Evolutia Acționările Electrice de a Lungul Istoriei

Studiu privind actionarea unui motor asincron trifazat de la un convertor static de frecventa

STRUCTURA , CONSTRUCȚIA ȘI PARAMETRII FUNCȚIONALI AI SISTEMULUI DE ACȚIONARE ELECTRICĂ

1.1. Introducere

Modernizarea proceselor industriale, automatizarea și robotizarea impun folosirea unor acționări electrice cu performanțe deosebite. Soluțiile tehnice propuse de specialiști sunt în permanența reevaluate, în funcție de procesele realizate în domeniul electronicii de putere, al microelectronicii și al teoriei sistemelor. Iată pe scurt cum au evoluat acționările electrice de-a lungul istoriei.

Prima acționare electrică, o locomotivă, a fost realizată în anul 1832. În anul următor, W. Ritchie construiește pentru prima dată un motor de curent continuu având excitația realizată cu ajutorul unor electromagneți.

În 1834 M. H. Jakobi construiește un motor alimentat de la o baterie cu care a acționat o barcă.

Anul 1881 este un an de referință în domeniul tracțiunii electrice , deoarece sunt puse în funcțiune primele tramvaie electrice la Paris (cu fir de contact) și la Berlin (cu alimentare prin ambele șine). În 1897, în Olanda a fost construit primul submarin electric, iar doi ani mai târziu, în SUA se va construi primul automobil electric (105 km/h).

În România în anul 1897 s-a introdus acționarea cu motoare electrice a instalațiilor de foraj-extracție de pe Valea Prahovei, iar în 1899 a fost realizata lângă Sibiu prima acționare electrica din tara – acționarea unor mașini de treierat,

În secolul XX, acționările electrice au avut o dinamică spectaculoasă datorită dezvoltări teoriei și construcției mașinilor electrice, dar și datorită realizărilor de prestigiu în domeniul electronicii de putere.

Istoria electronici de putere a început în anul 1900, când au fost realizate primele redresoare cu tuburi de sticlă cu arc de mercur.

Cea mai mare revoluție a ingineriei electrice a constituit-o inventare tranzistorului în anul 1934 de către Bardeen, Brattain și Shockley de la Bell Telephone Laboratory, iar inventarea tiristorului de către un colectiv de la același laborator, în anul 1956, a reprezentat începutul perioadei moderne a electronicii de putere. În anul 1958, tiristorul sau tranzistorul triggerabil PNPN (cum a fost numit inițial), a început sa fie comercializat de General Electric Company. După 18 ani, la conferința IFAC de electronică de putere de la Dusseldorf din 1976, toți participanții cădeau de acord ca în afara aplicațiilor speciale, din punct de vedere tehnic și economic acționările electrice de curent continuu vor rămâne în continuare imbatabile. În anul 1984 la conferința de la Bbrighton se constata o inversare a situației, acționările electrice de curent alternativ fiind considerate deja superioare din punct de vedere tehnic și chiar economic la puteri peste 30 kw. Aceste trei repere temporare 1958, 1976, 1984 etapizează convingător evoluția exploziva din domeniul acționărilor electrice.

Pentru acționările de putere constantă sunt folosite în general mașinile asincrone și cele sincrone. Cele mai numeroase sunt acționările electrice ce folosesc mașinile asincrone cu puteri cuprinse intre 0.1 kw și 400 kw. Ca pondere numerică, după unele statistici, mașinile asincrone reprezintă 90% din totalul mașinilor utilizate, dar numai 50 – 55% ca pondere în privința puterii instalate. Pentru sistemele de acționări electrice reglabile sunt folosite mașini de curent continuu în proporție de 70%, mașinile asincrone și sincrone 156%, iar alte 15% sunt acționări ce presupun folosirea ambreiajelor electromagnetice. Această distribuție a utilizării mașinilor electrice este intr-o permanentă schimbare și evoluție.

Acționările de curent continuu dețin încă la aceasta oră supremația din punct de vedere numeric în domeniul comenzilor industriale, chiar dacă ele sunt mai puțin fiabile decât cele de curent alternativ. Acest lucru se datorează structurilor simple și precise de comandă și control ale acționarilor de curent continuu.

Acționările de curent alternativ, mai scumpe dar mai fiabile, necesită tehnici complexe și moderne de comandă . Datorită acestor aspecte ele nu au reușit să înlocuiască, spre exemplu, acționările de curent continuu din domeniul robotic6.

Microcontrolerele obișnuite nu fac față efectuării calculelor corespunzătoare unor scheme de comandă complexe, iar microprocesoarele și procesoarele bit-slice sunt prea scumpe. De acea pentru astfel de sisteme se preferă utilizarea unor controlere specializate, sau a procesoarelor numerice de semnal (DSP). Ele sunt acum mai rapide decât procesoarele de 322 biți. Făcând acest lucru doar la un procent mic din prețul de cost al primelor. Cu ajutorul lor se pot implementa structuri complexe de comandă, moderne și performante, care fac ca acționările electrice de curent alternativ să devină « calul de tras »    pentru majoritatea acționărilor industriale actuale.

Creșterea complexității și a exigențelor impuse sistemelor de acționare electrică a mecanismelor și mașinilor de lucru a dus, în mod inevitabil, la creșterea volumului de cercetări legate de perfecționarea acestora. Printre aceste cercetări, cele mai numeroase și poate cele mai spectaculoase sub aspectul rezultatelor sunt legate, fără îndoială, de probleme de reglare a vitezei și de comandă a sistemelor de acționare electrică.

Mijloacele și metodele de reglare a vitezei și de comandă a sistemelor de acționare electrică au evoluat atât de mult și de rapid încât, de multe ori, unele cuceriri noi, ce păreau că vor soluționa pentru multă vreme anumite probleme puse de industrie, s-au dovedit a fi viabile pentru intervale ce nu au depășit mai mult de zece ani. Evident că acest lucru a dus, în prezent, la existența unui număr foarte mare de metode și mijloace de realizare a acestora, care pun în fața proiectanților și a inginerilor probleme foarte dificile.

Una din problemele fundamentale ce se pun în legătură cu proiectarea sistemelor de acționare electrică și în legătură cu stabilirea tipului motorului de acționare, în funcție de mașina de lucru și de procesul tehnologic pe care îl execută, este problema reglării vitezei sistemului de acționare electrică.

În practica curentă se convine de obicei ca prin reglarea vitezei să se înțeleagă trecerea de la o viteză de lucru la altă viteză de lucru, în funcție de desfășurarea procesului tehnologic executat de mașinile de lucru.

Există însă numeroase situații în care procesul tehnologic impune menținerea vitezei la o valoare strict constantă, indiferent de acțiunile perturbatorii, venite din afara sistemului și care modifică parametrii funcționali ai sistemului. Întrucât menținerea constantă a vitezei se face pe seama modificării unor parametrii funcționali, în vederea compensării acțiunilor perturbatorii exterioare, rezultă că în fond și în acest caz se realizează o reglare a vitezei, în vederea menținerii ei la o valoare constantă.

Ținându-se seamă de acest lucru, în cele ce urmează, prin reglarea vitezei unui sistem de acționare electrică se va înțelege orice intervenție din exterior asupra parametrilor funcționali ai sistemului, fie cu scopul de a trece sistemul de la o viteză stabilă de lucru la alta, fie cu scopul de a menține constantă viteza de lucru a sistemului.

Progresul tehnic din ultimii 20 ani, exigența tot mai mare ce se cere mașinilor de lucru, atât sub aspectul creșterii productivității acestora, cât și sub acela al obținerii unor produse de calitate, cu cheltuieli de investiții și de exploatare cât mai reduse, impun cerințe tot mai mari sistemelor de reglare a instalațiilor de acționare electrică.

Dacă până nu demult, reglarea vitezei pentru un număr apreciabil de mașini de lucru se făcea încă manual, în prezent prin exigența tot mai mare impusă acestor mașini, atât comanda cât și reglarea vitezei mașinilor de lucru impune un înalt grad de automatizare pentru sistemele de acționare electrică.

Datorită acestui fapt, unele metode de reglare a vitezei, altă dată foarte răspândite, astăzi sunt perimate, locul lor luându-l unele metode noi, necunoscute cu ani în urmă. Aceste metode noi au dus și la descoperirea unor dispozitive, mașini și instalații noi ce tind să le înlocuiască pe cele folosite într-un trecut nu prea îndepărtat. De exemplu, se știe că aproximativ la începutul deceniului al patrulea prin perfecționările tot mai mari ce s-au adus redresoarelor cu vapori de mercur cu grilă de comandă, acestea au început să fie tot mai larg răspândite în instalațiile electrice industriale.

În prezent, însă, asemenea instalații au dispărut, locul lor luându-l instalațiile cu diode semiconductoare și cu tiristoare, dispozitive ce răspund în condiții incomparabil mai bune exigențelor impuse instalațiilor moderne de comandă și reglare a vitezei sistemelor de acționare electrică.

Condiții impuse sistemelor de reglare a vitezei instalațiilor de acționare electrică.

Condițiile impuse sistemelor de reglare a vitezei instalațiilor de acționare electrică sunt multiple și pot fi de ordin funcțional, tehnic, economic etc. Cunoașterea acestor condiții de către proiectant va sta la baza alegerii metodelor celor mai convenabile de reglare a vitezei sau a comportării sub toate aspectele a două metode mai apropiate.

