Ecaterina-Liliana MIRON Mihai MIRON [626615]

Ecaterina-Liliana MIRON Mihai MIRON
Gheorghe PAN Ă

ELECTRONIC Ă
– partea I –

Editura Academiei For țelor Aeriene „Henri Coand ă”

7DISPOZITIVE ELECTRONICE

1. INTRODUCERE ÎN ELECTRONIC Ă
1.1. COMPONENTE DE CIRCUIT

În perioada actual ă de dezvoltare, electronica ocup ă un loc foarte important, fiind
prezentă în toate domeniile activit ății umane. Electronica a început ca o ramur ă a electrotehnicii –
numindu-se „electrotehnica curen ților slabi”, având ca domeniu principal de ac țiune
telecomunica țiile. Datorită avantajelor oferite de miniaturiz are, amplificare, memorare, vitez ă de
calcul, precum și de posibilit ățile de automatizare, electroni ca poate satisface orice cerin ță.
Diversitatea și pretențiile sunt tot mai mari, astfel c ă este necesar s ă se creeze echipamente cu
funcțiuni specifice prin interconectarea corespunz ătoare a unor componente performante.
Realizarea echipamentelor electronice a început prin utilizarea componentel or discrete, conectate
în circuite care s ă realizeze func țiile dorite. Dezvoltarea actual ă a electronicii a permis realizarea
unor func ții, direct cu ajutorul dispoz itivelor electronice speciale.
Se definesc urm ătoarele no țiuni:
1. Circuitul electric – succesiune de medii conductoare prin care circul ă curent electric,
care realizeaz ă o anumit ă funcție în cadrul unui montaj complex. Este caracterizat de parametrii
de circuit (rezisten ță, inductivitate, capacitate). Acesta con ține mai multe componente discrete.
Termenul de circuit se poate asocia cu:
• Circuit integrat – grup de elemente elec tronice conectate inseparabil, capabil s ă
îndeplineasc ă una sau mai multe func ții. Poate fi:
¾ analogic (m ărimea de ie șire variază cu mări
mea de intrare);
¾ numeric (circuitul folose ște cele dou ă nivele, ale codului binar, 0 și 1).
• Circuit activ – este circuitul care con ține cel pu țin un element activ.
• Circuit pasiv – ci rcuitul care nu con ține nici o surs ă de energie.
Tehnica de realizare a circuite lor electrice a evoluat, ajungâ ndu-se de la tehnologia de
fabricare a circuitelor cu tuburi electronice la tehnologia microe lectronicii (realizar ea de circuite
integrate monolitice), de concentrare a unui num ăr mare de elemente de circuit într-un volum
redus.
Realizarea unui circ uit electronic implic ă stabilirea func țiunilor circuitului și
interconectarea elementelor componente pentru realizarea acestor funcț iuni. De asemenea, este
necesară anticiparea comport ării circuitelor ob ținute prin aceast ă interconectare, prin realizarea
modelului matematic pe schemele echivalente ale componentelor fizice di n cadrul circuitului,
operații obținute prin modelare și simulare.

2. Componente electronice. Clasificare
În cad
rul circuitelor electronice, în func ție de modul în care intervin, se deosebesc
următoarele tipuri de componente:
• Componente electronice pasive
• Componente electronice active
2.1. Componentele electronice pasive
Sunt elemente de circui t care pot îndeplini func ții de prelucrare a semnalelor elecrice,
precum filtrare, integrare, deriva re. Astfel de componente nu pot ac ționa asupra energiei
semnalelor. Componentele pasive se împart, la rândul lor, în:
• Componente pasive de tip dipol (circuite uniport): rezistoare, bobine, condensatoare,
diode semiconductoare;
• Componente pasive de tip circuite diport: linia lung ă și linia de întârziere;
• Componente pasive de tip circuite n-port: transformatoare electrice.

8 2.2. Componentele electronice active
Spre deosebire de componentele pasive, acestea sunt capabile s ă modifice energia
semnalului. Se g ăsesc cel mai des în circuitele de comand ă, afișare, înregistrare. Se mai întâlnesc
sub denumirea de dispozitive semiconduc toare. Astfel de componente func ționează atunci când
sunt alimentate, ele consumând energie de la o surs ă electrică . Un exemplu de astfel de
componenteîl reprezint ă tranzistoarele.
Componentele active sunt componente neliniare de circuit.
3. Semnale electronice
În circuitele electri ce semnalele se m
anifestă ca variații ale marimilor:
• Tensiune u(t);
• Curent i(t).
La rândul lor pot fi – constante;
– variabile.
Cele mai des întâlnite în circuite le electrice sunt semnalele continue și alternative
(figura1.1 ).

Pentru un semnal alternativ, x(t) se definesc urm ătoarele:
1. Valoare instantanee :
() ) t sin( 2 X t xϕ ω± ⋅ =
pentru care:
• Xm 2 X = valoarea maxim ă a semnalului;
• ω= 2πf viteza unghiular ă;
• f frecvența semnalului;
• φ unghiul de defazaj între dou ă marimi ale aceluia și circuit.
2.
Valoarea medie pe o perioad ă:
()∫=T
0med dt t xT1X
3.
Valoarea efectiv ă:
()[]∫ =T
02dt t xT1X Fig. 1.1 Semnale electrice: a. continue; b. alternative
x(t)
t
a.
x(t)
t
b. T Xm

9Aparatele de m ăsură, în general, pun în eviden ță valoarea efectiv ă a semnalului.
De asemenea, pentru un circ uit electric se definesc:
4. Puterea electric ă:
• Puterea la borne (instantanee)
p(t) = u(t)i(t)

• Puterea medie:
∫ ⋅ =T
0med dt ) t ( i ) t ( uT1P
4. Surse de semnale
Sem
nalele electrice sunt ob ținute în urma introducerii în circuit a uneia sau mai multe
surse de semnale. Sursele se clasifică în:
1. Surse de tensiune
2. Surse de curent
La rândul lor acestea pot fi: – ideale;
– reale.

În
figura 1.2 se prezint ă câteva simboluri ale sursel or. Sursele ideale sunt p ărți
componente ale circuitelor ut ilizate în modelarea matematic ă a acestora. În montajele practice
ele nu exist ă. Sursele ideale de tensiune sunt elemente de circuit care au tensiunea la borne
independent ă de curentul prin acestea. Sursele ideale de curent sunt cele la care curentul ce le
străbate este independent de tensiunea la borne.

5. Caracteristicile și parametrii componentelor electronice
În studiul circuitelor electronice pasive intervin termenii:
• Impedanță (în c.a.) sau rezisten ță (în c.c.) – raportul tensiune/curent;
• Admitanță (în c.a.) sau conductan ță (în c.c.) – raportu l curent/tensiune.
În cazul reprezent ării acestora în planurile U-I și I-I sub form ă liniară atunci elementele
se numesc liniare. Practic astfel de elemente nu exist ă. Fig.1.2. Surse de semnal: a. surs ă de curent real ă; b. surse de curent – simbol;
c. sursă de tensiune real ă; d. surse de tensiune – simbol;
d. c.
b. a.

10 • Caracteristici electri ce: reprezentarea grafic ă a dependen ței diferitelor m ărimi
electrice. Pot fi:
¾ Caracteristici teoretice: aproximeaz ă funcționarea unei componente sau a unui
circuit;
¾ Caracteristici experimental e: reprezentarea grafic ă a rezultatelor experimentale.
Acest tip de caracteristic ă poate fi:
o Reprezentare prin puncte;
o Reprezentare continu ă.
În general, funcț ionarea unei componente este dependent ă de una sau mai multe variabile
electrice sau neelectrice. Aceast ă dependență a unei m ărimi în funcț ie de altă mărime conduce la
obținerea unei familii de caracteristici. Exist ă mai multe moduri și categorii de caracteristici:
o Caracteristici și parametri statici, sa u de curent continuu;
o Caracteristici și parametri de curent alternativ;
o Caracteristici și parametri pentru regim tranzitoriu;
o Caracteristici și parametri pentru influen ța mediului;
o Caracteristici și parametri pentru puterea disipat ă.
Caracteristicile și parametrii enumera ți mai sus sunt cei care se specific ă în cataloagele de
specialitate.
În continuare se vor prezenta prin cipalele componente de circuit.

11
1.2. COMPONENTE PASIVE

În acest capitol se prezint ă câteva din componentele de ci rcuit utilizate cel mai des în
aplicațiile electronice.

1.2.1. REZISTOARE

Rezistorul este componenta de circuit cel mai des întâlnit ă în circuitele electrice.
Principalul parametru al rezistoarelor este rezistența electrică iar unitatea de m ăsură în sistemul
internațional este ohm-ul ( Ω).
Termenul de rezisten ță electrică este în strâns ă legătură cu fenomenul de conducț ie
electrică (curentul electric – mi șcarea ordonat ă a purtătorilor de sarcin ă). Rezisten ța electrică este
fenomenul de opunere trecerii curentului electric printr-un conductor. M ărimea prin care se poate
măsura fenomenul de rezisten ță electrică , la un material conductor se nume ște rezistivitate
electrică (ρ) și se măsoară în Ω/m.
Pentru un conductor de lungime l și cu o arie a sec țiunii S, rezistența electrică se poate
exprima:
SlR⋅=ρ
Simbolul rezistorului este prezentat în figura 1.3.

Rezistorul ideal este caracterizat printr-un singur parametru – rezisten ța electrică.
În cazul rezistorului real apar inductivit ăți și capacități parazite, cu schema real ă din
figura 1.3.b.
Pentru rezistorul electric ideal sunt valabile urm ătoarele:
• Legea lui Ohm: Rezistența electric ă este raportul dintre tensiunea electric ă aplicată la bornele
rezistorului și intensitatea curentului determinat prin rezistor.
IUR=
• La trecerea curentului electric printr-un rezistor, puterea electrică disipată se
transform ă în putere caloric ă prin efect Joule:
IURI UI P2
2= = =

Puterea disipată determin ă încă lzirea rezistorului. Aceast ă încălzire conduce la stabilirea
unei temperaturi de echilibru termic, dependent ă de puterea disipată și de temperatura mediului
ambiant. Dac ă temperatura de echilibru termic dep ășește temperatura maxim ă admisibil ă
prescrisă pentru rezistorul resp ectiv atunci apar modific ări ale propriet ăților acestuia. Fig. 1.3 Simbolizarea rezistorului:
a. ideal; b. real U I R 1 2
U I R Lp C12
1 2
a. b.

12 Rezistoarele se utilizeaz ă în circuitele electrice sub fo rma divizoarelor de tensiune și
curent ( figura 1.4 ).

Clasificarea rezistoarelor
1. După mărimea curentului pe care-l suport ă:
• Rezistoare pentru curen ți slabi;
• Rezistoare pentru curen ți tari.
2. Din punct de vedere constructiv:
• Rezistoare fixe;
• Rezistoare variabile:
o Reglabile;
o Potențiometre.
3. Din punct de vedere al destina ției:
• Rezistoare de uz general;
• Rezistoare profesionale.
4. În func ție de forma caracteristicii:
• Liniare;
• Neliniare.
o Termistoare (rezisten ța variază cu temperatura);
o Varistoare (rezisten ța variabilă cu tensiunea);
o Fotorezistoare (rezisten ța variabilă cu iluminarea).
5. După elementul rezistiv utilizat:
• Pentru curen ți slabi:
o Peliculare;
o De volum.
• Pentru curen ți tari:
o Rezistoare bobinate;
o Rezistoare ștanțate din tablă ;
o Rezistoare spiralate din benzi metalice.
6. După posibilitatea conect ării în circuit:
• Cu terminale axiale;
• Cu terminale radiale;
• Circuite integrate hibride;
• Arii de rezistoare. Fig.1.4. a. Divizor de tensi une; b. divizor de curent. 1
2 R1
R2 U U1
U2 1
2 R1 R2 I1 I2 I
U
a.
2 11
1R RRU U+=
2 12
1R RRI I+=
b.

13Marcarea rezistoarelor
Valoarea rezistoarelor se poate marca în dou ă moduri:
• În clar
Acest mod de marcare este mai rar întâln it. Se marchezã pe corpul rezistorului
valoarea rezisten ței nominale, inclusiv simbol ul. Exemple de marcare: 0,1 Ω; 100Ω.
• Diferite coduri:
¾ Cod numeric-alfanumeric – varianta 1. Pent ru rezistoarele cu valori de ordinul
ohmilor, se marcheazã cifrele semnificativ e cu virgula pusã în mod corespunzãtor
fãrã a se inscrip ționa simbolul Ω. Pentru valori nominale mai mari de 1K Ω, se
marcheazã cifrele semnificative, iar în locul virgulei se pune simbolul de
multiplicare.Acesta poate fi K, M, ș.a. (tabelul 1.1)

Tabelul 1.1
Marcare 2,2 62 1K2 1K 1M 1M8
RN [Ω] 2,2 62 1200 1000 106 1,8 ·106

¾ Cod alfanumeric – varianta 1. Este asemãnãtor cu cel prezentat anterior, cu
diferența cã pentru rezisten ță, în locul virgulei se pune litera R (tabelul 1.2).

Tabelul 1.2
Marcare 2R2 62R 1K2 1K0 1M0 1M8
RN [Ω] 2,2 62 1200 1000 106 1,8 ·106

¾ Cod numeric-alfanumeric – varianta 2, utilizat în special pentru marcarea
rezistoarelor SMD sub formã de chip, la care se marcheazã uneori doar rezisten ța
nominalã, (datoritã dimensiunilor mici). C odul este format din cifrele semnificative
ale rezisten ței nominale, litera R pusã în locul virgulei pentru valori mici ale
rezistenței și ordinul de multiplicare (puterea lui zece) pentru valori mari ale
rezistenței. Pentru toleran țe de ±20%, ±10% și ±5%, sunt necesare dou ă cifre
semnificative. În cadrul codului se foloseș te: x prima cifr ă semnificativ ă; y a doua
cifră semnificativ ă; m ordinul de multiplicare.
• Rxy, pentru R N < 1Ω ;
• xRy, pentru R N = 1… 9,1 Ω;
• xyR, pentru R N = 10…99 Ω;
• xym, pentru R N > 100Ω .
Pentru toleran țe mici de ±2,5%, ±2% și ±1%, etc. sunt necesare trei cifre
semnificative, codul devenind:
• Rxyz, pentru R N < 1Ω ;
• xRyz, pentru R N = 1… 9,1 Ω;
• xyRz , pentru R N = 10…99,9Ω ;
• xyzR , pentru R N = 100…999 Ω.
• xyzm, pentru R N > 1000Ω.

Tabelul 1.3
Marcare 1R2 56R 681 913 1R62 26R7 1781 4873
RN[ Ω] 1,2 56 680 91·103 1,62 26,7 1780 487·103

¾ Cod alfanumeric – varianta 2. Pentru rezistoare SMD de dimensiune foarte mic ă
se utilizeaz ă un cod alfanumeric conform tabelelor 1.4 și 1.5

14 Tabelul 1.4

Cod Cod Cod Cod

Tabelul 1.5
Cod literal S R A B C D E F
Multiplicator 10-2 10-1 10 101 102 103 104 105

Codul se utilizeaz ă pentru toleran țe de ±0,1%, ±0,5%, ±1%. Aceast ă marcare, fa ță de
varianta anterioară (cod alfanumeric varianta 3) reduce marcarea cu un digit. Exemplu: 10C
înseamnă RN=12,4 kΩ .
Codul culorilor este prezentat în tabelul 1.6. Utilizând codul culorilor se poate marca
rezistența nominală , toleranț a, coeficientul de varia ție cu temperatura și uneori fiabilitatea.
Pentru marcarea rezisten ței nominale, în func ție de toleran ță sunt necesare dou ă sau trei cifre
semnificative. Toleran ța și coeficientul de varia ție cu temperatura pot fi marcate sau nemarcate.
Ordinea de citire a culorilor este de la cap ătul cel mai apropiat (figura 2.4 a și b) sau
ultima culoare este de aproximativ dou ă ori mai lat ă decât celelalte (figurile 2.4 c, d, e, f).

Fig. 1.5. Marcarea rezistoarelor în codul culorilor. 1 – prima cifr ă semnificativ ă; 2
– a doua cifr ă semnificativ ă; 3 – a treia cifr ă semnificativ ă;
m – multiplicator; t – toleran ța; α – coeficient de temperaturã; λ – fiabilitate.

15 Tabelul 1.6

Cifră
semnificativ ăCuloare Multiplicator

Toleranța rezistoarelor se poate marca:
• În procente:
Pentru toleran țe de ±20%, se marcheaz ă numai rezisten ța nominală cu trei inele colorate
(figura 2.4. a) ;
• Cu codul culorilor:
La rezistoare cu toleran ță de ±10% și ±5% (f ără marcarea coeficientului de varia ție cu
temperatura). În acest caz se marcheaz ă rezistența nominală (culorile C1, C2, m) și toleranța. De
exemplu, fiind marcate culorile ro șu (C1), galben (C2), maro (m) și auriu, rezultã R N = 24·10Ω
=240Ω cu toleran ța t = ±5%.
Marcarea din figura 2.4.c este utilizat ă pentru marcarea rezisten ței nominale și a
toleranței, toleran ța fiind mai micã decât ±2,5%. În acest caz apare ca necesarã a treia cifr ă
semnificativ ă C3. Coeficientul de varia ție cu temperatura, atunci câ nd este marcat este ultima
culoare.
• În cod literal conform tabelului 1.7.

Tabelul 1.7
Codul
literal L P W B C D F G H J K M
t [%] ±0,01 ±0,02 ±0,05 ±0,1 ±0,25 ±0,5 ±1 ±2 ±2,5 ±5 ±10 ±20

În cataloagele de sp ecialitate trebuie s ă se regăsească:
¾ Rezistența nominală , RN, fiind valoarea rezisten ței înscrisă pe rezistor.
¾ Domeniul de valori, fiind mul țimea valorilor nominale di sponibile sau realizabile
pentru un anumit tip.
¾ Toleranța, exprim ă procentual abaterea maxim ă admisibil ă a valorii reale de la
valoarea nominal ă (marcată pe corpul rezistorului):
[]% 100RR Rmax tn⋅−± =
¾ Puterea disipat ă nominală, Pn [W], puterea pe care o poate dezvolta un rezistor în
timpul func ționării la temperatura ambiant ă fără a-și modifica propriet ățile.
¾ Tensinea nominală limită, U nlim [V], tensiunea continu ă sau valoarea efectiv ă a
tensiunii alternative aplicat ă la bornele rezistorului:
N n n R P U =lim

16 ¾ Rezistența critică, valoarea maxim ă a rezisten ței căreia i se poate aplica tensiunea
nominală limită. Coeficientul de temperatură a rezisten ței, raportul dintre varia ția reală
a rezisten ței și variația de temperatur ă care a determinat aceast ă diferență:
TRR
RΔΔ
α= [ oK-1]
¾ Coeficientul de varia ție a rezisten ței sub acț iunea unui factor extern:
[]% 100RRK
0k ⋅ =Δ
De asemenea se mai pot prezenta: temperatura ambiant ă, domeniul nominal de
temperatură , rigiditatea dielectric ă, rezisten ța de izola ție, categoria climatic ă și precizia
rezistoarelor.

1.2.2. BOBINE

Bobina este componenta de circuit a c ărei principal parametru este inductan ța electric ă
[L]. În Sistemul Interna țional aceasta se m ăsoară în Henry [H].
Bobina este elementul la care curentul care str ăbate componenta și tensiunea la bornele
acesteia îndeplinesc rela ția:
dt) t ( diL ) t ( uL
L =
Realizarea unei bobine se face prin înf ășurarea unui fir conductor pe carcase având
diferite sec țiuni și proprietăți dielectrice foarte bune. Exist ă mai multe tipuri de bobinaje (într-un
singur strat, multistrat, piramidal, sec ționat, fagure) fiecare imprimând anumite caracteristici
bobinei.
Bobinajul poate fi realizat din fir de aluminiu sau cupru, monofilar sau multifilar (pentru
frecvențe mari). Pentru frecven ță ultraînalt ă (datorită efectului pelicular) se folosesc conductoare
de cupru argintat (curentul trecând prin pelicula de argint) sau conductoare de aluminiu (pentru
puteri mari).
Aluminiul prezint ă anumite dezavantaje fa ță de cupru, din cauza problemelor pe care le
ridică lipirea sa, respectiv rezistivitatea electric ă mai ridicat ă în compara ție cu cuprul care
impune m ărirea secț iunii conductoarelor conducând la solu ții constructive necorespunz ătoare.
Conductoarele pentru bobine pot avea secțiune circulară sau dreptunghiular ă (pătrată) și
pot fi izolate sau neizolate .
În curent alternativ bobina este caracterizată de reactan ța inductiv ă (X L) definită de
relația:
L XLω=
Cu ajutorul acesteia se poate defini factorul de calitate ca fiind:
RXQL
L=
Bobinele se clasific ă astfel:
• Bobine fixe (inductan ța constant ă pe timpul func ționării), cu reprezen tarea din figura
1.6.a. Dac ă sunt fără miez atunci sunt rea lizate pentru inductivit ăți mici.
• Bobine variabile (prin pozi ționarea unui miez magnetic), reprezentate ca în figura
1.6.b;
• Bobine fixe cu miez magnetic, figura 1.6.c. Miezurile magnetice ale bobinelor pot
avea diferite forme (bar ă, tor, oală si alte forme închise).
• Bobine fixe cu miez magnetic și întrefier, figura 1.6.d.

17
Pentru bobine, în catalog se prev ăd principalele caracteristici:
• Inductanța (L)
• Rezistența proprie (R L);
• Factorul de calitate (Q L) sau tangenta unghiului de pierderi (tg δ), reprezintă raportul
dintre puterea activ ă disipată în bobină și puterea reactiv ă;
• Capacitatea parazit ă a bobinei;
• Coeficientul de temperatur ă, caracterizeaz ă modificarea relativ ă a inductan ței sub
influența temperaturii;
• Puterea, tensiunea și curentul maxim admis pe ntru a nu produce transform ări
ireversibile în bobin ă;
• Domeniul de ajustare a inductivit ății.
La bobine pot ap ărea câmpuri electromagnetice exterioa re. Pentru aceasta este necesar ă
ecranarea . Aceasta se face prin ecranarea cu materiale feromagnetice pentru câmpuri
perturbatoare de joas ă frecvență și materiale bune conduc ătoare de electricitate pentru frecven țe
înalte.
Un tip special de bobine sunt variometrele , ansamblu de dou ă bobine (una fix ă și alta
mobilă cu acela și ax) fără miez, care asigur ă modificarea cuplajului magnetic (inductan ța
mutuală ) dintre ele. Se utilizeaz ă în circuitele de acord de ie șire ale emi țătoarelor radio si cele de
intrare ale radioreceptoarelor gonio.
Inductivitatea bobinei poate avea mai multe interpret ări:
1. Proprietate a unui circuit de a se opune varia ției curentului electric care îl parcurge.
Astfel inductivitatea bobinei este coeficientul de propor ționalitate între fluxul magnetic și
curentul electric:
) t ( i) t (Lφ= → AWbH=
2. Proprietatea bobinei de a acumula energie magnetic ă. La conectarea unei bobine la o
sursă electrică apare o tensiune electromotoare care se opune cre șterii curentului prin bobin ă.
Aceasta nu se realizeaz ă în totalitate, astfel c ă este necesar ă energie suplimentar ă pentru a
învinge opozi ția bobinei, exprimat ă cu relația:
2LIW2
L=
Inductivitatea bobinei este dependent ă de formă, dimensiuni și structură.
Exemplu:
1. Pentru o bobin ă fără miez, de lungime l, sec țiune S ș i număr de spire N, inductivitatea
bobinei este calculat ă cu relația: L L L L
a. b. d. c.
1.
2.
Fig.1.6: 1. Simbolurile bobinelor; 2. Simboluri tolerate: a. Bobin ă, inductan ță;
b. Bobină , inductan ță variabilă; c. Bobin ă, inductan ță cu miez magnetic;
d. Bobină , inductan ță cu miez magnetic și întrefier.

18 lSN 4 L⋅ ⋅ = π
2. Pentru o bobină amplasată pe un miez magnetic închis de sec țiune medie a miezului
magnetic, S m și D m:
mm 2
D 2SN L⋅⋅ ⋅ =πμ

Comportarea în frecven ță a bobinei

Schema echivalent ă a bobinei con ține o rezisten ță de pierderi în conductor R c, o
rezistență de pierderi în miez R m, o rezisten ță de izolație R iz și capacitatea parazit ă între dou ă
spire alăturate C. Astfel se poate ob ține un model cu parametri concentra ți ca în figura 1.7.
În cazul real, o bobin ă se reprezint ă prin schema serie sau paralel ca în figura 1.8.
Diagramele fazoriale ale celor dou ă metode de echivalare a bobinei arat ă faptul c ă
defazajul real între curentul prin bobin ă și tensiunea aplicat ă la borne nu este de 90
o. De
asemenea schemele pun în eviden ță unghiul de pierderi, pe baza c ăruia se calculeaz ă factorul de
pierderi (tg δ) sau factorul de calitate (Q):

U I
RI I U
jωLI
φ δ
Fig. 1.8. Schema echivalentă a bobinei cu diagramele fazoriale:
a. paralel; b. serie
U IL I IR
U/R
I U
U/(jωL)
δ φ
a. b. Rc L Rm
C
Riz 1 2
Fig. 1.7. Schema echivalentă cu parametri concentra ți a bobinei

19• Pentru schema paralel:
Q1
RLtg = =ωδ
• Pentru schema serie:
Q1
LRtg = =ωδ
Factorul de pierderi depinde de frecven ța curentului prin bobin ă, respectiv de pierderile
în conductor, în rezisten ța de izola ție sau prin histerezis.
În circuitele practice se utilizeaz ă schema echivalent ă serie, pentru care impedan ța
echivalentă serie se obț ine în urma aplic ării legii lui Ohm de forma:
Y1L j R ZS = + =ω
unde Y se nume ște admintan ță.
1.2.3. CONDENSATOARE
Condensatorul este un sistem de dou ă conductoare desp ărțite de un dielectric. Cele dou ă
conductoare se numesc arm ături. Condensatorul se caracterizeaz ă prin capacitate (C).
Atunci când se aplic ă o tensiune (diferen ță de poten țial) la bornele unui condensator,
acesta acumuleaz ă o sarcină electrică (Q) propor țională cu tensiunea aplicat ă, conform relaț iei:
U C Q⋅ =
Unitatea de m ăsură a capacit ății în Sistemul Internaț ional este faradul (F).
Din punct de vedere energetic un conde nsator de capacitate C înmagazineaz ă o energie a
câmpului electric dintre arm ături conform rela ției:
2CU21W=
Energia acumulat ă se măsoară în Joule (J).
Pentru un condensator cu dou ă armături cu suprafa ța S, cu distan ța d între ele și constanta
dielectricului ε, capacitatea se poate calcula cu rela ția:
dSC⋅=ε
Condensatoarele pot fi clasificate:
¾ În funcție de natura dielectricului utilizat în condensatoare:
• cu mică ,
• cu hârtie;
• cu pelicule plastice;
• electrolitice.
Există un alt tip de condensatoare, ceramice, care se realizeaz ă din materiale ceramice cu
polarizare spontan ă sau temporar ă.
¾ Din punct de vedere constructiv:
• fixe;
• variabile;
• semireglabile;
• de trecere.
Principalele caracteri stici electrice ale condensatoarelor sunt:
• Capacitatea nominal ă (C n) și toleranța acesteia, specificate la o anumit ă frecvență (50,
800 sau 1000 Hz);
• Tensiunea nominal ă (U n) care reprezint ă valoarea maxim ă a tensiunii continue sau a
tensiunii efective care nu produce str ăpungerea condensatorului în func ționare
îndelungat ă;

20

• Rezistența de izola ție (R iz), care reprezintă valoarea raportului tensiune-curent
continuu la un minut dupa aplicarea tensiunii;
• Tangenta unghiului de pi erderi, care reprezint ă raportul dintre puterea activ ă și cea
reactivă, măsurate la aceea și frecvență la care a fost m ăsurată capacitatea nominal ă;
• Toleranța, reprezint ă abaterea relativ ă maximă a capacit ății de la valoarea nominal ă.
La fel ca la rezistoare valorile nominale su nt cuprinse în seriil e de valori în func ție de
toleranța condensatorului. Pentru capacit ăți mari (condensatoare electrolitice) se pot
fabrica și în afara seriilor. La acest tip de condensatoare toleran țele sunt în general
nesimetrice. Ex. –20%…+80% ;
• Coeficientul de varia ție cu temperatura [K-1]
dTdC
C⋅ =1α
Alături de parametri enumera ți mai sus, exist ă și alți parametri, dar nu la fel de
importanți. Condensatoarele variabile mai au urm ătorii parametri:
• Capacitatea minim ă (C min);
• Legea de varia ție a capacit ății dată de funcția:
C = f(C min, Cmax, φ),
unde φ este unghiul de rota ție, variabil între 0 si φ max.
Astfel, legile de varia ție a capacit ății pot fi: legi liniare, exponen țiale etc.
Comportarea condensatoarelor în c.a.
În cazul ideal, un condensator este reprezenta t prin capacitatea condensatorului. În caz
real schema echivalent ă a lui este format ă dintr-o capacitate și o rezistivitate, ca în figura 1.10.
Pentru condensatoarele elec trolitice schema echivalent ă se complică datorit ă electrolitului.
Impendan ța echivalent ă a circuitului (cu R și C rezisten ța și capacitatea serie a
condensatorului) este:
C j1R Zsω+ =
Există o valoare a frecven ței, numită frecvență de rezonanță ωr, care dacă este dep ășită,
condensatorul real î și pierde caracterul de condensator. Al ături de rezistoare, condensatoarele
sunt cele mai folosite componente. Defecte la condensatoare apar numai în cazul folosirii
incorecte a acestora.
Cele mai frecvente defecte ale condensatoarelor constau în mic șorarea rezisten ței de
izolație, pierderea capacit ății condensatorului, ruperea terminalelor, iar în cazul condensatoarelor
ceramice, spargerea acestora.

a b c d e f g
Fig. 1.9. Reprezentarea condensatoa relor: a. fixe; b. variabile;
c. semireglabile; d. f. g. electrolitce; e. de trecere.

21

În cazul condensatoarelor electrolitice, sc ăderea capacit ății se poate remedia printr-un
procedeu numit
reformare . Acesta const ă în menținerea o perioad ă de timp a condensatorului la
tensiunea nominal ă. Această menținere favorizeaz ă refacerea stra tului de oxid.

Marcarea condensatoarelor
Valoarea condensatoarelor se poate marca în urm ătoarele moduri:
¾ Marcarea în clar. Este exemplificată în tabelul urm ător:

Tabelul 1.8
Marcare 220pF 100nF 3,3 μF
Cn [F] 22·10-11 10-7 3,3·10-6

¾ Codul alfanumeric utilizat pentru marcarea capacit ății nominale este prezentat în
tabelul 1.9; în locul virgulei se utilizeazã simbolurile literale p, n, µ. În unele țări p
este înlocuit cu U, n cu T sau K, µ cu M. Exemplificare se face în tabelul 1.8.

Tabelul 1.9
Marcare 3p3 100p 4n7 1M 2M2
Cn 3,3pF 100pF 4,7nF 1µF 2,2µF

¾ Codul numeric pentru marcarea capacit ății nominale este format din trei cifre.
Primele dou ă cifre reprezintă cifrele semnificative a capacit ății, iar a treia cifră este
factorul de multiplicare. Un exemplu este prezentat în tabelul 1.10.

Tabelul 1.10
Factor de
multiplicare 1 10 102 103 104
Cod 9(R) 1 2 3 4
Marcare 109 221 102 223 474
Cn 10pF 220pF 1nF 22nF 470nF
U I
Ir
U I
I/(jωC)
δ φ
Fig. 1.10. Schema echivalentă a condensatorului și diagrama fazorială :
a. serie; b. paralel.
IC
Ir I
U
U Ir I
φ δ
a. b.

22
¾ Codul culorilor. Capacitatea nominal ă este marcată cu trei culori, pentru seriile de
valori nominale E6, E12 și E24 și cu patru culori pentru se riile E48, E96, E192, etc.
Culorile sunt inscrip ționate pe corpul condensatorului sub form ă de inele, linii sau
puncte. Codul culorilor este prezentat în tabelul 1.11, iar semnifica ția este după cum
urmează :
• a – coeficientul de varia ție cu temperatura;
• b – prima cifr ă semnificativ ă a capacit ății nominale;
• c – a doua cifr ă semnificativ ă a capacit ății nominale;
• d – factorul de multiplicare;
• e -toleran ța (de fabrica ție);
• f – tensiunea nominal ă;
• h – terminalul conectat la arm ătura exterioar ă;
• j – a treia cifr ă semnificativ ă a capacit ății nominale;
• k – gama temperaturilor de lucru, folosit ă numai la condensatoarele cu mic ă: negru
pentru [-5,100]°C, ro șu pentru [-55, -180]°C și galben pentru [-55, 125]°C;
• m – clasa condensatorului, specific ă fiecărei firme.
Deși prezentarea este f ăcută pentru 10 inele, pe corpul condensatoarelor se vor g ăsi, de
cele mai multe ori, 5, 4 sau 3 inele. Reprezentarea este dat ă în figura 1.11.

În tabelul 1.11. se utilizeaz ă următoarele notaț ii:
CC – condensatoare ceramice monostrat;
CM – condensatoare cu mic ă;
CH – condensatoare cu hârtie;
CP – condensatoare cu poliester; CS – condensatoare cu stiroflex (polistiren); CTa – condesatoare elect rolitice cu Tantal.

Toleranța poate fi marcat ă :
• în clar,
• codul culorilor,
• cod literal.
a
b c d
e

b c d
e

b c d

Fig. 1.11. Marcarea condensato arelor în codul culorilor

23

La marcarea în clar a toleraț ei
se inscrip ționează pe corpul condens atorului cifrele
toleranței, cu sau f ără simbolul %. La condensatoa rele cu capacitatea nominal ă C n < 10pF,
toleranța este dată în pF.
Marcarea în codul culorilor este conform tabelului 1.11 și figurii 1.11.
Marcarea în cod literal a toleran ței este conform tabelului 1.12.

Linii Tabelul 1.11.
Cifre
semnifi-
cative Factor de
multiplicare Toleranț a Coef.
tempe-
ratură Tensiune
nominală (V)
Tabelul 1.12. Partea a doua Tabelul 1.12. Partea întâi
Cn
Cn Toleranța Cod
Cn Cn Toleranța Cod

24 1.3. COMPONENTE ACTIVE

Componentele active sunt cele care contribuie la m ărirea puterii se mnalului (adică a
mărimii fizice care poart ă informa ție, fără a altera informa ția). Mărirea puterii semnalului se face
pe seama puterii absorbite de la sursa de al imentare. Din categoria componentelor active fac
parte atât tuburile cu vid cât și dispozitivele semiconductoare.

1.3.1. TUBURI ELECTRONICE

Tuburile electronice sunt co mponenete de circuit a c ăror funcționare se bazeaz ă pe fluxul
de electroni. Acesta este produs de un elec trod special numit catod.
Fenomenul de „generare" a electronilor de c ătre catod poart ă numele de emisie
electronic ă. Emisia electronic ă, poate fi:
• emisia termoelectronic ă – se realizeaz ă prin înc ălzirea catodului metalic la o
temperatura suficient de mare, astfel încât, energia cinetic ă a electronilor liberi s ă fie
suficientă pentru ca o parte dintre ace știa să părăseasca definitiv catodul;
• emisia prin câmp elect ric puternic – se ob ține ca urmare a aplic ării unui câmp electric
tubului;
• emisia secundară – înseamn ă smulgerea unui num ăr de electroni din catod și din alți
electrozi ca urmare a bombard ării acestora cu particule sau a excit ării lor cu radia ții
electromagnetice;
• emisia fotoelectronic ă, etc.
Emisia electronic ă se produce în vid. Nu se poate utiliza emisia electronic ă în aer
deoarece electronii emi și nu pot parcurge distan țele corespunz ătoare. De asemenea, în cazul
tuburilor electronice trebuie s ă se ț ină cont de temperaturile mari care sunt necesare pentru
obținerea unei emisii electronice corespunz ătoare, care accelereaz ă reacț ia metalelor de a se
transforma în oxizi în prezen ța aerului.
Dintre tuburile electronice, în acest capitol se prezint ă:

1.3.1.1. Dioda cu vid (kenetronul)
Este un dispozitiv electronic nelin iar cu doi electrozi: anod (A) și catod (K), introdu și
într-un balon vidat. Semnul conven țional este prezentat în figura 1.12.
Fenomenele fizice care au loc în func ționarea diodei se eviden țiază ca fenomene de baz ă
și pentru restul tuburilor conven ționale.

A
K IA
UA Limitare
prin
sarcină
spațială Limitare
prin
energie
Fig. 1.12. Dioda cu vid: a. Semnul convenț ional;
b. Caracteristica static ă. a. b.

25Presupunem c ă se alimenteaz ă anodul, în timp ce catodul este nealimentat. Prin
alimentarea cu tensiune a catodului se produce o emisie termoelectric ă. Catodul înc ălzit va emite
electroni care îl vor înconjura sub forma unui nor de sarcină spaț ială negativă. Față de norul de
sarcină spațială negativă, catodul se încarc ă pozitiv.
Starea de echilibru const ă în menținerea în preajma catodului (la o anumit ă temperatur ă a
catodului) a norului de sarcin ă spațială (existen ța unei for țe coulombiene care atrage norul spre
catod). Starea de echilibru se me ține atât timp cât anodul nu este conectat la o surs ă de tensiune.
Dacă potențialul anodului în raport cu catodul este negativ, el ectronii din sarcina spa țială sunt
respinși de către anod și se vor aduna cu densitat e mare în jurul catodului.
Dacă anodul va avea un poten țial pozitiv față de catod, electron ii din sarcina spa țială sunt
atrași de anod și intră în circuitul exterior anod-catod, dând naștere unui curent anodic. Num ărul
de electroni care str ăbat spațiul dintre electrozi în unitat ea de timp depinde de diferen ța de
potențial dintre anod și catod.
Funcționarea diodei cu vi d este caracterizat ă de două mărim i:
• Tensiunea anodic ă – tensiunea anod-catod (U A);
• Curentul anodic – curentul din circuitul exterior tubului (I A).
Dependen ța între aceste dou ă mărimi se nume ște „legea 3/2” având expresia analitic ă (în
funcționare ideal ă) de forma:
2 / 3
A A U K I⋅ =
K – se nume ște pervean ță, având valoarea dependet ă de geometria electrozilor.
Caracteristica static ă ideală a diodei cu vid este prezentată în figura 1.13. La valori diferite de
încălzire se ob țin valori diferite ale tensiunii, respectiv caracteristici diferite.

În vecinătatea originii varia ția curentului anodic respect ă o lege exponenț ială și nu legea
3/2. La o anumit ă tensiune anodică, apare limitarea prin emisie, astfel curentul anodic
corespunde valorii curentului de emisie, care are o valoare limitată pentru o temperatur ă de
încălzire dat ă. Zona caracteristicii aproximativ orizontal ă, care se abate total de la legea 3/2, se
numește
zonă de satura ție. Chiar și în zona de satura ție, curentul creșt e u s o r c u c r e șterea
tensiunii anodice datorită intensific ării câmpului electric între cei doi electrozi, favorizându-se
apariția unei emisii prin câmp electric (efect Schottky).
Dioda cu vid se utilizeaz ă în scheme de redresare, limitare, detec ție. Diodele prezint ă
anumite propriet ăți, a căror apreciere se face pe baza parametrilor și valorilor caracteristice.
Parametrii diodei rezult ă din legea real ă de varia ție a curentului anodic în raport cu tensiunea
anodică : IA
UA I0 UF1 UF2
Fig. 1.13. Caracteristica tensiune-
curent (U F2 > U F1). Fig.1.14. Caracteristica invers ă
tensiune-curent. Uinv
Iinv 0 Ustr

26 • parametri diferen țiali specifici fiec ărui punct de pe caracteristica I A = f(U A), numiți și
parametri statici ;
• parametri diferenț iali medii , care indic ă propriet ățile globale ale diodei și nu pe cele
punctuale, numi ți și parametri de curent continuu .
Dintre parametrii se amintesc:
• Rezistenta interna R i, – raportul dintre varia ția tensiunii anodice și varia ția
corespunz ătoare a curentului anodic;
• Puterea de disipaț ie anodic ă – puterea rezultat ă din cedarea energiei cinetice de c ătre
electronii ajun și la anod care se transform ă în energie caloric ă și puterea provenit ă din
căldura filamentului sau catodului și radiată de acesta.
• Curentul invers (I inv).
Legea curentului anodic corespunde regimului direct de func ționare a diodei (unei
tensiuni cu plusul pe anod și minusul pe catod). Exist ă însă un regim invers de
funcționare cu plusul la catod și minusul la anod, situa ție intâlnit ă când dioda
îndeplinește func ția de redresare, în cazul alternan ței negative a tensiunii. Acest regim
este caracterizat prin aceea c ă tensiunea aplicat ă între anod si catod întrerupe
conducția în tub. Aceasta înseamn ă apariția unei rezistenț e interne numit ă rezistența
inversă, R inv de ordinul zecilor de M Ω. În consecin ță există un curent invers Iinv,
(foarte mic). Pe m ăsură ce tensiunea inversă Uinv crește, rezisten ța inversă scade.
Crescând tensiunea invers ă, la atingerea tensiunii de str ăpungere a spațiului anod-
catod curentul invers prin diod ă crește foarte mult, ceea ce produce distrugerea
tubului.

1.3.1.2. Trioda
Trioda este un tub electronic în care exist ă un al treilea electrod, gr ila, plasat între anod și
catod. Rolul grilei este unul de comand ă. In figura 1.15. este prezentat simbolul triodei.

Spre deosebire de dioda cu vid, la triode se pot pune în eviden ță două circuite:
• Circuitul anodic – între anod și catod (caracterizat de tensiunea U A);
• Circutul de gril ă – între gril ă și catod (caracterizat de tensiunea de gril ă U G. Când
această tensiune este pozitiv ă, o parte din electronii din sarcina spa țială sunt atra și de
grilă, deci apare un curent de gril ă IG).
Grila, prin potenț ialul ei, controleaz ă circulația electronilor în tub.
Există următoarele situa ții:
1. U G > 0. În acest caz electronii sunt accelera ți spre anod într-o m ăsura mai mare, deci
curentul anodic crește.
2. U G = 0. Atragerea electronilor din sarcina spa țiala de către grilă dispare. Curentul de
grilă IG continuă să existe datorit ă captării de către grilă a electronilor emi și cu energie cinetic ă
ridicată și a celor proveni ți din respingerile de electroni care au loc în norul sarcinii spa țiale. A
K G
Fig. 1.15. Semnul conven țional
al triodei. Fig. 1.16. Circuitele triodei. A
K G
UA IA
IG
UG
IC

273. U G < 0. Grila are rol de frân ă față de electronii din sarcina spa țială, precum și față de
cei emiși de catod, respingându-i înapoi c ătre catod.
Trioda este asociat ă cu proprietatea de amplifi care (produce o tensiune anodic ă de
valoare mare pentru tensiuni de gril ă reduse). Aceasta duce la concluzia c ă trioda poate fi
considerat ă atât amplificator de putere cât și de tensiune.
Câmpul electric în triod ă este influen țat mai puternic de poten țialul grilei decât de cel
anodic.
Se define ște „efectul de ecranar e” al anodului de către gril ă. Acesta se caracterizeaz ă prin
factorul de p ătrundere D, al grilei (o tensiune U A aplicată între anod și catod produce în tub
același efect ca și o tensiune DU A aplicată între gril ă și catod). Inversul factorului de pătrundere
se numește factor de amplificare în tensiune , μ.
D1=μ
Curentul total din tub este:
A G CI I I+ =
Legea de varia ție a curentului este:
()2 / 3
A G C DU U K I+ =
Dacă tensiunea de gril ă este negativ ă, se poate aproxima I G ≈ 0. Legea devine:
()2 / 3
A G A DU U K I+ =
pentru care K este pervean ța triodei, dependent ă de forma și dimensiunile electrozilor.
Pentru triod ă se pot determina urm ătoarele caracteristici:
• caracteristica anodic ă sau de ie șire ct U A AG) U ( f I==
• caracteristica de transfer ct U G AA) U ( f I==
• caracteristica de intrare ct U G GA) U ( f I==
• caracteristica de reac ție ct U A GG) U ( f I==

Proprietățile triodelor se apreciaz ă prin valorile parametrilor lor.
Plecând de la func ția I
A = f(V G, VA) se pot defini urm ătorii parametri:
• Panta (statică) triodei, denumit ă conductața mutuală sau transconductan ța – variația
curentului anodic raportată la variaț ia corespunz ătoare a tensiunii de gril ă în jurul unui
punct de func ționare M, la tensiune anodic ă constant ă. IA(mA)
UG(V)=+8V
UA(V)+4V
0V
-8V -4V
200 100 300
Fig. 1.17. Carcteristica static ă de ieșire. IA(mA)
UA(V)=400
UG(V)300
100 200
-8V -6V -2V -4V
Fig. 1.18. Caracteristica static ă de transfer.

28 • Factorul de amplificare (static) – raportul dintre varia ția tensiunii anodice și variația
corespunz ătoare a tensiunii de gril ă în jurul unui punct de func ționare M, men ținând
curentul anodic constant.
• Rezistența internă (statică) – raportul dintre varia ția tensiunii anodice și variația
corespunz ătoare a tensiunii de grilă în jurul punctului M, men ținând constant ă
tensiunea de gril ă.

Clasificarea triodelor
1. În funcț ie de valorile factorului de amplificare static:
• triode de mică amplificare, cu μ < 20;
• triode de amplificare medie, cu μ = 30 ÷ 60;
• triode de amplificare mare, cu μ > 60, dar nu mai mare de aproximativ 100.
2. În raport cu rezisten ța internă:
• triode de putere, cu R i < 2 k Ω;
• triode amplificatoare de tensiune, cu R i = 2 ÷ 5 kΩ;
• triode amplificatoare de tensiune, cu R i = 5 ÷ 50 k Ω.

1.3.1.3. Tetroda
Tetroda este tubul cu patru electrozi, dintre care dou ă grile aflate între anod și catod.
Acestea se numesc: grilă de comand ă (grila ) și grilă ecran (ecranul ).
Ecranul reduce distan ța dintre cei doi electrozi. Grila ecran se face cu atât mai deas ă, cu
cât ecranarea trebuie s ă fie mai complet ă.
Tensiunea (continu ă și pozitivă) care se aplic ă între ecran și catod se nume ște tensiune de
ecran , și în general este mai mic ă sau cel mult egală cu tensiunea anodic ă. O parte din electronii
plecați de la catod sunt atra și de ecran, formându-se un curent de ecran (de câteva ori mai mic
decât curentul anodic).

Fig. 1.19. Semnul conven
țional
al tetrodei. A
K G E
Fig. 1.20. Circuitele tetrodei.
UE UA IA
IG
UG A
K G E
IC
Fig. 1.21. Tetroda cu fascicul
dirijat. A
K G E
Fig. 1.22. Semnul conven țional
al pentodei. A
K G E S

29Un caz particular al tetrodei este tetroda cu fascicul dirijat . Proprietatea acesteia const ă
în înlăturarea efectului deranjant dintre ecran și anod (el dispare și dacă distanța dintre ecran și
anod este de 8-10 ori mai mare decât distan ța dintre catod și ecran). Pentru a m ări densitatea de
sarcină în spațiul ecran-anod, electronii care circul ă de la catod la anod sunt dirija ți în fascicule
înguste, de unde și denumirea tubului.
Pentru a realiza concentrarea electronilor în fascicule ș i pentru ca ace știa să nu treac ă
spre pantele marginale ale a nodului, tubul se prevede cu dou ă plăci de deflexie, diametral opuse,
situate în spaț iul dintre anod și catod (figura 1.21). Plăcile au acela și potențial cu catodul.
1.3.1.4. Pentoda
Este un tub electronic cu 5 electrozi. În plus fa ță de tetrod ă, se introduce un electrod
numit gril ă de oprire (supresare), cu rol de a opri sc himbul de electroni secundari între anod și
ecran.
Supresorul poate fi polarizat:
• negativ în raport cu catodul;
• la același potențial cu el.
Polarizarea se face astfel încâ t electronii de emisie secundar ă anodică s ă fie respin și de
câmpul de frânare dintre anod și supresor și întorși spre anod. Prin urmare curentul anodic nu
mai scade, iar curentul de ecran nu mai cre ște.
Pentoda se utilizeaz ă în circuitele de amplificare.
1.3.1.5. Tuburi schimb ătoare de frecven ță
Au rolul de a schimba frecven ța unui semnal. Acest fenomen de schimbare de frecven ță
este folosit într-o serie de echipamente radioelectronice (receptoare superheterodin ă).
Există două tipuri de schimbatoare a frecven ței:
• multiplicativ;
• aditiv.

1. Schimb ător multiplicativ
Semnalul util v s de frecven ță fs (la care se dore ște schimbarea frecven ței) se aplic ă
schimbătorului de frecven ță pe un electrod, iar semnalul auxiliar v a de frecven ță fa, provenind de
la un oscilator local pe alt electrod. Tubul schimb ător de frecven ță este polarizat astfel încât s ă
funcționeze neliniar. La ie șirea din schimb ător se ob ține un semnal v i cu frecven ța fi (frecvență
intermediar ă, mai mic ă decât frecven ța fs). Acest dispozitiv se folosește la frecven țe obișnuite.
Pentru func ția de schimbare de frecven ță se utilizeaz ă pentodele, dar f ără rezultate foarte
bune. De aceea, s-au construit tuburi electronice speciale multigril ă (hexoda, heptoda, octoda).
2. Schimb ător aditiv
Semnalul v s și semnalul v a se aplică la acela și electrod al tubului. Schimbarea de
frecvență aditivă poate fi realizat ă cu triode sau pentode la care ambele semnale v s și v a se aplică
pe grila de comand ă. Acest tip de schimbare de frecven ță se folose ște în domeniul frecven țelor
ultraînalte. Schimbător de
frecvență
va (fa) vi (fi) vs (fs)
Fig. 1.23. Schema bloc a schimb ătorului
de frecven ță.

