Cuplor dire ctiv cu două tronsoane de cupla j, compact, [626735]
Universitatea “Politehnica” din București
Facultatea de Electronică, Telecomunicații și Tehnologia Informației
Cuplor dire ctiv cu două tronsoane de cupla j, compact,
în tehnologie micro strip
Proiect de diplomă
prezentat ca cerință parțială pentru obți nerea titlului de
Inginer în domeniul Electronică și Telecomunicații
programul de studii de licență Tehnologii și Sisteme de Telecomunicații
Conducător științific Absolvent: [anonimizat]. Nicolae MILI TARU Raluca -Ioana BRĂTILĂ
2018
Cuprins
Introducere ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……… 11
1.Cuploare directive ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……………………… 13
1.1 Proprietăți generale ale unui cuplor directiv ………………………….. ………………………….. ……….. 14
1.2 Matricea de repartiție a undelor, [S] ………………………….. ………………………….. ………………….. 16
1.3 Cuplorul cu două tronsoane de cuplaj de lungime λ/4 ………………………….. ………………………. 18
1.4 Cuplorul în inel ………………………….. ………………………….. ………………………….. …………………… 21
1.5 Cuplorul directiv cu linii cuplate, simetrice ………………………….. ………………………….. …………. 23
1.6 Aplicații ale cuploarelor directive ………………………….. ………………………….. ……………………… 24
1.7 Linia microstrip ………………………….. ………………………….. ………………………….. …………………… 26
2. Proiectarea cuplorului cu două tronsoane de cuplaj, de lungime λ/4 ………………………….. ……….. 29
2.1 Introducere ………………………….. ………………………….. ………………………….. …………………………. 29
2.2 Advanced Design System ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………. 35
2.3 Proiectarea și simularea cuplorului cu două tronsoane de cuplaj ………………………….. ………. 35
2.4 Optimizarea răspunsului circuitului prin Tuning ………………………….. ………………………….. …. 44
2.5 Optimizarea geometriei cuplorului ………………………….. ………………………….. …………………….. 46
3. Rezultate experimentale ………………………….. ………………………….. ………………………….. …………….. 49
3.1 Varianta finală a cuplorului directiv cu două tronsoane de cup laj, compact, în tehnologie
microstrip ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. ……. 49
3.2 Analizorul de rețele vectorial (VNA -Vector Network Analyzer) ………………………….. ………….. 50
Concluzii ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………… 57
Referințe bibliografice ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………….. 59
Anexa 1 ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………………………….. …………… 61
Listă de figur i
Fig.1.1 Semnificația porților de acces ale unui cuplor directiv [1]. ………………………………………………… 13
Fig.1.2 Simbolurile cuplorului codirectiv și contradirectiv [8]. ……………………………………………………… 13
Fig.1.3 Notațiile utilizate la definiția matricei de repar tiție [S] a unui multiport [6]. ……………………… 18
Fig.1.4 Cuplor directiv cu două tronsoane de cuplaj de lungime λ/4, în tehnologie microstrip [8 ]. .20
Fig.1.5 Analiza cuplorului directiv folosind metoda de calcul specifi că cuadriporților simetrici[2]. 21
Fig.1.6 Scheme echiva lente cu admitanțe normate ale c ircuitelor din Fig.1.5.a,b [2]. …………………… 21
Fig.1.7 Cuplorul directiv în inel,în tehnologie microstrip [2]. ………………………………………………………… 23
Fig.1.8 Diporți obținuți prin secționarea cuadripor tului simetric din Fig.1.7 [2]. ………………… ………… 23
Fig.1.9 Scheme echivalente cu admitanțe normate a le circuitelor din Fig.1.8 [2]. …………………………. 24
Fig.1.10 Cuplor cu două linii mi crostrip identice, cuplate [2]. ……………………………………………………….. 25
Fig.1.11 Utilizarea cuplorului directiv în reflectometre [2]. …………………………………………………………… 27
Fig.1.12 Circuit care sesi zează dezadaptarea antenei [2]. ……………………………………………………………….. 27
Fig.1.13 Sistem de control automat al nivelului de ieși re al unui generator (ALC) [2]. …………………. 27
Fig.1.14 Separarea circuitelor de RF și OL în tr-un mixer, prin inter mediul unui cuplor directiv[2]. 28
Fig.1.15 Amplificatorul echilibrat [2]. …………………………………………………………………………………………….. 28
Fig.1.16 Repre zentarea liniei microstrip [7]. …………………………………………………………………………………… 29
Fig.2.1 Cuplor directiv cu două tron soane de cuplaj de lungime λ/4, în tehnologie microstrip [8]. 31
Fig.2.2 Structură în T asimetrică echi valentă cu o secțiune HLI [10]. ……………………………………………. 32
Fig.2.3 Secțiunea HLI și parametrii matricei [SHLI ] corespunzător secțiunii [10]. ……………………….. 34
Fig.2.4 Schema pentru obținerea paramet rilor S ai structurii HLI [10]. …………………………………………. 34
Fig.2.5 Exprimarea grafică a relației dintre parametrii θa și θ b pentru Za= 90Ω, Zb= 30Ω [10]. …..35
Fig.2.6 Structura în T asimetrică p reluată din secțiunea HLI [10]. …………………………………………………. 36
Fig.2.7 Modelul de circuit al cuplorului, cu trons oane de linieλ/4 fără pierderi. ……………………………. 37
Fig.2.8 Simularea în Advanced Design System. ……………………………………………………………………………… 38
Fig.2.9 Analiza circuitului cuplorului i deal cu tronsoane de linie λ/4. …………………………………………… 38
Fig.2.11 Declarația de substrat în ADS. ………………………………………………………………………………………….. 39
Fig.2.12 LineCalc. …………………………………………………………………………………………………………………………… 39
Fig.2.13 Proiectarea cuplorului cu tronsoane de linie λ/4, în tehnologie microstrip. ……………………… 40
Fig.2.14 Analiza modelului de circuit cu tronsoane de lini e λ/4 în tehnologie microstrip. …………….. 40
Fig.2.15 Modelul de circuit al cuplorului cu tronsoa ne de linie λ/4, folosind MLIN. …………………….. 41
Fig.2.16 Analiza circuitului cup lorului ideal cu tronsoane de lin ie λ/4 în tehnologie microstrip. …..41
Fig.2.17 Geometria circuitului cuplorului p entru proiectarea din Fig.2.15. ……………………………………. 42
Fig.2.18 Proiectarea circuitului cuplorului ideal, cu tronsoane de de linie λ/ 4. ………………………… ……42
Fig.2.19 Analiza circuitului cuplorului ideal cu tronsoane de linie λ/4 cu structuri în T asimetrice. 43
Fig.2.20 Proiectarea cuplorului cu tronsoane de linie λ/4, în tehnologie microstrip , cu structuri în T
asimetrice. ………………………………………………………………………………… ……………………………………………….…..… 43
Fig.2.21 Analiza circuitului cuplorului ideal cu tronsoane de lin ie λ/4 în tehnologie microstrip. …..44
Fig.2.22 Proiectarea cuplorului cu tronsoane de linie λ/4, în tehnologie microstrip. ………………………44
Fig.2.23 Analiza cuplorului cu tronsoa ne de linie λ/4 în tehnologie microstr ip cu structuri în T
asimetrice. …………………………………………………………………………………………………………………………………………45
Fig.2.24 Geometria cuplorului în tehnologie microstri p cu structuri în T asimetrice. …………………….45
Fig.2.25 Definirea substratului dielectri c și a nivelelor de metalizare. ……………………………………………45
Fig.2.26 Simularea electromagnetică a cuplorului cu tronsoane de linie λ/4 . …………………………………46
Fig.2.27 Reproiectarea cuplorulu i folosind opțiunea de Tunning. …………………………………………………..47
Fig.2.28 Setar ea și modificarea variabilelor. ……………………………………………………………………………………47
Fig.2.29 Fereastra de Tunning. …………………………………………………………………………………………………………48
Fig.2.30 Simularea electromagnetică a circuitul ui cuplorului cu tronsoane de linie λ/4 în tehnologie
microstrip cu structuri în T a simetrice, în urma optimizării. ……………………………………………………………48
Fig.2.31 Proiectarea cuplorului cu tronsoane de linie λ/4, din structuri în T asime trice în tehnologie
microstrip. …………………………………………………………………………………………………………………………………………49
Fig.2.32 Layout -ul circuitului optimizat din Fig.2.31. …………………………………………………………………….49
Fig.2.33 Analiza performanțelor circuitului optimizat al cuplorului. ………………………………………………50
Fig.3.1 Geometria (layout -ul) structurii microstrip fabricate. ………………………………………………………….51
Fig.3.2 Cuplor directiv cu două tronsoane de cuplaj, compact, în tehnologie mic rostrip. ………………51
Fig.3.3 Realizarea măsurătorilor cu ajutorul a nalizorului de rețelevectorial. ………………………………….52
Fig.3.4 Montura sarcinilor utilizate pentru calibrare. ………………………………………………………………………53
Fig.3.5 Diagrama Smith cu repr ezentările OLS, după calibrare. ……………………………………………………..54
Fig.3.6 Măsurarea parametrilor cu ajut orul analizorlui. ……………………………………………………………………55
Fig.3.7 Măsurarea parametrilor și cu ajutorul analizorului. ……………………………………………………..………56
Fig.3 .8 Măsurarea parametrilor și cu ajutorul analizorului. ……………………………………………………………..57
Fig.3.9 Conținutul fișierului S2P. …………………………………………………………………………………………………….58
Fig.3.10 Vizualizarea param etrilor din cele 3 fișiere S2P. ………………………………………………………………58
11
Introducere
În această lucrare voi prezenta realizarea unui nou tip de cuplor directiv , compact , cu două
trons oane de cuplaj , prin care se dorește obț inerea unor performanțe cât mai apropiate, de cele ale
modelului branch -line. Acesta este alcătuit din doua linii de transmisiune paralele, cu patru porți de
acces. Cuplorul d irectiv pe care l -am proiectat, poate fi utilizat în diverse circuite de radiofrecvență,
în cadrul echipamentelor de telecomunicații, de măsură și control precum : analiz oare de rețea,
indicatoare de nivel, mixere, amplificatoare echilibrate. Pentru realizarea cu plorului , am ales să
folosesc tehnologia microstrip.
Am folosit următoarele specificații :
Frecvența de proiectare: 0,9 GHz;
Impedanța de referință: 50 Ω;
Substratul de tip Rogers RO3003TM;
Constanta dielectrică Ԑr=3, permitivitatea magnetic ă relativă µr=1, grosime a h=0,508mm și
tangent a unghiului de pierderi tg δ=0,001;
Metalizări din cupru (grosime folie t=0,017 mm) .
Programul cu ajutorul căruia am realizat cuplorul directiv , se numește Advanced Design
System (ADS, Keysight Technologies, SUA). Advanced Design System este o suită de programe,
ce permit e proiectarea și evaluarea performanțelor electrice ale unor circuite de diferite tipuri
(active, pa sive), în diverse tehnologii (planare, ghid de undă), cu funcționa re la frecvențe înalte. Are
o interfață ușor de folosit , foarte utilă pentru domeniul microunde lor, pentru aplicații digitale,
aplicații radar și sat elit. Am ales sa folosesc acest program, pe care l -am considerat eficient,
deoarece cu ajutorul său se pot realiza toți pașii necesari obținerii produsului final: proiectarea
circuitului, evaluarea performanțelor sale elec trice prin simulare de circuit ș i electromagnetică ,
folosind spre exemplu, formalismu l parametrilor de repartiție a undelor S, îmbunatățirea
performanțelor electrice prin optimizarea circuitului și g enerarea automată a geometriei î n
tehnologie planară .