Exigențele impuse reglării vitezei sunt în special de ordin funcțional, tehnic, economic etc. Printre exigențele de ordin funcțional se pot enumera: exigența de viteză, exigența de sarcină, exigențe dinamice, exigențe de comandă. Exigențele de ordin tehnic sunt impuse în special de realizarea indicilor de calitate ai reglării, la care se mai adaugă simplitatea și siguranța în funcționare a instalațiilor de reglare. În fine, exigențele de ordin economic sunt: costul investițiilor inițiale, randamentul instalației, cheltuielile de exploatare etc.

Evident că acestora li se mai pot adăuga și altele, cum ar fi acelea pentru reglarea vitezei în medii explozive sau cu pericol de explozie, în instalații ce lucrează în medii umede sau corozive etc. care formează categorii de exigențe speciale.

În cele ce urmează vor fi analizate principalele exigențe impuse reglării vitezei sistemelor de acționare electrică, pentru condiții de lucru normale.

Exigențe de viteză. În general, la proiectare unui sistem de acționare electrică este necesar să se precizeze chiar de la început dacă sistemul de acționare respectiv trebuie să funcționeze la viteză constantă, pe trepte de viteză sau cu o reglare continuă a vitezei. În cazul funcționării la viteză constantă este important să se precizeze dacă viteza mașinii de lucru trebuie să fie menținută strict constantă sau dacă sunt posibile unele abateri de la viteza de lucru și cât de mari pot fi aceste abateri.

De exemplu, în cazul mașinilor de fabricat hârtie, viteza de lucru este impusă de calitatea hârtiei ce se fabrică.

Orice modificare a vitezei în timpul procesului de fabricație poate duce la schimbarea calității hârtiei fabricate. Astfel, în cazul creșterii vitezei de lucru se poate ajunge la subțierea stratului de pastă din care se fabrică hârtie, deci la o hârtie mai subțire sau chiar la ruperea stratului de pastă, deci la rebuturi de fabricație. Din contră, în cazul scăderii vitezei de lucru se ajunge la aglomerarea cu pastă și deci la îngroșarea hârtiei și chiar la rebuturi. În asemenea situații se impune deci a prevedea instalația de acționare electrică cu un sistem de reglare a vitezei care să asigure menținerea strict constantă a vitezei mașinii de lucru.

Cu totul alta este situația în cazul acționării electrice, de exemplu, a unei benzi transportoare. În acest caz, menținerea strict constantă a vitezei benzii nu este necesară. Se admite o abatere de la viteza prescrisă determinată de creșterea sau scăderea sarcinii pe bandă și de rigiditatea caracteristicii mecanice a motorului. Și în această situație, însă, o viteză prea redusă poate duce la o scădere considerabilă a productivității benzii, iar o viteză de lucru prea mare la împrăștierea materialului transportat.

În cazul că se cere o reglare a vitezei în trepte este necesar să se precizeze numărul de trepte de viteză și valoarea vitezei pe fiecare treaptă.

O asemenea situație se poate întâlni, de exemplu, în cazul mașinilor de ridicat. La acestea, din considerente de tehnica securității, viteza de lucru la ridicarea și la coborârea sarcinii trebuie să fie limitată. Din contră, la ridicarea și coborârea în gol a cârligului de prindere a sarcinii, din considerente de creștere a productivității macaralei, este necesar ca viteza de deplasare să fie mai mare. În asemenea situații se pot stabili două sau chiar patru trepte de reglare a vitezei în funcție de operațiile pe care le execută mașina de ridicat.

În cazul reglării continue a vitezei este necesar să se stabilească limitele de reglare și legea după care trebuie să se modifice viteza de lucru. Respectarea de către instalația de reglare a legii de variație a vitezei poate influența de multe ori calitatea producției industriale, productivitatea mașinii de lucru, consumul specific de energie electrică, precum și alți indici economici ai producției industriale. De exemplu, în cazul acționării electrice a laminoarelor este necesară o reducere a vitezei laminorului la ieșirea laminatului finit dintre caje, pentru a nu fi aruncat și deformat. De asemenea, în cazul mașinilor de ridicat din halele de montaj este necesar ca spre sfârșitul cursei de coborâre sub sarcină viteza să scadă mult pentru a se putea realiza o oprire precisă, care ar duce la evitarea deformării unor piese componente ce se asamblează.

Din exemplele prezentate rezultă că nu este suficient să se stabilească doar vitezele de lucru ale mașinilor acționate, ci de multe ori, și limitele de toleranțe pentru variația de viteză în funcție de sarcină sau de alte acțiuni perturbatoare. Cu alte cuvinte se cere, pentru fiecare caz în parte, să se stabilească și precizia impusă reglajului de viteză.

Exigențe de sarcină. Odată cu stabilirea exigențelor de viteză este necesar să se precizeze și sarcina totală dezvoltată de arborele principal al mașinii de lucru la diferite viteze. Într-adevăr, se știe că, în ipoteza că motorul de acționare este cuplat pe același arbore cu mașina de lucru, puterea dezvoltată de motor este dată de relația:

în care Fr este forța rezistentă totală (utilă și de frecări) dezvoltată de mașina de lucru, iar v este viteza de lucru a mașin6.

Dacă în loc de forța rezistentă s-ar considera cuplul rezistent

unde R este distanța dintre centrul de rotație al axului principal al mașinii de lucru și punctul de aplicare al forței și dacă se ține seama că viteza liniară

unde W este viteza unghiulară a axului, atunci apare evident că

Rezultă deci că puterea motorului depinde de viteza sa de rotație.

Evident că în ipoteza că cuplul rezistent Mr ar rămâne constant, la o creștere apreciabilă a vitezei sistemului format din motor și mașina de lucru, ar crește mult și viteza motorului, putând depăși puterea sa nominală.

După cum se știe, în practică se întâlnesc mașini de lucru care funcționează cu:

cuplu rezistent static constant;

cuplu rezistent static crescător cu viteza;

cuplu rezistent static a cărui mărime variază invers proporțional cu viteza.

Este important deci ca la stabilirea limitei superioare a vitezei de lucru să se țină seama de mașina de lucru acționată și de modul cum variază cuplul său rezistent în funcție de viteză, pentru că de aici va rezulta exigențe de sarcină pentru motorul electric.

De exemplu, la acționarea cajelor unui laminor, a unei pompe cu piston, a unei instalații de ridicat etc., pentru care cuplul rezistent rămâne practic constant pentru un anumit regi de lucru indiferent de viteză, puterea motorului crește liniar cu viteza și deci valoarea maximă a vitezei va fi limitată de puterea motorului electric de acționare.

La acționarea unor mașini așchietoare, cuplul rezistent static variază invers proporțional cu viteza, iar viteza de lucru este limitată practic în special de condițiile de lucru impuse de procesul tehnologic al mașinii, exigența de sarcină fiind în general îndeplinită, puterea motorului de acționare rămâne practic aproape constantă.

În fine, în cazul mașinilor de lucru la care cuplul rezistent static este crescător cu viteza, cum ar fi, de exemplu, în cazul pompelor centrifuge, al ventilatoarelor, al elicelor de pe nave marine, exigența de sarcină este impusă atât de cuplul rezistent static, cât și de viteză. În asemenea situații, pentru viteze mai mici ca cea nominală se va urmării să se realizeze o funcționare la cuplu constant și putere crescătoare cu viteza, iar pentru viteze mai mari ca cea nominală se va urmării o funcționare la putere constantă și la cuplu descrescător cu creșterea vitezei.

Exigențe dinamice. Adeseori, în special atunci când este vorba de sisteme de acționare electrică cu mase mari de volant (GD2 mare) este necesar ca la stabilirea limitelor de viteză sau la trecerea de la o viteză de lucru stabilă la altă viteză de lucru stabilă să se aibă în vedere și exigențele dinamice.

După cum se știe sistemele cu mase de volant reduse permit o reglare a vitezei mai rapidă, deoarece influența maselor de volant asupra timpului de trecere de la o viteză stabilă la altă viteză stabilă este mult mai mică. Din contră, în cazul sistemelor de acționare cu mase mari de volant este necesar să se țină seama și de influența maselor de volant asupra duratei de reglare și atunci când se impune o scurtare a duratei reglării este necesar să se adopte metode speciale de reglare a vitezei și chiar de acționare.

Exigențele de comandă sau de manevră. La stabilirea metodei de reglare a vitezei unui sistem de acționare electrică, în afară de exigențele amintite din punct de vedere funcțional, trebuie să se țină seama și de manevrele ce urmează a fi executate, pentru ca metoda de reglare aleasă să satisfacă în cele mai bune condiții exigențele impuse de mașina de lucru acționată.

Astfel, trebuie să se precizeze dacă reglarea trebuie să se facă numai pentru un sens sau pentru ambele sensuri de rotire ale sistemului, precum și momentul în care trebuie comandată trecerea de la o viteză la alta pentru ambele sensuri de lucru. Trebuie, de asemenea, să se precizeze dacă sunt necesare anumite opriri sau funcționarea sistemului trebuie să fie continuă.

În sistemele de acționare electrică mai complexe trebuie cunoscute de asemenea eventualele aserviri sau interblocări între anumite elemente componente ale sistemului.

Simplitatea și siguranța funcționării instalațiilor de reglare a vitezei sunt exigențe ce se impun de la sine. Aceste două noțiuni sunt de altfel strâns legate între ele, pentru că este cunoscut că o instalație este cu atât mai sigură în funcționare cu cât este mai simplă, deoarece creșterea numărului de elemente componente ale unei instalații duce la diminuarea siguranței în funcționare a instalației, fiecare element putând fi cauza unor întreruperi accidentale în funcționare. Evident că simplitatea instalației nu poate fi un criteriu hotărâtor în alegerea celei mai potrivite metode de reglare, deoarece ea nu poate satisface întotdeauna toate exigențele impuse sistemului de reglare a vitezei. De exemplu, reglarea vitezei motorului asincron în scurtcircuit prin simpla modificare a tensiunii de alimentare s-ar putea realiza foarte simplu prin utilizarea unui autotransformator reglabil. Dar, reglarea vitezei în sens descrescător prin această metodă nu ar satisface nici condițiile de viteză, deoarece viteza ar putea fi reglată în limite înguste, dar mai ales exigențele de sarcină, deoarece cuplul critic al motorului ar scădea cu pătratul tensiunii de alimentare.