30 2. NOȚI UNI DE FIZICA
SEMICONDUCTORILOR

Semiconductorii sunt materiale cu propriet ăți plasate între propriet ățile izolatorilor și cele
ale conductorilor. De și tuburile electronice sunt de foart ă multă vreme utilizate, în ultimul timp
cele mai des întâlnite dispozitiv e sunt diodele semiconductoare și tranzistoarele , cunoscute în
sens larg sub denumirea de dispozitive semiconductoare.
Dispozitivele semiconductoare func ționează pe principiul mi șcării electronilor în
interiorul cristalului descris ă de legile mecanicii cuantice.
Deoarece tehnica semiconductorilor se dezvolt ă rapid și se pare c ă nu exist ă limite în în
această direcție, se dezvolt ă propor țional și dispozitivele care au la baz ă materiale
semiconductoare cu propriet ăți ca: eficien ță, caracter compact și adaptabilitate. Dezvoltarea
tehnicii semiconductorilor a însemnat apari ția, pe baza structurii diodelor semiconductoare, de
noi dispozitive ca diodele Zener, fotodiodele, tranzistoarele cu efect de câmp, ajungându-se la
circuitele integrate, la rândul lor cu form ă din ce în ce mai miniaturizat ă. Circuitul integrat este o
bucată de material semiconductor cu posibilitatea de a realiza func țiile unui întreg circuit
electronic.
Începutul dispozitivelor semiconductoare se poate considera a fi în anii 1800, când M.
Faraday a descoperit coeficientul de temperatur ă negativ al sulfurii de argint. Aceasta înseamn ă
că rezisten ța la trecerea curentului electric scade cu cre șterea temperaturii. În opoziț ie există
termenul de coeficient de temperatur ă pozitiv, acesta, în cazul materialelor conductoare. Câ țiva
ani mai târziu s-au descoperit propriet ățile de redresare (Munk Rose nshold) ale materialelor
semiconductoare, proprietăț i redescoperite câ țiva ani mai târziu de F. Braun. Urm ătoarea
descoperire a fost proprietatea pelicular ă a seleniului (sensibilitatea la lumin ă – rezisten ța scade
odată cu creșterea intensităț ii luminii).
Această desoperire i-a permis lu i Alexander Graham Bell s ă inventeze „telefonul
fotografic” (convertirea varia ției luminii în sunet), predecesorul receptorului radio.
Alături de seleniu, siliciul s-a dovedit un al doilea ma terial semiconductor, considerat a fi
cel mai stabil. De asemenea, germaniul (desc operit de Carl Beredicks) este materialul
semiconductor utilizat în electronica de mic ă putere și aplica țiile ei la frecven țe joase.
Deși descoperite, materialele semic onductoare nu au fost utilizate pân ă în timpul celui
de-al doilea r ăzboi mondial, când a fost necesar un dispozitiv care s ă lucreze la frecven țele ultra-
înalte ale radarului (tuburile electronice puteau s ă amplifice, s ă redreseze dar nu lucrau la
frecvențe ultra-înalte). Utilizarea dispozitivelor semiconductoare a luat amploare odat ă cu
descoperirea func ției de amplificare a semnalului (realizată de tranzistor).
Descoperirile au continu
at prin realizarea di odei Zener (Carl Zener), a diodei tunel (Leo
Esaki) și mai târziu a circuitelor integrate.
Dezavantajele dispozit ivelor semiconductoare constau în dependen ța propriet ăților lor de
temperatur ă, umiditate și iradiere mai mult decât propriet ățile tuburilor.
Pentru a în țelege funcț ionarea dispozitivelor semiconductoare este necesar s ă se cunoască
structura și natura materialelor semiconductoare. Dup ă cum se știe universul se împarte în
materie și energie .
Materia este ceea ce ocup ă spațiu și are o greutate. Materia se poate împ ărți în trei forme
de existen ță: solid, lichid și gaz. Când vorbim de materie ne referim la un element chimic sau la
o combinaț ie de elemente. În studiu, se consider ă ca bază atomul. Este cea mai mic ă particulă
care păstrează propriet ățile originale. Un atom se compune din electroni, protoni și neutroni.
Numărul și aranjamentul electronilor și protonilor fac diferen ța dintre diferitele elemente
chimice. Electronii sunt purtă torii de sarcini electrice negativ e, în timp ce protonii sunt purt ători
de sarcini pozitive. Calea pe care merge electronul se nume ște orbită. Pentru a extrage electronul
este necesar ă o cantitate de energie (niv el energetic). Pentru a men ține electronul pe orbita sa

31este necesar un echilibru energetic (s ă nu se piardă și să nu se câ știge energie). Pentru o
clasificare a materialelor se ține seama de nivelele energetice. Astfel materialele se împart în:
• Izolatoare;
• Semiconductoare;
• Conductoare.

Activitatea unui atom este determinat ă de num ărul de electroni din înveli șul de valență .
Dacă înveliș ul de valen ță este complet, atomul este stabil și nu are tendinț e de combinare cu al ți
atomi. Un atom este stabil dac ă are pe înveli șul de valen ță 8 electroni (atomi inactivi). Dac ă este
necesar un anumit num ăr de electroni pentru a completa înveli șul de valen ță, activitatea atomului
crește (este cazul siliciului și germaniului).

Fig. 2.1. Diagrama nivelelor energetice pentru: a. izolator;
b. semiconductor; c. conductor. Bandă interzisă Bandă de conduc ție
(permisă)
Bandă de
valență Energia
electronului
Bandă interzisă Bandă de conduc ție
(permisă)
Bandă de
valență Energia
electronului
Bandă de conduc ție
(permisă)
Bandă de
valență Energia
electronului
c. b. a.
In
Fig. 2.2. Tipuri de semiconductoare: a. intrinseci ; b. extrinseci tip P; c. extrinseci tip N. a.
c. b.

32 Pentru descrierea fenomene lor macroscopice de conduc ție s-au realizat modele care
folosesc particule fictive.
Mișcarea acestor particule este caracterizat ă astfel:
• mișcarea electronului din banda de conduc ție este descris ă de o particul ă fictivă,
numită tot electron, cu aceea și sarcină ca și particula real ă (-q);
• mișcarea electronului din banda de valen ță care se desprinde dintr-o leg ătură covalent ă
spre a ocupa un loc liber din alt ă legătură covalent ă ruptă, este descrisă de o alt ă
particulă fictivă, numită „gol”, cu sarcin ă electrică egală cu cea a electronului dar de
sens opus „+ q”.
În concluzie, în semiconductoare conduc ția curentului electric este asigurat ă de două
tipuri de purt ători de sarcin ă mobili, electroni și goluri .
Electronii de conduc ție și golurile apar în perechi, proces numit generare de perechi
electron-gol . Concentra ția [cm-3] electronilor se noteaz ă cu n, iar a goluri lor cu p. În condi ții de
echilibru termic, concentra țiile n 0 și p 0, la semiconductorul f ără impurități, sunt egale. Valoarea
lor comun ă se noteaz ă cu n i și se numește concentra ție intrinsec ă de purtători.
Realizarea dispozitivelor el ectronice semiconductoare impune ob ținerea unor
semiconductoare extrinseci (figura 2.2):
• Cu exces de electroni (n > p), numit semiconductor de tip N (folosesc impuritati
pentavalente, numite impurit ăți donoare). Un atom de impu ritate donoare substituie un
atom de semiconductor din re țea. Patru dintre electronii de valen ță formează legăturile
covalente cu atomii vecini, iar al cincilea este slab legat. A cesta la temperatura
ambiantă primește suficient ă energie pentru a se despri nde de atomul donor devenind
electron de conducț ie. Electronii de conduc ție sunt purtători de sarcin ă (negativă)
majoritari , iar golurile sunt purtători de sarcin ă (pozitivă) minoritari .
• Cu exces de goluri (p > n), numit semiconductor de tip P (folosesc impuritati
trivalente, impurit ăți acceptoare). Atomul de impuritate trivalent ă satisface trei din
cele patru leg ături covalente cu atomii vecini. Leg ătura rămasă liberă se poate
completa cu un electron dintr-o leg ătură covalent ă vecină, lăsând în urma sa un gol.
Golurile sunt purtători de sarcin ă (pozitivă ) majoritari și electronii de conduc ție sunt
purtători de sarcin ă (negativă) minoritari.
2.1. JONCȚIUNEA PN
Dacă la un material semiconductor de tip N se alipe ște un material semiconductor de tip
P se obține un dispozitiv numit joncțiunea pn . Suprafața unde regiunea tip P se întâlne ște cu
regiunea tip N se nume ște joncțiune. Acest dispozitiv este cunoscut în practic ă ca dioda
redresoare.
Deoarece, dioda permite trecerea curentului electric într-un singur sens, ea este utilizat ă
în redresarea curentului alte rnativ în curent continuu.
Reprezentarea diodei este dat ă în figura 2.3. Dioda are dou ă terminale: anodul (A,
material de tip P) și catodul (K, material de tip N).

Pentru a în țelege funcț ionarea jonc țiunii pn trebuie s ă se studieze trecerea curentului prin
cele două tipuri de material.
a.
b.
Fig. 2.3. Simbolul graf ic al diodei cu jonc țiune pn.

33Pentru semiconductorul de tip N, prin aplica rea unei tensiuni la capete, electronii vor
avea direc ția indicată în figura 2.4. Poten țialul pozitiv va atrage electronii liberi. Electronii vor
părăsi cristalul și vor ajunge la terminalul pozitiv al sursei. În timp ce un electron p ărăsește
cristalul, un alt electron (de la terminalul ne gativ al sursei) va in tra în cristal, dând naștere unei
căi de curent. Purt ătorii majoritari în regiunea de tip N (electroni) sunt respin și de terminalul
negativ și atrași de terminalul pozitiv al sursei.

Pentru semiconductorul de tip P, purt ătorii majoritari (golurile) sunt respin și de
terminalul pozitiv al sursei și împinși spre terminalul negativ. Electronii din circuitul extern
întâlnesc, în apropierea terminalului negativ al materialului, golurile din vecin ătatea acestui
terminal, formând leg ături covalente. În apropierea termin alului pozitiv electronii sunt desprin și
din legă turile covalente, formând noi goluri. Procesul continu ă cât timp exist ă curent de goluri.
În materialul de tip N electronii sunt în exces, dar pentru fiecare exist ă un atom cu sarcin ă
pozitivă care să-l compenseze din punct de vedere elec tric. Din acest motiv regiunea de tip N
este neutr ă din punct de vedere electric. Asem ănător, în cazul materialului de tip P golurile care
sunt în exces se combin ă cu electronii, regiunea P devenind de asemenea neutr ă.
Mișcarea particulelor în cele dou ă regiuni poate fi descris ă prin dou ă fenomene:
• Generarea :
¾ fenomenul de trecere a unui electron al reț elei cristaline în banda de conducț ie –
duce la generarea de el ectroni de conductie;
¾ părăsirea benzii de valen ță – generarea de goluri.
• Recombinarea :
¾ procesul prin care un electron al re țelei cristaline p ărăsește banda de conduc ție –
dispare un electron de conduc ție;
¾ trecerea în banda de valen ță – dispare un gol.
Dacă printr-un proces unim cele dou ă regiuni, electronii din regiunea N difuzeaz ă spre
regiunea P (unde se întâln esc cu golurile din aceast ă regiune). Limita de demarca ție dintre cele
două regiuni se nume ște joncțiune metalurgic ă de interfa ță.
Pierderea de electroni din regiunea N și de goluri din regiunea P creeaz ă ioni pozitivi în
regiunea N și ioni negativi în regiunea P. Ace ști ioni sunt fic și și sunt plasa ți în apropierea limitei
de demarcaț ie. Prin formarea a două tipuri de sarcini se pr oduce un câmp electrostatic
(reprezentat sub forma unei baterii), figura 2.5. Difuzia electronilor și golurilor continu ă până
când amplitudinea câmpului electrostatic cre ște suficient de mult, astfel încât electronii și
golurile nu mai au energie pentru a-l dep ăși. În acest moment se stabile ște punctul de echilibru.
Din acest motiv câmpul electrostatic se nume ște barieră de poten țial.

– +electroni
goluri
a. b. – +electroni
goluri
Fig. 2.4. Sensul curentului prin: a. material tip N; b. material tip P.

34
Formarea de ioni pozitivi și negativi nu afecteaz ă existența golurilor și electronilor din cele dou ă
regiuni. Dac ă se aplică o tensiune extern ă joncț iunii pn atunci înseamn ă că putem discuta despre
polarizarea diodei. Aceasta poate fi:
• Directă;
• Inversă.
2.1.1. TIPURI DE POLARIZARE A JONC ȚIUNII PN
2.1.1.1. Polarizarea direct ă
Se consider ă o joncțiune la care se aplic ă o tensiune care se opune câmpului electrostatic,
care va reduce bariera de potenț ial și va mări curentul prin barieră. Figura 2.6 prezint ă
polarizarea direct ă.
Potențialul pozitiv aplicat pe regiunea P va for ța golurile spre ionii ne gativi, cu care se
vor combina. Poten țialul negativ aplicat pe regiunea N va tr imite electronii spre ionii pozitivi, cu
care se vor combina. Cât timp ionii pozitivi și negativi vor fi astfel neutraliza ți, bariera de
potențial se va mic șora.
În concluzie, prin aplicarea polariz ării directe se ob ține reducerea barierei de poten țial și
se permite purt ătorilor majoritari s ă traverseze joncț iunea. Conducț ia la acest tip de polarizare
este asigurată de purt ătorii majoritari: golurile în regiunea de tip p și electronii în regiunea de tip
n. Odată cu creșterea tensiunii aplicate, cre ște fluxul de curent prin creșterea num ărului de
purtători majoritari care str ăbat joncțiunea. În cazul în care tensiunea aplicat ă depășește valoarea
admisibilă, joncț iunea se poate deteriora.
joncțiune
Câmp electrostatic -+
–
–
–
-+
+
+
+N P
Fig. 2.5. Câmpul electrostatic la jonc țiune.
Bariera
originală -+
–
–
–
-+
+
+
+N P
Fig. 2.6. Câmpul electrostatic la polarizarea
directă a joncț iunii.

352.1.1.2. Polarizarea invers ă
Se consider ă o sursă de tensiune conectat ă cu terminalul negativ la regiunea p și
terminalul pozitiv la regiunea n, figura 2.7.

Terminalul negativ atrage golurile din preajma jonc țiunii (pe partea regiunii p), în timp ce
terminalul pozitiv atrage electronii din preajma joncț iunii, pe partea regiunii n. Prin acest tip de
conectare a sursei, se ob ține o creș tere a barierei de polten țial, care se opune fluxului de curent.
Curentul care traverseaz ă joncțiunea nu este nul datorit ă purtătorilor minoritari, golurile
în regiunea n și electronii în regiunea p, care sunt respin și spre terminalul pozitiv (golurile),
respectiv spre terminalul negativ (electronii). Aceast ă mișcare a purtă torilor minoritari se
numește flux de curent minoritar (curent invers).
Funcționarea joncț iunii pn în cele două moduri de polarizare este reprezentat ă de
caracteristica static ă a diodei, dependen ța curentului anodic în func ție de tensiunea anodic ă.
Pentru jonc țiunea pn ideal ă se poate stabili o expresie analitic ă a curentului I
A în funcț ie de V A.
Această expresie, cunoscut ă sub numele de ecuația joncț iunii pn ideale , este:
⎟⎟
⎠⎞
⎜⎜
⎝⎛
− =1 e I ITA
VV
0 A
pentru care
qkTVT= mV ( ≈ 26 mV la 300oC)
Ecuația joncțiunii pn ideale este o rela ție fundamental ă pentru dispozitivele electronice cu
joncțiuni semiconductoare. Caracteristica din figura 2.8 reflect ă următoarele propriet ăți:
1) dependen ța neliniară între variabilele electr ice de la terminale (I A și V A);
2) conducția unidirec țională (când este polarizat ă direct, V A>0).

Bariera
originală
Fig. 2.7. Câmpul electrostatic la polarizarea
inversă a joncț iunii. –
–
–
–
-+
+
+
+
+N P
+
+
+
+
+-
–
–
–
–
Fig. 2.8. Cracteristica static ă reală a jonc țiunii pn IA [mA]
UA [V]
iA [μA] 1000μA 500μA 30mA 50mA
10mA
3V 80V 40V
Curent direct Curent invers VBR

36 În rezumat, proprie tatea diodei cu jonc țiune pn este capacitat ea de a nu opune rezistență
în cazul polariz ării directe și de a se opune trecerii curentul ui electric în cazul polariz ării inverse.
Datorită acestei propriet ăți dioda cu jonc țiune pn (dioda semiconductoare) se utilizeaz ă în
aplicații cu circuite redresoare, circuite stabilizatoare, circuite de detec ție sau de limitare
(exemplificate mai jos).
Caracteristica real ă este caracterizată mai corect de rela ția:
⎟⎟⎟
⎠⎞
⎜⎜⎜
⎝⎛
− =1 e I ITA
mVV
0 A cu ()2 ; 1 m ∈
și ia în considerare:
• creșterea valorii curentului rezidual la valoarea I S, respectiv reducerea curentului la
polarizarea direct ă;
• La creșterea curentului prin jonc țiunea polarizat ă direct se trece la regimul de nivel
mare de injectie . Creșterea curentului I A cu V A nu mai este exponen țială, ci cu pant ă
mai mică, iar la curen ți deosebiți de mari, când l ărgimea regiunii de trecere tinde c ătre
zero, caracteristica V A – I A devine cvasiliniar ă, comportarea jonc țiunii apropiindu-se
de cea a unei rezisten țe.
• În cazul în care tensiunea inversă aplicată este de valoare foar te mare (atinge punctul
VBR de pe caracteristic ă), experimental se constat ă o creștere brusc ă a curentului
invers, cu consencin țe asupra func ționării joncțiunii. Se produce fenomenul de
străpungere . Există trei mecanisme de baz ă responsabile pentru str ăpungere (figura
2.9):
¾ Instabilitatea termic ă;
¾ Efectul tunel (Zener): pentru concentra ții mari de impurit ăți (> 1018 cm-3) străpungerea
joncțiunii se face prin efect Zener – apariția unui num ăr crescut de purt ători de sarcin ă
prin ruperea unor leg ături covalente sub ac țiunea direct ă a câmpului electric. Efectul
Zener apare la jonc țiunile cu tensiuni mici de stră pungere (< 5 V).
¾ Multiplicarea în avalan șă: apare la aplicarea unor tens iuni inverse ridicate, când
câmpul electric din regiunea de sarcin ă spaț ială atinge valori mari și imprimă
purtătorilor de sarcin ă care o străbat o energie crescut ă. În urma cioc nirii cu atomii
rețelei cristaline, un purt ător de sarcin ă poate avea energie suficient ă pentru a forma o
pereche electron-gol pr in ruperea unei leg ături covalente. Ace ști purtători suplimentari
sunt antrena ți la rândul lor de câmpul electric și pot forma noi pe rechi electron-gol
ducând la creșterea curentului. La tens iunea de strapungere, V BR, multiplicarea
purtătorilor de sarcin ă este practic infinit ă, ducând la creșterea nelimitat ă a curentului.

IA
UA
Multiplicare în
avalanșă Efect tunel Străpungere
termică
Fig. 2.9. Tipuri de str ăpungere ale jonc țiunii pn.

372.2. TIPURI DE DIODE SEMICONDUCTOARE

2.2.1. DIODA REDRESOARE
O diodă redresoare ideal ă are o caracteristică static ă ideală de forma celei din figura 2.10,
și se comport ă ca un scurtcircuit (rezisten ță nulă) în sens direct și ca un întrerup ător deschis
(rezistență infinită) în sens invers (figura 2.11). Simbolul (acela și cu cel al diodei
semiconductoare, figura 2.3) sugereaz ă că dispozitivul conduce într-un singur sens, cel direct (de
la A la K), indicat de s ăgeată.

Pentru verificarea diodei se utilizeaz ă un ohmetru ca în figura 2.11.

2.2.2. DIODA STABILIZATOARE
Diodele stabilizatoare (diode Zener ) sunt diode care func ționează normal în zona de
străpungere, deci polarizat ă invers. Scopul este acela ca la terminalele diodei s ă se mențină
practic constant ă o tensiune când curentul variază în limite relativ largi. In figura 2.12 sunt date
simbolurile diodei Zener, iar în figura 2.13 caracteristica diodei.

IA
UA
Fig. 2.10. Caracteristica static ă ideală a diodei
ideale redresoare.
Fig. 2.11. Verificarea practică a diodei semiconductoare: a. polarizare invers ă-
valoare mare a rezisten ței; b. polarizare direct ă-valoare nul ă a rezisten ței.
0
0
a. b. + + _ _
a. b.
Fig. 2.12. Simbolurile grafi ce ale principalelor tipuri de
diode: a. dioda Zener; b. dioda tunel

38 Forma caracteristicii statice este cea a unei diode obi șnuite. Dacă se aplic ă o tensiune
inversă, la o valoare V Z, numită tensiune Zener , apare fenomenul de stră pungere, curentul invers
prin diod ă crescând brusc. Str ăpungerea este nedistructiv ă pentru c ă, datorit ă rezisten ței din
circuitul exterior, curent ului nu i se permite s ă depășească valoarea maxim ă admisibilă I ZM. În
cazul diodei Zener nu apar efecte termice care s ă producă străpungerea distructiv ă.

Se observ ă că, dacă punctul de func ționare al diodei Zener ramâne în zona delimitat ă de
un punct ini țial cu valoarea curentului I
Z1, punct care marcheaz ă instalarea str ăpungerii și un
punct cu valoarea curentului I ZM, tensiunea pe dioda Zener nu se modific ă practic, de și curentul
poate să se modifice în limite largi. Aceast ă zonă se nume ște regiune Zener sau regiune de
stabilizare sau regiune normal ă de funcționare .

2.2.3. DIODA TUNEL
La baza func ționării diodei tunel se g ăsește efectul tunel . Simbolul diodei este dat în
figura 2.12.
În anii 1950-1960 Leo Esaki a descoperit c ă prin mărirea concentra ției de impurit ăți atât
în zona p cât și în zona n (jonc țiune de tip p+n+) se obține o regiune de trecere foarte îngust ă în
raport cu diodele obi șnuite. Caracteristica diode i tunel este prezentat ă în figura 2.14.
Fig. 2.13. a. Polarizarea diodei Zener; b. Caracteristica static ă a diodei Zener.
IA
UA
Regiune de
funcționare
normală UZ
IZM IZ1
a. N P
b.
Fig. 2.14. Caracteristica diodei tunel comparativ cu cea
a diodei obi șnuite . IA [mA]
UA [V] 400mV5
4 2-IM
1 3-Im

39Dioda tunel se caracterizeaz ă prin urm ătoarele:
• Curentul direct cre ște până la o valoare de vârf I M (2) după care scade la o valoare
minimă I m (pe măsura cre șterii tensiunii de polarizare direct ă – 3). Caracteristica
continuă cu o cre ștere suplimentar ă odată cu creș terea polariz ării directe (4, 5).
• La polarizarea direct ă caracteristica are o regiune de rezisten ță negativă (porțiunea 2-3
de pe caracteristic ă). La polarizarea invers ă dioda tunel nu are regim de satura ție, ci
are o rezisten ță internă foarte mic ă, ceea ce implic ă distrugerea diodei în cazul
aplicării unei tensiuni inverse.
Dioda tunel se utilizeaz ă la construcț ia amplificatoarelor (în domeniul microundelor) și la
construcția oscilatoarelor armonice (datorit ă rezisten ței negative).

2.2.4. DIODA DETECTOARE
Diodele detectoare se folosesc pentru demodularea semnalelor radio, video etc. Func ția
lor este asem ănătoare diodelor redresoare, dar semnalele prelucrate au frecven țe mari (sute de
kHz – MHz – GHz) și puteri nesemnificative.

2.2.5. DIODA DE COMUTATIE
Diodele de comuta ție sunt folosite în circuitele de impulsuri, principalii parametri fiind
timpii de comuta ție din polarizare direct ă în polarizare invers ă și în sens contrar. Pentru m ărirea
vitezei de comuta ție trebuie redus timpul de via ță al purtătorilor mobili de sarcin ă, care se
realizează tehnologic prin impurificarea st ructurii cu diverse material e (ex. – la Si se folose ște
Au). Diodele de comuta ție au timpii minimi de comuta ție de circa 5 ns.

2.2.6. APLICA ȚII ALE DIODELOR ÎN MICROUNDE
În domeniul microundelor se utilizeaz ă o multitudine de diode într-o larg ă gamă de
aplicații care se pot clasifica dup ă anumite criterii.
În funcț ie de domeniul de aplica ție, diodele pot fi împ ărțite în trei mari grupe:
• conversie de frecven țe
• control al semnalului
• generatoare de semnal
Din punct de vedere al principiului de func ționare, diodele pot fi clasificate în:
• diode varistor (cu ne liniaritate rezistiv ă)
• diode varactor (cu ne liniaritate reactiv ă)
• diode active (au partea reală a impedan ței negativ ă)

2.2.6.1. Dioda varicap (varactor)
Diodele varicap servesc drept condensatoare cu capacitate variabil ă realizat ă pe cale
electrică. Se utilizeaz ă în circuite acordate, oscilatoare, fi ltre etc. În astfel de circuite dioda
varicap trebuie polarizat ă invers. M ărimea capacit ății de barier ă este dependent ă de valoarea
tensiunii inverse aplicate. Simbolul di odei varicap este cea din figura 2.15.a.

Fig. 2.15. Simbolurile grafi ce ale principalelor tipuri de
diode: a. dioda varicap; b. dioda Schottky a. b.

40 2.2.6.2. Dioda Schottky
Denumit ă după fizicianul Walter Schottky, dioda se caracterizeaz ă printr-o tensiune de
polarizare direct ă de valori reduse și printr-o vitez ă mare de comutare (frecven țe mari și timpi de
comutație mici). Dioda Schottky se utilizeaz ă în detectoarele de frecven țe foarte înalte, în
redresoarele de putere care lucreaz ă la frecven țe ridicate, în ci rcuitele integrate (TTL – Schottky)
pentru creș terea vitezei de comutare. Simbolul diodei Schottky este prezenta t în figura 2.15.b.
Pentru dioda Schottky se utilizeaz ă contactul metal-semiconductor. Contactul metal-
semiconductor este o structura care intr ă în componen ța majorității dispozitivelor electronice.
Contactul metal-semiconductor are dou ă forme:
• Contact ohmic – contactul care prezint ă rezisten ță foarte mică în ambele sensuri de
polarizare. Este contactul me tal-semiconductor de tip p;
• Contact redresor – contactul care are conduc ție unilateral ă și este contact de tipul
metal-semiconductor de tip n.
Pentru dioda Schottky se utilizeaz ă contactul redresor.

Pentru metalizarea superioar ă se utilizeaz ă aluminiul, iar pentru metalizarea inferioar ă
aurul. Aluminiul împreun ă cu semiconductorul de tip n realizează structura metal –
semiconductor cu caracter redr esor. Contactul dintre aur și semiconductorul n
+ (puternic
impurificat) realizeaz ă contactul ohmic.

2.2.6.3. Dioda Gunn
Din familia diodelor de microunde fac pa rte de asemenea diodele Gunn, IMPATT,
TRAPATT și BARRIT, prezentate pe scurt în continuare.
Diodele Gunn se bazează pe fenomenul transferului de electroni care apare în anumite
semiconductoare (dintre care cel mai mare interes prezintă galiul-arsen). Efectul Gunn se
produce la anumite materiale semiconductoare (GaA s, InP etc.) atunci când, local, intensitatea
câmpului electric dep ășește o anumit ă valoare critic ă.
Teoria corpului solid arat ă că anumite materiale semiconductoare (cum ar fi galiul-arsen)
au două benzi de conduc ție și două categorii de electroni liberi:
• electroni “u șori” (cu mobilitate mare);
• electroni “grei” (cu mobilitate mic ă) – sunt mai energici (banda energetică respectiv ă
corespunde unor energii mai mari).
Distribuția energetic ă a electronilor se modific ă cu intensitatea câmpului electric. La
intensități mai mari ale câmpului, cre ște energia cinetic ă a electronilor și cre ște ponderea
electronilor grei. Ca urma re, viteza medie de drift a electronilo r liberi începe la un moment dat s ă
scadă cu câmpul electric. La intensit ăți mari ale câmpului, practic to ți electronii sunt “grei”, iar
pe de altă parte viteza lor tinde s ă se satureze.
Al A
K Au SiO 2
n
n+ Si
Fig. 2.16. Structura diodei Schottky.

41Diodele Gunn se realizeaz ă în prezent sub form ă de structuri metale – nn+ sau n+ nn+.
Aceste dispozitive nu au joncț iuni pn și la început au fost numite “cu efect de volum”.

Curentul este propor țional cu viteza, iar câmpul electric (presupus uniform) este
proporțional cu tensiunea aplicat ă. Când intensitatea câmpului dep ășește valoarea “de vârf”
ЄM
(figurile 1.40 și 1.41), în semiconductor au loc îns ă fenomene calitativ noi. Remarc ăm mai întâi
că în structura n+ nn+, la limitele zonei n, apare o sarcin ă spațială datorită difuziei electronilor
din zonele n+.
Astfel Dioda Gunn este un dispozitiv act iv în domeniul microundelor, care func ționează
ca un convertor a unei tensiuni con tinue într-o tensiune oscilantă de înalt ă frecvență , prin
utilizarea caracteristicii de rezisten ță negativă de volum pe care o prezint ă o categorie de
semiconductori compu și de tipul GaAs și InP.
Dioda Gunn este una din cele mai importante su rse de energie cu corp solid din domeniul
microundelor, care se caracterizeaz ă prin nivel sc ăzut de zgomot și un domeniu larg de
frecvență. Aceest tip de diod ă este uneori utilizat ă ca amplificator de microunde, dar în general
este folosit ă în special ca oscilator de mic ă sau medie putere.
2.2.6.4. Dioda IMPATT
Este dispozitivul care se bazeaz ă pe ionizarea prin șoc și timp de tranzit. Ea genereaz ă
puteri de câ țiva waț i în regim continuu de oscila ție, iar frecven țele de lucru pot ajunge la câteva
sute de gigaher ți.
Datorită necesității de a fixa punctu l static de func ționare al diodei în zona de avalan șă,
polarizarea diodelor IMPATT se face cu o surs ă de curent constant.

Fig. 2.17. Caracteris tica I-U a diodei Gunn.
I
URegiune de
rezistență negativă Prag de tensiune
Fig. 2.16. Caracteristica vitez ă de drift-câmp
electric a diodei Gunn. v
[cm/s]
Є
[KV/cm]ЄM 2·107
107
p+ n+ n i
Fig. 2.18. Structura diodei IMPATT. Fig. 2.19. Polarizarea static ă a diodei IMPATT. i
u
Ip Vn

42 Funcționarea dispozitivul ui este explicată pe o structură de tip p+nip+, unde i (de mare
rezistivitate) este o zon ă intrinsec ă (concentraț ia efectivă de impurit ăți este neglijabil ă). Structura
diodei este prezentată în figura 2.18.
Se aplic ă o tensiune invers ă (cu plus pe n+) suficient de mare pentru a provoca
străpungerea prin multiplicare în avalan șă la jonc țiunea p+n. Vom admite c ă dispozitivul este
polarizat în avalan șă cu o sursă de curent constant. Dac ă presupunem ca la bornele dispozitivului
apare o tensiune sinusoidal ă de foarte înaltă frecvență care oscileaz ă în jurul tensiunii de
străpungere Vn, atunci constat ăm generarea internă a unor “pachete” de purt ători de sarcin ă care
dau un curent în antifaz ă cu tensiunea menț ionată mai sus.
La dioda IMPATT efectul de rezisten ță dinamică negativă se obține datorit ă timpului de
tranzit al purt ătorilor de sarcin ă, în urma ioniz ării în avalan șă a materialului semiconductor.
Efectul de rezisten ță dinamică negativ ă se manifest ă numai în regim dinamic și numai într-o
anumită bandă de frecven ță, bandă determinat ă de particularit ățile constructive ale diodei.
Acest tip de diode au, în domeniul microundelo r, un comportament similar cu acela al
dispozitivelor cu rezistență negativă (de tip S).
În ceea ce prive ște structura diodelor IMPATT, ele pot fi realizate în multe variante,
începând cu structura clasic ă PN și pân ă la structuri mai pu țin obișnuite cum ar fi: P+NIN+,
P+IPNIN+. Printre materialel e utilizate se enumer ă Si, GaAs.
Diodele IMPATT sunt folosite ca oscilatoare de mic ă sau medie putere, cu randament
mediu (≈10%). Inconvenientul diodelor IMPATT este zgomotul lor, sensibil mai mare decât al
diodelor Gunn.

2.2.6.5. Dioda BARITT
Dioda BARITT (Barrier Injecti on Transit Time) are o structur ă P+NP+, semănând cu
structura unui tranzistor a c ărui bază nu este accesibil ă din exterior. În funcț ionarea acestui
dispozitiv timpul de tranzit al purt ătorilor de sarcin ă joacă un rol important.
Oscilatoarele cu acest tip de di ode au puteri mai mici, dar prezint ă avantajul unui zgomot
mult mai redus decât oscilatoarele cu diode IM PATT. Diodele BARITT sunt potrivite pentru
realizarea amplificatoarelor de microunde, precum și pentru realizarea oscilatoarelor cu
automixare din sistemele de radioloca ție cu efect Doppler.

2.2.6.6. Dioda TRAPATT
Dioda TRAPATT (TRApped Plasma Aval anche Triggred Transit) poate funcț iona în
regim de semnal mare în dou ă moduri:
• modul IMPATT fundamental
• modul IMPATT de mare randament – de numit TRAPATT – caracterizat prin
randament foarte ridicat (η≈ 60%) și puteri mari de ie șire.
Structurile TRAPATT cele mai utilizate sunt P+NN+ sau N+PP+ cu joncțiunea abruptă,
polarizate invers în care la procesele din regiunea activ ă particip ă ambele tipuri de purt ători:
electroni și goluri.

2.2.6.7. Dioda PIN
Denumirea provine de la structura de tip PIN, regiunea intrinsec ă fiind încadrat ă de două
regiuni, p și n puternic dopate. Datorit ă prezenței regiunii intrinseci, frecven ța limită de lucru –
ca diodă – a structurii PIN este joas ă. Domeniul frecven țelor de lucru la microunde este mult
peste aceast ă frecven ță limită, prin urmare dioda PIN nu poate fi folosit ă ca redresor de
microunde. La tensiune de polarizare nulă, regiunea central ă este complet lipsit ă de purtători, iar în
regiunile adiacente se formează sarcini spa țiale egale dar de semn opus, la fel ca la jonc țiunea
pn.

43 În dispozitivele reale, regiunea central ă nu poate fi intrinsec ă, ci numai slab dopat ă. Aici
regiunea central ă va fi complet golit ă de purtători prin aplicarea unei tens iuni negative (minus pe
regiunea p).
La aplicarea unei tensiuni de polarizare directă diodei pin, regiunea p+ injecteaz ă goluri
în regiunea central ă, în timp ce regiunea n+ injectează electroni. Rezisten ța regiunii centrale se
micșorează foarte mult.

Dioda PIN are particularitatea că la polarizarea în sens dire ct este practic echivalent ă cu o
rezistență pură, invers propor țională cu curentul continuu al diodei, iar la o polarizare în sens
invers schema ei echivalent ă se reduce la o mic ă capacitate, practic independent ă de mărimea
tensiunii de polarizare.
Dioda PIN este folosit ă mai ales în func ția de comutator foarte rapid și drept rezisten ță
variabilă, comandat ă prin polarizare. De asemenea, se utilizeaz ă în:
• atenuatoare programabile;
• sisteme de control automat al nivelului ge neratoarelor de microunde (ALC-automatic
levelling control).

2.2.6.8. Dioda STEP-RECOVERY
Dioda STEP-RECOVERY este o diod ă cu o structur ă pin optimizat ă în vederea
funcționării ei ca generator de impulsuri scurte.
Generarea impulsurilor este legat ă de fenomenele specifice ce apar în diod ă la comutarea
ei din starea de conducț ie în starea de blocare. Datorit ă prezenței regiunii de semiconductor
intrinsec, sarcina spa țială dispare după un anumit timp astfel c ă dioda va conduce în sens invers
un timp, pân ă se epuizeaz ă sarcina spaț ială, după care curentul dispare brusc.
Dioda step-recovery este utilizat ă în special în:
• generatoare de armonici cu un foarte bogat con ținut de armonici;
• în circuitele de multiplicare a frecven ței cu rapoarte de multiplicare de ordinul 4 ÷10,
cu randament acceptabil.
2.2.7. DISPOZITIVE OPTOELECTRONICE
Dispozitivele optoelectronice sunt di spozitive care produc sau utilizeaz ă lumina pentru
funcționare. În cadrul capitolului de diode, se prezint ă pe scurt led-ul și fotodioda.
2.2.7.1. LED
Acest tip de dispozitive au fost realiz ate pentru a înlocui becurile (cu via ță de scurtă
durată și relativ fragile) utilizate la panourile de comand ă pentru semnalizarea st ărilor
închis/deschis. Un LED (light-emitting diode) este o diod ă care în polarizare direct ă produce o
lumină vizibilă, de culoare ro șie, galben ă sau portocalie, dependent ă de tipul mate rialului din
care este realizat ă dioda. Simbolul acestui tip de diod ă este prezentat în figura 2.21.

Fig. 2.20. Structura diodei PIN. p+n+i

44

Astfel de dispozitive se utilizeaz ă la fiș aj, în combinaț ii de 7 segmente (pentru
vizualizarea unui num ăr), figura 2.22.

Afișajul cu 7 segmente este disponibil în varianta catod comun, toate terminalele catod
sunt legate la acela și potenț ial. În cazul defect ării unui LED, pentru înlocuir ea lui este necesar un
același tip de LED. Prin combinarea a mai multor afi șaje cu 7 segmente, se poate vizualiza o
serie de numere, figura 2.23.

2.2.7.2. Fotodioda
Spre deosebire de LED care produce lumin ă, fotodioda funcț ionează prin consum de
lumină. Fotodioda este de fapt un fotorezistor variabil. Dac ă joncțiunea pn este supus ă acț iunii
unei surse de lumin ă externă, rezisten ța internă scade iar fluxul de curent cre ște. Acest tip de
diodă funcț ionează în polarizare invers ă.
În figura 2.24 este prezentat ă fotodioda și simbolul acesteia.
Fig. 2.21. a. Simbolul ledului; b. Forma fizică a LED-ului.
a. b.
Fig. 2.22. Afi șaj cu 7 segmnete.
Fig. 2.23. Display cu pachet de afi șaje
cu 7 segmente.

45

Schimbând intensitatea luminii sursei se ob ține variația fluxului de curent, propor țional
cu intensitatea luminoas ă. Pentru c ă fotodioda r ăspunde rapid la varia ția luminii, este des
utilizată în aplica țiile digitale sau la echipamentele de scanare optice.

2.2.7.3. Optocuplor
Acest tip de dispozitiv (optocuplor cu fotodiod ă și LED) se utilizeaz ă la frecven țe mici
(din gama megahertzilor). În figura 2.25 este prezentat schematic un optocuplor cu diode.
Optocuploarele înlocuiesc transformatoarele utilizate în aplica țiile de joas ă tensiune și
curent mic. De asemenea, se pot utiliza în circuitele de reglare a tensiunii și curentului cu nivele
logice de joas ă tensiune.
Optocuploarele se pot realiza și în variante constructive cu fototranzistoare cu diode, sau
fototranzistoare cu tiristoare, variante care vor fi prezentate în capitolele urm ătoare.

Fig. 2.24. a. Semnul convenț ional al fotodiodei; b. Fotodioda.
a. b.
fotodiodă
LED + +
_ _
Fig. 2.25. Structura opt ocuplorului cu fotodiod ă și
LED

46 3. TRANZISTOARE BIPOLARE

Din cele studiate anterior concluzion ăm: polarizarea direct ă a joncțiunii pn înseamn ă
echivalarea acesteia cu o rezisten ță de valoare mică (pentru o tensiune dat ă, circuitul este
parcurs de un curent mare), în timp ce polarizarea invers ă a joncțiunii determin ă echivalarea
acesteia cu o rezisten ță de valoare mare .
Folosind legea lui Ohm pentru calculul puterii (P = I2R) și presupunând c ă avem curent
constant, se poate concluziona că puterea dezvoltată de-a lungul unei rezisten țe mari este mai
mare decât cea dezvoltat ă pe o rezisten ță mică. Astfel, în cazul unui cristal cu dou ă joncțiuni pn
(una în polarizare direct ă și una în polarizare invers ă), injectarea unui semnal de mic ă putere în
joncțiunea polarizat ă direct va conduce la un semnal de putere mare la ie șirea din jonc țiunea
polarizată invers. Acest concept este teoria de baz ă despre amplificarea cu ajutorul unui
tranzistor.
Un tranzistor bipolar este un monocristal cu două jonc țiuni cuplate în opoziț ie. Aceast ă
dispunere nu este echivalent ă cu două jonc țiuni independente, montate în acela și circuit, motiv
pentru care este valabil ă definiția:
Tranzistoarele bipolare (TB) sunt dispozitive semiconductoare alc ătuite dintr-o
succesiune de trei regiuni real izate prin impurificarea aceluia și cristal semiconductor, regiunea
centrală fiind mult mai îngust ă și de tip diferit fa ță de regiunile laterale.
De altfel, regiunea central ă este mai slab dopat ă cu impurit ăți decât celelalte regiuni și se
numește bază (B). Celelalte dou ă regiuni, una puternic dopat ă cu impurit ăți, denumit ă emitor
(E), iar cealalta, mai s ăracă în impurit ăți decât emitorul, este colectorul (C). Direc ția săgeții
indică sensul curentului în emitor când tranzistorul conduce normal.
In figura 3.1 sunt reprezentate cele dou ă tipuri de TB și simbolurile acestora.

Emitorul este sursa de purt ători, care determin ă în general curentul prin tranzistor, iar
colectorul colecteaz ă purtă torii ajun și aici. Baza are rolul de a controla intensitatea curentului
prin tranzistor în func ție de tensiunea dintre aceasta și emitor. Tranzistorul bipolar transfer ă
curentul din circuitul de intrare de rezisten ță mică în circuitul de ie șire de rezisten ță mare, de
unde și denumirea de tranzistor (TRANSISTOR = TRANsfer reSISTOR).
Cele două joncț iuni ale tranzistorului sunt:

a)
joncțiunea de emitor sau:
– emitor-baz ă (EB) pentru transistorul bipolar pnp;
– bază-emitor (BE) pentru tranzistorul bipolar npn.

b) joncțiunea de colector sau:
– colector-baz ă (CB) pentru tranzistorul bipolar pnp;
– bază-colector (BC) pentru tranzistorului bipolar npn.
Pentru tranzistorul bipo lar se pot defini curen ți și tensiuni ca în figura 3.2:

B C E
E C
B
Fig. 3.1. Structura și simbolul TB de tip:
a) pnp; b) npna. b.

47

3.1. FUNC ȚIONAREA TRANZISTORULUI npn
La tranzistorul
npn există două regiuni de tip „n” extreme, care con țin electroni liberi, în
timp ce regiunea de tip „p” central ă, are un exces de goluri. Conform teoriei de la jonc țiunea pn
între regiunile de tip „n” și „p”, se dezvoltă o zon ă de sarcin ă spațială și apare o barier ă de
potențial.
Un tranzistor este utilizat de cele mai multe ori în etajele de amplif icare. Pentru a folosi
un tranzistor ca amplificator, fiecare din jonc țiunile sale trebuie controlată (comandat ă) cu o
tensiune extern ă. Astfel, prima joncț iune (emitor-bază ) este polarizat ă direct, în timp ce
joncțiunea baz ă-colector este polarizat ă invers (rezisten ță mare). Emitorul este conectat la
terminalul negativ al bateriei în timp ce baza este conectat ă la borna pozitiv ă. Tensiunea pe
colector trebuie s ă fie mai mare decât în baz ă. Toate acestea sunt prez entate în figura 3.3.

În
concluzie , baza tranzistorului npn trebuie s ă respecte sensul de polarizare a emitorului,
în timp ce colectorul trebuie s ă se afle la un potenț ial mai mare decât cel din baz ă.

Fig. 3.2. Curen ții și tensiunile la tranzistorul
bipolar: a) tip pnp; b) tip npn. a. b.
n n
p Polarizare
directă
emitor
Polarizare
inversă colector
Fig. 3.3. Polarizarea tranzistorului bipolar de tip npn.
Fig. 3.4. Polarizarea direct ă a joncțiunii
emitorului. ( flux de electroni, ……
flux de goluri)
n n
p
emitor Joncțiune
Fig. 3.5. Polarizarea invers ă a
joncțiunii colectorului.
emitor p
n n colector Curent
minoritar
Joncțiune

48 3.1.1. Polarizarea direct ă a joncțiunii emitorului la tranzistorul
npn
Pentru că regiunea „n” pe una din p ărțile joncțiunii este mai puternic dopat ă decât pentru
regiunea „p”, curentul produs de purt ătorii majoritari (electroni) în regiunea n este mai mare
decât cel produs de golurile din regiunea p.
Astfel, conducț ia prin joncț iunea polarizat ă direct, ca în figura 3.4, este asigurat ă în
principal de purt ătorii majoritari, electronii, de la materialul n (emitor).
Cu polarizarea jonc țiunii baz ă-emitor din figura 3.4, electronii p ărăsesc terminalul
negativ al bateriei și ajung la materialul n (emitorul). Electronii, fiind purtă torii majoritari în
materialul n, trec ușor prin emitor, traverseaz ă joncțiunea și se combin ă cu golurile din baz ă
(material p). Pentru fiecare el ectron care se combin ă în regiunea p, alt electron va p ărăsi
materialul p, creând un nou gol care se va deplasa c ătre terminalul pozitiv al sursei.

3.1.2. Polarizarea invers ă a jonc țiunii colectorului la
tranzistorul npn
A doua jonc țiune pn (bază -colector), polarizat ă invers conform figurii 3.5, se
caracterizeaz ă printr-un curent care traverseaz ă joncțiunea de valoare mic ă. Acest curent se
numește curent minoritar, sau curent invers și este produs de perech ile electron-gol. Purt ătorii
minoritari pentru jonc țiunea polarizat ă invers sunt electronii în materialul p și golurile în
materialul n.
Observaț ie
A doua jonc țiune pn (baz ă-colector) nu este polarizat ă direct cum este prima jonc țiune pn
(bază -emitor). Dac ă ambele jonc țiuni ar fi polarizate dir ect, electronii ar avea tendin ța să treacă
din fiecare regiune n a tranzistorului npn (emitor și colector) spre centru, regiune p (bază ). În
esență am putea avea 2 diode cu aceea și bază, astfel eliminându-se orice amplificare și scopul
tranzistorului. Dac ă se greșește polarizarea cel ei de a doua jonc țiuni (se polarizeaz ă direct), se
poate dezvolta un curent excesiv, suficient pentru înc ălzirea și distrugerea joncț iunii, făcând
tranzistorul neutilizabil.
Concluzie
Trebuie asigurată polarizarea corect ă înainte de conectarea electric ă a tranzistorului.
În figura 3.6 se prezint ă fenomenele ce apar ca urmare a alimentării celor 2 jonc țiuni ale
tranzistorului în acela și timp. În figur ă sunt reprezentate sensurile conven ționale ale curen ților I C,
IE, IB deși sensurile reale sunt în sensurile opuse acestora.

Sursele de polarizare sunt notate V
CC pentru tensiunea de alimentare a colectorului, V BB
pentru tensiunea de alimentare a bazei.
Polarizare
directă IB Ic
Vcc
VBB
IE Polarizare inversă

n p n
Fig. 3.6. Funcț ionarea tranzistorului npn.
flux de electroni;
……….flux de goluri.

49Exemplu : Tensiunea de alimentare a bazei este relativ mic ă, până la 1V. Tensiunea de
alimentare a colectorului este în general mai ma re decât cea de alimentare a bazei, în general
6V. Aceast ă diferență de tensiune este necesar ă pentru a avea un flux de curent de electroni de
la emitor la colector.
Fluxul de curent în circu itul extern es te datorat mi șcării electronilor liberi, ceea ce
înseamnă că electronii trec dinspre terminalul nega tiv al sursei spre emitorul de tip n. Această
mișcare combinată a electronilor este denumit ă curent de emitor I E.
În timp ce electronii sunt purt ători majoritari în materialul n, ei se vor deplasa direct de la
emitorul de tip n la joncțiunea baz ă-emitor. Prin polarizare directă a acestei jonc țiuni, electronii
continuă să se adune în re giunea bazei. Odat ă ajunși în bază, aceasta fiind de tip p, electronii
devin purt ători minoritari. O pa rte din electronii ajun și în bază se recombin ă cu golurile. Pentru
fiecare electron recombinat, un alt electron traverseaz ă baza (ca și curent de baz ă IB, creându-se
un nou gol pentru o eventual ă recombinare) și se reîntoarce la sursa de alimentare V BB.
Pentru curentul de baz ă electronii recombina ți sunt neimportan ți, ei se consideră a fi
pierduți. Pentru eficientizarea tranzistorul ui, regiunea bazei este foarte subț ire și slab dopat ă.
Astfel se reduce posib ilitatea ca un electron s ă se recombine cu un gol și s ă se piard ă. Cei mai
mulți electroni care se mi șcă în regiunea bazei sunt sub influen ța unui colector polarizat puternic,
invers. Acest mod de polarizare, ca și polarizarea direct ă a bazei (pentru purt ătorii minoritari,
electroni), accelereaz ă electronii prin jonc țiunea baz ă-colector și îi trimite spre colector. Cât timp
colectorul este realizat din material de tip n, electronii care îmbog ățesc colectorul devin purtă tori
de curent majoritari dând na ștere unui curent de colector I C.
Colectorul este realizat fizic mai mare decât baza din dou ă motive:
1) pentru mărirea șansei purt ătorilor de sarcin ă de a traversa u șor regiunea bazei;
2) pentru evacuarea c ăldurii mai u șor.
Observaț ie
Curentul principal al tranzistorului npn este dinspre colector spre emitor (sensul
convențional). Discutând în procente, curentul I E se consider ă a fi 100 %. Pe de alt ă parte, atât
timp cât baza este îngust ă și slab dopat ă, un procentaj mic din curentul total (I E) va circula în
circuitul bazei fa ță de circuitul de colector. În mod normal, curentul de bază nu este mai mare de
2–5% din curentul total, în timp ce 95–98% este curentul de colector.
Relația de bază existent ă între cei trei curen ți este:
IE = I B +IC
În concluzie, un semnal mic în jonc țiunea baz ă-emitor va produce un curent mare de la
emitor la colector.