În capitolul unu sunt cuprins e elementele teoretice fundamentale , referitoare la cuploa rele
directive . Am descris câteva tipuri de cuploare directive : cuploare cu cuplaj pri n tronsoane de linii,
cuploare î n inel, cuploare cu linii cupla te. Tot î n capitolul unu am ales sa descriu și linia microstrip.
Cel de -al doilea capitol cuprinde prezen tarea proiectării cuplorului directiv, cu două
tronsoane de cuplaj . Am definit substratul, am calculat valorile impedanțelor caracteristice pentru
tronsoanele de linie, am realizat schema inițială a cuplorului, care mai apoi a fost optimizată .
Rezultatel e experimentale fac parte din capitolul trei. În acest capitol, am prezentat și
măsurătorile pentru circuitul obținut și tot aici vor fi expus e concluzii le la care am ajuns în finalul
lucrării .
12
13
1.Cuploare directive
Utilizarea cupl oarelor directive în mod frecvent în sistemele de microunde, se datorează
faptului că acestea îndeplinesc mai multe roluri, precum: defazor, atenuator, divizor de putere. Un
cuplor directiv ideal este un cuadriport reciproc, pasiv și nedisipativ alcătuit d in linii de
transmisiune sau ghiduri , interconectate [2]. Dintre cele patru porți, două porți sunt adaptate și
izolate față de câte una din celelalte două porți.
Numerotarea porților a fost stabilită prin convenție. În analiza cuploarelor, denumirea
porți lor nu este legată de modul de numerotare, aceasta fiind relativă la poarta care este considerată
poartă de intrare. Astfel avem:
P1– Poarta de intrare, la care se aplică semnalul;
P2– Poarta de transmisie este poarta cel mai strâns cuplată cu poarta de in trare;
P3– Poarta izolată este poarta cu cel mai slab cuplaj cu poarta de intrare;
P4– Poarta cuplată sau de ieșire, este cea care rămâne;
Fig.1.1 Semnificația porților de acces ale unui cuplor directiv [1].
Principiul de funcționare care stă la baza cu plorului este principiul interferenței constructive
și distructive a două unde [8]. Astfel, semnalul aplicat la poarta de intrare ( P1, în Fig.1.1), se va
transmite la fiecare din celelalte trei porți de acces, pe două căi diferite. Acesta se va propaga pe
linia principală, de la poarta de intrare către poarta de transmisie (în cazul nostru P2), iar, prin
efectul de cuplaj, apar și unde ce se propagă pe linia secundară (linia dintre porțile P3 și P4). În
funcție de configurația cuplorului, având în vedere di ferența de drum a undelor parțiale, acestea vor
ajunge la una dintre porți ( P3 din Fig.1.1) în antifază. Pentru un cuplor nedisipativ, undele parțiale
ajunse în antifază se vor anula, ele având aceeași amplitudine. Poarta la care undele ajunse pe căi
difer ite se anihilează recipro c prin însumare fazorială are denumirea de poartă izolată ( P3).
În funcție de localizarea porții cuplate în raport cu poarta de intrare, cuploarele directive se
împart în [2]:
Codirective –poarta cuplată și de transmisie sunt de ac eeași parte ( Fig.1.2.a );
Contradirective –poarta de intrare se află de aceeași parte cu poarta cuplată ( Fig.1.2.b ).
a) cuplor codirectiv b) cuplor contradirectiv
Fig.1.2 Simbolurile cuplorului codirectiv și contradirectiv [8 ].
14
În funcție de tehnologi a utilizată, cuploarele pot fi realizate în ghid de undă, în cablu
coaxial, cu linii planare (de exemplu microstrip), etc. După principiul lor de funcționare, cuploarele
directive pot fi de asemenea, de diferite tipuri: cuploare cu cuplaj prin tronsoane de linii, cuploare în
inel, cuploare cu linii cuplate, cuploare cu cuplaj prin una sau mai multe fante, etc. Având în vedere
defazajul dintre semnalele emergente la porțile de ieșire (poarta de transmisie P2 și poarta cuplată
P4, în Fig.1.1), cuploarele dire ctive pot fi:
în cuadratură (de tip Q), pentru care defazajul este de
90 ;
diferențiale (de tip D), pentru care defazajul este de
180 (semnalele emergente sunt în
antifază) sau de 0° (semnale în fază).
Un cuplor este realizat într -o anumită tehnologie, din materiale (dielectric e, metalizare)
reale, cu pierderi. Ca urmare, cuplorul real prezintă abateri ale performanțelor electrice în raport cu
cele ale corespondentului său ideal. Din această cauză, nu poate fi ob ținută o adaptare și o izolație
perfectă a porților.
1.1 Proprietăți generale ale unui cuplor directiv
Principalii parametri folosiți pentru evaluarea performanțelor electrice ale cuploarelor
directive, sunt următorii:
Atenuarea de cuplaj
Prin definiți e, atenuarea de cuplaj între două porți ale unui cuplor directiv reprezintă
atenuarea puterii între poarta de intrare și poarta cuplată atunci când toate porțile cuplorului sunt
terminate adaptat [3]:
21.
ijC
jiA
S (1.1)
Considerând numerot area și semnificația porților cuplorului directiv ca în Fig.1.1, atenuarea de
cuplaj va avea următoarea expresie:
2
11 1
2
4 . 411.C
adS PAP S (1.2)
În locul atenuării de cuplaj
CA poate fi utilizată o mărime subunitară numită cupl aj, notată cu C:
2
41 4
2
1 . 111.
1ijij
C adS PCAP S
(1.3)
De asemenea, în același scop se utilizează și raportul de divizare a puterii,
:PK
2
4 41
2 21 .,P
adPSKPS (1.4)
sau raportul de divizare al amplitudinii semnalului, K:
4 41
2 21..
adPSKPS (1.5)
Pentru cazurile în care poarta de intrare a cuplorului este adaptată ( S11 = 0) sau reflexia
undei incidente la poarta de intrare este foarte mică,
10,b vom avea expresia:
15
2
4111.CAC S (1.6)
Atât atenuarea de cuplaj cât și cuplajul pot fi exprimate în decibeli:
1
41
4[dB] [dB] 10 lg 20 lg .CPA C SP (1.7)
Directivitatea
Prin directivitate a D, se înțelege raportul puterilor emergente la poarta cuplată (în cazul
nostr u P4) și puterea emergentă la poarta izolată, P3, atunci când porțile cuplorului sunt terminate
adaptat:
2
4 41
3 31 ..
adPSDPS (1.8)
De asemenea, directivitatea poate fi exprimată la rândul ei în decibeli, astfel:
4 41
3 31[dB] 10 lg 20 lg .PSDPS (1.9)
Directi vitatea este parametrul electric care ne indică cât de mult proprietățile cuplorului real
se apropie de cele ale cuplorului ideal pentru care directivitatea este infinită. Efectele unei izolații
imperfecte își pun amprenta asupra directivității. De aceea, este de dorit ca directivitatea cuplorului
real să fie cât mai mare.
Adaptarea porților
Adaptarea porților unui cuplor directiv este apreciată cantitativ prin valoarea modulului
coeficientului de reflexie al porții respective, atunci când toate celelalte porți sunt terminate adaptat
[2]. Vom lua drept exemplu adaptarea porții 1 (considerată poartă de intrare), care este indicată de
modulul parametrului său de reflexie,
11S. Acest parametru corespunde atenuării de reflexie sau
pierd erii de reflexie (în limba engleză return loss ),
RA , a porții respective:
2 1
111,RA
S
11 1[dB] 20lg .RAS (1.10 )
Un cuplor directiv ideal este un cuadriport total adaptat, cu
0,iiS de unde rezultă că, în
acest caz particular, atenuarea sa de reflexie este infinită,
RA .
Izolația
Izolația I este o măsură a puterii emergente la poarta izolată, provenind de la puterea
incidentă la poarta de intrare. La cuplorul directiv ideal izolația este infinită. În cazul unui cuplor
real se dorește ca izolația să aibă o valoare cât mai mare. Exprimată în decibeli, izolația poate fi
scrisă sub forma:
21
31
3[dB] 10 lg 20 lg .PISP (1.11 )
Frecvența nominală
Frecvența nominală (de proiectare),
0f , reprezintă frecvența la care a fost proiectat cuplorul.
La această frecvență perform anțele cuplorului sunt optime [2 ].
16
Banda de frecvențe
Banda de frecvențe a cuplorului este intervalul de fr ecvențe în care performanțele lui rămân,
într-un anume sens, acceptabile. Pentru definirea benzii
Bf a unui cuplor pot fi folosite diverse
criterii cum ar fi [ 2]:
condiția c a directivitatea cuplorului să nu scadă sub o anumită limit ă;
variația cuplajului să nu depășească limita impusă;
defazajul dintre undele emergente la porțile de ieșire să nu se depărteze de valoarea sa
inițială, etc.
De regulă banda de frecvențe se exprimă în mărime relativă, ca raportul între banda de
frecvențe
f și frecvența de proiectare f0:
00.Bfwff (1.12 )
1.2 Matricea de repartiție a undelor, [S]
Parametrii de repartiție a undelor, S, sunt mărimi complexe, adimensionale, dependente de
frecvență, ce caracterizează proprietățile externe ale unui multiport. Parametrii S se definesc cu
ajutorul undelor generalizate (de putere), unde care reprezintă o combinație liniară între tensiunea și
curentul dintr -un anumit plan de referință localizat în lungul liniei (sau liniei echivalente unui ghid)
folosită la interconectarea unor dispozitive sau circuite de înaltă frecvență.
Formalismul utilizat în cazul caracterizării circuitelor electrice cu funcționare în joasă
frecvență poate fi cel al matricei impedanță [ Z] sau al matri cei admitanță [ Y], formalisme definite pe
baza noțiunilor de tensiune și curent. În înaltă frecvență este mai comod de utilizat un formalism –
cel al matricei de repartiție a undelor, [ S] – care se bazează pe definirea undelor de putere a și b
(vezi Fig.1.3) ca o combinație liniară între tensiune și curent.
În Fig.1.3 este reprezentat simbolul generic al unui multiport. În dreptul fiecărei porți i
1,2,…in
au fost notate tensiunea Ui, curentul incident Ii, impedanța de normare
0iZ , precum și
undele incidentă
ia (același sens cu al curentului) și reflectată
ib (sens opus curentului).
Fig.1.3 Notațiile utilizate la definiția matricei de repartiție [S] a unui multiport [6 ].
Se definesc undele incidente (de intrare) și reflectate (de ieșire) din multiport astfel:
17
0
01( ),
2i i i i
ia U Z I
Z (1.13)
i= (1…. n).
0
01( ),
2i i i i
ib U Z I
Z (1.14)
unde Z0i este impedanța de r eferință la poarta i (mărime reală, pozitivă).
Pentru a simplifica calculul se folosesc următoarele notații matriceale:
1
2
3;
na
a
aa
a
1
2
3;
nb
b
bb
b
1
2
3;
nI
I
II
I
1
2
3;
nU
U
UU
U
Cu aceste notații, relați ile (1.13) și (1.14) se pot rescrie astfel:
[ ] ( ),a F U G I (1.15)
[ ] ([ ] [ ] [ ]),b F U G I (1.16)
unde [ F] și [ G] sunt două matrice diagonale ajutătoare, conținând toți coeficienții care intervin în
relațiile (1.13) și (1.14) al e undelor de la diverse le porți [2 ]:
01diag{ },
2iF
Z (1.17)
0 diag{ }.i GZ (1.18)
Rezultă astfel relația matriceală între undele de putere reflectate și cele incidente la porțile
multiportului:
[ ] [ ] [ ].b S a (1.19)
Datorit ă caracterului liniar al definițiilor de mai sus și al relațiilor liniare dintre tensiunile și
curenții implicați, relațiile dintre mărimile
ia și
ib de la porțile unui multiport sunt, și ele, de natură
liniar ă, având forma generală [2 ]:
1 11 1 12 2 1
2 21 1 22 2 2
1 1 2 2,
,
.nn
nn
n n n nn nb S a S a S a
b S a S a S a
b S a S a S a
(1.20)
Matricea [ S] care cuprinde informația cu ajutorul căreia pot fi exprimate proprietățile
externe ale multiportului, se definește cu relația (1.19). Semnificați a fizică a elementelor
component e ale matricei [ S] este deosebit de simplă [2 ]:
0, ( ),
ki
ii
ia k ibSa
0, ( ).
kj
ji
ia k ibSa (1.21)
Elementul Sii ce aparține diagonalei principale a matricei [ S] se numește coeficient de
reflexie de la poarta de acces i și reprezintă raportul d intre unda reflectată și unda incidentă la
poarta i, în situația în care nu avem unde incidente la toate celelalte porți.
