Driver de Comanda al Dispozitivelor de Putere de Tip Mosfet

Politehnica

Driver de Comanda al Dispozitivelor de Putere de Tip Mosfet

Byadmin ianuarie 1, 2024

Driver de comanda al dispozitivelor de putere de tip MOSFET

Cuprins

I.Introducere

Capitolul II. Structura semiconductorului MOSFET

II.1 Simbol și structura semiconductoare

II.2 Caracteristicile tranzistoarelor bipolare de putere comparativ cu cele ale MOSFET-ului

II.2.1 Comparație MOSFET-IGBT

Capitolul III. Circuite de comandă (drivere) dimensionare și proiectare

III.1 Puterea necesară de comandă a driver-ului

III.2 Încărcarea porții

III.3 Curentul maxim

III.4 Temperatura maximă de operare

III.5 Frecvența maximă de comutare

III.6 Placa driver-ului

III 6.1 Monitorizarea voltajului și resetarea puterii

III.6.2 Monitorizarea voltajului și resetarea automată a erorii

III.6.3 Alimentarea puterii

Capitolul IV. Circuitul plăcii

IV.1 Tranzistorul MOSFET IXKN 40 N 60 C

IV.2 Driver-ul Concept 2SD106AI

IV.2.1 Sensul colectorului și dimensionarea Rth

IV.3 Semnalul PWM

IV.4 Sursa Xantrex XPH 35-4T

IV.5 Adaptorul Fluke 80i-110s

IV.6 Osciloscopul Tektronix DPO 4104

IV.6.1 Panoul frontal

IV.6.2 Sonde TekVPI

Capitolul V. Măsurători experimentale

Capitolul VI.Concluzii

Anexa 1

Anexa 2

Bibliografie

I.Introducere

Acest proiect de diplomă prezintă studiul tranzistorului MOSFET IXKN 40 N 60 C comandat cu driverul Concept 2SD106AI, proiectarea și realizarea circuitului de interfațare comandă-forță.

Am ales acest proiect pentru că din punctul meu de vedere tranzistorul e una din cele mai importante invenții ale secolului XX. Cu trecerea timpului tranzistorul a evoluat în construcție și în capacitatea de rezistență. Tranzistorul este principalul component al circuitelor integrate, tehnologia din ziua de azi permițând integrarea într-o singură capsulă a sute de milioane de tranzistoare.

În zilele noastre tranzistorul sau componente care sunt făcute pe baza structurii și a proprietaților tranzistorilor (microprocesoarele, memoriile de calculatoare si receptoarele TV toate acestea sunt create pe baza structurii și proprietăților tranzistorului) sunt utilizate în toate aparatele electronice care merg pe baza curentului.

Dezvoltările tehnologice obținute crează în zilele noastre noi posibilități pentru proiectanții de electronice în domeniile de eficiență, densitatea puterii, cost și siguranță.Pentru a obține aceste cerințe proiectanții preiau noi tipologii ale circuitului precum: convertoare matriceale, rectificatori sincronici, corectări ale factorului de putere și frecvențe mai mari de comutare.Aceste tehnici introduc provocări unice ca disiparea de putere la modulul de comutare, solicitarea termică și emisii electromagnetice excesive.Datorită faptului că puterea disipată într-un modul de comutare determină eficiența totală a întregului dispozitiv, măsurătorile la dispozitivul de comutare au o mare importanță.În această lucrare se va analiza comportamentul de comutare al MOSFET-ULUI.

Lucrarea este structurată pe șase capitole unde am atins atât aspectele teoretice cât și cele practice.

Capitolul II. Structura semiconductorului MOSFET

II.1 Simbol și structura semiconductoare

Așa cum sugerează și numele, tranzistorul de tip MOSFET este primul reprezentant al categoriei dispozitivelor semiconductoare de putere cu grilă MOS.În fig 2.1 sunt prezentate simbolul și structura semiconductoare a celui mai utilizat tranzistor MOSFET de putere, tranzistorul cu canalul de tip n.

Terminale de forță sunt numite drenă(D), respectiv sursă(S) și trebuie polarizate ca în figură pentru o funcționare corectă.Tensiunea de comandă, notată cu UGS se aplică între grilă(G) și sursă.Prin intermediul acesteia poate fi controlat curentul prin tranzistor numit curent de drenă-ID.În cazul tranzistorului MOSFET de putere cu canal de tip n tensiunea grilă-sursă trebuie să fie pozitivă pentru ca tranzistorul să fie adus în conducție.

Fig2.1 Simbolul(a) și structura semiconductoare(b) a unui tranzistor MOSFET de putere cu canal de tip n

Structura semiconductoare a tranzistorului MOSFET de putere este una de tip vertical cu 4 straturi obținute prin difuzie pe un disc de siliciu.Stratul de la care pornește este cel al drenei care se întinde pe întreaga suprafață transversală a discului semiconductor peste care este crescut stratul de drift al drenei.

