Frecvența. Metode de măsurare … … … … 4 [623030]

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
1
Cuprins

Introducere ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……. 3

Capitolul I ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. …….. 4
Frecvența. Metode de măsurare ………………………….. ………………………….. ………………………….. … 4
1.1 Metoda directă ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……………….. 4
1.2 Metoda de punte ………………………….. ………………………….. ………………………….. …………….. 6
1.3 Metoda comparației ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………… 7

Capitolul II ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……. 9
Oscilatorul cu cuarț ………………………….. ………………………….. ………………………….. …………………. 9
2.1 Rezonatorul cu cuarț ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……… 10
2.2 Circuite Oscilatoare cu cuarț ………………………….. ………………………….. ………………………. 12

Capitolul III ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. … 15
Numarătoare digitale ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……………… 15
3.1 Clasificarea numărătoarelor ………………………….. ………………………….. ……………………….. 15
3.2 Numărătoare asincrone ………………………….. ………………………….. ………………………….. ….. 16
3.2.1 Numărătorul asincron binar direct ………………………….. ………………………….. …………….. 17
3.2.2 Numărătorul asincron binar invers ………………………….. ………………………….. ……………. 18
3.2.3 Numărătorul asincron binar reversibil ………………………….. ………………………….. ……….. 19
3.2.5 Sinteza numărătoarelor modulo p≠2n ………………………….. ………………………….. ………… 21
3.2.6 Determinarea frecvenței maxime de operare pentru numărătoare asincrone ……………. 23
3.3 Numărătoarele sincrone ………………………….. ………………………….. ………………………….. …. 24
3.3.1 Metode de generare a semnalului T ………………………….. ………………………….. …………. 24
3.3.2 Numărător sincron binar direct pe 4 biți ………………………….. ………………………….. ……. 27
3.3.3 Numărător sincron reversibil ………………………….. ………………………….. ……………………. 28

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
2
Capitolul IV ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. … 30
Generatoare de impulsuri cu porți logice CMOS și cuarț ………………………….. …………………….. 30
4.1 Tranzistorul MOS element al porților logice ………………………….. ………………………… 30
4.2 Invesorul CMOS ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……… 31
4.3 Poarta CMOS SAU -NU ………………………….. ………………………….. ………………………… 33
4.4 Poarta CMOS ȘI -NU ………………………….. ………………………….. ………………………….. … 34
4.5 Circuite astabile ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……….. 35
4.6 Circuite monostabile ………………………….. ………………………….. ………………………….. … 38
4.7 Circuite bistabile ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……… 39

Capitolu V ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. ….. 42
Paretea experimentală ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……………. 42
5.1 Confecționarea frecvențmetrului 1Hz – 50MHz ………………………….. ………………………… 42
5.2 Confecționarea divizorului 50 MHz – 100MHz ………………………….. ………………………… 46
5.3 Date experimentale ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……….. 48

Concluzie: ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. …… 55

Bibliografie: ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. … 56

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
3
Introducere
La realizarea lucrării de disertație în domeniul electronicii am fost motivat de dezvoltarea
tehnologiilor electronice și curiozitatea funcționării acestora. Electronica este un domeniu în care
actualizare a, apariți a unor noi dispozitive, evoluția dispozitivilor se face cu o viteză mare – acest
fapt este și motivul pentru care am ales lucrul practic în acest domeniu.
Măsurarea frecvențelor este un domeniu de mare actualitate datorită preciziilor ridicate
care pot fi obținute în acest domeniu. Din acest motiv în multe situații numeroase mărimi fizice
sunt transformate în frecvență, deorece aceasta poate fi măsurată cu o precizie mai bună decât
majoritatea celorla lte mărimi fizice.
În acestă lucrare voi vorbi despre următoarele:
În capitolul I am descris metodele de măsurarea a frecvenței și des crierea acestora prin
descrierea aparatelor care pot fi utilizate la măsurare, am reprezentat schemele de funcționare și
am dat formulele de calcul pentru unele nuanțe specifice aparatelor.
În capitolul II am pus baza pe oscilatorul cu cuarț sau mai bine z is pe cristalul de cuarț și
confecționarea rezonatorului cu cuarț și descrierea unor efecte specifice acestui cristal.
În capitolul III este dat felurile de numărătoare, funcționarea, schem ele electrice,
diagramele de semnal și formulele de calcul a stăril or numărătorului.
În capitolul IV am descris generatoarele de semnal și porțile CMOS care stau la baza
numărătorului care este utilizat la funcționarea frecvențmetrului confecționat în laborator pentru
lucrarea de disertație.
Capitolul V este descrisă parte expreimentală unde am lămurit pas cu pas construcția și
utilizarea frecvențmetrului digital. An aliza datelor obținute la testarea calitativă a apartului cu
ajutorul unui osciloscop de precizie înaltă.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
4
Capitolul I
Frecvența. Metode de măsurare
Frecvențmetrele digitale – sunt aparat e pentru măsurare a în laborator a frecvenților.
Măsurarea – este un proces de evaluare cantitativa a unei marimi fizice prin metode
experimentale . Masurarea se poate face prin compara ție direct ă sau indirect ă cu o altă marime
fizică de aceiași natură. Procesul de masurare se face prin compara ție cu a numite etaloane.
Măsurarea frecvenței poate fi efectuată: direct – cu ajutorul aparatelor speciale numite
frecvențmetre, și indirect – utiliz înd montaje specif ice.
Metode frecvent e întîlnite pentru măsurarea analogică a frecvenței :
a) Metoda directă
b) Metoda de punte
c) Metoda comparației
1.1 Metoda directă
 Frecvențmetr u cu redresor – principiul de funcționare se bazează pe obținerea unui
circuit de redresare care are tensiunea la ie șire proporțională cu frecvența f x .
Instrumentul de m ăspră pentru acest cur rent poate fi gradat direct cu unitățile de masură
pentru frecvență. Cel mai sinplu frecvențmetru de acest fel po ate fi confec ționat prin
inserarea unui condensator C cu un instrument magnetoelectric cu redresor.

Figura 1.1 Frecvențmetru cu redresor

Dacă la intrare se aplica o tensiune 𝑢𝑖= 𝑈𝑚sin (𝜔𝑥𝑡) atunci ob ținem cur rentul electric
din miliampermetru egal cu :
𝐼𝑚𝑒𝑑 =𝑈𝑚𝑒𝑑
𝑋𝑐= 𝜔𝐶𝑈𝑚𝑒𝑑 =2𝜋𝑓𝑥𝐶𝑈𝑚𝑒𝑑 (1.1)
astfel avem:

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
5
𝑓𝑥=𝐼𝑚𝑒𝑑
2𝜋𝑓𝑥𝑈𝑚𝑒𝑑 (1.2)
Singurul dezavantaj este că frecvența depinde de tensiune.
 Frecvențmetru cu rezonanță – se măsoară prin aduce rea la rezonanță a circuitului LC.
De regulă elementul variabil este condensatorul C. Ca indicator al rezonanței este folosit
un voltmetru electronic de tensiune alternativă VE conectat la bornele condesatorului.

Figura 1.2 Frecvențmetru de rezonanță
Principiu de funcționare: generatorul a carui frecvență f x este conectat inductiv la bobin ă de
inductivitate L și se variază condensatorul C p înă cînd circuitul LC ajunge la rezonanță.
Frecvența se calculează cu formula:
𝑓𝑥= 1
2𝜋√𝐿𝐶 (1.3)
 Frecvențmetre cu lamele vibrante – aceste aparate funcționează datorită rezonanței
mecanice, care ap are datorită unui magnet electric care are o frecvență 2f x ce poate fi
masurată .

Figura 1.3 Frecvențmetru cu lamele vibrante
a) Schemă de principiu
b) Modul de afișare a rezultatului
Frecvențmetru cu lamele vibrante este alc ătuit din lame vibrante(1) așezate în doua r înduri
paralele

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
6
𝑓= 𝐾1𝐵2=𝑘𝑖22𝐼2𝑠𝑖𝑛2(𝜔𝑥𝑡)=𝑘𝐼2(1−𝑐𝑜𝑠2𝜔𝑥𝑡) (1.4)
Forța care acționează asupra lamelor este proporțională cu p ătratul inducției magnetice B. Forța
este alc ătuită din componentă continuă KI2și componentă variabilă 𝑘𝐼2𝑐𝑜𝑠2(𝜔𝑥𝑡) cu frecvenț ă
2fx.
Frecvențmetrele cu lamele vibrante masoară frecvențe de circa 1500Hz.
 Frecvențmetre cu convertor frecvență – tensiune – se utilizază pentru a controla și
calcula frecvența semnalelor.

