Cuplor directiv în inel, compact, în tehnologie microstrip [308620]

Universitatea “POLITEHNICA” [anonimizat], compact, [anonimizat]

Ș.l. dr. ing. [anonimizat]

2015

Lista figurilor

Figura 1.1 Simbolul unui cuplor directiv 17

Figura 1.2 Cuplor codirectiv 23

Figura 1.3 Cuplor contradirectiv 24

Figura 1.4 [anonimizat] 25

Figura 1.5 [anonimizat] 26

Figura 1.6 [anonimizat] 27

Figura 1.7 [anonimizat]-o fantă situată în peretele comun 28

Figura 1.8 Cuplorul cu mai multe fante echidistante 28

Figura 1.9 Sistem de control automat al nivelului de ieșire al unui generator 29

Figura 1.10 Circuit care sesisează dezadaptarea antenei 29

Figura 1.11 [anonimizat] 30

Figura 1.12 Amplificator echilibrat 30

Figura 1.13 Cuplorul utilizat în reflectometre 31

Figura 2.1 Cuplorul în inel 33

Figura 2.2 Semicircuitul de mod par 34

Figura 2.3 Diportul echivalent terminat adaptat la poarta 2 34

Figura 2.4 Diportul echivalent terminat adaptat la poarta 1 35

Figura 2.5 Semicircuitul de mod impar 36

Figura 2.6 Structura în T asimetrică 39

Figura 2.7 Structura T simetrică și linia de impedanță înaltă 39

Figura 2.8 Liniile de impednță înaltă și de impedanță joasă 39

Figura 2.9 Linia terminată adaptat 40

Figura 2.10 Semnificația parametrilor ABCD 40

Figura 2.11 Liniile TL A și TL B terminate pe impedanțele de sarcină 41

Figura 2.12 Graful de fluență 42

Figura 2.13 Linia echivalentă HLI 42

Figura 2.14 Liniile de înaltă și joasă impedanță 43

Figura 2.15 Strctura în T asimetrică 43

Figura 2.16 Cazurile când tensiunea și curentul sunt nule 44

Figura 3.1 Schema cuplorului în inel 45

Figura 3.2 Interfața ADS de calcul a lungimilor și lățimilor liniilor 46

Figura 3.3 Introducerea dimensiunilor liniilor microstrip 46

Figura 3.4 Substratul utilizat pentru simulare 47

Figura 3.5 Setarea domeniului de frecvență 47

Figura 3.6 Performanțele cuplorului simulat 48

Figura 3.7 Layout-[anonimizat] 48

Figura 3.8 Performanțele rezultate în urma simulării electromagnetice 49

Figura 3.9 Performanțele obținute în urma optimizării 49

Figura 3.10 Reprezentarea succintă a schemei 50

Figura 3.11 Schema cuplorului compact în ADS 51

Figura 3.12 Layout-ul generat al cuplorului 52

Figura 3.13 Performanțele cuplorului compact 52

Figura 3.14 Interfața de ajustare a valorilor variabilelor(tunning) 53

Figura 3.15 [anonimizat], în urma optimizării 54

Figura 4.1 Instalația de măsură a performanțelor modelului experimental 55

Figura 4.2 Măsurarea coeficientului de transmisie și a coeficienților de reflexie la porțile 1 și 2 56

Figura 4.3 Măsurarea atenuării de cuplaj și a coeficienților de reflexie la porțile 1 și 3 56

Figura 4.4 Măsurarea atenuării de izolație S41 57

Figura 4.5 Rezultatul măsurării parametrilor S11, S21, S22 ai modelului experimental 57

Figura 4.6 Graficul atenuărilor de reflexie la porțile 1 și 3 și atenuarea de cuplaj 58

Figura 4.7 Graficul atenuărilor de reflexie la porțile 1 și 4 și atenuarea de izolație 58

Lista tabelelor

Tabel 3.1 Valorile coeficienților în dB 46

Tabel 3.2 Valorile optimizate ale coeficienților 48

Tabel 3.3 Caracteristcile liniilor de transmisiune 48

Tabel 3.4 Dimensiunile liniilor microstrip 49

Tabel 3.5 Performanțele cuplorului în inel, compact 51

Tabel 3.6 Valorile optimizate ale liniilor microstrip 51

Tabel 3.7 Valorile parametrilor dispozitivului în urma optimizării 52

Tabel 4.1 Diferențele între coeficienții dispozitivelor studiate 57

Listă acronime

ADS – Advanced Design System (Keysight Technologies)

ALC – Automatic Leveling Control (controlul automat al nivelului)

CDI – Cuplor Directiv Ideal

FTJ – Filtru trece jos

HLI – High-Low Impedance (Linie cu impedanță caracteristică mică-mare)

OL – Oscilator Local

RF – Radio Frequency (Radiofrecvență)

TEM – Transverse Electromagnetic Mode (modul transversal electromagnetic)

TL – Transmission line (Linie de transmisiune)

Introducere

Această lucrare are ca scop proiectarea, simularea și testarea unui cuplor directiv în inel, compact, în tehnologie microstrip.

Specificația pentru realizarea acestui cuplor este:

Frecvența de proiectare: 0,9 GHz.

Atenuarea de cuplaj: 3 dB.

Impedanțele de referință la porți: 50 Ω.

Tehnologia realizare: microstrip.

Pentru proiectarea cuplorului s-a folosit programul Advanced Design System (ADS, Keysight Technologies, SUA). După proiectarea schemei, simularea acesteia și optimizarea sa, se va genera layout-ul circuitului care va fi folosit ulterior în fabricarea cuplorului în inel compact.

Tehnologia de realizare: microstrip folosind substrat de tip Rogers și metalizări din cupru. Grosimea substratului folosit este de 0,508 mm, metalizările din cupru au grosimea de 17 um, constanta dielectrică εr are valoarea 3, iar tangenta unghiului de pierderi a materialului dielectric este de 0,0013.

După fabricarea propriu-zisă a cuplorului se vor atașa patru conectori corespunzători celor patru porți care permit conectarea acestui dispozitiv la sondele dispozitivului de măsură.

Se vor analiza performanțele cuplorului și se va efectua o comparație între valorile obținute în practică și valorile anticipate prin simulare.

În primul capitol se prezintă noțiuni generale despre cuploarele directive, se prezintă atât proprietățile și caracteristicile lor cât și aplicațiile în care acestea se întalnesc.

În al doilea capitol se tratează în amănunt cuplorul în inel, atât în variantă clasică cât și în variantă compactă.

Capitolul trei vizează proiectarea cuplorului în inel clasic și a cuplorului în inel compact cu ajutorul programului specificat mai sus și simulările acestor dispozitive.

În ultimul capitol se analizează rezultatele obținute în urma simulărilor efectuate în capitolul anterior și se efectuează o comparație între măsurătorile aplicate dispozitivului fizic și măsurătorile rezultate din simulare.

Cuploare directive

Noțiuni teoretice

Cuplorul directiv ideal reprezintă un cuadriport liniar, reciproc și fără pierderi care are două porți adaptate și izolate față de câte una din celelalte două porți.

Cuploarele directive se diferențiază între ele prin mulți factori printre care cei mai importanți ar fi: tehnologia utilizată și principiul de funcționare. Pentru a descrie un cuadriport este necesară ilustrarea și interpretarea valorilor tutror parametrilor matricei de repartiție la frecvența la care se proiectează. Acest număr de parametri diferă de la un dispozitiv la altul, cu precizarea că la dispozitivele simetrice din punct de vedere constructiv, există un număr mai mic de parametri care trebuie analizați.

