Dokumen.tips Laborator Ep [607281]

RESTRICTIONAT
1LUCRARE DE LABORATOR 1
REDRESOARE CU DIODE
Clasificarea redresoarelor
Redresorul este un convertor static de putere care face conversia unei tensiuni alternative
într-o tensiune continua, sensul energiei fiind de la rețeaua de c.a. spre consumatorii de c.c.
Redresorul construit cu diode, datorita conducției unidirecționale a acestora, furnizează curent
redresat cu o singura polaritate și, fiind necomandat, o tensiune redresată fixă, de aceeași
polaritate. Notațiile utilizate sunt U d pentru valoarea medi e a tensiunii redresate și I d pentru
valoarea medie a curentului redresat al redresorului.
O schemă de redresor conține, în general, un transformator (poate lipsi când redresorul
se conectează direct la rețea), filtre, diodele redresoare cu elemente de pro tecție ale acestora la
supratensiuni si scurtcircuit (elementele de protecție au fost analizate în capitolul 2 și, pentru
simplificarea schemei, nu vor mai fi reprezentate). Diodele conduc succesiv, după o anumită
regulă, încât în timpul unei perioade core spunzătoare frecvenței rețelei au loc un anumit număr
de comutații ale curentului de sarcină, de la o diodă care a condus la următoarea care intră în
conducție.
Clasificarea redresoarelor (schemelor de redresare) se poate face după mai multe criterii:
1. După felul tensiunii alternative de alimentare:
a) redresoare monofazate – sunt redresoarele alimentate de la o sursa monofazata de
tensiune alternativa; din aceasta categorie fac parte redresorul monoalternanța și redresorul
bialternanța (cu punct medi an sau în punte);
b) redresoare trifazate – sunt redresoarele alimentate de la o sursa trifazata de tensiune
alternativa; cele mai cunoscute conexiuni (nu neapărat și utilizate, după cum se va vedea în
continuare) sunt: redresorul trifazat cu punct median , redresorul în stea hexafazată cu punct
median, redresorul trifazat în punte, redresorul cu dublă stea și transformator interfază,
redresoare duodecafazate (cu 12 pulsuri ale tensiunii redresate pe o perioada a tensiunii rețelei);
2. După posibilitatea d e reglaj a tensiunii de ieșire:
a) redresoare necomandate – sunt redresoarele care furnizează o tensiune de valoare
medie U d constanta; ele sunt construite numai cu diode;
b) redresoare comandate – sunt redresoarele care furnizează o tensiune de valoare m edie
Ud, reglabilă ca nivel; aceste redresoare sunt construite cu dispozitive semiconductoare
comandate (tiristoare sau tiristoare si diode, tranzistoare);
3. După modul de grupare a fazelor tensiunilor alternative (înfășurărilor) care furnizează
tensiunea redresata:
a) redresoare de tip paralel (P m) la care cele m faze alternative (înfășurări), fiecare în
serie cu dioda sa, sunt grupate în stea și apar în paralel în raport cu bornele de ieșire ale
redresorului; redresorul conține m diode, valoarea instant anee a tensiunii redresate fiind egală cu
valoarea instantanee a celei mai pozitive tensiuni din cele m; din aceasta categorie fac parte
redresorul monofazat bialternanță cu punct median (P 2), redresorul trifazat cu punct median (P 3)
și redresorul în stea hexafazată cu punct median (P 6);
b) redresoare de tip dublu paralel (DP m) la care cele m faze alternative (înfășurări) sunt
grupate tot în stea, însă se utilizează 2m diode; valoarea tensiunii redresate în fiecare moment
este egală cu diferența dintre ce a mai pozitivă și cea mai negativă tensiune alternativă; exemple
sunt: redresorul monofazat bialternanță în punte (DP 2), redresorul trifazat în punte având
transformatorul cu secundarul în stea (DP 3);

RESTRICTIONAT
2Sarcină rezistiv -inductivă – conexiunea serie (R+ ωL)
Schema redresorului și formele de undă sunt prezentate în figura 3.4, respectiv în figura 3.5.
Figura 3.4
Figura 3.5
În intervalul de conducție al diodei D putem scrie:
L Rds uuuu 
sau
 ddiL+iR=sinUd
unde:
t=
valoarea efectiva a tensiunii redresate este:



22sin2
2UdsinU21U2/1
022
)RMS(d
Valoarea medie a curentului redresat este:
2cos-1
RU=RU=Id
d

Evident, avem și pentru curentul secundar I s(AV)=Id.
Sarcină rezistiv -capacitivă – conexiunea paralel (R C)
Schema redresorului și formele de undă sunt date în figura 3.7, respectiv figura 3.8.

RESTRICTIONAT
3
Figura 3.7
Figura 3.8
În reprezentarea formelor de undă din figura 3.8 s -a presupus că condensatorul are o
capacitate suficient de mare astfel încât, în regim permanent, acesta nu se descarcă complet
și, deci, încărcarea reîncepe de la o valoare pozitivă U m.
În intervalul de conducție θ al diodei curen ții sunt:
sinRU=iR
cos UC=dudC=dtudC=is d
C  
unde u s este tensiunea din secundarul transformatorului:
sin U=us
Valoarea medie a tensiunii redresate este:








 




 
 


 

   
1 etgsincoscos2Ude sindsin2Ududu21U
tg22
tg2
cd ci d
3.3.2. Redresorul monofazat bialternanță
cu punct median și sarcină rezistivă R.
Schema redresorului monofazat bialternanță cu punct median (priza mediană a secun darului
transformatorului monofazat) funcționând cu sarcină rezistivă este dată în figura 3.9, iar
formele de undă semnificative sunt date în figura 3.10.
Se observă că unghiul de conducție al unei diode este =, iar numărul de pulsuri ale
tensiunii redresate într -o perioadă este q=2.

RESTRICTIONAT
4
Figura 3.9
Pentru )(0, avem u s1>0>us2, deci
dioda D 1 conduce și D 2 este blocată. Rezultă:
sin U=u=u s1d
sinI=sinRU=i=is1d
sin U2-=u-u=u ds2 D2
Pentru ),2( avem u s2>0>us1,
deci dioda D 2 conduce și D 1 este blocată.
Rezultă:
sinU-=u=u s2d
sinI-=i=is2d
sin U2=u-u=u ds1 D1
Figura 3.10
Valoarea medie a tensiunii redresate este:
 U2=sinU1=U
0d
iar valoarea efectivă a tensiunii redresate este:

2Ud2cos21d21UdsinU1U21
0 021
02
)RMS(d 

    
Ținând cont că sarcina este rezistivă, valoarea medie a curentului redresat este:
I2=R U2=RU=Id
d
iar valoarea efectivă este:

RESTRICTIONAT
5I22=
2I=
2RU=RU=I dd(RMS)
d(RMS)
Puterea de curent continuu debitată de redreso r în sarcină este:
RU4=R U2 U2=IU=P22
ddd
Ținând cont că am neglijat pierderile de putere din redresor, puterea furnizată de
transformator redresorului este egală cu:
R2U=R1
2 U=P22
s 


Rezultă randamentul redresorului:
8,08=
PP=2
sd

Valoarea medie a curentului prin diode (egal cu cel printr -o înfășurare secundară)
este:
2I=I=Id
s(AV) F(AV)
iar valoarea efectivă a lui este:
I4=
2I=I=I dd(RMS)
s(RMS) F(RMS)
cu punct median și sarcină puternic -inductivă
Pe intervalul (0, ] dioda D1 conduce și dioda D2 este blocată, iar pe intervalul ( ,
2] conduce D2 și este blocata D1 (figura 3.11). Rezultă, și în acest caz:



]2,(,sinUu],0(,sinUu
u
2s1s
d
dacă se neglijează fenomenul comutației (L c=0)

RESTRICTIONAT
6
Figura 3.11
Figura 3.12
Figura 3.13
Pentru curentul prin tr-o semiînfășurare secundară avem:
2IId
)AV(s ,
2IId
)RMS(s
iar pentru curentul primar avem:
d
ps
)RMS(p )AV(p InnI,0I  
Tensiunea redresată având aceeași forma ca cea din cazul funcționării pe sarcină
rezistivă, rezultă:
0d 0d U2UU2U
deci
0d 0d )RMS( U11,1U
222UU 
cu punct median și sarcină rezistiv -capacitivă – conexiunea paralel (R C)
Cu originea de timp în 0 ecuațiile curenților din circuit (figura 3.15), pe intervalul
de încărcare al condens atorului ],[ sunt :
sinRUiR

RESTRICTIONAT
7 cosCUdduCiC


 cosCsinR1UiCiRid
Cu notațiile din figura 3.16:
 = unghiul la care dioda începe sa conducă ;
 = unghiul de condu cție al diodelor ;
 = unghiul la care dioda se blochează ;
putem scrie:

 
,2,)RC(arctgRCtg0cosCsinR10 id
Figura 3.15
Figura 3.16
Figura 3.17
Figura 3.18
Tensiunea redresată este data de relația:

RESTRICTIONAT
8
 





,,esinU,,sinU
iRRUd
tg
Rezultă valoarea medie a tensiunii redresate:



  desinU1sinU1dud1Udtg
 



 
1etgsinUcoscosUtgsinsintgUcoscosU
în punte cu sarcină rezistivă R
Dacă considerăm tensiunea secundară, sinUus , formată din tensiunile (măsurate
față deun punct secundar median fictiv, figura 3.19):
  sinU21u21us 1s și   sinU21u21us 2s 2s1ssuuu ,
formele de undă caracteristice (figura 3.20) au aceeași alură cu cele de la redresorul
monofazat bialternanță cu punct median.
Figura 3.19
Pentru )(0, avem u s>0, deci
diodele D 1 și D4conduc, D 2 și D3 sunt
blocate. Rezultă:
sin U=u=u sd
sinI=sinRU=i=isd
  sin U-=u=uu s 3D D2
Pentru ),2( avem u s<0,
deci acum conduc diodele D 2 și D3, iar
D1 și D4 sunt blocate. Rezultă:
sinU-=u=u sd
 sinI-=i=i s d
Figura 3.20

RESTRICTIONAT
9  sin U=u=uus D14D
Relațiile de calcul stabilite la redresorul bialternanță cu punct median rămân valabile
(cu observația făcută privind amplitudinea secundară U), deci avem:
– valoarea medie a tensiunii redresate:
 U2=sinU1=U
0d
– valoarea efectivă a tensiunii redresate:

2UdsinU1U21
02
)RMS(d 

– valoarea medie a curentului redresat:
I2=R U2=RU=Id
d
– valoarea efectivă a curentului redresat:
I22=
2I=
2RU=RU=I dd(RMS)
d(RMS)
– randamentul redresorului:
8,08=
PP=2
sd

– valoarea medie a curentului prin diode
2I=Id
F(AV)
-valoarea efectivă a curentului prin diode:
I4=
2I=I dd(RMS)
F(RMS)
în punte cu sarcină puternic inductivă
Dacă considerăm c urentul redresat constant (figura 3.21), formele de undă
caracteristice sunt prezentate în figura 3.22. Funcționarea redresorului este analogă cu cea
pentru sarcină rezistivă.
Curentul secundar și primar i p au forma din figura 3.22, valoarea lor medie fiin d nulă.