18
Coeficientul de transfer (sau de transmisie) Sji situat în afara diagonalei principale a matricei
[S] este egal cu raportul dintre un da reflectată la poarta j și cea incidentă de la poarta i când toate
celelalte porți sunt terminate adaptat.
Poarta terminată adaptat este poarta la care se conectează o sarcină adaptată, adică o
terminație pasivă având coeficientul de reflexie nul,
0.S În acest mod se satisface condiția ca la
o poartă să nu existe unde incidente.
1.3 Cuplorul cu două tronsoane de cuplaj de lungime λ/4
Acest cuplor este alcătuit din două linii interconectate prin intermediul a două tronsoane de
cuplaj, toate liniile având lungimea de λ/4 la frecvența de proiectare. În Fig.1.4 este prezentată
geometria cuplorului cu două tronsoane de cuplaj de lungime λ/4, în tehnologie microstrip. În
literatura de specialitate de limbă engleză cuplorul este cunoscut și sub denumirea de „ branch -line”.
Dacă poarta 1 este considerată poartă de intrare atunci linia aflată între porțile 1 și 2 se numește
linie principală iar cea aflată între porțile 3 și 4 linie secundară. Cele două linii verticale reprezintă
tronsoanele d e cuplaj.
Fig.1.4 Cuplor directiv cu două tronsoane de cuplaj de lungime λ /4, în tehnologie microstrip [8 ].
Considerând un generator conectat la poarta 1 (intrare), se observă existența a două căi
posibile între poarta 1 și fiecare dintre porțile 2, 3 ș i 4. Astfel, vom avea două unde parțiale care se
vor propaga pe drumuri diferite spre fiecare dintre cele trei porți de ieșire. Undele parțiale ce vor
ajunge la poarta 4 au diferența de drum nulă, deci se vor însuma, iar cele care vor ajunge la porțile 2
și 3 se vor recompune, după anumite defazaje, deoarece drumurile parcurse de acestea au lungimi
diferite.
Cum toate tronsoanele au aceeași lungime de λ/4, se observă că diferența de drum pentru
porțile 2 și 3 este de λ/2. Așadar pentru un defazaj de
180 , undele parțiale vor ajunge la aceste
porți, în antifază. Undele parțiale depind de impedanțele caracteristice
AZ și
BZ ale liniilor
componente, iar în situația în care vom avea o amplitu dine egală a acestora, la poarta respectivă (în
cazul nostru 2 sau 3) prin însumare fazorială undele se vor anula. Poarta la care undele parțiale se
anihilează reciproc se numește poartă izolată (exemplu P3).
Cuplorul directiv considerat este un c uadripor t simetric, deci parametrii săi de repartiție S
pot fi calculați mai simplu, pe baza existenței planului de simetrie care separă porțile 1și 2 de porțile
3 și 4. Vom putea astfel să aplicăm o excitație pară la porțile 1 și 3 și să secționăm cuplorul în
lungul planului său de simetrie, lăsând în gol terminațiile obținute în urma secționării, așa cum se
poate observa în figura Fig.1.5.b .
19
a) cuplorul directiv, cuadriport ce
admite un plan de simetrie b) diportul de mod par c) diportul de mod impar
Fig.1.5 Analiza cuplorului directiv folosind metoda de calcul specifică cuadriporților simetrici [2].
Se consideră că impedanțele de referință sunt egale la toate porțile cuplorului
01 02 03 04 0 . Z Z Z Z Z
Vom înlocui tronsoanele laterale de linii, prin admi tanțele lor de
intrare:
0
0,A
AZ YAYZ
0
0,B
BZ YBYZ (1.22)
unde
001/ ,YZ
1/ ,AAYZ
1/BBYZ .
Se obțin astfel următoarele două scheme echivalente cu admitanțe normate:
a) semi-circuitul de mod par b) semi-circuitul de mod impar
Fig.1.6 Scheme echivalente cu admitanțe normate ale circuitelor din Fig.1.5.a,b [2].
Pentru calculul parametrilor S ai diportului din Fig.1.6.a s-a folosit proprietatea de simetrie a
acestuia:
11 22
.1,1ip
pp
ipadySSy (1.23)
unde
py este admitanța de intrare la poarta 1 atunci când poarta 2 este terminată adaptat:
2 2 2
,11ipA jB A By jBjB jB (1.24)
Prin înlocuirea expresiei (1.24) în relația (1.23) rezultă următoarea expre sie:
22
11 22 221.12ppABSSA B jB (1.25)
În continuare se va realiza calculul parametrilor
12pS și
21pS . Pentru determinarea acestor
parametri s-a folosit formula:
01
12 21 11 .
02(1 )( )p p p U adZS S S kZ
(1.26)
Pentru că în majoritatea situațiilor practice impedanțele de referință
01Z și
02Z de la porțile
diportului sunt egale între ele, formula (1.26) devine:
21 11 . (1 )( )p p U adS S k (1.27)
l/4
jB jB (y = A)Cl/4
(y = A)C
a) b)jB jB
l/4
jB jB (y = A)Cl/4
(y = A)C
a) b)jB jB
20
unde kU, factorul de transfer al tensiunii,
0/Uk U U l , se calculează astfel:
00 2
1 0 01.( ) (1 )UUU UkU j U U j
(1.28)
Cu
0U s-a notat amplitudinea complexă la sarcină a undei di recte de tensiune iar
0U este
amplitudinea la sarcină a undei inverse [9 ];
reprezintă coeficientului de reflexie al tensiunii la
capătul liniei:
.
.(1 ).(1 )CS
ad
CS adyy A jB
y y A jB (1.29)
Înlocuind (1.29) în expr esia (1.28) și ținând cont de proprietatea de reciprocitate a diportului
de mod par, am obținut:
22
21 12 2 2 2 2121.1 2 (1 ) 1 2ppA B A jASSA B jB j jB A B jB (1.30)
În ceea ce privește excitația impară a porților 1 și 3 (caz în care părțile tăiate sunt terminate
în scurtcircuit), compar ând schemele din Fig.1.6.a și Fig.1.6.b se observă că parametrii de repartiție
pentru diportul de mod impar se obțin înlocuind în relațiile valabile pentru modul par constanta B cu
(
B ). Rezultă, astfel:
22
11 22 221,12iiABSSA B jB (1.31)
21 12 222.12iijASSA B jB (1.32)
Cuplorul branch -line este un cuplor de bandă îngustă deoarece principiul lui de funcționare
are la bază o anumită relație între lungimile fizice ale tronsoanelor componente și lungimea de
undă, relație asigurat ă doar la frecvența nominală, dar nu și la alte frecvențe. De aceea, cu cât se va
îndepărta de frecvența nominală, cu atât proprietățile electrice ale cuplorului se vor degrada.
Întorcându -ne la parametrii de repartiție pentru cuplor, se obțin următoarele expresii:
2 2 2
11 11 11 2 2 2 2
22
21 21 21 2 2 2 2
2 2 2
31 11 11 2 2 2 2
41 21 21 2 2 2 21 1 ( )( ) ,2 (1 ) 4
1 2 (1 )( ) ,2 (1 ) 4
1 2 (1 )( ) ,2 (1 ) 4
14( ) .2 (1 ) 4pi
pi
pi
piABS S SA B B
j A A BS S SA B B
j B A BS S SA B B
ABS S SA B B
(1.33)
În ceea ce privește fazele parametrilor de transfer
12S și
14,S prin compararea lor se poate
observa că la frecvența de proiectare vom avea un defazaj de
90 , deci cuplorul va fi în cuadratură
(de tip Q).
21
1.4 Cuplorul în inel
Cuplorul în inel, așa cum se poate observa și în Fig.1.7, este realizat dintr -o linie microstrip
cu impedanța caracteristică
,CZ diferită de imped anța caracteristică a liniilor de acces,
0Z . Cuplajul
se realizează prin tronsoane de linie, poziționate la o distanță de un sfert de lungime undă ( λ/4) una
de cealaltă, în jurul jumătății superioare a inelului. Lungimea arcului de c erc a inelului dintre porțile
de acces 1 și 3, este egală cu 3 λ/4. Tronsoanele de linie ce realizează cuplajul, permit deplasarea
semnalului pe căi diferite, astfel că, în anumite condiții, undele parțiale care ajung la o poartă se pot
anula reciproc. Așad ar, putem afirma că principiul de funcționare al unui cuplor tip branch -line este
similar cu cel al unui cuplor în inel.
Fig.1.7 Cuplorul directiv în inel,în tehnologie microstrip [2 ].
Am considerat poarta 1 drept poartă de intrare. În acest caz se o bservă că undele parțiale se
propagă la fiecare dintre celelalte trei porți de acces, pe căi diferite. Semnalele ce vor ajunge la
poarta 4 vor fi în antifază, pe când undele parțiale la porțile de acces 2 și 3 vor ajunge în fază.
Pentru o amplitudine egală a undelor parțiale (în cazul unui cuplor fără pierderi), semnalele ajunse
în antifază la poarta 4 se vor anihila reciproc, iar poarta va purta denumirea de poartă izolată.
Calculul parametrilor matricei de repartiție [ S], se efectuează în mod asemănător cuplorului
branch -line. Întrucât cuplorul în inel admite un plan de simetrie, vom putea aplica metoda analizei
de mod par și impar specifică cuadriporților simetrici.
Se va secționa astfel cuplorul în lungul planului de simetrie, pentru modul par de excit ație al
porților 1 și 3, lăsând în gol terminațiile apărute în urma secționării.
a) excitație pară a porților b) excitație impară a porților
Fig.1.8 Diporți obținuți prin secționarea cuadriportului simetric din Fig.1.7 [2].
Prin înlocuirea tronsoane lor laterale de linii cu admitanțele lor de intrare și notând
00/ / ,CC k Y Y Z Z (1.34)
rezultă semi -circuitele de mod par și de mod impar din Fig.1.9.
22
Pentru a putea determina parametrul
11S , vom avea nevoie mai întâi de admitanța de intrare
pentru poarta 1, când ieșirea este terminată adaptat :
22
12,11ipk k jky jkjk jk (1.35)
Din relația (1.35 ) rezultă:
2
1
11 2
1.1 1 2 2.1 1 2ip
p
ipady jk kSyk (1.36)
a) excitație de mod par b) excitație de mod impar
Fig.1.9 Scheme echivalente cu admitanțe normate ale circuitelor din Fig.1.8 [2].
Parametrul
22S va fi calculat în mod similar, doar că de această dată poarta 2 se consideră
intrarea circuitului, poarta 1 fiind terminată adaptat. Se va obține:
22
22,11ipk k jky jkjk jk (1.37)
2
2
22 2
2.1 1 2 2.1 1 2ip
p
ipady jk kSyk (1.38)
Deoarece diportul este reciproc, pentru determinarea parametrului
12S și a lui
21S , se va
aplica formula:
01
12 21 11 .
02(1 )( ) ,p p p U adZS S S kZ (1.39)
în care
.
