Invertor trifazat de tensiune cu tolernață la defecte Autor: Ianoși Claudia -Maria Conducător științific: Prof. dr. ing. Dan Floricau BUCUREȘTI 2019… [629419]

1

UNIVERSITATEA POLITEHNICA din BUCUREȘTI

FACULTATEA DE INGINERIE ELECTRICĂ

DEPARTAMENTUL DE MĂSURARI, APARATE ELECTRICE ȘI CONVERTOARE
STATICE

PROIECT DE DIPLOMA

Invertor trifazat de tensiune cu tolernață la
defecte

Autor: Ianoși Claudia -Maria

Conducător științific: Prof. dr. ing. Dan Floricau

BUCUREȘTI

2019

2
Cuprins

Introducere ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. . 3
Capitolul 1. Principalele moduri de defectiuni ………………………….. ………………………….. ……….. 6
1.1. Clasificarea defectelor IGBT -urilor ………………………….. ………………………….. ……………. 6
1.2. Mecanismele de defect ale IGBT -urilor ………………………….. ………………………….. ……… 7
1.3. Protectia cu sigurante fuzibile a modulelor IGBT ………………………….. …………………….. 9
Capitolul 2. Sisteme tolerante la defecte ………………………….. ………………………….. ……………… 11
2.1. Definiții și metrici (valori) de comparație ………………………….. ………………………….. ….. 11
2.2. Dis pozitivul redundant ………………………….. ………………………….. ………………………….. .. 12
2.3. Redundanta de faza ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……. 15
2.4. Convertor redundat de stare ………………………….. ………………………….. …………………….. 25
Capitolul 3. Simulari ale topologiilor redundante la defecte ………………………….. ………………. 26
3.1. Invertorul trifazat de tensiune cu patru brațe fara conectare la punctul de mijloc al
legaturii de condensataore. ………………………….. ………………………….. ………………………….. … 26
3.1.1. Structura redundanta la primul defect. ………………………….. ………………………….. … 26
3.1.2. Structura redundanta la al doilea defect ………………………….. ………………………….. . 31
3.2. Invertorul trifazat de tensiune cu patru brațe, avand topologie redundantă a fazei, cu
folosirea a trei triace conectate la brațul de rezervă. ………………………….. ………………………. 35
3.3. Invertorul 3L -FC ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……….. 37
Concluzii ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. .. 40
Referințe ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. … 41

3
Introducere

În următorul deceniu, vectorul "electricitate" va juca un rol dominant în toate
sectoarele industriale moderne ale societății noastre. Nu există, sau foarte puține, arii
tehnologice care pot pretinde că se dezvoltă în mod substanțial și competitiv fără a se baza
direct pe energia electrică. Acest lucru este în mod incontestabil cazul atunci când eficiența
energetică și performanța funcțională trebuie să ajungă simultan la optim. Prezentat în toate
sectoarele industriale convenționale (industria grea, procesele și transformarea, transportul,
energia elec trică), tehnologiile electrice au tendința acum și în viitor să pătrundă în sectoare
mai sensibile și de înaltă tehnologie. Sectoare extrem de critice și solicitante din punct de
vedere tehnologic, cum ar fi energia nucleară staționară (boilerul pentru cen trale nucleare) și
energia nucleară (nave și submarine nucleare). [1]

Fig. 0.1. Aplicatii ale invertoarelor

În toate aceste sectoare avansate, se pare că performanțele energetice și funcționale nu
mai sunt obiectivele unice ale proiectanților: fiabil itatea componentelor electronice, siguranța
în exploatare a dispozitivelor electrice și, în general, disponibilitatea sis temelor predominant
electrice [3] [4 ], sunt chestiuni esențiale de proiectare care trebuie abordate, astfel încât
această schimbare teh nologică către "all -electric" nu este numai de succes și durabilă, ci este o
sursă de progres social și are un impact economic puternic. [1]

4
Fiabilitatea mecanismelor de acționare cu turație reglabilă ac este o zonă de interes
deosebit pentru toți membrii comunității de discuri și a pieței. Acest lucru este valabil în
special pentru industriile militare, aerospațiale și auto care adoptă din ce în ce mai mult
sisteme de viteză variabilă pentru a îmbunătăți eficiența și performanțele sistemului în
ansamblu. E xistă anumite aplicații critice de siguranță, cum ar fi sistemul de direcție, pompele
de combustibil și sistemele de frânare cu fir, în care funcționarea mecanismului de acționare
este de o importanță capitală și trebuie asigurată funcționarea continuă a s istemului. Drept
rezultat, redundanța paralelă este adesea folosită pentru aceste sisteme, deși la un cost ridicat
al sistemului. [2]
Necesitatea acestor sisteme de toleranță la erori a inspirat multă cercetare în zonă.
Analiza, modelarea și simularea dif eritelor defecțiuni ale invertorului și mașinii au fost
prezentate în multe lucrări [5] and [6 ]. [2]
Siguranta electrica este abilitatea unei componente, a unui dispozitiv sau a unui sistem
de a-și păstra integritatea fizică și cea a mediului său imediat c ând isi face aparitia un eșec
critic permanent și complet. În mod ideal, această capacitate poate fi (sau ar trebui să fie …)
obținută direct de designul structural și de alegerea judicioasă a materialelor, se vorbește în
acest caz de securitate pasivă i ntegrată; este de asemenea obținut, în practică, prin adăugarea
de componente și dispozitive auxiliare de protecție autonome sau în plus față de securitatea
pasivă concepută anterior pentru a extinde aria de acoperire a acesteia față de defecțiunile care
pot sa apara. [1]
În acest context, această lucrare își propune să contribuie la definirea structurilor
electronice de putere adaptate și a noilor convertoare care sunt sigure și reconfigurabile cu
proprietăți interne de toleranță la erori capabile să abord eze toate aplicațiile pe care le -am
menționat. [1]
In ciuda unei evoluții foarte clare a performanțelor lor electrice și termice în ultimii
ani, componentele semiconductoare și modulele de putere rămân și vor rămâne fără îndoială
printre cele mai fragile e lemente ale sistemelor de conversie. Ele sunt primele victime ale
oricăror constrângeri și defecțiuni excesive care pot apărea pe parcursul duratei d e funcționare
a echipamentului. [1]
Această problemă este în mod evident o preocupare majoră în aplicațiile de mare
putere, datorită însăși naturii sistemelor implicate (de exemplu, transportul și distribuția
energiei, tracțiunea feroviară, rețelele de la bord). [1]
În acest domeniu, topologiile și modurile de insuficiență se află în centrul problemei.
Cu toate acestea, problema care trebuie tratată nu este în mod evident aceeași, în funcție de
faptul dacă este vorba despre topologii de conversie în serie (de exemplu, invertoare

5
multicelulare pe mai multe niveluri, cascadă cu efect de redundanță activă în serie) sau în
cazul topologiilor de conversie paralelă (de exemplu, faze intercalate, asocieri paralele de
convertoare). În primul caz, este vorba despre întărirea, prin proiectare și tehnologie, a
modului de eșec intrinsec al componentelor în scurtcircuit, pent ru a profita de redundanța
structurală, în timp ce în al doilea caz, dimpotrivă, componentele trebuie să fie proiectate
complet pentru a prezenta un mod de defectare pentru terminalele cu circuit deschis sau
pentru a proiecta o rețea de întrerupătoare pasi ve, integrate, de deconectare pasive asociate
acelorași componente. Gestionarea componentelor și celulelor redundante este, de asemenea,
foarte diferită în cazul unei topologii serial și paralel. [1]
În primul capitol, se face o scurta prezentare a clasifi carii defectiunilor si a
mencanismelor de defectare a IGBT -urilor care poat afecta invertorul de tensiune.
În cel de -al doilea capitol vom subliniaza necesitatea limitarii acestor defecțiuni și de
celula defectă a acestui invertor prin dispozitive cu mai multe poli, dispozitive de separare
pasivă sau mixte cu tăiere controlată, sub formă de siguranțe integrate și. Se va arăta că
această operație de izolare este esențială pentru a conecta, într -o formă serială sau paralelă la
celula defectă, o celulă de re zervă pasivă redundantă. Structura de conectare automata a
celulelor de rezervă va fi detaliată, deoarece este propusa din punctul meu de vedere, datorită
simplității și integrității sale. [1]
În capitolul al treilea se prezinta cateva simulari realizate i n PSIM si Matlab/Simulink,
detaliind o parte din topologiile introdus în capitolul 2.