3.2. FUNC ȚIONAREA TRANZISTORULUI pnp

În principiu, func ționarea tranzistorului pnp este asem ănătoare funcț ionării tranzistorului
npn. Deoarece emitorul, baza și colectorul la tranzistorul pnp sunt din materiale diferite fa ță de
tranzistorul npn, fluxul purt ătorilor de sarcin ă va fi diferit de cel al tranzistorului de tip npn.
Purtătorii majoritari de curent în pnp sunt golurile, în contrast cu purt ători majoritari de la npn
care erau electronii. Pentru a suporta diferen ța curentului (flux de golur i), sursele de alimentare
sunt în polarizare invers ă față de tranzistorul npn. O polarizare tipic ă a tranzistorului pnp este
indicată în figura 3.7.
În succesiunea p-n-p se pot considera urm ătoarele defini ții:
• p indică polaritatea cerut ă de emitor pentru tensiune (pozitiv ă)
• n indică polaritatea tensiunii bazei (negativ ă)

50
Cât timp jonc țiunea colector-baz ă este polarizat ă (întotdeauna) invers, terminalul de
polaritate negativ ă a tensiunii va fi utilizat de c ătre colector. Colectorul va fi conectat la un
potențial mai negativ decât cel al bazei. Aceast ă diferen ță în tensiunea de alimentare este
necesară pentru a avea flux de curent (flux de goluri) de la emitor la colector. Fluxul de goluri se
face prin interiorul tranzistorului (în cazul tranzistorului
pnp), în timp ce fluxul de electroni se
realizează prin circuitul extern.
Trebuie f ăcută precizarea: Golul este o particul ă echivalentă electronului dar care se
mișcă în sens opus acestuia, astfel c ă fluxul de goluri se define ște ca mișcarea în sens invers a
electronilor de valen ță.

3.2.1. Polarizarea direct ă a joncțiunii emitorului la tranzistorul
pnp
Pentru a studia ce se întâmplă când jonc țiunea emitor-baz ă este polarizat ă direct se
prezintă figura 3.8. Cu polarizarea din figur ă, terminalul pozitiv al surs ei de alimentare atrage
golurile din emitor spre bază, iar terminalul negativ conduce electronii din baz ă spre emitor. Ca
urmare are loc un proces de recombinare. Pentru fiecare electron care se recombin ă cu un gol, un
alt electron p ărăsește terminalul negativ al sursei și se îndreapt ă spre bază. În acela și timp, un
electron pleac ă din emitor creând un gol care ajunge la terminalul pozitiv al sursei. Aceast ă
mișcare de electroni prin baz ă și în afara emitorului constituie curentul de baz ă IB.

Fig. 3.7. Polarizarea tran zistorului bipolar de tip
pnp.
P Polarizare
directă
emitor colector
bază
Polarizare
inversă
N P
Fig. 3.8. Polarizarea direct ă a joncț iunii
emitorului. ( flux de electroni,
…… flux de goluri).
emitor n
p p colector
+ +
Joncțiunea
polarizată direct
Fig. 3.9. Polarizarea invers ă a joncț iunii
colectorului. Curent minoritar
(goluri)
p p
n Joncțiunea
polarizată invers +
+
Curent minoritar
(electroni) colector
emitor

513.2.2. Polarizarea invers ă a jonc țiunii colectorului la
tranzistorul pnp
În cazul jonc țiunii colectorului polarizat ă invers, figura 3.9, poten țialele negativ din
colector, respectiv mai pozitiv din baz ă interzic purt ătorilor de curent majoritari s ă traverseze
joncțiunea.
Tensiunea de colector negativ ă atrage golurile din baz ă (purtători minoritari), care
traverseaz ă joncțiunea și ajung la colector, alc ătuind curentul de colector I C. În colector,
electronii (purtă tori minoritari), datorit ă tensiunii de baz ă pozitivă, tind spre baz ă iar golurile
sunt atrași de electronii care provin de la terminalul negativ al bateriei. De și curentul prin
joncțiunea polarizat ă invers este dat numai de purt ătorii minoritari, datorit ă numărului redus al
acestora acesta este foarte mic.

Prin lansarea în func ționare a celor dou ă joncțiuni în acela și timp (figura 3.10 la care se
păstrează reprezentarea sensurilor conven ționale și nu reale ale curen ților I
C, IE, IB), se observă o
interacțiune între cele dou ă joncțiuni similară celei de la tranzistorul npn (exceptând faptul că la
tranzistorul pnp purtătorii majoritari sunt golurile). La tranzistorul pnp, figura 3.10, tensiunea
pozitivă din emitor ajut ă la transferul golurilor spre baz ă. Odată ajunse aici, golurile se combin ă
cu electronii din baz ă. Pentru a preveni procesul de recomb inare goluri-electroni, baza este foarte
îngustă. Mai mult de 90% din golurile care ajung în baz ă sunt atrase de colector (puternic
negativ). Pentru fiecare electron și gol care se recombin ă, un alt electron păr ăsește terminalul
negativ al sursei (V BB) și intră în bază ca ș i curent de baz ă (IB). În acela și timp un alt electron
părăsește emitorul ca I E (creând un gol) ajungând la terminalul pozitiv V BB. În circuitul de
colector, electronii de la sursa V CC intră în colector ca I C și se recombin ă cu golurile în exces din
bază. Pentru fiecare gol neutra lizat în colector de un electron, un alt electron p ărăsește emitorul
urmând să ajungă la terminalul pozitiv al V CC.
Deși fluxul de curent în circu itul extern tranzistorului pnp are sensul opus fa ță de
tranzistorul npn, purtătorii majoritari trec de la emitor spre colector. Acest flux de purt ători
majoritari divizeaz ă circuitul tranzistorului sub forma a dou ă bucle individuale de curent. O
buclă este pentru curentul de baz ă și o a doua bucl ă este pentru curentul de colector. Combinaț ia
dintre cei doi curen ți determin ă curentul total din tranzistor:
IE = I B + IC
Cea mai important ă asemănare pentru cele dou ă tipuri de tranzistoare este c ă ambele se
comandă în curent.
p colector
emitor p IC
+ Joncțiune
polarizată direc t Joncțiune
polarizată invers
+
IE IB VCC
VBB bază n
Fig. 3.10. Func ționarea tranzistorului PNP
flux de electroni
……….flux de goluri

52 Concluzie
Mărind tensiunea de polarizare direct ă a tranzistorului se reduce bariera jonc țiunii emitor-
bază. Aceast ă acțiune permite mai multor purt ători să îmbogățească colectorul, determinând o
mărire a fluxului de curent de la emitor spre colector și prin circuitul extern. În consecin ță, o
scădere a tensiunii de polarizare direct ă reduce curentul de colector.
Din cele prezentate anterior se observ ă că joncțiunile bază-colector și bază-emitor pot fi
polarizate direct sau invers, astfel c ă tranzistorul se poate afla în una din st ările prezentate în
figura 3.11.

Funcționarea în regiunea activ invers ă este rar folosit ă, fiind întâlnit ă la porțile TTL.
Un tranzistor se poate conecta în circuit dup ă unul din montajele f undamentale prezentate
în figura 3.12, denumite
conexiuni fundamentale .
Cele două circuite ale montajelor se numesc: circuit de intrare și circuit de ie șire. Unul
dintre terminalele tranzistorului face parte din ambele circuite. Terminalul tranzistorului comun
celor două circuite și ”văzut” în curent alternativ d ă numele conexiunii în care se afl ă montat
tranzistorul. Se disting trei conexiuni: conexiunea emitor comun (EC), conexiunea baz ă comună
(BC) și conexiunea colector comun (CC).
Pentru identificarea conexiuni i unui tranzistor trebuie urma ți trei paș i:
1. Identificarea terminalului la care se aplic ă semnalul (emitor, bază, colector);
2. Identificarea terminalului la care se culege semnalul de ie șire (emitor, baz ă, colector);
3. Elementul r ămas, elementul comun, este elementul care d ă numele configura ției.
Fiecare tip de conexiune are anumite particularit ăți care o face potrivit ă pentru aplicaț ii
specifice.
Fig. 3.11. Modurile de func ționare ale tranzistorului
bipolar. 1
Regiune de
tăiere 2
Regiune activ
normală
4
Regiune activ
inversă 3
Regiune de
saturație Invers Joncțiunea B-E
Direct Invers Direct Joncțiunea B-C

53

3.3. CONEXIUNILE TRANZISTORULUI
3.3.1. Conexiunea emitor comun
Acest tip de conexiune (EC) este tipul cel mai des întâlnit în cazul circuitelor de
amplificare, de comuta ție sau digitale, deoarece furnizeaz ă valori bune pentru tensiune, curent,
respectiv putere. Circuitul de intrare (la care se aplic ă semnalul de intrare) este circuitul baz ă-
emitor, iar circuitul de ie șire este colector-emitor. C onexiunea EC se caracterizeaz ă prin:
• Rezistență de intrare de valoare mic ă (500-1500Ω), intrarea re alizându-se pe
joncțiunea polarizat ă direct;
• Rezistență de ieșire de valoare destul de ridicat ă (30kΩ-50k Ω sau chiar mai mult),
ieșirea realizându-se pe jonc țiunea polarizat ă invers.

Fig. 3.13. Schema de baz ă a
amplificatorului cu tranzistor npn.
0V intrare
0V intrare
ieșire
0V VCC
VC
Fig. 3.14. Schema de baz ă a
amplificatorului cu tranzistor pnp.
0V intrare
ieșire
-VCC -Vc 0V a.
b.
c.
Fig. 3.12. Conexiunile tran zistorului bi polar (NPN ȘI PNP): a. emitor
comun (EC); b. bază comun ă (BC); c. colector comun (CC).

54 În cazul schemei cu tranzistor npn (fig. 3.13), în timpul alternan ței pozitive a semnalului
de intrare curentul de baz ă crește față de situaț ia fără semnal. Astfel cre ște și curentul de colector
iar tensiunea colector-emitor scade. În timpul alternan ței negative a semnalului de intrare
curentul de baz ă scade fa ță de situația fără semnal, curentul de colector va sc ădea și el iar
tensiunea colector-emitor va cre ște. Rezultă o rela ție în antifaz ă între tensiunea de intrare și cea
de ieșire din amplificator.
În cazul celuilalt amplificator realizat cu tranzistor pnp (fig. 3.14), în timpul alternanț ei
pozitive a semnalului de intrare, baza devine mai pozitiv ă față de situația fără semnal. Curentul
de colector scade și crește tensiunea de colector spre valo ri negative. Acest lucru echivaleaz ă cu
alternanța negativ ă a semnalului din colector. Pe timpul semialternan ței negative baza se
negativează în raport cu emitorul, ceea ce produce o m ărire a polariz ării directe și eliberarea unui
număr mai mare de purt ători de curent de la emitor, producând o cre ștere a curentului de colector
și o micșorare a tensiunii în colector . În acest mod curentul de colector care trece printr-o
rezistență de valoare mare (jonc țiune polarizat ă invers) produce o amplificare mare.
Pentru semialternan ța pozitivă a semnalului de intrare ie șirea va fi pe semialternanț a
negativă. Conexiunea EC este singurul tip de conexi une care produce un defazaj între intrare și
ieșire de -180o.
Prin scrierea ecua țiilor pe cele dou ă circuite, de intrare și de ieșire, se observ ă că cei doi
curenți importan ți sunt curentul de colector I C și curentul de baz ă IB. Ecuaț ia caracteristic ă de
funcționare devine:
011
1C B C I I Iα αα
−+−= ( 3 . 1 )
Unde α reprezint ă factorul de amplificare în curent în conexiunea baz ă comună .
Câștigul (amplificarea) este dat( ă) de raportul între ie șire și intrare. Pentru conexiunea EC
se definește factorul de amplificare β conform rela ției:
BC
II
ΔΔβ= s a u ( 3 . 2 )
ααβ−=1 ( 3 . 3 )

Se obț ine:
011
C B C I I Iαβ−+ = ( 3 . 4 )
Variabila β pune în concordan ță modificările curentului de baz ă cu cele ale curentului de
colector. Dacă se ignoră termenul I
C0, câștigul în c.c. este raportul di ntre curentul de colector și
cel de bază .
3.3.2. Conexiunea baz ă comună
Acest tip de conexiune (BC) este preferat ă datorită valorilor impedan țelor de intrare /
ieșire (30-160 Ω / 250kΩ-550kΩ ). Utilizarea acestui tip de conexiune este limitat ă de:
• Rezistența de intrare mic ă;
• Câștigul în curent mai mic decât 1.
Altfel, conexiunea BC este utilizat ă în aplica țiile în care se cere am plificare în tensiune
mare și rezistență de intrare mic ă (exemplu: amplificator de voce).

55

Fig. 3.15. Conexiunea baz ă-comună

La acest tip de conexiune, semnalul de intrar e este aplicat emitorului, în timp ce semnalul
de ieșire se culege pe colector. În acest mod, un semnal care ajut ă la polarizare va cre ște valoarea
curentului prin tran zistor, iar semnalul care se opune polariz ării va mic șora curentul prin
tranzistor.
Semnalele de intrare și de ieșire sunt în fază .
Prin aplicarea pe emitor a unui semnal care ajut ă la polarizare, curentul de colector se va
mări, căderea de tensiune pe R S va crește, tensiunea V C va scade, astfel c ă tensiunea de colector
va deveni pozitiv ă și în fază cu ieșirea.
Amplificarea în curent se calculeaz ă asemănător conexiunii EC (semnal de ie șire pe
semnal de intrare). Se defineș te α:
EC
II
ΔΔα= ( 3 . 5 )

În timp ce o parte din curentul de emitor intr ă în bază și nu apare ca și curent de colector,
acesta va fi mai mic decât curentul de emitor care-l produce. Între curen ții prin tranzistor exist ă
relația:
C B EI I I+ = ( 3 . 6 )
Între α și β există relația:
ββα+=1 ( 3 . 7 )
3.3.3. Conexiunea colector comun
Conexiunea colector com un (CC) este utilizat ă datorită impedan ței sale. Este folosit ă ca
regulator de curent, având câ știgul de valoare mare. Este utilizat în circuitele de comuta ție, având
posibilitatea de a permite trecerea semnalului în ambele direc ții (funcț ionarea bidirec țională).

Fig. 3.16. Conexiunea colecto r-comun (repetorul pe emitor)

La acest tip de conexiune semnalul de intrare este aplicat pe baz ă, iar semnalul de ie șire
este cules pe emitor, în timp ce colectorul este comun ambelor circuite. În cazul conexiunii CC,
rezistența de intrare are valoare mare (2k Ω-500kΩ), iar rezisten ța de ieșire valoare mică (50-

56 1500Ω). Deși câ știgul în curent are valoare ridicat ă, câștigul de putere este mai mic decât în
cazul conexiunilor EC, BC. Semnalul de ie șire este în fază cu semnalul de intrare.
Amplificarea de curent este:
BE
II
ΔΔγ= ( 3 . 8 )

iar legătura între amplificarea în curent a conexiunii EC și amplificarea în curent a
conexiunii CC este:
1+ =βγ ( 3 . 9 )
Un tranzistor care se afl ă montat în oricare dintre cele trei tipuri de conexiuni este definit
de cele trei rela ții:
1 ,1,1+ =−=+= β γααβββα ( 3 . 1 0 )

În tabelul 3.1 sunt prezentate comparativ cara cteristicile celor trei tipuri de conexiuni ale
tranzistorului.
Tabelul 3.1
TIPUL
AMPLIFICATORULUI BAZĂ
COMUN Ă EMITOR COMUN COLECTOR COMUN
Relația între fazele semnalului
de intrare/ie șire 0° 180° 0°
Amplificarea în tensiune mare medie mic ă
Amplificarea în curent mică(α) medie( β) mare( γ)
Amplificarea în putere mică mare medie
Rezistența de intrare mică medie mare
Rezistența de ieș ire mare medie mică

3.3.4. APLICA ȚII ALE TRANZISTORULUI

Un tranzistor poate funcț iona în una din cele patru regi uni prezentate în figura 3.11. Se
consideră un tranzistor npn și conexiunea BC a acestuia ca în figura 3.17.
Pentru a funcț iona în regiunea de t ăiere ambele joncț iuni trebuie s ă fie polarizate invers.
În acest caz to ți curenții se presupun zero, curenț ii de dispersie asocia ți polarizării inverse fiind
foarte mici, astfel că pot fi ignora ți.

Fig. 3.17. Polarizarea tranzistorului în conexiunea BC
pentru func ționarea în regiunea de t ăiere.
ISE ISC

57Pentru func ționarea în regiunea activ normal ă directă joncțiunea baz ă-emitor este
polarizată direct, în timp ce jonc țiunea baz ă-colector este polarizat ă invers (figura 3.18).

Pentru studiul tranzistorului purt ătorii care intereseaz ă sunt electronii. Aceș tia sunt
injectați în regiunea baze i, unde devin purt ători minoritari, chiar dac ă sunt numeric mai mulț i. Se
adună în zona jonc țiunii BE, de unde prin difuzie traverseaz ă regiunea bazei. De și unii se
recombin ă, majoritatea vor îmbog ăți joncțiunea BC. La jonc țiunea BC, electronii întâmpin ă
rezistență datorită regiunii de golire, dar vor reu și să traverseze regiunea spre colector.

Figura 3.19 prezint ă componentele curentului în conexiunea BC. Astfel exist ă:
1-goluri injectate din B-E. Este un curent mic care poate fi ignorat.
2-electroni injecta ți de bază în emitor. Curent aproximativ egal cu I
E.
3-electroni care îmbog ățesc regiunea colectorului. Curent aproximativ egal cu αIE.
4-curent de recombinare. Este egal cu –(1- α) I E.
5-curentul invers de satura ție, I C0. Este în general neglijat.

αF este factorul de transfer a curentului direct. Acest factor se referă la acea parte a
electronilor care îmbog ățesc colectorul, dar care sunt injecta ți în regiunea bazei, ajungând în
final la jonc țiunea emitorului.
La cele mai multe tranzistoare α se apropie de 1, fiind între 0,9 și 0,99. Diferen ța între
curentul injectat în regiunea bazei și cel care ajunge la colector este curentul de baz ă. Acesta este
foarte mic, se poate neglija, astfel c ă se consider ă curentul de colector egal cu cel de emitor.
Sunt valabile urm ătoarele rela ții:
0= + +E C BI I I ( 3 . 1 1 )
Ținând cont de componentele 3 și 5 ale curentului de colector, avem:
0C E F CI I I+ − =α ( 3 . 1 2 )
Cele două rela ții descriu curen ții în conexiunea BC, în regiunea activ normal ă de
funcționare. Fig. 3.19. Vedere intern ă pentru configura ția BC, în
funcționarea în regiunea activ normal ă
4 3
1 2
5 Fig. 3.18. Polarizarea tranzi storului în conexiunea BC
pentru func ționarea în regiunea activ normal ă.

58 Întoarcerea la regiunea de t ăiere se poate face prin reducer ea tensiunii de polarizare între
bază și emitor. Atât timp cât jonc țiunea B-E este o joncț iune PN, acest curent este considerat a fi
curentul prin diodă. Reducând tensiunea de polarizare la 0, curentul de emitor va fi 0, iar rela ția
între curen ți va fi:
0C C BI I I= = − ( 3 . 1 3 )
În timp acest curent va deveni zero.
În regiunea de saturație, curentul de colector va deveni propor țional cu curentul de
emitor plus curentul rezidual I C0. Aceasta înseamn ă că tensiunea de polarizare a jonc țiunii bază-
colector este neimportant ă. Conform figurii 3.19, în serie cu terminalul colectorului este un
rezistor.
Dacă curentul de colector cre ște până la un punct la care tensiunea pe rezistor plus
tensiunea de alimentare a colectorului tinde s ă polarizeze direct jonc țiunea colectorului, golurile
vor fi injectate dinspre baz ă spre colector. Acest curent de goluri va contracara curentul de
electroni (venit de la emitor) limitând efectiv curentul prin tran zistor. Tensiunea V BC la care
începe efectul de limitare este de aproximativ 0,4V, efectul de limitare ajungând maxim la 0,6V.
Acest mod de func ționare este cunoscut sub numele de regim de satura ție.
Observaț ie
Terminologia de saturație se referă în acest caz, la circuit și nu la tranzistor. Tranzistorul
poate produce mai mul ți purtători de sarcin ă, dar circuitul exterior (sursa de tensiune și
rezistorul) limiteaz ă curentul.
Pentru a func ționa în regiunea activ normal ă inversă joncț iunea colectorului este
polarizată direct, în timp ce jonc țiunea emitorului este polarizat ă invers. Func ționarea în acest
caz este asem ănătoare func ționării în regiunea activ normal ă directă, cu diferen țierea surselor de
tensiune, ceea ce duce la inversarea curen ților de emitor și colector. În aceast ă funcționare αF
(F=Forward) se înlocuie ște cu α R (R=Reverse). Astfel, ecua ția curenților devine:
0E C R EI I I+ − = α ( 3 . 1 4 )
Această configura ție este rareori folosită. Motivul este acela c ă majoritatea tranzistoarelor
sunt astfel dopate ca fa ctorul de amplificare, α, să fie aproape egal cu 1, aceasta însemnând un
curent invers de valoare foarte mic ă.

Observaț ie
Studiul realizat este o aproximare a fe nomenelor care se petrec în timpul func ționării unui
tranzistor. Multe dintre acestea sunt neglijate. Astfel, pentru aplica țiile curente nu se iau în
considerare printre altele: curentul datorat golurilor injectate din baz ă în emitor, generarea
termică a perechilor electron-gol, rezisten ța internă a tranzistorului sau generarea în avalan șă.

3.3.4.1. Func ționarea tranzistorului ca amplificator
Una din aplicaț iile tranzistorului este utilizarea acestu ia în etajele de amplificare. Pentru
studiul func ționării tranzistorului în acest mod este necesar s ă se definească no țiunile de
amplificare și amplificator.
Amplificarea este un proces de m ărire a puterii unui semnal f ără a modifica modul de
variație a mărimii în timp și folosind energia unor surse de alimentare. Termenul de semnal este
folosit pentru curent, tensiune sau putere în circuit. În acest capitol studiul se realizeaz ă pentru
amplificatoarele ideale. În realitat e semnalele sunt distorsionate, adic ă forma semnalului de ie șire
diferă de forma de und ă a semnalului de intrare.
Un amplificator este circuitul care produce amplif icarea semnalului original (cre șterea
amplitudinii curentului ș i tensiunii sau m ărimii puterii).
Câteva din circuitele care se pot realiza cu tranzistoare sunt:
• amplificatoare de curent (cu rezisten ță mică),
• amplificatoare de tensiune (cu rezisten ță mare),
• amplificatoare de putere.

59Pentru a observa cum se utilizează un tranzistor pe post de amplificator se consider ă
figura 3.16, pentru care se presupune c ă V EE este mărit cu 1mV.
Creșterea tensiunii va produce o cre ștere a curentului în joncț iunea baz ă-emitor. Cea mai
mare parte a curentului se va reg ăsi în creșterea curentului de colector, ceea ce presupune o
modificare a c ăderii de tensiune pe rezistorul R C. Dacă R C este de valoare mult mai mare decât
rezistorul R E, atunci se ob ține o amplificare de tensiune.
Fie amplificatorul din figura 3.13 realizat cu tranzistor npn, în conexiune EC.
La funcționarea amplificatorului, pentru polarizarea jonc țiunilor sunt necesare dou ă surse
(separate). La alegerea surselor (a valorii acestora) trebuie s ă se țină cont de tipul tranzistorului
din schema amplificatorului, as tfel pentru polarizarea direct ă la tranzistorul cu germaniu sunt
suficienți 0,2V, în timp ce pentru tranzistorul cu s iliciu sunt necesari apro ximativ 0,6V. Pentru c ă
bateriile uzuale nu permit tensiuni atât de mici, în schemele de polarizare ale tranzistorului se
utilizează divizorul rezistiv.
Prin inserarea în circuit a unuia sau mai multor rezistori, se ob țin metode de polarizare cu
ajutorul că rora se pot elimina sursa de tensiune de pe joncț iunea emitor-baz ă și efectele negative
produse de varia țiile de temperatur ă asupra polariz ării.
Curentul în circuitul baz ă-emitor circulă de la mas ă la emitor, prin afara bazei, și prin R B
spre sursa V CC. Curentul în bază este foarte mic (zeci – sute de microamperi) ș i rezistența directă
a tranzistorului este mic ă, astfel c ă numai câteva zecimi de vol ți din tensiunea pozitiv ă vor
ajunge în baza tranzistorului. Acestea sunt suficiente pentru polarizarea corect ă a tranzistorului.
Dacă tranzistorul este polarizat corect, prin circuit exist ă curent cu sau f ără semnal de
intrare. Aceasta înseamn ă existența unei tensiuni de colector V C atât timp cât exist ă curent prin
tranzistor și RS. Aceasta este notat ă pe graficul de ie șire. Atât timp cât existen ța tensiunii V C este
independent ă de existen ța unui semnal de intrare, semnalul de ie șire începe la nivelul V C și poate
crește sau descre ște. Tensiunea și curentul (continue) care exist ă în circuit înainte de aplicarea
unui semnal sunt cunoscute sub numele de curent și tensiune de „menț inere” (reziduale).
Rezistorul R S, rezistorul de sarcin ă din colector, se conecteaz ă în circuit pentru a men ține
efectul tensiunii de alimentare a colectorului în circuitul exteri or acestuia. Ca urmare tensiunea
VC se modific ă cu semnalul de intrare, permi țând tranzistorului s ă amplifice tensiunea. F ără R S
în circuit, tensiunea de colector va fi egală cu V CC.
Condensatorul C 1 este un element de cuplaj pentru ci rcuit. El permite trecerea semnalului
de c.a. ș i blochez ă componenta de c.c. a semn alului de intrare în baz ă. Acest condensator
împiedică modificarea polariz ării de c.c. a tranzistorului fie datorit ă rezisten ței interne mici a
sursei de semnal fie datorit ă potențialului de c.c. de la ie șirea etajului de amplificare anterior.
Semnalul de intrare în amplificator este de form ă sinusoidal ă și variază cu câțiva milivol ți
față de valoarea 0. Semnalul se aplic ă prin condensatorul de cuplaj între baz ă și emitor. Prin
aplicarea acestui semnal (alternan ța pozitivă), tensiunea pe joncț iunea bază-emitor devine mai
mare în valoare pozitiv ă. Polarizarea direct ă crește, astfel c ă în bază curentul cre ște odată cu
intrarea sinusoidal ă. Curenții de emitor și colector cresc, dar mult mai mult decât curentul de
bază. Odat ă cu creșterea curentului de colector, tensiunea pe rezisten ța R S crește. Deoarece
tensiunea pe R S și tensiunea colector-emitor formează împreun ă tensiunea V CC, creșterea
tensiunii R S înseamnă micșorarea tensiunii pe tran zistor. Tensiunea de ie șire a amplificatorului,
culeasă la colector, este alternan ța negativă a tensiunii de amplitudine mai mare decât intrarea,
dar având acela și caracter sinusoidal.
Pe durata alternan ței negative a semnalului de in trare, acesta se opune polariz ării directe.
Ca rezultat scade curentul de baz ă, respectiv curen ții de emitor și colector. Sc ăderea curentului
prin R S micșorează căderea de tensiune pe acest rezistor. Aceasta implic ă creșterea căderii de
tensiune colector-emitor. Tensiunea de ie șire este o alternan ță pozitivă a tensiunii, mai mare ca
valoare decât intrarea, cu form ă sinusoidal ă.
Prin examinarea unei perioade complete a intr ării, se observ ă că ieșirea amplificatorului
este o reproducere exact ă a intrării, exceptând inversarea polarităț ii și mărirea amplitudinii
(intrare – câ țiva milivol ți, ieșire – câțiva volți).

60 La versiunea pnp a amplificatorului , figura 3.14, exist ă câteva diferen țe față de
amplificatorul cu tranzistor npn. Una din diferen țe este polaritatea tensiunii. Tensiunea V CC este
negativă pentru a se putea realiza polarizarea directă între emitor și bază.
1. Când semnalul de intrare la pnp devine pozitiv, acesta se opune polariz ării directe a
tranzistorului. Ac țiunea va anula o part e din tensiunea negativ ă de pe jonc țiunea emitor-baz ă,
reducând curentul prin tranzistor. Rezult ă că, tensiunea pe rezistorul R S scade ș i tensiunea pe
tranzistor crește.
Pentru V CC negativ, tensiunea din colector V C tinde să devină negativă (după cum se vede
în figură) până la V CC. Ieșirea devine alternan ța negativă a tensiunii, de form ă sinusoidal ă dar de
valoare mai mare și cu polaritate opus ă.
2. Pe alternan ța negativă a semnalului de intrare, cu rentul prin tranzistor cre ște (tensiunea
ajută fenomenul de polarizare directă). Tensiunea pe rezisten ța R S crește și în consecin ță
tensiunea pe tranzistor scade sau trece spre valoare pozitiv ă (ex. -5V spre -3V). Rezult ă o
tensiune de ie șire pozitivă care are acelea și caracteristici ca și tensiunea de intrare exceptând
valoarea (este amplificat ă) și polaritatea inversată .
Rezumând, semnalul de intrare din circuitul precedent a fost amplificat; micile modific ări
în bază produc modific ări majore în curentul de co lector. Prin plasarea rezisten ței în serie cu
colectorul, se produce am plificare de tensiune.

3.3.4.2. Modelele circuitelor pentr u tranzistor în conexiune emitor
comun
Circuitul baz ă emitor
Rela țiile între curentul de baz ă și tensiunea baz ă-emitor sunt în corela ție cu
caracteristicile jonc țiunii bază-emitor, considerând aceast ă joncț iune că func ționează ca o diodă .
Aceasta înseamn ă că modelul acestei jonc țiuni va fi similar unei diode. Dac ă se vorbe ște de por ți
logice, se consider ă că nu există curent de baz ă atât timp cât tensiunea baz ă-emitor este mai mic ă
de 0,50V. În cazul în care baza conduce greu se presupune c ă tensiunea baz ă-emitor se apropie
de tensiunea de satura ție:
V V VBEsat BE 80 , 0= =

Circuitul colector emitor
Acest tip circuit este mai greu de modelat. Aceasta din cauza existen ței celor trei regiuni
care intervin în func ționare. Pentru c ă funcționarea tranzistorului în regiunea activ normală
inversă este rar utilizat ă, în continuare se va considera cazul func ționării în regiunea activ
normală directă. În figura 3.21 se prezint ă caracteristicile de ie șire I C = I C(VCE) pentru câteva
valori ale curentului de baz ă.
Fig. 3.20. Modelele circuitului în conexiunea EC la tranzistorul
npn.
a. Regiune de t ăiere: V BE<0,5V, V BC<0,5V.
b. Regiune activa: I B>0, V CE>0,2V.
c. Regiune de saturatie: I B>0, I C<βIB b. a. c.

61
Dacă tensiunea baz ă emitor este mai mic ă decât valoarea de prag, atunci curentul de baz ă
este 0. Drept urmare, sin gurul curent prin circui t este curentul de men ținere, care în general este
neglijat. Din acest motiv, func ționarea tranzistorului în regiunea de t ăiere se modeleaz ă printr-un
circuit deschis (figura 3.20). Regiunea de t ăiere este prezentată prin dreapta pentru care I
B = 0,
figura 3.21, sau V BE = 0, figura 3.22.
Regiunea activ normal ă corespunde ecua ției:
011
C B C I I Iαβ−+ = ( 3 . 1 5 )
pentru care se observ ă că avem o dependen ță a curentului de colector în func ție de
curentul de baz ă. Modelarea tranzistorului pentru acest tip de func ționare este prezentat ă în
figura 3.20.b. Modelarea jonc țiunii bază-emitor se face printr-o sursă de tensiune, iar circuitul
emitor-colector printr-o surs ă reglabil ă de curent βI
B, limitele de demarcare a acestei regiuni fiind: I B>0,
VCE>0.2V.
Trebuie men ționat faptul c ă acest model al tranzistorului este doar o aproximare. Modelul
real trebuie s ă ia în considerare faptul că variația curentului de colector se face lent cu tensiunea
VCE, ceea ce înseamn ă că spațiul dintre caracteristici nu este constant. De asemenea, exist ă o
variație a factorului β cu curentul de colector.
Pentru a fi valabil modelul mai su s prezentat, în majoritatea aplica țiilor, se consider ă
cazul tranzistorului ideal la care se adaug ă un parametru adi țional r 0.
Pentru modelarea tranzistorului în regiunea de satura ție se face o aproximare a
tranzistorului ca fiind dispozitiv ideal, astfel c ă circuitul este modelat printr-o tensiune fix ă V CE
= 0.2V. În această regiune circuitul bazei es te considerat a fi o surs ă de tensiuneV BE = 0.8V
(figura 3.20.c). Limitele acestei regiuni sunt I B> 0, I C< βI B.
Ca o concluzie , în figura 3.23 se prezint ă efectele modelării tranzistorului. Compararea
figurilor 3.21 și 3.23 indic ă faptul c ă modelele mai sus prezentate s unt o aproximare a modelului
real al tranzistorului. Aproximarea permite simplifi carea analizei circuitulu i în contextul mai larg
al circuitelor de comuta ție.
Fig. 3.21. Caracteristicile de ie șire
I
C = I C(VCE) pt. I B = ct.
IB= 0 10 μA 40 μA
30 μA
20 μA 50 μA Regiune de satura ție
VCE [V] Regiune activă
normală (RAN)
Regiune de t ăiere IC [mA]
Fig. 3.22. Caracteristicile de
ieșire I C = I C(VCE) pt. V BE = ct.
Regiune de t ăiere Regiune de
saturație
Regiune activă
normală (RAN) IC [mA]
-VCE [V]-VBE = 0-0,56 V -0,58 V -0,60 V

62

3.3.4.3. Func ționarea tranzistorului ca inversor / comutator
Utilizarea tranzistorului în circuitele digitale se poate realiza datorit ă posibilit ății
tranzistorului de a bloca sau c onduce curentul cu ajutor ul unui semnal de curent de valoare mic ă.
Din acest motiv cele mai importante moduri de func ționare sunt în regiunile de tăiere și de
saturație.
Pentru a studia func ționarea tranzistorului ca inversor sau comutator sunt utile modelele
prezentate anterior.
În figura 3.24 care reprezint ă un comutator clasic, func ționarea tranzistorului este
comandat ă de curentul din circuitul bazei. Analiza circuitului se realizeaz ă pentru V in = 0V, 5V
respectiv 10V.

Ex. 1. V in = 0
Pentru că joncț iunea BE este o diod ă, această parte a circuitului se va analiza ca fiind un
circuit în componen ța căruia este o diod ă. Fără sursa de alimentare care s ă furnizeze tensiune de
Saturație
Tăiere Regiune
activă
IB=0μA IC [mA]
VCE [V]
Fig. 3.23. Caracteristicile ob ținute prin modelarea
tranzistorului.
Fig. 3.24. a. Func ționarea tranzistorului ca și comutator. b. Schema simplificat ă.
c. Înlocuirea tranzistorului cu modelul în regim de t ăiere
b. a. c.

63deschidere a diodei, nu va exista circula ție de curent, iar f ără curent de bază tranzistorul se afl ă în
regiunea de t ăiere, drept pentru care nu va exista curent de colector.
În lipsa unui curent de colector, c ăderea de tensiune pe rezistorul R C va fi nul ă, ceea ce
înseamnă V CE = V 0 =10V (fig. 3.24.c.).

Ex. 2. V in = 5V
Prin introducerea unei surse de tensiune cu 5V se obț ine un curent de bază diferit de 0
(figura 3.25).

Curentul de baz ă se obține ca fiind:
mAkIB 86 . 057 . 0 5=−=
Atât timp cât exist ă curent de bază, exist ă și curent de colector. Dac ă se presupune c ă
tranzistorul func ționează în regiunea activ normală, se poate rezolva circuitul pentru aflarea
curentului de colector:
mA I IB C 2 . 17 86 . 0 20 = ⋅ = = β
De asemenea, rezolvarea circuitului înseamn ă aflarea tensiunii de ie șire și a căderii de
tensiune pe rezistorul R C.
V k mA R I V V VC C CC CE 4 . 1 5 . 0 2 . 17 100 = ⋅ − = − = = Ω
Atât timp cât V CE > V CEsat (0,2V), acest rezultat arat ă că tranzistorul func ționează în
regiunea activ normală.

Ex. 3. V in = 10V
Pentru o tensiune de intrar e de 10V curentul de baz ă devine:
mAk RV VI
BBE in
B 86 . 157 . 0 10=−=−=
mA I IB C 2 . 37 = =β
Tensiunea de ie șire devine:
V k mA R I V V VC C CC CE 6 . 8 5 . 0 2 . 37 100 −= ⋅ − = − = = Ω
În realitate un astfel de rezultat nu este posibil, neexistând surs ă de tensiune negativ ă.
Aceasta înseamn ă că tranzistorul este proiectat ca o surs ă de curent comandat ă în curent, dar nu
este generator de curent.
Se observ ă că pe caracteristicile de colector, te nsiunea de colector nu poate deveni
negativă pentru un curent de colector pozitiv. Singura concluzie posibil ă este că tranzistorul este
saturat și prelungirea regiunii active nu este valabil ă.
Fig. 3.25. Circuitul tr anzistorului pentru V
in = 5V.
Fig. 3.26. Circuitul tr anzistorului pentru V in = 10V.

64
În regim de satura ție modificarea este în circuitul de baz ă, V BE = 0,8V. Aceast ă
modificare influen țează valoarea curentului de baz ă.
⇒ =−= mAkIB 84 . 158 . 0 10mAk RV VI
CCEsat CC
C 6 . 195 . 02 . 0 10=−=−=
Tensiunea de ie șire este V CEsat. Rămâne de verificat dac ă modelul considerat este sau nu
apropiat de realitate. Verificarea se realizeaz ă prin demonstrarea rela ției:
B Csat I Iβ<
Cât timp mA mA IB 6 . 19 8 . 36 > = β , este valabil modelul tranzistorului în satura ție.

Rezumat
Este bine de lă murit criteriul dup ă care se alege modul de func ționare al tr anzistorului.
Regiunea de t ăiere:
VBE <V BEγ și VBC <V BCγ
Dacă apare aceast ă condiție atunci curen ții de baz ă și colector sunt zero. Se ignor ă
curentul de men ținere. Se consider ă posibilitaea utiliz ării tranzistorului cu colectorul și emitorul
polarizate invers. Se presupune c ă tensiunea de colector este mai mare decât tensiunea bazei.
Regiunea activ ă
IB > 0, V BE = 0,70V, I C = βIB, VCE > 0,2V
Regiunea de satura ție
IB > 0, V BE = 0,70V, I C < βIB, VCE = 0,2V
Valoarea V BEγ se alege astfel încât s ă existe o posibilitate de orientare asupra tranzi ției
între regiunea de tă iere și regiunea activ ă. Pentru circuitele logice aceast ă valoare se alege de
aproximativ 0,5V. Pentru o valoare mai mic ă tranzistorul func ționează în regiunea de t ăiere. La
saturație,
VBE = 0,80V. La sistemele logice orice valoare între cele dou ă menționate mai sus duc
tranzistorul într-o stare de nedeterminare, care îns ă nu cauzeaz ă probleme.
Funcționarea tranzistorului ca inversor
Pentru prezentarea modului în care func ționează în mod real tranzistorul, se consider ă
cazul unui inversor la intrarea c ăruia se aplic ă tensiune sinusoidal ă. În acest caz tranzistorul va
trece prin toate cele trei st ări prezentate anterior. Se presupune c ă:
VBEγ = 0.75 = V BEact = V BEsat

Studiul începe cu determinarea regiunii de utilizare a tranzistorului. Prima regiune de
funcționare care trebuie determinat ă este
regiunea de t ăiere. Acest mod de func ționare se
realizează pentru tensiune de intrare sub V BEγ. În cazul schemei din figura 3.27 acest lucru se
întâmplă când tensiunea de intr are parcurge alternan ța negativ ă, spre –5V. În tot acest timp
tranzistorul se poate înlocui cu modelul din figura 3.28.

RC= 1k
Rin= 10k
Fig. 3.27. Tranzistorul funcț ionând ca
amplificator inversor. β = 40

65
Funcționarea în acest regim înseamn ă: curentul de colector este zero, curentul prin
rezistorul R
C este zero, că derea de tensiune pe R C este zero, ceea ce înseamn ă că tensiunea de
ieșire este 10V.
Dacă tensiunea de alimentare este pe alternan ța pozitivă și depășește 0,75V, tranzistorul
va intra în funcț ionare în regiunea activ ă.

Analiza circuitului se realizeaz ă pe baza figurii 3.30.a, ob ținându-se urm ătoarele:
Curentul de baz ă:
kt
RV VI
BBE in
B1075 . 0 sin 5−=−=ω
Ecuația este valabilă dacă se îndeplineș te condiția: V in > V BEγ.
Tensiunea de ie șire este tensiunea de alimentare minus c ăderea de tensiune pe rezistorul
din colector.
ktk R I V VC C CC1075 . 0 sin 51 40 100−⋅ ⋅ − = − =ωΩ
În același timp curentul I C = βIB =40I B.
Din nou exist ă condiții de valabilitate:
• Tensiunea V in> 0,75V
• Circuitul s ă nu fie saturat, V 0 = V CE > 0,2V.
Tensiunea de ie șire este sinusoidală numai pentru o parte din ciclu. Se observă că dacă
tensiunea de intrare este 0,75V tensiunea de ie șire este 10V, ceea ce corespunde regiunii de
tăiere.
Tranzistorul va func ționa în regiunea de satura ție dacă tensiunea colector-emitor atinge
valoarea de 0,2V. Pentru a afla ce tensiune de intrare poate duce tranzistorul în regiunea de saturație consider ăm modelul dispozitivului la satura ție.
Pentru circuitul în satura ție se determin ă:
Rin= 10k RC= 1k
Fig. 3.28. Modelul tranzistorului în
regiunea de t ăiere.
-5
105
Reg.
tăiereReg.
tăiere
Fig. 3.29. Tensiunea de ie șire pentru
funcționarea tranzistor ului în regiunea
de tăiere. t t
Fig. 3.30. a. Func ționarea tranzistorului ca inversor în regiunea activ ă;
b. Modelul tranzistorului la satura ție.
0,75 0,20 1k 10k
10 Vin>3,2
Rin= 10k
RC= 1k
βIB Vin > 0.75 0.75 10
a. b.

66 mAk RV VI
CCEsat CC
C 8 . 912 . 0 10=−=−=
Tensiunea de intrare minim ă necesară pentru un astfel de curent de baz ă este:
V R I V VB Bsat BEsat 2 . 3min = ⋅ + =
Tranzistorul este în satura ție pe perioada de ciclu când V in >3,2V.
În figura 3.31 se prezint ă întregul ciclu parcurs de tranzistor. Se observă că regiunea
activă este prezentă un timp relativ scurt, pe parcursul c ăruia tensiunea de ie șire are form ă
sinusoidal ă.

activă
saturație tăiere 5
3.2
0.75 Vin
V0
t t
0.2

Fig. 3.29. Ciclul parcurs la funcț ionarea ca inversor a
tranzistorului
3.4. TIPURI DE POLARIZARE A
TRANZISTOARELOR
Una din problemele de baz ă ale funcționării tranzistorului în cad rul circuitelor electrice
este stabilirea și menținerea valorilor corecte pentru tensiune și curent în circuit, aceasta fiind în
strânsă legătură cu selectarea corect ă a metodei de polarizare în func ție de condi țiile de ambient
și temperatură (acestea pot produce modific ări ale funcț ionării tranzistorului sau eventuale
schimbări nedorite în forma semnalului) și determinarea punctulu i static de func ționare.
Rezultă necesitatea afl ării curentului de colector al tranzistorului I C și a tensiunii U CE
dintre colector și emitor (respectiv U EC pentru pnp) în regim activ normal (RAN) atunci când se
cunosc parametrii βo și U BE (respectiv U EB pentru pnp). Coordonatele punctului static de
funcționare sunt m ărimile I C și U CE și se găsesc pe caracte ristica static ă de ieșire a tranzistorului
în conexiune EC, i C = i C (uCE) pentru I B = constant.
În acest capitol se prezint ă câteva dintre metodele de polarizare.

Fig. 3.32. Caracteristicile de
ieșire I
C = I C(VCE) cu I B = ct.
IB= 0 10 μA 40 μA
30 μA
20 μA 50 μA Regiune de
saturație
VCE [V] Regiune activ ă
normală (RAN)
Regiune de t ăiere IC [mA]
P(I C, U CE)

673.4.1. Polarizarea în curent a bazei – polarizare fix ă
Prima metod ă de polarizare, polarizar ea în curent a bazei, este prezentată în figura 3.13.
După cum s-a v ăzut, această metodă constă în conectarea unui rezistor R b între tensiunea de
alimentare a colectorului ș i bază. Din nefericire aceast ă metodă are dezavantajul instabilit ății
termice. Dac ă temperatura tranzistorului cre ște din orice motiv, curentul de colector va cre ște.
Această creș tere va afecta punctul de func ționare în c.c. (deplasându-l din pozi ția stabilit ă).
Această reacție a temperaturii este nedorit ă, afectând amplificarea și producând distorsiuni.

3.4.2. Autopolarizarea
O metodă mai corect ă de polarizare a tr anzistorului se ob ține prin introducerea unei
rezistențe R b între bază și colector ca în figura 3.33 . Prin aceast ă metodă, de legare a colectorului
la bază, tensiunea de reac ție necesar ă polarizării directe se ob ține de la colector spre baz ă. Acum,
dacă temperatura cre ște producând o cre ștere a curentului de colector, tensiunea V C va scade, ca
rezultat a c ăderii de tensiune pe rezistorul R S. Saltul de tensiune V C se va resim ți în bază prin
scăderea curentului de baz ă. Scăderea se va opune efectului ini țial de cre ștere a curentului de
colector, stabilizând func ționarea. Fenomene asem ănătoare se produc ș i la scă derea temperaturii.

Această metodă are în schimb dou ă dezavantaje:
1)
este eficientă parțial, fiind folosit ă numai în cazul unor modific ări moderate
(așteptate) ale temperaturii ambiante;
2) se reduce amplificarea pe perioada cât semnalul din colector afecteaz ă tensiunea din
bază.
Acest efect este ur mare a faptului c ă semnalele pe colector și bază sunt în opozi ție de fază
și parte din semnalul din colector care afecteaz ă semnalul din bază anulează o parte din semnalul
de intrare. Procesul se numeș te reacț ie negativ ă. Sunt cazuri în care se dore ște acest proces,
pentru prevenirea distorsiunilor în amplitudine.

3.4.3. Polarizarea combinat ă
Pentru îmbun ătățirea stabilit ății și eliminarea dezavantajelor celor dou ă metode
prezentate anterior se utilizeaz ă o metodă de polarizare care combin ă cele două metode.
Aceasta const ă în polarizarea cu divizor de tensiune în baz ă, ca în figura 3.34. Polarizarea
în curent este reprezentat ă de R 1 – R 2 și tensiunea V CC. Fluxul de c.c. prin divizorul de tensiune
polarizeaz ă direct baza în raport cu poten țialul emitorului. Rezistorul R e, care se conecteaz ă în
serie cu emitorul, asigur ă autopolarizarea emitorului.
Dacă IE crește, că derea de tensiune pe R e crește, reducând U C. Acest efect de cre ștere a I e
respectiv a tensiunii pe R e este o alt ă formă a degeneră rii, care const ă într-un semnal de ie șire Fig. 3.33. Autopolarizarea tranzistorului bipolar
autopolarizare
intrareieșire VC

68 mai mic. Pentru a ob ține o stabilitate termic ă în același timp cu realizarea unei degener ări mici,
se utilizeaz ă un condensator de decuplare C e în paralel cu R e. Dacă Ce este suficient de mare,
variația rapidă a semnalului nu va afecta sarcina și nu vor ap ărea degener ări ale semnalului.

Concluzie
R1 și R 2 tind să mențină potențialul bazei constant în timp ce poten țialul emitorului
variază. Acest tip de polarizare ofer ă o bună stabilitate termic ă odată cu menținerea punctului
static de funcț ionare a tranzistorului la valoarea dorit ă.