.1( ) ,(1 )U ad
adkj (1.40)
este factorul de transfer al tensiunii.
Acesta va avea coeficientul de reflexie al tensiunii de la capătul liniei:
.
.(1 ),(1 )CS
ad
CS adyy k jk
y y k jk (1.41)
Prin înlocuirea expresiilor (1.41) și (1.40) în (1.39), se va obține:
12 21 22.12ppjkSSk (1.42)
Din punctul de vedere al principiului de funcționare, cuplorul în inel se aseamănă cu cel cu
brațe de lungime λ/4. De aceea și despre acesta putem spune că este un cuplor de bandă îngustă, dar
mai largă totuși decât cea a cuplorului branch -line, funcționarea sa presupunând de asemenea, un
anumit raport între dimensiunile tronsoanelor și lungimea de undă.
În concluzie , avantajul cuplorului în inel constă în geometria sa ușor de realizat în
tehnologie microstrip și în lipsa dificultăților la interconectarea cu diferite subansambluri.
l/4
jk jkl/4
a) b)(y =k)C (y = k)C jk jk 1 2 1 2
l/4
jk jkl/4
a) b)(y =k)C (y = k)C jk jk 1 2 1 2
23
1.5 Cuplorul directiv cu linii cuplate, simetrice
Cuplorul cu linii cuplate, simetrice sau cuplorul cu cuplaj distribuit, constă în două linii de
transmisiune deschise, paralele, poziționate una în vecinătatea celeilalte, după cum se poate observa
în Fig.1.10.
Fig.1.10 Cuplor cu două linii microstrip identice, cuplate [2 ].
Dacă pe una di ntre liniile cuplate se propagă un semnal, prin cuplaj apar și pe cealaltă linie
unde care se pot propaga în cele două sensuri, unde care au, în general, amplitudini diferite. Cu alte
cuvinte, cuplajul dintre două linii paralele prezintă în mod na tural o a numită directivitate [2 ].
Simetria cuplorului permite împărțirea acestuia în două semi -circuite. Pentru calculul
parametrilor S ai circuitului, prin raportare la impedanța caracteristică
0Z a liniilor de acces, se va
secționa cuadrip ortul în lungul planului de simetrie, cu ajutorul unui perete magnetic. Pentru o
excitație de mod par,va rezulta un semi -circuit cu impedanța caracteristică
pZ și cu următoarea
matrice de repartiție.
()0,
0p
ppj
ZjeS
e
(1.43)
Aplicând formula de schimbare a impedanței de referință,
'1( 1 ) ( 1 ) ,pp S S S (1.44)
unde constanta
p are următoarea expresie:
0
01,1pp
p
ppZ Z k
Z Z k
0,p
pZkZ (1.45)
se obține:
11 22( 1/ )sin,2cos ( 1/ )sinp p p
pp
p p p pj k kSSj k k
(1.46)
12 212.2cos ( 1/ )sinpp
p p p pSSj k k (1.47)
În ceea ce privește modul impar de excitație, acesta diferă de modul par doar prin valorile
impedanței caracteristice și a lun gimii electrice. Vom avea, astfel:
0
01,1ii
i
iiZ Z k
Z Z k (1.48)
În urma calculelor, relațiile de mai sus capătă următoarea formă:
11 22( 1/ )sin,2cos ( 1/ )sini i i
ii
i i i ij k kSSj k k
(1.49)
24
12 212.2cos ( 1/ )sinii
i i i iSSj k k (1.50)
În condițiile adaptării la poarta 1,
2
0,piZ Z Z parametrii S ai cuadriportului au expresiile
următoare:
11
21
31
410,
2,2cos ( 1/ )sin
( 1/ )sin,2cos ( 1/ )sin
0.S
Sj k k
j k kSj k k
S
(1.51)
Cuplorul directiv cu linii cuplate simetrice, are, luând în calcul aproximările admise,
următoarele avantaje:
Directivitate infinită;
Atenuarea de cuplaj a acestui cuplor prezintă o variație lentă cu frecvența, de unde
rezultă că este un cuplor de bandă largă [3 ];
Un dezavantaj al acestui tip de cuplor îl reprezintă faptul că atenuarea sa de cuplaj nu poate
fi oricât de mică (de exemplu, 3dB). Acea stă limitare este cauzată de limitările tehnologice în ceea
ce privește distanța minimă ce poate fi obținută în tre perechea de linii cuplate [3 ].
În concluzie, datorită construcției sale simple și a performanțelor pe care le prezintă acest
cuplor , este de s utilizat în aplicații din domeniul microundelor, acolo unde nu este necesar un cuplaj
prea strâns.
1.6 Aplicații ale cuploarelor directive
Cuploarele directive sunt folosite în mod frecvent în sistemele de microunde. Datorită
faptului că acestea îndepli nesc mai multe roluri, precum: defazor, atenuator, divizor de putere, etc.
au numeroase aplicații în circuitele de microunde, care vor fi expuse în cele ce urmează.
Cuplorul directiv, ca element principal în reflectometre
Un cuplor directiv ideal permite , prin proprietățile sale, măsurarea separată a undelor
incidente și reflectate dintr -o linie de transmisiune sau ghid de undă. Măsurarea separată a undelor
directă si inversă este necesară de pildă, în apa ratele de măsură precum analiz oarele de rețea ( Vector
Network Analyzer, VNA ), pentru măsurarea parametrilor S.
CDVV
Fig.1.11 Utilizarea cuplorului directiv în reflectome tre [2 ].
Pentru o directivitate infinită a cuplorului, semnalul de la poarta 4 va fi proporțional doar cu
unda directă, iar cel de la poarta 3 doar cu unda inversă. Prin măsurarea, cu ajutorul voltmetrului
vectorial, a raportului complex dintre semnalele emergente la porțile 3 și 4 se va obține coeficientul
de reflexie de pe linia principală.
25
Acest tip de aplic ație impune performanțe ridicate cuplorului folosit în schemă, precum:
bandă de lucru cât mai largă, directivitate ridicată și adaptare a porților foarte bună.
Cuplorul directiv, ca element component al unui indicator de nivel
Detectoarele de microunde s unt cele care permit determinarea nivelului unui semnal de
microunde. Acestea se pot utiliza, de exemplu,în sistemele cu etaje amplificatoare de putere, pentru
detectarea unei avarii a antenei de emisie sau a fiderului care o alimentează. Antena de emisie este
sarcina pentru care este proiectat să lucreze emițătorul din etajul final de putere. Detectorul de
amplitudine, cuplat prin intermediul cuplorului la emițător, va avea astfel rolul întreruperii
alimentării atunci când nivelul semnalului de la intrare se modifică.
CDEm Ant
Fig.1.12 Circuit care s esizează dezadaptarea antenei [2 ].
Un alt exemplu, îl reprezintă utilizarea cuplorului în controlul nivelului unei anumite unde,
fie ea directă sau inversă, dintr -un ghid.
CDDet
Gen At
Fig.1.13 Sistem de control automat al nivelului de i eșire al unui generator (ALC) [2 ].
De exemplu, pentru realizarea unor generatoare cu un nivel de ieșire calibrat este necesară
existența unui sistem de reglaj automat al nivelului undei directe de la ieșirea din generator
(Automatic Leveling Control, ALC ). Se păstrează un nivel constant al undei emergente din generator,
prin culegerea unei fracțiuni din unda directă de la ieșirea generatorului, de către cuplorul directiv.
Unda culea să, are rol în comanda atenuatorului cu diode.
Cuplorul directiv utilizat la însumarea în condiții optime a semnalelor
Cuploarele directive sunt utilizate la aplicarea simultană a semnalelor de radiofrecvență
(RF) și de oscilatorul local (OL) în mixere, în con diții de separare foarte bună [2 ]. Aceste cuploare
au în general un cuplaj de -3dB.
CDA = 3 dBC
Mix FTJFIRF
OL
Fig.1.14 Separarea circuitelor de RF și OL într -un mixer, prin in termediul unui cuplor directiv [2 ].
Așa cum se poate observa și în Fig.1.14, sursele RF și OL sunt izolate între ele pentru a
evita sincronizarea sursei OL de către un semnal de RF puternic. De asemenea, prin izolarea
surselor, se evită pericolul radiației nedorite a semnalului local.
26
Amplificatorul echilibrat
Ampl ificatoarele cu tranzistoare conțin rețele speciale de adaptare, atât la intrare cât și la
ieșire, dar adaptarea obținută nu poate fi perfectă în toată banda de frecvențe de interes [2]. Există
aplicații care impun îndeplinirea și a altor cerințe supliment are (ca de exemplu , zgomotul minim),
caz în care va exista un compromis în ceea ce privește realizarea adaptării .
CD tip Q CD tip QA = 3 dBC A = 3 dBC
GG
Fig.1.15 Amplificatorul echilibrat [2].
Unda incidentă a primului cuplor din Fig.1.15 , se divide în două u nde parțiale care ajung la
intrările amplificatoarelor defazate cu
90 . Dacă amplificatoarele nu au intrările adaptate atunci ele
vor reflecta parțial aceste unde, devenind unde incidente l a porțile 2 și 4 ale primului cuplor. Ca
urmare, la poarta 1 cele două unde se vor compune în antifază. În cazul unor amplificatoare
identice , undele se vor anula reciproc. Energia undelor care ajungând în fază la poarta 3 se
însumează, este disipată în rezistența de balast (o sarcină adaptată). Def azajul dintre semnalele
amplificate fiind și acesta de
90 , conduce în mod asemănător la însumarea acestora la poarta de
ieșire. Astfel ieșirea va fi și ea adaptată, printr -un efect similar cu cel al porții de intrare.
În concluzie , având două amplificatoare identice, amplificatorul echilibrat va fi adaptat la
intrare, dar și la ieșire, iar câștigul total va fi dat de câștigul unui singur amplificator.
1.7 Linia microstrip
Linia microstrip este unul dintre cele mai populare tipuri de linii plane de transport,
deoarece poate fi fabricată prin procese fotolitografice și este ușor integrabilă cu alte dispozitive
pasive și active cu microunde [5]. După cum se observă din Fig.1.16, un conductor cu lățimea w și
grosimea t este imprimat p e un substrat dielectric subțire, cu grosime h a substratului , permitivitatea
relativă
r , iar la baza lui, în partea inferioară, aflându -se un al doilea conductor (folie metalică).
Structura câmpului electromagnetic care se propagă pe linia microstrip este complexă, parte
din câmp propagându -se prin substratul dielectric, parte prin aerul învecinat structurii. De aceea ,
formulele de proiectare întâlnite în cazul circuitelor realizate în această tehnologie sunt complexe și
depind de mai mulți parametri (de substrat, de frecvență, de forma liniilor, etc.).
La frecvențe mai joase amplitudinea relativă a componentelor axiale ale câmpului
electromagnetic este foarte mică, motiv pentru care modul fundamental de propagare pe linia
microstri p este un mod cvasi -TEM (mod apropiat de modul TEM) [4]. Odată cu creșterea frecvenței
nu mai putem avea o analiză precisă, din cauza faptului că modul dominant își pierde caracterul de
cvasi – TEM, apărând și moduri superioare.
27
a) secțiunea prin lini e b) distribuția câmpului electromagnetic
Fig.1.16 Reprezentarea liniei microstrip [7].
Parametrii cu ajutorul cărora putem caracteriza l inia microstrip sunt următorii:
eff se numește permitivitate electrică relativă efectivă și caracterizează relația dintre
energii, concentrată în aer și dielectric:
2
.eff
aercC
C
(1.52)
viteza de fază descrisă de relația:
1
LC
(1.53)
și L este inductanța liniei cu dielectric.
În situațiile în care dielectricul este aerul, se observă că viteza de fază coincide cu viteza
luminii.