RESTRICTIONAT
10Valoarea efectivă a curentului secundar (respectiv primar) este:
 d
ps
)RMS(p d21
02
d21
02
s RMSs InnIIdI1di1I  

   
Figura 3.21
Tensiune redresată are aceeași formă
ca în cazul sarcinii rezistive, deci
relațiile de calcul aferente rămân
valabile.
Pentru dimensionarea d iodelor
relațiile de calcul sunt:
– valoarea medie a curentului:
2I=Id
F(AV)
– valoarea efectivă:
2I=Id
F(RMS)
– tensiunea inversă maximă repetitivă:
U=URRM
Figura 3.22

RESTRICTIONATLucrare de laborator 2
Circuite de comandă în fază
1. Scopul lucrării
Lucrarea își propune să prezinte circuitele de comandă în fază, plecând de la cele discrete
spre cele specializate. Un obiectiv important îl reprezintă însușirea cunoștințelor practice legate
de utilizarea circuitului integrat βAA 145.
2. Introducere teoretică
2.1. Particularitățile comenzii pe poartă a tiristorului
De obicei producatorul de tiristoare indică valorile curentului de poartă IGT și tensiunii de
poartăUGT care asigură amorsarea la o temperatură de 25oC. Astfel,
pentru tiristoarele de mică putere T1N* produse de IPRS Băneasa,
aceste mărimi au valorile IGT=10mA, UGT=1V. Aceste date sunt
valabile pentru un regim de curent continuu, dar ele pot fi folosite și
într-un regim de comandă în impulsuri, dacă impulsurile de
comandă au forma rectangulară cu o durată mai mare de 20 -100s
(în funcție de tipul tiristorului). În
cazul când durata impulsurilor de
comandă este mai mică este necesar
să se mărească în mod corespu nzător
amplitudinea lor.
În cazul când tiristorul este
amorsat (vezi figura 5.1.a), curentul trece prin dispozitiv (și prin
sarcină) numai cât timp iA >IH .
Se poate obține
un redresor cu tensiune
continuă reglabilă, denumit și redresor comandat
(figura 5.1.b), dacă comanda prin intermediul
curentului de grilă ( iG) se întârzie, mai mult sau mai
puțin, în raport cu începutul alternanțelor pozitive.
Funcționarea acestui circuit este ilustrată de
diagramele din figura 5.2. În multe cazuri întârzierea
la amorsare este exprimată prin unghiul a (denumit
unghi de comandă), corespunzator timpului de
întârziere ta:
a =ta,
unde este pulsația tensiunii rețelei de alimentare.
Modificarea acestui unghi se obține cu ajutorul
unor circuite electronice denumite circuite de comandă
în fază (sau circuite de formare a tensiunii de comandă
în fază).
Fig. 5.1.a
Fig. 5.1.b
Fig. 5.2

RESTRICTIONAT
22.2. Circuite de comanda în fază a tiristoarelor cu componente discrete
Cele mai multe scheme de comandă folosesc drept sursă de energie pentru amorsarea
tiristorulu i chiar tensiunea de alimentare a dispozitivului, care poate fi o tensiune alternativă (fig.
5.3.a, b, c), sau o tensiune pulsatorie obținută după o redresare dublă -alternanță (fig. 5.3.d).
a)
b)
c)
d)
Fig. 5.3
În schema din fig. 5.3.a tiristorul amorsează când valoarea instantanee a tensiunii de
alimentare u satisface egalitatea:
u = IGT(RC+ RS) + UGT+ VD
undeVD este căderea de tensiune pe diodă ( 0,6 V),RSeste rezistența de sarcină, iar IGT respectiv
UGT sunt valorile curentului și tensiun ii de poartă
care asigură amorsarea sigură a tiristorului.
Schema din fig. 5.3.a permite un reglaj al
unghiului de comandă în fază (prin creșterea
rezistentei RC) până la unghiul maxim a(max)=90°.
Aceleași performanțe se obțin și cu schema din fig.
5.3.b. Aici, unghiul de comandă crește cu mărirea
constantei de timp =RCCC.
Schema din figura 5.3.c permite obținerea unor valori a>90°. Condensatorul CCse
încarcă prin dioda D1 până la valoarea de vârf ( -Umax) în timpul alternanței negative (când
tiristorul este blocat). Atunci când tensiunea de alimentare începe să crească, dioda D1 se
blochează și apare în circuitul de descărcare rezistența RC. Constanta de timp la descărcare fiind
mult mai mare decât la încărcare ( RC >>RS), este posibil, prin ajust area (în sensul creșterii)
rezistenței RC, ca la sfârșitul alternanței negative să avem încă o tensiune negativă pe
condensator. Pe alternanța pozitivă condensatorul se descarcă complet, iar apoi se încarcă,
schimbând polaritatea tensiunii, până la tensiun ea necesară pentru amorsarea tiristorului (vezi
figura 5.4 în care tensiunea redresată este precizată prin aria hașurată).
Constanta de timp se alege în acest caz cu relația:
RCCC 1,32T4
unde = 2f = 2/T.
Referitor la schema din figura 5.3.d, ea funcționează la fel ca și schema din figura 5.3.b,
cu deosebirea că tiristorul conduce curent în timpul ambelor alternanțe (figura 5.5).
Fig. 5.4

RESTRICTIONAT
3O schemă de comandă mai perfectionată care
permite reglajul întârzieri i la aprindere între a=0
șia=180° este prezentată în figura 5.6.
Tiristorul este comandat în timpul fiecărei
alternanțe cu o tensiune în formă de impulsuri,
produsă cu ajutorul unui tranzistor unijoncțiune
(TUJ). TUJ -ul este configurat într -o schemă d e
oscilator de relaxare, circuitul de reglaj a
perioadei oscilațiilor ( RC +CC) fiind alimentat,
ca și în schemele precedente, cu tensiunea de rețea limitată la o valoare de aproximativ 12÷25 V
cu ajutorul unei diode Zener ( Dz). Funcționarea circuitului d e comandă este redată de formele de
undă reprezentate în figura 5.7, unde uZ este
tensiunea de alimentare limitată de dioda
Zener, iar uC tensiunea la bornele
condensatorului din circuitul de comandă.
Când tensiunea uC ajunge la nivelul de
basculare VT altranzistorului unijoncțiune,
condensatorul se descarcă prin circuitul de
emitor (emitor -baza l) și rezistenta RBl. La
bornele rezistenței RB1 apare un impuls care
amorsează tiristorul. După descărcarea
condensatorului, TUJ -ul se blochează din nou,
iar fenomenele se repetă. Condensatorul se
încarcă și descarcă, producându -se și alte
impulsuri la bornele rezistorului RBl, care însă
practic nu mai au nici o acțiune asupra
tiristorului aflat deja în conducție, dacă primul impuls îndeplinește condițiile de amors are.
Datorită alimentării TUJ -lui cu o tensiune de formă aproximativ trapezoidală, sincronă cu
rețeaua, primul impuls de la oscilator (care amorsează tiristorul în fiecare alternanță) apare
practic la același moment după trecerea prin zero a tensiunii rețe lei. Într-adevăr, la sfârșitul
fiecărei alternanțe tensiunea u Z scade la zero, obligând condensatorul CC să se descarce până la
aceeași tensiune, deci are loc resetarea sa. În acest mod condensatorul reia procesul de încărcare
la începutul fiecărei alterna nțe de la același nivel de tensiune ( 0 V), asigurându -se astfel o
"sincronizare" a impulsurilor de comandă cu tensiunea de alimentare a circuitului anodic al
tiristorului.
Fig. 5.7
În schema din figura 5.6. variația unghiului de comandă se obține prin modificarea
constantei de timp a circuitului, =RCCC. Este posibilă însă și o comandă electronică a unghiului
a cu ajutorul unei tensiuni continue care să alimenteze circuitul de încărcare, menținând
Fig. 5.5
Fig. 5.6

RESTRICTIONAT
4valoarea  constantă (astfel se efectuează un reglaj
automat al puterii disipate în sarcină sau reglarea
valorii medii a tensiunii redresate, prin modificarea
corespunzătoare a unghiului de comandă în fază în
bucla de reacție negativă).
O schemă de comandă a unghiului de
amorsare printr -o tensiunea continu ăucomeste
prezentată în figura 5.8.
În acest caz tensiunea continuă ucom
controlează curentul de încărcare a condensatorului
CC prin intermediul unui generator de curent
(realizat cu un tranzistor pnp). Neglijând curentul
de bază al tranzistorului și no tând cuiC curentul de
colector, tensiunea la bornele condesatorului este
dată de expresia:
tCRuUdtiCu
CCcomt
C C
CC   
0)0(1
Dacă tensiunea continuă de alimentare a circuitului de comandă are valoarea E,
tranzistorul unijoncțiune intră în conducție în momentul t=ta, când u C=E, unde reprezintă
raportul de divizare intrinsec al tranzistorului unijoncțiune. Timpul de întârziere
 
comCCauECRt , poate fi modificat ușor prin variația tensiunii continue de comandă ucom.
Pentru sincronizare, tensiunea de aliment are a circuitului de comandă se obține din
tensiunea rețelei de alimentare cu ajutorul unei diode Zener.
2.3. Circuitul integrat AA 145
Fig. 5.8
Tiristoarele convertoarelor cu comutație naturală se comandă cu impulsuri sincronizate cu
rețeaua de alimentare monofazată sau trifazată. Impulsurile de amorsare se generează cu ajutorul
unor scheme de comandă logice și analogice.
Fig. 5.9

RESTRICTIONAT
5Cu ajutorul acestor scheme, momentul amorsării tiristoarelor se reglează în timp, pe
durata semiperioadei rețelei de alimentare. Reglajul se poate efectua în buclă închisă sau în buclă
deschisă, în funcție de schema de principiu a convertorului de putere.
Schemele electronice de sincronizare cu rețeaua folosesc componente electronice discrete
sau integrate. Circuitul in tegratAA 145 este un circuit monolitic dezvoltat special pentru
rezolvarea problemelor de sincronizare cu rețeaua.
Fig. 5.10
Fig. 5.11
Tehnologia de realizare monolitică are toate avantajele cunoscute privind funcționarea
circuitelor integrate: precizie, stabilitate, dispersie mică a parametrilor, termostatare (temperatură
egală a tuturor componentelor), siguranță în funcționare, preț redus etc.
Schema bloc a circuitului AA 145 este prezentată în figura 5.9 și ea cuprinde:
– etajul de sincronizare;
– etajul generator de tensiune liniar variabilă (rampă descrescătoare);
– comparatorul de tensiune;
– generatorul de impuls;
– etajul logic separator de canale;
– amplificatoarele de ieșire.
Etajul de sincronizare este alimentat cu te nsiune alternativă printr -un divizor rezistiv,
limitând sinusoida rețelei la o amplitudine egală aproximativ cu tensiunea bază -emitor (0,8V).
Tensiunea rețelei fiind de 220V ef, rezultă practic fronturi verticale la fiecare trecere prin zero a
acesteia. Un da dreptunghiulară sincronizează un generator de impulsuri, care generează un
impuls scurt la fiecare trecere prin zero. În cazul când tensiunea vSINC traversează nivelul 0V
(vezi figura 5.10), având valori în ambele domenii de tensiune (pozitiv și negativ ), sunt generate
impulsuri la ambele ieșiri ale circuitului AA 145. Circuitul de sincronizare, odată declanșat, nu
mai este influențat de variația ulterioară a semnalului vSINC, atâta vreme cât acesta nu trece din
nou prin zero.

