar
valoarea acesteia este depe ndentă de parametrii modelului. Semnalul de intrare este
)()( tItu
reprezentând curentul, iar
)(xf este o funcție neliniară dependentă de starea sistemului SISO (Single
Input Single Output).
Pentru procesul de estimare a parametrilor funcți a de cost poate fi descrisă în forma ei discretă
conform expresiei:
2
0( ) ( ( ) ( , ))n
p i i
iJ y t y t
, (2.5)
unde yp(t) sunt valorile de ieșire (tensiunea de pe bornele bateriei), măsurată experimental și y(t,)
ieșirea modelului simulat .
Se dorește minimizarea acestei funcții de cost. În această problemă de estimare parametrică se
va folosi metoda gradientului. Următoarea expresie recursivă este relația de bază în procesul de
estimare, unde este matricea cu pași constanți, iar gradientul lui J() este vectorul de direcție:
1()kkJ
(2.6)
1 2 5( ) ( ) ( )()TJ J JJ
(2.7)
Elementele acestui vector pot fi aproximate prin ecuația (2.8), unde vi este coloana i a matricei
de identitate de ordinul 5:
( ) ( ) ()ii
iiJ h v J J
h
(i=1..5) (2.8)
Schema bloc a teoriei de estimare este prezentată în figura 2.2.
22 Pașii algoritmului de extracție sunt următorii:
Măsurarea offline a datelor experimentale;
Calculul inițial a valorii SOC din valorile OCV (Open Circuit Voltage);
Se selectează valoarea inițială a vectorului de param etri și matricea cu pași constanți.
Fluxul de iterație presupune următoarele sub -etape:
1. Simularea modelului propus cu semnalul de intrare;
2. Calculul erorii medii pătratice (
()J ), care setează de asemenea unul din criteriile
de oprire a algoritmului de extracție a parametrilor;
3. Calculul erorii medii pătratice a modelului puțin modificat datorită modificării
vectorului de parametri (
()jj J h v ), unde hj este scalat în funcție de tipul
parametrului;
4. Se calculează vectorul gradient
()J .
5. Se iterează noul vector de parametri prin metoda gradient cu pas constant
1k ;
6. Se limitează valorile astfel obținute la valori strict pozitive, deoarece rezistențele și
cond ensatoarele nu pot avea valori negative;
7. Algoritmul se oprește dacă se atinge numărul de iterații maxim admisibile sau eroarea
medie pătratică dintre valorile experimentale și cele ale ieșirii modelului devine mai
mică decât o valoare predefinită.
2.2.2 Metoda d e extragere a profilului SOC -OCV
Pentru extragerea relației SOC -OCV ( Open Circuit Voltage) a bateriei se poate folosi metoda
ciclului de încărcare -descărcare prin pulsație, descris în [22]. Pentru experimente s -a utilizat o baterie
cilindrică de tip IFP -18650 LiFePO4 cu o capacitate de 1500mAh. În figura 2.3 se prezintă profilul
Fig.2.2. Schema bloc a teoriei de estimare
)(xf
)(tu
)(I
)(typ
Sistemul fizic
Modelul parametrizat
y
),(tE
2()
Minimizare
Modelul bateriei
R1
C1 RS R2
C2 VOC V1
V2
Fig.2.3 . Profilul interpolat OCV -SOC a bateriei LiFePO4
23 OCV -SOC a celulei LiFePO4, cu eșantionare la fiecare 5% a capacității nominale, precum și
caracteristica OCV -SOC obținută cu polinomul de interpolare, cu aceleași puncte de calcul, polinom,
care va fi utilizat ulterior în simularea bateriei. În funcție de constrângerile de memorie/viteză a
procesorului într -un sistem încorporat polino mul rezultat poate fi folosit ca o funcție SOC=f(OCV)
sau se poate genera un tabel de căutare cu valori calculate apriori pentru a obține valoarea inițială
SOC.
2.2.3 Rezultatele algoritmului de optimizare
În figura 2.4 se prezintă profilul de încărcare generat și măsurat experimental, curentul fiind
folosit ca valoare de intrare în modelarea sistemului , iar în figura 2.5. se prezintă tensiunea la bornele
bateriei măsurată experimental când se încarcă cu profilul din figura 2.4, respectiv răspunsul simulat
al mo delului inițial și răspunsul modelului cu parametri optimizați după 100 de iterații ale
algoritmului de extracție a modelului. Parametrii obținuți cu algoritmul propus (Anexa 3) sunt:
R1=18mΩ, R2=48mΩ, C1=2002.81F, C2= 50005.24F, RS=0.118Ω .
Următoarea ecuație determină evoluția SOC pe durata profilului de încărcare:
001( ) ( ) ( )t
BtSOC t SOC t i t dtC
, (2.9)
unde valoarea inițială SOC (t0) în momentul zero este determinată pe baza tensiunii OCV descrisă
anterior. Rezultatele obținute prin aplicarea algoritmului de optimizare a modelului electric sunt
convergente. Eroarea pătratică cumulată între valorile simulate și cele experimentale sunt mai reduse
dacă algoritmul pornește cu o estimare destul de bună pentru valoarea inițială SOC.
2.3 Sursă de tensiune neîntreruptibilă configurabilă digital (Studiu de caz nr.
3)
De multe ori există nevoia ca unele sisteme , cum ar fi serverele, să fie alimentate fără
întreruperi pentru asigurarea unor servicii în mod continuu și neperturbat. În figura 2.8 se prezintă
sursa neîntreruptibilă care este formată din două convertoare Buck -Boost, dintre care unul sincron
pentru reglarea tensiunii de ieșire, iar celălalt pentru controlul curentului de încărcare a bateriei. În
funcție de tensiunea de intrare, respecti v tensiunea bateriei microcontrolerul decide dacă sistemul
conectat la ieșirea UPS (Uninterruptable Power Source) este alimentată de sursa principală de la
intrare sau de baterie, aceste setări fiind opțiuni configurabile în sistem prin magistrala USB.
2.3.1 Algoritmul de încărcare
Pașii principali ai algoritmului de încărcare sunt descriși mai jos:
Pasul1: Starea de verificare. Se verifică starea bateriei, iar bateria este detectată (se măsoară
fiecare celulă configurată) și tensiunea și temperatura măsurată pe celule este între limitele
normale preconfigurate, respectiv sistemul este alimentat de la intrare, procesul de încărcare
poate să înceapă.
Pasul2: Starea de preîncărcare. Se reglează curentul de încărcare până la o valoare mică
predefinită IPRECHG (care de obicei este C/10, C fiind capacitatea bateriei) și bateria va fi
Fig.2.4 . Profilul de încărcare măsurat
experimental
Fig.2.5 . Relația dintre tensiunea bateriei
măsu rate experimental, tensiunea dată de
modelul inițial și de modelul optimizat
24 încărcată cu acest curent până când tensiunea bateriei urcă la o valoare predefinită VPRECHG .
În cazul în care acest prag de tensiune este atins, se continuă cu pasul 3.
Pasul3: Încărcare cu curent constant. În acest mod curentul de încărcare este mărit de la
valoarea IPRECHG până la valoarea ICHG. În cazul în care tensiunea măsurată pe oricare dintre
celule a tinge valoarea de VBULK ,se trece la pasul 4.
Pasul 4: Încărcare cu tensiune constantă. În acest mod tensiunea este reglată la VBULK,
limitarea curentului nu mai este activă, iar curentul de încărcare se va reduce treptat până ce
va atinge o valoare IMIN, o valoare la care bateria se consideră a fi încărcată și se trece la pasul
5.
Pasul 5: Sfârșitul ciclului de încărcare. În funcție de tipul bateriei încărcarea se oprește (Li –
Ion, LiFePO 4) sau se aplică o tensiune de mentenanță (cazul bateriei PbSO 4).
Rezultatele experimentale ale algoritmului de încărcare cu sursa neîntreruptibilă configurată
pentru trei baterii descărcate LiFePO 4, în configurație 3S, având o capacita te de 3400mAh, sunt date
în figura 2.10. Printr -un simplu calcul matematic integrând valoarea curentului folosind varianta
discretă a ecuației (2.9) în faza de încărcare cu curent constant de 3A, valoarea sarcinii electrice
transferate de încărcător în bat erie (dacă considerăm eficiența de acceptare a sarcinii de încărcare
maximă, de 100% pentru baterie) este de 9986As, iar valoarea sarcinii electrice transferate în faza de
tensiune constantă este de 1445As ceea ce înseamnă că 87.35% din energia transferată pe durata
ciclului de încărcare se obține în faza de curent constant.
Bateriile trebuiesc protejate și în cazul descărcării. În cazul în care tensiunea măsurată pe una
din celule este sub limita admisibilă, procesul de descărcare a bateriei este imediat oprit. În figura
Fig.2.10. Încărcarea cu curent constant și tensiune constantă pentru 3 celule LiFePO 4 0 1800 3600 5400 720000.511.522.533.54
Timp[s] Curent, Tensiune si nivelul
deincarcare Ichg[A]
Cell1[V]
Cell2[V]
Cell3[V]
Sarcina[Ah]
Fig.2.8. Schema bloc a sursei neîntreruptibile +VBAT
12bit
A/D Cell 3 + Cell4 + Cell 2 + Cell 1 + RDCH SW 4
RDCH SW 3
RDCH SW 2
RDCH SW 1 Convertor
de încărcare
Buck/Boost
LPF
LPF
LPF
LPF
8bit RISC
MCU VREF +VIN
SW 2
SW 1 +VOUT Convert or
de ieșire
Buck/Boost TD4
TD3 TDPCBA
I2C Bus TD2
TD1 PWM CHG PWM OUT
USB
SMBUS Canale de comunicație Balansare
I2C Bus
25 2.12 se prezintă un caz în care bateriile nefiind balansate complet celula 4 se descarcă mai rapid iar
tensiunea acesteia atinge pragul critic de 2.1V, unde sistemul este oprit forțat.
2.3.2 Balansarea bater iilor
Balansarea celulelor unei baterii înseamnă redistribuirea energiei în celule pentru maximizarea
capacității bateriei și pentru a crește longevitatea bateriei [26]. Principiile tehnicilor de balansare în
echipamente portabile sunt prezentate în [27]. Pentru a putea balansa cât mai bine celulele bateriilor
este nevoie de măsurări precise și de rezoluție înaltă [28]. Balansarea celulelor poate fi făcută prin
metode pasive sau active [26]. Metoda pasivă constă în a disipa energia în surplus a celulei cu
încărcare maximă prin rezistențe de descărcare, energia electrică transform ându -se în energie
termică. Prin metoda de balansare activă se transferă energia de la celula cea mai încărcată la celula
cea mai descărcată prin convertoare DC -DC astfel o mare parte din energie se transferă și nu se
pierde prin căldură disipată. În cazul metodei pasive cu cât balansarea este mai rapidă, cu atât puterea
disipată este mai mare prin rezistențe . Deoarece UPS -ul prezentat este configurabil și din punct de
vedere a tipului de baterie folosit și a modului în care acestea sunt considerate ca celu le
independente, putem avea scenarii diferite ca de exemplu mai multe celule LiFePO4 (3.2V nominal /
celulă) înseriate, sau două baterii tip SLA (Sealed Lead -Acid) sau cu plumb de 12V (sau alte baterii
de tensiune mare unde nu avem acces la celulele intern e) înseriate cu bateriile care trebuie balansate.
Pentru a putea folosi același circuit și puterea disipată să fie la fel, balansarea se face controlând
comutatoarele cu un semnal PWM, astfel având un control asupra puterii disipate în funcție de
factorul de umplere a semnalului de control, așa cum se observă în figura 2.13a și figura 2.13b.
Rezultatele experimentale pentru procesul de balansare la sfârșitul ciclului de încărcare a cinci
celule LiFePO 4 de 3400mAh, sunt prezentate în figura 2.16. Se observă tendința de convergență a
algoritmului de balansare, unde după un timp aproximativ de trei ore, celula trei și patru sunt
balansate și încărcate complet, iar celula unu are o tendință de creștere pronunțată și converge către
valoarea de 3.8V. Celulele doi și cinci, fiind mult mai descărcate decât restul celulelor, tendința de
creștere a tensiunii este mai puțin pronunțată. 0 100 200 300 400 500 600 70000.511.522.533.5
Timp[s] Tensiunea celulelor[V]
Cell1
Cell2
Cell3
Cell4
Cell5
Cell6
Fig.2.12. Protecția la descărcare
Fig.2.13 .a. Descărcare
directă a celulelor LiFePO4 +VBAT 3.3V + 3.3V +
RDCH
RDCH Ib (mA RMS) LiFePO4
Ib Ib
t(s) 1 2 3 4 5 6 7 8 +VBAT 12V + 12V +
RDCH
RDCH Ib(mA RMS) SLA
4Ib Ib
t(s) 1 2 3 4 5 6 7 8
Fig.2.13 .b Descărcare comutată
pentru celule cu tensiune mare
26 2.3.3 Strategia de comutare a sursei neîntreruptibile între baterie și intrarea principală
În scopul de a menține sistemul în funcțiune în cazul în care valoarea tensiunii de intrare scade
cu o pantă abruptă avem nevoie de o comutație rapidă între cele două surse de energie ( sursa de la
intrare și baterie). În ca zul în care tensiunea de intrare scade sub pragul predefinit, ieșirea
comparatorului intern al microcontrolerului va declanșa o întrerupere. Pragul cu care se compară este
configurabil digital care adaugă o flexibilitate ridicată pentru aplicații cu valori ale tensiunii
nominale de intrare diferite. Comutatoarele sunt compuse din tranzistori P -MOS în configurație
antiserie pentru blocare bidirecțională, astfel sistemul poate rula de la sursa principală chiar și cu
tensiuni mai mici ale sursei față de cea a bateriei. Controlul porții tranzistorilor este realizat cu etaje
de amplificare de tip push -pull pentru comutare rapidă [29]. Acest principiu de funcționare este
prezentat în figura 2.18. Cea mai mare întârziere între momentul în care tensiunea de intrare scade și
momentul în care comutatorul este conectat la baterie este introdusă de timpul petrecut în rutina de
întrerupere. Timpul măsurat a fost sub 35µs, ceea ce este suficient pentru a menține convertorul
Buck -Boost de ieșir e în reglare, asigurând energia necesară în acest timp, compensând prin suficienți
condensatori de intrare și de valoare adecvată. Rezultatul măsurătorilor experimentale sunt prezentate
în figura 2.19, unde pe canalul 1 se este prezentată tensiunea de intr are ( VIN) care este lăsată să
coboare până la pragul de 6.24V, unde convertorul încă își poate regla tensiunea de ieșire, pe canalul
2 este tensiunea de ieșire ( VOUT) a convertorului Buck -Boost sincron setată la valoarea de 12V,
respectiv pe canalul 3 este tensiunea în punctul comun ( VSEL) a celor două comutatoare, care este și
semnalul de intrare pentru convertorul Buck -Boost de ieșire.
Analizând imaginea din figura 2.1 9 putem observa trei etape distincte de funcționare. În prima
fază sistemul funcționează de la intrare, tensiunea de ieșire este generată de la sursa principală de
Fig.2.1 8. Schema bloc pentru comutarea
între baterie și intrare
8bit RISC
MCU
+
– IF IRQ VREF PDIG
Referință controlat
digital
RDiv2 RDiv1
CF I/O CTRL1
I/O CTRL2 DSW1
DSW1 SW 1
SW 2
+VBAT +VIN
+VSEL
+VIN
Figura 2.19. Efectul tranzitoriu în momentul comutării
Faza I
Faza II
Faza III 3.23.33.43.53.63.73.83.9
0 2000 4000 6000 8000 10000 12000Tensiunea celulelor[V]
Timp[s] Cell1
Cell2
Cell3
Cell4
Cell5
Fig.2.16. Balansarea la sfârșitul ciclului de încărcare a 5 celule LiFePO 4
27 intrare. În faza a doua la un moment dat tensiunea de intrare scade cu o pantă de 3V/ms până ce
tensiunea de intrare scade sub valoarea predefinită, această fază durează în jur de 2.2ms. Până în
acest moment tensiunea de ieșire este generată de la sursa de intrare primară. Î n faza a treia UPS
comută pe baterie activând comutatorul SW 2. Se poate observa cum nivelul măsurat a tensiunii de
intrare nu mai scade vertiginos datorită faptului că consumul a trecut pe baterie, respectiv ieșirea de
12V rămâne stabilă cu o mică oscilați e amortizată în jurul acestei valori. Valoarea acestei oscilații de
durată scurtă este sub valoarea de 10% care de obicei este un criteriu în sistemele alimentate cu 12V
sau sunt definite prin standard cum ar fi de exemplu standardul ATX, în care este vali dat acest
sistem.
2.3.4 Sursa de tensiune neîntreruptibilă realizată
În figura 2.20 se prezintă o parte a programului [30] pentru configurarea respectiv
monitorizarea principalilor parametri ai sistemului UPS configurabil . În figura 2.21 se prezintă cazul
în care sursa neîntreruptibilă este în configurație 6S cu celule LiFePO4 de 3400mAh.
Cele mai multe UPS -uri existente sunt cu alimentare cu tensiune alternativă, limitate la un
anumit tip de baterie și cu posibilități limitate în a integra aceste soluții în sisteme existente. Pe de
altă parte UPS -urile alimenta te cu tensiune alternativă au o eficiență mai redusă datorită șirului mai
lung de conversii a energiei electrice existente în aceste sisteme. UPS -ul prezentat a fost proiectat,
pentru a oferi soluții pentru eliminarea acestor goluri și neajunsuri. Cu un pr ogram având o interfață
grafică prietenoasă se pot configura parametrii sistemului în funcție de bateria folosită și de punctele
de măsurare și balansare existente. În funcție de configurația selectată se generează ceilalți parametri
cu valori standard car e se pot modifica ulterior pentru nevoile fiecărui tip de aplicație.
Fig.2.20 Programul de configurare și monitorizare a sursei neîntreruptibile DC -DC
Fig.2.21. UPS în configurație 6S cu celule LiFePO4 de 3400mAh
28 2.4 Concluzii
În cazul în care într -un UPS se folosesc mai multe celule legate în configurație serie acestea trebuie
balansate periodic pentru a maximiza capacitatea bateriei. Dacă bater ia este debalansată, aceasta are
un impact negativ asupra performanțelor, reducând timpul rămas până la descărcarea completă (în
cazul în care un sistem este alimentat de la baterie) și durata de viață a bateriei. Balansarea este cu
atât mai importantă în cazul aplicațiilor de tip UPS, unde de obicei bateriile sunt integrate până la
sfârșitul duratei lor de viață, respectiv maximizarea timpului de menținere a sistemului în funcțiune
de pe baterii este unul din factorii cei mai importanți. Pentru ca algoritm ul de balansare să fie
convergent, în procesul de balansare este important momentul în care se face balansarea precum și
precizia măsurătorilor pentru luarea deciziilor. Unele dintre cele mai importante caracteristici ale
UPS-lui prezentat este ușurința pr ivind configurarea și integrabilitatea acestuia în alte sisteme
datorită dimensiunii sale reduse și posibilității de a forma un UPS cu diferite tipuri de baterii,
independent de dimensiunea, forma, capacitatea sau chiar metoda de încărcare a acesteia. Tot odată la
sursa UPS dezvoltată monitorizarea parametrilor procesului este accesibilă pe magistrale tip USB sau
SMBUS, astfel sursa poate utilizată în diverse aplicații, acoperind diferite cerințe ale utilizatorilor.
Dezavantajul acestui tip de sursă constă c hiar în faptul că UPS -ul se poate configura într -o diversitate
de moduri, fapt pentru care unele setări pot fi mai greu de înțeles sau de configurat pentru un
utilizator uzual.