3.5. CARACTERISTICILE STATICE ALE
TRANZISTORULUI BIPOLAR
Pentru calcule practice ale circuite lor cu tranzistoare se utilizeaz ă caracteristicile statice
ridicate experimental. Există trei tipuri de caracteristici pentru tranzistorul bipolar:
1. caracteristicile de intrare descriu dependen ța a două mărimi de intrare, parametru
fiind o mărime de ieș ire;
2. caracteristicile de transfer descriu dependenț a dintre o m ărime de ie șire și una de
intrare, ca parametru putând fi, în principiu, oricare alt ă mărime;
3. caracteristicile de ie șire descriu dependen ța dintre dou ă mărimi de ie șire, având ca
parametru o m ărime de intrare.
Întrucât caracteristici le statice depind de tipul schemei de conectare, în cele ce urmeaz ă le
prezentă m pe cele corespunză toare conexiunii emitor-comun .

Caracteristicile statice ale tranzistoarel or bipolare în conexiune emitor comun

Vom considera cazul unui tranzistor bipolar pnp de mică putere. În schema emitor-
comun , tensiunile au ca nivel de referin ță potențialul emitorului . Ca mărimi de intrare avem: V BE
= –V EB și IB, iar ca mărimi de ieș ire pe V CE și IC.
O relație între curen ți este:
⎟⎟
⎠⎞
⎜⎜
⎝⎛−⎟
⎠⎞⎜
⎝⎛
−−−= 1kTeVexp1II1ICB
I N0 CBB
I NNCα α α αα ( 3 . 1 6 )
Coeficientul de amplificare baz ă-colector
NN
Nααβ−=1 ( 3 . 1 7 )
are valori mult mai mari ca unitatea, fiind cuprins între 20 și 1000.
Pentru un tranzistor pnp, pot fi scrise urm ătoarele rela ții Fig. 3.34. Schema de polarizare
a tranzistorului cu divizor de
tensiune.
UC Polarizare
fixă

69()⎟⎟
⎠⎞
⎜⎜
⎝⎛−⎟
⎠⎞⎜
⎝⎛+ − = 1kTeVexp I 1 I ICB0 CB N B N C β β ( 3 . 1 8 )
()⎟⎟
⎠⎞
⎜⎜
⎝⎛−⎟
⎠⎞⎜
⎝⎛+ − = − 1kTeVexp I 1 I IEB0 EB I B I E β β ( 3 . 1 9 )

Expresia curentului de baz ă în funcț ie de tensiunile aplicate jonc țiunilor rezult ă ca fiind:
() ( )
⎟⎟
⎠⎞
⎜⎜
⎝⎛−⎟
⎠⎞⎜
⎝⎛
+ +++⎟⎟
⎠⎞
⎜⎜
⎝⎛−⎟
⎠⎞⎜
⎝⎛
+ ++= 1kTeVexp1I 11kTeVexp1I 1IEB
I N0 CB N EB
I N0 EB NBβ ββ
β ββ (3.20)

Caracteristici de intrare

Expresia acestei caracteristici este I B = I B(VBE) cu V CE = ct. În figura 3.35 sunt
reprezentate caracteristicile de intrare tipice pent ru un tranzistor bipolar cu Si. În conexiunea EC
normală, curentul de baz ă este dat de rela ția:

()0 CB
NE0 CB N E C E B I1II 1 I I I I −−= − − = − =βα ( 3 . 2 1 )

Pentru valori mici ale tensiunii de pol arizare direct ă a joncțiunii emitorului,
caracteristica de intrare apare în cadranul IV, întrucât în circuitul bazei predomin ă curentul
rezidual I
CB0. La tranzistoarele din siliciu, curentul rezidual I CB0 este foarte mic, astfel încât
caracteristica de intrare se poate considera c ă trece prin origine. Pentru diferite valori ale
parametrului U CE = ct < 0, la tranzistorul pnp, caracteristicile rezult ă distincte dar foarte
apropiate.

Caracteristici de transfer în curent
Expresia caracteristicii este I
C = I C(IB) pentru V CE = ct.
În regiunea valorilor medii ale curen ților dependen ța experimental ă IC = I C(IB) este
cvasiliniară , astfel încât în zona acestor curen ți (figura 3.36):
1 B1 C
II=β ( 3 . 2 2 )
poate fi considerat constant. Fig. 3.36. Caracteristica de transfer în
curent
IB [μA] IC [mA]
VCE = -10V
IB1 0 IC1
VCE = -5V
Fig. 3.35. Caracteristica static ă de
intrare
VCE = -15V
VEB [V] iB [μA]
VCE = -5V
0

70 Caracteristici de ieșire
În figura 3.37 sunt prezentate m ărimile caracteristice unui tranzistor pnp, iar
caracteristicile de ieș ire de forma I C = I C(VCE) cu V BE = ct sunt reprezentate în figura 3.38.
În figura 3.39 este reprezentat ă familia caracteristicilor experimentale de ie șire, I C =
IC(VCE) cu I B = ct pentru un tranzistor npn

Caracteristica I
B = 0 (figura 3.39) nu este, de fapt, limita regiunii de t ăiere. Pentru a bloca
tranzistorul este necesar ă blocarea joncț iunii emitorului. În acest caz I C devine egal cu I CE0.
Funcționarea tranzistorului bi polar în regim de satura ție este întâlnit ă frecvent în circuitele
digitale, deoarece în aceast ă regiune se asigură o tensiune de ie șire bine specificat ă care
reprezintă o stare logic ă. În circuitele analogice se evit ă în mod uzual regiunea de satura ție,
deoarece factorul de amplificare al tr anzistorului bipolar este foarte mic.

IC
IB
IE VBE VCE
VEB VCB
Fig. 3.37. Tensiuni ș i curenți în conexiune EC
Fig. 3.40. Tensiuni ș i curenți la tranzistorul pnp
în conexiune EC.
IB IC
IE VCE
VBE Fig. 3.38. Caracteristicile de
ieșire I C = I C(VCE) cu V BE = ct.
Regiune de t ăiere Regiune de
saturație
Regiune activă
normală (RAN) IC [mA]
-VCE [V]-VBE = 0-0,56 V -0,58 V -0,60 V
Fig. 3.39. Caracteristicile de
ieșire I C = I C(VCE) cu I B = ct.
IB= 0 10 μA 40 μA
30 μA
20 μA 50 μA Regiune de
saturație
VCE [V] Regiune activ ă
normală (RAN)
Regiune de t ăiere IC [mA]
P(I C, U CE)

71Joncțiunea emitorului este polarizat ă direct dac ă UBE = -U EB <0. Jonc țiunea colectorului
este polarizat ă invers dac ă colectorul este situat la un poten țial mai negativ decât baza, poten țiale
considerate în raport cu emito rul (figura 3.40). Acest mod de polarizare corespunde regiunii
active normale.
⎟⎟
⎠⎞
⎜⎜
⎝⎛−⎟
⎠⎞⎜
⎝⎛−⎟⎟
⎠⎞
⎜⎜
⎝⎛−⎟
⎠⎞⎜
⎝⎛= 1kTeVexp I 1kTeVexp I ICBCSEBES N Cα ( 3 . 2 3 )

Curentul de intrare I
B are acela și sens atât în conexiune normal ă, cât și în conexiune
inversă. Deoarece acest curent are valori mici, curen ții de colector și emitor rezult ă apropiați ca
valoare, adic ă IE ≈ IC, respectiv – I E ≈ – IC. Tensiunile de ie șire în cele dou ă conexiuni sunt legate
prin relația
VCE = – V EC, astfel că ele reprezintă cele două semiaxe ale tensiunii. Cu aceste preciz ări, dacă se
reprezintă caracteristicile de ie șire în conexiune EC normal ă în cadranul I (fig. 3.41),
caracteristicile de ie șire în conexiune EC invers ă este justificat s ă se reprezinte în cadranul III.
Caracteristicile de ie șire sunt trasate pentru acelea și valori ale parametrului I B, astfel că se poate
face o compara ție directă între cele dou ă regimuri de func ționare.
În regim normal, pentru tensiuni negative V CE, care determin ă ()ekT4 3 V CE ÷ ≥ , se
poate neglija termenul exponen țial din rela ția (3.18), astfel încât:

0CE B N CI I I+ = β ( 3 . 2 4 )
unde
()0 0 1CB N CE I I + =β ( 3 . 2 5 )
pentru I B = 0, prin circuitul de ie șire circulând curentul rezidua l de colector cu baza în
gol, I CB0; acest curent are o valoare de ( )1+Nβ ori mai mare decât curentul rezidual I CB0 din
VCEsat Regiune de
saturație normal ă
-VEC [V]
-VCE [V] IB= 0 20 μA 80 μA
60 μA
40 μA
IB= 0
40 μA
80 μA 20 μA
60 μA
-IE [mA] IC [mA]
Regiune de t ăiere
normală Regiune activ ă
normală
Regiune de
saturație inversă Regiune activ ă inversăRegiune de t ăiere
inversă VCEsat
Fig. 3.41. Caracteristicile de ie șire la tranzistorul pnp.

72 cazul conexiunii BC cu emitor în gol. Curentul I CE0 are valori mai importante la tranzistoarele cu
germaniu și nu poate fi neglijat la ca lculul circuitelor echipate cu asemenea tranzistoare.
Frontiera dintre regiunea activ ă normală și regiunea de t ăiere normală este determinat ă
din condiția V EB = 0. Pentru tensiuni de polarizare invers ă ()ekT4 3 V CE ÷ ≥ rezultând

() ( )()CBO N
I NI N
I NCBO
CS C III I 111 1
1++ ++ +=−= = ββ ββ β
α α ( 3 . 2 6 )
Caracteristica pentru I B = 0 este situat ă în regiunea activ ă normală a curenților mici, deci
foarte aproape de frontiera cu regiunea de t ăiere normală . În calculele practice, se poate
considera ca frontier ă între regiunea activ ă normală și regiunea de t ăiere normal ă chiar
caracteristica pentru I B = 0.
Creșterea curentului I C cu tensiunea U CE pe caracteristicile de I B = ct este mult mai
pronunț ată față de creș terea curentului I C cu tensiunea U CB pe caracteristicile de I E = ct. Aceasta
este determinat ă de variația diferită a coeficien ților ()CE NUβ și ()CB NUα .
Pentru conexiunea EC sunt valabile rela țiile:
IE = I C + I B. (3.27)

Conform IC = αF IE + I CB0

FCB C
EI IIα0 −= (3.28)

Introducând (3.28) în (3.27), rezult ă:

B C
FCB CI II I+ =−
α0 ( 3 . 2 9 )

IC – I CB0 = αF IC + αF IB

IC(1 – αF) = αF IB + I CB0 ( 3 . 3 0 )

011
1CB
FB
FF
C I I Iα αα
−+−= (3.31)

Notând cu
FF
Fααβ−=1 ( 3 . 3 2 )

factorul de amplificare în curent în conexiunea emitor comun (EC), ș i cu

FCEIα−=11
0 ( 3 . 3 3 )

curentul rezidual de colector în conexiunea emitor comun (EC) (măsurat cu baza în gol),
se obț ine relaț ia:

IC = βF IB + I CE0. ( 3 . 3 4 )

73Noul factor de amplificare în curent poate fi mult mai mare decât 1 (zeci, sute). De
asemenea I CE0 >> I CB0
Pentru un tranzistor npn, reunirea celor 3 tipuri de caracteristici este prezentat ă în figura
3.42.
Acestea se reprezintă astfel:
Cadranul I conține familia caracteristicilor de ie șire, care reprezint ă dependenț a: i C = i C
(vCE) pentru I B = constant
Cadranul II conține familia caracteristicilor de transfer în curent , care reprezintă
dependen ța iC = i C (iB) pentru V CE = constant
Cadranul III conține familia caracteristicilor de intrare , care reprezint ă dependen ța
iB = i B (vBE) pentru V CE = constant
Cadranul IV conține familia caracteristicilor de transfer în tensiune , care reprezintă
dependen ța vBE = v BE (vCE) pentru I B = constant.

3.6. CLASE DE FUNC ȚIONARE ALE
AMPLIFICATOARELOR CU TRANZISTOARE
În continuarea se prezint ă clasele de func ționare ale amplificatoarelor cu tranzistoare.
Una din întreb ările care se pun este c ea care face referire la tipul componentelor din
structura amplificatoarelor. Exist ă audiofili care sus țin utilizarea tuburilor electronice în
defavoarea dispozitivelor semiconductoar e, pe motive de fidelitate a red ării sunetelor.
iB I CEO V CE2 ICBO vCE [V]
P P P
ΔvCE
vBE iB > 0
iB = -I CB0 iB = 0 vCE = V CE1 VCE2>V CE1 Regiune de
saturație
( 0 vBC≥)
Regiune de blocare
iB BiΔ
VCE1
VCE2 > V CE1 iC [μA]
1CiΔvBC= 0
ΔiC
ΔvBE
Fig. 3.42. Caracteristi cile tranzistorului npn.

74 Se pot aduce argumente pro și contra pentru ambele tipuri de componente. Tuburile de
slabă calitate sunt lente și au adesea zgomot de fond spre deosebire de cele de bun ă calitate care
sună spectacular. Acelea și observa ții se pot face și pentru dispozitivel e semiconductoare. De
asemenea, exist ă cazuri chiar de amplificatoare cu dispozitive semiconductoare care au o
întârziere mare în redarea sunetului.
Ce sunt amplificatoarele? Sunt circuite care amplific ă semnalul de la intrarea sa. Exist ă o
varietate mare de scheme de amplificator. Cele mai cunoscute sunt clasele A, AB și C. Există
clase speciale cum ar fi clasa G (Hitachi) , clasa H (Soundcraftsman), clasa D (numit ă și
amplificator digital) și clasa T.
În cele prezentate anterior, s-a presupus c ă pentru orice punct de pe sinusoida semnalului
de intrare exist ă un semnal de ie șire. În cazul utiliz ării tranzistorului ca amplificator , se dorește
ca acesta s ă conducă pentru anumite zone ale sinusoi dei de intrare. Clasele de func ționare ale
amplificatoarelor sunt determinate de porț iunile din sinusoida de intrare pentru care exist ă
semnal la ie șire.

Clasa A
Clasa A utilizeaz ă unul sau mai multe tranzistoare care conduc pe ambele alternan țe ale
semnalului. Un amplificator lucreaz ă în clasă A când alimentarea acestuia se face astfel încât
variația polarității semnalului de intrare s ă nu produc ă blocarea sau saturarea tranzistorului. S-au
introdus no țiunile de:
• Blocare: la tranzistorul pnp, dacă baza devine pozitiv ă (se respect ă polarizarea
joncțiunii emitorului) golurile sunt respinse spre jonc țiunea pn astfel că nu exist ă
curent în circuitul colectorului.
• Saturarea: intervine în momentul în care negativarea bazei este atât de puternică încât
modificările semnalului de intrare nu modific ă fluxul curentului de colector.
Prin polarizarea tranzistorului în acest mod se ob ține un punct de func ționare pe
caracteristica static ă în c.c. (PSF) cuprins între regiunea de blocare și cea de satura ție. În acest fel
pentru o varia ție completă (de 360o) a semnalului de intrare se ob ține la ieșire un semnal care
este replica semnalului de intrare.
Un exemplu de amplificator în clas ă A este cel din figura 3.43. Un astfel de montaj este
utilizat ca amplificator de frecven ță audio și radio, la sistemele radar și audio.
Deși cu distorsiuni reduse, acest tip de amplificator este ineficient și genereaz ă relativ
multă căldură. În același timp se observă că indiferent dacă utilizezi frecven ța FM sau vizionezi
un film amplificatorul va consuma putere propor țional cu cât modifici poten țiometrul de volum.

Clasa B
În sensul crescă tor al eficien ței, următoarea clas ă de amplificatoare este clasa B. Pentru
montajele în aceast ă clasă se utilizeaz ă două tranzistoare care con duc alternativ, unul pe
alternanța pozitivă iar celălalt pe alternan ța negativ ă. Cam 99% din amplificatoarele care se
utilizează sunt în clasă B, cu performan țe bune din punct de vedere al distorsiunilor.
Polarizarea tranzistorului se face astfel încâ t curentul de colector este zero pentru o
alternanță completă a semnalului de intrare. Punctul de func ționare este astfel ales încât curentul
de bază este zero când nu exist ă semnal de intrare.
Specific func ționării în clas ă B este faptul c ă fiecare tranzistor lucreaz ă pe jumătate de
ciclu. În urma func ționării în acest mod apare o distorsiune între momentul bloc ării unui
tranzistor și a intrării în conduc ție a celuilalt.
Amplificatoarele care func ționează în clas ă B sunt utilizate cu prec ădere ca
amplificatoare audio de putere mare.

75

Fig. 3.43. Amplificator
în clasă A Fig. 3.44. Amplificator în clasă B Fig. 3.45. Amplificator în clasă AB
Clasa AB
Clasa AB doreș te să elimine aceast ă problemă. Astfel în clas ă AB un tranzistor î și începe
conducția în timp ce cel ălalt tranzistor este înc ă în conduc ție. Deși se elimin ă distorsiunea clasei
B apare o alta, prin suprapunerea pentru un timp a celor dou ă semnale. Aceasta se traduce prin
faptul că semnalul o ia înainte.
În cazul func ționării în clas ă AB, curentul de colector este zero pentru (zona de blocare)
pentru o por țiune a uneia din alternan țele semnalului de intrare. În acest caz tensiunea de
polarizare direct ă are valoarea mai mic ă decât valoarea semnalului de intrare. Jonc țiunea baz ă-
emitor va fi polarizat ă invers pe perioada unei alternan țe, atât timp cât semnalul de intrare se
opune și este mai mare decât valoarea tensiunii de polarizare direct ă. Rezultă că există circulație
de curent de colector mai mult de 180o dar mai pu țin de 360o. PSF-ul în acest caz este mai
aproape de regiunea de blocare.
Printre amplificatoarele a udio clasice existente cele din clasa A au o eficien ță de 50% în
timp ce amplificatoarele din clasele B, AB îmbun ătățesc procentul pân ă la 70-80%, restul
pierzându-se prin disipare de c ăldură. A fost necesar ă o îmbun ătățire a eficien ței
amplificatoarelor ajungându-se la clasa D, cea care a pus bazele func ționării în comuta ție a
montajelor de amplificare, atingându-se teoretic pragul de eficien ță de 100%.
Cele mai multe elemente de circuit pot fi clasificate ca fiind rezistive, capacitive,
dispozitive magnetice (incluzând bobina și transformatorul) și dispozitive semiconductoare (pot
opera liniar sau în comuta ție).
Un circuit func ționând liniar, are func ționarea în regim clasic în care frecven ța nu este un
parametru decisiv. La func ționarea în regim liniar ie șirea este dependentă de intrare printr-o
relație liniară, cu distorsiuni minime ale semnalului de ie șire. Aceasta înseamn ă că se evită
funcționarea elementelor magnetice în regim liniar.
Pe de alt ă parte, tranzistorul func ționând în regiunea liniar ă a caracteristicii duce la
pierderi mari de putere (prin disipa ție de căldură). Prin acesta se afecteaz ă randamentul
circuitului.
Amplificatoarele clasice cum sunt cele în clasă A și AB opereaz ă în regim liniar.
La funcț ionarea în regim de com
utație pierderile de putere sunt nesesizabile. Din acest
motiv rezistoarele și elementele semiconductoare func ționând în regim liniar se utilizeaz ă mai
puțin, luând amploare elementele func ționând în regim de comuta ție. Se reaminte ște că la
funcționarea în comuta ție dispozitivele se pot g ăsi în două stări: ON (în regiunea de satura ție)

76 sau OFF (în regiunea de t ăiere). De asemenea, se știe că în regiunea de satura ție nu exist ă cădere
de tensiune în semiconductor iar în regiunea de t ăiere nu exist ă flux de curent. Din acest motiv
pierderile la funcț ionarea în comuta ție sunt date de pierderile la tranzi ția dintr-o regiune de
funcționare în alta (dintr-un regim de func ționare în altul).
Deși amplificatoarele în clas ă A sunt ineficiente, sunt mai u șor de proiectat și au o
calitate bun ă a sunetului. Un amplificator în clas ă A bine proiectat este aproape la fel de complex
ca un amplificator în clas ă B, dezavantajul fiind cel al costului, cel în clas ă A fiind mai scump.
În figura 3.46 este prezentat comparativ semnalul de ie șire pentru diferitele clase de
amplificatoare.

Clasa C
În acest caz, curent de colector exist ă prin circuit pentru mai pu țin de jum ătate dintr-o
alternanță a semanlului de intrare.
Funcționarea în clas ă C se realizeaz ă prin polarizarea invers ă a joncțiunii emitor-baz ă,
care duce punctul de func ționare sub regiunea de blocare.
Amplificatoarele în clas ă C sunt utilizate ca amplificatoare de radiofrecven ță.
Clasa D de amplificatoare utilizeaz ă tranzistoarele care pot comuta ON sau OFF
(asemănător tehnicii de modula ție în durat ă). Avantajele acestui tip de amplificator sunt:
eficiența mărită și cantitatea de c ădură degajată redusă comparativ cu clasa AB. Dezavantajul
constă în distorsiunile introduse în momentul comut ării tranzistorului între cele dou ă stări, acesta
neputându-se afla în acela și timp în ambele stă ri. Aceste distorsiuni sunt neimportante în
utilizările cele mai frecvente ale clasei D anume cele de amplificatoare pentru difuzoare de joas ă
frecvență.
Alte tipuri de clase sunt:
Clasa E este asem ănătoare clasei C, o clas ă de radiofrecven ță, cu avantajul reducerii
disipației de putere în tranzistor. Nu este aplicabil ă la amplificatoarele de audiofrecvență .
Clasa G combină două etaje de clas ă B într-unul singur. Scopul acestei clase este de a
mări eficiența. Teoretic, etajul în clas ă B de joas ă putere preia întreaga sarcin ă, în timp ce etajul
în clasă B de mare putere se afl ă în stand-by intrând în func ție în momentul apari ției proceselor
tranzitorii, a existen ței vârfurilor sau a nivelelor prea ri dicate pentru ie șirile audio. Trecerea
automată se realizează în urma proceselor de comuta ție prin intermediul diodelor de comuta ție.
Pentru că mărirea eficien ței nu este la nivelul dorit, nu se poate justifica complexitatea
schemei prin introducerea circuitelor adi ționale de comuta ție.
Clasa H este o încercare de a m ări eficien ța amplificatoarelor în clas ă B . S e o b țin
aceleași rezultate ca în cazul clas ei G, cu deosebirea că funcția de comuta ție între cele dou ă etaje
de alimentare de la clasa G este realizat ă de dinamica arhitecturii cl asei H. Aceasta înseamn ă
posibilitatea m ăririi valorii tensiunii de alimentare când este dorit ă o valoare mai mare de putere
la ieșire. Structura clasei H compensează costurile suplimentare și complexitatea structurii celor
două etaje a clasei G. Chiar ș i cu aceste îmbun ătățiri eficien ța se men ține în limite modeste,
astfel că nu se justific ă efortul de a realiza un amplificator înclas ă G.
Clasa B Clasa ABClasa A
Clasa C Fig. 3.46. Clasele de funcț ionare ale
amplificatoarelor cu tranzitoare.
zonă de conduc ție.

77Clasa S cuprinde un amplificator de joas ă putere în clas ă A care alimenteaz ă o sarcină
dintr-un etaj de amplificare în clas ă B. Aceasta înseamn ă ca etajul în clas ă B face ca sarcina s ă
pară a avea impedan ță mare care poate fi comandat ă mai ușor cu ajutorul unui amplificator în
clasă A.
Clasa T sunt amplificatoarele în comuta ție cele mai perfec ționate, proiectate de Tripath.
Se utilizeaz ă procesarea semnalelor astfel încât s ă se elimine distorsiunile la comuta ție din clasa
D. Avantajul oferit de eliminarea distorsiunilo r nu duce la un sunet mai bun decât în clas ă A sau
AB ci obținerea unui pre ț mai bun pentru amplificatoare mai performante.

3.7. VERIFICAREA TRANZISTOARELOR
Tranzistorul se consider ă, conform celor prezentate anterior, un dispozitiv fă ră probleme
în funcționare și datorită capsulării și stratului protector, cu durat ă lungă de func ționare.
Teoretic, un tranzistor poate fi folosit un timp infinit. Practic, dac ă un tranzistor este supus unui
supracurent, jonc țiunile pot suferi avarii, sau chia r se pot distruge total. Acelea și urmări le poate
avea și funcționarea tranzistorului la tensiuni peste cele admisibile sau în cazul apari ției unui
curent invers peste valorile admise. Al ți factori de deteriorare îi constitue: temperatura,
umiditatea sau radia țiile care dac ă sunt peste o anumite valori duc la distru gerea tranzistorului.
Verificarea tranzistorului se poate face astfel:
• Cu ajutorul ohmmetrului;
• Prin înlocuirea tranzistorului suspectat a nu func ționa corect cu unul care se știe a fi în
parametri. În acest caz trebuie să se verifice în prealabil circuitul în care se va
introduce tranzistorul, pentru a elimina eventualele defec țiuni din circuit și a nu
distruge noul tranzistor.
De asemenea, la utilizarea tranzi stoarelor în circuit trebuie s ă se verifice montarea
acestora prin identificarea corect ă a terminalelor.
Cu ajutorul ohmmetrului se pot realiza dou ă tipuri de verific ări: a amplific ării și a
rezistenței joncțiunii. Verificarea jonc țiunii tranzistoarelor furnizeaz ă informații cu privire la
eventualele scurtcircuit ări, întreruperi sau scurgerile de curent.
Metoda cea mai simpl ă de verificare a tranzistorului se realizeaz ă cu ajutorul unui
ohmmetru și a unui circuit simplu de testare, care con ține o serie de rezistori cupla ți printr-un
întrerupător. În principiu, curentul prin tranzistor, de la emitor la colector, înainte de polarizarea
directă a joncț iunii emitor-baz ă este nul sau neglijabil.
În figura 3.47, cu întreruptorul pe pozi ția deschis, baza nu este alimentat ă, iar joncțiunea
emitor-baz ă nu este polarizat ă. În acest caz, ohmmetrul trebuie s ă indice o rezisten ță de valoare
mare (ca în figur ă). Dacă se închide întrerup ătorul, jonc țiunea emitor-baz ă este polarizat ă direct
de tensiunea prin divizorul de tensiune R 1, R 2. Curentul circul ă prin circuitul emitor-colector,
rezistența pe ohmmetru trebuind s ă aibă valoare mic ă.

R2
R1 R 3
Fig.3.47. Verificarea amplific ării
tranzitorului cu aj utorul ohmetrului Ohmme-
tru

78
Pentru verificarea unui tranzistor de tip npn (în figur ă tranzistorul este de tip pnp) se
inversează polaritățile bornelor (respectiv a terminalului ohmmetrului) la emitorul și colectorul
tranzistorului și se aplică același algoritm ca cel anterior.
Ohmmetrul se poate utiliza pentru verificarea fluxului de curent, prin m ăsurarea
rezistenței joncțiunilor baz ă-emitor, baz ă-colector și circuitului baz ă-emitor în polarizare direct ă
și inversă. Pentru simplificarea m ăsurătorilor, tranzistorul se consider ă ca fiind format din dou ă
diode conectate în opozi ție. Montate în acest mod, diodele vor avea: rezisten ță directă mică și
rezistență inversă mare. Prin aceste m ăsurători se evit ă utilizarea rezisten ței R 1.

Fig. 3.50. Verificarea baz ă-
emitor Fig. 3.49. Verificarea baz ă-
colector
B
E C
Ohmmetru
B
E C
Fig. 3.48. Verificarea emitor-
colector. Ohmmetru
C
E B Ohmmetru

794. TRANZISTOARE CU EFECT DE CÂMP

Prin apari ția tranzistorului, proiectarea electronic ă a facut un pas important în dezvoltarea
sa. Totuși, tranzistorul bipolar are ca dezavantaj impendan ța de cuplare între dou ă etaje de
amplificare. Astfel, s-a c ăutat o solu ție care să combine impendan ța mare de intrare cu unele
avantaje ale tranzistorului bipolar. S-a realizat tranzistorul cu efect de câmp, TEC (FET-field
effect transistor).
Comparativ cu tranzistorul bipolar care realizeaz ă reglarea conducț iei prin varia ția unui
curent între baz ă și emitor, la TEC se utilizeaz ă o tensiune pentru controlul câmpului
electrostatic din interiorul tranzistorului.
Funcționarea tranzistoarelor cu efect de câmp are la baz ă variaț ia conductan ței unui strat
de material semiconductor, numit canal, la ac țiunea câmpului electric creat de tensiunea aplicat ă
unui electrod de comand ă numit gril ă (G) sau poartă (cu rol asem ănător bazei tranzistorului
bipolar). Curentul prin TEC se datoreaz ă deplasării numai a purt ătorilor majoritari, electroni sau
goluri, în func ție de tipul canalului (de tip n, respectiv p).
Clasificare:
a. TEC cu joncț iune (sau cu gril ă joncțiune) – TECJ (JFET);
b. TEC cu gril ă izolată – TEC metal – oxid (izolator) – semiconductor; TECMOS
(MOSFET) sau TECMIS (MISFET)
4.1. TEC CU JONCTIUNE
Structura și simbolurile tranzistorului sunt prezentate în figura 4.1.

Multe tranzistoare cu efect de câmp au o structur ă în care canalul este m ărginit de
regiunile de sarcin ă spațială a două joncțiuni, aș a cum se poate vedea în figura 4.2, unde s-a
ilustrat cazul unui tranzistor cu canal n (acesta este prezentat mai pe larg în cele ce urmeaz ă).
Cele două regiuni de
tip p sînt conectate între ele formând electrodul por ții.
Fig. 4.1. Structura și simbolurile TEC:
a. TECJ cu canal de tip n;
b. TECJ cu canal de tip p; a.
b.
poartă poartă drenă drenă
sursă sursă
poartă poartă drenă drenă
sursă sursă

80

Se consider ă modelul din figura 4.3. Canalul este de cel pu țin 10 ori mai lung decât larg,
putând fi chiar de câteva sute de ori mai lung.

Se presupune canalul uniform dotat și având o lungime
L. Distanța dintre regiunile de tip
p ale porților, regiuni ce se pr esupun a fi mult mai puter nic dopate în compara ție cu canalul, este
2a. Deoarece regiunile de sarcin ă spațială asociate celor dou ă joncțiuni pătrund în canal,
lărgimea sa este mai mic ă decât 2a. L ărgimea canalului se va nota 2b, figura 4.3 indicând
dispozitivul la echilibru, când l ărgimea canalului este uniform ă.
Se consideră tranzistorul nepolarizat din fi gura 4.4.a, nepolarizat pe poart ă. Dacă se
aplică o tensiune (ex. 5V) pe dren ă, va circula un curent în direc ția indicată de săgeată (măsurat
cu miliampermetru mA). Terminalul porț ii este legat la mas ă. În aceste condi ții canalul va
prezenta o rezisten ță de aproximativ 500 Ω. Cu drena alimentat ă, miliampermetrul va indica
valoarea curentului de dren ă (10 mA). În acest caz tranzistorul este caracterizat de valorile (U DD,
ID).
Se consider ă tranzistorul din figura 4.4.b, la care se polarizeaz ă invers poarta cu o
tensiune de valoare mic ă. Aplicarea unei te nsiuni pe poart ă, U GS (ex. 1V, cu polarizarea din
figură), polarizeaz ă invers joncț iunea pn. Aceast ă polarizare creaz ă o „regiune de golire” (de
sarcină spațială) în jurul jonc țiunii, care mic șorează numărul purtătorilor de sarcin ă. De
asemenea, un efect al polariz ării inverse este reducerea sec țiunii de trecere a „canalului” (2b).
Reducerea sec țiunii de trecere implic ă creșterea valorii rezisten ței sursă-drenă și micșorarea
valorii curentului.

drenă sursă
poartă tip p
Substrat tip p (poart ă) Canal tip n poartă (grilă)
Fig. 4.2. Structura TECJ cu canal tip n.
Fig. 4.3. Model fizic pentru un tranzistor cu efect de câmp cu
poartă -joncțiune, cu canal n. UG
US UD
ID Canal tip n Poartă, reg. tip p
Poartă, reg. tip p

81
Prin mărirea substan țială a tensiunii negative aplicat ă grilei, regiunea de golire se m ărește
iar curentul de dren ă devine zero. Tensiunea care anuleaz ă curentul de dren ă se nume ște
„tensiune de tă iere, (de prag = V
P)”. Plaja tensiunilor la care lucreaz ă tranzistorul este:
γV V VGS P< <
Limita superioar ă, Vγ, este tensiunea de deschidere a jonc țiunii pn . În mod obi șnuit se
asigură funcționarea la VGS < 0.
4.1.1. Caracteristicile TECJ
TECJ are urmatoarele tipuri de caracteristici statice:
• caracteristici de iesire ID = I D(VDS) cu V GS = ct .;
• caracteristici de transfer ID = I D(VGS) cu V DS = ct .
Analiza func ționării se face pentru TECJ cu canal n. Pentru aceasta se va utiliza modelul
simetric idealizat din figura 4.5.

Caracteristicile de ie șire
Caracteristicile statice ID = I D(VDS) cu V GS = ct., la V DS mic sunt reprezentarea func ției
exprimată de relația:

V
DS ≈ 0Regiuni de
sarcină spațială
Canal n
p+p+ V
GS
Fig. 4.5. Modelul simetric idealizat al
TECJ
Fig. 4.6. Caracteristicile ID = I D(VDS)cu
VGS = ct. la V DS mic VGS3 > V GS2 > V GS1> V P
Regiune p UDD
mA Regiune p
Canal n Poartă
Sursă
Regiune p UDD
mA Regiune p
Canal n UGS
Sursă
Fig. 4.4. Referitoare la funcț ionarea TECJ. a. b.

82 DS
PGS
D VVVG I
⎥⎥⎥
⎦⎤
⎢⎢⎢
⎣⎡
⎟⎟
⎠⎞
⎜⎜
⎝⎛− =21
01 (4.1)
fiind reprezentate în figura 4.6.
TECJ este folosit în regiunea liniară la tensiuni VDS mici (orientativ sub 0,1 V), dar nu ca
amplificator, ci ca rezisten ță controlat ă în tensiune.
În figura 4.7 sunt reprezentate caracteristicile experimentale de dren ă ID = I D(VDS) pentru
VGS = ct. ale unui tranzistor cu canal n. Aceste car acteristici sunt liniare numai la tensiuni VDS
foarte mici. Pentru tensiuni VDS mai mari se disting: o zona neliniar ă, o zona de satura ție în care
ID este foarte slab dependent de VDS și o zonă de stră pungere , caracterizat ă printr-o cre ștere
abruptă a curentului.

În figura 4.9 se arat ă o schiță a profilului de sarcin ă spațială din canal la o tensiune
VDS <
VDSsat, unde VDSsat este tensiunea VDS la care apare satura ția curentului de dren ă. Potențialul
canalului creș te treptat de la surs ă la drenă, polarizând invers din ce în ce mai puternic por țiunea
corespunz ătoare a jonctiunii p+n poartă -canal. Ca urmare, canalul se îngusteaza treptat pe m ăsură
ce ne apropiem de dren ă. Datorită neuniformit ății grosimii canalului, acesta nu se mai comport ă
ca o rezisten ță liniară.

Fig. 4.8. Caracteristic ile „ideale" de dren ă0 > V GS1 > V GS2 > V GS3 > V P
Zona de satura ție
VDSsat = V GS – V P
Fig. 4.7. Caracteristicile de drenă
Zona de str ăpungereZona de
saturație
a. b. canal n canal n VDS >
VDS sat VGS >V P
VDS <
VDS sat VGS >V P 1
1 1
1
Fig. 4.9. Profilul sarcinii spa țiale din canal:
a. pentru tensiuni VDS < V DS sat; b. pentru tensiuni VDS > VDS sat.
1. regiune tip p+; 2. regiune de sarcin ă spațială. 2 2

83Acest lucru explic ă forma neliniară a caracteristicilor, curbar ea caracteristicilor fiind în
sensul cre șterii rezisten ței, deoarece c ăderea de tensiune VDS micșorează secțiunea conductiv ă a
canalului.
Urmărind mai departe o curb ă VGS = ct. în sensul creș terii lui VDS, se constat ă că de la o
anumită valoare, ID nu mai cre ște apreciabil cu VDS. Aceasta corespunde satura ției curentului
(VDS ≥ VDSsat , ID = I Dsat). Saturația corespunde cazului în care canalul este strangulat lâng ă drenă.
Această strangulare apare când diferen ța de poten țial între poart ă și extremitatea de lâng ă drenă a
canalului este egală cu tensiunea de prag.
La tensiuni VDS mari apare o cre ștere abrupt ă a lui ID datorită străpungerii prin
multiplicare în avalan șă, care apare la cap ătul de lâng ă drenă al jonctiunii poart ă-canal.

Caracteristicile de transfer
Fiind utilizat cel mai des în montaje de amplif icare, se ia în studiu cazul când tranzistorul
este utilizat ca amplificator, aceasta întâmplându-se în zona vDS > V Dssat, cu iD = I Dsat.
Tranzistorul lucreaz ă în zona de satura ție a curentului și are o unic ă caracteristic ă de transfer ID
= I D(VGS), independent ă de VDS. Pentru calcule de circuit se folose ște aproximaț ia parabolic ă:
2
1⎟⎟
⎠⎞
⎜⎜
⎝⎛− = =
PGS
DSS Dsat DVVI I I ( 4 . 2 )
cu
0= =GS Dsat DSS V I I (4.3)
Caracteristica de transfer este prezentat ă în figura 4.10

Observaț ie
Curentul I DSS și V P variază invers propor țional cu temperatura. La cre șterea acesteia, scad
atât curentul cât și tensiunea în cauz ă, figura 4.11.
În figura 4.12 se prezintă comparativ tranzistorul bi polar cu tranzistorul TECJ.
La tranzistoul TECJ cu canal P, canalul este re alizat de material de tip P iar la TECJ cu
canal N, canalul este din material de tip N. Diferen ța între TECJ și TB este dat ă de tipul
tensiunilor de polarizare.
Asemănarea dintre cele dou ă tipuri de tranzistoare const ă în direcția indicat ă de săgeata
din simbolul de reprezentare, aceas ta indicând regiunea de tip N.

VDS > V DSsat
Fig. 4.10. Caracteristica de transfer.
Fig. 4.11. Dependenț a de temperatur ă a
caracteristicii de transfer. T2 > T 1
T2T1

84
+ _ D D
+ TECJ cu
canal N TECJ cu
canal P +
_ _
S S G G
PNP _ _
+ E C
B
NPN
_ +
+
E C
B

4.1.2. Polarizarea TECJ
Există mai multe tipuri de polarizare.
1. Polarizarea automată a porții

Polarizarea automată a porții față de sursă este asigurat ă de că derea de tensiune pe
rezistența R
S. Această tensiune se aplic ă pe poartă prin rezisten ța RG, (valori de ordinul M Ω).
Prin aplicarea legii lui Ohm se ob ține punctul static de func ționare (PSF), la intersec ția
caracteristicii de transfer cu dreapta de polarizare a că rei ecuație este:
VGS = – R SID ( 4 . 4 )
2.
Polarizarea cu divizor de tensiune
La calculul PSF-ului tranzi storului TECJ trebuie luat e în considerare diferen țele
caracteristicilor de la un tip de tranzistor la altul, cât și dependen ța caracteristicii de temperatur ă.
Impunem ca varia ția lui ID, corespunz ătoare punctului static de func ționare, să fie tolerat ă numai
Fig. 4.13. Schema de polarizare
automată a porții ID
VGS +V DD
Fig. 4.14. Determinarea PSF-ului la
polarizarea automat ă a porții.
VGS = -R SID ID
VGS
VGS 0 ID0 Fig. 4.12. Simbolurile și tensiunile de polarizare pentru TECJ și TB

85între I A și IB (punctele A și B pe caracter isticile limit ă). Ca urmare, linia de polarizare trebuie s ă
treacă printre A ș i B și prin origine, asa cum se vede în figura 4.15.

Atunci când varia ția I
B – I A impusă este prea mic ă și nu se poate g ăsi o dreapt ă de
polarizare care s ă treacă corect printre punctele A și B și în acelasi timp prin origine, se folose ște
circuitul de polarizar e din figura 4.16.
Cu acesta se asigur ă:
VGS = V GG – I DRS, ( 4 . 5 )
unde
2 12
R RV RVDD
GG+= ( 4 . 6 )

Tranzistorul TECJ poate fi utilizat în condi ții foarte bune în schemele de amplificare. Un
astfel de montaj este prezentat în figura 4.17.
Fig. 4.15. Determinarea PSF al TECJ in condi țiile
cunoașterii unor limite ale curentului de dren ă.
0VGS = -R SID ID
VGS IA
IB A
B
+V DD
ID
VGS
Fig. 4.16. Schema de polarizare cu divizor rezistiv.
VGG
VGS BA
IB IAID
SGG
RV
a. b.

86
Părțile componente ale montajului (amplificator cu sursă comună) sunt asem ănătoare
montajului amplificatorului cu tranzistor bipolar. C
1 și C3 sunt conedensatoare de intrare și ieșire
de cuplaj. R 1 este un rezistor cu rol de a preveni creș terea num ărului de sarcini pe poart ă prin
descă rcarea condensatorului C 1.
Ca și la amplificatorul cu tranzistor bipolar, exist ă defazaj de 180o între cele dou ă
semnale, de intrare ș i de ieșire.
Pe alternan ța pozitivă a semnalului de in trare polarizarea invers ă a regiunii de tip p a
porții este redusă , astfel că va crește aria secț iunii transversale a canalului și odată cu aceasta
scade rezisten ța sursă-drenă. Rezisten ța scade, cre ște valoarea curentului prin tranzistor, c ăderea
de tensiune pe R 3 crește, ceea ce implic ă scăderea tensiunii de dren ă.
Pe alternan ța negativă, polarizarea invers ă a porții crește, scade aria secț iunii transversale
a canalului, creș te rezisten ța drenă-sursă, scade valoarea curentului și crește tensiunea de dren ă.
4.2. TEC CU GRIL Ă IZOLAT Ă
Tranzistorul este constituit dintr-un s ubstrat semiconductor de siliciu de tip p în care s-au
format prin difuzie dou ă regiuni de tip n puternic dopate. Aceste regiuni se află la o distan ță
stabilită una față de alta, constituind regiunile de surs ă și drenă ale tranzistorului. Suprafa ța
semiconductorului cuprins ă între surs ă și drenă se acoper ă cu un strat izolator (de obicei dioxid
de siliciu). Peste stratul izolant se depune o pelicul ă metalică care constituie grila. Contactul la
substrat constituie baza care în funcț ionare obi șnuită se leagă la sursă , aceasta din urm ă
constituind și referința de poten țial.
Canalul poate fi:
• indus în substrat prin aplicarea unei tensiuni electrice între gril ă și acesta (tranzistorul
TECMOS cu canal indus);
• format iniț ial prin doparea corespunz ătoare a suprafe ței semiconductorului de sub
stratul de SiO 2 (tranzistor TECMOS cu canal ini țial).

Fig. 4.17. Schema unui amplificator cu TECJ.
VGS +V DD
+V g ID

87

Simbolurile tranzistoarelor sunt prezentate în figura 4.19.

TEC cu poartă -joncțiune și TECMOS sunt asem ănătoare în ceea ce prive ște principiul
lor de func ționare ș i caracteristicile electrice, de și există două mari deosebiri:
1. TEC cu poart ă-joncțiune lucreaz ă prin golire. Dacă joncț iunea por ții este polarizat ă
direct, are loc injec ția de purt ători în exces iar curentul de poart ă devine important. Deș i
D
D S
S G G
B B
VGS iD iD
iG
iG
VDS VDS
VGS
D
D
S S
G G
B B
iD iD
iG
iG
VDS VDS
VGS VGS
a.1.
a.2. b.2. b.1.
Fig. 4.19. Simbolurile tranzistoarelor TECMOS:
a.1. TECMOS cu canal indus de ti p P; a.2. TECMOS cu canal ini țial de tip P;
b.1. TECMOS cu canal indus de tip N; b. 2. TECMOS cu canal initial de tip N. Fig. 4.18. Structura tranzistorului TECMOS.
SiO 2 Al
Substrat G
D S
p n+ n+
B

88 conductan ța canalului este m ărită într-o oarecare m ăsură de prezen ța purtătorilor în exces,
tranzistorul nu lucreaz ă niciodată în acest mod deoarece apare curentul de poart ă.
2. Când TEC cu poart ă joncț iune lucreaz ă cu polarizarea invers ă a joncțiunii, curentul de
poartă este mai mare decât ar fi la un TECMOS. Curentul produs prin extragerea de purt ători
minoritari la o joncț iune polarizată invers este mai mare, pe un itatea de arie, decât curentul
determinat de rezisten ța stratului de oxid într-un TECMOS. Ca urmare, tranzistorul cu poart ă
izolată este mult mai util în aplica țiile de electrometrie decât TECJ.
Avantajele enumerate și faptul că într-o oarecare m ăsură sunt mai u șor de fabricat, face
ca TECMOS s ă fie mai larg r ăspândite decât TECJ. TECMOS- urile sunt folosite în
amplificatoarele și mixerele din echipamentele radio de IF sau în echipamentele de testare.
Tranzistoarele TECMOS sunt realizate s ă funcț ioneze în două moduri de baz ă:
1. Cu polarizare invers ă pe poartă (grilă);
2. Cu polarizare direct ă, pentru cre șterea num ărului de purtă tori de sarcin ă în canal.
Ca și TECJ, tranz
istoarele TECMOS se g ăsesc în două variante constructive: cu canal N
sau cu canal P, fiecare putând fi cu canal indus sau cu canal iniț ial. La tranzistoarele cu canal
inițial, canalul există chiar dac ă tensiunea V GS este nulă.

4.2.1. TEC cu canal indus
Conducția se realizeaz ă la suprafaț a substratului de Si, între cele dou ă zone: sursa (S) și
drena (D).
In figura 4.20 substratul se consider ă de tip p, sursa și drena fiind de tip n+. Pentru a se
putea stabili un curent electric între surs ă și drenă, suprafața semiconductorului trebuie inversat ă
ca tip, adic ă să devină de tip n. In acest fel, la suprafa ță apare un canal de tip n care leag ă sursa
de drenă.
Inversarea tipului de conductivitate a suprafe ței, precum și controlul rezistivit ății
canalului se face prin câmpul electric ce ia na ștere la aplicarea tensiunii pe poart ă.
Când electrodul poart ă este lăsat în gol sau i se aplic ă o tensiune negativ ă (vGS < 0) în
raport cu sursa, nu exist ă practic conducț ie între surs ă și drenă, deoarece regiunile sursei și
drenei, împreun ă cu regiunea din substrat ul semiconductor cuprins ă între aceste regiuni,
formează două joncț iuni pn+ legate în opozi ție, astfel că , indiferent de pol aritatea tensiunii
aplicate între surs ă și drenă, una din jonc țiuni va fi polarizat ă invers, blocând calea de conduc ție
între sursă și drenă.
Când poarta este pozitivat ă (vGS > 0) față de sursă și drenă, în stratul de oxid de sub
electrodul poartă ia naștere un câmp electric orientat dinspre metal (gril ă) spre semiconductor
(substrat). Are loc fenomenul de resp ingere a golurilor de la suprafa ța semiconductorului
(mărind concentraț ia electronilor minoritari), deci fo rmarea unei regiuni golite (de sarcin ă
spațială). Acest regim de lucru al tranzistorului MOS se numeș te regim de golire . Peste o
anumită valoare V P a tensiunii v GS, numită tensiune de prag, concentra ția electronilor la interfa ță Fig. 4.20. Func ționarea tranzistorului TECMOS cu canal indus.
Substrat p n+ + D S – G +
n+ SiO 2
Electroni vGS vDS
B

89devine mai mare decât concentra ția golurilor, adic ă s-a inversat tipul de conductibilitate. Stratul
superficial de la interfa ță în care, sub acț iunea câmpului electric gene rat de tensiunea de gril ă, a
fost inversat tipul de conductibilita te a semiconductorului (în cazul de fa ță de la plan) se nume ște
strat de inversie sau canal indus (aici, canal n). Formându-se stratul de inve rsie între D și S, cu
același tip de conductibilitate ca și regiunile respective, se asigur ă conducția electric ă între dren ă
și sursă.

4.2.2. TEC cu canal ini țial
În figurile 4.22 și 4.23 se arat ă structura unui TECMOS cu canal ini țial, iar în figura 4.24
caracteristicile sa le statice de ie șire. Canalul ini țial poate fi realizat prin intermediul unei anumite
sarcini la suprafa ța semiconductorului sau modifi când prin difuzie de impurit ăți tipul
conductibilit ății pe o mică adâncime la suprafa ța substratului.
La tranzistoarele cu canal ini țial, tensiunea de gril ă poate lua atât valori pozitive cât și
negative. Când vGS = 0, între surs ă și drenă există o anumit ă conductan ță. Dacă vGS < 0
conductan ța canalului scade. Pentru o anumită valoare vGS = V P < 0, numită tensiune de prag,
canalul este complet golit de purt ători mobili de sarcin ă (electroni), iar conductan ța canalului se
anulează.
La creș terea tensiunii dren ă-sursă (vDS) pentru v GS = ct . la TEC-MIS cu canal ini țial au
loc acelea și fenomene ca la TECMOS cu canal indus: scă derea concentra ției purtă torilor mobili
din canal, închiderea canalului lâng ă drenă și în final scurtarea canalului.
Tranzistorul MOS cu canal ini țial lucreaz ă în două regimuri: de s ărăcire și de îmbog ățire,
prezentate schematic mai jos. Regimul de îmbog ățire se instaleaz ă la aplicarea unei tensiuni V GS
> 0 iar regimul de s ărăcire (golire) în momentul aplic ării unei tensiuni V GS < 0.

Fig. 4.21. Caracteristicile tranzitorului MOS cu canal indus.
a. Carateristica de transfer ; b. Caracteristica de ie șire. V
P ID [mA]
VDS = Ct
VGS [V]VDS > V DSsat ID [mA]
UGS=0
VDS[V]UGS>0 VDS=V GS-VP
Regiune de
saturație Regiune de
străpungere
UGS2> U GS1
b. a.