RESTRICTIONAT
6Etajul generator de tensiune liniar variabilă (rampă descrescătoare) este declanșat de
impulsurile ascuțite și generează o rampă descrescătoare cu amplitudinea de aproximativ 8V.
Comparatorul de tensiune compară valoarea prescrisă (o tensiune între 0 și 8V) cu
rampa de tensiune. În momentul când prescrisa (tensiunea la pinul 8) devine mai mare decât
rampa, tensiunea de la ieșirea comparatorului comută la valoarea negativă de alimentare (de la
+15V la-8V; vezi figura 5.9).
Generatorul de impuls este declanșat de frontu rile descrescătoare ale tensiunii de la
ieșirea comparatorului, rezultând un tren de impulsuri de 100Hz defazat conform valorii
prescrise la intrarea inversoare a comparatorului.
Fig. 5.12
Etajul logic separator de canale distribuie impulsurile generat orului pe două canale de
ieșire, corespunzătoare alternanțelor pozitive și negative. Impulsurile distribuite au fronturi
corespunzătoare și o durată reglabilă între 0,1ms și 4ms (din P2e).
Amplificatoarele de ieșire au rolul de a asigura impulsurilor de comandă un nivel de
putere mai ridicat, suficient pentru a amorsa un tiristor de 1A.
Figura 5.11 redă diagrama formelor de undă la pinii integratului, caracteristice fiecărui
bloc funcțional. Cifrele încercuite pe figură
reprezintă numărul pinului circuit ului integrat
unde se poate oscilografia forma de undă
respectivă.
Figura 5.12 reprezintă schema tipică de
utilizare a circuitului integrat. Grupul
(RS+R2e)CSservește la fixarea duratei rampei,
deci o limitare a domeniului de reglaj la valori
mai mici dec ât 180.
Grupul ( RT + R3e)CT servește la reglarea
lățimii impulsului de amorsare ( tp).
Conectarea la pinul 6 a unei tensiuni de
+15V blochează impulsurile de la pinii de ieșire
(10 și 14), independent de valoarea prescrisă la
pinul 8 ș i valoarea instantanee a tensiunii de
sincronizare. Definiția unghiului de comandă în
fază (amorsare și aprindere) și a unghiului de conducție rezultă din figura 5.13.
Fig.5.13

RESTRICTIONAT
7Configurația pinilor CI AA145:
1- Alimentare(V+);
2- Ieșire monostabil;
3- Masă;
6- Blocare impuls;
7- Rampă de tensiune;
8- Comandă fază;
9- Intrare de sincronizare;
10- Ieșire;
11- Comandă durată;
13- Alimentare(V -);
14- Ieșire;
15- Referință de tensiune;
16- Sincronizare paralel.
Fig. 5.14
Măsurători e lectrice și electronice
a) măsuratori cu voltmetrul de c.c. (cu Ri  20kΩ/V).
Deoarece βAA145 este un circuit de impulsuri se pot realiza pu ține măsurători care să ne
dea informații corecte despre starea de funcționare a acestuia; față de ma să avem potențialele la
pini:
– pinul 13: V 3-13 7V;
– pinul 9: V 9-3 0,6V;
– pinul 16: V 16-3 < 0,1V;
– pinul 7: 3,5V <V 7-3 < 4,5V.
b) măsuratori cu osciloscopul (f > 100kHz și două spoturi).
Recomandabil este ca osciloscopul să fie sincronizat pe un canal cu semnalul de pe pinul
9 și cu celălalt canal să se vizualizeze forma de undă dorită. Baza de timp se reglează
la 2 ms/div., iar sensibilitatea la 0,5V/div. pentru pinul 9 și la 5V/div. pentru pinii 10 și 14.
Formele de undă d in figura 5.11 se obțin pentru V8  5V.
Aplicații ale circuitului βAA145*
Vom folosi notația βAA145* pentru a indica faptul c ă acest circuit se consideră ca în
montajul din figura 5.12. Schemele de aplicații ce vor fi prezentate în continuare vor conține
doar componentele externe suplimentare celor indicate în figura 5.12.
Aplicația 1: Comanda monoalternanță a unui tiristor de 1A
Curentul de poarta necesar pentru amorsarea tiristorului T1N4 (IPRS) este de 15 mA și
deci curentul de 22 mA
asigurat de βAA145 este
suficient pentru amorsare.
DiodaD1 este necesară pentru
asigurarea blocării tiristorului
pe intervalul când tensiunea la
pinul 14 de ieșire este la
valoarea minimă (tranzistorul
intern este saturat, curentul
fiind fixat de valoarea
rezistorului intern).
Fig.5.15

RESTRICTIONAT
8Aplicația 2. Comanda bialternanță a două tiristoare conectate antiparalel
Observăm că ieșirea 14 comandă direct Th1 pe alternanța pozitivă. Ieșirea 10, prin
intermediul transformatorului de impulsuri TrI, comandă Th2 pe alternanța nega tivă (impulsul de
curent pozitiv este aplicat în poarta tiristorului). Dioda D1 evită aplicarea impulsurilor negative
(de exemplu, frontul negativ al impulsului de comandă se transmite în secundarul
transformatorului sub forma unor tensiuni negative pe poa rtă sau, accidental TrI poate fi conectat
invers) pe poarta lui Th2.
Fig. 5.16
Aplicația 3. Comanda bialternanță a tiristorului de 1A aflat într -un montaj în punte
Puntea redresoare 1PM4 realizează redresarea tensiunii de c.a. pentru a permite
polarizarea corectă a tiristorului T1N4 în vederea amorsării, atât în timpul alternanței negative
cât și în timpul celei pozitive. Impulsurile de comandă bialternanță se obțin cu circuitul sumator
realizat cu diodele D1 șiD2.
Fig. 5.17
2.3. Circuitul integrat TDA1085
Circuitul integrat TDA 1085 este un procesor bipolar pentru controlul turației motoarelor
de c.a. prin comanda în fază a unui triac. Circuitul integrat TDA 1085 operează în configurația
cu buclă de reacție închisă și poate realiza următoarele func ții:
– stabilizarea turației motorului;
– protecția la scurtcircuit;
– pornirea lentă (soft star) și intrarea treptată în regimul de turație nominală a motorului;
– generarea a două rampe controlabile de regim de turație.
Schema-bloc a circuitului integra t TDA 1085 este prezentată în figura 5.18, iar aplicația
tipică a circuitului este prezentată în figura 5.19.

RESTRICTIONAT
9
Fig. 5.18
Fig. 5.19
Semnificația pinilor este următoarea:
1- Detector de nul pentru tensiunea de
sincronizare
2- Detector de nul pen tru curentul anodic
3- Limitare curent anodic
4- Turație curentă
5– Turație prescrisă
6- Programare rampă
7- Durată rampă temporizată
8– Masă9- Alimentare stabilizată
10- Rezistor de balast pentru regulatorul
paralel
11- Programare conv ersief/V
12- Intrare convertor f/V
13- Ieșire impuls de comandă a triacului
14- Pantă rampă sincronizată
15- Curent rampă sincronizată
16– Stabilitate reacție.
Blocul de alimentare asigură o tensiune stabilizată de +17V obținută direct de la rețeau a
de 220Vef, printr -un grup de redresare monoalternanță și filtrare cu divizare.
Detectorul de nul al tensiunii de sincronizare declanșează rampa de sincronizare cu
rețeaua.
Blocul care asigură repetiția impulsului de comandă este specific circuitului TD A
1085. În cazul neamorsarii tiristorului se întrerupe rampa de sincronizare și se generează un nou
impuls. Durata tp a impulsului și perioada Tr de repetiție sunt date de catalog fiind fixate de

RESTRICTIONAT
10componente interne ale circuitului. În aplicații curente fol osirea circuitului în acest mod de lucru
nu se justifică.
Semnalul cu informația de turație, conținută
în frecvența acestuia, este aplicat la pinul 6 al
montajului și este transformat într -un tren de
impulsuri dreptunghiulare cu ajutorul circuitului de
formare R19, D3, C7. Transformarea turației
motorului într -o tensiune continuă este realizată de
convertorul frecvență -tensiune f/V.
Pe intrarea neinversoare a amplificatorului
A1 se aplică o tensiune vR produsă de rampa de
temporizare ai cărei parametri s unt determinați de
componentele externe conectate la terminalele 6 și 7
ale circuitului. Tensiunea vR are variația tipică din
figura 5.20.
Rampa de temporizare (tensiunea la pinul 7 al circuitului integrat) prezintă două pante de
creștere, de valori difer ite în general (vezi figura 5.20)
și reprezintă, la altă scară, chiar turația motorului
prescrisă. Dependența de componentele externe care
fixează tensiunile la pinii 5 și 6 ai circuitului integrat
este dată de relațiile:
V1=Vpin6,V2=2V1,V3=Vpin5
Formele de undă pentru tensiunea la pinul 2 al
circuitului integrat ( u2), tensiunea de comandă a
triacului (la pinul 13 -ucom) și tensiunea la bornele
motorului ( um), în regim normal de funcționare și
sincronizate cu tensiunea retelei ( uretea) sunt prezentate
în figura 5.21.
De asemenea, circuitul dispune de blocuri de
protecție la: supratensiune, subalimentare, scurtcircuit,
supraturație, supracomandă, etc., care, în cazul
depășirii valorilor limită prestabilite, acționează
asupra rampei de temporizare și a ram pei de
sincronizare prin intermediul blocului de resetare a turației.
2.4. Alte circuite de comandă în fază
-circuite analogice de comandă în fază : circuitele TEA 1007, U 106 BS, U 111 B și U
217 B (AEG – Telefunken), circuitele l 120 și l 121 (SGS – ATES), circuitul TCA 780 (Siemens)
etc.
– circuite digitale de comandă în fază: sunt implementate, în general, cu
microcontroller RISC, simple și ieftine (exemplu: MICROCHIP 16C54). Tensiunea de
alimentare se obține direct de la rețea iar oscilatorul este, d e regulă, unul de tip RC. Circuitul
primește pe o intrare digitală semnalul de sincronizare cu rețeaua (aplicat de la rețea printr -un
simplu divizor rezistiv), unghiul de comandă obținându -se cu ajutorul unui numărător
programabil intern microcontroller -ului.
3. Echipamente necesare:
– montajul experimental
– osciloscop cu două canale
– sursă dublă de tensiune
– voltmetru numeric
Fig.5.20
Fig. 5.21