Folosirea metodei de reglare prin modificarea tensiunii de alimentare și a frecvenței, cu menținerea constantă a raportului U/f, permite în schimb o reglare de viteză cu satisfacerea unui mare număr de exigențe, dar bineînțeles cu o instalație de reglare mult mai complexă.

Exigențele de ordin economic cele mai importante sunt: cheltuielile de investiții, cheltuielile de exploatare, randamentul instalației de reglare.

Cheltuielile de investiții reduse trebuie să fie una din condițiile de care trebuie să se țină seamă la alegerea metodei de reglare a vitezei. Astfel, dacă procesul tehnologic executat de mașina de lucru nu impune precizie mare de reglare sau alte exigențe speciale, dintre două metode posibile de reglare se va alege, bineînțeles, metoda care reclamă cheltuielile de investiții cele mai reduse. Însă, atunci când între două metode posibile, una oferă o siguranță mai mare în exploatare, duce la o productivitate mai mare a mașinii de lucru sau la realizarea unor produse de calitate mai bună, evident că va fi preferată această soluție, chiar dacă cheltuielile de investiții sunt mari. Uneori o soluție mai costisitoare poate fi impusă și de condiții de gabarit, dacă spațiul prevăzut pentru instalația de reglare este redus.

Cheltuielile de exploatare sunt determinate de cele mai multe ori de întreținerea elementelor cu care se execută instalația de reglare, precum și de consumul de energie necesar pe unitatea de produs.

Randamentul instalației este un indice care este legat direct de cheltuielile de exploatare. Un randament scăzut va duce la un consum specific de energie mai mare și deci, implicit, la creșterea cheltuielilor de exploatare, care se vor răsfrânge asupra prețului de cost al producției. Astfel, se știe că, deși reglarea vitezei prin modificarea rezistenței în circuitul indusului motorului de curent continuu sau în circuitul rotoric al motorului asincron cu rotorul bobinat, sunt metode de reglare foarte simple, necesitând cheltuieli de investiții minime, aceste metode sunt puțin folosite în practică deoarece duc la un consum important de energie electrică.

1.2. Aspecte generale

In prezent, sistemele de acționare cu motoare electrice absorb cea mai mare parte din energia electrică produsă.

In țările industrializate, motoarele electrice consumă aproximativ 65% din întreaga energie electrică, din care numai 8% este destinată motoarelor de curent continuu.

Astfel cea mai mare parte din energia electrică este utilizată pentru antrenarea motoarelor de curent alternativ.. Acesta lucrează deseori fără reglarea turației și sunt constituite în principal de motoarele de inducție trifazate. Dar în zilele acționările electrice reglabile încep să dețină o pondere tot mai însemnată, care ajunge la aproximativ 20% din puterea consumată, în special în țările industrializate.

Evoluția utilizării mașinii de inducție în sistemele de acționare electrică a fost determinata de pe de o parte de propriile ei calități, iar pe de altă parte de dezvoltare conceptelor teoretice și a tehnicii în general.

Faptul că mașina de inducție prezintă numeroase avantaje, dintre care amintim :

construcție simplă, preț de cost redus ;

moment de inerție redus ;

absența colectorului ( ceea ce permite utilizarea ei în condiții speciale ) ;

poate fi executată într-o gamă de puteri foarte largă;

randament bun;

cheltuieli de întreținere reduse,

justifica relativ larga ei răspândire în sistemele de acționare unde nu este necesară reglarea turației. Dezavantajul ei principal îl constituie faptul că o reglare economică și în gamă largă a turației nu se poate face decât modificând frecvența surselor de alimentare.

Mulțumită dezvoltării spectaculoase a elementelor semiconductoare de putere, a tehnicilor de reglare scalare și vectoriale și a proceselor tehnologice din domeniile conexe, acționările electrice cu mașini de inducție sunt în prezent folosite din ce în ce mai frecvent și sunt mai economice în ceea ce privește conversia energiei electrice în energie mecanică.

Aria de utilizare a sistemelor de acționare cu mașini de inducție este foarte largă și apar în continuare noi domenii de utilizare. Cele mai obișnuite utilizări sunt sistemele de acționare pentru : trenuri, mori cu bile, mori de hârtie, mașini unelte, macarale, excavatoare, ascensoare, roboți industriali, imprimante, etc.

Din această cauză sistemele de acționare cu mașini de inducție din zilele noastre trebuie să satisfacă o varietate de cerințe, din care le amintim pe cele mai importante :

eficiență maxima a conversiei energie electrice ;

funcționare simplă și sigură ;

reglare continuă într-un domeniu larg de turație, cuplu, accelerație, deplasare liniara și unghiulară precum și factor de putere total al acționării ;

minimizarea erorii staționare și reducerea duratei proceselor tranzitorii atunci când mărimile de referință și cele de perturbație au fost modificate.

Aceste cerințe pot fi satisfăcute de sistemele de acționare electrice în care motorul de inducție este alimentat prin intermediul convertoarelor statice de putere.

Diagrama bloc reprezentând un sistem de acționare modern este arătată în Figura 1.1. de mai jos.

Convertorul de putere cu elementele semiconductoare reglează transmitere de energie între rețeaua de alimentare și motor, astfel încât motorul să satisfacă cerințele mașinii de lucru (sarcinii). Dacă sistemul de acționare este cu frânare recuperativă, transmitere energiei electrice trebuie sa fie permisă și de la sarcină către sursa de alimentare.

Unitatea de control trebuie să potrivească cerințele sarcinii cu disponibilitățile motorului și este realizată cu circuite integrate liniare sau digitale sau procesoare digitale de semnal (DSP).

Interfața cu comanda acționării transmite unității de control semnalele de intrare pentru stabilirea punctului de funcționare (cuplu, turație, poziție ).

Semnalul de reacție de la procesul supus reglării poate fi obținut direct de la senzori sau indirect de al estimatoare ale diferitelor variabile de stare (care pot fi : tensiuni, fluxuri, curenți, cuplu, turație și poziție ).

In general se folosește un convertor dual – unul pe partea rețelei de alimentare și unul pe partea motorului cu un circuit intermediar de curent continuu cu caracter de sursă de tensiune sau sursă de curent – pentru a satisface cerințele de reglare ale acționării împreună cu performanțele cerute rețelei de alimentare.

2.

MODELUL MATEMATIC AL MOTORULUI

ASINCRON TRIFAZAT

2.1. Clasificarea modelelor matematice

Setul de ecuații ce descrie relația dintre mărimile electrice caracteristice mașinii, cuplul electromagnetic dezvoltat și legătura cu mărimile mecanice constituie modelul matematic al motorului asincron. Dacă se pornește de la cunoașterea câmpului electromagnetic din mașină atunci se obține modelul matematic cu parametrii distribuiți. Cu acest model se poate simula orice regim permanent sau tranzitoriu, cu mașina în gol sau în sarcină. Determinarea câmpului electromagnetic din mașină necesită un efort de calcul foarte mare si din această cauză, în cele mai multe situații, se utilizează modelul matematic cu parametrii concentrați. În acest din urmă caz în ecuații apar ca parametri, constanți sau variabili, rezistente si inductivități.

Modelele cu parametrii concentrați se împart în două categorii de bază : modele în coordonatele fazelor și modele utilizând axe ortogonale. Modelele în coordonatele fazelor utilizează ecuațiile de tensiuni ale tuturor fazelor si în acest caz parametri sunt variabili în timp în raport cu poziția relativă a rotorului față de stator. Din acest motiv, rezolvarea ecuațiilor se poate face comod numai la viteză constantă si regimuri simetrice, tranzitorii sau permanente, când dependenta de poziție a inductanțelor se poate elimina din ecuaț6. Modelul în coordonatele fazelor, cu parametri variabili în timp, se poate rezolva si în cazul general prin metode numerice. Timpul de calcul este însă mare si deci utilizarea directă a acestui model la proiectarea sistemelor de acționare nu este recomandată.

Din 1922 s-au propus modele cu axe ortogonale la care, în anumite condiții, parametri (în special inductanțele) sunt independenți de poziția rotorului, adică de fapt devin modele cu parametri constanți. Generalizarea acestora a avut efecte excepționale în dezvoltarea acționarilor electrice, atât în caz analogic dar în mod deosebit în cazul sistemelor de reglare digitală.

Modelele ortogonale s-au dezvoltat mai întâi ca modele fizice apoi, mai târziu, prin introducerea noțiunii de fazor spațial reprezentativ. Modelele în fazori spațiali reprezentativi se pot deduce fie direct din ecuațiile în coordonatele fazelor, fie din modelele ortogonale prin înlocuirea a două componente ortogonale printr-un fazor spațial.

Utilizarea fazorilor spațiali reprezentativi simplifică modelul matematic pentru mașinile cu simetrie cilindrică, cum este si cazul mașinii asincrone. Meritul său deosebit este si de a facilita înțelegerea fenomenelor din mașină prin legătura directă dintre fazorul spațial reprezentativ al curentului si tensiunea magnetică rezultantă produsă de o înfășurare polifazată. Aceste avantaje se regăsesc cel mai bine în cadrul “reglării după câmp” a mașinii asincrone.