În stratul de drift sunt formate prin difuzie insule de tip p care vor sta la baza unor tranzistoare MOS elementare.În corpul de tip p al fiecărei insule numite corp al canalului, se vor forma în adâncime,prin difuzie, cordoane inelare care se vor conecta la terminalul sursei.Canalele de conducție, induse în câmpul electric creat de grilă, vor lua naștere la suprafața materialului semiconductorului prin transversarea radială de către curentul de drenă a benzilor circulare de tip p, rămase între cordoane și suprafața regiunii de drift care înconjoară toate insulele.

Se poate observa că, în condițiile unei polarizări directe între drenă și sursă, dar fără o polarizare corespunzătoare a grilei față de terminalul sursei tranzistorul rămâne blocat.Practic, stratul în contact cu terminalul drenei, zona de drift a drenei și substratul p al fiecărei insule aflat în contact cu terminalul sursei formează structura unei diode de putere parazite, polarizată invers în acest caz.Capacitatea de blocare directă a tranzistorului va fi dată de tensiunea inversă maximă a acestei diode, dată la rândul ei de grosimea zonei de drift.Aceiași diodă rezultată constructiv anulează capacitatea de blocare inversă a tranzistorului MOSFET de putere.Totuși, prezența ei este benefică în majoritatea structurilor electronice de putere deoarece joacă rolul unei diode de descărcare.

Prin polarizarea grilei cu un potențial pozitiv față de terminalul sursei, capacitatea MOS începe să se încarce așa cum prezintă fig 2.1(b).În acest fel, sub stratul izolator al grilei, oe suprafața benzilor circulare de tip p, apar sarcini negative.Dacă tensiunea de comandă este mică, sub o valoare de prag (UGS< UGS(prag)), aceste sarcini negative sunt obținute doar printr-un fenomen de golire a materialului semiconductor apreciat.Astfel, ionii pozitivi(golurile) sunt respinși în profunzime și sarcina negativă de pe armătura semiconductoare a capacității MOS se datorează ionilor acceptori.Aceștia nu pot amorsa conducția canalului și implicit a tranzistorului datorită faptului că sunt imobili în rețeaua cristalină a semiconductorului.

Dacă tensiunea de grilă depășește valoarea de prag specifică tranzistorului, apare așa numitul fenomen de inversie prin care materialul semiconductor de tip p aflat sub stratul izolator al grilei capătă trăsăturile unui material de tip n și va îmbogăți sarcina negativă de pe armătura capacității MOS cu electroni liberi.Datorită mobilității lor electronii creează o punte de legătură între zona de drift și cordoanele inelare legate la terminalul sursei, amorsând curentul de drenă pe traseele prezentate în figura 2.1(b).Aceste punți de legătură luate în ansamblul lor formează canalul de conducție al tranzistorului MOSFET care, în cazul prezentat,este de tip n deoarece este format din sarcini negative.Odată cu amorsarea curentului de drenă electronii difuzează spre potențialul pozitiv creat de terminalul drenei în regiunea de drift.Înlocuirea continuă a electronilor plecați din zona canalului este realizată de cordoanele legate la potențialul negativ al sursei.

Fenomenul prin care este modulată conductivitatea materialului seminconductor prin intermediul unei tensiuni sau a unui câmp electric poartă denumirea de efect de câmp și tranzistorulul care-l utilizează tranzistor cu efect de câmp-FET(Field Effect Tranzistor).Aceste tranzistoare pot fi, la rândul lor, de mai multe tipuri.Tranzistorul MOSFET realizează efectul de câmp prin intermediul capacității MOS așa cum s-a descris mai sus.

Conform celor arătate mai sus, datorită diodei parazite ce apare între drenă și sursă, trnzistorul MOSFET de putere nu poate bloca tensiuni inverse.Din acest motiv caracteristicile statice tensiune-curent vor fi prezentate doar în cadranul I al sistemului de axe u-i.Astfel, în fig2.2(a) se prezintă dependența dintre căderea de tensiune pe tranzistor (tensiunea drenă-sursă->UDS) și curentul de drenă(ID) pentru diferite valori ale variabilei de comandă(UGS).

Dacă tranzistorul nu este comandat sau tensiunea de grilă este sub valoarea de prag UGS(prag)(în cataloage VGS(th)-Gate Threshold Voltage) dispozitivul nu se deschide și punctul de funcționare se plasează pe caracteristica de blocare directă(ID=0), în condițiile în care tensiunea drenă-sursă nu depășește o limită maximă.Dacă, însă tensiunea de alementare depășește o valoare maximă(UDS> UDS(max)) tranzistorul este străpuns și curentul de drenă crește până la valoarea limitată de circuitul de sarcină.Ca și în cazul tranzistorului bipolar de putere, tensiunea de străpungere directă este notată în foile de catalog cu BVDSS(Drain-Source Breakdown Voltage, gate-source Short circuited) și este dată pentru situația în care tensiunea de comandă este zero(terminalel grilă-sursă scurtcircuitate).