Cele patru porți ale unui cuplor directiv ideal sunt: poarta de intrare, poarta de transmisie, poarta cuplată și poarta izolată. Notând porțile cu 1,2,3,4 simbolul pentru un cuplor directiv ar fi cel din figura următoare:

Figura 1. Simbolul unui cuplor directiv

Poarta de intrare este poarta 1 la care se aplică o undă care este cuplată la porțile 2 și 3 și izolată la poarta 4.

Ordinea porților poate să difere deoarece cuplorul este reversibil, adică semnalul se poate aplica la orice poartă, configurația și principiul de analiză al acestuia rămânând aceleași.

Principiul de funcționare al unui astfel de dispozitiv ar fi următorul: se aplica un semnal la una din porți și acesta este divizat în două unde care interferă și ajung la cele două porți de ieșire alcătuind semnalul util, dar ajung și la cea de-a patra poartă unde acestea se anulează fiind în antifază.

Cuploarele reale diferă de cele ideale deoarece porțile nu sunt perfect adaptate, acestea prezintă și pierderi și nici nu există o izolație perfectă între porți. Se studiază cuploarele reale în condițiile în care acestea se apropie cât mai mult de cazul ideal având performanțe cât mai bune. Se dorește ca un cuplor să fie utilizat în cât mai multe aplicații dar acest lucru este impus de banda lui de frecvențe.

Parametrii cuploarelor

În continuare se definesc o serie de proprietăți ce caracterizează cuploarele directive reale:

Atenuarea de cuplaj

Adaptarea porților

Atenuarea de inserție

Atenuarea de izolație

Frecvența nominală

Banda de frecvențe

Directivitatea

Atenuarea de cuplaj definită între două porți i și j pentru un cuplor directiv reprezintă atenuarea puterii între porțile menționate atunci când toate celelalte porți sunt terminate adaptat [4].

(1.1)

Pentru cazul analizat în figura 1.1, în care am considerat poarta 3 ca fiind poarta cuplată atunci expresia pentru atenuarea de cuplaj este următoarea:

(1.2)

Această atenuare de cuplaj poate fi exprimată și printr-un factor de divizare al puterii notat cu Kp:

(1.3)

De asemenea poate fi exprimată și printr-un raport de divizare a tensiunii K:

(1.4)

Atenuarea de cuplaj se poate exprima utilizând și cuplajul:

(1.5)

Atât atenuarea de cuplaj cât și cuplajul pot fi exprimate și în dB:

(1.6)

sau:

(1.7)

Adaptarea porților este evaluată prin intermediul coeficientului de reflexie la poarta respectivă, în condițiile în care porțile celelalte sunt terminate adaptat. De exemplu, pentru poarta 1, adaptarea aceste porți se exprimă prin valoarea atenuării de reflexie:

(1.8)

sau în decibeli:

(1.9)

Atenuarea de inserție reprezintă atenuarea puterii între poarta de intrare și poarta de transmisie, atunci când celelalte porți sunt terminate adaptat:

(1.10)

Valorea acesteia în decibeli este:

(1.11)

Pe baza celor prezentate mai sus se poate defini și atenuarea de izolație care reprezintă atenuarea puterii între poarta de intrare și poarta izolată, atunci când celelalte porți sunt terminate adaptat:

(1.12)

Atenuarea de izolație se poate numi și mai simplu izolația și în decibeli se poate scrie:

(1.13)

Directivitatea reprezintă raportul de puteri între puterea emergentă la poarta cuplată și puterea emergentă la poarta izolată a dispozitivului, atunci când toate celelalte porți sunt terminate adaptat:

(1.14)

Expresia acesteia în decibeli este:

(1.15)

Frecvența nominală este frecvența la care a fost proiectat cuplorul și pentru care s-au calculat parametrii acestuia, dispozitivul oferind la aceasta frecvență cele mai bune performanțe.

Banda de frecvențe reprezintă un interval de frecvențe în care performanțele cuplorului se apropie cât mai mult de perfomanțele cuplorului ideal. Aceasta joacă un rol foarte important în practică deoarece cu cât este mai mică cu atât limitează și aplicațiile în care poate fi folosit dispozitivul. Se dorește o banda de frecvențe cât mai largă pentru numeroase utilizări.

Condițiile care stau la baza definirii acestei benzi de frecvență sunt: cuplajul să nu depașească o anumită limită prestabilită, directivitatea să nu scadă sub o anumită limită sau defazajul undelor emergente să nu difere foarte mult de valoarea defazajului determinată teoretic.

Banda de frecvențe se exprimă în mărime relativă:

(1.16)

unde cu se notează banda cuplorului și cu frecvența nominală (frecvența de proiectare).

1.3 Proprietățile unui cuplor directiv ideal

Pentru a determina matricea [S] a unui cuplor directiv ideal se iau în considerare proprietățile generale ale acesteia:

Proprietatea de reciprocitate. Matricea [S] este simetrică față de diagonala principală.

Proprietatea de pasivitate. Un multiport pasiv nu conține surse de energie implicând faptul că suma algebrică a puterilor care intră în multiport este pozitivă.

Proprietatea de conservativitate. Matricea care îndeplinește această proprietate se numește matrice unitară.

Dacă obiectul este reciproc și conservativ atunci produsul oricărei linii sau coloane cu o altă linie sau coloană conjugată este 0 [4].

Se definesc cele mai importante proprietăți ale cuplorului directiv ideal plecând de la matricea de repartitie [S]. Matricea de repartiție generală pentru un cuadriport este următoarea:

(1.17)

Proprietățile unui cuplor ideal sunt următoarele [4]:

Un cuplor directiv ideal este întotdeauna total adaptat.

Atenuarea de cuplaj între porțile 2 și 3 este egală cu atenuarea de cuplaj între porțile 1 și 4.

Daca se consideră un cuadriport reciproc, pasiv și nedisipativ având două porți adaptate și izolate între ele atunci acest cuadriport reprezintă un cuplor directiv ideal.

Dacă avem un plan care separă porțile 1 și 2 de porțile 3 și 4 atunci prin injectarea unui semnal la poarta 1 rezultă semnale în cuadratură la porțile 2 și 4.

Un cuadriport reciproc, pasiv, fără pierderi și total adaptat este un cuplor directiv ideal.

Pentru definirea integrală a matricei [S], pentru un cuplor directiv ideal, este suficient să se cunoască un modul și trei faze ale parametrilor.

1.3.1 Demonstrațiile proprietăților

În cele ce urmează am demonstrat două dintre aceste teoreme prezentate anterior:

Cuplorul directiv ideal este total adaptat adică toate porțile sunt terminate adaptat.

În cazul cuplorului directiv ideal se cunosc cele două porți adaptate S11=S22=0 și izolate față de câte una dintre celelalte două porți S13=S24=0. Conform proprietății de reciprocitate (Sij=Sji), rezultă că:

(1.18)

(1.19)

(1.20)

(1.21)

(1.22)

(1.23)

Deci matricea [S] rescrisă va fi:

(1.24)

Utilizând proprietatea de conservativitate și înmulțind elementele de pe prima linie cu elementele conjugate de pe ultima linie se obține:

(1.25)

Din această ecuație se obține S14=0 sau S44=0. Se alege S44=0 deoarece prima condiție conduce la un cuplor degenerat.