6
Principalele moduri de defectiuni

În zilele noastre, electronica de putere joacă un rol important în acționările cu motor,
interfețele de utilități cu surse regenera bile de energie, transmisia de putere (de exemplu
sistemele de curent continuu de înaltă tensiune și sistemele flexibile de transmisie de curent
alternativ), vehicule electrice electrice sau hibride și multe alte aplicații. Prin urmare,
fiabilitatea electr onicii de putere devine din ce în ce mai vitală și ar trebu i să atragă mai multă
atenție [8 ]. [7]
Insulated Gate Bipolar Transistors (IGBT) sunt semiconductoare hibride, care au
avantajele rezistenței scăzute la starea de funcționare, controlului tensiunii porții și zonei largi
de lucru în siguranță. IGBT -urile sunt, de asemenea, una dintre cele mai importante
componente, precum și dispozitivele electrice utilizate pe scară largă în sistemele electronice
de putere în domeniul mai mare de 1 kV și 1 kW. Confo rm sondajului, cele mai utilizate
dispozitive de putere pentru ap licații industriale sunt IGBT [9 ]. [7]

1.1. Clasificarea defectelor IGBT -urilor

Comportamentele de defecțiune catastrofală ale IGBT -urilor pot fi clasificate drept
defecțiuni de circuit des chis și scurtcircuit. În mod normal, defectarea circuitului deschis este
considerată ca nereușită pentru convertoare, deoarece convertorul poate funcționa cu o calitate
inferioară a ieșirii. Dimpotrivă, eșecul de scurtcircuit este aproape fatal pentru conv ertoare,
deoarece curentul de scurtcircuit necontrolat poa te distruge IGBT -ul defect și/ sau alte
componente din circuit. [7]

1.1.1. Defecțiuni în circuit deschis
Izolarea circuitului deschis IGBT se poate produce după deconectarea externă din
cauza vibraț iilor, precum și prin prinderea sau ruperea firelor de legătură datorită curentului
de scurtcircuit ridicat. Poate conduce la curent pulsatoriu, distorsiune curent / tensiune de
ieșire și duce la o defecțiune secundară a altor componente după o anumită per ioadă de timp.
De asemenea, circuitul deschis poate fi cauzat de absența semnalului de acționare a porții.
Motivele obișnuite ar putea fi deteriorarea componentelor din drivere și deconectarea dintre
placa șoferului și IGBT -uri. [7]

7
1.1.2. Defecțiune la scurtcircuit
Modurile IGBT de scurtcircuit pot fi clasificate în funcție de secvența de timp. IGBT
scurtcircuit în timpul pornirii poate fi cauzată de tensiunea ridicată a porții și de defectarea
externă. Defectarea în stare de funcționare poate fi cauzată de blocarea statică sau de creșterea
rapidă a temperaturii intrinseci cauzate de defalcarea a doua, precum și de șocurile energetice.
Defecțiunea în timpul opririi poate fi cauzată de blocarea dinamică și de defectele de înaltă
tensiune. Defecțiunea în ti mpul staționării poate fi cauzată de fenomenul de răscolire termică.
[7]

1.2. Mecanismele de defect ale IGBT -urilor

În general, mecanismele de insuficiență catastrofică sunt mai legate de fizica
semiconductorilor și de condițiile de muncă suprasolicitat e. După cum se menționează în
figura 1, există două mecanisme de defecțiune a circuitului deschis și a celor patru de
scurtcircuit. [7]

1.2.1. Mencanisme de defctiune in circuit deschis
Izbucnirea circuitului IGBT nu este fatală pentru convertizor imediat , dar poate duce
la defectarea secundară a altor dispozitive și a convertorului. Mecanismele sunt următoarele
[7]:
a) Îndepărtarea sau ruperea firului de legătură.
Principalele mecanisme sunt legate de nepotrivirea coeficienților de dilatare termică
(CTE) între Silicon și Aluminiu, împreună cu gradientele de temperatură ridicată. Ruperea
pornește la periferia interfeței de lipire, iar firul de legătură se ridic ă în cele din urmă când
ruperea se propagă spre zona de legătură centrală mai slabă [10 ]. Sârmele de legare la
emițătorul central nu funcționează în mod normal în primul rând și apoi urmează firele de
legătură de supraviețuire. [11] [7]

b) Eroarea drivearului de poartă.
Există div erse cauze ale defecțiunii driverului , cum ar fi dispozitivele de putere (de
exemplu BJT sau MOSFET) deteriorate; fire între placa d e unitate și IGBT deconectat [12 ].
Eroarea driverului poate duce la întreruperi intermitente IGBT, la tensiunea de ieșire
degradată și la suprasolicitarea a ltor IGBT -uri și condensatoare. [7]

8
1.2.2. Mecanisme de defecțiune la scurtcircuit
Izolarea IGBT de scurtcircuit poate duce la distrugerea potențială a IGBT care a eșuat,
a IGBT -urilor rămase și a altor componente, deoarece induce curentul necontrolat ridicat prin
circuit . Eșecul de scurtcircui t poate fi clasificat ca fiind următoarele patru tipuri diferite. [7]

a) Defalcarea la tensiuni înalte.
Tensiunile inalte induse de rata scăzută de cădere a curentului cole ctor (IC) și
inductanței pot distruge IGBT în timpul opririi, în special în cazul v ârfur ilor repetitive
[13,14 ]. Datorită vârfului ridicat de tensiune de deconectare, câmpul electric poate ajunge în
câmpul critic și poate descompune mai întâi una sau mai multe celule IGBT și poate duce la
un curent de scurgere ridicat și la o temperatură locală ridicată. Ulterior, fluxul de căldură
difuzează radial din regiunea supraîncălzită către celulele vecine. Tensiunea colector -emițător
(VCE) se prăbușește după vârf de tensiune, iar IC se ridică din nou. De asemenea, terminalul
poarta poate de aseme nea să nu funcționeze, ceea ce duce la creșterea tensiunii de poartă
(VGE). Valoarea mare a VCE și VGE poate duce, de asemenea, la scurtcircuit în timpul
pornirii. O distrugere bruscă și un curent de vârf se întâmplă după câteva microsecunde în
timpul porn irii. [7]

b) Închidere statică / dinamică.
Blocarea este o condiție în care curentul colectorului nu mai poate fi controlat de
tensiunea porții. În ceea ce privește figura 3, blocarea se întâmplă când tranzistorul parazitar
NPN este pornit și funcționează împreună cu tranzistorul principal PNP ca tiristor, iar poarta
pierde controlul IC. Blocarea IGBT poate fi împărțită în două tipuri, blocare statică și
dinamică [15 ]. [7]

c) A doua defalcare.
Cea de -a doua defalcare este un fel de distrugere termi că loc ală pentru tranzistori [16 ]
datorită solicitărilor de curent ridicate, care se pot întâmpla, de asemenea, IGBT -urilor în
timpul funcționării și al opririi. Mecanismul de eșec a celei de -a doua defecțiuni este
următorul: cu creșterea curentului, densitatea spațiului de încărcare a joncțiunii colector -bază
crește, iar tensiunea de defalcare scade, rezultând o creștere suplimentară a densității de
curent. Acest proces continuă până când zona regiunii cu densitate mare de curent se reduce
până la zona minimă a unui filament de curent stabil. Apoi, temperatura filamentului crește
rapid datorită auto -încălzirii și apare o prăbu șire rapidă a tensiunii în IGBT. [7]

9

d) Șocuri de enegie.
În timpul scurtcircuitului la starea "on -state", se poate întâmpla o eroare dat orită
disipării de putere ridicată. Disiparea înaltă a puterii într -un timp scurt este definită ca șoc de
energie. Curentul scurt de scurtcircuit va duce la șocuri de ener gie și la temperaturi înalte
[17,18 ]. Cu toate acestea, IGBT nu va eșua imediat chiar și temperatura de joncțiune
depășește temperatura nominală. Până la atingerea temperaturii intrinseci (aproximativ 250 °
C pentru siliciul dopat), creșterea suplimentară a temperaturii de joncțiune ar conduce la o
creștere exponențială a concentrației pur tătorului și a furtului termic. Cu o creștere
suplimentară a temperaturii, matrița de siliciu poate deveni deteriorată grav, iar metalul de
contact poate migra și în joncțiuni. Chiar și curentul de scurtcircuit este oprit cu succes,
insuficiența de scurtci rcuit ar putea avea loc în continuare după mai multe microsecunde. [7]

1.3. Protectia cu sigurante fuzibile a modulelor IGBT

Cele mai multe defecțiuni sunt prinse de o protecție activă împotriva curentului, care
dezactivează comutatoarele atunci când se detectează o eroare. Cu toate acestea, există cazuri
în care protecția activă nu este suficientă și unde consecințele pot fi catastrofale pentru
convertor și împrejurimile acestuia. O soluție la această problemă ar putea fi o protecție a
siguranței, care n u va împiedica distrugerea IGBT, d ar va împiedica ruptura . Este posibil să
existe o lipsă de dorință de a folosi protecția cu siguranțe în convertoarele IGBT deoarece
necesită un spațiu suplimentar, este un cost suplimentar, introduce pierderi suplimentare și, în
final, o siguranță va adăuga o inductanță în circuit. Aceste dezavantaje pot fi, totuși,
compensate de avantajele cum ar fi lipsa ruperii, reducerea problemelor cu certificarea și lipsa
unei camere de explozie speciale în proiectare și, prin urmare , a costului de producție redus.
[19]