Fig 2.2 (a) Caracteristicile u-i reale pentru un tranzistor MOSFET de putere

(b) Caracteristicile u-i idealizate și aria de funcționare sigură(SOA)

Deschiderea controlată a tranzistorului MOSFET se produce atunci când tensiunea de grilă depășește valoare de prag.În Fig 2.2(a) sunt prezentate mai multe caracteristici statice pentru diferite valori ale tensiunii de comandă, cuprinse într-un interval recomandat de firma producătoare a dispozitivului:

UGS(prag) < UGS(1) < UGS(2) < …….. < UGS(n-1) < UGS(n) < UGS(max)

Datorită grosimii foarte mici a stratului izolator dintr grilă și semiconductor nu sunt permise tensiuni grilă-sursă mari.Se apreciază că valori peste 20/30 V pot străpunge pelicula de SiO2.Din acest motiv firmele producătoare indică o manipulare cu grijă a acestor dispozitive, iar driver-ele nu vor utiliza tensiuni de comandă mai mari de UGS(max)= 20V.Pentru o deschidere completă a tranzistoarelor MOSFET de puterem tensiunea de grilă trebuie să fie adusă în intervalul 10-15 V.De obicei, se folosește valoarea standard de 15 V.

Asemănător cu toate dispozitivele de tip tranzistor și caracteristicile statice ale tranzistoarelor MOSFET de putere prezintă două zone de funcționare:

-zona activă în care valoarea curentului prin tranzistor este controlată prin intermediul variabilei de comandă(UGS) și în care apar căderi importante de tensiune pe tranzistor;

– zona ohmică de deschidere totală a tranzistorului în care tensiunea pe dispozitiv (UDS(on)) este mică și puțin dependentă de curent.

Denumirea de zonă ohmică dorește să evidențieze procesele diferite care au loc în tranzistorul MOSFET atunci când acesta este în conducție totală, în contradicție cu tranzistorul bipolar unde această stare este inclusă în zona de saturație sau pe dreapta de saturație.La tranzistoarele bipolare deschiderea profundă se realizează printr-o saturație cu purtători de sarcină a stratului bazei și a regiunii de drift a colectorului, iar la tranzistoarele MOESFET prin inducerea unui canal conductor ce are comportamentul unui rezistor de valoare foarte mică.Totuși, având în vederee larga răspândire a termenului de “saturație” aceasta este utilizat adesea și pentru tranzistorul MOSFET în diferite bibliografii.

Pierderile în conducție ale tranzistorului MOSFET de putere sunt date de produsul:

Pon=UDS(on)· ID

Într-un punct oarecare A de funcționare stabilă.Pe de altă parte, pornind de la un comportament rezistiv al tranzistorului MOSFET, în starea de conducție căderea de tensiune pe dispozitiv este dată de relația:

UDS(on)=rDS(on)· ID

unde rDS(on) este rezistența de conducție a tranzistorului pe care o întâlnește curentul de drenă pe traseul figurat în fig.2.1(b).

Se apreciază că aproximativ 70% din pierderile în conducție au loc în regiunea de drift.Rezistența acestei zone,cât și rezistența canalului de conducție sunt în funcție de tensiunea maximă pentru care a fost sintetizat tranzistorul MOSFET de pzează printr-o saturație cu purtători de sarcină a stratului bazei și a regiunii de drift a colectorului, iar la tranzistoarele MOESFET prin inducerea unui canal conductor ce are comportamentul unui rezistor de valoare foarte mică.Totuși, având în vederee larga răspândire a termenului de “saturație” aceasta este utilizat adesea și pentru tranzistorul MOSFET în diferite bibliografii.

Pierderile în conducție ale tranzistorului MOSFET de putere sunt date de produsul:

Pon=UDS(on)· ID

Într-un punct oarecare A de funcționare stabilă.Pe de altă parte, pornind de la un comportament rezistiv al tranzistorului MOSFET, în starea de conducție căderea de tensiune pe dispozitiv este dată de relația:

UDS(on)=rDS(on)· ID

unde rDS(on) este rezistența de conducție a tranzistorului pe care o întâlnește curentul de drenă pe traseul figurat în fig.2.1(b).

Se apreciază că aproximativ 70% din pierderile în conducție au loc în regiunea de drift.Rezistența acestei zone,cât și rezistența canalului de conducție sunt în funcție de tensiunea maximă pentru care a fost sintetizat tranzistorul MOSFET de putere.

Curentul de drenă maxim pe care poate să îl susțină un tranzistor MOSFET de putere în mod continuu, fără să se distrugă termic, se noteazăcu ID, iar curentul maxim de impuls este notat cu IDM.Trebuie remarcat faptul că, datorită coeficientului pozitiv de temperatură, tranzistorul MOSFET de putere nu se poate distruge prin ambalare termică, deci nu prezintă fenomenul de străpungere secundară.

Chiar dacă este relativ mare, atunci când sunt analizate schemele de forță, se neglijează tensiunea de pe tranzistorul aflat în conducție cu punctul de funcționare în zona ohmică.Astfel, se consideră că acest punct se află pe o caracteristică ideală de conducție, așa cum se prezintă în figura 2.2(b).Luând în considerare caracteristica de blocare directă și faptul că trecerea de pe o caracteristică pe alta se poate face în ambele sensuri prin comandă se obțin trăsăturile unui comutator static ideal.