Se aplică același procedeu înmulțind elemntele de pe linia a doua cu elementele conjugate de pe linia a treia și se obține:

(1.26)

Se obține S23=0 sau S33=0. Din aceleași considerente se alege S33=0. În final rezultă că:

(1.27)

Deci cuplorul este total adaptat.

Dacă se consideră un cuadriport reciproc, pasiv și nedisipativ având două porți adaptate și izolate între ele atunci acest cuadriport reprezintă un cuplor directiv ideal.

Astfel se precizează că S11=0, S33=0 si S13=0. Aplicând proprietatea de reciprocitate, se scrie matricea S:

(1.28)

Se scriu relațiile pentru un cuadriport pasiv, reciproc și conservativ:

(1.29)

(1.30)

(1.31)

(1.32)

Înmulțind prima ecuație și a treia cu (-1) și adunând toate ecuațiile se obține:

(1.33)

Din această ecuație rezultă că S22 = S24 = S44 =0. Acest rezultat implică faptul că obiectul este total adaptat, adică este un cuplor directiv ideal.

Dacă avem un plan care separă porțile 1 și 2 de porțile 3 și 4 atunci prin injectarea unui semnal la poarta 1 rezultă semnale în cuadratură la porțile 2 și 4. Aceste cuploare în cuadratură se numesc cuploare de tip Q.

(1.34)

(1.35)

Din egalitățile de mai sus rezultă:

(1.36)

(1.37)

Dacă avem un plan de simetrie diagonal, în condițiile în care aplicăm un semnal la poarta 1 atunci semnalele de ieșire sunt în antifază sau nu sunt defazate deloc. Aceste cuploare sunt cele diferențiale, de tip D.

(1.38)

(1.39)

Rezulta că:

(1.40)

1.4. Calculul parametrilor matricei S pentru cuadriporți cu un plan de simetrie

Se analizează cele două moduri ale cuadriportului: modul par și modul impar.

La excitația de tip par, întreaga structură a câmpului electromagnetic din cuadriport are o simetrie pară. Pentru câmpul electromagnetic, planul de simetrie poate fi interpretat ca un perete magnetic. Semicircuitul de mod par se obține împărțind cuadriportul în două secțiuni prin intermediul planului de simetrie și lăsând în gol ambele structuri.

Semicircuitul de mod impar se obține secționând în dreptul planului de simetrie, cele două structuri rezultate fiind conectate la masă. În acest caz planul de simetrie se comportă ca un perete electric pentru campul electromagnetic. Analiza se face prin excitarea porților 1 și 3 cu două semnale egale, în antifază, rezultând două potențiale egale, de semn opus.

Se vor analiza în amănunt aceste două moduri în capitolul următor.

1.5 Clasificarea cuploarelor

Cuploarele se pot împărți în mai multe tipuri, diferențele existând atât din punct de vedere constructiv cât și din punct de vedere al principiului de funcționare.

După principiul de funcționare, cuploarele se clasfică în:

-cuploare directive cu cuplaj prin tronsoane de linii

-cuploare directive cu linii cuplate

-cuploare directive cu cuplaj prin una sau mai multe fante

Sensul de propagare al semnalului din linia cuplată față de semnalul din linia principală este un criteriu care împarte cuploarele în:

-cuploare codirective

-cuploare contradirective

Figura 1.2 Cuplor codirectiv

Figura 1.3 Cuplor contradirectiv

După tehnologia de realizare, acestea se împart în:

-cuploare directive în ghid coaxial

-cuploare directive în ghid dreptunghiular

-în tehnologie planară

După defazajul semnalelor de la poarta de transmisie și poarta cuplată există:

-cuploare in cuadratură, de tip Q, care prezintă un defazaj între semnalele menționate mai sus de 90o.

-cuploare diferențiale, de tip D, care prezintă un defazaj între aceleași semnale de 0o sau 180o.

În funcție de mărimea cuplajului există două categorii:

-cuploare de divizare de putere unde atenuarea de cuplaj prezintă o valore de 3 dB

-cuploare de masură, în care atenuarea de cuplaj este mai mare de 10 dB. În acest caz puterea emergentă la poarta de transmisie este aproximativ egală cu puterea incidentă.

Analizând primul criteriu care clasifică cuploarele directive în funcție de principiul de funcționare, se vor preciza caracteristicile esențiale ale fiecărui de tip de cuplor din această categorie.

1.6 Cuploare directive cu cuplaj prin tronsoane de linie

1.6.1 Cuplorul cu cuplaj prin două tronsoane de linii de lungime λ/4

Acesta se obține prin interconectarea a două linii cu ajutorul unor tronsone de cuplaj, fiind realizat cu linii microstrip. Se mai numește și cuplor branch-line și este destul de întâlnit în practică atât în tehnologie microstrip, cât și în tehnologie coaxială.

Există o anumită relație între lungimile fizice ale circuitelor și lungimea de undă, valabilă doar la frecvența de proiectare. Aceasta relație nu mai este valabilă la alte frecvențe, conducând la caracateristica cuplorului de bandă îngustă. Performanțele acestui dispozitiv scad pe masură ce frecvența de lucru se îndepărtează de frecvența nominală.

În realizarea fizică a unui astfel de cuplor, dacă izolăm una din porți, acest lucru conduce la faptul că undele, cu toate că ajung la acea poartă, prin însumarea lor fazorială se anulează.

Acest dispozitiv prezintă un plan de simetrie orizontal, separând porțile 1 și 2 de porțile 3 și 4, obținându-se doi diporți. Primul diport rezultat în urma secționării cuadriportului poate fi analizat pentru modul par de excitație, capetele secționate fiind lăsate în gol. Cel de-al doilea diport se analizează pentru modul impar de excitație, capetele rezultate în urma secționării fiind conectate la masă.

În figura de mai jos se regăsește un astfel de cuplor. Dacă se consideră ca poartă de intrare poarta 1, undele pot ajunge la porțile 2, 3 și 4 prin câte două drumuri [2]. La porțile 2 și 3 undele parcurgând drumuri de lungimi inegale, se compun cu un anumit defazaj spre desoebire de undele care parcurg drumuri egale până la poarta 4. Dacă lungimile liniilor sunt de λ/4, rezultă că diferența drumurilor parcurse de undă până la poarta 2, respectiv poarta 3 este egală cu λ/2. Această valoare implică un defazaj de 180o. În condițiile în care amplitudinile undelor care ajung la una din porți sunt egale, atunci acestea se anulează reciproc, evidențiind faptul că poarta respectivă este poarta izolată față de poarta de intrare, considerată poarta 1.

Se pot utiliza și cuploare cu mai multe tronsoane de cuplaj, acestea având performanțe superioare celor cu două brațe de cuplaj [2].

Figura 1.4 Cuplorul branch-line [3]

1.6.2 Cuplorul în inel

Prezintă același principiu de funcționare prezentat mai sus, ca și în cazul cuplorului directiv cu cuplaj prin două tronsoane de linii de lungime λ/4.

Inelul alcătuit dintr-o linie microstrip are impedanța Zc diferită de impedanța liniilor de acces Zo. Pe semicercul de deasupra, lungimile arcelor de cerc sunt egale cu λ/4, iar pe semicercul de jos, între poarta 1 și poarta 3, linia are o lungime de 3 λ/4.

