ÎMBUNĂTĂȚIREA CALITĂȚII ENERGIEI ELECTRICE PRIN ATENUAREA DISTORSIUNILOR ARMONICE ÎN CAZUL SISTEMELOR AMBARCATE ÎMBUNĂTĂȚIREA CALITĂȚII ENERGIEI… [301646]
UNIVERSITATEA „POLITEHNICA” din BUCUREȘTI
ȘCOALA DOCTORALĂ DE ENERGETICĂ
Nr. Decizie …….. din ………
TEZĂ DE DOCTORAT
ÎMBUNĂTĂȚIREA CALITĂȚII ENERGIEI ELECTRICE PRIN ATENUAREA DISTORSIUNILOR ARMONICE
ÎN CAZUL SISTEMELOR AMBARCATE
ÎMBUNĂTĂȚIREA CALITĂȚII ENERGIEI ELECTRICE PRIN ATENUAREA DISTORSIUNILOR ARMONICE
ÎN CAZUL SISTEMELOR AMBARCATE
Autor: Ing. Elena ZBURLEA
Conducător de doctorat: Prof.univ.dr.ing. Nicolae Golovanov
COMISIA DE DOCTORAT
BUCUREȘTI 2016
CUPRINS
CAPITOLUL 1. EVALUAREA FRECVENȚELOR ARMONICE ȘI INTERARMONICE PENTRU SISTEME AMBARCATE ……………………………………………………………………………………………… 5
INTRODUCERE ……………………………………………………………………………………………………………5
1. ASPECTE TEORETICE………………………………………………………………………………………………6
1.1. Generalități………………………………………………………………………………………………………….6
1.2. Cauzele distorsiunii curbelor mărimilor electrice……………………………………………………….8
1.3. Efectele distorsiunii curbelor mărimilor electrice……………………………………………………..16
2. EVALUAREA NIVELULUI DE DISTORSIUNE…………………………………………………………….16
2.1. Evaluarea în domeniul timp………………………………………………………………………………….20
2.2. Evaluarea în domeniul frecvență ………………………………………………………………………….20
2.2.1. Evaluarea armonicelor………………………………………………………………………………….20
2.2.2. Evaluarea interarmonicelor……………………………………………………………………………29
2.3. Factorul de putere în regim nesinusoidal……………………………………………………………….31
2.4. Echipamentul de măsurare………………………………………………………………………………….34
2.5. Măsurarea interarmonicelor [4]…………………………………………………………………………….36
2.6. Procedură de evaluare a calității tensiunii………………………………………………………………40
3. LIMITAREA DISTORSIUNII ARMONICE…………………………………………………………………….41
3.1. Limitarea distorsiunii armonice în circuite cu redresoare………………………………………….41
3.2. Limitarea distorsiunii armonice în instalații cu mai multe receptoare neliniare.………….. 47
4. CONCLUZII……………………………………………………………………………………………………………..50
REFERINTE BIBLIOGRAFICE………………………………………………………………………………………51
INDICATORI DE REZULTAT………………………………………………………………………………………..55
ANEXA……………………………………………………………………………………………………………………… 56
CAPITOLUL 2. MIJLOACE PENTRU ÎMBUNĂTĂȚIREA CALITĂȚII ENERGIEI ELECTRICE ÎN CAZUL SISTEMELOR AMBARCATE …………………………………………………………………….. 56
ASPECTE GENERALE………………………………………………………………………………………………..57
1. LIMITAREA DISTORSIUNILOR ARMONICE CU AJUTORUL FILTRELOR …………………..58
1.1. Filtre pasive……………………………………………………………………………………………………….58
1.2. Filtre amortizate………………………………………………………………………………………………….60
1.2.1. Filtre pasive refulante……………………………………………………………………………………62
1.3. Filtre activ………………………………………………………………………………………………………….66
1.3.1. Puterea instantanee……………………………………………………………………………………..67
1.3.2. Controlul filtrelor active…………………………………………………………………………………78
1.3.3. Convertorul PWM (procesarea de putere)……………………………………………………….79
2. CORECȚIA DIGITALĂ A FACTORULUI ARMONIC…………………………………………………….83
2.1. Introducere………………………………………………………………………………………………………..83
2.2. Principiul …………………………………………………………………………………………………………..84
2.2.1. Circuite pentru corecția factorului de putere…………………………………………………….90
2.3. Aplicație practică………………………………………………………………………………………………..92
2.3.1. Bucla de reglare a tensiunii continue de ieșire………………………………………………….93
2.3.2. Bucla de reglare a curentului electric………………………………………………………………94
2.4. Modelarea formei curbei curentului electric…………………………………………………………….95
2.4.1. Principiul stabilizării tensiunii………………………………………………………………………… 96
2.4.2. Compensarea erorii statice și parametrul static S……………………………………………..97
2.4.3. Compensarea dinamică, parametrul dinamic D………………………………………………..98
2.5. Măsurarea tensiunii și procedura la trecerea prin zero …………………………………………100
2.6. Funcțiuni de protecție………………………………………………………………………………………..100
2.7. Rezultate practice……………………………………………………………………………………………..101
2.8. Răspunsul static……………………………………………………………………………………………….102
2.9. Factorul global de putere……………………………………………………………………………………104
2.10. Răspunsul dinamic………………………………………………………………………………………….105
3. CONCLUZII…………………………………………………………………………………………………………..106
ANEXA 2.1. Calculul componentelor armonice utilizând seria Fourier……………………………….107
ANEXA 2.2. Schema practică corectorului digital al factorului de putere……………………………110
REFERINTE BIBLIOGRAFICE……………………………………………………………………………………111
INDICATORI DE REZULTAT………………………………………………………………………………………120
CAPITOLUL 3. MĂSURĂRI EFECTUATE LA BORDUL NAVELOR………………………………..121
1. MĂSURĂRI THD EFECTUATE LA BORDUL NAVELOR DE TRANSPORT ÎN ACVATORIUL PORTULUI CONSTANȚA……………………………………………………………………. 121
2. MĂSURĂRI ALE DISTORSIUNILOR ARMONICE CAUZATE DE CURENȚII ELECTRICI ABSORBIȚI DE ELECTROPOMPELE DE UNGERE ȘI CIRCULAȚIE DE LA BORDUL NAVELOR DE TRANSPORT……………………………………………………………………………………… 151
3.CONCLUZII…………………………………………………………………………………………………………….160
ANEXA 1. Condiții de măsurare………………………………………………………………………161
CAPITOLUL 1
EVALUAREA FRECVENȚELOR ARMONICE ȘI INTERARMONICE PENTRU SISTEME AMBARCATE
INTRODUCERE
Totalitatea surselor de energie electrică, convertoarelor de energie electrică, tablourilor de distribuție, rețelelor electrice și receptoarelor de energie electrică, reunite în procesul de producere, transport, distribuție și utilizare a energiei electrice într-o instalație navală formează instalația electroenergetică navală (IEN).
Condițiile de funcționare într-o instalație navală sunt mult diferite față de cele ale instalațiilor electroenergetice industriale, montate și în funcțiune la sol. Spațiile care sunt impuse de mărimea compartimentelor necesită ca instalațiile electrice să aibă dimensiuni cât mai mici, greutăți reduse, să fie sigure în funcționare, eficiente, cu costuri de exploatare reduse care să se înscrie în costul general al navei, pentru a menține instalația competitivă pe piață. Personalul redus, condițiile climatice și tehnice mai grele cât și faptul că, în mod obișnuit instalația navală devine un sistem izolat conduc la imposibilitatea efectuării de către personal a remedierilor majore la instalațiile electrice. Din aceste motive elementele constructive ale IEN trebuie să fie de înaltă clasă și instalația să fie foarte fiabilă.
Pentru asigurarea acestor condiții, o instalație navală include un mare număr de echipamente electronice iar echipamentele electrice ale schemei sunt încărcate aproape de puterea maximă. În acest fel, multe dintre echipamentele navale pot fi surse de perturbații armonice sau interamonice [148], care trebuie să fie cunoscute și adoptate măsuri eficiente de limitare pentru a limita pierderile în instalația electrică dar și pentru a asigura compatibilitatea electromagnetică cu celelalte echipamente navale [66], [68].
Efectele armonicelor asupra instalațiilor electrice navale constau în special în pierderi suplimentare care conduc la încălzirea circuitelor și pot determina o funcționare necorespunzătoare a echipamentelor. În cele mai multe cazuri, echipamentul trebuie declasat pentru a putea face față atât sarcinii normale, cât și sarcinii suplimentare determinate de armonice. Dacă declasarea nu se face corespunzător, funcționarea de lungă durată a generatoarelor și a transformatoarelor conectate la bare poate fi compromisă. Eficiența generatoarelor poate să scadă cu până la 10%, față de cazul în care curentul electric de sarcină ar fi pur sinusoidal [137]. De asemenea, pot apărea cupluri armonice care poate genera vibrații și reducerea puterii generate.
În cadrul lucrării sunt analizate aspecte teoretice privind perturbațiile armonice, unele dintre sursele de perturbații armonice ale instalației navale și unele soluții pentru limitarea acestora [29], [37], [39].
1. ASPECTE TEORETICE
1.1. Generalități
Atunci când o sarcină neliniară este conectată într-o rețea de tensiune alternativă, curenții electrici nesinusoidali care parcurg sarcina vor distorsiona tensiunile de la barele de alimentare. Această abatere a formei curbelor de tensiune și de curent electric față de o curbă sinusoidală se numește distorsiune armonică.
Distorsiunea armonică a curbelor de tensiune și de curent electric corespunde situației în care mărimile analizate sunt periodice (valoare medie nulă), dar nesinusoidale.
În acest caz, curbele distorsionate pot fi descompuse în serie Fourier, sub forma unor sinusoide cu frecvență multiplu întreg al frecvenței fundamentale specifică fenomenului.
spectrul curbelor distorsionate din rețeaua electrică conține:
armonica fundamentală;
armonice impare;
armonice pare;
subarmonică (interarmonică cu frecvență inferioară celei nominale);
interarmonică;
zgomot de fond.
Evaluarea distorsiunilor curbelor de tensiune și de curent electric prezintă un interes deosebit deoarece sistemele actuale de generare, transport, distribuție și utilizare sunt dimensionate pentru o formă sinusoidală a curbelor. Abaterile de la forma sinusoidală sunt însoțite de pierderi de energie la producere, transport, distribuție și utilizare [92].
Instalațiile industriale moderne includ acționări electrice reglabile pentru motoarele electrice, variatoare de putere pentru receptoare rezistive și reactive, precum și pentru sistemele de iluminat, sistemele de aer condiționat, sistemele de calcul, sistemele audio și video alimentate prin surse în comutație. Ele reprezintă sisteme neliniare care generează distorsiuni ale curbelor de curent electric absorbit și, în consecință, ale tensiunii la barele de alimentare [71].
Variația curentului electric absorbit, în funcție de condițiile de funcționare ale receptoarelor, face ca regimul de lucru să nu fie periodic (fiecare perioadă sau chiar semiperioadă a curentului electric poate avea o altă amplitudine și o altă formă), ceea ce determină ca evaluarea nivelului de distorsiune să poată fi realizată numai pe bază statistică [64], [63].
Pentru cazurile practice sunt adoptate o serie de ipoteze simplificatoare care permit obținerea unor informații necesare evaluării nivelului de distorsiune [62], [138], [136].
Pentru a se asigura comparabilitatea datelor măsurate, pe plan internațional, este stabilită o procedură practică pentru evaluarea nivelului de distorsiune, bazată pe metodele de analiză a semnalului [4].
Sistemele și echipamentele navale pot fi obiectul unor perturbații electromagnetice produse de cablurile acționărilor în comutație sau chiar de mediul radiant [38]. Tipurile și nivelurile de perturbare depind de condițiile particulare în care sistemul, subsistemul sau echipamentul este instalat și trebuie să funcționeze [23].
Un echipament electric naval poate fi o sursă de perturbații electromagnetice într-un interval larg de frecvență, inducând perturbațiile prin liniile de semnal și de putere sau radiind direct și afectând performanțele altor echipamente sau influențând mediul electromagnetic exterior [25], [91], [93].
Criteriul de acceptanță pentru testele cerințelor de imunitate sunt legate de criterii de performanță care, la rândul lor, sunt definite în termeni de cerințe operaționale [65].
În ceea ce privește limitele de emisie, obiectivul acestor cerințe este siguranța că aceste perturbații generate de echipament sau sistem nu depășesc un nivel care să prevină funcționarea defectuoasă a altui echipament sau sistem.
Cerințele minime de imunitate din clauza 7 – IEC 60533 [2] reprezintă un mediu electromagnetic tipic și a fost selectat în așa fel încât să asigure un nivel adecvat de imunitate pentru nave.
Limitele de emisie ale acestui standard ar putea să nu asigure o protecție adecvată împotriva interferențelor în recepția radio atunci când echipamentul altei nave este folosit la mai puțin de 3 m de antena de recepție.
În anumite cazuri, ca de exemplu atunci când un echipament susceptibil este folosit la mai puțin de 3 m de antena de recepție, se pot utiliza măsuri adiționale de atenuare pentru a crește imunitatea electromagnetică în limitele prevăzute de clauza 7 [38].
1.2. Cauzele distorsiunii curbelor mărimilor electrice
Distorsiunea formei curbelor de tensiune și de curent electric din sistemele electrice este determinată în toate etapele de generare, transport, distribuție și utilizare a energiei electrice.
În general se consideră că sursele clasice de generare a energiei electrice (generatoare sincrone) sunt astfel proiectate încât să determine o distorsiune nesemnificativă a curbei tensiunii la borne. Sursele distribuite și sursele regenerabile de energie [81], conectate la rețeaua electrică publică prin intermediul convertoarelor electronice pot determina importante distorsiuni ale curbei tensiunii generate. În mod special instalațiile solare fotoelectrice, sursele eoliene cu viteză de rotație variabilă, sursele bazate pe celule cu combustibil, centralele microhidrogeneratoare necesită, pentru conectarea la rețeaua electrică, convertoare de frecvență care, în cazul în care nu sunt adoptate măsuri pentru filtrarea armonicelor, pot determina importante distorsiuni armonice în nodurile de conectare.
Transformatoarele din sistemul electroenergetic, în funcționare normală pot fi considerate ca surse nesemnificative de distorsiuni armonice. Funcționarea în condiții de supratensiune (ieșire din banda admisă a tensiunii de alimentare) poate determina trecerea în domeniul de saturare a miezului magnetic, cu importante perturbații sub forma distorsiunilor armonice. Funcționarea la sarcini foarte reduse (practic în gol) determină, de asemenea, o puternică distorsionare a curentului electric absorbit, dar cu o influență nesemnificativă asupra tensiunii la barele de alimentare.
În regim normal de funcționare, liniile electrice de legătură dintre generatoare și tablourile de distribuție, precum și cele dintre tablouri și utilizatori, au un efect nesemnificativ asupra distorsiunii curbelor de curent electric.
Echipamentele electrice ale receptoarelor sunt, în general, cele mai importante surse de curenți electrici distorsionați care antrenează distorsiunea curbelor de tensiune din rețeaua electrică de alimentare [108], [127].
Cele mai importante surse de curenți electrici distorsionați sunt echipamentele electronice utilizate pentru comanda proceselor (acționări electrice cu viteză variabilă, redresoare de putere, sudare cu echipamente de înaltă frecvență, propulsia electrică navală etc.).
Redresoarele și invertoarele introduc distorsiuni armonice importante în sistemul electroenergetic naval.
În figura 1.1 este prezentat un redresor cu 6 diode în punte și filtru LC pentru filtrare. Dacă valorile componentelor filtrului LC sunt mari, curbele de curent electric au o formă dreptunghiulară.(tensiunea se va nota cu u sau v; notația trebuie săfie menținută în toată lucrarea)
În figura 1.2 sunt prezentate forme ale curbelor tensiunii și curentului pentru un redresor cu 6 diode în punte și filtru LC neideal (Se observă că sunt 3 tensiuni, dintre care prima are valori foarte mici, și o curbă de curent electric; ce reprezintă fiecare ?) .
Fig. 1.1
Forma curbelor curenților electrici pentru un redresor trifazat bialternanță
cu filtrare ideală.
Fig. 1.2
Forme ale curbelor tensiunii și curentului la alimentarea unui sistem având convertoare cu punți redresoare cu diode. THD este de aproximativ 7% (de tensiune sau de curent electric?)
Prin comparație, se poate observa că în convertorul cu 12 pulsații curentul electric prin sarcina redresorului (Fig.1.3) este egal cu cel din redresorul cu 6 pulsații, dar înfășurarea secundară în configurație stea (Υ) a transformatorului va introduce un defazaj de 30o al tensiunilor și curenților electrici față de secundarul configurat triunghi (Δ). Formele curbelor sunt prezentate în fig.1.3 unde este figurat de asemenea și transformatorul cu cele două înfășurări secundare stea/triunghi.
Fig. 1.3
Forme ale curbelor de curent electric pentru un convertor
CSC (Current Supply Converter) cu filtrare ideală.
Figura 4 nu este apelată în text! Ce reprezintă ?
Fig. 1.4
armonice caracteristice ale unui curent electric cu 12 pulsații.
Comparație între valorile reale dintr-o instalație practică și amplitudinile ideale.
O altă categorie importantă generatoare de distorsiuni armonice este constituită de convertoarele de frecvență [107], [123]. Primul segment al convertorului este un redresor (fig.1.5 în figura 5 nu este niciun redresor), iar al doilea este filtrul de netezire. Ultimul segment (fig.1.6) este un invertor construit cu 6 comutatoare statice de putere (tranzistoare cu grilă izolată), care primește setul de semnale de comandă prezentate în fig.1.5 (a se vedea ANEXA); de fapt ce reprezintă semnalele din figura 5 și dece sunt așa?)
Fig. 1.5
Forme ale semnalelor de comandă pentru un invertor de putere.
Fig. 1.6
convertorul de frecvență.
Fig. 1.7
Formele curbelor de tensiune la ieșirea invertorului trifazat pentru
alimentarea unui motor electric asincron. THD este de aproximativ 7%.
Figura 7 nu este apelată în text ! Ce reprezintă ?
Figura 8 nu este apelată în text ! Ce reprezintă ?
Fig. 1.8
Centrală navală care alimentează motorul sincron
pentru propulsia electrică prin intermediul unei acționări reglabile
(care conține redresor și invertor – sursă în comutație) [140], [115].
Nivelul distorsiunilor armonice poate fi semnificativ în cazul sistemelor electrice de propulsie, deoarece sarcina principală o constituie, în mod uzual, acționările variabile ale propulsoarelor și guvernoarelor active având cicloconvertoare de frecvență echipate cu tiristoare (Fig. 1.9) [18], [17], [16], [126], [139]. De ce cicloconveror? De completat explicația…
Fig. 1.9
Acționare cu cicloconvertor (curbe la intrare și fundamentale la ieșire).
Tensiunea la ieșire este construită prin selectarea segmentelor de fază
ale tensiunii de alimentare.
În figura 1.10 sunt indicate formele curbelor de tensiune și de curent electric la alimentarea unui sistem de propulsie prin intermediul unui cicloconvertor [24], [76] (Se observă că sunt 3 tensiuni, dintre care prima are valori foarte mici, și o curbă de curent electric; ce reprezintă fiecare ?) .
Fig. 1.10
Forme ale curbelor tensiunii și curentului la alimentarea unui sistem având cicloconvertoare. THD este de aproximativ 9%. (de tensiune sau de curent electric)
În figura 1.11 este prezentată comparația dintre nivelul armonicelor caracteristice ale redresoarelor cu 6 și cu 12 pulsuri [80]. De precizat faptul că ragul armonicelor care apar la redresare este dat de relatia h = mp 1, în care p este numărul de pulsuri iar m =1,2,3 ….
Fig. 1.11
armonice caracteristice unor curenți electrici cu șase și respectiv douăsprezece pulsații.
O pondere importantă încep să o prezinte echipamentele auxiliare moderne de pe navă. Deși de putere redusă, prin numărul lor mare, pot determina importante distorsiuni armonice, în special în rețelele electrice de joasă tensiune. Lămpile moderne alimentate cu frecvență ridicată, echipamentele radio și TV, sistemele de calcul, etc. sunt surse de perturbații armonice. În Figura 1.12 este indicat spectrul de frecvență al curentului electric absorbit de o lampă fluorescentă modernă, aflată în număr mare pe o navă.