Figura 1.4 Convertor fercvență tensiune cu amplificatoare operaționale
Difirențierea semnalului de intrare (C1 R1)cu ajutorul circuitului redresază rezultatul(diodele
D1, D2), modifică semnalul final.
𝑈0= |−𝑅𝐶1𝑑𝑈𝑖
𝑑𝑡|=𝑅𝐶1𝛥𝑈𝑖
𝛥𝑡 (1.5)
Dacă 𝛥𝑡=𝑇𝑥=1
𝑓𝑥 obținem:
𝑓𝑥= 𝑈0
𝑅𝐶1𝛥𝑈1 (1.6)
1.2 Metoda de punte
Punțile la care condițiile de echilibru depind de frecvență sunt utilizate pentru masurarea
frecvenței în laborator.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
7
a) b)
Figura 1.5 Punți pentru măsurarea frecvenței
a) Punte de rezonanță
b) Puntea Wien -Robinson

 Punte de rezonanță (fig 1.5 a) este alcătuită din trei laturi cu rezistoare și o bobină
(R,L parametri) în paralel cu un comdensator C.
Pentru a echilibra puntea se echilibrează capacitatea unei rezistențe cu următoarele condiții:
𝐿•𝐶 •𝜔𝑥02=1 (1.7)
𝑅1•𝑅=𝑅2•𝑅3 (1.8)
rezultă:
𝑓𝑥=1
2𝜋√𝐿𝐶 (1.9)
 Puntea Wien -Robinson – (fig 1.5 b) alcătuită din patru rezistențe și două condensatoare.
Condițiile de echilibrare:
𝜔𝑥2•𝑅3•𝑅4•𝐶3•𝐶4=1 (1.10)

𝑅4
𝑅3+𝐶3
𝐶4=𝑅2
𝑅1 (1.11)
Dacă 1.11 îndeplinește condiția 1.10 atunci frecvența poate fi calculată dacă alegem C 3=C4=C1;
R3=R4=R1; R2=2R 1
𝑓𝑥=1
2•𝜋•𝑅•𝐶 (1.12)
Puntea Wien – Robinson are o precizie mai mare deorece lipsește bobina.
1.3 Metoda comparației
Metoda comparației – este compararea frecvenței masurate cu o frecvență etalon, pentru a
compara se folosește un osciloscop catodic.
Semnalul de frecvență necunoscută f x se aplica pe placile de deflexie (X) pe orizontala
osciloscopului și pe placile de deflexie (Y) pe verticală , aplică tensiunea cunoscută cu frecventa
fc. Semnalele trebue să fie sinusoidale.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
8
În cazul în care f x/fc sunt numere raționale de forma K 1/K2, unde K 1 și K 2 sunt numere întregi pe
ecran apare curbe închise denumite figurele lui Lissajous.
Din formula curbe i se poate calcula raportul frecvenților și defazajul dintre tensiuni. Pentru
aceasta se numară punctele de intersecție între curbe cu doua drepte prima orizontală și adoua
verticală. Obținem n H și n v cu ajutorul formulei calculăm frecvența necunoscută:
𝑓𝑥
𝑓𝑐=𝑛𝑣
𝑛𝐻 (1.13)
Utilizarea ce a mai ușoară a metodei se poate face atunci c înd frecvențile sunt egale și formează o
elips ă, dacă frecvențile diferă între ele foarte puțin atunci ele formează o elipsa mobilă.
Timpul (t) în care elipsa formează o rotație este egal cu inversul diferenței celor două frecvențe:
𝑡=1
𝑓𝑥−𝑓𝑐 (1.14)
Dacă cronometrăm timpul putem afla diferența f x-fc.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
9
Capitolul II
Oscilatorul cu cuarț
Pentru a obține oscilații de la 1000 kHz pina la 200 MHz sunt utilizate oscilatoarele cu
cristale de cuarț. Cuarțul este un bioxid de siliciu cristalizat cu trei axe de simetrie(fig 2.1).

Figura 2.1 Cristalul de cuarț
Din cristalul de cuarț se taie p lăcuțe dr eptunghiulare care se matalizază pe fețele opuse și sunt
utilizate ca rezonatori.
Cuarțul reprezintă efectul piezoelectric direct – la aplicarea solicitării mecanice pe fețele
opuse, iar pe alte două fețe apar sar cini electrice și efectul piezo electric invers. La aplicarea unei
diferențe de potențial pe fețe opuse , apar deformări mecanice el astice. Dac ă tensiunea variază
periodic de asemenea variază și deformarea elastică, este o oscilație mecanică a unui corp elastic
care are frecvență cu caracteristici proprii, determinate de dimensiunile și modul de oscilație a
placilor.
Efectul piezoelectric este schimbul de energie electrică și mecanică. Dacă tensiunea
aplicată coincide cu una din frecvențile mecanice are loc un fenomen de rezonanță, o scilațiile
mecanice au pierderi foarte mici datorită frecării interne, astfel cuarțul extrage cantități mici de
energie din sistemul electric pentru compensarea pierderilor.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
10
2.1 Rezonatorul cu cuarț
Rezonanța – este tendința unui sistem de a oscila cu o a mplitudene mai mare la unele frecvențe
decît alte frecvențe.
Cînd avem nevoie de o stabilitate foarte mare a frecvenței, pentru ca să nu utilizăm
circuitul rezonator clasic format din bobină și condesatori, vom folosi cistalul de cuarț, din punc
de vedere electric prezint ă o impedanță care are proprietatea de a fi ca un circuit rezonant,
functionarea caruia se bazează pe efectul piezelectric.
Cristalului de cuarț i se asociază schema electrică echivalentă și simplificată din fig 2.4 .
Este un circuit oscil ant serie, elementele din circuit sunt valor izate dup ă proprietățile mecanice
ale cristalului:
– Inducția L q – inducția echivalentă masei, (10-2 – 13-3)H.
– Capacitatea C q – capacitatea echivalentă elasticității cristalului, 10-2 pF.
– Rezistența de pierdere R q – rezistența de pierdere din cristal datorită frecării, 𝛺.
– Capacitatea C 0 – reprezintă capacitatea dintre electrozii plani între care se află
cristalul de cuarț (100pF – nF) datorită cui se conectează în circuit.
a b
Fig 2.4 Cristalul de cuarț
a. Schema electrică echivalentă b. Variația reactanței în funcție de frecvență
Circuitul echivalent al rezonatorului poate fi privit ca punerea în serie reacției efective cu
rezistența efectivă. Analiza acestor două com ponente conduce la analiza a 6 tipuri de
frecvențe:
 fr- frecvența de rezonanță – este o frecvență unde rezonatorul prezintă impedanț ă
rezistivă minimă cu condiția de fază zero(reactanță nulă). Frecvența cu o amplitudene
maxim ă se numește frecvență de rez onanță.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
11
 fa – frecvența de antirezonanță – este condiția în care rezonatorul prezintă impedanță
rezistivă maximă în condiția de fază zero.
 fp– frecvența de rezonanță paralel – frecvența pentru care reactanța inducției L q este
egală cu reactanța capacității care rezultă din înserier ea capacităților C P și C 0.
𝑓𝑝=1
2𝜋√𝐿𝑞𝐶0𝐶𝑝
𝐶0+𝐶𝑝 (2.1)
 fs – frecvența de rezonanță serie – este frecvența pentru care reactanța circuitului cu
componentele plasate în serie L q, Cq și R q din circuitul echivalent al rezonatorului, se
analizază:
𝑓𝑠= 1
2𝜋√𝐿𝑞𝐶𝑞 (2.2)
 fm – frecvența la care impedanța rezonatorului de cuarț este minimă.
 fn – frecvenșa la care impedanța rezonatorului de cuarț este maximă.
La deducerea relațiilor 2.3 și 2.4 s -a neglijat rezist ența de pierdere R q pentru că valoarea ei este
mult mai mică ca valoarea reactanței inductive ωL q.
Rezonatoarele de cuarț arată valori înalte ale factorului de calitate Q (104 – 106) și a raportului
capacităților (103 – 105) în practică putem considera:
𝑓𝑟=𝑓𝑠=𝑓𝑚 (2.3)
𝑓𝑎=𝑓𝑝=𝑓𝑛 (2.4)

eroarea este în limitele ± 0,5 • 10-6.
În figura 2.4 b este reprezentată variația reactanței a cristalului de cuarț unde se pune în evidență
că frecvențile cuprinse între f s și fp comportamentul cristalului este inductiv și în afara
domeniului este capacitiv. Aceste frecvențe le sunt foarte aproape una de alta, diferența dintre ele
este dată de relația:
𝑓𝑝−𝑓𝑠=1
2𝑓𝑠𝐶𝑞
𝐶0 (2.5)