La porțile 2 și 3 undele parțiale ajung în fază, iar la poarta 4 undele ajung în antifază din cauza diferenței de drum, poarta 4 fiind considerată poarta izolată față de poarta 1 care este considerată drept poartă de intrare.

Analiza circuitului se face cu ajutorul unei axe de simetrie care desparte porțile 1 și 2 de porțile 4 și 3 implicând analiza celor două moduri bine cunoscute de excitație: cel par și impar.

Acest cuplor este tot un cuplor de bandă îngustă, având banda mai mare decât banda cuplorului branch-line, existând un anumit raport între dimensiunile acestuia și lungimea de undă.

Este prezentat ca o soluție simplă de implementat fizic în aplicațiile care nu necesită o bandă largă, iar varianta sa în tehnologie microstrip este foarte convenabilă prezentând o serie de avantaje privind conectarea sa cu ușurință, cu alte subansambluri.

Figura 1.5 Cuplorul rat-race [3]

1.7 Cuploare directive cu linii cuplate

Prin definiție, liniile cuplate sunt două linii deschise, paralele, apropiate între ele. În acest caz, prin efectul de cuplaj între cele două linii apropiate, câmpul electromagnetic din linia principală este indus și în linia secundară, ducând la apariția unor unde care se pot propaga în ambele sensuri și având, în general, amplitudini diferite.

O structură simplă ar fi cea cu trei conductoare dintre care unul dintre ele reprezintă masa comună a celorlalte două linii. Acesti tip de linii îl întâlnim și la cablul coaxial. Dacă se secționează structura transversal, atunci cele trei linii sunt trei conductoare izolate între ele, permițând propagarea in lungul lor a două moduri TEM independente.

Pentru o analiză mai simplă a acestei perechi de linii cuplate este de dorit ca aceasta să prezinte un plan de simetrie. În sens contrar, se aplică teoria liniilor multifilare. După ce se efectuează analiza pentru cele două moduri de excitație, par și impar, în cazul perechii de linii cuplate, se evidențiază faptul că impedanțele caracteristice ale liniilor sunt dependente de distanța dintre aceste linii. O apropiere cât mai mare între linii conduce la un cuplaj mai bun.

În condițiile în care mediul de propagare este compus din mai mulți dielectrici, atunci modurile de propagare nu sunt perfect TEM ca în cazul în care ar exista un singur dielectric omogen. Viteza de fază a modurilor de propagare este egală cu viteza luminii în cazul mediului omogen iar în cazul mediului neomogen, aceasta are o valoare limitată de vitezele luminii prin dielectricii din care este compus mediul neomogen.

1.7.1 Cuplorul directiv cu linii cuplate, simetrice

Acesta este alcătuit din două linii de transmisiune de lungime oarecare l care sunt situate foarte aproape una de cealaltă. Dacă pe oricare dintre ele există un semnal, pe cealaltă iau naștere unde care se propagă în oricare dintre cele două sensuri posibile, având amplitudini diferite.

Cuplorul cu linii cuplate, simetrice, face parte din cadrul clasei de cuploare în cuadratură, de tip Q. Semnalul util fiind regăsit la poarta 3, clasifică acest cuplor ca și cuplor contradirectiv.

Cele mai importante avantaje ale acestui obiect sunt:

-cuplajul variază foarte lent cu frecvența, ceea ce implică caracteristica de bandă largă a cuplorului

-la orice frecvență există o valoare infinită a directivității

-are performanțe ridicate în domeniul microundelor

-prezintă o simplitate din punct de vedere constructiv

Singurul dezvantaj al acestui obiect cu patru porți ar fi faptul că cele două linii nu pot fi apropiate la o distanță foarte mică una de cealaltă, rezultând un cuplaj limitat.

În tehnologie microstrip nu se mai obține o directivitate infinită deoarece aceasta prezintă o scădere accentuată cu frecvența.

Figura 1.6 Cuplorul cu două linii microstrip, identice [3]

1.7.2 Cuplorul Lange

Este o structură alcătuită dintr-un număr par de tronsoane de linii cuplate între ele și unite prin fire metalice aeriene.

Se utilizează pentru a minimiza inconvenientul prezentat anterior, aducând o îmbunătățire din punct de vedere constructiv. Pentru a se obține un cuplaj cât mai strâns, fețele mai mari ale liniilor se apropie, alcătuind o structură pe patru nivele, compusă din două linii plate suprapuse între două plane de masă. Prezintă avantajul unor benzi de lucru mai largi, putând fi utilizat și pentru obținerea unor divizoare de putere.

1.8 Cuploare directive cu fante de cuplaj

1.8.1 Cuplajul printr-o fantă de dimensiuni mici

Acest tip de cuplaj se referă la cuplarea a două ghiduri prin intermediul unei fante de cuplaj între peretele comun al celor două ghiduri.

Cele două ghiduri analizate sunt ghidul principal și ghidul secundar. Se consideră ghidul principal ghidul căruia îi este aplicat semnalul, ghidul secundar fiind celălalt ghid.

Acest obiect alcătuit din cele două ghiduri unite se poate comporta ca și un cuplor directiv atunci când propagarea unei unde în ghidul principal conduce la apariția a două unde cu sensuri diferite de propagare în ghidul secundar, una dintre ele având amplitudine foarte mică, apropiată de zero [2]. Această fantă care permite apariția celor două unde în ghidul secundar influențează cuplajul prin prisma dimensiunii ei. Dacă această dimensiune a fantei este mult mai mică decât lungimea de undă atunci cuplajul este mai slab.

Câmpul din ghidul principal are aceeași structură ca și în cazul în care fanta ar lipsi conducând astfel la avantajul că toată puterea de la poarta de intrare se gasește la poarta de transmisie [2].

Exemple de ghiduri cuplate printr-o fantă mică:

-ghiduri dreptunghiulare identice,cuplate printr-o fantă circulară de dimensiuni mici situată într-un perete lateral comun.

-ghiduri dreptunghiulare identice, cuplate printr-o fantă circulară situată în centrul unui perete orizontal comun.

-cuplorul Bethe

-cuplorul cu fanta cruce

Figura 1.7 Ghiduri dreptunghiulare identice,cuplate printr-o fantă situată în peretele comun

1.8.2 Cuploare directive cu mai multe fante de cuplaj

În cazul în care ghidurile sunt paralele, ansamblul rezultat poate prezenta mai multe fante, fapt care conduce la un efect directiv datorat însumării fazoriale a undelor excitate de fiecare fantă.

Aceste cuploare fac parte din categoria cuploarelor codirective, de tip Q și sunt de bandă îngustă. Prin folosirea mai multor fante se obține un cuplaj mai strâns [2].

Exemple de cuploare directive cu mai multe fante de cuplaj:

-cuplorul de masură cu fante identice, situate la distanțe egale

-cuplorul de masură binomial, cu fante echidistante

Figura 1.8 Cuplorul cu mai multe fante echidistante

1.9 Aplicații ale cuploarelor directive

1.9.1 Cuplorul directiv ca element component al unor indicatoare de nivel:

Acesta se utilizează pentru realizarea unui sistem de reglaj automat al nivelului de ieșire al unui generator. Cuplorul are sarcina de a extrage o fracțiune din unda directă de la generator și ulterior o utilizează la comanda atenuatorului cu diode PIN de la ieșire. Astfel sistemul ALC nu va fi afectat de unda inversă, nivelul undei de la iesirea generatorului fiind constantă.