1.3. Efectele distorsiunii curbelor mărimilor electrice
Distorsionarea formelor curbelor curenților electrici și a tensiunilor de alimentare poate duce la:
îmbătrânirea accelerată a materialelor izolatoare
Creșterea puterii disipate datorată distorsiunilor armonice ale curenților din echipamentele conectate la rețea, cum ar fi generatoarele, motoarele, transformatoarele, cablurile etc., pot cauza supraîncălzirea și deteriorarea izolațiilor și reducerea duratei de viață a echipamentelor.
supraîncărcarea echipamentelor electronice
Creșterea curentului electric de sarcină al echipamentelor electronice care au fost proiectate pentru tensiuni sinusoidale de alimentare, poate duce la supraîncălzirea și proasta funcționare a acestor echipamente.
funcționare defectuoasă
Curbele distorsionate pot cauza interferența electromagnetică sau măsurări eronate ale semnalelor, dacă echipamentul nu este proiectat pentru acele distorsiuni. Este, în mod particular, necesar ca sistemele de măsurare ale dispozitivelor de monitorizare și protecție să fie făcute pentru măsurarea valorii adevărate a valorilor efective ale semnalelor, pentru a asigura o funcționare corectă. (ce este valoarea adevărată a valorii efective ?)
Fig. 1.12
Schema electrică de principiu a unei lămpi fluorescente compacte (a), forma curbelor de tensiune și de curent electric (b) și spectrul curbei curentului electric (c).
2. EVALUAREA NIVELULUI DE DISTORSIUNE
În cazurile practice, informațiile privind nivelul de distorsiune al unei curbe periodice pot fi obținute în domeniul timp sau în domeniul frecvență (cea mai aplicată).
2.1. Evaluarea în domeniul timp
Valoarea efectivă U a unei curbe, pe intervalul t2 t1 se definește ca fiind rădăcină pătrată a mediei pătratelor valorilor instantanee u ale curbei pe acest interval de timp [109]:
Echipamentele moderne de măsurare a valorii efective utilizează valori Ui obținute prin eșantionarea curbelor analizate:
în care: N este numărul de eșantioane ale curbei analizate pe intervalul de timp t2t1 (sunt utilizate echipamente de măsurare cu până la 210=1024 eșantioane pe o perioadă a mărimii analizate).
Valoarea efectivă a unei mărimi periodice nesinusoidale nu definește univoc curba corespunzătoare. Pot să existe mai multe curbe cu aceeași valoare efectivă dar având caracteristici diferite.
De exemplu curbele:
deși au aceeași valoare efectivă au forme diferite (fig. 2.1).
Fig. 2.1
Curbe cu aceeași valoare efectivă și forme diferite.
În mod obișnuit, valoarea efectivă se referă la o perioadă a mărimii analizate. Pentru cazul specific al sistemului electroenergetic, având în vedere că periodicitatea semnalului necesară pentru analiza Fourier (conform condițiilor Dirichlet) nu este realizată, pentru evaluarea calității energiei electrice este utilizat un interval de timp de 10 perioade ale mărimii alternative.
Valoarea efectivă a curentului electric corespunde intensității curentului continuu care ar dezvolta aceeași energie într-un rezistor liniar, în același interval de timp.
Valoarea medie Umed a unei mărimi alternative, în intervalul de timp t2t1 se definește ca fiind media aritmetică a valorilor instantanee:
Echipamentele moderne determină valoarea medie pe baza eșantioanelor curbei mărimii analizate:
Valoarea medie este o măsură a componentei continue din curba mărimii alternative. În cazul măsurătorilor în instalațiile de înaltă tensiune, în care informațiile privind mărimile electrice se obțin prin intermediul transformatoarelor de măsurare de tip electromagnetic nu poate fi pusă în evidență componenta continuă.
Factorul de vârf kv al unei curbe periodice distorsionate se definește ca raportul dintre valoarea de vârf a curbei (fig. 2.2) și valoarea efectivă a acesteia:
Fig. 2.2
Curbe cu același factor de vârf dar formă diferită.
Factorul de vârf nu poate defini în mod univoc o mărime periodică. Pot fi curbe cu același factor de vârf dar cu caracteristici diferite (fig. 2.2)
În cazul curbelor sinusoidale periodice . Curbele periodice cu sunt curbe ascuțite, iar curbele cu curbe aplatizate.
Factorul de vârf are o valoare unică în cazul mărimilor periodice. În cazul general din sistemul electroenergetic, mărimile pot fi aproximate ca fiind periodice (în special curbele de tensiune) și se poate evalua un factor de vârf prin prelucrarea statistică a valorilor pe fiecare perioadă.
Factorul de formă kf al unei curbe periodice distorsionate se definește ca raportul dintre valoarea efectivă a mărimii și valoarea medie pe o jumătate de perioadă:
În cazul mărimilor sinusoidale . Curbele periodice cu sunt mai ascuțite față de o curbă sinusoidală, iar curbele cu sunt mai aplatizate ca o curbă sinusoidală.
Ca și în cazul celorlalți indicatori, factorul de formă nu definește în mod univoc o curbă periodică nesinusoidală.
Utilizarea din ce în ce mai largă a mijloacelor de corecție a formei curbelor mărimilor distorsionate necesită elaborarea unor noi instrumente matematice pentru analiza acestor curbe.
2.2. Evaluarea în domeniul frecvență
2.2.1. Evaluarea armonicelor
Evaluarea în domeniul frecvență se bazează pe descompunerea unei curbe periodice nesinusoidale în componente armonice, utilizând transformarea Fourier.
Poate fi dezvoltată în serie Fourier o funcție y(t), de variabilă reală t, care în intervalul finit T îndeplinește condițiile Dirichlet :
este mărginită
în intervalul T are un număr finit de discontinuități de prima speță;
intervalul T se poate descompune într-un număr finit de subintervale în care funcția este monotonă;
funcția este periodică: y(t) = y(t+nT); n = 1; 2, … , în care T = 2/ este perioada, = 2f pulsația, iar f frecvența.
Orice curbă care îndeplinește condițiile Dirichlet poate fi descompusă sub forma:
în care: c0 este componenta continuă; Ch valoarea efectivă a armonicei de rang h; h defazajul armonicei de rang h față de o origine de referință.
Relațiile se referă numai la semnale în regim staționar.
Armonicele impare, cele mai întâlnite în aplicațiile reale, corespund funcțiilor impare (asimetrice, alternativ simetrice în raport cu punctul de la mijlocul perioadei) figura 2.3 a)
Armonicele pare, întâlnite rar în aplicațiile practice, corespund funcțiilor pare (simetrice în raport cu punctul situat la mijlocul perioadei).
Astfel funcția:
este o funcție pară (fig. 2.3 b) având un spectru de frecvență determinat de relația:
Fig. 2.3
a) funcție impară b) funcție pară
În realitate, mărimile cu care se operează în rețeaua electrică nu îndeplinesc condiția de periodicitate, având în vedere modificarea, în fiecare moment, a sarcinii din sistemul electroenergetic. În acest sens, în cazul general, mărimile nesinusoidale din sistemul electroenergetic pot fi definite de o funcție având forma:
în care prima parte a relației se referă la armonice și partea a doua a relației se referă la interarmonice.
Lipsa unor metode teoretice pentru analiza curbelor distorsionate dar neperiodice, specifice sistemului electroenergetic, a determinat, în cele din urmă, elaborarea de metode de evaluare utilizând proceduri bazate pe transformarea Fourier. Utilizarea procedurilor, adoptate pe plan internațional, apare ca necesară pentru a asigura comparabilitatea datelor înregistrate prin măsurări.
În cadrul procedurii actuale, implementată în toate echipamentele moderne de măsurare, analiza mărimilor distorsionate se face pe o fereastră Tw cuprinzând N =10 perioade ale fundamentalei mărimii analizate:
Tw = NT,
în care:
T este perioada componentei fundamentale (T = 1/f , f fiind frecvența componentei fundamentale, egală cu frecvența din sistemul electric).
Dacă se consideră că funcția y(t) din fereastra Tw = NT este un semnal periodic, curba distorsionată corespunzătoare, poate fi descompusă sub forma*:
în care:
c0 este componenta continuă; cm = Cm amplitudinea componentei spectrale de rang m; = 2f pulsația fundamentalei; m defazajul componentei spectrale de rang m.
Descompunerea curbei distorsionate în componente spectrale, sub forma prezentată în relația (2.16) indică faptul că armonica fundamentală corespunde componentei spectrale de rang m = N (pentru N = 10, armonica fundamentală rezultă ca o componenta spectrală de rang 10, componenta spectrală cu rang m = 1 are frecvența 5 Hz și perioada T10 a componentei spectrale de rang 10 este egală cu perioada T a fundamentalei).
Determinarea amplitudinii și fazei componentelor spectrale se face pe baza relațiilor cunoscute ale transformării Fourier, utilizând eșantioanele curbei analizate.
În relațiile (2.17) s-a considerat că în fereastra Tw au fost utilizate un număr de M eșantioane.
Observația nr.1
transformarea Fourier, în formă actuală, este o procedură digitală care comportă utilizarea unui echipament adecvat și se numește transformare discretă Fourier DFT. Semnalul analog de analizat este mai întâi eșantionat și după aceea convertit analog/numeric și stocat. Fiecare grup de M eșantioane formează fereastra de timp în care se realizează transformarea discretă. Conform principiilor de expansiune a seriei Fourier, dimensiunea temporală a ferestrei Tw determină rezoluția frecvenței (frecvența de separație a liniilor spectrale) pentru analiza și baza de frecvență a rezultatului transformării. De aceea, dimensiunea ferestrei Tw trebuie să fie un multiplu întreg N a perioadei fundamentale T1 a tensiunii sistemului: Tw = NT. Frecvența de eșantionare este, în acest caz, , unde M este numărul de eșantioane în interiorul Tw.
Observația nr.2
Deoarece algoritmul de bază pentru obținerea componentelor spectrale este FFT, este necesar ca numărul M de eșantioane să corespundă unei puteri întregi a numărului doi (în mod obișnuit puterea 10 sau 11).
Înainte de utilizarea algoritmului de prelucrare DFT, eșantioanele semnalului din fereastra de timp Tw sunt ponderate prin multiplicarea lor cu o funcție simetrică specială. În mod obișnuit, pentru semnale periodice și eșantionare sincronizată cu trecerea prin zero a semnalului, este preferabilă utilizarea unei ferestre dreptunghiulare Dirichlet de ponderare, prin multiplicarea fiecărui eșantion cu unitatea.
Descompunerea conform relațiilor (2.17) conduce la un spectru de frecvență (fig.2.4) în care fundamentala corespunde componentei spectrale de rang m = N.
Fig. 2.4
Componente spectrale și componente armonice.
Pe baza datelor obținute prin utilizarea transformării DFT (valorile liniilor spectrale din fig. 2.4) pot fi calculate valorile următoarelor mărimi [2]:
Valoarea efectivă Gh a armonicei de rang h egală cu valoarea efectivă Cm = cm/a liniei spectrale de rang m = hN;
Valoarea efectivă Ggh a grupului armonic de rang h ca valoare efectivă a grupului compus din armonica de rang h și a componentelor spectrale adiacente acestei armonice:
Valoarea efectivă Gsgh a subgrupului armonic de rang h ca valoare efectivă a grupului compus din armonica de rang h și a celor două componente spectrale imediat adiacente armonicei de rang h:
În figura 2.5 este indicată semnificația mărimilor Ggh și Gsgh [2].
Fig. 2.5
a – Grupul armonic de rang h; b – Subgrupul armonic de rang h
Nivelul armonicei de rang h determinat ca raportul dintre valoarea efectivă a armonicei de rang h și valoarea efectivă a fundamentalei;
Spectrul de frecvență al amplitudinii armonicelor ca ordonare în funcție de frecvență a nivelului armonicelor; trebuie precizat faptul că cunoașterea spectrului de frecvență al amplitudii armonicelor nu permite reconstituirea formei curbei analizate, deoarece nu sunt incluse informații privind spectrul fazelor armonicelor;
Spectrul fazelor armonicelor ca ordonare în funcție de frecvență a fazelor armonicelor; spectrul fazelor este mai puțin utilizat în cazurile practice deși include informații deosebit de importante privind mijloacele de limitare a nivelului de distorsiune; numai cunoașterea simultană a spectrului amplitudinilor și a spectrului fazelor permite reconstituitea semnalului distorsionat; ca exemplu, în figura 2.6 a) este indicată o curbă deformată:
dată prin caracteristica de frecvență a amplitudinilor armonicelor fig. 2.6 b) și prin caracteristica de frecvență a fazelor armonicelor fig. 2.6 c).
Fig. 2.6
Forma unei curbe distorsionate (a), spectrul de frecvență a amplitudinilor (b) și spectrul de frecvență al fazelor (c)
Factorul total de distorsiune THD (Total Harmonic Distorsion) ca raportul dintre valoarea efectivă a semnalului din care este eliminată fundamentala (reziduul deformant) și valoarea efectivă a fundamentalei:
în care: H este rangul maxim al armonicei până la care se face analiza armonică (în mod obișnuit H = 40), Gh valoarea efectivă a armonicei de rang h; G1 valoarea efectivă a fundamentalei;
Factorul total de distorsiune nu poate caracteriza univoc o curbă deformată, există mai multe curbe distorsionate cu același factor de distorsiune; factorul total de distorsiune ia în considerație numai amplitudinile armonicelor fără a permite evaluarea fazelor acestora.
Factorul total de distorsiune este calculat, în mod obișnuit pentru curbele de tensiune (THDU), dar poate fi calculat și pentru curbele de curent electric (THDI). Utilizarea informațiilor privind valorile factorului THDI trebuie făcută cu atenție având în vedere faptul că la sarcini foarte reduse (de exemplu, la funcționarea în gol a unui transformator) factorul THDI poate fi foarte ridicat dar fără o semnificație deosebită asupra tensiunii de la barele de alimentare.
În general, factorul THDI poate oferi informații relevante dacă curentul electric analizat este peste 20% din curentul electric nominal al circuitului analizat.
În cazurile practice este utilizat și factorul TDD (Total Demand Distorsion) care definește nivelul armonicelor de curent electric raportat la curentul electric maxim din circuit și care redă mai corect efectul distorsiunii curentului electric asupra tensiunii la barele de alimentare.
Factorul total de distorsiune al grupurilor armonice THDG (Group Total Harmonic Distorsion):
în care: Ggh este valoarea efectivă a grupului armonic de rang h, iar Gg1 valoarea efectivă a grupului armonic al fundamentalei;
Factorul total de distorsiune al subgrupurilor armonice THDS (Subgroup Total Harmonic Distorsion):
în care: Gsgh este valoarea efectivă a subgrupului armonic de rang h, iar Gsg1 valoarea efectivă a subgrupului armonic al fundamentalei;
Factorul parțial de distorsiune ponderat PWHD (Partial Weighted Harmonic Distortion):
în care: valorile limită Hmin și Hmax sunt definite în normativele specifice (în mod obișnuit Hmin = 14 și Hmax = 40).
Mărimile determinate pe fereastra de 10 perioade ale fundamentalei (Tw 0,2s), considerate ca mărimi „instantanee” sunt prelucrate conform unei proceduri, indicată în norme [3], pentru a obține datele de bază necesare evaluării calității energiei electrice.
Primul nivel de prelucrare se face pe intervalul Tvs = 3s (very short term). În funcție de efectul analizat al armonicelor (efecte instantanee sau efecte de lungă durată) se determină, pe intervalul analizat, valoarea cea mai mare dintre valorile din ferestrele de 0,2s sau se calculează valoarea efectivă a valorilor din ferestrele de 0,2s. Ca exemplu valoarea efectivă pe intervalul de 3 secunde Ghvs rezultă din relația:
în care: M corespunde numărului de valori valide*) determinate pe 10 perioade, cuprinse în fereastra de 3 s (în mod obișnuit M = 15).
Al doilea nivel de prelucrare a datelor se face pe intervalul Ts = 10 minute (short term) și oferă datele de bază pentru analiza semnalelor pe termen lung:
în care: K este numărul de valori evaluate pe 3s, care este cuprins în intervalul de 10 minute (în mod obișnuit K = 200).
În mod opțional poate fi utilizat și un nivel de prelucrare pe un interval de o oră. Din punct de vedere practic prezintă interes în special monitorizarea pentru un interval de o zi și pentru un interval de o săptămână.
Valorile obținute pe intervalul de 10 minute sunt înregistrate și stau la baza realizării curbei de probabilitate cumulată care permite stabilirea valorii de probabilitate de 95%. Această valoare este utilizată în evaluarea calității tensiunii, din punct de vedere al distorsiunii, în nodul analizat. În figura 2.7 sunt prezentate valori înregistrate ale factorului de distorsiune de tensiune, pe baza cărora se construiește curba de probabilitate cumulată.
În mod normal, curba de probabilitate cumulată se construiește pe baza a 1008 valori obținute pe 10 minute în intervalul de o săptămână (nu sunt luate în considerare intervalele de timp invalidate).
Determinările pentru curba curentului electric urmează aceeași procedură cu specificația faptului că trebuie invalidate datele care se referă la valori ale curentului electric sub un anumit prag. Se consideră că acest prag ar putea avea valoarea de 20% din curentul nominal. Analiza unor curenți electrici de valoare redusă în raport cu curentul nominal pentru care utilizatorul este dimensionat, nu prezintă interes practic, deși ar fi posibil ca nivelul de distorsiune să fie important. Astfel, ca exemplu, curentul electric de mers în gol al unui transformator este în mod obișnuit foarte distorsionat, însă efectul lui asupra tensiunii de la bare este nesemnificativ, deoarece curentul electric de scurtcircuit la barele de alimentare, practic, nu depinde de curentul electric de sarcină al utilizatorului conectat la această bară.
Fig. 2.7
Valori înregistrate ale factorului de distorsiune pe 10 minute (a) și
curba de probabilitate cumulată corespunzătoare (b).
2.2.2. Evaluarea interarmonicelor
Interarmonicele sunt componente spectrale cu frecvența diferită de multiplu întreg al frecvenței componentei fundamentale. Pot fi generate de sarcini neliniare în anumite condiții. De cele mai multe ori sunt determinate de suprapunerea peste semnalele de frecvență industrială a unor semnale de frecvență diferită determinată de sarcinile conectate în rețeaua electrică publică dar care sunt alimentate cu o altă frecvență prin intermediul convertoarelor de frecvență. De asemenea, pot apărea în cazul instalațiilor eoliene cu conectare directă la rețea la care puterea de ieșire este modulată de interacțiunea dintre turnul instalației și palele acesteia (la trecerea prin dreptul turnului are loc reducerea puterii generate datorită „umbririi" palei).
În general prezența interarmonicelor se remarcă prin modularea tensiunii de ieșire și deci sesizarea unui efect de flicker la echipamentele alimentate dacă frecvența interarmonicelor este cuprinsă în domeniul 15…85 Hz. De asemenea, interarmonicele de frecvență redusă pot determina saturarea miezurilor magnetice ale echipamentelor, încălzirea motoarelor electrice, funcționarea deficitară a generatoarelor supuse unor cupluri cu viteză de rotație nesincronă.
Stabilirea modului de măsurare și evaluare a interarmonicelor prezintă un interes crescut odată cu creșterea surselor de interarmonice din rețeaua electrică.
Datele, obținute în urma utilizării transformării FFT pe fereastra de măsurare cu durata Tw = N∙T (Tw 200 ms), permit definirea următoarelor mărimi caracteristice interarmonicelor:
valoarea efectivă Ck a unei componente interarmonice:
în care m kN, m rangul componentelor spectrale; k = 1, 2 …, iar N numărul de perioade ale armonicei fundamentale în fereastra Tw ;
valoarea efectivă Cigh a grupului interarmonic ca valoare efectivă a grupului componentelor spectrale dintre componentele armonice h și h + 1 (fig. 2.8 a):
valoarea efectivă Cisgh a subgrupului centrat de interarmonice ca valoare efectivă a grupului de componente spectrale între armonicele de rang h și h +1 din care se exclud componentele spectrale din imediata apropiere a celor două armonice (fig. 2.8.b):
Fig. 2.8
Grup interarmonic de rang h (a) și subgrup interarmonic centrat de rang h (b).
frecvența grupului interarmonic determinată ca valoare medie a frecvențelor corespunzătoare celor două componente armonice între care este situat grupul interarmonic.
2.3. Factorul de putere în regim nesinusoidal
Factorul de putere este un parametru care intervine în toate sectoarele de activitate, de la producerea energiei electrice până la utilizarea ei, caracterizând eficiența tehnologică și economică a transferului acesteia și influențând caracteristicile de performanță ale tuturor operatorilor de pe piața de energie electrică, costurile de furnizare a energiei electrice și capacitatea disponibilă de transfer a echipamentelor energetice. În acest fel, evaluarea factorului de putere este deosebit de importantă, atât pentru producătorul de energie electrică, cât și pentru transportator, distribuitor, furnizor și utilizatorul final.
Factorul de putere este definit ca raport între valoarea absolută a puterii active P și puterea aparentă S, fiind o mărime variabilă în timp (ca și cele două puteri care îl definesc):
Evaluarea acestei relații, în funcție de regimul de funcționare, sinusoidal sau nesinusoidal, monofazat sau trifazat, simetric sau nesimetric, conduce la interpretări și valori diferite, de la un caz la altul. Ele definesc moduri diferite de abordare a problemelor privind adoptarea măsurilor pentru creșterea valorii factorului de putere [45].
În cazul particular al unor regimuri pur sinusoidale și mărimi simetrice pe cele trei faze, factorul de putere s are o valoare egală cu cosinusul unghiului de defazare dintre curbele tensiunii și curentului electric:
Deoarece, în prezent, în nodurile sistemului electroenergetic, tensiunea și curentul electric nu mai au o variație sinusoidală în timp, interpretarea factorului de putere în funcție de defazarea curbei curentului electric față de curba tensiunii nu este posibilă. Deși mai este utilizată această interpretare, informația obținută poate determina confuzii.
În cazul general al regimurilor nesinusoidale și periodice – în care se poate aplica descompunerea în serie Fourier – relația (2.31) are mai multe interpretări:
ca raport între puterea activă P și puterea aparentă totală S:
în care: h este rangul armonicei, Uh și Ih valorile efective ale componentelor armonice de tensiune și, respectiv, de curent electric, U și I valorile efective ale curbelor de tensiune și, respectiv, de curent electric; h – unghiul de defazare dintre curbele de tensiune și de curent electric ale armonicelor de rang h;
ca raport între puterea activă P1 și puterea aparentă S1 , corespunzătoare armonicei fundamentale (h = 1)
ca raport între puterea activă P și puterea aparentă parțială S':
în care puterea reactivă QB (puterea reactivă conform definiției Budeanu) este determinată din relația:
Cele trei definiții ale factorului de putere conduc la valori diferite și sunt afișate separat de multe echipamente moderne de măsurare. Acestea au și semnificații diferite.
Utilizarea valorii (relația 2.33) pentru dimensionarea unei baterii de condensatoare, care ar urma sǎ fie folosită pentru îmbunătățirea factorului de putere, nu este recomandată. Bateria de condensatoare dimensionată conform acestei definiții poate conduce la importante perturbații în rețeaua electrică de alimentare (produse de funcționarea receptorului în regim capacitiv și de intensificarea regimului nesinusoidal, care are ca efect reducerea factorului de putere ).
Dacă este necesar, dimensionarea bateriei de condensatoare se poate face numai pe baza factorului de putere 1 = DPF (Displacement Power Factor).
Valorile reduse ale factorului de putere în circuitele electrice reale sunt datorate atât excesului de putere reactivă (în sensul definiției lui C. Budeanu), cât și regimului nesinusoidal determinat de caracteristicile nelineare ale utilizatorului.
În rețelele electrice actuale, curba tensiunii este practic nedistorsionată (în special în nodurile având un curent electric mare de scurtcircuit). În această ipoteză, relația de calcul a factorului de putere ia forma [45]:
În relația (2.37) s-a considerat că, în curba tensiunii, este prezentă numai armonica fundamentală (U1 U). Dacă se are în vedere definiția (2.21) a factorului total de distorsiune, rezultă că, în cele mai multe cazuri, poate fi utilizată relația aproximativă:
Pentru a pune în evidență ponderea celor doi factori (puterea reactivă și distorsiunea curbei curentului electric) asupra valorii factorului de putere, se consideră un utilizator cu o curbă a curentului electric defazată față de curba tensiunii (factorul de putere pentru armonica fundamentală egal cu 0,92) și distorsionată (THDI = 40%). Din relația (2.38) rezultă că, în acest caz, factorul de putere real al utilizatorului are valoarea 0,854, ceea ce îl situează în afara valorilor admise ale factorului de putere.
Îmbunătățirea factorului de putere, în regimurile nesinusoidale, impune ca inițial să fie adoptate măsuri pentru limitarea distorsiunii curbelor de tensiune și de curent electric și apoi compensarea puterii reactive (conform definiției Budeanu).
Având în vedere efectele similare privind pierderile active în rețelele electrice, puterea reactivă QB (conform definiției Budeanu) și puterea deformantă pot fi cumulare sub forma unei puteri nonactive Q, întâlnită și sub denumirea de putere reactivă totală [1]. În acest caz, relația (2.21) poate fi scrisă sub forma:
Existența mai multor definiții pentru factorul de putere în regim nesinusoidal, impune o precauție deosebitǎ la evaluarea acestuia și a măsurilor care trebuie să fie adoptate pentru îmbunătățirea valorii acestuia.
2.4 Echipamentul de măsurare
Noile forme constructive ale instrumentelor de măsurare utilizează transformarea discretă Fourier (DFT), care în mod normal folosește un algoritm denumit transformarea rapidă Fourier (FFT). De aceea standardele actuale [4] iau în considerare structura prezentată în fig. 2.9, dar nu exclud alte procedee de analiză [7], [19].
Pentru analiza frecvențelor armonice și interarmonice, semnalul supus analizei trebuie procesat (filtrat) în vederea eliminării frecvențelor mai mari decât domeniul de măsurare al instrumentului principal.
Pentru a fi acord cu prevederile actuale, fereastra de timp va conține 10 perioade ale tensiunii alernative pentru sistemele alimentate la 50 Hz și 12 pentru sistemele alimentate la 60 Hz.
Generatorul de frecvență de eșantionare trebuie să fie sincron cu sursa de măsurare a tensiunii, altfel trecerea prin zero a semnalului nu va constitui o referință.
Ieșirea 1 (fig. 2.9) livrează mărimile digitale am și bm (DFT), corespunzătoare curentului electric și tensiunii măsurate. O altă ieșire (2b) furnizează informația digitală referitoare la puterea activă, evaluată în aceeași fereastră de timp. Pentru măsurarea emisiei armonice (corespunzător [109]), puterea activă nu include componenta continuă [6], [5].
Fig. 2.9
Structura generală a echipamentului de măsurare.
Acuratețea admisibilă a măsurărilor este descrisă în lucrarea Electromagnetic compatibility (EMC) – Part 4-7: Testing and measurement techniques – Guide on harmonics and interharmonics measurements and instrumentation, for power supply systems and equipment connected thereto, IEC 61000-4-7/2002 [4].
2.5. Măsurarea interarmonicelor [4]
componentele interarmonice sunt generate, în principiu, de două cauze:
variațiile amplitudinilor și/sau defazajului dintre componenta fundamentală și/sau ale componentelor armonice, de exemplu, invertoarele statice din acționările electrice;
circuitele electronice de putere cu frecvențe de comutație nesincronizate cu frecvențele surselor de alimentare, de exemplu, convertoarele de frecvență, cicloconvertoarele și corectoarele factorului de putere.
efectele posibile sunt:
zgomotul în amplificatoarele audio;
cupluri (momente ale unor forțe) adiționale la axul motoarelor și generatoarelor;
perturbarea detectoarelor de trecere prin zero, de exemplu, în variatoare;
zgomotul adițional în bobinele de inducție (magnetostricțiune);
blocarea sau operarea neintenționată a receptoarelor pentru controlul riplurilor.
componentele interarmonice variază, în mod uzual, nu numai în amplitudine, dar și în frecvență. O grupare a componentelor spectrale în intervalul dintre două componente armonice consecutive formează un grup interarmonic. Această grupare asigură o valoare constantă pentru componentele interarmonice între două armonice discrete, care include efectele fluctuațiilor componentelor armonice. Ecuațiile (2.40) sau (2.41), în funcție de frecvența tensiunii de alimentare, permit calcularea valorii grupului interarmonic:
(alimentare cu f=50 Hz) (2.40)
(alimentare cu f=60 Hz) (2.41)
unde: ig,n este grupul interarmonic de rang n.
valoarea efectivă a grupului interarmonic între armonicele de rang n și n+1 este desemnată ca ' Cig,n ', de exemplu, grupul dintre n = 5 și n = 6 este desemnat ca Cig,5.
efectele fluctuațiilor amplitudinilor armonicelor și ale defazajelor sunt reduse parțial prin excluderea din ecuațiile (2.40) și (2.41) a componentelor imediat adiacente frecvențelor armonice.
De asemenea, pentru a determina valorile efective Cisg,n ale subgrupurilor centrate interarmonic, componentele reprezentate de mărimile de ieșire la ieșirea 1 ale DFT din figura 1, sunt regrupate după cum urmează [2]:
(pentru f=50 Hz) (2.42)
(pentru f=60 Hz) (2.43)
În aceste ecuații, Ck+i reprezintă valorile efective ale componentelor spectrale corespunzătoare, obținute din DFT, care depășesc frecvența armonicii de rang n. Cisg,n este valoarea efectivă a subgrupului centrat interarmonic de rang n, (de exemplu, subgrupul dintre n = 5 și n = 6 este desemnat ca Cisg,5 – figura 2.10).
Fig. 2.10
Grupul armonic și subgrupul centrat interarmonic.
Deoarece armonicele non-staționare produc 'benzi laterale' aproape de armonice, componentele (k = 1 și 9 sau 11) direct adiacente la armonicele considerate pot prezenta variații de amplitudine sau defazaj. Ele sunt, de aceea, excluse din grupul interarmonic pentru a da subgrupul centrat interarmonic (figura 2.10).
Dacă sunt evaluate separat armonicele și interarmonicele (așa cum ar fi evaluarea echipamentului expus a produce interarmonice), componentele interarmonice (i = -1 și +1), direct adiacente unei armonice, sunt grupate împreună cu această armonică pentru a forma subgrupul armonic de rang n, pe câtă vreme componentele interarmonice (i = 2 până la 8 sau 10) formează subgrupul centrat interarmonic de rang n, în acord cu ecuațiile (2.42) sau (2.43) (figura 2.10).
Filtrarea subgrupurilor centrate interarmonic se realizează în aceeași manieră ca și cea utilizată pentru măsurarea armonicelor. atenuarea unei singure componente interarmonice nu este recomandată.
Cerințele privind acuratețea sunt identice cu cele prescrise pentru măsurarea armonicelor (tabelul 1).
Tabelul 1 [4]
Erori admise la măsurătorile de armonice de tensiune și de curent electric
2.6. Procedură de evaluare a calității tensiunii
Evaluarea calității energiei electrice, din punctul de vedere al distorsiunii armonice, se face prin compararea valorilor determinate ale nivelului armonicelor h și a factorului total de distorsiune THD cu valorile admise. Procedura de verificare este următoarea [3]:
se consideră intervalul de monitorizare pe o săptămână și sunt disponibile valorile agregate pe 10 minute ale nivelului hi pentru armonicele de rang i analizate și ale factorului total de distorsiune THD;
se determină numărul de intervale N de 10 minute în care tensiunea în nodul analizat nu a avut o abatere mai mare de 15% față de tensiunea contractată (valori valide);
se determină numărul N1 de intervale în care valorile agregate pe 10 minute ale nivelului armonicelor de rang i analizate, pe durata în care tensiunea în nodul analizat nu a avut o abatere mai mare de 15% față de tensiunea contractată, au depășit limitele indicate în normative;
se determină numărul N2 de intervale în care valorile agregate pe 10 minute ale factorului total de distorsiune THD, pe durata în care tensiunea în nodul analizat nu a avut o abatere mai mare de 15% față de tensiunea contractată, au depășit limitele indicate în normative;
se consideră că nivelul de calitate din punct de vedere al distorsiunii curbei de tensiune analizate este corespunzător dacă sunt indeplinite condițiile N1/N 0,05 și N2/N 0,05.
Fig. 2.11
Evaluarea calității tensiunii în sistemul electroenergetic, din punctul de vedere al distorsiunii armonice.
În cazul analizei statistice a valorilor obținute, curba CPF (curba de probabilitate cumulară) poate fi obținută pe baza valorilor de 10 minute sau chiar a valorilor pe 3 secunde.
3. LIMITAREA DISTORSIUNII ARMONICE
De cele mai multe ori, distorsiunea mărimilor electrice este determinată de receptoare cu caracteristică neliniară ale utilizatorilor. Cele mai importante receptoarele cu emisie de armonice sunt echipamentele prevăzute cu redresoare în circuitul de intrare.
3.1. Limitarea distorsiunii armonice în circuite cu redresoare
În instalațiile mari care necesită tensiune continuă în procesul de lucru, armonicele care rezultă în procesul de redresare pot avea amplitudini importante determinând valori inacceptabile ale factorului de distorsiune de curent electric. Una dintre cele mai eficiente metode pentru limitarea armonicelor de curent electric constă în utilizarea de redresoare cu un număr mare de pulsuri [19], [80].
Rangul h al armonicelor caracteristice care apar la funcționarea unui redresor cu p pulsuri rezultă din relația:
în care: m este un număr întreg, m = 1, 2, ….
Creșterea rangului minim al armonicelor (pentru m = 1) din spectrul curentului electric prezintă o importanță deosebită având în vedere faptul că, în cazul unei redresări ideale (curentul continuu perfect filtrat), amplitudinea armonicei de curent electrice de rang h scade odată cu rangul armonicei
în care: I1 este amplitudinea armonicei fundamentale, iar Ih amplitudinea armonicei de rang h.
Creșterea numărului de pulsuri se obține, în mod practic, prin alimentarea sistemului de redresare din surse cu un defazaj adecvat. Ca exemplu, în tabelul 3.1 sunt indicate schemele obișnuite pentru alimentarea marilor receptoare navale. Orientarea definită prin unghiul a fazorului pentru armonica de rang h cu transformatorul definit de defazajul , pentru faza A a sistemului trifazat, poate dedusă din relația:
Cele mai utilizate sunt schemele cu 6 pulsuri, în care este utilizat un redresor trifazat cu dublă alternanță (fig. 3.1) și schema cu 12 pulsuri, în care defazarea fazorilor se realizează prin conectarea în paralel a două transformatoare, unul cu conexiune stea-stea și al doilea cu conexiune stea-triunghi (fig. 3.2).
Aspectele prezentate mai sus se referă la cazul obișnuit în care curenții electrici din transformatoarele sistemului sunt identici pe cele trei faze, componentele fundamentale sunt defazate cu 2∙/3, iar elementele semiconductoare ale schemei funcționează în mod ideal.
Armonicele realizează sisteme de secvență pozitivă, negativă sau zero în funcție de rangul acestora:
În figura 3.1 este indicată și forma tensiunii la bornele de ieșire ale redresorului trifazat cu dublă alternantă precum și forma curenților electrici pe cele trei faze ale rețelei electrice de alimentare în ipoteza că filtrarea curentului electric se realizează cu o bobină de inductivitate mare (teoretic infinită) iar elementele semiconductoare din schemă sunt ideale.
3.2. Limitarea distorsiunii armonice în instalații cu mai multe receptoare neliniare
Alimentarea cu energie electrică printr-un circuit separat a unui grup de receptoare neliniare este una dintre metodele cele mai eficiente de limitare a distorsiunilor armonice. Metoda se bazează pe observația că însumarea a două curbe sinusoidale (corespunzătoare armonicelor de curent electric) conduce la o curbă sinusoidală de aceeași frecvență dar de amplitudine mai mică decât suma amplitudinilor celor două curbe. Dacă curenții electrici corespunzători au armonice cu amplitudine egală dar defazate cu un unghi egal cu cele două armonice se compensează și nu se transmit în rețeaua electrică.
Tabelul 3.1
Scheme de redresare cu limitarea rangului armonic.
Tabelul 3.1 (continuare)
Astfel, dacă se consideră armonicele de rang h de curent electric de la două receptoare neliniare, valoarea însumată este:
în care:
Prima dintre relațiile (3.6) pune în evidență că, cu excepția cazului în care 1 = 2, amplitudinea a a curbei însumate este mai mică decât suma a1 + a2 .
Fig. 3.1
Sistem de redresare cu 6 pulsuri:
a) schema de principiu a redresorului;
b) mărimile electrice ale redresorului (unghiul de intrare în conducție a tiristoarelor este zero).
Efectul însumării armonicelor cu argumente diferite se observă și în figura 3.3.
Pentru a pune în evidență efectul grupării receptoarelor neliniare, în figura 3.4 este prezentat cazul unei nave cu propulsie electrică prevăzută cu patru motoare asincrone alimentate fiecare prin intermediul unui convertor de frecvență. Funcționarea unui singur motor determină un spectru larg de frecvențe (fig. 3.4 a și b). Funcționarea simultană a celor 4 motoare dar cu comenzi adecvate semiconductoarelor celor 4 sisteme de alimentare conduce la o reducere semnificativă a spectului armonic (fig. 3.4 c și d).
Fig. 3.2
Schemă de redresare cu 12 pulsuri.
Fig. 3.3
Adunarea armonicelor cu argumente diferite.
4. CONCLUZII
Instalațiile navale moderne includ acționări electrice reglabile pentru motoarele electrice, variatoare de putere pentru receptoare rezistive și reactive, precum și pentru sistemele de iluminat, sistemele de aer condiționat, sistemele de calcul, sistemele audio și video alimentate prin surse în comutație. Ele reprezintă sisteme neliniare care generează distorsiuni ale curbelor de curent electric absorbit și, în consecință, ale tensiunii la barele de alimentare.
Variația curentului electric absorbit, în funcție de condițiile de funcționare ale receptoarelor, face ca regimul de lucru să nu fie periodic (fiecare perioadă sau chiar semiperioadă a curentului electric poate avea o altă amplitudine și o altă formă), ceea ce determină ca evaluarea nivelului de distorsiune să poată fi realizată numai pe bază statistică.
Un echipament electric naval poate fi o sursă de perturbații electromagnetice într-un interval larg de frecvență, inducând perturbațiile prin liniile de semnal și de putere sau radiind direct și afectând performanțele altor echipamente sau influențând mediul electromagnetic exterior.
Cele mai importante surse de curenți electrici distorsionați sunt echipamentele electronice utilizate pentru comanda proceselor (acționări electrice cu viteză variabilă, redresoare de putere, sudare cu echipamente de înaltă frecvență, propulsia electrică navală etc.).
Redresoarele introduc distorsiuni armonice importante.
O altă categorie importantă generatoare de distorsiuni armonice este constituită de convertoarele de frecvență echipate cu tranzistoare (bipolare cu poartă izolată, cu efect de câmp).
Nivelul distorsiunilor armonice poate fi semnificativ în cazul sistemelor electrice de propulsie, deoarece sarcina principală o constituie, în mod uzual, acționările variabile ale propulsoarelor și guvernoarelor active având convertoare de frecvență echipate cu tiristoare [147].
Toate mutatoarele electronice (redresoare, invertoare, convertoare) sunt surse de distorsiuni armonice care înrăutățesc calitatea energiei electrice în cazul sistemelor ambarcate.
ANEXA
1 2 3 4 5
Fig. A1 Convertor de frecvență naval
Figura A1 reprezintă un convertor de frecvență pentru acționarea reglabilă a unui propulsor electric de 40 MW; convertorul se alimentează la tensiune medie (3300 V – tensiune alternativă), din centrala electrică alocată propulsorului.
1 – redresor dublu 12 pulsații;
2 – secție terminală conținând modulele de control ale acționării;
3 – invertor construit cu tranzistoare de putere IGCT;
4 – condensatoare de filtrare pentru tensiunea de linie redresată;
5 – secție de răcire cu apă cu schimbător de căldură și pompe de circulație.
CAPITOLUL 2
MIJLOACE PENTRU ÎMBUNĂTĂȚIREA CALITĂȚII ENERGIEI ELECTRICE ÎN CAZUL SISTEMELOR AMBARCATE
ASPECTE GENERALE
Majoritatea echipamentelor navale nu pot funcționa la un factor total de distorsiune de tensiune THDU mai mare de 5%, fără ca să nu fie afectată performanța lor.
Îmbunătățirea indicatorului THDU și reducerea efectelor curenților electrici armonici se poate face prin trei metode principale:
Utilizarea filtrelor pasive proiectate pentru a absorbi curenții electrici armonici. Filtrele pasive cuprind o combinație de bobine și condensatoare ce pot fi acordate pe frecvența armonică dorită. Avantajele filtrelor pasive constau în accesibilitatea lor, siguranța în funcționare și mentenanță redusă. Dezavantajul principal îl reprezintă faptul că trebuie să fie special proiectate și acordate pentru fiecare aplicație în parte.
Utilizarea redresoarelor cu un număr ridicat de pulsuri, de exemplu cu 12 pulsuri, cu 18 pulsuri și chiar cu 24 de pulsuri. Redresoarele ce utilizează un număr mai mare de 6 pulsuri necesită transformatoare special proiectate pentru a obține tensiunile sursă defazate între ele, precum și dispozitive semiconductoare suplimentare.
Utilizarea filtrelor active sau a injecției de curent electric. Curenții electrici armonici pot fi reduși sau chiar anulați prin injectarea unor curenți electrici similari dar defazați cu 180ș. Filtrarea activă necesita convertoare de putere suplimentare cu echipamentele de control și coordonare corespunzătoare.
1. LIMITAREA DISTORSIUNILOR ARMONICE CU AJUTORUL FILTRELOR
1.1 Filtre pasive
Un filtru pasiv [14][128] serie este acordat atunci când, pentru o anumită frecvență a tensiunii și curentului electric, reactanța inductivă este egală cu reactanța capacitivă.
Calitatea unui filtru (Q) determină precizia – exactitatea – acordării:
în care R este rezistența electrică a circuitului iar X0 – reactanța capacitivă sau inductivă a elementului reactiv, la frecvența de rezonanță.
În general, pentru realizarea filtrelor pasive sunt utilizate circuite monoacordate.
Un filtru monoacordat este un circuit serie RLC acordat pe frecventa unei armonice de frecvență fh. Pentru o frecvență f filtrul prezintă impedanța:
în care: = 2f.
Pentru frecvența fh la care este acordat filtrul rezultă:
În proiectarea filtrelor se operează în mod obișnuit cu admitanțe:
Tensiunea armonică în punctul în care este conectat filtrul acordat pe frecvența fh este:
în care: Ih este curentul electric de armonică h generat de sursa perturbatoare, Yhf – admitanța filtrului acordat pe armonica de rang h, Yhs – admitanța rețelei electrice conectată în paralel cu filtrul monoacordat pentru frecvența fh .
Figura 1.1
Schema unui filtru dublu acordat (a), filtru cu două circuite monoacordate (b),
caracteristica de frecvență a filtrului dublu acordat.
Din relația (1.5) se observă faptul că reducerea nivelului tensiunii armonice Uh poate fi realizată prin creșterea admitanței filtrului în paralel cu rețeaua electrică.
Un filtru dublu acordat (fig. 1.1 a) poate fi realizat pe baza a două filtre monoacordate (fig. 1.1 b).
Pentru filtrul dublu acordat sunt valabile relațiile:
(1.6)
în care:
Avantajul filtrului dublu acordat față de două filtre monoacordate constă în reducerea pierderilor de putere la frecvența fundamentală.
1.2. Filtre amortizate
Filtrul amortizat oferă o serie de avantaje:
− modul de funcționare și sarcina acestuia sunt mai puțin sensibile la variația de temperatură, abaterea de frecvență, toleranțele componentelor din producție etc.;
− asigură o valoare scăzută a impedanței pentru un spectru larg de armonice, fără a fi necesară împărțirea în mai multe circuite paralel;
− utilizarea filtrelor amortizate nu determină rezonanța paralel între admitanța filtrului și cea a rețelei pentru un rang armonic aflat sub frecvența cea mai joasă de acordare a filtrului, sau între frecvențele de acordare ale filtrului, fenomen care poate apărea în cazul filtrelor acordate.
Dezavantajele filtrelor amortizate sunt:
pentru a obține un nivel de filtrare similar, filtrul amortizat trebuie să fie proiectat pentru sarcini la frecvența fundamentală mai mari, totuși o performanță satisfăcătoare poate fi obținuta în limitele cerute de corecția factorului de putere;
pierderile în rezistoare și în bobină sunt în general mai mari față de cazul filtrelor acordate.
În figura 1.2 sunt prezentate principalele tipuri de filtre amortizate utilizate în practică.
Fig. 1.2
Filtre amortizate: a) de rangul 1; b) de rangul 2; c) de rangul 3; d) tip C.
În general, filtrele de rangul 1 nu sunt utilizate deoarece necesită un condensator mare și au pierderi mari la frecvența fundamentală.
Filtrele de rangul 2 au cel mai ridicat nivel de filtrare, dar au un nivel de pierderi pentru frecvență mai ridicat decât filtrele de rangul trei.
Principalul avantaj al filtrului de rangul trei față de cel de rangul doi îl constituie o scădere considerabilă a pierderilor la tensiunea de frecvența fundamentală, datorate impedanței ridicate la această frecvență prin prezența condensatorului C2. Deseori valoarea condensatorului C2 este foarte mică comparativ cu cea a condensatorului C1.
Performanța de filtrare a filtrului de tip C se situează între cea a filtrului de rangul doi și de rangul trei. Principalul avantaj îl constituie reducerea substanțială a pierderilor la frecvența fundamentală, având în vedere faptul că C2 și L sunt înseriate și rezonante la această frecvență. Cu toate acestea, acest filtru este mai susceptibil la abaterile de frecvență și la modificarea valorii componentelor.
Ca exemplu, în figura 1.3 este indicată schema calculată a unui filtru pentru un convertor cu 6 pulsuri. Convertoarele utilizate în aplicațiile de puteri ridicate, funcționează de obicei cu 12 pulsuri. Deseori însă, din considerente practice, în multe scheme este întâlnită utilizarea convertoarelor cu 6 pulsuri. În aceste cazuri apar armonice de rang 5 și 7, cu amplitudini considerabile, precum și armonice de rang superior. Aceste armonice sunt filtrate utilizând o combinație de filtre acordate pentru rangurile armonice joase, 5, 7, 11 și 13 și filtre amortizate pentru rangurile armonice peste 17.
Fig. 1.3
Exemplu de filtru pentru convertor cu 6 pulsuri.
1.2.1. filtre pasive refulante
Din punctul de vedere al domeniului de utilizare sunt folosite două tipuri de filtre pasive:
filtre refulante,
filtre absorbante.
Filtrul electric refulant este utilizat, în special în instalațiile în care se impune limitarea transferului de armonice datorate receptoarelor neliniare RN (fig. 1.4.), în instalația existentă de compensare a puterii reactive (fig. 1.4 a) sau în rețeaua electrică de alimentare (fig. 1.4 b)).
Fig. 1.4
Filtru refulant – paralel a) și serie b)
În schema filtrului refulant paralel (fig. 1.4 – a) se urmărește limitarea solicitării termice a condensatoarelor din instalația de compensare a puterii reactive și evitarea rezonanței paralel între reactanța transformatorului și capacitatea condensatoarelor pentru îmbunătățirea factorului de putere [1]. Schema filtrului cuprinde o baterie de condensatoare C conectată în serie cu o bobină L (bobină de dezacordare), fiind dimensionat în mod uzual pentru o frecvență de rezonanță de (180…210) Hz. În rețelele electrice de joasă tensiune, cu o componentă armonică de rang 3 importantă sunt utilizate și circuite rezonant la 133 Hz (dezacordare XL = 14%XC). Elementele schemei sunt alese astfel încât reactanța echivalentă Xe1 a circuitului filtrului refulant pentru frecvența fundamentală
să aibă caracter capacitiv, iar pentru armonice să prezinte caracter inductiv (fig. 1.5 – a).
Fig. 1.5
Reactanța circuitului filtrului refulant paralel a) și a circuitului filtrului refulant serie b)
În relația (1.8), UN este tensiunea normată pe barele la care este conectat filtrul, Qe puterea reactivă echivalentă determinată de filtrul refulant la frecvența fundamentală, iar 1=2f1 – pulsația frecvenței fundamentale f1 .
Pentru armonice de rang h, filtrul refulant trebuie să prezinte o reactanță inductivă superioară valorii Xe1/h, care ar fi rezultat dacă în locul filtrului ar fi conectată bateria de condensatoare de reactanță Xe1 la frecvență fundamentală. În acest fel condiția de dimensionare a filtrului refulant rezultă:
Din relația (1.9) se obține:
Fiind determinată inductivitatea bobinei L, capacitatea C poate fi calculată din relația (1.8) în care este cunoscută tensiunea UN , puterea reactivă Qe necesară pentru compensarea puterii reactive și rangul minim (în mod uzual h = 5) al armonicelor care urmează a fi refulate în rețeaua electrică de alimentare.
Prezența filtrului refulant, având schema indicată în figura 1.4 a) asigură protecția bateriei de condensatoare pentru compensarea puterii reactive la utilizator, dar determină transferul armonicelor de curent electric Ih, determinate de receptorul neliniar RN, în rețeaua electrică de alimentare.
Pentru limitarea transferului de armonice în rețeaua electrică de alimentare este posibilă creșterea impedanței armonice prin montarea în serie cu utilizatorul perturbator a unui filtru refulant serie (fig. 1.4 b). Circuitul este dimensionat la rezonanță de curent electric, determinând pentru armonica de calcul h o impedanță foarte mare (fig. 1.5 b).
Impedanța Z (h) a filtrului refulant serie, în funcție de rangul h al armonicei rezultă din relația:
În relația (1.11), R este rezistența electrică a filtrului refulant serie (în special rezistența electrică a bobinei L).
Pentru armonica de rang hi , pentru care este dimensionat filtrul refulant, acesta prezintă o impedanță foarte mare (fig. 1.5 b)) și deci asigură separarea sistemului de alimentare de sursa de armonică de rang h. Pentru armonice de rang h < hi , filtrul prezintă un caracter inductiv (cu reactanță mai mare decât dacă în circuit ar fi numai bobina L), iar pentru armonice de rang h > hi , filtrul prezintă un caracter capacitiv (cu reactanță mai mare decât dacă în circuit ar fi numai condensatorul C).
Utilizarea filtrelor refulante în instalațiile noi nu este recomandată, având în vedere existența unor mijloace eficiente pentru limitarea armonicelor generate de consumatorii perturbatori.
1.3. Filtre Active
Filtrele active [83],[59] sunt utilizate pentru a compensa distorsiunile produse de armonicele de curent, puterea reactivă [85] și curentul electric prin conductorul neutru[95]. Sunt de asemenea utilizate pentru a compensa distorsiunile cauzate de armonicele de tensiune [8], fluctuațiile de tensiune, căderile sau creșterile de tensiune și dezechilibrele de tensiune.
Autori ai unor lucrări recente [13] consideră că termenul ”condiționare a puterii” [86], [48] (condiționer de rețea) este mai potrivit, având un înțeles mai acoperitor, decât termenul ”filtrare a armonicelor”. Cu alte cuvinte, condiționarea puterii nu este conținută în filtrarea armonicelor, dar conține:
atenuarea armonicelor [119]
suprimarea armonicelor [61], [78]
izolarea armonică
controlul puterii reactive pentru corecția factorului de putere [117]
controlul fluxului de putere
stabilizarea tensiunii
repartiția / echilibrarea sarcinii [77]
reducerea fluctuațiilor de tensiune și/sau combinațiile lor.
Nevoia de a compensa distorsiunile introduse de sarcinile neliniare a apărut odată cu proliferarea [114] echipamentelor electronice care conțin surse [105], [60], [143] funcționând în comutație (redresoare + invertoare, redresoare + stabilizatoare de c.c. etc).
Condiționerele de putere [50] includ configurații electronice alcătuite din convertoare PWM, convertoare analog / digitale, microcalculatoare de proces, stabilizatoare de tensiune continuă, senzori (traductoare) de curent electric/ tensiune etc. toate aceste configurații electronice sunt construite cu dispozitive semiconductoare obținute utilizând tehnologii noi.
Astfel, aceste convertoare de putere conțin, în afară de dispozitivele devenite deja tradiționale (diode, tiristoare, triace) , dispozitive semiconductoare de putere relativ noi, cum ar fi:
Tranzistoare bipolare cu grilă izolată (IGBT)
Tranzistoare cu efect de câmp în tehnologie metal-oxid-semiconductor (MOS – FET)
Tiristoare cu blocare (stingere) pe poartă (GTO).
convertoarele de putere au un răspuns rapid în controlul tensiunilor și curenților electrici.
1.3.1. Puterea instantanee [57]
Teoria puterilor instantanee activă și reactivă sau așa-numita teorie p-q [54], [55] se bazează pe un set de puteri instantanee definite în domeniul timp [14], [131]. Nu sunt impuse restricții asupra formelor curbelor de tensiune sau curent electric. Teoria poate fi aplicată atât sistemelor trifazate având conductor neutru, cât și celor cu ”neutrul” izolat (cazul sistemelor ambarcate). Teoria este aplicabilă atât în regim permanent, cât și în regim tranzitoriu, deci este flexibilă [113].
teoria p-q transformă mai întâi tensiunile și curenții electrici din coordonate abc în αβ0 și apoi definește puterea pe aceste coordonate.
(până acum tensiunea a fost notată cu u ; trebuie menținută notația sau u sau v;
nu pot fi folosite două notații diferite pentru aceeasi mărime; fazele se notează A,B, C sau a,b,c; unghiul de defazaj este sau )
Fig. 1.6
Transformarea abc → αβ0 (a) și αβ0 → abc (b)
Poate fi definit un vector tensiune instantanee format din componentele instantanee α și β:
și, în mod similar, un vector curent electric instantaneu format din componentele α și β:
Fazorii instantanei menționați mai sus pot fi reprezentați într-un plan complex, în care axa reală este axa α, iar axa imaginară este axa β, în transformarea Clarke [30]. Vectori e și i sunt funcții de timp, deoarece ele sunt componentele Clarke ale tensiunilor instantanee pe faze și ale curenților electrici de linie, în sistemul trifazat. De aceea, ei nu trebuie interpretați ca fazori.
Considerând următoarele sisteme echilibrate sinusoidale de tensiuni și curenți electrici ale unui circuit linear trifazat:
(1.14)
Unghiurile V și I sunt fazele tensiunii și respectiv ale curentului electric.
În cazul sistemelor trifazate echilibrate sinusoidale [125], tensiunile și curenții electrici au amplitudini constante și se rotesc în sens antitrigonometric (α → β), cu viteza unghiulară ω, așa cum arată fig.1.7.
Fig. 1.7
tensiunile și curenții electrici se rotesc în sens antitrigonometric (α → β)
vectorul tensiune complexă poate fi compus astfel:
Înlocuind în funcțiile temporale ,și date în (1.14) și efectuând câteva manevre, se obține următoarea ecuație:
Prin comparație, următoarea relație poate fi scrisă:
Reprezentarea vectorială a tensiunilor și curenților electrici este folosită din ce în ce mai mult în electronica de putere; de exemplu, este utilizată în controlul vectorial al acționărilor motoarelor electrice asincrone, ca vector spațial în convertoarele de putere cu modulație în durată a impulsurilor (PWM) și în controlul condiționerelor de putere.
Teoria p-q este definibilă atât în sistemele trifazate având conductor neutru, cât și în cele fără. Trei puteri instantanee: puterea instantanee de secvență 0 – p0, puterea instantanee reală p și puterea instantanee imaginară q sunt definite de tensiunile instantanee pe faze și de curenții electrici de linie, în sistemul de axe αβ0, ca:
(1.15)
Dacă nu există componenta i0, atunci p0 este nulă, iar sistemul devine trifazat cu trei linii. Definiția puterilor p și q se bazează pe următoarea ecuație:
(1.16)
Conform transformării inverse Clarke, ecuația matricială devine:
și având în vedere (1.16), se ajunge la:
(1.17)
Puterea instantanee imaginară q [34] înseamnă o sumă de produse trifazate ale tensiunilor și curenților electrici care nu contribuie la transferul de energie activă între cele două subsisteme în nici un moment.
Fig. 1.8
Compensator de curent electric derivație
Termenul ”putere reactivă instantanee” este sinonim cu puterea imaginară.
O aplicație importantă a teoriei p-q este compensarea [76], [82] curenților electrici distorsionați. Figura 1.8 ilustrează ideea de bază a unui compensator [69], [70] de curent derivație. Acest compensator este un tip de filtru activ. Pentru simplicitate, am considerat comportamentul compensatorului ca acela al unei surse trifazate controlate de curenții electrici de referință , , .
Metoda de obținere a curenților de referință , , este prezentată în fig.1.9. microcalculatorul de puteri instantanee separă puterea reală și cea imaginară în componentele lor medii și cele oscilatorii. Apoi, sunt selectate porțiunile nedorite ale puterii reale și cele ale puterii imaginare care ar trebui compensate. Compensatorul trebuie să elaboreze acei curenți compensatorii care să reproducă exact inversul puterilor indezirabile create de sarcina nelineară.
Fig. 1.9
Schema bloc a controlului compensării de curent electric derivație
Curentul electric ideal compensat poate fi selectat simplu [42], [40] extrăgând curentul electric eliminat din curentul electric de sarcină [121]. Rezultatul este același dacă metoda de control arătată în fig.1.9 este folosită pentru a genera curenții electrici compensatorii care să producă inversul puterilor urmând a fi eliminate ( și ). Atunci, curentul electric compensatoriu este sumat cu noul curent electric de sarcină. Puterile pS și qS corespund noilor puteri livrate de sursă după compensare.
Figura 1.10 prezintă oscilogramele tensiunii, curenților electrici și ale puterilor instantanee.
Toate componentele curentului electric care nu transferă energie, deși produc pierderi în rețea, sunt eliminate. Puterea instantanee reală pS, produsă cu ajutorul curentului electric compensat, este egală cu cea produsă de curentul de sarcină, în vreme ce puterea instantanee qS este nulă la sursă.
Un aspect interesant este acela că acțiunea substractivă a compensatorului face ca existența curentului electric compensatoriu să depindă numai de puterea instantanee q, așa încât nu există un transfer de energie înspre sau dinspre compensator. Aceasta înseamnă, în principiu, că acest compensator nu are nevoie de o sursă de energie proprie pentru a compensa puterea instantanee q.
Fig. 1.10
Curentul eliminat iaq, curentul compensat ia – iaq și puterile reală și imaginară
produse de curentul electric compensat.
Filtrele active sunt împărțite în două mari categorii: filtre active monofazate și filtre active trifazate [46]. Filtrele active trifazate pot fi cu sau fără conexiune conductor neutru. Filtrele active monofazate sunt folosite pentru a compensa problemele legate de calitatea puterii determinate de sarcinile monofazate precum sursele de tensiune continuă. Filtrele active trifazate [56] sunt folosite în cazul sarcinilor neliniare de puteri mari precum sistemele de acționare cu viteză variabilă și convertoarele c.a./c.c.
În sistemele de acționare cu viteză variabilă, filtrele active sunt folosite pe partea de alimentare pentru a reduce curenții electrici armonici de frecvențe variabile. În acest caz, filtrele pasive nu pot funcționa corespunzător deoarece frecvența este variabilă.
În funcție de structura circuitului, sunt folosite două tipuri de filtre active: filtre active sursă de curent electric (CSAF – Current Source Active Filter) și filtre active sursă de tensiune (VSAF – Voltage Source Active Filter) [104].
Filtrele CSAF [132] folosesc o bobină ca mijloc de stocare a energiei. Curenții electrici neliniari ai sarcinii circulă prin impedanța sursei de tensiune alternativă și determină tensiuni armonice în rețeaua de tensiune alternativă. Filtrele active sunt proiectate să furnizeze un curent electric armonic egal dar defazat cu 180 față de curentul electric armonic al sarcinii. În acest fel, curentul electric ce ajunge în rețeaua electrică va fi sinusoidal.
Un filtru activ poate folosi invertoarele sursă de curent (CSI) sau invertoarele sursă de tensiune (VSI). Filtrele active cu CSI utilizează o bobină ca dispozitiv de stocare a energiei. Filtrele active cu VSI utilizează un condensator pentru stocarea energiei.
O serie întreagă de configurații de filtre active au fost introduse și îmbunătățite precum: filtre șunt, serie, hibrid (o combinație de filtre șunt și filtre active), sistem unitar de îmbunătățire a calității energiei electrice (UPQC = Unified Power Quality Conditioner), ce reprezintă o combinație de filtre active șunt și serie [143].
Filtrele active au fost proiectate și dezvoltate pentru compensarea armonicelor de curent electric și de tensiune. În funcție de arhitectura și schema de control pot compensa curenți armonici, tensiuni armonice, putere reactivă, dezechilibru de sarcina, curent electric prin conductorul neutru, dezechilibru de tensiune, stabilizarea tensiunii, fluctuațiile de tensiune.
În figura 1.11 este prezentată configurația unui filtru CSAF, trifazat cu trei conductoare în care Rs, Ls, Rr, Lr, Rf și Lf sunt rezistența și inductivitatea sursei de tensiune alternativa, a sarcinii și respectiv a elementelor filtrului.
Pentru controlul filtrului CSAF sunt folosite diferite strategii de control. Cea mai utilizată este metoda de control a curentului electric cu modulația impulsurilor în lățime (PWM – Pulse Width Modulation).
În filtrele CSAF [49], curentul continuu al bobinei, folosită ca mijloc de stocare a energiei electrice, trebuie să fie mai mare decât cea mai mare armonică a sarcinii (diferența maximă dintre curentul absorbit din rețeaua electrică de alimentare și curentul electric al sarcinii). Dacă curentul continuu prin bobina Idc este prea mic, invertorul nu va putea realiza compensația corespunzătoare. Valoare curentului Idc nu trebuie să fie prea mare pentru a nu determina pierderi suplimentare în bobina Ldc și în invertor. Nu este necesară o sursa de alimentare de tensiune continuă, deoarece filtrul activ furnizează doar putere reactivă. O valoare redusă a curentului electric de frecvență fundamentală este necesară pentru a compensa pierderile filtrului activ.
Condensatoarele Cf sunt folosite pentru a proteja elementele semiconductoare de supratensiuni și pentru a realiza filtrul trece-jos LC cu inductivitatea Lf necesar limitării semnalelor determinate de frecvența de comutație. Pentru a preveni apariția rezonanței, frecvența de rezonantă a elementelor Lf și Cf trebuie să fie mai mare decât cea mai mare frecvență armonică și cu mult mai mică decât frecvența de comutație. Strategia de control trebuie să fie bine aleasă pentru a preveni apariția rezonanței.
Inductivitatea Ldc trebuie suficient de mare pentru a limita oscilațiile curentului electric, dar dimensiunile sale sunt limitate de volum, greutate și de costuri.
Fig. 1.11
Schema de principiu a unui filtru activ CSAF.
Fig. 1.12
Schema de principiu a unui filtru activ VSAF.
La filtrele VSAF, pentru stocarea energiei este folosit un condensator. În general, filtrele VSAF sunt mai puțin costisitoare, mai ușoare și mai ușor de controlat comparativ cu filtrele CSAF. Pierderile filtrelor VSAF sunt mai mici decât cele din filtrele CSAF și pot fi utilizate în configurații cu mai multe trepte, cu mai multe niveluri.
În figura 1.12 este prezentată schema de principiu a unui filtru VASF trifazat.
Tensiunea continuă la bornele condensatorului dispozitiv de stocare a energiei electrice Cdc trebuie să fie mai mare decât valoarea maximă a tensiunii de linie. Pentru o funcționare corespunzătoare a filtrului activ, tensiunea continuă la bornele condensatorului trebuie să fie, în orice moment, mai mare de 1,5 ori decât valoarea maximă a tensiunii de linie.
Valoarea condensatorului Cdc trebuie să fie suficient de mare pentru a reduce variațiile de tensiune la bornele acestuia.
Filtrele active conțin două părți principale distincte:
controlerul (comanda) filtrului activ (procesarea digitală)
Convertorul PWM (procesarea de putere)
1.3.2. Controlul filtrelor active
Algoritmul de comandă implementat în controlerul filtrului activ determină compensarea caracteristicilor acestuia. Teoria p – q formează o bază eficientă pentru proiectarea controlerele filtrelor active.
O particularitate caracteristică sistemelor trifazate cu trei linii (fără conductor neutru) o constituie absența componentelor “secvență zero” ale curentului electric.
Figura 1.13 prezintă în fapt algoritmul complet al controlerului unui filtru activ derivație trifazat cu trei conductoare de curent electric care compensează oscilațiile puterii reale și ale puterii imaginare ale sarcinii (strategia de control a puterii instantanee constante).
Controlerul filtrului activ (fig.1.13) primește tensiunile și curenții electrici de linie din punctul comun de conectare (PCC) al rețelei trifazate, pentru a compensa distorsiunile produse de sarcina nelineară. Filtrul activ derivație are o caracteristică [41] selectivă de compensare. Cu alte cuvinte, el se comportă ca un circuit deschis pentru armonicele de curent electric produse de alte sarcini nelineare adiacente.
Convertorul Clarke obține parametri α,β din parametri a,b,c și apoi, microcalculatorul puterilor instantanee p și q obține valorile acestora folosind parametri α,β. Influența filtrului dinamic trece-jos asupra controlerului PI are loc numai pe durata stărilor tranzitorii.
Stabilizatorul de tensiune continuă determină semnalul , corectând erorile în compensarea puterii instantanee.
Fig. 1.13
Controlerul filtrului activ
1.3.3. Convertorul PWM (procesarea de putere)
Fig. 1.14
Filtru activ trifazat derivație
În figura 1.14 se prezintă principalele componente-bloc ale unui filtru activ trifazat derivație pentru compensarea curentului electric.
sintetizarea curenților electrici obținuți prin modulația în durată a impulsurilor (PWM) se realizează, în mod tradițional, cu ajutorul unui circuit integrat specializat (dedicat), comandat de un microcontroler (MCU – μCTRL). Folosind un μCTRL dotat cu o mare memorie integrată, combinată în același chip cu un accesor direct la memorie (DMA – fig.1.14), se scutește utilizarea unui circuit integrat dedicat. Partea electronică dedicată care ar fi trebuit alocată acestei aplicații este înlocuită cu un program adecvat.
Fig. 1.15
Schema de comandă a punții de putere formată din interfața primară,
transformatoarele separatoare și interfața secundară
Cele șase ieșiri ale microcontrolerului ST9 stabilesc direct stările celor șase transistoare cu efect de câmp (sau ale celor șase transistoare bipolare cu poartă izolată – IGBT) ale punții, prin intermediul unei interfețe care asigură separarea electrică (interfațare izolată).
Este prezentată o soluție practică pentru sintetizarea curenților electrici de compensare și pentru crearea tabelelor DMA. Timpii morți necesari evitării intrării simultane în conducție a brațelor unei căi ale punții de putere (tranzistoarele T1…T6) sunt creați prin program.
Poarta complet izolată a acționării comandată în impulsuri nu necesită o sursă auxiliară de alimentare, întrunește condițiile de securitate și realizează o imunitate mare la tensiuni de zgomot (semnale parazite).
În fig.1.15 este prezentată schema de comandă a punții alcătuită din comutatoarele statice de putere. Schema de comandă este formată din interfața primară (conținând 6 celule), două grupuri de câte 3 transformatoare separatoare și două interfețe secundare alcătuite fiecare din câte trei celule [141], alocate celor 6 transistoare de putere.
2. CORECȚIA DIGITALĂ A DISTORSIUNII ARMONICE
2.1. Introducere
Deoarece standardele internaționale și europene limitează conținutul de frecvențe armonice ale curentului electric de alimentare, factorul de putere a devenit o mărime electrică caracteristică importantă pentru echipamentele electrice.
Factorul de putere este definit ca raportul dintre puterea activă (engl: Real Power) și puterea aparentă totală (engl: Total Apparent Power) [14]:
Practic, pentru un semnal sinusoidal non-ideal, definiția convenabilă este cea a unui factor de putere global:
în care: 1 este unghiul dintre fazorul tensiune de alimentare și fazorul curent electric cu frecvența fundamentală;
kd – factor ce caracterizează distorsiunea formei curbei; acest factor este legat de conținutul armonic al curentului și este definit de standardele IEC 61000-3-2:2009 și IEC 61000-3-6:2008*).
În zilele noastre, mai multe aplicații utilizează deja corectoare ale factorului de putere (engl: Power Factor Corrector = PFC) echipate cu circuite integrate dedicate.
Lucrarea de față descrie o tehnică de corecție a factorului de putere care utilizează un microcontroler standard, ce îndeplinește cerințele reglementate. Tehnica digitală descrisă în continuare permite sintetizarea formei curbei curentului electric absorbit de utilizator din rețeaua de alimentare și adaptarea aplitudinii curentului electric la cerințele particulare impuse.
În exemplul ales, a fost construit un pre-regulator de tensiune care activează un etaj de putere lucrând în comutație, pentru obținerea unei tensiuni continue de 400V. Această tensiune continuă este stabilizată cu ajutorul unui microcontroler din familia ST9 (SGS – Thomson). Microcontrolerul asigură în același timp reducerea conținutului armonic, precum și alte funcționalități legate de protecție.
2.2. Principiul
În cazul celor mai multe echipamente electrice alimentate din rețeaua de tensiune alternativă, primul etaj din blocul de alimentare asigură redresarea tensiunii sinusoidale și filtrarea (cu ajutorul unui condensator) pentru a obține o tensiune continuă cât mai „netedă”.
Așa cum se arată în fig. 2.1, curentul electric absorbit din rețea prezintă pulsații la fiecare vârf al tensiunii de alimentare. Aceste pulsuri generează curenți electrici cu diferite frecvențe armonice, superioare fundamentalei și determină un factor de putere redus (tipic, cuprins între 0,5 și 0,7).
Acest factor de putere nu se încadrează în limitele permise ale amplitudinii diferitelor componente armonice definite prin actualele norme [76].
O soluție simplă (fig.2.2) pentru a aduce nivelul armonicelor sub limitele admise, constă în a absorbi un curent electric mai puțin nesinusoidal din rețeaua de alimentare. Acest curent electric nu ar prezenta pulsuri atât de accentuate și nici atât de elongate în timp, ca în fig. 2.1.
La închiderea întrerupătorului CS, tensiunea redresată se aplică pe bobina L, prin care începe să treacă un curent electric crescător cvasiliniar, deoarece constanta de timp a circuitului este mult mai mare decât timpul în care întrerupătorului CS se menține închis. În acest interval de timp, dioda nu conduce, deoarece la bornele ei se aplică tensiunea (inversă) a condensatorului, încărcat din redresor pe durata anterioară, în care CS este deschis. Tensiunea (de pe rezistor) este egală cu tensiunea la bornele condensatorului. Tensiunea pe bobina L (din acest interval de timp) este tensiunea continuă redresată și are polaritate inversă acesteia.
Fig. 2.1
Redresor monofazat bialternanță în punte.
Pulsurile de curent introduc armonice multiple în tensiunea de alimentare.
Tensiunea u la intrarea convertorului, tensiunea uC la bornele condensatorului de filtrare,
curentul i absorbit din rețeaua de alimentare și componenta fundamentală i1 a acestuia.
La deschiderea CS, curentul electric prin bobină nu poate să-și schimbe sensul instantaneu, în timp ce tensiunea la bornele bobinei își schimbă sensul. Această tensiune de autoinducție se înseriază cu tensiunea continuă redresată. Din acest moment dioda începe să conducă, deoarece acum suma tensiunilor redresată și de la bornele bobinei este mai mare decât tensiunea , iar tensiunea de la bornele condensatorului ajunge la o valoare mai mare decât tensiunea redresată cu valoarea tensiunii de autoinducție.
Fig. 2.2
Comutatorul static de putere al PFC
absoarbe din rețea un curent non-sinusoidal
În figurile 2.3.a și 2.3.c, curentul electric absorbit IL ia valori cuprinse între 0 și IL/2 la începutul și la sfârșitul fiecărei alternanțe (de exemplu, atunci când tensiunea de alimentare este nulă sau foarte mică) și ia o valoare continuă între aceste momente. O astfel de formă de curbă mărește valoarea factorului de putere și pe cea a puterii active absorbite dintr-o anumită sursă de alimentare.
Forma curentului electric absorbit conține armonice, dar valoarea fiecăreia rămâne sub limitele acceptate fixate de standarde.
O altă modalitate este de a calcula cu ajutorul transformărilor Fourier, valoarea maximă a curentului IL (fig.2.3 a) disponibilă din rețea și de a menține fiecare armonică sub valoarea admisibilă. Calculul este dat în anexa 1, iar rezultatele sunt arătate în fig.2.3 b.
O formă simplă a curbei (fig.2.3 a) dă o repartiție în care doar armonicele 19 și 21 se situează la limita valorilor admise ale curentului absorbit. Componenta spectrală având cea mai mare valoare, armonica a 5-a, reprezintă doar 10% (0,28A) din valoarea curentului absorbit (2,8A) din rețea.
Fig. 2.3 a
Forma curbei curentului absorbit, corespunzătoare unei puteri active de 500W.
Fig. 2.3 b
Armonicele de rang 19 și 21 ale curentului electric absorbit (fig.2.3 a)
limitează puterea activă disponibilă la valoarea de 500 W.
Realizarea adecvată a formei curbei de curent electric permite creșterea puterii active absorbite din rețea. Prin modificarea momentelor de creștere și reducere a valorilor curentului electric (fig.2.3 c), spectrul armonic se schimbă: amplitudinile armonicelor 19 și 21 se reduc, în timp ce armonicele de rang redus cresc (fig.2.3 d).
Poate fi absorbit acum din rețeaua de alimentare, un curent electric cu amplitudinea de 5A, din care 4,3 A reprezintă valoarea efectivă a curentului electric având frecvența fundamentală de 50Hz.
Fig. 2.3 c
O mică modificare a momentelor de creștere și de reducere ale curentului electric absorbit permite creșterea valorii efective a curentului electric de frecvență fundamentală la valoarea de 4,3 A,
corespunzător unei puteri active de 1000 W.
Fig. 2.3 d
Modificarea formei curbei curentului electric (fig.2.3 c) schimbă structura armonică și permite mărirea puterii active la valoarea de 1000W.
2.2.1. Circuite pentru corecția factorului de putere
Rolul circuitului pentru controlul factorului de putere este de a determina ca curentul electric absorbit din rețeaua electrică de alimentare să aibă o distorsiune cât mai redusă (factor total de distorsiune THDI cât mai redus) și un factor de putere PF cât mai apropiat de unitate.
În mod obișnuit pentru controlul formei curbei curentului electric este utilizat convertorul static cu comandă în mod de conducție critic (fig.2.4 a) [67].
Fig. 2.4
Convertor static cu comandă în mod de conducție critic:
a) schema circuitului; b) variația mărimilor electrice.
Tranzistorul MOSFET T este blocat în momentul în care curentul iL prin bobina L atinge dublul valorii iL* care corespunde puterii absorbite de receptorul conectat pe partea de tensiune continuă și este comandat în conducție când curentul iL se anulează; se obține astfel forma curentului electric la ieșirea redresorului indicată în figura 2.4 b).
La ieșirea redresorului cu diode este montat condensatorul Ce (fig. 2.4 a) pentru limitarea armonicelor de înaltă frecvență conținute în curentul electric iL . Capacitatea condensatorului Ce este suficient de mică pentru a nu modifica forma tensiunii redresate ud .
Curentul electric absorbit din rețeaua electrică este practic sinusoidal, variațiile curentului electric i' fiind corectate cu ajutorul unui filtru de rețea din schema receptorului.
Chopperul format cu tranzistorul T, asigură controlul curentului electric iL astfel încât să determine variații, cu o frecvență determinată (până la circa 30 kHz), între valoarea zero și dublul curentului electric iL* care corespunde puterii absorbite de receptor. La blocarea tranzistorului MOSFET al chopperului, tensiunea la bornele diodei D devine suficient de mare pentru ca aceasta să intre în conducție și să asigure încărcarea condensatorului principal C.
Tensiunea la bornele condensatorului principal C poate fi controlată prin controlul duratelor de blocare și de conducție ale tranzistorului T din schema chopperului.
Schemele și metodele de comandă utilizate permit sintetizarea formei de tip ”sinusoidă redresată” pentru curentul iL care parcurge bobina L. Pentru a stabili parametrii schemei de comandă, este necesar a fi cunoscută valoarea maximă ILmax a curentului electric prin bobină, care depinde de puterea absorbită de sarcină, putere care nu este cunoscută anterior și se poate modifica în timp.
Sarcina poate fi modelată prin rezistența electrică echivalentă Rc a utilizato-rului. În acest fel, puterea Pc necesară la ieșirea schemei are expresia:
În circuitul de intrare, deoarece atât tensiunea cât și curentul electric au o variație practic sinusoidală, expresia puterii de intrare P este:
în care Umax și Imax sunt valorile maxime ale tensiunii, respectiv curentului electric (cu variație sinusoidală) de la intrarea circuitului.
În funcționare de regim, dacă se neglijează pierderile în convertor, rezultă Pc = P și din relațiile (2.3) și (2.4) se obține:
2.3. Aplicație practică
În fig. 2.5 este reprezentată topologia regulatorului factorului de putere, lucrând în configurație de convertor de putere în comutație și fiind controlat de un microcontroler ST9.
Schema trebuie să permită livrarea unei puteri cerute de o sarcină alimentată cu o tensiune controlată și absorbția unui curent electric nesinusoidal de forma celui din fig.2.3 a.
Controlul formei curbei curentului electric și stabilizarea tensiunii de ieșire a convertorului necesită două bucle închise de reglare automată.
Fig. 2.5
Schema bloc funcțională a corectorului digital al factorului de putere
utilizând un microcontroler ST9 și un circuit integrat UC3843
pentru comanda modulării în durată a impulsurilor.
2.3.1. Bucla de reglare a tensiunii continue de ieșire
Atunci când sarcina variază, tensiunea de ieșire este menținută constantă cu ajutorul buclei de reglare a tensiunii continue de ieșire (care este o buclă cu răspuns lent). Pentru a putea realiza acest deziderat, tensiunea de ieșire este măsurată prin intermediul unui divizor rezistiv și a unuia dintre canalele convertorului analog/digital ale microcontrolerului.
O anume presetare a buclei de reglare a tensiunii este stabilită pe baza variațiilor tensiunii continue de la ieșire. Această presetare este asigurată de unul dintre temporizatoarele interne lucrând în tehnica modulării în durată a impulsurilor (engl: Pulse Width Modulation = PWM) și reprezintă o tensiune de referință VREF după filtrare, așa cum se arată în fig. 2.5.
2.3.2. Bucla de reglare a curentului electric
Bucla de reglare a curentului electric, controlând forma curbei curentului electric absorbit, se bazează pe funcționarea unui comparator, a unui circuit basculant bistabil și a unui tranzistor de putere. Această buclă de reglare este rapidă deoarece curentul electric prin comutatorul static de putere trebuie să răspundă la frecvența PWM.
Tensiunea filtrată de referință, asigurată de bucla de reglaj a tensiunii de ieșire, este comparată cu tensiunea de pe traductorul de curent electric (senzorul rezistiv) și definește valoarea curentului de vârf ILmax prin tranzistorul de putere al chopperului T.
Curentul electric cu frecvența PWM, care circulă prin tranzistorul de putere, este sincronizat cu microcontrolerul (fig.2.6). pe frontul crescător al impulsului de tect, bistabilul este setat, tranzistorul de putere trece în stare de conducție și curentul electric începe să crească prin bobina L.
Atunci când curentul atinge valoarea IL corespunzătoare tensiunii de referință Vref, bistabilul este resetat de comparator, iar tranzistorul de putere se blochează.