Pentru sistemele practice de reglare este preferabilă utilizarea unui model cu un număr cât mai mic de ecuații, chiar dacă parametrii acestuia prezintă unele variaț6. În consecință vom prezenta în continuare în lucrare modelul mașinii asincrone exprimat cu ajutorul fazorilor spațiali reprezentativi. Prin alegerea convenabila a sistemului de referință față de care se observă fenomenele, se poate obține un model al mașinii asincrone, unde un curent reglează fluxul din mașină si celălalt curent ortogonal definește cuplul electromagnetic, ca la mașina de c.c. cu excitație separată.

2.2. Ipoteze simplificatoare utilizate în scrierea modelului matematic

Prin definiție un model este o aproximare a realității, deci el este dedus ținând cont de anumite ipoteze simplificatoare. În cazul mașinii asincrone cu rotorul în scurtcircuit sunt utilizate următoarele ipoteze:

mașina este nesaturată, permeabilitatea părților constructive din fier fiind infinită;

circuit magnetic ideal (Fe =, pierderile în fier sunt neglijabile);

mașina prezintă perfectă simetrie electrică, magnetică si constructivă;

sistemul tensiunilor de alimentare este trifazat sinusoidal simetric;

se consideră un întrefier uniform. Efectele datorate crestăturilor de pe cele două armături se neglijază (armonicile de dantură);

înfășurarea de tip colivie a rotorului este înlocuită cu o înfășurare echivalentă trifazată, cu același număr de spire si același factor de repartiție ca al înfășurării statorice;

se consideră o repartiție sinusoidală a înfășurărilor în crestături, astfel încât curba câmpului magnetic din întrefier este o undă perfect sinusoidală (se neglijează efectul armonicilor superioare);

înfășurările statorice si rotorice sunt înlocuite cu înfășurări echivalente concentrate;

neglijăm efectul pelicular (considerăm secțiunea transversală a conductoarelor neglijabilă) si variația cu temperatura a parametrilor mașinii (rezistenta si inductivități);

se consideră doar armonica fundamentală a tensiunii magnetomotoare creată de fiecare fază statorică si rotorică, de unde rezultă, datorită întrefierului constant, ca inductivitățile proprii sunt constante si inductivitățile mutuale intre două înfășurări sunt funcție de unghiul făcut de axele lor magnetice.

Trebuie avut în vedere că aceste ipoteze nu alterează în mod semnificativ rezultatele finale care sunt foarte apropiate de cele reale.

2.3. Ecuațiile generale ale mașinii asincrone

Schema de principiu a mașinii asincrone este prezentată în fig. 2.1:

Fig. 2.1. Schema de principiu a motorului asincron trifazat

Notăm cu Rs, L(s si cu Rr, L(r parametrii caracteristici celor trei înfășurări statorice respectiv rotorice considerate identice. Fiind vorba de înfășurări diferite, rezistentele Rs, Rr si reactanțele lor de scăpări L(s, L(r sunt diferite , în timp ce inductivitatea lor mutuală L0 este aceeași.

Pentru înfășurările statorice (fig. 2.1.) se pot scrie, pe baza legii inducției electromagnetice, următoarele ecuații:

(2.1)

unde:

(2.2)

în care cu 0 s-a notat fluxul total din întrefier. Efectul său se va determina ulterior prin proiecția lui pe fiecare din înfășurări.

Deoarece înfășurarea statorică este legată în stea, suma curenților rotorici este zero. Implicit, prin adunarea celor trei ecuații din (2.1), în care s-au înlocuit fluxurile prin relațiile (2.2), rezultă că suma tensiunilor este zero, deci componentele homopolare de orice tip sunt nule:

În lipsa sistemului homopolar, sistemul de trei ecuații de mai sus se reduce la două, cea de-a treia necunoscută fiind suma cu semn schimbat a primelor două. Sistemul se simplifică dacă se face următoarea schimbare de variabile:

(2.3)

Lăsând prima ecuație a setului (2.1-2.2) neschimbată si scăzând ecuația 3 din 2, se poate scrie, utilizând noile variabile:

(2.4)

Ecuațiile (2.1) sunt scrise în coordonatele fazelor. Reducerea numărului de ecuații de la 3 la 2 s-a făcut utilizând un sistem ortogonal de axe ((s, (s) obținându-se sistemul (2.4). Procesul de scriere cât mai compactă a ecuațiilor poate continua aplicând teoria fazorilor spațiali reprezentativi.

Astfel definind tensiunile si curenții ca vectori complecși:

(2.5)

înmulțind ecuația a doua cu si adunând-o la prima ecuație a setului (2.4), se obține:

(2.6)

unde s-a notat cu vectorul fluxului din întrefier în coordonate statorice, adică scris sub formă complexă:

(2.7)

În acest mod sistemul de trei ecuații inițiale s-a redus la una singură, (2.6) dar conținând mărimi complexe.

Pentru rotor se poate aplica, în mod identic, același algoritm. Astfel în coordonatele fazelor vom scrie următorul set de ecuații:

(2.8)

relație în care:

(2.9)

Deoarece înfășurările rotorului sunt în scurtcircuit atunci:

Procedând ca în cazul precedent vom defini noi variabile:

Înlocuind în ecuațiile (2.8) si (2.9) obținem:

(2.10)

Notând cu:

setul (2.10) se scrie sub o formă complexă:

(2.11)

Ecuația de mai sus este scrisă în coordonate rotorice spre deosebire de ecuația (2.6) care e scrisă în coordonate statorice. Pentru o scriere unitară vom trece si ecuația (2.11) în coordonate statorice prin înmulțirea ei cu si introducând un nou set de variabile:

(2.12)

unde:

(2.13)

Atunci ecuația (2.11) devine:

(2.14)

Determinarea fluxului din întrefier, în reper statoric, se face pe baza proiecțiilor sale pe cele două axe, calculând aportul fiecărei înfășurări în parte. Notăm cu L0 inductivitatea mutuală stator-rotor. Pentru (0(s putem scrie:

(2.15)

unde s-a notat cu 3/2 L0 inductivitatea ciclică mutuală Lm si, conform relației (2.13):

Similar, pentru 0s :

(2.16)

unde, conform (2.13):

Înmulțind relația (2.16) cu j, si adunând-o la relația (2.15), se obține:

(2.17)

Înlocuind fluxul din întrefier pe baza acestei relații în relația (2.6) se obține:

(2.18)

unde s-a notat cu Ls inductivitatea totală rotorică si cu:

(2.19)

fazorul fluxului statoric în coordonate statorice.

Pentru rotor se poate scrie:

(2.20)

unde s-a notat cu inductivitatea totală rotorică.

Fluxul total rotoric este:

(2.21)

Ecuațiile generale ale mașinii asincrone, în reper statoric (s, s ) sunt:

(2.22)

În metodele de reglare vectorială a vitezei motoarelor asincrone ecuațiile mașinii sunt scrise în diverse sisteme de referință: statoric, legat de fluxul rotoric, legat de fluxul din întrefier. Pentru a permite o tratare unitară vom considera un sistem ( k ) de referință arbitrar, mobil, ce face unghiul (k cu axa statorică:

Fig. 2.2. Sisteme de referință

Trecerea de la reperul statoric la reperul comun k se face ținând cont de următoarea formulă generală:

(2.23)

în care x poate fi orice vector. Obținem, din sistemul (2.23), următorul set de ecuații:

(2.24)

în care:

(2.25)

reprezintă viteza unghiulară de rotație a sistemului comun k iar:

este viteza unghiulară a mașin6.

Dacă în aceste ecuații considerăm (k =( si înlocuim indicele k cu r obținem modelul mașinii în reper rotoric.

2.4. Cuplul electromagnetic al mașinii asincrone

Cuplul electromagnetic se determină pe baza energiei magnetice totale a mașinii:

prin derivarea acesteia în raport cu coordonata generalizată ( =/P) la curenți constanți:

(2.26)

Deoarece relația energiei găsită mai sus conține si aportul fluxurilor de scăpări care depind numai de curenți:

(2.27)

care, evident, nu produc cuplu electromagnetic.

se poate scrie:

(2.28)

unde este energia corespunzătoare fluxului magnetic din întrefier adică:

Dacă scriem succesiv:

si identificăm partea reală și procedăm asemănător si pentru rotor energia magnetică utilă:

Folosind relația (2.17) obținem:

(2.29)

Cuplul electromagnetic:

(2.30)

Am utilizat și faptul că:

Pe de altă parte, deoarece:

relația cuplului devine:

(2.31)

Această relație poate fi scrisă și în funcție de fluxuri:

deoarece:

Utilizând reperul comun k, cuplul electromagnetic se va exprima:

(2.32)

Ecuațiile generale (1.24) se completează cu ecuația de echilibru dinamic:

(2.33)

unde J reprezintă momentul de inerție total al motorului și sarcin6.

Sintetizând elementele scrise până acum putem defini setul complet de ecuații al mașinii asincrone, scris într-un reper comun oarecare (k) rotitor cu viteza unghiulară (k:

(2.34)

În aceste ecuații, dacă se particularizează k se obține:

setul de ecuații în reper statoric pentru k=0;

setul de ecuații în reper rotoric pentru k=;

Reperul mobil (k) se va “orienta”, în metodele de reglare a vitezei, în general după unul din fluxurile din mașină: rotoric, din întrefier sau statoric.