29 3 SIMULATOARE ELECTRONICE CONFIGURABILE DIGITAL
3.1 Emularea caracteristicilor sist emelor electronice folosind convertoare
electronice
De multe ori în testarea sistemelor electronice există cazuri în care proiectantul echipamentului
electronic nu are la îndemână toate elementele necesare pentru testarea sistemului. Pot exista cazuri
în care anumite scenarii sunt imposibile de testat sau testarea devine greoaie chiar cu ajutorul
elementelor, împreună cu care convertorul de tensiune formează lanțul energetic. În aceste cazuri
simulatoarele electronice pot deveni de real ajutor prin emularea fidelă a caracteristicilor anumitor
componente sau sisteme electronice.
3.1.1 Emularea sarcinii electronice
O sarcină electronică este o parte componentă a unui circuit electric care consumă energie
electrică [31]. Aceasta este opusul unei surse de alimentare care produce energie. Sarcina electronică
artificială mimează caracteristicile unei sarcini electronice, însă spre deosebire de impedanța unei
aplicații reale, impedanța sarcinii electronice este configurabilă , controlabilă și se poate modifica
arbitrar în funcție de cerințe.
Din punct de vedere structural există două tipuri de sarcini artificiale [32]:
Sarcina electronică artificială pasivă , care este realizată numai cu elemente p asive
(rezistență, condensator, inductor)
Sarcina electronică artificială activă, care conține în structura sa atât elemente pasive
cât și active
3.1.1.1 Sarcina electronică artificială pasivă
Este de obicei folosită mai ales pentru testarea surselor AC, a invert oarelor, testarea
convertoarelor de frecvență din aplicații de călire etc. Avantajul acestei sarcini constă din faptul că
este o structură fără polaritate care se poate realiza cu elemente relativ ieftine. Dezavantajul acestei
soluții este că sarcina este de obicei fixă sau greu de configurat, respectiv caracteristica sistemului
variază în funcție de temperatură, îmbătrânirea componentelor care sunt greu de compensat, structura
fiind realizată numai din elemente pasive.
3.1.1.2 Sarcina electronică artificială activ ă
Este de obicei folosită pentru testarea surselor de curent continuu respectiv testarea bateriilor
și a încărcătoarelor. Abordarea generală pentru realizarea unei sarcini electronice artificiale active
este [33], [34] utilizarea unui tranzistor de putere în serie cu o rezistență șunt pentru măsurarea
curentului, iar în funcție de valoarea măsurată a curentului se aplică un semnal de control la poarta
tranzistorului de putere pentru controlul curent ului la valoarea dorită.
3.1.2 Emularea bateriei
Bateria poate fi considerată atât ca o sursă de tensiune cât și ca o sarcină electronică în funcție
de direcția de conversie a energiei electrice (încărcare sau descărcare). Astfel un sistem electronic
ideal pentru emularea caracteristicilor bateriei pe lâ ngă faptul că mimează fidel profilul de încărcare
și descărcare a acesteia trebuie să fie bidirecțional din punct de vedere a conversiei de energie. Cele
mai multe emulatoare [35] mimează caracteristica de încărcare a bateriei și sunt folosite pentru
testarea circuitelor de încărcare. Bateria de obicei este emulată cu o sursă de tensiune prezentată în
patentul [36].
3.1.3 Emularea surselor de energie regenerabile. Emularea energiei solare
Principiile de ba ză și metodele de conversie și stocare sunt detaliat descrise de autori în [37],
[38]. Recoltarea de energie regenerabilă nu permite întotdeauna funcționarea perpetuă a sistemelor
bazate numai pe această energie dat fiind natura ciclică și variabilă a acestor surse de energie față de
un punct fix de reper de pe planeta noastră. Unitatea temporal -spațială în care este luată în
considerare energia radiantă (în cazul energiei solare) influențează în m od direct puterea radiației
solare, aceasta depinde de poziția geografică unde sunt amplasate panourile, unghiul în care sunt
amplasate panourile, de anotimp și de alți factori.
Putem afirma că variația radiației solare este ciclică și totodată aleatoare. În zilele noroase sau
în cursul nopții energia captată este redusă sau apropiată de zero ceea ce îngreunează funcționarea și
testarea sistemelor ce folosesc ca sursă primară sau alternativă de energie, energia electrică generată
de panouri solare. Pentru d epășirea acestor factori negativi într -un proces de dezvoltare, un simulator
electric pentru o rețea fotovoltaică poate ușura si scădea timpul de dezvoltare a dispozitivelor bazate
30 pe panouri solare. Acestea oferă ca alternativă o sursă de alimentare confi gurabilă digital care
emulează fidel caracteristicile rețelei fotovoltaice pentru developarea și testarea sistemului în cauză,
scenariile de test se pot obține independent de poziția geo -spațială, respectiv de condițiile geo –
meteorologice. Se cunosc două m etode de testare a acestor sisteme când nu avem la dispoziție
suficientă energie radiantă a soarelui [39].
3.1.3.1 Emularea sursei de energie solară printr -o sursă de lumină artificială
Această primă metodă presupune folosirea unei sur se de lumină reglabile suficient de
puternice, prin care se luminează suprafața panourilor solare folosite. Această metodă nu este tocmai
eficientă datorită faptului că eficiența conversiei energiei radiante prin panouri solare este sub 50%.
Pentru a simul a un “soare artificial” sursa de lumină trebuie să fie uniformă, omogenă, să aibă
stabilitate temporală. În [40] se folosesc lămpi halogene de 500W aranjate într -o matrice de 4×4
pentru distribuirea uniformă a intensității lumini i produse . De obicei aceste tipuri de simulatoare
solare scumpe se folosesc la testarea panourilor solare și nu la testarea sistemelor alimentate de
energie solară.
3.1.3.2 Emularea sursei de energie solară printr -un simulator
A doua metodă descrisă în lucrare pr esupune emularea fidelă a caracteristicilor panourilor
solare printr -o sursă electrică controlabilă. Simulatoarele electronice pot oferi condiții și scenarii de
test reproductibile, care nu se pot obține consistent cu celule fotovoltaice într -un mediu pur natural.
3.2 Emularea sursei de energie solară cu un simulator electronic
Sursa electrică folosită este o sursă în comutație, reglabilă, care se poate configura digital
pentru ca să se comporte ca unul sau mai multe panouri solare legate într -o anumită configu rație
serie -paralel.
3.2.1 Testarea sistemelor rulând algoritmi MPPT cu o sursă de tensiune reglabilă
Cel mai simplu mod de a testa dacă un algoritm MPPT (Maximum Power Point Tracking)
funcționează corect la anumite scenarii, în situația în c are nu este la îndemână un simulator
electronic, este utilizarea unei surse de tensiune reglabile, cu o impedanță de ieșire mică (Figura 3.7),
cu ieșirea sa conectată în serie cu o rezistență de putere pentru limitarea curentului electric. Puterea
de intra re în acest circuit se poate exprima :
2
4MPPTDC
INUPR
. (3.8)
În figura 3.8 se prezintă simularea puterii de intrare la diferite valori ale rezistenței în serie cu o
tensiune de ieșire a sursei reglabile setată la 24V.
Fig.3.7. Testarea circuitelor rulând algoritmi MPPT
IIN
Sursă DC -DC reglabilă
(UDC)
Circuitul rulând algoritm
MPPT
R
IDC
Fig. 3.8. Dependența puterii la diferite valori ale rezistenței față de
a. curentul de intrare b. tensiunea de intrare
a
b
31 3.3 Simulatorul electronic al rețelei fotovoltaice bazat pe topologia de
convertor SEPIC (Studiu de caz nr 4)
3.3.1 Caracteristicile simulatorului electronic
Simulatorul electronic este legat prin USB la un calculator unde rulează un program în care se
introduc parametrii rețel ei fotovoltaice. Programul calculează caracteristica I-V conform modelului
exponențial pentru a avea o precizie ridicată. Pentru a avea o viteză de reacție rapidă calculele
curbelor I-V se fac offline pe calculator, iar simulatorul electronic nu face calcu le matematice
complexe, ci execută operații de căutare din unul s au mai multe tabele din memorie . Datele se
transferă la simulatorul electric printr -o magistrală de date. Caracteristica I-V a celulelor solare
variază în funcție de radiația solară și temper atura celulelor. Pentru a putea simula aceste condiții pot
fi stocate în memoria internă mai multe curbe. Tranziția între diferitele curbe este interpolată.
Controlerul este un microcontroller performant sau DSP care măsoară continuu tensiunea și curentul
de ieșire și în funcție de valorile măsurate ajustează ieșirea, care este conform caracteristicilor I-V
programate.
3.3.2 Modelul fotovoltaic
Practic se cunosc patru modele de diodă pentru modelarea celulelor fotovoltaice. Cele mai
precise rezultate se obțin [41], atunci când se utilizează modelul dublu exponențial prezentat în figura
3.9.
Ecuația următoare prezintă mo delul matematic dublu exponențial:
2
* / *
1* / * 1S i t V I R N V
ph S P Si
iI I V I R R I e
, (3.9)
unde:
0 0 0( ) ( )ph phI I T K T T
(3.10)
Iph – (T0) este curentul indus de radiația solară la temperatura normală T0=(273+25) [K],
K0 este coeficientul curent -temperatură [A/K]
IS1,IS2 sunt curenții de saturație pentru cele două diode
tkTVq este tensiunea termică, unde k este constanta Boltzmann, T- este temperatura
absolută a celulei fotovoltaice, q – este încărcătura elementară a unui singur electron
N1 și N2 sunt factorii de calitate pentru cele două diode
V este tensiunea măsurată la bornele celulei fotovoltaice.
Ecuația este o problemă neliniară care poate fi rezolvată prin metode numerice, folosind
metoda Newton -Raphson (Anexa 8), care aproximează în mod succesiv rădăcinile ecuației.
3.3.3 Modelul SEPIC
În scopul de a modela cu precizie comportamentul rețelei fotovoltaice pe toată gama
intervalului de curent și tensiune de ieșire de interes, alegem topologia convertorului SEPIC (Single
Ended Primary Inductor Converter), o structură de convertor la care aplicând o tensiune de intrare
DC putem obține la ieșire tensiuni mai mici sau mai mari prin controlul unui sin gur element
comutator. În ciuda structurii sale cu două inductoare, această topologie prezintă avantaje clare
pentru simularea comportamentului celulelor fotovoltaice. Având un condensator în serie, acesta
permite convertorului de a lucra în condiții foart e apropiate de scurtcircuit. O analiză matematică
detaliată, inclusiv ecuațiile în spațiul stărilor este prezentată în [42], [43]. Procedura de proiectare cu
Fig. 3.9. Modelul dublu exponențial
32 detalii pas cu pas privind alegerea comp onentelor pasive și active, este explicată în [44]. Modelarea
bazată pe funcția de comutare și tehnica de echilibru armonic este prezentată în [45]. Abordarea
prezentată în lucrare propune ca pe baz a condițiilor stării de echilibru să se dezvoltă un model
complet în mediul SIMULINK/MATLAB cu scopul utilizării în continuare pentru evaluarea
simulatorului fotovoltaic.
3.3.4 Modelul electric și matematic
Schema de bază a structurii convertorului electronic SE PIC este prezentată în figura 3.11a cu
un MOSFET cu canal N și diodă, ca elemente de comutație. Pentru a analiza și simula comportarea
topologiei SEPIC, s -a folosit metoda tradițională de topologie variabilă prin schimbarea elementelor
de comutație cu circ uite în gol sau scurtcircuit, în funcție de starea semnalului de intrare de control
aplicat asu pra elementului în comutație Q. Modelul propus este bazat pe o referință cu tensiune
constantă, obținându -se un timp constant de comutare. Având în vedere caract erul bivalent al
rezultatului comparării, se pot identifica două stări distincte ale circuitului în echilibru. Înlocuirea
semiconductorilor cu circuite deschise și închise va conduce la două stări electrice posibile: Q închis,
D deschis (figura 3.11b) și Q deschis, D scurtcircuitat (figura 3.11c).
În continuare vom folosi următoarele notații: iL1 curentul prin bobina L 1, iL2- curent prin bobina
L2, VC1-tensiunea pe condensatorul C 1, VC2 tensiunea pe condensatorul C 2, care este de asemenea,
egală cu tensiunea de ieșire VOUT. Folosind teoremele lui Kirchhoff și calcule algebrice de bază pe
durata celor două stări reprezentate în figura 3.11a și 3.11b putem deduce formulele pentru tensiunil e
pe bobine și curenții prin condensatori, rezultând următoarele ecuații, unde D este factorul de
umplere a semnalului PWM care controlează starea de conducție a elementului de comutație Q,
semnificând momentul când acesta conduce, iar D’ semnificând momen tul când tranzistorul Q nu
conduce.
1 1 2'L IN IN C Cv D V D V v v
(3.12)
1 2 1'C L Li D i D i
(3.13)
2 1 2'L C Cv D v D v
(3.14)
Fig.3.11. Convertorul SEPIC: (a) Realizarea practică cu tranzistor și diodă,
(b) Cazul în care tranzistorul conduce, (c) Cazul în care dioda conduce R C2 L2 L1 C1
VIN iL1
iL2 vC1
vC2 (b)
R C2 L2 L1 C1
VIN iL1
iL2 vC1
vC2 (c) R C2 L2 Q L1 C1
VIN iL1
iL2 vC1
vC2 (a) D
33
2 2 122'C L Lvvi D D i iRR . (3.15)
Tensiunile pe condensatoare pot fi exprimate conform ecuațiilor (3.16) și (3.17), unde iC1 și iC2
reprezintă curenții prin condensatoarele C 1 respectiv C 2:
11
11
CCv di dtC
(3.16)
Fig.3.15. Modelul detaliat a convertorului SEPIC
34
22
21
CCv di dtC . (3.17)
În continuare folosind aceste ecuații se va construi modelul SIMULINK a convertorului
SEPIC.
3.3.5 Modelul SIMULINK a topologiei SEPIC
În figura 3.15 se prezintă modelul detaliat al convertorului SEPIC prezentat de autori în [46],
care descrie toate conexiunile prezentate în ecuațiile (3.12) -(3.17). Pentru o mai bună înțelegere a
interconexiunilor și a descrierii grafice a ecuațiilor se va folosi notația G=G 1=G 2=G 3.
3.3.6 Emularea rețelei fotovoltaice
În scopul de a valida modelul propus s -au simulat caracteristicile diferite ale rețelei
fotovoltaice tip serie -paralel folosind următorii parametri: celulă tip Q -Cells_Q6LMXP3 [47], având
tensiunea în gol VOC=0.637V și curentul de scurtcircuit pentru o singură celulă de 9.17A, numărul de
celule în paralel este egal cu 2 și numărul de celule în serie egal cu 20. Folosind o versiune
modificată a modelului de celulă prezentată de autor, în [48] s-au obținut caracteristicile curent –
tensiune pentru celula aleasă [47]. Pentru convertorul SEPIC s -au folosit următoarele setări:
tensiunea de intrare VIN = 12V, iar rezoluția semnalului DPWM de 10bit. Cu configurația dată de tip
serie -paralel convertorul SEPIC ar trebui să poată furniza o gamă a tensiunii de ieșire de 0 -18.34 A și
0-12.74 V.
În figura 3.16 se prezintă curbele de t ensiune -curent și tensiune -putere ale simulatorului de
rețea fotovoltaică (Anexa 6 și Anexa 7) cu setările prezentate mai sus, cu diferite valori ale radiației
solare și ale temperaturii celulelor fotovoltaice. Tensiunea de ieșire a convertorului SEPIC pen tru
cazul ideal, fără pierderi pe elementele de stocare și de comutație (Anexa 9), în funcție de factorul de
umplere a semnalului DPWM, se poate exprima cu expresia:
1OUT INDVVD
(3.18)
Rezultatele simulărilor din figura 3.17 arată tensiunea de ieșire a convertorului SEPIC în
funcție de factorul de umplere al semnalului de comandă DPWM, iar în figura 3.18 este reprezentată
Fig.3.16. Caracteristic ile tensiune -curent și tensiune -putere a rețelei fotovoltaice
35 dependența rezoluției de ieșire a convertorului față de același fa ctor de umplere al semnalului de
comandă.
Pentru validarea simulației rețelei fotovoltaice s -au comparat rezultatele din foaia de catalog
(Figura 3.19) cu valorile simulate pentru o singură celulă (Figura 3.20) sub aceleași condiții de
iradiație și temperatură. Se estimează că simulările diferă cu cel mult ±2% față de valorile din foaia
de catalog.
3.3.7 Algoritmul de urmărire a curbei curent -tensiune
Unele dintre dezavantajele topologiei SEPIC constau în faptul că acest convertor este greu de
controlat. Datorită celor două inductoare care formează elementele de stocare a energiei
electromagnetice, ordinul sistemului este ridicat și introduce două frecv ențe de rezonanță. După a
doua frecvență de rezonanță convertorul este imposibil de controlat datorită defazajului mare
introdus, ceea ce este demonstrat de autor în [49], unde în aplicația prezentată defazajul devine 630
grade d upă această a doua rezonanță. Acest fapt s -a constatat și după simulările modelului efectuat în
mediul MATLAB.
Pentru verificarea modelului dezvoltat s -a simulat răspunsul în frecvență a sistemului liniar
dat de matricile A,B și C folosind aceiași paramet ri (VIN=10V, L1=L2=100µH, D=0.6, VOUT=15V,
C1=680µF, C2=2200µF, R=1Ω) ca în dezvoltarea din [49]. S-a constatat că rezultatele sunt similare.
Caracteristicile Bode sunt prezentate în figura 3.22. Se observă cele două frecvențe de rezonanță
prezente în diagramă, respectiv defazajul uriaș după a doua frecvență de rezonanță. Din cauza
defazajelor mari introduse după frecvențele de rezonanță, care este foarte greu de compensat,
topologia se recomandă a fi folosită cu o bandă de reglar e mai îngustă, în aplicații cum este și cazul
unui simulator solar, unde aplicațiile rulează de obicei algoritmi MPPT. Acești algoritmi de obicei au
o dinamică relativ lentă căutând punctul maxim de putere cu o frecvență de sub 1kHz. O altă
aplicație unde se mai poate utiliza această topologie este cea a încărcătoarelor solare sau a
încărcătoarelor în general, tot datorită dinamicii mai lente a bateriilor conectate la ieșirea
convertorului.
Fig.3.19. Caracteristica curent -tensiune pentru
celula fotovoltaică Q -Cells_Q6LMXP3
Fig.3.20. Caracteristica curent –
tensiune simulată pentru celula
fotovoltaică
Fig.3.17. Tensiunea de ieșire a
convertorulu i SEPIC
Fig.3.18. Rezoluția convertorului SEPIC
36 Simulatorul electronic trebuie să urmărească caracteristicile neliniare inerente ale rețelei
fotovoltaice. În [50] se prezintă o strategie de control hibridă în cazul în care reglarea parametrului
de ieșire (tensiune sau curen t) depinde de măsurările efectuate (curent sau tensiune) și în funcție de
valorile măsurate se aplică o metodă de control de tip tensiune sau curent. Pentru a avea rezultate mai
bune din punct de vedere a stabilității buclei de control în jurul punctului d e reglare MPPT
(Maximum Power Point Regulation) se preferă un control de tip tensiune bazată pe valoarea
rezistenței măsurate, deoarece folosind oricare dintre metodele pure de control de tip tensiune sau
curent va conduce la existența unei oscilații în me toda de reglare [50]. Folosind acest tip de control,
în acest caz, se dovedește a fi o soluție stabilă, deoarece există o rezistență unică care corespunde
fiecărui punct de funcționare de pe curba fotovoltaică, iar tensiunea de referință este stabilă atunci
când se aplică această metodă de control. Având în vedere că variația sarcinii de ieșire a
simulatorului electric este imprevizibilă, sistemul în buclă închisă trebuie să răspundă cât mai repede
posibil la aceste schimbări. C onvertorul reglează tensiunea și curentul de ieșire, iar în funcție de
situație si poziția curentă pe curba V-I, sunt folosite diferite strategii care controlează prioritatea de
reglare a buclei de tensiune sau curent.