Figura 1.9 Sistem de control automat al nivelului de ieșire al unui generator

1.9.2 Circuit care sesisează dezadaptarea antene:

Se utilizează ca o metodă de siguranță pentru a preveni eventualele defectări ale etajului final de putere dintr-un emițător în cazul în care echipamentele antenei se defectează.

Detectorul de amplitudine are rolul de a sesiza eventualele dezadaptări ale antenei și poate întrerupe alimentarea etajului pentru a nu permite distrugerea acestuia.

În acest caz, cuplorul se utilizează pentru a cupla detectorul de amplitudine cu ieșirea din emițător [2].

Figura 1.10 Circuit care sesisează dezadaptarea antenei

1.9.3 Cuplorul directiv care separă circuitele de RF si OL într-un mixer

Cele două semnale, de radiofrecvență și semnalul provenit de la oscilatorul local sunt separate foarte bine, cu ajutorul unor cuploare directive care prezintă un cuplaj de -3 dB. Semnalele sunt introduse în cele două porți izolate ale cuplorului pentru evitarea sincronizării lor și eliminarea radiației nedorite a semnalului local. Tipul de cuploare utilizat este cel al cuploarelor în inel, în tehnologie microstrip [2].

Figura 1.11 Cuplorul care separă circuitele de RF și OL într-un mixer

1.9.4 Amplificatorul echilibrat

Un inconvenient al rețelelor de adaptare conținute de amplificatoarele cu tranzistoare ar fi faptul că atunci cand cerințele sunt mai stricte și mai numeroase, aceste rețele nu pot trata simultan atât obținerea unui zgomot minim cât și adaptarea perfectă a porților. Pentru a elimina acest neajuns se folosesc cuploarele care se ocupă de adaptarea porților. Se folosesc două cuploare, unul înaintea amplificatoarelor și unul după amplificatoare care preia semnalele de la amplificatoare și le însumează la poarta de ieșire, la cealaltă poarta ele anulându-se. La intrarea în primul cuplor unda se împarte în alte două unde care constituie intrările celor două amplificatoare. Cele două amplificatoare alcătuiesc un ansamblu perfect adaptat atât la intrare cât și la ieșire. În tehnologie micrsotrip se utilizează de regulă, cuploarele Lange [2].

Figura 1.12 Amplificator echilibrat

1.9.5 Cuplorul utilizat in reflectometre

Cunoscând proprietățile unui cuplor, se evidențiază faptul că se poate obține coeficientul de reflexie într-un punct de pe linia principală, prin măsurarea raportului dintre unda inversă și unda directă. Măsurarea are loc cu ajutorul unui voltmetru vectorial în condițiile în care se cunoaște faptul că semnalul de la poarta cuplată și de la poarta izolată este proporțional cu unda directă, respectiv unda inversă.

Cuploarele care tratează acest aspect al separării celor două unde trebuie să prezinte o directivitate foarte bună pentru a nu apărea erori de măsură, să aibă porțile adaptate perfect și o bandă cât mai largă permițând un domeniu mai mare de masură a întregului ansamblu [2].

Figura 1.13 Cuplorul utilizat în reflectometre

2.Cuplorul în inel

2.1 Noțiuni generale

Se va analiza în particular proiectarea cuplorului de tip rat-race în tehnologie microstrip. Cel mai des se folosește în tehnologie microstrip, geometria acestuia permițând cu ușurință interconectarea sa cu alte diposizitive. Acest tip de cuplor este utlizat în diverse aplicații în care se dorește o bandă îngustă, el făcând parte din categoria cuploarelor de bandă îngustă, așa cum am precizat și în capitolele anterioare. Principiul său de funcționare este același ca și în cazul cuplorului branch-line.

Fizic, acest obiect este realizat din linii microstrip cu impedanța caracteristică Zc. Semicercul superior este alcătuit din trei arce de lungime λ/4, iar cel inferior, între poarta 1 și poarta 3 este alcătuit dintr-un singur arc de cerc de lungime 3λ/4, așa cum este ilustrat și în figura următoare. Cuplajul între porți se face prin intermediul tronsoanelor de linii care permit propagarea semnalului pe două trasee distincte conducând la faptul că la una din porți undele care sosesc se pot anula sau se pot însuma fazorial. Dacă se consideră ca poartă de intrare poarta 1, atunci semnalul ajunge la porțile 2 și 3 în fază și în antifază la poarta izolată, poarta 4.

Dispozitivul prezintă de asemenea și un plan de simetrie vertical, separând porțile 1 și 2 de porțile 3 și 4, implicând o ușurință în analiza parametrilor săi. Pe baza secționării cuplorului în jurul axei de simetrie, se poate aplica metoda de analiză a modurilor par și impar de excitație. În cazul modului par de excitație, porțiunea rezultată se lasă în gol, iar pentru modul impar cealaltă porțiune se conectează la masă. În analiza celor două moduri se utilizează admitanțele liniilor de transmisiune normate, circuitele prezentând aceeeași impedanță Z0 la porți.

Figura 2. Cuplorul în inel

2.2 Analiza semcircuitului de mod par

Semicircuitul de mod par este prezentat în figura 2.2. Cunoscând faptul că admitanța reprezintă inversul impedanței caracteristice iar reprezintă inversul impedanței de sarcina se notează următorul raport:

(2.1)

Figura 2.2 Semicircuitul de mod par

Pentru o linie terminată în gol, admitanța sa de intrare se poate exprima ca:

(2.2)

Astfel se determină impedanțele de intrare la porțile diportului din figura 2.3 cu ajutorul căruia a fost echivalat semicircuitul de mod par. Înlocuind expresia pentru și valoarea pentru lungimea l se obține:

(2.3)

(2.4)

Figura 2.3 Diportul echivalent terminat adaptat la poarta 2

Se calculează coeficientul de reflexie de la poarta 1 pentru modul par.

(2.5)

(2.6)

Înlocuind relația (2.5) în relația (2.6) se obține valoarea coeficientului de reflexie :

(2.7)

Pentru calcularea parametrului se folosește același principiu ca cel prezentat mai sus, numai că în acest caz poarta 1 este considerată adaptată, cum am prezentat și în figura 2.4.

Figura 2.4 Diportul echivalent terminat adaptat la poarta 1

(2.8)

Prin același procedeu de înlocuire a formulei (2.8) în expresia parametrului se obține:

(2.9)

Ceilalți parametri si se pot determina cu ajutorul relației (2.10):

(2.10)

Pentru calculul raportului dintre tensiunile și se vor preciza expresiile pentru tensiunea și curentul în punctul z ca fiind:

(2.11)

(2.12)

Din aceste expresii, reprezintă amplitudinea complexă a undei directe în punctul z=0 și reprezintă amplitudinea complexă a undei inverse în același punct. În cazul unei linii fără pierderi, constanta de propagare va fi proporțională doar cu constanta de defazare:

(2.13)

Calculând raportul tensiunilor ca fiind:

(2.14)

Înlocuind expresia (2.11) în formula de mai sus pentru o lungime si evaluând rezultatele se obține un raport între tensiunile și :

(2.15)

unde k este notația folosită în formula (2.1).