Suprafața cuprinsă între caracteristica de blocare, caracteristica de conducție și limitele impuse de curentul maxim continuu ID, respectiv tensiunea de străpungere directă BVDS, formează aria de funcționare sigură(SOA) sau suprafața de funcționare permisă a tranzistorului MOSFET de putere-Fig2.2(b).Suprafața hașurată reprezintă aria SOA corespunzătoare unei funcționări continue a tranzistorului MOSFET.Dacă tranzistorul funcționează în comutație cu o anumită frecvență și cu o anumită durată relativă de conducție, aria de funcționare sigură suferă o extensie odată cu marirea frecvenței de lucru, în sensul arătat de săgeata din figură.

II.2 Caracteristicile tranzistoarelor bipolare de putere comparativ cu cele ale MOSFET-ului

Dacă sunt analizate caracteristicile tranzistoarelor bipolare de putere comparativ cu cele ale tranzistoarelor MOSFET de putere, așa cum sunt prezentate in tabelul de mai jos, se constată o perfectă complementaritate între cele două dispozitive controlabile.

Tab.1 Caracteristicile complementare ale tranzistoarelor bipolare, respectiv MOSFET de putere

II.2.1 Comparație MOSFET-IGBT

Figura 2.3 Comportamentul în comutație al transiztoarelor MOS și IGBT

Diferențele între tranzistoarele IGBT și MOSFET sunt:

– în conducție tranzistorul MOSFET este echivalent cu o rezistență RON și tensiunea pe dispozitiv crește proporțional cu curentul.

– tensiunea direct maximă pe dispozitiv, în mod uzual în cazul MOS este de 500-600V, iar la IGBT poate ajunge până la 2000-3000V.

– panta graficului tensiune curent (caracteristica de ieșire a tranzistorului) este aproape verticală în cazul IGBT, iar în cazul MOS este mai lină datorită rezistenței interne.

Asemănările între tranzistoarele IGBT și MOSFET:

ambele se comandă în tensiune și datorită impedanței de intrare foarte mari, puterile de comandă sunt foarte mici.

MOSFET-urile se folosesc în aplicații care presupun:

procese cu ciclu de funcțioare redus;

frecvențe joase (sub 20 kHz);

variații mici ale sarcinii;

puteri mai mari de 5 kW; printre acestea fiind: controlul mașinilor electrice cu rotorul în scurtcircuit; surse neîntreruptibile (UPS) ce au o sarcină constantă și o frecvență joasă de operare; instalații de sudură; iluminat de putere mică și frecvență mică, sub 100 kHz.

Tranzistoarele MOS de putere se folosesc în aplicații care presupun:

frecvență mare (peste 200 kHz);

variații mari ale sarcinii;

cicluri de funcționare lungi;

tensiune joasă

puteri sub 5kW; printre acestea fiind: conversie curent continuu /curent continuu; surse în comutație; invertoare de frecvențe mari.

Capitolul III. Circuite de comandă (drivere) dimensionare și proiectare

Drivere IGBT și MOSFET (calcule corecte)

Această aplicație descrie calculul cifrelor de performanță necesare pentru comanda porții pentru o anumită aplicație. Valorile derivate din această aplicație servesc ca bază pentru selectarea celui mai adecvat driver.

Toate evaluările CONCEPT din fișele tehnice se referă direct la cifrele de performanță utilizabile în aplicații.Pentru o prezentare generală rapidă ecuațiile 1, 4 și 5 sunt cele mai relevante.

III.1 Puterea necesară de comandă a driver-ului

Driver-ul porții se folosește la pornirea respectiv oprirea dispozitivului.Pentru a face asta driver-ul porții incarcă poarta dispozitivului de putere până când se pornește VGE_ON sau descarcă poarta până când se inchide VGE_OFF .

Tranziția dintre nivelurile celor două porți cere o anumită cantitate de putere care sa fie disipată în bucla dintre driver-ul porții, rezistențele porții și dispozitivul de putere.Această figură este numită puterea driver-ului PDRV .Driverul porții trebuie să fie ales in funcție de puterea driver-ului cerut pentru un modul de putere dat.

Puterea driver-ului este calculată de la poarta de incarcare Qgate , frecvența de comutare fIN .

(Ec.1)

Dacă există și un condensator extern CGE , atunci driver-ul porții are nevoie să încarce și să descarce acest condensator cum este arătat și în Fig 3.1

Fig.3.1 Poarta cu RC adițional

Valoarea RGE nu influențează puterea cerută atâta timp cât CGE este complet încărcat și descărcat în timpul unui ciclu.Puterea cerută devine:

(Ec.2)

Ecuațiile de mai sus sunt adevarate in porțile non-rezonante.Puterea nu depinde de valoarea rezistențelor porții până când tranziția comutării merge de la on la off și invers.Parametrul porții QGATE urmează să fie determinat.

III.2 Încărcarea porții

QGATE nu trebuie niciodată calculat de la capacitatea de intrare(CIes) a IGBT-ului sau MOSFET-ului.Cies este doar o aproximare a curbei de încărcare a porții.Curba de încărcare a porții puterii unui semiconductor este non-lineară.Din această cauză o încărcare a porții trebuie să provină de la integrarea curbei de încărcare a porții între VGE_OFF și VGE_ON .