90

4.2.3. Polarizarea tranzistorului TECMOS
În cazul tranzistoarelor MOS cu canal indus polarizarea se face cu un circuit simplu, fiind
necesară o singură sursă de tensiune. Tensiunile de dren ă și poartă au aceeași polaritate. Schema
de polarizare este prezentat ă în figura 4.25.
Scopul polariz ării tranzistoarului MOS este de a ob ține un punct static de func ționare.
Alegerea punctului static (PSF) se face în func ție de scopul dorit: func ționarea într-o anumit ă
zonă a caracteristicii, ob ținerea unei anumite pante. Fig. 4.24. Cracteristicile tranzistorului MOS cu canal ini țial. UDS=Ct
-VP -VGS [mA] IDSS
UDS [V]VGS<0 VGS=0 VGS1>0
Sărăcire Îmbogățire ID [mA] VGS2> V GS1a. b. c.
Fig. 4.23. Efectele regimului de îmbog ățire: a. forma ini țială a tranzistorului; b. polarizarea
tranzistorului (aplicarea unei tensiuni surs ă-drenă); c. polarizare invers ă a tranzistorului.
S G D a. b. c.
Fig. 4.22. Efectele regimului de golire: a. forma ini țială a tranzistorului; b. polarizarea
tranzistorului (aplicarea unei tensiuni surs ă-drenă); c. polarizare invers ă a tranzistorului.
Canal
Substrat P Canal N Strat de oxid
S G D
Regiune de
golire

91Polarizarea tranzistorului cu canal indus se realizeaz ă printr-un divizor de tensiune.
Tensiunea aplicat ă pe poartă are valoarea:
2 12
DD GSR RRV V+= ( 4 . 7 )
În consencin ță curentul de dren ă va fi determinat pe baza caracteristicii de transfer. Prin
calcul, tensiunea de dren ă va fi:
D D DD DS I R V V − = ( 4 . 8 )
Polarizarea tranzistorului cu canal ini țial trebuie s ă ofere posibilitatea ob ținerii pentru
tensiunea de poart ă atât valori pozitive cât și negative. Tensiunea pe poart ă se determin ă cu
relația:
D S
2 12
DD GS I RR RRV V −+= ( 4 . 9 )

Tranzistoarele MOS sunt utilizate în circuitele de amplificare. Pentru aceasta tranzistorul
MOS func ționează în regiunea de satura ție a caracteristicilor statice.

Fig. 4.25. Schema de polarizare a tr anzistoarelor MOS: a. tranzistoare
MOS cu canal indus; b. Tran zistoare MOS cu canal ini țial. a.
+V DD
ID
VGS VDS
+V DD
ID
VGS VDS
b.

92 4.3. DISPOZITIVE SEMICONDUCTOARE
MULTIJONCȚIUNE
Sub aceast ă denumire se reunesc dispozitivele se miconductoare caracterizate prin mai
mult de dou ă joncțiuni. Aceste structuri permit ob ținerea unor dispozitive cu propriet ăți
deosebite, cum ar fi: curen ți mari în conduc ția directă, tensiuni mari în cazul structurii blocate,
caracteristici specifice dispozitivelor cu dou ă stări stabile (bistabile).
Structurile semiconductoare pnpn se deosebesc între ele prin num ărul și dimensiunile
domeniilor interne și prin num ărul de terminale exterioare cu care sunt prev ăzute. Astfel de
structuri se utilizeaz ă în circuitele electronice de putere (redresoare co mandate, invertoare), în
general în electronic ă și energetic ă.
4.3.1. DIODA PNPN
Structura unei diode pnpn este dat ă în figura 4.26. Aceasta cuprinde între cele patru
regiuni cu conductib ilitate alternantă , create într-un semicond uctor de Si, trei jonc țiuni pn: J 1, J2,
J3. Regiunile extreme sunt puternic dopate , iar cele mediane au o dopare mai slab ă. Domeniul n
central se mai nume ște baza groas ă, iar domeniul p central se nume ște baza subț ire.
Daca între anod și catod se aplic ă o tensiune U AC > 0, joncț iunile extreme J 1 și J3 sunt polarizate
direct, iar jonc țiunea median ă J2 este polarizat ă invers, astfel încât stru ctura nu conduce atât timp
cât U AC este sub o valoare limită .
Zonele extreme, mai puternic dopate, se numesc emitoare, iar zonele interioare, mai slab dopate,
se numesc baze. Emitorul p 1+ se numeste anod, iar emitorul n 4+ se numeste catod . Joncțiunea
vecină anodului are rolul de injec ție a golurilor, iar cea vecin ă catodului de injecț ie a electronilor
(din acest motiv se numesc jonc țiuni emitoare).
Joncțiunea central ă a diodei se mai numeș te joncțiune colectoare, întrucât ea este
echivalent ă celor dou ă joncț iuni colectoare care înlocuiesc dispozitivul.

Dioda pnpn mai este cunoscut ă ca: dinistor, dioda Shockley, dioda cu patru straturi .
Schema echivalent ă care utilizeaz ă două tranzistoare eviden țiază bucla de reac ție pozitiv ă
specifică dispozitivelor bistabile. T 1 poate fi considerat ca etaj amplificator, având drept sarcin ă
joncțiunea de emitor a lui T 2. Tranzistorul T 2 formează al doilea etaj amplificator care are legat ă
ieșirea cu intrarea primului etaj. Fiecare etaj schimb ă faza cu 180o, deci ambele etaje vor
schimba faza cu 360o rezultând astfel o tensiune de reac ție în fază cu cea de intrare, aplicat ă
joncțiunii bază-emitor a lui T 1, deci o reac ție pozitivă.
Caracteristicile diodei pnpn eviden țiază cele dou ă stări principale ale dispozitivului:
• starea blocat ă, ce corespunde por țiunii OA a caracteristicii, când curentul este
foarte mic (10-8A) și rezistența între anod și catod foarte mare (108 Ώ);
• starea de conduc ție, când că derea de tensiune pe structur ă este foarte mic ă (l-2 V), iar
curentul este foarte mare, el fiind limitat doar de rezisten ța circuitului exterior în
care este introdus ă dioda (figura 4.27).

A
p1+ n2 p 3 n4+K
A K
iA
vA
a. b.
Fig. 4.26. Dioda pnpn. a. Structura diodei; b. Simbolul grafic; c. Schema echivalent ă
αpI T1
T2
αnI IC0
c.

93

Starea de conducț ie corespunde por țiunii BC a caracteristicii. Porțiunea AB a
caracteristicii corespunde unei rezisten țe diferen țiale negative, du/dt , cauzată de reacția
pozitivă, fapt ce determină instabilitatea func ționării în acest domeniu. Por țiunea BC a
caracteristicii se aproximeaz ă cu o dreapt ă de ecuație:
UA = U0 + R dI ( 4 . 1 0 )
unde U0 este tensiunea de prag, iar Rd rezistența dinamic ă corespunz ătoare acestei porț iuni a
caracteristicii.

4.3.2. DIACUL
Diacul este un dispozitiv multijonc țiune care are propriet ățile diodei pnpn în ambele
sensuri de conduc ție. Dispozitivul are cinci straturi și patru jonc țiuni, reprezentate schematic în
figura 4.28.
Diacul poate fi considerat ca fiind realizat din dou ă structuri pnpn a șezate antiparalel în
același monocristal de sili ciu. Diacul are conduc ție bidirec țională, cei doi electrozi între care se
stabileș te curentul putând fi numiț i electrodul 1 și electrodul 2.
Diacul se folose ște de regul ă pentru comanda tiristorului și a triacului.
Fig. 4.27. Caracteristica diodei pnpn: U
B0 = tensiune de aprindere; U H = tensiune
de menținere; I H = curent de menț inere; U stri = tensiune de str ăpungere invers ă. O UB0 (U strd) B
A C
Ustri
UA IA
UH IH
Fig. 4.28. Diacul: a) structura; b) structura echivalenta; c) simbol;
d) caracteristica static ă.
c.
p n
n
n n
p p
p
metal p p n
n n
b. a.
d. VBR
VB0

94 4.3.3. TIRISTORUL
Acest dispozitiv are structura diodei pnpn , la care zona p adiacent ă catodului se
conectează la un electrod de comand ă numit poart ă sau grilă (notată cu G) . Tiristorul este
echivalent în aplica ții cu tubul tiratron. Func ționarea sa, în cazul când poarta este în gol,
este similar ă diodei pnpn.

Pentru comutare direct ă se aplică pe poartă un curent i G căruia îi corespunde o tensiune
de aprindere V BO1 < V A. În polarizare invers ă tiristorul se comport ă ca o diodă pnpn, prin el
trecând un curent mic. La tensiunea invers ă VB are loc stră pungerea tiristorului (U str i).
Pentru a bloca tiristorul curentul i A trebuie s ă scadă sub valoarea de men ținere I H sau să
scadă tensiunea anodic ă sub valoarea V H. Este larg acceptat ă ideea că după amorsare poarta îș i
pierde rolul de comand ă (nu poate ac ționa în sensul blocă rii tiristorului), ea reluându- și rolul
doar după blocarea tiristorului.
Prin compara ție cu un tranzistor, rolul por ții unui tiristor este de comand ă a
intră rii în conduc ție, în timp ce rolul jucat de baza unui tranzistor este de control a
valorii curentului de colector.

4.3.4. TRIACUL
Triacul este un dispozitiv cu cinci straturi, echivalent cu dou ă tiristoare aș ezate
antiparalel în acela și monocristal de siliciu, având un singur electrod de comand ă. În
consencin ță, triacul posed ă proprietatea de conducț ie bidirec țională. Astfel, prin tensiunile de
comandă aplicate pe poarta acestui dispozitiv se poate comanda intrarea sa în conduc ție pen-
tru ambele sensuri ale curentului ce-1 str ăbate.

αpIA
T2
T1 IA
αn IG
I C
Fig. 4.30. Schema echivalentă a
tiristorului. Curentul în regiunea de conduc ție BC trebuie s ă
fie limitat exterior pentru a preveni distrugerea dispozitivului prin înc ălzire. Dac ă curentul de
poartă este mare, amorsarea poate avea loc la
tensiuni anodice mici, iar peste o anumit ă valoare
a curentului de poart ă amorsarea se poate efectua
direct pe curba punctat ă OB, ca la o jonc țiune pn.
În funcționare normal ă tensiunea anodic ă V A
trebuie s ă fie mai mic ă decât tensiunea de
autoaprindere V BO.
A A
C(K)C(K)
G
G b.
IA
UA IG2 > I G1 >0
Ustr d 0 IG1 IG2
Ustr i C
B
A
c.
A C(K)
G p+ p n n+
a.
Fig. 4.29. Tiristorul: a) structura; b) simboluri; c) caracteristicile statice.

95

Comanda pe poart ă se poate face cu semnale de ambele polarit ăți pentru fiecare dintre cele dou ă sensuri ale curentului
principal.
Triacul se folose ște în circuitele de comand ă și reglare a puterii de curent alternativ.

4.3.5. TRANZISTORUL UNIJONC ȚIUNE (TUJ)
Un tranzistor unijonc țiune este format dintr-un bloc semiconductor având la capetele
opuse dou ă contacte ohmice numite baze. Unica jonc țiune pn, situată între baze, este
formată între semiconductor și un domeniu mic, cu conductib ilitate de tip opus, care face
contact cu un terminal numit emitor. Emitorul formeaz ă cu fiecare din baze diode obiș nuite.

Pe caracteristica static ă, la polarizarea direct ă a emitorului în raport cu B
1, se disting
regiunile:
• de blocare (AB),
• de rezisten ță dinamică negativă (BC),
• de conducț ie (CD),
specifice dispozitivelor de comuta ție.

p n
B2B1
E
E
UEB IE UBB1 < U BB2 < U BB3
UEB! UEB2 UEB3 UBB1 UBB2 UBB3 B1
B2
Fig. 4.32. Tranzistorul unijonc țiune de tip p: a) stru ctura; b) simboluri;
c) caracteristicile statice. c) b) a)
Fig. 4.31. Triacul: a) stru ctura; b) simboluri; c) caracteristicile statice.
p p
n n n
n 2
1 G
2
1 G UG > 0
U12 I
UG < 0-UB0
UB0
a. b. c.

96

În funcționarea cu emitorul nepolarizat, dac ă baza B
2 are o polarizare pozitiv ă în raport
cu baza B 1 (V BB > 0), prin corpul dispozitivului trece un curent mic determinat de tensiunea V BB
aplicată pe rezistența interbaz ă rBB = r B1 + r B2.
Se definește termenul de raport de divizare intrinsec ca fiind raportul: η = r B1/ rBB.
Presupunem c ă se aplică o tensiune V E<V 0, ceea ce face ca dioda D s ă fie polarizat ă
invers.
Curentul I E rezultat, negativ, este de valoare foarte mic ă (ne situăm în regiunea AB’ de pe
caracteristic ă). Dacă tensiunea V E > V 0, dar insuficientă pentru deschiderea diodei D, curentul I E
este pozitiv dar de valoare foarte mică .
Dacă VE=V 0+V D (V D tensiunea de deschidere a diodei) , dioda D se deschide. Curentul
care o traverseaz ă (IE) are valoare mare și este limitat de rezisten ța circuitului exterior. Curentul
de emitor injecteaz ă purtători de sarcin ă în zona cuprins ă între punctul O și baza B 1, unde are loc
un proces de multiplicare în avalan șă însoțită de o scă dere a rezisten ței r B1 și a tensiunii V 0, care
devin r’ B1<<r B1 si V’ 0<<V 0. Tensiunea de amorsare (punctul B) se determin ă cu relația:
VB = V D + η VBB ( 4 . 1 1 )
TUJ-urile se folosesc, în general, în aplica țiile în regim de comuta ție. Ele se
caracterizeaz ă prin tensiuni inverse maxime mai mari, c ăderi de tensiune în regim de
conducție mici și timpi de comuta ție mici. Tensiunile de alimentare pot fi foarte mici.
Exemple de aplica ții sunt: oscilatoare, rel ee cu viteze mari de comuta ție, etc.

C IE
UEB
A B’ D
B
Fig. 4.34. Explicativ ă la forma
caracteristicii statice. Fig. 4.33. Schema echivalentă a TUJ în
regim static.
IB2 B2
IE
VBB
VE V0 0
B1 rB1 rB2
D

97CIRCUITE ELECTRONICE

Așa cum s-a prezentat în primul capitol, circuitele electronice sunt succesiuni de medii
conductoare prin care circul ă curent electric și care realizeaz ă o anumit ă funcție în cadrul unui
montaj complex. Acestea con țin mai multe componente discrete și sunt caracterizate de
parametrii de circuit (rezisten ță, inductivitate, capacitate).

5. REDRESOARE

Redresoarele fac parte din categoria muta toarelor. Acestea sunt aparate sau instala ții
statice care, transform ă energia electromagnetic ă de o anumit ă „formă“ în energie
electromagnetic ă de altă „formă“. Sub denumirea de mutato are electronice se cunosc
redresoarele, invertoarele, variat oarele de c.c. sau de c.a.
Redresorul este o parte component ă a surselor electronice de c.c. Redresarea este un
proces neliniar, realizat cu ajut orul tuburilor electron ice, ionice (cu gaz) sau a dispozitivelor
semiconductoare. Schema bloc a unui redresor (fig. 5.1) con ține următoarele elemente:
•
un transformator de re țea, coborâtor sau ridic ător de tensiune;
• elemente de redresare;
• filtru pentru netezirea tensiunii redresate.
În cazul în care consumatorul R S nu admite fluctua ții ale tensiunii continue de alimentare,
se introduce ș i un stabilizator S care menț ine tensiunea de ieș ire constant ă, în cazul varia țiilor
tensiunii re țelei sau curentului pe sarcin ă.

Clasificare
1. În func ție de tipul elementelor de redresare:
• Redresoare necomandate: realizate cu diode cu vid, diode cu gaz sau diode
semiconductoare;
• Redresoare comandate: realizate cu ignitroane , tiratroane, tiristoare, tranzistoare etc.
(au posibilitatea reglă rii tensiunii prin modificarea comenzilor transmise elementelor
redresoare).
2. În func ție de modul de utilizare al celor dou ă alternanțe:
•
Redresoare monoalternan ță;
• Redresoare bialternan ță.
3. În func ție de num ărul de faze:
•
Redresoare monofazate;
• Redresoare polifazate.
TRAFO
REȚEA ELEMENTE
DE
REDRESARE
REȚEA FILTRU RS ~
stabiliza-tor
Fig. 5.1. Schema bloc a redresorului de tensiune.

98 5.1. REDRESOARE MONOFAZATE

Redresoarele necomandate se pot reg ăsi în oricare din clasele enumerate anterior, astfel
că ele pot fi atât comandate cât și necomandate, dar și monoalternan ță sau bialternan ță.
5.1.1. Redresoare ne comandate
În figura 5.2.a este prezentat cel mai simp lu tip de redresor ne comandat, redresorul
monoalternan ță și forma tensiunii ob ținută în urma procesul ui de redresare.

Atunci când dioda semiconductoare este polarizat ă direct, însemnând poten țialul pozitiv
al sursei de alimentare conectat la anod, adic ă alternanța pozitivă a tensiunii de alimentare, dioda
va conduce, iar curentul va av ea sensul indicat în figur ă. Pe alternan ța negativ ă datorită
polarizării inverse a diodei semiconductoare nu exist ă circulaț ie de curent. Ciclul se repet ă la
fiecare 2k π radiani (20ms).
Datorită suprimării alternan țelor negative, curentul redresat este pulsatoriu. Sarcina fiind
rezistivă, tensiunea la ie șire (U
s) are aceea și formă de undă ca și curentul redresat.
Deci ( )
() ()
⎪⎪
⎩⎪⎪
⎨⎧
⎥⎦⎤
⎢⎣⎡ + +∈⎥⎦⎤
⎢⎣⎡ +∈
=
ωπ
ωπωπ
ωπω
1 2,1 201 2,2sin
) (
k kt dacăk kt dacă t I
t iAM
A ( 5 . 1 )

În cazul în care tensiunea la bornele diodei în conduc ție este neglijabil ă față de U
(valoarea maxim ă a tensiunii alternative u), curentul redresat are, în intervalele conduc ției,
expresia:

T ssr Rt Ui+=ωsin (5.2)
unde r T este valoarea rezisten ței echivalente a transformatorului. Dac ă valoarea tensiunii
pe dioda în conducț ie, U AM nu poate fi neglijat ă î n r a p o r t c u U , l a c a l culul curentului se va
considera și rezistența internă a diodei R i:

i T ssR r Rt Ui+ +=ωsin (5.3)
Având în vedere caracteristica real ă a diodelor semiconductoare, se poate considera c ă
dioda conduce dacă tensiunea aplicat ă depășește tensiunea de prag (de deschidere, V D).
Pentru diode cu Si , V D = 0,5 … 0,7 V și poate fi neglijat ă pentru tensiuni redresate mai
mari decât 10V. Fig. 5.2. Structuri de redresoare neco mandate, monofazate: a. redresor monoalternan ță;
b. redresor bialternan ță. a. b.
u(t) R C D
uR(t)i(t)
D1
D3 D4
D2 C R u(t)uR(t)
+ i(t)

99Dacă se realizeaz ă o redresare dublă alternanță, fenomenele sunt id entice, dar valoarea
tensiunii redresate se dubleaz ă. De asemenea, frecvenț a tensiunii redresate (care este și în acest
caz pulsatorie) este dubl ă față de frecven ța tensiunii alternative.

Din varietatea de scheme de redresare dublă alternanță se prezint ă schema punte, figura
5.2 cu formele de und ă corespumz ătoare din figura 5.4
În alternan ța pozitivă a tensiunii (plusul indicat în fi gura 5.4.a.) curentul trece prin
diodele D 1 și D2, iar în alternan ța negativă conduc D 3 și D4 . În acest fel, tensiunea pe sarcin ă este
pulsatorie și are forma (în cazul sarcinii rezistive) din figura 5.4.b.
Deoarece în fiecare alternan ță conduc dou ă diode în serie (în cazul redresorului în punte)
tensiunea de prag V D și rezisten ța internă a diodei R i vor avea valori duble fa ță de cazul
redresorului monoalternan ță. Î n s c h i m b s e d u b l e a z ă valoarea medie a tensiunii redresate și
frecvența armonicii fundamentale.
Dac ă se urmărește eliminarea componentelor alternat ive ale tensiunii redresate, se
intercaleaz ă între redresor și sarcină un circuit de filtrare, de tip FTJ (filtru trece jos).
Se poate folosi fie un singur condensator, fie un filtru LC în π ca în figura 5.5.
Celula de filtrare π (figura 5.5) realizeaz ă o dublă filtrare: condensatoarele, datorit ă reactanței
capacitive ⎟⎠⎞⎜⎝⎛
ω=C1XC care se mic șorează odată cu creșterea frecven ței, vor scurtcircuita la mas ă
componentele alternative, iar bobina, datorit ă reactanței inductive ( )L XLω = care se m ărește cu
frecvența, realizeaz ă o cale de rezisten ță mare între componentele alternative și sarcină. Prin
coroborarea celor dou ă elemente, sarcina va fi practic izolat ă față de componentele alternative cu
frecvența mai mare decât frecven ța de tăiere a filtrului LC.

c.
Fig. 5.3. Formele de und ă (obținute in PSpice) la redr esorul monofazat, monoaltenan ță:
a) tensiunea de alimentare; b) tensiunea redresată fără filtru; c) tensiunea redresat ă cu filtru. URC UR
t u(t)
b. a.

100

Filtrul capacitiv realizează numai scurtcircuitarea com ponentelor alternative. În
momentele când tensiunea redresat ă depășește valoarea tensiunii pe condensator, acesta se
încarcă (prin dioda D), absorbind curent di n secundarul transformatorului. Dac ă se pot neglija R
i
și rT (acestea determin ă constanta de timp la înc ărcarea condensatorului ( )) r || R ( CT i înc= τ ,
atunci se poate considera c ă la încă rcarea condensatorului u RC este o por țiune din sinusoid ă.

Când tensiunea redresat ă scade sub valoarea tensiunii pe condensator, dioda se blocheaz ă
și condensatorul se descarc ă pe R.
În acest fel se poate ob ține pe sarcin ă o tensiune cu un grad mai mic de pulsa ție. Astfel,
ponderea armonicilor supe rioare este mai mic ă. Ca urmare, valoarea medie a tensiunii redresate
va fi mai mare, deoarece condensatorul are tendin ța să se încarce pân ă la valoarea maxim ă U
R a
tensiunii redresate. Valoarea ampl itudinii vârf la vârf a ondula ției se poate calcula cu rela ția
simplificată :
URC UR
t u(t)
Fig. 5.4. Formele de und ă (obținute în PSpice) la redr esorul monofazat, bialternan ță:
a) tensiunea de alimentare; b) tensiunea redresată fără filtru; c) tensiunea redresat ă cu filtru. a.
c. b.
C L
C R Dinspre
redresor
Fig. 5.5. Celul ă de filtrare în
π.

101
⎥⎥
⎦⎤
⎢⎢
⎣⎡
⎟⎟
⎠⎞
⎜⎜
⎝⎛
− − =CRTexp 1 U UR Δ ( 5 . 4 )
Dac ă
RCTU U T RC≅ ⇒ >>Δ ( 5 . 5 )

S-au utilizat nota țiile :
U R = amplitudinea tensiunii redresate;
T = perioada tensiunii redresate;
R = rezisten ța de sarcin ă;
C = capacitatea condensatorului de filtrare. Funcționarea filtrelor este principial identic ă pentru redresoarele dubl ă alternanță.

5.1.2. Redresoare comandate
În practic ă este necesar ca tensiunea continu ă aplicată sarcinii conectate la un redresor să
poată fi reglată (variabilă). Pentru aceasta se pot utiliza urm ătoarele metode:
• Introducerea unor rezistoare variabile montate poten țiometric sau în serie la ie șire. În
cazul puterilor mari aceast ă metodă prezintă dezavantaje cum ar f i: pierderi mari de
putere activ ă și înrăutățirea caracteristicii de ie șire a redresorului.
• Utilizarea de transformatoare sau autotransformatoare cu raport de transformare
reglabil, care s ă poată regla tensiunea de intrare alternativ ă. Dezavantajul constă în
imposibilitatea de modificare a raportului de transformare. Acesta se modific ă numai
în trepte, în funcț ie de prizele de pe înf ășurare, iar modificarea nu se poate realiza în
sarcină, în timpul func ționării redresorului.
• Utilizarea de dispozitive semiconductoare comandate (tiristoare, tranzistoare) care permit varierea valorii tensiunii continue pr in modificarea moment ului de intrare în
conducție (procedeul se nume ște comanda prin control de faz ă). Deși este cel mai
utilizat procedeu, prezintă însă dezavantajul sc ăderii factorului de putere odat ă cu
micșorarea perioadei de conduc ție a elementului redresor.
Un exemplu de redresor monoalternan ță comandat este dat în figura 5.6.

Tiristorul intr ă în conducț ie numai la aplicarea impulsurilor de comand ă în grilă. Ca
urmare, forma de und ă a tensiunii pe sarcin ă este cea ar ătată în figura 5.7. Valoarea medie a
acestei tensiuni (deci componenta continu ă) este dependent ă de valoarea unghiului de comand ă
α (adică de momentul aplic ării comenzii). Se observ ă că nu se comand ă aprinderea tiristorului
decât în alternan țele pozitive, când acesta este capabil s ă intre în conduc ție deoarece U A>0.
Valoarea medie a tensiunii redresate este :
U
R C Th
UR Circuit de
comandă
Fig. 5.6. Structura redr esorului comandat monofazat,
monoalternan ță.

102 ()αα
πd d UUU = =2cos2 2 ( 5 . 6 )

S-a neglijat c ăderea de tensiune pe tiristorul în conduc ție, U A.

Prin diverse montaje de tip punte se poate obț ine un redresor comandat dubl ă alternanță.
În figură sunt prezentate astfel de scheme.
Figura 5.8.b prezintă un redresor complet comandat. Th1 ș i Th3 trebuie comandate
simultan, în alternan ța pozitivă, iar Th2 și Th4 în alternan ța negativă. Dacă cele două unghiuri de
comandă sunt egale, atunci frecven ța tensiunii redresate și valoarea ei medie sunt duble față de
cazul redresorului monoalternan ță.
Se observă că două dintre tiristoare pot fi înlocuite cu diode, ob ținându-se varianta mai
economic ă din figura 5.8.a. Fig. 5.7. Formele de und ă (obținută în PSpice) la redres orul comandat, monofazat,
monoalternan ță (cu filtru): a) tensiunea alternativ ă a sursei; b) impulsurile de comand ă
ale tiristorului; c) tensiunea la ie șire (redresat ă).
Fig. 5.8. Scheme de redresoare comandate, monofazate, bialternan ță.
D1
D4 D3 D2
Th4 Th3 Th2
Th2 Th1 Th1
Th D2 D1
c. a. b.
a.
c. b.
UR Ug u(t)

103 Dac ă unghiurile de comand ă 2 1α=α (cazul cel mai întâlnit în practic ă), atunci se poate
folosi varianta din figura 5.8.c.
5.1.3. Caracteristicile redresorului monofazat
Ca elemente de calcul, în cazul redresorului monofazat, se consider ă următoarele:

1.Schema în c.c. a redresorului este prezentat ă în figura 5.9:

2.Se pot defini urm ătoarele:
Caracteristica extern ă: dependen ța tensiunii continue redresate U
0 de curentul de sarcin ă
I0. Poate fi neliniar ă caz în care rezisten ța de ieșire R 0 nu este constanta ș i este asociat ă tangentei
la caracteristica extern ă pentru un curent de sarcina I 0 dat. Caracteristica poate fi determinat ă
prin măsurări cu un montaj ca cel din figura 5.10. Forma c ăzătoare se datoreaz ă căderii de
tensiune pe rezisten ța internă Ri (echivalentă ) a sursei de alimentare, dep ășirii limitelor etajelor
stabilizatoare, fluxului de sc ăpări din transformatorul de re țea, rezisten țelor de contact etc.

Rezistența internă
ct UiIUR
=≈=ΔΔ ( 5 . 7 )

Randamentul redres ării
etea absorbitar0 0
PI U=η ( 5 . 8 )
Factorul de ondula ție
continua componentae alternativ tensiunii a eficace valoarea=γ ( 5 . 9 )

U0 U0, gol
Fig. 5.9. Redresorul privit ca surs ă de
tensiune.
I0
U0 R U~ Redresor
Fig. 5.10. Schema de montaj pentru
ridicarea caracteristicii redresorului.
U0,gol U0
I0
Fig. 5.11. Caracteristica extern ă

104
5.2. REDRESOARE POLIFAZATE

Pentru puteri mari (> 1kW) se utilizeaz ă redresoare polifazate datorit ă unor avantaje, din
care se amintesc:
• asigură încă rcarea simetric ă a rețelei de alimentare trifazate , factorul de utilizare al
transformatorului de re țea este mai mare, ceea ce reprezint ă o caracteristic ă esențiala
la redresoarele de putere,
• tensiunea redresat ă are pulsaț ii de amplitudine mai mic ă
• iar filtrele de netezire vor putea lipsi.
Dintre schemele de redresare polifazată se prezintă schema cu alimentarea în stea.
Prezentarea redresoarelor po lifazate se face cu urm ătoarele ipoteze simplificatoare:
• transformatorul de re țea este simetric, f ără pierderi în miez ș i în înfășurări, fără
inductanță de scăpări și fără curent de magnetizare;
• elementele redresoare sunt ideale;
• inductanța de filtraj este de valoare infinit ă (ωL>>R), deci curentul prin sarcin ă este
constant.
Între rezultatele experimentale și cele teoretice ob ținute în aceste ipoteze simplificatoare,
există o bună apropiere și justifică această analiză.
Cea mai simpl ă schemă de redresor polifazat este redres orul trifazat, pentru care faza 1
este considerat ă ca origine de faz ă, iar celelalte dou ă faze sunt situate în sistemul direct de
tensiuni, la 120°.

Valoarea medie a tensiunii redresate se calculeaz ă în cazul mai general al redresorului cu
secundarul în stea și cu un num ăr de m faze, când pulsa țiile tensiunii redresate se repet ă de m ori
intr-o perioad ă. Calculul se face pe durata unei pulsa ții, astfel c ă funcția u
s(t)=U maxcos(ωt) este
simetrică față de axa ordonatelor.
Măsura în care valoarea medie a tensiunii re dresate se apropie de amplitudinea tensiunii
din secundar, se determin ă cu ajutorul no țiunii de „factor de redresare”, definit cu rela ția:
Dr=U 0/Umax ( 5 . 1 0 )

U0 este componenta continu ă a tensiunii redresate, calculat ă cu relația: În circuitui diodei D 1acționează tensiunea de pe
faza 1 și tensiunea u S care apare pe sarcin ă,
datorată celorlalte diode. În acela și mod se
determină și tensiunile care ac ționează în circuitul
celorlalte diode. Funcționarea redresor ului trifazat
cu secundarul în stea se prezint ă în figura 5.13. La
un moment ω t, tensiunile de faz ă au valorile u 22și
u23 > 0 ș i satisfac condi ția u 23>u22. Pe anozii
diodelor D 2 si D 3potențialul rezult ă pozitiv în
raport cu punctul neutru (N ), considerat ca punct
de referin ță. Fiecare diod ă conduce un interval
pentru care tensiunea fazei la care este conecta t
anodul are valoarea cea mai mare. Durata perioadei
de conducț ie a unei diode este de 2 π/3 radiani l a
sistemul trifazat și de 2π/m la un sistem general, în
stea cu m faze. Fig. 5.12. Schema redresorului
necomandat, trifazat cu punct median.
D1 D3
D2
U1

105
mmsin
U ) t ( d ) t cos( U
m22Umaxm
0max 0ππ
ω ωππ
= = ∫ ( 5 . 1 1 )

Pentru un sistem cu un num ăr mare de faze rezult ă că valoarea medie a tensiunii redresate
devine egală cu amplitudinea tensiunii de alimentare. Din acest punct de vedere este necesar s ă
se lucreze cu un num ăr cât mai mare de faze în secundar. În cazul redresoarelor de putere mare
este necesar să se studieze influen ța armonicelor introduse de acestea:
•
Pentru sistemul trifazat, intr -o perioada sunt trei pulsa ții ale tensiunii redresate, rezult ă
că armonica cea mai important ă este armonica a treia (150 Hz); armonicele superioare
vor fi de ordinul 6, 9, 12 etc.
• Pentru sistemul hexafazat apar șase pulsaț ii ale tensiunii redres ate într-o perioad ă, deci
prima armonic ă este armonica a șasea (300 Hz).
O a doua schem ă de redresor trifazat este cea a redresorului trifazat în punte – larg folosit
în aplicațiile industriale, prezentat ă în figura 5.14 iar formele de und ă în figura 5.15.
Fig. 5.13. Formele de und ă (obținute în PSpice) ale tensiunii pe sarcin ă la redresorul trifazat: a)
redresor f ără filtru; b) redresor cu filtru.
t U
U URC US u22 u23 u21
Fig. 5.14. Structura redresorului trifazat punte.

106

Tensiunea care apare la bornele sarcinii se culege între punctele 1 și 2 ale pun ții
redresoare. Modul cum rezult ă tensiunea u
s(t) din sumarea tensiunilor de faz ă în oricare interval
este prezentat în figura 5.15. Va loarea tensiunii re dresate este dublă față de cazul redresorului
trifazat cu punct median. Durata pulsa țiilor scade la π/3 sau în general la π/m iar amplitudinea
pulsaț iilor se reduce. Intr-o perioad ă T vor exista un num ăr de ș ase pulsa ții, deci se ob ține o
comportare echivalentă unui redresor hexafazat cu punct median.

Schema redresorului comandat polifazat ech ipat cu tiristoare este prezentat ă în figura
5.16. Deschiderea tiristoarelor se realizeaz ă cu impulsurile de comand ă aplicate grilei la
momentul
ωα (α – unghi de comand ă). Fig. 5.15. Formele de und ă specifice redresorului trifazat punte.
Sistemul trifazat de
alimentare
U
t Tensiunea redresat ă Tensiunea redresat ă pe
alternanțele pozitive Tensiunea redresat ă pe
alternanțele negative
Fig. 5.16. Redresor comandat polifazat (m faze) cu punct median
Circuit de comand ă
Th3 Th2 Th1
Thm Tensiune de
alimentare

107Curentul prin faze și prin tiristoare are forma unor pulsuri de curent de amplitudine Io și
durată 2π/m.

Intervalul de conduc ție al unui tiristor este 2 π/m, dar el este deplasat cu unghiul α față de
cazul redresorului necomandat cu punct median din figura 5.18.

La „momentul” ωt
1, se aplică impulsul de comand ă tiristorului T 1 care se deschide. La
bornele sarcinii apare o tensiune , care variaz ă în timp asem ănător fazei 1. Începând din
momentul corespunză tor punctului 2, faza cu poten țialul cel mai ridicat este faza 2 și întrucât nu
s-a aplicat impuls de comanda tiristorului T 2, acesta r ămâne blocat și va continua s ă conducă tot
tiristorul T 1. In momentul când u 21 devine negativ ă inductanța din circuitul sarcinii, L , se opune
variației acestui curent. La bornele ei apare o tensiune contraelectromotoare care compenseaz ă
efectul tensiunii negative de pe faza 1 ș i asigură polarizarea direct ă a tiristorului T 1.
În „momentul” ωt2 se aplică impuls de comand ă tiristorului T 2, acesta se deschide ș i
determină apariția la bornele sarcinii a tensiunii u s=u22. Catodul tiristorului T 1 are poten țial
pozitiv, în timp ce anodul are poten țialul negativ , astfel că tiristorul T1, se blochează . Tiristorul
T2 conduce pân ă în „momentul” ωt3, când se aplică impuls de comanda tiristorului T 3. Anularea Fig. 5.17. Formele de und ă specifice unui redresor comandat polifazat (cu
condensator de filtrare).
U Tensiunea
redresată Sistemul
tensiunilor de
alimentare
ωt
Impulsuri de comand ă α
ωt
1
αlim ωt1 3 2
ωt2 ωt3
α α α
2π/m ωt
Fig. 5.18. Formele de und ă specifice unui redresor
comandat trifazat (cu sarcin ă RL-fară filtru).

108 fazei u 22 se face în momentul ω t =π/2, astfel c ă pentru cazul general al redresorului cu m faze
rezultă
αlim= π/2-π/m
Unghiul de comanda αlim caracterizeaz ă faptul că pentru α > α lim în componen ța tensiunii
redresate intervin por țiuni negative, valo area unghiului limit ă depinzând de num ărul de faze.
În cazul sarcinii inductive prezența porțiunilor negative în tensiunea redresat ă determin ă
mărirea amplitudinii pulsa țiilor și constituie un dezavantaj al acestui tip de redresor comandat.
Aceste por țiuni negative se pot elimina prin conectar ea unei diode în paralel cu sarcina, figura
5.19.

Porțiunea negativ ă a pulsului tensiunii redresate se datoreaz ă tensiunii
contraelectromotoare care apare la bornele inductan ței sarcinii . In prezen ța diodei, aceast ă
tensiune determin ă polarizarea direct ă a diodei, astfel c ă, prin circuitul sarcinii curentul este
menținut constant și în cazul α > α
lim. Căderea de tensiune pe dioda polarizat ă direct este foarte
mică, astfel că în circuitui tiristorului T I acționează tensiunea de pe faza 1; ea polarizând invers
tiristorul T 1 începând din momentul când u 21 <0.
Pe baza schemelor prezentate în figurile anteri oare se pot realiza diferite scheme de
redresare, în func ție de cerin țele beneficiarului și de tipul sarcinii redresorului. În func ție de
natura sarcinii, redresoarele pot fi: redresoare cu sarcin ă rezistivă (prezentate în schemele
anterioare), redresoare cu sarcin ă inductivă (RL) și redresoare cu sarcin ă capacitiv ă (RC). După
cum se observ ă s-au prezentat scheme cu dispozitiv e semiconductoare, acestea impunându-se în
fața dispozitivelor cu vid prin avantajele oferite:
• Durată de funcționare, teoretic nelimitată ;
• Cădere de tensiune direct ă mică;
• Gabarit redus.

Tensiune de
alimentare
Fig. 5.19. Redresor comandat trifazat cu diodă de nul.

1096. STABILIZATOARE

Pentru a func ționa corect, aparatura electronic ă necesită tensiuni de alimentare continue
constante, eventualele abateri de la valoarea nominal ă determinând func ționarea incorect ă.
Tensiunea obtinu ță la ieș irea unui redresor cu filtru are:
• component ă continuă, dependent ă de tensiunea re țelei;
• component ă variabilă (ondulațiile).
Valoarea tensiunii ob ținute prin redresar e este invers propor țională cu valoarea
curentului de sarcin ă (caracteristic ă externă căzătoare) și este dependent ă de temperatur ă.
Pentru men ținerea constant ă a tensiunilor sau curen ților de alimentare se utilizeaz ă un
circuit electronic cu rol de stabilizare, denumit stabilizator .
În prezent exist ă un număr relativ mare de circuite destinate stabiliz ării tensiunii sau
curentului, cu valori continue sau alternative. Clasificarea ace stor circuite se poate face după mai
multe criterii: puterea pe care o controleaz ă, principiul de funcț ionare, tipul elementelor utilizate
pentru stabilizare, gradul de stabilizare sau natura sarcinii.
Stabilizatoarele de tensiune constituie unul dintre blocurile componente ale surselor de
alimentare, dup ă cum se observ ă în figura 6.1, prezentând avantajul unui reglaj comod al m ărimii
de ieș ire precum ș i performan țe tehnice ridicate.
Stabilizatorul de tensiune ideal este un circuit care asigur ă la ieșire o tensiune
independent ă de tensiunea de intrare, de curentul de sarcin ă și de temperatur ă. Stabilizatorul de
tensiune real nu poate realiza o independen ță totală a tensiunii de ie șire de factorii men ționați
m
ai sus, mic șorând însă dependen ța.

În principiu, stabilizarea unei tens iuni continue se poate realiza:
•
înainte de redresor, prin men ținerea constantă a tensiunii alternative de alimentare.
Dezavantaj: preia numai varia țiile de rețea.
• după redresor, prin intercalarea între acesta și sarcină a unui element capabil s ă preia
variațiile de tensiune. Avantaj: men ține constant ă tensiunea de sarcin ă, indiferent de
cauzele care tind s ă o modifice. Din acest motiv dispoz itivele din a doua categorie sunt
preferate în practic ă.
Stabilizatorul de tensiune este un aparat conectat între surs ă și consumatorul de energie
electrică și servește la micș orarea varia țiilor tensiunii de alimentare pân ă la limitele impuse de
performan țele consumatorului.
Stabilizatorul de curent este asem ănător stabilizatorului de te nsiune, cu deosebirea că
micșorează (până la anumite limite) varia țiile curentului.

Clasificarea stabilizatoarelor
1. După principiul de funcț ionare stabilizatoare le de tensiune se împart în:
• stabilizatoare parametrice;
• stabilizatoare cu reac ție;
• stabilizatoare în regim de comutaț ie. Fig. 6.1. Componen ța sursei stabilizate de
alimentare.
Ui U0 i0

110 Stabilizatorul parametric are structura cea mai simpl ă. La baza funcț ionării acestuia st ă
neliniaritatea caracteristici i curent – tensiune a di spozitivului electronic folosit (în general o
diodă stabilizatoare – Zener).
Stabilizatoarele cu reac ție realizeaz ă funcția de stabilizare printr-o reac ție negativ ă,
dispozitivele electronice folosite func ționând liniar. Acest tip de stabilizatoare se consideră
circuite liniare.
Stabilizatoarele în regim de comuta ție sunt stabilizatoare cu reac ție la care elementul
regulator al tensiunii de ie șire nu lucreaz ă liniar, ci în regim de comuta ție. În acest regim cre ște
randamentul stabilizatorului.

2. După modul de amplasare a elementului regulator în raport cu ie șirea stabilizatorului,
stabilizatoarele de tensiune pot fi:
• stabilizatoare serie;
• stabilizatoare derivaț ie.
3. După metoda de stabilizare exist ă următoarele
tipuri principale de stabilizatoare:
• Stabilizatoare electromagnetice (în general transformatoare cu prize) , utilizate de
obicei pentru reglarea tensiunilor alternative în instala țiile de mare putere. Ac țiunea de
stabilizare se bazeaz ă pe propriet ățile miezurilor magnetice saturate.
• Stabilizatoare electronice prin compensa ție (reglare automat ă). Elementul neliniar
preia varia țiile de tensiune sau cure nt ale sarcinii, ca urma re a unei comenzi primite
prin intermediul unei bucle de reac ție. Aceste stabilizatoare sint denumite adesea
prescurtat ,,stabilizat oare electronice".
• Stabilizatoare parametrice, care folosesc o impedan ță neliniară în serie sau în paralel
cu sarcina, capabil ă să compenseze varia țiile parametrului de ie șire. Stabilizatoarele
parametrice sunt, de asemenea, stabilizatoare electronice.
Indiferent de categoria din care face part e, un stabilizator de tensiune continu ă poate fi
reprezentat sub forma unui cuadri pol, ca în figura 6.2. Consumatorul de energie electric ă de la
ieșirea stabilizatorului se consider ă de forma unei rezisten țe echivalente de sarcin ă, R
s.
Tensiunea U 0 de la ieșirea stabilizatorului este dependent ă de tensiunea de intrare în
stabilizator, U i (tensiunea ob ținută de la redresor).

Se consider ă U
0 = f(U i,Rs). Variațiile tensiunii de ie șire provocate de varia țiile tensiunii
redresate și ale rezisten ței de sarcin ă, se exprim ă prin relația:
s
s0
i
i0
0 dRRUdUUUdU ⋅∂∂+ ⋅∂∂= . (6.1)
Cele două modalități de reglare de baz ă, serie și paralel, sunt prezentate în figura 6.3. În
practica electronic ă însă, circuitul de reglare este mult mai complex decât varianta prezentat ă în
figură.
Fig. 6.2. Stabilizatorul privit ca
un cuadripol
I0 Ii
U0 Ui

111

6.1. STABILIZATOARE DE TENSIUNE
6.1.1. STABILIZATOARE PARAMETRICE

În figura 6.4 este prezentată schema unui stabilizator parametric cu diod ă stabilizatoare.
Funcționarea schemei se bazeaz ă pe caracteristica neliniar ă a diodei stabilizatoare. Se știe că
dioda Zener admite varia ții relativ mari de curent la varia ții mici ale tensiunii pe diod ă.
Tensiunea la ie șirea stabilizatorului este chiar tensiunea pe diod ă, adica U 0 = U z. Din acest motiv
(se cere U 0 = ct.) dioda trebuie să fie alimentat ă cu un curent în plaja de stabilizare I Zm ÷ IZM.
IZm este determinat de ie șirea din regiunea de stabilizare, iar I ZM este determinat din considerente
de putere (I ZM = P ZM/UZ ).
Caracteristica neliniar ă a diodei stabilizatoare se poate liniariza pe por țiuni (figura 6.6).
Caracteristica liniarizat ă acceptă relaț ia:
UZ = U Z0 + R ZIZ. ( 6 . 2 )

Valorile nominale sunt cuprinse:
• pentru U Z între câț iva volți și zeci de vol ți;
• pentru I Z între miliamperi ș i zeci de miliamperi;
• pentru R Z între câț iva Ω și zeci de Ω.

Ui U0
Ui U0
Fig. 6.3. Principiul de baz ă al stabiliz ării. a) reglare serie;
b) reglare paralel. a) b)
Fig. 6.4. Schema stabilizatorului
parametric cu diodă Zener.
Ui U0 IS Ir
Fig. 6.5. Caracteristica diodei
Zener. IA
UA
Regiune de
funcționare
normală
IZM IZm UZm UZM
Fig. 6.6. Liniarizarea
caracteristicii diodei
Zener; tgα = R Z IA
UA
IZ UZ0
α

112
Dacă la bornele receptoare 2-2
’ (fig.6.7) nu se conecteaz ă nici un consumator ( Rs = ∞),
curentul prin diod ă este maxim Iz max, punctul de func ționare se stabileș te în C, iar tensiunea pe
element este de asemenea maxim ă U0 max = Uz max. Conectând sarcina, aceasta va asbsorbi un
curent în dauna curentului prin diod ă, care scade; punctul de func ționare se deplaseaz ă în jos
spre B. Mărind consumul prin sarcin ă (Rs scade, Is crește ) punctul de func ționare se deplaseaz ă
din ce în ce mai jos. La un anumit curent maxim prin sarcin ă Is max, punctul de func ționare tinde
spre limita inferioar ă, punctul A – curentul prin Z devine minim, iar tensiunea la bornele de ie șire
devine de asemenea minim ă.
Se observă că variația curentului de sarcin ă aduce implicit o varia ție a curentului prin
diodă; crește curentul de sarcin ă, iar curentul prin diodă scade. Acela și mecanism ac ționează și
în cazul varia ției tensiunii de re țea, reprezentat ă în schem ă prin sursa U i, (tensiunea debitat ă de
redresor în gol), R0 fiind rezisten ța internă a redresorului.
Creșterea tensiunii de re țea se reflect ă prin creșterea tensiunii Ui, ceea ce va conduce la
creșterea tensiunii de in trare în stabilizator Ur, și a curentului Ir. Variațiile curentului Ir vor fi
preluate îns ă, în cea mai mare parte, de dioda Zener, astfel c ă tensiunea și curentul prin sarcin ă
vor rămâne aproximativ constante.
Pentru stabilizatorul din fi gura 6.7 se pot defini urm ătorii parametri:
• Coeficientul de stabilizare:
Zr
ct I 0r0RR1UUS
s+ = =
=ΔΔ. ( 6 . 3 )
• Rezistența internă a stabilizatorului:
()()
Z r 0r 0 Zr 0 Z iesR R RR R RR R R R+ ++= + = . ( 6 . 4 )
Din cele dou ă relații se observ ă că pentru obț inerea unui coeficient de stabilizare mai bun
trebuie m ărită valoarea a șa numitei rezistențe de balast , notată Rr. Însă, la creș terea rezisten ței R r
apare dezavantajul unei pierderi suplimentare de tensiune și totodată posibilitatea ie șirii din plaja
de stabilizare a diodei (ZM Z ZmI I I〈〈 ).
Observație
În cazul necesit ății de a ob ține tensiuni stabilizate de valori ridicate, se pot lega în serie
mai multe diode stabilizatoare. În figura 6.9 sunt prezentate câteva scheme de stabilizatoare cu
diode Zener.
Fig. 6.8. Caracteristica diodei Zener în
zona de str ăpungere.
UZm UZ0 UZM IZ
UZ IZ0
IZm IZM
A B C
Ir IS
IZ
U0 Ur
Fig. 6.7. Schema echivalentă a stabilizatorului
parametric pentru regimul dinamic. 2 1
1’ 2’

113

6.1.2. STABILIZATOARE CU REAC ȚIE
6.1.2.1. Stabilizator de tensiune cu element de reglaj serie
Datorită performan țelor și randamentului, acest tip de stabilizator are cea mai larg ă
răspândire în practic ă.
Schema bloc de principiu a unui stabilizator cu element de reglaj serie este reprezentat ă
în figura 6.10. Aceasta con ține acelea și blocuri componente ca și schema stabilizatorului cu
element de reglaj deriva ție, deosebirea constând în locul de amplasare a elementului de reglaj,
care este de obicei un tranzistor.