3.4 Concluzii
În aplicațiile de conversie a energiei de cele mai multe ori este nevoie de soluții configurabile
pentru testarea sistemelor de conversie a energiei din mai multe motive. Convertoarele configurabile,
care pot emula caracteristicile unui sistem electronic sau a unor dispozit ive precum bateria, sarcina
electrică artificială, rețea fotovoltaică, sunt utile atât pentru validarea soluției proiectate în diferite
condiții de lucru, cât și pentru testarea soluțiilor, cu scenarii de test imposibil sau greu de obținut pe
cale naturală . Topologia SEPIC, în ciuda structurii sale cu două bobine, care îngreunează controlul
acestei structuri, are avantajul de a putea fi folosită în aplicații cu bandă de reglare mai îngustă cum
ar fi încărcătoarele sau convertoare cu algoritmi MPPT. Topologi a SEPIC este avantajoasă și pentru
simularea caracteristicilor unei rețele fotovoltaice, deoarece topologia având un condensator în serie
permite convertorului să funcționeze până la condiții foarte apropiate de scurtcircuit. Pe de altă parte
cu un singur element de comutație se pot obține valori mai mici sau mai mari ale tensiunii de ieșire
față de tensiunea de intrare. Pentru utilizarea unui convertor în comutație, cu aplicație în simularea
caracteristicilor dispozitivelor electronice, metoda de control d e obicei nu este simplă și necesită
rezolvarea unor probleme de control speciale, îngreunate și datorită topologiei SEPIC alese. Pentru a
reduce sarcinile procesorului de semnal în bucla de control se recomandă folosirea unei capacități
mari de memorare pe ntru stocarea caracteristicilor, prin care se reduc întârzierile datorate timpului
necesar efectuării calculelor, astfel viteza de reacție a buclei de reglare poate să fie mai rapidă.
Fig.3.22. Răspunsul în frecvență a modelului ideal fără pierderi
37 4 METODE HIBRIDE DE CONTROL PENTRU CONVERTOARELE
DIN SISTEME ELECTRONICE ÎNCORPORATE
4.1 Sinteză practică a metodelor de configurare a buclei de reglare în
convertoarele electronice în cazul controlului hibrid
Aplicarea tehnicilor de control digitale în convertoare DC -DC și în sursele de comutație în
general este interesantă, pentr u că adaugă o serie de avantaje cum ar fi flexibilitate, precizie etc. prin
controlul de tip software. Totuși controlul digital pur are și dezavantaje, cum ar fi: lățimea benzii de
reglare, frecvența de comutație, probleme de rezoluție, cost adăugat etc. [51]. Această sinteză
urmărește să descrie metodele hibride folosite prin utilizarea controlerelor analogice având
performanțe dinamice foarte bune și prin adăugarea flexibilității de a controla tensiunea de ieșire a
convertorului cu un microprocesor [52]. Se prezintă trei metode diferite, fiecare având avantajele și
dezavantajele sale. Unul din principalele avantaje ale acestor metode hibride este posibilitatea de a
adăuga o buclă de reglare externă pe ntru controlul tensiunii într -o plajă de tensiune dorită, adăugând
un număr de componente minimale, având o bandă de reglare mai îngustă decât la metoda analogică.
Prin controlul și configurarea digitală se îmbunătățește domeniul și modul de utilizare a su rsei,
respectiv se pot contracara efectul temperaturii, ofsetul și îmbătrânirea unei surse pur analogice,
managementul sistemului alimentat devine mult mai flexibil și controlabil.
Pentru a obține rezultatele experimentale s -a folosit un convertor DC -DC [53] proiectat de
autor, cu arhitectură de tip Buck -Boost sincron, folosind controlerul analogic de tip LTC3780 [54],
supervizat de un microcontroler pe 8 biți, arhitectură RISC de tip PIC18F46J50 [55].
În [56] se descriu ecuațiile de bază pentru ajustarea tensiunii de ieșire a unui convertor DC –
DC, însă fără a calcula parametrii optimi pentru un domeniu de ieșire dorit în cazul unui convertor
ajustabil digital. Plaja tensiunii de ieșire pentru convertorul experimental este setată între valorile de
5V și 25V, care este un domeniu de tensiune foarte uzual. Pentru fiecare metodă investigată se va
folosi aceeași rezoluție de 8 biți. Principiile descri se în [2] pot fi aplicate și în cazul metodelor
prezentate.
4.1.1 Controlul digital al convertorului prin convertor Digital Analog – DAC
În figura 4.1 se prezintă schema de bloc a convertorului DC -DC ajustabil prin DAC.
Convertorul DAC se conectează prin interfața SPI la microprocesorul pe 8 biți cu arhitectură RISC.
Microprocesorul controlează tensiu nea de ieșire a convertorului DAC pentru a influența tensiunea de
ieșire a convertorului DC -DC.
Circuitul experimental folosește circuitul integrat DAC5573 cu rezoluție de 8 biți pentru
conversia digital analogică [57]. Arhitec turile DAC și teoria acestora sunt descrise în literatura de
specialitate în mod exhaustiv de mai mulți autori [58], [59], [60], [61], iar desc rierea detaliată
depășește cadrul acestui studiu.
Aplicând teoremele lui Kirchhoff pentru curenți și tensiuni în circuitul de mai sus se obține:
1 2 3i i i
(4.1)
Fig.4.1 . Circuitul de control a tensiunii de ieșire bazat pe DAC DAC
R2 R1 +VCC
VDAC
R3
i3 i1
i2 Interfață serială
–
+
VREF
0.80V VIN
Circuite de
control SW 1 SW 2
COUT
CIN RSH SW 3,4 L
VOUT
Convertor Buck –
Boost sincron Rezistențele de
reacție
38
22RViREF (4.2)
3
3REF DACVViR
(4.3)
11 OUT REFV i R V
, (4.4),
unde i1, i2 și i3 sunt curenții care trec prin rezistențele R1, R2 respectiv R3, VREF este referința internă a
convertorului DC -DC și VOUT este tensiunea de ieșire a convertorului.
Înlocuind ecuațiile (4.2) și (4.3) în ecuația (4.1), respectiv înlocuind ecuația (4.1) în ecuația
(4.4) vom obține:
31
211RRV VRRV VDAC REF REF OUT
(4.5)
Din ecuația (4.5) se exprimă valoarea lui R3 și se obține:
211
3
1RRV VR V VR
REF OUTDAC REF
. (4.6)
În continuare vom stabili plaja tensiunii de ieșire definit de valorile minime și maxime
admisibile în funcție de tensiunea generată de convertorul DAC pentru a putea calcula valorile
optime ale rezistențelor R1, R2 și R3 din circuitul din figura 4.1. Din aceste considerente și folosind
ecuația (4.5) rezultă următoarele valori:
31
211RRV VRRV VDACMAX REF REF OUTMIN
(4.7)
31
211RRV VRRV VDACMIN REF REF OUTMAX
(4.8)
unde s -au utilizat notațiile:
VOUTMIN – valoarea minimă setabilă a tensiunii de ieșire,
VOUTMAX – valoarea maximă s etabilă a tensiunii de ieșire
VDACMIN – valoarea minimă posibilă a ieșirii convertorului DAC
VDACMAX – valoarea maximă posibilă a ieșirii convertorului DAC.
Având în vedere ecuațiile (4.7) și (4.8) și înlocuind valorile extreme ale VDAC și VOUT în ecuația
(4.6) pentru a avea cele două valori minime și maxime ale tensiunii de ieșire vom obține următoarea
ecuație:
11
2211REF DACMIN REF DACMAX
OUTMAX REF OUTMIN REFV V V V
RRV V V VRR
(4.9)
Dacă notăm K1 constanta:
1REF DACMAX
REF DACMINVVKVV
, (4.10)
se obține:
1
21
11
REF
OUTMIN REF OUTMAX REFKR V RV V K V V
. (4.11)
Ecuația (4.11) are multiple soluții, dar având în vedere și opinia producătorului circuitului
integrat pentru regulatorul DC -DC, se pot calcula valorile optime ale celorlalte componente R2 și R3
pentru plaja de tensiune de ieșire dorită folos utiliz ând ecuațiile (4.11) și (4.6) cu formula minimă sau
maximă a tensiunii de ieșire.
În figura 4.2 (imaginile a, b, c, d) se prezintă rezultatele simulate a variației tensiunii de ieșire
a convertorului prin modificarea valorii rezistenței R3 pentru diferit e tensiuni de referință a
circuitului DAC (a -1.25V, b -2.5V, c -3.3V, d -5V). Fiecare imagine subliniază cazuri diferite unde
valoarea rezistenței R 3 ia valori de 90%, 95%, 100%,105%, 110% față de valoarea nominală de
100%. Se observă că curbele se intersecte ază când condiția VREF=VDAC se satisface iar când
39 VDACMAX <V REF, setarea limitei inferioare a plajei de ieșire ajustabile nu se mai satisface. Pentru
circuitul integrat LTC3780 folosit în experimente tensiunea de referință V REF este egal cu 0.8V.
Pentru obținerea rezultatelor experimentale s -a aplicat o tensiune de 12V la intrarea
conver torului și s -a setat convertorul DAC în fiecare secundă la o altă valoare parcurgând toate cele
256 combinații posibile. Tensiunea de ieșire a fost măsurată prin convertorul integrat A/D
(analog/digital) al microprocesorului și transmisă prin magistrala se rială USB aplicației care rulează
sub sistemul de operare Windows și care salvează datele în format CSV. Fișierul astfel obținut s -a
importat și prelucrat în mediul MATLAB și s -au comparat datele experimentale cu cele simulate.
Rezultatul celor 256 de eșan tioane sunt prezentate în figura 4.3, unde se observă o tendință
liniară a caracteristicii. În figura 4.4 se prezintă diferența între valorile simulate și cele
experimentale. Se observă că eroarea este cea mai mare la extremele domeniului de tensiune dorit , la
ieșirea sursei de tensiune în comutație.
Fig.4.2. Efectul referinței DAC cu diferite valori ale R 3
Fig.4 .3. Datele simulate și experimentale
Fig.4 .4. Eroarea între valorile
simulate și cele experimentale
40 4.1.2 Controlul digital al convertorului printr -un potențiometru digital
Prin definiție potențiometrul digital este un circuit electronic controlat digital (de obicei printr –
o interfață serială, de regulă SPI sau I2C, dar poate avea și o interfață serială specifică dată de
producătorul ci rcuitului integrat), care mimează funcțiile analogice ale unui potențiometru analogic.
Acestea sunt formate din rețele de rezistențe înseriate cu posibilitatea de a muta cursorul
potențiometrului prin comenzi digitale. Rețeaua de rezistență poate fi liniar ă sau logaritmică. Cele
mai uzuale și mai ieftine folosite sunt cele liniare. Pentru experimente s -a utilizat circuitul integrat
MCP4552, un potențiometru digital liniar, cu un singur canal, având interfața pe I2C, cu memorie
volatilă și o rezoluție pe 8 b iți [62].
În figura 4.5 se prezintă schema bloc a convertorului DC -DC ajustabil prin potențiometru
digital. Pentru controlul potențiometrului digital se folosește același microprocesor cu arhitectură
RISC. Microprocesorul controlează valoarea rezistenței potențiomet rului digital, astfel influențând
tensiunea de ieșire a sursei în comutație [63], [64]. Trebuie să menționăm, că majoritatea
potențiometrelor digitale care se găsesc pe piață nu suportă tensiuni mai mari pe pinii
potențiometrului decât tensiunea de alimentare a acestora care de obicei este +3.3V sau +5V. Din
aceste considerente potențiometrul nu poate fi amplasat în partea superioară a circuitului de reacție,
când tensiunea de ieșire a sursei în comu tație controlate este mai mare decât tensiunea de alimentare
a circuitului integrat. Acest aranjament va introduce o neliniaritate a caracteristicii tensiunii de ieșire
în funcție de valoarea potențiometrului digital, detaliat mai târziu.
Setările pot fi s alvate fie în memoria volatilă sau în cea nevolatilă (EEPROM -ul intern al
circuitului integrat), în funcție de caz. În momentul în care potențiometrul digital cu memorie volatilă
are alimentare, de obicei cursorul este setat la 50%, astfel rezistența poten țiometrului acestuia este la
jumătate din valoarea nominală în cazul potențiometrului liniar. Din acest considerent
pornirea/oprirea convertorului de tensiune trebuie să fie controlabilă pentru a nu avea tensiuni de
ieșire inadmisibile la ieșirea convertor ului. O metodă bună de protecție pentru acest caz este de a
porni convertorul numai după ce se verifică dacă setarea potențiometrului s -a transmis cu succes prin
interfața de comunicație, ceea ce se realizează prin recitirea valorii digitale din circuitul integrat.
Această idee se folosește și în cazul în care potențiometrul se utilizează în buclă închisă, pentru a
adăuga robustețe în algoritmul de control. Dezavantajul acestuia este că adaugă o întârziere în bucla
de control, ceea ce reduce banda de reglar e. De aceea se recomandă ca datele de control să fie
transmise cu frecvența maximă admisibilă pe magistrala de date utilizată (I2C,SPI, etc.). Prin această
metodă se poate realiza și un soft -start digital cu un timp arbitrar de lung (recomandat mai ales
sarcinilor de ieșire capacitive mari) datorită posibilităților de temporizare dintr -un microcontroler sau
procesor de semnal, realizând pornirea controlată în rampă a tensiunii de ieșire, pornind de la o
anumită valoare și modificând treptat cu o frecvență c onstantă valoarea potențiometrului până la
valoarea dorită.
Aplicând teorema lui Kirchhoff pentru tensiuni și curenți pentru circuitul din figura 4.5 se
obține:
1
231OUT REFRVVRR
. (4.12)
Fig.4.5 Circuitul de control pe bază de potențiometru digital Pot.
digital R2 R1
R3 i1
i2 +VCC Interfa ța serială –
+
VREF
0.80V VIN
Circuite de
control SW 1 SW 2
COUT
CIN RSH SW 3,4 L
VOUT
Convertor Buck –
Boost sincron Rezistențele de
reacție
41 Suma rezistenței potențiometrului digital Rp, împreună cu valoarea cursorului Rc determină
valoarea lui R3:
3 PC R R R
. (4.13)
Calculând valorile optimale pentru componente în mod similar ca în cazul metodei folosind
circuitul DAC, se obține plaja tensiunii de ieșire. După alegerea po tențiometrului digital, se obțin
valorile minime și maxime ale Rp, astfel se obțin ecuațiile (4.12) și (4.13) din ecuațiile (4.10) și
(4.11) conform expresiei:
1
21OUTMIN REF
PMAX CRVVR R R
(4.14)
1
21OUTMAX REF
PMIN CRVVR R R
. (4.15)
După rearanjarea ecuației (4.14) se obține:
2
1OUTMIN REF PMAX C
REFV V R R RRV
(4.16)
Înlocuind valoarea lui R1 (care se obține din ecuația (4.14)) în ec.4.15 și după efectuarea
calculelor matematice, respectiv rearanjând componentele din formulă se obține valoarea lui R2.
2REF PMIN PMAX OUTMIN PMAX OUTMAX PMIN
C
OUTMAX OUTMINV R R V R V RRRVV
. (4.17)
Cunoscând valoarea lui R2, valoarea lui R1 este ușor de obținut.
Rezultatele simulărilor, prezentate în figura 4.6, arată neliniaritatea caracteristicii folosind un
potențiometru digital cu o rezistență de 5KΩ, având un domeniu al valorilor de 80% -120% față de
valoarea nominală. Rezoluția tensiunii de ieșire din figura 4.7. subliniază neliniaritatea rezoluției care
devine mai accentuată în secțiunea cu tensiuni mai mari ale plajei tensiunii de ieșire a convertorului,
astfel asigurând rezoluții mari la tensiuni mici de ieșire și rezoluții mici la tensiuni mari de ieșire ale
convertorului de tensiune.
În figura 4.8 se compară valorile simulate și experimentale ale tensiunii de ieșire cu valorile
componentelor calculate prin această metodă. Analizând imaginea se poate observa că valorile
experimentale sunt sub valorile simulate. Diferența între valorile simulate și cele experimentale din
figura 4.9 arată o tendință neliniară a erorii care este mai mare în porțiunea superioară a domeniului
de setare a tensiunii de ieșire.
Fig.4.6 . Tensiunea de ieșire în funcție de
setarea potențiometrului
Fig.4.7 . Rezoluția de ieșire a convertorului
DC-DC
42 Potențiometrele digitale obișnuite au o precizie scăzută de chiar și de 20% față de valoarea
nominală, ceea ce poate influența nefavorabil ten siunea de ieșire a convertorului. Pentru a reduce
dispersia ieșirilor în cazul în care convertorul de tensiune este produs la scară largă, se pot face
calibrări [65] sau se poate ajusta tensiunea de ieșire în buclă închisă [66]. În figura 4.10 se prezintă
rezultatele statistice după ajustarea tensiunii de ieșire în buclă închisă folosind această metodă pentru
testarea ieșirilor dintr -o serie de 100 de surse de tensiune DC -DC proiectate de autor. Sistemele care
sunt cele mai sensibile la variații ale tensiunii de ieșire ale convertorului sunt de obicei plăcile de
bază. Acestea conform specificației ATX trebuie să aibă o variație maximă de 5% față de valoarea
nominală de 12V [67]. S-a observat că media aritmetică a valorilor este de 12.25V având un număr
de 47 valori peste, 46 valori sub și 7 valori egale cu media aritmetică. Dispersia calculată este σ2=
0.0047. Abaterea medie pătratică calculată este σ=0.0685. Abaterea med ie liniară este relativ destul
de mică, de numai 60mV cu un coeficient de variație v=45.34%. Deoarece coeficientul de variație
este destul de aproape de 40%, se poate afirma că seria este omogenă și media sa este reprezentativă
și stabilă [68].
Analizând datele măsurate și indicatorii de calitate se poate afirma că toate echipamentele
măsurate satisfac aceste cerințe. Observând că avem o asimetrie negativă, la dreapta seriei de valori
analizate, se propune o mică ajustare a tens iunii setate inițial în echipament pentru a aduce mai
aproape de simetrie valorile de ieșire față de valoare nominală.
0 0 3 93
4 0102030405060708090100
Sub 97%*Vnom (97%-
99%)*Vnom(99%-
101%)*Vnom(101%-
103%)*VnomPeste
(103%)*VnomNr de convertoare
Grupe de tensiuni
Fig.4.10. Distribuția tensiunilor de ieșire a convertoarelor. V nom=12V
Fig.4.8 . Tensiunea de ieșire simulată și
experimentală
Fig.4.9 . Eroarea dintre tensiunea simulată
și cea experimentală
43 4.1.3 Controlul digital al convertorului printr -o ieșire PWM a microprocesorului
Multe din microprocesoarele moderne integrează ieșiri de tip DPWM (Digital Pulse Width
Modulation) controlabile digital. Prin ajustarea factorului de umplere a semnalului de tip DPWM se
poate realiza un control asupr a tensiunii medii a semnalului de ieșire. Cu ajutorul acestui semnal
introdus în circuitul de reacție a sursei în comutație putem controla tensiunea de ieșire a acestuia.