2.5. Schemele echivalente ale mașinii asincrone trifazate

Sistemului de ecuații scris într-un reper oarecare îi corespunde o schemă echivalentă ; în schema echivalentă nu este inclusă ecuația mișcării. Așa cum s-a arătat în acest reper există t.e.m. de mișcare indusă atât în circuitul statoric cât și în raport cu reperul considerat. În figura 2.2. este prezentată schema echivalentă

Ecuațiile de tensiuni și curenți în reperul statoric ( S ) pentru care υk = 0 , au forma :

În acest caz t.e.m. de mișcare se induce numai în înfășurarea rotorică , deoarece această înfășurare este în mișcare în raport cu reperul considerat. Schema echivalentă corespunzătoare sistemului se prezintă în figura 2.3.

Fig. 2.3

Ecuațiile de tensiuni și curenți scrise în reperul rotoric ( R ) pentru care υk = υ , au forma :

Acestor ecuații le corespunde schema echivalentă din figura 2.4

Față de reperul rotoric , este mobilă numai înfășurarea statorică , din această cauză în această înfășurare se induce t.e.m. de mișcare.

La trecerea dintr-un reper în alt reper , apar modificări privind t.e.m. de mișcare , celelalte elemente au o formă invariantă.

Sistemul este scris cu mărimi complexe , însă se poate scrie și cu ajutorul mărimilor reale. Fazorii spațiali statorici se pot scrie sub forma :

Sub aceeași formă se pot scrie și fazorii rotorici :

În acest caz ecuațiile devin :

Relațiile se pot organiza și sub formă matriceală.

2.6. Elementele de bază ale regimului staționar ( permanent )

Regimul permanent reprezintă regimul de referință în raport cu care se studiază alte regimuri , din această cauză se prezintă succint elementele mai importante pentru motorul asincron trifazat normal pentru care U`2 = 0 , Ө = 0. Se preferă reperul sincron deoarece fazorii spațiali statorici și rotorici coincid cu reprezentarea în complex simplificat a mărimilor din faza de referință.

Dacă se au în vedere pierderile în fier , ecuațiile devin :

Ecuațiile permit construirea schemelor echivalente , a diagramei fazoriale , a caracteristicilor de funcționare e.tc.

Schemele echivalente ale motorului asincron reflectă ecuațiile și se prezintă în două variante : schema echivalentă în T și echivalentă în Г ( fig. 2.5 ).

Schema în Г se obține după câteva prelucrări a schemei în T și în consecință apar noi parametrii. Rezistența R0 corespunzătoare pierderilor în fier și reactanța X0 au expresiile :

Curentul I0 spre deosebire de I10 nu depinde de alunecare și corespunde mersului în gol ideal. Factorul c1 are modulul diferit de unitate și argumentul relativ mic , de aceea se consideră c-1 ≈ c1.

Din schema echivalentă în Г rezultă curentul rotoric :

Curentul I`2 este util în calculul cuplului electromagnetic.

3.

DETERMINAREA PARAMETRILOR ELECTRICI AI MOTORULUI TRIFAZAT PE BAZA DATELOR DE CATALOG

Motorul nostru asincron este caracterizat de următoarele date nominale:

puterea nominală Pn=30 kW;

tensiunea nominală Un=380/660 V;

frecvența nominală fn=50 Hz;

turația nominală nn= 985 rpm;

curentul nominal In= 56 A;

factorul de putere nominal cos fn=0,83 ;

capacitatea de suprasarcină km=3;

numărul de perechi de poli p=3;

curentul de pornire Ip=7,5In;

momentul de inerție GD2=0,675 kgFm2

Elementele caracteristice care se pot calcula cu ajutorul datelor nominale sunt:

– alunecarea nominală:

– Randamentul nominal:

– Cuplul nominal dat de catalog Mn = 291 Nm

– Suma pierderilor în motor:

– Alunecarea critică: sm corespunzătoare cuplului maxim Mm se deduce cu formula lui Kloss, aplicată în regimul nominal, care se scrie:

și cum

care, după înlocuirea datelor numerice, conduce la valoarea sm=0,0874 ;

– Cuplul maxim: Mm se determină cu relația

– Cuplul de pornire: Mp se determină din formula lui Kloss scrisă pentru regimul de pornire:

Alte elemente evaluate aproximativ: pe baza datelor calculate anterior și a unor aproximații grosiere care se vor face, se mai pot aprecia și alte date care caracterizează motorul considerat:

– Pierderile Joule în înfășurarea rotorică se apreciază cu relația

în care ; se apreciază , deci și deci ;

– Aprecierea parametrilor schemei echivalente. Se mai apreciază că PJ1=2PFe. Deducem pierderile în motor având valorile: PJ1=197,39 W; PJ2=450 W; PFe=98,7 W.

Vom considera I1=I2’ și găsim :

Din expresia alunecării critice se determină reactanța globală :

Neglijând componenta activă a curentului de mers în gol, din diagrama fazorială se obține:

(3.1)

Din diagrama fazorială rezultă relația:

(3.2)

Din (3.1) și (3.2) rezultă:

4.

ALEGEREA ȘI PROIECTAREA UNUI CONVERTOR DE FRECVENȚĂ

Pentru dimensionarea sistemului de acționare cu viteză reglabilă trebuie să se țină seama de o serie de aspecte specifice :

caracteristica de sarcină M = f(n) ;

gama de variație a turației motoarelor ;

modul de pornire al motoarelor ;

numărul de motoare alimentate de la același convertor și pornite simultan ;

capacitatea de suprasarcină a convertorului ;

necesitatea funcționării motoarelor la o turație constantă indiferent de caracterul sarcinii ;

modul de ventilație al motoarelor ;

existența armonicilor de curent cauzate de forma de undă nesinusoidală a tensiunii de ieșire din convertor ( formă de undă caracteristică invertoarelor cu 6 pulsuri ) și reducereea corespunzătoare a puterii efective utile a motoarelor.

Convertoarele de frecvență din seria CSFV își găsesc aplicații pentru sistemele de acționări cu unul sau mai multe motoare de c.a. trifazate de tip asincron cu rotor în scurtcircuit.

4.1. Caracteristici tehnice

Simbolizarea acestor echipamente este următoarea :

C S F V

Convertor

Static

de frecvență

tensiune variabilă în circuitul intermediar

Un convertor din seria CSFV se alimentează de la o rețea trifazată cu tensiunea de 380 V±10% și frecvența de 50 Hz. El se caracterizează prin următorii parametrii :

tensiunea de ieșire între faze 3 x ( 35…360 ) Vef ;

gama de variație a frecvenței de ieșire 5…200 Hz ;

randamentul la puterea nominală : η ≥ 0,95 ( f = 50 Hz și cos φ = 1 ) ;

factorul de putere al sarcinii : cos φ = 0 ind. …1 ;

temperatura ambiantă : 0oC…+400C ;

gradul de protecție IP 20.

Un CSFV este prevăzut cu protecții la :

scurtcircuit extern ( pe ieșire ) prin limitarea curentului instantaneu maxim debitat. În cazul unui scurtcircuit de durată , convertorul se oprește după aproximativ 50 ms ;

dispariția sau scăderea inacceptabilă a tensiunii unei faze sau a tuturor fazelor rețelei de alimentare ;

arderea siguranțelor fuzibile interne ale echipamentului ( defect intern ) ;

diferențe mari între valoarea prescrisă și cea măsurată de tensiune.

Apariția unuia dintre defectele menționate provoacă blocarea impulsurilor , deconectarea instalației și semnalizarea optică a defectului.

În continuare se vor da câteva indicații referitoare la utilizarea echipamentelor CSFV în acționările electrice de c.a.

Relația de stabilire a turației motorului asincron în funcție de frecvența tensiunii de alimentare este :

unde :

n – turația de lucru [ rot/min ] ;

f – frecvența de alimentare [ Hz ] ;

s – alunecarea ;

p – numărul de perechi de poli ai motorului.

Convertoarele din seria CSFV permit obținerea unei frecvențe de ieșire continuu variabilă în gama de 5 până la 200 Hz , schimbându-se astfel turația de sincronism și cea de lucru a motoarelor alimentate.

4.2. Descrierea funcționării părților de forță și de comandă

Convertoarele de tip CSFV realizează o dublă conversie de energie prin intermediul a două subansamble principale de forță (IT). Cele două subansamble sunt conectate cu ajutorul unui circuit intermediar de filtrare de c.c. (FI).

Redresorul comandat realizat dintr-o punte trifazată complet comandată cu tiristoare se alimentează de la rețeaua de 3×380 V , 50 Hz , prin intermediul unui contactor și a unei bobine rețea trifazată. Prin varierea unghiului de comandă al tiristoarelor se obține la ieșirea redresorului o tensiune continuă variabilă. Impulsurile de comandă pe grilele tiristoarelor sunt defazate între ele conform funcționării unei punți trifazate complet comandate și de asemenea sunt sincronizate cu rețeaua de alimentare. În vederea stabilirii unui curent în circuitul de ieșire este necesară aprinderea simultană a câte unui tiristor din fiecare ramură a punții trifazate. Din această cauză , la pornirea cât și la funcționarea în regim de curent întrerupt , fiecare tiristor trebuie să primească pe lângă impulsul principal un impuls secundar defazat la 600 electrice în urmă. Protecția tiristoarelor este împotriva scurtcircuitelor este realizată prin siguranțe ultrarapide montate în serie cu fiecare tiristor. În ceea ce privește protecția tiristoarelor împotriva supratensiunilor de comutație , aceasta se realizează cu ajutorul unui grup RC și a unei punți cu diode cu avalanșă controlată.