Dacă QGATE este dat, este important să se verifice dacă încărcarea porții care este dată este aceeași oscilare a voltajului porții care este folosit in aplicație.Încărcările porții din oscilări diferite ale voltajului nu sunt în general comparabile.De exemplu, nu este o cale exactă pentru a determina încărcarea porții pentru VGE= -10 V la +15 V dacă QGATE este dat pentru VGE= 0 V până la 15 V.

În aceste cazuri, când nu există o diagramă a încărcării porții, singura modalitate de a obține QGATE este de a o masură.Figura 3.2 arată o tranziție tipică de pornire a driver-ului porții.Curentul de ieșire al driver-ului IOUT încarcă dispozitivul de putere al porții.În consecință, zona de sub curba ieșirii curentului reprezintă încărcarea totală a porții cum poate fi văzut in figura 3.2.Timpul de integrare ar trebui să fie destul de mare pentru a acoperi întreaga oscilare a voltajului porții.Timpul de integrare nu trebuie să fie extins dincolo de valori finale a voltajului de iesire.

(Ec.3)

Fig.3.2 Măsurarea încărcării porții

Trebuie avut grijă dacă curentul de ieșire manifestă oscilații.Într-o setare practică, încărcarea porții măsurate este des influențată de oscilațiile curente datorită timpului mai lung de integrare și datorită inacurităților produse de un număr mare de numere mai mici care sunt adăugate în loc de mai puține numere mari.Așadar, este recomandat să se facă setarea non-oscilatorie pentru masurarea încărcării porții.

Oscilațiile curente de ieșire ale driver-ului pot să ducă la disiparea puterii adiționale în unitatea driver-ului porții, datorită efectelor de prindere și a comportamentului non-linear a stagiilor de ieșire și a circuitului de control. Așadar, maximul puterii driver-ului porții folosite este totdeauna provenit din setări cu curent de ieșire non-oscilator.

Conducerea porții rezonante poate să exploateze fenomenul de oscilare cu succes la comutarea frecvenței înalte.

III.3 Curentul maxim

Alt parametru de performanță important a circuitelor porții este curentul maxim al porții:

(Ec.4)

Este recomandat să se aleagă curentul maxim al porții conform IOUT,Max>IOUT(1 order) daca sunt oscilații prezente în curentul porții.Trebuie avut grijă daca oscilatia arată amortizare mică.În acest caz, curentul de vârf poate fi foarte mare și este accesibil doar prin măsurare.

Experiența practică arată că mai puțin de 70% din valoarea de mai sus IOUT(1 order) este vazută în circuitul funcțional pentru valorile rezistorului porții mici, dacă nu sunt oscilații în curentul porții.Motivul pentru această reducere este inductanța parazită în bucla porții.Această inductanță parazită limitează panta curentului la începutul procesului de încărcare a porții.Așadar, este recomandat să alegem driver-ul porții în funcție de cerința urmatoare, cu o reducere de până la 0,7 pentru valorile rezistorului porții mici, dacă nu sunt prezente oscilații în bucla porții:

(Ec.5)

Curentul de vârf al randamentului driver-ului trebuie întotdeauna să fie reconfirmat prin măsurare când se folosește această ecuație.

III.4 Temperatura maximă de operare

Driverele CONCEPT sunt evaluate pentru putere maximă de iesire la -40˚C la 85˚C decât dacă în date nu este specificat altceva.Dacă nu este o explicație dată, puterea și curentul maxim al porții pot fi folosite pentru întreaga temperatura.

III.5 Frecvența maximă de comutare

Cațiva parametrii influențează maximul frecvenței de comutare obținută.În primul rând este puterea de ieșire, rezultată, cum este menționată și în secțiunile anterioare.Al doilea este disiparea puterii variabile în rezistoarele porții.Cu cât este mai mare rezistorul porții cu atat este mai mică puterea disipată în etapa de ieșire a driver-ului la o frecvență dată.Al treilea efect de limitare este autoîncălzirea driver-ului datorită frecvenței ridicate de comutare.

În figura 3.3 este aratată o diagramă simplă a puterii de ieșire versus frecvența de comutare pentru câteva valori ale rezistorului porții.Forma și parametrii curbelor sunt specifice unui anumit driver al porții; curbele prezentate în figură nu sunt general valabile.

Fig.3.3 Puterea permisibilă de ieșire versus frecvența de comutare

III.6 Placa driver-ului

Un card este conectat de regulă la electronica de control prin intermediul unui cablu de lungime variabilă. Prin urmare intrările driverului scală ar trebui protejate corespunzător. Protecția împotriva șocurilor este prevăzută de standardele relevante.

Fig3.4 Sistemul cablului și protecția intrărilor

Figura 3.4 arată protecția circuitului pentru intrări.Diodele Schottky ar trebui să fie folosite pentru acest scop.Rx1s trage intrările la GND dacă conectorii sunt deconectați sau dacă driver-ele de intrare au rezistență mare.Cx1s sunt opționale dacă suprimarea pulsurilor scurte sau vârfurile nedorite sunt cerute la intrări.Valorile componentelor specifice produc o întârziere a semnalului de aproximativ 1µs.