Practic, a fost folosit un circuit integrat UC3843 (lucrând în tehnica PWM) care include un comparator, un bistabil și un buffer alimentat la 15V, în stare să activeze tranzistorul MOS de putere.
Fig. 2.6
Comanda buclei de reglare a curentului electric.
Comutatorul static de putere este activat pe fontul pozitiv al impulsurilor de tact și
blocat la atingerea valorii limită a curentului electric.
2.4. Modelarea formei curbei curentului electric
Pentru a obține forma curbei prezentată în fig. 2.3 a, valoarea IL este calculată la începutul fiecărei semiperioade, corespunzător corecțiilor impuse de bucla de reglare a tensiunii continue de ieșire. Forma curbei a curentului electric este sincronizată cu trecerea prin zero a tensiunii sinusoidale din rețeaua de alimentare. Detectarea trecerii prin zero se realizează utilizând unul dintre canalele convertorului A/D al microcontrolerului.
Noul ciclu de încărcare, elaborat după această măsurare, este aplicat sincron cu trecerea prin zero a tensiunii rețelei. Sunt aplicați în mod automat trei factori (0%, 50%, 100%) la valoarea tensiunii PWM, în momentul potrivit al fiecărei perioade (1,2,8,9 ms). Aceasta dă forma curbei din fig. 2.3 a.
2.4.1. Principiul stabilizării tensiunii
Pentru a explica principiul folosit pentru stabilizarea tensiunii, se consideră schema simplificată din fig. 2.7.
Valoarea condensatorului Cout este de 220μF. Puterea variază între 0 și 400W, sub o tensiune fixă de 400V la ieșire. Generatorul de curent electric care asigură curentul electric de ieșire Iout, este un etaj de putere lucrând în comutație. Tensiunea de referință Vref rezultă din ciclul de încărcare filtrat PWM, generat de temporizatorul multifuncțional al microcontrolerului.
Fig. 2.7
Principiul de funcționare al unui pre-regulator controlat de un microcontroler ST9,
pentru alimentarea cu tensiune stabilizată a unui consumator.
Bucla de reglare automată a tensiunii, care păstrează constantă valoarea tensiunii de ieșire, atunci când sarcina variază, este caracterizată de funcția de transfer a generatorului de curent. Funcția este obținută măsurând în buclă deschisă, relația globală dintre variația ciclului de încărcare Δδ și variația curentului la ieșire ΔIout:
(2.6)
cu:
Microcontrolerul ia în considerare tensiunea de ieșire o dată pe durata unei perioade (la 9 ms după trecerea precedentă prin zero), cu ajutorul convertorului A/D. Acesta calculează diferența dintre valoarea măsurată și valoarea țintă a tensiunii de ieșire, stocată în memorie și compensează eroarea detectatăprin modificarea cu a ciclului de încărcare PWM precedent. Noul ciclu de încărcare va fi:
(2.7)
Pentru a finaliza stabilizarea statică și dinamică a tensiunii de ieșire, microcontrolerul utilizează două eșantioane consecutive ale tensiunii de ieșire și calculează eroarea statică și viteza sa de variație (fig. 2.8).
Fig. 2.8
Pentru a putea realiza stabilizarea tensiunii,
microcontrolerul calculează eroarea statică de tensiune și viteza sa de variație,
utilizând două eșantioane consecutive ale tensiunii de ieșire.
2.4.2. Compensarea erorii statice și parametrul static S
Pentru fiecare eșantion din tensiunea de ieșire, microcontrolerul evaluează eroarea dintre tensiunea de ieșire Vout și tensiunea țintă Vtgt stocată în memorie:
la momentul tn (2.8)
Pentru a compensa această eroare, microcontrolerul calculează modificarea curentului electric , necesară pentru finalizarea încărcării condensatorului pe o durată fixată . Alegerea valorii acestei durate dă timpul de răspuns al compensării tensiunii.
(2.9)
Combinând ecuațiile (2.6) și (2.9), se obține variația ciclului de încărcare necesară compensării erorii de tensiune:
(2.10)
Valoarea parametrului de compensare statică S depinde de valoarea condensatorului de la ieșire și definește timpul de răspuns ales. Acest parametru trebuie să fie adaptat corespunzător comportamentului cerând un anumit timp de răspuns pentru fiecare aplicație. El este stocat în memoria microcontrolerului.
În aplicația de față, C = 220μF și (timpul de răspuns cinci ori mai mare decât perioada de eșantionare), obținând relația:
(2.11)
Exemplu:
Dacă se detectează o scădere a tensiunii de ieșire cu 10 V, ciclul de încărcare va crește cu 2%; 50 ms mai târziu, variația tensiunii va fi complet anulată.
2.4.3. Compensarea dinamică, parametrul dinamic D.
Între două eșantioane consecutive ale tensiunii de ieșire și referitor la măsurarea anterioară, microcontrolerul calculează viteza de variație a erorii:
. (2.12)
Această viteză de variație a tensiunii de ieșire provine dintr-o diferență dintre valoarea curentului electric de încărcare a condensatorului și valoarea sa de descărcare. Ea poate apărea datorită unei variații de sarcină sau a tensiunii de rețea. Această diferență de curent este proporțională cu viteza de variație a tensiunii:
. (2.13)
O strategie în vederea stopării imediate a variației tensiunii este compensarea diferenței de curent electric cu o cantitate egală și de semn contrar. Combinând relațiile (2.6) și (2.13), obținem modificarea corespunzătoare a lui :
(2.14)
Parametrul de compensare dinamică D depinde de valoarea condensatorului de ieșire și de intervalul de timp dt dintre două măsurări consecutive. Acest parametru trebuie adaptat la aplicația particulară și apoi stocat în memoria microcontrolerului.
De precizat în ce se măsoară D.?
În aplicația de față, atunci când C = 220μF și dt = 10ms între două măsurări consecutive, avem:
(2.15)
Exemplu:
Dacă se detectează 50 V între două măsurări consecutive, ciclul de încărcare trebuie crească cu 50% pentru a stopa imediat această variație a tensiunii de ieșire.
Relația globală care dă modificarea ciclului de încărcare după fiecare măsurare a tensiunii de ieșire este dată de relația (2.15). Aceasta anulează viteza de variație a tensiunii și compensează eroarea de tensiune în 50 ms.
Parametri S și D sunt parametri buclei de reglare, care se cere a fi adaptată pentru fiecare aplicație în parte și trebuie stocați în memoria microcontrolerului.
(2.16)
(2.17)
(2.18)
Cu valori numerice ale parametrilor, în aplicația de față, obținem:
(2.19)
2.5. Măsurarea tensiunii și procedura la trecerea prin zero
Pentru a evita o măsurare greșită a tensiunii și pentru a obține o bună imunitate electrică, este implementat un filtru digital prin programare. Acest filtru este constituit efectuând media a trei măsurări ale tensiunii de ieșire. Măsurările sunt făcute la intervale de 100 μs.
În scopul sincronizării formei curbei curentului electric cu tensiunea de rețea, detecția trecerii prin zero a tensiunii se face prin program. Valoarea tensiunii de alimentare este măsurată la fiecare milisecundă. Înainte de terminarea perioadei (9 ms după precedenta trecere prin zero), modul de lucru al convertorului A/D este schimbat într-unul continuu de conversie.
Când tensiunea de ieșire trece prin valoarea de 50 V, se generează un semnal de trecere prin zero cu o întârziere de 0,5 ms. Astfel se obține un restart al bazei de timp. Fără detecția trecerii prin zero, sincronizarea se realizează de către baza de timp a temporizatorului pentru curent electric.
2.6. Funcțiuni de protecție
Funcțiunile de protecție prin programare pot fi implementate ușor datorită măsurării periodice a tensiunii de ieșire. Măsurarea este efectuată automat la fiecare milisecundă prin convertorul analog/digital al microcontrolerului. Funcțiunea principală de protecție este detectarea supratensiunilor la ieșire. Această protecție oprește funcționarea corectorului factorului de putere atunci când tensiunea de ieșire atinge valoarea de 450 V. Sistemul pornește din nou cu un ciclu de încărcare egal cu zero atunci când tensiunea descrește sub valoarea de 420 V. Această protecție previne avariile cauzate de supratensiunile periculoase datorate unor posibile comutații fără sarcină.
Au fost implementate alte câteva protecții prin programare, utilizând celelalte canale ale convertorului A/D:
monitorizarea tensiunii de alimentare a porților din întreruptorul electronic de rețea (atunci când valoarea scade sub 13 V, de exemplu);
la pornire, funcționarea PFC este validată numai dacă tensiunea de ieșire este mai mare decât o valoare prestabilită;
monitorizarea tensiunii de rețea – sistemul nu mai funcționează dacă valoarea tensiunii de alimentare este prea mică;
detectarea scurtcircuitelor – un întreruptor serie este adesea necesar pentru a deschide circuitul și a deconecta sarcina; acționarea acestui întreruptor poate fi realizată cu ajutorul microcontrolerului, care poate asigura și un program de pornire.
2.7. Rezultate practice
Un pre-regulator de tensiune continuă cu valoarea de 400V, incluzând corecția armonică controlată de un microcontroler ST9, este prezentat în anexa 2. Implementarea corecției factorului de putere în ST9 necesită un temporizator multifuncțional (pentru generarea PWM) și un convertor analog/digital cu trei canale, pentru monitorizarea tensiunii. Rămân disponibile pentru utilizator câteva alte funcții periferice:
un temporizator multifuncțional;
4 canale ale convertorului A/D;
o interfață serială de comunicații (SCI);
o interfață serială periferică (SPI);
un temporizator pentru supraveghere;
controlerul DMA.
În consecință, microcontrolerul ST9 este capabil să opereze atât ca pre-regulator al PFC, cât și ca generator de curbă sintetică în invertoare pentru alimentarea motoarelor electrice asincrone și pentru alimentări de avarie la tensiune alternativă.
Pentru a evalua performanțele corectorului digital al factorului de putere, au fost efectuate două teste: răspunsul static și răspunsul dinamic.
2.8. Răspunsul static
În acest caz, PFC este utilizat într-un circuit încărcat permanent cu o sarcină rezistivă de 400W. Figurile 2.9 a și 2.9 b compară formele curbei curentului electric obținute cu și fără corector al factorului de putere.
Fig. 2.9 a
Formele de curbă corespunzătoare funcționării fără PFC
Atunci când este utilizat PFC:
– curentul electric absorbit din rețea este în fază cu tensiunea rețelei;
– riplurile tensiunii de ieșire se reduc la 15 V vârf-la-vârf;
– curentul electric de vârf este limitat la valoarea de 2,2 A în loc de 7,7 A.
Fig. 2.9 b
Formele de curbă corespunzătoare funcționării cu PFC
Mai mult, variația tensiunii la ieșire este de cel mult 2% atunci când tensiunea de alimentare din rețea variază între 140 și 300 V.
Măsurările armonice ale curentului absorbit din rețea, efectuate utilizând un FFT (Fast Fourier Transform), pentru o sarcină de 400 W, sunt cumulate în tabelul 2.1.
Nu se observă faptul că PFC conduce la realizarea unui unghi de defazaj nul între tensiuna și curentul electric.
Tabelul 2.1.
Valorile măsurate ale armonicelor curentului electric absorbit din rețea
Comparând rezultatele măsurărilor fără PFC, se poate constata o diferență de 1 A între valorile curenților (absorbit și al fundamentalei), iar valorile armonicelor h2 – h4 sunt de 1 A
Atunci când se utilizează corectorul, cele două valori (absorbit și al fundamentalei) sunt foarte apropiate – diferența este de doar 0,1 A – însă valorile armonicelor sunt mult mai mici, fiind drastic reduse.
2.9. Factorul global de putere
Relația (2.20) definește un factor de putere ce ține seama de forma curbei curentului electric de sarcină. În această relație intervine factorul de putere sau DPF (Displacement Power Factor) care corespunde armonicelor fundamentale de tensiune și de curent electric
(2.20)
în care: – este factorul de distorsiune a curbei;
Factorul de distorsiune kd este unitar atunci când nu există armonice, iar valoarea curentului electric al fundamentalei este identică cu valoarea curentului electric total absorbit din rețeaua de alimentare (cazul ideal).
În exemplul aflat în discuție, pentru aceeași putere activă (400 W), fără corector al factorului de putere, factorul de distorsiune este:
(2.21)
Însă, pentru aceeași putere activă, factorul de distorsiune al curbei este foarte apropiat de 1, în cazul utilizării PFC:
(2.22)
Valorile calculate mai sus duc la concluzia evidentă că folosirea corectorului aduce o îmbunătățire radicală a factorului de putere.
2.10. Răspunsul dinamic
Figura 2.10 înfățișează răspunsul dinamic al corectorului digital al factorului de putere, atunci când sarcina variază de la 50 W la 450 W. Corespunzător acestei variații, căderea tranzitorie maximă de tensiune este de 40 V, iar tensiunea atinge valoarea stabilă (prestabilită) în cel mult 100 ms.
Pentru aplicații care necesită un răspuns dinamic mai rapid, valoarea timpului poate fi micșorată prin reducerea intervalului .
Fig. 2.10
Răspunsul dinamic al stabilizării tensiunii de ieșire
atunci când sarcina variază între 50 și 450 W.
– Oscilogramele prezentate în figurile 2.9 a și b, 2.10 sunt realizate cu echipamente SGS THOMSON și publicate doar în această formă. –
3. CONCLUZII
Pentru aplicații în game de puteri aflate sub limita de 1000W, corectorul digital al factorului de putere, conceput pentru forme non-sinusoidale ale curbei de curent electric, permite conținutului armonic să rămână sub limitele reglementate. Mai mult, în pofida formei nesinusoidale a curentului absorbit din rețea, factorul de putere global obținut este foarte apropiat de 1.
Răspunsurile static și dinamic sunt satisfăcătoare pentru majoritatea aplicațiilor și, în mod special pentru alimentarea motoarelor electrice utilizate în industrie și în mediul casnic.
În aplicațiile unde este deja utilizat un microcontroler, este ușor de implementat un corector digital al factorului de putere controlat și stabilizat de program.
Pot fi implementate și alte facilități: buclă rapidă de curent electric, stabilizarea tensiunii, protecții prin monitorizarea tensiunii și proceduri de pornire prin programare.
ANEXA 2.1. Calculul componentelor armonice utilizând seria Fourier
Toate funcțiile periodice pot fi descompuse într-o serie de factori utilizând transformarea Fourier:
(2.23)
Considerând că:
, rezultă:
,
,
Cu o formă a curbei curentului ca cea din figura 2.11 și considerând curentul electric ca fiind o funcție impară, coeficienții a0 și an sunt nuli, iar coeficienții bn pot fi scriși:
(2.24)
Fig. 2.11
Forma curentului electric utilizată pentru calcul
Dacă I este valoarea maximă a curentului, bn este dat de următoarea expresie:
Expresia funcției transformării Fourier devine:
(2.25)
Tabelul 2.2 conține rezultatele calculului fiecărei armonice impare.
Tabelul 2.2
rezultatele calculului fiecărei armonice impare
– Pentru un curent absorbit de:
I = 2,8A, k = 0,5 (din relația de calcul a coeficienților bn prezentată anterior)
Unghiurile de creștere ale curentului electric sunt:
, ,
iar unghiurile de cădere ale curentului sunt:
, .
– Pentru un curent absorbit de:
I = 5A; k = 0,6 (din relația de calcul a coeficienților bn prezentată anterior)
Unghiurile de creștere ale curentului sunt:
, ,
iar unghiurile de cădere ale curentului sunt:
,
.
Limitele reglementărilor trebuie luate ca referințe.
ANEXA 2.2. Schema practică corectorului digital al factorului de putere
[27]
CAPITOLUL 3
MĂSURĂRI EFECTUATE LA BORDUL NAVELOR DE TRANSPORT ÎN ACVATORIUL PORTULUI CONSTANȚA
1. MĂSURĂRI THD ale tensiunilor electrice la barele Tablourilor Auxiliare de distribuție aflate LA BORDUL NAVELOR
Nava #1
Situația navei: pregătire manevră pentru schimbarea locului de acostare/operare.
Alimentarea cu energie electrică a aparatelor, echipamentelor și instalațiilor se face după cum urmează:
aparate/echipamente electrice de navigație;
electromecanisme de manevră;
1.Tabloul auxiliar de distribuție pentru alimentarea aparatelor/echipamentelor electrice de navigație.
Situația aparatelor/echipamentelor de navigație deja alimentate:
Girocompas (Fig.3.1) – stabilizarea elementului sensibil giro are o elongație temporală de ordinul orelor, așa încât alimentarea girocompasului trebuie făcută înainte de utilizarea lui pe timpul manevrelor.
Fig.3.1
girocompasul este deja alimentat
Fig.3.2
se alimentează radarul nr.1
radar # 1 (Fig.3.2) – pentru începerea și efectuarea manevrei este nevoie de cel puțin un radar, în vederea măsurării distanțelor față de marginile bazinului portuar și față de celelalte nave aflate în bazin;
HA.1
Analiza armonică după conectarea radarului nr.1
Sonda ultrason (Fig.3.3) – pentru începerea și efectuarea manevrei este nevoie și de aparatul pentru măsurarea adâncimii apei sub chila navei, pentrua evita eșuarea navei în bazin
Fig.3.3
se alimentează sonda ultrason
HA.2
Analiza armonică după conectarea sondei ultrason
HA.3
Analiza referitoare la armonica a 5-a
HA.4
Analiza referitoare la armonica a 7-a
HA.5
Analiza referitoare la armonica a 9-a
2. Tabloul auxiliar de distribuție pentru alimentarea electromecanismelor de manevră
Situația navei: regim de manevră pentru schimbarea locului de acostare/operare
receptori electrici implicați secvențial:
cabestan de manevră prova;
cabestan de manevră pupa;
prioritate alimentare: post de manevră prova (Fig.3.4).
Fig.3.4
alimentare post de manevră prova
din tabloul auxiliar de distribuție pentru posturile de manevră
HA.6
Distorsiuni armonice măsurate după alimentarea cabestanului de manevră prova
Canalul #4 (ch4) prezintă tensiunea dintre punctul neutru al punții de măsurare și masa metalică a corpului navei
Fig.3.5
Sunt alimentate atât postul de manevră prova cât și postul de manevră pupa
HA.7
Ponderea armonicii a 5-a
măsurată în Tabloul auxiliar de distribuție al electromecanismelor
posturilorde manevră prova și pupa
HA.8
Ponderea armonicii a 7-a
HA.9
Ponderea armonicii a 15-a
HA.10
Ponderea armonicii a 21-a
Nava #2
Situația navei: navă acostată.
Tablou auxiliar de distribuție încărcare acumulatoare alimentat (Fig.3.6):
Redresor încărcare baterii pentru iluminat de avarie
Redresor încărcare baterii pentru alimentare de avarie AEEN
Se află la încărcare grupurile 1 AEEN și 1 iluminat avarie
Grupul 2 AEEN și grupul 2 iluminat avarie sunt disponibile
Fig.3.6
Tablou încărcare baterii acumulatoare de avarie
Se află la încărcare grupurile 1
HA.11
Analiza armonică pentru încărcarea grupurilor de baterii nr.1
(fundamentala)
HA.12
Ponderea armonicii a 3-a
HA.13
Ponderea armonicii a 5-a
HA.14
Ponderea armonicii a 7-a
HA.15
Ponderea armonicii a 9-a
HA.16
Ponderea armonicii a 11-a
HA.17
Ponderea armonicii a 15-a
HA.18
Ponderea armonicii a 17-a
HA.19
Ponderea armonicii a 21-a
Oscilo 1
Tensiunile de linie, pe faze și în puntea de măsurare
Se află la încărcare grupul 1 AEEN și grupul 2 iluminat avarie.
Grupul 2 AEEN și grupul 1 iluminat avarie sunt disponibile.