Filtrul intermediar este conectat între redresor și invertor și este compus din bobinele de filtrare de c.c. serie L4 , L5 și bateriile de condensatoare electrolitice C01 , C02. Acest filtru permite filtrarea tensiunii produse de redresor ( având factor de ondulație mare datorat formei pulsatorii a tensiunii redresate ; armonici de frecvență (6k) x 50 Hz , unde k = 1 , 2 , 3 … ) , asigurând obținerea la ieșire a unei tensiuni cu factor de ondulație redus. De asemenea , filtrul intermediar mai realizează :

decuplarea celor două convertoare ( redresor și invertor ) în armonici de tensiune și curent datorate funcționării lor independente și nesincronizate. În absența acestui circuit de filtrare ar apărea fenomene de bătăi , rezonanțe ;

schimbul de energie reactivă cu sarcina prin bateria de condensatoare electrolitice ( redresorul nu poate furniza la ieșire decât energie activă ).

Inductanța L6 înseriată cu bateria de condensatoare electrolitice asigură protecția la di/dt și du/dt a tiristoarelor invertorului trifazat.

În ceea ce privește invertorul trifazat cu tiristoare , acesta este de tip Mc Murray și permite obținerea unui sistem trifazat de tensiuni în formă de trepte cu șase pulsuri și defazate cu 1200 electrice între ele.

Fig. 4.1. Schema de principiu a convertorului CSVF

Acest convertor se compune din tiristoarele principale T1 – T6 , tiristoarele auxiliare de stingere T7 – T12 , diodele de curent reactiv D1 – D6 , 12 bobine saturabile înseriate cu tiristoarele principale și cele auxiliare , condensatoarele de comutație C1 – C3 și inductanțele de comutație L1 – L3 , grupurile RC de protecție la supratensiuni de comutație conectate în paralel cu tiristoarele , precum și diodele D7 – D9 care împreună cu rezistența Rd asigurî o cale de închidere a curentului reactiv de sarcină în cazul arderii siguranței ultrarapide de la intrare invertorului.

În continuare , se descrie funcționarea invertorului între momentele de timp t1 și t3 , conform figurilor.

În momentul t1 sunt comandate cu trenuri de impulsuri cu frecvența de 10 kHz±10% tiristoarele T2 , T4 și T5. În momentul t1 se comandă stingerea tiristorului T2 prin aprinderea lui T8. Condensatorul C1 încărcat cu o tensiune având polaritatea indicată în figură se descarcă în circuitul oscilant C1 – T8 – D2 – L1 , iar curentul de sarcină al fazei T se comută de pe T2 pe circuitul L1 – C1 – T8. Evident , prin dioda D2 circulă numai diferența dintre curentul de descărcare a lui C1 și curentul de sarcină iT. Tiristorul T2 se blochează fiind polarizat invers de către căderea de tensiune directă apărută apărută pe dioda D2. Condiția de stingere sigură este tb1 ≥ tq unde tq este timpul de dezamorsare prin comutarea circuitului ( indicat de catalog ). Acest timp tq este dependent de valoarea tensiunii de blocare și valoarea sa normată de catalog este dată pentru o tensiune de blocare inversă Ub1 > 100 V. Pentru tensiuni sub 100 V valoarea impusă crește ajungând pentru Ub1 = 1 ÷ 2 V la valori de ( 1,6 … 2,2 ) tq. Acesta este și cazul invertorului din figură , la care Ub1 fiind dat de căderea de tensiune directă de pe diodele de recuperare D1 – D6 , ea nu poate depăși în general valoarea de 2 V. În astfel de situații se solicită ca legăturile electrice diodă-tiristor să fie cât mai scurte pentru a nu introduce inductanțe parazite în circuit.

La sfârșitul procesului de comutație forțată amintit mai sus , condensatorul C1 se încarcă la o tensiune de circa 2 – 3 ori mai mare decât valoarea Ud a tensiunii continui din circuitul intermediar , conform principiului de funcționare al invertorului Mc. Murray , tensiune ce are polaritatea inversă celei indicate în figură.

În continuare , în momentul t1 + ∆t se aprind tiristoarele T1 , T8 , T13 și T14. Prin aprinderea dispozitivelor T13 și T14 , condensatorul C1 se supraîncarcă de la tensiunea amintită mai sus , la o tensiune de circa 650 V prin intermediul rezistenței R1 de sursa auxiliară de comutație.

În momentul t2 se comandă stingerea tiristorului T5 prin aprinderea tiristorului T11 și condensatorul C3 inițial încărcat la o tensiune de circa 650 V cu polaritatea indicată în figură se încarcă cu o tensiune de polaritate inversă la acestui proces de comutație , tensiune care este mai mică decât cea dată de sursa auxiliară de comutație , tensiune care este suficientă totuși pentru a provoca stingerea tiristorului T6 în momentul t5 prin aprinderea tiristorului T12. După trecerea unui interval de timp egal cu ∆t , deci în momentul t2 + ∆t , se aplică un tren de impulsuri pe poarta tiristorului T6.

În sfârșit , în momentul t3 se comandă blocarea tiristorului T4 prin aprinderea tiristorului T10.

În continuare , invertorul funcționează pe baza diagramelor impulsurilor de comandă pe porțile tiristoarelor redate în figură 4.2.

Din studierea acestor diagrame se poate desprinde concluzia că pentru a se asigura pornirea invertorului și funcționarea acestuia în gol , o dată cu începutul aplicării trenului de impulsuri cu frecvența de circa 10 kHz în momentele de timp t1 + ∆t , t3 + ∆t , t5 + ∆t e.t.c. , pe poarta unui tiristor principal din grupa celor cu anodul comun ( T1 , T3 sau T5 ) , se aplică și un impuls de aprindere pe un tiristor auxiliar corespunzător în vederea încărcării ferme a condesatorului de comutație ( de exemplu , T1 cu T8 pentru încărcarea lui C1 , T3 cu T10 pentru încărcarea lui C2 e.t.c. ). Totodată în aceleași momente de timp se comandă și conectarea sursei auxiliare de comutație cu tensiunea de 650 V prin intermediul a două tiristore înseriate ( T13 cu T14 , T15 cu T16 sau T17 cu T18 ) în mod succesiv la unul din circuitele de comutație L1C1 , L2C2 sau L3C3 pentru a se supraâncărca condensatoarele de comutație la o tensiune de circa 650 V. Întrucât această operațiune se face prin intermediul rezistențelor R1 , R2 sau R3 , procesele de supraâncărcare sunt puternic amortizate și deci nu există posibilitatea ca tensiunile pe elementele C1 , C2 și C3 să depășească cu mult valoarea de 650 V.

Fig. 4.2 Diagramele impulsurilor de comandă pe porțile tiristoarelor

Limitarea curenților de ieșire din invertor se realizează prin micșorarea tensiunii în circuitul intermediar , printr-o comandă adecvată a tiristoarelor invertorului.

Protecția la scurtcircuit sau la atingerea valorii limită a curentului de ieșire ce poate fi comutat în mod sigur de elementele de comutație ale invertorului se realizează prin intrarea în regimul de funcționare „ cu tăiere de undă „. În acest regim factorul de umplere al tensiunii de ieșire se modifică prin comanda de blocare a tiristoarelor principale T2 , T4 sau T6 aflate în momentul declanșării protecției în conducție și aprinderea tiristoarelor complementare ( deci T1 , T3 sau T5 ). Din această cauză tensiunea de ieșire devine nulă.

Pornirea și oprirea invertorului se efectuează independent pe fiecare fază prin intermediul unor comenzi logice , astfel :

pornirea : sincron cu începutul impulsurilor de comandă pe tiristoarele principale T1 , T3 , T5 respectiv al doilea impuls al tiristoarelor auxiliare T8 , T10 și T12 ;

oprirea : sincron cu sfârșitul primului impuls al tiristoarelor auxiliare T8 , T10 și T12.

Invertorul trifazat din componența echipamentului CSFV este prevăzut cu o sursă auxiliară de comutație pentru încărcarea celor trei condensatoare de comutație C1 , C2 și C3 la o tensiune maximă de circa 650 V , asigurându-se în acest fel efectuarea proceselor de comutație forțată ale tiristoarelor principale ale invertorului în mod independent de valoarea tensiunii variabile din circuitul intermediar. Din această cauză , se pot alege optim elementele de comutație.

Prin perechile de tiristoare T13 cu T14 , T15 cu T16 și T17 cu T18 se permite încărcarea condensatoarelor de comutație la o tensiune apropiată de 650 V , încărcare care se efectuează cu o singură polaritate.

În ceea ce privește circuitele electronice ale părții de comandă ele alcătuiesc mai multe canale :

canalul de tensiune ;

canalul de frecvență ;

circuite comune , alimnetări , protecții , semnalizări , circuite comune de valoare prescrisă , circuite de corecții și circuite de măsură.

Canalul de tensiune cuprinde ansamblul circuitelor care permit formarea impulsurilor de comandă al tiristoarelor din invertorul trifazat și sursa auxiliară de comutație și prin aceasta se permite obținerea tensiunii alternative de frecvență și amplitudine variabilă la ieșirea echipamentului CSFV.

5.

ANALIZA TEHNICO ECONOMICĂ A SOLUȚIEI ADOPTATE

Acționările cu turație variabilă cu mașini de inducție reprezintă unul dintre câștigurile certe ale tehnologiei industriei moderne.

Bazându-se pe dezvoltarea tehnicii microprocesoarelor și a teoriilor moderne de reglare, se dezvoltă continuu aplicații ce înlocuiesc acționările de curent continuu, cu cele de curent alternativ. ce prezintă performanțe ridicate, o robustețe mai mare în funcționare și un preț de cost mai redus.

De asemenea există și tendința de a trece de la acționările electrice cu mașini de inducție fără reglajul turației, în care reglarea mărimii de lucru (debit, masă, presiune, etc.) se realizează prin mijloace mecanice (vane, ambreiaje, etc.) la acționările electrice reglabile în care se acționează direct asupra turației mașinii de inducție cu consecințe favorabile asupra randamentului global al acționării.