Însă acest semnal trebuie să aibă magnitudinea semnalelor de frecvență mare redusă, p entru a reduce
zgomotul introdus în bucla de reacție prin această, de aceea acest semnal se introduce într -un filtru
trece jos, iar ieșirea acestuia se introduce în circuitul de reacție. Prin această metodă se obține un
circuit simplu de conversie digital -analogic. În figura 4.11. se prezintă schema de principiu a metodei
de control a tensiunii de ieșire a convertorului prin semnal DPWM.
În acest caz microprocesorul controlează frecvența și factorul de umplere a semnalului
DPWM. În experiment frecvența semn alului DPWM se menține constantă și se schimbă factorul de
umplere a semnalului DPWM, prin care se schimbă tensiunea medie aplicată circuitului de reacție a
regulatorului analogic, fapt care va conduce la schimbarea tensiunii de ieșire la valoarea dorită.
Grupul R4, C1 formează un filtru trece jos simplu, iar rolul rezistenței R3 este de a diminua efectul
condensatorului de filtrare C1 asupra performanțelor dinamice interne ale buclei de reglare analogice.
Semnalele DPWM sunt imprecise prin natura lor deoar ece sunt dependente de nivelul
semnalelor digitale logic „0” și „1” generate de controlerele PWM care variază cu tensiunea de
alimentare, temperatura etc. Ecuația (4.18) definește tensiunea de ieșire a semnalului DPWM la un
anumit moment de timp:
VPWMt=f(V L,VH, fPWM, D, t) (4.18)
unde
VL- reprezintă tensiunea continuă minimă generată de ieșirea DPWM, nivelul logic „0”
VH- tensiunea maximă generată de ieșirea DPWM, nivelul logic „1”
fPWM- frecvența semnalului PWM care se aplică la intrarea filtrului trece jos
D- factorul de umplere
t- momentul de timp considerat
Deoarece VL și VH pot avea variații relativ mari, această metodă se folosește mai ales în buclă
închisă, unde există posibilitatea măsurării ieșirii și ajustarea parametrilor PWM pentru a obți ne
ieșirea dorită.
Rezultatele simulate din figura 4.12 arată influența parametrului VH când parametrul VL este
egal cu 0V. Se poate observa că variația parametrului VH, care este de obicei dependent atât de sursa
de alimentare cât și de modul de realizare a etajului de ieșire a portului PWM, influențează în mod
direct semnalul de ieșire a convertorului, având influență mai accentuată asupra valorilor tensiunilor
de ieșire din zona inferioară a domeniului cercetat.
Fig.4.11 . Circuitul de control pe bază de semnal DPWM R2 R1 R3
i3 i1
i2 +VCC Port PWM
–
+
VREF
0.80V VIN
Circuite de
control SW 1 SW 2
COUT
CIN RSH SW 3,4 L
VOUT
Convertor Buck –
Boost sincron Rezistențe de
reacție
R4
44 Rezultatele simulate din figura 4.13 arată influența parametrului VL când parametrul VH este
egal cu 3.3V. Se poate observa că variația parametrului VL, care este de obicei dependent de
conexiunea de pămân tare între microcontroler și controlerul analogic, cât și de modul de realizare a
etajului de ieșire a portului PWM, influențează în mod direct semnalul de ieșire a convertorului,
având influență mai accentuată asupra valorilor tensiunilor de ieșire din zo na superioară a
domeniului cercetat.
Relația tensiunii de ieșire se poate formula similar ca în cazul metodei prin DAC folosind
aceleași notații:
4 31
211RRRV VRRV VPWM REF REF OUT
, (4.19)
unde
1PWM H LV D V D V
. (4.20)
Valorile optimale ale rezistențelor pentru R1, R2 respectiv R3 în serie cu R4 se calculează
similar cu metoda DAC prezentată. Pentru a obține o rezoluție pe N biți a semnalului DPWM trebuie
să fie satisfăcută următoarea relație:
Ninstr
PWMff2
, (4.21)
unde finstr este frecvența ciclului de instrucțiune, iar N este rezoluția dorită.
Circuitul experimental testat conține un microprocesor cu arhitectură RISC pe 8 biți, rulând cu
o frecvență de oscilație de 48MHz pentru a îndeplini cerințele ma gistralei USB. Astfel frecvența de
tact pe care rulează procesorul va fi de 12MHz, fapt care determină frecvența maximă de 46.875KHz
a semnalului DPWM pentru o rezoluție de 8 biți a convertorului DAC astfel format, conform ecuației
(4.21). Banda de frecven ță a filtrului trece jos va determina banda convertorului digital analog.
Performanțele acestei metode depind de capabilitatea filtrului de a reduce la minimum amplitudinea
componentelor de înaltă frecvență. În acest context trebuie avute în vedere două as pect diferite. Dacă
filtrul are o frecvență de tăiere prea joasă, aceasta influențează în mod negativ banda convertorului
D/A. Dacă se folosește un filtru cu o frecvență de tăiere prea mare sau cu o bandă de trecere largă,
aceasta va influența în mod negat iv rezoluția convertorului D/A. O metodă de contracarare a acestor
efecte contradictorii este creșterea frecvenței semnalului PWM, însă acest lucru produce probleme de
rezoluție digitală cu un microprocesor convențional. Eroarea totală a convertorului D/A realizat astfel
va fi definită de valoarea vârf la vârf a riplului și de rezoluția semnalului convertorului D/A.
Valoarea riplului este cel mai mare la un factor de umplere de 50% a semnalului DPWM.
Ecuația care exprimă starea de descărcare a condensatorul ui în stare de echilibru la momentul T/2
este:
412T
RC
d p p pV V V V e
, (4.22)
Fig.4.12 . Efectul tensiunii VH când VL=0V
Fig.4.13 . Efectul tensiunii VL când VH=3.3V
45 unde T este perioada semnalului PWM, Vp+ și Vp- sunt valorile maxime și minime de vârf ale
tensiunii de riplu în stare de echilibru:
Ecuația stării de încărcare a condensatorului în stare de echilibru în momentul T/2 este:
412
HL(V V ) 1T
RC
cpV V e
(4.23)
Tensiunea de riplu poate fi exprimat ca:
ripple p pV V V
. (4.24)
Tensiunile de încărcare și descărcare ale condensatorului sunt egale în momentul T/2. Astfel
utilizând ecuațiile (4.22), (4.23) și (4.24) se obține:
1414
22
11
CRTCRT
L H ripple
eeV V V
(4.25)
În continuare se vor optimiza valorile astfel încât valoarea riplului să fie totdeauna mai mică
sau egală decât 1 LSB (Least Significant Bit) a convertorului DAC astfel realizat, riplul fiind definit
ca:
2HL
ripple NVVV
. (4.26)
Din ecuațiile (4.25) și (4.26) se obține:
41
412
211
2
1T
RC
T N
RCe
e
(4.27)
Rearanjând ecuația (4.27) se obține constanta de timp optimă a sistemului:
411
2 ln 2 1 ln 2 1NNRC
f
(4.28)
După selectare valorile condensatorului C1 și a rezistenței R4 poate fi calculate ușor prin
rearanjarea ecuației (4.28), valori care vor asigura riplul optim. Valoarea sumei re zistențelor în serie
R3 și R4 sunt cunoscute din relațiile precedente, în concluzie și valoarea lui R3 este ușor de calculat.
După efectuarea calculelor necesare se obțin următoarele valori: R1=30KΩ, R2=1.24 KΩ, R3=3.58
KΩ, R4=1.36 KΩ, C1=1µF, fPWM=46.875 KHz și Vripple=12.9mV. Pentru implementare folosim valori
standard ale rezistențelor, prin urmare vom avea: R1=30 KΩ, R2=1.2 KΩ, R3=3.6 KΩ, R4=1.2 KΩ,
C1=1µF. După resimularea cu aceste date noi (valori standard), valoare riplului devine
Vripple=14.7mV.
Incertitudinea simulată a convertorului DAC astfel obținut este p rezentată în figura 4.14, unde
simulările s -au efectuat pentru trei valori consecutive setabile a factorului de umplere pentru
semnalul DPWM.
Rezultatele simulate din figura 4.15 arată efectul valorii condensatorului C1 asupra tensiunii de
riplu, când valoarea condensatorului variază cu +/ -5%, cu 0%, respectiv cu +/ -10% față de valoarea
Fig.4.14 . Incertitudinea convertorului DAC obținut
46 nominală standard.
Rezultatele experimentale din figu ra 4.16 prezintă relația dintre semnalul DPWM aplicat,
tensiunea de riplu a convertorului DAC astfel obținut, respectiv tensiunea de ieșire a convertorului
Buck -Boost ajustabilă prin această metodă, unde pe canalul CH1 este semnalul DPWM, pe canalul
CH2 – semnalul de riplu pe condensatorul C1 și pe canalul CH3 este tensiunea de ieșire a sursei în
comutație. Semnalul DPWM este setat la 50%, deoarece riplul de tensiune este maxim în acest caz,
iar ecuațiile matematice prezentate au fost calculate bazate pe ac eastă valoare a factorului de umplere
în scopul optimizării valorilor. Se observă că valorile obținute ale riplului sunt apropiate cu cele
simulate, validând metoda de calcul.
În figura 4.17 se prezintă caracteristica de transfer a convertorului DC -DC cu v alorile simulate
și cele experimental obținute, obținând o caracteristică destul de liniară. Analizând eroarea dintre
valorile simulate și cele experimentale (figura 4.18) se observă că diferențele sunt mai mari la
tensiuni mai mici, indicând că parametrul V H este sub valoarea de +3.3V (am m ăsurat numai
+3.22V), ceea ce confirmă rezultatele simulărilor din figura 4.12, unde se observă că în cazul în care
VH este mai mic decât cel ideal (în cazul de față 3.3V), tensiunea de ieșire va fi mai mare decât cea
ideală, iar diferențele între valorile ideale și cele reale sunt mai mari la tensiuni mai mici.
Metodele prezentate explică detaliat ușurința relativă cu care convertoarele de tensiune
folosind regulatoare analogice având performanțe dinamice bune pot fi modificate prin adăugarea a
câtorva com ponente digitale, pentru a adăuga flexibilitate, control și în general caracteristici specifice
Fig. 4.15 . Tensiunea de riplu pe
condensatorul C1
Fig. 4.16. Tensiunea de riplu cu un factor
de umplere de 50%
Fig.4.17 . Simulat vs. experimental
Fig.4.18 . Eroare a dintre valoarea simulată și
experimentală
47 controlului digital. Fiecare metodă are avantajele și dezavantajele sale, iar rezultatele se vor rezuma
într-un tabel comparativ.
TABEL 4.1
DAC Digital Pot. DPWM I/O
Rezoluție digitală Mare Medie
Joasă
(Depinde de
frecvența de
oscilație) Joasă
Liniaritate a
caracteristicii de
transfer Da Nu Da În funcție de
implementare
Viteza de execuție
în procesor Medie Medie Mare Mare
Consum de putere Joasă Medie Mare Joasă
Rezoluția tensiunii
de ieșire a
convertorului Medie Rezoluție
mare la
tensiuni mici.
Rezoluție
mică la
tensiuni mari Medie Foarte mică
Acuratețe Mare Mică Medie Medie
Preț Mică Medie Mare Mică
În afară de faptul că metodele prezentate sunt pentru controlul tensiunii de ieșire, aceste
metode pot fi folosite și pentru reglarea curentului de ieșire prin controlul tensiunii. Un asemenea
exemplu a fost prezentat de autor în [64] când convertorul sincron este folosit pentru încărcarea unei
baterii prin metoda potențiometrului digital, unde se folosește rezistența internă a bateriei, care se
înseriază cu rezistențe șunt pentru reglarea curentului de încărcare prin controlul tensiunii de ieșire.
4.2 Sursă de tensiune neîntreruptibilă DC -DC integrabilă (Studiu de caz nr.
5)
Un UPS oferă energie electrică neîntreruptă pentru sistemele electronice conectate la ieșirea
acestuia, cum ar fi servere sau sisteme electronice pentru automatizarea clădirilor etc. Datorită
creșterii sistemelor și a dispozitivelor inteligente respectiv a sistemelor informatice care trebuie
alimentate fără întrerupere, este nevoie de soluții UPS flexibile, eficiente și integrabile, ușor
încorporabile în sistemele existente. Deoarece aceste echipamente convertesc ener gia 24 ore pe zi,
eficiența energetică este un criteriu foarte important pentru reducerea pierderilor.
Schema bloc a acestui UPS se prezintă în figura 4.22 cu cele mai importante componente.
Ieșirea sistemului este o ieșire reglată în domeniul de 12 -24V, u n domeniu de tensiune de intrare
uzual pentru sisteme informatice. Reglarea în acest caz se obține cu ajutorul unui convertor cu
Fig.4.22 . Schema bloc a sursei neîntreruptibile
Filtru
Trece jos
Selector de
putere și
control
convertor Buck
8bit
RISC
MCU Protecția
bateriei
Măsurarea
energiei
Batt + DC IN VSEL
DC OUT
CTRL CTRL
CTRL SW 1 SW 2
SW 3
SW 4
SW 5 SW 6
RS COUT Convertor
Boost sincron
48 topologie Boost sincron [69], capabil de a fi folosit cu un factor de umplere a comutațiilor de 100 %
,având o frecvență de comutație de 300KHz reglabil digital.
4.2.1 Protecția sistemului conectat și a bateriei
Bateria trebuie protejată și în cazul unei descărcări complete, fapt pentru care UPS trebuie
prevăzut cu mecanisme pentru oprirea descărcării complet e a bateriei respectiv oprirea controlată a
sistemului conectat la UPS. De obicei managementul energiei se face în mai multe etape.
În prima etapă în cazul în care bateria este destul de descărcată se pot lua anumite decizii
pentru reducerea consumului de energie prin deconectarea a anumitor părți ale sistemului care nu
sunt critice sau reducerea consumului de energie a acestora dacă sistemul permite acest lucru,
reducând anumite performanțe ale acestora, însă nucleul sistemului este în continuare funcțion al.
În a doua etapă consumul de energie poate fi redus și mai mult prin oprirea controlată a
sistemului conectat la ieșirea sursei neîntreruptibile (se așteaptă până ce sistemul conectat își
salvează datele și se oprește) sursa trece în starea de așteptare monitorizând numai unul sau câteva
semnale externe. De obicei în aceste cazuri procesorul și perifericele rulează la o frecvență redusă de
tact pentru a reduce energia consumată. Sunt și cazuri în care procesorul este pus într -o stare
adormită din care se poate trezi după producerea unor anumite evenimente cum ar fi schimbarea
nivelului unor semnale externe sau trecerea unui anumit timp predefinit.
În ultima etapă sistemul trebuie prevăzut (prin proiectare electrică) cu posibilitatea de a -și
putea opri pr opria alimentare cu energie electrică prin comanda unui element comutator prin care se
deconectează de la sursa principală de energie printr -un semnal de comandă ENSW activat de
unitatea centrală de procesare. În figura 4.23 se prezintă schema bloc de proi ectare a unui astfel de
sistem. În această etapă consumul de energie a sistemului poate fi de ordinul câtorva microamperi
sau chiar mai puțin, în funcție de proiectare. Trezirea din acest mod de obicei se poate face doar prin
aplicarea unei tensiuni de intrare de la sursa principală de intrare VIN sau printr -un buton de activare
SW, caz în care poate fi trezit și de pe baterie ( VBAT), un mod util în situația în care sistemul mobil și
este folosit în locații unde nu are acces la sursa principală de intrare. Modulul de protecție a bateriei
oferă protecție împotriva cazurilor de scurtcircuit la descărcare, încărcare, cu parametri configurabili
prin interfața I2C.
4.2.2 Selecția tipului și a numărul ui de baterii:
Deoarece sistemele alimentate de la 12V de obicei acceptă un semnal de intrare cu o deviație
de ±10% față de valoarea nominală, tensiunea de intrare ar putea avea și o valoare minimă de 10.8V
la care încă ar putea să funcționeze. Pentru inte grabilitatea sistemului dimensiunile sale trebuie să fie
cât mai reduse, dar totodată să aibă o capacitate cât mai mare a bateriei. Având în vedere tensiunea
minimă de 10.8V și având în vedere și costurile pentru realizarea unui modul de încărcare cu un
convertor Buck simplu, selecția bateriei s -a redus la varianta de 2S (Li -Ion) sau 3S (LiFePO 4).
Deoarece varianta 3S (LiFePO 4) oferă o putere mai mare se alege configurația 3S (LiFePO 4) cu
posibilitatea de a putea folosi și celule în configurație 3S (Li -ION) în cazul sistemelor care se
alimentează cu tensiuni mai mari decât 12V având în vedere strategia de încărcare cu un convertor
Buck.
+VCC
mSW
ENSW
MCU VCC
PSU OUT IN
Condi ționare
Semnal
Condi ționare
Semnal +VIN
+VBAT
+VCC EN Diode OR Batt +
SW
Fig.4.23. Schema de protecție împotriva descărcării
totale a bateriei. Trezirea sistemului.
49 4.2.3 Strategia de plasare a convertorului Boost:
Deoarece configurația 3S (LiFePO 4) garantează tensiunea minimă necesară de 10.8 V numai
când bateria este la încărcare maximă (având în vedere tensiunea de 3.6V/celulă), tensiunea bateriei
trebuie convertită printr -o topologie Boost. În acest caz avem două posibilități de a plasa convertorul:
Plasarea convertorului între baterie și in trarea selectorului de putere
În acest caz convertorul poate funcționa doar când sistemul rulează de pe baterie, care la prima
vedere pare optimal din punct de vedere energetic. Însă datorită timpului de soft -start relativ lung al
convertorului, de ordinul zecilor de milisecunde, până ce convertorul Boost este pornit, în cazul unei
întreruperi a furnizării energiei electrice de la intrarea principală, sistemul legat la ieșirea UPS ar
trebui menținut numai prin condensatori, care pe lângă faptul că ar ridica costurile unui astfel de
echipament, ar ocupa și spațiu prea mare pentru a ridica un semn de întrebare privind integrabilitatea
ușoară a acestui echipament, nefiind o soluție fezabilă. În cazul în care convertorul Boost ar fi
totdeauna pornit nu am avea a ceastă problemă de compensare a energiei, însă ar descărca continuu
bateria care ar reduce considerabil durata de viață a bateriei prin multiple cicluri de încărcări și
descărcări.
Plasarea convertorului la ieșirea selectorului de putere
În cazul în care c onvertorul este plasat la ieșirea selectorului de putere, convertorul este
întotdeauna pornit, deci problemele tranzitorii de pornire amintite anterior nu mai persistă. În acest
caz răspunsul rapid al UPS este garantat. Selectorul de putere decide dacă int rarea principală sau
bateria este selectată în funcție de nivelul celor două tensiuni. În cazul celulelor în configurație 3S
(LiFePO 4), atât timp cât tensiunea de intrare este mai mare decât 10.8V, prin proiectare se garantează
ca tensiunea principală de i ntrare să fie cea selectată. Am observat că plasarea convertorului la ieșirea
din selectorul de putere oferă un răspuns rapid al UPS, fără a avea nevoie de condensatori mari
pentru compensare, dar acest lucru ridică o altă problemă legată de eficiența ener getică a sistemului.
În cazul unui UPS în cea mai mare parte a timpului de funcționare energia necesară la ieșirea
acestuia este furnizată de sursa de tensiune de la intrarea principală, astfel transferul de energie de la
intrare la ieșire va trece întotde auna prin convertorul cu topologie Boost, eficiența convertorului
influențând în mod direct eficiența întregului sistem.
