Invertor Monofazat de Laborator Pentru Surse de Energie Regenerabila

Invertor monofazat de laborator pentru surse de energie regenerabilă

Cuprins:

1 Introducere……………………………………………………………………………………………………………….1-2

Generalității…………………………………………………………………………………………………….1

Locul și importanța electronicii de putere………………………………………………………..1-2

Surse de energii regenerabile………………………………………………………………………….2-3

2 Conectarea sistemelor de energie regenerabile(SER) la rețea……………………………………..3-7

2.1. Introducere…………………………………………………………………………………………………..3-4

2.2. Cerinte tehnice pentru conectarea la sistem a centralelor fotovoltaice…………………….4

2.3. Cerinte pentru integrarea în SCADA si echipamentele de telecomunicatii………………5

2.4.Probleme care apar la conectarea surselor fotovoltaice la reteaua de energie electrică……………………………………………………………………………………………………………..5-7

3 Invertorul PWM……………………………………………………………………………………………………..7-13

3.1. Generalități………………………………………………………………………………………………….7-8

3.2. Principiul de funcționare……………………………………………………………………………..8-10

3.3. Generarea undei PWM………………………………………………………………………………10-11

3.4. Tranzistorul MOSFET……………………………………………………………………………….11-13

3.4.1. Simbolurile și structura unui MOSFET……………………………………………………….

4 Modelarea și Simularea în Gecko Circuits…………………………………………………………………..

4.1. Modelarea circuitului în Gecko Circuits……………………………………………………………

4.2. Simulari în Gecko Circuits……………………………………………………………………………..

5 Proiectarea invertorului……………………………………………………………………………………………….

5.1. Condiții de proiectare……………………………………………………………………………………….

5.2. Schema electrică……………………………………………………………………………………………

5.3. Module de alimentare…………………………………………………………………………………….

5.3.1 Modulul de alimentare al Driverelor……………………………………………………………

5.3.2 Modulul de alimenatre al Fibrei Optice………………………………………………………

5.4. Schema porturilor de fibră optică ………………………………………………………………………

5.5. Schema circuitului de protecție…………………………………………………………………………..

5.5.1 Calculul rezistenței Rd1 și Rd2…………………………………………………………………

5.5.2 Schema circuitului de protecție…………………………………………………………………..

5.6. Protecția la scurtcircuit și suprasarcină……………………………………………………………….

5.6.1 Generalități………………………………………………………………………………………………

5.6.2 Comparatorul cu histerezis………………………………………………………………………….

5.7. Dimensionare snubber RC………………………………………………………………………………….

5.7.1 Introducere………………………………………………………………………………………………..

5.7.2 Forma de Tensiune înainte de introducerea snubber-ului…………………………………

5.7.3 Reprezenatrea schemei echivalente a punți…………………………………………………..

5.7.4 Determinarea parametrilor și…………………………………………………………..

5.8. Dimensionare calcul pierderi pe tranzistoare………………………………………………………..

5.8.1 Pierderile în dispozitivele semiconductoare de putere……………………………

5.8.2. Calculul pierderilor pe tranzistoare al aplicației practice………………………….

6 Implementarea practică………………………………………………………………………………………………

6.1. Montaj de laborator…………………………………………………………………………………………

6.2. Rezultate experimentale………………………………………………………………………………..

6.3. Schema de comandă implementată în dSPACE………………………………………………

7 Concluzii…………………………………………………………………………………………………………….

Bibliografie……………………………………………………………………………………………………………..

1.Introducere

1.1. Generalitați

Invertoarele sunt acele instalații care transformă energia de curent continuu în energie de curent alternativ care bineînțeles au o anumită formă, amplitudine și frecvență.Din punct de vedere al formei tensiunii ce rezultă la bornele unui consumator alimentat prin invertor, deosebim următoarele tipuri de invertoare :

invertoare PWM;

invertoare cu tensiune de ieșire dreptunghiulară;

invertoare rezonante.

La invertoarele PWM tensiunea de alimentare provine în general de la un redresor necomandat, sau de la un convertor de curent continuu. Frecvența și amplitudinea tensiunii de la ieșire se asigură prin modulație. Există numeroase metode prin care se realizează modulația în durată a tensiunii de ieșire

La invertoarele cu tensiunea de ieșire dreptunghiulară, tensiunea de alimentare care provine fie de la o baterie, fie de la un sistem de redresare este menținută constantă, iar tensiunea alternativă de formă dreptunghiulară are posibilitatea modificării și a frecvenței. Dacă se dorește să se modifice și amplitudinea tensiunii de ieșire, atunci este nevoie să se modifice și valoarea tensiunii de alimentare a invertorului.

Invertoarele rezonante sunt acele instalații care au drept circuit de sarcină un circuit oscilant serie sau paralel. În funcție de modul în care se comandă elementele active din structura invertorului, la bornele consumatorului se obține o tensiune sau un curent de formă sinusoidală. Ele sunt folosite la construcția surselor de alimentare pentru instalațiile de încălzire prin inducție.[1]

1.2. Locul și importanța electronicii de putere

Un aspect mai general din punct de vedere energetic arată o imagine asupra nivelului de dezvoltare atins de o civilizatie. Pâna în prezent aceasta având o creștere continuă a necesarului de energie. Deoarece se caută solutii cât mai bune de reducere a consumurilor energetice și de valorificare într-un procent cât mai ridicat a energiilor regenerabile, electronica de putere are un rol specific, bine conturat. Formele de energie primare sunt: combustibili solizi sau lichizi, energia hidro, energia solară, energia eoliană și energia geotermală, în prezent cea mai mare parte din energia obtinută din formele primare este în mare parte transformata în energie electrică ca o formă intermediară între producator și consumator. Receptorul sau consumatorul electric este ultimul element din lanțul de producere și distribuție a energiei electrice. Deoarece receptoarele electrice acceptă la intrare numai energie electrică cu anumiți parametri, a apărut necesitatea unor echipamente între sursa de energie electrică și receptor care să adapteze parametri energiei. Aceste echipamente poartă numele de convertoare care trebuie sa realizeze o conversie electric-electric într-o manieră controlată.

Odată cu dezvoltarea tehnologiei semiconductoarelor sunt fabricate primele diode de putere, iar in 1956 este conceput tiristorul, primul dispozitiv semiconductor de putere cu electrod de comandă. Pe baza acestora s-au putut dezvolta convertoarele statice. În scurt timp dezvoltarea în domeniu avand o creștere impresionantă, unde firme importante precum: Siemens, International Rectifier, ABB etc au investit masiv în dezvoltarea lor. În cursa contra cronometru de a castiga cât mai mult în vanzari, firmele de prestigiu încep să lanseze rapid pe piață tranzistoare cunoscute în microelectronică ( tranzistoare bipolare și tranzistoare de tip MOSFET) cu puteri din ce in ce mai mari, precum și noi dispozitive cum ar fi :tiristorul cu blocare pe poarta ( GTO),tranzistorul bipolar cu grila izolata (IGBT), tiristorul controlat MOS (MCT) etc.[2]

1.3.Surse de energie regenerabile

Energia regenerabilă se refera la forme de energie produse prin transferul energetic al energiei rezultate din procese naturale regenerabile. Astfel, energia luminii solare, a vânturilor, a apelor curgatoare, a proceselor biologice și a caldurii geotermale pot fi captate de catre oameni utilizând diferite procedee. Sursele de energie neregenerabile includ energia nucleara precum si energia generată prin arderea combustibililor fosili, așa cum ar fi tițeiul, carbunele și gazele naturale. Aceste resurse sunt, limitate la existența zacamintelor respective și sunt considerate în general ne-regenerabile. Dintre sursele regenerabile de energie fac parte: energia eoliană, energia solară, energia apei( energia hidraulică, energia mareelor, energia potențială osmotică), energia geotermală(energia caștigată din caldura de adâncimea Pamantului), energie de biomasă(biodisel, bioetanol, biogaz).