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
12
de cele mai multe ori este mai mică de 1%.
Pentru adoptarea frecvenței unui rezonator de cuarț la o valoare specifică:
𝑓𝑠<𝑓𝑜𝑠𝑐<𝑓𝑝 (2.6)
se folosește un condensator C s conectat în paralel sau în serie cu cristalul de cuarț. Frecvența de
rezonanță în sarcină va fi frecvența la care impedanța electrică va fi o combinație între
condesnsator de sarcină și rezonator este rezistivă:
𝑓𝑜𝑠𝑐=1
2𝜋√𝐿𝑞(𝐶0+𝐶𝑠)𝐶𝑞
𝐶0+𝐶𝑠+𝐶𝑞 (2.7)
Folosim valoare capacității C s să fie mai mare de 3 – 4 ori ca valoarea capacității C 0 pentru a
menține funcționarea cristalului de cuarț.
– Dacă rezonatorul este în rezonanță serie și dorim să creștem frecvența nominală
capacitatea se cuplează în serie cu rezonatorul.
– Dacă rezonatorul e ste în rezonanță paralelă și dorim să scădem frecvența nominală
capacitatea se cuplează în paralel cu rezonatorul.
Factorul de caliate al rezonatorului este mare , asigură o stabilitate sporită a frecvenței în raport
cu variația temperaturii, doar c înd este folosit ca circuit rezonant în oscilare.
2.2 Circuite Oscilato are cu cuarț
La oscilatoarele unde cristalul de cuarț este montat între baz ă și colector este numit
oscilator Pierce(fig 2.2) .
Acest oscilator poate funcționa ca oscilator Colpitts și ca oscilator Clapp.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
13

a
b
Figura 2.2 Oscilatoare cu cuarț de tip Pierce
a – emitor comun
b – bază comună
Atunci c înd montajul funcționează ca oscilator Clapp trebue sa fie C 1, C2>> Cq și pentru o
stabilitate a frecvenței condiția trebue să fie C 1=C2.
În aceast ă condiț ie amorsarea oscilațiilor se calculează cu relația:
𝐶𝑠≤1
2𝜋𝑓𝑠√𝑆
𝑅𝑞 (2.8)
unde:
𝐶𝑠=𝐶1𝐶2
𝐶1+𝐶2 (2.9)
Cs – este capacitatea de sarcină a cristalului.
S – este panta tranzistorului
Rq – este rezistența de serie a cristalui de cuarț
Frecvența de oscilație poate fi ajustată în limite mici dacă se montează un trimer (condensator
variabil) montat în serie cu cuarțul.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
14
Un oscilator Pierce poate fi realizat într-un montaj baza comună(fig 2.2 b). Pentru a obține un
semnal cu un conținut mic de armonici, colectorul tranzistorului este prevăzut cu un circuit
oscilant LC, dat pe o frecvență mai mică dec ît frecvența de oscilație -20%.
Oscilatoarele cu rezonator pot fi confecționate și cu tranzistoare cu efect de c împ(fig 2.3):
a
b
Fig 2.3 Oscilator cu tranzistor fețe de c împ de tip Miller (a) și de tip Pierce (b)
Oscilatorul Miller (Fig 2.3 a) este asemă nător cu Hartley la care reacția este realizată prin
capacitatea drena – sursa a tranzistorului și capacitatea C 12. Circuitul LC din drena trebue să fie
pe o frecvență mai mare de 20% dec ît frecvența oscilațiilor pentru a reprezenta o reactanță
inductivă.
Cristalul de cua rț are și el o reactanță induc tivă dearece funcționează între frecvențele de
rezonanță și de derivație.
Schema oscilatorului Pierce din fig 2.2 b provine din schema Colpitts. Oscilatorul de tip Miller
are o stabilitate mai mică de c ît oscilatorul Pierce, dar are avantajul c ă funcționează pe frecvența
overtone .
Stabilitatea oscilatorului de cuarț este ordenul : 10−6−10−7 și poate atinge valoarea de 10−9
dacă se termostatează.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
15
Capitolul III
Numarătoare digitale
Numarătorul este un circuit care își modifică ciclic starea între mai multe stări. Numărul
stărilor dintr -un ciclu se numește modulul numărătorului și este notat cu m, iar cu n se notează
numărul de bistabile a registrului.
Contoarele sau numărătoarele (counters) sunt circuite secvențiale speciale .
Valoarea la ieșire este incrementată cu 1 la fiecare tact . După un număr de incrementări, ieșirea
contorului revine la 0 .

3.1 Clasificarea numărătoarelor
1. După modul de aplicare a impulsurilor de tact avem:
• asincrone – impulsul de tact se aplică numai bistabilului cel mai puțin semnificativ, iar
următoarele bistabile primesc semnalul de la ieșirea bistabilului precedent.
• sincrone –. impulsul de tact se aplică simultan mai multor bistabile, și în unele configurații
tuturor bistabilelor.
2. După modul
• Binare m=2n
• Zecimale cu decabite m=10
• Modulo p≠2n
3. După sensul de numărare
• Directe – acest tip numără într-un sens și direct adică crescător
• Inverse – acesta numără în sens invers
• Reversibele – numără în sens direc c ît și în sens invers
Numărătorul care trece prin 10 stări se numește zecimal sau decadic. Dacă cele zece stări sunt
0,1,2,3,4,5,6,7,8,9 atunci se numeste BCD (Binary Coded Decimal) .
Inițializarea numărătorului se face de obicei prin intermediul semnalului de stergere Reset de sus
sau de jos. Ștergerea se poate face:

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
16
• asincron – dacă survine independent de starea semnalului de tact sau îndată ce semnalul
MR este activ
• sincron – stergerea se face numai după frontul activ al semnalului de tact.
Unele numărătoare sunt inițializate în orice stare dacă sunt prevăzuți cu posibilitatea încărcării
paralele, folosind o linie adițională notată LD (LOAD) . Încărcarea se poate face asincron, dacă
survine imediat după semnalul LD este activ sau sincron, în care încărcarea se face numai după
frontul activ a semnalului de tact.
3.2 Numărătoare asincrone
Numărătoarele se realizeaza cu ajutorul circuitelor flip -flop de tipul J -K, T sau D.
Flip-Flop JK : are două intrări J și K , iar tabelul său de adevăr este prezentat în Tabelul 3.1.
Combinația JK = 11 este o combinație interzisă. Dacă se ajunge în această stare sistemul intră în
autooscila ție.

Tabelul 3.1
C J K Qnext
0 X X No change
1 0 0 No change
1 0 1 0 (reset)
1 1 0 1 (set)
1 1 1 Q’current

Flip-Flot T : poate doar să mențină sau să complementeze starea anterioară: Are avantajul că are
o singură intrare și nu are stări interzise.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
17

Tabelu 3.2
C T Qnext
0 X No change
1 0 No change
1 1 Q’current

3.2.1 Numărătorul asincron binar direct
Dacă n = 4 bistabile modulul numărătorului binar este m = 24 = 16. Impulsurile de tact se
aplică primului bistabil, următoarele bistabile au semnalul de tact ie șirea Q a bistabilului
anterior. Bistabilele func ționează ca divizor de frecvență. Divizarea frecvenței de tact depinde de
poziția în numărător a bistabilului care se află la sfirșit de pe care se culege semnalul.

Fig 3.1 Numărător binar asincron direct – schema electrică
În figura 3.1 este reprezentat un ciclu complet și începutul celui de -la doilea ciclu. Ie șirea
numarătorului evaluează pe sens crescător, la fiecare impuls de tact aplic ă valoarea de ieșire cu o
unitate mai mult. Numărătorul este modulo 16 și are 4 bistabile, cel de -al 16 -lea impuls are
funcția de închiere și aduce numarătorul la zero. Al -17-lea este primul din al doilea ciclu.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
18

Fig 3.2 Numărător binar asincron direct – diagrame de semnal
La un moment dat codul binar de ieșire corespunde numărului de impulsuri de tact aplicate în
ciclul dat, care are funcția de numărare. Citind impulsul dupa al 11 -lea impuls de tact, rezultă
Q3Q2Q1Q0=1011, care reprezintă în binar numarul 11.
3.2.2 Numărătorul asincron binar invers
În unele aplicații este necesar de a folosi numărătoare care pot număra și invers, adică
numărătorul să se micșoreze cu o unitate la fiecare impuls de tact. În acest scop semnalul de tact
a bistabilului următor nu se culege la ieșirea Q dar la ieșirea nQ.

Fig 3.3 Numărător binar asincron invers – schema electrică
Cînd Q trece de la 1 la 0, nQ trece de la 0 la 1 bistabilul următor nu comută, și c înd Q trece de la
0 la 1, nQ trece de la 1 la 0 și determin ă comutarea urm ătorului bistabil.
Acest fapt putem să -l urmărim în următorul tabel:

Fucționarea numărătorului binar asincron invers
Tactul Q0 Q1 Q2 Q3 Corespondentul zecimal
Valoarea inițială 0 0 0 0 0

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
19
1 1 1 1 1 15
2 1 1 1 0 14
3 1 1 0 1 13
4 1 1 0 0 12
5
… 1
… 0
… 1
… 0
… 11
…

Fig 3.4 Numărător asincron binar invers – diagrame de semnal
3.2.3 Numărătorul asincron binar reversibil
Numărătorul asincron reversibil poate efectua numărarea în sens direct și în sens invers. Direcția
de numărare se stabilește de obicei c u ajutorul unei linii de sens notată Up/nD sau UP/nDown .
Bistabile le de tip T realizate din JK.
– dacă U/nD = 0 se conectează /Qk CLK k+1 numărare inversă
– dacă U/nD = 1 se conectează Q k CLK k+1 numărare directă

Fig 3.5 Numărător binar asincron direct

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
20

Fig 3.6 Variante de realizare a multiplexorului 2:1
3.2.4 Numarător asincron zecimal

Fig 3.7 Numarător asincron zecimal – schema electric ă
Numărătorul zecinal din figura 3. 7 este des întîlnit în aplicațiile practice, se bazează pe structura
numărătorului asincron din figura 3.1 la care este adăugat la el decodorul a starii 10 format dintr –
o poartă ȘI -NU. C înd numărătorul este la starea 10 ieșirea ȘI -NU trece în 0 logic. Derermin înd
trecerea numărătorului la 0, astfel circuitul de funcționare se re petă.