RESTRICTIONAT
114. Desfășurarea lucrării
Pentru efectuarea lucrării se folosesc mai multe machete de laborator. Ca rezistență de
sarcină se fo losesc becuri electrice, reostate de putere sau motoare electrice. Alimentarea
circuitelor se face prin intermediul unui transformator separator (cu raport de transformare
adecvat calculat, astfel încât să avem raportul de tensiuni 220/12+12), cu excepția circuitului
integrat TDA 1085 care se alimentează direct de la rețeaua de 220Vef.
4.1. Circuite discrete de comandă în fază
1. Folosind macheta cu schema prezentată în fig.5.22, se studiază modul de funcționare a
circuitelor de comandă din fig.5.3.b și fig. 5.3.c (impulsul de comandă se preia cu călărețul
corespunzător).
Fig. 5.22
Cu ajutorul osciloscopului se vor vizualiza și desena formele de undă de la punctele de
măsură 2, 6, 4 și G, în raport cu catodul tiristorului (punctul de măsură 1). Operația se va repeta
pentru diferitele valori ale rezistenței RC. În acest scop rezistența RC este constituită dintr -un
potențiometru a cărui valoare se poate regla între 0 și 0.5 M . Pentru a realiza conexiunile de
montaj corespunzătoare schemei din fig.5.3.c, borne le 6, 7 și 8 se leagă împreună. În lipsa acestei
legături macheta corespunde schemei de comandă din fig,5.3.b.
2. Folosind aceeași machetă dar schimbând comutatorul K pentru preluarea impulsului de
comandă pe cealaltă poziție, se studiază funcționarea sche mei de comandă cu tensiune continuă
din fig.5.8. În acest scop, la bornele 9 și 10 ale machetei se va conecta o sursă de tensiune
continuă stabilizată, a cărei tensiune de ieșire va fi fixată la o valoare de 1V. Unghiul de
comandă se va regla acționând fi n asupra reglajului de tensiune al sursei. Se vor vizualiza cu
osciloscopul formele de undă din punctele de măsură 2, 3 și 4 (în raport cu borna de masă 1),
pentru diferite valori reglate ale tensiunii continue.
4.2. Circuitul βA145
Lucrarea se efectuează f olosind unul din montajele care conțin schema de utilizare de
bază a circuitului integrat βAA 145 (fig. 5.12). Partea de for ță este conform figurilor 5.15, 5.16,
5.17.După verificarea și alimentarea montajului se fac următoarele reglaje:
– ajustarea din p otențiometrul R2e a rampelor descrescătoare, vizualizate la pinul 7, astfel
încât panta unei rampe să se termine exact atunci când începe următoarea rampă (vezi fig. 5.11);
– reglarea lățimii impulsului de comandă (≈1ms) vizualizat la pinul 10 (sau 14), di n
semireglabilul R3e.
1. Se vizualizează și se interpretează formele de undă de la pinii circuitului, conform
figurii 5.11, pentru diferite valori ale tensiunii de comandă la pinul 8 al circuitului integrat; se
reprezentă grafic =f(Ucom).

RESTRICTIONAT
122. Se modifică din potențiometrul R2e panta rampelor (optim reglată anterior), în ambele
sensuri; de fiecare dată se baleiază tensiunea de comandă observând limitările de reglaj ale
unghiului de comandă care apar.
3. Se urmărește în secundarul transformatorului de impul suri efectul unei lățimi mai mari
a impulsurilor de comandă.
4.3. Circuitul integrat TDA1085
Atenție!!! Montajul experimental cu TDA 1085 (figura 5.19) nu este izolat față de
rețeaua de 220Vef. De aceea, măsurătorile se vor efectua cu grijă și numai sub îndr umarea
cadrului didactic.
1. Se vor vizualiza, corelat în timp, formele de undă din figura 5.21. și rampa de
sincronizare de la pinul 14. Măsurătorile se vor face după ce motorul atinge regimul staționar de
turație corespunzător tensiunii V3 din figura 5. 20.
2. Se vizualizează rampa de temporizare din figura 5.20 și se studiază efectul pe care îl
are evoluția acesteia asupra tensiunilor din figura 5.21.
3. Se studiază efectul variației tensiunilor la pinii 5 și 6 asupra rampei de temporizare.
Tensiunea la pinii 5 și 6 se reglează cu ajutorul a două potențiometre aflate pe panoul frontal al
machetei.
5. Întrebări
1. În ce domeniu poate fi reglat unghiul de comandă  pentru schemele de comandă în
fază studiate? Ce elemente influențează plaja de reglare și s tabilitatea în timp a lui ?
2. Care sunt avantajele tehnologiei monolitice?
3. Care sunt blocurile funcționale ale circuitului integrat βAA145?
4. De ce este necesară cuplarea unor rezistențe de la ieșirile circuitului integrat βAA145,
către plusul tensi unii de alimentare?
5. Care convertoare necesită impulsuri de comandă sincronizate cu rețeaua ?
6. Definiți unghiul de comandă?
7. Care este principiul de reglare a turației motoarelor asincrone monofazate cu circuitul
integrat TDA 1085?
8. Care este rolul blocului care asigură repetiția impulsului de aprindere?
9. Concepeți o schemă bloc și una logică pentru un circuit digital de comandă în faza.
6. Bibliografie.
1.M.Bodea ș.a., Diode și tiristoare de putere, vol. 1, Ed. Tehnică, București, 1990.
2.xxx,Diode și tiristoare , catalog IPRS 1995.
3. xxx Motorola Analog IC Device Data – TDA 1085C

RESTRICTIONATLucrarea de laborator numărul 3
Studiul convertoarelor monofazate cu control prin fază
1.Scopul lucrării
Lucrarea își propune studiul detaliat al funcționării convertorului monofazat cu control
prin fază, de tip:
– convertor monofazat monoalternanță;
– convertor monofazat bialternanță:
– cu punct median;
– în punte integral comandată;
– în punte semicomandată;
În acest scop se vor oscilografia formele de undă al curenților și tensiunilor în punctele
semnificative ale redresorului, în special pe sarcină .
Sarcina convertorului va fi de tip pasiv: rezistivă R, rezistiv -inductivă R -L, puternic
puternic inductivă L, respectiv de tip activ R -L-E (motor de curent continuu în serie cu o bobină
de filtrare). În consecință se va putea studia funcționarea converto rului atât în regim de conducție
continuă, cât și întreruptă. Se va pune în evidență fenomenul suprapunerii curenților anodici și se
va măsura unghiului  de suprapunere anodică. Se va evidenția rolul diodei de nul.
Cu ajutorul mărimilor măsurate experimen tal se vor trasa grafic:
– caracteristica de reglaj: ;
0
fUU
ctIdd
d
– caracteristicile externe: ;
0d
ctddIfUU

– caracteristicile de sarcină: ;
0d
ctddIfPP

Rezultatele obținute experimental se vor compara cu cele obținute prin s imulare.
2.Introducere teoretică
Circuitul fundamental pentru convertorul monofazat monoalternanță este prezentat în
figura3.1, iar formele de undă ale tensiunii și curentului pe sarcină R -L în figura 3.2.
Ecuația curentului este:
 







tg ZUi exp sin sin , (3.1)
unde:
 QRLtg LRZ   ,2 2 ( 3.2)
Conducția se prelungește până la unghiul de fază , când
0i . Rezultă ecuația de definire a unghiului :




tgexp sin sin (3.3)
Fig.3.1

RESTRICTIONAT
2Se observă că:
 (3.4)
 (3.5)
 (3.6)
Tensiunea redresată medie este:
2coscossin2
 
UdUUd (3.7)
iar curentul mediu este :
RUId
d
 ( 3.8)
În cazul convertorului monofazat
bialternanță valorile medii sunt duble. Dacă este
îndeplinită condiția ( 3.6), conducția curentului
prin sarcină este întreruptă, deci:
RUIUUd
d d
  
 ,2coscos2 (3.9)
Dacă este îndeplinită condiția ( 3.4),
conducția curentului prin sarcină este
neîntreruptă. Fiecare tiristor preia conducția de la
cel precedent și conduce jumătate de perioadă,
deci:
RUIU UUd
d d

  ,cos2sin (3.10)
Notând, pentru =0, cuUd0, respectiv
Id0 tensiunea redresată medie, respectiv curentul
redresat mediu, se definește caracteristica de reglaj:
00dd
dd
II
UUR ( 3.11)
În cazul conducției neîntrerupte
(bialternanță și ) avem:
cosR , (3.12)
iar pentru conducție întreruptă (bialternanță și >
sau monoalternanță) avem:
2coscosR ( 3.13)
Soluțiile ecuației ( 3.3) sunt reprezentate în
figura3.3 (dependența unghiului de stingere ), iar
caracteristicile de reg laj în figura 3.4.
Curbele trasate cu linii pline corespund
convertorului bialternan ță (inclusiv granița
 dată de relația 3.5), iar împreună cu
prelungirile acestora (cu linii întrerupte) corespund
convertorului monoalternanță.
Fig.3.2
Fig.3.3
Fig.3.4

RESTRICTIONAT
3Caracteristica externă a convertorului
monofazat bialternanță, în cazul cel mai raspândit în
practică, când impedanța generatorului are caracter
pur inductiv ( LC) și sarcina este puternic inductivă,
este dată de relația:
dc
0d dIXcosUU   (3.14)
Prin normare se obține caracteristica externă:
c2
sc2
scd
ct0dd
XU2I,IIcosUU 

 (3.15)
În figura 3.5 sunt reprezentate
caracteristicile externe ale
convertoarelor bialternanță cu
funcționare într -un cadran (vezi ecuația
3.15).
Pentru090 valoarea medie
a tensiunii devine negativă, determinând
pe o sarcină pasivă ( R-L), încetarea
conducției. Dacă însă sarcina are un
caracter regenerativ ( R-L-E) domeniul
de reglaj poate fi extins la tot domeniul
,o.
În figura 3.6 este r eprezentat
fenomenul de suprapunere anodică (în
figura3.3.a este prezentată schema
electrică de comutație pentru
convertorul cu nul, iar în figura 3.3.b
tensiunea și curentul prin sarcină).
Pe durata suprapunerii
anodice, tensiunea redresată are
valoarea:

2 121
ss d uuU  (3.16)
Deoarece
2 1 s s uuu  ,
pe durata comutației anodice
tensiunea redresată este deci
0du.
Fig.3.3.b)
Fig.3.3.a)
Fig.3.5