1.3.1. Posibilă localizare a siguranțelor în invertoarele IGBT
Unele locații posibile ale siguranțelor într -un invertor sursă de tensiune [20 ], [21].
Sunt prezentate numai acele soluții care au siguranțe atât în partea superioară, cât și în partea
inferioară a invertorului, deoarece este doar modul de a oferi o protecție completă a
invertorului. [19]
Poate părea foarte evident să se plaseze două siguranțe în legatura dc , deoarece acestea
pot proteja împotriva tuturor defectelor. Cu toate acestea, plasarea în ser ie cu banca de
condensatoare oferă, în principiu, aceeași protecție. Avantajul aici este că siguranțele în serie

10
cu condensatorul nu poartă curentul activ care produce curentul, ci numai curent ul ac. Soluția
de la punctul , în care o siguranță este utilizată în serie cu fiecare IGBT, pare la prima vedere
cea mai scumpă, dar curentul din fiecare dintre cele șase siguranțe este mai mic decât în
siguranțele dc -link. Nu există o rată fixă între curenț ii de sigura nță pentru primul si al treilea
caz deoarece legatura dc poartă în principal o putere activă, în timp ce o siguranță în serie cu
un IGBT poartă atât puterea activă, cât și cea reactivă a sarcinii. [19]

11
Sisteme tolerante la defecte

2.1. Definiții și metr ici (valori) de comparație

Conceptul de sistem de toleranță la erori este acela că acesta va continua să
funcționeze într -o manieră satisfăcătoare după ce a susținut o defecțiune. Termenul
"satisfăcător" implică un nivel minim de performanță după defecți une și, prin urmare, va fi
puternic influențat de cerințele sistemului. În timp ce defecțiunile conținute în motor și in
condensatoarele dc sunt evenimente serioase, această lucrare se limitează la compararea
topologiilor tolerante la erori în cazul în car e defecțiunile rămân în stadiul invertorului de
putere. [2]

Fig. 3.1. Defectele avute in vedere pentru invertor [2]

Defectele avut e în vedere (a se vedea figura 3.1 ) sunt [2]:
a) scurtcircuitul întrerupătorului cu un singur invertor;
b) scurtcircuit de fază-picior;
c) un circuit deschis întrerupător unic;
d) circuit deschis monofazat (intern sau extern la invertor).
Orice topologie de acționare a invertorului tolerantă la defecte este doar o parte cheie a
unui sistem de acționare mai mare. Un sistem de toleranță la erori trebuie să includă o
arhitectură de control adecvată, care include un sistem de monitorizare, o strategie de
detectare a defecțiunilor și o reconfigurare a controlerului pentru manipularea erorilor și
funcționarea ulterioară după defect. [7]
Am propus in aceasta lucrare moi multe modele care tolereaza defectele, clasificate
dupa cum urmeaza.

12
2.2. Dispo zitivul redundant

2.2.1. IGBT -urile press -pack
Spre deosebire de module le clasice , IGBT -urile press -pack sunt intrinsec scurte după o
defecțiune catastrofică, din cauza absenței firelor de legătură și a conexiunii directe între
contactele metalului și metal [22 ]. Această caracteristică poate fi utilizată în mod profitabil
pentru redundanța în serie, unde mai multe dispozitive funcționează c a un singur switch. În
zilele noastre este utilizat pe scară largă în tracțiune, acționări de mare putere și sis teme de
transmisie a puterii [23,24 ]. Cu toate acestea, din motive de exhaustivitate, ar trebui să se
sublinieze f aptul că IGBT -urile de tip "pr ess-pack" eșuate ar putea fi deschise după o anumită
perioadă de timp datorită interacțiunii dintre aluminiul topit (Al), molibdenul (Mo) și Si care
conduce la diferite intermetalice, urmând cu conductivit ate slabă ca circuit deschis [25 ]. [7]

Fig. 3 .2 press -pack IGBT

2.2.2. Invertorul trifazat de tensiune cu conectarea punctului neutru al sarcinii la
punctul de mijloc al legaturii de condensatoare.
O altă metodă este utilizar ea comutat oarelor de by -pass este figura 3.3 [26]. [7]

Fig. 3.3. Invertorul trifazat de tensiune

13

În cazul sarcinilor conectate la stea cu punctul neutru accesibil, numai acest punct va fi
conectat la mijlocul al legaturii DC prin triac [ 27]. [28]
Pentru convertoarele care nu sunt redundante, operația de toleranță la erori este
articulată după cum urmează [28]:
a) individualizarea bratului afectat;
b) dezactivarea driverului bratului defectat;
c) pornirea triacului conectat la bratul defect;
d) modificarea strategiei de control a convertorului (modificarea secvenței
impulsurilor).

2.2.3. Invertorul 3L -FC
Invertorul cu trei niveluri de tensiune (3L) cu condensator intermediar (FC – Flying
Capa citor) este prezentat în Fig. 3.4 pentru configurația semi -punte. Acesta este alcătuit din
două celule de comu tație conectate în serie (S1 -S’1 și S2 -S’2). Între celulele de comutație se
conectează un condensator intermediar (C 3) care este încărcat la jumătate din tensi unea
continuă de alimentare (Ud /2). Pulsurile pentru comanda celulelor sunt defazate cu jumătate
din perioada de comutație. Astf el, se obțin patru stări de comutație, notate cu P, O1, O2 și N.
Stările O1 și O2 sunt stări redundante pentru care tensiunea de ieșire este egală cu zero.
Aceste stări permit dublarea frecvenței aparente de comutație la ieșirea convertorului.
Celelalte st ări, P și N, permit conectarea sarcinii la borna pozitivă, respectiv negativă, a
tensiunii de alimentare. Tensiunea comutată de dispozitivele semiconductoare este jumătate
din tensi unea continuă de alimentare (Ud /2). Conceptul de conversie se poate genera liza
pentru un număr p de celule de comutație conectate în serie. [29]

14

Fig. 3.4. Topologia invertorului 3L -FC

2.2.4. Invertorul multinivel in cascada

O celulă de alimentare defectă într -un convertizor CHB poate duce la costuri ridicate
și pierderi mar i pe partea consumatorului. Cu o strategie de control care tolerează erorile,
funcționarea poate continua cu celulele nedeteriorate; sporind a stfel fiabilitatea sistemului.
Este investigată influența diferitelor defecte asupra convertorului CHB. Se explică metoda de
diagnosticare a erorilor și ocolirea celulelor eșuate. Se propune o strategie de protecție
împotriva erorilor pentru a obține redundanță în redresorul CHB. Conceptul redundant H –
bridge contribuie la rezolvarea defecțiunilor dispozitivului și la creșterea fiabilității
sistemului. Rezultatele simulării verifică performanța strategiei propuse. [30]
Redundanța este realizată dacă putem bypasa celula H -bridge care conține dispozitivul
defect, astfel încât să fie împiedicată o defecțiune în cascadă și să se mențină funcționarea
normală. În comparație cu soluțiile anterioare, această strategie menține același nivel de
tensiune de intrare. [31]
Atunci când unul din dispozitivele semiconductoare de alimentare nu reușește, cheia
pentru a obți ne redundanța e ste de a bypasa comutatorul defect. De fapt, folosim starea
defectuoasă a unui dispozitiv pentru a oco li puntea -H corespunzătoare fără nici u n comutator
de alimentare de by pass suplimentar. Acest lucru necesită deschiderea părții DC nereușite a
punții H și deschiderea latului AC [32 ]. Pentru a atinge acest obiectiv, dacă unul dintre
comutatoarele de sus / de jos nu reușește un alt comutator de sus / de jos este pornit și

15
celelalte doua întrerup ătoare complementare sunt oprite . Figura 4 prezintă principiul d in
spatele bypasarii puntii H defecte . În strategia de mai sus, detectarea unui dispozitiv
scurt circuitat și ocolirea puntii H defectate în timp și corect sunt foarte importante pentru a
preveni propagarea erorilor. Prin urmare, pentru a diagnostica defect ele, se investighează o
celulă H -bridge arbitrară (din celule NH -bridge) în condiții de operare diferite. Pentru acest
studiu, se presupune că un singur întrerupător se scurtcircuiteaza în timpul funcționării . [31]
Dacă comutatorul S1 eșuează (de exemplu, din cauza unei defecțiuni a driverului
comutatorului S1), modul de funcționare "0" va genera o stare de scurtcircuit prin S2 și
condensatorul de pe magistrala DC. De fapt, dacă driver -ul S2 simte că tensiunea pe IGBT (în
starea ON) este mai mare decât valoa rea sa tipică, este detectată starea de scurtcircuit, ieșirea
respectivă a driver -ului este încet oprită și ieșirea de eroare este activată imediat. Eroarea de
ieșire oferă o întrerupere a algoritmului de protecție, pentru a lua o decizie și de a bypasa
celulă H -bridge defecta . [33] [34 ] [31]
După detectarea defecțiunii și diagnosticarea locației de eroare, algoritmul de protecție
trebuie să ocolească celula care a eșuat utilizând strategia di figura și să informeze
controlorul principal să opereze cu celu le N în loc de celule N +1. [31]
A Fault -Tolerant Control Strategy for Cascaded H -Bridge Multilevel Rectifiers