Când cardurile driver sunt controlate prin conecțiuni de cablu, este recomandat să fie folosit un nivel de 15 V în loc de nivelul de 5 V.

Cablurile conectate la cardul driver-ului nu trebuie să fie conectate sau deconectate când poartă curent.

Fig.3.5 Sistemul cablului, protecția și blocarea intrărilor

Utilizatorii încearcă să blocheze semnalele în mod direct ca scurt-circuitul IGBT-ului să fie exclus în orice circumstanță, chiar dacă un semnal “on” este (incorect) prezent la amândouă intrările a unei jumătăți de pod.

Circuitul arătat in figura precedentă corespunde celui din prima figură dar a fost extins printr-o funcție de blocare.

Fig.3.6 Varianta blocării intrărilor cu FET-uri

Circuitul prezentat în figură are aceeași funcție ca cel din figura 3.5 dar a devenit mai simplu prin folosirea FET-urilor.

III 6.1 Monitorizarea voltajului și resetarea puterii

După ce alimentarea cu voltaj a fost aplicată, informația greșită este stocată în memoriile de eroare ale driver-elor scală.Dacă driver-ul scală este folosit direct împreună cu un controller, resetarea memoriei de eroare poate fi declanșată de resetarea puterii circuitului care este de obicei prezentă în fiecare caz.

Fig.3.7 Monitorizarea voltajului și resetarea puterii

Circuitul arătat în figura 3.7 este recomandat când nu este disponibilă resetarea puterii.El constă în două componente discrete.Caracteristicile circuitului sunt:pornirea la aproximativ 12,7 V și oprirea la aproximativ 12 V.

III.6.2 Monitorizarea voltajului și resetarea automată a erorii

Imediat după ce canalul driver-ului a răspuns, starea lui este stocată în memoria relevantă de eroare a driver-ului SCALE.Unele aplicații cer o soluție în care o eroare este urmată de un semnal de eroare de o durată specifică după care sipare automat.

Figura 3.8 arată o variantă a circuitului care satisface această funcție.

Fig.3.8 Resetarea automată a erorii și starea ieșirii

Circuitul are următoarele caracteristici:

În starea normală, ieșirea este de +15 V.În cazul unei erori, tranzistorul de ieșire Q1 se oprește pentru aproximativ 10µs; componentele D1, D2 și R3 sunt menite să protejeze tranzistorul de ieșire Q1.D3 ar trebui să fie o diodă Schttky.

Circuitul din figura 3.9 combină funcțiile celor două secțiuni precedente.Așadar el conține un circuit de monitorizare a subvoltajului și o resetare automată a memoriei de eroare după ce apare o eroare.

Fig.3.9 Monitorizarea voltajului și resetarea automată a erorii

III.6.3 Alimentarea puterii

Sub anumite circumstanțe, convertoarele DC/DC conținute de driver-ul SCALE, pot cauza scurt-circuit în linia de alimentare a voltajului dacă driver-ele sunt scurt-circuitate la ieșire.

O unitate de alimentare a puterii este așadar recomandată cu o funcție de limitare a curentului în linia VDC pentru ca bordul circuitului să nu fie afectat în eventualitatea unui defect.Poate fi util să se adauge un circuit de protecție de polaritate inversă la cardul drive și un circuit de protecție asupra voltajului pe partea alimentării voltajului.Alimentarea voltajului trebuie să fie blocată cu condensatori.Linia de alimentare trebuie să fie de o inductanță mică pentru a evita oscilațiile în alimentarea voltajului.

Fig.3.10 Protecția alimentării voltajului

Capitolul IV. Circuitul plăcii

Fig 4.1 Vedere de ansamblu asupra circuitului

Am realizat schema cablajului cu ExpressPCB si am imprimato pe hârtie foto.

Se ia placa de cablaj care a fost bine curățată în prealabil peste care se suprapune hârtia foto, cu partea imprimată către partea acoperită de cupru si se centrează. Se ia fierul de călcat încins la maxim și se apasă pe hârtia foto pentru a se lipi pe partea cuprată a cablajului.

Se freacă bine cu fierul de călcat pe toată suprafața hârtiei (cu grijă să nu o mișcăm) pentru a se asigura un transfer complet al tonerului pe cablaj. După dezlipirea hârtiei, cablajul imprimat este pus la corodat în clorură ferică.

Pentru realizarea circuitului am folosit următoarele componete: tranzistorul MOSFET IXKN 40 N 60 C,invertor Trigger Schmitt CD40106B, Driver Concept 2SD106AI, tranzistoare,rezistențe de diferite valori, siguranță.

IV.1 Tranzistorul MOSFET IXKN 40 N 60 C

Acest MOSFET este ideal pentru multe aplicații care operează la frecvențe înalte unde pierderile mici în conducție sunt esențiale. Acest dispozitiv a fost optimizat pentru surse de alimentare cu comutație în frecvență înaltă.

Fig.4.2 Simbol

Câteva caracteristici sunt prezentate în tabelul 4.1

Tabelul 4.1

IV.2 Driver-ul Concept 2SD106AI

Acest driver fabricat de către Concept este bazat pe un cip care a fost creat special pentru operarea sigură a MOSFET-urilor de putere dar și a IBGT-urilor.