Pentru modelarea mașinii de inducție s-a utilizat teoria fazorilor spațiali reprezentativi (calea aproape universala ce trebuie urmată în studiul mașinilor de inducție ce sunt incluse în sisteme de acționare reglabile moderne) cec conduce la un model matematic simplu, ce realizează separarea componentei active de cea reactivă a curentului, putându-se astfel realiza două bucle de reglare independente. De asemenea metoda fazorilor spațiali reprezentativi permite o legătura facilă între mașina de inducție și partea de automatică, respectiv teoria sistemelor, prin modul de gândire, limbajul folosit și structura matematică.

Convertoarele statice de frecvență asociate cu motoare de c.a. pot asigura practic toate cerințele impuse sistemelor de acționare cum ar fi : pornirea automată și accelerarea controlată , funcționarea cu turație constantă sau cuplu constant , schimbarea sensului de rotație , frânarea automată , reglarea automată după program a turației , reglarea simultană a turației mai multor motoare , viteză mare de răspuns , sensibilitate redusă la variații în anumite limite a tensiunii și frecvenței de alimentare e.t.c. Aceste performanțe pot fi îndeplinite de motoarele asincrone cu rotorul în scurtcircuit și de motoarele sincrone cu magneți permanenți alimentate de la CSF , datorită în special avantajelor acestor motoare ( robuste , ușoare , dimensiuni mici , inerție redusă , întreținere ușoară e.t.c. ).

Prețul de cost mai mare al convertoarelor statice de frecvență în comparație cu cel al redresoarelor comandate ( convertoare de c.c. ) este parțial compensat de prețul de cost mai redus al motoarelor de c.a. ( }n special asincrone ) față de cele de c.c. și de necesitatea unei fundații mai ușoare în cazul motoarelor de c.a. ( raportul putere/greutate este mult mai mare la motoarele de c.a. față de cele de c.c. ).

În ceea ce privește echipamentele tip CSFV ele se pot utiliza în sistemele de acționări monomotor sau multimotor. La rândul lor , acționările multimotor cu CSFV devin avantajoase în următoarele domenii : industria firelor sintetice , industria textilă , industria chimică , industria hârtiei , acționarea pompelor și ventilatoarelor , industria metalurgică ( căi cu role ) e.t.c.

6.

SIMULAREA FUNCȚIONǍRII MAȘINII ASINCRONE TRIFAZATE

Vom aborda problema estimării fluxului mașinii asincrone, în vederea realizării unui control vectorial direct, cu orientare după acest flux. Soluțiile problemei, privită ca o estimare a stării unui sistem liniar, cu parametri variabili, pot fi grupate în următoarele categorii:

a) estimatoare derivate direct din ecuațiile mașinii, în care fluxurile rotorice se obțin prin rezolvarea unora din ecuațiile acesteia, în funcție de diverse mărimi măsurate (curenți statorici, tensiuni statorice, viteză rotorică);

b) estimatoare liniare de stare (Luemberger), construite pe baza teoriei generale a estimării stării în sistemele liniare;

In acționările cu comandă analogică sunt preferate soluțiile din prima categorie, datorită simplității în implementare. In cele cu comandă numerică sunt folosite fie estimatoarele liniare fie cele optimale. Calitatea estimării fluxului determină în bună măsură performanțele schemelor care, oricât de complicate ar fi, folosesc orientarea după fluxul statoric estimat. Mai mult decât atât metodele de estimare a parametrilor, în special a vitezei, pornesc tot de la schemele de estimare a fluxului de unde putem să ne dăm seama de importanta algoritmului de estimare a fluxului statoric.

6.1. Estimatoare derivate direct din ecuațiile mașinii asincrone

Așa cum am menționat deja, aceste soluții se bazează pe rezolvarea ecuațiilor respectiv pe exprimarea componentelor fluxului statoric în funcție de tensiunile și curenții statorici și de viteza rotorică. Folosind si relațiile dintre fluxuri si curenți se pot obține diverse scheme, folosind ca intrări fie o parte, fie toate mărimile amintite. Se obișnuiește să se numească aceste scheme în funcție de intrările lor.

a) Estimatoare UI, care folosesc ca intrare tensiunile si curenții statorici

Din ecuațiile mașinii, exprimate în referențialul ((, (), se poate obține direct:

(6.13)

Componentele fluxului depind exclusiv de tensiunile si curenții de pe axele respective. În expresia acestui estimator intervin toți parametrii principali ai motorului cu excepția rezistentei rotorice.

b) Estimatoare I, care folosesc ca intrare curenții statorici si viteza rotorică

Se obțin chiar din ultimele două ecuații ale modelului mașinii scris în ((, ():

(6.14)

Nu apar în aceste relații parametrii statorici si , dar apare în mod repetat constanta de timp a circuitului rotoric. Spre deosebire de ecuațiile anterioare, ale estimatorului UI, acestea nu sunt sub formă direct integrabilă, ci sub formă de sistem liniar de ecuații diferențiale. Considerând starea ca fiind vectorul cu componente cele două proiecții ale fluxului rotoric, iar intrările cei doi curenți statorici, ecuațiile de mai sus sunt chiar în forma standard de exprimare a unui astfel de sistem. Putem identifica:

6.2. Estimatoare liniare de stare (estimatorul Luemberger)

Aceste estimatoare sunt construite conform teoriei generale a estimării stării sistemelor liniare. Ele pot fi construite atât pentru estimarea tuturor componentelor stării (estimatoare de tipul 1, sau complete), cât si pentru estimarea a unei părți doar din aceste componente (estimatoare de tipul 2, sau reduse).

Un sistem liniar are următoarea formă :

(6.15)

Ecuațiile estimatorului se pot deduce simplu urmărind schema din figura 6. si ele arată astfel:

(6.16)

Dacă privim sistemul 6.16) având ca intrări si si ca ieșire , el se poate scrie astfel:

(6.17)

6.3. Rezultate simulări

Interesul acestei lucrări s-a îndreptat către estimatoarele UI si I deoarece s-a dorit realizarea comenzii mașinii intr-un mod cat mai ușor de înțeles si de realizat. Folosindu-se programul Simulink din Matlab 6 au fost realizate si implementate cele doua estimatoare.:

Fig. 6.1 Estimatorul I.

Fig.6.2. Schema de acționare cu estimatorul I.

Fig.6.3. Estimatorul UI.

Fig.6.4.Schema de acționare cu estimatorul UI.

Estimator UI :

Estimator I :

7.

SISTEME DE REGLARE VECTORIALĂ A VITEZEI ÎN ACȚIONǍRILE CU MAȘINǍ DE INDUCȚIE ASOCIATǍ CU CONVERTOARE STATICE DE FRECVENȚǍ

Reglarea vectorială se bazează pe reglarea componentelor fazorului spațial reprezentativ , care trebuie impuse ca modulși fază , față de un sistem de referință care la rândul său este determinat ca poziție în spațiu de fazorul spațial reprezentativ al fluxului magnetic total al înfășurării rotorice.

Rezultă două dificultăți majore în realizarea reglării pe o orientare după câmp :

stabilirea în fiecare moment a poziției fazorului spațial reprezentativ al fluxului rotoric ;

stabilirea unui algoritm de reglare separată a componentelor curentului statoric ( decuplarea reglării ).

Pentru a justifica opțiunea în alegerea mărimii de referință ( flux ) vom face uz de ecuațiile generale stabilite și diagrama de fazori.

La mașina de inducție cu o singură alimentare și rotor în scurtcircuit tensiunea rotorică u2k = 0.

Într-un sistem de referință sincron cu câmpul magnetic învârtitor , Ωk = Ω1 , pentru cazul regimului de funcționare în care│ψ2k│= t , se obține :

0 = R2i2 + jp∙sΩ1ψ2

Se constată că fazorul spațial reprezentativ al curentului rotoric , i2 , este ortogonal fazorului spațial reprezentativ al fluxului rotoric total ψ :

, deci curentul i2 nu participă la generarea fluxului ψ2 , în regim staționar , acesta fiind determinat exclusiv de componenta curentului statoric i1 , după direcția lui ψ2.

Fig. 7.1 Fazorii spațiali reprezentativi i1 și ψ2 în sistemul de referință fix ds-qs și mobil , solidar cu fluxul rotoric , d-q.

La rotorul în scurtcircuit determinarea lui i2 este mai complicată , dar nu complet imposibilă. Există o soluție care determină curentul i2 prin intermediul câmpului de dispersie produs de curenții ce străbat inelul de scurtcircuitare. Plasând în mod potrivit două detectoare de câmp plasate în cuadratura electrică , fixe față de stator , se obțin tocmai componentele i2ds și i2qs ale fazorului i2 în sistemul de axe solidar cu statorul , ds – qs.

Altă soluție de generare a fazorului spațial reprezentativ este măsurarea directă ( cu bobine de probă sau sonde Hall ) a câmpului magnetic din întrefier ψμδ și construirea fazorului spațial reprezentativ ψμδ , obținând fazorul spațial reprezentativ ψ2.