8
0113 10
0aerc
LC
m/s (1.54)
Dezavantaje
Materialele din care este confecționată linia prezintă pierderi care cresc odată cu frecvența.
Astfel pierderile depinzând de frecvență, utilizarea liniei trebuie sa aibă în vedere atât variația
pierderilor cu frecvența și în special pierderile prin radiații.
Utilizarea linie i microstrip la frecvențe înalte este limitată din cauza posibilității apariției
unor moduri superioare de propagare.
Avantaje
Simplitatea procesului tehnologic de realizare, are ca efect un preț redus, în special în cazul
producției de serie [4 ].
Un al t avantaj al liniei microstrip îl reprezintă posibilitatea de miniaturizare [4 ].
28
29
2. Proiectarea cuplorului cu două tronsoane de cuplaj, de lungime λ/4
2.1 Introducere
În această lucrare îmi propun realizar ea unui cuplor directiv cu două tronsoane de cuplaj de
lungime λ/4, foarte compact. Am abordat o metodă riguroasă de proiectare a cuplorului branch -line,
folosind structuri în T asimetrice [10 ]. Tehnologia utilizată pentru proiectare este microstrip, pe
substrat dielectric tip Rogers RO3003TM cu următoarele caracteristici :
Constanta dielectrică Ԑr=3,
Permitivitatea magnetică relativă µr=1;
Grosimea h=0,508mm ;
Tangenta unghiului de pierderi tg δ=0,001;
Metalizări le sunt realizate din cupru (grosime folie t=0,017 mm).
Pentru proiectarea cuadriportului am ales datele inițiale, astfel:
Frecvența de proiectare:
0f 0,9GHz;
Impedanța de referință:
0Z 50Ω;
Atenuarea de cuplaj:
CA 3dB.
Elementul d e bază în realizarea cuplorului (tronsonul de linie) poate fi înlocuit cu structuri
în T asimetrice. O structură în T asimetrică este alcătuită dintr -o linie de transmisiune cu impedanța
caracteristică mică (în raport cu Z0) și două linii de transmisiune c u impedanța caracteristică mare
(în raport cu Z0), având lungimi electrice diferite, interconectate ca în Fig.2.2.a . Avantajul utilizării
tronsoanelor de linie asimetrică este acela că permite obținerea, în principal, a unei structuri foarte
compacte a cup lorului.
Fig.2.1 Cuplor directiv cu două tronsoane de cuplaj de lungime λ/4, în tehnologie microstrip [ 8].
Pentru determinarea impedanțelor caracteristice, specifice fiecărei linii, vor fi folosite
expresiile următoare [8]:
3
10 10110 10 [dB],2CA
C pentru calculul cuplajului. (2.1)
și
01 50 1 0.5 35,35 ,AZ Z C (2.2)
01 1 0.550 50 ,0.5BZCZ
C (2.3)
unde ZA este impedanța liniei de transmisiune de lungime λ/4, iar ZB este impedanța tronsonului de
cuplaj de aceeași lungime.
30
Interconectarea celor p atru linii care compun cuplorul standard conduce la apariția unei
suprafețe neutilizată. Ca urmare, cuplorul convențional va avea o suprafață ocupată relativ mare, în
special la frecvențe mai joase (lungimi de undă mai mari). Din această cauză și costurile de
fabricație vor crește. Cuplorul fiind un dispozitiv des utilizat, s -a dorit o minimizare a suprafeței
ocupate, cu efect și asupra prețului de cost. Acest lucru poate fi obținut prin implementarea
circuitului cu structuri în T asimetrice, fapt care cond uce la o reducere importantă a suprafeței
ocupate.
Liniile pot fi poziționate (intercalate) astfel încât dimensiunea circuitul gol sa poată fi redusă
semnificativ, cu riscul însă de a degrada atenuarea de reflexie și lărgimea benzii de frecvențe a
cuploru lui. Deoarece folosim o structură în T asimetrică aceasta nu poate fi echivalată cu o linie de
transmisiune simetrică uniformă. Din această cauză se observă o trecerea a frecvenței de operare de
la frecvența nominală la o frecvență care aparține benzii sup erioare de frecvențe, problemă care se
va remedia printr -o procedură de ajustare a parametrilor elementelor cuplorului (tuning).
Implementarea acestei metode poate fi efectuată pe două căi: folosind structuri în T
asimetrice ce pot fi echivalate cu tronso ane cascadate cu impedanța caracteristică mare și mică
(numite secțiuni HLI, Fig.2.2.c ) sau prin re -transformarea unei secțiuni HLI într -o structură în T
asimetrică.
A. Structură în T asimetrică ce poate fi echivalată cu o secțiune HLI
Alegerea acestui t ip de implementare presupune așa cum se poate vedea în Fig.2.2.a ,
descompunerea structurii în T asimetrice într -o linie de impedanță caracteristică mare (față de Z0)
conectată în cascadă cu o structură în T simetrică, ca în Fig.2.2.b .
a) structură în T asimetrică
b) structura în T asimetrică în urma secționării
c) secțiunea echivalentă tip HLI
Fig.2.2 Structură în T asimetrică echivalentă cu o secțiune HLI [10].
În continuare se poate echivala structura în T simetrică cu TL B, o linie capacitiv ă, de
impedanță caracteristică mică. Prin cascadarea acesteia cu o linie inductivă cu impedanța
31
caracteristică TL A mare, se obține secțiunea HLI ( High -Low Impedance ). Secțiunea simplificată
HLI, care poate fi observată în Fig.2.3, este compusă din două li nii de transmisiune
interconectate:TL A, cu impedanța caracteristică Za (Za>Z0) și lungime electrică θa și linia TL B
caracterizată de o impedanță caracteristică Zb (Zb<Z0) și lungime electrică θb..
Structura în T asimetrică se caracterizează prin impedan țele corespunzătoare celor două
tronsoane de linii, ZHLI= 35,35, 50 Ω și lungimea electrică θHLI. În Fig.2.3 se regăsește pe lângă
reprezentarea secțiunii HLI și matricea sa de repartiție [ S]. Considerând că ambele tronsoane de linii
TL B și TL A, sunt ter minate pe impedanța caracteristică 𝑍0, elementele matricii [S], 𝑆𝑖𝑗𝐴 și 𝑆𝑖𝑗𝐵 sunt
determinate astfel:
,,
, 11 12
,,
21 22[]A B A B
AB
A B A BSSS
SS
(2.4)
Utilizând impedanțele caracteristice Za,b și lungimile electrice θa,b, ce caracterizează
tronsoan ele de linii TL, relația (2.4) poate fi așadar rescrisă:
, , ,
,,
,1a b a b a b
a b a b
abcos jZ sinAB
j sin cos CDZ
(2.5)
Parametrii matricei [ S] sunt descriși cu ajutorul parametrilor A, B, C, D astfel [5]:
, 00
11
00
,
12
00
,
21
00
, 00
22
00/
/
2( )
/
2
/
/
/AB
AB
AB
ABA B Z CZ DSA B Z CZ D
AD BCSA B Z CZ D
SA B Z CZ D
A B Z CZ DSA B Z CZ D
, (2.6)
Prin înlocuirea expresiilor din sistemul (2.6) în relația (2.5) și în urma prelucrărilor se obține
noul sistem:
22
, , 0 ,
11 22
, 0 , , 0 ,
0, ,
12 22
, 0 , , 0 ,
0, ,
21 22
, 0 , , 0 ,
22
, , 0 ,
22 22
, 0 , ,2
2
2
2
2
2a b a b AB
a b a b a b a b
ab AB
a b a b a b a b
ab AB
a b a b a b a b
a b a b AB
a b a b a bsin Z Z
S
sin Z Z j cos Z Z
j Z ZS
sin Z Z j cos Z Z
j Z ZS
sin Z Z j cos Z Z
sin Z Z
S
sin Z Z j cos
0, abZZ
, (2.7)
32
Fig.2.3 Secțiunea HLI și parametrii matricei [SHLI] corespunzător i secțiunii [10 ].
Fig.2.4 Schema pentru obținerea parametrilor S ai structurii HLI [10 ].
Folosindu -ne de Fig.2.3, în care se poate observa matricea de repartiție [ SHLI], a parametrilor
S, ce corespund secțiunii HLI:
11 12
21 22HLI HLI
HLI
HLI HLI[ ] ,SSS
SS
(2.8)
se pot deduce expresiile elementelor
HLI
11S și
HLI
21:S
HLI 21 11 12
11 11
22 11,1A B A
A
ABS S SSSSS (2.9)
HLI 21 21
21
22 11.1AB
ABSSSSS (2.10)
Faza θHLI a secțiunii HLI poate fi determinată prin calcularea elementului 𝑆21HLI din (2.10), ce
se obține prin înlocuirea termenilor
,
21 1,
1,AB ABSS și
,
22ABS din sistemul (2.7) în relația (2.10):
2 2 2 2
00 1
HLI22
00tan
2b a a b a b
b b a b aZ Z Z Z Z Z cot tan
Z Z Z tan Z Z cot
(2.11)
Impedanța ZHLI poate fi exprimată în funcție de parametrii S corespunzători prin [11]:
22HLI HLI
11 21
HLI 0 22HLI HLI
11 211
.
1SS
ZZ
SS
(2.12)
Pentru determinarea impedanței HLI s e vor înlocui relațiile (2.7), (2.9), (2.10) în expresia
(2.12) și se va obține:
1/2
HLIx jyZp jq , (2.13)
unde termenii x, y, p, q, se exprimă astfel:
33
2 2 2 2 2 2 2 2
0
2 2 2 2 2
0
2 2 2 2 2 2 2
0{ ( ) [ 2 ( )]},
2 cos 2 csc cot ,
cot csc 2 ,a b a b b a a a b a b b a b
a b a b a b a b b b a b
a a b b b a a b a b a b bx Z Z Z cot Z cot Z Z Z Z cot cot Z cot csc
y Z Z Z Z cot Z Z cot Z cot
p Z Z cot Z cot Z Z Z Z cot cot Z
2 2 2 2
02 cot cos 2 csc .b a a b a b b a b b b q Z Z Z cot cot Z Z Z cot
(2.14)
Cum lungimea electrică a structu rii HLI este de 90˚, pentru ca relația (2.11) să fie adevărată
trebuie ca numitorul relației să fie egal cu 0. Astfel, ecuația poate fi simplificată și va arăta în felul
următor:
222.ab
ab
abZZtan tanZZ (2.15)
Următoarea eta pă a acestui tip de implementare constă în alegerea impedanțelor Za= 90Ω,
respectiv Zb= 30Ω. Valorile au fost alese astfel încât să fie cât mai diferite între ele, cu respectarea
condițiilor ZaZ0 și ZbZ0. În continuare se poate determina, relația dintre fazele θa, θb cu ajutorul
expresiei (2.15) în care se vor înlocui valorile celor două impedanțe. Relația poate fi exprimată și
grafic (vezi Fig.2.5 ) în funcție de Za și Zb. Considerând impedanțele caracteristice ale tronsoanelor
de linie ZHLI= 35,35 Ω, res pectiv 50 Ω și folosind Fig.2.5, se pot determina cu ușurință valorile
fazelor θa, θb.
Fig.2.5 Exprimarea grafică a relației dintre parametrii θ a și θb pentru Za= 90Ω, Z b= 30Ω [10 ].
B. Readucerea unei secțiuni HLI la o structură în T asimetrică
După de terminarea la punctul A a parametrilor Za, Zb și a lungimilor electrice θa, θ b
corespunzătoare liniilor TL A, TL B, în continuare linia cu impedanța caracteristică mică, TL B, a
secțiunii HLI reprezentată în Fig.2.6, se poate echivala cu o structură în T s imetrică alcătuită din
două linii cu impedanța caracteristică mare 𝑍1, de lungimea electrică 𝜃1 și o linie cu impedanța
caracteristică mică, 𝑍2 și lunigmea electrică 𝜃2, conectate în cascadă.