Fig.3.7
Tablou încărcare baterii acumulatoare de avarie
Se află la încărcare grupurile 1 AEEN și 2 iluminat avarie
Grupul 2 AEEN și 1 grupul 1 iluminat avarie sunt disponibile
HA.20
Analiza armonică pentru încărcarea grupurilor de baterii nr.1
(fundamentala)
HA.21
Ponderea armonicii a 3-a
HA.22
Ponderea armonicii a 5-a
HA.23
Ponderea armonicii a 7-a
HA.24
Ponderea armonicii a 9-a
HA.25
Ponderea armonicii a 11-a
HA.26
Ponderea armonicii a 15-a
HA.27
Ponderea armonicii a 17-a
HA.28
Ponderea armonicii a 21-a
Fig.3.8
Tablou încărcare baterii acumulatoare de avarie
Se află la încărcare grupurile 2 AEEN și 2 iluminat avarie
HA.29
Analiza armonică pentru încărcarea grupurilor de baterii nr.1
(fundamentala)
HA.30
Ponderea armonicii a 3-a
HA.31
Ponderea armonicii a 5-a
HA.32
Ponderea armonicii a 7-a
HA.33
Ponderea armonicii a 9-a
HA.34
Ponderea armonicii a 15-a
HA.35
Ponderea armonicii a 17-a
HA.36
Ponderea armonicii a 21-a
Oscilo 2
Tensiunile de linie, pe faze și în puntea de măsurare
Fig.3.9
Tablou încărcare baterii acumulatoare de avarie
Se află la încărcare grupurile 1 AEEN și 2 iluminat avarie
HA.37
Ponderea armonicii a 9-a
HA.38
Ponderea armonicii a 9-a
HA.39
Ponderea armonicii a 15-a
HA.40
Ponderea armonicii a 17-a
HA.41
Ponderea armonicii a 21-a
2. MĂSURĂRI ALE DISTORSIUNILOR ARMONICE CAUZATE DE CURENȚII ELECTRICI ABSORBIȚI DE ELECTROPOMPELE DE UNGERE ȘI CIRCULAȚIE DE LA BORDUL NAVELOR DE TRANSPORT
Situația navei: pregătire pentru marș
I. Prima etapă de ungere (lubrifiere) vizează articulațiile mecanice.
Fig.3.10
Tablou alimentare electropompe
Sunt conectate pompele ungere #1 și circulație #1
HA.42
Ponderea armonicii a 5-a
HA.43
Ponderea armonicii a 5-a
HA.44
Ponderea armonicii a 17-a
HA.45
Ponderea armonicii a 19-a
HA.46
Ponderea armonicii a 21-a
HA.47
Ponderea armonicii a 23-a
HA.48
Ponderea armonicii a 25-a
HA.49
Ponderea armonicii a 29-a
II. a doua etapă de ungere vizează și ansamblurile piston – cilindru.
Se conectează și electropompa #2.
Fig.3.11
Tablou alimentare electropompe
Sunt conectate pompele de ungere #1, #2 și circulație #1
HA.50
Ponderea fundamentalei
HA.51
Ponderea armonicii a 3-a
HA.52
Ponderea armonicii a 5-a
HA.53
Ponderea armonicii a 7-a
HA.54
Ponderea armonicii a 9-a
HA.55
Ponderea armonicii a 11-a
HA.56
Ponderea armonicii a 15-a
HA.57
Ponderea armonicii a 17-a
HA.58
Ponderea armonicii a 23-a
Procedura de măsurare, procesare, stocare și vizualizare
Fig.3.12
Schema de măsurare, procesare, stocare și vizualizare
Sunt conectate electropompele de ungere #1, #2 și pompa de circulație #1
Concluzii
În cazul sistemelor electroenergetice navale, valoarea THD se modifică la intervale foarte mici de timp (de ordinul secundelor, minutelor).
Echipamentele vizate de măsurări sunt cele care se alimentează prin regulatoare electronice (invertoare, convertoare statice de tensiune, convertoare statice de curent electric etc). de obicei, durata de funcționare a acestor echipamente este foarte scurtă în comparație cu întregul ciclu corespunzător unei călătorii, de exemplu, așa încât factorul total de distorsiune armonică și respectiv factorul de putere nu sunt afectate semnificativ pe această durată.
Propuneri pentru ameliorarea factorului total de distorsiune armonică
Filtre pasive corespunzător dimensionate, în cazul echipamentelor electrice care funcționează într-un regim relativ constant de sarcină și respectiv de consum electric.
Filtre active corespunzător dimensionate, în cazul echipamentelor electrice care funcționează într-un regim variabil și care au regulatoare electronice.
ANEXA 1. Condiții de măsurare
Toate măsurările electrice au fost efectuate utilizând un aparat autonom (fig.1) înzestrat cu analizor de armonici. Acest aparat satisface astfel două deziderate:
Independența față de prizele de energie electrică amplasate la bord, permițând efectuarea măsurărilor în locuri greu accesibile și lipsite de prize de alimentare;
Izolarea electrică față de circuitul măsurat (având sursă proprie de alimentare),
Fig.1
osciloscop \ vizualizor FFT
scopiX III OX7204
Aparatul este echipat cu analizor de armonici
Acest complex de măsurare face parte din categoria osciloscoape portabile care grupează 4 aparate într-unul:
Osciloscop digital destinat analizării semnalelor din ingineria electrică și electronică;
Multimetru cu valoare maximă afișată de 4000;
Analizor armonic pentru descompunerea a 4 semnale simultan cu frecvența fundamentală și primele 31 de armonice;
Recorder proiectat pentru a captura semnalele lente sau individuale (opțional).
Aparatul are patru canale de achiziție (4 intrări duale – fig.2) separate electric de circuitele supuse măsurărilor, prin conversie HALL.
Fig.2
4 canale de măsurare
Funcția de analiză armonică afișează frecvența fundamentală și 15 armonice, până la a 31-a.
în acest mod, baza de timp este adaptabilă, deci nu poate fi reglată manual.
Analiza armonică este rezervată pentru semnale a căror frecvență fundamentală este cuprinsă între 40 și 450 Hz.
Pot fi afișate simultan analizele armonice a 4 semnale.
INDICATORI DE REZULTAT
Dordea, Șt., Zburlea, E., Harmonic Distortion of 6 and 12 pulses Converters, Constanta Maritime University Annals, Year XIII, 18th issue, Constanta, 2012, Editura Nautica, ISSN 1582 – 3601 (cotat B+ în sistemul CNCSIS);
Dordea, Șt., Zburlea, E., Quantifyng harmonic distortion, Constanta Maritime University Annals, Year XIII, 18th issue, Constanta, 2012, Editura Nautica, ISSN 1582 – 3601 (cotat B+ în sistemul CNCSIS);
Dordea, Șt., Zburlea, E., Harmonic frequencies management, Constanta Maritime University Annals, Year XIV, 19th issue, pp. 201-204, 4pg, Constanta, 2013, Editura Nautica, ISSN 1582 – 3601 (cotat B+ în sistemul CNCSIS);
Dordea, Șt., Zburlea, E., Lower harmonic distortions by using tuned filters, Constanta Maritime University Annals, Year XIV, 19th issue, pp. 205-208, 4pg, Constanta, 2013, Editura Nautica, ISSN 1582 – 3601 (cotat B+ în sistemul CNCSIS);
REFERINȚE BIBLIOGRAFICE
[1]***Definitions for the Measurement of Electric Power Quantities Under Sinusoidal, Nonsinusoidal, Balanced, or Unbalanced Conditions, IEEE Standard, 2010.
[2]***Electrical and electronic installations in ships – Electromagnetic compatibility (EMC) – Part 7: Immunity requirements, BS IEC 60533:1999, Second edition 1999-11, Published: June 2002, Replaced By: BS IEC 60533:2015 – Electrical and electronic installations in ships. Electromagnetic compatibility (EMC). Ships with a metallic hull, Published: September 2015.
[3]***Electromagnetic compatibility (EMC) – Part 4-30: Testing and measurement techniques – Power quality measurement methods, IEC 61000-4-30.
[4]***Electromagnetic compatibility (EMC) – Part 4-7: Testing and measurement techniques – Guide on harmonics and interharmonics measurements and instrumentation, for power supply systems and equipment connected thereto, IEC 61000-4-7/2002.
[5]***Instrument Transformers. Part 1 Current Transformers, IEC 60044-1/2003.
[6]***Instrument transformers. Part 2 Inductive Voltage Transformers, IEC 60044-2/2003.
[7]***Safety requirements for electrical equipment for measurement, control, and laboratory use, IEC 61010/2010.
[8] Investigation into Execution of Harmonic Guidelines for Household and Office Electric Appliances, IEEJ SC77A Domestic Committee Report, May 2002, pp. 7–9 (in Japanese).
[9]A. E. Emanuel, Apparent and Reactive Powers in Three-Phase Systems: In Search of a Physical Meaning and a Better Resolution, ETEP—Eur. Trans. Elect. Power Eng., vol. 3, no. 1, Jan./Feb. 1993, pp. 7–14.
[10] A. E. Emanuel, Energetical Factors in Power Systems with Nonlinear Loads, Arch. für Elektrotech., vol. 59, 1977, pp. 183–189.
[11] A. Nabae and T. Tanaka, New definition of instantaneous active-reactive current and power based on instantaneous space vectors on polar coordinates in three-phase circuits, IEEE Trans. Power Delivery, vol. 11, no. 3, pp. 1238–1243, July 1996.
[12] A. Nabae, L. Cao, and T. Tanaka, An instantaneous distortion current compensator without any coordinate transformation, in Proceedings of the International Power Electronics Conference (IPEC-Yokohama), 1995, pp. 1651–1655.
[13] Akagi, Watanabe & Aredes, Instantaneous Power Theory and Applications to Power Conditioning, Copyright © 2007 The Institute of Electrical and Electronics Engineers, Inc.
[14] Alf Kåre Ådnanes, Maritime Electrical Installations and Diesel Electric Propulsion ABB as Marine, Oslo, 2003, pp. 68 – 70, 70 – 7.
[15] B. Singh, B. N. Singh, A. Chandra, and K. Al-Haddad, Real Time DSP Based Implementation of a New Control Method of Active Power Filter, in 1998 IEEE Canadian Conference on Electric and Computer Engineering, vol. 2, pp. 794–797.
[16] Balasubramanyam, R., V.I. John and J.P. Tamby, Harmonic performance of cycloconverter synchronous-motor marine propulsions systems, IAS'93. Proc. of the 1993 IEEE Industry Applications Conference Twenty-Eighth IAS Annual Meeting, vol.1, pp. 496-506, 1993.
[17] Bishop, G.N., N.A Shelley and M.J.S. Edmonds, Electric propulsion of surface fighting ships Proc. of Eleventh Ship Control Systems Symposium, pp. 157-171, vol.2, April 1997.
[18] Blokland, A.J. and B. van der Ploeg, Electric ship propulsion, Proc. of EPE '95. 6th European Conference on Power Electronics and Applications, pp. 29-32 vol. 3, 1995.
[19] Bronzeado H.S., Oliveira J.C., Teixeira M.D., A Different Approach for Visualizing Harmonic Current Components in Multi-Converter Systems, ICHQP 2010, Bergamo Italy, rap. 308.
[20] C. A. Quinn and N. Mohan, Active Filtering of Harmonic Currents in Three-Phase, Four-Wire Systems with Three-Phase and Single-Phase Non-Linear Loads,in IEEEAPEC’ 92 Appl. Power Electronics Conference, 1992, pp. 829-836.
[21] C. A. Quinn, N. Mohan, and H. Mehta, A Four-Wire, Current-Controlled Converter Provides Harmonic Neutralization in Three-Phase, Four-Wire Systems, IEEEAPEC’ 93 Applications of Power Electronics Conference, 1993, pp. 841–846.
[22] C. L. Fortescue, Method of Symmetrical Co-ordinates Applied to the Solution of Polyphase Networks, A.I.E.E. Trans., vol. 37, June 1918, pp. 1027–1140.
[23] Caricchi, F., F. Crescimbini and O. Honorati, Modular, axial-flux, permanent-magnet motor for ship propulsion drives, Proc. of IEEE International Electric Machines and Drives Conference Record, pp. WB2/6.1- WB2/6.3, 1997.
[24] Chang, S.C. and R. Yacamini, The effect of cycloconverter drives on noise and vibration in electrical machines, Proc. of EPE '95. 6th European Conference on Power Electronics and Applications pp. 205-210 vol. 3, 1995.
[25] Cosulich, G., M. Fracchia, A.Mariscotti and S.Savio, Comparative dependability analysis of electric ship propulsion systems, Proc. of EPE '95. 6th European Conference on Power Electronics and Applications, pp. 328-33 vol. 3, 1995.
[26] D. A. Marshall, J. D. van Wyk, An Evaluation of the Real-Time Compensation of Fictitious Power in Electric Energy Networks, IEEE Trans. Power Delivery, vol. 6, no. 4, Oct. 1991, pp. 1774–1780.
[27] D. Andrews, M. T. Bishop, and J. F. Witte, Harmonic Measurements, Analysis, and Power Factor Correction in a Modern Steel Manufacturing Facility, IEEE Transactions on Industrial Applications, vol. 32, no. 3, 1996, pp. 617–624.
[28] D. Sutanto and M. Bou-Rabee, Active Power Filters with Reactive Power CompensationCapability, in International Power Engineering Conference, Singapore, March 1993, pp. 73-78.
[29] Doerry, N.H., and J.C. Davies, Integrated power system for marine Applications, Naval Engineers Journal, May 1994, pp 77-90.
[30] E. Clarke, Circuit Analysis of A-C Power Systems, Vol. I—Symmetrical and Related Components, Wiley, 1943.
[31] E. H. Watanabe, R. M. Stephan, and M. Aredes, New Concepts of Instantaneous Active and Reactive Powers in Electrical Systems with Generic Loads, IEEE Trans. Power Delivery, vol. 8, no. 2, Apr. 1993, pp. 697–703.
[32] E. W. Kimbark, Direct Current Transmission, vol. 1, Wiley, 1971.
[33] F. Buchholz, Die Darstellung der Begriffe Scheinleistung und Scheinarbeit bei Mehrphasenstrom, Elektro-J. 9, 1929, pp. 15–2.
[34] F. Harashima, H. Inaba, and K. Tsuboi, A Closed-loop Control System for the Reduction of Reactive Power Required by Electronic Converters, IEEE Transactions on IECI, vol. 23, no. 2, May 1976, pp. 162–166.
[35] F. Z. Peng and J. S. Lai, Generalized Instantaneous Reactive Power Theory for Three-Phase Power System, IEEE Trans. on Instr. and Meas., vol. 45, no. 1, Feb. 1996, pp. 293–297.
[36] F. Z. Peng, G. W. Ott Jr., and D. J. Adams, Harmonic and Reactive Power Compensation Based on the Generalized Instantaneous Reactive Power Theory for Three-Phase Four-Wire Systems, IEEE Trans. on Power Electronics, vol. 13, no. 6, Nov. 1998, pp. 1174–1181.
[37] Farmer, R., Twin 40-MW gensets give Terra Nova FPSO production/propulsion options, Gas Turbine World, September-October 1998, pp. 16-20.
[38] Fisher, K.P. and L.Moore, EMC requirements for ships, Ninth International Conference on Electromagnetic Compatibility pp.161-167, 1994.
[39] Fracchia, M. and Sciutto, G., Cycloconverter drives for ship propulsion, Proc. of Power Electronics, Electrical Drives, Advanced Electrical Motors Symposium, pp. 255-260 vol. 1, 1994.
[40] G. Casaravilla, A. Salvia, C. Briozzo, and E. H. Watanabe, Selective Active Filter Applied to an Arc Furnace Adjusted to Harmonic Emission Limitations, in IEEE/PES Transmission and Distribution Conference—Latin America, 2002.
[41] G. Gonzalo, A. Salvia, C. Briozzo, and E. H. Watanabe, Control Strategy of Selective Harmonic Current Shunt Active Filter, IEEE Proceedings of Generation Transmission and Distribution, vol. 149, no. 2, Dec. 2002, pp. 689–694.
[42] G. Gonzalo, A. Salvia, C. Briozzo, and E. H. Watanabe, Selective Filter with Optimum Remote Harmonic Distortion Control, IEEE Transactions on Power Delivery, vol. 19, no. 4, Oct. 2004, pp. 1990–1997.
[43] G. Kamath, N. Mohan, and V. D. Albertson, A Transformer-Coupled Active Filter for 3-Phase, 4-Wire Systems, in IEEE/KTH Stockholm Power Technology Conference, vol. Power Electronics, Sweden, June 1995, pp. 253–255.
[44] G. Superti-Furga, E. Tironi, and G. Ubezio, General Purpose Low-Voltage Power Conditioning Equipment, in IPEC’95—International Power Electronics Conference, Yokohama, Japan, Apr. 1995, pp. 400–405.
[45] Golovanov Carmen, Albu Mihaela, Probleme moderne de măsurare în electroenergetică, Editura Tehnică, București, 2001.
[46] H. Akagi, Active Harmonic Filters, Proceedings of the IEEE, vol. 93, no. 12, December 2005, pp. 2128–2141.
[47] H. Akagi, Control Strategy and Site Selection of a Shunt Active Filter for Damping of Harmonic Propagation in Power Distribution Systems, IEEE Transactions on Power Delivery, vol. 12, no. 1, January 1997, pp. 354–363.
[48] H. Akagi, New trends in active filters for power conditioning, IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 32, no. 6, 1996, pp. 1312–1322.
[49] H. Akagi, New Trends in Active Filters, in EPE’95—European Conference Power Electronics Appl., vol. 0, Sevilla, Spain, Sep. 1995, pp. 0.017–0.026.
[50] H. Akagi, Trends in Active Power Line Conditioners, IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 9, no. 3, May 1994, pp. 263–268.
[51] H. Akagi, A. Nabae, and S. Atoh, Control Strategy of Active Power Filters using Multiple Voltage-Source PWM Converters, IEEE Transactions on Industrial Applications, vol. 22, no. 3, 1986, pp. 460–465.
[52] H. Akagi, H. Fujita, and K. Wada, A Shunt Active Filter Based on Voltage Detection for Harmonic Termination of Radial Power Distribution Line, IEEE Transactions on Industrial Applications, vol. 35, no. 3, 1999, pp. 638–645.
[53] H. Akagi, S. Ogasawara, and H. Kim, The Theory of Instantaneous Power in Three-Phase Four-Wire Systems: A Comprehensive Approach, in IEEE IAS Annual Meeting, 1999, pp. 431–439.
[54] H. Akagi, Y. Kanazawa, and A. Nabae, Generalized Theory of Instantaneous Reactive Power and Its Applications, Transactions of the IEE-Japan, Part B, vol. 103, no.7, 1983, pp. 483–490 (in Japanese).
[55] H. Akagi, Y. Kanazawa, and A. Nabae, Generalized Theory of the Instantaneous Reactive Power in Three-Phase Circuits, in IPEC’83—International Power Electronics Conference, Tokyo, Japan, 1983, pp. 1375–1386.
[56] H. Akagi, Y. Kanazawa, and A. Nabae, Instantaneous Reactive Power Compensator Comprising Switching Devices without Energy Storage Components, IEEE Transactions on Industry Applications, vol. IA-20, no. 3, 1984, pp. 625–630.
[57] H. Akagi, Y. Kanazawa, and A. Nabae, Principles and Compensation Effectiveness of Instantaneous Reactive Power Compensator Devices, in Meeting of the Power Semiconductor Converters Researchers—IEE-Japan, SPC-82-16, 1982 (in Japanese).
[58] H. Akagi, Y. Tsukamoto, and A. Nabae, Analysis and Design of an Active Power Filter Using Quad-Series Voltage-Source PWM Converters, IEEE Transactions on Industrial Applications, vol. 26, no. 1, Jan./Feb. 1990, pp. 93–98.
[59] H. Kawahira, T. Nakamura, and S. Nakazawa, M. Nomura, Active Power Filter, in IPEC’83—Int. Power Electronics Conference, Tokyo, Japan, 1983, pp. 981–992.
[60] H. Sasaki and T. Machida, A New Method to Eliminate AC Harmonic by Magnetic Compensation — Consideration on Basic Design, IEEE Transactions on Power Apparatus and Systems, vol. 90, no. 5, 1970, pp. 2009–2019.
[61] H. Schering, Die Definition der Schein- und Blindleistung sowie des Leistungsfaktors bei Mehrphasenstrom, Elektrotechnische Zeitschrift, vol. 27., July 1924, pp. 710–712.
[62] Hackman, T., Electric propulsion systems for ships ABB Review, No.3 pp. 3-12, 1992.