Fig.4.3 Driver-ul 2SD106AI

Driver-ele au o diodă Zener pe fiecare canal pentru protecția împotriva supravoltajului.Când voltajul depășește 16 V această protecție poate fi motivul supraîncălzirii.Dacă consumul de putere specificat este depășit aceasta indică o supraîncărcare a convertorului DC/DC(convertorul DC/DC nu este protejat împotriva supraîncărcării).Nivelele de intrare nu trebuie să depășească limita voltajului aprovizionat iar curentul porții trebuie să fie limitat la valoarea sa maximă de un rezistor al porții.

Fig.4.4 Diagrama bloc a driver-ului

În tabelul 4.2 sunt prezentați pinii driver-ului și funcția lor:

Tabelul 4.2 Pinii driver-ului

IV.2.1 Sensul colectorului și dimensionarea Rth

Driver-ul 2SD106AI are un colector cu rol de a proteja puterea semiconductorului care este arătat în figura 4.5

Fig.4.5 Sensul colectorului

IV.3 Semnalul PWM

Semnalul PWM este dat cu ajutorul generatorului de funcții Protek 9305 cu următoarele caracteristici:

– Bandă de frecvență 5 MHz

– 1 mV amplitudinea de ieșire pentru semnalul mic

– rezoluție mare și exactitate în semnale FM digitale

– poate reda mai mult de 30 de forme de undă

În figura 4.6 este descris panoul frontal al generatorului:

Fig. 4.6 Panou frontal generator Protek

În următoarele figuri sunt prezentate câteva forme de undă reazilate cu ajutorul generatorului Protek:

Fig 4.6 Semnal sinusoidal, dreptunghic și triunghiular(2V,100KHz)

Fig 4.7 Modulare Fm, Am, semnal treaptă(2V, 100KHz)

IV.4 Sursa Xantrex XPH 35-4T

Fig 4.8 Sursa Xantrex XPH 35-4T

Am folosit sursa de alimentare Xantex 35-4T, este o sursă triplă de tensiune și curent continuu. Această sursă de alimentare are o tensiune logică de ieșire suplimentară cu o capacitate curent 5A. Această ieșire poate fi reglată între 1,5 și 5V.

Această sursă are următoarele caracteristici:

măsurare digitală simultană

3 ieșiri

putere mare la costuri reduse

măsurare digitală simultană

tensiune și curent constant

riplu<2mVrms<10mVpp

răcire prin convecție,nici un ventilator

2 ieșiri X 0-35V,0-4A

reglaj<0,01%

1X tensiune de ieșire 1,5-5V,5A

305W

IV.5 Adaptorul Fluke 80i-110s

Acest adaptor este folosit pentru masurarea curentului.În lucrare l-am folosit pentru masurarea curentului de drenă.Adaptorul Fluke măsoară curentul cu ajutorul senzorului Hall.Cablul adaptorului are terminal cu conector BNC.

Fig 4.9 Adaptorul Fluke 80i-110s

Adaptorul Fluke are următoarele caracteristici:

Interval de măsură curent DC de la 0,1 A…10A/100A

Acuratețe măsură curent DC ±(3% + 50mA)

Interval de măsură curent AC de la 0,1 A…10A/100A

Acuratețe masură curent AV ±(3% + 50mA)

Semnal ieșire 100mV/1A(pentru 10A) și 10mV/1A(pentru 100A)

Tensiune maximă de funcționare 600V

Sursă de alimentare 1 baterie 9V

IV.6 Osciloscopul Tektronix DPO 4104

Tektronik DPO 4104 este un osciloscop cu 4 canale și are următoarele caracteristici și avantaje:

– Modele cu lărgimi de bandă de 500, 300, 100 MHz

– Modele cu 2 și 4 canale

– Frecvențe de eșantionare de până la 2,5 GS/s pe fiecare canal, indiferent de numărul de canale pornite simultan

– Lungime de înregistrare de 5 milioane de esantioane (5M) pe fiecare canal, indifferent de numărul de canale pornite simultan

– Frecvență maximă de captură a formelor de undă de 50.000 wfm/s

– Suită de declanșatoare (trigger) avansate

– Comenzile Wave Inspector asigură o eficiență fără precedent

pentru analizarea formelor de undă

– Afișaj color cu ecran lat WVGA de 9 în. (229 mm)

– Port USB 2.0 pe panoul frontalpentru stocarea rapidă și ușoară a datelor

– Port USB 2.0 tip Device pentru control direct al osciloscopului de la un PC utilizând USBTMC

– Port Ethernet încorporat

– Conectivitate Plug-and-Play și soluții software de analiză

– Vizualizare și control la distanță e*Scope

– Interfața pentru sonde TekVPI acceptă sonde active, diferențiale și de curent pentru scalare și unități de măsură automate

IV.6.1 Panoul frontal

Fig 4.10 Panoul frontal

Osciloscopul Tektronik oferă un panou frontal ușor de utilizat, butoanele de control fiind grupate astfel:

Zoom/Pan – (Zoom (Lupă) /Deplasare)Controale dedicate pe panoul frontal pentru zoom și deplasare. Butonul interior controlează factorul de zoom, iar inelul exterior deplasează caseta de zoom de-a lungul formei de undă. Navigarea in forma de undă nu a fost niciodată atat de simplă.