RESTRICTIONAT
4În figura 3.7 este reprezentată schema convertorului
monofazat în punct median și două pul suri (dublă alternanță) iar
formele de undă ale tensiunii și curentului pe sarcină sunt date în
figura3.8, în cazurile: a – sarcinaR; b- sarcinaL; c și d- sarcinaR-L
în regim de conducție continuă , respectiv conducție
întreruptă;
Păstrând notațiile, formele
de undă rămân aceleași și pentru
convertorul monofazat în punte
complet comandată (figura 3.9: a-
schema electrică; b, c, d – faze de
funcționare).
Avantajul convertoarelor
comandate monofazate în punte
este acela că puterea
transformatorului de rețea este cu
11% mai mare decât puterea utilă
0 0PIUdNd (relația 3.21), în
timp ce la convertorul monofazat
cu punct de nul este cu 34% mai
mare (relația 3.20), din cauza
functionării unei singure jumătăți,
din înfășurarea secundară, la un
moment dat.
Fig.3.9
Fig.3.7
Fig.3.8

RESTRICTIONAT
5Puterea transformatorului, considerând un raport de transformare egal cu 1 ( Up=Us), se
determină cu relația generală:
sp tr PPP 21 (3.17)
Pentru convertorul monofazat cu punct de nul puterile din primar, respectiv secundar,
sunt:
do do defsdefpefpp P UIUIUIP
2222   (3.18)
022222 2d dod
efsefss PUIUIP  (3.19)
Obținem:
034.1
2114d do tr P P P 

 (3.20)
Analog, obținem pentru convertorul monofazat în punte:
0 0 0 11.1
22d d d P P P  (3.21)
În aplicațiile în care este necesară doar o tensiune redresată, pozitivă, adică funcționarea
numai în regim de redresor, o parte din tiristoarele convertoarelor monofazate în punte pot fi
înlocuite cu d iode. Se obțin astfel punțile semicomandate la care tensiunea redresată medie este:
2cos12 s
dUU , (3.22)
undeUs=U reprezintă amplitudinea în secundar.
Valoarea maximă a tensiunii redresate este:
s
dUU2
0 (3.23)
În figura3.10 este prezentată puntea monofazată semicomandată în două variante de
amplasare a diodelolor (a – simetric; b – asimetric), iar în figura 3.11 sunt prezentate formele de
undă ale tensiunii și curentului de alimentare, respectiv tensiunii și curentului redresat pentru
varianta simetrică la un unghi de comandă =450.
Fig.3.10
Funcționarea acestui redresor în condiții reale este de asemenea însoțită de fenomenul
suprapunerii anodice și al conducției întrerupte, fenomene ce vor fi puse în evidență pri n
oscilografierea curenților în montajul exprimental.

RESTRICTIONAT
6În ceea ce privește forma și mărimea
tensiunii redresate, redresoarele monofazate în
punte semicomandată nu se deosebesc cu nimic de
redresoarele monofazate bialternanță cu nul sau în
punte integral co mandată care au diodă de nul. În
schimb apare avantajul unei echipări mai ieftine.
Funcționarea convertoarelor analizate
până acum în cazul unei sarcini de tip R-L-E
(motor de curent continuu) prezintă anumite
particularități datorită prezenței tensiunii
electromotoare E (vezi figura 3.12. în care este
prezentată schema echivalentă a unui motor de
curent continuu cu excitație independentă, în
regim staționar).
Astfel, pentru un unghi de comandă  dat,
funcționarea convertorului în regim de redresor
poate fi în regim de conducție permanentă sau în
regim de conducție întreruptă în funcție de nivelul
tensiunii electromotoare, care la rândul ei depinde
de turația motorului (modificându -se în funcție de
sarcina la arborele motorului).
Astfel, turația motorului d e curent
continuu este dată de expresia:
cdad
CIRUn ( 3.24)
iar cuplul electromotor dezvoltat este:
dm emICM ( 3.25)
unde:
NNaN
cnIRUC ( 3.26)
respectiv,
c
NNaN
m CIRUC30 ( 3.27)
De asemenea, tensiunea electromotoare E la bornele motorului este:
nCEe ( 3.28)
Schema echivalentă din figura 3.12 este valabilă în regim stabilizat Id=ct.
Mașinile de curent continuu au o rezistență relativ mică. Din aceasta cauză, pentru a
limita curentul care apare datorită diferenței dintre tensiunea
redresată, variabilă în timp, și tensiunea electromotoare E a
motorului, între redres or și motor se conectează o inductanță auxiliară
(Laux).
În cazul când bobinaauxadLLL asigură o conductanță
permanentă ( Id=ct.) obținem:
dd d IREU  , ( 3.29)
undeRd este rezultanta rezistențelor din circuitul de curent continuu.
Fig.3.11
Fig.3.12

RESTRICTIONAT
7Neglijând aceste pierderi, Rd=0, obținem:
E UUd d  cos0 ( 3.30)
Fiind în cazul conducției permanente, din relația 3.5 rezultă că pentru un unghi de
comandă mai mare decât2,
tensiunea electromotoare își
schimbă semnul ( E<0).
Bineînțeles că sensul
curentului redresat nu poate să se
schimbe deoarece prin
elementele redresoare curentul
poate să treacă numai într -un
singur sens. În acest regim,
mașina de curent continuu
funcționează ca generator iar
convertorul în regim inversor.
Energia generatorului de curent
continuu ajunge prin circuitul
convertorului în rețeaua de
curent alternativ.
În figura 3.13. este
prezentat convertorul monofazat
bialternanță cu punct median în
regim de redresor (a) și în regim
de invertor (b).
În cazul când Ld scade,
poate să apară regimul de conducție întreruptă. Din ecuația diferențială:
,sinE UdtidLsd
d (3.31)
se obține ecuația curentului redresat:


s ds
dUE
LUi coscos (3.32)
Curentul redresat se anulează la unghiul  dat de relația:
  
sUEcoscos (3.33)
În figura3.14 este reprezentat regimul de conducție întreruptă al convertorului monofazat
bialternanță (cu doua pulsuri): a – regim redresor; b – regim invertor (partea hașurată reprezintă
tensiunea de pe bobina L d).
Funcționarea convertorului în cele două regimuri de conducție (continuă și întreruptă)
diferă foarte mult din punct de vedere a reglajului unghiului de comandă. În cazul conducției
permanente, o schimbare mică a unghiului de comandă poate să determine modificarea puternică
a curentului motorului. În regiunea conducției întrerupte schimbarea curentului necesită
modificarea în mai mare masură a unghiului de comandă.
Fig.3.13

RESTRICTIONAT
8În figura3.15 sunt prezentate:
a- funcționarea convertorului în
conducție permanentă (la 2 tensiunea
redresată este nulă);
b- în conducție întreruptă (curentul
redresat este nul și tensiunea la bornele
motorului este tensiunea electromotoare E;
c- caracteristicile externe de
conducție întreruptă și permanentă.
Fig.3.15
3.Aparate și echipamente utilizate
– osciloscop cu două canale;
– voltmetru c.a/c.c și ampermetru c.c;
– reostat 033/66W (sarcina R); bobina de filtrare (autotransformator ATR 8) (sarcina L);
– baterie de acumulatori 12V (sarcina R -E);
– motor de c.c 12V (sarcina R -L-E);
– macheta laborator. Pe panoul frontal al machetei de laborator se găsesc următoarele
elemente de conectare, comutare și reglaj:
-comutatorul K permite conf igurarea convertorului într -una din variantele:
– p.m.–monofazat bialternanță cu punct median;
– c.c.–monofazat bialternanță în punte complet comandată;
– s.s.–monofazat bialternanță în punte semicomandată simetrică;
– s.a.–monofazat bialternanță în punte semicomandată asimetrică;
-întrerupătorul K0 pentru introducerea în circuit a diodei de nul;
-întrerupătorul K1 pentru introducerea în circuit a inductanței auxiliare de filtrare;
-întrerupătorul K2 permite introducerea inductanțelor de comutație în circuitul de
alimentare;
-potențiometrul P, pentru reglarea unghiului de comandă .
– borne care permit accesul pentru vizualizarea și măsurarea curenților și tensiunilor
din circuitul redresoarelor
Fig.3.14

RESTRICTIONAT
94.Desfășurarea lucrării
4.1.Experiment
a. Studiul convertoare lor monofazate (p.m.; c.c; s.s.; s.a.) cu reglaj de fază având sarcină
rezistivă.
1. Se conectează sarcina rezistivă (reostat) în serie cu ampermetrul ( Id=0,5A), șuntând
bobina auxiliară ( Laux=0) și inductanța de comutație ( Lc=0). Dioda de nul D0 nu esteconectată.
2. Se măsoară tensiunea efectivă aplicată la intrarea convertorului, determinându -se
amplitudinea semnalului sinusoidal aplicat convertorului.
3. Având permanent în vedere semnul mărimilor vizualizate și alegerea corectă a
punctulului comun de m asă, se oscilografiază următoarele mărimi caracteristice redresorului:
-tensiunea și curentul prin sarcină;
-tensiunile și curenții prin tranzistoarele și diodele care intră în schema convertorului;
-tensiunea și curenții prin faze;
-tensiunea pe bobina de fi ltrare (când este cazul);
Toate oscilogramele se vor reprezenta grafic la scară, sincron, punându -se în evidență
tensiunea sinusoidală de la intrarea convertorului și impulsurile de comandă ale tiristoarelor,
eventual, grupându -se graficele. Oscilogramele se vor face la un unghi de comandă =00,=300,
=600 și un curent de sarcină I d=0,5A.
4. Se conectează un volmetru de c.c. pentru a măsura tensiunea medie redresată Ud (la
bornele + L șiM).
5. Se măsoară experimental și se reprezintă grafic caracterist icile de funcționare ale
redresorului:
– carcteristica externă: ctd dIfU  , unde I d [0,2]A, iar =00, 300 și 600;
– caracteristica de comandă externă a redresorului ct fU
dI d 
 la AId5,0
– caracteristica de sar cină 
ctdI dfP
 laId=0,5A, considerând Pd=UdId
3. Se determină unghiul de suprapunere anodică  (când apare fenomenul), cu și fără
inductanțele suplimentare de comutație, determinându -se inductanțele de comutație proprii
circuitului (ad ică inductanțele de scăpări ale transformatorului, inductanțele firelor de legatură,
etc). Pentru Id=0,5A se determină unghiul  cu și fără inductanța auxiliară Lc, pentru=00, 300,
600 și 900.
7. Se observă efectul conectării diodei de nul D 0 asupra fun cționării convertorului,
vizualizând tensiunea și curentul de nul, precum și celelalte forme de undă enumerate la punctul
3.
b. Studiul convertoarelor monofazate cu reglaj de fază având sarcină puternic inductivă.
Se repetă punctele 1 7.
c. Studiul convert oarelor monofazate cu reglaj de fază având sarcină rezistiv -inductivă
 RLtgLR, . Se repetă punctele 1 7, suplimentar se va determina unghiul , urmărind
care este valoarea unghiului  la care se face trecerea de la regimul de conducție contin uă la
regimul de conducție întreruptă.
d. Studiul convertoarelor monofazate cu reglaj de fază având sarcina R -E (baterie de
acumulatori + reostat). Se repetă punctele 1 7.
e. Studiul convertoarelor monofazate cu reglaj de fază având sarcina R -L-E (motor de
c.c. + bobină de filtrare). Se repetă punctele 1 7. Suplimentar se va determina pentru =00, 300,
600 și900, curenții de mers în gol și inductanța bobinei de filtrare necesare pentru asigurarea (la
limită) a regimului de conducție continuă.