Fig 3.8 Numărător asincron zecinal – diagrama de semnal

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
21

Fig 3.9 Numarător asincron zecimal – diagrama de stări

3.2.5 Sinteza numărătoarelor modulo p≠2n
Sunt aplicații ale numărătoarelor unde modulul numărătorului nu mai este o putere întreagă a lui
2. Modulul acestor numărătoare se va nota cu p. La un ceas electronic, p poate fi 7, 12, 24, 38,
30, 31 etc. Astfel de numărătoare modulo p, unde p=m pornind de la numărătorul asincron m=2,
transformarea realiz înduse prin scurtarea ciclului d e funcționare a numărătorului la p stări, cu
p=m .
Structura unui astfel de numărător: fie un numărător asincron direct cu p=51, numărul minim de
bistabile necesar n se determină din condiția: 2n – 1 < p < 2n, reese că 2n-1 < 51 < 2n,
exemplul este efectuat indeplinind condițiile n = 6 (32 < 51 < 64).
La funcționarea numărătorului cu p=51 se face practic resetarea acestuia în cadrul unui ciclu
după aplicarea a 51 -lea impuls de tact. Acest lucru este posibil prin identificarea a stării 51 cu
ajutorul unui circuit decodificator, unde în cel mai simplu caz poate fi folosită o poartă și-nu și

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
22
stergerea numărătorului prin pornirea l iniei nCLR .

Fig. 3.10 Numărător asincron direct modulo p=51, schema electrică
Resetarea numărătorului trebue să fie c înd ajunge în starea p=51. Modulul p=51 în binar poate fi
scris:
P = 51 = 1•32+1•16+0•8+0•4+1•2+1•1 (3.1)
sau
32 16 8 4 2 1
Q5 Q4 Q3 Q2 Q1 Q0
1 1 0 0 1 1

Determinare a stări se face cu ajutorul unei porti și-nu cu patru intrări la care sunt
conectate o parte din ieșirile ale numărătorului, respectiv Q 5, Q4 Q1 și Q 0 care sunt pe 1 logic
pentru prima dată într-un ciclu de numărare pentru starea 51. În urma activării liniei CLR în care
ieșirea portii și-nu este 0 l ogic, această stare se transformă în starea 000000 numită starea ințială.
Astfel numărul stărilor distinct e al numărătorului este redus la 64 corespunzătoare modulului
m=26 la p=51.
În schema electrică prezentată numărătorul nu prezintă o funcționare sigur ă datorită dispersiei
timpilor de propagare t PCLR→Q . Bistabilul cu timpul de programare cel mai redus se resetează
primul, ieșirea Q corespunzătoare care este legată la una din intrările porții și-nu trece pe 0.
Ieșirea și-nu trece pe 1 logic întrerup înd astfel procesul de ștergere integrală a numărătorului
acesta se referă numai la bistabilele care au mai rămas pe 1 logic.
Pentru a înlatura acest neajuns este nevoe de un circuit dememorare a semnalului de ștergere
nCLR pe o durată care să fie mai mică de cît perioada de repetiție a impulsului de tact, dar destul

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
23
de mare pentru a asigura inițializarea pe 0 a tuturor bistabilelor. Aceste circuite se intercalează
între X1 și X2.

Fig 3.11 Numărător asincron direct modulo p=51, schema bloc, latch SR de mem orie a
impulsului de ștergere, diagrama de semnal
După cum se observă în schemă, circuitul de memorare folosit este un latsh S -R (latch SR este
un circuit electric bistabil car acterizat cel puțin prin două stări stabile capabile să stocheze un bit
de informație în sistemele logice secvențiale asincrone). Ieșirea porții și-nu, X1 se află pe 1 logic
pînă apare frontul scăzător al celui de a 51 i mpuls de tact. În acest moment X1 tre ce în 0 logic,
determină starea bistabilului și punerea linie doi pe 0 logic. Și în acest moment se începe
procesul de ștergere a numărătorului. Ieșirea porții și-nu, X1 va sta scurt timp pe 0 logic, adica
pînă cînd una din ieșiri Q 5, Q4, Q1 sau Q 0 trece pe 0 logic. Deci X1 este deja 1 logic. Latch -ul
memorează impulsul de ștergere, mențin înd în continuare linia X2 pe 0 logic p înă apare frontul
crescător al impulsului de tact, în care se petrece resetarea bistabilelor SR și trecerea ieșirii X2 pe
1 logic .
3.2.6 Determinarea frecvenței maxime de operare pentru numărătoare
asincrone
Unul din principalele avantaje pentru numărătoarele asincrone îl prezintă arhitectura simpl ă,
aspectul contrabalansat este dezavantajul major al unei frecvențe maxime de operare reduse,
datorită propag ării succesive a semnalului de tact. Întirzierea produsă de bistabil t pCLR→Q . Pentru
stabilirea frecven ței, maxime de operare trebue ținut cont de cel mai nefavorabil caz în care
comută toate cele n bistabile, impulsul următor de t act se poate aplica numai după stabilirea
efectului impulsului de tact anterior. Starea stabilă a numărătorului înaintea pl ecării unui nou
impuls de tact trebue să dureze un interval de timp Δt necesar pentru a citi starea numărătorului.
Din acest motiv pe rioada minimă de receptare a tactului în cazul cel mai defavorabil este:
𝑇𝐶𝐿𝐾𝑚𝑖𝑛 =𝑛•𝑡𝑃(𝐶𝐿𝐾 →𝑄)+ 𝛥𝑡 (3.2)

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
24
unde n este numărul de bistabile din componența numărătorului. În cazul în care între ieșirea Q a
bistabilului anterior și intrarea CLK a bistabilului următor există circuite care produc întîrzieri,
cum ar fi multiplexarea la numarătoarele reversibele, durata minimă a impulsului de tact este:
𝑇𝐶𝐿𝐾𝑀𝑎𝑥 =𝑛•𝑡𝑝(𝐶𝐿𝐾 →𝑄)+ (𝑛−1)𝑡𝑝𝑀𝑎𝑥 +𝛥𝑡 (3.3)

iar frecvența maximă de funcționare este
𝑓𝐶𝐿𝐾𝑀𝑎𝑥 =1
𝑇𝐶𝐿𝐾𝑚𝑖𝑛 (3.4)
Acest fenomen limitează frecvența maximă de tact la care pot funcționa numărătoarele
asincrone.
3.3 Numărătoarele sincrone
Aceste circuite asigură funcționarea la frecvențe mult mai mari ca în cazul numărătoarele
asincrone datorită aplicării simultană a impulsului de tact la toate intrările de tact la toate
bistabilele.
3.3.1 Metode de generare a semnalului T
În cadrul unui circuit de funționare al numărătorului la trecerea dintr -o stare în alta în urma
aplicării impulsului de tact CK, unele bistabile trebue să basculeze, altele să nu basculeze. Din
acest fapt trebue să utilizăm bistabilele de tip T cu intrare T accesibilă (bistabila JK -MS unde J
cu K se leag ă între ele și formează forma T) pentru a permite ca înaintea aplicării următorului
impuls de tact să se aplice la intrarea T a bistabilului care trebue să basculeze (după tabelul de
funcționare), nivelu 1 logic, iar la intrarea T a celorlalte nivelul 0 logic. Apare astfel necesitatea
utilizării unui circuit logic pentru generarea semnalului T care corecpunde n bistabile folosite
pentru ca funcționarea nu mărătorului să decurgă în conformitate cu tabelul de funcționare.
Procedura de determinare a structurii circuitului logic destinat generării valorilor logice pentru
intrarea T se va explica pentru tabelul de funcționare ce corespunde unui numărător binar s incron
pe 4 biți. Procedura poate fi aplicată și unui numărător care fincționează după alt tabel de
funcționare:

Tabelul de funcționare (valabil pentru numărătoarele sincrone și asincrone):

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
25
Nr. tacte Q3 Q2 Q1 Q0
Inițializare 0 0 0 0
1 0 0 0 1
2 0 0 1 0
3 0 0 1 0
4 0 1 0 0
5 0 1 0 1
6 0 1 1 0
7 0 1 1 1
8 1 0 0 0
9 1 0 0 1
10 1 0 1 0
11 1 0 1 1
12 1 1 0 0
13 1 1 0 1
14 1 1 1 0
15 1 1 1 1
16(0) 0 0 0 0

T0 = 1
T1 = Q 0
T2 = Q 0 • Q 1 = Q 1 • T1
T3 = Q 0 • Q 1 • Q 2 = Q 2 • T2
……………………………………….
Tn-1 = Q 1 • Q 1 • … Q n-2 = T n-2 • Q n-2(3.5)
Din tabel se deduc următoarele:
– bistabilul de rangul 0 trebue să basculeze la fiecare impuls de tact, deci T 0 = 1 în
permanent.
– bistabilul de rangul 1 basculează numai atunci c înd în starea de dinaintea aplicării a
impulsului de tact Q 0 = 1, deci T 1 = Q 0.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
26
– bistabilul de rangul 2 basculează numai atunci c înd în starea anterioară Q 0 și Q 1 sunt
pe ”1” adica T 2 = Q 0 • Q 1 = Q 1 • T1.
– bistabilul Q 3 basculează numai atunci cînd anterior aplicării impulsului de tact Q 0,
Q1, și Q 2 sunt pe ”1” deci T 3 = Q 0 • Q 1 • Q 2 =Q 2 • T2.
În general se poate scrie
Tn-1 = Q 0 • Q 1 • … • Q n-1 = T n-2 • Q n-2 (3.6)
Revenind la numărătorul de 4 biți, în funcție de modulul de scriere al valorilor T se desting dou ă
metode de generare a semnalului:
– serială – în acest caz valorile lui T se obțin din valorile anterioare:
T2 = T 1• Q 1 ; T3 = T 2 • Q 2 (3.7)