Fig 4.11 Zoom/Pan

Marcaje – Dacă dorim să marcați forma de undă pentru referințe ulterioare sau pentru navigare rapidă intre evenimente de interes, trebuie să utilizăm butonul Set Mark (Setare marcaj) pentru a plasa „marcaje de referință” pe forma de undă. Utilizăm butoanele și pentru a naviga intre marcajele de utilizator și a căuta marcajele generate.

Fig 4.12 Marcaje

Căutare – Pentru ca să nu rotim la nesfarșit butonul de poziție pe orizontală pe zona de măsurare curentă pentru a găsi evenimentul pe care il căutăm, putem utiliza caracteristica puternică de Search (Căutare) a osciloscopului DPO3000 pentru a găsi și marca toate aparițiile unui eveniment in funcție de criteriile specificate de dvs. Putem efectua căutări de tip front, lățime de impuls, semnal mic (runt), combinație logică, stabilire și menținere (Setup and Hold), timp de creștere/ descreștere și conținuturi de pachete I2C, SPI, CAN, LIN și RS-232/422/485/UART.

Fig 4.13 Butonul de căutare

Magistrale seriale – Declanșăm măsurători in funcție de conținutul la nivel de pachet, vizualizați datele din achiziții ca magistrale cu toate pachetele decodificate în format hexazecimal, binar, zecimal sau ASCII, căutăm în achiziții conținuturi specifice de pachete și chiar vizualizăm toate pachetele decodificate în format tabelar, similar cu vizualizarea pe un analizor logic. Standardele seriale acceptate includ I2C, SPI, CAN, LIN și conținuturi de pachete RS-232/422/485/UART.

Fig 4.14 Magistrale seriale

Afișare de înaltă calitate – Osciloscopul este echipat cu un afișaj cu ecran lat WVGA de 9 in. (229 mm) și înaltă rezoluție (800 x 480 pixeli).

Fig 4.15 Afișajul

USB – Putem utiliza portul USB de pe panoul frontal pentru memorarea simplă și comodă de capturi de ecran, date despre forme de undă și setări ale osciloscopului. Pe panoul din spate mai este disponibil un port tip gazdă (Host) USB pentru conectare de echipamente periferice precum și un port de dispozitiv (device) USB pentru controlarea instrumentului utilizand USBTMC.

Fig 4.16 Portul USB

Controale pe verticală – Controalele pe verticală de tip „buton rotativ per canal” permite o operare simplă și intuitivă. Nu mai trebuie partajat un singur set de controale pe verticală pentru toate cele patru canale.

Fig 4.17 Controale pe verticală

TekVPI – Noua interfață pentru sonde TekVPI permite conectarea directă a sondelor de curent și oferă controale intuitive pe cutia de compensare a sondei, control la distanță pentru setarea sondelor și comunicare inteligentă intre osciloscop și sonde.

Fig. 4.18 Sonde TekVPI

Module de aplicații opționale – Modulele specifice de aplicații extind cu ușurință domeniul de utilizare a osciloscopului prin adăugarea de funcții de declanșare și decodificare de magistrale seriale și de declanșare pe semnale HDTV și semnale

video particularizate.

– DPO3AUTO – cu suport pentru magistrale CAN și LIN.

– DPO3COMP – cu suport pentru magistrale RS-232/422/485/UART.

– DPO3EMBD – cu suport pentru magistrale I2C și SPI.

– DPO3VID – Declanșare pe semnale HDTV și video particularizat.

Fig 4.19 Module de aplicații opționale

IV.6.2 Sonde TekVPI

Interfața pentru sonde TekVPI stabilește un standard privind simplitatea de utilizare a sondelor. Sondele TekVPI au indicatoare de stare și controale precum și un buton de meniu chiar pe cutia de compensare a sondei. La apăsarea pe acest buton se afișează pe ecranul osciloscopului un meniu conținand toate setările și controalele relevante pentru sondă. Interfața TekVPI utilizează o arhitectură nouă de administrare a sondelor care permite conectarea directă a sondelor de curent. Sondele TekVPI pot fi controlate la distanță prin USB, GPIB sau Ethernet, permițand mai multe soluții versatile in medii ATE.

Fig 4.20 Sonde TekVPI

Capitolul V. Măsurători experimentale

Am realizat un experiment de măsurare a perioadei de comutație(Tc) cu diferite valori a rezistenței de grilă.Am pornit de la o valoarea rezintenței de la 2,75Ω până la valoarea rezintenței de 44 Ω.

În figura 5.1 sunt prezentate formele de undă la valoarea rezintenței de grilă Rg= 2,75 Ω a tensiunii de comandă respectiv de forță și a curentului de forță pe frontul descrescător și la T= 4 µs

Fig.5.1 Ch1-Forma de undă a tensiunii de comandă(UGS)- [20V/div],

Ch2- Forma de undă a tensiunii de forță(UDS)- [10V/div],