Din cele prezentate anterior și în urma calculelor rezultă că parametrul va fi egal cu:

(2.16)

2.3 Analiza semicircuitului de mod impar

Semicircuitul de mod impar este prezentat în figura 2.5.

Procedeul de analiză al acestui mod impar de excitație este același ca și în cazul analizei modului par de excitație cu deosebirea că se va calcula admitanța de intrare în diportul cu care este echivalat acest semicircuit [4].

Figura 2.5 Semicircuitul de mod impar

(2.17)

Înlocuind expresia lui și valorile lungimii cu cele două valori de și se obțin admitanțele de intrare în diport:

(2.18)

(2.19)

Se observă că admitanța de intrare la poarta 1, pentru modul impar, este aceeasi cu admitanta de intrare la poarta 2 pentru modul par de analiză. Astfel rezultă că parametrii pot fi scriși ca în modul de mai jos:

(2.20)

(2.21)

(2.22)

Pentru calcularea parametrilor de repartiție se însumează valorile acestora calculate pentru cele două moduri sau se scad, în funcție de parametrul pe care se dorește a fi exprimat. Astfel [2]:

(2.23)

(2.24)

(2.25)

(2.26)

(2.27)

Din ecuațiile de mai sus, prin înlocuirea expresiilor pentru parametri modului par și impar se obține:

(2.23)

(2.29)

(2.30)

(2.31)

(2.32)

Datorită proprietăților de simetrie și reciprocitate rezultă imediat urmatoarele relații între parametri:

(2.33)

(2.34)

(2.35)

(2.36)

(2.37)

=0 (2.38)

Din condiția ca parametrul să fie 0 va rezulta o valoare pentru simbolul k cu care s-a notat raportul dintre impedanta de sarcina și impedanța caracteristică , egală cu . Această valoare conduce la faptul că impedanța este mai mare de ori decât impedanța de sarcina Z0.

Cu aceste precizări se poate construi matricea S a cuadriportului:

Acest obiect constituie un cuplor directiv ideal, având două porți adaptate și izolate între ele.

2.4 Noțiuni teoretice privind proiectarea cuplorului în inel compact

Liniile clasice de transmisiune care alcătuiesc cuplorul clasic mărginesc o zona goală în interiorul acestuia, ceea ce presupune dimensiuni mai mari ale dispozitivului și implicit costuri mai mari de fabricație. Pentru a reduce aceste două dezavantaje se utilizează o metoda compactă de proiectare a obiectului studiat. Aceasta metoda utilizează structuri T asimetrice. [6]

Elementul de bază utilizat în proiectarea cuplorului este linia de transmisiune de lungime care se va înlocui în acest caz cu o structură T asimetrică prezentată în figura 2.6, alcătuită din două linii de transmisiune de impedanță mare conectate în serie, de lungimi electrice diferite și un tronson de linie de impedanță joasă. Astfel cuplorul rat-race în miniatură poate fi implementat cu doar 3.9% din dimensiunile pe care le-ar fi avut în cazul în care pentru realizarea sa se foloseau liniile de transmisiune convenționale. În comparație cu structurile T simetrice, cele asimetrice oferă avantajul interconectării cu ușurință a tronsoanelor de linii implicând astfel și o compactare a dimensiunilor circuitului. Aceasta structură T asimetrică poate fi împărțită în două părți, o linie de impedanță înaltă rezultată în urma secționării liniei care are impedanța și lungimea electrică și o structură T simetrică ilustrată în figura 2.7. A doua parte, structura T simetrică, se va echivala cu o linie de impedanță joasă TL B. Prima porțiune este un tronson de linie de impedanță mare notată TL A. [1]

În figura 2.8 sunt reprezentate cele două linii de transmisiune, una de impedanță mare, având impedanța caracteristică și lungimea electrică și o linie de impedanță mică, cu impedanța sa caracteristică și lungimea electrică . Întreg ansamblul reprezintă o structură cu impedanța caracteristică și lungimea electrică . În continuare se vor calcula parametrii S corespunzători celor două linii TL A si TL B:

(2.39)

Figura 2.6 Structura în T asimetrică

Figura 2.7 Structura T simetrică și linia de impedanță înaltă

Figura 2.8 Liniile de impedanță caracteristică mare și de impedanță caracteristică joasă

Pentru determinarea parametrilor S se dorește să se exprime inițial parametrii ABCD care implică aflarea tensiunii și a curentului atunci cand linia de transmisiune este terminată adaptat pe o sarcină ZS, ca în figură:

Figura 2.9 Linia terminată adaptat

Figura 2.10 Semnificația parametrilor ABCD

Considerând U1 și I1 tensiunea respectiv curentul la capătul liniei, în –l și U2, I2 tensiunea respectiv curentul în punctul 0 putem scrie:

(2.40)

(2.41)

(2.42)

(2.43)

Rezultă că parametrii ABCD au urmatoarele expresii:

(2.44)

(2.45)

(2.46)

(2.47)

Dacă se notează și atunci:

(2.48)

Considerând și înlocuind valorile parametrilor ABCD în expresiile coeficienților se obține:

(2.49)

(2.50)

(2.51)

(2.52)

Figura 2.11 Liniile TL A și TL B terminate pe impedanțele de sarcină

Utilizând graful de fluență din figura 2.12 se poate determina coeficientul de reflexie la poarta 1 și coeficientul de transmisie pentru structura de mare-mică impedanță ca fiind:

(2.53)

(2.54)

Figura 2.12 Graful de fluență

În continuare se va determina lungimea electrică a structurii HLI care este egală cu faza coeficientului de transfer de la poarta 1 la poarta 2 [5]. Înlocuind formulele in expresia parametrului vom calcula faza acestuia și în prealabil vom obține lungimea electrică:

(2.55)

Calculul impedanței caracteristice a structurii HLI se face cu ajutorul expresiei:

(2.56)

Figura 2.13 Linia echivalentă HLI

Știind faptul că faza parametrului de transmisie adică lungimea electrică a structurii HLI este de 90o, atunci se impune condiția ca numitorul expresiei (2.55) să fie egal cu 0. În consecință, va rezulta o relație prin care se exprimă lungimile electrice ale celor două linii în funcție de impedanțele lor caracteristice și anume:

(2.57)

2.5 Transferul structurii HLI înapoi într-o structură T asimetrică

După ce am determinat impedanțele caracteristice și lungimile electrice ale celor două linii TL A și TL B cu ajutorul expresiilor prezentate anterior, linia TL B de impedanță joasă care alcătuiește structura, poate fi echivalată cu o structură T simetrică realizată din două linii de impedanță înaltă cu impedanțele caracteristice Z1 și lungimile electrice 1 și un tronson de linie cu impedanța caracteristică Z2 și lungimea electrică 2 [6].

Pentru echivalarea structurii HLI trebuie să cunoaștem parametrii ABCD ai liniei 2, în condițiile în care cei ai liniei 1 și 3 i-am aflat deja.

Liniile fiind conectate in cascadă, parametrii ABCD ai întregii structuri se pot calcula din produsul parametrilor ABCD ai fiecărei linii.