4.2.4 Eficiența energetică
Managementul energiei și eficiența ridicată a conversiei energetice este un factor important în
proiectarea acestor surse neîntreruptibile. Pentru a crește eficiența energetică sistemul proiectat
folosește un număr minim de comutatoare realizate cu MOSFET cu canal N pe calea transferului de
energie. Selecția acestora s -a făcut având în vedere o rezistență minima lă R D-S când tranzistorul este
în stare de conducție. Pentru convertorul Boost s -a ales un controller cu posibilitate de a avea un
factor de umplere de 100% [69] pentru controlul tranzistorilor din convertorul DC -DC. Acest caz s e
produce în momentul în care tensiunea de intrare trece peste pragul de 110% față de tensiunea
nominală reglată. Folosindu -ne de proprietățile controlerului care reglează un factor de umplere de
100% pentru comutatorul “high -side” a convertorului Boost si ncron și de posibilitatea de a
monitoriza tensiunile de intrare și de ieșire, tensiunea bateriei și a semnalului de poartă a acestui
comutator, respectiv prin controlul buclei de tensiune cu un potențiometru digital comandat de
microcontroler, se poate reg la bucla de ieșire a convertorului adaptând semnalul de reacție astfel,
încât să avem acest avantaj din punct de vedere al eficienței conversiei energetice. Totodată trebuie
să se aibă în vedere domeniul admisibil a tensiunii de ieșire pentru UPS, care tre buie să fie în
concordanță cu domeniul acceptabil a tensiunii de intrare pentru sistemul alimentat.
50 În figura 4.24 se prezintă rezultatele obținute pentru o tensiune de ieșire setată la 12V și
cazurile cele mai defavorabile pentru trei baterii LiFePO 4, acestea putând fi descărcate până la
tensiunea de 2.5V/celulă (pentru siguranță) formând astfel o configurație 3S de tensiune minimă de
7.5V, fapt pentru care tensiunea minimă a sursei de i ntrare VIN la care UPS nu va trece pe baterie va
fi în jur de această valoare.
În figura 4.25 se prezintă rezultatele obținute pentru ieșirea setată la o tensiune de 12V și o
sarcină electronică reglată la un curent constant de 3A. Din rezultatele măsurat e se observă că
eficiența este mai bună când tensiunea de intrare este mai aproape de tensiunea setată, ceea ce este
normal în cazul unei topologii de tip Boost. În cazul în care tensiunea de intrare este egală sau mai
mare decât tensiunea de ieșire dorită rezultatele de eficiență ating valori foarte bune, chiar și peste
98%. În acest caz convertorul lucrează cu factor de umplere de 100%, rezultând pierderi minimale pe
elementele de comutație, datorate rezistenței RD-S a tranzistorului MOSFET cu canal N fol osit în
convertorul sincron.
4.2.5 Algoritmul de adaptare a tensiunii de ieșire
Pentru a crește eficiența sursei neîntreruptibile în mod dinamic în anumite cazuri și pentru
sisteme care acc eptă un domeniu mai larg al tensiunii de alimentare s -a implementat un algoritm de
adaptare a tensiunii de ieșire. Regula de control este următoarea: dacă tensiunea de intrare este mai
mare decât tensiunea de ieșire dorită, tensiunea de ieșire va urmări te nsiunea de intrare. În cazul în
care tensiunea de intrare este mai mică decât tensiunea dorită de ieșire, dar mai mare decât 90% din
valoarea dorită, pentru un timp predefinit (timpul de filtrare folosit în algoritm este de cinci secunde
pentru a filtra fl uctuațiile tensiunii de intrare), tensiunea de ieșire va fi reglată astfel încât să
urmărească valoarea tensiunii de intrare, pentru a obține o eficiență ridicată. Acest fapt se poate
observa în diagrama de timp, în intervalul 40 -60 secunde. Constrângerea privind domeniul de ieșire a
tensiunii este întotdeauna respectată, astfel tensiunea de ieșire nu va deveni mai mică decât 90% din
valoarea nominală a acesteia. 93.00%94.00%95.00%96.00%97.00%98.00%99.00%
0 5 10 15 20 25Eficienta [%]
Tensiunea de intrare [V]
Fig.4.25. Rezultatele de eficiență în funcție de tensiunea de intrare 77.588.599.510
0 1 2 3 4 5 6Tensiunea de intrare[V], Eficienta
scalata[%/10 ]
Curentul de iesire[A] Tensiunea de iesire 12V
VIN[V]
Eficienta[%/10]
Fig.4.24. Rezultatele de eficiență în funcție de sarcina de ieșire
51 Rezultatele algoritmului de adaptare a tensiunii de ieșire sunt prezentate în figura 4.27, unde
sunt reprezentate tensiunile de intrare și de ieșire în funcție de timp, iar tensiunea de ieșire dorită este
setată la valoarea de 12V.
4.2.6 Integrabilitatea sol uției UPS
Pentru a fi ușor integrabil din punct de vedere mecanic, soluția adoptată este una de
dimensiune redusă și compactă, cu un factor de formă având dimensiunea unui element de stocare de
tip hard disk de 2.5” folosit în laptopuri, cu conectori de intrare ieși re de tip Mini Fit JR folosiți în
calculatoare și cu posibilitatea de schimbare a bateriilor de tip 18650 (Anexa 13, Figurile A13.1 –
A13.4). Având mai multe tipuri de magistrale pentru monitorizare și control cum ar fi USB și
SMBUS se asigură integrarea ușo ară a acestui sistem. Sistemul implementează specificația USB HID
Power [70] și descriptorii UPS, astfel se integrează foarte ușor în principalele sisteme de operare
actuale formând un UPS care poate să conlucreze cu aceste sis teme de operare și nu necesită
software adițional, dacă nu se dorește reconfigurarea parametrilor interni ai UPS -ului și se folosesc
setările inițiale din fabrică. De exemplu sub sistemul Windows apare ca o baterie integrată astfel
toate funcțiile și posib ilitățile de configurare a profilului de putere (power plan) sunt accesibile ca în
cazul unui laptop, astfel utilizatorul își poate configura ușor sistemul pentru a lua anumite decizii
importante legate de managementul energiei în funcție de starea actuală de încărcare a bateriei,
respectiv timpul sau energia rămasă până la descărcarea completă. În figura 4.32. se prezintă cazul în
care acest UPS proiectat este conectat la un laptop care are acumulator propriu, iar UPS -ul prezentat 789101112131415
0 20 40 60 80 100 120 140Tensiunile de intrare si iesire[V]
Timp[s] VIn
VOut
Fig. 4.2 7. Semnalul experimental de ieșire al UPS control at de algoritmul de adaptare a ieși rii
Fig.4.32. UPS integrat sub sistemul de operare Windows
52 apare ca o a doua baterie în sistemul de operare (Short -term battery #2). Pentru configurații avansate
se va folosi programul de configurare dedicat pentru această soluție (Anexa 14, Figura A14.1).
4.3 Concluzii
Câteodată pentru asigurarea controlului digital al sursei de tensiune și pentru a atinge nivele de
eficiență superioare se folosesc metode de control hibride, caz în care pe un singur procesor pe 8 biți
cu arhitectură RISC se pot implementa atât controlul principalilor parametri ai sursei de tensiune cât
și sarcinile de manage ment și monitorizare, controlerul fiind implicat numai într -o buclă externă mai
lentă, iar bucla rapidă de control este implementată de controlere analogice de performanță, ușor
integrabile. În acest fel utilizarea acestor soluții pentru aplicații cu cerin țe de putere mai redusă se
justifică atât din punct de vedere al eficienței, cât și a costurilor, în detrimentul soluțiilor cu control
direct al elementului de comutație cu un procesor de semnal performant. În funcție de constrângeri
(liniaritate, viteză d e execuție consum de putere, rezoluție, precizie, preț) se poate alege soluția de
control hibridă optimă.
Aceste metode interacționează cu bucla de control internă a circuitului de control analogic. În
cele mai multe cazuri modelul exact al buclei interne nu este dat. Deși există posibilitatea estimării
modelului intern al controlerului analogic, aceste metode par a fi inexacte și greoaie [15]. De aceea în
cazul utilizării acestor metode pentru controlul tensiunii în buclă externă, soluțiile obținute trebui e
experimentate, pentru a nu introduce perturbații mari în sistemul reglat, care ar putea produce un
suprareglaj inutil de mare, și se recomandă experimentarea pasului maxim digital care încă oferă
performanțele dorite ale sistemului reglat, iar din acest considerent banda de reglare a buclei externe
se alege să fie mult mai îngustă decât banda de reglare analogică internă.
Sursele neîntreruptibile operează și convertesc energia electrică în continuu pentru a asigura
funcționarea diverselor echipamente legate la ieșirile acestora. Datorită acestui fapt eficiența
conversiei este un factor important, care trebuie luat în consid erare în proiectarea unor asemenea
surse de tensiune. Arhitectura UPS de tip DC oferă o îmbunătățire a eficienței cu 5 -15% [103] față de
sursele neîntreruptibile de tip AC, în funcție de implementare și sarcina de ieșire. Printr -o alegere
logică a elemente lor ce formează un UPS, respectiv prin algoritmi inteligenți de control dinamic al
tensiunii de ieșire aceste rezultate se pot îmbunătăți substanțial având în vedere constrângerile date
de sistemul alimentat în cauză. Sursele neîntreruptibile prin natura l or sunt proiectate pentru operare
continuă fără întrerupere. Sursele de intrare pentru aceste UPS sunt diverse și de cele mai multe ori
sunt surse de tensiune nereglate. Îmbătrânirea componentelor în aceste surse de intrare poate
determina o degradare a te nsiunii de ieșire a lor. Algoritmul prezentat poate urmări ușor aceste
variații ale tensiunii de intrare, astfel se obține o conversie a energiei electrice cu eficiență
superioară.
Avantajul acestei aplicații față de aplicația UPS prezentată în capitolul 2 este soluția mai
compactă și dedicată, cu baterii integrabile, optimizată pentru cerințe particulare ale beneficiarilor.
53 5 TEHNICI DE REDUCERE A EMISIILOR ELECTROMAGNETICE ÎN
CONVERTOARELE ELECTRONICE CU CONTROL DIGITAL
Reducerea interferențelor între dis pozitivele electronice devine din ce în ce mai importantă, iar
constrângerile sunt date de standardele care reglementează nivelul admisibil al emisiilor. Metodele
de reducere pot fi clasificate ca fiind pasive sau active. Există diferite standarde CISPR, I EC, VDE,
FCC și standarde militare care reglementează nivelele zgomotului de tip EMI (Electromagnetic
Interference) admisibile la echipamentele electronice.
5.1 Surse de zgomot și interferențe în convertoarele electronice
Prin definiție, emisiile sunt de două tipuri: conduse sau radiate. Domeniul de frecvență pentru
testarea emisiilor de tip condus este de 10kHz -30MHz, iar pentru cele radiate este de 30MHz -1GHz
[71].
5.1.1 Interferența condusă
Sursele de zgomot pot fi diferențiale sau de m od comun.
Zgomotul diferențial este semnalul de zgomot care se deplasează la dispozitivul receptor și se
reîntoarce înapoi la sursă pe calea de întoarcere care este de obicei conexiunea de pământare dintre
sursă și receptor. Zgomotul de mod comun este sem nalul care se deplasează pe linia de semnal și pe
linia de întoarcere în același moment, astfel încât nu există nici un semnal diferențial între linia de
semnal și calea sa de întoarcere și este cauzat de o cădere de tensiune pe o impedanță comună, al
treilea punct care este referința de mod comun.
5.1.2 Interferența radiată
Cuplarea zgomotului radiat poate fi între un câmp electromagnetic și cabluri sau între două
cabluri. În primul caz cuplarea zgomotului se produce când conductorul se află într -un câmp
electr omagnetic variabil în timp, iar în acest caz se induce o tensiune electrică în conductor, acesta
fiind principiul pe care se bazează și antenele receptoare. Cuplarea între cabluri sau trasee pe
circuitul imprimat apare când acestea se situează relativ apro ape.
5.2 Tehnici de reducere pasivă a EMI
Zgomotul EMI poate fi redus fie la sursa generatoare de zgomot fie la echipamentul victimă
pentru a reduce susceptibilitatea la zgomot, fie în ambele cazuri. Tehnicile uzuale care se folosesc,
sunt de obicei reducerea vitezei de variație a semnalelor comutate, utilizarea unor frecvențe de
comutație care perturbează mai puțin sistemul alimentat, minimizarea ariei buclelor de curenți având
variații mari în timp (di/dt) ale semnalului.
Pentru filtrarea zgomotului la intrarea sursei de obicei se folosesc filtre EMI care sunt de
obicei construite din una sau mai multe filtre L -C în funcție de performanța filtrării dorite. În [72] se
prezintă o metodă de calcul practică pentru proiectarea unui filtru π (Figura 5.1) format din două
condensatoare și un inductor la intrarea unui convertor DC -DC pentru reducerea zgomotului de tip
condus.
5.3 Tehnici de reducere activă a EMI
Tehnicile de reducere activă a zgomotului EMI s e referă la metodele dinamice, algoritmi,
tehnici de control al elementului de comutație pentru realizarea unor filtre active, prin care se poate
reduce nivelul zgomotului fără a schimba elementele pasive din sistem cum ar fi inductori,
condensatori, filtr e etc. Semnalele de tip PWM nu sunt semnale dreptunghiulare ideale, sunt mai
mult trapezoidale, asimetrice, putând avea timpi de creștere și descreștere diferiți. Parametrii
Fig. 5.1. Filtru EMI L -C
54 semnalului PWM determină spectrul emisiilor radiate, care sunt: perioada semnalulu i (T), care
determină frecvența fundamentală a semnalului ( f1), timpul ON ( tON), timpul OFF ( tOFF) care
determină factorul de umplere ( D) al semnalului PWM, amplitudinea ( A), timpul de creștere( tr),
timpul de descreștere( tf). Prin descompunerea semnalului în serie Fourier putem determina spectrul
semnalului. Pentru a reduce în mod activ zgomotul de tip EMI sunt cunoscute mai multe metode:
5.3.1 Controlul pantei semnalului
În practică nu există semnale dreptunghiulare ideale. Formele de undă sunt trapezoidale cu
timpi bine definiți de creștere (rise) și descreștere (fall) ale semnalului. Deoarece timpii tr și tf sunt
finiți energiile armonicilor la frecvențe înalte sunt mai reduse decât cele ale unui semnal
dreptunghiular ideal.
5.3.2 Utilizarea duratei de timp ON sau OFF fixe
Prin folosirea timpilor tON sau tOFF ale semnalului PWM la valori fixe, anumite armonici,
specifici din spectru, se pot înlătura. De exemplu această tehnică se folosește la convertoarele Buck
folosind control cu tON fix [73]. Acest regulator folosește control cu histereză cu tON fix, iar frecvența
convertorului variază invers cu tensiunea de intrare.
5.4 Reducerea nivelului EMI prin metoda distribuției frecvenței de lucru
(Studiu de caz nr. 6)
Cele mai multe controlere anal ogice de tip Buck, Boost sau Buck -Boost prezente pe piață [74],
[54], [75] posedă intrări de sincronizare a frecvenței de lucru, astfel frecvența convertorului putând fi
controlată de un sistem digital capabil să genereze frecvența de tact în domeniul admisibil al
controlerului analogic. Pe lângă posibilitatea configurării frecv enței convertorului electronic astfel
realizat, se poate realiza o reducere eficientă a nivelului maxim a emisiilor electromagnetice la
frecvența de lucru, respectiv la frecvența armonicilor superioare prin distribuirea energiei concentrate
la frecvența de lucru a convertorului pe o plajă mai largă prin modularea semnalului DPWM cu un
semnal de o frecvență mai joasă și fără a interfera cu bucla de control a regulatorului analogic. Pentru
un microcontroler generic pe 8 biți, cu arhitectură RISC, perioada sem nalului PWM se poate
determina ca o relație dintre valoarea stocată într -un registru de referință (PR) și tOSC , perioada
semnalului de tact a microprocesorului, multiplicată cu o valoare opțională de prescalare. Pentru o
frecvență principală de tact a cea sului fOSC, rezoluția semnalului PWM descrește odată cu creșterea
frecvenței semnalului PWM conform ecuației:
1loglog 2OSC
RES
PWMfPWMf
. (5.18)
Această relație determină criteriul principal în selecția microcontrolerului, unde se preferă
frecvențe le cele mai mari posibile ale perifericelor care generează semnalul PWM. Având control
direct asupra frecvenței PWM, se poate modula valoarea registrului PR (Period Register) prin valori
generate în mod aleatoriu. Există mai mulți algoritmi de generare pse udo-aleatoriu cu diferite
distribuții statistice. Câteva familii de microcontrolere (Texas Instruments MSP430) conțin
generatoare de numere aleatoare, combinând semnale de tact diferite, existente pe platformă și
exploatând faptul că cele două surse de sem nal de tact pot varia independent unul față de celălalt,
numărând o diferență de pulsuri de valoare imprevizibilă [76], astfel funcția de generare devenind
foarte rapidă. O categorie particulară de generator pseudo -aleatoriu [77] folosește polinomi simpli și
ireductibili, unde asupra membrilor adiacenți ai polinomului se aplică operatorul XOR iar rezultatul
este deplasat înapoi pe poziția inferioară a valorii inițiale [78]. Distribuția frecvenței convertorului
electronic se poate face și prin adăugarea unui circuit extern [79] sau există circuite integrate
specifice prin care se realizează [80] aceasta.
În figura 5.3 se prezintă schema generatorului de semnal aleatoriu realizat, iar în figura 5.4 se
prezintă valorile simulate ale algoritmului (Anexa 19) cu o frecvență de modulație de fPWM/50 pe o
durată de timp de 50ms, unde frecvența nominală este setată la fPWM=200kHz a vând o variație
maximă a frecvenței de lucru de ± 15% [81]. Pentru a îmbunătăți natura aleatorie a generatorului de
numere acesta se poate îmbunătăți prin adăugarea valorii de 2 -3 biți LSB din valoarea măsurată de un
convertor analog -digital a unei intrări în gol.
55 În figura 5.5 se prezintă mecanismul de lucru subliniind relațiile între componentele de
software și hardware.
Pentru a analiza efectul parametrilor semnalului PWM asupra amplitudinii componentelor de
frecvență s -a implementat în mediul MATLAB un generator de semnal PWM cu parametri
amplitudine, frecvență de comutație, frecvență de eșantionare, timpii de creștere ș i descreștere, factor
de umplere și numărul de perioade configurabile în trenul de pulsuri (Anexa 20). În figura 5.6a se
prezintă rezultatele simulate ale unui semnal PWM de f=200kHz, tr=tf=0.1µs respectiv tr=tf=1µs cu o
amplitudine de 5V. În simulările trenului de impulsuri pentru simularea spectrului semnalului se
folosesc 300 de eșantioane pe o perioadă a semnalului și un număr de 2000 perioade ale semnalului
PWM, care se poate reprezenta pe o durată de 10ms.
Analizând spectrul amplitudinii semnalului simulat în domeniul frecvență din figura 5.6.b se
poate observa că amplitudinea componentelor de frecvență scade cu creșterea timpilor tr și tf.
Rezultatele simulate (Anexa 21) din figura 5.7.a prezintă efectul m odulării semnalului de comutație f
cu o valoare fixă în sens pozitiv sau negativ cu o frecvență de modulație de f/500 și o deviație de
Fig. 5.3. Schema generatorului
pseudo -aleator iu
Fig. 5.4. Distribuția frecvenței de lucru a
semnalului PWM modulat cu f PWM/50
Fig. 5.5. Schema bloc a generatorului de semnal DPWM pseudo -aleatoriu
a)
b)
Fig.5.6 . Efectul timpilor de creștere și descreș tere în domeniul a)timp b)frecvență
56 ±15% de la frecvența de comutație. Se poate observa că odată cu creșterea frecvenței de modulație,
amplitudinea component elor de frecvență scade. Rezultatul simulării modulației cu frecvența de
comutație distribuită se observă în figura 5.7.b.