UiU0
Fig. 6.10. Schema bloc a unui st abilizator de te nsiune continu ă
cu element de reglaj serie: ER-element de reglaj; AE-amplificator de eroare;
DE-detector de eroare; ST R-sursă de tensiune de referin ță. I0
Ui Ui Ui
Ui Ui Ui
U02 U0
U0 U0 U0 U0 U0
Fig. 6.9. Scheme electrice de stabiliz atoare parametrice cu diode Zener:
a) stabilizator format dintr-o celul ă simplă de stabilizare;
b) stabilizator prev ăzut cu diod ă pentru stabilizare termic ă;
c) stabilizator constituit din dou ă celule în cascad ă;
d) stabilizator pentru tensiune ridicat ă, cu două diode Zener în serie;
e) stabilizator constituit din diode Zener în serie, prev ăzut cu diod ă
(Z 3) pentru compensare termic ă;
f) stabilizator cu diode Zene r în serie, care furnizeaz ă două tensiuni
la ie șire. a) b) c)
d) e) f)

114 Funcționarea stabilizatorului: Varia ția tensiunii de ie șire U 0 într-un anumit sens, atrage
după sine prin intermediul buclei de reac ție o variaț ie în acela și sens a căderii de tensiune U t, de
pe elementul de reglaj. Tensiunea de ie șire fiind egală cu diferen ța dintre tensiunea de intrare și
cea de pe elementul de reglaj, tendin ța iniț ială este astfel contracarată .
Stabilizatoarele de tensiune se rie pot fi întâlnite în practic ă sub două forme:
1. Stabilizatoare f ără amplificator de eroare, figura 6.11;
2. Stabilizatoare cu amplificator de eroare, figura 6.12.
Elementul de reglaj (rezistorul variabil) din fi gura 6.3 este înlocuit de tranzistorul T1.
Alături de tranzistor, elementele principale ale unui stabilizator sunt rezistorul de limitare a
curentului (R
1) și dioda Zener. Dup ă cum se știe, proprietatea diodei Zener este de a bloca
trecerea curentului atât timp cât tensiunea aplicat ă la bornele diodei nu dep ășește o valoare
stabilită constructiv (tensiune Zener). În cazul în care tensiunea aplicat ă depășește tensiunea
Zener, prin diod ă apare curent datorat conduc ției inverse (de la catod la anod).
Tranzistorului i se aplic ă o tensiune constant ă pe bază, numită (în general) tensiune de
referință. Presupunând c ă tensiunea în circuitul de ie șire sufer ă modifică ri, emitorul
tranzistorului va prelua varia ția și corespunz ător vor avea loc modific ări în polarizarea
tranzistorului.
Exemplu
Fie cazul unei scheme în care dioda Zener are valoarea tensiunii Zener de 15V și la care
tensiunea de intrare este de 20V (fig.6.13).
Dioda Zener stabile ște valoarea tensiunii pe baza tran zistorului T. Polarizarea direct ă a
joncțiunii bază-emitor determin ă o cădere de tensiune pe jonc țiune de 0,7V, caz în care c ăderea
de tensiune pe tranzi stor va fi de 5,7V și tensiunea de ie șire va avea valoarea de 14,3V.
Fig. 6.11. Schema stabilizatorului cu
element de reglaj serie f ără
amplificator de eroare.
Ui U0
Ui U0
UBE
UZIdiv
Fig. 6.12. Schema stabilizatorului cu element
de reglaj serie cu
amplificator de eroare.
Ui, variabilă U0, constant ă20V 5.7V
0,7V
14,3V
Fig. 6.13. Schema simplificat ă a unui stabilizator cu
element de reglaj serie (f ără amplificator de eroare).

115Mecanismul de reglare:
1. Să presupunem c ă tensiunea de intrare variaz ă, fiind 20,1V. Corespunză tor, tensiunea
de ieșire va cre ște lavaloarea de 14,4V, ceea ce înseamn ă o deviaț ie de la tensiunea cerut ă la
ieșire de 0,1V. Deoarece tensiunea în baza tranzistorului este men ținută constantă (15V) de c ătre
dioda DZ, tensiunea de polarizare direct ă BE va fi de 0,6V, mai mic ă decât cea normal ă de 0,7V.
Rezistența tranzistorului va cre ște însă, având ca rezultat cre șterea căderii de tensiune pe
tranzistor la 5,8V și implicit readucerea tensiunii de ie șire la valoarea de 14,3V.
2. Presupunem c ă tensiunea la ie șire scade la 14,2V. Pentru c ă dioda DZ men ține
tensiunea în baza tranzistorului T la valo area de 15V, tensiunea de polarizare direct ă BE va
crește la 0,8V. Aceasta înseamn ă o micșorare a rezisten ței tranzistorului, reducându-se c ăderea
de tensiune pe acesta la valoarea de 5,7V, respectiv tensiunea de ie șire la 14,3V.

6.1.2.2. Stabilizator de tensiune cu element de reglaj deriva ție

În cazul stabilizatorului de tensiune continu ă cu element de reglaj deriva ție, variațiile
tensiunii de ie șire U 0 sunt sesizate de detectorul de eroare DE prin comparare cu tensiunea de
referință furnizată de sursa de tens iune de referin ță STR. Amplificatorul de eroare AE comand ă
curentul elementului de reglaj ER , care compenseaz ă tendințele de varia ție ale tensiunii de
sarcină. Prin urmare, o tendință de variație într-un sens a tensiunii de ieșire atrage dupa sine o
(comanda de) varia ție în sens opus.

Exemplu
Fie un stabilizator cu element de reglaj deriva ție cu tensiunea de intrare de 20V
(fig.6.15). C ăderea de tensiune pe dioda Zener este constant ă, în valoare de 5,6V. Din schem ă,
rezultă o cădere de tensiune pe rezist orul R de 14,4V. Pentru o c ădere de tensiune pe jonc țiunea
bază-em
itor a tranzistorului T de 0,7V, c ăderea de tensiune pe rezistorul R1 este de 13,7V și
tensiunea de ieș ire U 0 va fi de 6,3V.
Mecanismul de reglare:
1. Fie o varia ție a tensiunii de intrare în sens cresc ător de 0,1V, ceea ce înseamn ă
creșterea tensiunii la ie șire la 6,4V. Pentru că dioda Zener î și menține tensiunea la borne
constantă în valoare de 5,6V, cre șterea tensiunii de in trare conduce la cre șterea căderii de
tensiune pe jonc țiunea BE (polarizat ă direct) a tranzistorului la valoarea de 0,8V. Rezisten ța
U0Ui I0
Fig. 6.14. Schema bloc a unui st abilizator de te nsiune continu ă
cu element de reglaj deriva ție.

116 tranzistorului scade, curentul prin ea cre ște și căderea de tensiune pe R1 devine 13,8V. Totodat ă,
căderea de tensiune pe rezisten ța de sarcin ă va reveni la valoarea de 6,3V.

2. Să presupunem c ă are loc o micș orare a rezisten ței de sarcin ă, respectiv o sc ădere a
tensiunii de ie șire la valoarea de 6,2V. Datorit ă diferenței de tensiune la ie șire de 0,1V, tensiunea
de polarizare direct ă a joncț iunii bază-emitor a tranzistorului va fi de 0,6V. Această scădere
conduce la cre șterea rezisten ței tranzistorului, reducerea curentului prin tranzistor și în final, la
creșterea curentului de sarcin ă la o valoare care să stabilească tensiunea pe sarcin ă la 6,3V.

Observaț ie
Atât în cazul stabilizatorului serie cât și în cazul stabilizatorului deriva ție, aceste varia ții,
respectiv aceste cicluri de adu cere a tensiunii la valoarea dorit ă, durează câteva frac țiuni de
secundă .

Alegerea elementului de reglaj
Elementul de reglaj se alege astfel încât s ă satisfacă parametrii de func ționare impu și
stabilizatorului:
• variațiile procentuale pozitive (b) și negative (a) ale tensiunii de rețea;
• tensiunea maxim ă de sarcin ă, (Us max );
• tensiunea minim ă de sarcin ă (Us min) ;
• curentul maxim prin sarcin ă (Ismax) .
Situaț iile extreme în func ționare sunt determinate de:
Urmin = U Tmin + U 0max =(1 – a)U r; ( 6 . 5 )
Urmax=U Tmax + U 0min = (1 + b)U r. ( 6 . 6 )
În relațiile anterioare UTmin este tensiunea minim ă pe elementul de reglaj în cazul
tensiunii de re țea scă zute, iar UTmax este tensiunea maxim ă pe elementul de reglaj în cazul
tensiunii de re țea crescute. Rezult ă:
min 0 max 0 min T max T U ) U U (a 1b 1U − +++= ( 6 . 7 )

Ui U05,6V
14.4V 0,7V
13,7V6,3V20V
R1
Fig. 6.15. Schema simplificat ă a unui stabilizator
cu element de reglaj deriva ție.

117

Dacă în cazul U
r min și U 0max se solicit ă curentul maxim I 0max, puterea pe care trebuie s ă o
disipe elementul de reglaj devine maxim ă, valoarea acesteia fiind:
max 0 min 0 max 0 min T max 0 max T max d I U ) U U (a 1b 1I U P ⋅⎥⎦⎤
⎢⎣⎡− +++= = (6.8)
S-a aproximat curentul maxim pr in elementul de control cu I 0max. În relaț ia anterioară ,
singurul element necunoscut este U Tmin. Pentru tranzistoare de medie și mare putere, aceast ă
tensiune se poate impune ca fiind de (1 ÷ 4)V, valoarea maxim ă reprezentând o rezerv ă pentru
pulsaț iile tensiunii de alimentare, un coeficient de siguran ță pentru ca în prezen ța acestora
tranzistorul s ă nu fie adus la satura ție (punctul D) nici chiar de vârfurile pulsa țiilor.
Cunoscând puterea disipat ă maximă, tensiunea maxim ă colector-emitor (aceast ă tensiune
se ia egal ă cu U r max) și curentul de colector maxim (aproximativ egal cu cel maxim de sarcin ă),
din catalog se alege tranzistorul care poate îndeplini rolul de element de reglaj.

6.1.3. STABILIZATOARE DE TENSIUNE ÎN REGIM
DE COMUTA ȚIE

Schema stabilizatorului în regim de comuta ție (figura 6.17) con ține două părți:
• convertorul cc-cc cu pos ibilitate de comand ă externă;
• circuitul de comand ă și control.
Pentru ca tensiunea la ie șire să fie menținută constantă, circuitul de comand ă compară
tensiunea de ie șire cu o tensiune de referin ță și, în funcție de eroarea rezultat ă, modifică raportul
de conducț ie al convertorului cc-cc.

Fig. 6.16.
Caracteristica curent-tensiune a elementului de reglaj și
situațiile extreme întâlnite în func ționarea stabilizatorului cu ER serie.
UTmax Ur I0max iT
(iC)
uT (uCE) U0max UTma
x
U0min
Urmax Ur min α1 α2 D H F

max smax s
1IUtg =α

min smin s2IUtg =α
iB = ct.

118

Modificarea componentei continue a tensiunii de ie șire se realizeaz ă prin modificarea
raportului de conduc ție. Metoda cea mai utilizat ă în acest scop este modula ția în durat ă. Această
metodă menține spectrul de armonici al tensiunii de ieș ire într-o rela ție strânsă cu celelalte
frecvențe ale sistemului alimentat de sursa respectiv ă, permiț ând ș i o filtrare bun ă.

Convertoarele folosite la realizarea stabilizatoare lor de tensiune în regim de comuta ție
pot fi grupate în:
•
convertoare directe;
• convertoare cu revenire;
• convertoare cu func ționare în contratimp.
Filtrele de netezire
Etajul de filtrare este o parte importantă a stabilizatorului în regim de comuta ție,
tensiunea de ie șire având un spectru bogat în armonici s uperioare. Randamentul stabilizatorului
CIRCUIT
DE
COMAND Ă
CS
Ui U0 αU0 Ur
Convertor cc-cc
Fig. 6.17. Schema de prin cipiu a stabilizatorului î n
comutație.
Sursă
de tensiune
nestabilizat ă
Etaj de
comandă Sarcină Filtru
trece jos Comutator
electronic
Generator
de impulsuri
cu modula ție
în durată
Etaj de comand ă și control Etaj de putere
Ur U0 Ui
αU0
Ur – αU0
Fig. 6.18. Schema bloc a st abilizatorului de tensiune
continuă în regim de comuta ție: U i – tensiune de intrare;
U0 – tensiunea la ie șire; U r – tensiunea de referin ță.

119depinde de modul de realizar e a filtrului, de performan țele dinamice, zgomotul și ondulația
tensiunii de la ie șire. Dintre tipurile de filtre cunoscute RC, RL sau LC, cel mai des utilizate sunt
cele de tipul LC. Folosir ea acestui tip de filtru oferă avantaje, precum:
• putere disipată redusă ;
• menținerea amplitudinii curentului prin tranzi storul comutator la o valoare acceptabil ă;
• valorile inductan ței și condensatorului sunt rela tiv mici atunci când frecven ța de lucru
a convertorului dep ășește 10 – 20 KHz.
Circuitul de comand ă și control are rolul de a modifica raportul de conduc ție al
convertorului, astfel ca valoar ea medie a tensiunii de la ie șire să fie menținută constantă. Pentru
aceasta, cu ajutorul unui comparator sau al unui amplificator diferen țial, o frac țiune din tensiunea
de la ieșirea stabilizatorului este comparat ă cu o tensiune de referin ță, riguros stabilit ă. Schema
unui generator pentru im pulsuri modulate în durat ă este prezentat ă în figura 6.19.

Prin utilizarea stabilizatoarelor în regim de comuta ție (sunt tot stabilizatoare cu
reacție, la care elementul regulator al tensiunii de ie șire nu lucreaz ă liniar, ci în regim de
comutație) crește randamentul stabilizatorului.

6.2. STABILIZATOARE DE CURENT
În unele circuite este necesar ă stabilizarea valorii curentului de ie șire. Un astfel de
circuit care furnizeaz ă curent constant se numeș te stabilizator de curent. Schema simplificat ă a
unui stabilizator de cu rent este prezentată în figura 6.20.

Fig.6.20. Schema simplificat ă a stabilizatorului
de curent
Prezen ța rezistorului va riabil din figur ă indică conceptul de stabi lizator de curent,
deși este cunoscut faptul c ă această component ă nu este suficient de rapid ă pentru modifică rile
care au loc în circuit. Pentru o func ționare corect ă a circuitului ampermetrul trebuie s ă indice o
valoare constant ă a curentului prin rezistorul de sarcin ă. Astfel, rezistorul variabil R
V
compenseaz ă modifică rile apărute la valoarea sarcinii sau la tensiunea de alimentare. Conform
Generator
de tensiune
liniar
variabilă Ieșire modulat ă
U1=k Uε Ur
Fig. 6.19. Schema bloc a
generatorului de impulsuri
modulate în durat ă.Tensiunea de eroare de la ie șire est e
proporțională cu diferen ța dintre cele dou ă
tensiuni. Semnalul de eroare de la ie șire este apo i
amplificat și aplicat la intrarea unui generator d e
impulsuri modulate în durat ă. Durat a
impulsurilor de comand ă a convertorului cc-c c
este modificat ă în sensul anul ării semnalului d e
eroare.
A

120 schemei, orice modificare a valorii rezisten ței de sarcin ă produce un salt în valoarea curentului,
astfel că pentru a men ține curentul constant este necesar ă:
• Reducerea valorii rezisten ței R V – dacă rezistența de sarcin ă crește;
• Mărirea valorii rezisten ței R V – dacă rezistența de sarcin ă scade.
Utilizarea unui rezistor variabil nu este o metodă practică de reglare a valorii curentului.
Schema stabilizatorului de curent este prezentat ă în figura 6.21 și cuprinde al ături de rezistor un
tranzistor și o diodă Zener.

IS
++ + +
+ –
–
– -Ieșire de curent
stabilizat

Fig.6.21. Schema stabilizatorului de curent

Circuitul prezentat în figura 6.21 este similar cu cel al stabilizatorului de tensiune. În
plus față de schema stabilizatorului de tensiune, apare rezistorul R 1 care sesizeaz ă orice
modificare a curentului de sarcin ă. Căderea de tensiune pe R 1 împreună cu tensiunea la bornele
DZ se aplic ă joncțiunii BE a tranzistorului T. Pola ritatea tensiunii aplicate acestei jonc țiuni este
consecință a fluxului de curent prin rezistorul R 1, căderea de tensiune pe R 1 opunându-se
polarizării directe a jonc țiunii tranzistorului. Valoarea tensiunii de polarizare a jonc țiunii BE a
tranzistorului este dat ă de diferen ța dintre cele dou ă tensiuni (U DZ; U R1). Funcția rezistorului R 2
este de limitare a curentului prin dioda Zener.

– + + +
Eieș + + –
–
– 400mA 15 Ω9 Ω
200 Ω 6 Ω
0.6V
12V
6V 2.4V
V 3V

Fig. 6.22. Func ționarea stabilizator ului de curent.

Fie schema din figura 6.22, care trebuie s ă asigure la func ționarea corect ă, un curent prin
sarcină constant cu valoarea de 400mA. Tensi unea pe care voltmetrul conectat la ie șirea schemei
o indică, ajută la înțelegerea func ționării stabilizatorului de curent. Diferen ța dintre tensiunea de
pe dioda Zener și căderea de tensiune pe rezistorul R 1 este de 0,6V, sufici ent pentru polarizarea
directă a joncțiunii bază-emitor a tranzistorului. C ăderea de tensiune pe rezistorul de sarcin ă este

121de 6V, rezisten ța tranzistorului este de 9 Ω, astfel că avem un curent de 400mA, verificat prin
legea lui Ohm:
Ω=30124 . 0VV .
Reglarea valorii curentului este prezentat ă în figura 6.23.

– + + +
Eieș + + –
–
– 400mA 10 Ω 14 Ω
6 Ω
0.5V
12V 2.5V
3V

Fig. 6.23. Reglarea valorii curentului.

O scădere a rezisten ței de sarcin ă produce o m ărire a valorii curentului prin circuit.
Presupunând c ă valoarea R S scade de la 15 Ω la 10Ω , rezultă o creștere a căderii de tensiune pe
tranzistor de la 2,4V la 2,5V, în tim p ce valoarea tensiunii pe dioda Zener r ămâne constant ă la
9V. Valoarea tensiunii de polarizare a jonc țiunii tranzistorului devine 0,5V, în timp ce valoarea
rezistenței tranzistorul ui se modifică de la 9Ω la 14Ω. Creșterea de 5 Ω a rezisten ței tranzistorului
implică o scădere cu 5 Ω a rezisten ței de sarcin ă, astfel că rezistența echivalentă a circuitului
rămâne constant ă, implicit valoarea curentului prin circuit.

122 7. AMPLIFICATOARE

Caracteristici generale ale amplificatoarelor
Amplificatoarele electronice sunt circuite cu foarte multe aplica ții în practic ă. Se
întâlnesc în aparatele de m ăsură (de laborator și industriale), în aparatura electronic ă de
telecomunica ții, în aparatura electronic ă de larg consum (electrocasnic ă), etc.
Gama foarte larg ă de aplica ții a condus la realizarea de amplificatoare cu performan țe
foarte diferite, bazate pe tehnologii diferite, și bineînțeles, având costuri diferite în func ție de
destinație și performan țe.
Un amplificator este un dispozitiv care prime șt e sem n al d e la o su r s ă pe la bornele de
intrare și furnizeaz ă semnalul amplificat unei sarcini pe la bornele de ie șire. Amplificatoarele pot
fi privite ca un cuadripol. Mărimile de ie șire (u o, io) sunt dependente de cele de intrare (u i, ii). Nu
întotdeauna ambele variabile, tensiunea și curentul, sunt luate în c onsiderare la utilizarea unui
amplificator. Există cazuri în care conteaz ă la intrare numai tensiune a sau numai curentul, sau
puterea aplicată . Această consideraț ie este valabilă și în raport cu ie șirea amplificatorului.
Rezultă că accentul din punct de vedere al semnalul ui util aplicat la intrare sau dorit la ie șire,
cade numai asupra uneia dintre m ărimile de intrare sau ie șire ale amplificatorului. M ărimile de
intrare (ie șire) sunt legate între ele prin structura am plificatorului sau a sa rcinii conectate la
ieșirea acestuia.
Circuitul amplificatorului, cu dou ă borne de intrare și două borne de ie șire, caracterizat la
intrare prin perechea de m ărimi u i, ii și la ieșire prin perechea u o, io, satisface urm ătoarele
condiții:
• coresponden ța dintre tensiunea și curentul de ie șire, față de tensiunea și curentul de
intrare, este de tip biunivoc, (pentru un amplificator conectat ca în figura 7.1) adic ă
stabilirea unor valori pentru m ărimea de la intrare determin ă în mod univoc m ărimile
de la ieșire, și reciproc – unei perechi (u o, io) îi corespunde o pereche (u i, ii);
• dependen ța inversă între mărimile de la intrarea amplificatorului și cele de la ie șirea
acestuia, trebuie s ă fie cât mai redus ă, aproximativ nulă . În majoritatea cazurilor
tensiunea și curentul da la intrarea unui am plificator nu depind de tensiunea și curentul
de la ieșirea sa.
• în raport cu m ărimea care constituie semnalul util ap licat la intrare, circuitul realizeaz ă
o amplificare, respectiv domeniul de varia ție a semnalului la ie șire este mai extins
decât la intrare.
Clasificare
1. din punct de vedere al m ărimii semnalelor pe care le amplifică :
• amplificatoare de semnal mic, la care varia țiile de tensiune și curent produse de
semnalul de intrare în dispozitivele active ale amplificatorului (tuburi, tranzistoare)
sunt mici în comparaț ie cu valorile tensiunilor și curenților din punctul static de
funcționare, putându-se considera c ă toate aceste dispozitive lucreaz ă în regim liniar;
• amplificatoare de semnal mare (de putere), la care varia țiile de tensiune și curent din
dispozitivele active sunt sufi cient de mari pentru ca func ționarea acestora s ă prezinte
abateri de la liniaritate ce trebuie luate în considera ție, iar puterea semnalului de ie șire
este apreciabil ă (de ordinul kW).
2. din punct de vedere al tipului semnalului pe care îl pot amplifica:
• amplificatoare de c.c. – pot amplifica semnale cu varia ție în timp oricât de lent ă
(începând de la c.c. la care f = 0 pân ă la o frecven ță limită superioar ă);
• amplificatoare de c.a. – pot amplifica numai semnalele variabile în timp; sub o
frecvență limită minimă, respectiv peste o frecven ță limită maximă, semnalul nu mai
poate fi amplificat.
3. din punct de vedere al frecven ței pe care o poate avea semnalul de intrare pentru ca el s ă poată
fi redat corect la ie șire:

123• amplificatoare de joas ă frecvență – J.F. (pân ă la 100 kHz);
• amplificatoare de înalt ă frecvență – Î.F. (pân ă la zeci de MHz);
• amplificatoare de foarte înalt ă frecvență – F. Î. F. (pentru telecomunica ții terestre și
spațiale, Radioloca ție, etc.→ 102 – 104 MHz);
4. din punct de vedere al l ărgimii de band ă a semnalului amplificat:
• amplificatoare de band ă îngustă (spectrul semnalului este concentrat într-o band ă
îngustă în jurul unei anumite frecven țe; ex. AFI – amplificatoare de frecven ță
intermediar ă pentru radioreceptoare 451÷ 459 kHz);
• amplificatoare de band ă largă (ex. AVF – amplificatoarele de videofrecven ță ale
camerelor videocaptoare 0 ÷ 6 MHz).
5. din punct de vedere al modului de realizare:
• amplificatoare cu tuburi;
• amplificatoare cu tranzistoare;
• amplificatoare cu circuite integrate (CI).
Există încă multe alte criterii de clasificar e a amplificatoarelor electronice, îns ă cele
prezentate sunt semnificative.
În funcție de tipul semnalelor de intrare și ieșire se deosebesc mai multe tipuri de
amplificatoare. Cele mai utilizate sunt:
• amplificatorul de tensiune , la care atât m ărimile de intrare cât ș i cele de ie șire sunt
tensiuni,
• amplificatorul de curent , la care atât m ărimile de intrare cât și cele de ie șire sunt
curenți.
La amplificatorul de tensiune , fiecare port (de intrare, respectiv ie șire) se poate modela
printr-un circuit echivalent Thévenin, alc ătuit dintr-o surs ă de tensiune și o rezisten ță.
Portul de intrare are un rol pur rezistiv și se modeleaz ă printr-o rezisten ță Rin numită
rezistență de intrare .
Portul de ie șire se modeleaz ă cu o sursă de tensiune comandată în tensiune, care
semnifică dependen ța dintre uin și uo, conectată în serie cu rezisten ța Ro, numită rezistență de
ieșire.
Amplificatorul de tensiune se prezint ă în figura 7.1, unde Au reprezint ă amplificarea în
tensiune (câ știgul în tensiune) și se exprim ă în V/V.
Sursa de semnal de la intrare este modelat ă printr-un circuit echivalent Thevenin. Este
alcătuită dintr-o surs ă de tensiune ug și o rezisten ță Rg.
Sarcina are rol pasiv și s-a modelat prin rezisten ța RS.

RS

Fig. 7.1. Amplificatorul de tensiune

Expresia tensiunii de ie șire se determin ă aplicând regula divizorului de tensiune:
in u
S oS
o u AR RRu+=
Aplicând, din nou, regula divizorulu i de tensiune la intrare se ob ține:
g
in gin
in uR RRu+=

124 Prin eliminarea lui uin și rearanjarea rela ției se obține câștigul de la sursa de semnal la
sarcină:
S oS
u
in gin
go
R RRAR RR
uu
+× ×+=
Atenuările de la portul de intrare și cel de ie șire se numesc efecte de înc ărcare . Pentru a evita
aceste efecte, Rg și Ro trebuie s ă fie foarte mici în compara ție cu Rin și RS. În cazul
amplificatorului de tensiune, acest d eziderat se poate atinge numai dac ă Rin→∞ iar Ro=0, situație
în care se spune c ă amplificatorul este ideal. În practic ă trebuie s ă fie îndeplinite inegalit ățile:
g inR R〉〉 , respectiv S oR R〈〈 .
Schema echivalent ă a unui amplificator de curent se prezint ă în figura 7.2.

RS

Fig. 7.2. Amplificatorul de curent

Amplificarea în curent s-a notat Ai și se exprim ă în A/A.
Aplicând de dou ă ori regula divizorului de curent, se ob ține:
S oo
i
in gg
go
R RRAR RR
ii
+× ×+=
Efectul de înc ărcare la portul de intrare const ă în pierderea unei p ărți din curentul dat de sursa de
semnal prin Rg. La ieșire, efectul de înc ărcare determin ă pierderea unei p ărți din curentul Aiiin
prin rezisten ța Ro. Un amplificator ideal de curent, la care s-au elimin at efectele de înc ărcare, se
caracterizeaz ă prin 0 =inR și ∞ →oR (exact invers ca la amplificatorul de tensiune). În practic ă
trebuie să fie îndeplinite inegalit ățile: g inR R〈〈 , respectiv S oR R〉〉 .
Se mai definesc urm ătoarele tipuri de amplificatoare:
Amplificator transconductan ță (A/V) : mărimea de intrare este o tensiune iar cea de
ieșire un curent. Analiza la portul de intrare corespunde unui amplificator de tensiune iar la
portul de ie șire – unui amplificator de curent.
Amplificator transrezisten ță (V/A) : mărimea de intrare este un curent iar cea de ie șire o
tensiune. Analiza la portul de intrare corespunde unui amplificat or de curent iar la portul de
ieșire – unui amplificator de tensiune.

7.1. AMPLIFICATORUL OPERAȚIONAL

Defini ție. Amplificatorul opera țional (AO) este un amplifi cator electronic de curent
continuu, cu câș tig mare, realizat sub form ă de circuit integrat (CI), care amplific ă diferența
tensiunilor aplicate pe cele dou ă intrări și este capabil s ă realizeze o gam ă largă de funcții liniare,
neliniare și de proceasare de semnal.
Majoritatea AO se alimenteaz ă de la o surs ă dublă de tensiune, cu polarit ăți opuse,
valorile uzuale fiind de +15V și -15V. O surs ă dublă se obț ine prin legarea în serie a două surse
simple E1 și E2 (figura 7.3).

125

Fig. 7.3. Ilustrarea modului de conectare
a sursei duble de tensiune cu care se alimenteaz ă AO

Plusul sursei E1 devine plusul aliment ării duble și se conecteaz ă la pinul corespunz ător
alimentării pozitive a AO (notat cu V+ în catalog, litera V pr ovenind de la cuvântul voltage , care
înseamnă tensiune în limba englez ă). Minusul sursei E2 devine minusul aliment ării duble ș i se
conectează la pinul corespunză tor aliment ării negative a AO (notat cu V- în catalog). Punctul de
înseriere devine referința de poten țial (masa montajului) și nu este conectat de obicei la AO
propriu-zis, dar se conecteaz ă obligatoriu la montajul realizat cu AO. Toate semnalele de intrare
în circuitul realizat cu AO au punctele de mas ă conectate la aceast ă referință de poten țial. La
ieșirea montajului, rezisten ța de sarcin ă se conecteaz ă între pinul de ie șire al AO și aceeași
referință de potențial.
Tensiunile de satura ție reprezint ă valorile maxime, pozitive sau negative, ale tensiunilor
de ieșire. Tensiunile de satura ție depind de valoarea tens iunilor de alimentare ș i au, în general,
valoarea cu aproximativ 2V mai mic ă decât tensiunile de alimentare. Se fabric ă și AO la care
tensiunile de satura ție diferă foarte pu țin (cu 100mV, de exemplu) fa ță de cele de alimentare.
Este cazul AO de tipul RRIO (Rail-to-Rail Input Output) adic ă AO la care atât tensiunea de
intrare cât și cea de ie șire se modific ă între cele dou ă “bare” de alimentare.
Simbolul și terminalele AO. Un AO trebuie s ă aibă cel puț in cinci terminale (pini), dintre
care trei de semnal și două de alimentare (figura 7.4). Unele AO mai sunt prev ăzute cu înc ă două
borne pentru anularea tensiunii de decalaj (offset) și cu 1-2 borne pentru compensarea în
frecvență.

Fig. 7.4. Simbolul și terminalele amplificatorului opera țional

Uzual, pentru desenarea simplificat ă a circuitelor cu AO, conexiunile surselor de
alimentare nu se trec pe scheme. Totu și, trebuie s ă se rețină că, totdeauna, pentru ca circuitele s ă
lucreze, sursele de alimentare trebuie s ă fie conectate la montaj.
Terminalele de intrare sunt denumite ca: intrare inversoare și intrare neinversoare .
Intrarea inversoare este notat ă cu semnul (-) iar cea neinversoare cu semnul (+). Aceste
semne nu au nici o leg ătură cu polaritatea tensiu nilor individuale, u+ și u-, care se pot aplica pe
aceste terminale , deoarece ambele semnale pot fi, în raport cu masa, atât pozitive cât și negative.

126 Aceste semne au în schimb leg ătură cu relația de fază dintre semnalele de intrare și cel de ieș ire.
Astfel, dac ă intrarea neinversoare se leag ă la masă iar pe intrarea inversoare se aplic ă un semnal
cu variaț ie crescătoare, la ie șire se obține un semnal cu varia ție descrescă toare. Din acest motiv
intrarea (-) se nume ște inversoare. Similar, dac ă intrarea inversoare este conectat ă la masă și se
aplică un semnal cu variaț ie crescătoare pe intrarea neinversoare, la ie șire se obține un semnal tot
cu variaț ie crescă toare. Din aceast ă cauză intrarea (+) se nume ște neinversoare.
Așa cum se va vedea mai departe, aceste semne au leg ătură cu semnul câ știgului în
tensiune.
Modelul de circuit. Deoarece AO este un circuit complex, care con ține zeci de
componente (tranzistoare, rezistoare), pentru a se putea studia montajele realizate cu el, AO se
înlocuiește cu un circuit electric echival ent, pe care se pot aplica u șor teoremele lui Kirchhoff.
Acest circuit care v ăzut din exterior se comport ă ca ș i AO pe care îl înlocuie ște, se numeș te
model de circuit.
Modelul de circuit cel mai apropiat pentru AO este cel de amplificator de tensiune (figura
7.5). Conform acestui model, circuitul conectat la bornele de intrare ale AO “vede” o rezisten ță,
notată rd și numită rezistență de intrare (diferen țială).

Fig. 7.5. Modelul de circu it al amplificatorului operaț ional
La borna de ie șire, AO se face “cunoscut” circuitului care urmeaz ă prin sursa de tensiune
controlată în tensiune, notat ă cu
aud și rezistența internă a acesteia, ro, numită rezistența de ieșire
a AO. Tensiunile eviden țiate pe modelul din fig. 7.5 și care sunt identice cu cele de la intrarea
AO au urm ătoarea semnifica ție:
• u+ – tensiunea individual ă aplicată la intrarea neinversoare;
• u- – tensiunea individual ă aplicată la intrarea inversoare;
• ud – tensiunea diferen țială de intrare, care reprezint ă, prin defini ție, diferen ța dintre
semnalul aplicat pe intrarea neinversoare și cel aplicat pe intrarea inversoare:
uuud=−+−
• uo – tensiunea de ie șire, măsurată în raport cu poten țialul masei.
Ac țiunea complex ă a AO rezult ă din amplificarea tensiunii de intrare diferen țiale cu un
factor de amplificare foarte mare, notat cu a pe modelul de circuit din figura 7.5. Rela ția
tensiunii de ie șire în raport cu masa este:
ua ua uuod== −+− ()
Observa ție: amplificarea a este o amplificare în bucl ă deschisă și se nume ște astfel
deoarece nu s-a conectat nici o component ă de circuit între ie șirea AO ș i vreuna dintre intr ări.
Ea este o amplificare utilă , numită amplificare diferen țială.

7.1.1. Conceptul de AO ideal și consencin țele acestui concept

Deși AO ideale nu exist ă, cele reale sunt destul de apropiate de acest concept. Pentru o
aplicație dată, proiectantul de circuit trebuie s ă selecționeze acel AO ale c ărui imperfec țiuni
(abateri de la idealitate) nu degradeaz ă semnificativ performan țele ce s-ar ob ține cu un AO ideal.
Este de dorit, deci, ca AO folosit într-o anumit ă aplicație să fie cât mai aproape de AO ideal.

127 Se presupune că AO ideal se caracterizeaz ă prin:
• rezistență de intrare, vă zută între cele dou ă intrări, infinită, rd→∞;
• rezistență de ieșire, văzută între terminalul de ie șire și masă, nulă, ro=0, deci nu apare
nici o rezisten ță în serie cu sursa dependent ă de tensiune;
• amplificare diferen țială în buclă deschisă infinită, a→∞.
Cu aceste presupuneri, modelul de circuit al unui AO ideal este cel din figura 7.6.

Fig. 7.6. Modelul de circu it al amplificatorului operaț ional ideal

Conceptul de AO ideal are urm ătoarele consecințe, prezentate în or dinea presupunerilor
de idealitate:
• rezistență de intrare infinită înseamnă că prin niciuna dintre terminalele de intrare nu
curge curent . Atunci când la intr ările AO se conecteaz ă un anumit circuit, la aplicarea
teoremelor lui Kirchhoff curen ții prin cele dou ă intrări se consider ă egali cu zero;
• presupunerea c ă rezistența de ieșire este zero implic ă faptul că tensiunea de ie șire nu
se modific ă la conectarea unei sarcini fa ță de situa ția fără sarcină. Deci AO
furnizează aceeași tensiune de ieș ire, indiferent de valo area curentului de sarcin ă;
• consecința celei de a treia presupuneri este cea mai important ă. Tensiunea de intrare
diferențială se poate scrie
uuuu
ado=−=+−
Dacă circuitul lucreaz ă liniar (adic ă tensiunea de ie șire este mai mic ă decât cea de
saturație) și este stabil (adic ă circuitul nu oscileaz ă), atunci u o va avea o valoare finit ă și dacă
a→∞ va rezulta c ă
lim lim
adaouu
a→∞ →∞== 0
adică tensiunea diferen țială ud se apropie de zero. Se poate deci scrie:
uuud=− =+−0
sau
uu+−=

Concluzia foarte important ă, care se desprinde din ultima rela ție, constă în aceea c ă AO
lucrează astfel încât tensiunile individuale de la cele dou ă intrări sunt for țate să fie egale .
Apare firesc întrebarea: de ce tensiunea uo este diferit ă de zero dac ă ud=0 iar uo=aud?
Răspunsul este urm ătorul: tensiunea diferen țială ud nu este chiar zero ci are o valoare
foarte mică, astfel că atunci când este multiplicat ă cu valoarea foarte mare a amplific ării în bucl ă
deschisă, rezultă pentru uo o valoare diferit ă de zero.
De exemplu, valorile tipice pentru o func ționare liniar ă a unui AO sunt: a=105 și
ud=20μV, valori pentru care rezult ă uo=aud=105×20×10-6=2V, o valoare rezonabilă și mai mic ă
decât tensiunea de satura ție. Astfel, la un AO real, tensiunea diferen țială ud nu este niciodat ă zero
iar amplificarea a nu este niciodată infinit ă, dar cele dou ă presupuneri a→∞ și ud=0 sunt utile
pentru analiza circuite lor realizate cu AO.
Chiar dac ă presupunerea c ă tensiunea diferen țială de intrare este zero conduce la ideea c ă
pe cele dou ă intrări ale AO se aplic ă tensiuni de valori egale, nu este voie niciodat ă, ca într-un

128 circuit realizat cu AO, s ă se uneasc ă cele două intrări. Așa cum s-a ară tat mai sus, pentru ca AO
să lucreze normal, între cele dou ă intrări trebuie s ă existe o mică diferen ță de poten țial, situație
care nu se poate ob ține dacă intrările se unesc.
7.1.2. Conceptul general de reac ție
In realizarea amp lificatoarelor, reac ția negativ ă se utilizeaz ă deoarece, prin aplicarea sa,
rezultă câteva consecințe favorabile importante și anume:
• reacția negativ ă stabilizează câștigul amplificatorului fa ță de modificările parametrilor
dispozitivelor active determinate de varia țiile surselor de alimentare, de varia țiile de
temperatur ă și de efectele de îmb ătrânire;
• reacția negativ ă permite proiectantului s ă modifice impedan țele de intrare și de ie șire
ale circuitului a șa cum dore ște;
• datorită reacției negative se reduc distorsiunile formei de und ă produse de
amplificatorul f ără reacț ie;
• reacția negativ ă determin ă creșterea benzii de frecven ță a amplificatorului.
La aceste avantaje se asociaz ă și două dezavantaje :
• câștigul circuitului se redu ce aproape direct proporț ional cu m ărimea avantajelor ce se
obțin;
• poate să apară tendința de oscila ție a circuitului dac ă montajul nu este realizat cu
atenție.
Fie configuraț ia idealizat ă de reacție negativ ă din figura 7.7, unde Si și So sunt semnalele
de intrare, respectiv ieș ire, care pot fi tensiuni sau curenț i. Rețeaua de reac ție, care în mod
obișnuit este liniar ă și pasivă, are o func ție de transfer notat ă cu b; ea trimite înapoi spre intrare
un semnal Sb. La intrare se face diferen ța între semnalul de intrare Si și cel de reac ție Sb.
Semnalul de eroare, Se, dat de diferen ța între Si și Sb este trimis c ătre amplificatorul de baz ă care
are funcț ia de transfer a.

Fig. 7.7. Configura ție idealizat ă de reacție negativ ă

In practic ă, amplificatoarele cu reac ție negativ ă fac diferen ța între semnalele Si și Sb
(există un nod/ochi de intrar e în/pe care cele dou ă semnale se scad).
Din figura 7.7 rezult ă:
Sa Soe= (7.1)
presupunând că re țeaua de reac ție nu încarcă amplificatorul de baz ă.
De asemenea
Sb Sbo= (7.2)
SS Sei b=− (7.3)
Inlocuind (7.2) în (7.3) se ob ține
SS b Sei o=− (7.4)
Inlocuind (7.4) în (7.1) se g ăsește
S aS abSoi o=− (7.5a)
sau
S
SAa
abo
i==+1 (7.5b)

129Ecuația (7.5b) este ecuaț ia fundamental ă a circuitelor cu reac ție negativ ă, A fiind
amplificarea în buclă închis ă a circuitului.
Considerând AO ideal, relaț ia (7.5b) se scrie la limit ă:
lim lim limAa
ab
abbaa a→∞ →∞ →∞=+=
+=11
11 (7.6)
Această relație arată că pentru valori mari ale amplific ării în bucl ă deschisă, câștigul global al
amplificatorului este determinat de func ția de transfer a circuitului de reac ție. Deoarece re țeaua
de reacție este în mod uzual format ă din elemente stabile, pasive, valoarea lui b este bine
definită. În consecin ță este bine definită ș i valoarea amplific ării globale.
Este util s ă se introduc ă mărimea T, denumit ă câștigul pe bucl ă și definit ă astfel:
Tab= (7.7)
Ținând cont de aceast ă mărime rela ția (7.5b) se poate scrie:
Ab
T=
+1
11 (7.8)
Aceeaș i observa ție de mai sus se poate reformula astfel: pentru valori mari ale câ știgului pe
buclă T, câștigul global al amplificatorul ui este determinat de func ția de transfer a circuitului de
reacție.
Bucla de reac ție opereaz ă astfel încât for țează semnalul S b să fie aproape egal cu
semnalul Si. Această situație se obț ine amplificând diferen ța SS Sei b=−, bucla de reacț ie făcând
apoi ca semnalul de eroare să fie minim. Pentru a pune în eviden ță acest fapt se înlocuieș te (7.5b)
în (7.4) ob ținându-se:
SS baS
abeii=−+1 (7.9)
care se rescrie:
S
Sa b Te
i=+=+1
11
1 (7.10)
Pe măsură ce câș tigul pe bucl ă devine mult mai mare ca unitatea, Se devine mult mai mic decât
Si. În plus dac ă se înlocuie ște (7.5.b) în (7.2) se ob ține:
Sb Sa
abbi=+1 (7.11)
sau
S
ST
Tb
i=+1 (7.12)
deci dacă T>>1, atunci Sb este aproximativ egal cu Si. Aceasta înseamn ă că semnalul de reac ție
este practic o replic ă a semnalului de intrare.
Deoarece semnalele Sb și So sunt direct legate prin rela ția (7.2), rezultă că în cazul în care
b〈1, semnalul So este o replic ă amplificată a semnalului Si ceea ce constituie, de fapt, scopul
unui amplificator cu reac ție.
7.1.3. Configura ții de baz ă realizate cu AO
Cele mai importante configura ții realizate cu am plificatoare opera ționale, de a c ăror
cunoaștere depinde în țelegerea func ționării tuturor celorlalte circuite construite cu AO, sunt:
• configura ția inversoare;
• configura ția neinversoare.

130 7.1.3.1. Configura ția inversoare
Amplificatorul inversor reprezint ă una dintre configura țiile utilizate cel mai des și are
structura din figura 7.8.

Fig. 7.8. Structura configura ției inversoare,
realizată cu amplificator opera țional

Observa ție: în montajele practice, în serie cu intrarea neinversoare se conecteaz ă un
rezistor care are rolul s ă reducă influența curenților de polarizare a intr ărilor AO. Subiectul se
va detalia mai târziu. Montajul poate lucra foarte bine și fără acest rezistor, în aceast ă formă
simplă fiind mai u șor de studiat.
Ne propunem s ă determin ăm funcția de transfer a circuitului, adic ă să calculăm relația
amplificării în bucl ă închisă. Circuitul este în buclă închisă, deoarece între borna de ie șire și cea
corespunz ătoare intrării inversoare s-a c onectat rezistorul R 2.
Presupunând func ționarea liniar ă și stabilă, tensiunea de intrare diferen țială este forțată să
fie egală cu zero și astfel uu−+=.
Dar intrarea neinversoare este conectat ă la masă, deci u+=0, astfel că și intrarea
inversoare va avea tot poten țialul zero al masei. Se spune c ă în cazul amplificatorului inversor
intrarea inversoare este punct virtual de mas ă. S-a folosit atributul “virtual” deoarece în realitate
intrarea inversoare nu este legată direct la masă ci are doar poten țialul masei.
Important: chiar dac ă potențialul intrării inversoare este egal cu cel al masei, este
interzis să se lege intrarea inversoare la mas ă, deoarece, aș a cum s-a mai ar ătat, pentru ca AO
să lucreze normal, între cele dou ă intrări trebuie s ă existe o mic ă diferență de potențial.
Faptul că intrarea inversoare are poten țialul egal cu cel al masei conduce la concluzia c ă
tensiunea de intrare se reg ăsește integral la bor nele rezistorului R1. Astfel curentul de intrare iin
se poate determina cu ajutorul legii lui Ohm și este:
1Ruiin
in= (7.13)
Aplicând presupunerea că prin terminalele de intrare ale AO nu curge curent, rezult ă că
în nodul corespunzător intr ării inversoare nu are lo c divizarea curentului iin și că prin rezistorul
de reacție R2 va circula acela și curent iin. Căderea de tensiune de la bornele rezistorului R2 va fi:
in in r uRRi R u
12
2= = (7.14)
Deoarece intrarea inversoare este punct virtual de mas ă, tensiunea de ie șire este egală cu
căderea de tensiune de pe rezistorul R2, dar are sensul opus tensiunii de reac ție și se poate scrie:
in r o uRRu u
12− = − = (7.15)
Amplificarea în bucl ă închisă a circuitului se noteaz ă cu A și reprezint ă raportul dintre
tensiunea de ieșire și cea de intrare:
12
RR
uuA
ino− = = (7.16)

131Din relația (7.16) se observ ă că amplificarea în bucl ă închisă depinde de raportul a dou ă
rezistențe și este independent ă de valoarea amplific ării în bucl ă deschisă, care poate varia de la
un exemplar de AO la altul, chiar dac ă amplificatoarele opera ționale sunt de același tip.
Dac ă se selecț ionează rezistoare de precizie, atunci și valoarea amplific ării în bucl ă
închisă se poate controla cu precizie mare.
Rezisten ța de intrare a circuitului, Rin reprezint ă prin defini ție raportul dintre tensiunea de
intrare, uin și curentul de intrare, iin. Luând din nou în considerare faptul c ă tensiunea de intrare
apare la bornele rezistorului R1, rezultă:
1RiuR
inin
in = = (7.17)
Este foarte important s ă nu apar ă confuzie între rezisten ța de intrare a amplificatorului
operațional, care s-a presupus infinit ă și rezisten ța de intrare a circuitului compus din AO și
rezistoarele R1 și R2, dată de relația (7.17).
Rezistența de ieșire a circuitului este egal ă cu zero.
7.1.3.2. Configura ția neinversoare
Amplificatorul neinversor reprezint ă cea de-a doua configura ție foarte important ă
realizată cu AO și are schema desenat ă în figura 7.9.

Fig. 7.9. Structura configuraț iei neinversoare,
realizată cu amplificator opera țional

Observație: în montajele practice, în serie cu intrarea neinversoare se introduce un
rezistor cu rolul de a reduce influen ța curenților de polarizare a intr ărilor. Circuitul poate s ă
lucreze și fără acest rezistor, astfel fiind mai u șor de analizat.
Semnalul se aplică direct la intrarea ne inversoare. Presupunând func ționarea liniar ă și
stabilă, tensiunea de intrare diferen țială este forțată să fie egală cu zero și deci:
inu u u= =+ − (7.18)
Această tensiune apare chiar la bornele rezistorului R1 astfel că expresia curentului prin
R1 se poate scrie:
1Ruiin
in= (7.19)
Deoarece prin intrarea inversoare nu circul ă curent, iin va curge prin rezistorul R2, având
sensul de la borna de ie șire a AO, prin R2 și R1 spre mas ă. La bornele rezistorului R2 apare
căderea de tensiune:
12 2 2RuR i R uin
in R = = (7.20)
Aplicând teorema a II-a lui Kirchhoff pe ochiul format de tensiunile uin, uR2 si uo rezultă:
in R in o uRRu u u ) 1 (
12
2 + = + = (7.21)
astfel că amplificarea în bucl ă închisă se scrie:

132 121RR
uuA
ino+ = = (7.22)
Ca și în cazul circuitului inversor, amplificarea în bucl ă închisă a configura ției
neinversoare este o func ție numai de un raport de rezisten țe și este independent ă de amplificarea
în buclă deschisă.
Rezistența de intrare a amplificatorului ne inversor este infinit ă, ceea ce înseamna c ă
această configura ție nu absoarbe curent de la sursa de semnal.
Rezistența de ieșire a circuitului este egal ă cu zero.
7.1.3.3. Repetorul de tensiune
Repetorul de tensiune reprezintă un caz particular de circuit neinversor, la care
amplificarea este unitară (figura 7.10).

a. b.
Fig. 7.10. Structura repetorului de tens iune, realizat cu amplificator opera țional: a. Schema
simplă de repetor; b. Schema de repetor care utilizeaz ă rezistoare de compensare a efectului
curenților de polarizare a intr ărilor AO

Amplificarea în bucl ă închisă se poate determina dac ă în relația (7.22) se fac înlocuirile
R2=0 și R1→∞, rezultând:
A=1 (7.23)
Amplificarea în bucl ă închisă este egală cu unitatea și astfel ie șirea „repet ă“ tensiunea de la
intrare.
Ce rol ar putea sa aib ă un astfel de circuit care nu modific ă amplitudinea semnalului? Nu
trebuie uitat c ă repetorul provine dintr-un amplificator neinversor care are impedan ța de intrare
infinită. Dacă, în cazul ideal, se consider ă că impedan ța de ieșire este zero, se poate afirma c ă
repetorul de tensiune realizeaz ă o amplificare de putere. Repetoar ele de tensiune se folosesc ca
elemente de izolare între sursele de semnal și sarcinile acestora, atunci când se cere men ținerea
nealterată a unui anumit nivel al semnalului de intrare.
Așa cum se observ ă în figura 7.10.b, în serie cu in trarea neinversoare mai apare un
rezistor, care poate fi chiar rezisten ța internă a sursei de semnal. Pentru reducerea influen ței
curenților de polarizare a intr ărilor, pe calea de reac ție se conecteaz ă un rezistor, de valoare egal ă
cu cea a rezistorului serie din intrar ea neinversoare. Circuitul care rezult ă este tot un repetor de
tensiune, la care A=1. In cazul ideal, neexistând circula ție de curent prin intr ări, nu apar c ăderi de
tensiune pe rezisten țele notate cu R și amplificarea în tensiune nu este afectat ă. Chiar dac ă R2 nu
este egal cu zero, deoarece condi ția R1→∞ este indeplinit ă, relația (7.22) d ă în continuare
rezultatul A=1.