RESTRICTIONAT
104.2. Simular e
1. Utilizând programul SPICE se simulează funcționarea convertoarelor monofazate
(monoalternanță sau bialternanță: p.m.; c.c.; s.s.; s.a.) pe diverse tipuri de sarcină.
– R;
– R+L (>=lim), R+L (<=lim);
– R+E;
– R+L+E ( >lim), respectiv R+L+E ( <lim);
S-a notat cu lim valoarea unghiului de comandă la care se face trecerea de la regimul de
conducție întreruptă la cel de conducție continuă.
2. Se compară rezultatele obținute prin simulare cu cele măsurate experimental. Se
urmărește și comportarea în regim tranzitoriu, fenomen care nu poate fi observat experimental.
3. Se analizează fenomenul comutației anodice pentru convertorul monofazat bialternanță
cu punct median având sarcina puternic inductivă ( Id=0,5A) la diferite unghiuri de comandă
(pentru=00, 300, 600 și900). Se compară rezultatele obținute prin simulare cu cele obținute
experimental.
5.Întrebări; teme de casă
1.Ce se întâmplă în cazul sincronizării incorecte a schemei electronice de comandă cu
schema electronică de forță?
2.Care este ef ectul măririi bobinei de filtrare, Laux?
3.De cine depinde unghiul de suprapunere anodică  ?
4.De ce este necesar să cunoaștem unghiul de comandă specific limitei dintre cele
două regimuri de conducție ( lim)? Cu ce element de circuit puteți influența această valoare
limită?
5.Ce se întamplă dacă se montează o diodă de nul la ieșirea convertorului? Care va fi
forma caracteristicii externe în acest caz?
6.De ce nu poate deveni negativă tensiunea redresată în cazul convertorului monofazat
bialternanță cu diodă de nu l, respectiv convertorului monofazat bialternanță în punte
semicomandată?
7.Ce diferențe există în funcționarea convertoarelor de tip s.a., respectiv s.s.?
8.Ce relație există între turația motorului de curent continuu în regim stabilizat și
unghiul de comandă  al convertorului?
9.Cum operați cu motorul de curent continuu, aflat pe post de sarcină variabilă, legat
printr-un cuplaj elastic de motorul de curent continuu comandat de convertor, pentru a trece
convertorul în regim de invertor?
3. Bibliografie
1.Teodorescu, I., Electronică industrială, curs litografiat, I. P. București, 1990
2.Ponner, I., Electronică industrială, E.D.P., București 1972
3.Kelemen, A., Imecs, M., Mutatoare, E.D.P., București, 1978
4.Constantin. P., ș.a., Electronică industrială, E.D.P., Bucure ști, 1972

RESTRICTIONATLucrare de laborator 4
Variatoare de putere pentru tensiuni alternative
1.Scopul lucrării
Lucrarea își propune o analiză teoretică (prin modelare -simulare) și experimentală a
variatoarelor de putere pentru tensiuni alternative. Se va insista asupra come nzii cu reglarea
unghiului de fază a intrării în conducție a contactorului electronic (realizat cu tiristoare sau
triace), pe sarcină rezistivă sau rezistiv -inductivă (motor asincron).
De asemenea, sunt studiate succint și variatoarele de putere cu regla rea numărului de
perioade de conducție, respectiv cu reglarea timpului de conducție în cadrul unei eșantionări cu
frecvență ridicată a tensiunii rețelei.
2.Introducere teoretică
2.1. Tipuri de variatoare de putere
Reglarea puterii furnizată unui consuma tor având o impedanță dată, se poate face prin
reglarea tensiunii alternative
la bornele acestuia. Dacă
sursa de alimentare nu are
posibilități de reglare a
tensiunii, atunci, între
aceasta și consumator
trebuie să se introducă un
circuit de putere special izat,
denumit variator de putere
(sau de tensiune). Deoarece
variatoarele de putere
realizate cu contactoare
electronice aplică pe sarcină
eșantioane din tensiunea
sursei de alimentare,
tensiunile de intrare și ieșire
pot fi comparate doar prin
valorile lo r efective. Din
acest motiv, vom folosi în
continuare noțiunea de
variatoar de putere.
Reglarea puterii
poate fi efectuată prin
variație continuă sau
discretă, între o valoare
minimă (apropiată de zero)
și o valoare maximă
apropiată de valoarea
puterii ma xime din sarcină,
care apare la conectarea
directă a sarcinii la sursa de
alimentare).
Fig. 7.1

RESTRICTIONAT
2În acest sens, domeniul de reglaj al unui variator se defineaște în procente față de
valoarea maximă (de exemplu între 10% și 90% din puterea maximă).
Reglarea electr onică a puterii în curent alternativ prin eșantionarea tensiunii de intrare,
obținută prin conectarea și deconectarea periodică a sarcinii la sursa de alimentare, determină o
putere medie furnizată sarcinii dependentă de raportul dintre durata de conectare și perioada de
eșantionare.
De regulă, consumatorii astfel alimentați nu acceptă o componentă medie de curent,
deoarece prezența acesteia poate provoca saturarea circuitelor magnetice. De aceea eșantionarea
trebuie făcută simetric atât în timpul alternan țelor pozitive cât și al celor negative. În consecință;
procesul de eșantionare trebuie să fie de regulă sincronizat cu frecvența rețelei. Principial, se pot
deosebi trei modalități de reglare, specifice variatoarelor de putere :
– variatoare cu reglarea n umărului de perioade de conducție Nc, cuprinse în timpul de
conducție Tc; perioada de eșantionare Te este de regulă mult mai mare decât perioada rețelei T
(figura 7.1.a);
– variatoare cu reglarea unghiului  de comandă în fază a contactorului electronic î n
timpul fiecărei alternanțe; perioada de eșantionare este jumătate din perioada rețelei (fig. 7.1.b);
– variatoare cu reglarea raportului de conducție în timpul unei eșantionări cu frecvența
mult mai mare decât frecvența rețelei (figura 7.1.c);
La variatoarele din prima categorie, datorită cerinței ca atât timpul de conducție cât și cel
de blocare să cuprindă un număr întreg de perioade (sau semiperioade), reglarea puterii se face
prin valori discrete, date de rapoarte raționale subunitare Nc/Ne, undeNe reprezintă numărul total
de perioade cuprinse în perioada de eșantionare. Celelalte două metode permit o reglare continuă
a puterii în sarcină.
Circuitul de putere al variatoarelor de putere (contactorul electronic) este constituit din
tiristoare sau tria ce, diode și tiristoare sau diode și tranzistoare, ale căror structuri de bază sunt
prezentate în figura 7.2.
Fig. 7.2
Circuitele din figura 7.2.a și b sunt identice funcțional, cele două tiristoare din prima
schemă fiind înlocuite de un triac în ce a de-a doua.

RESTRICTIONAT
32.2. Variatoare de putere cu reglaj prin fază
În conformitate cu figura 7.1.b, conducția începe pentru fiecare sens de conducție, la o
fază, măsurată de la trecerea prin zero a tensiunii de alimentare. Frecvența comutărilor este
tot timpul egală cu dublul frecvenței rețelei. În literatura de specialitate (vezi bibliografia) sunt
prezentate sub titlul de variatoare de putere și variantele în care fc=f, care transformă sistemul în
redresor monofazat, precum și cele cu comandă asimetric ă, în care unghiul de comandă pentru
alternanța pozitivă este diferit de cel pentru alternanța negativă.
Fig. 7.3.a
Fig. 7.3.b
Fig. 7. 3.c
În figurile 7.3, 7.4 și 7.5 se prezintă pentru trei tipuri de contactoare electronice, formele
de undă specifice și comanda cu izolare galvanică cu circuitul integrat A145.

RESTRICTIONAT
4
Fig. 7.4.a
Fig. 7.4.b
Fig. 7.4.c
Fig. 7.5.a Fig. 7.5.b
Pentru comanda variatorului din figura 7.5.a se utilizează tot o schemă cu însumarea
impulsurilo r de comandă, asemnănătoare cu cea prezentată în figura 7.3.c.

RESTRICTIONAT
5Coeficienții Fourier sunt dați de expresiile:
0 sin1sin12
0    

dU dUa
   

2
1 12cos2cossin1cossin1 Ud U d Ua
     

22 2
11 22sin2sin1sin1 UdU dUab
deci:
     2/12
1 22sin12cos2Uc
22sin12cos
1tgarc
Pentru componentel e superioare avem:
  



 
11cos11111cos111
21 1
nnnnUan n
n




 
1sin1111sin111
21 1
nnnnubn n
n
22
nn n bac 
Dependența amplitudinii primelor câtorva armonice de unghiul de comandă (observând
că există doar componente spectrale de rang impar) este ilustrată în figura 7.6.
Fig. 7.6 Fig. 7.7
Valoarea efectivă a tensiunii pe sarcină se poate evalua fie cu o sumă infinită a
componentelor spectrale:

12 2
)(21
nn RMSL c U
fie prin integrare directă, conform definiției:


2sin21
2sin12
22 2
)(Ud U URMSL

RESTRICTIONAT
6Introducând factorul
21
2sin21






se obțin factorii de reglaj:


)()(
)()(
0RMSRMSL
RMSLRMSL
uUU
UU

2
0PP
p
Puterea aparentă rezultă din:
S () = URMS .IRMS
și
RUIRMSL
RMS)(
astfel că
 0 )(2
)(PRUSRMS
Se observă că factorul de putere este egal chiar cu 

)(
SP
Dependența factorilor u = șip în funcție de unghiul de comandă este prezentată în
figura 7.7.
2.3. Variatoare pentru reglarea turației motoarelor asincrone
O metodă simplă d e reglare a turației motoarelor asincrone se obține prin variația valorii
efective a tensiunii alternative de alimentare a motorului ( Uef). Modificarea tensiunii efective de
alimentare duce la modificarea puterii absorbite de motor și implicit a cuplului e lectromagnetic:
2



fUctMef
elm,
undef este frecvența rețelei.
Prin variația cuplului electromagnetic se obține o variație a alunecării ( s) care duce la
modificarea turației ( n) conform relației::
n=ns(1-s),ns=60f/p,
undens este turația de sin cronism, iar p reprezintă numărul de perechi de poli ai motorului.
Circuitul de comandă se realizează practic cu ajutorul unui circuit cu control în fază (vezi
figura 7.8). Metoda de comandă cu control în fază utilizând circuitul integrat TDA 1085 a fost
descrisă în cadrul lucrării 5.
În lucrarea de față se vor studia aspecte specifice privind funcționarea motorului,
vizualizând tensiunea la bornele motorului ( uM) și curentul prin motor ( iM). Datorită caracterului
inductiv al sarcinii (vezi figura 7.9, în care se prezintă schema echivalentă pentru o înfășurare a
unui motor asincron) apare fenomenul de prelungire a conducției curentului prin înfășurarea
motorului până la unghiul , după cum se prezintă în figura 7.10 la un unghi mare de comandă.