Schema bloc a circuitului experimental se prezintă în figura 5.8 , care constă din două
convertoare Buck -Boost cu intrările și ieșirile legate în paralel, cu posibilitate de sincronizare a
frecvenței de comutație de la ieșirile PWM ale microcontrolerului.
În figura 5.9 se prezintă rezultatele experimentale cu frecvență de comutație f fixă, respectiv în
figura 5.10 cu frecvență distribuită pentru sursa în comutație prezentată (Anexa 16, Figura A.5.2.),
Fig.5.7. Efectul (a) Modulației fixe; (b) Modulației distribuite
Fig.5.9. Semnalele PWM defazate cu 180 de grade și spectrul se mnalului cu (a) Domeniul
timp (b) Domeniul Timp și fereastră FFT
+VCC Porturi PWM a MCU VIN Circuite de
control SW 1 SW 2
COUT
CIN RSH SW 3,4 L1
VOUT Circuite de
control
SW 1 SW 2
COUT
CIN RSH SW 3,4 L2
Fig.5. 8. Schema bloc a circuitului experimental
57 formată din două convertoare Buck -Boost sincron conectate în paralel, sincronizate și defazate cu
180 de grade pentru a obține pe lângă o putere mai mare de ieșire și o reducere a riplului de tensiune
atât la intrarea cât și la ieșirea convertorului.
În figura 5.10 se prezintă rezultatele experimentale cu frecvența de comutație modulată și
deviație cu maxim ±15% față de frecvența de bază și cu distribuție aleatorie.
În analiza Fourier s -a folosit fereastra de filtrare de tip Blackman pentru rezulta tele bune ale
acestuia în ceea ce privește scurgerea spectrală [82]. Deoarece semnalul nu este periodic există
fenomenul de scurgere spectrală care poate conduce la informații eronate asupra amplitudinii și
frecvenței spectrale. Pentru a evidenția natura modulației distribuite, mai multe semnale PWM sunt
suprapuse în imagine. Se poate observa că magnitudinea componentelor de frecvență descrește prin
distribuția energiei semnalului pe o bandă mai largă de frecvență
În continuare s -au efectuat experimente pe o sursă de tensiune controlată digital, formată dintr –
un singur convertor Buck -Boost sincron, controlul fiind realizat cu un controler analogic cu
posibilitate de sincronizare a frecvenței de comutație.
Sursa de tensiune proiectată (Anexa 17, Figura A17.1) este un convertor Buck -Boost sincron
cu o plajă largă a tensiunii de intrare (6V -50V) având o ieșire de tensiune nominală, configurabilă de
12V, cu o frecvență de comutație nominală de 300 kHz. În continuare s -au obținut rezultate
experimentale folosind un analizor spectral și o sondă de câmp H de tip EMC (H -field EMC probe )
plasat deasupra inductorului. În figura 5.15. se prezintă spectrul semnalului de 300 kHz indus captată
de sonda EMC fără algoritmul de distribuție aplicat. În figura 5.16 se prezintă spectrul semnalului
captat cu algoritmul de modulație a semnalului PWM pornit, cu valori distribuite între 100% și 120%
față de frecvența de bază de 300 kHz.
Fig.5.15. Zgomotul de comutație fără
modularea semnalului de comandă
Fig.5.16. Zgomotul de comutație cu
modularea distribuită a semnalului de
comandă
Fig.5.10. Semnalele PWM modulate și defazate cu 180 de grade și spectrul semnalului cu
(a) Domeniul timp (b) Domeniul Timp și fereastră FFT
58 Următorul experiment constă dintr -un test de conformitate a nivelului de zgomot de tip condus
conform standardului CISPR22, de clasă A. Tensiunea de intrare a convertorului DC -DC a fost setată
la +12Vdc, aplicată de la ieșirea unei surse de laborator printr -un circuit de stabilizare a impedanței
de linie LISN. În timpul testului la ieșirea convertorului Buck -Boost de +12V s -a legat o sarcină
artificială având un consum de 1A.
În figura 5.17 se o bservă că fără algoritmul de distribuție zgomotul de comutație se prezintă la
componenta principală de frecvență de 300kHz cu o amplitudine de 66.21dBµV iar la armonicile
următoare (64.3dBµV la 600KHz respectiv 56.05dBµV la 900 KHz), trecând peste limita m edie de
60dBµV (linia verde din imagine). Prin utilizarea algoritmului de distribuție a frecvenței principale
componentele de frecvență sunt reduse așa cum se arată în figura 5.18, unde algoritmul rulează cu o
frecvență de modulație de 1kHz și o plajă de m odulare 20% față de frecvența principală de 300kHz.
Astfel zgomotul măsurat se reduce cu 7.79dBµV la primul vârf, cu 6.2dBµV respectiv 11.08dBµV la
al doilea respectiv treilea vârf., astfel vârfurile maxime sunt sub nivelul de 60dBµV setat de standard.
Pentru o vizualizare mai bună diagramele de mai jos arată o porțiune între 0Hz și 1.5MHz a benzii de
emisie totale dată de standardul CISPR.
Sunt două aspecte importante de menționat în legătură cu semnalele modulate în frecvență,
descrise de legea lui John R enshaw Carson în 1922 privind banda de frecvență. Primul aspect se
referă la faptul că energia totală a semnalului nu este afectată de modulația în frecvență, iar al doilea
este că 98% din energia semnalului se concentrează în banda de frecvență conform ec uației:
2 ( f f )m CBR
(5.19)
unde CBR (Carson’s bandwidth rule) este banda de frecvență, Δf este valoarea de vârf a deviației în
Fig. 5.17. Prima și următoarele trei
armonici a semnalului de comu tație fără
modulație cu frecvenț ă distribuită
Fig. 5.18. Prima și următoarele trei
armonici a semnalului de comutație cu
modulație cu frecvență distribuită
889092949698100
1 2 3 4 5 6Eficiență [%]
Curent de ieșire [A] VIN=18V
VIN=24
VIN=45
Fig.5.19 . Eficiența convertoru lui la
tensiunea de ieșire de 12 V și la diferite
tensiuni de intrare și curenți de ieșire
Fig.5. 20. Eficiența convertorului la
tensiunea de ieșire de 19V și la diferite
tensiuni de intrare și curenți de ieșire 889092949698100
1 2 3 4 5 6Eficiență [%]
Curent de ieșire [A] VIN=18V
VIN=24
VIN=45
59 frecvență și fm frecvența maximă a semnalului modulat [83].
În continuare s -a constatat că algoritmul de distribuție a frecvenței cu o modulare de 20% a
frecvenței de comutație față de valoarea nominală nu influențează semnificativ eficiența
convertorului. Rezultatele măsurătorilor de eficiență se prezintă în figura 5.19 și figura 5.20. Test ele
de eficiență s -au efectuat pentru valorile ale tensiunilor de ieșire de 12V și 19V, uzuali pentru
alimentarea calculatoarelor și a laptopurilor
În figura 5.21 se prezintă standul pentru realizarea măsurătorilor experimentale, echipamentele
având numero tarea: 1 -Sursă de tensiune de laborator reglabilă; 2 -LISN; 3 -Convertorul Buck -Boost
sincron DC -DC de testat; 4 – Analizor spectral; 5 -Sarcină electronică artificială; 6 -placă metalică.
Echipamentul LISN este folosit pentru separarea zgomotului de înaltă fre cvență a curentului de
intrare a sursei de alimentare pentru a putea măsura perturbațiile de tip condus.
În tabelul 5.1 se prezintă o comparație practică, focusând asupra a trei famil ii de bază de
microcontrolere [84], [85], [86], având un interes special asupra parametrilor de cost, arhitectură
RISC, echipat cu cel puțin o memorie de program de 16Kby te, având mai multe canale PWM și
interfață de comunicație USB integrată.
Tabel 5.1. Comparație de performanță între familiile de microcontrolere
Parametrii cheie sunt frecvența de tact principală ( fOSC), frecvența de tact a perifericelor ( fPER),
timpul de execuție ( tCYC). Acești parametri au o influență directă asupra rezoluției perioadei
semnalului PWM și a perioadei de modulație (în relație cu timpul de execuție a algoritmului de
modulație PRSG). Ultima coloană din tabel subliniază factorul de performanță/valoare a
microcontrolerului selectat. Unele dintre familiile de microcontrolere folosesc ca bază de timp pentru
periferice frecvența dată de timpul de execuție a unei instrucțiuni, în timp ce la alte familii frecvența Familia de
micro –
controler Subfamilie Frecvența
de tact Frecvența
max. a
perifericelor Timpul
de
execuție Timpul de
execuție a
rutinei de
modulație Rezoluția
semnalului
PWM Perioada de
modulație Cost /
performanță
Atmel
XMEGA ATxmega16C4 32MHz 32MHz 31.25ns 370us
(140us) 8-6bits
1-100ms Cel mai bun
Texas
MSP430 MSP430F5503 25MHz 25MHz avg.
160ns 620us
(8.2us) 7-6bits Mai bun
Microchip
PIC18F PIC18F24K50 48MHz 12MHz 83.33ns 810us
(107us) 6-5bits bun
Fig.5.21 . Standul experimental pentru analiza emisiilor de tip condus
60 la care rulează perifericele sunt date de frecvenț a oscilatorului principal astfel obținând rezoluții mai
bune ale semnalului PWM generat.
5.5 Concluzii
Sursele de tensiune în comutație, datorită comutațiilor elementelor electronice active, produc
zgomot electromagnetic, care se cuplează în mod capacitiv sau inductiv cu celelalte echipamente sau
poate perturba chiar funcțiile proprii. De aceea combaterea acestui fenomen este prioritară încă în
fazele incipiente ale proiectării și trebuie luate în considerare toate mijloacele pasive și active de
combatere a zg omotului tip EMI. Costurile testelor de conformitate a dispozitivelor în laboratoare de
specialitate sunt relative ridicate și în cazul în care dispozitivul nu trece limitele de prag, de cele mai
multe ori este necesară reproiectarea echipamentului. Pe lân gă proiectarea unor filtre adecvate și o
proiectare atentă a circuitului imprimat pentru supresia zgomotului și reducerea nivelului de
interferență există și tehnici care pot fi folosite cu succes în sursele de comutație cu control digital.
Acestea pe lâng ă flexibilitatea adăugată, reduc și din costurile realizării, oferind soluții ieftine,
scalabile și care nu influențează semnificativ eficiența convertorului. Modelul matematic și
rezultatele simulate sunt validate de o serie de măsurători experimentale, o ferind informații asupra
metodelor active și a efectelor acestora , respectiv informații practice asupra principalilor parametri
de performanță în vederea implementării metodei în diferite familii de controlere, cum ar fi rezoluția
semnalului PWM modulat, timpul de execuție și parametrul cost-performanță
61 6 CONCLUZII FINALE. CONTRIBUTII ORIGINALE. DISEMINAREA
REZULTATELOR. DIRECTII VIITOARE DE CERCETARE
6.1 Concluzii Finale
Energia și tehnologia în societatea informațională sunt două domenii prioritare atât pe p lan
național cât și pe plan internațional. Lucrarea abordează ambele tematici, cercetând atât conversia,
managementul și stocarea energiei în diferite aplicații – modelare, proiectare și implementare,
realizate de autor cât și o sinteză a metodelor de conf igurare digitală a convertoarelor analogice.
În primul capitol a lucrării se prezintă principalele interfețe de control și configurare care
asigură configurabilitatea și monitorizarea convertoarelor electronice cu control digital (SMBUS,
PMBUS), respectiv unele interfețe (USB -PD) care asigură o flexibilitate adăugată prin posibilitatea
de schimbare dinamică a direcției furnizării energiei pe aceeași magistrală, fără a fi nevoie de
schimbarea direcției cablului. Sursele ATX obișnuite utilizează o conversie d e tip AC -DC, având
dimensiuni considerabile și sunt greoaie datorită transformatorului de joasă frecvență. În schimb
sursa ATX cu conversie DC -DC, configurabilă, prezentată în acest capitol, are o dimensiune mai
redusă, interacționează cu mediul din automo bile, poate fi ușor integrabilă și nu necesită încă un
invertor DC -AC în lanțul energetic, oferind o eficiență mai ridicată, respectiv poate opri toate ieșirile
de tensiune, inclusiv cea de 5VSTANDBY , în cazul în care detectează o stare de încărcare joasă a bateriei,
care este sursa principală de energie în mediul automobilului. Raportată față de o sursă ATX clasică,
sursa DC -DC ATX configurabilă digital poate supraviețui regimurilor tranzitorii extreme, care sunt
inerente în mediul autovehiculelor, respect iv interacționează cu sistemul informatic conectat (placă
de bază, calculator), realizând pornirea sau oprirea controlată a acestuia în funcție de starea
autovehiculului (pornit, oprit), respectiv în funcție de starea de încărcare a bateriei auto.
În capit olul al doilea se studiază bateriile Li -Ion și unele aplicații ale acestora. Modelul de
baterie propus și optimizat oferă o fidelitate ridicată în domeniul lățimii de bandă care prezintă
interes pentru aplicațiile ulterioare, iar rezultatele obținute prin aplicarea algoritmului de optimizare a
modelului electric sunt satisfăcătoare și convergente. Eroarea pătratică cumulată între valorile
simulate și cele experimentale sunt mai reduse dacă algoritmul pornește cu o estimare destul de bună
pentru valoarea ini țială SOC, procedură acceptabilă, întrucât algoritmul este de tip offline. Pentru
estimarea valorilor inițiale SOC cele mai bune rezultate s -au obținut dacă bateria este în repaus de
utilizare o perioadă destul de lungă, de preferat 24 ore, înainte de scen ariile de încărcare -descărcare.
Aplicația prezentată în acest capitol este o sursă neîntreruptibilă, configurabilă pentru mai multe
tipuri de baterii și pentru diferite combinații în serie a celulelor. În cazul în care într -un UPS se
utilizează mai multe c elule în configurație serie, acestea trebuie echilibrate periodic pentru a
maximiza capacitatea utilizabilă a bateriei, oferind un timp mai îndelungat în funcționarea sistemului
conectat la ieșirea sursei neîntreruptibile în cazul în care sursa principală de energie electrică este
întreruptă. Balansarea este cu atât mai importantă în cazul aplicațiilor de tip UPS, în vehicule
electrice, unde aceste baterii sunt integrate în sistem până la sfârșitul duratei lor de viață.
Maximizarea timpului de funcționare a sistemului conectat de pe baterii este prioritară, de aceea
pentru a obține cele mai bune rezultate de balansare și pentru ca algoritmul de balansare să fie
convergent, în procesul de balansare este important momentul în care se efectuează echilibrarea
precum și precizia sistemului de măsurare, care afectează algoritmii de balansare de tip histerezis
bazate pe măsurarea tensiunii. Datorită faptului că în sursele neîntreruptibile balansarea celulelor nu
trebuie să fie foarte rapidă, se poate utiliza o metod ă de balansare tip pasivă, unde se utilizează
rezistențe de descărcare pentru disiparea energiei în surplus, prin care se poate reduce dimensiunea
UPS. Astfel una dintre cele mai importante caracteristici ale sursei prezentate este ușurința cu care se
poate integra în alte sisteme. Totodată există și posibilități de configurare a numărului de celule
utilizate în configurație serie și pentru mai multe tipuri de baterii, de monitorizare și configurare a
parametrilor principali. Configurabilitatea este accesib ilă pe magistrale larg utilizate în aceste tipuri
de aplicații cum ar fi USB sau SMBUS, acoperind cerințele utilizatorilor. Dezavantajul soluției
constă în faptul că tocmai datorită acestei diversități de configurare, unele setări pot fi mai greu de
înțele s sau aplicat pentru un utilizator uzual.
În capitolul al treilea se tratează soluții configurabile de testare a sistemelor de conversie a
energiei electrice, care pot fi utile din mai multe considerente. Convertoarele configurabile care sunt
capabile să e muleze caracteristicile unui sistem electronic sau a unor dispozitive precum bateria,
sarcina electrică artificială, rețea fotovoltaică sunt utile pentru validarea soluției proiectate în diferite
62 scenarii de test reproductibile și greu sau imposibil de obț inut pe cale naturală. Topologia de
convertor SEPIC, în ciuda structurii sale cu mai multe elemente de stocare a energiei, prin care
rezultă un sistem de rang mai înalt, cu două puncte de rezonanță și greu de controlat peste o anumită
frecvență datorită de fazajului mare introdus, are avantajul că prin controlul unui singur element de
comutație se pot obține tensiuni mai mici sau mari față de tensiunea de intrare, cu profil de variație
prescris. Convertorul SEPIC poate lucra în condiții foarte apropiate de s curtcircuit, datorită
condensatorului în serie din topologia sa, fapt deosebit de util în aplicațiile de emulare a
caracteristicilor rețelelor fotovoltaice. În aceste aplicații, cât și în aplicațiile de emulare a bateriilor,
banda de reglare poate să fie u na mai îngustă, pentru a asigura stabilitate sistemului. În cazul
utilizării unui convertor în comutație utilizat în emularea acestor caracteristici metoda de control de
obicei nu este simplă și necesită rezolvarea unor probleme de control speciale, îngreu nate și datorită
topologiei SEPIC alese. Sarcinile procesorului de semnal în bucla de control sunt reduse prin
utilizarea unui tabel de tip “look -up” pentru stocarea caracteristicilor în diferite condiții de
temperatură, radiație solară, curent de ieșire, care necesită o capacitate de stocare relativ mare, dar
viteza de reacție a buclei de reglare se poate îmbunătății respectiv procesorul poate fi utilizat mai
bine pentru realizarea altor sarcini.
În capitolul al patrulea se prezintă o sinteză practică a me todelor de configurare a buclei de
reglare în convertoarele electronice în cazul controlului hibrid. Metodele de control prezentate sunt
utile în aplicații de putere mică și medie, unde nu se justifică utilizarea unui procesor de semnal
performant din punc t de vedere al eficienței cât și a costurilor pentru controlul direct al elementelor
de comutație. În aceste cazuri bucla de reglare rapidă este realizată cu controlere analogice dedicate
pentru asigurarea performanțelor dinamice și tranzitorii, iar reglar ea tensiunii de ieșire dorite este
configurată cu ajutorul unui procesor pe 8 biți, cu arhitectură RISC, inclus într -o buclă de reglare
externă mai lentă pentru a reduce sarcinile procesorului, acesta fiind mai mult implicată în procese de
management, conf igurare și comunicație ale sistemului Aceste metode interacționează cu bucla de
control internă a circuitului analogic și introduc un semnal în bucla analogică, pe care regulatorul îl
va compensa prin modificarea tensiunii de ieșire, astfel obținându -se pl aja tensiunii de ieșire dorite
prin alegerea optimă a componentelor și a parametrilor semnalului introdus. Se descriu detaliat
metodele de calcul pentru controlul hibrid, valorile elementelor fiind calculate pentru o plajă de
tensiune uzuală de 5V -25V și o rezoluție de 8 biți a tensiunii de ieșire. Metodele au fost analizate,
rezumate într -un tabel comparativ, iar în funcție de constrângerile sistemului proiectat (liniaritate,
viteză de execuție, consum de putere, rezoluție, acuratețe) se poate alege soluți a de control hibridă
optimă pentru a satisface cerințele. Cu cât rezoluția de configurare a tensiunii de ieșire este mai mare,
perturbațiile introduse în bucla de control sunt mai mici. Pentru un control cât mai rapid se
recomandă experimentarea pasului ma xim digital care încă asigură performanțele tranzitorii dorite al
sistemului reglat, iar banda de reglare a buclei externe se alege având în vedere aceste constrângeri.