2.3. Redundanta de faza

2.3.1 Topologia simpla
Se prezintă in figura 3.5 cazul unui convertor redund ant care tolerează erorile. De fapt,
acest convertor are un picior suplimentar conectat la fiecare dintre cele trei faze ale sarcinii cu
un dispozitiv static capabil să conducă bidirecțional curentul. Versiunea statică a
dispozitivului de rupere este prefe rată față de cea mecanică, deoarece pornirea trebuie
efectuată în condiții de încărcare, cu hazarde minore și mai rapidă decât cu întreruptoare
mecanice. [28]
Diagnosticarea defecțiunilo r și funcționarea tolerantă a erorilor a convertorului
redundant sunt articulate după cum urmează [28]:
1) individualizarea bratului defectat;
2) dezactivarea driverului bratului defectat ;
3) închiderea triacului conectat la bratul defect;
4) transferul comenzii de comutare la dispozitivele redundante.
Schema de control al toleranței la defecțiune este următoarea: în primul rând,
semnalele de acționare ale porților celor două întrerupătoar e din piciorul defect (de exemplu,

16
S1 și S2) sunt setate să fie zero; în al doilea rând, comutatorul bidirecțional adecvat este
declanșat (de exemplu, t1); în cele din urmă, cei doi întrerupătoare în fază redundantă (de
exemplu, S7 și S8) sunt controlate d e semnalele de acționare a porții pentru a relua rolul celor
două comutatoare în piciorul defect. [7]

Fig. 3.5. Topologia invertorului trifazat cu toleranta la defecte

2.3.2. Invertorul trifazat de tensiune cu patru brațe fara conectare la punctul de mijloc
al legaturii de condensataore.

2.3.2.1. Structura de conexiune in caz de urgenta la primul defect
Continuitatea alimentării fazei poate fi realizată într -o primă dir ecție prin conectarea
unui singur braț de rezervă în parale l, unde este necesar să se introducă cât mai multe
elemente de conectare stea, încât să fie salvate faze active. Deși destul de complexă, această
primă schemă permite conservarea unei tensiuni și a unei puteri de alimentare de 100% . [1]
Se propune in Fig. 3.6 o abordare diferită care exploatează proprietatea primu lui mod
de defectare a celulelor de putere într -o stare reziduală ohmic de valoare foarte mică, aproape
de scurtcircuit, prin urmare, pent ru a realiza un alt mod de a conecta un dispozitiv de salvare
brațul în fază, nu în paralel cu celula prin terminal ul de fază ca, dar în serie cu celulele
defectuoase pe partea stâlpului magistralei DC. Astfel, elementul de conectare poate fi redus
la două diode simple, blocat în sens invers sub jumătate din tensiunea busului DC în modul
nominal, apoi pasiv alternativ la fiecare alternanță a curentului de încărcare prin chips -uri
defecte în mod ohmic. Brațul de rezervă este astfel conectat spontan și instan taneu la fază
imediat ce cele două siguranțe au izolat celula defectă și asigură continuitatea misiunii la

17
100% din tensiune și putere. În versiunea trifazică sau polifazică, la fel de multe perechi de
diode ca și celelalte faze, fiecare pereche trebuie să fie conectată în paralel cu un punct comun
de conectare al brațului de rezer vă, așa cum se arată în figura 3.6 ). [1]

Fig. 3.6. Structura de conexiune sigura la primul defect
În modul normal, trebuie remarcat faptul că cele două tranzistoare ale brațulu i de
rezervă și ale diodelor de conectare sunt blocate sub jumătate din tensiunea magistralei fără
nici o aplicație, așadar, într -o stare de așteptare foarte scăzută, care ar putea fi redundantă
pasivă calificată " călduță "(doar un curent foarte scăzut de scurgere inversă circulă în
intersecții). [1]

2.3.2.2. Structura de conexiune in caz de urgenta la al doilea defect
Un eșec pe un al doilea braț activ va determina, conform aceluiași proces, izolarea
simetrică a acestui braț de către cei doi poli ai magi stralei DC. Comutatorul de diode al
acestui braț conectează spontan faza respectivă cu brațul de salvare paralel, care este deja
activ în modul de urgență, deoarece a fost declanșat de prima defecțiune anterioară. Cele două
faze în cauză se găsesc în paral el cu diodele lor de conectare respective și sunt alimentate de
același braț de rezervă. Dacă acest mod degradat pare a fi conceput pentru topologii paralele
în DC / DC (chopper multifazic cu brațe paralelizate) sau în DC / AC (invertor cu brațe
paraleliza te), asigurându -se că faz ele paralele nu sunt cuplate , în toate celelalte configurații de
aplicații se pare că este necesar un al doilea braț de rezervă echipat cu dispozitivul său de
conectare dedicat. Pentru a putea comuta o celulă în mod indiferent la u nul sau la alt braț de
rezervă, diodele de conectare trebuie înlocuite cu comutatoare controlate, de regulă tiristo are,
așa cum se arată în Fig. 3.7 . Aceste tiristoare au proprietăți de joasă tensiune ; Cu toate
acestea, tiristoarele care nu sunt active, adi că blocate, vor trebui să sufere dv/ dt al uneia dintre

18
brațele de rezervă. Acest principiu este, în mod evident, generalizabil, deși mai comple x, din
cauza numărului de drivere care trebuie adăugate . [1]

Fig. 3.7. Structura de conexiune sigura la primul defect

2.3.3. Cazul invertoarelor NPC si ANPC cu trei niveluri de tensiune
Invertoarele cu niveluri multiple au găsit aplicații de succes în transmisii electrice de
putere de medie tensiune, cum ar fi miniere, pompe, ventilatoare și tracțiuni. Întrucât
invertoarele cu mai multe niveluri au un număr mare de dispozitive de alimentare, orice
defecțiune a dispozitivului poate cauza funcționarea anormală a unităților electrice și necesită
oprirea invertorului și a întregului sistem pentru a evita deteriorarea gravă a acestuia. Cu toate
acestea, în unele procese industriale critice cu preocupări ridicate în ceea ce privește costurile
și siguranța, o fiabilitate ridicată și supraviețuirea sistemului de acționare este foarte
importantă. Prin urmare, funcționarea cu toleranță la erori a invertoarelor pe mai multe
niveluri a atras atenția în ultimii ani, iar câțiva cercetători s -au adresat problemelor tolerante la
erori pentru topologiile populare pe mai multe niveluri, cum ar fi invertoarele cu puncte de
neutru (NP C), invertoarele cu condensatoare de zbor invertoare în cascadă in punte H și
invertoare generalizate. În majoritatea soluțiilor care tolerează erorile, trebuie adăugate
componente suplimentare (cum ar fi dispozitivele electrice, siguranțele sau chiar pici oarele de
fază) la invertoarele standard pe mai multe niveluri pentru funcționarea cu toleranță la erori.
Acest lucru va duce la creșterea costului și poate chiar să reducă capacitatea invertoarelor și a
sistemelor de antrenare datorită utilizării mai mult or componente. Mai mult decât atât, în
invertoare pot apărea atât defecțiuni deschise, cât și scurte, în funcție de caracteristicile și
mecanismul de defectare a dispozitivelor de alimentare; astfel, o schemă cuprinzătoare de
toleranță la erori ar trebui s ă ia în considerare ambele condiții de eșec. Invertoarele ANPC au

19
o fiabilitate mai mare decât invertoarele NPC atunci când este permisă o deratizare pentru
sistemul de acționare cu funcționare cu toleranță la erori. Dacă nu este permisă o operațiune
deran jată, cei doi invertoare au o fiabilitate similară pentru defecțiunea deschisă a
dispozitivului, în timp ce invertoarele 3L -NPC au o fiabilitate mai mare decât invertoarele 3L –
ANPC pentru eșecul scurt al dispozitivului. [35]