Din Fig.2.6 se poate observa că pentru a putea echivala TL A cu structură în T simetrică este
necesară o egalitate între Z1 și Za (Z1=Za= 90Ω). Conform îmbunătățirii performanțelor electrice prin
optimizarea circuitului , se alege în mod corespunzător valoarea parametrului Z2 egală cu 15Ω.
34
Fig.2.6 Structura în T asimetric ă preluată din secțiunea HLI [10 ].
Folosind parametrii matricei ABCD, putem determina astfel, valorile impedanțelor și fazelor
structurii în T echivalente:
1 1 1 1 1 1
1 1 2 1 1
1 2 110
1 1 1 11b b b
bb
bcos jZ sin cos jZ sin cos jZ sin
j sin cos j sin cos j tan j sin cosZ Z Z Z
(2.16)
Pe baza expresiei (2.16 ) se obține [10]:
1
1 1 1 2
2s , co (2 )bZcos cos sin tanZ (2.17)
2
1 1 1 1 2
21sin (2 sin ],bbZ sin Z Z tanZ
(2.18)
2
1 1 2
1211sin (2 ) cosb
bsintanZ Z Z (2.19)
Relația (2. 17) se poate rescrie astfel:
2 1 1 1
21.11cos(2 ]b tan cos csc secZZ (2.20)
Se poate obține așadar expresia lungimii electrice θ2, a liniei cu imp edanță caracteristică
mică Z2:
1 2
2 1 1 1
1tan cos(2 ] .bZcos csc secZ
(2.21)
Înlocuind relația (2.20) în (2.18) avem:
1
1
2 11tan .
2cos2bb
bZ sin
Z
(2.22)
Prin înlocuirea valorilor impedanțelor Z1 și Z2, puțin mai sus calculate, în expresiile (2.21) și
(2.22), pute m determina valorile lungimilor electrice θ1 și θ2. Pentru θ1 vom obține valoarea de
11,52 ˚, iar pentru θ2 valoarea de 21,58 ˚.
35
Cu ajutorul graficului din Fig.2.5 putem determina θa= 16,9˚ și θb= 62,9˚. De asemenea se
poate observa din Fig.2.6 , că:
31 49,142 ;a (2.23)
31 90 .a Z Z Z (2.24)
2.2 Advanced Design System
Programul utilizat pentru proiectarea cuplorului este Advanced Design System (ADS,
Keysight Technologies, SUA). Advanced Design System este o suită de programe ce permit
proiectarea și evaluarea performanțelor electrice ale unor circuite de diferite tipuri (active, pasive),
în diverse tehnologii (planare, ghid de undă), cu funcționare la frecvențe înalte. Are o interfață ușor
de folosit, foarte utilă pentru domeniu l microundelor, pentru aplicații digitale, aplicații radar și
satelit.
Cu ajutorul programului se pot efectua toți pașii necesari obținerii produsului final:
proiectarea circuitului, evaluarea performanțelor sale electrice prin simulare de circuit si
electromagnetică, folosind spre exemplu, formalismul parametrilor de repartiție a undelor S,
îmbunătățirea performanțelor electrice prin optimizarea circuitului și generarea automată a
geometriei în tehnologie planară.
2.3 Proiectarea și simularea cuplorului cu două tronsoane de cuplaj
Pentru început s -a proiectat varianta ideală a cuplorului cu două tronsoane de cuplaj, unde s –
au utilizat liniile ideale TLIN cu următoarele caracteristici: impedanța Z0=50 Ω, atenuare de cuplaj
AC=3 dB și frecvența de proiecta re f0=0,9 GHz. De asemenea, a fost necesară cunoașterea valorilor
impedanțelor caracteristice ale tronsoanelor de linie ce urmează a fi utilizate, precum și lungimile
electrice ale acestora. Astfel, așa cum am văzut în partea introductivă, valorile impedan țelor
caracteristice ale liniilor ce compun cuplorul sunt de 35,35 Ω și 50 Ω, cu lungimile electrice egale
de
90 , determinate astfel:
,,290 [8].42A B A BEl l l (2.25)
Fig.2.7 Modelul de circuit al cupl orului, cu tronsoane de linie λ/4 fără pierderi.
36
În continuare se realizează evaluarea performanțelor electrice ale circuitului prin simularea
acestuia, în intervalul de frecvență [0,4 ÷ 1,4]GHz. Se va utiliza blocul de analiză S-PARAMETERS
din meniul Simulate:
a) alegerea meniului de simulare b) blocul de parametri S
Fig.2.8 Simularea în Advanced Design System.
Pentru analiza circuitului se vor vizualiza parametrii Si1, pentru i=[1,4], unde semnificația
parametrilor este următoarea:
|S11|– corespun de atenuării de reflexie;
|S21|– corespunde atenuării de inserție;
|S31|– corespunde atenuării de cuplaj;
|S41|– corespunde atenuării de izolație.
Fig.2.9 Analiza circuitului cuplorului ideal cu tronsoane de linie λ/4.
În Fig.2.9 este reprezentat răspun sul modelului de circuit din Fig.2.7. Se poate observa
astfel, că valorile parametrilor S 21 și S 31, adică atenuarea de inserție și atenuarea de cuplaj sunt de
3,009 dB, respectiv 3,0012 dB la frecvența nominală f0= 0,9 GHz. Atenuarea de cuplaj este deci
egală cu atenuarea de inserție. În același timp se poate observa că elementele S 11 și S 41, atenuările
de reflexie și de izolație au valori relativ ridicate, de circa 76 dB. La un cuplor directiv ideal cele
două valori sunt (în dB) infinite. Se poate afirma a șadar că răspunsul circuitului la frecvența
nominală f0= 0,9 GHz corespunde datelor de proiectare.
Următorul pas constă în proiectarea cuplorului în tehnologie microstrip utilizând substratul
de tip Rogers RO3003TM ce prezintă următoarele specificații: co nstantă dielectrică Ԑr=3,
37
permitivitatea magnetică relativă µr=1, grosimea h=0,508mm și tangenta unghiului de pierderi
tgδ=0,001. Metalizările folosite sunt din cupru, grosimea foliei fiind de t=0,017 mm.
Cu ajutorul opțiunii LineCalc din meniul Tools a programului Advanced Design System
(Fig.2.10), se vor determina dimensiunile necesare tronsoanelor de linii, în tehnologie microstrip.
Se introduc parametrii substratului menționați mai sus, care vor produce generarea acestuia
identificat prin blocul Msub .
a) Introducerea specificațiilor substratului b) blocul parametrilor MSub
Fig.2.11 Declarația de substrat în ADS.
Se vor introduce valorile impedanței caracteristice și a lungimii electrice ce caracterizează
linia Z0 respectiv E_Eff (vezi Fig.2.11). Se va selecta apoi butonul Synthesize care va determina
lățimea W și lungimea L, corespunzătoare benzii metalice a liniei microstrip.
Fig.2.12 LineCalc.
Se va reproiecta circuitul utilizând de această dată elementul MLIN :
38
Fig.2.13 Proiectarea cuploru lui cu tronsoane de linie λ/4, în tehnologie microstrip.
Așa cum am procedat și pentru varianta ideală a cuplorului, se va face evaluarea
performanțelor electrice ale circuitului prin simularea acestuia. În urma simulării se observă o
ușoară creștere a at enuărilor de inserție și de cuplaj, de la 3,009 dB la 3,075 dB pentru atenuarea de
inserție, respectiv de la 3,0012 la 3,103 dB pentru atenuarea de cuplaj. Se constată de asemenea că
izolația și atenuarea de reflexie la poarta 1 scad semnificativ din cauza pierderilor introduse de
substratul și metalizările reale.
Fig.2.14 Analiza modelului de circuit cu tronsoane de linie λ/4
în tehnologie microstrip .
În continuare se va proiecta cuplorul în tehnologie microstrip, pentru care am folosit însă
component a MLIN , la fiecare poartă de acces, de lungime 10 mm cu impedanța caracteristică de
50Ω. Aceasta este necesară la formarea între tronsoanele de linii a un unghi de
90 , pentru a putea
determina generarea automată a geometriei în tehno logie planară ( layout -ul circuitului).
39
Fig.2.15 Modelul de circuit al cuplorului cu tronsoane de linie λ/4, folosind MLIN .
În urma simulării circuitului, față de modelul anterior apar modificări semnificative ale
atenuărilor de reflexie și izolație. A stfel, izolația scade de la 45,901 dB la 31,882 dB, iar atenuarea
de reflexie scade și ea de la 43,816 dB la 35,383 dB. În același timp valorile atenuărilor de inserție
și cuplaj rămân aproximativ la fel cu cele din modelul anterior.
Fig.2.16 Analiza cir cuitului cuplorului ideal cu tronsoane de linie λ/4 în tehnologie microstrip
pe baza căruia se va genera layout -ul.
Următorul pas îl constituie generarea automată în tehnologie planară a circuitul din figura
Fig.2.15. Altfel spus, se va genera deci Layout -ul din meniul Layout al programului ADS. Alegând
apoi opțiunea Generate/Update Layout se va obține configurația microstrip din Fig.2.17.
40
Fig.2.17 Geometria circuitului cuplorului pentru proiectarea din Fig.2.15.
Cuplorul se va proiecta de această dată folosind metoda a căror pași au fost descriși la
punctul 2.1. Pentru aceasta, cuplorul va prezenta 4 structuri în T asimetrice: două dintre structuri cu
impedanța caracteristică de 35, 35 Ω și două cu 50 Ω, proiectate la frecvența nominală de 0,9 GHz,
a căror parametri caracteristici sunt Z1, Z2, Z3,
12,, și
3. Cuplorul cu linii de lungime λ/4 se
formează prin interconectarea perechilor de linii de 35,35 Ω cu 50 Ω, două câte două.
Pentru început se va proiecta linia ideală de transmisiune folosind elementul TLIN . Vom
avea așadar circuitul din Fig.2.18.
Fig.2.18 Proiectarea circuitului cuplorului ideal, cu tronsoane de de linie λ/4
cu structuri în T asimetrice, folosind TLIN.
Valorile obținute în urma evaluă rii performanțelor electrice ale circuitului prin simularea
acestuia, concordă cu specificația de proiectare. Astfel, atenuările de inserție și de cuplaj au
valoarea de 3dB, atenuarea de reflexie la poarta 1 este egală cu 30,681 dB în timp ce izolația are
valoarea de 30,380 dB.
41
Fig.2.19 Analiza circuitului cuplorului ideal cu tronsoane de linie λ/ 4
cu structuri în T asimetrice.
În continuare se va proiecta cuplorul în tehnologie microstrip, folosind aceeași metodă
definită la punctual 2.1 din lucrare. Substratul utilizat va fi de asemenea cel de tip Rogers
RO3003TM specificațiile acestuia rămânând cele din Fig.2.11. Dimensiunile necesare tronsoanelor
de linii, lungimea L și lățimea W, se vor determina în mod asemănător figurii Fig.2.12, cu ajutorul
opțiunii LineCalc . Se va obține astfel:
Fig.2.20 Proiectarea cuplorului cu tronsoane de linie λ/4, în tehn ologie microstrip,
cu structuri în T asimetrice .
Simularea din Fig.2.21 arată faptul că apar modificări asupra parametrilor. Atenuările de
cuplaj și de inserție suferă o ușoară creștere, ca și atenuarea de reflexie de la poarta 1, pe când
izolația scade.
42
Fig.2.21 Analiza circuitului cuplorului ideal cu tronsoane de linie λ/4 în tehnologie microstrip
cu structuri în T asimetrice.
Pentru a putea obține geometria necesară cuplorului se vor introduce, pentru fiecare poartă,
linii de acces MLIN de lungime 10 mm și cu o impedanță caracteristică de 50 Ω.