RESTRICTIONAT
7În aceeași f igură se observă că pe timpul blocării tiristorului, tensiunea la bornele motorului este
diferită de zero, datorită tensiunii induse de rotor (având amplitudinea proporțională cu turația și
frecvența rețelei). Valoarea unghiului  de comandă trebuie să fie suficient de mare, astfel încât
conducția triacului să înceteze până se face o nouă comandă la n+ . În caz contrar, conducția
triacului poate fi:
– continuă, dacă impulsurile de comandă sunt “late”; în acest caz tensiunea alternativă nu
mai poate fi regla tă, având valoarea maximă, corespunzătoare tensiunii de intrare;
– pe o singură alternanță, dacă impulsurile de comandă sunt “înguste”; în acest caz apare
o componentă de curent continuu care poate determina saturarea miezului magnetic al motorului.
Fig. 7.8
Fig. 7.9
2.4 Variatoare de putere cu reglajul numărului de perioade de conducție
Valoarea efectivă a tensiunii (figura 7.1.a) este dată de
K U UKUdNU URMS RMSL RMSK
RMSL    )()(2
)(2
022 2
)( sin21

uM
iMuretea
eM
t
t
Fig. 7.10

RESTRICTIONAT
8Puterea debitată într -o sarcină rezistivă R este egală c u puterea activă în sarcină a
componentei fundamentale, de rang N:
MRMS RMSLPKKRU
RU
P  2
)(2
)(
Factorul de reglaj al tensiunii R u, respectiv de reglaj al puterii R p rezultă din relațiile de
mai sus:
21
)()(K
UU
RMSRMSL
u  
K
PP
Mp
Deoarece:
21
)(
)()( KPRUIUSMRMSL
RMSL RMS  
rezultă factorul de putere:
21
KSP
și factorul de deplasare:
1 cos i
Principalul neajuns al acestui mod de reglare a puterii îl constituie prezența
componentelor spectrale cu frecvență foarte mică, a căror filtrare este deosebit de dificilă. Apar
deci pulsații inacceptabile ale mărimilor neelectrice după conversie (temperatură, flux luminos,
cuplu motor, etc.). Aceste componente pot fi reduse dacă perioadele sau semiperioadele de
conducție nu sunt gru pate în pachet ca în figura 7.1.a., ci sunt repartizate cât mai uniform pe
întreaga perioadă de eșantionare.
Principiul (figura 7.11) și circuitul de comandă (figura 7.12) pentru acest mod de lucru se
bazează pe generarea unor impulsuri de referință cu fr ecvența f r și comanda amorsării
contactorului în semiperioada imediat următoare apariției unui impuls de referință.
Tr 2 T r 3 T r tup
uL u
T 2T 3Tt
72Ka.
Tr 2 T r 3 T r t
uL u
T 2T 3T
114Kb.ur
t
Fig. 7.11

RESTRICTIONAT
9La fiecare trecere prin
zero a tensiunii rețelei,
formatorul de impulsuri la
trecerea prin zero (FITZ)
generează impu lsurile de tact
uT prelucrate de circuitul logic
pentru formarea impulsurilor
de comandă u G, cu durată
2TTG și cu frecvența medie
de repetiție f r. Fiecare impuls
de comandă amorsează
contactorul electronic pentru o
singură semiperioadă.
3.Aparate necesare:
– machete de laborator;
– osciloscop cu două canale;
– autotransformator;
– wattmetru de c.a.;
– multimetru numeric;
– multimetru analogic.
4.Desfășurarea lucrării
4.1. Variator de putere pentru menținerea constantă a fluxului luminos
emis de un bec
Montajul experimental (fig. 7.13) este un variator de putere cu buclă de reacție negativă
pentru menținerea constantă a fluxului luminos al unui bec. Traductorul de fux luminos este o
fotodiodă care prin intermediul convertorului cu rent-tensiune realizat cu tranzistorul T, atacă
intrarea inversoare a unui amplificator operațional.FITZ
Convertor
V/fJ Q
T
K QJ Q
T
K QuT
ur uc
Fig. 7.12
14
8
9 10A 145* +
_
Sig.1:1
Tr 2220 V
220 V
ATr
W
K1
2
60W
220VL
R1 R2 R3 R5R4R6
RVR7
R8AO+
_
DZ1R9 R10R
RD1D2DF
T
62
1usincroD4D3
R115C1
C2D5
DZ2
R12
ThR13
3usincro
R14
R15PD
*
*
Fig. 7.13

RESTRICTIONAT
10Pe intrarea neinversoare se aplică o tensiune reglabilă cu R V. Ieșirea amplificatorului se
aplică la pinul 8 (de comandă) al circuitulu i de control în fază βA145, configurat într-o schemă
tipică de comandă a unui triac.
În buclă deschisă, când fluxul luminos captat de fotodiodă este variat independent de la
zero la valoarea nominală, potențialul intrării inversoare a amplificatorului est e de asemenea
variabil, având valori mai mari sau mai mici decât potențialul reglat pe intrarea neinversoare.
Corespunzător, dacă V->V+tensiunea de la ieșirea amplificatorului se află la nivelul “ridicat”
(aproximativ egal cu tensiunea de alimentare pozit ivă), când α este apropiat de zero. Dac ăV-<V+,
tensiunea de la ieșirea amplificatorului se află la nivelul “coborât” (aproximativ egal cu
tensiunea de alimentare negativă), când α este apropiat de π. Într-un domeniu foarte îngust, în
careV-V+, AO funcți onează în zona liniară, căreia îi corespunde o mare sensibilitate a unghiului
de comandă în raport cu variația fluxului luminos. Valoarea fluxului luminos poate fi reglată prin
potențialul de referință aplicat intrării neinversoare cu ajutorul potențiometr uluiRV de pe panoul
frontal al machetei. În buclă închisă ( K în poziția 2), se stabilește V-V+, fluxul luminos
stabilizându -se la valoarea reglată.
1. Se identifică elementele machetei de laborator, cu schema de principiu din figura 7.11;
se realizează m ontajul experimental și apoi se alimentează.
2. Se deschide bucla de reacție (comutatorul K pe poziția 1). Se determină caracteristica
de transfer a traductorului și convertorului I -U. Pentru a determina punctele caracteristicii se
modifică valoarea puteri i P consumată de lampa L (10 60W), prin reglarea tensiunii
autotransformatorului și se citește tensiunea la borna de măsură 6, potențialul intrării
neinversoare V-.
3. Pentru diferite valori ale tensiunii V+se determină funcția de transfer a buclei de rea cție
α(P). Tensiunea de referință V+ se reglează din potențiometrul RV, iar unghiul α se determin ă cu
ajutorul osciloscopului, vizualizând tensiunea la pinul 2 al circuitului integrat βA145.
4. Se realizează bucla de reacție închisă ( K în poziția 2 și tra nsformatorul Tr2 alimentat
de la) și se determină caracteristicile de reglaj experimentale α =α(V+). Se determină 2 șiα
experimental. Se citește valoarea puterii
consumate de lampa L și se determină α
teoretic; se compară cu valoarea
măsurată experimental. Se citește
puterea consumată P și, cu ajutorul
caracteristicii din figura 7.14, se
determină dependența rezistenței lămpii
de puterea disipată de aceasta.
5 Se trasează caracteristica de
stabilizare P=P(U ef), pentru un set de
valori efective ale tensiunii de
alimentare, la V+=ct.
4.2. Variator de putere cu reglajul numărului de perioade de conducție
1. Se identifică elementele de reglaj de pe panoul frontal al machetei având schema bloc
din figura 7.15.
2. Pentru o sarcină rezist ivă (bec) se urmărește cu ajutorul analizatorului spectral efectul
reglajului (Nc fixat din comutatoarele decadice), al conducției de perioade sau semiperioade ale
rețelei și al comutatorului de dispersie al impulsurilor de comandă.
800
700
600
500
400
300
200
100
0 10 20 30 40 50 60P[W]R[]
Fig. 7.14

RESTRICTIONAT
114.2. Variator de tur ație pentru motor asincron monofazat
Atenție!!! Montajul experimental cu TDA 1085 este neizolat față de rețeaua de
220Vef. De aceea, măsurătorile se vor efectua cu atenție și numai sub îndrumarea cadrului
didactic.
1. Se conectează motorul asincron
monofazat (Un=220Vef) la modulul de
comandă în fază (figura 5.19 din lucrarea 5);
2. Se vizualizează formele de undă
ale tensiunii și curentului de sarcină pentru
diferite unghiuri de comandă;
3. Se urmărește dependența tensiunii
la bornele motorului și a cu rentului prin
motor de unghiul de comandă și de curentul
prin sarcină.
5. Întrebări. Teme de casă
1. Care este diferența, din punct de
vedere al puterii disipate de comatatorul
electronic, dintre un variator de putere cu
triac, respectiv unul cu două tiristoare
antiparalel?
2. Comparați variatoarele de putere
cu reglaj de fază cu cele cu reglaj al
numărului de perioade.
3. Desenați formele de undă pentru
un variator de tensiune alternativă având
sarcină inductivă, în cazul în care unghiul de
conducție îndeplinește condiția >+. Se vor studia cazurile:
– impulsuri de comandă scurte;
– impulsuri de comandă lungi.
4. Realizați o schemă electronică, la nivel de componentă, care să implementeze schema
din figura 7.14.
5. Se poate utiliza circuitul A145 pentru o comandă cu reglaj al numărului de
perioade/semiperioade de conducție? Propuneți o schemă.
6. Bibliografie
1. Teodorescu, I., Electronică industrială, curs litografiat, Universitatea Politehnică
București, 1990.
2. Constantin, P., ș.a., E lectronică industrială, E.D.P., București, 1972.Circuit formare
impulsuri de
comandăContactor
electronic
Circuit de
comandăCircuit formare
impulsuri de
sincronizare
Divizor
cu 2
S
Bistabil
R
Prescriere
Nc=Tc/TreteaComparator
digitalNumărător
Ne=Te/TreteaSarcina Rețea
Dispersie
impulsuri
Validare
QCYCKAlternanțePerioade
Fig. 7.15