2.3.1. Cazul invertorului NPC
În figura 3.8 se prezintă invertorul cu trei niveluri de tensiune (3L) cu punct neutru
fixat (Neutral Point Cla mped – NPC) în montaj punte trifazata . Sursa de tensiune continuă
principală Vdc este împărțită în două surse secundare, realizate cu ajutorul a do ua
condensatoare . Punctul median PM (sau O) al bateriei de condensatoare este utilizat pentru
realizarea nivelului de tensiune intermediar. Structura 3L -NPC pentru cazul semipunte
monofazata conține patru înt reruptoare de putere bipolare (T1, T1c, T2 și T 2c) și un
întreruptor de putere tripolar format de cele doua diode . Întreruptoarele bipolare sunt
bidirecționale în curent, în timp ce întreruptorul tripolar conține două stări unidirecționale.
Toate dispozitivele semiconductoare sunt solicitate la jumătate din tensi unea continuă de
alimentare (E /2). [29]
Utilizând comanda POD -SPWM structura 3L -NPC are, de asemenea, trei niveluri de
tensiune (Vdc/2, 0 și -Vdc/2) și trei secvențe de comutație: P (T1 on, T2 off), O (T1 off, T2
off) și N (T1 off, T2 on). Întrer uptoarele T1 și T1c, respectiv T2 și T 2c, sunt comandate
complementar pe întregul ciclu. Un ciclu este reprezentat de perioada tensiunii de referință
(vrefA). Ca urmare a nivelului intermediar de tensiune, ondulațiile curentului sunt reduse la
jumătate în comparație cu structura clasică 2L. Un alt avantaj îl reprezintă calibrul în tensiune
al întreruptoarelor care este, de asemenea, redus la jumătate. Comanda întreruptoarelor
depinde de semnul tensiunii de referință. Dacă tensiunea de referință este pozitiv ă,
întreruptoarele T1 și T 1c comută la frecvența de comutație , în timp ce T2 este comandat off și
T2c este comandat on. Atunci când tensiunea de referință este negativă, comanda
întreruptoarelor se inversează: T2 și T2c sunt comandate la frecventa de comut atie, în timp ce
S1 este comandat off și S1c este comandat on. Ca urmare, frecvența aparen tă (efectivă) de
comutație a tensiunii de ieșire este egală cu frecventa de comutatie. Diodele clamp care
formează întreruptorul tripolar , funcționează complementar cu întreruptoarele exterioare T1 și
T2. Înlocuind întreruptorul unidirecțional Dc cu alte două tipuri de întreruptoare tripolare se
pot obține alte structuri cu trei niveluri (3L -Bidirectional -Vienna și 3L -Active -NPC). [29]

20

Fig. 3.8. Invertorul NPC in topologia clasica si topologia redundanta

Izolarea de eroare poate fi realizată în același mod ca și la invertorul cu două nivele,
printr -o structură simetrică cu două căi, aranjate pe cei doi poli ai magistralei D C, așa cum se
arată în Fig. 3.8. Optiunea cu tiristor face posibila declanșarea celor două siguranțe în serie
printr -o cale externă a brațului, ceea ce face posibilă asigurarea tuturor scenariilor de
defecțiune dacă sunt în scurtcircuit sau în circuit , datorită diodelor clemelor și diodelor
brațu lui însuși, care asigură întotdeauna o conexiune fază -la-mijloc la E / 2 în modul de
urgență printr -un braț suplimentar (Mai multe moduri de gestionare a acestui braț al patrulea
pot fi imaginate: standby, filtru activ cu PM pentru a elibera un grad de lib ertate asupra

21
modulației vectoriale). Acest braț poate fi înlocuit cu o sursă de alimentare a punctului
exterior extern, izolat și simetric (E, E / 2, 0), așa cum este frecvent la putere mare; în modul
de avarie, va fi necesar să studiați cu atenție caract eristicile de reversibilitate ale acestei surse
de alimentare externe, astfel încât toate modurile de funcționare să fie posibile. [1]
Orice defect intern se traduce prin izolarea dubla a polililor DC si prin punctul de
mijloc a bratului defect, care este conectat automat la un braț al patrulea prin două diode de
comutare care permit continuitatea fazei. Celelalte două brațe își continuă operațiunea
normală în trei nivelurile de la punctul central comun DC. [1]

2.3.2. Cazul invertorului ANPC
Celula de com utație 3L -ANPC este derivată din structura 3L -NPC. Întreruptorul
tripolar unidire cțional format din cele doua diode este înlocuit cu un întreruptor tripolar
bidirecțional care conține două tranzistoare de putere. Aceste tranzistoare împreună cu diodele
conectate în anti -paralel formează întreruptoarele bidirecționale T1c și T 2c. Ca urmare,
numărul total de dispozitive de putere active (tranzistoare) este egal cu șase pentru un brat .
[29]
În figura 3.9 se prezintă invertorul 3L-ANPC. Invertorul este alimentat de la o sursă de
tensiune principală Ud care conține două surse de tensiune secundare, realizate cu ajutorul
condensatoarelor C1 și C2. Întreruptoarele de putere se pot grupa în trei c elule de comutație
elementare: T1 -T1c, T2 -T2c și T3 -T3c. Structura are mai multe grade de libertate dec ât
invertoarele 3L -NPC și poate fi comanda tă cu diferite strategii PWM [36 ]. Aceste strategii de
comandă diferă prin numărul secvențelor de comutație zero, care pot fi utilizate pentru o mai
bună distribuție a pierderilor to tale la nivelul dispozitivelor semiconductoare de putere. Se
poate folosi comanda DF (Double Frequency) – PWM care dublează frecvența aparentă de
comutație la ieșirea convertorului. Utilizând strategia DF -PWM, tensiunea de ieșire are trei
niveluri (Ud/2, 0 și –Ud/2) și șase stări de comutație: P (T1 on, T1c off, T2 off, T2c on și T3
on), O1P (T1 off, T1c on, T2 off, T2c off și T3 on), O2P (T1 on, T 1c off, T2 off, T2c on și T3
off), O1N (T1 off, T1c on, T2 on, T2c off și T3 on), O2N (T1 off, T1c off, T2 off, T2c on și
ST3 off) și N (T1 off T1c on, T2 on, T2c off și T 3 off). Starea P înseamnă conectarea sarcinii
spre borna pozitivă a sursei de tensiune continuă de alimentare. În acest caz, te nsiunea de pol
este egală cu Ud /2. Pentru starea N, sarcina este cone ctată la borna negativă a sursei de
tensiune continuă și ten siunea de pol este egală cu -Ud/2. Stările de comutație zero (O1P,
O2P, O1N și O2N) transmit la bornele sarcinii nivelul de tensiune intermediar (0 V).
Comutațiile spre/dinspre stările intermediar e zero determină pierderile în comutație. Acestea
depind direct proporțional cu tensiunea comutată și cu frecvența de comutație. Pierderile în

22
conducție depind, în principal, de valoarea efectivă a curentului de sarcină și nu pot fi
influențate în stările P și N. În schimb, aceste pierderi pot fi influențate, pentru nivelurile
intermediare (0 V), prin selecția traseelor de circulație a curentului. Se observă două tipuri de
trasee, cel superior (upper) și cel inferior (lower). Traseul su perior conține întrer uptoarele T1c
și T3, iar cel inferior este format de întreruptoarele T2c și T 3c. Dezvoltarea strategiei DF –
PWM are la bază două strategii PWM elementare de numite PWM -1 și PWM -2. În cazul
comenzii PWM -1 celulele 1 și 2 comută la frecvență joasă, egală cu fr ecvența tensiunii de
referință, în timp ce a 3 -a celulă comută la frecvența de comutație pe întregul ciclu. Ca
urmare, întreruptoarele celulelor 1 și 2 au doar pierderi în conducție. Întreruptoarele T3 și T3c
prezinta atat peirderi in conductie cat si pier deri in comutatie. [29]

Fig. 3.9. Topologia invertorului ANPC

Fig. 3.10. Defectiuni ale comutatoarelor din zona centrala a bratului

23

Fig. 3.11. Structura completa de izolare a unui brat

Defectiunea circuitului deschis cu mai multe dispozitive este un defect comun al
ANPC (Active Neutral -Point Clamped) invertor cu trei nivele de tensiune si afecteaza
stabilitatea funcționării întregului sistem. [37]
Topologia cu trei nivele ANPC are avantajele topologiei NPC pe trei nivele. În plus,
poate depăși gene rarea dezechilibrate a pierderilor de putere a dispozitivelor de putere cauzate
de frecvența de comutare diferită, utilizând diferite stări de comutare zero. Are o mult mai
mare libertate de sistem și strategii mult mai flexibile de control, care pot utili za diferite
strategii de control PWM pentru a controla sistemul pentru a realiza performanțele
corespunzătoare. În consecință, invertorul ANPC a atras o atenție deosebită cercetătorilor din
întreaga lume și devine matur ca sistem, dar în prezent defecțiune a de circuit deschis cu mai
multe dispozitive este una dintre defectele urgente care trebuie rezolvate. [37]
Topologiile invertorului cu mai multe niveluri sunt mult mai noi și mai complicate,
astfel încât cercetarea pentru toleranta la defectiunie este mu lt mai târzie. În ultimii ani,
invertoarele cu mai multe niveluri au fost utilizate pe scară largă în domeniul industrial,
datorită avantajelor lor inerente, nivelurilor de producție mai ridicate, conținutului mai mic al
armonicilor și așa mai departe, com parativ cu invertoarele cu două niveluri. Prin urmare,
cercetătorii din acest domeniu din întreaga lume au acordat o atenție deosebită invertoarelor
cu mai multe niveluri și au fost facute unele realizări privind controlul toleranței la erori a
invertorulu i cu trei niveluri NPC (Neutral Point -Clamped). [37]
Topologia invertorului cu trei nivele active cu punct neutru a devenit un punct de
cercetare atragator în momentul în care a fost propus. Poate echilibra pierderile de putere ale
dispozitivelor de alimen tare cu invertor prin alegerea a patru stări de comutare zero pentru a