1337.2. APLICA ȚII ALE Amplificatorului opera țional

7.2.1. Circuite liniare

Circuitele liniar e se caracterizeaz ă prin existen ța buclei de reac ție negativ ă și prin
proporționalitate între m ărimea de la ie șirea circuitului realizat cu amplificator opera țional și
mărimea de la intrarea circuitului.

7.2.1.1. Surse de curent controlate în tensiune (SCCU)

Cele două configura ții de bază, inversoare și neinversoare, tratate anterior, fac parte din
categoria surselor de tensiune controlate în tensiune (STCU) și sunt circuitele liniare active
utilizate cel mai des. Un alt tip de circuite liniare, utile în unele aplica ții, sunt sursele de curent
controlate în tensiune (SCCU).
Dintre structurile posibile care realizeaz ă această funcț ie se prezint ă:
• SCCU de tip inversor cu sarcin ă flotantă;
• SCCU de tip neinversor cu sarcină flotant ă;
• SCCU cu sarcina conectat ă la masă.
Observa ție: Termenul de inversor sau neinversor este în coresponden ță cu STCU din
care provine sursa de curent, deoarece no țiunea de curent inversor sau neinversor în sarcina
flotantă are caracter ambiguu.
7.2.1.1.1. SCCU de tip inversor cu sarcin ă flotantă
In fig. 7.11 se prezint ă schema unui astfel de circuit. La prima vedere circuitul pare s ă fie
un amplificator STCU inversor, de tipul celui discutat anterior. Din această cauz ă în denumirea
sursei de curent apare termenul „inversor“.

Fig. 7.11. Schema sursei de curent cu sarcin ă
flotantă, de tip inversor

Diferen țele constau în modul de conectare a sarcinii și în felul în car e se analizeaz ă și se
interpreteaz ă funcționarea circuitului. Astfel, în cazul amplificatoarelor inversoare de tipul
STCU, atât rezisten ța de intrare cât și cea de reac ție au valori fixe, iar m ărimea de interes este
tensiunea m ăsurată în raport cu masa la borna de ie șire a AO. În circuitul SCCU de tip inversor,
rezistența de sarcin ă se conecteaza ca rezisten ță de reacție și nu are o valoare fix ă. Sarcina se
numește flotantă deoarece se conecteaz ă între dou ă borne ale AO și nu între ie șire și masă.
Acest fapt limiteaz ă aria de aplica ție a circuitului la cazurile în care sarcina nu trebuie să aibă
neapărat un cap ăt conectat la masa montajului.
Curentul de intrare, iin este stabilit de sursa de tensiune de control uin și de valoarea
rezistenței R. Presupunând cazul func ționării liniare și stabile, terminalul intr ării inversoare este
forțat să aibă potențialul masei. Din aceast ă cauză curentul de intrare are expresia:
Ruiin
in= (7.24)

134 Deoarece prin intr ările AO, în cazul ideal nu cu rge curent, cel prin sarcin ă se poate exprima:
Rui iin
in L= = (7.25)
Se observ ă că acest curent depinde numai de tensiunea de intrare, uin și de valoarea rezisten ței R
și este complet independent de rezisten ța de sarcină, RL, adică exact ceea ce trebuie s ă realizeze o
sursă de curent.
SCCU se descrie cu ajutorul transconductan ței gm, măsurată în Siemens (S).
Transconductan ța acestui circuit este:
R uRu
uig
inin
inL
m1= = = (7.26)
Circuitul func ționează ca o SCCU liniară pentru ambele polarit ăți ale semnalului de intrare în
raport cu masa. Chiar dac ă scopul principal const ă în obț inerea unui curent prin rezisten ța de
sarcină, trebuie avut grij ă ca tensiunea de la ie șirea AO, uo să nu depăș ească valoarea tensiunii de
saturație. Astfel, pentru a se evita saturarea ieș irii AO, trebuie să se îndeplineasc ă următoarea
condiție:
Ri ULL s a t〈 (7.27)

7.2.1.1.2. SCCU de tip neinversor cu sarcină flotantă

Schema circuitului se prezint ă în fig. 7.12. Circuitul seam ănă cu amplificatorul
neinversor STCU, de unde provine termenul de “neinversor” din denumirea sa. Rezisten ța de
sarcină RL este conectat ă ca rezisten ță de reacț ie iar mărimea de ie șire este curentul de sarcin ă, iL,
prin aceast ă rezisten ță.
Curentul iL este identic cu cel care trece prin rezisten ța R. In cazul func ționării liniare și
stabile, poten țialul intrării inversoare este egal cu cel al intr ării neinversoare, deci este egal cu
uin, astfel că iL se scrie:
Ruiin
L= (7.28)

Fig. 7.12. Schema sursei de curent cu sarcin ă
flotantă, de tip neinversor

Transconductan ța circuitului este identic ă cu cea a SCCU de tip inversor:
gRm=1 (7.29)
Domeniul de varia ție a rezisten ței de sarcin ă în cazul circuitului neinversor este mai mic decât la
cel inversor deoarece, în cazul sursei analizate, borna inversoare nu are poten țialul masei. Pentru
a se evita saturarea ie șirii AO, trebuie s ă fie satisf ăcută inegalitatea:
()RRiULL s a t+〈 (7.30)
SCCU de tip inversor prezint ă avantajul unui domeniu de func ționare liniar ă mai mare în timp ce
SCCU de tip neinversor are avantajul unei impedan țe de intrare mai mari. Intr-adev ăr, așa cum s-

135a arătat, la configura ția inversoare impedan ța de intrare este Rin=R, în timp ce, în cazul
configuraț iei neinversoare, impedan ța de intrare este teoretic infinit ă.
Deoarece se presupune RL variabil, nu este posibil s ă se asigure o valoare unic ă pentru
rezistența de compensare a efectului curen ților de polarizare a intr ărilor AO. Situa ția este
asemănătoare în multe alte circuite realizat e cu AO, în care cu o valoare aleas ă pentru aceast ă
rezistență se asigur ă doar o compensare par țială. In astfel de cazuri, este bine s ă se aleagă o
valoare medie, previzibil ă, a combina ției paralel dintre R și RL.
7.2.1.1.3. SCCU cu sarcina la masă
SCCU cu sarcina la mas ă are aspectul din fig. 7.13. In literatura de specialitate circuitul
mai este cunoscut și sub numele de sursa de curent Howland . Față de circuitele studiate pân ă în
prezent, cel din fig. 7.13 poate s ă pară un pic ciudat deoarece are conectate o rezisten ță și între
ieșirea AO ș i intrarea neinversoare.
Cu nota țiile de pe fig. 7.13. și cu presupunerile f ăcute anterior, aplicând prima teorem ă
Kirchhoff în nodul corespunz ător intrării neinversoare, se poate scrie rela ția:
0=−+−+Ru u
Ru uio L in L
L (7.31)
Calea rezistivă superioar ă a circuitului este un simplu divizor de tensiune, astfel c ă tensiunea la
intrarea inversoare este uo/2. Deoarece tensiunile de pe cele dou ă intră ri ale AO sunt for țate să fie
egale, se poate scrie:
uu
Lo=2 (7.32)
Prin înlocuirea lui uL din relația (7.32) în (7.31) și rezolvând ecua ția pentru iL, se obține:
Ruiin
L= (7.33)
Ca și în cazul surselor cu sarcin ă flotantă, curentul de sarcin ă este complet independent fa ță de
rezistența de sarcin ă, fiind o func ție doar de tensiunea de control, uin și de rezisten ța R. O atenție
deosebită trebuie acordată împerecherii valorilo r celor patru rezisten țe notate cu R, în caz contrar
circuitul nu va lucra corect.
Transconductan ța circuitului este aceea și ca la sursele de curent prezentate anterior:
gRm=1 (7.34)

Fig. 7.13. Schema sursei de curent cu sarcina
conectată la masă
Pentru ca circuitul s ă lucreze liniar, tensiunea de la ie șirea AO nu are voie să depășească
tensiunea de satura ție. Deoarece
uo=2uL, trebuie s ă fie îndeplinit ă condiția:
RiU
LLsat〈2 (7.35)

136 Comparand rela țiile (7.35) și (7.24) se observă că pentru valori identice de rezisten țe și ale
tensiunii de control, do meniul dinamic al surs ei cu sarcina la mas ă este egal cu jum ătate din cel
al sursei de tip invers or. Factorul 1/2 din rela ția (7.35) este rezu ltatul faptului c ă tensiunea uL nu
poate atinge decât jum ătate din tensiunea de ie șire, datorit ă divizorului de tensi une de la intrarea
inversoare, cerut de simetria circuitului. Astfel dac ă Usat=13V, AO se va satura pentru
RLiL=6,5V.
7.2.1.2. Surse controlate în curent

Sursele controlate în curent constituie alte aplica ții cu AO în care m ărimea de ie șire
(tensiune sau curent) se poate controla cu ajutorul curentului de intrare. Dup ă natura m ărimii de
ieșire se deosebesc dou ă tipuri de surse controlate în curent:
• sursa de tensiune controlat ă în curent (STCI);
• sursa de curent controlat ă în curent (SCCI).
7.2.1.2.1. Sursa de tensiune controlat ă în curent (STCI)
Schema simplificată a unei astfel de surse se prezint ă în fig.7.14.

Fig. 7.14. Schema sursei de tensiune controlat ă
în curent
Deoarece intrarea inversoare a AO este mas ă virtuală, curentul de intrare iin „vede“ o
masă în acest punct. Considerand AO ideal, prin intr ările lui nu circul ă curent, astfel că întreg
curentul iin trece prin rezistorul R, căderea de tensiune pe R fiind egal ă chiar cu tensiunea de
ieșire, deci:
in o Ri u− = (7.36)
Transrezisten ța circuitului, Rm este:
RRm= (7.37)
Tensiunea de ie șire este o func ție de curentul de intrare, jus tificându-se astfel denumirea de surs ă
de tensiune controlat ă în curent.

7.2.1.2.2. Sursa de curent controlat ă în curent (SCCI)

În fig.7.15 se prezint ă schema unei surse de curent controlat ă în curent.

Fig. 7.15. Schema sursei de curent controlat ă în curent

Dacă se presupune func ționarea liniar ă și stabilă a AO, curentul de intrare (de comand ă)
trebuie să treacă prin rezistorul R2 deoarece la un AO ideal s-a presupus c ă prin intrări nu circul ă
curent. La bornele rezistorului R2 apare astfel c ăderea de tensiune:

137ini R u2 2= (7.38)
Intrarea inversoare este punct virtual de mas ă, de unde rezult ă că aceeași tensiune se reg ăsește și
la bornele rezistorului R1. Curentul care trece prin rezistorul R1 va fi astfel:
iniRR
Rui
12
12
1 = = (7.39)
Aplicând prima teorem ă Kirchhoff în nodul comun rezistoarelor R1, R2 și RL, rezultă:
in L i i i+ =1 (7.40)
și în urma înlocuirii rela ției (7.39) în (7.40) se va ob ține:
in L iRRi ) 1 (
12+ = (7.41)
Curentul de ie șire este o func ție de curentul de intrare și este independent de valoarea
rezistenței de sarcin ă, atât timp cât AO nu se satureaz ă. La fel ca la sursa de curent controlat ă în
tensiune (SCCU), func ția cerută este de surs ă de curent, dar spre deosebire de SCCU, în acest
caz curentul de ie șire este controlat tot de un cu rent (curentul de intrare).
Acest tip de surs ă realizeza și o amplificare de curent , care se poate nota cu β:
121RR+ = β (7.42)
Funcționarea liniară a AO cere ca amplitudinea semn alului dintre borna de ie șire a AO și masă
să fie mai mică decât tensiunea de satura ție. Deoarece amplitudinea semnalului de ie șire este:
in L o iRRR R u )] 1 ( [
12
2 + + = (7.43)
funcționarea liniară cere să fie satisfăcută inegalitatea:
sat in L U iRRR R 〈 + +)] 1 ( [
12
2 (7.44)
7.2.1.3. Circuite de sumare
Circuitele care se prezint ă în acest paragraf și în cel urm ător sunt aplica ții ale AO care
realizează o anumit ă combinaț ie liniară între tensiunile de intrare.
Să presupunem că dorim să combinăm mai multe tensiuni u1, u2, …, un astfel încât la
ieșirea circuitului semnalul s ă fie de forma:
uA u A u A uon n =++ +11 2 2 … (7.45)
unde constantele Ak pot fi atât pozitive cât și negative.
Se spune c ă tensiunea uo din relația (7.45) reprezint ă o combina ție liniară a tensiunilor de
intrare u1, u2, …, un.
7.2.1.3.1. Sumatorul inversor
Sumatorul inversor este un circuit de combina ții liniare la care toate constantele Ak din
relația (7.45) sunt negative. Acestei situa ții îi corespunde circuitul din fig. 7.16.

138

Fig. 7.16. Schema sumatorului inversor
Presupunând c ă AO este stabil și că funcționează liniar, rezult ă că intrarea inversoare este
punct virtual de mas ă (prin intr ările AO nu circul ă curenți și de aceea pe rezistorul R c nu apare
nici o cădere de tensiune). Astfel că derile de tensiune de pe rezistoarele Rk sunt egale chiar cu
tensiunile de intrare uk, rezultând pentru curen ții de intrare ik relațiile:
nn
nRuiRuiRui= = = …, , ,
22
2
11
1 (7.46)

Aplicând prima teorem ă Kirchhoff în nodul corespunz ător intrării inversoare se ob ține:
nn
n rRu
Ru
Rui i i i+ + + = + + + =… …
22
11
2 1 (7.47)
Tensiunea de ie șire are expresia:
uR ior r=− (7.48)
și înlocuind ir din relația (7.47) în (7.48) se ob ține:
uR
RuR
RuR
Ruorr r
nn =− − − −
11
22… (7.49)
Facând o compara ție între rela țiile (7.49) și (7.45) se observ ă că s-a obținut o combinaț ie liniară,
unde toate constantele Ak sunt negative:
AR
Rkr
k=− (7.50)
Circuitul este un sumator inversor dac ă toate constantele Ak sunt egale între ele. In caz contrar,
circuitul reprezint ă ceva mai mult decât un sumator deoarece, în func ție de valorile rezisten țelor
de intrare, se poate realiza ș i o ponderare a semnalelor.
Dac ă se cere simpla adunare a semn alelor, se aleg toate rezisten țele de valori egale, adic ă
Rk=Rr=R. In acest caz rezisten ța de compensare a efectului curen ților de polarizare a intr ărilor
AO va avea expresia:
RR
nc=+1 (7.51)
iar tensiunea de ie șire va fi de forma:
uu uuon=− + + +(. . . )12 (7.52)
Observaț ii:
In cazul sumatorului inversor, intr ările sunt independente, ca rezultat al faptului c ă
intrarea inversoare se poate considera punct virtual de mas ă. Datorită acestui fapt, amplific ările
individuale din rela ția (7.49) sunt independente de r ezistoarele de pe celelalte intr ări, astfel că se
pot anula sau ad ăuga intrări, după bunul plac, f ără ca acest lucru s ă afecteze intr ările rămase
active în circuit.
Dacă, de exemplu, se cere ca toate constantele din rela ția (7.45) s ă fie pozitive, la ie șirea
circuitului din fig. 7.16 se mai poate conecta un AO în configura ție de repetor de tensiune

139inversor (cu amplificarea egal ă cu -1). Dac ă se cere ca unele constante s ă fie pozitive iar altele
negative, se mai folose ște un num ăr adecvat de inversoare.
7.2.1.4. Circuite de sc ădere
7.2.1.4.1. Amplificatorul diferen țial
Amplificatorul diferen țial este un circuit liniar special, la care se aplic ă semnal și pe
intrarea inversoare și pe cea neinversoare (fig. 7.17).

Fig. 7.17. Schema circuitului diferen țial

Numele de “diferen țial” provine de la faptul c ă circuitul amplific ă diferența tensiunilor
aplicate la intr ări. Pe scurt, acest circuit este capabil s ă combine semnalele u1 si u2 pentru a da la
ieșire un semnal de forma:
uA u A uo=−11 2 2 (7.53)
Circuitul se poate analiza mai u șor dacă se aplică principiul superpozi ției.
Astfel, pentru a studia numai efectul tensiunii u1 se consider ă circuitul din fig. 7.13, a, în
care se pasivizeaz ă sursa u2.

a) b)
Fig. 7.18. Analiza amplificatorului diferen țial utilizând metoda superpozi ției.
(a) Circuitul echivalent în cazul ac țiunii tensiunii u 1. (b) Circuitul echivalent în cazul ac țiunii
tensiunii u 2

In acest caz presupunând sursele ideale, rezultă că borna de intrare corespunzatoare
tensiunii u2 se leagă direct la masă . Semnalul u1 este mai întâi atenuat de divizorul rezistiv R1,
R2. Tensiunea u+, aplicată la intrarea neinversoare, se determin ă aplicând regula divizorului de
tensiune:
uR
RRu+=+2
121 (7.54)
Din punct de vedere al semnalului u+, circuitul se comport ă ca un amplificator neinversor,
semnalul de intrare fiind chiar u+. Componenta uo1, datorată tensiunii u+ este:
uR
Ruo14
31=++( ) (7.55)
conform rela ției valabile în cazul configura ției neinversoare.
Înlocuind rela ția (7.54) în (7.55) se ob ține:

140 uR
RRR R
Ruo12
1234
31 =+⋅+⋅ (7.56)
Pentru a studia numai influen ța tensiunii de intrare u2, se pasivizeaz ă sursa u1 și rezultă circuitul
echivalent din fig. 7.18, b. AO se presupune ideal, astfel c ă pe cele dou ă rezistoare R1 și R2,
conectate în paralel, nu apare nici o c ădere de tensiune. In acest fel se poate men ține în
continuare ipoteza c ă intrarea inversoare es te punct virtual de mas ă. Circuitul care rezult ă este de
forma unui amplificator inversor, astfel că pentru componenta uo2 a tensiunii de ie șire, datorat ă
tensiunii de intrare u2, se obține:
uR
Ruo24
32 =− (7.57)
Prin superpozi ție, cele dou ă componente ale tensiunii de ie șire se adun ă
2
34
1
34 3
2 12
2 1 ) )( ( uRRuRR R
R RRu u uo o o −+
+= + = (7.58)
Comparând rela țiile (7.54) și (7.58) se observ ă că s-a obținut funcția dorită, în care un factor de
amplificare are semnul plus iar cel ălalt factor semnul minus.
7.2.1.4.2. Amplificatorul diferen țial echilibrat
Cazul cel mai important de amplificator diferen țial este cel de amplificator diferen țial
echilibrat la care cei doi factori de amplificare au valori egale dar sunt de semne opuse, adic ă:
K A A= =2 1 (7.59)
Pentru ca aceast ă egalitate s ă poată avea loc trebuie s ă existe o anumit ă relație între rezisten țele
circuitului. Egalând între ei cei doi coeficien ți din relatia (7.58):
KRR
RR R
R RR= =+⋅+34
34 3
2 12 (7.60)
se obține:
R
RR
RK2
14
3== (7.61)
In cazul amplificatorului diferen țial echilibrat, rezisten țele se aleg coform rela țiilor:
⎩⎨⎧
= = == = =
KR KR R R RKR KR R R R
3 4 31 2 1
; ; (7.62)
Circuitul în care rezisten țele îndeplinesc condi țiile din rela ția (7.62) se prezintă în fig. 7.19.
Tensiunea de ie șire se poate scrie:
) (2 1u u K uo − = (7.63)
unde K este o constant ă pozitivă.

Fig. 7.19. Structura unui amplificator diferen țial echilibrat

Se observ ă că în acest caz ambele intr ări „văd“ rezisten țe de valori egale spre mas ă, astfel
încât se realizeaz ă automat compensarea efectului curen ților de polarizare a intr ărilor AO, f ără să
fie necesar ă vreo interven ție specială.

1417.2.1.4.3. Amplificatorul de instrumentaț ie
Amplificatorul de instrumenta ție este un circuit liniar de precizie care se poate folosi
pentru amplificarea unor semnale de nivel mic într-un mediu zgomotos (prin mediu zgomotos
înțelegând locul în care exist ă radiație electromagnetic ă puternică ce poate perturba func ționarea
normală a unor circuite electronice datorit ă semnalelor parazite induse în firele de conexiune ale
circuitului).
Aceast ă formă de procesare a semnalelor prin care se ob ține diferen ța a două semnale,
amplificată de un num ăr arbitrar de ori, se po ate realiza cu performan țe mai modeste și cu
ajutorul amplific atorului diferen țial, studiat anterior. Acest circuit prezint ă următoarele limit ări:
• impedanțele de intrare pentru cele dou ă semnale au valori finite. Acest fapt oblig ă
culegerea semnalelor de la surse ideale, cu rezisten ță internă nulă;
• rejecția modului comun este o func ție critică de rezisten țele conectate în circuit.
Variația valorilor celor patru rezisten țe degradeaz ă mult rejec ția modului comun.
• pentru a regla amplif icarea trebuie modificat ă simultan valoarea a dou ă rezistențe,
ceea ce complic ă mult posibilit ățile de echilibrare.
Circuitul care elimin ă aceste neajunsuri este amplificatorul de instrumenta ție, cu schema
din fig. 7.20. De obicei acest circuit este disponibil într-o unic ă prezentare (un singur circuit integrat).
Rezistențele fixe sunt realizate cu mare grad de precizie iar amplific ările celor dou ă căi de
semnal sunt bine împerecheate. Buna echilibrare și utilizarea unor am plificatoare opera ționale de
calitate, asigur ă valori ridicate ale rejec ției modului comun (CMRR tipic este de 120dB).

Fig. 7.20. Schema amplifi catorului de instrumenta ție
Cele dou ă semnale care trebuie prelucrate se aplică la intrările neinversoare ale AO de
intrare (AO1 și AO2), ceea ce asigur ă impedanțe de intrare de valori foarte mari. Etajul de ie șire
este un amplificator diferen țial echilibrat. Cu ajutorul unei singure rezisten țe, notată
RG, se
ajustează amplificarea pentru ambele c ăi de semnal.
Pentru a determina expresia tensiunii de ie șire, pe fig. 7.20 s-au trecut sensurile
tensiunilor și curenților din circuit, considerându-se, arbitrar, c ă tensiunea cea mai pozitiv ă este
u1. Această particularizare nu afecteaz ă deloc rezultatul analizei.
Se presupune c ă AO sunt ideale. Pentru condi ții stabile în bucl ă închisă, tensiunea de la
borna inversoare a fiec ărui AO de la intrare este egal ă cu tensiunea de pe intrarea neinversoare.
Deoarece rezisten ța RG se conecteaz ă între cele dou ă intrări inversoare ale AO1 și AO2, rezult ă
că tensiunile de la cap etele acestei rezisten țe sunt egale cu cele de intrare, că derea de tensiune pe
RG exprimându-se:
uu ux=−12 (7.64)
Această cădere de tensiune determin ă prin RG un curent, care are expresia:
G Gx
xRu u
Rui2 1−= = (7.65)

142 Deoarece prin intr ările AO ideal nu curge curent, ix va circula de la ie șirea AO1 spre ie șirea
AO2, trecând prin R1, RG și R2. Dacă se presupune R1=R2=R, căderile de tensiune datorate lui ix
sunt egale și au valoarea:
Gx rRu u RRi u) (2 1−= = (7.66)
Tensiunile uao1și uo2de la ieșirile AO1, respectiv AO2, se scriu:
⎩⎨⎧
− =+ =
r or o
u u uu u u
2 21 1 (7.67)
și reprezint ă tensiunile de intrare ale amplificatorului diferen țial echilibrat realizat cu AO3.
Folosind rezultatele ob ținute la amplificatorul diferen țial echilibrat, tensiunea de ie șire se poate
scrie sub forma:
r o o o u u u u u u22 1 2 1+ − = − = (7.68)
Înlocuind ur din relația (7.66) în (7.68), rezult ă:
) )( 2 1 (2 1u uRRu
Go − + = (7.69)
Relația (7.58) pune în eviden ță modul în care se poate modifica amplificarea circuitului și anume
prin varierea valor ii unei singure rezisten țe (RG).
Funcționarea liniar ă a circuitului este posibil ă numai dac ă toate cele trei amplificatoare
operaționale lucreaz ă liniar.
Func ționarea lui AO3 este liniar ă numai dac ă tensiunea sa de ie șire este mai mic ă decât
tensiunea de satura ție, adică dacă se îndepline ște condiția:
sat
GU u uRR〈 − +2 1 ) 2 1 ( (7.70)
Tot funcționarea liniar ă a circuitului impune ca și cele dou ă AO de la intrare s ă lucreze liniar.
Prin înlocuirea pe rând a rela ției (7.66) în cele dou ă relații (7.67) rezultă :
⎪⎪
⎩⎪⎪
⎨⎧
〈 − +〈 − +
sat
G Gsat
G G
U uRRuRRU uRRuRR
1 22 1
) 1 () 1 (
(7.71)
Influența zgomotului . Amplificatorul de instrumenta ție se dovedeș te deosebit de util
atunci când se cere amplificarea unor semnale de amplitudine mic ă iar în firele prin care se
aduce semnalul la amplificator se induc semnale parazite (tensiuni de zgomot).
Se presupune c ă trebuie amplificat semnalul uin. Sursa de semnal are un capă t conectat la
masă. Se dispune de un amplif icator cu intrare simplă (intrarea între borna “cald ă” și masă a
amplificatorului) a șa cum se arat ă în fig. 7.21. Semnalul se tran smite la amplificator printr-un
cablu bifilar, neecranat, de o lungime suficient de mare ca semnalele induse s ă fie supărătoare
(comparabile ca amplitudine cu m ărimea semnalului util). În fiecar e din firele cablului se induce
o tensiune de zgomot nedorită , uzg. Dacă cele dou ă fire sunt suficient de apropiate atunci cele
două tensiuni induse au valori egale. Cu RF s-au notat rezisten țele firelor din cablu.
Dac ă traseul de mas ă este perfect, atunci nu apare bucl ă de masă și analiza se face pentru
circuitul din fig. 7.21 unde tras eul desenat cu linie întrerupt ă se consider ă că nu există. În aceste
condiții tensiunea de zgomot de pe firul superior se adun ă direct la tensiunea util ă iar
amplificatorul va amplifica semnalul ) (zg inu u+ .

143

Fig. 7.21. Ilustrarea modului de ac țiune a zgomotului de mod comun și a buclei de mas ă
Cazul cel mai general este cel ilustrat în fig.7.21, când exist ă traseul desenat cu linie
punctată. Situația prezentată corespunde unei leg ături de mas ă imperfecte, când între cele dou ă
puncte de mas ă există o mică diferență de poten țial. Când un astfel de circuit se leag ă în două
puncte la mas ă, rezultă un circuit închis, numit bucl ă de masă, cu rezisten ța RG, prin care circul ă
curentul buclei de mas ă. Datorit ă lui, în circuit apare o tensiune parazit ă suplimentar ă care se
adună la semnalul de intrare util, uin.
Neajunsul creat de bucla de mas ă se elimin ă prin utilizarea unui amplificator de
instrumenta ție (fig. 7.22), deoarece acest amplficator nu are nici una dintre intr ări conectat ă la
masă (are intrare diferen țială).
În acest fel tensiunea de intrare util ă apare ca o tensiune diferen țială:
in d u u u u= − =2 1 (7.72)
Dacă se noteaz ă amplificarea diferen țială în bucl ă închisă a circuitului cu A, atunci semnalul
diferențial de la ie șire este:
in od Au u u A u= − = ) (2 1 (7.73)

Fig. 7.22. Ilustrarea modului de aplicare a unui semnal afectat de zgomot la intrarea unui
amplificator de instrumenta ție

Tensiunile de zgomot apar ca semn ale de intrare de mod comun, adic ă uic=uzg. Fie Ac
amplificarea de mod comun a circuitului. Tensiunea de ie șire de mod comun se scrie:
zg c ocu A u= (7.74)
Se evalueaz ă raportul dintre tensiunea de ie șire diferen țială și cea de ie șire de mod comun:
zg cin
ocod
u AAu
uu= (7.75)
unde raportul A/A c reprezint ă factorul de rejecț ie a modului comun , CMRR. Cu aceast ă
observație relația (7.75) se scrie:
zgin
ocod
uuCMRRuu× = (7.76)
In relația (7.76), uin/uzg reprezint ă raportul dintre semnalul util și tensiunea de zgomot. Din acest
motiv, uin/uzg se nume ște raport semnal-zgomot . Se observ ă că raportul semnal-zgomot de la
ieșirea amplificatorului de instrumenta ție este de CMRR ori mai mare decât raportul semnal-
zgomot de la intrare. Conform acestei observa ții, cu cât CMRR-ul unui amplificator de

144 instrumenta ție este mai mare cu atât se atenueaz ă mai mult influen ța zgomotelor asupra
semnalului de ie șire.

7.2.1.5. Circuitele de integrare și deri vare
Opera țiile matematice de integrare și derivare intervin des în procesarea semnalelor
analogice. Ambele circuite schimb ă forma semnalului prelucrat, în concordan ță cu opera ția
matematic ă asociată.

7.2.1.5.1. Circuitul de integrare
Circuitul de integrare este circuitul la care între tensiunea de intrare, uin și cea de ie șire, uo
se stabilește relația:
) 0 ( ) ( ) (
0ot
in o u dt t u t u+ =∫ (7.77)
unde uo(0) reprezint ă valoarea ini țială a tensiunii de ie șire (calculat ă la momentul t=0).
Pentru un condensator, în tre tensiunea la borne și curentul de înc ărcare există rela ția:
utCit d tuCCt
C () () ( )=+∫10
0 (7.78)
unde uC(0) este valoarea ini țială a tensiunii de pe condensator.
Astfel tensiunea de la borne le condensatorului este propor țională cu integrala curentului
și ecuația are forma rela ției (7.77). Deosebirea const ă în faptul că, în timp ce în rela ția (7.77)
mărimea de intrare și cea de ie șire sunt ambele tensi uni, în (7.78) doar ie șirea este tensiune,
intrarea fiind curent. Ar fi necesar s ă se conecteze astfel condensa torul, eventual în combina ție și
cu alte elemente, astfel încât curentul de intrare s ă se poată exprima în func ție de o tensiune.
Prin conectarea condensa torului în bucla de reac ție negativ ă a unui AO în configura ție de
inversor (fig. 7.23), curentul de înc ărcare al condensatorului, egal cu cel de intrare, se poate
exprima în func ție de tensiunea de intrare și rezistența conectat ă în serie cu intrarea inversoare,
astfel:
Rt ut iin
C) () (= (7.79)
Se înlocuie ște (7.79) în (7.78), se ține seama de faptul c ă uo(t)= – uC(t) și rezultă:
) 0 ( ) (1) (
0ot
in o u dt t uRCt u + − =∫ (7.80)
Semnul minus apare din cauz ă că circuitul este inversor. Dac ă semnul minus și constanta 1/ RC
deranjeaz ă, se poate conecta, dup ă integrator, un inversor care s ă elimine efectul semnului minus
și cu o amplificare care s ă anuleze efectul constantei 1/ RC.

Fig. 7.23. Structura de pr incipiu a integratorului
realizat cu AO

145 In func ție de semnul tensiunii continue aplicate la intrare, un integrator transform ă
această tensiune într-o ramp ă crescătoare sau descresc ătoare. Pentru că integratorul este sensibil
la semnale de c.c., tensiunea de offset și curenții de polarizare a intr ărilor, ambele semnale tot de
c.c., pot determina trecerea ie șirii AO în satura ție, chiar în absen ța semnalului de intrare. De
aceea AO care se folosesc în circuitele de integrare trebuie s ă aibă valori extrem de mici ale
tensiunii de offset și ale curen ților de polarizare. Un tip special de AO folosit în astfel de situa ții
este AO stabilizat prin chopper, la care se utilizeaz ă un procedeu de comutare mecanic ă pentru
corectarea în mod conti nuu a efectelor offsetului ș i curenților de polarizare.

7.2.1.5.2. Circuitul de derivare (diferen țiere)
Circuitul de derivare este circuitul la care între tensiunea de intrare uin și cea de ie șire uo
se stabilește relația:
dtt dut uin
o) () (= (7.81)
adică tensiunea de ie șire uo(t) este egal ă cu viteza de varia ție a semnalului de intrare, uin(t).
Astfel când tensiunea de intrare se modific ă rapid, cea de ie șire are amplitudine mare. Dac ă
tensiunea de intrare are o modificare lent ă, atunci și semnalul de ie șire are o amplitudine mic ă. În
funcție de rela ția dintre curentul de încărcare al unui condensator C și tensiunea la bornele sale,
se poate scrie:
it Cdu t
dtCC()()= (7.82)
La fel ca la integrator, una dintre variabile este o tensiune iar cealalt ă un curent, care trebuie
convertit în tensiune. Ci rcuitul care realizeaz ă acest lucru este constru it cu ajutorul unui AO,
conectat în configura ție de inversor (fig. 7.24).

Fig. 7.24. Structura de principiu a circuitului de
derivare realizat cu AO

Presupunând c ă intrarea inversoare es te punct virtual de mas ă rezultă pentru curentul de
încărcare al condensatorului rela ția:
dtt duC t iin
C) () (= (7.83)
Acest curent curge prin rezistorul R și determin ă o cădere de tensiune uR(t) la bornele acestuia.
Tensiunea de ie șire se scrie:
u t u t Ri toR C () () ()=− =− (7.84)
și înlocuind rela ția (7.83) în (7.84) se ob ține:
dtt duRC t uin
o) () (− = (7.85)
Din nou se poate afirma că dac ă semnul minus și constanta RC deranjeaz ă, se adaug ă un inversor
cu amplificare ajustată astfel încât semnalul la ieș ire să fie de forma celui dat de rela ția (7.81).
In practic ă circuitele de derivare nu se folosesc prea des deoarece zgomotul, prezent
totdeauna în circuitele electronice, este accentuat puternic de proces ul de derivare. Zgomotul este

146 un semnal aleator care poate să aib ă variații bruște. Ieș irea unui derivator fiind propor țională cu
viteza de varia ție a intrării, rezultă că aceste varia ții bruște de la intrare vor produce un zgomot și
mai pronun țat la ieșire.
7.2.1.5.3. Comparaț ie între integrare și derivare
Procesul de integrare este cumulativ (se adun ă niște arii), schimb ările bruște fiind
eliminate. Astfel se ob ține o netezire a semnalului de ie șire. Integratoarele se comport ă deci ca
filtre trece-jos.
In contrast, derivarea accentueaz ă schimbările bruște ale semnalului de intrare. Semnalele
constante sau cu modificare lent ă sunt eliminate. Derivatoarele se comport ă deci ca filtre trece-
sus.
7.2.1.6. Stabilizatoare de tensiune realizate cu AO
Stabilizatoarele de tensiune s unt circuite electronice care men țin constant ă tensiunea pe
rezistența de sarcin ă (tensiunea stabilizat ă), în condi țiile variației tensiunii de intrare (tensiunea
nestabilizat ă), a curentului de sarcin ă și a temperaturii. Con ectat între redresor și sarcină,
stabilizatorul transform ă sursa de tensiune nestabilizată într-o sursă de tensiune stabilizat ă.
Stabilizatoarele realizate cu AO su nt stabilizatoare serie cu reac ție. Funcționarea lor se
bazează pe utilizarea unei scheme de amplificator cu reac ție negativ ă, sarcina fiind conectat ă în
serie cu elementul de regl are serie. Tensiunea de ieș ire se men ține constant ă printr-un proces de
reglare automat ă la care tensiunea de ieș ire sau o fracț iune din ea se compar ă cu o tensiune de
referință. Amplificatorul de eroare care realizeaz ă compararea este AO. Semnalul diferență ,
numit și de eroare, este amplificat și comandă elementul de reglare a tensiunii de ie șire pentru a
restabili valoarea prescris ă.

Fig. 7.25. Schema de principiu a unui stabilizator cu
reacție și amplificator de eroare realizat cu AO
Expresia tensiunii de ie șire este se determin ă considerând AO ideal ș i presupunând
potențialele de pe cele dou ă intrări egale:
O REF UR RRU U U
2 11 += ⇒ =− + (7.86)
de unde
REF O URRU ) 1 (
12+ = (7.87)
Relația este identic ă cu cea de la o configura ție neinversoare la care te nsiunea de intrare este cea
de referin ță, UREF. Tranzistorul Q1 este în conexiune de repetor pe emitor (amplificator de
curent). Ansamblul AO – Q1 se comport ă ca un AO de putere.
In caz de suprasarcin ă sau scurtcircuit accidental al ie șirii la mas ă, curentul prin
tranzistorul serie Q1 poate creș te mult și se depășește puterea maxim ă admisibil ă pe care acesta o
poate disipa. Pentru a preven i distrugerea tranzistorului Q1 se folosesc circuite de protec ție care
pot fi:

147• circuite de protec ție prin limitarea curentului de suprasarcin ă (circuite de protec ție cu
caracteristic ă rectangular ă) și
• circuite de protec ție prin mic șorarea curentului de scur tcircuit (circuite de protec ție
prin întoarcerea caracteristicii).
Circuitul de protec ție din fig. 7.26, a este un exemplu de circuit de protec ție prin
limitarea curentului de suprasarcin ă.
Funcționarea circuitului de protec ție din fig. 7.26, a este urm ătoarea: în mod normal
tranzistorul de protec ție Q2 este blocat. Când curentul de sarcin ă IS depășește o anumit ă valoare,
la care căderea de tensiune pe rezisten ța de protec ție RP devine egal ă cu tensiunea de deschidere
a joncț iunii bază-emitor a tranzistorului Q2, acesta intr ă în conduc ție. Deoarece căderea de
tensiune pe o jonc țiune bază-emitor este aproximativ constant ă, înseamn ă că și căderea de
tensiune pe rezisten ța RP este constant ă și deci are loc o limitare a curentului de sarcin ă IS.
Chiar dac ă are loc o limiatre a curentului de sarcin ă, puterea disipat ă de tranzistorul
regulator Q1 poate fi excesiv de mare și Q1 se poate distruge. Situa ția cea mai defavorabil ă este
în caz de scurtcircuit la mas ă a ieșirii, când toat ă tensiunea de intrare cade pe tranzistor
(UCE(Q1)=UIN).
Dac ă se presupune c ă tensiunea de deschidere a jonc țiunii bază-emitor a lui Q2 este de
0,65V și se cunoa ște valoarea rezisten ței RP, curentul limită ISlim este dat de rela ția:
PSRIV 65 , 0
lim= (7.88)
Valoarea de curent calculat ă cu rela ția (7.88) este valabil ă și în caz de scurtcircuit la ie șire
(ISlim=ISC).
Caracteristica extern ă din fig. 7.26, b, numită caracteristic ă de protec ție rectangular ă,
este proprie unui stabilizator de tensiune cu limitare de curent .

a) b)
Fig. 7.26. Protecț ia prin limitare. (a) schema circuitului de protec ție.
(b) caracteristica de protec ție

De exemplu dac ă R P are valoarea de 1 Ω, rezultă ISlim=ISC=0,65A.
În caz de scurtcircuit puterea disipat ă de tranzistorul regulator este:
SC IN Q d I U P× ≅) 1 ( (7.89)
deoarece UO=0.
De exemplu dac ă UIN=30V și ISC=1A, atunci în caz de scurtcircuit la ie șire, tranzistorul
regulator trebuie s ă disipe 30W, ceea ce în cazul unui radiator subdimensionat sau dimensionat
greșit doar pentru func ționarea normală a stabilizatorului (când te nsiunea colector-emitor a
tranzistorului regulator este egal ă cu UIN-UO<UIN), poate duce la distrugerea tranzistorului serie
prin ambalare termic ă.
O protec ție mai eficient ă este cea numită protecție prin întoarcerea caracteristicii ,
deoarece în acest caz puterea disipat ă de tranzistorul regulator scade dac ă apare un scurtcircuit la
ieșire față de situația de funcț ionare normal ă.
Circuitul de limitare for țează curentul de scurtcircuit ISC să aibă o valoare mai mică decât
curentul limită ISmax care declan șează procesul de protecț ie.

148 În fig. 7.27, a se prezint ă un circuit de protecț ie prin întoarcerea caracteristicii, alc ătuit
din tranzistorul de protec ție Q2, rezistorul de sesizare a curentului de suprasarcin ă, RP și
rezistoarele RA și RB.
Dac ă se neglijeaz ă curentul de baz ă al tranzistorului Q2, tensiunea UA se scrie:
B
B AB
A UR RRU+= (7.90)
iar tensiunea UB depinde de tensiunea de ie șire și de căderea de tensiune pe rezisten ța de
protecție RP:
U UR IBO PS =+ (7.91)
Conform schemei din fig. 7.27, a, tensiunea baz ă-emitor a tranzistorului Q2 este:
U UUBE A O =− (7.92)
După înlocuirea rela țiilor (7.90) și (7.91) în (7.92), se obț ine:
O
B AA
S
B AP B
BE UR RRIR RR RU+−+= (7.93)
Dacă în aceast ă relație se înlocuie ște UBE cu 0,65V se obț ine valoarea maxim ă a curentului de
sarcină, ISmax, la care se declan șează procesul de protec ție:
O
P BA
P BB A
S UR RR
R RR RI + ×+= V 65 , 0max (7.94)
În caz de scurtcircu it, tensiunea de ie șire devine egal ă cu zero. Dac ă în relația (7.94) se face
înlocuirea UO=0, se poate determina valoarea curentului de scurtcircuit:
V 65 , 0 ×+=
P BB A
SCR RR RI (7.95)
Comparând rela țiile (7.94) și (7.95) se observ ă că ISC<ISmax. Caracteristica de protec ție se
prezintă în fig. 7.27, b.

a) b)
Fig. 7.27. Protecț ia prin întoarcerea caracteristicii. (a) schema circuitului de protec ție.
(b) caracteristica de protec ție

7.2.2. Circuite neliniare
Circuitele neliniare se caracterizez ă prin absenț a buclei de reacț ie pentru unele sau toate
regiunile de funcț ionare sau chiar prezen ța reacției pozitive. În aceste condi ții, cele dou ă tensiuni
individuale de intrare ale AO pot avea valori mult diferite.
La unele circuite neliniare, pe unele por țiuni ale domeniului de func ționare, se închide o
buclă de reacție negativ ă, caz în care tensiunile individuale de pe intr ările AO se pot considera
egale, dar con țin și regiuni de lucru în care bucla se desface și nu se mai poate men ține condiția
de egalitate a tensiunilor de pe intr ăeile AO.

149 La alte circuite nelin iare, pentru anumite condi ții de funcț ionare, ie șirea poate fi într-una
din cele dou ă stări de satura ție (pozitiv ă sau negativ ă) și chiar dac ă circuitul con ține reacție
negativă, funcț ionarea lui se consider ă neliniară deoarece ie șirea este saturat ă.
7.2.2.1. Circuite de logaritmare și exponen țiere
În blocurile de logaritmare și exponen țiere se folosesc amplificatoare opera ționale în
configuraț ii inversoare care exploateaz ă caracterul exponen țial al relației:
) ln(
SC
T BEIiU u= , (7.96)
unde UT reprezintă tensiunea termic ă (0,026V la temperatura T=300K) iar IS este curentul de
saturație al joncțiunii bază-emitor.
Circuitul de logaritmare are sc hema de principiu reprezentat ă în fig. 7.28, a. Tensiunea de
ieșire se scrie:
SIN
T
SC
T BE ORIUUIIU U U ln ln − = − = − = ; (7.97)
Circuitul de exponen țiere are schema de pr incipiu din figura 7.28, b. Tensiunea de ie șire are
expresia:
) exp(
TIN
S OUURI U−= ; (7.98)

a) b)
Fig. 7.28. Circuitele de logaritmare (a) și exponenț iere (b) realizate cu AO
7.2.2.2. Redresoare de precizie
Redresarea este fie procesul prin care c ă se elimină una dintre alternan țele unui semnal
alternativ (ori cea pozitiv ă, ori cea negativ ă – la redresorul monoalternan ță), fie procesul prin
care toate porț iunile semnalului variabil situate de o parte a lui zero se inverseaz ă și se obține un
semnal cu o singur ă polaritate (redresorul dublă alternan ță).
Ob ținerea cu precizie ridicat ă a valorii medii redresate a unei tensiuni alternative,
folosind mijloace conven ționale, nu este posibil ă dacă amplitudinea acesteia este mai mic ă sau
de același ordin de m ărime cu tensiunea de deschidere a diodei semiconductoare folosite (0,2V
până la 0,6V). Reducerea substan țială a tensiunii de deschidere ( și anume de a ori, unde a
reprezintă amplificarea în bucl ă deschis ă a AO) ș i liniarizarea caracteris ticii diodei se poate
obține prin introducerea ei în bucla de reac ție a unui AO. În acest fel, ansamblul diodă –
amplificator constituie o diod ă de precizie .

150 7.2.2.2.1. Redresorul de precizie monoalternan ță saturat
Cel mai simplu circuit utilizat pentru redresarea unei singure alternan țe a tensiunii
alternative uin, este prezentat în fig.7.29, a.

a) b)
Fig. 7.29. Redresorul de precizie monoalternan ță saturat. (a) Schema redresorului.
(b) Caracteristica de transfer

În semiperioada pozitiv ă a tensiunii de intrare, uin>0, tensiunea diferen țială de intrare este
pozitivă și face ca și tensiunea de ie șire a AO s ă fie tot pozitiv ă. Pentru valori ale tensiunii de
intrare mai mici decât tensiunea de deschidere a diodei D, bucla de reacț ie este deschis ă și
tensiunea de ie șire a AO tinde s ă crească cu vitez ă mare spre valoarea pozitiv ă de satura ție. În
momentul în care se atinge pragul de deschidere a diodei, bucla de reac ție se închide,
amplificatorul func ționează ca repetor de tensiune, iar tensiunea de ie șire uo este replica celei de
intrare. În aceste condi ții, tot timpul tensiunea de la ie șirea AO care asigur ă egalitatea uo=uin
este:
V 7 , 0, + ≈o AO ou u (7.99)
dacă se consider ă căderea de tensiune direct ă pe diodă egală cu aproximativ 0,7V.
Pentru semiperioada negativ ă a tensiunii de intrare, uin <0, tensiunea de la ie șirea AO este
negativă, 0,〈AO ou . Dioda este polarizată invers (blocat ă), bucla de reac ție este întrerupt ă, AO este
saturat (la ie șirea lui se m ăsoară tensiunea de satura ție -Usat), iar tensiunea de ie șire a
redresorului este practic nul ă.
Caracteristica de transfer a redresorului din fig. 7.29, b evidențiază o liniaritate foarte
bună, deoarece AO compenseaz ă, prin reac ție, caracteristica neliniar ă a diodei. Liniaritatea se
menține și pentru valori foarte mici ale tensiunii de intrare.
Matemetic, caracteristica de transfer se exprim ă astfel:
0 pentru 00 pentru
〈 =〉 =
in oin in o
u uu u u (7.100)
Redresorul monoalternan ță saturat este un exemplu de circuit neliniar la care într-o regiune de
funcționare ( 0 〉inu ) funcționarea este liniar ă, iar în alta ( 0 〈inu ) AO lucrează neliniar (saturat). În
prima regiune se poate men ține presupunerea uu+ −= (egalitatea tensiunilor individuale de la
intrările AO). În a doua regiune de funcț ionare, tensiunile de pe cele dou ă intrări vor fi mult
diferite. Din acest motiv trebuie avut grij ă să se respecte valoarea maxim ă a tensiunii diferen țiale
de intrare pentru tipul de AO utilizat.
Din cauza satura ției negative a ie șirii AO răspunsul în frecven ță este limitat.
Dac ă dioda D se conecteaz ă invers, zona liniar ă se mută din cadranul I în cadranul III al
caracteristicii de transfer.
7.2.2.2.2. Redresorul de precizie monoalternan ță nesaturat
Eliminarea dezavantajului satur ării AO este asigurat ă de varianta inversoare pentru
redresarea unei singure alternan țe, circuit prezentat în fig. 7.30, a.
Pentru semiperioada pozitiv ă a tensiunii de intrare uin, tensiunea diferen țială de intrare
fiind negativ ă și tensiunea de la ie șirea AO devine negativ ă. În acest caz dioda D1 este blocat ă,

151bucla de reac ție se închide prin D2, tensiunea AO ou, de la ieșirea AO este negativ ă și egală cu
căderea de tensiune pe dioda D2 (aproximativ -0,7V), iar tensiunea de la ie șirea circuitului, uo,
este nulă.
Pentru semiperioada negativ ă a tensiunii de intrare uin, tensiunea de ie șire a AO devine
pozitivă, dioda D1 este polarizat ă direct și conduce, iar dioda D2 este blocat ă. Circuitul
funcționează ca un inversor cu o diod ă polarizată direct și conectat ă în bucla de reac ție. Reacț ia
va forța ca tensiune de la ie șirea redresorului, uo, să fie de (- R2/R1) ori mai mare decât uin iar
AO ou, va avea valoarea necesară men ținerii diodei D1 în conducț ie.
Expresiile matematice care descriu aceast ă funcț ionare sunt:
0 pentru 0 pentru 0
12〈 − =〉 =
in in oin o
u uRRuu u
(7.101)
Tensiunea AO ou, de la ieșirea AO este:
0 pentru V 7 , 00 pentru V 7 , 0 u
12
,AO o,
〈 + − ≅〉 ≅
in in AO oin
u uRRuu
(7.102)
Caracteristica de transfer a redresorului se prezint ă în fig.7.30, b.

a) b)
Fig. 7.30. Redresorul de precizie monoalternan ță nesaturat. (a) Schema redresorului.
(b) Caracteristica de transfer

Caracterul inversor al circuitului se poate corecta prin conectarea unui amplificator inversor suplimentar la ieș irea redresorului.
Deoarece AO lucreaz ă nesaturat, caracteristica de frecven ță a redresorului inversor este
mai bună decât în cazul redresorului saturat.
7.2.2.2.3. Redresorul dubl ă alternan ță nesaturat
Acest redresor se mai întâlne ște și sub denumirea de circuit de valoare absolut ă (de
modul). Schema circuitului se prezint ă în fig. 7.31, a. Circuitul realizat în jurul amplificatorului
AO1 reprezint ă un redresor monoalternan ță nesaturat, de tipul celui din fig. 7.30, a . Circuitul
realizat cu AO2 este un sumator inversor.
Pentru u
in<0, tensiunea uA=0. La una din cele dou ă intrări ale sumatorului se aplic ă o
tensiune nul ă iar la cealalt ă tensiunea de intrare uin. Dacă amplificarea corespunz ătoare acestei
intrări este egală cu -1, la ie șire se obține uo= -uin. Deoarece uin <0, uo va fi pozitiv. Funcț ionarea
corespunde cadranului II de pe caract eristica de transfer din fig. 7.31, b.
Pentru uin>0, tensiunea de la ie șirea redresorului realizat cu AO1 este uA= -uin, deoarece
rezistoarele sunt egale. În aceast ă situație pe una dintre intr ările sumatorului apare tensiunea uA,
amplificarea corespunz ătoare acestei intră ri fiind -2. Pe cealalt ă intrare apare, la fel ca mai
înainte, tensiunea uin. Tensiunea de la ie șirea sumatorului se va scrie:

152 in in in A in o u u u u u u= −− −= − − = ) ( 2 2
Situaț ia uin >0, u o>0 corespunde cadranului I de pe caracteristica de transfer.
Matematic, redresorul se poate caracteriza cu ajutorul rela țiilor:
⎩⎨⎧
〉 =〈 =
0 pentru 0 pentru
in in oin in o
u u uu u u (7.103)

a) b)
Fig. 7.31. Redresorul de precizie dubl ă alternanță nesaturat. (a) Schema redresorului.
(b) Caracteristica de transfer
7.2.2.3. Comparatoare
Comparatoarele sunt circuite neliniare care produc la ie șire două nivele de tensiune,
dependente de nivelul semnalului de intrare. Astfel, sub o anumit ă valoare a semnalului de
intrare, numit ă de prag, la ie șire se obține unul dintre cele dou ă nivele iar dac ă semnalul de
intrare dep ășește puțin valoarea de prag, ie șirea comută în celă lalt nivel. In cazul
comparatoarelor realizate cu AO, cele dou ă nivele de ie șire sunt tensiunile de satura ție.
Comparatoarele sunt elementele principa le în sistemele de conversie analog-numeric ă și
numeric-analogic ă. Se folosesc, de asemenea, la realizarea oscilatoarelor și a generatoarelor de
forme de und ă.
Cele mai bune performan țe ale func ției de comparator se ob țin cu ajutorul circuitelor
integrate proiectate și optimizate special pentru acest scop. În implementarea func ției de
comparare, se pot utiliza și amplificatoare opera ționale obi șnuite. Funcț ionarea acestor
comparatoare se poate în țelege mai u șor, deoarece structura lor este mai simpl ă decât cea a
comparatoarelor specializate.
Comparatoarele realizate cu AO se împart în:
• comparatoare în bucl ă deschisă și
• comparatoare cu reac ție pozitivă (trigger Schmitt).
7.2.2.3.1. Considera ții despre mă rimea tensiunii de intrare
Comparatoarele realizate cu AO au la ie șire două nivele care pot fi tensiunile de satura ție.
Din aceast ă cauză tensiunile individuale de intrare pot fi mult diferite între ele. De aceea trebuie
să nu se depășeasc ă valorile maxime admisibile ale tens iunilor individuale aplicate pe intr ări
precum și ale tensiunii de intrare diferen țiale care ar putea s ă apară pentru o anumit ă configura ție
de circuit. Astfel, la AO de tipul 741, valorile maxime ale tensiunilor individuale aplicate la intr ări
sunt egale cu ±15V, pentru o alimentare simetric ă de ± 15V, iar valoarea maxim ă a tensiunii de
intrare diferen țiale este de ±30V. În cazul unor tensiuni de alimentare mai mici, tensiunile
individuale maxime de intrare trebuie s ă nu depășeasc ă valorile tensiunilor de alimentare iar
tensiunea de intrare diferen țială maximă se va considera egal ă cu dublul tensiunii de alimentare.