Fig.2.22 Proiectarea cuplorului cu tronsoane de linie λ/4, în tehnologie microstrip,
cu structuri în T asimetrice necesară generării geometriei .
Simularea circuitului arată că modificările care apar nu sunt unele majore. Apar ușoare
creșteri ale atenuărilor de inserție și de cuplaj, în timp ce atenuarea de reflexie de la poarta 1 și
izolația rămân aproximat iv la fel.
43
Fig.2.23 Analiza cuplorului cu tronsoane de linie λ/4 în tehnologie microstrip
cu structuri în T asimetrice necesară generării geometriei.
Generarea automată în tehnologie planară a circuitul din figura Fig.2.22 va arăta astfel:
Fig.2.24 Geometria cuplorului în tehnologie microstrip cu structuri în T asimetrice.
Următorul pas îl reprezintă simularea electromagnetică a modelului din Fig.2.24. Simularea
va permite analiza performanțelor variantei finale a geometriei în tehnologie planară pe ntru modelul
experimental ce se va fabrica. Acest lucru necesită declararea substratului precum urmează:
Fig.2.25 Definirea substratului dielectric și a nivelelor de metalizare.
44
Din simularea electromagnetică a cuplorului din Fig.2.24 se observă modific ări
considerabile ce apar asupra parametrilor. În Fig.2.26 se identifică o deplasare a valorilor
parametrilor la dreapta frecvenței nominale f0= 0,9 GHz, către valori mai mari 0,964 GHz.
Adaptarea porții de intrare cât și izolația suferă o puternică scăder e.
a) deplasarea valorilor parametrilor la dreapta frecvenței nominale
b) modificarea frecvenței la 0,964 GHz
Fig.2.26 Simularea electromagnetică a cuplorului cu tronsoane de linie λ/4
în tehnologie microstrip, cu structuri în T asimetrice.
Anali za prin simulare electromagnetică a structurii microstrip din Fig.2.24 pune în evidență
o reduce a performanțelor circuitului cauzată de pierderile introduse de materialul din care sunt
realizate liniile, pierderi ce cresc odată cu creșterea frecvenței. Di n această cauză se impune o
corecție a răspunsului circuitului pe baza modificării manuale ( Tuning) a unor parametri fizici ai
configurației din Fig.2.24.
2.4 Optimizarea răspunsului circuitului prin Tuning
Procedeul de Tuning presupune reproiectarea circ uitului pentru care se vor modifica
lungimea și lățimea tronsoanelor de linie W și L. Pentru că în simularea electromagnetică din
Fig.2.26 se constată o îndepărtare a performanțelor circuitului de frecvența nominală, către
frecvențe mai ridicate, este nece sară scăderea lungimilor liniilor, (deoarece lungimea tronsoanelor
45
este direct proporțională cu lungimea de undă, deci invers proporțională cu frecvența). Nedorind să
producem modificări care să degenereze geometria circuitului, s e vor folosi variabile, ca re se pot
identifica în partea dreaptă a circuitului din Fig.2.27.
Fig.2.27 Reproiectarea cup lorului folosind opțiunea de Tu ning.
Cu ajutorul acestora putem modifica simultan lungimile tronsoanelor de linii. Se vor nota
lungimile liniilor identice de pe ramuri paralele cu câte o variabilă. Spre exemplu, se declară
variabila VAR1 caracterizată de lungimea L1=7,147300mm cu care au fost notate lungimile
tronsoanelor de linii TL1 și de TL2, situate paralel.
Se vor crește treptat aceste variabile, urmărind î n același timp evoluția simulării circuitului.
Declararea și modificarea variabilelor se face cu un click dreapta pe componenta MLIN , alegând
Component apoi Edit Component . După ce variabila este creată se poate modifica accesând
opțiunea Tune/Opt/State.
a) declararea variabilelor b) setarea lungimii respective fiecărei variabile
Fig.2.28 Setarea și modificarea variabilelor.
Modificarea simultană a variabilelor se realizează din fereastra de Tuning.
46
Fig.2.29 Fereastra de Tuning.
Odată optimizat ci rcuitul, se va realiza din nou analiza lui pentru a compara răspunsul după
efectuarea Tuning -ului cu cel anterior.
Fig.2.30 Simularea electromagnetică a circuitului cuplorului cu tronsoane de linie λ/4
în tehnologie microstrip cu structuri în T asimetri ce, în urma optimizării.
În urma Tuning-ului se constată că izolația și atenuarea de reflexie suferă o îmbunătățire
semnificativă, iar valorile atenuărilor de inserție și de cuplaj revin la valoarea de circa 3 dB, așa
cum era de dorit.
2.5 Optimizarea geo metriei cuplorului
Deoarece se dorește minimizarea suprafeței ocupate de cuplor , aceast lucru se poate obține
prin modificarea formei tronsonului de linie cu impedanța caracteristică mai mare. Modelarea se
realizează utilizând elementul MCorn , în urma căr uia circuitul va căpăta următoarea configurație:
47
Fig.2.31 Proiectarea cuplorului cu tronsoane de linie λ /4, din structuri în T asimetrice în tehnologie
microstrip.
În urma generării automate în tehnologie planară a circuitul din figura Fig.2.31se obțin e:
Fig.2.32 Layout -ul circuitului optimizat din Fig.2.31.
Din evaluarea prin simulare electromagnetică a circuitului din Fig.2.32 se obțin rezultate ale
atenuărilor care se apropie de cele ale cuplorului ideal, așa cum se constată din Fig.2.33. În urma
optimizării geometriei circuitului , acesta se modifică de la dimensiunea de la 74.803mm x
55.245 mm la 46.47mm x 32.2mm , adică o reducerea cu aproximativ 64 % a suprafeței ocupate.
48
Fig.2.33 Analiza performanțelor circuitului optimizat al cuplorului.
49
3. Rezultate experimentale
3.1 Varianta finală a cuplorului directiv cu două tronsoane de cuplaj, compact, în
tehnologie microstrip
În procesul de fabricație a cuplorului cu tronsoane de linie λ/4 proiectat în capitolul anterior
este necesară, în prealabil, generarea unui fișier tip gerber. Acesta este un fișier tip text pe baza
căruia rezultă geometria circuitului microstrip reprezentat în Fig.3.1. Se observă aici existența a
două cuploare identice, delimitate prin intermediul unui chenar obținut din linii subțiri, din cupru,
cu grosimea de 0,2mm. Este necesară fabricarea a două exemplare deoarece se dorește evitarea
situației în care, din cauza unor erori de fabricație, unicul exemplar proiectat să nu poată fi folosit.
Fig.3.1 Geometria (layout -ul) structurii microstrip fabricate.
Forma pe care o are cuplorul din fabricație, nu este cea finală. Pentru a putea realiza
măsurătorile este nevoie de conectori SMA mamă (SMA -F) placă, auriți, conectați la cele patru porți
de acces ale cuplorului. În acest mod se va obține varianta finală a cuplorului, asupra căruia se vor
efectua măsurătorile experimentale, ce vor fi ulterior comparate cu cele obținute din simulare.
Fig.3.2 Cuplor directiv cu două tronsoane d e cuplaj, compact,
în teh nologie microstrip .
50
3.2 Analizorul de rețele vectorial (VNA -Vector Network Analyzer)
Pentru a putea măsura parametrii S ai cuplorului, se va folosi un analizor de rețele vectorial
E5071C produs de compania Agilent Technologies (în prezent Keysight Technol ogies), des utilizat
la efectuarea măsurătorilor în RF/microunde . În funcție de dotările sale, acest tip de echipament
poate fi folosit atât în cazul testării dispozitivelor și circuitelor în etapa de post -fabricație cât și
activității de cercetare -dezvolt are în domeniul de interacție a microundelor cu substanța, având
drept scop și determinarea proprietăților electrice precum permitivitatea dielectrică și magnetică,
permeabilitate magnetică a probelor lichide, solide și compozite până la fr ecvențe de sute de
gigaherți [12 ].
Analizorul oferă măsurători rapide, și precise a parametrilor S, prin folosirea wizard -ului
ușor de manipulat S-parameter , având la bază o unitate VNA cu două porți de conectare, accesorii
și opțiuni ( hard și soft) pentru extinderea dom eniului de măsură în frecvență și accesorii pentru
măsurare a proprietăților de material [13 ].
Acesta conține o sursă utiliza tă pentru generarea semnalului în regim permanent sinusoidal ,
folosit în procesul de măsurare și un set de receptoare pentru determ inare a modificărilor apărute
ulterior aplicării acestui semnal. Reprezentarea analizorului se poate vedea în Fig.3.3.
Fig.3.3 Analizorului de rețele vectoria l, cu ajutorul căruia s -au realizat măsurătorile .
Primul pas necesar în măsurarea parametrilor S constă în stabilirea intervalului de frecvență
[0,4 ÷ 1,4]GHz, identic cu cel utilizat în cazul simulărilor din capitolul 2. Se va impune frecvența
minimă de 0,4GHz din meniul Start , maximă de 1,4 GHz din meniul Stop. Rezultă, astfel, frecvența
centrală de 0,9 GHz. Apoi se stabilește numărul de puncte în care se vor măsura parametrii S, ceea
ce este echivalent cu stabilirea pasului în frecvență. Acesta este unul fin, egal cu 1601 puncte de
măsură.
În continuare, în vederea obținerii unor măsurători neafe ctate de erorile – inerente – ale
analizorului, se va efectua procedura de calibrare a analizorului, cu ajutorul modulului de calibrare
Calibration KIT 85033E . Pentru efectuarea acestei proceduri se va folosi un set de sarcini
cunoscute, denumite OLS (Open – gol, Short – scurtcircuit, Load – sarcină adaptată) care se
conectează pe rând la cele două porți ale analizorului.
51
Fig.3.4 Montura sarcinilor utilizate pentru calibrare.
Pentru prima etapă din procesul de calibrare, se alege din meniu opțiunea Refle xie, care
necesită gol la Poarta 1. Astfel, se va conecta la poarta 1 a analizorului conectorul elementului din
Fig.3.4, în dreptul căruia este notată litera O ( Open ). Apoi poarta 1 se va termina pe scurtcircuit, se
conectează deci sarcina S ( Short ) și în final sarcina adaptată L ( Load ). Se va repeta aceeași
procedură și în cazul porții 2.
A doua etapă o reprezintă Transmisia, ce se realizează prin selectarea opțiunii Trough din
meniul de calibrare. Transmisia necesită interconectarea celor doua porți (poa rta 1 și poarta 2),
folosind o trecere SMA mamă -mamă. Ultima etapă din procesul de calibrare, este Izolația care
presupune ca porțile să fie izolate una față de cealaltă. La fiecare poartă se va conecta, astfel, câte o
sarcină adaptată.
La final se efectu ează o operațiune de deplasare a planului de referință, ce poartă denumirea
de Port Extension , în completarea procedurii de calibrare. Această operațiune necesită măsurarea
golului și a sarcinii scurtcircuit, pe rând, la ambele porți ale analizorului.
Cu toate că analizorul are doar două porți, parametrii S se pot determina cu ușurință și
pentru cuplorul care prezintă patru porți de acces. Acest lucru este posibil conectând terminații
adaptate (cu impedanța de 50Ω) la porțile ce rămân neconectate la analiz or.
Pentru a ne asigura că s -a realizat în mod corect calibrarea, se vor măsura cele trei sarcini
folosite la calibrare conectate, pe rând, la o poartă, iar rezultatul se va afișa pe diagrama circulară
(diagrama Smith). În fiecare caz va trebui să consta tăm apariția unui punct pe diagramă, în tot
intervalul de frecvență, în locul corespunzător unui scurtcircuit (impedanță normată egală cu 0),
sarcină adaptată (impedanță normată egală cu 1), respectiv gol (impedanță infinită), ca în Fig.3.5.