24
reduce posibilitatea de avarie a acestor dispozitive cu frecvență mare de comutare. Astfel,
invertorul ANPC are o stabilitate de operare mult mai mare comparativ cu invertoarele NPC.
Cu toate acestea, nu este suficient și este necesar să se realizeze controlul toleranței la erori
pentru invertoarele ANPC pentru a îndeplini cerințele de înaltă stabilitate ale invertoarelor
utilizate în anumite ocazii speciale de import. [37]
Topologia inv ertorului cu trei nivele AN PC a fost prezentată în figura 10 . Se poate
observa din topologie că invertorul cu trei nivele ANPC transformă cele două diode fixate ale
fiecărui braț de punte de la invertorul cu trei niveluri NPC în module IGBT pentru a adăuga
căile de curgere ale stării zero. [37]

– prima clasă se referă la defecțiunile a cel puțin unui comutator în zona centrală a
brațului A NPC, așa cum se arată în Fig. 11 , adică T2 sau T3 sau T'1 sau T'2. În acest
caz, apare o rețea internă de scu rtcircuit pe ntru nivelurile {E, 0}, identic cu structura
NPC. Un prim mod de reconfigurare (modul 1) este propus în Fig.11 : constă în
izolarea numai a ramurii defecte care implică T2 – T'1, resp. T3 – T'2, pe partea
mediană, de către ansamblul format din siguranța F'1 și tiristorul Th'1 resp. F'2 și Th'2
(este posibilă o variant ă cu separator pasiv controlat) . Cu toate acestea, în ceea ce
privește NPC, dublarea tensiunii este necesară pentru T1 și T4 pentru a rezista
defecțiunii T2 sau T3. În plus, implementarea aceste i strategii implică o detectare și
localizare foarte selectivă a defectului care urmează a fi proiectat și validat în viitor.
Un al doilea mod de reconfigurare (modul 2) este acceptarea unei reduceri a jumătății
din domeniul de modulație prin transferul pu terii numai la jumătatea superioară a
busului DC (implicit pe T2 sau T'2) sau inferior (implicit la T3 sau T'1) și gestionarea
echilibrării la jumătatea punctului prin două surse externe izola te, așa cum se arată în
fig. 3.10 ) [1] [39]
– a doua clasă se ocupă de defecțiuni localizate pe unul dintre cele două comutatoare
complementare zonei centrale, așa cum se arată în Fig.21e), adică T1 sau T4. În aceste
condiții, când T1 eșuează resp. T4, nivelul Vs = 0 resp. Vs = E, implică din nou o
dublare a tensiunii pe T2 resp. T3 pentru a accepta fu ncționarea continuă, p ropunem
două alternative care constau fie în acceptarea unei reduceri a jumătății din intervalul
de modulare prin transferarea din nou a puterii doar de jumătatea superioară a
magistralei DC (cazul unei defecțiuni la T4) sau mai mică (cazul unei defecțiuni pe
T1) și gestionarea echilibrării punctului mediu cu două s urse externe de energie
izolate ; fie pentru izolarea completă a brațului ANPC de către cei trei poli de pe
magistrala DC, incluzând punctul in termediar, prin siguranțele F +, F și FPM și prin

25
două tiristoare ThDC și ThPM (multe variante posibile inclusiv un deconectator pasiv
comandat) în modul de r econfigurare 5. Astfel, Fig. 3.11 dă, într -o fază, schema
completă de izolare a brațului ANPC și con exiunea sa cu un braț de rezervă colectat în
conform itate cu conceptul de brevet [38 ], folosind doar două diode suplimentare de
conectare. [1]
2.4. Convertor redundat de stare

Unele circuite au capacități redundante inerente, cum ar fi convertorul cu matr ice
redusă și convertorul trei -nivel e de tip T , care poate gestiona defectarea circuitului deschis al
comutatoarelor. Mai mult decât atât, cercetătorii au propus modificări la convertoarele
tradiționale pentru a obține capacitatea de toleranță la erori, cu m ar fi un convertor îmbunătățit
cu trei niveluri pe ntru aplicații fotovoltaice , un convertor DC -DC cu punte H cu picior
auxiliar și celule selector (HBALSC) . Este de remarcat faptul că eșecul de scurtcircuit este
mai dificil de manevrat decât circuitul de schis, și de obicei are nevoie de timpi foarte scurți de
detectare. [7]

26
Simulari ale topologiilor redundante la defecte

3.1. Invertorul trifazat de tensiune cu patru brațe fara conectare la punctul de
mijloc al legaturii de condensataore.

Siumularile au fos t realizate in Matlab/Simulink.
Pentru implementarea comenzii SPWM se utilizează câte un comparator pe fiecare
fază. Acestea compară trei semnale sinusoidale de referință (care formează un sistem simetric)
cu unul triunghiular de frecvență ridicată. Se consideră o sarcină RL și se studiază solicitările
în tensiune ale întreruptoarelor de putere, ondulațiile curentului . [40]

3.1.1. Structura redundanta la primul defect.
Ne-am propus in figura 4.1 o structura care exploateaza proprietatea primului mod d e
defect al celulelor de pe un brat intr -o stare aproape de scurticrcuit si care realizeaza un mod
de a conecta bratul de rezerva in serie cu celulele care se defecteaza. Elementul de conectare
este dat de doua diode simple, blocate in sens invers sub juma tate din tensiunea sursei de
alimentare si care trec in curent alternativ la fiecare alternanta a curentului de incarcare. In
versiunena trifazata abordata am adaugat mai multe perechi de diode, fiecare preche fiind
conectata la un punct comun al bratului redundant. [1]
Se prezinta diferitele secvente de operare: functionare normala inainte defect, apoi
aplicarea unui semnal de comanda al defectiunii la momentul de timp t = 0.1s, se produce
comutarea pe bratul redundant care asigura continuitatea functionar ii sistemului.

Fig. 4.1. Comanda PWM

27

Fig. 4.2. Schema in simulink a invertorului trifazat de tensiune cu tolernata la defecte

28
In fig. 4.6 , conectarea bratului de rezerva se face dupa un scurt interval de timp dupa
aplicarea semnalului de comanda al defectiunii. Ar fi necesar sa se introduca un timp de
intarziere inainte de inceperea bratului de urgenta pentru a evita supratensiunea pe
comutatoarele bratului redundant. [1]
Pentru schema de comanda, am masurat cu ajutorul unui apermetru valoarea
curen tului de pe fiecare faza. Aceasta valoare a fost trecuta prin blocul Continous RMS din
libraria Simulink. Am comparat aceasta valoare cu valoarea minima admisa pentru curentul
de pe faza respectiva. La functionare normala (inainte de producerea unei defec tiuni), cand se
compara cele doua valori, vom avea la iesirea comparatorului valoarea zero. In momentul
producerii unei defectiuni, curentul v -a scadea sub valoare admisibila, iar iesirea
comparatorului trece in 1 si se mentine asa pana la intreruperea ali mentarii converotorului
pentru reparatii. Mentinerea in 1 a semnalului de la iesirea comparatorului pentru toata durata
functionarii invertorului, este posibila prin folosirea folosirea blocului M atlab Function si a
coudului:

Fig. 4.3. Codul pentru ment inerea alimentarii bratului redundant

In timpul functionarii normale, invertoarele de pe bratul redundant nu primesc semnal
de comanda. Daca se defecteaza unul dintre aceste brate, pentru a nu trimite trei semnale
diferite de comanda catre cele doua celul e de rezerva, am mai utilizat inca doua blocuri
Matlab Function.
Semnalul de la iesirea comparatorului este introdus in alt bloc Matlab Function care
compara aceasta valoare cu cu celelalte doua iesiri ale ale comparatoarelor de pe celelalte
doua faze.
Primul bloc da comanda tranzistorul redundant de pe alternanta pozitiva cu valoare
zero in timpul functionarii narmale a invertorului (nici un curent nu scade sub valoarea
admisibila). In momentul in care apare o defectiune, iar curentul de pe oricare faza s cade sub
valoarea admisibila, atunci cu ajutorul codului de mai sus se poate da la iesire doar secventa
de comanda pentru alternanta pozitiva corespunzatoare bratului care s -a defectat. Al doilea
bloc indeplineste aceeasi functie, cu deosebirea ca la iesir ea lui va exista secventa de comanda

29
pentru alternanta neg ativa a bratului avariat. Deci al doilea comparator este folosit pentru a
comanda bratul redundan cu secventa de comanda corespunzatoare bratului care s -a defectat.