1537.2.2.3.2. Caracteristica de transfer
Orice circuit electric care ar e un singur semnal de intrare și un singur semnal de ie șire se
poate descrie grafic cu ajutorul func ției de transfer. Acest grafic arat ă care sunt valoarile
semnalului de ie șire pentru orice valoare a semnalului de intrare.
Circuitele liniare, tratate pân ă în acest moment, au avut pentru func ția de transfer o rela ție
matematic ă destul de simpl ă și de aceea nu a fost nevoie s ă se utilizeze caracteri sticile de transfer
decât în cazuri foarte rare.
Multe circuite neliniare prezint ă un num ăr mare de salturi abrupte ale pantei care,
matematic, se descriu foarte greu iar în cazul unor circuite neliniare aceast ă descriere matematic ă
este chiar imposibilă . Din acest motiv, pentru analiza circuitelor neliniare, este util s ă se utilizeze
caracteristicile de transfer, de multe ori ace stea fiind singurul mod de descriere a func ționării
circuitului neliniar.
7.2.2.3.3. Comparatoare în bucl ă deschisă
Cele mai simple comparatoare sunt cele care lucreaz ă fără buclă de reacție, motiv pentru
care se numesc comparatoare în buclă deschisă. În func ție de mărimea tensiunii de ie șire,
comparatoarele în bucl ă deschisă se împart în:
• comparatoare saturate , la care tensiunea de ie șire atinge nivelele de satura ție și
• comparatoare nesaturate , la care tensiunea de ie șire este mai mic ă decât cea de
saturație.
Comparatoarele saturate au r ăspunsul în timp mai lent decât cele nesaturate, ceea ce
constituie o limitare în aplica ții. Viteza de comutare se poate cre ște prin utilizarea unor tehnici
speciale de limitare a tensiunii de ie șire a comparatorului sub nivelul de satura ție, aspect întâlnit
la comparatoarele nesaturate. Comparatoarele, indiferent dac ă sunt saturate sau nu, se mai pot împă rți în:
•
comparatoare neinversoare
• comparatoare inversoare .
Tipul de comparator se apreciaz ă după următoarea regul ă:
• comparatorul este neinversor , dacă ieșirea trece în starea înalt ă (saturația pozitiv ă)
atunci când semnalul de intrare dep ășește un anumit nivel de prag;
• comparatorul este inversor , dacă ieșirea trece în starea joas ă (saturația negativ ă)
atunci când semnalul de intrare dep ășește un anumit nivel de prag.
7.2.2.3.3.1. Comparatorul neinversor saturat
Schema unui astfel de comparator se prezint ă în fig.7.32, a. Semnalul de intrare se aplic ă
pe intrarea neinversoare iar in trarea inversoare se conecteaz ă la masă. Dacă tensiunea de intrare
este pozitiv ă, uin>0, atunci ș i tensiunea de intrare diferen țială este pozitiv ă și ieșirea trece în
valoarea pozitiv ă de satura ție. Deoarece amplificarea în bucl ă deschisă a AO este foarte mare, o
valoare pozitiv ă a tensiunii de intrare de câ țiva microvolț i determin ă comutarea ie șirii în satura ția
pozitivă. De exemplu, în cazul AO de tipul 741, dacă Usat=13V și a=200.000, este nevoie de o
tensiune de intrare (de prag) egal ă cu μV 65200000V 13= pentru a determina ie șirea să treacă în
saturația pozitivă.
Dac ă uin<0, atunci atât tensiune a de intrare diferen țială cât și cea de ie șire sunt negative,
ieșirea comutând în satura ția negativ ă. Pentru a avea loc aceast ă comutare este suficient ă o
valoare negativ ă foarte mic ă. În cazul amplificatorului opera țional de tipul 741, dac ă Usat= -13V
și a=200.000, rezult ă că tensiunea de prag este -65 μV.
Practic, valoarea tensiunii de intrare la care are loc comutarea fiind atât de mic ă, se poate
considera c ă tranziția are loc pentru uin=0.
Matemetic, funcț ionarea comparatorului neinversor saturat se descrie cu ajutorul
relațiilor:

154 ⎩⎨⎧
〈 − =〉 + =0 pentru 0 pentru
in sat oin sat o
u U uu U u (7.104)
unde se subîn țelege că totuși, pentru ca ie șirea să comute, la intrarea comparatorului trebuie s ă se
aplice o tensiune pozitiv ă sau negativ ă, de valoare foarte mic ă.
Caracteristica de transfer a circuitului se prezint ă în fig.7.32, b. Graficul arat ă că în
momentul în care tensiunea uin devine uș or pozitiv ă, tensiunea de ie șire trece în valoarea pozitiv ă
de saturație. Regimul de lucru se afl ă în cadranul I ( uin>0, uo>0). Asemănător, dacă tensiunea uin
devine ușor negativ ă, cea de ie șire trece în valoarea negativ ă de satura ție și regimul de lucru se
află în cadranul III ( uin<0, u o<0), în concordan ță cu relațiile (7.104).

a) b)
Fig. 7.32. Comparatorul neinversor saturat. (a) Schema comparatorului.
(b) Caracteristica de transfer
7.2.2.3.3.2. Comparatorul inversor saturat
Circuitul din fig. 7.28 se transform ă într-un comparator inversor dac ă intrarea
neinversoare se leag ă la masă iar semnalul se aplică pe intrarea inversoare (fig.7.33, a).
În acest caz este valabil acela și mod de analiz ă ca cel aplicat comparatorului neinversor,
cu deosebirea c ă o mică tensiune de intrare pozitiv ă trece ieșirea în satura ția negativ ă iar o
tensiune de intrare negativ ă trece ieșirea în satura ția pozitiv ă. Funcționarea se poate descrie
matematic cu rela țiile:
⎩⎨⎧
〈 + =〉 − = 0 pentru 0 pentru
in sat oin sat o
u U uu U u (7.105)
Caracteristica de transfer se prezint ă în fig.7.33, b . În acest caz se observ ă că funcționarea are loc
în cadranele II (u in<0, u o>0) și IV ( uin>0, u o<0).

a) b)
Fig. 7.33. Comparatorul inversor sa turat. (a) Schema comparatorului.
(b) Caracteristica de transfer
7.2.2.3.3.2.1. Schimbarea pragului de comutare
Cele dou ă tipuri de comparatoare analizate anterior au pragul de comutare egal cu zero
volți. Dacă în exemplele precedente, se deconecteaz ă intrarea legat ă la masă și pe acest terminal
se aplică o tensiune de polarizare, numită și tensiune de referin ță, se poate stabili o valoare
arbitrară a pragului de comutare, diferit ă de zero. În func ție de polaritatea te nsiunii de referin ță și

155terminalul amplificatorului la care se conecteaz ă această tensiune, sunt posibile patru combina ții.
Analiza se face în func ție de urm ătoarele propriet ăți:
• când tensiunea diferen țială de intrare este pozitiv ă, tensiunea de ieș ire trece în valoarea
corespunz ătoare satura ției pozitive;
• când tensiunea diferen țială de intrare este negativ ă, tensiunea de ie șire trece în
valoarea corespunz ătoare saturaț iei negative.
Deoarece tensiunea de intrare diferen țială reprezint ă, prin defini ție, diferen ța dintre tensiunea
individuală aplicată pe intrarea neinversoare și tensiunea individual ă aplicată pe intrarea
inversoare, proprietăț ile enunțate mai sus se pot exprima și sub forma:
• dacă valoarea tensiunii de la intrarea neinversoare este mai pozitiv ă decât cea de la
intrarea inversoare, atunci ie șirea trece în satura ția pozitivă;
• dacă valoarea tensiunii de la intrarea neinversoare este mai mai negativ ă decât cea de
la intrarea inversoare, atunci ie șirea trece în satura ția negativ ă;
7.2.2.3.3.3. Comparatorul neinversor cu polarizare pozitiv ă
Se consider ă circuitul din fig.7.34, a.
Pe intrarea neinversoare a AO se aplic ă semnalul uin, iar pe intrarea i nversoare se aplic ă o
tensiune de polarizare de c.c., pozitiv ă, UP. Dacă nivelul semnalului de intrare este mai mic decât
cel al tensiunii de polarizare, tensiunea de intrare diferen țială va fi negativ ă și la ieșire se va
obține tensiunea negativ ă de satura ție. Dimpotriv ă, dacă tensiunea de intrare are nivel mai mare
decât tensiunea de polarizare, atunci tensiunea de intrare diferen țială devine pozitiv ă și ieșirea
trece în satura ția pozitivă.
Rela țiile matematice care descriu situa țiile prezentate mai sus arat ă astfel:
⎩⎨⎧
〉 + =〈 − =
P in sat oP in sat o
U u U uU u U u
pentru pentru (7.106)
Caracteristica de transfer se prezint ă în fig.7.34, b.

a) b)
Fig. 7.34. Comparatorul neinvers or cu tensiune de prag pozitiv ă. (a) Schema comparatorului.
(b) Caracteristica de transfer
7.2.2.3.3.4. Comparator inversor cu polarizare negativ ă
Circuitul acestui tip de comparator se prezintă în fig.7.35, a. În acest caz pe intrarea
neinversoare se aplic ă tensiunea de polarizare negativ ă iar semnalul se adu ce la borna inversoare.
Când semnalul de intrare este mai negativ decât valoarea tens iunii de polarizare, tensiunea
diferențială de intrare devine pozitiv ă și ieșirea trece în satura ția pozitiv ă. Invers, când semnalul
de intrare devine mai pozitiv decât tens iunea de polarizare, tensiunea diferen țială devine negativ ă
și ieșirea trece în satura ția negativ ă.
Exprimarea matematic ă a celor prezentate se face cu ajutorul rela țiilor:
⎩⎨⎧
− 〉 − =〈− + =P in sat oP in sat o
U u U uU u U u
pentru pentru (7.107)
Caracteristica de transfer se prezint ă în fig.8.35, b.

156

a) b)
Fig. 7.35. Comparatorul inversor cu tensiune de prag negativ ă. (a) Schema comparatorului.
(b) Caracteristica de transfer
7.2.2.3.3.5. Circuite formatoare de semnal
Comparatoarele descrise pân ă în acest moment se pot folosi în diferite aplica ții de
formare a semnalului. De exemplu, unde periodice sinusoidale sau triunghiulare se pot converti
cu ajutorul comparatoarelor în impulsuri drep tunghiulare. Comparatoare pot genera varianta
„curată“ a unor impulsuri de date, transmise în medii zgomotoase și degradate de sistemele de
transmisie a datelor. Atât timp cât se p ăstrează trecerile prin zero ale semnalului care trebuie
refăcut, se poate construi o versiune nou ă a acestui semnal, f ără zgomot ș i distorsiuni.
Pentru a g ăsi pragul de comutare, în exemplul 7. 6, se vor utiliza caracteristicile de
transfer ale comparatoarelor care intervin în fiecare exemplu.
Datorit ă vitezei limitate de varia ție a semnalului de la ieș irea AO (SR), pentru intrarea și
ieșirea din satura ție se consum ă un anumit timp. In exemplul 7.6 se consider ă că semnalele au
frecvența suficient de joas ă pentru ca timpul de tranzi ție să fie neglijabil în compara ție cu
perioada semnalelor.
7.2.2.3.4. Comparatoare nesaturate
O soluț ie de cre ștere a vitezei de comutare constă în evitarea satur ării AO, o solu ție
posibilă prezentându-se în fig. 7.36. Cele dou ă diode Zener, montate în opozi ție, trebuie s ă
reziste la curentul maxim furnizat de AO.
Soluția de circuit pentru evitarea satur ării AO se poate aplica la oricare din schemele
analizate anterior.

Fig. 7.36. Comparatorul nesaturat
7.2.2.4. Comparatoare cu reac ție pozitiv ă
Comparatoarele cu reac ție pozitiv ă se mai numesc ș i circuite trigger Schmitt . Reacția
pozitivă are ca efect apari ția histerezisului, în urma c ăruia punctul de tranzi ție din starea joas ă în
starea înalt ă este diferit de punctul de tranzi ție din starea înalt ă în starea joas ă. Altfel spus,
procesul de tranzi ție este sensibil la sensul de comutare a intr ării.
Ce avantaje aduce histerezisul? Mai întâi, prin histerezis se elimin ă tranziț iile nedorite,
datorate unor semnale de zgomot fa lse. În al doile a rând, datorit ă reacției pozitive, procesul de
comutare se poate accelera. În al treilea rând, efectul de histerezis este avantajos în cazul unor
generatoare de forme de und ă.

1577.2.2.4.1. Triggerul Schmitt inversor
Forma saturat ă inversoare a triggerului Schmitt se prezint ă în fig. 7.37, a. Divizorul
rezistiv R1, R2 determin ă la intrarea neinversoare o tensiune propor țională cu tensiunea de ie șire
și numită tensiune de prag, UP. Aplicând regula divizorulu i de tensiune în situa ția saturării ieșirii
AO, tensiunea de prag are expresia:
sat P UR RRU
2 11
+= (7.108)
Dacă ieșirea AO se afl ă în satura ția pozitiv ă, adică uUo sat =+ , atunci tensiunea de pe intrarea
neinversoare va fi uUP+=+ iar la satura ție negativ ă, când uUo sat =− , se obține uUP+=−.
Principiul de funcț ionare
Se presupune, ini țial, că circuitul se afl ă în starea corespunz ătoare porțiunii din stânga
caracteristicii, notat ă cu A (fig. 7.37, b), situa ție în care uUo sat =+ , uUP+=+ iar tensiunea de
intrare, u i este negativ ă. Tensiunea diferen țială este pozitiv ă și circuitul r ămâne în starea de
saturație pozitiv ă. Pentru ca tensiunea de intrare diferen țială să schimbe de semn, trebuie ca u i să
treacă un pic peste valoarea +U P. Acest fapt s-a indicat prin s ăgețile orientate spre dreapta pe
palierul orizontal notat cu A.

a) b)
Fig. 7.37. Triggerul Schmitt inversor. (a) Schema comparatorului.
(b) Caracteristica de transfer

În momentul în care tensiunea de intrare atinge ( și depășește ușor) tensiunea de prag,
tensiunea de ie șire a AO începe să scadă. Scade, de asemenea și tensiunea de pe intrarea
neinversoare, deoarece ea reprezintă mereu o fracț iune din tensiunea de ie șire. Tensiunea de
intrare diferen țială va crește, accentuând procesul de comutare a ie șirii. Tensiunea de ie șire se
schimbă d e l a + Usat la – Usat, după linia notat ă cu B, într-un timp scurt, limitat de SR-ul
amplificatorului. Orice cre ștere ulterioar ă a tensiunii de intrare nu determin ă decât deplasarea
punctului de func ționare pe palierul orizontal al car acteristicii de transfer, notat cu C. Tensiunea
de ieșire va fi uUo sat =− iar tensiunea de pe intrarea neinversoare va deveni uUP+=− .
Pentru ca ie șirea AO s ă revină la starea iniț ială, uin trebuie s ă atingă o valoare u șor mai
negativă decât -U P. Astfel, punctul de func ționare trebuie s ă se deplaseze pe orizontala C spre
stânga și să ajungă în punctul de abscis ă -U P. În acest punct, tensiunea de intrare diferen țială
schimbă de semn, ie șirea revenind la satura ția pozitiv ă, de-a lungul liniei notat ă cu D. Orice
scădere în continuare a tensiunii de intrare va determina doar deplasarea punctului de func ționare
de-a lungul dreptei A, spre stânga caracteristicii.
7.2.2.4.2. Triggerul Schmitt neinversor
Circuitul corespunz ător unui trigger Schmitt neinversor se prezint ă în fig. 7.38, a. La
acest tip de comparator, tensiunea de pe intrarea neinversoare este o combina ție liniară între
tensiunea de intrare, uin și tensiunea de ie șire, uo. Pentru a determina expresia tensiunii de pe
intrarea neinversoare, se aplic ă principiul superpozi ției. Se presupune că u1+ reprezint ă

158 contribuția lui uin la tensiunea u+, iar u2+ este contribu ția lui uo. Componenta u1+ se determin ă
considerând 0 =ou . Rezultă:
inuR RRu ⋅+=+
2 12
1 (7.109)
Pentru a determina componenta u2+ se pasivizeaz ă sursa uin și se înlocuie ște cu un scurtcircuit (se
presupune c ă sursa uin este ideal ă). Rezultă:
ouR RRu ⋅+=+
2 11
2 (7.110)
Prin suprapunerea de efecte, tensiunea u+ se scrie:
o in uR RRuR RRu u u ⋅++ ⋅+= + =+ + +
2 11
2 12
2 1 (7.111)
Pentru a determina tensiunea de prag se observ ă următoarele:
• pentru ca ie șirea AO s ă s e a f l e î n s t a r e a d e s a t u r a ție pozitiv ă trebuie ca tensiunea
individuală de pe intrarea neinversoare s ă îndeplinească condiția u+〉0;
• pentru ca ie șirea să fie în satura ția negativ ă trebuie ca u+〈0.

a) b)
Fig. 7.38. Triggerul Schmitt neinversor. (a) Schema comparatorului.
(b) Caracteristica de transfer
Pe caracteristica de transfer din fig. 7.38, b se vede că pentru un punct aflat pe dreapta A
(extrema stâng ă), uUo sat =− , tensiunea uin fiind ș i ea tot negativ ă. Deoarece atât uin cât și uo sunt
negative, din rela ția (7.111) rezult ă că și tensiunea individual ă de pe intrarea neinversoare este
tot negativ ă. În relația (7.111), f ăcând substitu ția uUo sat =− , expresia lui u+ devine:
sat in UR RRuR RRu ⋅+− ⋅+=+
2 11
2 12 (7.112)
Pentru ca ie șirea să-și modifice starea, tensiunea u+ trebuie s ă devină pozitivă. Punând condi ția
u+〉0 în relația (7.112) se ob ține, după prelucrarea rela ției, condiția:
sat in URRu ⋅ 〉
21 (7.113)
Se poate acum defini ș i tensiunea de prag a acestui tip de comparator:
sat P URRU ⋅ =
21 (7.114)
Astfel, tensiunea de intrare trebuie s ă devină ușor mai pozitiv ă decât tensiunea de prag pentru ca
circuitul s ă-și modifice starea, fapt indicat de s ăgețile orientate spre dreapta pe linia A de pe
fig.7.38, b.
Dup ă ce tensiunea de intrare a dep ășit cu o mic ă valoare tensiunea de prag, ie șirea se
modifică și devine egal ă cu +U sat, tranziția având loc de-a lungul liniei notat ă cu B. Orice

159creștere ulterioar ă a tensiunii de intrare nu mai modific ă ieșirea ci doar pozi ția punctului de
funcționare de pe orizontala C (punctul de func ționare se deplaseaz ă spre dreapta).
Pentru a determina condi ția de comutare înapoi în starea de satura ție negativ ă, în relația
(7.111) se face substitu ția uUo sat =+ și rezultă:
sat in UR RRuR RRu ⋅++ ⋅+=+
2 11
2 12 (7.115)
Revenirea în satura ția negativ ă are loc pentru u+ negativ. Punând în rela ția (7.115) condi ția u+〈0
se obț ine:
sat in URRu ⋅ 〈−
21 (7.116)
astfel că tensiunea de prag negativ ă are expresia:
sat P URRU ⋅ − = −
21 (7.117)
Pentru ca ie șirea să comute în starea negativ ă de satura ție, punctul de func ționare trebuie s ă se
deplaseze spre stânga pe orizontala C. Pentru o tensiune u șor mai negativ ă decât – UP, ieșirea
scade la -U sat de-a lungul dreptei D. Orice sc ădere ulterioar ă a tensiunii de intrare nu mai
modifică ieșirea ci doar pozi ția punctului de func ționare de pe orizontala A. Punctul de
funcționare se deplaseaz ă spre stânga și se ajunge în punctul din care a pornit an aliza acestui
comparator.
7.3. PROBLEME
Exemplul 7.1 Se presupune amplificatorul inversor din figura 7.39. a.
a) S ă se determine valoarea amplific ării în bucl ă închisă, A=uo/uin;
b) Considerând c ă tensiunile de alimentare sunt de ±15V iar cele de satura ție,
±Usat=±13V, să se determine valoarea maxim ă (de vârf) a semnalului de intrare pentru care AO
mai lucreaz ă liniar;
c) S ă se determine valorile tensiunii de ieș ire uo pentru fiecare din urm ătoarele valori ale
tensiunii de intrare: 0V ; -0,5V; 0,5V; 1V; -2V;
d) Dac ă între borna de ie șire și masă se conectează o rezisten ță de sarcin ă RS = 2kΩ, să se
determine curentul de ie șire al AO pentru u in= -1V ș i apoi pentru uin =1,3V.
Rezolvare:
a) amplificarea în bucl ă închisă este:
1010100
12− = − = − =kk
RRA (7.118)
Semnul minus arat ă faptul că tensiunea de ie șire este de semn opus fa ță de cea de intrare (între
cele două tensiuni exist ă un defazaj de 180°).
b) Valoarea maxim ă a tensiunii de intrare pentru care ie șirea AO se saturează este:
V 3 , 110V 13= = =∧
AUusat
in (7.119)
Rezultatul este valabil pentru ambele polarit ăți ale semnalului de intrare. Deci func ționarea
liniară are loc dac ă amplitudinea semnalului de intrare se modific ă între -1,3V și +1,3V.

160

RS

a. b.
Fig. 7.39. Circuitul pentru exemplul 7.1 (a) Schema circuitului.
(b) Circuitul utilizat pentru determinarea curentului de ie șire al AO, când U in=-1V

c) Pentru a calcula valorile tensiunii de ie șire în func ție de diferitele valori ale tensiunii
de intrare se înmul țește fiecare valoare a tensiunii de intrare cu valoarea amplific ării în buclă
închisă:
in in o u Au u10− = = (7.120)
Rezultatele pentru primel e patru valori ale tensiunii de intr are se trec în tabelul de mai jos:

uin (V) uo (V)
0 0
-0,5 +5
0,5 -5
1 -10
Se observă că u
o=0 când uin=0, deoarece s-a presupus AO ideal.
Pentru alte valori ale tensiunii de intrare, la ie șire se obține o tensiune de 10 ori mai mare,
dar cu semn schimbat. Aceast ă schimbare de semn este elementul caracteristic amplificatorului
inversor. Pentru u
in=-2V, dac ă se foloseș te relația (7.120), ar trebui s ă găsim la ieșire valoarea de
+20V. Aceast ă valoare nu se poate ati nge deoarece AO se saturează iar tensiunea de satura ție
este de +13V. In aceast ă situație tensiunea de intrare a dep ășit valoarea de vârf corespunz ătoare
funcționării liniare iar ecua ția (7.120) nu mai este valabil ă. Dacă circuitul se folose ște în aceste
condiții, rezultatele vor fi nemul țumitoare. Semnalul de ie șire va fi distorsionat, adic ă limitat la
valoarea de aproximativ +13V.
d) Pentru RS=2kΩ și uin= -1V, circuitul are aspe ctul din figura 7.39.b.
Curentul total de ie șire al AO, io, are două componente: curentul prin sarcin ă și cel prin
rețeaua de reac ție.
Curentul de sarcin ă este:
mA 5k 2V 10
Rui
So
L = = = (7.121)
A doua component ă a curentului io curge spre mas ă, prin reț eaua de reac ție. Deoarece
tensiunea de intrare este negativ ă, sensul pozitiv al acestu i curent este spre mas ă. Tensiunea uin
apare la bornele rezistorului R1, astfel că se obț ine:
mAkV
Rn uii
in 1 , 0101
1= = = (7.122)
și curentul total de ie șire devine:
mA i i iin L o 1 , 5 1 , 0 5= + = + = (7.123)
Pentru uin=1,3V, condi țiile de circuit se prezint ă în figura 7.40.
Calculând asem ănător ca mai sus se g ăsește:
im Ao=66 3, (7.124)

161

RS

Fig. 7.40. Circuitul utilizat pentru determinarea
curentului de ie șire al AO, dac ă U i=1,3V

Analizând cele dou ă situații de la subpunctul d), se observ ă că pentru o valoare dată a
tensiunii de intrare cele dou ă componente ale curentului de ieșire al AO au acela și sens în raport
cu borna de ie șire a AO și că amplitudinea lor cre ște odată cu mărirea amplitudinii semnalului de
intrare. Astfel se poate estima valoarea maxim ă a curentului de ieș ire al AO în func ție de
valoarea de vârf a tensiunii de intrare. Dac ă semnalul de intrare este simetric atunci se ob țin curenți de ieșire care au sensuri
opuse și valori egale pentru cele dou ă semialternan țe ale semnalului de intrare. Dac ă semnalul de
intrare este nesimetric, atunci valoarea maxim ă a curentului de ie șire se apreciaz ă pentru
semialternan ța cu amplitudinea mai mare. Pentru ca AO să nu se distrugă este important să nu
se depășească valoarea maxim ă admisă a curentului de ie șire pentru AO utilizat .
In acest exemplu valoarea curentului prin re țeaua de reac ție este mic ă și este bine s ă fie
așa. Dacă rezistențele din circuitul de reacț ie au valori m
ici, atunci componenta curentului de
ieșire a AO, corespunz ătoare rețelei de reac ție, poate deveni excesiv de mare și poate bloca AO
(intră în acțiune circuitele de limitare a cure ntului debitat de etajul de ie șire al AO). In acest fel
valoarea curentului de ie șire nu mai corespunde situa ției reale, de func ționare liniară, ci este
curentul de limitare.
Exemplul 7.2. Se presupune același AO, alimentat cu ±15V dar în configura ție
neinversoare (figura 7.41). S ă se repete analiza din Exemplul 7.1.

a. b.
Fig. 7.41. Circuitul pentru exemplul 2.2: a. Schema circuitului.
b. Circuitul utilizat pentru determinarea curentului de ie șire al AO, când U in=-1V
Rezolvare:
a) Amplificarea în bucl ă închisă este
AR
Rk
k=+ =+ =1190
10102
1Ω
Ω (7.125)
Mărimea amplific ării este aceea și ca în Exemplul 7.1 dar R2 este de valoare mai mic ă decât în
cazul analizat anterior.

162 b) Deoarece m ărimea amplific ării este identic ă iar tensiunile de satura ție au acelea și
valori, rezult ă că valoarea maxim ă (de vârf) a semnalului de intrare pentru care AO mai lucreaz ă
liniar este identic ă cu cea din Exemplul 7.1, adic ă:
V 3 , 110V 13= = =∧
AUusat
in (7.126)
c) Valorile tensiunii de ieșire se determin ă cu relația:
in in o u Au u10= = (7.127)
și sunt trecute în tabelul de mai jos:

uin [V] uo [V] Observa ții
0 0
-0,5 -5
+0,5 +5
+1 +10
-2 -13 AO saturat
Primele patru cazuri corespund func ționării liniare și au mărimile egale cu cele din
Exemplul 7.1, excep ție făcând faptul că ie șirea nu mai este cu semn schimbat (ie șirea este în faz ă
cu intrarea). Pentru u
in= -2V, ieșirea se saturează, obț inându-se -13V (tensiunea negativ ă de satura ție).
d) Pentru RS=2kΩ și uin=-1V, condi țiile de circuit se prezintă în figura 7.42.
Curentul de ie șire al AO se scrie:
in L oi i i+ = (7.128)
unde
mA 5k 2V 10
RAu
Rui
Sin
So
L = = = =Ω (7.129)
mAkV
Ruiin
in 1 , 0101
1=Ω= = (7.130)
și astfel, curentul total la ie șirea AO va avea valoarea:
im Ao=+ =50 15 1, , (7.131)
Pentru valoarea maxim ă a tensiunii de intrare pentru care AO mai lucreaz ă liniar ( uin=1,3V),
condițiile de circuit se prezint ă în fig. 7.42.
In acest caz AO furnizeaz ă un curent de ie șire cu amplitudinea i o=6,63 mA.

Fig. 7.42. Circuitul utilizat pentru determinarea
curentului de ie șire al AO, dac ă U i=1,3V
Consideraț ii privind alegerea valorii rezistoarelor
Ambele configura ții de bază realizate cu AO reprezint ă exemple de surse de tensiune
controlate în tensiune (STC U). In proiectarea unor astf el de circuite se porne ște, de obicei, de la
valoarea necesară a amplific ării în bucl ă închisă, astfel încât pentru un ni vel dat al semnalului de
intrare să se obțină un semnal de ie șire nedistorsionat. Se presupune că s-au ales AO și tensiunile

163de alimentare astfel încât s ă se poată obț ine amplitudinea cerut ă pentru semnalul de ie șire. De
exemplu, dacă alimentarea se face cu ±15V atunci ne putem a ștepta la un semnal maxim la ie șire
de ±13V. Dac ă presupunem c ă semnalul de intrare are amplitudinea de ±200mV iar circuitul are
amplificarea în bucl ă închisă A=100 ar trebui să obț inem un semnal de ie șire cu amplitudinea de
±0,2×100= ±20V. Dac ă alimentarea este cea uzual ă de ±15V, utilizatorul va fi profund dezam ăgit
deoarece semnalul de ie șire va fi distorsionat ș i limitat la ±13V. In astfel de situa ții se crește
valoarea tensiunii de alimentare a AO, iar dac ă amplificatorul ales nu suport ă mărirea tensiunii
de alimentare, se schimb ă cu un alt tip care poate lucra la o tensiune de alimentare mai mare.
a) Amplificarea în bucl ă închisă pentru ambele configura ții depinde de raportul de
rezistențe R2/R1. Dacă se cere, de exemplu, ca acest raport s ă fie R 2/R1=10, exist ă o mulțime de
combinaț ii ale rezisten țelor R1 și R2 care dau raportul 10. Se pune firesc întrebarea: care este
raportul bun? Ca r ăspuns, se fac câteva comentarii cu caracter general:
• dacă valorile de rezisten țe sunt prea mici, gradul de încărcare al AO și/sau al sursei de
semnal poate deveni excesiv de mare și se ajunge la o func ționare neliniară (sau chiar
mai rău);
• în contrast, dac ă valorile de rezisten țe sunt prea mari, cre ște zgomotul termic și apare
la ieșire o tensiune de decalaj din cauza curen ților de polarizare a intrărilor AO.
Astfel, din considerente practice se recomand ă ca domeniul rezonabil de variaț ie a
valorilor de rezisten țe, pentru majoritatea AO, să fie în limita 1kΩ÷100k Ω, cu cele mai multe
valori în domeniul 10kΩ÷100k Ω. Se pot întâlni îns ă și excepții, ceea ce s-a prezentat având
caracter orientativ.
b) Deoarece amplificarea în bucl ă închisă depinde de un ra port de rezisten țe, poate apare
următoarea întrebare: se poate cre ște oricât acest raport pentru a se ob ține amplific ări cât mai
mari? Raspunsul este NU, motivele se vor în țelege mai târziu, dar iat ă câteva observa ții:
• pentru un circuit dat, cu cât valoarea amplific ării în bucl ă închisă, A, se apropie de cea
a amplific ării în buclă deschisă, scade precizia cu care se determin ă A;
• banda de frecven ță a răspunsului în bucl ă închisă scade pe m ăsură ce A crește.
Din aceste motive, valorile amplific ării în bucl ă închisă se aleg mult mai mici decât cele
ale amplific ării în bucl ă deschisă .
c) O alt ă problem ă o constituie impedan ța de intrare a circuitului. La configura ția
inversoare aceast ă impedan ță este egală cu R 1, astfel că trebuie luat în considerare eventualul
efect de înc ărcare pe care aceast ă rezistență îl poate exercita asupra sursei de semnal. La
configuraț ia neinversoare, ideal, impedan ța de intrare este infinit ă și nu apar fenomene de
încărcare a sursei de semnal.
d) După proiectarea circuitului se verific ă dacă valoarea curentului de ie șire a AO nu
depășește valoarea maxim ă admisibilă pentru tipul de AO folosit, a șa cum s-a procedat în
exemplele 7.1 și 7.2.
In concluzie într-o proiectare „simplificat ă“ a unui amplificator de semnal mic realizat
cu AO trebuie să ț ină seama de urm ătoarele:
1. Se verifică dac ă în funcție de valorile tensiunilor de alimentare, domeniul dinamic al
AO ales este suficient pentru a se ob ține nivelul necesar al semnalului de ie șire.
2. Ori de câte ori este posibil, valorile de rezisten țe se aleg în domeniul 1kΩ (uzual
10kΩ)÷100k Ω.
3. Amplificarea în bucl ă închisă se limiteaz ă la valori mult mai mici decât amplificarea
în buclă deschisă. Tipic, valoarea amplific ării în bucl ă închisă se menține sub valoarea
100.
4. Pentru cazul cel mai defavorabil se verific ă dacă valoarea maxim ă a curentului de
ieșire mai permite func ționarea liniar ă a AO.
Dac ă în serie cu intrarea neinversoare se conecteaz ă rezisten ța de compensare a curen ților
de polarizare a intr ărilor AO, valoarea acesteia trebuie s ă reprezinte rezultatul conect ării în

164 paralel a rezisten țelor R1 și R2. Problema se va detalia mai târziu. Pe moment este util de re ținut
că este bine ca cele dou ă intrări ale AO s ă “vadă ” spre mas ă rezistențe de valori egale . De aici
derivă condiția ca rezistenț a de compensare s ă reprezinte, ca valoare, RR12.
Exemplul 7.3. Utilizând rezistoare cu toleran ța de ±5% să se proiecteze un amplificator
inversor STCU care să aib ă amplificarea egal ă cu -10. Pentru a nu se înc ărca sursa de semnal, se
impune ca impedan ța de intrare a montajului s ă nu fie mai mic ă de 10k Ω. Nivelul semnalului se
presupune suficient de mare pentru ca zgomotul termic al rezistoarelor și curenții de polarizare a
intrarilor AO s ă nu constituie o problem ă, situație în care valorile de rezisten țe pot fi de maxim
500kΩ.
Rezolvare: Amplificarea cerut ă presupune R 2/R1=10 și există mai multe valori standard
de rezisten țe care satisfac acest raport.
Deoarece valoarea minim ă a impedan ței de intrare este de 10k Ω, valoarea rezisten ței R1
nu poate fi mai mic ă de 10kΩ. Valorile cele mai mici de rezisten ță care satisfac condi țiile cerute
sunt R1=10k Ω și R2=100k Ω. Valorile maxime care r ăspund la constrânge rile date sunt R1=47kΩ
și R2=470k Ω. Următoarele valori standard ar face ca R2 să depășească valoarea maxim ă impusă
de 500k Ω.
Cu o bună aproxima ție se poate alege setul de valori medii R1=22k Ω și R2=220kΩ.
Pentru rezisten ța de compensare a influen ței curenților de polarizare a intrărilor AO rezult ă
valoarea:
RR RRR
RRk ==+=1212
1220Ω (7.132)
și se află între valorile standardizate și cu toleran ța de 5%.
Utilizând rezisten țe cu toleran ța de 5% este posibil ca amplificarea real ă să difere de cea
cerută. Dacă se impune ca amplificarea s ă fie precisă exist ă două posibilit ăți:
1. să se utilizeze rezisten țe cu toleran ță mai mică (de exemplu 1%);
2. să se utilizeze combina ții de rezisten țe fixe și rezisten țe ajustabile, valoarea exact ă a
amplificării stabilindu-se după efectuarea reglajelor. Pentru exemplul tratat, se poate
înlocui R2 cu o rezisten ță fixă legat ă în serie cu un poten țiometru semireglabil.
Exemplul 7.4. Se presupune c ă un proiectant încep ător trebuie s ă proiecteze un
amplificator la ie șirea căruia semnalul s ă aibă amplitudinea de 1V. Semanl ul se preia de la un
traductor care furnizeaz ă în gol o valoare de vârf de 50mV și are impedan ța internă de 50kΩ. Nu
contează dacă semnalul este inversat sau nu. Proiectantul nu cunoaște teorema lui Thévenin și
realizează circuitul din figura 7.43.
Să se determine valoarea real ă a tensiunii de ie șire furnizat ă de acest circuit.

Fig. 7.43. Circuitul pentru exemplul 7.4
Rezolvare: amplificarea de tensiune în bucl ă închisă a circuitului inve rsor din fig.7.43
este:
205100− = − = =
ino
uuA (7.133)
ceea ce înseamn ă că la ieșire s-ar ob ține 1V dac ă la intrare s-ar aplica uin=50mV. Dar
proiectantul nu a ținut seama de rezisten ța internă de 50k Ω a sursei de semnal. Valoarea relativ

165mică a rezisten ței de intrare a montajului inversor va înc ărca excesiv sursa de semnal. Tensiunea
de intrare uin nu va fi de 50mV ci mult mai mic ă, din cauza divizorului de tensiune format din
rezistoarele Rg și R1, astfel că amplificarea real ă va fi:
818 , 150 5100
12
11− =+− = ⋅+− =k kk
RR
R RRA
greal (7.134)
Problema nu se poate rezolva decât printr-o nou ă proiectare în care rezisten ța sursei se consider ă
ca parte component ă a rezisten ței totale de intrare a circuitului iar pentru R2 se alege acea valoare
care asigur ă amplificarea cerut ă.
O solu ție și mai bun ă este să se utilizeze un amplificator neinversor la care efectul de
încărcare al sursei de semnal este minim.
Exemplul 7.5. Se presupune c ă într-o anumit ă aplicație se cere un amplificator inversor
cu amplificarea reglabil ă între -2 ș i -12. Dac ă se dispune de un poten țiometru cu valoarea de
100kΩ, să se proiecteze circuitul care îndepline ște condiția cerută.

Fig. 7.44. Circuitul pentru exemplul 7.5

Rezolvare: Pentru a ob ține un amplificator inversor cu amplificare reglabil ă, fie R1 fie R 2
trebuie să fie reglabile (par țial sau în întregime). Dacă se alege rezisten ța R1 reglabilă, atunci
impedanța de intrare se modific ă la schimbarea amplific ării. Din acest motiv este mai corect s ă
se aleagă rezisten ța R2 reglabilă.
Rezultă astfel schema din figura 7.44, unde R2 este format din poten țiometrul P și
rezistența fixă R2', adică RP R22=+'.
In general amplificarea este A=-R2/R1 și se modific ă odată cu R 2. Când cursorul
potențiometrului se află în cap ătul din dreapta, atunci RR22='. Această situaț ie va corespunde la
o amplificare A =-2.
Când cursorul poten țiometrului se află în cap ătul celălalt (în stânga), atunci
RR k22 100 =+'Ω și amplificarea va fi A=-12.
Se pot scrie astfel urm ătoarele rela ții:
R
R2
12'
= (7.135)
R
R25
11012'+= (7.136)
soluția acestui sistem fiind: R1=10k Ω și R2'=20kΩ.
Exemplul 7.6. Semnalul sinusoidal din fig.7.45, având amplitudinea de 5V, se aplic ă la
intrarea comparatorului neinversor sa turat de tipul celui din fig.7.32, a.
Să se deseneze forma tensiunii de ie șire. Se presupune c ă frecvența semnalului este
suficient de mic ă pentru ca efectele de SR s ă fie neglijabile și se admite c ă tensiunile de satura ție
sunt: ±U sat=±13V.
Rezolvare: Dacă AO ar avea amplificarea în buclă deschis ă infinită, atunci tranzi ția ar
apare chiar la trecerea semnalului de intrare prin zero. Practic, pentru a avea loc comutarea,

166 tensiunea de intrare trebuie s ă atingă o mică valoare pozitiv ă sau negativ ă, dar aceast ă valoare
practic nu conteaz ă în raport cu amplitudinile tensiunilor de intrare și ieșire. La ieșirea circuitului
va rezulta un semnal cu forma de und ă dreptunghiular ă (fig.7.45).

Fig. 7.45. Formele de und ă pentru circuitul din exemplul 7.6.

Valorile maxime, pozitive și negative ale semnalului de ie șire reprezintă tensiunile de
saturație ale AO și sunt independente de valoarea de vârf a tensiunii de intrare. În acest fel,
tensiunea de ie șire ramâne aproape constant ă pentru un domeniu larg de varia ție a amplitudinii
tensiunii de intrare. Tr ebuie avut în vedere s ă nu se dep ășească valoarea maxim ă a tensiunii
diferențiale de intrare pentru AO utilizat. O valoare prea mic ă a tensiunii de intrare, comparabilă
cu cei câ țiva zeci de microvolț i, necesari pentru ca AO să lucreze corect, poate influen ța
momentul în care comută ieșirea. Circuitul prezentat poate transforma semnal ele sinusoidale sau orice tip de semnale
alternative într-un semnal dreptunghiular. Obiecti vul principal trebuie s ă fie cel al utiliz ării unor
comparatoare cu vitez ă cât mai mare.

167

Bibliografie

Cărți
1. Gheorghe Pană, Electronic ă analogic ă implementată cu amplificatoare opera ționale ,
Editura Universit ății Transilvania Bra șov, 2005
2. Octavian-Ioan Bogdan , Dispozitive și circuite electronice , Editura Academiei
Forțelor Terestre, Sibiu, 2000
3. C.G. Constantinescu, ș.a., Componente și dispozitive electronice , Îndrumar de
laborator, Editura Academiei For țelor Aeriene „Henri Coand ă” Brașov, 2000
4. Gheorghe Brezeanu, Circuite electronice , Editura Albastr ă, Cluj-Napoca, 1999
5. V. Croitoru, ș.a., Electronic ă, Editura didactic ă și pedagogic ă, București, 1982
6. D. Dascălu, Dispozitive și circuite electronice , Editura didactic ă și pedagogic ă,
București, 1982
7. Th. Dănilă, ș.a., Dispozitive și circuite electronice , Editura didactic ă și pedagogic ă,
București, 1982
Internet
*** www.csee.wvu.edu
*** www.tpub.com/content/neets

Copyright 2008
Editura Academiei For țelor Aeriene „Henri Coand ă”
Str.Mihai Viteazu nr.160 BRA ȘOV – ROMÂNIA
Tel. +40268423421
e-mail: secretariat@afahc.ro

Electronică – partea I – Ecaterina-Liliana MIRON, Mihai MIRON, Gheorghe PAN Ă

Toate drepturile rezervate Editurii Academiei For țelor Aeriene „Henri Coand ă”
Referent științific: Pearsic ă Marian
Procesare text: Autorii

ISBN: 978-973-8415-61-4

Prefață

În contextul dezvolt ării tehnologice actuale, în care Electronica este
implicată în aproape toate sferele de activitate , se impune ca utilizatorii sistemelor
tehnice moderne ce includ microelectronic ă și inteligen ță artificială , să posede un
bagaj adecvat de cuno ștințe din domeniu.
Lucrarea de fa ță se adreseaz ă studenților din Academia For țelor Aeriene
“Henri Coand ă”, dar ș i tuturor celor interesaț i de domenil abordat, încercând s ă
constituie un ghid util în însu șirea cunoș tințelor de baz ă ale electronicii ș i un
suport al cuno ștințelor transmise la cursul de profil.
Aportul autorilor la prezen ta lucrare este: capitolele 1, 3, 5, 6 – Ecaterina
Liliana Miron; capitolele 2, 4 – Mi hai Miron; capitolul 7 – Gheorghe Pan ă.
Dorim s ă mulțumim tuturor celor ce ne-au spri jinit în realizarea prezentei
lucrări, precum și celor ce ne vor semnala eventualele gre șeli de form ă și conținut
introduse.

Autorii

Cuprins

DISPOZITIVE ELECTRONICE
1. Introducere în electronic ă………………………………………………… 7
1.1 Componente de circuit……………………………………………….. 7
1.2 Componente pasive…………………………………………………… 11
1.3 Componente active…………………………………………………… 24
2. Noțiuni de fizica semiconductorilor……………………………………… 30
2.1 Jonc țiunea pn………………………………………………………… 32
2.2 Tipuri de diode semiconductoare……………………………………. 37
3. Tranzistoare bipolare…………………………………………………….. 46
3.1 Func ționarea tranzistorului npn… …………………………………… 47
3.2 Func ționarea tranzistorului pnp……………………………………… 49
3.3 Conexiunile tranzistorului…………………………………………… 53
3.4 Tipuri de polarizare a tranzistoarelor………………………………… 66
3.5 Caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar…………………….. 68
3.6 Clase de func ționare ale amplificatoare lor cu transistor……………. 73
3.7 Verificarea tranzistoarelor…………………………………………… 77
4. Tranzistoare cu efect de camp (TEC)……………………………………. 79
4.1 TEC cu jonctiune…………………………………………………….. 79
4.2 TEC cu gril ă izolată………………………………………………….. 86
4.3 Dispozitive semiconductoare multijonc țiune…………………………
92
CIRCUITE ELECTRONICE
5. Redresoare………………………………………………………………… 97
5.1 Redresoare monofazate……………………………………………… 98
5.2 Redresoare polifazate……………………………………………….. 104
6. Stabilizatoare……………………………………………………………… 109
6.1 Stabilizatoare de tensiune……………………………………………. 111
6.2 Stabilizatoare de current…………………………………………….. 119
7. Amplificatoare……………………………………………………………. 122
7.1 Amplificatorul opera țional………………………………………….. 124
7.2 Aplicaț ii ale amplificatorului opera țional…………………………… 133
7.2.1 Circuite liniare………………………………………………. 133
7.2.2 Circuite neliniare……………………………………………. 148
7.3 Probleme……………………………………………………………. 159
Bibliografie……………………………………………………………………… 167