Figura 2.4 Liniile de înaltă și joasă impedanță

Figura 2.15 Strctura în T asimetrică

Pentru calculul parametrilor ABCD ai liniei 2 terminată in gol se pleacă de la expresia impedanței de intrare:

(2.58)

Linia 2 fiind terminată în gol, vom obține:

(2.59)

Admitanța se poate scrie:

(2.60)

În figura de mai jos se pot observa cele două cazuri care ne permit calcularea parametrilor ABCD:

Figura 2.16 Cazurile când tensiunea și curentul sunt nule

Astfel vom obține următorii parametri:

(2.61)

(2.62)

(2.63)

(2.64)

După egalarea parametrilor liniei de joasă impedanță cu parametrii liniei simetrice în T se va obține:

Efectuând calculele se vor obține cele două expresii pentru lungimile electrice și :

(2.65)

(2.66)

3. Proiectarea și simularea cuplorul în inel

3.1 Proiectarea schemei cuplorului în inel standard

Acestă etapă reprezintă punctul de plecare în analiza și proiectarea cuplorului în inel compact.

Acest dispozitiv prezintă o impedanță de referință la porți de 50 Ω, o atenuare de cuplaj de 3 dB și se va proiecta la frecvența de lucru 0,9 GHz.

Pentru proiectarea schemei, analiza și simularea circuitului se folosește programul ADS (Advanced Design System).

Tehnologia de realizare este microstrip, pe un substrat RO3003® cu o grosime de 0,508 mm, constanta dielectrică are valoarea 3, tangenta unghiului de pierderi a materialului este 0,0013 iar metalizările sunt din cupru de grosime 17 µm.

Cele patru tronsoane de linii prezintă aceeași impedanță caracteristică:

Pentru se obține .

Pentru cele două lungimi ale liniilor de transmisiune se obțin lungimile electrice corespunzătoare:

-pentru rezultă:

-pentru rezultă:

Se realizează schema cuplorului în inel:

Figura 3. Schema cuplorului în inel

Pentru această schemă se folosesc patru linii de tip MLIN din meniul Tlines-Microstrip, patru porți și patru terminații care permit simularea acestei scheme.

Se calculează lungimile si lățimile tronsoanelor de linii cu ajutorul meniului Tools-LineCalc, submeniul StartLineCalc, introducând valorile pentru impedanța ,valorile lungimilor electrice calculate mai sus și frecvența de proiectare, așa cum se observă și in figura următoare:

Figura 3. Interfața ADS de calcul a lungimilor și lățimilor liniilor

Valorile obținute pentru lungimile și lățimile liniilor se introduc prin dublu-click pe linia respectivă așa cum am arătat și în figura de mai jos:

Figura 3.3 Introducerea dimensiunilor liniilor microstrip

În următoarea etapă se definește substratul în meniul Tlines-Microstrip-Msub:

Figura 3.4 Substratul utilizat pentru simulare

Următorul pas a constat în introducerea domeniului de frecvență, având ca frecvență centrală, frecvența de 900 MHz. Am ales acest domeniu între 450 MHZ – 1350 MHz, cu un pas de 1 MHz.

Figura 3.5 Setarea domeniului de frecvență

3.2 Simularea cuporului în varianta clasică

Cu ajutorul meniului Simulate, prin selectarea parametrilor de interes S11, S21, S31, S41 am obținut următoarele rezultate:

Figura 3.6 Performanțele cuplorului simulat

Valorile parametrilor sunt următoarele:

Tabel 3. Valorile coeficienților în dB

Se observă o adaptare bună a porților 1 și 4, poarta 1 fiind considerată poartă de intrare iar poarta 4 poarta izolată. Valorile parametrilor S21 și S31 sunt apropiate de 3 dB, ceea ce înseamnă că puterea de la poarta de intrare se împarte în mod egal la cele două porți de ieșire.

În continuare se va simula electromagnetic circuitul cu ajutorul programului Momentum. Se generează layout-ul din meniul Layout.

Figura 3.7 Layout-ul cuplorului în inel clasic, în tehnologie microstrip

Se introduce substratul deja definit anterior în meniul Momentum – Substrate – Update from Schematic. Se introduce banda de frecvențe în care se dorește vizualizarea caracteristicilor dipozitivului și se pornește simularea electromagnetică din meniul EM Start.

Se vizualizează aceiași parametrii pe care i-am simulat anterior și obținem:

Figura 3.8 Performanțele rezultate în urma simulării electromagnetice

Se observă o deviație a caracteristicii în urma simulării electromagnetice, dizpozitivul prezentând un răspuns bun la o valoare mai mică, la 885 MHz. Prin definirea unui set de variabile se pot ajusta fin lungimile și lățimile liniilor care alcătuiesc cuplorul, permițând astfel o deplasare în frecvență. După aceasta ajustare graficul se centrează pe frecvența de 900 MHz:

Figura 3.9 Performanțele obținute în urma optimizării

Valorile obținute în urma optimizării sunt:

Tabel 3. Valorile optimizate ale coeficienților

3.3 Proiectarea, analiza și simularea cuplorului în inel compact

În cazul cuplorului compact tip rat-race care este alcătuit din linii de lungime și o linie de lungime , se pot echivala aceste linii cu structuri T asimetrice. Astfel, linia de lungime se poate înlocui cu o structură T asimetrică iar linia de lungime , din aceleași considerente, se poate obține prin cascadarea a trei linii de .

Valorile pentru impedanțele caracteristice și lungimile electrice ale liniilor, așa cum sunt prezentate și în figura următoare au fost determinate pe baza considerentelor prezentate în capitolul anterior. S-a impus lungimea electrică a structurii HLI de 90o și s-a ales valoarea de 100 Ω pentru impedanța caracteristică a liniei TL A și valoarea de 40Ω pentru pentru impedanța caracteristică a liniei TL B.

În urma calculelor s-au obținut cele trei lungimi electrice corespunzătoare liniilor care alcătuiesc cuplorul din schema prezentată mai jos.

Tabel 3. Caracteristcile liniilor de transmisiune

Figura 3.0 Reprezentarea succintă a schemei

În simularea acestui dispozitiv am urmărit pașii prezentați în etapa de proiectarea a cuplorului în inel clasic. Pentru linii am folosit tipul MLIN din meniul Tlines Microstrip. Se adaugă patru porți la care se conectează cele patru terminații. Conectarea între tronsoanele de linii se face cu ajutorul unor conectori MTEE în formă de T, din același meniu, care permit conectarea a trei tronsoane de linii fără a influența funcționarea circuitului.

Figura 3.11 Schema cuplorului compact în ADS

Se introduc valorile pentru impedanțele caracteristice și pentru lungimile electrice corespunzătoare liniilor în meniul StartLineCalc și se calculează lungimile și lățimile liniilor prin comanda Synthesize. În același meniu se introduc parametrii substratului și frecvența de proiectare de 900 MHz. Impedanța liniilor de acces este de 50 Ω și lungimea electrică a acestora este de 90o.

Astfel s-au obținut următoarele valori ale dimensiunilor liniilor:

Tabel 3. Dimensiunile liniilor microstrip

După introducerea dimensiunilor liniilor, se setează planul de frecvență între 450 MHz și 1350 MHz și se genereaza layout-ul circuitului. Dupa generarea layout-ului prezentat mai jos, se simulează electromagnetic circuitul.

Figura 3.12 Layout-ul generat al cuplorului

În urma simulării electromagnetice, se vizualizează parametrii de interes pe un singur grafic la frecvența de proiectare:

Figura 3.13 Performanțele cuplorului compact

Se obțin valorile următoare:

Tabel 3. Performanțele cuplorului în inel compact

Se observă de pe graficul prezentat mai sus că circuitul răspunde mai bine la o frecvență mai mare decât frecvența de proiectare, la 915 MHz. Pentru centrarea caracteristicii la frecvența de proiectare este necesară o optimizare a circuitului. Deplasarea in frecvență este influențată de lungimile liniilor ce alcătuiesc circuitul. Se reduc lungimile liniilor cu un factor egal cu raportul între frecvența de proiectare și frecvența la care circuitul prezintă perfromanțe bune.