Fig. 4.4. Modelarea in simulin k cu blocuri MATLAB Function pentru generarea automata a secventei de comanda pentru
celulele redundante

Fig. 4.5. Codul pentru generarea automata a secventei de comanda pentru celulele redundante

A. Curentul de la iesire

Fig. 4.6. Formele de una al e curentilor de pe fiecare faza de la iesirea invertorului

30

B. Tensiunea de la iesire

Fig. 4.7. Formele de unda ale tensiunii de linie
si tensiunii de faza

31
3.1.2. Structura redundanta la al doilea defect
Este propusa o structura care exploateaza proprietatea unui al doilea defect pe un brat
intr-o stare aproape de scurticrcuit si care realizeaza un mod de a conecta al doilea bratul de
rezerva in serie cu celulele care se defecteaza. In fig. 4.8 se poate obse rva cum bratul de
rezerva este conectat spontan si instantaneu la faza celor doua sigurante care au izolat celula
defecta si asigura continuitatea circuitului la aceleasi valori ale tensiunii si puterii. [1]
Comanda pentru acest brat se face foarte asemana tor cu cel de -al patrulea brat, cu
mentiunea ca celulele acestuia intra in conductie numai atunci cand exista in circuit doua
brate defectate. Acest lucru este posibil prin folosirea a doua blocuri Matlab Function din
figura in care am introdus codul din F ig. 4.10.

Fig. 4.8. Structura redundanta la al doilea defect

32

Fig. 4.9. Modelarea in simulink cu blocuri MATLAB Function pentru generarea automata a secventei de comanda pentru al
patrulea brat

Fig. 4.10. Modelarea in simulink cu blocuri MATLAB Fun ction pentru generarea automata a secventei de comanda pentru al
cincelea brat

33

Fig. 4.11. Codul pentru generarea automata a secventei de comanda pentru al cincelea brat

La momentul de timp t1 = 0.04s s -a aplicat un semnal de comanda pentru
scurtcircui tarea primului brat corespunzator fazei A a invertorului, sigurantele de acest brat
vor izola celulele de comutare. Cat timp unul dintre brate este defect, celelalte brate asigura
continuitatea in alimentare dar cu o reducere a curentului, care acum este d efazat la 180
si o
reducere a tensiunii de linie la 50% . Dupa 0.04s se conecteaza cel de -al patrulea brat, iar
sistemul functioneaza din nou cu parametrii initiali.
Se aplica un semnal de comanda pentru defectarea celui de -al doilea brat la momentul
de timp t 2 = 0.1 2s, cele doua sigurante izoleaza celula de comutare, iar apoi dupa 0.04s se
produce comutarea pe bratul redundant care asigura continuitatea functionarii sistemului.

A. Curentul de la iesire
Fig. 4.12. Formele de una ale curentil or de pe fiecare faza de la iesirea invertorului

34

B. Tensiunea de la iesire

Fig. 4.13. Formele de unda ale tensiunii de linie
, a tensiunii de faza
si a tensiunii de faza

35

3.2. Invertorul trifazat de tensiune cu patru brațe, avand topologie redundantă a
fazei, cu folosirea a trei triace conectate la brațul de rezervă.

Fig. 4.14. Schema in simulink invertorului trifazat de t ensiune cu tolernata la defecte

36
A. Curent ul de la iesire

Fig. 4.15. Formele de una ale curentilor de pe fiecare faza de la iesirea invertorului

B. Tensiunea de la iesire

Fig. 4.16. Formele de unda ale tensiunii de linie
si tensiunii de faza

37
3.3. Inverto rul 3L -FC

Fig.14 este o simulare PSIM ™ pentru invertorul cu trei niveluri de tensiune (3L) cu
condensator intermediar pentru configuratia in punte trifazata.
A fost creat un model de simulare in programul PSIM in care am utilizat o sarcina
trifazata R -L pentru a verifica schema propusa. Tensiunea continua de intrare este de 100V,
iar condensatorul C este preincarcat la jumatate din tensiunea de alimentare, adica 50V.

Fig. 4.17. Schema in PSIM a invertorului 3L -FC

Fig. 4.18. Schema de comanda in PSI M a invertorului 3L -FC

38

Fig. 4.19. Schema de comanda in PSIM a intrerupatoarelor folosite pentru generarea defectului

Pentru comanda unei celule se compara un semnal de referinta sinusoidal cu doua
semnale purtatoare triunghiular, al doilea semnal triung hiular este intarziat cu jumatate din
perioada de comutatie, 180grade. Se folosesc doua comparatoare pentru fiecare brat. Iesirea
primului comparator s -a folosit pentru comanda intreruptoarelor coomplementare T1 -T1c. Al
doilea comparator foloseste acelasi semnal de referinta si il compara cu al doilea semnal
purtator. Iesirea celui de -al doilea comparator se foloseste pentru comanda intreruptoarelor
complementare celei de -a doua celula T2 -T2c. Semnalul de referinta ne da frecventa pentru
fundamentala tensiu nii de iesire, in acest caz 50Hz.

Fig. 4.20. Comanda pentru primul brat al invertorului

In functionari normale, prezenta nivelului intermediar de tensiune determina ca
ondulațiile curentului sa fie reduse la jumătate in comparație cu structura clasică 2L.
Tensiunea de la iesire este jumătate din tensiunea continuă de alimentare (Ud/2). De
asemenea, tensiunea comutată de dispozitivele semiconductoare este redusă, în comparație cu

39
conversia clasică 2L. Studiul ondulațiilor curentului de ieșire s e pot face cu ajutorul analizei
FFT pentru tensiunea uAO. Fiecărei armonici de tensiune i se atribuie o armonică de curent.
Daca am pune un filtru pe partea de iesire s -ar reduce mai mult ondulatiile.
Indiferent care semiconductor este defectat, este întotdea una posibilă reconfigurarea
topologiei invertorului pentru ca acesta să funcționeze ca un invertor cu două celule, care
poate garanta doua niveluri de tensiune. In acest caz atunci cand se defecteaza tiristorul T1 se
poate forta sa se inchida in acelasi ti mp si tiristorul complememtar Tc1.
L-a momentul de timp 0.04 secunde, IGBT -urile T2a si T2ac se scurcircuiteaza prin
inchiderea celor doua comutatoare bidirectionale, iar comutatorul c2 se va deschide.

Fig. 26 Forma de unda a tensiunii de faza

Fig. 4.21 Forma de unda a curentului de pe faza A

40
Concluzii

41
Referințe

[1] Dou, Zhifeng. Sûreté de fonctionnement des convertisseurs – Nouvelles structures de
redondances pour onduleurs sécurisés à t olérance de pannes. PhD, Institut National
Polytechnique de Toulouse, 2011 .
[2] B. A. Welchko, T. A. Lipo, T. M. Jahns and S. E. Schulz, "Fault tolerant three -phase AC
motor drive topologies: a comparison of features, cost, and limitations," in IEEE
Transactions on Power Electronics, vol. 19, no. 4, pp. 1108 -1116, July 2004.
[3] Sûreté de fonctionnement des systèmes industriels, Alain Ville meur, Collection de la DER
EdF, Eyrolles, 1988.
[4] Norme AFNOR Réf. X60 -500, Terminologie relative à la fiabilité – Maintenabilité –
Disponibilité , octobre 1988.
[5] D. Kastha and B. K. Bo se, “Investigation of fault modes of voltage -fed inverter system for
induction motor drive,” IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 30, pp. 1028 –1038, July/Aug.
1994.
[6] N. Bianchi, S. Bolognani, and M. Zigliotto, “Analysis of PM synchronous motor drive
failur es during flux weakening operation,” in Conf. Rec. IEEE Power Electronics
Specialists Conf., vol. 2, 1996, pp. 1542 –1548 .
[7] R. Wu, F. Blaabjerg, H. Wang, M. Liserre and F. Iannuzzo, "Catastrophic failure and
fault-tolerant design of IGBT power elec tronic converters – an overview," IECON 2013 –
39th Annual Conference of the IEEE Industrial Electro nics Society, Vienna, 2013, pp.
507-513.
[8] H. Wang, M. Liserre, and F. Blaabjerg, "Toward reliable power electronics – challenges,
design tools and opportu nities," IEEE Industrial Electronics Magazine, vol. 7, no. 2, pp.
17-26, Jun. 2013.
[9] S. Yang, A. T. Bryant, P. A. Mawby, D. Xiang, L. Ran, and P. Tavner, “An industry –
based survey of reliability in power electronic converters,” IEEE Transactions on Indus try
Applications, vol. 47, no. 3, pp.1441 – 1451, May/Jun. 2011.
[10] W.S. Loh, M. Corfield, H. Lu, S. Hogg, T. Tilford, and C.M. Johnson, “Wire bond
reliability for power electronic modules – effect of bonding temperature,” Proceedings of
International Conf erence on Thermal, Mechanic al and Multi -Physics Simulatio n
Experiments in Microelectronics and Micro -Systems, pp.1 -6, Apr. 2007.
[11] M. Ciappa, “Selected failure mechanisms of modern power modules,” Microelectronics
Reliability, vol. 42, no. 4 -5, pp. 653 -667, Apr./May. 2002.