Fig.3.5 Diag rama Smith cu reprezentările OLS, după calibrare.
52
Verificarea trebuie realizată atât pentru poarta 1 cât și pentru poarta 2, deoarece
măsurătoarea va implica utilizarea ambelor porți.
Vom vizualiza trei caracteristici
11 22,SS și
21,S adică reflexia la poarta 1 (sau adaptarea
porții1), reflexia la poarta 2 și atenuarea de inserție de la poarta 1 la poarta 2. Structura este
reciprocă, adică
21 12 . SS Pentru a măsura parametrii mai -sus menționați, se conectează poarta 1 a
analizorului la poarta 1 a cuplorului și poarta 2 a analizorului la poarta 2 a cuplorului, prin
intermediul a două tronsoane de cablu coaxial cu impedanța caracteristică de 50 . La porțile 3 și 4
ale cuplorului se vor conecta terminaț iile adaptate.
a) măsurarea parametrilor
11 22,SS și
21S
b) Variația cu frecvența a modulelor parametrilor
11 22,SS și
21S , în dB
Fig.3.6 Măsurarea parametrilor
11 22 21,,S S S cu ajutorul analizor ului.
53
Se vizualizează și parametrul
22S deoarece așa cum se poate observa și în Fig.3.6. acesta nu
este identic cu parametrul
11S . Probleme apărute încă din fabricați e precum corodarea ușor diferită
sau conectorii care nu sunt identici, în sensul că prezintă coeficienți de reflexie mici dar nu egali cu
zero (transferul de putere nu este total), lipiturile care nu sunt nici ele identice, conduc la ușoara
modificare dint re parametrii
11S și
22S .
Se observă, de asemenea, că la frecvența de proiectare f0=0,9 GHz, parametrul
11S atinge o
valoare de 35dB,
22S (care caracterizează adapt area porții 2) măsoară aproximativ 60 dB, iar
atenuarea de inserție (corelată cu
21S ) este egală cu 3dB. Se constată deci, obținerea unui răspuns
mai bun cuplorului fabricat în comparație cu răspunsul obținut prin simulare și prezent at în cadrul
capitolului 2, corespunzător Fig.2.33. Atenuarea de reflexie de la poarta 1 rămâne aceeași.
Vom proceda în mod asemănător pentru măsurarea parametrilor
33 31 11 ,,SSS . În acest caz
poarta 1 a analizorului va rămâne conectată la po arta 1 a cuplorului iar poarta 2 a analizorului se
conectează la poarta 3 a cuplorului (respectiv la poarta 4, pentru măsurarea parametrilor
44 41 11 ,,SSS
), porțile rămase neconectate la analizor vor fi terminate pe sarcini adaptate (50 ). Din cauza
faptului că analizorul dispune doar de două porți, pe afișaj se vor vizualiza tot
22 21 11 ,,SSS . Acest
lucru nu împiedică însă procesul de măsurare, deoarece se va considera spre exemplu că pentru
poarta 3 conectată la poarta 2 a analizo rului, parametrii
22S și
21S , vor corespunde adaptării porții
3, respectiv atenuării semnalului de la poarta 1 la poarta 3 (poarta cuplată). Așadar se va obține:
a) configurație pentru măsurarea parametril or
11 33,SS și
31.S
54
b) variația cu frecvența a modulelor parametrilor
11 33,SS și
31S , în dB.
Fig.3.7 Măsurarea parametrilor
11 33,SS și
31S cu ajutorul analizorului.
În cazul parametrii lor
11 33 31, , ,S S S în comparație cu simulările din capitolul 2, se constată de
asemenea o îmbunătățire a adaptărilor porților 1 și 3. Pe de altă parte, atenuarea de cuplaj de la
poarta 3 c rește ușor de la 3dB la 3,5dB.
În ceea ce privește parametrii
11 44 41, , ,S S S prezentați în Fig.3.8.b adaptarea ambelor porți
crește semnificativ, spre exemplu adaptarea porții 3 are o creștere de la 27 dB la aproximativ 42dB.
De asemenea, pent ru cuplorul fabricat se obține o izolație de 38dB, care este cu mult mai bună ca
cea obținută în cadrul capitolului 2, egală cu 21,8dB (vezi Fig.2.33 ).
a) configurație pentrumăsurarea parametrilor
11 44,SS și
41S
55
b) variația cu frecvența a modulelor parametrilor
11 44,SS și
41S , în dB
Fig.3.8 Măsurarea parametrilor
11 44,SS și
41S cu ajutorul analizorului
56
57
Concluzii
Scopul acestei lucrări a constat în proiectarea unui cuplor directiv, cu două tronsoane de
cuplaj, compact, în tehnologie microstrip. Obținerea unei structuri cât mai compacte a cuplorului, a
fost pos ibilă, deoarece la proiectare s -au utilizat structuri în T asimetrice.
Reducerea dimensiunilor circuitului cuplorului s -a realizat și prin transformarea liniilor
drepte în linii cu meandre (șerpuite). Pentru acestea a fost necesară optimizarea performanțe lor prin
operațiunea de Tuning, operațiune care a constat în scăderea dimensiunilor tronsoanelor de linie.
În figurile Fig.3.6 , Fig.3.7 , Fig.3.8 se pot observa valorile parametrilor
11 21 31 41, , , .S S S S
Pentru o analiză mai exactă a comparației param etrilor se va utiliza programul Matlab. Fișierele
S2P, care cuprind rezultatele numerice obținute în urma măsurării modelului experimental, sunt
introduse și apoi prelucrate în Matlab. Fișierele au forma unei matrici, având reprezentate pe prima
coloană fr ecvența exprimată în Hertzi, iar următoarele opt coloane cuprind modulul și argumentul
parametrilor supuși evaluării. Luând spre exemplu fișierul S2P_S11_S21_S12_S22.S2P , pe prima
coloană va fi frecvența cu valori în toate cele 1601 puncte, setate la încep utul măsurătorii, coloanele
2 și 3 reprezintă modulul și argumentul parametrului
11S , coloanele 4 și 5 reprezintă modulul și
argumentul parametrului
21S , astfel se vor identifica în continuare și coloanele para metrilor
21S și
22S
, lucru care se poate vedea în Fig.3.9 .
Fig.3.9 Conținutul fișierului S2P.
Pentru prelucrarea datelor din fișierele S2P în programul Matlab s -a folosit codul din Anexa
1. Se va obține graf icul din Fig.3.10 .
Fig.3.10 Vizualizarea parametrilor din cele 3 fișiere S2P.
58
Comparând rezultatele din Fig.3.10 cu cele din Fig.2.33 , se poate constata faptul că în cazul
cuplorului fabricat valorile atenuărilor de reflexie și de izolație,
11 41,SS sunt cu mult mai bune.
Parametrul
21S rămâne la valoarea aproximativă de 3dB, pe când
31S capătă o valoare de 3,5dB.
Compararea rezultatelor obținute prin simularea circuitului cuplorului cu ce le obținute la
măsurare, conduc la concluzia că apar scăderi ușoare ale performanțelor în ceea ce privește cuplorul
fabricat.
Erorile ce apar pot fi cauza mai multor factori. Unul din acești factori îl reprezintă erorile
inerente ale procesului de fabrica ție, în ceea ce privește corodarea. Pe de altă parte programul ADS
nu a luat în evidență în procesul de simulare pierderile apărute prin radiație specifice unei linii
microstrip, în timp ce rezultatele măsurătorilor realizate cu analizorul vectorial țin co nt de aceste
pierderi. O altă sursă pentru eventuale erori ar putea fi modul de lipire al conectorilor SMA mamă,
conectori ce prezintă de asemenea un anumit coeficient de reflexie și anumite pierderi.
Această tehnica de reducere a geometriei circuitului, care a fost aplicată în lucrare se poate
adopta în viitor la proiectarea altor tipuri de componente de microunde compacte.
59
Referințe bibliografice
[1] https://en.wikipedia.org/wiki/Power_dividers_and_directional_couplers#/media/File:Directional
_coupler_symbols.svg accesat la data de 01.06.2018 .
[2][ George Lojewski, Nicolae Militaru, Circuite de microunde , Editura POLITEHNICA PRESS,
București, 2016 , cap. 1, 3.
[3] Nicolae Militaru, Microunde -Note de curs , București, an univ. 2017 -2018 .
[4] George Lojewski, Circuite de microunde -Note de curs , Bucuresti, an univ. 2016 -2017 .
[5] David M. Pozar, Microwave Engi neering, (fourth edition), J.Wiley & Sons, 2012 , cap. 3,4 .
[6] http://www.creeaza.com/referate/informatica/Raport -de-Cercetare -PROIECTARE437.php
accesat la data de 03.06.2018 .
[7] http://www.afahc.ro/ro/facultate/cursuri/microunde_note_curs.pdf accesat la data de 05.06.2018 .
[8] George Lojewski, Nicolae Militaru, Iulia Mocanu, Circuite de microunde -Îndrumar Laborator ,
Editura POLITEHNICA PRESS, București, 2014 , pp. 7-11.
[9] http://www.creeaza.com/referate/informatica/Raport -de-Cercetare -PROIE CTARE437.php
accesat la data de 09.06.2018 .
[10] A Rigorous Design Methodology for Compact Planar Branch -Line and Rat -Race Couplers
With Asymmetrical T -Structures, Chao -Hsiung Tseng, Member, IEEE, and Chih -Lin Chang, IEEE
TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 60, NO. 7, JULY
2012 .
[11] W. R. Eisenstadt and Y. Eo, “S -parameter -based IC interconnect transmission line
characterization,” IEEE Trans. Compon., Hybrids, Manufact.Technol. , vol. 15, no. 3, pp. 483 –490,
Aug. 1992 .
[12] https://www.itim -cj.ro/doc_atribuire/Caiet%20de%20sarcini%20 –
%20Analizor%20Vectorial%20de%20Retea.pdf accesat la data de 24.06.2018.
[13]http://www.clubitc.ro/2017/10/20/analizorul -de-retea -compact -si-usor-rs-znle-simplifica –
efectuarea -masuratorilor -de-precizie -ale-parametrilor -s/ accesat la data de 24.06.2018.
[14] https://www.keysight.com/en/pdx -x202270 -pn-E5071C/ena -vector -network –
analyzer?cc=RO&l c=eng accesat la data de 24.06.2018 .
60
61
Anexa 1
Codul Matlab
clear all
load S2P_S11_S21_S12_S22.S2P
a=S2P_S11_S21_S12_S22;
f=a(:,1)./1e+9;
plot(f,a(:,2),'r');
grid
hold on
plot(f,a(:,4),'b');
grid
hold on
clear all
load S2P_S11_S31_S13_S33.S2P
b=S2P_S11_S31_S13_S33;
x=b(:,1)./1e+9;
plot(x,b(:,4),'y');
grid
hold on
clear all
load S2P_S11_S41_S14_S44.S2P
c=S2P_S11_S41_S14_S44;
y=c(:,1)./1e+9;
plot(y,c(:,4),'g');
legend ('|S11|','|S21|','|S31|','|S41 |')
xlabel('freq, GHz')
ylabel('Atenuarea, dB')
title ('Vizualizarea parametrilor S ai cuplorului din fabricatie')
Copyright Notice
© Licențiada.org respectă drepturile de proprietate intelectuală și așteaptă ca toți utilizatorii să facă același lucru. Dacă consideri că un conținut de pe site încalcă drepturile tale de autor, te rugăm să trimiți o notificare DMCA.
Acest articol: Cuplor dire ctiv cu două tronsoane de cupla j, compact, [626735] (ID: 626735)
Dacă considerați că acest conținut vă încalcă drepturile de autor, vă rugăm să depuneți o cerere pe pagina noastră Copyright Takedown.