Din definiția fazorului spațial al fluxului total statoric ψ1 :

rezultă fazorul spațial reprezentativ al curentului de magnetizare :

și fazorul spațial reprezentativ al înlănțuirii magnetice a fazei statorice cu câmpul rezultant din întrefier :

Ca urmare se poate scrie :

Procedăm analog pentru ψ2 punând în evidență pe ψμδ :

Se scrie în final :

Corecția trebuie făcută pe mărimi măsurabile. Se poate scrie :

în care X`δ2 este conform relațiilor cunoscute

X`δ2 = k2T∙Xδ2

Achiziția semnalului corespunzător fluxului fascicular din întrefier se poate face fie pe 3 bobine-sondă plasate în axele magnetice ale înfășurărilor statorice , fie cu două bobine-sondă , sau sonde Hall , plasate în întrefier ( pe penele crestăturilor statorice ) la un unghi geometric egal cu Π/2p. Unul din senzori se poziționează în axa magnetică a fazei de referință statorică ARS.

Semnalele achiziționate și prelucrările lor sunt arătate în figura care prezintă o schemă de reglare a vitezei mașinii alimentată de la o sursă de curent sinusoidal cu măsurarea directă a câmpului și cu orientarea după fluxul rotoric ψ2.

De la traductoarele de flux se obțin 3 semnale sinusoidale proporționale cu ψμR , ψμS , ψμT ale fazelor statorice S.T.R. care au frecvența mărimilor statorice. Să notăm în continuare această frecvență f1 pentru a ușura urmărirea fenomenelor și a pune în acord notația cu indicii mărimilor funcționale utilizate.

Din cele trei semnale se vor sintetiza componentele fluxului magnetic total ψμδ într-un sistem de axe ds-qs fix față de stator și cu axa ds suprapusă axei de referință statorică ARS. Cu ajutorul celor două componente ale lui ψμδ în raport cu statorul , așa cum s-a fixat și în figura poziția fazorului ψ2 în raport cu statorul prin componentele ψ2ds și ψ2qs.

Cele două componente ψ2ds și ψ2qs. Se obțin prin relații analoage celor cu care se determină componentele fazorului reprezentativ al curentului statoric i1.

Relațiile servesc pentru definirea structurii transformatoarelor TS3-2 , de sistem trifazat în sistem bifazat dată în figura pentru un sistem de mărimi generale trifazate , simetrice.

Fig.7.2 Blocul transformator de sistem TS3-2

Simbolul blocului

Schema structurată la achiziția de trei semnale

Schema structurată la achiziția a două semnale

Transformarea inversă se face utilizând relațiile , și în care θk = 0 , deoarece transformarea bifazat – trifazat se face pentru sisteme de referință solidare cu statorul.

Fig.7.3 Blocul transformator de sistem TS2-3

Simbolul blocului

Schema structurată

Având componentele ψμδds și ψμδqs se face corecția de flux pentru a obține ψ2ds și ψ2qs care dau poziția fazorului spațial reprezentativ al fluxului total rotoric ψ2 în reperul statoric. Corecția se face în conformitate cu relația , schema structurată a blocului corector Cψ2 fiind dată în figura.

Fig. 7.4 Blocul corector de flux Cψ2

Simbolul blocului

Schema structurată

7.1. Caracteristicile mecanice ale motorului de inducție.

Se consideră cazul mașinii de inducție normale , având construcția simetrică , parametrii cunoscuți , statorul alimentat de la o rețea sinusoidală ideală , iar rotorul scurtcircuitat peste rezistența proprie sau ( dacă este bobinat ) peste o rezistență auxiliară simetrică. Ca urmare în ecuațiile generale vom avea :

u2k = 0

Pentru studiul regimului staționar este convenabil să alegem sistemul de referință dk – qk sincron cu fazorul spațial reprezentativ al tensiunilor staționare u1 , având axa suprapusă lui u1 , adică rotind cu viteza unghiulară :

deoarece frecvența rtețelei f1 este constantă , iar u1 poate fi localizat prin măsurători efectuate asupra tensiunilor rețelei.

Rotorul se mișcă cu viteza unghiulară constantă Ω = Ω1 ( 1 – s ) , iar frecvența tensiunilor și curenților rotorici este f2 = sf1 ( ω2 = sω1 ) , alunecarea s fiind :

Se alege drept moment de referință t = 0 momentul în care tensiunea fazei statorice de referință ( A ) trece prin maximul său pozitiv. Presupunem că tensiunile și curenții , precum și viteza de rotație se pot măsura.

Ne propunem să stabilim legăturile dintre mărimile funcționale în regim staționar , sistemul de referință mobil dk – qk și originea de timp precizate anterior. Regimul de lucru fiind staționar , │ψ1│= ct și │ψ2│= ct.

Planul definit de axele dk-qk poate fi privit ca un plan complex dacă asimilăm axa dk axei reale , iar axa qk axei imaginare. Atunci , componentele fazorilor spațiali reprezentativi în sistemul mobil din linia 4 a tabelului permit o reprezentare „ fazorială „ a mărimilor sinusoidale de fază. Rostul reprezentării „ fazoriale „ a mărimilor din linia 4 a tabelului este acela de a permite exprimarea intuitivă a relațiilor dintre diversele mărimi funcționale. Fazorii U1 și I1 se pot poziționa ușor prin măsurători.

Vom utiliza în continuare notația comună Fresnel pentru mărimile reprezentate în planul dk-qk , factorul de scară fiind o constantă a reprezentării. Linia 5 din tabel se poate scrie și sub forma :

Poate fi pusă în evidență t.e.m. , dacă ținem cont de definiția fluxului total ψ1. Se scrie succesiv :

Iy reprezintă curentul de magnetizare exprimat pentru înfășurarea statorică. T.e.m. se exprimă sub forma :

E1 = jxμIy și poate fi determinată ca modul și fază rescris astfel :

E1 = – (U1 – R1I1 – jxδ1I1)

Procedăm similar și cu termenul jsω1ψ2 scriinde succesiv :

Curentul I2 se determină deci prin modul și fază cu relația :

Împărțirea cu s corespunde blocării rotorului echivalent , aducerea mărimilor rotorice la frecvența statorului , apariția rezistenței R2` pe care curentul I2` va disipa o puetere activă egală cu puterea mecanică totală a rotorului real împărțită la 3 , schema echivalentă și ecuațiile fiind scrise pentru mărimi de fază.

Se ajunge deci la schema echivalentă , la sistemul de ecuații cunoscut de la mașini electrice și la diagrama de fazori din figura 6.5

a.

b.

Fig. 7.5 Schema echivalentă în T ( a ) și diagrama fazorială (b ) pentru mașina de inducție în regim staționar simetric.

Pentru expresia cuplului electromagnetic M dezvoltat în regim staționar se pornește de la forma sa generală țin`nd cont de relațiile de definiție ale înlănțuirilor magnetice și legăturile stabilite între mărimile funcționale în regim staționar. Putem scrie succesiv :

pentru alunecarea maximă sm :

Expresia caracteristicii mecanice M = f(s) se poate aduce la o formă simplu de utilizat în calcule , cunoscută sub numele de relația lui Kloss :

în care

În regim staționar dependența cuplului M față de alunecarea s și viteza de rotație Ω arată ca în figura 6.6 unde s-au marcat și zonele corespunzătoare funcționării mașinii de inducție ca motor generator și frână.

Fig. 7.6 Caracteristica mecanică naturală a mașinii de inducție

Știind că Ω=Ω1(1 – s ) se pot trasa pentru regimul de motor caracteristica mecanică naturală ( fig. 6.7 a ) și caracteristicile mecanice artificiale la frecvență constantă obținute prin modificarea rezistenței circuitului rotoric ( fig. 6.7 b ) și a tensiunii de alimentare ( fig. 6.7. c ).

a b c

Fig. 7.7 Caracteristica mecanică naturală (a) și caracteristicile artificiale obținute cu rezistență suplimentară în circuitul rotoric (b) și prin modificarea tensiunii de alimentare (c)

CONCLUZII

Datorită avantajelor pe care le posedă mașina de inducție supusă controlului vectorial utilizarea ei se impune in sistemele de acționări electrice. La rândul lor și sistemele de acționare reglabile s-au impus practic în ultimii ani datorită progreselor din domeniul microelectronicii care au permis implementarea tehnicilor de control vectorial.

In a doua parte a lucrării se prezintă modelul mașinii asincrone folosit in schema de reglare realizat cu ajutorul teoriei fazorilor spațiali reprezentativi, modelul teoretic al reglării vectoriale directe care oferă controlul independent al cuplului si fluxului mașinii asincrone. După o scurta clasificare a modelelor matematice si o enumerare a ipotezelor simplificatoare utilizate in descrierea matematica a mașinii sunt prezentate ecuațiile generale a mașinii. Urmează trecerea lor in reper statoric si mai apoi la un reper comun k. De asemenea este prezentat si modelul mașinii in spațiul stărilor.

Al șaselea capitol este dedicat analizei comportarii motorului asincron la reglarea vectoriala a vitezei. Comanda vectorială presupune orientarea după flux (cel din stator), identificarea modulului și poziției, respectiv menținerea constanta a amplitudinii fluxului. Reglarea vectoriala poate fi indirectă sau directă si sunt prezentate principial. Se prezintă diversele posibilități de realizare a acestor estimatoare precum și avantajele si dezavantajele acestora. Lucrarea se axează pe folosirea estimatoarelor UI si I( mai întâi pentru estimarea stărilor (au fost implementate estimatoarele in partea de comandă a mașinii asincrone și s-a observat comportamentul acestuia). Au fost alese aceste estimatoare pe criteriul de simplitate (in dauna altora ce sunt considerate a avea performanțe mai bune) și in același timp pot fi implementate numeric cu procesor de semnal.

Având o imagine de ansamblu asupra estimatoarelor UI, I( și asupra sistemului sensorless format de cele două se poate spune că posibilitățile de reglare a mașinii cu acestea merită toată atenția, aportul de controlabilitate si de adaptabilitate asupra mașinii este de apreciat pe când costurile de implementare sunt reduse.