RESTRICTIONAT
1Lucrare de laborator 5
Surse de tensiune continuă stabilizate liniar
1.Scopul lucrării
Studiul stabilizatoarelor de tensiune continuă cu element regulator serie; măsurarea
parametrilor statici și energetici ai acestora.
Se vor aborda stabilizatoarele rea lizate cu circuitul integrat specializat A723.
2.Introducere teoretică
2.1. Principiul de funcționare. Parametri
Stabilizatoarele de tensiune au rolul de a menține constanta tensiunea aplicată unui
consumator de energie electrică, atunci când au loc variații ale tensiunii de alimentare și ale
sarcinii.
Principiul de funcționare al stabilizatorului de tensiune continuă cu element regulator
serie este ilustrat în figura 1.1.
Fig. 1.1
Elementul regulator situat în serie cu sarcina, reprezentat în figura 1. 1 de tranzistorul T,
se prezintă din punct de vedere funcțional ca o rezistență variabilă comandată de catre variațiile
tensiunii de ieșire U. Creșterea tensiunii de intrare E determină cresterea tensiunii de ieșire U și,
în consecință, creșterea tensiuni i:
REF REFS VURRRVV 
212,
undeVREF este tensiunea de referință, stabilizată, de obicei, parametric.
Datorită amplificării negative a buclei de reacție, creșterea diferenței ( VS-VREF) duce la
scăderea curentului de bază al tranzistorului T și, deci, la creșterea rezistenței echivalente a
acestuia, deci și a tensiunii între emitorul și colectorul său. În consecință creșterea tensiunii de
intrare este preluată, în cea mai mare parte, de T, deci numai o mică parte apare la ieșire.
Prin același mecanism este compensată și variația tensiunii de ieșire datorată modificării
curentului de sarcină I.

RESTRICTIONAT
2Dacă scriem tensiunea de ieșire U ca funcție de tensiunea de intrare E și curentul de
sarcină:
U=U(E,I),
prin diferențierea acesteia obținem:
IdI
UI
IU
EdE
UE
EU
UdU


Mărimea:
UUEEFU//

se numește factor de stabilizare (relativ) în raport cu tensiunea de intrare. Trecînd în relația de
mai sus la creșteri finite se poate calcula acest parametru experimental cu relația:
UUEEFU//

Se mai definesc coeficientul de stabilizare (absolut) și rezistență internă a stabilizatorului:
ctE ctI IUREU
S  0
0;1
Pentru un stabilizator este foarte important randamentul energetic al acestuia, definit ca
raportul dintre puterea utilă debitată în sarci nă și puterea absorbită de la sursa de tensiune
nestabilizată. Neglijînd curentul de comandă al tranzistorului serie și consumul propriu al
stabilizatorului, randamentul este:
EU
IEIU
PP
absorbitasarcina 
Sursele stabilizate liniare sunt caracterizate printr -un randament scazut (<70 80%), care
este cu atît mai mic cu cît tensiunea de ieșire este mai mică decît tensiunea de intrare.
Stabilizatoarele liniare se proiectează pentru valoarea minimă a tensiunii de intrare, creșterea
acesteia ducînd la o scădere subst anțială a randamenului. Diferența dintre puterea absorbită și cea
utilă este disipată de elementul regulator serie care trebuie montat pe radiator datorită posibilității
de a se încălzi excesiv. Din cauza prezenței transformatorului de rețea și a radiatoru lui pentru
elementul regulator (serie sau paralel) gabaritul surselor liniare este mare. În schimb, ele prezintă
un raspuns tranzitoriu foarte bun și nu perturba EMS rețeaua de alimentare, sistemele electronice
din apropiere și consumatorul (probleme speci fice surselor stabilizate în comutație).

RESTRICTIONAT
32.2. Scurtă descriere a circuitul integrat A723
A723 este un circuit integrat specializat utilizat în primul rând la stabilizatoare de tip
serie, dar cu posibilitatea folosirii lui și la stabilizatoare paralel s au în comutație. Curentul de
sarcină asigurat de integrat este de 150mA, fiind posibilă creșterea acestuia peste 10A prin
utilizarea unor tranzistoare externe.
Schema bloc internă a integratului este cea încadrată cu linie întreruptă în figura 1.2.
Configurația și semnificația pinilor este următoarea:
1, 8, 14-NC;
2, 3:CL,CS- intrări de protecție;
4:IN– intrarea negativă în amplificatorul de eroare;
5:IN+- intrarea pozitivă în amplificatorul de eroare;
6:VREF- la acest pin se obține tensiunea de referință de aproximativ 7,15V;
7:V– pin la care se aplică potențialul negativ al tensiunii de alimentare;
9, 10, 11: VZ,VO,VC- ieșiri (anodul diode Zenner interne de 6,4V, emitorul respectiv
colectorul tranzistorului final intern), care se pot co necta în diverse configurații pentru comandă
elementul regulator serie;
12:V+- pin la care se conectează potențialul pozitiv al tensiunii de alimentare;
13:COMP: compensare;
Valori limită absolută:
-tensiunea de intrare de alimentare: 40V;
-tensiunea de i ntrare diferențială la amplificatorul de eroare: 5V;
-tensiunea pe fiecare intrare a amplificatorului de eroare: 7,5V;
-curentul din Vo: 150mA;
-curentul din VZ: 25mA;
-curentul din VREF: 15mA;
Circuitul este extrem de versatil, cu el putându -se implementă di verse structuri:
stabilizatoare de tensiune pozitivă cu tranzistor serie pnp sau npn, cu limitarea curentului sau cu
întoarcerea caracteristicii de sarcină, stabilizatoare de tensiune negativă sau de tensiune flotantă,
stabilizatoare în comutație etc.
2.3. Stabilizator de tensiune reglabilă cu doua surse flotante
Montajul studiat furnizează o tensiune continua reglabilă între 0 și o tensiune apropiată de
tensiunea de alimentare E,la un curent de sarcină maxim dat de tranzistorul T1. Ca element
regulator se rie se folosește tranzistorul T1 a cărui bază este comandată de tranzistorul T2, ambele
formând un etaj Darlington. Etajul regulator serie este comandat de curentul de colector al
tranzistorului T4. Intrarea neinversoare a amplificatorului diferențial este legată la masă, la fel ca
și borna negativă a tensiunii de ieșire U și pinul 6 al circuitului integrat. În felul acesta, tensiunea
între pinul 7 al CI și borna negativa a tensiunii este stabilizată la – VREF. Potențialul pe intrarea
neinversoare a amplifi catorului de eroare este nul, iar pe intrarea inversoare este dat relația









13 11 13 11REF
10111
R1
R1/RU
RVRPP
unde ]1,0[ specifica poziția cursorului potențiometrului P 1.
Potențiometrul P1 permite reglarea tensiunii de ieșire între zero și o valoare apropiată de
tensiunea de alimentare E, după următoarea relație:

RESTRICTIONAT
4]1,0[1
10111
1113 
RPP
RRVUREF
Protecția la suprasarcină este asigurată de tranzistorul integrat T16 și tranzistorul T3. La
funcționare normală ( I<IMAX),T3 conduce și, datorită curentului său de emitor, tensiunea ce cade
pe rezistența R3 depășește tensiunea de pe baza lui T16, reglabilă cu potențiometrul P2,T16 fiind
normal blocat. Atunci când curentul de ieșire I depășește valoarea maximă admisă IMAX,
potențialul bazei lui T3 scade, curentul să u de colector scade și T16 se deschide, ceea ce duce la
micșorarea curentului injectat în baza lui T15. În felul acesta scade și curentul de baza al
tranzistorului T2. Prin reglajul potențialului bazei lui T2 potențiometrul P2 fixează curentul de
ieșire pentru care tranzistorul T3 se blochează și implicit curentul de sarcină maxim. Expresia
curentului maxim de sarcină este:
19291RV
RPRIREF
MAX 




Fig. 1.2

RESTRICTIONAT
53.Aparate și echipamente utilizate
-stabilizatoare liniare cu CI βA723
-autotransformator reglabil ;
-voltmetru de tensiune alternativă 300V;
-reostat 440 , 1A;
-voltmetru numeric de tensiune continuă 2V, 20V si 200V;
-osciloscop.
4.Desfășurarea lucrării
4.1.Experiment
1. Se identifică elementele schemei și punctele de măsură din figura 1.2.
2. Se măsoară tensiu nea de ieșire ( E) a redresorului principal (între bornele 1 și 2) atunci când
U=10V, pentru I=0 siI=1A.
3. Se vizualizează se măsoară componentele alternative ale tensiunii E șiU, în aceleași condiții ca
la punctul 2.
4. Se conectează stabilizatorul la rețea prin intermediul unui autotransformator. Se măsoară U și
se determină factorul FU pentruI=1A și pentru doua valori reglate ale tensiunii de ieșire (2V și
10V). Tensiunea la ieșirea autotransformatorului se va regla între 180 și 240V.
5. Se determină rezistență internă a stabilizatorului pentru aceleași doua valori ale tensiunii U.
6. Se verifica funcționarea circuitului de limitare a curentului I, ajustând potențiometrul P2 de
reglaj al protecției la suprasarcină.
Fig. 1.3

RESTRICTIONAT
67. Se studiază schema d e stabilizator din figura 1.3; se identifică elementele de reglaj pentru
tensiunea de ieșire și curentul limită; se determină caracteristica de stabilizare și de sarcină.
4.2.Simulare
Utilizând programul SPICE se simulează diverse topologii de stabilizatoare liniare. Se vor
face evaluări ale:
-rejecției componentei alternative;
-factorului FU și rezistenței interne a stabilizatorului;
-randamentului energetic;
-funcționarii circuitului de protecție.
5.Întrebări. Temă de casă
1.Explicați semnificația practică a facto rului de stabilizare și a rezistenței de ieșire
pentru un stabilizator.
2.Care este rolul funcțional rezistoarelor din schemele din figurile 1.2 și 1.3?
3.Ce rol au condensatoarele C4 șiC5 din figura 1.2?
4.Deduceți expresiile tensiunii stabilizate și curentulu i limită pentru schema din figura
1.3. Care este rolul diodei D1 și al rezistorului R11.
5.Calculați puterea maximă în sarcina pe care o poate debita stabilizatorul din figura
1.3 și puterea disipată de elementul regulator în acest caz.
6.Studiați alte topolog ii de surse stabilizate liniare cu circuitul integrat A723.
Deduceți expresiile tensiunii stabilizate și a curentului limită în situația unei protecții cu
limitarea, respectiv întoarcerea caracteristicii de sarcină.
Bibliografie
1.Rapeanu, R. s.a., Circuite integrate analogice, catalog , Editura Tehnică, București, 1983
2.Constantin. P., s.a., Electronică industrială , E.D.P., București, 1972
3.xxx,Power Semiconductor Applications , Philips Semiconductor, Netherlands, 1992.
4.M.Bodea s.a., Diode și tiristoare de p utere, vol. 1, Ed. Tehnică, București, 1990.