– paralelă – în acest caz valorile lui T se obțin din valoare lui Q:
T2 = Q 0 • Q 1 ; T3 = Q 0 • Q 1 • Q 2 (3.8)

Fig 3.12 generarea semnalului T 0 – T3 și T 4(Carry)
Semnalul Carry se generează din semnalul T3 și Q3 și se aplică intrării T0 a numărătorului
următor , în cazul extinderii capacității de numărare.
În cazul numărării seriale a valorilor T în cazul cel mai defavorabil, durata minimă a impulsului
de tact este dată de:
𝑇𝐶𝐾𝑚𝑖𝑛 = 𝑡𝑃(𝐶𝐾→𝑄)+ (𝑛−2)𝑡𝑃𝑆𝐼+ 𝛥𝑡 (3.9)

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
27
Dezavantaj – tp mai mare de cît în cazul generării paralele a valorilor T
Avantaj – se utilizază numai porți și cu doua intrări
În cazul generării paralele a valorilor T, durata minimă a impulsurilor de tact este:
𝑇𝐶𝐾𝑚𝑖𝑛 =𝑡𝑃(𝐶𝐾→𝑄)+ 𝑡𝑃𝑆𝐼+𝛥𝑡 (3.10)
Se observă ca tp este mai mic dec ît la numărătoarele asincrone cu același număr de bistabile (mai
poate fi zis cu frecvență de tact mai ridicată). Din acest motiv aceasta este varianta p referată la
realizarea numărătoarelor în integrate.
3.3.2 Numărător sinc ron binar direct pe 4 biți
Descrierea funcționării:

Fig 3.13 Numărător sincron direct – T generarea prin metoda serială

Fig 3.14 Numărător sincron direct – T generarea prin metoda paralel

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
28

Fig 3.15 Numărător sincron direct pe 4 biți – diagrama de smnal
Schema unui numărător binar sincron pe 4 biți cu generarea paralelă a semnalului T

Fig 3.15 Numărător sincron pe 4 biți cu generare de semnal Carry extern
Relațiile pentru generarea valorilor T sunt cele ce nu conțin pe T anterior. Fiecare valoare T este
generată doar de baza valorii Q pentru a scurta timpul de generare. Astfel întîrzierea de generare
este doar a unei singure porți ȘI. Impulsurile de tact CK se aplica simultan la toare bistabilele.
Există de asemenea o intrare de inițializare comună /CLR pentru toate bistabilele. Numărătorul
numără numai în sens direct( în crestere), iar ieșirea CARRY servește pentru interconectarea
numărătorului reprezentat cu un alt numarător identic pentru biții superiori Q 4 … Q 7 și se
conectează la intrarea T 0 care devine practic T 4 al celui de al doilea numărător.
3.3.3 Numărător sincron reversibil
Numărătoarele reversibile pot face contorizar ea impulsurilor aplicate pe intrarea de ceas ,
fie în sens cescător fie în sens descrescător. Aceste circuite pot avea doua intrări de numărare,
cîte una pe fiecare sens de numărare sau o intrare de numărare și una de comandă a sensului.
Intrarea de comandă a sensului de numărare este denumită SENS sau Up/Dn, ceea ce înseamnă
ca numărare înaite se face pentru 1 logic, iar numărarea înapoi pentru 0 lo gic.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
29
O structură de numărare bidirecțională este formată dintr -un numărător în sens direct la care se
adaugă o logicare în func ție de sensul de numărare ales.
Descrierea funcțion ării:

Fig 3.16 Numărător sincron binar reversibil pe 4 biți – schema electr ica

Fig 3.17 Numărător sincron binar reversibil pe 4 biți – diagrama de semnal

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
30
Capitolul IV
Generatoare de impulsuri cu porți logice CMOS și cuarț
4.1 Tranzistorul MOS element al porților logice
Circuitel e digitale s au dezvoltat în paralel cu tehnologia dispozitivilor electronice și a
materialelor semiconductoare. Primile porți și circuite logice au fost realizate cu tuburi
electronice. Apoi a început dezvoltarea materialelor semicond uctoare și odată circuitelor digitale
integrate realizate cu diferite tehnologii. Primile porți logice au fost confecționate cu ajutorul
diode lor semiconductoare și cu tranzistori bipolari. Tendința permanentă a tehnologiilor a fost
orientată în mai multe direcții:
– marirea vitezii de lucru,
– creșterea gradului de integrare,
– micșorarea puterii consumate,
– micșorarea tensiunii de alimentare.
Tehnologia CMOS a reușit să re zolve în mare parte aceste probleme , dar cu siguranță
lucrurile nu se vor opri aici. De aceea vom prezenta pe scurt structura electronic ă a inversorului
și a porții SAU-NU sau numai porții ȘI-NU, pot fi realizate și celelalte funcții logice elementare.
Tranzistorii cu ef ect de c împ care se folosesc pentru realizarea porților logice sunt
tranzistori MOS cu canal de tip n sau de tip p. Schemele din fig 4.1.

Fig 4.1 Tranzistor MOS tip n, p
– Poarta fiind izolată față de structura semiconductoare, curentul care intră sau iese prin
ea este sub 1μA, astfel încît el poate fi neglijat.
– Canalul semiconductor dintre drenă și sursă se compară ca o rezistență a cărei valori
depinde de tensiunea dintre poartă și sursă.
– În circuitele digitale tranzistorii în regim de comutație:

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
31
blocat → conducție →blocat → conducție → …
– Pentru tranzistorul MOS -n, dacă V GS = 0V (nivel logic 0) canalul are o rezistență mai
mare de 106Ω, iar dacă V GS = 5V (nivel logic 1) canalul are o rezistență foarte mică
(usual 100Ω).
– Pentru tanzistorul MOS -p, dacă V GS = 0V (nivel logic 0) canalul are o rezistență mai
mare de 106Ω, iar dacă V GS = -5V (nivel logic 1) canalul are o rezistență foarte mică
(usual 200Ω).
Pentru acelaș grad de dopare și acelaș volum al canalului semiconductor, în stare de
conducție canalul p are o rezist ență mai mare dec ît canalul n datorită mobilității mai mici a
golurilor față de electroni. Valorile rezistenților canalelor în stare de conducție cresc dacă
tensiunea dintre poartă și sursă este mai mică de 5V, după cum și rezistențile lor în stare de
blocare scad dacă tensiunea este mai mare de 0V.
Atunci c înd analizăm un circuit care lucrează în regim de comutație, tranzistorul MOS îl
putem înlocui cu o rezistență cenectată între drenă și sursă a cărei valoare este dictată de
tensiunea dintre poartă ș i sursă la un moment dat.
Logica CMOS se bazează pe folosirea simultană a celor două tipuri de tranzistoare, astfel
încît între sursa de alimentare și masă să existe cel puțin un tran zistor blocat. Dacă această
condiție este îndeplinită consumul de putere de la sursa de alimentare va fi întodeauna foarte
mic.
4.2 Invesorul CMOS
Inversorul CMOS are structura prezentată în fig 4.2. Canalele celor doi tranzistori
complementar i sunt conectate în serie , iar grilile lor sunt conectate împreună, constituind intrarea
circuitului inversor.
Ieșitea inversorul ui este conectată la drenele co mune ale tranzistoarelor. Deși sursa de
alimentare este conectată la sursa tranzistorului T 1, ea este notată cu indicile D(drenă).

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
32

Fig 4.2 Inversoare CMOS
În figura 4.2 sunt prezentate schem ele echivalente cu rezistențe pentru cele două situații
posibile. Tensiunea de ieșire poate fi calculată , observănd ca este vorba de un diviror de
tensiune. Funcționarea circuitului este sintetizată în tabelul 4.1, unde se vede că lucrează ca
inversor.
Tabelul 4.1
Vin LOGIC VGS1 T1 VGS2 T2 Vieș LOGIC
0 0 -5V Conducție 0 Blocat 4,99V 1
5V 1 0 Blocat 5V Conducție 499μV 0

În ambele situații posibile de funcționare unul din cei doi tranzistori este blocat. El
constituind o cale de rezistență foarte mare între sursa de alimentare și masă. Ca urmare, puterea
consumată în cele două stări extreme este foarte mică(25 μW). Dar, în intervalele de timp în care
au loc tranzacțiile între cele două stări, tensiunea între gri le și surse vor avea și valori cuprinse
între 0 – -5V, valori pentru care rezistențile canalelor blocate sunt mai mici și consumul de
putere este mai mare.
Faptul c ă tranzistorul MOS -p intră în starea de conducție atunci c înd poarta sa este
conectată la masă(nivel logic 0) poate fi evidențiat prin adăugarea în simbolul său a cerculețului
care simbolizază inversarea, așa cum este arătat in figura 4.3. Cu acest simbol poate fi intuit mai
bine logica de funcționare a inversorului.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
33

Fig 4.3 Tranzistor MOS -p logica de funcționare a inversorului
4.3 Poarta CMOS SAU -NU
Prin combinarea potrivită a unor structur i asemănătoare inversorului pot fi construite și
alte porți logice cu două sau mai multe intrări. Astfel, în fig 4.4 este prezentată schema porții
SAU -NU cu două intrări. Este vorba despre o combinație serie paralel în care tranzistorii
lucrează în tan dem (T 1 cu T 3 și T 2 cu T 4) asemănător modulului de lucru într-un inversor.

Fig 4.4 Schema porții SAU -NU cu două intrări
În fig 4.5 sunt prezentate schemele echivalente cu rezistențe pentru cele trei combinații
posibele de nivele logice ale semnalului de intrare. Dacă numim variabilele de la intrare cu A și
B, tabelul de adevăr va fi similar cu tabelul 4.2 al funcției SAU -NU.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
34

Fig 4.5 Scheme echivalente cu rezistențe
Tabelul 4.2
B A SAU
A+B SAU -NU
A+B
0 0 0 1
0 1 1 0
1 0 1 0
1 1 1 0

4.4 Poarta CMOS ȘI -NU
În mod asemănător cu poarta SAU -NU poate fi construită poarta ȘI -NU. Modulul de
conexiune al tandemurilor de tranzistori este prezentat in fig 4.6 iar schemile achivalente cu
rezistențile pentru toate combinațiile posibile de niveluri logice ale semnalelor de intrare sunt
prezentate in fig 4.7.

Fig 4.6 Conexiune al tandemurilor de tranzistori

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
35

Fig 4.7 Combinațiile posibile de niveluri logice ale semnalelor de intrare
În fig 4.6 și 4.7, pe l îngă valorile tensiunilor de ieșire, sunt prezent ate și valorile puterilor
consu mate în fiecare stare staționară posibilă. Toate sunt foarte mici, dar răm îne valabil ă
observația m enționată la circuitul inversor referitoare la consumul de putere pe durata tranzacției
dintr -o stare staționară în alta.
4.5 Circuite astabile
Circuitele astabile sunt circuite basculante care nu au nici o stare stabilă. Ele au numai
două stări cvasistabile, iar trecerea de la o stare la alta se face fără camandă din exterior.
Circuitul este de fapt un oscil ator care generează semnal numeric. Cva sistabilitatea nu se referă
la nivelele logice ale semnalului generat, semnalele sunt 0 logic sau 1 logic și sunt perfect stabile
pe o durată de timp. Cvasistabilitatea se referă la faptul că nici unul dintre n ivelele logice 0 sau 1
nu poate fi menținut la ieșire un interval de timp oric ît de mare.
Durata și frecvența impulsurilor generate de circuitul astabil depend de parametrii
acestuia, de obicei determinați de rețelile RC. Pentru o stabilitate ridicată a frecvenței se utilizază
cristale de cuarț .
Circu itele astabile pot funcționa și în regim de sincronizare declanșată sau comandată. În
primul caz, la fiecare impuls de declanșare astabilul pornește cu faza fixă a oscilatorului. În al
doilea caz, se generează impulsul at ît timp c ît la intrare există un se mnal de comandă activ ă pe
unul dintre cele două nivele logice. Circuitel astabile se pot implementa cu componentele
discrete, cu porți logice sau cu circuite integrate specializate.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
36

Fig 4.8 Circuit astabil cu porți CMOS
În figura 4.8 este reprezentată schema simplă a unui circuit astabil cu porți CMOS. Vom
neglija întîrzierea semnalelor prin porți și vom presupune că nivelul de tensiune la ieșire se
schimbă insta ntaneu c înd te nsiunea de intrare atinge valoarea de prag V T. Dacă V 1 atige valoarea
VT, inversoarele comută și ieșirea V OUT trece în 1 logic. Acest salt de tensiune este transmis prin
condensator și V 1 devine V T + V, unde V, este tensiunea de alimentare a circuitului. Tensiunea
nu poate fi a șa de mare, pentru că int ervine limitarea din rețeaua de protecție a intrării.
Condensatorul începe să se descarce prin rezistența R, iar c înd tensiunea pe condensator alege
din nou valoarea V T porțile comută din nou. Se produce un nou salt de tensiune pe intrare V 1, de
la V T la V T – V, cu aceeași obsevații de mai sus. Condensatorul se încarcă V 1 atunci din nou V T,
circuitul se repetă.
Circuitul nu are o stare stabilă. Salturile de tensiune între nivele se produc cu o
periodicitat e determinată de elementele pas ive R, C și prag de t ensiune VT. Pentru VT = V+/2
factorul de umplere este ½, iar frecvența este dată de relația:
𝑓= 1
2,2 •𝑅•𝐶 (4.1)
Cu acest circuit se pot genera impulsuri cu o frecvență stabilă de p înă la 1MHz.
Pentru obținerea unor frecvențe stabile în timp(calculatoare, ceasuri electronice) se
folosesc astabile cu cristalul de cuarț. Din punct de vedere electric, cristalul oferă o impedanță cu
proprietăți de circuit resonant cu factor de calitate foarte mare. În fig 4.9 se prezintă simbolul
convențional pentru cristalele de cuarț, circuitul electric echivalent și variația reactanței cu
frecvența(neglijăm rezistența r).
Se constă existența unei rez onanțe serie la frecvența
𝛺𝑆=1
√𝐿•𝐶 (4.2)
și a unei rezonanțe paralele la frecvență

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
37
𝛺𝑃= 1
√𝐿•𝐶•𝐶0
𝐶+𝐶0 (4.3)

Fig 4.9 Cristalul de cuar ț, circuitul echivalent și dependența reacțiunii de frecvență

Fig 4.10 Rețeaua de reacție π și oscilatorul CMOS cu cuarț
Oscilatoarele cu rezonanță serie sunt proectate să oscileze și la frecvență de rezonanță
serie. Cele cu rezonanță paralelă oscilează la frecvențe cuprinse între cele două frecvențe de
rezonanță serie și paral, în funcție de valoarea încărcării capacitive a cuarțului. Circuitele cu
rezonanțe paralele au performanțe mai bune c înd lucrează cu amplificatoare cu impedanță mare
de intrare, deci ele sunt cele mai răsp îndite pentru oscilatoarele cu cuarț care utilizază
amplificatoare CMOS.
În figura 4.10 ilustrează configurația adecvată pentru o rețea de reacție a unui oscilator cu
rezonanță paralel, rețea care asigură un defazaj de 180o, iar schema practică a oscilatorului mai
conține un inversor CMOS pe post de amplificator care realizază un defazaj de 180o, polar izat
prin rezistența R f, pentru a îndeplini condiția V out = V in = V +/2. Valoarea acestei rezistențe este
suficient de mare pentru a preveni încărcarea rețelei de reacție, dar mică în comparație cu
rezistența de intrare a amplificatorului inversor.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
38
Principalul dezavantaj al oscilatorului cu porți CMOS – serie 4000 îl constitue frecvența
redusă a semnalelor generate. La frecvențe ce depășesc 4 MHz stabilitatea funcționării circuitului
pune mari probleme. Pentru frecvențele de ordinul zecilor de MHz se folosesc circuite cu porți
TTL.
În figura 4.11 este prezentată schema unui oscilator cu cuarț cu porți TTL. Abaterea de
frecvențe este de ordinul 10-6…10-7 și poate atinge valori de 10-8…10-9 dacă cuarțul este introdus
într-o incintă termostată.

Fig 4.11 Oscilator cu cuarț și porți TTL
4.6 Circuite monost abile
Circuitele monostabile sunt circuitele basculante cu o singură stare stabilă și cu o stare
cvasistabilă. Trecerea în stare stare cvasistabilă se realizază sub ac țiunea unei comenzi exteriore,
iar revenirea se face după un anumit timp, dependent numai de parametrii circuitului și nu de
semnalele externe de comandă.
Durata stării cvasistabile este dată de circuitul extern de temporizare format dintr -un grup
RC. Stabilitatea ace stei durate este una din cerințele principale impuse unui monostabil. Un
circuit monostabil poate fi făcut să funcționeze și în regim de redeclanșare, c înd procesul
cvasistaționar poate fi re început chiar în timpul desfășurării ciclului de temporizare. Cir cuitele
monostabile se pot implementa cu componente discrete, cu porți logice sau cu circuite integrate
specializate.
O schemă simplă de circuit monostabil cu porți CMOS este arătat în figura 4.12. Pulsul
de declanșare aplicat pe intrarea porții SAU-NU va determina comutarea ieșirii porții din 1 logic
în 0 logic. Condensatorul C, ne încărcat, transmite impulsul spre poarta inversoare, care comută și
ea, iar V out devine 1 logic. Ieșirea V out se aplică prin ieșirea celelalte intrări în poarta SAU-NU,
care poate substitui impulsul inițiator. Durata minimă a impulsului de inițiere trebue să fie egală

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
39
cu suma timpurilor de programare prin cele două porți. Tensiunea pe condensator crește cu o
constantă de timp RC și atunci c înd atinge valoarea de prag V T, inves orul comută, iar tensiunea
la ieșire revine la 0 logic.
Dacă tensiunea de prag este măcar jumate din tensiunea de alimentare, atunci durata
temporizării este circa 0,69 • R • C, valoarea ce rezultă din rezolvarea ecuației de încărcare a
unui condensator între două linii de tensiune cunoscute.
Stabilitatea acestui circuit este destul de bună pentru că tensiunea de prag la circuitele
CMOS nu sunt influențate de temperatură. După cum indică și rela ția de mai sus, durata pulsului
poate fi modificată prin regla rea valorilor rezistenței R și a condensatorului C.

Fig 4.12 Circuit monostabil cu porți CMOS
Structura de circuit integrat specializat oferă performanțe superioare în privința stabilității
duratei pulsului și a parametrilor de undă de la ieșire.
4.7 Circuite bistabile
Circuite bistabile sunt circuit bisculante care au două stări. Trecerea de la o stare la alta se
face cu ajutorul unor semnale de comandă aplicate din exterior.
În general bistabilele au două ieșiri complementare notate cu 𝑄 și 𝑄̅. Ele pot bascula
asincron, imediat ce primesc comanda la intrare, sau sincron cu un im puls de ceas care
condiționează bascularea.
La bistabilul asincron reprezentat mai jos stările logice la ieșire sunt complementare și
comută la fiecare acționare a comu tatorului cu 2 poziții de la intrare. Dacă comutatorul nu mai
este acționat, durata fiecărei stări logice, 0 sau 1, este nelimitată, cu condiția că circuitul sa
rămînă alimentat pe toata durata.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
40

Fig 4.13 Latch pentru filtrarea impulsurilor parazite pe co ntacte
Circuitul se mai numește LATCH, sau element de memorare, și probabil că aplicația
principală a acestui circuit este filtrarea impulsurilor parazite care apar la comutarea contactelor
mecanice.
Bistabilele cu ceas, sau bistabile sincrone, sunt structuri mai complexe, uneori cu mai
multe etaje comandate de semnalul de ceas, semnalele furnizate de cele mai multe ori de un
astabil. Modificarea stării la ieșire se face pe fronturile semnalului de ceas. Pentru ca tranzacțiile
efectuate de bistabile s ă fie corecte, pe intrările lor se aplică semnale de comandă sintetizate pe
baza tabelilor de tranziție corespunzătoare tipurilor de bistabile utilizate.
În tabelul 4.3 sunt valorile de adevăr, datorită asemănării cu un tabel de adevăr pentru
circuitele co mbinaționale: intrările sunt coloana din st înga, iar ieșirea Q+ este în dreapta. Avem
o singură intrare de date notată cu D. Notația Q indică starea actuală a ieșirii Q, iar Q+ indică
valoarea viitoare a ieșirii Q, după apariția frontului de ceas care com ută bistabilul. Ieșirea 𝑄̅ este
ignorată fiind mereu complementul lui Q. Tabelul tranzacțiilor conține în stînga coloanele Q și
Q+, iar în dreapta valorile D ale intrării care generează tranzacția respectivă Q și Q+.
Tabele sunt valabile pentru bistabilul de tip D.
Tabelu 4.3: tabelu de adevăr
D Q+
0 0
1 1

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
41
Tabelu 4.4: tabelu de tranzacție
Q Q+ D
0 0 0
0 1 1
1 0 0
1 1 1

Tabele sunt valabile pentru bistabilul de tip JK.
Tabelul 4.5: tabelul de adevăr
J K Q+
0 0 Q
0 1 0
1 0 1
1 1 𝐐̅
Tabelul 4.6: tabelul de tranzacție
Q Q+ J K
0 0 0 x
0 1 1 x
1 0 x 1
1 1 x 0
Tabele pentru bistabile JK. De data aceasta există două intrări separate de date, notate cu
J și K, iar func ționarea acestui bistabil este mai complexă. Bistabilu JK nu mai este un simplu
circuit de memorare ca bistabilul de tip D, fiind capabil la complementarea stării prezente,
oricare nu ar fi starea, prin aplicarea lui 1 logic pe cele două intrări: Q+ = Q̅. Simbolul x
înseamnă ”nu contează” .
Aceste două tipuri de bistabil e sunt implementate în structurile integrate care conțin
bistabile separate. Bistabilel de tip SR au fost mai puțin utilizate datorită restricției impuse
intrărilor, iar bistabilele de tip T sunt utilizate numai în circuitele care realizează funcția de
numărare.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
42
Capitolu V
Paretea experimentală
Pentru lucrarea de disertație am ales să confecționez un frecvențmetru digital care poate
masura o frecvență de p ână la o 1 00 MHz. Pentru efectuarea acestei teme am ales schema
electronică de frecvențmetru digital din figura 5.1 realizat pe baza circuitului integrat P IC16f84
Frecvențmetru este alcatuit din 2 blocuri componente: primul bloc este un frecvențmetru care
masoară frecvențe p înă la 50 MHz, al doilea bloc este un montaj divizor de frecvență care
permite masurarea frecvențelor de la 50MHz p înă la 1 00MHz.
5.1 Confecți onarea frecvențmetrului 1Hz – 50MHz
Schema montajul frecvențmetrului digital cu microcontroler Pic cu frecvențamaximă de
lucru de 50 de MHz:

Fig. 5 .1
După ce am analizat schema electrică am realizat schema cablajului in programul
DipTrace pe care sunt reprezentate toate componentele montaluluii electric în ordinea în care vor
fi lipite pe cablaj.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
43
Circuitului electric al frecvențmetrului digital are la bază un microcontroler PIC16F84
programabil al cărui structură de pini este prezentată în Fig. 5.2
În acest experiment utilizăm un microcontroler PIC16F84 programabil

Fig. 5.2
Numele pinului Nr. pinului Caracteristica
OSC1/CLKIN 16 Semnalul de intrarea a oscilatorului cu cristal, semnal de
ceas extern
OSC2/CLKOUT 15 Ieșirea de pe cristalul oscilator. Conectat la cristal sau
rezonator în mod de cristal oscilator. In mod RC pinul
OSC2 iese CLOCK, care are ¼ din frecvența OSC1 și
denotă rata ciclului de instrucțiuni.
MCLR 4 Reset intrare/programare. Acest pin resetează
dispozitivul.
RA0
RA1
RA2
RA3
RA4/TOCKI 17
18
1
2
4 Intrare/ieșire bidirecțională.

Acești pini pot fi selectați ca intrare de ceas/contor
TMR0. Ieșiri de tip deschis.
RBO/INT 6 Porturi bidirecționale.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
44
RB1
RB2
RB3
RB4
RB5
RB6
RB7 7
8
9
10
11
12
13 PorturileB se folosesc pentru programarea internă.
RB0/INT poate fi selectat ca un pin de intrerupere
externă.
RB6 – programarea ceasului
RB7- programarea datelor interne
VSS 5 Pinul de masă microcontrolerului
VDD 14 Pinul de alimentare microcontrolerului

Acest circuit integrat este programabil. Programarea se face cu ajutorul unui programator,
programatorul are soft, și circuitul integrat are soft pentru funcția pe care o alegem. Softul poate
fi primit de la producătorul circuitului integrat.
Unul din motivele care au fost c înd am ales integratul a fost acela ca în deosebire de
integratele clasice CMOS , este doa r unul da r clasice trebueau cel puțin 6 -8 bucă ți, și consumul
microcontrolerului ales este de 3 -4 ori mai mic.
Acum folosim 220mA dar cu CMOS era să folo sim minim 0,5A, și prețul este mai mic la
acest integrat. Dacă modificăm softul acest integrat poate fi transformat în scală digitală (medie
frecvență). La moment este un divizor cu 4 dar modific înd softul facem să ne arate valorile fară
să fie divizate.

Fig. 5.3
În așa mod arată cablajul care trebue transferat pe foae.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
45

Fig. 5.4
După ce am desenat schema electric ă am lipito pe o bucată de carton lucios 160g/m2. Am
ales o bucată de placuță din taxtolit placat cu cupru. Placa trebue să fie perfect curată (curățată cu
tix). Nu am lăsato să se usuce apa pe ea și am șterso foarte bine pentru a evita depunerea
sarurilor din apă. După prelucrarea placii de cupru am lipit foaea de carton de ea și am călcat
folia pe plăcuță la 180oC, cu fierul de călcat. După c are am ver ificat dacă a ieșit desenul, to nerul
trebue să se transfere pe plăcuță. Am introdus placa în apă caldă 60 -70o C îndepărt înd hîrtia de
pe placă, pe acesta răm îne tonerul. Placa de textolit cu toner pe ea am cufundato în FeC l2 (clorură
fierică), soluție de 25 -50%, agităm mereu recipientul. Dacă temperatura soluției este mai mare,
corodarea este mai rapidă. Se verifică din 5 în 5 minute p înă se termina de corodat tot cuprul ne
acoperit cu toner. Dupa 20 -30 min am scos placuța din soluție, am spalat -o și am curățat
tonnerul cu tix. Am efectuam gaurile pentru piese necesare. Dupa ce am gaurit am acoperit
placa cu o soluție de sac îz dizolvat in alcool izopropilic sau acetonă.
Adoua parte a experimentului este confecționarea mon tajului pentru masurarea frecvenței
de la 50MHz pină la 1 00MHz.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
46
5.2 Confecți onarea divizorului 50 MHz – 100MHz
Ca și în experimentul anterior am efectuat schema electric ă în DipTrace:

Fig. 5.5
elementele au fost alese dupa parametri necesari pentru funcționarea montajului.
În cadrul constructie a frecvențmetrului la frecvență înaltă am utilizat tranzistorul bfx 90 care are
următoarea construcție:

Fig. 5.6
Acest tranzistor are 4 pini care raspund de funcția sa:

Fig. 5.7

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
47
Pinul 1 Emițătorul
Pinul 2 Baza
Pinul 3 Colectorul
Pinul 4 Masa
La montajul 2 efectuarea traseelor pe placa de textolit se repetă ca și la montajul 1.