42
[12] K. S. Smith, L. Ran, and J. Penman, “Real -time detection of intermittent misfiring in a
voltage -fed PWM inverter induction -motor drive,” IEEE Transactions on Indstri al
Electronics, vol. 44, no. 4, pp. 468 -476, Aug. 1997 .
[13] B. Wang, A. Hu, Y. Tang, and M. Chen, “Analysis of voltage breakdown characteristic
of IGBT,” Transactions of China Electrotechnical Society, vol.26, no. 8, pp.145 -150,
Aug. 2011.
[14] X. Perpiñà, J. F. Serviere, X. Jorda, S. Hidalgo , J. Urresti -Ibanez, J. Rebollo, and M.
Mermet -Guyennet, “Over -current turn -off failure in high voltage IGBT modules under
clamped inductive load,” Proceedings of 13th European Conference on Power Electronics
and Applications (EPE '09), pp.1 -10, 2009.
[15] B. J. Baliga, “F undamental of power semiconductor devices,” Springer: 2008,
ISBN:9780387473130, pp.938 -948.
[16] P. L. Hower and K. Reddi, “Avalanche injection and second breakdown in transistors,”
IEEE Transanctions on Electron Devices, vol. 17, no. 4, pp. 320, Apr. 1970 .
[17] A. Benmansour, S. Azzopardi, J. C.Martin, and E.Woirgard, “Failure mechanisms of
trench IGBT under various short -circuit conditions,” Proceeding of I EEE Power
Electronics Specialists Conference 2007 (PESC 2007), pp. 1923 – 1929, 2007.
[18] R. S. Chokhawala, J. Catt, and L. Kiraly, “A discussion on IGBT shortcircuit behavior
and fault protection schemes,” IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 31, no.
2, pp. 256 – 263, Mar./Apr. 1995.
[19] Iov, Florin & Abrahamsen, Flemming & Blaabjerg, F & Ries, Kelly & Rasmussen, H &
Bjornaa, “ Fusing IGBT -based Inverters ”, Presented at 2001 PCIM Conference .
[20]. F. Abrahamsen, C. Klumpner, F. Blaabjerg, K. Ri es, H. Rasmussen – Lowinductive
fuses in Dc -link Inverter Applicatio ns. Proceed. of PCIM '2000, pp. 523-528.
[21]. F. Abrahamsen, C. Klumpner, F. Blaabjerg , K. Ries, H. Rasmussen – Fuse protec tion of
IGBT's against rupture, Proceed. of NORPIE 2000, pp.64 -68.
[22] S. Eicher, M. Rahimo, E. Tsyplakov, D. Schneider, A. Kopta, U. Schlapbach, and E.
Carroll, “4.5kV press pack IGBT designed for ruggedness and reliability,” Proceedings
of 39th IAS Annual Meeting Industry Applicat ions Conference, vol. 3, pp. 1534 – 1539,
2004.
[23] Y. Uchida, Y. Seki, Y. Takahashi, and M. Ichijoh, “Development of high power press –
pack IGBT and its applications,” Proceedings of 22nd International Conference on
Microelectronics, vol.1, pp. 125 -129, 2 001.
[24] O. S. Senturk, S. Munk -Nielsen, R. Teodorescu, L. Helle, and P. Rodriguez, “Electro –
thermal modeling for junction temperature cyclingbased lifetime prediction of a press –

43
pack IGBT 3L -NPC -VSC applied to large wind turbines,” Proceedings of IEEE E nergy
Conversion Congress and Exposition (ECC E2011), pp. 568 -575, Sept. 2011.
[25] S. Gunturi, D. Schneider, and C. Res, “On the operation of a press pack IGBT module
under short circuit conditions,” IEEE Transanctions on Advanced Packaging, vol. 29, no.
3, pp. 433 –440, Aug. 2006.
[26] T. A. Lipo, T. M. Jahns, and S. E. Schulz, “Fault tolerant three -phase AC motor drive
topologies: a comparison of features, cost, and limitations,” IEEE Transactions on Power
Electronics, vol. 19, no. 4, pp. 1108 -1116, Jul. 2004.
[27] B. A. Welchko, T. A. Lipo, Thomas M. Jahns, Steven E. Schulz, “Fault Tolerant Three –
Phase AC Motor Drive Topologies: A Comparison of Features,cost and limitation”,
IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 19, No. 4, July 2004.
[28] F. Genduso, R. Miceli and G. Ricco Galluzzo, "Flexible power converters for the fault
tolerant ope ration of Micro -Grids," The XIX International Conference on Electrical
Machines – ICEM 2010, Rome, 2010, pp. 1 -6.
[29] Dan Floricau. “ELECTRONICĂ DE PUTERE PENTRU SISTEME DE CONVERSIE A
ENERGIEI EOLIENE ”, SEMINAR ȘTIINȚIFIC , Facultatea de Inginerie Electrică
Universitatea POLITEHNICA din București Departamentul de Măsurări, Aparate
Electrice și Convertoare Statice , 8 Decembrie 2016 .
[30] Yasmeena, Dr.G.Tulasi Ram Das , “Cascaded multilevel Inverters: A Survey of
Topologies, Controls, and Applications ”, Internation al Journal of Scientific &
Engineering Research, Volume 4, Issue 8, August -2013 .
[31] Imaneini, Hossein & Farhangi, Shahrokh & Schanen, Jean -Luc & Khakbazan -Fard,
Mahboubeh. (2010). A Fault -Tolerant Control Strategy for Cascaded H -Bridge
Multilevel Rectifiers. Journal of Power Electronics. 10. 10.6113/JP E.2010.10.1.034.
[32] W. Song and A.Q. Huang, “Control strategy for fault -tolerant cascaded multilevel
converter based STATCOM,” in Proc. Applied Power Electronics Conference, APEC
2007, pp. 1073 – 1076, Feb. /Mar. 2007.
[33] V. John, B. -S. Suh, and T.A. Lipo, “Fast clamped short circuit protection of IGBTs,”
IEEE -IAS Transactions on Industry Applications, Vol. 35, No. 2, pp. 477 -486, Mar./Apr.
1999.
[34] F. Huang, and F. Flett, “IGBT fault protection based on di/dt feedback control” in Proc.
IEEE PESC conf., pp. 1478 -1484, Jun. 2007.
[35] S.Vivekanandan , J.PadmaPriya , “Design of Simplified Active NPC (ANPC) Inverters for
Fault Tolerant Operation Using WECS ”, RESEARCH INVENTY: Inte rnational Jou rnal
Of Engineering And Science, ISSN: 2278 -4721, Vol. 2, Is sue 3 (February 2013), PP 30 –

44
39, Www.Researchinventy.Com .
[36] D. Floricau and F. Richardeau, New multilevel converters based on stacked commutation
cells with shared power devices, IEEE T ransactions on Ind. Electronics, Vol.58, No.10,
pp. 4675 –4682, Oct.2011.
[37] Shi-Zhou Xu, Chun -jie Wang, F Lin, Shi -Xiang Li , “Fault -Tolerant Control of ANPC
Three -Level Inverter Based on Order -Reduction Optimal Control Strategy under Multi –
Device Open -Circuit Fault ” Published in Scientific Reports 2017 , IEEE Access2019 .
[38] Sotirios Gekenidis, Ezatollah Ramezani and Hansrudi Zelle r, Explosion Tests on IGBT
High Voltage Modules, ISPSD, May 1999, Toronto, Canada, pp. 129 – 132.
[39] S. Konrad, I. Zverev, Protection concepts fo r rugged IGBT modules, European Power
Electronics Journal, Vol. 6, n°3 -4, Dec. 1996.
[40] Dan Floricau, “L2. Creșterea eficienței invertorului trifazat de tensiune prin utilizarea
unor comenzi opti male de tip DPWM ”, Universitatea POLITEHNICA București .