Toate aceste forme de energie sunt, în mod tehnic, valorificabile putând servi la generarea curentului electric, producerea de apa calde, etc. Actualmente ele sunt în mod inegal valorificate, dar exista o tendința certă și concretă care arată că se invește insistent în aceasta, relativ nouă, ramură energetică. [4]

2. Conectarea sistemelor de energie regenerabilă (SER) la rețea

2.1. Introducere

Conectarea sistemelor de energie regenerabilă cum ar fi: panouri fotovoltaice, centrale hidro sau generatoare eoliene, la rețeaua de distribuție a energiei electrice și implicit la consumator, implică folosirea în general a unor convertoare ridicătoare de tensiune sau a unor invertoare (monofazate sau trifazate), prin intermediul carora se realizează conversia energiei din curent continuu în curent alterntiv, de o anumită formă, amplitudine și frecvență. În figura 1 este prezentat modul simplificat de conectare al surselor de energii regenerabile la rețea,punandu-se în evidență invertorul monofazat, deoarece acesta face studiul lucrarii de licență. Conectarea la rețea a invertorului se poate realiza direct (fara transformator) sau prin intermediul unui transformator de tensiune care joaca rolul de izolare galvanica și uneori poate adapta nivelul de tensiune al invertorului la cel al rețelei.

Fig 1. Conectarea SER la rețea

În continuare, sunt prezentate câteva cerințe tehnice ce trebuiesc îndeplinite de centralele fotovoltaice, de diferite puterii instalate la conectarea acestora la rețeaua electrică. Deoarece invertorul este proiectat pentru a avea o tensiune de intrare de la un panou fotovoltaic, în continuare se vor specifica cateva din condițile ce trebuiesc îndeplinite de acestea pentru a se putea conecta la rețeaua electrică în funcție de puterea instalată a acestora.

2.2. Cerinte tehnice pentru conectarea la sistem a centralelor fotovoltaice

Centralele electrice fotovoltaice din punct de vedere al puterii instalate se împart în:[3]

Centrale electrice fotovoltaice dispecerizabile (CEFD);

Centrale electrice fotovoltaice nedispecerizabile (CEFND);

Centrale electrice fotovoltaice dispecerizabile, au o putere instalată mai mare de 10MW, acestea trebuie să respecte prevederile reglementărilor în vigoare.

Pentru punerea în funcțiune a CEFD se vor aplica următoarele reglementări alese selectiv:

CEFD trebuie să fie capabil să producă pe durată nelimitată, putere activa și reactivă maximă, în punctul comun de cuplare, corespunzătoare condițiilor meteo în conformitate cu diagrama P-Q echivalentă, în banda de frecvențe 49,5÷50,5 Hz și în banda admisibilă a tensiunii.

Toate invertoarele componente trebuie să aibe capacitatea:

Să ramană conectate la rețea și să funcționeze continuu;

Să ramană conectate la rețeaua electrică atunci cand se produc variații de frecvență;

Să funcționeze continuu la tensiune în PCC (punctul comun de conectare) în domeniul (0,90÷1,10) Un;

Pe durata golurilor de tensiune, toate invertoarele ale CEFD trebuie să injecteze curentul electric maxim, timp de 3s, fără a depăși limitele de funcționare ale CEFD.

CEFD va fi prevăzută cu un sistem de reglare automat al puterii active ăn funcție de valoarea frecvenței ( reglaj automat frecvență/putere).

În regim normal de funcționare rețelei,CEFD nu trebuie să producă în punctul comun de conectare variații rapide de tensiune mai mari de ±5% din tensiune nominală a rețelei.

Soluția de racordare a CEFD nu trebuie să permită funcționarea în regim insularizat

Centralele electrice fotovoltaice nedispecerizabile (CEFND), cu puterea instalată cuprinsă între1MW< Pi ≤ 10MW, trebuie să satisfacă urmatoarele condiții tehnice:

CEFND trebuie să respecte cerințele rezultate din Codul Tehnic al rețelelor de distribuție;

Deținătorul CEFND este obligat să asigure protejarea panourilor fotovoltaice, a invertoarelor și a instalațiilor auxiliarecontra pagubelor provocate de defecte din instalațile proprii sau provocate de rețeaua electrică.

Soluția de racordare a CEFND nu trebuie să permită funcționarea CEFND în regim insularizat

Pentru punerea în funcțiune a CEFND se vor aplica printre altele și reglementerile prezentate mai sus.

Pe langă cele prezentate mai sus se mai găsesc și CEFND cu putere instalată între 0,2MW < Pi ≤ MW și CEFND cu Pi≤0,2MW, acestea din urma bineînțeles că vor respecta un numar de cerințe mai redus în comparație cu primele două. [5]

2.3. Cerințe pentru integrarea în SCADA și echipamentele de telecomunicații

SCADA este un sistem informatic de monitorizare, comandă și achiziție de date pentru un proces tehnologic sau o instalație.

Producatorii de energie electrică în centrale fotovoltaice trebuie să respecte cerințele din ATR (avizul tehnic de racordare) referitoare la căile de comunicație dintre centrală și sistemul DMS-SCADA și protocolul stabilit prin aviz.

CEFD racordate la RED (retea electrica de distribuție) trebuie să poată fi comandate de la distanță în conformitate cu soluția stabilită prin aviz.

Integrarea în SCADA a CEFD se asigura prin redundanța transmiterii semnalelor prin două cai de comunicație independente, dintre care cel puțin calea principala va fi asigurata prin suport de fibra optică.

2.4. Probleme care apar la conectarea surselor fotovoltaice la reteaua de energie electrică

La interconectarea sistemelor fotovoltaice cu rețeaua de energie electrică pot aparea urmaroarele probleme:

Deconectarea sistemului fotovoltaic dacă rețeaua de energie electrică cade ( probleme de insularizare);

Calitatea energiei injectate în rețea;

Siguranța funcționarii sistemului de măsurare a transferului de putere;

Insularizarea reprezintă întreruperea parcului fotovoltaic în absența rețelei. Acest fenomen poate crea supracurenți tranzitorii atunci cand se va reconecta rețeaua din nou. Sistemele de protecție sunt proiectate în vederea protejarii rețelei și a parcului de efectele create de insularizare. Problemele legate de insularizare sunt reglementate prin standardul european IEC 61727, iar în SUA standardele sunt: US UL1471 și IEEE 1547.