Este de preferat ca eficientizarea transferului de energie să se producă pe tot lanțul energetic. Chiar
dacă convertorul este de putere medie sau mică, datorită faptului că în diferite sisteme se integrează
un număr mare de astfel de convertoare, energia pierdută se cumulează. Sursele neîntreruptibile
convertesc energia electrică în continuu pentru a asigura funcționarea sistemului conectat la ieșirea
acestora, de aceea eficiența conversiei este unul dintre principalii factori de luat în considerare la
proiectarea acestor echipamente. Arhitecturile UPS de tip DC -DC pot oferi o îmbunătățire a
eficienței cu 5 -15% [103] față de sursele neîntreruptibile de tip AC, în funcție de implementare și
sarcina de ieșire. Printr -o alegere logică a elementelor ce formează un UPS și prin algoritmi
inteligenți cu control dinamic a tensiunii de ieșire aceste re zultate se pot îmbunătăți și mai mult,
având în vedere constrângerile tensiunii de ieșire care trebuie să fie într -o plajă predefinită pentru un
sistem anume. Prin tehnici digitale de control al transferului de energie și un management optim al
energiei la dispoziție, aceste convertoare integrabile și configurabile au performanțe superioare
convertoarelor clasice, atât din punct de vedere al eficienței cât și din punct de vedere al modului de
utilizare a acestora, satisfăcând nevoile fiecărui sistem gazdă a parte. Sursele de intrare pentru aceste
UPS sunt diverse și de cele mai multe ori sunt surse de tensiune nereglate, care prin îmbătrânirea
componentelor pot determina o ușoară degradare a ieșirii lor în tensiune, care poate fi compensată
prin algoritmul pr ezentat, oferind o îmbunătățire a eficienței de conversie a energiei electrice.
Avantajul aplicației prezentate în acest capitol față de aplicația prezentată în capitolul doi a lucrării
este dat de soluția mai compactă și dedicată, cu baterii integrabile, optimizată pentru cerințe
particulare ale beneficiarilor.
63 În capitolul cinci a lucrării se prezintă sursele de zgomot inerente în convertoarele electronice
în comutație, metodele de cuplare ale acestora, precum și tehnicile pasive și active de reducere a
perturbațiilor cauzate de interferențele electromagnetice. Aceste perturbații se pot cupla de la
dispozitivul sursă în dispozitivul victimă (care poate fi același) în mod capacitiv sau inductiv.
Reducerea nivelului de radiație la sursă și desensibilizarea l a zgomot în echipamentul victimă este o
cerință prioritară în proiectarea surselor în comutație și trebuie realizată prin toate mijloacele pasive
și active aflate la dispoziție încă din faza de proiectare. Costurile ulterioare pentru testele de
conformitat e ale echipamentelor în laboratoare de specialitate sunt ridicate, iar în cazul în care
dispozitivul emite zgomot electromagnetic peste limitele admisibile, de cele mai multe ori aceasta
necesită reproiectarea dispozitivului sau adăugarea unor filtre, măsu ri relativ greu de implementat
ulterior în sistemele integrate. Pe lângă metodele pasive cum ar fi proiectarea unor filtre adecvate,
proiectarea circuitelor imprimate, având în vedere metodele de cuplare a perturbațiilor, tehnicile
digitale sunt folosite c u succes în convertoare electronice cu control digital, iar aceste tehnici nu
implică aproape nici un adaos la costul final al dispozitivului. Modelele matematice și rezultatele
simulate sunt validate de o serie de măsurări experimentale, care oferă inform ații asupra metodelor
pasive și active și a efectelor acestora. Pentru realizarea practică și implementarea tehnicilor active se
compară mai multe familii de microprocesoare, oferind informații asupra parametrilor de
performanță cum ar fi timpul de execuți e, rezoluția semnalului PWM, etc.
6.2 Contribuții Originale
Proiectarea sursei de tensiune ATX configurabilă digital pentru mediul autovehiculelor
(Cap.1)
Implementarea protocolului de comunicație de tip HID -USB în sursa de tensiune ATX
(Cap.1)
Proiectarea și implementarea mașinii de stare pentru controlul convertoarelor utilizate în sursa
ATX pentru modul ATX obișnuit și pentru modul ATX utilizat în autovehicule (Cap.1)
Modelarea și simularea protecției la subtensiune în sursa ATX în cazul pornirii la rece a
autovehiculului (Cap.1)
Modelarea, implementarea și experimentarea algoritmului de optimizare a parametrilor
modelului bateriei de tip Li -Ion (Cap.2)
Proiectarea sursei neîntreruptibile configurabile digital (Cap.2)
Proiectarea și implementarea mașinii de stare pentru un UPS configurabil
Proiectarea și implementarea mașinii de stare pentru protocolul SMBUS slave utilizat în UPS
configurabil (Cap.2)
Proiectarea și implementarea algoritmului de încărcare pentru diferite tipuri și rețele de baterii
configurabi le în UPS (Cap.2)
Proiectarea și implementarea algoritmului de balansare în sursa UPS configurabilă (Cap.2)
Implementarea algoritmului de contorizare a energiei privind încărcarea, descărcarea bateriei
(Cap.2)
Modelarea și simularea puterii maxime obținute cu o sursă de tensiune reglabilă cu limitare în
curent (Cap.3)
Modelarea și simularea elementului fotovoltaic (Cap.3)
Modelarea și simularea convertorului SEPIC (Cap.3)
Emularea rețelei fotovoltaice cu ajutorul convertorului SEPIC (Cap.3)
Contribuții la p roiectarea convertorului SEPIC (Cap.3)
Sinteza metodelor de configurare a buclei de reglare în cazul controlului hibrid (Cap.4)
Modelarea, simularea și implementarea controlului convertoarelor DC -DC cu buclă analogică
de reglare cu potențiometrul digital ( Cap.4)
Modelarea, simularea și implementarea controlului convertoarelor DC -DC cu buclă analogică
de reglare cu convertor digital -analogic (Cap.4)
Modelarea, simularea și implementarea controlului convertoarelor DC -DC cu buclă analogică
de reglare cu un sem nal DPWM (Cap.4)
Modelarea, controlului convertoarelor DC -DC cu buclă analogică de reglare cu un semnal de
ieșire generică (Cap.4)
Proiectarea sursei neîntreruptibile integrabile (Cap.4)
64 Proiectarea și implementarea algoritmului de adaptare a tensiunii de ieșire în scopul creșterii
eficienței (Cap.4)
Proiectarea și implementarea algoritmului de încărcare cu compensarea în temperatură
(Cap.4)
Proiectarea și implementarea algoritmului de balansare (Cap.4)
Implementarea protocolului de comunicație HID -UPS pest e stiva USB în scopul integrării
ușoare în sistemele de operare (Cap.4)
Proiectarea și implementarea mașinii de stare pentru controlul UPS integrabile (Cap.4)
Proiectarea sursei de tensiune DC -DC configurabile digital cu topologie Buck -Boost sincron
(Cap.5 )
Proiectarea sursei de tensiune DC -DC configurabile digital, formată din două convertoare
Buck -Boost sincrone conectate în paralel și defazate cu 180 de grade (Cap.5)
Implementarea programului de control (firmware) pe convertoarele DC -DC (Cap.5)
Modelarea , simularea și implementarea metodelor de reducere a nivelului EMI în
convertoarele electronice cu control digital (Cap.5)
6.3 Diseminarea Rezultatelor
Rezultatele cercetărilor efectuate au fost publicate în conferințe și reviste de specialitate,
rezultând un număr de 13 lucrări (10 lucrări ca prim autor, 3 lucrări ca al doilea autor), dintre care o
lucrare în curs de publicare într -o revistă indexată ISI, 5 lucrări prezentate la conferințe ISI
proceedings, 3 lucrări publicate în reviste BDI, 2 lucrări prezenta te la conferințe BDI, 2 lucrări
prezentate la conferințe naționale.
Reviste ISI (în curs de publicare):
Szekely, I., Turos, L. , Csernáth, G., DPWM Techniques In Digitally Controlled, EMI
Compliant DC -DC Converters , Environmental Engineering and Management
Journal, ISSN 1582 -9596
Publicate în urma prezentării la conferințe ISI:
Turos, L. , Csernáth, G., Szekely, I., EMI reduction techniques in digitally
controllable power supplies , 8th International Conference Interdisciplinarity in
Engineering, INTER -ENG 2014 , 9-10 October 2014, Tirgu Mures, Romania, ISI
conference, Elsevier, Procedia Technology Volume 19, 2015, pp. 554 -561
Turos, L. , Szekely, I., Csernáth, G., György, K., Offline Battery Pack Model
Optimization . International Conference and Exposition on Electrical and Power
Engineering, 16 -18 October 2014, Iași, Romania, ISBN 978 -1-4799 -5848 -1, An
IEEExplore and ISI biannual International Conference, IEEE Catalog Number
CFP1447S -USB
Turos, L. , Csernáth, G., Szekely, I., Practical synthesis of various cont rol methods
for digitally adjusted DC -DC converters, in 14th International Conference on
Optimization of Electrical and Electronic Equipment OPTIM 2014 May 22 -24, 2014,
Brasov, Romania, An IEEExplore and ISI biannual International Conference
Turos, L. , Cse rnáth, G., Smart DC -DC ATX Power Supply for Use in Vehicles , in
14th International Conference on Optimization of Electrical and Electronic
Equipment OPTIM 2014 May 22 -24, 2014, Brasov, Romania, An IEEExplore and
ISI biannual International Conference
Turos, L., Csernáth, G., Szekely, I., Energy Efficient Output Regulation with
Adaptive Behaviour in a DC -DC UPS. The 7th International Conference
Interdisciplinarity in Engineering, INTER -ENG 2013, "Petru Maior" University of
Tîrgu Mureș Romania, ISI conference, 10-11 October 2013, Elsevier, PROTCY1222,
Procedia Technology, Volume 12, 2014, pp. 34 -41, 15 -JAN-2014, ISSN 2212 -0173
Publicate în urma prezentării la conferințe indexate IEEE:
Csernáth, G., Turos, L., Embeddable, smart, DC operated micro -UPS for small a nd
mid sized battery backup applications , in 13th International Conference on
Optimization of Electrical and Electronic Equipment OPTIM 2012 May 24 -26, 2012,
Brasov, Romania, An IEEExplore biannual International Conference
65 Publicate în volume ale conferinț elor:
Turos, L. , Csernáth, G., Szekely, I., Embedded Photovoltaic Simulator System .
Proceedings of the 4th International Conference on Recent Achievements in
Mechatronics, Automation, Computer Sciences And Robotics, MACRo -2013, ISSN
2247 -0948, ISSN -L 2247 -0948
Turos, L. , Szekely, I., Studiul Simulatorului Electric de Panouri Solare , Sesiunea de
Comunicari Stintifice a Scolii Doctorale Creativitate si Inventica, Universitatea
“Transilvania” din Brasov, 25 may 2013, ISSN 2067 -3086
Turos, L. , Szekely, I., Convertor DC -DC reglabil digital , Sesiunea de Comunicari
Stintifice a Scolii Doctorale Creativitate si Inventica, Universitatea “Transilvania”
din Brasov, 25 may 2013, ISSN 2067 -3086
Turos, L. , Csernáth, G., Csenteri, B., Balancing Multiple Chemistry Batte ries in a
DC voltage Operated UPS , in Proceedings of the 3rd International Conference On
Recent Achievements In Mechatronics,Automation,Computer Science and Robotics,
MACRo 2011, Sapientia University of Tirgu Mures, Romania, 2011, ISBN 978 -973-
1970 -54-7
Reviste BDI:
Szekely, I., Turos, L. , Hegyi, I., Csernáth, G., SEPIC Based Solar Array Simulator ,
Acta Electrotehnica, Volume 55, Number 3 -4, 2014, pp. 135 -141, Academy of
Technical Sciences of Romania, Technical University Of Cluj -Napoca, Romania,
ISSN 2344 -5637
Turos, L. , Csernáth, G., Widely Configurable, DC Operated UPS for Small and Mid
Sized Battery Backup Applications , An International Scientific Journal of Sapientia
University , Acta Universitatis Sapientiae, Electrical and Mechanical Engineering, 3
(2011) 61−81
6.4 Direcții Viitoare de Cercetare
Cercetările prezentate constituie puncte de plecare pentru aprofundarea și continuarea studiilor
prezentate. În continuarea cercetărilor aș dori să abordez următoarele aspecte, unele puncte
prezentate sunt deja anal izate și în curs de proiectare de către autorul lucrării prezentate:
Optimizarea consumului de energie în aplicațiile care folosesc bateriile ca sursă primară sau
secundară de energie prin metode pasive de proiectare și metode active, folosind algoritmi
optimizați din punct de vedere energetic
Proiectarea convertoarelor cu topologie Buck -Boost s incron cu control individual al
elementelor de comutație folosind un procesor de semnal de 32 biți pentru controlul digital în
vederea realizării transferului bidirecțional a energiei în aplicații (în curs de proiectare)
Proiectarea unui convertor de energ ie cu direcția de transfer a energiei configurabilă și
rutabilă în mod dinamic, realizat pe baza specificației USB -PD, folosind rețele configurabile
de baterii Li -Ion (în curs de proiectare)
Îmbunătățirea algoritmului de contorizare a energiei privind încă rcarea și descărcarea bateriei
în aplicații
Diseminarea rezultatelor activității de cercetare
Reducerea continuă a emisiilor electromagnetice în aplicații.
66
BIBLIOGRAFIE SELECTIVĂ
[1] Microchip, Intelligent Power Supply Integrati on Levels , [Interactiv]. Available:
http://www.microchip.com/pagehandler/en_us/technology/intelligentpower/integration
[2] S. Buso și P. Mattavelli, Digital Control in Power Electronics , Morgan&ClayPool, 2006.
[3] S. Buso, Digital Control of switching mode power supplies , UNICAMP, aug 2011.
[Interactiv]. Available: http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor/pdffiles/buso1.pdf.
[4] L. Guo, Design And Implementation of Digital Controllers For Buck and Boost Converters
using Linear and Nonlinear Control Methods , Teză de doctorat, Auburn University, 2006.
[5] L. Corradini, Analysis and Implementation of Digital Control Architectures for DC -DC
Switching Converters , Scuola di Dottorato di Ricerca in Ingegneria dell Informazione, Teză
de doctorat, U niversita' Di Padova, Facolta' Di Ingegneria, 2008.
[6] A. V. Peterchev și S. R. Sanders, Digital Pulse -Width Modulation Control in Power
Electronic Circuits Theory and Applications , 2005. [Interactiv]. Available:
http://www.eecs.berkeley.edu/Pubs/TechRp ts/2006/EECS -2006 -22.pdf.
[7] W. Stefanutti, P. Mattavelli, S. Saggini și M. Ghioni, Autotuning of Digitally Controlled
DC–DC Converters Based on Relay Feedback , IEEE Transactions on Power Electronics
vol.22, no.1, pp.199,207, Jan. 2007.
[8] Intel, ATX / ATX12V Power Supply Design Guide Version 1.1 , 2000. [Interactiv]. Available:
http://www.formfactors.org/developer%5Cspecs%5CATX_ATX12V_PS_1_1.pdf.
[9] SBS Implementers Forum, System Management Bus(SMBus) Specification Version 2.0 ,
August 3, 2000.
[10] PMBus.org, PMBus Specification Part I , [Interactiv]. Available:
http://pmbus.org/docs/PMBus_Specification_Part_I_Rev_1 -1_20070205.pdf.
[11] B. Dunstan, USB Power Delivery Specification Version 1.2 ,” usb.org, 26 iunie 2013.
[12] L. Turos și G. Csernáth, Smart DC -DC ATX Power Supply for Use in Vehicles , in 14th
International Conference on Optimization of Electrical and Electronic Equipment OPTIM
2014 May 22 -24, 2014, Brasov, Romania, An IEEExplore and ISI biannual International
Conference
[13] Ituner, 6V to 34V wide input Intelligent Automotive DC -DC Car PC Power Supply ,
[Interactiv]. Available: http://www.mini -box.com/M4 -ATX -HV.
[14] USB organization, USB 2.0 Specification , [Interactiv]. Available:
http://www.usb.org/developers/docs/us b_20_070113.zip.
[15] G. Csernáth, B. Csenteri, A. Asztalos, S. T. Brassai și I. Szekely, Driving QVGA and
WQVGA LCD panels with 30fps live video stream using HS USB , în Proceedings of the 14th
International Symposium for Design and Technology of Electro nic Packages SIITME pages
276-280, Transilvania University of Brasov, ISSN 1843 -5122, 2008.
[16] SGS-Thomson Microelectronics, Protection Standards Applicable to Automobiles ,
[Interactiv]. Available:
http://pdf.datasheetcatalog.com/datasheet/SGSThomsonMi croelectronics/mXyzyur.pdf
[17] Texas Instruments, Load Dump and Cranking Protection for Automotive Backlight LED
Power Supply , Application Report SNVA681, January 2013.
[18] International Energy Agency, Technology Roadmap , 2014. [Interactiv]. Available:
http://www.iea.org/publications/freepublications/publication/TechnologyRoadmapEnergysto
rage.pdf.
[19] D. Claus și J. O. Besenhard, Handbook of Battery Materials , Second edition, Weinheim:
Wiley -VCH Verlag GMBH& Co. KGaA, ISBN: 978 -3-527-32695 -2, 2011.
[20] M. Root, The TAB Battery Book, An In -Depth Guide to Construction, Design, and Use , Mc
Graw Hill, ISBN: 978 -0-07-173991 -7, 2011.
[21] G. Pistoia, Lithium -Ion Batteries Advances and Applications , Amsterdam: Elsevier, ISBN:
67 978-0-444-59513 -3, 2014.
[22] J. Li și M. S. Mazzola, Accurate battery pack modeling for automotive applications , pp. 215 –
228, 1 September 2013.
[23] L. Mihet -Popa, O. Camacho și P. Norgard, Charging and discharging tests for obtaining an
accurate dyn amic electro -thermal model of high power lithium -ion pack system for hybrid
and EV applications , PowerTech (POWERTECH), pp. 1 -6, 16 -20 June 2013.
[24] R. Kroeze și P. Krein, Electrical battery model for use in dynamic electric vehicle
simulations , Power Electronics Specialists Conference, vol. PESC 2008. IEEE, pp. 1336 –
1342, 15 -19 June 2008.
[25] L. Turos , I. Szekely, G. Csernáth și K. György, Offline Battery Pack Model Optimization ,
International Conference and Exposition on Electrical and Power Engine ering, 16 -18
October 2014 , Iași, Romania; ISBN 978 -1-4799 -5848 -1; IEEE Catalog Number CFP1447S –
USB.
[26] R. DelRossi, Cell Balancing Design Guidelines , Microchip Technology Inc., Application
Note Nr, 231, 2002. [Interactiv]. Available:
http://jimfranklin.co.uk/microchipdatasheets/00231a.pdf.
[27] Y. Barsukov și J. Qian, Cell-Balancing Techniques: Theory and Implementation , în Battery
Power Management for Portable Devices, Texas Instruments, Inc., 2013, pp. 111 -138.