Fig. 5.8
Pe lingă tranzistor un element specific este microntrolerele SN74HC74 care au fost
utilizate 2 circuite

Fig. 5.9

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
48
Parametrii generali:
Tensiunea de alimentare(V CC) 2 – 6 V
Currentul de intrare 1 μA
Consumul de current maximal 25 μA
Frecvența de tact Max: 36 MHz
Temperatura de lucru 55 – 125oC
Diagrama logică a microcontrolerului

Fig. 5.10

5.3 Date experimentale
Pentru a verific a fucționarea frecvențmetru lui am testat nivelul de semnal de intare
necesar funcționării corecte a frecvențmetrului. Pentru generarea semnalul de intrare de măurat
am folosit un generator de funcții TOE 7704 până la 12 MHz, iar între 30 și 75 de MHZ am
folosit un generator INCO T ype UGM -1A. Frecvența semnalelor a fost măsurată cu
frecvențmetrul din osciloscopul Hameg 150 și cu frecvențmetrul realizat în cadrul lucrării de
disertație. Nivelul de semnal vârf vârf necesar funcționării corecte a frecvențmetrului realizat a
fost măsura t tot cu osciloscopul Hameg 150.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
49

Img. 1 Frecvențmetru confecționat în cadrul lucării de disertație

Img. 2 Oscilator HAMEG 150

Img. 3 Generator TOE 7704

Img. 4 Generator INCO Type UGH -1A

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
50
Am montat un generator de semnal TOE 7704 și un osciloscop pentru a verifica datel e și
pentru a calcula nivelul de semnal vârf vârf de la care indicația frecvențmetrului realizat este
identică cu frecvența măsurată de frecvențmetrul osciloscopului. Rezultatele sunt prezentate în
Tabelul 5.1 și Graficul 5.1. Cu ac est generator am putut verifica funcționarea frecvențmetrului
până la frecvența de 12,5 MHz.

Tabelul 5.1 : Măsurători frecvență între 1MHz – 12,5Mhz
Frecvența măsurată
osciloscop
(MHz) Frecvența măsurată
frecvențmetru realizat
(MHz) Tensiunea (V)

1 1 0.11
1.5 1.5 0.13
2 2 0.14
2.5 2.5 0.14
3 3 0.14
3.5 3.5 0.14
4 4 0.13
4.5 4.5 0.13
5 5 0.13
5.5 5.5 0.13
6 6 0.13
6.5 6.5 0.13
7 7 0.12
7.5 7.5 0.12
8 8 0.12
8.5 8.5 0.12
9 9 0.12
9.5 9.5 0.12
10 10 0.12
10.5 10.5 0.11
11 11 0.11
11.5 11.5 0.11
12 12 0.11
12.5 12.5 0.11

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
51
Graficul 5.1
În baza acestor date obținute am facut graficul dependenței Tensinii fața de frecvență.

Am verificat și funcționarea frecvențmetrului la frecvențe mai mari folosind un generator
INCO Type UGH -1A. Rezultatele sunt prezentate în Tabelul 5.2 (Graficul 5.2). Folosind acest
generator am testat funcționatea frecvențmetrului de la 28 MHz. Rezultatele măsurătorilor au
arătat că frecvențmetrul poate fi folosit până la 40 de MHz, pentru semnale cu te nsiunea vârf vârf
sub 2 V. Se observă că pe măsură ce frecvența crește nivelul de semnal necesar pentru o
măsurătoare corectă este din ce în ce mai mare, iar peste 40 MHz nivelul de semnal necesar
devine excesiv de ridicat.

0,110,1110,1120,1130,1140,1150,1160,1170,1180,1190,120,1210,1220,1230,1240,1250,1260,1270,1280,1290,130,1310,1320,1330,1340,1350,1360,1370,1380,1390,140,1410,1420,1430,1440,145
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12
Frecvența MHzTensiunea V

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
52
Tabelul 5.2 : Măsurători fr ecvență între 28MHz – 41Mhz
Frecvența
(MHz) Tensiunea
(V)
28 0.22
29 0.21
30 0.23
31 0.27
32 0.3
33 0.38
34 0.48
35 0.59
36 0.8
37 1.1
38 1.38
39 1.75
40 1.8
41 4.5

Graficul 5.2
În baza acestor date obținute am facut graficul dependenței Tensinii fața de frecvență.

Pentru măsurarea frecvențelor mai ridicate am realizat un divizor cu patru care ar
fi trebuit sa dubleze domeniul de frecvențe măsurabil. Totuși nu am avut la dispoziție
circuitele integrate de mare viteză necesare SN 74AC, și am folosit circuite de tip S N 74
HC. Cu acestea divizorul realizat a permis extinderea domeniului de frecvență până la 56 0,220,420,620,821,021,221,421,621,822,022,222,422,622,823,023,223,423,623,824,024,224,42
28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41
Frecvența MHZTensiunea V

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
53
MHz așa cum se observă din măsurătorile prezentate în tabelul 3. Nivelul de semnal
necesar nu a fost ridicat, dar la peste 56 MHz au apărut fenomene de rezonanta în
circuitul de intrare. Acestea au dus la distorsionarea semnalului de intrarea ceea ce nu a
mai permis funcționarea corectă a frecvențmetrului.
Tabelul 5.3: Măsurători frecvență între 42MHz – 56Mhz
Frecvența
(MHz) Frecvența divizată
la 4 (MHz) Frecvența masurată
cu frecvențmetru
(MHz) Tensiunea
(V)
42.004 10.501 42.004 0.68
43.016 10.754 43.016 1.04
44.016 11.004 44.016 1.36
45.002 11.250 ,5 45.002 1.24
46.002 11.500 .5 46.002 1.12
47.001 11.750 47.000 0.82
48.004 12.001 48.004 0.62
49.002 12.250 49.002 0.52
50.000 12.500 50.000 0.45
51.003 12.750 ,5 51.002 0.4
52.002 13.000 52.000 0.38
53.005 13.250 ,5 53.002 0.36
54.001 13.500 54.000 0.34
55.000 13.750 55.000 0.5
56.000 14.000 56.000 0.4

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
54
Graficul 5.3
În baza acestor date obținute am facut graficul dependenței Tensinii fața de frecvență

0,30,40,50,60,70,80,911,11,21,31,4
424344454647484950515253545556
Tensiunea VFrecvența MHz

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
55
Concluzie:
În cadrul lucrării de disertație am realizat un frecvențmetru digital funcțional.
Frecvențmetru digital realizat poate funcționa singular sau împreună cu un modul divizor cu
patru, la intrare, care permite extinderea domeniului de măsurar ă. Testările experimentale au
dovedit o foarte bună precizie de măsură a frecvențelor. Sub 12 MHz frecvențmetrul
funcționeaza perfect și cu nivele de intrare mici sub 0. 15V. P este 30 de MHz nivelul necesar al
semnalului de intrare crește. La 36 MHz sunt necesare nivele de semnal de 1V, la 40 de MHz
nivelul de semnal necesar este de 1.8 V, iar la 41 MHz e necesar un nivel de 4. 5V ceea ce este
excesiv de mult. Se poate concluzion a ca frecvențmetrul fără divizor poate fi folosit pentru
măsurători de frecvență până în 40 MHz.
Folosind modulul de divizare cu patru, domeniul de măsură al frecvențmetrul realizat
poate fi extins până la 56 de MHz. Nivelul de semnal necesar cu divizor a fost sub 1. 5 V ceea ce
este rezonabil.

Universitate „Alexandru Ioan Cuza ” Iași
56
Bibliografie:
1. https://mail.uaic.ro/~gasner/FI2_Arhitectura_Calculatoarelor/02_08_Circuite_logice_Lat
ches.pdf
2. http://andrei.clubcisco.ro/cursuri/f/f -sym/2eea/manual/EEA -40.pdf
3. http://www.qreferat.com/referate/constructii/Oscilatorul -cu-cuart516.php
4. https://ro.wikipedia.org/wiki/Rezonan%C8%9B%C4%83
5. http://ep.etc.tuiasi.ro/files/CID/numaratoare.pdf
6. http://www.jauch.de/downloadfile/5804d138f41b5_c3e35434e616a6a82bd5/quartz_cryst
al_theory_2007.pdf
7. http://www.am1.us/Local_Papers/U11625%20VIG -TUTORIAL.pdf
8. http://www.etc.ugal.ro/rpopa/assn_apl_book/capitolul_3.pdf
9. http://www.daenotes.com/electronics/digital -electronics/flip -flops -types -applications –
woking
10. Gheorche Sănulescu, Mihai Petre – Electronică energoneintensivă prin aplicații CMOS,
Editura militară, București, 1987
11. Circuite integrate CMOS, manual de utilizare, Editura tehnică, București – 1986
12. Elemente de execuție, V. Crăciunoiu , Editura București
13. R. L. Moris, Proectarea cu circuite integrate TTL.
14. A. Vătășescu, Dispozitive semiconductoare. Manual de utilizare.
15. A. Vătășescu, Circuiteintegrate, linia re. Manual de utilizare vol. 1 -4
16. S. Maicon, Sisteme numerice cu circuite integrate.
17. I. Ristea, Manualul muncitorului electronist
18. C. Rădoi, Circuite și ecipamente electronice industriale
19. Mihai Bășoiu, Circuite Integrate, TEORA
20. C. Carson, Digital weight Sca les. National semiconductors, 1978
21. Dan Nicula, Electronică digitală, Brașov, 2015