Calitatea energiei injectate în rețea este impusă prin mai multe reguli în vederea asigurarii unei calitați ridicate a energiei injectate în rețea. Aceste regulile sunt impuse fie de standardul european IEC 61727 fie de cel american IEEE 1547 care impun ca aceste sisteme fotovoltaice să asigure o compatibilitate, legată de valoarea tensiunii, forma de undă și frecvență cu valorile parametrilor rețelei electrice. Atunci cănd sursa de putere sau sarcina conține elemente semiconductoare, va exista și o circulație de curenți armonici prin acestia, acest lucru putând duce la distrugerea acestora. Supradimensionarea surselor de putere, a transformatoarelor, a motoarelor, a cablurilor este necesară doar atunci când aceste armonici sunt semnificative. Armonicile de curent pot fi induse și datorită sarcinilor neliniare, acestea ducând la creșterea valorii medii a curentului de linie, astfel apar pierderi suplimentare pe liniile de transport și distribuție și în transformatoare. Atunci cănd aceste armonici se regasesc pe liniile electrice, curentul de varf poate crește de cateva ori, iar acest lucru duce la avarierea generatoarelor. Acesti curenți armonici în consecința au efecte negtive asupra rețelei de distribuție și asupra echipamentelor electrice. Pentru a se evalua gradul de distorsiune datorată armonicilor, se folosește termenul de distorsiune armonică totală. Un alt aspect care ține de calitatea energiei livrate se referă la defazajul dintre tensiune și curent. Acest defazaj apare datorita prezenței sarcinilor inductive și capacitive, un exemplu în acest sens îl reprezintă liniile electrice de transport și motoarele electrice, care sunt sarcini inductive, și defazează curentul de linie cu un anumit unghi în urma tensiunii. Din această cauză apare o putere reactivă, care va duce la încarcarea liniile electrice, acest lucru ne fiind benefic, în timp ce puterea activă ramane aceiași. Astfel curentul din liniile electrice va crește și astfel vor crește și pierderile în linii și transformatore.

Siguranța funcționarii sistemului de măsurare a transferului de putere, se recomandă a se folosi un sistem de contorizare a puterii în două direcți, însă în majoritatea țărilor care dețin sisteme fotovoltaice au sisteme de contorizare într-o singura direcție.[4]

3. Invertorul PWM

3.1. Generalități

Folosirea unor dispozitive semiconductoare de putere din ce în ce mai performante (tranzistoare bipolare de putere, IGBT-uri, tranzistoare MOSFET de putere, etc) în construcția invertoarelor, a implicat în ultimii ani scăderea complexități schemelor de comandă.

Termenul de comandă folosit în cazul acestor elemente implică pe lângă stabilirea momentelor de comutație între stările de conducție respectiv blocare și logica de protecție a dispozitivelor cu rol de comutator.

Ca urmare a modului discret de funcționare a elementelor comandate din componența inveroarelor, formele de undă ale tensiunii și curenților de la intrarea sau ieșirea acestora se abate de la forma sinusoidală. Formele de undă ale tensiunii și curentului conțin pe lângă oscilația fundamentalei cu frecvența f1( 50Hz, de exemplu) o serie de oscilații nedorite cu frecvența f=nf1 (n=1,2….) numite armonici superioare, sau cu frecvente intermediare denumite interarmonici, iar alte oscilații cu frecvențe inferioare valorii f1 numite subarmonici. Atenuarea oscilațiilor parazite se poate realiza cu ajutorul unor filtre. Aceasta soluție nu este agreată în totalitate dacă se au în vedere dimensiunile de gabarit a acestor filtre pasive și prețul de cost destul de ridicat.

Astfel, în condițiile sus menționate, pentru înlaturarea acestor neajunsuri s-a optat pentru realizarea unor tehnici de comandă a invertoarelor mai complexe, cum ar fi construirea formelor de undă a marimilor electrice din trepte sau pulsuri modulate în durată . În cadrul acestor tehnici de comandă, cele mai utilizate tehnicile de comandă cu pulsuri modulate în durată(PWM).[8]

Pentru un consumator de tensiune alternalivă, sursa primară de energie poate fi atat reteaua de curent alternativ (de obicei trifazată), cât și o sursă electrochimică de curent continuu (ex Acumulatoare).În ambele cazuri, pentru alimentarea consumatorilor este nevoie de un invertor (convertor de c.c/c.a).

3.2. Principiul de funcționare

Cea mai raspândită topologie de invertor este în punte H. Fiecare braț al punții conține un element de comutație controlabil, de regulă un tranzistor MOSFET de putere sau un IGBT.

Un mod simplu de comandă a tranzistoarelor îl constituie închiderea și deschiderea pentru un intervel de timp T/2 a comutatoarelor. S1 și S4 în prima parte sunt în conducție pentru o alternanță, urmat simultan cu închiderea celorlalte două S2 și S3, iar pe cealaltă alternanță urmand să conducă S2 și S3, iar S1 și S4 sunt blocate. Pentru a se înțelege mai bine sunt prezentate și două figuri explicative (Fig.2a,2b).

În acest mod sarcina este alimentă cu o tensiune alternativă Uac dreptunghiulară, de amplitudine Udc și de frecvența 1/T, cum se poate vedea în Figura 3.

Fig.2.a,b:Reprezentarea tensiunilor pe cele două alternanțe(pozitivă și negativă)

În figurile de mai sus , în locul reprezentarii tranzistoarelor într-un mod mai complex s-a optat pentru simplificarea lor prin folosirea unor simple comutatoare notatate cu S1,S2,S3,S4, pentru o mai buna înțelegere a celor spuse mai sus.

Spre deosebire de invertorul în semipunte, invertorul în punte conține două ramuri și se folosește în cazul puterilor mari și mijlocii.

Cu aceeași tensiune de intrare de curent continu, tensiunea maximă de ieșire a invertorului în punte este dublă față de cea a invertorului în semipunte. Aceasta face ca, pentru aceeași putere, curentul de ieșire și curentul prin dispozitivele electronice de putere să reprezinte jumatate din curentii invertorului în semipunte. La nivel de puteri mari, aceasta este un avantaj important, deoarece reduce numarul dispozitivelor conectate în paralel.[8]

Pe ieșirea invertorului în marea majoritate a aplicaților urmează a se adauga în construcția invertorului, a unui filtru LC, urmat în general un transformator ridicator de tensiune pentru ca mai apoi sa fie conectat la rețeaua de distribuție a elergiei electrice.

Fig.3 Reprezentarea Tensiuni de ieșire corespunzatoare unui factor de umplere a undei PWM de 0.5

Acest mod de comandă este foarte simplu. Invertorul este ieftin și fiabil, dar forma de

undă care rezulta are un factor de distorsiuni armonice (THD) foarte mare de aproximativ 40%, care este inacceptabil în majoritatea aplicațiilor. Factorul de distorsiuni armonice (THD-Total Harmonic Distortion) arată ponderea armonicilor superioare față de armonica fundamentală:

THD= *100 [%] (1)

Unde:

U1 este valoarea efectivă a armonicii fundamentale

U2, U3, … sunt valorile efective ale armonicelor respective

Ținand cont de relația:

= ++… (2)

Unde:

U este valoarea efectivă a tensiunii analizate

Formula de definiție poate fi rescrisă în forma:

THD= *100[%] (3)

Pentru a micșora THD, la ieșirea invertorului se conectează un filtru LC trece-jos, care atenuează armonicile de ordin superior. Pentru o bună filtrare sunt necesare inductivităti și capacităti mari, cu dezavantajele aferente (gabarit și greutate mari, pret de cost mărit).

O solutie preferată de toate invertoarele comerciale folosite în sistemele de energii regenerabile constă în comanda cu modulație în durată a comutatoarelor (PWM). Duratele de conducție ale comutatoarelor nu mai sunt fixe, ele rezultă prin compararea unui semnal sinusoidal de referintă cu un semnal triunghiular ("purtătoar") . Rezultă un șir de impulsuri de lațime variabilă, cu proprietatea că valoarea medie a unei perechi de impulsuri succesive urmăreste sinusoida semnalului de referintă.

3.3. Generarea undei PWM

Invertorul comandat cu ajutorul tehnicilor PWM, lucrează în general cu frecvență de comutație constantă și trebuie să permită modificarea valorii efective a fundamentalei tensiunii de ieșire în limite relativ mari, cu păstrarea constantă a tensiunii de intrare. Variația tensiunii de ieșire se obține tocmai prin comanda PWM a comutatoarelor invertorului și totodată prin această comandă se urmărește aducerea tensiunii de curent alternativ de la ieșire la o formă de undă cât mai apropiată de forma de undă sinusoidală, pentru a ușura filtrarea.

Utilizrea tehnicilor PWM la invertoare permite obținerea unor tensiuni de iesire calitativ mai bune, care sunt mai ușor de filtrat, deoarece se translatează spre domeniul frecvențelor înalte armonicile tensiunii de ieșire. Cea mai utilizată tehnica PWM este cea sinusoidală.

Generarea undei PWM constă în compararea a două semnale, un semnal de referință (sinusoidal) cu un semnal purtator (triunghiular), iar ca rezultat al comparației dintre cele două semnale rezulta un șir de impulsuri de lațime variabilă asa cum se poate observa și în Figura 4 unde cu galben este reprezentat semnalul de referință sinusoidal, cu albastru este figurat semnalul purtator triunghiular iar cu verde șirul de impulsuri rezultat din compararea celor două.[8]

Fig.4 Generarea undei PWM

Din reprezentarea de mai sus se mai poate observa că sirul de impulsuri urmărește sinusoida semnalului de referință iar lațimea impulsului este dată de valoarea medie a semnalului.

3.4. Tranzistorul MOSFET

Dispozitivele semiconductoare de putere cu grilă MOS sunt comandate în tensiune deoarece au terminalul de comandă (grila) integrat într-o structură de tip Metal-Oxid-Semiconductor. Tranzistoarele MOSFET de putere (MOS Fild Effect Tranzistors) – sunt dispozitive rapide (pierderi mici în comutație) și din acest motiv sunt utilizate în convertoarele cu frecvențe de comutatie mari ( zeci, sute de kHz). Deoarece puterea de comandă a acestor dispozitive este neglijabilă se pot integra circuite de comandă complexe (MGDs – MOS Gate Drivers), așa cum este și cel folosit la aplicația practică (IR2184). Acestea oferă multiple funcții care simplifică mult structura convertoarelor, le creste performanțele de funcționare și le reduce gabaritul. S-a pus, astfel, baza tehnologiei Smart Pawer care aferă o mulțime de tipuri de module inteligente la un preț atractiv.

Dezavantajul tranzistoarelor MOSFET constă în creșterea rapidă a valorii rezistenței de conducție (rDC(on)- parametru de catalog) odată cu creșterea tensiunii de lucru maxime pentru care au fost fabricate, ceea ce va conduce la pierderi importante pe durata conducției. Din acest motiv nu sunt utilizate în convertoarele de puteri mari.[6]

3.4.1. Simbolurile și structura unui MOSFET

În Fig.5 sunt reprezentate simbolul și structura semiconductoarelor a celui mai utilizat tranzistor MOSFET de putere, tranzistor cu canal de tip n.

Terminalele de forță sunt numite drenă (D), respectiv sursă (S) și trebuiesc polarizate ca în figura de mai jos pentru o funcționare corectă. Tensiunea de comandă, notată cu uGS, se aplică între grilă (G) și sursă. Prin intermediul acestuia poate fi controlat curentul prin tranzistor numit curent de drenă – iD. În cazul tranzistorului MOSFET de putere cu canal de tip n tensiunea grilă-sursă trebuie să fie pozitivă (uGS>0) și mai mare decăt o anumita valoare de prag pentru ca tranzistorul să fie adus în conducție.

a) b)

Fig.5 a) Structura unui Tranzistor MOSFEAT de putere cu canal de tip n; b)Simbolul

Structura semiconductoare a tranzistoarelor MOSFET de putere este una de tip vertical cu 4 straturi obținute prin difuzie pe un disc de siliciu (Fig.5.a). Stratul de la care se porneste este cel al drenei (n+) care se întinde pe întreaga suprafață transversală a discului semiconductor peste care este crescut stratul de drift al drenei (n-). Grosimea acestui strat este în funcție de tensiunea de lucru pentru care a fost proiectat tranzistorul.

În stratul de drift sunt formate prin difuzie insule de tip p care vor sta la baza unor tranzistoare MOS elementare. În corpul de tip p al fiecărei insule numite corp al canalului, se vor forma în adăncime, prin difuzie, cordoane inelare de tip n+ care se vor conecta la terminalul sursei. Canalele de conducție, induse de câmpul electric creat de grilă, vor lua nastere la suprafața materialului semiconductor prin tranversarea radială de catre curentul de drenă a benzilor de tip p, ramase între cordoanele n+ și suprafața regiunii de drift care înconjoară toate insulele.

Se poate observa că , în condițiile unei polarizări directe între drenă și sursă, dar fără o polarizare corespunzătoare a grilei față de terminalul sursei tranzistorul rămâne blocat. Practic, staratul n+ în contact cu terminalul drenei, zona de drift a drenei (n-) și substratul p al fiecarei al fiecarui insule aflat în contact cu terminalul susei formează structura unei diode de putere parazite, polarizată invers în acest caz. Capacitatea de blocare a tranzistorului va fi dată de tensiunea maximă a acestei diode, dată la rândul ei de grosimea zonei de drift. Aceiași diodă rezultată constuctiv anulează capacitatea de blocare inversă a tranzistorului MOSFET de putere. Totuși, prezența ei este benefică în majoritatea straturilor electronice de putere deoarece joacă rolul unei diode de descărcare.

Prin polarizarea grilei cu un potențial pozitiv față de terminalul sursei capacitatea MOS începe să se încare așa cum se prezintă în Fig.5.a. În acest fel, sub stratul izolator al grilei, pe suprafața benzilor circulare de tip p, apar sarcini negative. Dacă tensiunea de comandă este mică, sub o valoare de prag (uGS<UGS(prag) ), aceste sarcini negative sunt obținute doar printr-un fenomen de golire a materialului semiconductor apropiat. Astfe, ionii pozitivi (golurile ) sunt respinși în profunzime și sarcina negativă de pe armătura semiconductoroarelor a capacitații MOS se datorează, în exclusivitate, ionilor acceptați. Acestea nu pot amorsa conducția canalului și implicit a tranzistorului datorită faptului că sunt imobili în rețeaua crstalină a semiconductorului

Fenomenul prin care este modulată conductivitatea materialului semiconductorului prin intermediul unei tensiuni sau a unui câmp electric poartă numele de efect de câmp și tranzistorul care-l utilizează tranzistor cu efect de câmp – FET(Field Effect Tranzistor).[7]

4. Modelarea și Simularea în Gecko Circuits

4.1. Modelarea circuitului în Gecko Circuits

Modelarea invertorului a fost realizată în programul Gecko Circuits, prin intrmediul caruia sa realizat simularea invertorului monofazat în punte H. În Fig.6 se pot vedea parțile componente ale invertorului: sursa de curent continuu care reprezintă tensiune de intrare care în mod normal este dată de surse de energii regenerabile, unde tensiunea de 40V reprezinta tensiunea la ieșirea spre exemplu a unui panou fotovoltaic, din acest motiv alegându-se această valoare în dimensiunarea invertorului, iar în paralel cu sursa se folosește un condensator de filtrare (Cdc), tranzistoarele folosite sunt MOSFET (IRFB4310ZPbF), la ieșirea din invertor se foloseste un filtru LC, pentru filtarea tensiunii, iar transformatorul folosit este unul ridicător de tensiune de la 18,27V la 230V, necesar conectrii la rețeaua de distribuție a energiei electrice în cazul unei instalați de putere mai mare. În continuare pe parete de ieșire din invertor se mai găsesc înseriare și o bobină și un rezistor (L2,R2) reprezentănd inductanța și rezistența liniei electrice , iar ultima rezistență (R3) din circuit reprezintă sarcina. De asemenae dioda D1, montată în antiparalel are ca scop protecția ciruitului la o conectare greșită a bornelor montajului astfel protejăndu-se tranzistoarele de o eventuală supratensiune.

Pentru partea de generare de semnale sau folosit două blocuri de semnale reprezentand semnalul sinusoidal de referiță și un semnal triunghiular (purtător), în continuare blocul GT realizează …..,deoarece tranzistoarele necesita și un deley (întarziere) acesta se realizează cu ajutorul blocului DEL, așa numitul deadtime care în cazul nostru este de 5ns și reprezintă întarzierea dintre tranzistoarele de pe ecelasi braț, pentru a nu se produce un scurtciruit între acestea în cazul unei comutari instantanee. Blocul MUL realizează legatura dintre driver și poarta tranzistorului. Blocurilor VOLT, AMP reprezintă aparatele de masură , urmate de blocul SCOPE, adică osciloscopul prin intermediul caruia sunt reprezentate semnalele dorite. Blocul Loss reprezinta pierderile care au loc în tranzistoare, și deoarece toate tranzistoarele sunt de acelasi fel , în schema de mai jos a fost reprezentat dor unul singur, restul fiind identice.

Modelarea circuitului are ca scop simularea, corectarea și verificarea diferiților parametri ai componentelor folosite în realizarea invertorului, pentru o funcționare cât mai bună a componentelor alese în construcția invertorului.

Fig.6 Modelarea inverorului în Gecko Circuits

4.2. Simulari în Gecko Circuits

În figura (Fig.7) de mai jos sunt reprezentate două simularii realizate în Gecko, în prima este reprezentată tensiunea la ieșiera invertorului (Uab), respectiv tensiunea în primarul transformatorului iar în cea de-a doua este reprezentat curentul prin bobina L1 și R2.

Reprezentarea tensiuni la iesirea din invertor reprezentată cu verde, în comparație cu cea din primarul transformatorului reprezentată cu rosu (U2), și de valoare 40V dupa cum se poate obeserva și din figura de mai jos, se distinge prin forma tensiuni care după trecere prin filtul LC, aceasta este mult îmbunatațită. Iar de aici se poate observa și necesitatea filtrului LC, care este nelipsit din marea majoritate a aplicaților.

Fig.7 a)Tensiunea la ieșirea invertorului Uab, respective tensiunea în primarul transformatorului b)Curentul prin bobina L1 respectiv R2

De asemenea și reprezentarea curentului prin bobina L1 respectiv prin R2, dupa cum se poate observa în Fig.7 a), sunt și ele influențate de filtrul LC.

5. Proiectarea invertorului

5.1. Condiții de proiectare

Proiectarea invertorului necesită înca din faza de proiectare, a unor condiții necesare dimensionarii componentelor acestuia, aceste condiții sunt:

Tensiunea maximă de intrare în c.c.: 40V;

Puterea maximă de intrare: 200W;

Tensiunea de ieșire în c.a. la 50Hz: 230V (prin intermediul unui transformator ridicător de tensiune);

Frecvența de comutație a tranzistoarelor: 20kHz;

Comanda tranzistoarelor prin fibră optică din exterior;

Sistem de protectie la supracurent și supratensiune;

Condiții speciale: montajul trebuie să respecte condițiile de sigurantă pentru a putea fi utilizat de studenți în laborator;

5.2. Schema electrică

În figura de mai jos (Fig.8), este prezentată schema electrică dupa care a fost realizat invertorulul. Dupa cum se poate observa în realizarea invertorului au fost folosite patru tranzistoare de tip NPN (IRFB4310ZPbF), comanda acstora facânduse cu ajutorul driverelor (IR2184PBF). Pe partea de DC se mai pot observa cele două condensatoare de filtrare, puse în paralel cu sursa, cu rol în filtare, pe partea de ieșire a invertorului se poate vedea filtrul LC, iar între partea de invertor și cea de rețea se gasește bineînțeles un transformator ridicator de tensiune de 200 VA, care ridică tensiunea de la 18,27V la 230V curent alternativ. De asemenea la iesirea din invertor pe una din faze se gasește reprezentat traductorul de curent (LEM LTS 15-NP), prin intermediul caruia se ia referința de curent necesară circuitului de protecție la scurtcircuit și suprasarcină. Comanda tranzistoarelor se realizează prin intermediul porturilor de fibră optică, comandate de aplicația de laborator dSPACE , care realizează generarea celor două semnale de referință și purtător.

Fig.8 Schema electrică a invertorului

5.3. Module de alimentare

5.3.1 Modulul de alimentare al Driverelor : (FDD03-15D)

Modulul de alimntare (FDD03-15D) al driverelor (IR2184), este de fapt un converor Dc-Dc, cu ajutorul caruia se reduce tensiunea de intrare a invertorului de la 60V la 15V, tensiune necesară pentru alimentarea celor două drivere. Acest modul datorită construcției sale permite ca tensiunea de iesire să poată fi facută în doua moduri: single output models sau dual output models, acesta din urmă fiind aleasă și în cadrul aplicației practice, deoarece aceast mod permite conversia tensiuni de la 60V la tensiunea de 15V de care avem nevoie în alimentarea driverelor. Pe lăngă aceste două moduri de conectare acest modul mai realizează și o izolarea galvanică a intrărilor și ieșirilor.

Dupa cum se poate observa în Fig.9, protecția modulului pe parte de alimentare se face utilizand o siguranță fuzibila (F1) de 500mA, pe partea de ieșire din modul sa adougat un LED de culoare verde pentru a semnala prezența tensiuni, care la ieșire bineînțeles are valoarea de ±15Vcc.

Fig.9 Modulul de alientare FDD03-15D

5.3.2 Modulul de alimenatre al Fibrei Optice: (HFBR-2528Z/ HFBR-1528Z)

Datorită necesității, alimentarii porturilor de fibră optică (HFBR-2528Z/ HFBR-1528Z) la o tensiune de ±5V, și deoarece modulul de alimentare al driverelor nu are posibilitatea de a conecta și porturile de fibră optică, deoarece acestea funționează la o tensiune de ±15V, a aparut necesitatea folosirii a înca unui modul de alimentare care să realizeze convesia tensiuni de la ±15V, care se gasește la iesirea modululi de alimenatre al driverelor, la tensiunea necesara fibrei optice de ±5V.

În Figura.10, este prezentat, modulul de alimentare (TEN 4-2411) al fibrei optice, care este un convertor Dc-Dc, produs de firma Traco Power și care permite o variație a tensiuni de intrare de la 9 – 36VDC , iar tensiunea noastră de la modulul de alimentare al driverelor fiind de 15V, se încadrează în variația tensiuni de intrare. Tensiunea de ieșire de la TEN 4-2411 este de ±5, care este folosită alimentri porturilor de fibră optică, aceesta suportă un curent maxim de până la 660mA, pe langă aceastea mai realizează și izolarea galvanică a intrărilor și ieșirilor, de asemenea are și o protecție internă la scurtcircuit și suprasarcină iar ca și construcție a modulului , acesta este una la nivel de SMD.

Fig.10 Modulul de alimentare Fibră Optică

5.4 Schema porturilor de Fibră Optică: (HFBR-2528Z/HFRB-1528Z)

Primele trei porturii (HFBR-2528Z) din Figura 11, sunt porturii pe care se primesc semnale, adica sunt porturii de intrare, iar ultimul (HFBR-1528Z) este de ieșire sau de tranzmitere. Prin intermediul acestora porturii, cele două driverele primesc semnalele corespunzatoare, aferente generarii PWM.

Fig.11 Schema Porturilor de fibră optică

5.5. Schema circuitului de protecție

Circuitul de protecție este realizat cu ajutorul unui comparator cvadruplu (LM339), care realizează protecția, prin compararea unei tensiuni de referință constantă , cu o valoare tranzitorie a tensiuni, asupra căreia se aplică compararea. Acest comparator, include în construcția sa patru amplificatoare operaționale, așa cum se poate vedea în Figura 13, notate cu C1,C2, C3 și C4, fiecare funcționand dupa același principiu. Prin butonul B1, se realizează resetarea manuală a comparatorului ( resetarea facăndu-se la fiecare utilizare a invertorului).

5.5.1 Calculul rezistenței Rd1 și Rd2:

Vth ≅ 4,4V; =60V (Tensiunea maximă de intrare)

V10 = * VDC; (4)

= (5)

0,073 * Rd1 + 0,073 * Rd2 = Rd2 ⇒ 0,073 * Rd1 = 0,927 * Rd2 (6)

≅ 12,7 ⇒ Rd2 = 2,2K𝛀 ⇒Rd1 ≤ 28K𝛀, iar Rd1 a fost ales de 26,7K𝛀 (7)

Fig.12 Calculul Rezistențelor Rd1,Rd2

5.5.2 Schema circuitului de protecție:

Fig.13 Schema circuitului de protecție

5.6. Protecția la scurtcircuit și suprasarcină

5.6.1 Generalități:

În general, comparatorul de tensiune are 2 intrări. Pe una din acestea se aplică un semnal reprezentat prin intermediul unei tensiuni, care cedează informația, iar pe a doua intrare se aplică o referință de tensiune, o sursă de tensiune constantă. Comparatorul de tensiune compară valoarea semnalului cu cea a referinței de tensiune și furnizează la ieșirea sa rezultatul comparației, informând care din mărimile electrice comparate este mai mare.

Comparatorul de tensiune se poate construi fie cu amplificatoare operaționale, fie cu circuite integrate speciale, denumite comparatoare. În continuare se va prezenta comparatoru cu histerezis deoarece pe baza acestuia va funcționa și comparatorul prezentat în protecția invertorului nostru.[9]

5.6.2 Comparatorul cu histerezis:

În funcționarea comparatoarelor de tensiune apar două probleme:

SR (slave rate) reprezintă viteza de creștere a comparatorului unde împreună cu viteza de variație a semnalului de intrare face ca comutarea ieșirii de la nivelul de jos la cel de sus să se facă într-un timp dat de cele două.

Pot apărea basculări între cele două nivele dacă semnalului de intrare trece lent prin valoarea tensiunii de prag, și starea ieșirii devine neclară.

Comparatorul cu histerezis reduce efectele de mai sus deoarece prin structura sa are prevazută o reacție pozitivă care crește amplificarea circuitului peste limita de stabilitate provocând o comutație prin avalanșă, proces care continuă chiar dacă dispare cauza. Astfel se obțin două avantaje:

Creste viteza de comutare, unde bascularea devine independentă de viteza semnalului aplicat la intrare și este limitată doar de rata de creștere a amplificatorului operațional cu care este realizat comparatorul.

Raspunsul ieșirii comparatorului este sigur, chiar la viteze lente de variație a semnalului la intrare, deoarece comutările au loc la valori de prag diferite.

Comparatorul cu histerezis se realizează prin introducerea unei reacții pozitive la nivelul amplificatorului operațional, care determină creșterea amplificării în tensiune. Din acest motiv, funcționarea circuitului cu amplificator operațional cu reacție pozitivă este caracterizată de o caracteristică de transfer ca cea din figura.14b). Tensiunea de ieșire a amplificatorului poate avea ca și în cazul absenței reacției, două valori distincte: VSAT+ ȘI VSAT-.

În Figura 14.a), este reprezentat comparatorulul cu histerezis unde reacția pozitivă este introdusă de rezistența Rf. Funcționarea acestuia este caracterizată de două ecuații, în care valoarea lui VP nu mai este fixă ci ia două valori distincte, care depind de starea în care se află inițial comparatorul:

Când Vi < VP, atunci Vo=VSAT+; în continuare, dacă Vi crește, la un moment dat valoarea sa devine egală cu valoarea curentă a lui VP care este notată VP_MAX :

VP_MAX =∙ VSAT+ (8)

În continuare, de îndată ce Vi>VP_MAX, comparatorul își schimbă starea din VSAT+ în VSAT-. În acest moment, valoarea tensiunii de prag VP se modifică la o valoare care depend de VSAT-.

Dacă inițial Vi > VP, atunci Vo=VSAT-; în continuare, dacă Vi scade, la un moment dat valoarea sa devine egală cu valoarea curentă a lui VP, care este notată VP_MIN, unde:

VP_MIN = ∙ VSAT- (9)

În continuare, de îndată ce Vi<VP_MIN, comparatorul își schimbă starea din VSAT- în VSAT+. În acest moment, valoarea tensiunii de prag VP se modifică la o valoare care depinde de VSAT+.

Rezumând cele discutate mai sus, caracteristica de transfer a comparatorului cu histerezis este cea prezentată în Figura 14.b, în care diferența dintre VP_MAX și VP_MIN se numește tensiune de histerezis și se notează VH.

VH = VP_MAX – VP_MIN (10)

Posibilitatea de modificare a valorii tensiunii de prag VP la care comparatorul își schimbă starea, elimină tranzițiile false specifice primului tip de comparator și astfel semnalele parazite nu mai influențează funcționarea comparatorului.

Fig.14 a)Schema de bază ; b)Caracteristica de transfer

5.7. Dimensionare snubber RC

5.7.1 Introducere:

În această parte, este descris modul de determinare al parametrilor (rezistentă și capacite) a circuit RC numit snubber. Aceste circuite sunt folosite datorită supratensiunilor care pot să apară la nivelul redresorului sau comutatorului activ, pot fi supratensiuni interne sau externe. Supratensiunile interne sunt produse în procesul de comutație din starea de conducție în starea de blocare, iar cele externe sunt provocate de sursa de alimentare a convertorului ( redresor sau invertor). Aceste supratensiuni pot depași valoarea maximă admisă de catalog a dispozitivului în comutație, cea ce duce la înrăutățirea comutației și chiar la defectarea dispozitivului după o anumită perioadă de timp.[10]

5.7.2 Forma de Tensiune înainte de introducerea snubber-ului:

În figura (Fig.15) de mai jos este reprezentată forma de tensiune înainte de a se introduce snubberul, iar dupa cum se poate observa nivelul perturbaților este destul de mare, acest lucru fiind determinant în adougarea filtrului RC.

Fig.15 Reprezentarea Tensiui înainte de introducerea snubberului

5.7.3 Reprezenatrea schemei echivalente a punți:

În Figura 16 este reprezentată schema echivalentă a punți, iar în dreptunghiul roșu este reprezentat snubberul, care urmează a fi calculat.

Fig.16 Schema echivaletă a punți cu componentele snubberului și .

Elementele circuitului sunt:

: reprezintă inductanța totală a circuitului;

: reprezinta capacitatea parazită a circuitului care apare pe Q1;

Q2: Tranzistor care în cazul schemei echivalente este simbolizat ca și un comutator;

: sursa de tensiune

5.7.4 Determinarea parametrilor și:

Pasul 1:

Forma frecvenței oscilației fară snubber se poate vedea în Fig2, aceasta se poate și calcula cu formula (1), însa în cazul nostru i-a este masurată cu ajutorul osciloscopului și avand valoarea de 14.6MHz, (=14,6MHz).

= ; (11)

Pasul 2:

Se adaugă un condensator de 1nF () între drenă și sursă și se repetă masuratoarea, frecvența oscilației de aceasta data trebuind să fie mai mică decăt precedenta deoarece intervine condensatorul în cazul valoarea frecvenței de această dată este de 12.2MHz, (=12,2MHz).

În figra de mai jos (Figura17), se poate observa că după adougarea condensatorului de 1nF între drenă și sursă tranzistorului (IRFB4310ZPbF), oscilația este ușor atenuată, iar pe baza raportului dintre, frecventa oscilației inițiale, fosc0=14,6MHz și frecvența oscilației rezultante, fosc1=12,2MHz se poat calcula pe cale analitică restul parametrilor.

Fig.17 Atenuarea produsă de condensatorul de 1nF.

Pasul 3:

Se calculează raportul celor două frecvențe (notat cu x) , masurate înainte și după adaugarea condensatorului de 1nF.

x = = =1,196; (12)

Pasul 4:

Se calculează capacitatea și inductanța paraziă a circuitului cu formula :

= = 9,95 *F = 995pF; (13) = = = 1,2 * H=0,2= 200nH; (14)

Pasul 5:

Se calculează rezistența și capacitatea necesară realizari snubber-ului:

= (* = *= 6,8; (15)

== = 1,5µF; (16)

În cazul nostru Zeta a fost aleasa 1 (𝛇=1), deoarece aceasta este valoarea critica a amortizari, ia putand fi corectată la sfarșit cu ajutorul formulei 18.

Apoi se mai calculează și pierderile pe rezistența :

= **=1,5***20*= 0,048W<0,25W (17)

Deoarece zeta a fost aleasă ia, se poate verifica și cu ajutorul formulei urmatoare:

𝛇 === 1,042 (18)

În figura 18 este reprezentată forma tensiuni dupa intoducerea snubber-ului, și după cum se poate observa atenuarea produsă de introuducerea circuitului RC este una semnifivativă

Fig.18 Dupa introducerea snubber-ului.

5.8. Dimensionare calcul pierderi pe tranzistoare

5.8.1 Pierderile în dispozitivele semiconductoare de putere (să adaug acest subcapitol la pct 3 după MOSFET?)

Pierderile sunt un aspect foarte important în funcționarea dispozitivelor semiconductoare de putere. Pierderile sunt o fracțiune din energia electrică vehiculată prin dispozitiv care este reținută de acesta și transformată în căldură. Dacă se are în vedere gabaritul relativ mic al dispozitivului (constantă termică redusă), acesta își poate crește rapid temperatura, și astfel distrugându-se termic. Puterea medie transformată în căldură, reținută de comutatorul electronic pe durata unei secunde, poate exprima cantitativ pierderile dispozitivelor.

În primul rând trebuie precizat că, pe durata blocarii unor tensiuni directe sau inverse, dispozitivele reale sunt asociate cu un comutator ideal, deoarece curenții de scăpări sunt negrijabili, de ordinul microamperilor (µA). Din aceast motiv, puterea vehiculată prin dispozitiv în starea de blocare poate fi apreciată ca fiind zero, și în consecința nu apar pierderi pe durata intervalului de blocare. Însă odată declanșată starea de conducție (Fig.19), apare un curent important important în prezența unei caderi de tensiune uT diferit de zero. Aceata va determina absorția unei puteri electrice instantanee de catre dispozitiv și este dată de relația:

pT(t) = uT(t) * iT(t) (19)

Pierderile aferente regimului stabilizat de conducție portă denumirea de pierderi în conducție.

Se pot evidenția două situații în care dispozitivele semiconductoare de putere comută. În prima situație se produce o comutație în sarcină (switch-mode sau hard-switching), atunci cînd pe dispozitivul aferent vom regăsi o cadere de tensiune importantă concomitent cu un curent descrescător (de blocare) sau un curent crescător (la intrarea în conducție). Din acest motiv, puterea instantanee la nivelul dispozitivului este diferită de zero și apare așa numitele pierderi în comutație. Exista și posibilitatea unei comutații ușore, fără pierderi ( soft-switching), prin intermediul unor convertoare rezonante.

Fig.19 Formele de undă idealizate și pierderile de pe durata unui ciclu de funcționare a unui dispozitiv semiconductor de putere controlabil.

Specificația marimilor din Fig.19 este următoarea: td(on) – timp de întârziere la deschidere ( delay time), tri – timpul de creștere a curentului (current rise time), tfv – timpul de cădere a tensiunii ( voltage fall time), tc(on) = tri +tv – timp de comutație la deschidere, td(off) – timp de închidere la blocare, trv – timpul de creștere a tensiunii, tfi – timp de cădere a curentului, tc(off) = trv + tfi – timp de comutație la blocare, ton – timp de conducție, toff – timp de blocare, Tc = ton + toff –perioada de comutație, fc = 1/Tc – frecvența de comutație.

În diagrama evoluției puterii instalatee pT(t) pot fi puse în evidență următoarele energii consumate ( energie = putere * timp ⇒ arie) de către dispozitiv într-un ciclu de funcționare:

Energia de comutație la deschidere: Ec(on) = Ud * Id * tc (on) (arie ΔEc(on)); (20)

Energia de comutație la blocare: Ec(off) = Ud * Id * tc (off) (arie ΔEc(off)); (21)

Energia de conducție: Eon = Uon * Id * ton (arie dreptunghi Eon); (22)

Energia totală de comutație consumată cuprinde atât energia consumată pe durata deschiderii, cât și pe durata blocării:

Ec = Ec(on) + Ec(off) = UdId (tc(on) + tc(off)) (23)

Știindu-se căte tranziții deschidere – blocare au loc într-o secundă, se pot calcula pierderile în comutație cu relația:

Pc = Ud*Id*fc*(tc(on) + tc(off)) (24)

Din relația de mai sus rezultă că pierderile în comutație cresc proporțional cu frecvența de comutație și cu mărimea timpilor de comutație. Pentru a se obține o secvență de lucru înaltă a convertorului, în scopul dimensionării masei și gabaritului acestuia, trebuie alese dispozitive rapide cu timpi de comutație mici ( ex tranzistoare de putere de tip MOSFT).

Pierderile în conducție sunt date de formula:

Pon = fc * Eon = fc * Uon * Id * ton = Uon * Id * = Uon * Id * DRC (25)

unde DRC = ton/Tc este denumită durată relativă de conducție.

Pentru ca un dispozitiv semiconductor de putere să poată prelua un curent cât mai mare fără a depăși o anumită valoare a pierderilor de conducție trebuie să fie caracterizat de o cadere de tensiune în starea de conducție cât mai mică.

Pierderile totale în timpul funcționării sunt date de suma pierderilor în comutație și a pierderilor în conducție:

Ptot =Pc + Pon (26)

Aceste pierderi sunt limitate de capacitatea de cedare a căldurii a ansamblului pastă semiconductoare – radiator și temperatura maximă la care poate lucra dispozitivul, făra a se distruge termic.[2]

5.8.2. Calculul pierderilor pe tranzistoare

Pentru a se putea calcula pierderile pe tranzistoare avem nevoie de urmatori parametrii de catalog:

RDS(on) = 10,3 [m𝛀] ⇒ 10,3*10-3 = 0,0103 [𝛀]

IDrms = 7,74 [A] (se neglijază riplu)

UDD = 40 [V]

CGD1 = 200 [pF]

CGD2 = 1000 [pF]

IGon = 1,9 [A] (limitat de driver)

IDon = 7,74 [A]

IGoff = 2,3 [A] (limitat de driver)

IDoff = 7,74 [A]

Date diodă antiparalel:

ud0 = 0,4 [V]

RD = 15 m𝛀 = 0,015 [𝛀]

IFav = 7,74 [A] (valoare medie)

IFrms = 7,74 [A] (valoare efectivă); IFav ≅ IFrms

Pierderile în conducție (Conducțion Losses):

PCM = RDS(on) * IDrms2 [W] (27)

⇒ PCM = 0,0103 * 7,742 = 0,616 [W]

PCM = ud0 * IFav + RD * IFrms2 [W] (28)

⇒ PCM = 0,4 * 7,74 +0,015*7,742 = 3,992 [W]

Pierderile în comutație (Switching Losses):

-Pierderile la intrarea în conducție (Switch-on transient):

tfu = [s] (29)

⇒ tfu = = 1,260*10-8 [s]

tfu = timpul de scădere al tensiunii UDS;

unde:

tf1 = (UDD – RDson * IDon) * (30)

⇒ tf1= (40 – 0,103*7,74) * = 4,202*10-9

tf2 = (UDD – RDson * IDon) * (31)

⇒ tf2 = (40 – 0,103*7,74) * = 2,101*10-8

– Pierderile la ieșirea din conducție (Switch-off transient):

tru = [s] (32)

⇒ tru = = 1,214*10-8 [s]

tru = timpul de creștere al tensiunii UDS;

unde:

tr1 = (UDD – RDson * IDon) * (33)

⇒ tr1= (40 – 0,103*7,74) * = 3,471*10-9

tr2 = (UDD – RDson * IDon) * (34)

⇒ tr2= (40 – 0,103*7,74) * = 1,735*10-8

Energii în conducție (Switching Energies and Losses):

EonM = UDD * IDon * + Qrr * UDD (35)

⇒ EonM = 40 * 7,74* + 9,18*10-9 * 40 = 3,28 * 10-6

EonM = MOSFET la intrarea în conducție.

unde:

tri = 6*10-8 [s] (la 75A), iar corectat este: tri = 6*10-8 * = 6,19*10-9 [s]

iar 7,74 reprezintă amplitudinea curentului de ieșire.

tfi = 5,70*10-8 [s] (la 75A), iar corectat este: tfi = 5,70*10-8 * = 5,88*10-9 [s]

Qrr = 8,90*10-8 [C] (la 75A), iar corectat este: Qrr = 8,90*10-8 * = 9,18*10-9 [C]

Dioda la blocare :

EoffD = * Qrr * UDD (36)

⇒ EoffD = * (9,18*10-9) * 40 = 9,18*10-8

MOSFET la blocare:

EoffM = UDD * IDon * + Qrr * UDD (37)

⇒ EoffM = 40 * 7,74* + 9,18*10-9 * 40 = 2,789 * 10-6

PswM = (EonM + EoffM) ∙ fsw (38)

⇒ PswM = (3,28 ∙10-6 + 2,789 * 10-6) ∙ 20∙103 = 0,121

PswD = EonD ∙ fsw (39)

⇒ PswD = EffD ∙ fsw = 9,18 * 10-8 * 20 * 103 = 1,84*10-3

Pierderile din conducție plus comutație (Loss Balance)

PM = RDS(on) * IDrms2 + (EonM + EoffM) ∙ fsw (40)

⇒ PM = 0,0103* 7,742 + (3,28 * 10-6 + 2,789 * 10-6) ∙ 20*103 = 7,38*10-1

PD = ud0 * IFav + RD * IFrms2 + EonD ∙ fsw (41)

⇒ PD = 0,4 * 7,74 + 0,015 * 7,74 2 + 9,18*10-8 ∙ 20*103 = 3,99

5.9. Calculul termic al radiatorului

În vederea calculari radiatorului termic în Fig.20 este reprezentată schema echivalentă a circuitului termic.

Fig.20 Schema echivalentă a circuitului termic

Unde:

Rθjc este rezistența termică, joncțiune – capsulă;

Rθcr este rezistența termică, capsula – radiator;

Rθra este rezistența termică, radiator – mediu ambiant;

Pd

Rezistența termică radiator mediu – ambiant (Rθra) se calculează cu formula:

Rθra = – (Rθjc + Rθcr); (42)

Rθra = – (0,6 + 0,5) = 55,6 ˚C/W

Dintre acestea urmatoarele se găsesc în catalogul tranzistorului:

Rθjc = 0,6 ˚C/W

Rθcr = 0,5 ˚C/W

= 125 ˚C

= 40 ˚C

= 1,5 W ( calculată cu ajutorul programul GeckoCircuits )

Se alege un radiator cu rezistența termică mai mica decăt cea calculată ( Rθ ≤ 55,6 ˚C/W).

Se alege un radiator disponibil în laborator cu rezistența termică de 15 ˚C/W ( TO220 – 20mm).

6 Implementarea practică și testări experimentale

6.1. Montaj de laborator

Fig.21 Poza montajului de laborator

Componentele ansamblului:

Sursă de curent continuu (SDP 2405);

Invertor monofazat

Sistem de control dSPACE (DS11003)

Osciloscop

Traductoare de curent și tensiune

Reostat

Fig.22 Poză de ansamblu a invertorului

6.2. Rezultate experimentale

Fig.23. Reprezentarea tenșiuni și curentului la bornele invertorului (înainte de filtrulu LC)

Fig.24. Reprezentarea tenșiuni și curentului la ieșire (după filtru LC)

6.3. Schema de comandă implementată în dSPACE

Fig.25 Schema de comandă în dSPACE

7 Concluzi

Scopul lucarari a fost de a implementa și studia un invertor monofazat destinat unei platforme de laborator.

S-au realizat simulari utilizand programul GeckoCircuits și s-a proiectat si realizat practic un invertor cu puterea de 200VA utilizand tranzistoare MOSFET. Invertorul se alimenteaza la o tensiune foarte joasa de numai 40V pentru a putea fi utilizat in condiții de sigurantă de către studenți în laborator.

Rezultatele experimentale realizate pană în această etapă au aratat faptul că invertorul functioneaza corespunzator.

In continuare se urmareste realizarea mai multor teste, inclusiv pentru determinarea randamentului.

Bibliografie

[1] Cap 6 FEP Invertoare…..

[2] Lucrarea de laborator nr 2…..

[3] Codul RED

[4] surse de energie regenerabile abordari actuale

[5] punerea in functie si connectarea la retea a sist fotovoltaice..

[6] Lucrarea 2 : generalitați asupra disp si moduleleor semicond de putere

[7] Lucrarea 5…

[8] Lab1-2 Tehnici PWM….

[9] Dispozitive Electronice și Electronică Analogică Suport curs 14. Comparatoare de tensiune cu AO

[10] Catalog NXP Semiconduc