[63] Hansen, J.F., A.K., Ådnanes and T.I.Fossen Modelling, Simulation and multivariable model-based predictive control of marine power generation system, Proc. of IFAC Conference: Control Applications in Marine Systems (CAMS’98), pp. 45-50, 1998.
[64] Hansen, J.F., A.W.Ordys and M.J.Grimble, A toolbox for simulation of multilayer optimisation system with static and dynamic load distribution, Proc. of IFAC Symposium on LargeScale Systems (LSS’98), vol. 2, pp.857-862, 1998.
[65] Hansen, J.F., and T. Lauvdal and A.K. Ådnanes, Modelling and simulation of variable speed thruster drives with full-scale verification, Submitted to IFAC conference, MCMC’2000, August 2000.
[66] Hansen, J.F., and T.I. Fossen, Nonlinear control of marine power generation systems, Proc. of 13th Power System Computation Conference (PSCC’99), pp. 539-544.
[67] Hermina Albert, Stefan Gheorghe, Nicolae Golovanov, Luminita Elefterescu, Radu Porumb, Calitatea energiei electrice. Contribuții. Rezultate. Perspective, Editura AGIR, ISBN 978-973-720-497-4, 560 pag, București, 2013.
[68] Horne, C.D., A.J.Whitehead and D.Webster, Naval electric power control and monitoring systems – a view of the future, Proc. of Eleventh ship control symposium, April 1997, UK, pp. 339-454.
[69] I. Takahashi and A. Nabae, Universal Reactive Power Compensator, in Proceedings of IEEE — Industry Application Society Annual Meeting Conference Record, 1980, pp. 858–863.
[70] I. Takahashi, K. Fujiwara, and A. Nabae, Distorted Current Compensation System Using Thyristor Based Line Commutated Converters, Transactions of the IEE-Japan, Part B, vol. 101, no.3, 1981, pp. 121–128 (in Japanese).
[71] IEEE Recommended practice for electric installations on shipboard, IEEE Industry Applications Society, std 45-1998.
[72] IEEE Standard Dictionary of Electrical and Electronics Terms, Third Edition, IEEE/Wiley, 1984.
[73] IEEE Trial-Use Standard Definitions for the Measurement of Electric Power Quantities Under Sinusoidal, Nonsinusoidal, Balanced, or Unbalanced Conditions, IEEE Std 1459-2000, Jan. 2000.
[74] J. H. R. Enslin and J. D. van Wyk, Measurement and Compensation of Fictitious Power under Nonsinusoidal Voltage and Current Conditions, IEEE Trans. Instr. Meas., vol. IM-37, no. 3, 1988, pp. 403–408.
[75] J. L. Willems, Instantaneous Sinusoidal and Harmonic Active and Reactive Currents in Three-phase Power Systems, ETEP—Eur. Trans. Elect. Power Eng., vol. 4, no. 5, Sep./Oct. 1994, pp. 335–346.
[76] Juby, L., R. Bucknall and N.A. Haines, A harmonic reduction technique for cycloconverter propulsion drives, Proc. of Seventh International Conference on Electrical Machines and Drives (Conf. Publ. No.412) pp. 333-337, 1995.
[77] K. Oku, O. Nakamura, and K. Uemura, Measurement and analysis of harmonics in power distribution systems, IEEJ Transactions, vol. 114-B, no. 3, 1994, pp. 234–241 (in Japanese).
[78] K. Oku, O. Nakamura, J. Inoue, and M. Kohata, Suppression Effects of Active Filter on Harmonics in a Power Distribution System including Capacitors, IEE of Japan Trans., vol. 115-B, no. 9, 1995, pp. 1023–1028 (in Japanese).
[79] K. Wada, H. Fujita, and H. Akagi, Considerations of a Shunt Active Filter Based on Voltage Detection for Installation on a Long Distribution Feeder, in Proceedings of The IEEE Industry Applications Annual Meeting 2001, vol. 1, 2001, pp. 157–163.
[80] Kocman S., Kolar V., Trung Vo T., Elimination of Harmonics Using Multi-Pulse Rectifiers, ICHQP 2010, Bergamo, Italy, rap. 317.
[81] Kumm, W.H., Diesel fueled ship propulsion fuel cell demonstration project FUEL CELL, 1996 Fuel Cell Seminar, Program and Abstracts, pp. 342, Nov. 1996.
[82] L. Gyugyi and B. R. Pelly, Static Power Frequency Changers:Theory, Performance and Application, Wiley, 1976.
[83] L. Gyugyi and E. C. Strycula, Active ac Power Filters, in Proceedings of IEEE Industry Application Annual Meeting, vol. 19-C, 1976, pp. 529–535.
[84] L. Gyugyi, Solid-state control of ac power transmission, in Workshop on the Future in High-Voltage Transmission: Flexible AC Transmission Systems (FACTS), Cincinnati, Ohio, Nov. 1990.
[85] L. Malesani, L. Rossetto, and P. Tenti, Active Filter for Reactive Power and Harmonics Compensation, in IEEE-PESC’86—Power Electronics Special Conference, 86CH2310-1, pp. 321–330.
[86] L. Rossetto and P. Tenti, Evaluation of Instantaneous Power Terms in Multi-Phase Systems:Techniques and Application to Power-Conditioning Equipments, ETEP —Eur. Trans. Elect. Power Eng., vol. 4, no. 6, Nov./Dec. 1994, pp. 469–475.
[87] L. S. Czarnecki, Comparison of Power Definitions for Circuits with Non-sinusoidal Waveforms, IEEE Tutorial Course on Non-sinusoidal Situations, 90EH0327-7, 1990, pp. 43–50.
[88] L. S. Czarnecki, Misinterpretations of Some Power Properties of Electric Circuits, IEEE Trans. Power Delivery, vol. 9, no. 4, Oct. 1994, pp. 1760–1769.
[89] L. S. Czarnecki, Power Related Phenomena in Three-Phase Unbalanced Systems, IEEE Trans. Power Delivery, vol. 10, no. 3, July 1995, pp. 1168–1176.
[90] L. S. Czarnecki, What Is Wrong with the Budeanu Concept of Reactive and Distortion Power and Why It Should Be Abandoned, IEEE Trans. Instr. Meas., vol. IM-36, no. 3, 1987, pp. 834–837.
[91] Leidi, G., and D. Zaninelli, Quality of power in ships with electric Propulsion, Proc. of ICHQP. 7th International Conference on Harmonics and Quality of Power, pp. 140-146, Oct. 1996.
[92] Leite, M.S., M.A. Waythe and N.A.Haines., Propulsion design and predicted efficiency package, Proc. of 28th Universities Power Engineering Conference, pp. 413-416, vol.1, 1993.
[93] Little, G.T., K.R. Cadd and M. Edmonds, AC AC tandem generators – the flexible, cost effective power generation solution, Trans. IMarE, vol. 107, Part 1, pp. 13-26.
[94] M. A. Slonim and J. D. van Wyk, Power Components in Systems with Sinusoidal and Nonsinusoidal Voltage and/or Current Conditions, IEE Proc., vol. 135, Pt. B, no. 2, Mar. 1988, pp. 76–84.
[95] M. Aredes and E. H. Watanabe, New Control Algorithms for Series and Shunt Three-Phase Four-Wire Active Power Filters, IEEE Trans. Power Delivery, vol. 10, no. 3, July 1995, pp. 1649–1656.
[96] M. Aredes, Novos Conceitos de Potência e Aplicações em Filtros Ativos, M.Sc. Thesis, COPPE—Federal University of Rio de Janeiro, Brazil, Nov. 1991 (in Portuguese).
[97] M. Aredes, J. Häfner, and K. Heumann, A Three-Phase Four-Wire Shunt Active Filter Using Six IGBT’s, EPE’95—European Conference Power Electronics Applications, vol. 1, Sevilla, Spain, Sep. 1995, pp. 1.874–1.879.
[98] M. Aredes, J. Häfner, and K. Heumann, Three-Phase Four-Wire Shunt Active Filter Control Strategies, IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 12, no. 2, March 1997, pp. 311–318.
[99] M. Aredes, K. Heumann, and E. H. Watanabe, A Universal Active Power Line Conditioner, IEEE Transactions on Power Delivery, vol. 13, no. 2, April 1998, pp. 545–551.
[100] M. Aredes, K. Heumann, and J. Häfner, A Three-Phase Four-Wire Shunt Active Filter Employing a Conventional Three-Leg Converter, EPE Journal, vol. 6, no. 3-4, Dec.1996, pp. 54–59.
[101] M. Depenbrock, The FBD-Method, a Generally Applicable Tool for Analysing Power Relations, IEEE Trans. Power Systems, vol. 8, no. 2, May 1993, pp. 381–387.
[102] M. Depenbrock, D. A. Marshall, and J. D. van Wyk, Formulating Requirements for a Universally Applicable Power Theory as Control Algorithm in Power Compensators, ETEP — Eur. Trans. Elect. Power Eng., vol. 4, no. 6, Nov./Dec. 1994, pp. 445–455.
[103] M. Kohata, T. Shiota, and S. Atoh, Compensator for Harmonics and Reactive Power Using Static Induction Thyristors, EPE’87 — European Conference Power Electronics Applications, Grenoble, France, 1987, pp. 1265–1270.
[104] M. Routimo, M. Salo, and H. Tuusa, Comparison of Voltage Source and Current-Source Shunt Active Power Filters, in Conference Records IEEE-PESC 2005, pp. 2571–2577.
[105] M. S. Erlicki and A. Emanuel-Eigeles, New Aspects of Power Factor Improvements Part I—Theoretical Basis, IEEE Transactions on Industry and General Applications, vol. IGA-4, 1968, July/August, pp. 441–446.
[106] M. Sedighy, S. D. Dewan, and F. P. Dawson, Internal Model Current Control of VSC Based Active Power Filters, in IEEE-PESC’99, vol. 1, 1999, pp. 155–160.
[107] MacDonald, J., New propulsion control system for the C.S.S., Hudson Canadian Maritime Industries association, 45th annual technical conference, section B3.
[108] McCoy, T.J. and J.L. Kirtley Jr., Thermosyphon-cooled axial gap electric motors for ship propulsion applications, Proc. of ICEM96 International Conference on Electrical Machines, pp. 381-386 vol. 2, 1996.
[109] Mocanu C.I., Teoria circuitelor electrice, Editura Didactică și Pedagogică, București, 1979.
[110] N. G. Hingorani, High Power Electronics and Flexible AC Transmission System, IEEE Power Engineering Reviews, July 1988.
[111] N. G. Hingorani, Introducing Custom Power, IEEE Spectrum, June, 1995, pp. 41–48.
[112] N. G. Hingorani, Power Electronics in Electric Utilities: Role of Power Electronics in Future Power Systems, Proceedings of the IEEE, vol. 76, no. 4, April, 1988.
[113] N. Hingorani and L. Giugyi, Understanding Facts: Concepts and Technology of Flexible AC Transmission Systems, IEEE Press, 1999.
[114] N. Mohan, T. Undeland, and W. P. Robbins, Power Electronics — Converters, Applications, and Design, Wiley, 2003.
[115] Norw. Society of Chartered Engineers, 2nd International Conference on Diesel Electric Propulsion, Collection of papers from DEP 98, Conference in Helsinki, Finland, 26-29 April 1998.
[116] P. Filipski and R. Arseneau, Definition and Measurement of Apparent Power under Distorted Waveform Conditions, IEEE Tutorial Course on Non-sinusoidal Situations, 90EH0327-7, 1990, pp. 37–42.
[117] P. G. Barbosa, E. H. Watanabe, G. B. Rolim, and R. Hanitsch, Novel control strategy for grid-connected dc-ac converters with load power factor correction, IEE Proceedings — Generation, Transmission and Distribution, vol. 145, Issue 5, September, 1998, pp. 487–493.
[118] P. Jintakosonwit, H. Fuijita, and H. Akagi, Control and Performance of a Fully-Digital-Controlled Shunt Active Filter for Installation on a Power Distribution System, IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 17, no. 1, January 2002, pp. 132–140.
[119] P. Jintakosonwit, H. Fujita, H. Akagi, Performance of a DSP-Controlled Shunt Active Filter for Harmonic Damping on a Power Distribution System, in IPEC-Tokyo 2000—International Power Electronics Conference, vol. 1, Tokyo, Japan, 3-7 April 2000, pp. 27–32.
[120] P. Jintakosonwit, H. Fujita, H. Akagi, and S. Ogasawara, Implementation and Performance of Cooperative Control of Shunt Active Filters for Harmonic Damping Throughout a Power Distribution System, IEEE Transactions on Industrial Applications, vol. 39, no. 2, Mar./Apr. 2003, pp. 556–564.
[121] P. Matavelli, A Closed-Loop Selective Harmonic Compensation for Active Filters, IEEE Transactions on Industrial Applications, vol. 37, No. 1, Jan./Feb. 2001, pp. 81–89.
[122] P. Tenti, The Relation Between Global Performance Indexes: Power Factor and FBD Factor, ETEP — European Transactions on Electrical Power Engineering, vol. 4, no. 6, Nov./Dec. 1994, pp. 505–507.
[123] Parker, D.S. and C.G. Hodge, The electric warship Power Engineering Journal, February 1998, pp. 5-13.
[124] R. Arseneau and P. Filipski, Application of a Three Phase Nonsinusoidal Calibration System for Testing Energy and Demand Meters under Simulated Field Conditions, IEEE Trans. Power Delivery, vol. 3, July 1988, pp. 874–879.
[125] R. M. Kerchner and G. F. Corcoran, Alternating-Current Circuits, Wiley, 1938.
[126] Ran, L., K.S. Smith and R Yacamini, Cycloconverter configurations and controllers for marine applications.
[127] Richardson, K.M., C. Pollock and J.O. Flower, Design and performance of a rotor position sensing system for a switched reluctance marine propulsion unit, Proc. of IAS'96. IEEE Industry Applications Conference, Thirty-First IAS Annual Meeting, pp. 168-173, vol.1, 1996.
[128] S. Bhattacharya, P.T. Cheng, and D. Divan, Hybrid Solutions for Improving Passive Filter Performance in High Power Applications, IEEE Transactions on Industrial Applications, vol. 33, no. 3, May/Jun. 1997, pp. 732–747.
[129] S. Buso, L. Malesani, P. Mantovelli, and R. Veronese, Design of Fully Digital Control of Parallel Active Filters for Thyristor Rectifiers to Comply with IEC-1000-3-2 Standards, IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 34, no. 3, 1998, pp. 508–517.
[130] S. D. Simon and R. M. Duke, Real-time Optimization of an Active Filter’s Performance, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 41, no. 3, 1994, pp. 278-284.
[131] S. Fryze, Wirk-, Blind- und Scheinleistung in elektrischen Stromkreisen mit nicht sinusförmigem Verlauf von Strom und Spannung, ETZ-Arch. Elektrotech., vol. 53, 1932, pp. 596–599, 625–627, 700–702.
[132] S. Fukuda and T. Endoh, Control Method for a Combined Active Filter System Employing a Current Source Converter and a High Pass Filter, IEEE Transactions on Industrial Applications, vol. 31, no. 3, May/June 1995, pp. 590–595.
[133] S. J. Jeong and M. H. Woo, DSP-Based Active Power Filter with Predictive Current Control, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 44, no. 3, 1997, pp. 329–336.
[134] S. Togasawa, T. Murase, H. Nakano, and A. Nabae, Reactive Power Compensation Based on a Novel Cross-Vector Theory, Trans. on Ind. App. of the IEE—Japan (IEEJ), vol. 114, no. 3, Mar. 1994, pp. 340–341 (in Japanese).
[135] S.-Y. Choe and K. Heumann, Harmonic Current Compensation Using Three-Phase Current Source Converter, in EPE’91—European Conference Power Electronics Applications, vol. 3, Firenze, Italy, 1991, pp. 3.006–3.011.
[136] Sallabank, P.H., and A.J. Witehead, The practical application of modern simulation tools throughout the design and trials of a diesel electric propulsion system, Trans.IMarE, vol. 107, part 2, pp.101-117.
[137] Schriek, D. and J.W. de Nijs, Royal Netherlands Navy M class frigate: integrated monitoring and control system and electric installation, Trans. IMarE, vol. 103, pp. 269-291.
[138] Smith, J.R., A.F. Stronach and A.T. Mitchell, Prediction of the electrical system behavior of special purpose vessels, Trans. IMarE, vol. 97, conf. 3 paper 2 pp. 11-22.
[139] Smith, K.S., R. Yacamini and A.C. Williamson, Cycloconverter drives for ship propulsion, Trans IMarE, Vol 105, Part 1, pp. 23-52.
[140] Sørensen, A., A.K. Ådnanes, T.I. Fossen, J.P. Strand, A new method of thruster control in positioning of ships based on power control, Proc. of MCMC 1997, Croatia.
[141] Șt. Dordea, Acționări electrice cu undă sintetică, Ed. Muntenia, ISBN (10) 973-692-153-0, ISBN (13) 978-973-692-153-7, 155 pag, Constanța, 2006.
[142] Șt. Dordea, Instalații electrice, autor unic, Ed. Muntenia, ISBN 978-973-692-222-0, 150 pag, Constanta, 2008.
[143] T. Fukao, H. Iida, and S. Miyairi, Improvements of the Power Factor of Distorted Waveforms by Thyristor Based Switching Filter, Transactions of the IEE-Japan, Part B, vol. 92, no. 6, 1972, pp. 342–349 (in Japanese).
[144] T. Furuhashi, S. Okuma, and Y. Uchikawa, A Study on the Theory of Instantaneous Reactive Power, IEEE Trans. Ind. Elect., vol. 37, no. 1, Feb. 1990, pp. 86–90.
[145] T. Sezi, Ein Beitrag zur Wirk- und Blindleistungssteuerrung eines Zwischenkreisumrichters, Dr.-Ing. Thesis, Technische Universität Berlin, Germany, 1985, pp. 54-60.
[146] T.-N. Lê, Kompensation schnell veränderlicher Blindströme eines Drehstromverbrauchers, etzArchiv Elekt., vol. 11, no. 8, 1989, pp. 249–253.
[147] The Institute of Marine Engineers, Electric propulsion, the effective solution? Conference Proceedings, London, UK, 5-6 October 1995.
[148] Tinney, M.D. and J Hensler, Efficiency and power density improvements in electric propulsion systems, Proc. of INEC 94, Cost effective maritime defense, 1994, pp. 175-183.
[149] V. Cardenas, N. Vasquez, and C. Hernandez, Sliding Mode Control Applied to a 3_Shunt Active Power Filter Using Compensation with Instantaneous Reactive Power Theory, in IEEE-PESC’98, vol. 1, 1998, pp. 236–241.
[150] V. N. Nedelcu, Die einheitlische Leistungstheorie der unsymmetrischen und mehrwelligen Mehrphasensysteme, ETZ-Arch. Elektrotech. vol. 84, no. 5, 1963, pp. 153–157.
[151] X. Dai, G. Liu, and R. Gretsh, Generalized Theory of Instantaneous Reactive Quantity for Multiphase Power System, IEEE Trans. on Power Delivery, vol. 19, no. 3, July 2004, pp. 965–972.
[152] Y. Hayashi, N. Sato, and K. Takahashi, A Novel Control of a Current-Source Active Filter for ac Power System Harmonic Compensation, IEEE Transactions on Industrial Applications, vol. 27, no. 2, Mar./Apr. 1991, pp. 380–385.
[153] Z. Nowomiejski, Generalized Theory of Electric Power, Arch. für Elektrotech., vol. 63, 1981, pp. 177–182.
Copyright Notice
© Licențiada.org respectă drepturile de proprietate intelectuală și așteaptă ca toți utilizatorii să facă același lucru. Dacă consideri că un conținut de pe site încalcă drepturile tale de autor, te rugăm să trimiți o notificare DMCA.
Acest articol: ÎMBUNĂTĂȚIREA CALITĂȚII ENERGIEI ELECTRICE PRIN ATENUAREA DISTORSIUNILOR ARMONICE ÎN CAZUL SISTEMELOR AMBARCATE ÎMBUNĂTĂȚIREA CALITĂȚII ENERGIEI… [301646] (ID: 301646)
Dacă considerați că acest conținut vă încalcă drepturile de autor, vă rugăm să depuneți o cerere pe pagina noastră Copyright Takedown.