[28] L. Turos , G. Csernáth și B. Csenteri, Balancing Multiple Chemistry Batteries in a DC
voltage Operated UPS , in Proceedings of the 3rd International Conference On Recent
Achievements In Mechatronics,Automation,Computer Science and Robotics, MACRo 2011,
Sapientia Universi ty of Tirgu Mures, Romania, 2011, ISBN 978 -973-1970 -54-7
[29] L. Balogh, „ Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits ,
[Interactiv]. Available: http://www.ti.com/lit/ml/slup169/slup169.pdf.
[30] Ituner inc., OpenUPS software , [Interactiv]. Available: http://resources.mini –
box.com/online/PWR -OpenUPS/software/OpenUPS -installer.exe.
[31] G. G. Karady și K. E. Holbert, Electrical Energy Conversion and Transport: An Interactive
Computer -Based Approach , în Section 3.4, John Wiley and Sons, ISBN 1118498038, 2013,
p. pp. 3 –18.
[32] S. Goda, Passzív műterhelés tervezése NI modulok felhasználásával , Budapesti Műszaki és
Gazdaságtudományi Egyetem, Budapest, 2011.
[33] H. Santana, Electronic Load Achieves 0 Ω, 2012. [Interactiv]. Available:
http://electronicdesign.com/test -amp-measurement/electronic -load-achieves -0.
[34] A. Garrigos, Power MOSFET is core of regulated -dc electronic load , 17 March 2005.
[Interactiv]. Available: http://m.eet.com/media/1130553/13 338-31705di.pdf.
[35] Maxim Integrated, Simplified Lithium -Ion (Li+) Battery -Charger Testing , 10 Dec 2008.
[Interactiv]. Available: http://pdfserv.maximintegrated.com/en/an/AN4322.pdf.
[36] J. A. N iemann, W. Goeke și K. Cawley, Battery emulating power supply . USA Brevet US
6204647 B1, 20 Mar 2001.
[37] B. Sorensen, Renewable Energy Conversion, Transmission and Storage , Elsevier, Academic
Press, ISBN -10: 0123742625, 2007.
[38] E. F. Fuchs și M. A.S. Masoum, Power Conversion of Renewable Energy Syste ms, New
York: Springer, ISBN 978 -1-4419 -7978 -0, 2011.
[39] L. Turos și I. Szekely, Proiectarea Simulatorului Electric de Panouri Solare , în Sesiunea de
Comunicari Stintifice a Scolii Doctorale Creativitate si Inventica, Universitatea
“Transilvania”, Brasov, 25 may 2013, ISSN 2067 -3086.
[40] S. K. Rajput, R. Sharma, R. Yadaw și V. Chaturvedi, Influence of High Module Temperature
on Output of Opaque and Semitransparent Type Photovoltaic Modules: A Comparative
Analysis , International Journal of Emerging Technology and Advanced Engineering, vol. 4,
nr. Special Issue 1, February 2014, pp. 89 -92, 2014.
[41] L. Turos , G. Csernáth și I. Szekely, Embedded Photovoltaic Simulator System , în
68 Proceedings Of The 4th International Conference On Recent Achi evements In Mechatronics,
Automation, Computer Sciences And Robotics , MACRo -2013, ISSN 2247 -0948, ISSN -L
2247 -0948, Tirgu Mures, 2013.
[42] B. Schaeffer și D. Gilbert, Analysis of the SEPIC Converter , 2010. [Interactiv]. Available:
http://web.cecs.pdx.e du/~tymerski/ece445/groups/SEPIC_analysis_Team_2.pdf.
[43] D. Zhang, AN-1484 Designing A SEPIC Converter , Texas Instruments, 2013.
[44] J. Falin, Designing DC/DC converters based on SEPIC topology , Analog Applications
Journal, 4Q 2008.
[45] A. S. Tai wo și J. Y. Oricha, Modeling, Steady -State Analysis of a SEPIC dc -dc Converter
Based on Switching Function and Harmonic Balance Technique , Journal of Power and
Energy Engineering, vol. 2, pp. 704 -711, 2014.
[46] I. Szekely, L. Turos , I. Hegyi și G. Csern áth, SEPIC Based Solar Array Simulator , Acta
Electrotehnica, Academy of Technical Sciences of Romania, Technical University Of Cluj –
Napoca, vol. 55, nr. 3 -4, pp. 135 -141, 2014, ISSN 2344 -5637 .
[47] Hanwha Q.Cells GMBH, Q6LMXP3 -G2 [Interactiv]. Available: https://www.q –
cells.com/uploads/tx_abdownloads/files/Hanwha_Q.CELLS_GmbH_Data_sheet_Q6LMXP3
-G2_2012 -10_Rev01_EN_01.pdf.
[48] G.-L. Francisco M., Model of Photovoltaic Module in MATLAB , în Secondo Congreso
IberoAmericano de estudiantes de Ingineria Electrica, Electronica y Computacion,, 2005.
[49] R. Ridley, Analyzing the Sepic Converter , [Interactiv]. Available:
http://www.switchingpowermagazine.com/downloads/Sepic%20Analysis.pdf.
[50] L. Yuan, L. Taewon, P. Fang. Z. și L. Dichen, A Hybrid Contr ol Strategy for Photovoltaic
Simulator , în Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2009. APEC 2009.
Twenty -Fourth Annual IEEE.
[51] L. Balogh, A practical Introduction to Digital Power Supply Control [Interactiv]. Available:
http://www.ti.co m/lit/ml/slup232/slup232.pdf.
[52] L. Turos , G. Csernáth și I. Szekely, Practical synthesis of various control methods for
digitally adjusted DC -DC converters , in 14th International Conference on Optimization of
Electrical and Electronic Equipment OPTIM 2014 May 22 -24, 2014, Brasov, Romania, An
IEEExplore and ISI biannual International Conference
[53] Ituner inc., OpenUPS , [Interactiv]. Available: http://www.mini -box.com/OpenUPS
[54] Linear Technology Corporation, LTC3780 High Efficiency, Synchronous, 4-Switch Buck –
Boost Controller , 2005. [Interactiv]. Available:
http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/3780ff.pdf.
[55] Microchip Technology Inc., PIC18F46J50 Family Data Sheet , 2009. [Interactiv]. Available:
http://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/39931b.pdf.
[56] Maxim Integrated, Digital adjustment of DC -DC Converter Output Voltage in Portable
Applications , 06 August 2002. [Interactiv]. Available:
http://www.maximintegrated.com/en/app -notes/index.mvp/id/818.
[57] Texas Instruments, Quad, 8 -bit, Low -Power, Voltage Output, I2C Interface Digital -To-
Analog Converter , [Interactiv]. Available: http://www.ti.com/cn/lit/gpn/dac 5573 .
[58] M. J. Pelgrom, Analog -to-Digital Conversion , London New York: Springer Dordrecht
Heidelberg, 2010, ISBN 978 -90-481-8887 -1.
[59] A. K. Maini, Digital Electronics: Principles, Devices and Applications , John Wiley & Sons,
2007, ISBN 978 -0-470-03214 -5.
[60] I. Szekely și F. Sandu, Circuite Electronice de Conversie a Semnalelor Analogice și
Digitale , București: Matrix Rom, 2001, ISBN 973 -685-305-5.
[61] M. J. Demler, High -speed Analog -to-digital Conversion , San Diego: Academic Press, Inc.,
1991, CIP 90 -49744.
[62] Microchip Technology Inc., 7/8-Bit Single/Dual I2C Digital POT with Volatile Memory ,
2013. [Interactiv]. Available:
69 http://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/22096b.pdf.
[63] G. Csernáth și L. Turos , Embeddable, smart, DC operated micro -UPS for sma ll and mid
sized battery backup applications , în OPTIM, 13th International Conference on Optimization
of Electrical and Electronic Equipment, Brasov, Romania, May 24 -26, 2012, An IEEExplore
and ISI biannual International Conference
[64] L. Turos și G. Cs ernáth, Widely Configurable, DC Operated UPS for Small and Mid Sized
Battery Backup Applications , Acta Universitatis Sapientiae, Electrical and Mechanical
Engineering, An International Scientific Journal of Sapientia University, vol. 3, pp. 61 -81,
2011.
[65] L. Turos și I. Szekely, Convertor DC -DC reglabil digital , în Sesiunea de Comunicari
Stintifice a Scolii Doctorale Creativitate si Inventica, Universitatea “Transilvania”, Brasov,
25 may 2013, ISSN 2067 -3086.
[66] L. Turos , G. Csernáth și I. Szekely, Energy Efficient Output Regulation with Adaptive
Behaviour in a DC -DC UPS. The 7th International Conference Interdisciplinarity in
Engineering, INTER -ENG 2013, "Petru Maior" University of Tîrgu Mureș Romania, ISI
conference, 10 -11 October 2013, Elsevier, PROTCY1222, Procedia Technology, Volume
12, 2014, pp. 34 -41, 15 -JAN-2014, ISSN 2212 -0173
[67] Intel, Power Supply Design Guide for Desktop Platform Form Factors Revision 1.1 , March
2007. [Interactiv]. Available:
http://www.for mfactors.org/developer \specs \PSU_DG_rev_1_1.pdf.
[68] L. Duguleană, Statistică în Cercetare , Universitatea "Transilvania" din Brașov, 2012.
[69] Linear Technology Corporation, LTC4020 55V Buck -Boost Multi -Chemistry Battery
Charger , 2013. [Interactiv]. Available: http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/4020fb.pdf.
[70] USB Implementers Forum, Universal Serial Bus Usage Tables for HID Power Devices ,
November 1997. [Interactiv]. Available: http://www.usb.org/developers/hidpage/pdcv10.pdf.
[71] Newtons4 th Ltd, Testing RFI Line Filters -Frequency Response Analysis , [Interactiv].
Available: http://www.newtons4th.com/wp -content/uploads/2010/03/APP016 -Testing -RFI-
Line-Filters -Frequency -Response -Analysis.pdf.
[72] A. Martin, AN-2162 Simple Success With Conducted EMI From DC -DC Converters , Texas
Instruments, 2013.
[73] Texas Instruments, High -Voltage 1 -A Step -Down Switching Regulator , [Interactiv].
Available: http://www.ti.com.cn/cn/lit/ds/symlink/lm5010.pdf.
[74] Texas Instruments, LM5642/LM5642X Hig h Voltage, Dual Synchronous Buck Converter
with Oscillator Synchronization , 2013. [Interactiv]. Available:
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm5642.pdf.
[75] Linear Technology Corporation, LT3791 60V 4 -Switch Synchronous Buck -Boost LED Driver
Controller , 2014. [Interactiv]. Available: http://www.linear.com/product/LT3791.
[76] L. Westlund, Random Number Generation Using the MSP430 , Texas Instruments, 2006.
[77] F. James, A review of pseudorandom number generators , Computer Physics
Communications, pp. 329-344, May 1990.
[78] Cypress Semiconductor Corporation, 16-Bit Pseudo Random Sequence Generator Datasheet
PRS16 V3.4 , 2014. [Interactiv]. Available: http://www.cypress.com/?docID=34131.
[79] T. Daimon, Spread -Spectrum Clocking in Switching Regulators for EMI Reduction , Special
Selection on Analog Techniques and Related topics, IEICE Transactions Fundamentals
Vol.E86 -A, No. 2, 2003.
[80] Linear Technology Corporation, LTC6902 Multiphase Oscillator with Spread Spectrum
Frequency Modulation , [Interactiv]. Available: http://www.linear.com/product/LTC6902.
[81] L. Turos , G. Csernáth și I. Szekely, EMI reduction techniques in digitally controllable
power supplies , 8th International Conference Interdisciplinarity in Engineering, INTER –
ENG 2014, 9-10 October 2014, Tirgu Mures, Romania, Elsevier, Procedia Technology, vol.
19, pp. 554 -561, 2015.
70 [82] LDS Ltd., Understanding FFT Windows , 2003. [Interactiv]. Available: www.physik.uni –
wuerzburg.de/~praktiku/Anleitung/Fremde/ANO14.pdf.
[83] J. R. Ca rson, Notes on the theory of modulation , Proceedings of the IEEE, vol. 10, nr. 1, pp.
57-64, February 1922.
[84] Atmel, 8465H AVR XMEGA C 8 -bit Atmel XMEGA C Microcontroller Manual , 2014.
[Interactiv]. Available: http://www.atmel.com/images/atmel -8465 -8-and-16-bit-avr-
microcontrollers -xmega -c_manual.pdf.
[85] Texas Instruments, SLAU208N MSP430x5xx and MSP430x6xx Family User’s Guide , 2014.
[Interactiv]. Available: http://www.ti.com/lit/ug/slau208n/slau208n.pdf.
[86] Microchip Technology Inc., DS30575A PIC18F97J94 Family 8 -bit LCD Flash
Microcontroller with USB and XLP Technology , 2012. [Interactiv]. Available:
http://ww1.microchip.com/ downloads/ en/DeviceDoc/30575A.pdf.
71
Convertoare de energie configurabile digital de eficiență ridicată
implementate pe circuite computaționale avansate
Rezumat
În teza de doctorat se studiază convertoarele de energie configurabile digital, cu aplicații diverse
cum ar fi convertoare de tensiune utilizate în autovehicule, surse neîntreruptibile, simulatoare
electronice. Pentru testarea convertoarelor în scenarii gr eu de obținut pe cale naturală se pot
utiliza convertoare configurabile digital care emulează caracteristicile dispozitivelor electronice
cu care convertorul interacționează, acestea fiind amplasate la intrarea (ex. rețea fotovoltaică)
sau la ieșirea conve rtorului de testat (ex. baterie sau o sarcină electronică). Prin tehnici digitale și
metode hibride de control a transferului de energie, respectiv printr -un management optim al
energiei la dispoziție aceste convertoare integrabile și configurabile pot obț ine performanțe
superioare în cazul aplicațiilor de putere mică și medie. Totodată se prezintă soluții pasive și
active de reducere a interferențelor electromagnetice, care sunt inerente în sursele electronice în
comutație.
Digitally configurable high efficiency energy converters
implemented on advanced computational circuits
Abstract
In the thesis digitally configurable energy converters are discussed, having diverse applications
such as voltage converters used in automotive environment, uninterrupt able power sources,
electronic simulators. In order to test the converters in different scenarios, hard to obtain in
natural conditions, digitally configurable converters can be used to emulate certain
characteristics of electronic devices which interact w ith the converter, whether it is connected at
the input (such as a photovoltaic network) or at the output (such as a battery or electronic load)
of the equipment to be tested. Using digital and hybrid control techniques to control energy
transfer and apply ing optimal management of the energy available in the system, these integrated
and configurable energy converters can perform better in small and medium power applications.
On the other hand, there are also presented passive and active solutions in order t o reduce
electromagnetic interference that are inherent in switching power supplies.
72
CURRICULUM VITAE
Nume/ Prenume: TUROS Laszlo -Zsolt
Data și locul nașterii: 24 August 1978, Tîrgu Mureș, jud. Mureș, România
Adresă: str. Cutezanței, nr. 46/20, Tîrgu Mureș, jud. Mureș, România
E-mail: tlaci@gautinfo.ro; turosl@yahoo.com
Studii:
1992 -1996 Liceul Teoretic Bolyai Farkas din Tîrgu Mureș, jud. Mureș profilul
informatică
1996 -2001 Studii superioare la secția de Automatică și Informatică Industrială a
Facultății de Inginerie, Universitatea Petru Maior din Tîrgu Mureș
2001 -2002 Studii de masterat în specializarea Sisteme Automate Avansate de
Conducere a proceselor Industriale și Energ etice, Universitatea Petru Maior din Tîrgu
Mureș
2012 -2015 Studii doctorale,Universitatea Transilvania din Brașov, domeniu de
doctorat: Inginerie Electronică și Telecomunicații
Experiență profesională:
1999 -2000 Administrator rețea, predare curs Bazele Informaticii la fundația
Euromconect , Tîrgu Mureș, România
2000 -2004 Inginer software de cercetare și dezvoltare la S.C. Integrasoft S.R.L . din
Tîrgu Mureș , România
2004 -2013 Inginer proiectant de cercetare și dezvo ltare hardware și software la
S.C.Aages S.R.L din Tîrgu Mureș , România
2008 -prezent Administrator și Inginer proiectant de cercetare și dezvoltare hardware și
software la P.F.A. Turos Laszlo Zsolt din Tîrgu Mureș , România
Experiență tehnică:
Sisteme de op erare: DOS, Windows, Linux
Limbaje de programare: Basic, Pascal, C, C++, Visual C++, Java, Python, LabWindows
Medii de simulare: MATLAB, PSPICE, LTSpice
Medii de proiectare: Orcad, Altium
Sisteme încorporate:Programare în limbaj C și ASM
Activitate științ ifică:
13 lucrări (10 lucrări ca prim autor, 3 lucrări ca al doilea autor), dintre care o lucrare în
curs de publicare într -o revistă ISI, 5 lucrări prezentate la conferințe ISI proceedings, 3
lucrări publicate în reviste BDI, 2 lucrări prezentate la confe rințe BDI, 2 lucrări
prezentate la conferințe naționale.
Recenzor pentru revista IEEE Transactions on Power Electronics , și alte conferințe IEEE
Limbi vorbite:
Română, Maghiară, Engleză: avansat
73
CURRICULUM VITAE
Name: TUROS Laszlo -Zsolt
Time and Place of birth: 24 August 1978, Tîrgu Mureș, jud. Mureș, România
Address: str. Cutezanței, nr. 46/20, Tîrgu Mureș, jud. Mureș, România
E-mail: tlaci@gautinfo.ro; turosl@yahoo.com
Studies:
1992 -1996 Bolyai Farkas high school, Tîrgu Mureș, jud. Mureș
1996 -2001 Petru Maior University of Tîrgu Mureș, Engineering Faculty, Bachelor
Degree: Automation and Industrial Informatics
2001 -2002 Petru Maior University of Tîrgu Mureș, Engineering Faculty, Master’s
Degree: Advanc ed Automation Systems of Control for Industrial and Energy Processes
2012 -2015 Transilvania University of Brasov, Faculty of Electronics and
Telecommunication, PHD studies
Professional experience:
1999 -2000 Network Administrator and lecturing Basic Inform atics courses at
EuromConnect foundation, Tîrgu Mureș, România
2000 -2004 Research and Development Software Engineer at S.C. Integrasoft S.R.L .,
Tîrgu Mureș , România
2004 -2013 Research and Development Hardware and Software Engineer at S.C.Aages
S.R.L , Tîrgu Mureș , România
2008 -present Administrator and Research and Development Hardware and Software
Engineer, P.F.A. Turos Laszlo Zsolt, Tîrgu Mureș , România
Technical experience:
Operating systems: DOS, Windows, Linux
Programming Languages: Basic, Pascal, C, C ++, Visual C++, Java, Python,LabWindows
Simulation: MATLAB, PSPICE, LTSpice
Design: Orcad, Altium
Embedded systems: Programming in C and ASM
Scientific activity:
13 papers (10 papers as first author, 3 papers as second author), one paper in course of
publishing in an ISI journal, 5 papers presented at ISI proceedings conferences, 3 papers
published in BDI journals, 2 papers presented at BDI conferences, 2 papers presented at
national conferences.
Reviewer for IEEE Transactions on Power Electronics journal and several other IEEE
conferences
Limbi vorbite:
Romanian, Hungarian, English: advanced
Copyright Notice
© Licențiada.org respectă drepturile de proprietate intelectuală și așteaptă ca toți utilizatorii să facă același lucru. Dacă consideri că un conținut de pe site încalcă drepturile tale de autor, te rugăm să trimiți o notificare DMCA.
Acest articol: Investește în oameni [600883] (ID: 600883)
Dacă considerați că acest conținut vă încalcă drepturile de autor, vă rugăm să depuneți o cerere pe pagina noastră Copyright Takedown.