Pentru o ajustare și mai fină se definesc o serie de variabile notate corespunzător ce reprezintă dimensiunile liniilor din circuit. Acest set de variabile permit optimizarea valorii pe care o conțin între o limită inferioară și una superioară cu un pas foarte mic.

Figura 3.14 Interfața de ajustare a valorilor variabilelor (tunning)

După optimizarea circuitului se redimensionează lungimile liniilor:

Tabel 3. Valorile optimizate ale liniilor microstrip

În urma simulării s-a obținut urmatorul grafic:

Figura 3.15 Performanțele cuplorului în inel, compact, în urma optimizării

Valorile parametrilor sunt:

Tabel 3. Valorile parametrilor dispozitivului în urma optimizării

Atenuarea de izolație prezintă o valoare bună, iar puterea de la poarta de intrare se împarte în mod egal la celelalte două porți rezultând caracterul dispozitivului de divizor de putere.

4. Rezultate experimentale

4.1 Rezultate obținute

După realizarea fizică a cuplorului în inel compact s-au măsurat perfomanțele acestuia cu ajutorul unui analizor vectorial. Cele patru porți ale dispozitivului au fost numerotate astfel: poarta de intrare este poarta 1, poarta de transmisie este poarta 2, poarta cuplată este poarta 3, iar poarta 4 reprezintă poarta izolată.

Inițial, s-a calibrat analizorul cu ajutorul unui set de calibrare, în formă de stea, care cuprinde cele trei saricini: gol, scurtcircuit și sarcina adaptată.

S-a introdus domeniul de frecvențe la care s-a efectuat masurătoarea și anume: 450 MHz- 1350 MHz.

Întrucât analizorul vectorial dispune de doar două sonde de măsură, atunci când s-au efectuat măsurătorile, la celelalte două porți rămase libere ale dispozitivului proiectat s-au conectat sarcini adaptate.

Figura 4. Instalația de măsură a performanțelor modelului experimental

Poarta 1 a dispozitivului de măsură s-a conectat la poarta de intrare a cuplorului (poarta 1), iar cealaltă poartă s-a conectat pe rând la poarta de transmisie, poarta cuplată și la poarta izolată a cuplorului.

Astfel s-au realizat măsurători pentru fiecare coeficient de reflexie al porților la care s-au conectat sondele de măsură și pentru coeficientul de transmisie între acestea.

Adaptarea porții de intrare a circuitului are următoarea valoare: -22,569 dB, așa cum reiese și din graficul vizualizat cu ajutorul markerilor.

Figura 4. Măsurarea coeficientului de transmisie și a coeficienților de reflexie la porțile 1 și 2

În urma măsurarii atenuării de cuplaj și a coeficienților de reflexie la porțile 1 si 3, se obține următorul grafic:

Figura 4. Măsurarea atenuării de cuplaj și a coeficienților de reflexie la porților 1 și 3

În grficul următor sunt reprezentați coeficienții de reflexie la porțile 1 și 4 și atenuarea de izolație care prezintă o valoare de -36,370 dB.

Figura 4. Măsurarea atenuării de izolație S41

În continuare am reprezentat în Matlab caracteristicile parametrilor de reflexie, transmisie, cuplaj și izolație. Coeficientul de reflexie al porții de intrare este de -23,37 dB, atenuarea de reflexie a porții 2 este de -22,87 dB, iar coeficientul de transmisie are valorea de -3,21 dB.

Figura 4. Rezultatul măsurării parametrilor S11, S21, S22 ai modelului experimental

În figura următoare am reprezentat variația cu frecvența a modulelor coeficienților de reflexie ale porților 1 și 3 și modulul coeficientului de transmisie de la poarta de intrare la poarta cuplată. Se observă o valoare de -3.187 dB a atenuării de cuplaj.

Figura 4. Graficul atenuărilor de reflexie la porțile 1 și 3 și atenuarea de cuplaj

În ultimul caz se reprezintă adaptarea porților 1 și 4 și atenuarea de izolație. Aceasta din urmă are o valoare de -36.33 dB.

Figura 4. Graficul atenuărilor de reflexie la porțile 1 și 4 și atenuarea de izolație

4.2 Concluzii

În graficele prezentate anterior se observă faptul că valorile minime ale coeficienților de reflexie și valoarea minimă a atenuării de izolație nu sunt chiar la frecvența la care am proiectat dispozitivul. Se ating valorile minime la cca. 940 MHz.

Următorul tabel înregistrează valorile parametrilor cuplorului rat-race pentru cele trei cazuri analizate:

Tabel 4. Diferențele între coeficienții dispozitivelor studiate

Proiectarea cuplorului în varianta clasică a fost utilă în comparația suprafeței ocupate de acesta și suprafața ocupată de cuplorul în inel, compact. Astfel, suprafața ocupată de cuplorul în inel, compact este de 45,46 cm2 considerabil mai mică decât suprafața cuplorului în inel clasic care ocupa 88,65 cm2.

Interpretând valorile modulelor parametrilor S21 și S31 se observă că sunt aproximativ egale, puterea de la poarta de intrare fiind împărțită în mod egal la cele două porți. Acest cuplor se comportă, prin urmare, ca un divizor cu raport egal de divizare a puterii.

În urma masurătorilor efectuate asupra dispozitivului fizic s-au obținut valori mai mici în modul pentru coeficienții de reflexie ai porților de intrare. Această scădere se datorează procesului de fabricație. Traseele din cupru nu sunt perfect simetrice și în urma lipirii conectorilor la porțile dispozitivului pot apărea reflexii pe lipituri.

Valorile obținute nu au fost influențate foarte mult de procesul tehnologic, ele încadrându-se în setul de valori corespunzătoare cuplorului rat-race simulat.

O fotografie a modelului experimental se regăsește în Anexa 1.

Bibliografie

[1] C-H Tseng, C-L Chang, “A rigurous Design Methodology for Compact Planar Branch-Line and Rat-Race Couplers With Asymmetrical T-Structures”, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 60, No. 7, July 2012, pp. 2085-2092.

[2] C. Lojewski, Dispozitive și Circuite de Microunde, Editura Tehnică, 2005, pp. 252-287.

[3] N. Militaru, H. Lupescu, Circuite de Microunde – Platforme de laborator. pp. 1-4, 8-9.

[4] G. Lojewski, Circuite de Microunde, note de curs, 2014.

[5] C-H Tseng and H-J Chen, “Compact rat-race coupler using shunt-stub-based artificial transmission lines”, IEEE Microwaves Wireless Components, Vol. 18, No. 11, Nov. 2008, pp. 734-736.

[6] S-S. Liao, P-T. Sun, N-C Chin and J-T Peng,”A novel compact-size branch-line coupler”, IEEE Microwaves Wireless Components, Vol. 15, No. 9, Sep. 2005, pp. 588-590.

[7] D. M. Pozar, Microwave Engineering, 3rd ed. New York: Wiley, 2005, pp.265-284.

Anexa 1

Fotografia modelului experimental: