CONTRIBUȚII TEORETICE ȘI EXPERIMENTALE PRIVIND PERFECȚIONAREA CONSTRUCȚIEI SISTEMELOR MECATRONICE DE ALIMENTARE CU ENERGIE PENTRU NANOSATELIȚI [302324]

Licență

CONTRIBUȚII TEORETICE ȘI EXPERIMENTALE PRIVIND PERFECȚIONAREA CONSTRUCȚIEI SISTEMELOR MECATRONICE DE ALIMENTARE CU ENERGIE PENTRU NANOSATELIȚI [302324]

Byadmin ianuarie 1, 2024

CAPITOLUL 3

CONTRIBUȚII TEORETICE ȘI EXPERIMENTALE PRIVIND PERFECȚIONAREA CONSTRUCȚIEI SISTEMELOR MECATRONICE DE ALIMENTARE CU ENERGIE PENTRU NANOSATELIȚI

3.1. Propunerea unui sistem electric de alimentare (SEA)

Majoritatea sistemelor de alimentare actuale folosite în nanosateliții de pe orbita LEO folosesc ca sursă de stocare a [anonimizat]. Problema principală a acestui tip de stocare o reprezintă:

durata de viață scăzută a acumulatorilor, datorată ciclurilor continue de încărcare/[anonimizat] 60 de minute pentru orbite de tip LEO;

[anonimizat]-se în jurul valorilor de -10°C ~ +20°C, cu extreme de -40°C ~ +70°C; [anonimizat] 0°C ~ +45°C, [anonimizat] -20°C ~ +60°C;

capacitatea de a furniza o putere mare pentru perioade scurte de timp.

Având în vedere numărul mare de cicluri de încărcare/descărcare pe care un acumulator trebuie să îl execute zilnic, o medie fiind de 14 – 15 [anonimizat] 1000 de cicluri în mai puțin de două luni și jumătate. Cum majoritatea misiunilor își propun un termen de experimentare mediu de 3 luni, [anonimizat]-[anonimizat], [anonimizat].

Totodată, [anonimizat] a îi încălzi. Practic, se folosește energie electrică pentru a [anonimizat] a fi direcționată în alte scopuri.

[anonimizat], [anonimizat] a [anonimizat], [anonimizat]. Astfel de provocări fac dificilă dezvoltarea unor module și necesită cercetări amănunțite pentru implementarea configurațiilor finale. Capabilitatea unui modul SEA din interiorul unui CubeSat de a furniza în anumite situații puteri instantanee de cel puțin 50W [anonimizat]-[anonimizat].

[anonimizat] a utiliza supercondensatori ca sursă unică de stocare a energiei devine o opțiune viabilă. Aceștia pot avea cel puțin 10000 de cicluri de încărcare/descărcare și funcționează într-o gamă de temperaturi de la -25°C până la +60°C ([anonimizat] -40°C până la +70°C), cu o plajă chiar mai largă pentru supercondensatorii de tip EDLC. [anonimizat]. Un alt avantaj este capacitatea de a furniza cantități foarte mari de curent pentru perioade scurte de timp.

Dezavantajele supercondensatorilor sunt densitatea energetică volumetrică și gravimetrică mult mai scăzută față de acumulatorii pe bază de litiu. De asemenea, trebuie luată în calcul și autodescărcarea acestora în momentul proiectării sistemului. Cu toate acestea, utilizarea supercondensatorilor simplifică designul și structura sistemului electric de alimentare, astfel:

se elimină necesitatea controlului temperaturii, gama de temperaturi a supercondensatorilor fiind mai largă decât a acumulatorilor, acoperind tot spectrul de temperaturi posibil în orbitele LEO;

controlul tensiunii și profilul de încărcare sunt simplificate, supercondensatorii fiind capabili să accepte practic orice curent de încărcare (considerând că această încărcare este efectuată de un număr limitat de panouri solare, așa cum se pot găsi ele fizic pe un nanosatelit);

tensiunea de descărcare este mai mică decât a acumulatorilor, iar în cazul supercondensatorilor de tip EDLC această tensiune poate coborî până la 0V, prin urmare se poate utiliza întreaga plajă de tensiune [3.1].

Pentru a calcula puterea generată, încă de la concepția sistemului de alimentare trebuie considerate cazurile cele mai defavorabile, cum ar fi:

influența toleranțelor maxime ale componentelor electrice;

parametrul EOL al panourilor solare [3.2];

degradarea capacității acumulatorilor la începutul și la sfârșitul misiunii;

cerințele energetice necesare fiecărui modul în parte.

Parametrii principali care vor influența dezvoltarea SEA sunt:

încărcarea medie și de vârf a sistemului;

durata misiunii: misiunile lungi presupun redundanță crescută, circuite suplimentare de încărcare, un număr mai mare și o capacitate ridicată a acumulatorilor și panouri fotovoltaice suplimentare;

parametrii orbitali [3.3];

configurația satelitului, în funcție de stabilizarea pe cele 3 axe.

Panourile solare asigură tensiune de alimentare pentru sarcinile electrice atât timp cât satelitul este în lumină. Acestea pot fi interconectate în serie, în paralel, sau folosind o combinație între cele două metode, pentru a satisface domeniul de potențial sau restricțiile de redundanță.

Tabel 3.1. Performanțe comparative între tipurile de celule solare disponibile pe piață [3.4]

Parametrii principali ai celulelor solare care determină funcționarea finală a sistemului sunt eficiența acestora, rezistența în timp și, nu în ultimul rând, prețul. Cele mai utilizate tipuri de celule solare se regăsesc în Tabel 3.1 [3.4].

Pentru a putea efectua un calcul real în ceea ce privește energia electrică posibilă de a fi furnizată de SEA, trebuie considerată în primul rând forma celulelor solare. Celulele solare sunt fabricate de regulă la dimensiuni standard. Acest lucru implică modificarea capacității de furnizare a curentului electric în funcție de acoperirea pe care celulele o au pe suprafața satelitului sau a panourilor solare extensibile. Totodată, nu trebuie ignorat factorul temperatură, acesta ajungând până la aproximativ 67°C, în soare, pentru orbita LEO. Celulele solare pierd din eficiență aproximativ 0.5% pentru fiecare grad de temperatură peste valoarea standard de 28°C [3.5], însă și umbrirea celulelor care compun un panou fotovoltaic, contribuie la reducerea eficienței energetice.

Mai adaugăm la aceste restricții și pierderile din diodele de protecție folosite în paralel cu panourile solare pentru a preveni curenții inverși prin acestea. Circuitele și componentele SEA nu au o eficiență de 100%, o pierdere medie de aproximativ 10-15% fiind necesară a fi luată în considerare [3.6].

3.2. Calcule preliminare

Pentru a verifica dacă ideea propusă de a utiliza supercondensatori poate fi viabilă vom efectua un calcul general pentru a aproxima anumite valori la care ne putem raporta în analiza modelului propus.

Vom lua ca referință de calcul supercondensatori de tip EDLC, cu tensiunea maximă de funcționare de 2.7V, și capacitatea de 400F. Astfel de supercondensatori se găsesc pe piață la ora actuală, fiind fabricați de producători precum Ioxus, Maxwell Technologies sau Nesscap Energy, având prețuri între 10 și 20 de euro per bucată [3.7]. Am ales supercondensatorii Samwha DB5U407W35060HA [3.8] întrucât dimensiunile lor de 60x35mm, îi fac potriviți atât pentru aplicațiile de nanosateliți de tip CubeSat 1U, cât și 2U sau 3U. Montajul acestora în structura satelitului presupune o atenție specială, și va fi tratat în Capitolul 5 al acestei lucrări.

Aplicând relația (2.1) pentru doi capacitori legați în paralel, cu presupunerea descărcării cu 2V (de la 2.7V la 0.7V, o tensiune încă utilizabilă pentru un convertor DC-DC ce lucrează la tensiune mică), la un curent mediu de 0.2A pentru toată perioada de măsurare, vom obține următorul rezultat pentru timpul de descărcare:

Rezultă că utilizarea supercondensatorilor ca sursă de energie pentru nanosateliți în perioada de umbră este posibilă. În medie un satelit în orbita LEO are o eclipsă mai mică de 40 de minute [3.5], această valoare fiind de cel puțin 3 ori mai mică decât cea calculată. Putem presupune în acest caz că pierderile de energie din conversia tensiunii sau pierderile interne ale supercondensatorilor vor putea fi compensate de această diferență.

Pentru parametrii de mai sus, energia totală stocată de cei doi supercondensatori, aplicând relația (2.2), va fi de:

3.3. Circuite integrate pentru conversie și încărcare a supercondensatorilor

Pentru panourile solare legate în paralel, tensiunea de intrare în convertoarele DC-DC variază între 0V și 5.4V. Spre exemplu, panourile Azur Space 3G30A legate câte două în serie furnizează o tensiune ideală de la 4.818V la începutul vieții, față de 4.488V pentru o degradare de 15%, echivalentă unei radiații de 1MeV (electroni/cm2) [3.9].

Pentru a putea utiliza tensiunea variabilă generată de panouri este necesară crearea unui mecanism de conversie și stabilizare a tensiunii. Există integrate la ora actuală, cu grade diferite de complexitate, care pot efectua această conversie și stabilizare. Pentru a ușura dezvoltarea circuitului și a întregului ansamblu, vom alege integrate care includ tranzistori MOSFET și/sau bobine, atât timp cât pot indeplini parametrii generali de funcționare. Gradul ridicat de integrare este prima opțiune în crearea unui nanosatelit, spațiul și greutatea fiind restricțiile principale. Utilizarea unor controlere simple sau doar a componentelor discrete, deși oferă o flexibilitate mare, și, probabil cea mai crescută eficiență posibilă, generează dificultăți în crearea circuitului într-un spațiu restrâns.

În Tabel 3.2 au fost grupate integratele care pot satisface restricțiile impuse de panourile solare: plaja de tensiune de intrare minimă de sub 3V, iar cea maximă mai mare de 5.5V; cât și restricția impusă de tensiunea maximă a supercondensatorilor, plaja de tensiune de ieșire fiind necesar să depășească 2.7V.

Tabel 3.2. Integrate de conversie DC-DC compatibile cu funcția de încărcare pentru supercondensatori de tip EDLC

După câte se poate observa din Tabel 3.2, există numeroase integrate de conversie DC-DC, care pot îndeplini sarcinile de încărcare a supercondensatorilor. Fiecare integrat prezintă anumite avantaje și dezavantaje, iar în continuare se va decide care dintre acestea poate satisface cel mai bine necesitățile proiectului.

Din Tabel 3.2, se vor considera doar integratele care pot furniza un curent maxim de încărcare mai mare de 1A, pentru a respecta regula impusă de NASA conform căreia pentru orice componentă folosită în aplicațiile spațiale se consideră valoarea de funcționare la 60% din capacitatea maximă a acesteia la sol. Limitarea este impusă datorită lipsei atmosferei, răcirea componentelor electronice are loc doar prin fenomenele de conducție și radiație, fenomenul de convecție nefiind disponibil ca metodă de răcire în interiorul satelitului [3.10].

În Tabel 3.3 sunt prezentate restricțiile necesare pentru alegerea integratului dintre cele prezentate în Tabel 3.2:

Tabel 3.3. Restricții alegere integrat de conversie DC-DC pentru încărcarea supercondensatorilor

Funcționarea în curent constant este extrem de importantă, întrucât, la tensiuni mici supercondensatorii se comportă ca un scurtcircuit pentru circuitul de încărcare, fiind capabili să absoarbă curenți foarte mari. Astfel, protecția pentru încărcare trebuie să fie implementată de integratul care execută încărcarea acestora pentru a păstra încărcarea în limitele impuse. Se controlează în acest mod atât procentul de utilizare a puterii totale pentru încărcarea supercondensatorilor, cât și temperatura de funcționare a circuitului de încărcare.

3.3.1. Circuite integrate pentru încărcarea supercondensatorilor de tip EDLC

Având în vedere cele menționate anterior, s-a ales pentru testul de încărcare al supercondensatorilor, integratul de conversie DC-DC fabricat de Triune Systems, TS52003 [3.11]. Un avantaj important al acestuia îl reprezintă implementarea funcției MPPT [3.11], care optimizează circuitul de consum al puterii energetice generate de panourile solare.

Tensiunea de intrare în integrat este de cel puțin 3.2V la pornire, având presetat un histerezis pentru tensiunea minimă de intrare între 2.95V și 3.15V. Tensiunea de ieșire se poate seta cu ajutorul regiștrilor, putând avea 8 valori din intervalul [2.48; 2.74] V, conform fișei tehnice. Curentul de ieșire poate fi setat la valori între [50; 1500] mA [3.11].

3.3.2. Protecția și limitarea activă și pasivă a curentului electric pentru nanosateliți

După cum a fost prezentat în cadrul subcapitolului 2.3.2, realizarea unei protecții pasive pe bază de diode este posibilă. Alegerea diodelor pentru aplicația unui circuit cât mai eficient din punct de vedere energetic, dar care să asigure și menținerea unui nivel ridicat de protecție a sistemelor, se poate dovedi dificilă. În acest sens s-a efectuat un studiu comparativ pornind de la graficele parametrice de funcționare ale diodelor fabricate de o serie de producători. Dintre producătorii comparați, amintim: AVX, Bourns, Central Semiconductor, Comchip, Diodes Incorporated, Fairchild, Infineon, NXP, ON Semiconductor, Panasonic, Renesas, ST Microelectronics, Texas Instruments, Toshiba Semiconductor, Vishay. După o analiză detaliată s-au ales componentele conform Anexei A3 [3.12, 3.13, 3.14].

Diodele au fost alese astfel încât să suporte un transfer de curent de cel puțin 1A, să aibă o tensiune inversă de minim 10V, să aibă căderea de tensiune în traversarea directă cât mai scăzută și să aibă cea mai mică scurgere de curent în alimentarea inversă, considerând ca dimensiunea capsulei să fie cât mai mică. Informațiile comparative despre curenți se regăsesc în rândurile IR, din Anexa D.

După cum se poate observa în tabelul prezentat, dioda ideală, sau cel puțin dioda care să îndeplinească optim toți parametrii necesari, nu există, prin urmare, trebuie făcut un compromis. Considerând dimensiunile de mai sus, se poate aproxima faptul că în cazul în care diodele de alimentare de la panourile solare vor fi montate pe placa SEA, acestea ar ocupa un spațiu de aproximativ 1000mm2 din totalul estimativ de 5625mm2 (în cazul în care considerăm că placa pe care se va dezvolta SEA ar avea o dimensiune de montaj a pieselor de aproximativ 75x75mm). În consecință, alegerea diodelor de protecție trebuie efectuată cu atenție. După cum putem vedea în Anexa D, o diodă cu dimensiuni oarecum moderate și cu un curent invers foarte scăzut este PMEG4050ETP. Această diodă are o cădere de tensiune în curent direct destul de ridicată comparativ cu alte diode, de aproximativ 300mV pentru un curent de 500mA, aceasta traducându-se într-o pierdere de putere de 150mW. Dioda cu cea mai mică cădere de tensiune în curent direct este PMEG1020EV, care, pentru același curent și tensiune ca PMEG4050ETP are o pierdere de putere de maxim 120mW. Trebuie avut în vedere și faptul că nici una dintre piesele electronice COTS considerate, nu este specificată pentru parametrii necunoscuți ai mediului extraatmosferic. Prin urmare trebuie creată și o redundanță a acestor componente.

Pentru testare s-a creat un circuit cu două diode diferite montate în paralel. Efectul de avalanșă va limita această soluție pentru implementarea finală, fiind necesară dezvoltarea unui circuit de protecție mai complex. Pe baza datelor furnizate în tabelele de mai sus, s-a luat decizia de a folosi în paralel câte o diodă PMEG4050ETP și PMEG1020EV atât pentru circuitele de alimentare cât și pentru cele care necesită protecție. În cazul în care ambele diode vor funcționa în paralel, dioda PMEG1020EV va efectua transferul de curent, dar în cazul în care aceasta s-ar defecta, dioda PMEG4050ETP ar trebui să preia funcția acesteia. Alături de aceste două diode putem lua în calcul și testarea pe plăcile dezvoltate a încă patru tipuri de diode, fabricate de către aceeași companie NXP, și anume: PMEG1020EH/EJ, PMEG3020EP, PMEG3030EP și PMEG3050EP. Se vor realiza combinații utilizând aceste diode și se vor măsura căderile de tensiune rezultate după execuția fiecărei plăci de test a SEA.

Redundanța multiplă devine complexă din punct de vedere a deciziilor. În momentul defecțiunii unei componente trebuie stabilit un protocol de lucru: care sistem este corect funcțional și care nu, și care parte a sistemului trebuie oprită sau protejată. În aceste condiții, pentru SEA este recomandată implementarea unui sistem de redundanță pasiv, cel activ fiind direct dependent de funcționarea unui microcontroler sau procesor.

3.3.3. Unele considerații privind utilizarea elementelor pasive și active pentru realizarea circuitelor electrice necesare funcționării nanosatelitului

Dezvoltarea circuitelor electronice a fost realizată cu ajutorul componentelor de tip SMD. Pentru componentele pasive: rezistențe, condensatori sau inductoare, se vor utiliza pe cât posibil piese în capsule de dimensiuni standardizate pentru a ușura crearea designului circuitelor. Aceste dimensiuni încep de la 0201 și se termină la 1206. Dimensiunile anterioare reprezintă miimi de inci (notate mil), 0201 fiind dimensiunea pentru 0.1mm x 0.05mm, în timp ce 0402 este echivalentă pentru 1mm x 0.5mm în dimensiuni metrice.

În urma unei analize extinse a listelor de catalog ale producătorilor, am găsit noi tipuri de inductoare, la prețuri acceptabile, care folosesc miez din materiale compozite. În încercarea optimizării sistemului energetic s-au folosit astfel de inductoare. Un exemplu relevant sunt bobinele din seria WE-MAPI, fabricate de Würth Elektronik [3.15], sau seria XAL, fabricate de către Coilcraft [3.16]. Au fost analizate fișele de catalog pentru inductoare provenite de la mai mulți producători, dintre care amintim: Murata, Ferro Core, Coilcraft, Würth Elektronik, Taiyo Yuden, TDK, Sumida. În general inductoarele produse de către Coilcraft sau Würth Elektronik prezintă unele dintre cele mai bune specificații.

3.4. Realizarea experimentală a modulelor pentru stocarea energiei electrice a nanosateliților folosind supercondensatori EDLC

Conform celor prezentate în capitolul 2, putem aprecia că supercondensatorii pot fi utilizați ca sursă de energie primară, în primul rând datorită timpului de viață. Cu toate acestea, în general se consideră că aceștia nu pot fi utilizați ca sursă de energie primară datorită densității de energie scăzute. Dacă luăm în considerare modulele atașate unui SEA, care au nevoie instantaneu de cantități mari de energie, și faptul că un astfel de sistem trebuie să suporte multiple cicluri de încărcare și descărcare, și să poată înmagazina rapid această energie, transformă ideea de a utiliza supercondensatori la concepția unui nanosatelit, într-una convenabilă. Noile tehnologii de fabricație a supercondensatorilor implică costuri mai mici de producție, crescând performanța și energia utilă.

Nanosateliții dispun de energie limitată provenită din panourile solare, iar în consecință pierderile inutile de energie trebuie înlăturate prin simplificarea circuitelor. Soluția propusă pentru SEA constă în utilizarea supercondensatorilor legați în paralel. Luând în calcul supercondensatorii EDLC fabricați de compania Samwha prezentați în subcapitolul 2.2, dimensiunile fizice ale acestora ar trebui să permită integrarea a doi astfel de condensatori în interiorul unui CubeSat 1U [3.8].

Astfel, în acord și cu datele prezentate în subcapitolul 2.6.1, a fost gândita, creată și modelată structura de Cubesat de 1U care să conțină un subansamblu precum cel din Fig. 3.1.

Fig. 3.1. Exemplu de desen CAD al unei structuri de tip Cubesat de o unitate, cu modulul de integrare al supercondensatorilor EDLC (marcat cu verde) – varianta 1 de proiectare

Lipsa presiunii atmosferice poate crea anumite probleme de funcționare ale supercondensatorilor, aceștia putând să piardă din capacitate sau se pot defecta iremediabil.

Prin urmare, am considerat necesară construirea unei camere etanșe în interiorul unui CubeSat pentru a asigura funcționarea optimă a supercondensatorilor în spațiul cosmic. Modelul unei astfel de camere este prezentat cu verde în Fig. 3.1, cu amendamentul că s-au luat în calcul toate restricțiile legate de dimensiuni și greutate pe care o astfel de cameră le-ar putea adăuga. Este important de menționat că o asemenea structură reprezintă aproximativ 40% din spațiul disponibil într-un Cubesat 1U, lucru care pentru anumite aplicații poate constitui un dezavantaj.

3.4.1. Unele probleme privind utilizarea supercondensatorilor

Pentru doi supercondensatori EDLC Samwha Green-Cap 2.7V 400F [3.8] conectați în paralel, obținem un total de 800F la 2.7V pentru o încărcare completă. Intensitatea curentului care poate fi furnizat de către ansamblul de supercondensatori, cât și variațiile de tensiune în timp sunt restricționate de relația (3.3).

unde:

I = intensitatea curentului electric: {I}SI = 1A;

C = capacitatea totală a subansambublui: {C}SI = 1F;

dV = variația tensiunii între momentul inițial și momentul final: {dV}SI = 1V;

dt = timpul scurs între momentul inițial și momentul final: {dt}SI = 1s.

După cum a fost prezentat anterior, timpul aproximativ în care satelitul va fi în zona de eclipsă este de maximum 40 de minute. Pentru a ne asigura că rezerva de energie electrică este suficientă pentru alimentare vom considera timpul minim de o oră pe care supercondensatorii trebuie să îl poată acoperi. În relația (3.4) se deduce media curentului maxim care poate fi furnizat, ca fiind 444mA.

Această valoare a intensității curentului electric nu este îndeajuns de relevantă pentru a estima corect și complet energia electrică rămasă disponibilă în supercondensatori. Se poate folosi formula (2.2) pentru calculul energiei rămase la un anumit moment, valorile calculate fiind prezentate în Tabel 3.4.

Tabel 3.4. Relația între tensiune, energie și autonomie a doi condensatori EDLC de 400F legați în paralel

Informațiile din Tabel 3.4 referitoare la tensiune și autonomie, sunt universal valabile pentru orice condensatori EDLC cu tensiunea maximă de 2.7V. Singurele diferențe apar în coloana Energie, deoarece aceasta depinde individual de capacitatea și specificațiile fiecărui condensator în parte.

Există variante pentru a schimba configurația supercondensatorilor din paralel în serie când tensiunea scade sub o anumită valoare. După cum se poate observa în Tabel 3.4, configurația inițială în paralel poate consuma aproape toată energia disponibilă, iar o funcție suplimentară de modificare a acestei configurații ar crea un circuit mult mai complex, scăzând fiabilitatea, îmbunătățirea obținută fiind doar de 1.72% [3.17]. Dacă este necesară mai multă energie, se recomandă optimizarea altor circuite și componente, păstrându-se schimbarea configurației supercondensatorilor ca o ultimă soluție [3.18].

3.4.2. Rezultate ale cercetărilor experimentale privind sistemele de stocare a energiei electrice

Pentru a realiza și testa în mod real posibilitatea de a implementa sistemul cu supercondensatori de tip EDLC, sistemul de încărcare a fost dezvoltat pe baza integratului TS52003, fabricat de Triune Systems [3.11]. Conform specificațiilor, integratul poate furniza curent electric pentru supercondensatori până la valoarea de 1.5A; cu toate acestea, trebuie luați în calcul toți parametrii acestuia, pentru a ne putea asigura că acesta va funcționa conform calculelor chiar și în condiții extreme.

Fig. 3.2. Schema electrică pentru testarea încărcării supercondensatorilor

În Fig. 3.2 este prezentată schema electrică finală, așa cum a fost implementată pe placa de test. Circuitul a fost desenat în programul de proiectare DipTrace, și apoi implementat fizic, așa cum se poate vedea în Fig. 3.3.

Fig. 3.3. Implementarea circuitului de test pentru supercondensatori EDLC

Pentru a experimenta legarea în paralel a supercondensatorilor, au fost efectuate trei tipuri de teste, fiecare având câte cinci iterații:

Curentul de descărcare necesar pentru a compensa curentul de scurgere și a ține condensatorii încărcați la capacitatea maximă;

Curentul de scurgere până la 2.3V;

Timpul de încărcare estimat începând cu o tensiune de minim 0.5V.

3.4.2.1. Rezultatele testelor privind curentul de descărcare

Cele cinci teste consecutive efectuate au demonstrat că pornind de la o tensiune de 2.67V (echivalent cu o încărcare de 99%), un condensator EDLC se va încărca către 2.7V acceptând un curent de aproximativ 20mA, pe o perioadă de 90 de minute. Astfel, pentru a menține un astfel de supercondensator EDLC încărcat, este nevoie de a folosi o putere minimă de aproximativ 55mW furnizată de panourile solare, fără a lua în calcul pierderile care pot apărea pe parcurs.

3.4.2.2. Rezultatele testelor privind curentul de scurgere

Începând cu o tensiune de 2.7V, au fost efectuate teste pentru a măsura timpul de scurgere până la o tensiune de 2.3V. În acest caz, supercondensatorii au fost deconectați. Timpul de scurgere real, de la 2.7V la 2.3V este de aproximativ 30 de ore. Prin urmare energia stocată în supercondensatori va scădea cu mai mult de 27% (de la 2916J la 2116J) în 30 de ore, la temperatura camerei, fără nici o altă influență externă. Trebuie avut în vedere că aceste pierderi vor fi mai mari în cazul integrării supercondensatorilor cu circuitele electrice, fiecare element având o toleranță față de ideal și contribuind la pierderea totală pe care sistemul o va avea.

3.4.2.3. Rezultatele testelor privind timpul de încărcare

Timpul necesar pentru încărcare este dat de formula:

unde:

= reprezintă timpul de încărcare până la 63% din capacitate;

R = rezistența circuitului;

C = capacitatea condensatorului.

Dacă se estimează că rezistența circuitului este dată doar de cea a firelor, în cazul în care am alimenta supercondensatorii de la o sursă ideală de tensiune, înseamnă că pentru .

Dacă sursa de tensiune poate furniza orice curent la tensiunea specificată, Vf (tensiunea finală), atunci formula pentru a calcula tensiunea în funcție de timp la un anumit moment este dată de relația (3.6):

unde:

= reprezintă timpul de încărcare până la 63% din capacitate;

t = timpul trecut de la începerea încărcării;

V = tensiunea actuală a supercondensatorului;

Vf = tensiunea finală, în acest caz tensiunea maximă de lucru a supercondensatorului, 2.7V.

Conform relației (3.6) în calculul pentru cazul ideal, în care supercondensatorii se încarcă până la 63% din capacitate, în 800 de secunde, tensiunea finală va fi de 1.7V. Pentru a aduce cei doi supercondensatori legați în paralel la o tensiune de până la 98% din capacitate sunt necesare secunde, deci pentru o capacitate de 800F rezultă 3200 de secunde, adică aproximativ 53 de minute.

Toate valorile de timp specificate sunt influențate direct de numărul și de puterea disponibilă de fi furnizată de panourile solare, împreună cu cerințele de energie a satelitului, atât în perioada de soare, cât și în cea de umbră. Astfel, calcularea timpului de încărcare este dependentă în mod direct de tipul satelitului dezvoltat, cât și de componentele folosite și de eficiența acestora în fiecare caz specific.

3.4.3. Rezultate ale cercetărilor experimentale pentru sisteme care utilizează supercondesatori electrolitici

Pentru teste s-a ales un curent maxim de încărcare de 1A, și s-au efectuat cinci iterații cu scopul de a măsura timpul de încărcare de la 0.5V la 2.7V, și a garanta și verifica rezultatele obținute.

Așa cum se poate observa din Fig. 3.4, viteza de încărcare cu o sursă de curent limitată este mult mai lentă decat viteza de încărcare ideală. Testele au arătat că de la tensiunea aproximativă de 2.3V, curentul maxim de 1A absorbit de către supercondensatori începe să scadă.

Având la îndemână specificațiile panourilor solare actuale care se doresc a fi implementate pentru satelitul în cauză, graficul din Fig. 3.4 poate fi utilizat ca și referință pentru a verifica dacă implementarea sistemului de stocare al energiei cu ajutorul supercondensatorilor poate fi eficient sau nu.

Fig. 3.4. Tensiunea de încărcare – real vs. ideal

3.4.3.1. Rezultate ale cercetărilor privind descărcarea supercondensatorilor

Pentru descărcare s-a folosit o tensiune maximă de referință de 2.3V, utilizând un motor electric. De ce un motor electric? Întrucât cerințele acestuia de energie scad liniar, având un necesar de energie atât de peste 4W, cât și de mai puțin de 0.4W, simulând aproximativ cerințele reale ale unui sistem electric implementat într-un CubeSat.

Au fost efectuate cinci teste și s-a măsurat scăderea tensiunii de la 2.3V la 1.35V într-o perioadă de 38.4 minute. Valoarea curentului necesar a scăzut de asemenea de la 2A la 0.25A, așa cum s-a precizat anterior, dependența între tensiune și intensitate fiind liniară. În Fig. 3.5 se prezintă graficul de variație al tensiunii în timp, pentru descărcarea supercondensatorilor pe motorul electric.

În cazul utilizării unei ieșiri controlate, aceste valori pot varia în funcție de necesitațile sistemului, fiind transformate de un ridicător de tensiune, sau de un alt circuit asemănător, care va trebui să genereze curentul pentru restul sistemului. Pentru exemplul arătat, se va consuma o putere maximă de 4.6W, și una minimă de 0.34W. Aceste necesități pot fi echivalate cu o constantă de putere (2.2) pentru a calcula energia necesară în acest proces, și de a obține puterea medie consumată.

, pentru Vi = 2.3V si .

Acest consum energetic testat echivalează cu consumul a aproximativ 50% din capacitatea disponibilă în cei doi supercondensatori considerați. Cu ajutorul relației (3.7) pentru variația energiei în funcție de puterea consumată în unitatea de timp, se estimează că pentru testul considerat putem echivala puterea medie consumată cu o constantă de 0.6W.

Fig. 3.5. Descărcarea a doi supercondensatori EDLC legați în paralel

3.4.4. Rezultate ale cercetărilor experimentale privind utilizarea supercondensatorilor hibrizi

În urma studiilor efectuate, așa cum au fost prezentate în capitolele anterioare, am ajuns la concluzia că nivelul de energie stocat în condensatorii de tip EDLC este redus, și am măsurat, testat și utilizat supercondensatori hibrizi dezvoltați pe baza tehnologiei Li-Ion. Am folosit pentru aceasta supercondensatori fabricați de Taiyo Yuden, în mod special modelul LIC2540R3R8277, deoarece prezintă una dintre valorile cele mai ridicate ale densității gravimetrice din gama supercondensatorilor hibrizi de tip COTS [3.19], dimensiunile acestora aflându-se în limite acceptabile, în sensul că pot fi utilizați în interiorul unui satelit de mici dimensiuni. Specificațiile pentru acest model specific sunt 270F±20%, tensiune maximă de funcționare 3.8V, tensiune minimă 2.2V, cu rezistența internă mai mică de 50mΩ, și o temperatură de funcționare între -25 și +60°C.

Conform fișei de catalog acești condensatori își păstrează parametrii de funcționare fără nici un efect negativ dacă sunt ținuți 1000 de ore la o tensiune de încărcare de 3.8V și la o temperatură de 60°C. Acești condensatori se supraîncălzesc în cazul în care sunt încărcați sau descărcați foarte rapid, cu toate acestea, un curent de încărcare maxim înseamnă un curent de peste 5A, ceea ce este foarte puțin probabil să avem în cazul aplicației de față. Oricum, comparativ cu acumulatorii de tip Li-Ion, aceștia au parametri de funcționare mai permisivi la variațiile de tensiune sau ale mediului ambiant.

În urma testelor realizate a rezultat că supercondensatorii cu Li-Ion își păstrează tensiunea de încărcare și sarcina pentru o perioadă lungă de timp în cazul depozitării, similar acumulatorilor Li-Ion, fiind mai simplu și mai ușor de pregătit satelitul înaintea lansării. Pentru a fi menținuți la tensiunea de încărcare maximă de 3.75V (nu atingem limita de 3.8V întrucât riscăm să depășim această tensiune, iar pentru acești condensatori poate avea un efect negativ), este necesar un curent de aproximativ 5mA. Conform măsurătorilor, pentru a încărca supercondensatorul de la o tensiune inițială de 2.3V, la o tensiune de 3.75V, cu un curent de 100mA, este nevoie de aproximativ 120 minute. Într-un interval de 45 de minute, cel mai mic interval pe care îl luăm în considerare ca timp minim de parcurgere a orbitei pe durata luminoasă, tensiunea condensatorului va urca de la 2.3V la 3.3V pentru un curent de încărcare de circa 100mA.

Supercondensatorii hibrizi de tip Li-Ion au dimensiuni mai reduse [3.20], 8 astfel de supercondensatori ocupând un spațiu aproximativ egal cu cel ocupat de 2 supercondensatori hibrizi EDLC. Astfel, pentru legarea în paralel, capacitatea totală va fi de 2160F.

Conform relației (2.2) obținem energia electrică totală disponibilă din gruparea celor 8 supercondensatori ca fiind:

Comparativ cu doi supercondensatori EDLC, această soluție aduce o îmbunătățire a capacității de stocare a energei mai mare cu cel puțin 350%. Aplicând formula (3.7) rezultă că o astfel de configurație de 8 supercondensatori legați în paralel ne poate furniza o putere medie maximă de 2.88W pentru o descărcare pe un interval de o oră.

Tabel 3.5. Comparație între tipurile și numărul de supercondensatori utilizați [3.8, 3.20]

În Tabel 3.5 sunt prezentate comparativ diferențele între implementările care se pot realiza cu supercondensatori de tip EDLC și cei de tip Li-Ion. Sunt calculate atât valorile maxime posibile, cât și valorile reale care pot fi utilizate, în rândurile Samwha 400F x2 Umin=0.7V, respectiv LIC2540R3R8277 x8 (2.3V-3.7V). Creșterea cu peste 330% a capacității de energie stocată pentru tensiuni de utilizare obișnuită, alături de tensiunea de funcționare mai ridicată a supercondensatorilor de tip Li-Ion, îi face pe aceștia recomandabili în fața unor opțiuni precum cei EDLC.

3.5. Dezvoltarea sistemului electric de alimentare (SEA)

3.5.1. Concepte de sistemele electrice de alimentare cu supercondensatori pentru nanosateliți

SEA poate fi conceput în mai multe variante, diferite sau asemănătoare, în funcție de principiile de funcționare și proiectare care stau la baza fiecărei variante.

3.5.1.1. Varianta 1 pentru SEA

Cea mai simplă implementare a unui sistem SEA este prezentată în Fig. 3.6.

Fig. 3.6. Structură funcțională pentru SEA – Varianta 1

Avantajele variantei 1 propuse mai sus sunt: ușurința în implementare, numărul mic de conexiuni, cât și redundanța în toate punctele critice, în principal pentru convertoarele DC-DC.

Dezavantajele variantei 1 constau în primul rând în dependența de funcționare a întregului sistem de blocul care reprezintă supercondensatorii. Chiar dacă configurația supercondensatorilor este redundantă, în cazul în care aceștia pur și simplu nu pot funcționa în spațiu, sau se defectează prematur, alimentarea întregului satelit poate fi afectată.

3.5.1.2. Varianta 2 pentru SEA

Fig. 3.7. Structură funcțională pentru SEA – Varianta 2

În Fig. 3.7 este prezentată varianta 2, prin care convertoarele și stabilizatoarele de tensiune pot fi alimentate direct din panourile fotovoltaice. Convertoarele de tensiune pentru supercondensatori sunt bidirecționale și independente, iar rolul acestora în configurație este de a suplini lipsa de tensiune pe linia de alimentare neregulată care este alimentată de celulele fotovoltaice.

Avantajele acestei soluții sunt reprezentate de menținerea configurației simplificate în ceea ce privește convertoarele de 3.3V și 5V.

Dezavantajele se regăsesc în dificultatea de a păstra corectă separarea circuitelor de încărcare/descărcare ale supercondensatorilor, pentru a implementa o astfel de configurație fiind necesar controlul circuitelor cu ajutorul unui microcontroler. În cazul defectării acestuia, SEA nu ar fi funcțional în parametri proiectați, în anumite cazuri pierderile putând fi mai mari decât tensiunea minimă necesară. Un alt dezavantaj este reprezentat de dificultatea de a păstra controlul pentru încărcarea supercondensatorilor, în momentul lipsei tensiunii de la panourile solare, supercondensatorii încărcându-se între ei, sau consumând putere pentru controlul limitării acestui transfer de sarcină. Adăugat la toate acestea, supercondensatorii nu pot fi utilizați individual în cazuri speciale pentru perioade scurte de timp, decât prin limitarea eficienței panourilor solare.

3.5.1.3. Varianta 3 pentru SEA

Fig. 3.8. Structură funcțională pentru SEA – Varianta 3

Luând ca model cele două variante inițiale propuse, s-a conceput varianta 3, așa cum este ea prezentată în Fig. 3.8. Folosind această variantă, convertoarele de tensiune pentru 3.3V și 5V sunt utilizate alternativ, în perioada de lumină SEA folosind convertoarele Nr. 1, și pentru perioada de întuneric fiind folosite convertoarele Nr. 2.

În această configurație, deoarece tensiunea supercondensatorilor poate fi accesată pe o magistrală independentă de restul convertoarelor, se pot conecta module de mare putere separat de restul sistemelor. În această variantă redundanța este asigurată de convertoarele Nr. 2, în cazul defectării celor cu Nr. 1 (cu pierderile suplimentare generate de trecerea prin convertoarele supercondensatorilor), dar nu și invers. Practic, defectarea convertoarelor Nr. 2 va lăsa satelitul să poată fi alimentat doar din tensiunea variabilă furnizată de supercondensatori în perioada de umbră.

Redundanța convertoarelor Nr. 2 poate fi asigurată prin:

suplimentarea cu câte un convertor paralel pentru fiecare tip de magistrală de tensiune;

implementarea redundanței la intrarea de alimentare pentru fiecare modul sau subsistem care ar necesita o astfel de funcție.

Soluțiile prezentate anterior pot fi utilizate atât pentru supercondensatori EDLC, cât și pentru supercondensatori de tip Li-Ion. Totodată se pot utiliza panouri solare și în alte game de tensiuni decât cele prezentate, cu mențiunea de a adapta circuitele integrate necesare pentru aceste aplicații.

3.5.2. Panouri solare pentru CubeSat 1U

Pentru dezvoltarea conceptului de CubeSat 1U alimentat cu supercondensatori s-au utilizat două tipuri de panouri solare, conform cu Tabel 3.6. Panourile sunt comparative, cu dimensiuni aproximativ identice, de 80mm x 80mm. Panourile sunt implementate cu tipuri de celule solare diferite.

Pentru panourile de siliciu s-au folosit câte 8 celule cu tensiunea medie operațională de 0.5V, obținând înseriat o tensiune totală de 4V. Pentru panourile în triplă-joncțiune s-au utilizat câte 2 celule cu tensiunea medie operațională de 2.35V, reieșind o tensiune totală de 4.7V.

Tabel 3.6. Comparație între tipurile de panouri cu celule solare folosite

Se poate observa foarte ușor că pentru dublarea puterii generate costul panourilor solare crește de 500 de ori. Pentru aceasta vom lua în calcul la dezvoltarea SEA ambele tipuri de implementări, astfel încât trecerea de la un tip de panouri la altul să se poată efectua fără a modifica propunerea și proiectarea.

Fig. 3.9. Caracteristica I-U a celulelor solare folosite [3.9]

3.5.3. Integrate pentru încărcarea supercondensatorilor de tip Li-Ion

Restricțiile pentru circuitele de încărcare ale supercondensatorilor de tip Li-Ion sunt mai mari decât cele ale supercondensatorilor de tip EDLC. Una dintre aceste restricții se referă la limitarea inferioară a tensiunii minime de 2.2V. Scăderea sub această tensiune poate defecta iremediabil supercondensatorii de tip Li-Ion.

Pentru alegerea integratelor s-au comparat mai mulți parametri și a fost întocmită o listă de selecție conform cu Tabel 3.7 de mai jos:

Tabel 3.7. Integrate posibile pentru utilizare la încărcarea supercondensatorilor de tip Li-Ion

Conform cu Tabel 3.7, au fost selectate ca și posibile soluții, două integrate. Datorită limitării de spațiu, dar și din dorința de a păstra redundanța, s-a ales soluția de a grupa câte 2 supercondensatori legați în paralel pentru fiecare integrat de încărcare. Întrucât se vor folosi 8 supercondensatori în total, aceasta se va materializa prin utilizarea a 4 circuite pentru încărcarea grupurilor de câte doi supercondensatori.

Pentru testul de implementare s-au ales integratele: LTC3127 [3.21] și LTC3442 [3.22].

LTC4425 [3.23] și LTC3128 [3.24], deși sunt integrate destinate încărcării supercondesatorilor, acestea sunt axate pe supercondesatori de tip EDLC, și nu Li-Ion. Există posibilitatea implementării circuitelor cu aceste integrate, dar pentru a evita limitările ce pot apărea în dezvoltare nu am folosit aceste soluții.

LTC3110 nu a fost ales datorită limitărilor în ceea ce privește implementarea, întrucât acest integrat este destinat aplicațiilor cu supercondensatori de tip EDLC, având integrat un circuit activ de balansare cu doi EDLC legați în serie. Tensiunea este limitată la pinul dintre supercondensatori la 2.6V. Implementarea cu un singur supercondensator Li-Ion, sau doi legați în paralel, complică implementarea și controlul de încărcare furnizat de integrat [3.25].

LTC3112 [3.26], LTC3113 [3.27], LTC3536 [3.28] și SN6501-Q1 [3.29] nu pot fi utilizate pentru încărcarea supercondensatorilor, întrucât nu au posibilitatea de a seta limita de curent pentru ieșire, în cazul acestora ieșirea fiind transformată într-un scurtcircuit când sunt descărcați, depășind astfel limita de putere pe care o pot furniza panourile solare.

LTC3129 [3.30] are un curent maxim suportat destul de mic, deși funcția MPPC este utilă pentru extragerea curentului maxim din panourile solare. Implementarea lui ar însemna funcționarea la capacitate maximă la fiecare ciclu de încărcare, lucru ce ar trebui evitat, riscul de defectare prematură a componentei fiind mult mai ridicat. În locul acesteia am putea selecta SPV1040 [3.31]. SPV1040 nu a fost selectat datorită modului de funcționare, doar ca și ridicător de tensiune.

LTC3412 [3.32] nu a fost ales întrucât are funcție doar de tip coborâtor de tensiune, ceea ce înseamnă că poate converti tensiune doar de la tensiuni mai mari în tensiuni mai mici. Pentru aplicația dată poate fi o opțiune, întrucât tensiunea panourilor solare ar trebui să fie în toate momentele mai mare decât tensiunea maximă pe care o pot avea supercondensatorii.

MAX16930 [3.33] este un integrat complex, cu mai multe ieșiri, ultilizarea lui pentru încărcarea supercondensatorilor nefiind în concordanță cu principiul de redundanță pe care ne bazăm pentru a dezvolta SEA.

3.5.3.1. Implementarea integratului LTC3127

Schema electrică implementată pentru primul modul de încărcare a unui grup de doi supercondensatori a fost dezvoltată în jurul LTC3127 [3.21] și se regăsește în Fig. 3.10.

Fig. 3.10. – Schema electrică implementare LTC3127

Având în vedere că sistemul a fost creat pentru testare, au fost adăugate o serie de jumperi în locurile cheie, care pot suferi modificări după implementarea finală. Circuitele integrate de mici dimensiuni nu pot fi testate folosind componente plasate la distanțe mari sau THT. Astfel, au fost create circuite folosind componente SMD, jumperii fiind necesari în locurile în care există o posibilitate de a modifica circuitul în faza de testare.

Jumperul W1 este jumperul de intrare, acesta fiind poarta de intrare dinspre panourile solare. Tensiunea de intrare, marcată în dreptul pinului VIN, trebuie să fie între 1.8 și 5.5V. La o tensiune de VIN < 1.7V, integratul este oprit și toate circuitele de alimentare sunt întrerupte. Pentru a minimiza căderea de tensiune pe integrat, apărută în momentul funcționării și a conversiei DC-DC, sunt necesari capacitori atât pentru intrarea, cât și pentru ieșirea din integrat.

Conform fișei de specificație pentru LTC3127 [3.21], este recomandat un condensator de intrare ceramic de minim 10µF, C1. Pentru a micșora curentul de riplu la frecvențe înalte vom folosi în paralel cu C1, condensatorul C2, într-o capsulă mai mică, cu o valoare de cel puțin 100 de ori mai mică. Prin urmare s-a folosit C1 = 22µF, în capsulă 1206, și C2 = 56nF, în capsulă 0402.

Pinii MODE și SHDN au fost rutați direct către circuitul de intrare, și a fost adăugat câte un jumper, pentru cazul în care se dorește utilizarea unor funcții ulterioare dezvoltării, de exemplu, implementarea controlului manual folosind un circuit independent pentru oprirea integratului.

O rezistență plasată între pinul PROG și SGND definește limita de curent de intrare care poate fi utilizată de circuit. Această opțiune este extrem de utilă, întrucât putem limita pasiv consumul de curent și încărcarea, putând calcula ce putere se folosește pentru reîncărcarea supercondensatorilor, și ce putere se folosește pentru restul circuitului SEA.

Pentru cazul utilizării celulelor solare cu siliciu, simple, conform Tabel 3.6, putem avea o medie de putere maximă generată de 5 panouri solare, de 5.5W. Considerând posibilitatea de a utiliza toată puterea doar pentru încărcarea supercondensatorilor, rezultă că pentru o tensiune maximă operațională de 4V, putem avea un curent maxim teoretic de 1.375A. Acest curent trebuie împărțit pe toate cele 4 module pentru încărcarea celor 8 supercondensatori. Prin urmare un modul de încărcare pentru un set de 2 supercondensatori paraleli nu trebuie să depășească un curent de 343.75mA. Având în vedere pierderile de putere care apar în circuite și pe liniile de transfer, vom limita pentru LTC3127 curentul de intrare la valoarea de aproximativ 300mA. Conform relației (3.9) [3.21], rezultă valoarea pentru R1 de 21.5kΩ.

Pe pinul VC trebuie conectată o rezistență și un condensator pentru ieșirea amplificatorului de eroare. Întrucât condensatorul de ieșire are o valoare mult mai mare decât valoarea minimă limită impusă de fișa tehnică, putem utiliza valorile deja calculate în fișă pentru R2 = 499kΩ și C3 = 100pF.

Pinul FB este conectat la un divizor de tensiune, format din R3 și R4, și setează valoarea tensiunii de ieșire, VOUT. Pentru aplicația în cauză, tensiunea trebuie setată la valoarea aproximativă de 3.7V, pentru a nu atinge limita maximă a supercondensatorilor de 3.8V. Pentru a minimiza pierderile de tensiune am ales valoarea rezistenței R4 = 1MΩ.

Conform formulei (3.10) [3.21] pentru calculul tensiunii de ieșire, rezultă că pentru rezistența R3 trebuie aleasă o valoare de 477kΩ. O valoare mai mică a acestei rezistențe va genera o tensiune de ieșire mai mare, în timp ce o valoare mai mare va micșora VOUT. Dacă luăm în considerare cazul cel mai defavorabil, în cazul în care toleranța rezistenței R4 ar fi maximă, respectiv toleranța rezistenței R3 ar fi minimă, VOUT va fi egal cu aproximativ 3.75V, conform relației (3.11) [3.21].

Pentru a păstra tensiunile sub valorile menționate, a fost aleasă pentru implementarea finală o valoare a rezistenței R3 = 487 kΩ. Aplicând formula (3.10) și folosind această valoare a R3, rezultă că vom avea o tensiune aproximativă de ieșire de VOUT = 3.6488V, pentru cazul în care valorile rezistențelor R3 și R4 sunt exact cele specificate.

Având datele de intrare și ieșire specificate, este necesară calcularea și selectarea inductorului L1. Inductorul nu trebuie să atingă parametrii maximi de funcționare, și trebuie să fie capabil să disipe eficient căldura generată în timpul funcționării. Conform fișei tehnice a LTC3127 [3.21], valoarea acestuia trebuie să fie între 2.2 și 4.7µH. O valoare mai mare de 10µH va crește considerabil dimensiunile circuitului fără a aduce o îmbunătățire foarte mare a capabilității curentului de ieșire. O valoare mai mare a inductanței va genera un curent de riplu mai scăzut. Pentru aplicația în cauză, vom calcula curentul de riplu în cazul ridicării și coborârii de tensiune pentru mai multe valori posibile ale inductoarelor, conform relațiilor (3.12) și (3.13) [3.21].

Aplicând relațiile pentru L=[2.2,10]µH, au rezultat variațiile prezentate în Fig. 3.11 și Fig. 3.12. Se poate observa că îmbunătățirea obținută pentru inductoare mai mari de 4.7µH nu se justifică, pierderea de curent maxim pe care inductorul îl poate suporta, împreună cu creșterea rezistenței interne făcând ușoară alegerea pentru L=4.7µH.

Fig. 3.11. Prelucrare și comparație pentru curenții de riplu în inductoare pentru LTC3127 cu VOUT=3.65V

Fig. 3.12. Prelucrare și comparație pentru curenții de riplu în inductoare pentru LTC3127 cu VOUT=3.8V

Pentru valoarea inductorului L=4.7µH, dintre inductoarele fabricate de Murata, Ferro Core, Coilcraft, Würth Elektronik și TDK, s-a selectat inductorul 74438334047 [3.34], produs de Würth Elektronik. Acesta are cea mai scăzută dimensiune, având capacitatea de a susține un curent de 1.1A, pentru ΔT=40°C, un curent de saturație de 3.8A, și un DCR = 267.7mΩ.

Pentru condensatorii de ieșire, necesari conform soluției tehnice, au fost selectați 2 condensatori, asemenea și celor pentru intrare. Pentru condensatorul C4 s-a ales o valoare de 10µF, iar pentru condensatorul C5 o valoare de 56nF. Condensatorul C5, asemenea lui C2, are rolul de a compensa posibilele căderi de tensiune de frecvențe înalte. Conform fișei tehnice, pentru ieșire ar fi indicată selectarea unui condensator cu o valoare de cel puțin 1000µF. Întrucât integratul LTC3127 este utilizat chiar pentru încărcarea supercondensatorilor, iar aceștia sunt legați direct la ieșire, a fost ales C4, condensator de tip SMD ceramic, cu valoarea de 10µF, în capsulă 1206, doar pentru a filtra diferențele de tensiune la frecvențe mai joase decât cele filtrate deja de C5, cu posibilitatea de a-l conecta cât mai aproape de pinul VOUT.

Pentru a separa ieșirile supercondensatorilor în interconectarea cu restul ieșirilor modulelor, s-a ales implementarea unei separări pasive pentru circuitul de test, folosind diode. Au fost selectate din Anexa D două tipuri de diode diferite, PMEG1020EV [3.35] și PMEG4050ETP [3.36], pentru a putea compara soluțiile diverse care pot fi implementate în configurația finală. În Tabel 3.8 se prezintă componentele necesare execuției acestui circuit, utilizând LTC3127 pentru încărcarea supercondensatorilor.

Tabel 3.8. Listă de componente pentru execuția circuitului de test pentru încărcarea supercondensatorilor folosind LTC3127

3.5.3.2. Soluție pentru circuitul de încărcare folosind integratul LTC3442

Cel de-al doilea integrat utilizat în cercetările experimentale de testare pentru încărcarea supercondensatorilor este LTC3442 [3.22]. Schema electrică implementată este prezentată în Fig. 3.13.

Tensiunea de intrare acceptată de LTC3442 este între 2.4 și 5.5V, cu tensiunea minimă de deschidere de 2.3V. Pentru schema de test implementată s-a adăugat un jumper, W8, pentru a putea deconecta manual intrarea în circuit. A fost de asemenea adăugat jumperul W9 înainte de pinul SHDS/SS, pentru a putea opri manual integratul, sau pentru o viitoare implementare în care aceasta să fie oprit de un microcontroler. Jumperul W10 separă ieșirea integratului de restul circuitului de ieșire, iar W11 și W12 separă fiecare supercondensator în parte, în timp ce W13 separă ieșirea integratului de circuit, dar păstrând legați supercondensatorii și diodele de ieșire, D3 și D4.

Fig. 3.13. Schema electrică de implementare a LTC3442

Intrarea în integrat trebuie să fie decuplată cu cel puțin un condensator de filtrare plasat cât mai aproape de intrările între pinii VIN și SGND, conform fișei tehnice fiind necesară alegerea unei valori de cel puțin 4.7µF pentru un condensator ceramic. Au fost selectați doi capacitori plasați în paralel, C6 și C67, cu valori de 22µF, respectiv 56nF. Atât valorile, cât și capsulele sunt diferite cu câteva ordine de mărime, fiecare condensator având o gamă diferită de frecvențe atenuate. Legătura la pinul de masă pentru semnal, SGND, nu se face direct, ci este mai întâi trecută printr-o rezistență, R40, cu valoare de test de 1Ω, necesară în anumite cazuri pentru a compensa efectul de zgomot de intrare care poate să apară dacă sursa de intrare are o inductanță mare, cum ar fi alimentarea de la un cablu USB. Alimentarea cu o astfel de sursă apare în cazurile în care satelitul este pregătit pentru lansare în PPOD, și este alimentat pentru încărcarea finală.

Pinul SHDS/SS este legat de pinul VIN printr-o rezistență, R5, având de asemenea legat un condensator, C7, la masă. Valorile acestora, de 1MΩ, respectiv 10nF, au fost alese conform fișei de specificații. O tensiune mai mică de 0.4V pe acest pin, oprește funcționarea integratului; o tensiune mai mare de 1.4V pornește integratul în mod de pornire lentă (SoftStart/SS), iar tensiunea de peste 2.4V asigură funcționarea normală a amplificatorului de eroare integrat, ce compară tensiunea de referința de 1.22V cu semnalul de reacție. Rețeaua rezistență-condensator prezentată implementează opțiunea de pornire lentă (SoftStart/SS), limitând viteza de creștere a tensiunii pe pinul VC. O tensiune apropiată de VIN asigură funcționarea automată a modului economic (Burst Mode), implementat în acest integrat.

Tensiunea de ieșire este controlată de pinul FB, a cărui tensiune este controlată de amplificatorul de eroare la 1.22V [3.22]. Folosind un divizor de tensiune, format din R9 și R12, se va seta valoarea lui VOUT. Relația (3.14) se va folosi pentru determinarea valorilor R9 și R12.

Pentru aplicația de testare se va seta tensiunea de ieșire la o valoare de aproximativ 3.7V, pentru a nu atinge tensiunea maximă posibilă a supercondensatorilor, de 3.8V. Se va alege pentru R12 o valoare standardizată, de 200kΩ. De aici se deduce valoarea lui R9, așa cum este arătat în relația (3.15). Obținând valoarea dată, a fost selectată R12=412kΩ, datorită disponibilității reduse a rezistențelor cu valori de 407kΩ la momentul dezvoltării plăcii de test.

Utilizând R12=412kΩ și R9=200kΩ, valoarea tensiunii de ieșire în condiții normale de lucru, precum temperatura ambiantă de 25°C, tensiunea de ieșire va avea o valoare de VOUT=3.73V. Considerând valorile date, tensiunea maximă calculată în cel mai defavorabil caz posibil, dacă toleranțe maxime ale rezistențelor sunt de 1% și sunt îndeplinite, este dată în relația (3.16):

Această tensiune este în parametri, având valoarea totală mai mică de 3.8V, tensiunea maximă impusă de supercondensatorii Li-Ion.

Pinul RLIM definește o limită a curentului de intrare, putând astfel programa curentul maxim și puterea consumată de integrat din panourile solare pentru încărcarea supercondensatorilor. Valoarea rezistenței și capacitorului folosite pentru limitare sunt R6, respectiv C8. Pentru calculul R6 se folosește formula (3.17):

Conform relației (3.17) valoarea rezistenței R6 și implicit a curentului de intrare este direct dependentă de tensiunea de intrare. Creșterea acesteia va crește și limita curentului de intrare. Așa cum a fost explicat în capitolul 3.5.3.1, curentul limită pe care fiecare grup de supercondensatori îl poate utiliza trebuie limitat la 343.75mA. Luând în calcul atât pierderile de eficiență la conversie, cât și păstrarea unei marje de eroare, este recomandată limitarea la un inverval de curent maxim pentru încărcare de 200 – 300mA. Pentru integratul dezvoltat la capitolul anterior, 3.5.3.1, s-a utilizat o limită superioară de aproximativ 300mA. În consecință, limitarea integratului prezentat aici la o valoare mai mică de 250mA este recomandată pentru testarea funcționării celor 4 module în paralel. Presupunând un curent limită de 225mA, și o valoare a tensiunii de intrare de 4V (cazul panourilor solare formate din celule pe bază de siliciu), rezultă valoarea calculată conform (3.18):

Pentru o tensiune de intrare de VIN=4.7V, în cazul utilizării panourilor solare formate din celule de tip multijoncțiune GaAs, rezultă conform relației (3.17), că limitarea curentului maxim de intrare va fi de aproximativ ILIM=233mA. Dacă tensiunea de intrare ar fi maximă, de 5.5V, atunci ILIM=242mA. Toate valorile calculate se încadrează sub limita impusă de 250mA.

Valoarea condensatorului C8 este calculată folosind relația (3.19):

Prin urmare, pentru R6=301kΩ, valoarea condensatorului C8 trebuie să fie mai mare de 333pF. A fost ales C8=10nF, deoarece are aceeași valoare cu C7, neavând alte restricții în privința limitei superioare a condensatorului.

Pinul RT programează frecvența oscilatorului intern. LTC3442 suportă funcționarea cu o frecvență de la 300kHz la 2MHz [3.22]. O frecvență de funcționare mai ridicată are ca și consecință directă o eficiență mai scăzută. Conform informațiilor din fișa tehnică, pentru frecvența de 400kHz corespunde o eficiență maximă teoretică de 94.5%, în timp ce pentru frecvența de 2MHz corespunde o eficiență maximă teoretică de 84%. Orice frecvență mai mică de 800kHz are o eficiență maximă teoretică de cel puțin 92%. Relația dintre frecvența oscilatorului intern și rezistența conectată între pinul RT și masă este notată în relația (3.20):

Pentru o valoare a R7=75kΩ, frecvența calculată este de f=577,33kHz. Pentru această frecvență, eficiența maximă teoretică este mai mare de 93%, o valoare foarte apropiată de eficiența maximă a circuitului. Trebuie luat în calcul că o frecvență scăzută va restricționa și dimensiunile inductoarelor ce pot fi selectate, relația dintre cele două fiind invers proporțională.

Pinul de masă al semnalului, SGND, trebuie să fie conectat cu pinul PGND, pe o cale scurtă, exceptând legătura directă cu pinul 13, PGND, plasat sub circuit.

Pinul BURST poate avea conectată o rezistență în paralel cu un condensator pentru a seta valorile de histerezis ale intrării sau ieșirii automate din modul economic de funcționare. Acesta poate fi legat la masă pentru a forța funcționarea modului economic indiferent de valoarea curentului, sau poate fi legat la VOUT pentru a dezactiva opțiunea. Pentru aplicația în cauză a fost conectată rezistența R8, în paralel cu condensatorul C9 pentru a seta modul de lucru automat.

Nivelul de curent la care modul economic se va activa este dat de relația (3.21), în timp ce în relația (3.22) regăsim valoarea curentului la care modul economic este oprit:

Valoarea maximă care se poate utiliza pentru R8 conform fișei tehnice, este R8max=250kΩ. Având în vedere curentul maxim limitat în jurul valorii de 225mA, modul economic ar fi recomandat să funcționeze la o valoare de o treime din aceasta. Pentru a seta valoarea de histerezis în jurul valorilor de 70-80mA, vom alege o rezistența R8=240kΩ. Pentru acestea, valorile curenților de intrare și ieșire în modul economic sunt:

Aceste valori sunt apropiate de 1/3 din valoarea setată a curentului maxim, ceea ce îndeplinește restricițiile impuse de funcționare a circuitului. Pentru verificare, vom calcula valoarea maximă recomandată a curentului în mod economic, pentru VIN=4V, și VOUT=3.73V, conform formulei:

După cum se poate observa din relația (3.25), se confirmă că limitarea la un curent maxim de 93.33mA pentru funcționare în mod economic este corectă, fiind sub limita maximă recomandată pentru această configurație.

Valoarea condensatorului C9, montat paralel cu rezistența R8 se calculează conform formulei:

Pentru circuitul de față, condensatorii de ieșire pot fi echivalați cu o valoare de 540F. În acest caz valoarea minimă a C9 ar trebui sa fie 33.5mF. Această valoare este mult prea mare pentru a implementa condensatorul C9 de tip SMD ceramic. Alegerea unei valori mai scăzute poate genera probleme doar în oscilația integratului între cele două moduri de funcționare, la frecvență fixă sau în mod economic, în cazul curentului de riplu pe ieșire. Având în vedere sarcina LTC3442 de a încărca supercondensatori, putem presupune că acest curent de riplu este atenuat de aceștia, prin urmare posibilitatea de a oscila între cele două moduri de funcționare este redusă. Luând în calcul cele menționate, s-a selectat pentru C9 o valoare de 100nF.

Pinul VC este legat la ieșirea amplificatorului operațional intern. O rețea de compensare trebuie interconectată cu pinul FB. Această rețea este formată din componentele R10, R11, C10 și C11. Rețeaua de compensare complexă este necesară pentru îmbunătățirea răspunsului tranzitoriu pentru a permite alegerea unor condensatori de ieșire de dimensiuni mai reduse. Cum condensatorii de ieșire sunt oricum supercondensatori cu valoare foarte mare a capacitanței, răspunsul tranzitoriu este atenuat de aceștia. Valorile componentelor din rețeaua de compensare s-au ales din fișa tehnică, pe baza celor utilizate deja pentru diferite implementări de exemplificare. În aceste condiții, R10=15kΩ, R11=2.2kΩ, C10=470pF și C11=220pF.

Capacitorii de ieșire au fost aleși în primul rând pentru filtrarea frecvențelor înalte care pot să apară pe circuitul de ieșire, frecvențe care ar fi mai greu compensate doar de supercondensatori. S-au selectat astfel doi capacitori, C12 și C13 pentru a fi montați paralel cu supercondensatorii, cu valori de 22µF și 56nF, în capsule de dimensiuni diferite.

Pentru ieșirea către magistrala de tensiune a supercondensatorilor au fost implementate două diode paralele, cu scop de test, D3 și D4, așa cum a fost explicat în capitolul anterior, pentru LTC3127.

Inductorul controlat de integratul ales, LTC3442, conectat între pinii SW1 și SW2 a fost selectat astfel încât curentul de riplu să fie între 20 și 40% din curentul maxim suportat de acesta. Formula de calcul pentru L2 este compusă din două componente, valoarea inductanței minime pentru invervalul de ridicare de tensiune, și valoarea inductanței minime pentru intervalul de coborâre de tensiune.

Pentru VOUT setat pentru aplicația în cauză, de 3.73V, alături de frecvența de lucru, de 577333Hz, vom calcula Lcoborâre pentru o tensiune maximă de intrare de 4.7V (tensiunea de funcționare optimă pentru panouri tip multijoncțiune GaAs) și Lridicare pentru o tensiune minimă de intrare de 2.4V, tensiunea minimă suportată de integrat. ΔIL reprezintă curentul maxim de riplu acceptat pe inductor, măsurat în amperi. Presupunând curentul maxim care poate fi suportat de inductor la 1A și un curent de riplu maxim acceptat de 30%, rezultă o valoare pentru . Aplicând în relațiile (3.27) și (3.28) informațiile menționate mai sus, am obținut:

Întrucât valoarea obținută este peste 4.7µH, s-a ales un inductor cu valoarea de 6.8µH. Trebuie menționat că pentru aceeași dimensiune de inductor creșterea inductanței este direct proporțională cu creșterea rezistenței interne la tensiune continuă, și invers proporțională cu curentul maxim suportat de inductor. Pentru aplicația în cauză am selectat inductorul fabricat de Coilcraft, LPS4018-682MRB [3.37]. Acesta are o inductanță de 6.8µH±20%, o rezistență DCR maximă de 0.15Ω, cu un curent mediu suportat pentru o creștere cu 20°C față de temperatura ambiantă de 1A.

Conform celor prezentate în această secțiune, pentru implementare s-a întocmit lista de componente prezentată în Tabel 3.9.

Tabel 3.9. Listă de componente pentru execuția circuitului de test pentru încărcarea supercondensatorilor folosind LTC3442

După cum se poate observa, numărul de componente necesare pentru concepția celui de-al doilea tip de circuit de încărcare pentru supercondensatori necesită 20 de componente, fată de cele 11 necesare pentru primul circuit, implementat în jurul integratului LTC3127, exceptând supercondensatorii și diodele finale de separare, implementate ca și test.

3.5.4. Circuite integrate pentru conversia la 3.3V

Modulele implementate în satelit vor avea nevoie de alimentare la o tensiune fixă. Majoritatea microcontrolerelor, a procesoarelor sau a circuitelor integrate funcționează la tensiuni de 3.3 sau 5V. Prin urmare, ramâne în sarcina SEA să genereze aceste tensiuni pe magistrale predefinite. Pentru a îndeplini această sarcină s-au comparat mai multe tipuri și modele de integrate, reunite în Anexa E.

Restricțiile considerate pentru convertoarele la 3.3V din panourile solare (convertorul Nr.1 din Fig. 3.8) sunt diferite de convertoarele care trebuie să producă tensiune din supercondensatori (convertorul Nr. 2 din Fig. 3.8). Pentru fiecare caz în parte au fost selectate câte un integrat, dezvoltările acestora fiind descrise în capitolele ce urmează.

3.5.4.1. Convertor Nr.1 de 3.3V – LTC3112

Așa cum a fost arătat în capitolul 3.5.1.3, pentru soluția finală de realizare a SEA, este necesară implementarea unui circuit de conversie a tensiunii obținute din panourile solare, direct în tensiunea de 3.3V, convertorul Nr.1. Considerând tensiunea optimă de funcționare a panourilor solare, de 4V pentru panourile de siliciu, sau 4.7V pentru panourile formate din celule multijoncțiune GaAs, observăm că se pot selecta atât integrate care pot să coboare și ridice tensiunea la o valoare prestabilită, cât și integrate care au implementată doar funcția de coborâre a tensiunii. Luând în calcul posibilitatea de a utiliza întreaga energie electrică generată de panourile solare de pe întregul satelit doar pentru această magistrală de 3.3V, pentru un satelit cu panouri extensibile formate din celule multijoncțiune GaAs, putem considera o putere maximă teoretică generată pe o suprafață de 5 panouri (numărul maxim de panouri ce pot fi expuse simultan la soare) de 11.75W, conform cu Tabel 3.6. Presupunând o conversie ideală a tensiunii, o tensiune de ieșire de 3.3V înseamnă un curent de ieșire de 3.5A pentru a consuma toată puterea menționată. Cum această conversie este doar teoretică și trebuie luate în calcul atât pierderile de eficiență, cât și cele de transport și control (circuite active/pasive, etc), ar trebui considerate în principal integratele capabile să genereze un curent de aproximativ 3A.

O altă cerință este ca circuitul integrat selectat să poată funcționa într-o gamă extinsă de temperaturi, preferabil pe o gamă de cel puțin -40 ~ +125°C. Funcționarea la curenți mari, de peste 2A, și lipsa răcirii prin convecție va face ca temperatura acestor integrate să crească mult.

Alături de cele menționate, posibilitatea utilizării unui integrat cu opțiune automată pentru modul economic este recomandată.

Pentru a îndeplini aceste obiective s-a folosit pentru realizarea plăcii de test integratul fabricat de Linear Technology, LTC3112 [3.26]. Avantajele principale ale utilizării acestui integrat sunt reprezentate de:

gama extinsă de temperaturi de funcționare, pentru acest model exitând atât specificație industrială: LTC3112IDHD [3.26], pentru temperaturi în domeniul -40 ~ +125°C, cât și specificație de temperatură mare de funcționare, -40 ~ +150°C în cazul LTC3112HDHD [3.26], sau temperaturi extreme pentru LTC3112MPDHD [3.26]: -55 ~ +150°C;

posibilitatea de a genera tensiuni de ieșire mai mari, mai mici, sau egale cu tensiunea de intrare;

gama largă de tensiuni de intrare, de la 2.7V la 15V, cu tensiunea de pornire de la 2.3V;

gama largă de tensiuni de ieșire, de la 2.5V la 14V;

monitorizarea curentului de ieșire;

protecție la supratensiune;

tensiunea internă a circuitului este alimentată separat, lucru care minimizează zgomotul de intrare.

Comparativ cu alte integrate disponibile, implementarea acestui integrat aduce o complexitate crescută, care, în anumite condiții, poate deveni un dezavantaj:

modul economic Burst Mode necesită control extern;

este necesar un circuit extern pasiv pentru compensarea amplificatorului de eroare;

condensatori suplimentari pentru funcționarea inductorului extern.

În Fig. 3.14 se prezintă schema electrică pentru implementarea convertorului Nr.1 folosind integratul LTC3112. Intrarea și ieșirea din integratul LTC3112 a fost separată de restul prototipului de test prin folosirea jumperilor W23, respectiv W26. Pentru pinul RUN, necesar pornirii integratului, a fost adăugat un jumper, W25, pentru controlul manual al opririi integratului. Curentul accesibil pinului a fost limitat utilizând R25=42.2kΩ. Pentru controlul modului de funcționare, în frecvență fixă, sau modul economic Burst, a fost adăugat un jumper, W24. Legarea acestuia la tensiunea de intrare blochează integratul în modul de funcționare în frecvență fixă de 750kHz; legarea la o tensiune mai mică de 0.5V obligă integratul în modul de funcționare economic, Burst.

Fig. 3.14. Schema electrică de implementare a convertorului Nr.1 de 3.3V – LTC3112

Tensiunea de intrare provine din panourile solare, și conform limitărilor impuse în capitolele anterioare, aceasta nu va putea depăși 5.4V, în cel mai defavorabil caz, pentru panouri solare cu celule de tip multijoncțiune GaAs, tensiune atinsă în cazul în care acestea nu ar fi în sarcină. În consecință pinul VIN va primi tensiuni între 0 și 5.4V. Pentru a compensa frecvențele tranzitorii și curentul de riplu la intrare au fost adăugați doi condensatori, C29 și C30, plasați aproape de pinul de VIN, de dimensiuni diferite. Condensatorii au fost aleși de tip SMC ceramic multistrat, cu dielectric de tip X7R, cu valoare de 47µF, respectiv 470nF, minimul recomandat conform fișei tehnice fiind de 10µF.

Pinul VCC are scopul de a păstra o sarcină electrică disponibilă pentru integrat și tranzistorii comutatori interni, fiind necesar un condensator de 1µF, C31 în schemă, conectat între acest pin și masă.

Tensiunea de ieșire este controlată de pinul FB. Pentru a seta tensiunea la valoarea dorită, în cazul de față 3.3V, pentru pinul FB se aplică un divizor de tensiune față de referința de 0.8V. Formula (3.31) [3.26] se aplică pentru aflarea valorilor lui R30 și R31.

Presupunând R31=1MΩ și tensiunea de ieșire = 3.3V, putem calcula R30:

Prin urmare, pentru a seta o tensiune de ieșire fixă de 3.3V, este necesară o rezistență de 320kΩ, între pinul FB și masă. Cum o rezistență cu o astfel de valoare este dificil de procurat, s-a ales rezistența cu valoarea imediat inferioară, pentru a păstra VOUT în parametrii de toleranță. S-a ales astfel R30=316kΩ, iar pentru această valoare, VOUT=3.33V, deci o eroare mai mică de 1%.

Pinul OVP [3.26] controlează supratensiunea care poate să apară la pinul VOUT. Se calculează cu un divizor de tensiune, format din rezistențele R28 și R29, conform relației (3.33). Tensiunea de supraprotecție se va seta pentru +8% din valoarea de ieșire a lui VOUT, de 3.33V, întrucât o toleranță de ±5% este general acceptată în industrie pentru alimentarea circuitelor active, iar majoritatea microcontrolerelor având specificată o creștere maximă suportată de +10% a tensiunii de alimentare: .

Pentru calculul rezistențelor se va folosi pentru R28 aceeași rezistența ca și pentru R30, și anume: R28=316kΩ.

Alături de R28 este indicată adăugarea unui capacitor de valoare mică, C37=100pF, pentru a filtra tensiunile de tranziție între trecerile la diverse sarcini. Lipsa acestui capacitor poate iniția cicluri de resetare neplanificată prin reinițierea pornirii integratului.

Pinul IOUT [3.26] reprezintă o monitorizare pentru curentul mediu de ieșire, având un raport intern de 24µA/A. Un circuit RC poate fi implementat pentru monitorizarea analogică a curentului astfel: pentru o rezistență R26=42.2kΩ și un capacitor C36=100pF, plasate în paralel, se va putea monitoriza la punctul T1 nivelul de tensiune echivalent curentului de ieșire, în raport de 1:1.

La pinii SW1 și SW2 se conectează inductorul necesar convertorului [3.26]. Pentru o eficiență cât mai ridicată este necesară alegerea unui inductor cu o valoare a rezistenței echivalente în serie cât mai scăzută. Pentru calculul inductorului ales se pot utiliza formulele (3.27) și (3.28), prezentate la capitolul 4.5.3.2. LTC3442, și putem obține valoarea necesară pentru inductor în funcție de condițiile de lucru și de curentul maxim vârf-vârf, incluzând curentul de riplu. Frecvența de lucru are o valoare presetată pentru acest integrat la 750kHz, iar condițiile de lucru au fost menționate la începutul secțiunii sau calculate pe parcurs, VIN = [0; 5.4]V, iar VOUT=3.33V. Tensiunea minimă de funcționare în calculul valorii necesare inductorului este dată de tensiunea minimă de funcționare a integratului la deschidere, 2.3V. Presupunând un curent maxim generat de integrat de 2.5A, și un riplu maxim acceptat de 40%, înseamnă că inductorul ales trebuie să aibe un curent de saturație mai mare de 3.5A, iar ΔIL=1A. Aplicând în relațiile (3.27) și (3.28) restricțiile menționate vom obține:

A fost astfel selectat inductorul XAL4030-332MEB, din seria XAL40xx, fabricat de Coilcraft [3.38], cu un curent de saturație de 5.5A, și o rezistență serie echivalentă de 26mΩ. Alături de inductor este necesară plasarea a câte un capacitor cu valoare de 100nF, între pinii SW1 și BST1, și SW2 și BST2. Pentru această sarcină s-au ales capacitori SMD ceramici multistrat, în capsulă 0603.

Pinul COMP este necesar rețelei de compensare a amplificatorului de eroare intern [3.26]. O alegere atentă a componentelor și tipului de compensare asigură stabilitatea convertorului cât și un răspuns rapid la variațiile pe sarcină. O rețea de compensare de tipul I, formată dintr-un singur capacitor legat între pinii FB și COMP, nu va putea furniza un răspuns suficient de rapid pentru timpii tranzitorii, astfel, a fost implementată o rețea de tipul III. Utilizând exemplele furnizate în fișa tehnică, s-au ales valorile pentru R27=33kΩ, R32=10kΩ, C34=680pF, C35=22pF și C38=47pF.

Pentru ieșire s-au utilizat condensatori de diverse valori și dimensiuni pentru a compensa curenții de riplu pentru ieșire. Conform fișei tehnice [3.26], valorile minime ale capacitanței totale la ieșire se pot calcula conform formulelor (3.37) și (3.38), unde f este frecvența în MHz, L este valoarea inductorului ales pentru circuit, măsurată în µH, iar ILOAD este curentul de ieșire, măsurat în amperi.

În cazul coborârii de tensiune, pentru tensiunea maximă de intrare de 5.4V, și tensiunea de ieșire de 3.33V, valoarea minimă a capacitanței de ieșire conform (3.37) este de minim 8.6µF pentru un curent de riplu maxim, vârf-vârf, de 10mV. Pentru ridicarea de tensiune, în cazul tensiunii minime de intrare, 2.7V, și a unui curent maxim furnizat de 1.5A – valoarea maximă capabilă a integratului conform fișei tehnice, valoarea minimă a capacitanței de ieșire conform relației (3.38) este de minim 37.8µF pentru un curent de riplu maxim, vârf-vârf, de 10mV.

Luând în considerare cele calculate, am ales pentru ieșire 3 condensatori ceramici multistrat, C39=100nF, C40=2.2µF și C41=100µF. În Tabel 3.10 avem lista cu componentele necesare realizării circuitului pentru test.

Tabel 3.10. Lista de componente pentru execuția circuitului de test pentru convertorul Nr.1 al magistralei de 3.3V utilizând LTC3112

3.5.4.2. Convertor Nr.2 de 3.3V – LTC3113

Dezvoltarea circuitului pentru conversia tensiunii furnizate de supercondensatori în tensiunea de 3.3V, convertorul Nr.2 din schema bloc a soluției finale pentru dezvoltarea SEA, s-a realizat în jurul LTC3113. Avantajele acestui integrat sunt, similar lui LTC3112, ales pentru convertorul Nr.1 de 3.3V, posibilitatea de a funcționa atât la tensiuni mai mici, cât și mai mari decât tensiunea de ieșire. Totodată, conform fișei tehnice [3.27], LTC3113 poate:

furniza un curent continuu de ieșire de minim 1.5A, pentru o tensiune de intrare mai mare de 1.8V, și o tensiune de ieșire de 3.3V;

funcționa la o frecvență programabilă, între 300 și 2000kHz;

funcționa în mod economic prin modificarea intrării unui pin;

deconecta ieșirea când integratul este oprit;

avea eficiență de peste 90% în condiții normale de funcționare pentru aplicația SEA prezentată în acest capitol.

Fig. 3.15. Schemă electrică de implementare a convertorului Nr.2 de 3.3V – LTC3113

Pentru flexibilitatea sistemului, s-au amplasat jumperi la intrarea și ieșirea circuitului, W14, respectiv W17. S-a montat de asemenea un jumper la intrarea pinului de RUN, W16, pentru a putea opri circuitul independent. Pinul W15 poate configura integratul pentru funcționarea economică, sau la frecvență fixă.

S-au utilizat doi condensatori ceramici pentru filtrarea intrării, C14=47µF și C15=1µF. Pentru pinul RUN s-a utilizat o rezistență R13=1MΩ pentru reducerea curentului care poate fi furnizat pentru pin, oferind posibilitatea de a intrerupe funcționarea integratului de către un microcontroler.

Cablarea pinului BURST la o tensiune mai mare de 1.2V va activa modul economic de funcționare al integratului, reducându-se curentul consumat în cazul sarcinilor mici [3.27]. Acest mod are o limită de curent care poate fi furnizată, dependentă de tensiunea de intrare și de ieșire, depășirea acestei limite ducând la pierderea regularizării pentru pinul VOUT. Cablarea pinului BURST la masă va bloca integratul în modul de funcționare cu modulație la frecvență fixă.

Pinul RT setează frecvența de oscilație și funcționare a integratului. Conform formulei (3.39), pentru o frecvență de aproximativ 1MHz, rezultă o valoare aproximativă de 90kΩ pentru rezistență. Se alege astfel cea mai apropiată rezistență comună, R14=90.9kΩ.

Cu ajutorul pinului FB se setează tensiunea de ieșire conform formulei (3.40). Rezistențele care vor forma acest divizor de tensiune trebuie de asemenea să aibă rezistența Thevenin mai mare de 100kΩ, pentru ca circuitul intern de limitare de curent să fie funcțional în parametri [3.27]. Pentru R16=825 kΩ, ales arbitrar, și cu VOUT=3.3V, rezultă R17≈183.33kΩ. Cea mai apropiată valoare de aceasta fiind R17=182kΩ.

Pentru cele două valori calculate, tensiunea de ieșire la pinul VOUT va avea valoarea de 3.32V. De asemenea, rezistența Thevenin pentru pinul FB este calculată în relația (3.41). Această valoare este mai mare decât restricția minimă de 100kΩ.

Asemenea selectării inductorului pentru integratul LTC3112 prezentat în capitolul 3.5.4.1, pentru selecția inductorului care lucrează în tandem cu LTC3113 putem utiliza relațiile notate la (3.27) și (3.28), calculând valoarea minimă necesară. Tensiunea minimă de intrare este de 2.2V, iar cea maximă, de 3.8V, restricțiile fiind impuse de intervalul de funcționare al supercondensatorilor plasați la intrarea în integrat. Tensiunea de ieșire este fixată la 3.32V, conform calculelor efectuate anterior, iar curentul de riplu maxim nu ar trebui să depășească 0.8A, conform fișei tehnice [3.27], considerând curentul maxim invers de -0.4A suportat de integrat dinspre inductor. Limităm în aceste condiții calculul presupunând un curent maxim de riplu de 0.4A.

Conform celor calculate, s-a ales un inductor capabil de un curent de saturație mai mare de 4A, cu înălțimea mai mică de 4mm, pentru a păstra un profil compact al sistemului SEA, cu o valoare a inductanței mai mare de 2µH. Inductorul produs de Coilcraft, MSS1038T-252 [3.39], îndeplinește acești parametrii, având o inductanță de 2.5µH.

Tabel 3.11. Lista de componente pentru execuția circuitului de test pentru convertorul Nr.2 al magistralei de 3.3V utilizând LTC3113

Pentru pinul de ieșire au fost adăugate două condensatoare pentru decuplare și filtrare. Valoarea necesară capacității de ieșire se poate calcula folosind ecuațiile (3.37) și (3.38), aplicate și pentru integratul LTC3112. Se va seta de asemenea o tensiune de riplu maximă acceptată de 0.01V. Curentul maxim presupus că va fi furnizat de integrat va fi de 3A.

În ecuațiile (3.44) și (3.45) s-au calculat valorile de capacitate necesare la ieșire pentru cele două extreme. Am ales astfel pentru aplicația dată C17=2.2µF și C18=100µF.

Pentru a închide bucla de compensare a amplificatorului intern s-a utilizat o rețea de compensare de tipul III legată la pinul VC. Valorile pentru componente au fost calculate și alese conform fișei tehnice: R15=49.9kΩ, C19=12pF, C20=680pF, R18=6.49kΩ și C16=47pF.

În Tabel 3.11 au fost grupate toate componentele necesare proiectării acestui circuit. Dimensiunile capsulelor au fost alese astfel încât circuitul să aibă dimensiuni cât mai reduse, fără a diminua prea mult capacitatea de analiză și evaluare. De asemenea, s-au căutat componente care se regăsesc din abundență pe piață, fiind evitate componente rare, ce pot fi mai scumpe și mai greu de obținut, intrând în contradicție cu principiul COTS.

3.5.5. Circuite integrate pentru conversia la 5V

Alături de tensiunea de 3.3V, au fost implementate și circuite de conversie pentru magistrala de 5V. Multe module pentru aplicații spațiale funcționează în zilele noastre la tensiuni de 3.3V sau 5V. Posibilitatea de a avea ambele tipuri de tensiuni furnizate de câte o magistrală generalizată ajută dezvoltarea viitoarelor module, lărgind gama de dispozitive electronice din care pot fi alese.

În Tabel 3.12 se regăsește o listă scurtă a integratelor posibile să efectueze conversia în tensiune de ieșire de 5V. Dintre acestea au fost alese LTC3421 și LTC3425.

Tabel 3.12. Integrate posibile pentru generarea tensiunii în magistrala de 5V

3.5.5.1. Convertor Nr.1 de 5V – LTC3425

Pentru conversia tensiunii din panourile solare direct în magistrala de 5V s-a creat un circuit dezvoltat în jurul LTC3425. Implementarea folosind acest integrat a fost efectuată în baza avantajelor prezentate în fișa tehnică [3.40], de eficiență crescută, curent maxim continuu de ieșire de până la 3A, și tensiunea minimă de pornire de 0.88V. LTC3425 poate funcționa cu unul sau până la patru inductoare, pentru o creștere de eficiență, și păstrarea unei amprente scăzute a circuitului pe placă. În implementarea de față vom folosi toate cele patru faze de funcționare, utilizând 4 inductori.

Fig. 3.16. Schema electrică de implementare a convertorului Nr.1 de 5V – LTC3425

Pentru a separa LTC3425 de restul platformei de test s-au folosit jumperii W27 și W30 la intrarea, respectiv la ieșirea, din integrat. Jumperul W28 ajută la oprirea integratului fără a îl elimina din circuit, utilizând pinul SHDN, iar W29 poate fi decuplat de la masă dacă se va dori pe viitor implementarea funcției de verificare digitală a tensiunii de alimentare.

Pentru filtrarea intrării s-au utilizat capacitorii C42=1nF, C43=1µF și C44=10µF. Conform specificațiilor, capacitatea de filtrare a intrării minimă necesară este de 1µF. Pinul BURST setează histerezisul pentru valoarea curentului la care integratul să intre sau să iasă din modul de funcționare economic. Se calculează astfel R33 și C46, conform formulelor (3.46) și (3.47):

Conform graficelor de eficiență, ieșirea din modul economic la o valoare de peste 90mA este indicată, eficiența modului de lucru cu frecvență fixă fiind deja mai mare de 80%. Prin urmare, R33=30kΩ, iar revenirea la modul economic se va efectua pentru un curent de aproximativ 56.6mA, când eficiența modului de lucru cu frecvență fixă scade sub 75% [3.40]. Valoarea condensatorului necesar pinului de burst, C46, se va calcula după relația:

Pinul RT setează frecvența de oscilație, conform formulei (3.49), unde frecvența se măsoară în MHz, iar rezistența în kΩ [3.40]. Setând R34 la valoarea de 15kΩ, se obține o frecvență totală de 4MHz, ceea ce se traduce într-o frecvență de 1MHz corepunzătoare fiecărei faze, repartizată pe fiecare inductor în parte.

Pinul ILIM setează valoarea maximă a curentului care poate străbate fiecare inductor. Valoarea rezistenței necesare se poate calcula conform fișei tehnice, și este menționată totodată și valoarea minimă ce poate fi utilizată pentru R35, de 75kΩ, pentru a obține curentul maxim care poate fi generat de integrat, fără a îi afecta stabilitatea. Vom folosi această valoare, urmând a se ține cont de curentul maxim corespondent fiecărui inductor de 1.73A.

Pinii REFOUT, REFEN, CCM, SYNCIN și SYNCOUT [3.40] nu vor fi utilizați în implementarea prezentată, prin urmare vor fi împământați sau nu vor fi conectați. Pinul SS are rolul de a seta viteza de pornire a integratului, cu ajutorul relației (3.50) putând calcula valoarea capacitorului necesar. Pentru C47=10nF, timpul de pornire este de 3.2ms, ceea ce se încadrează în parametrii fișei tehnice.

Pinul COMP reprezintă conexiunea pentru închiderea buclei de feedback din interiorul integratului [3.40]. Conform detaliilor prezentate și a exemplelor atașate în fișa tehnică, s-au ales valorile pentru R36=100kΩ și C48=220pF.

Pinul FB setează tensiunea de ieșire a integratului [3.40]. În cazul de față, tensiunea țintă este de aproximativ 5V. Rezistențele necesare pentru divizorul de tensiune se calculează folosind formula (3.51). Pentru o valoare a rezistenței R38 aleasă arbitrar, R38=365kΩ, rezultă valoarea rezistenței R39=1131kΩ=1.13MΩ.

Pentru a reduce curentul de riplu în modul de funcționare economic s-a adăugat în paralel cu rezistența de feedback R39, dintre pinul FB și VOUTS, o rețea RC serie, cu un condensator de valoare mică. Astfel, R37=10kΩ și C51=22pF.

Valorile inductoarelor alese trebuie să indeplinească ecuațiile (3.52) și (3.53), unde f este frecvența de operare a fiecărei faze, măsurată în MHz, tensiunile sunt măsurate în volți, iar Iriplu este curentul maxim de riplu ce poate străbate un inductor [3.40].

Folosind datele calculate până în acest moment, din (3.52) rezultă că inductanța trebuie să fie mai mare de 2µH. Considerând o tensiune minimă de 2V pentru tensiunea de intrare, și un curent de riplu maxim acceptat de 1A, din relația (3.53) rezultă că inductanța trebuie să fie mai mare de 1.2µH. S-a ales astfel valoarea pentru inductoare, L6, L7, L8 și L9, egală cu 2.2µH. Inductoarele alese sunt fabricate de Coilcraft, din seria XAL5030, modelul XAL5030-222 [3.41], acestea având dimensiuni reduse și performanțe îmbunătățite, cu un curent de saturație de 9.2A, și o rezistență serie echivalentă de 13.2mΩ.

Pentru a utiliza integratul cu o tensiune de ieșire de 5V, este necesară legarea unei diode între fiecare dintre pinii SWA, SWB, SWC și SWD, și ieșire, pentru a preveni cazurile în care tensiunea pe inductor sau la intrarea în circuit poate depăși valorile maxime acceptate. S-au ales diode PMEG2010ER [3.42], întrucât acestea îndeplinesc toți parametrii necesari, ceruți de fișa tehnică [3.40]. De asemenea, pentru implementarea unui model de control a curentului de avalanșă la intrare, cu păstrarea funcției de deconectare totală a ieșirii la oprire, s-a folosit tranzistorul Q2=ZXM61P02F [3.43], în tandem cu capacitorii C49 și C50, cu valoarea de 470nF fiecare, așa cum se poate observa în Fig. 3.16 și este descris in fișa tehnică [3.40].

La ieșirea fiecărui pin, corespondent fiecărui inductor, VOUTA, VOUTB, VOUTC și VOUTD, a fost implementat câte un capacitor de bypass cu valoarea de 4.7µF, minimul necesară fiind de 1µF. Tensiunea de riplu la ieșire este determinată de valoarea curentului maxim din inductori, frecvența de lucru la fiecare fază, tensiunea de intrare, tensiunea de ieșire și capacitatea totală la ieșire. Relația (3.54) definește minimul necesar al acestei capacități de ieșire în funcție de parametrii amintiți [3.40]:

Tabel 3.. Lista de componente pentru execuția circuitului de test pentru convertorul Nr.1 al magistralei 5V utilizând LTC3425

Astfel, pentru o tensiune de riplu la ieșire de maxim 5mV, cu un curent maxim pentru fiecare inductor de 3A (capabilitatea maximă declarată a integratului), la o tensiune de intrare de 4.5V și o tensiune de ieșire de 5V, cu frecvența de funcționare a fiecărei faze de 1MHz, valoarea minimă a capacității de ieșire trebuie să fie de 120µF. Pentru a utiliza condensatori SMD, cu ESR cât mai mic, s-au folosit două grupări, de 3, respectiv 6 unități de condensatori ceramici multistrat. Cei 6 capacitori montați în paralel, de 22µF fiecare, depășesc minimul necesar pentru cel mai defavorabil caz, totalizând 132µF. De asemenea, 3 capacitori montați în paralel, de 47µF fiecare, echivalează cu o valoare teoretică de 141µF, ceea ce este de asemenea peste pragul minim impus. Folosirea ambelor soluții în paralel scade mai mult tensiunea de riplu, păstrând o rezervă de energie pentru cazurile de consum mare pe magistrala de 5V.

S-au adăugat, pe lângă cei 9 condensatori de ieșire menționați, și doi condensatori pentru filtrarea finală, C56=10µF și C57=1nF, aleși în capsule cu dimensiuni diferite. Având valoarea totală COUT(total)=283µF, putem calcula valoarea minimă pentru C46 ca fiind 141.5nF. Se va folosi C46=470nF, această valoare fiind deja utilizată la C49 și C50, optimizând astfel lista de componente.

3.5.5.2. Convertor Nr.2 de 5V – LTC3421

Conversia tensiunii către magistrala de 5V, direct din supercondensatori, se realizează cu ajutorul convertorului Nr.2 din schema finală propusă la capitolul 4.5.1.3. Pentru dezvoltarea circuitului acestuia s-a folosit integratul LTC3421 [3.44]. Avantajele utilizării LTC3421 sunt:

curent maxim de ieșire de până la 1.5A;

tensiune de intrare foarte mică, până la 0.5V;

schimbarea automată a modului de funcționare: normal sau economic;

consum de curent de maxim 1µA în cazul opririi;

eficiență crescută, de până la 96%, în funcție de condiții.

Fig. 3.17. Schema electrică de implementare a convertorului Nr.2 de 5V – LTC3421

Pentru a decupla integratul de restul circuitului de test, s-au adăugat jumperii W18, și W22, la intrarea, respectiv ieșirea din schema de implementare a LTC3421. Au fost adăugați de asemenea jumperii W19, W20, W21 și W34 pentru a putea avea posibilitatea de a utiliza în viitor, pe placa de test, opțiunile dezactivate. Legarea la masă a pinului SHDN dezactivează integratul. O tensiune aplicată pe pinul ENB va activa funcțiile de VREF – tensiune de referință de 1.22V, și comparatorul LBI/LBO pentru determinarea și compararea tensiunii de intrare când aceasta este alimentată de la o baterie și se dorește monitorizarea stării acesteia Tensiunea de referință pentru pinii LBI și LBO este 0.6V. Pinul SYNC se utilizează pentru sincronizare folosind o sursă externă. Dacă nu se utilizează, acesta trebuie legat la masă [3.44].

Pinul ILIM setează curentul maxim prin inductor. Formula (3.55) furnizează relația între limitarea de curent și valoarea rezistenței. Curentul limită maxim care poate fi utilizat pentru inductorul legat la acest integrat este de 4.2A [3.44], ceea ce corespunde unei rezistențe de 36.5kΩ.

Pentru a nu forța integratul la limita superioară, am ales valoarea rezistenței limită de R23=40.2kΩ, ceea ce corespunde unei tensiuni limită prin inductor de 3.73A.

Pinul SS setează timpul de ridicare al tensiunii de intrare pentru integrat. Limitarea vitezei de creștere a tensiunii protejează circuitul de eventualele incrementări bruște de tensiune, care pot defecta iremediabil integratul [3.44]. Valoarea capacitorului se calculează utilizând formula (3.50), ea fiind aceeași ca și în cazul integratului LTC3425 [3.40]. Pentru C23=100nF, timpul de pornire va fi de 32ms. Având în vedere aplicația pentru care se implementează acest integrat, și anume alimentarea magistralei de 5V din supercondensatori, întârzierea de alimentare este benefică, curentul mare care poate fi furnizat de supercondensatori putând produce pagube integratului la o alimentare bruscă.

Pinul RT programează prin intermediul unui rezistor frecvența de funcționare a integratului [3.44]. Formula (3.56) arată relația dintre valoarea rezistenței și frecvența oscilatorului din interiorul integratului. Pentru a seta frecvența de oscilație la aproximativ 1MHz, valoarea lui R21=28kΩ.

Pinul BURST setează modul de funcționare economic. Legarea acestuia direct la masă forțează funcționarea integratului în modul economic. Legarea la tensiunea de ieșire forțează modul de funcționare normal, în frecvență fixă [3.44]. Conectarea componentelor R24 și C24 setează funcționarea automată. Setarea valorilor necesare se efectuează conform formulelor (3.57), pentru valoarea rezistenței, respectiv (3.48) pentru valoarea capacitorului.

Presupunând curentul de trecere de la modul de funcționare normal la cel economic în jurul valorii de 50mA, valoare aleasă conform graficelor de eficiență definite în fișa tehnică, s-a calculat valoarea R24=40.2kΩ.

Pinul VC reprezintă terminarea buclei de feedback pentru ieșirea amplificatorului de eroare. Conform calculelor și exemplelor de catalog se vor alege C25=470pF și R22=100kΩ.

Tensiunea de ieșire, de 5V, este setată cu ajutorul unui divizor de tensiune, conectat la pinul FB. Formula de calcul este aceeași cu cea aparținând integratului LTC3425 [3.40], (3.51), tensiunea de referință internă fiind aceeași, 1.22V. Prin urmare, valorile rezistențelor pot fi alese utilizând aceleași criterii ca și în cazul integratului utilizat pentru convertorul Nr.1, R19=1.13MΩ și R20=365kΩ.

Pentru condensatorii de ieșire, s-au ales valorile pentru C27 și C28, pe baza calculului efectuat utilizând formula (3.58), cu restricțiile: curentul maxim considerat este de 4.2A, acesta fiind curentul maxim posibil ce poate străbate integratul, tensiunea de intrare 3.8V, tensiunea maximă de riplu la ieșire 50mV, tensiunea de ieșire 5V, și frecvența de lucru, deja setată de R21 la 1MHz.

Conform calculului, rezultă COUT(minim)=63.84µF. S-au ales astfel doi condensatori, C27=22µF, și C28=47µF. Valoarea condensatorului C24, necesar pinului de BURST se calculează folosind formula (3.48) și a valorii totale a capacitanței de ieșire [3.44]. Cunoscând valoarea acesteia, 69µF, și tensiunea de ieșire, de 5V, rezultă că C24 va trebui să fie mai mare decât 33.5nF. S-a ales astfel C24=47nF.

Inductorul necesar funcționării se calculează folosind formulele (3.53) și (3.59). Conform relației (3.59), L>3µH. Conform relației (3.53), luând în calcul o tensiune minimă de intrare de 2.2V, o tensiune de ieșire de 5V, și un curent de riplu pe inductor de maxim 1A, rezultă ca inductorul trebuie să îndeplinească și condiția L>1.232µH.

Am ales valoarea inductorului de 3.3µH, inductorul ales fiind fabricat de Coilcraft, din seria XAL4030, modelul XAL4030-332MEB [3.38], acesta îndeplinind conform specificațiilor toate condițiile necesare pentru funcționarea corectă a integratului LTC3421.

Pentru funcționarea integratului cu o tensiune de ieșire mai mare de 4.3V, este necesară o diodă Schottky, paralelă cu circuitul, între pinul SW și VOUT, pentru a preveni supratensiunile care pot să apară pe inductor în timpul funcționării. Dioda aleasă, PMEG2010ER [3.42] este o diodă Schottky capabilă de un curent maxim de 1A și o tensiune maximă de 20V. Pentru a păstra funcționalitatea de deconectare totală a ieșirii în momentul opririi, a fost implementat un tranzistor, Q1=ZXM61P02F [3.43], însoțit de un condensator paralel, C26=1µF.

Tabel 3.. Lista de componente pentru execuția circuitului de test pentru convertorul Nr.2 al magistralei 5V utilizând LTC3421

În Tabel 3.14 este grupată lista de componente necesare pentru realizarea circuitului de test pentru convertorul de tensiune Nr. 2 pentru magistrala de 5V, cu alimentarea din magistrala supercondensatorilor.

3.6. Realizarea practică a circuitului de test a SEA

Pentru a realiza fizic circuitul de test s-au utilizat programe de proiectare CAD: DipTrace [3.45] și Cadstar [3.46]. Plasarea componentelor pe placă s-a efectuat respectând restricțiile impuse de fișa tehnică a fiecărui integrat implementat. A fost implementată schema bloc din Fig. 3.8, și s-au utilizat circuitele integrate:

LTC3127 și LTC3442 pentru a efectua încărcarea condensatorilor;

LTC3112 pentru Convertorul Nr.1 de 3.3V;

LTC3113 pentru Convertorul Nr.2 de 3.3V;

LTC3425 pentru Convertorul Nr.1 de 5V;

LTC 3421 pentru Convertorul Nr.2 de 5V.

Restricțiile inițiale au fost reprezentate de dimensiunile condensatorilor, și dimensiunile totale ale satelitului. Dimensiunea plăcii de test este de 83mm x 83mm, iar restricțiile principale de plasare a componentelor sunt impuse de pozițiile și conexiunile supercondensatorilor pe placă. Dimensiunea exterioară a plăcii a fost aleasă pe considerentul limitării pe care o pot impune șinele de lansare ale unui nanosatelit de tip CubeSat, având în vedere că dimensiunea unei șine este de 8.5mm în fiecare colț al acestuia.

Fig. 3.18. Planificarea plasării supercondensatorilor pentru dezvoltarea plăcii de test

Condensatorii au fost grupați în partea inferioară a plăcii, după cum se poate observa în Fig. 3.18. O astfel de configurație este avantajoasă, întrucât se poate utiliza în oglindă aceeași amplasare de condensatori pentru a doua placă, plasată față în față cu prima. Separarea a jumătate dintre condensatori pe o a doua placă este benefică pentru dinamica generală din momentul lansării, greutatea de 30g a unui condensator fiind îndeajuns de mare încât să creeze probleme asupra plăcii de circuit imprimat pe care aceștia sunt fixați.

Fig. 3.19. Proiectarea plăcii de circuit imprimat a SEA în programul CadStar [3.46]

Gruparea supercondensatorilor către centrul plăcii este necesară pentru a păstra spațiu lateral pentru incinta în care aceștia vor trebui închiși. Au fost adăugate de asemenea 8 intrări directe pentru panourile solare, după cum se poate observa în partea superioară și inferioară a designului figurat în Fig. 3.19. La mijlocul plăcii se regăsesc grupate magistralele principale ale SEA, și anume: tensiunea de intrare din panourile voltaice, tensiunea grupată a ieșirii din supercondensatori, tensiunea de ieșire de 3.3V, tensiunea de ieșire de 5V, și masa circuitului.

Fabricarea plăcii de circuit imprimat s-a realizat de către un producător autohton. Pentru fabricare s-a utilizat substrat de material sticlotextolit FR4, cu grosimea de 1.55mm. Traseele au fost realizate cu grosimea cuprului de 70µm, iar circuitul a fost creat în două straturi, superior și inferior. Stratul de șablon are o grosime standard, de 130µm, pe ambele fețe, este de culoare albă, scrisul și legenda fiind scrise cu negru. Pad-urile pentru lipirea pieselor au fost aurite. Poza din Fig. 3.20 arată atât partea de sus, cât și cea de jos a circuitelor imprimate nou create.

Fig. 3.20. PCB-ul realizat

Au fost achiziționate componentele electronice și le-am montat, utilizând un șablon fabricat din inox pentru acoperirea pad-urilor cu flux și un cuptor T-962 programat corespunzător pentru lipirea componentelor.

Fig. 3.21. Circuitul SEA – produsul finit

3.7. Testarea circuitului SEA implementat

Pentru testarea circuitului SEA creat s-a dezvoltat un sistem de test utilizând un model de satelit, cu cele 13 panouri solare montate în poziția propusă, o placă de distribuție și grupare a tensiunilor generate de fiecare panou în parte, o platformă de tip Arduino Mega [3.47] echipată cu microcontroler ATmega2560, un set de rezistențe cu o valoare de 0.1Ω±5%, și un modul de transmisie format din două unități APC220 [3.48]. Utilizând posibilitatea microcontrolerului de a măsura tensiuni analogice și de a le converti în valori digitale, s-au măsurat de la distanță valori de tensiuni în puncte cheie ale circuitului SEA. Întregul sistem de test a funcționat generându-și propria energie electrică, nefiind necesară alimentarea de la o sursă externă.

3.7.1. Operații pregătitoare pentru sistemul realizat în vederea testării

Fig. 3.22. Testarea Sistemului Electric de Alimentare (SEA) utilizând supercondensatori – componente

În Fig. 3.22 se observă trepiedul folosit pentru orientarea cu ușurință a cubului de test, cu panouri solare de siliciu. Cablul panglică colectează tensiuni de la toate cele 13 panouri solare. Calculatorul este utilizat împreună cu modulul APC220 pentru colectarea datelor.

Măsurarea datelor a fost efectuată pe 5 august 2016, între orele: 11am – 16pm, în localitatea Băicoi, jud. Prahova. În Fig. 3.23 se poate observa atât modulul SEA, cât și senzorul luxmetrului utilizat pentru măsurarea valorii maxime a intensității solare. Această valoare a fost folosită pentru alinierea manuală a modelului de nanosatelit față de soare.

Fig. 3.23. SEA – modulul de control pentru panourile solare și modulul de control al încărcării supercondensatorilor

Pentru testarea și măsurarea funcțiilor de încărcare și descărcare a supercondensatorilor a fost implementat sistemul din Fig. 3.25. După cum se poate observa, au fost alese 6 puncte cheie pentru măsurarea tensiunilor sau a curenților, de la A, la F. Intrarea în SEA, de la panourile solare, este monitorizată de punctul A. Ieșirile încărcătoarelor pentru supercondensatori, LTC3127 și LTC3442, sunt monitorizate de punctele B și C, în timp ce tensiunea grupată după diodele de separare este măsurată în punctul D. Performanța funcționării convertorului de 3.3V cu alimentare din supercondensatori, LTC3113, a fost de asemenea măsurată, în punctul E. S-a folosit acest convertor pentru alimentarea sarcinii în timpul simulării perioadei de umbră, pentru a nu interveni în circuitul de măsură cu o alimentare din exterior.

Fig. 3.24. Sarcina aplicată la SEA, incluzând microcontroler pentru citire și modul pentru transmisie date prin radio

Fig. 3.25. Schema platformei de test pentru SEA

Sarcina, în speță platforma Arduino Mega, necesită o alimentare de intrare de minim 7V. Întrucât circuitul SEA nu poate furniza direct o astfel de tensiune, s-a utilizat un ridicător de tensiune, Pololu S7V8A [3.49], setat cu tensiunea de ieșire de aproximativ 8.8V.

Sarcina din Fig. 3.25 este reprezentată de convertorul Pololu S7V8A, platforma Arduino Mega și modulul de transmisie APC220. Trecerea alimentării pentru sarcină între legarea direct la panourile solare sau cea produsă de Convertorul Nr. 2 de 3.3V s-a efectuat manual, la fiecare sfârșit de ciclu simulat.

Implementarea fizică a sarcinii se poate observa în Fig. 3.24. Pentru a măsura curentul, rezistențele cu valori de 0.1Ω au fost lipite fizic pe o placă adițională pentru platforma Arduino Mega. Modulele de transmisie, APC220, a fost setate să comunice cu o viteză de 2400baud pentru a garanta primirea datelor și la distanțe mai mari. Astfel, și la distanțe de 50-60 de metri, datele au fost recepționate fără întreruperi.

Fig. 3.26. Luxmetru indicând valoarea de 93030lx

Temperatura ambiantă înregistrată în jurul sistemului de test a fost de 34°C. Intensitatea solară maximă înregistrată în timpul măsurătorilor s-a situat în jurul valorii de 93000lx, așa cum se poate observa și în Fig. 3.26.

Fig. 3.27. Modelul fizic al nanosatelitului de test cu panourile solare extinse către soare

Modelul de nanosatelit utilizează celule solare precum cele de siliciu prezentate în Tabel 3.6, și a fost orientat direct către soare, constant, cu un număr de 5 panouri; poziția satelitului a fost schimbată manual, urmărindu-se a se obține vârful de tensiune la începutul fiecărui ciclu de încărcare. Poziționarea panourilor se poate observa în Fig. 3.27.

Fig. 3.28. Modelul fizic al nanosatelitului de test cu panourile solare extinse către soare – vedere laterală

Există două tipuri de panouri solare implementate pe model. Panourile de la 1 la 8 au ca și caracteristici: tensiunea optimă de funcționare de 4V și curentul maxim furnizat de 275mA, iar panourile de la 9 la 13 au ca si ca caracteristici: tensiunea optimă de funcționare de 5V și curentul maxim furnizat, de 120mA. Având în vedere alinierea fată de soare cu cele 5 panouri, 1, 3, 5, 7 și 9, și cablarea paralelă a acestora, tensiunea optimă va fi considerată la valoarea de 4V, alături de un curent maxim ce poate fi furnizat de 1.22A, format din cele 4 panouri extesibile, cu un curent maxim de 275mA, și panoul central fix, numărul 9, cu un curent maxim de 120mA.

În Fig. 3.28 se pot observa panourile de pe fețele interioare ale panourilor solare extensibile, alături de panourile centrale fixe, concepute cu o gaură centrală pentru pinul RBF cât și pentru portul de comunicații și încărcare la montarea în P-POD.

Fig. 3.29. Configurarea SEA pentru testare

În Fig. 3.29 este reprezentată configurația și cablarea creată pentru testarea SEA conform cu schema de test. Cablurile și mufele au căderi de tensiune mai mari decât cele existente într-o configurație finală pentru un nanosatelit, și induc scăderea eficienței sistemului. Demonstrarea funcționării acestui sistem, cu pierderile incluse, oferă garanția funcționării sistemului în condiții vitrege de lucru.

Cei patru condensatori montați pe placa de circuit imprimat se pot vedea în Fig. 3.30. Aceștia ocupă un volum mai mare decât o configurație clasică, utilizând acumulatori cu Li-Ion sau Li-Po. De asemenea, trebuie luate în calcul și specificațiile de montaj menționate de producători, în cazul supercondensatorilor de tip Li-Ion produși de Taiyo Yuden aceștia având cerința de a fi instalați la o distanța de minim 3mm față de PCB [3.20], pentru a preveni deformările întregului circuit imprimat în caz de defecțiune a corpului unui supercondensator.

Fig. 3.30. Cei patru supercondensatorii integrați în SEA – imagine din lateral

Sistemul de test este prevăzut cu o placă de achiziție a tensiunii furnizate de panourile solare, așa cum se vede în Fig. 3.31. Folosind această placă se poate monitoriza individual fiecare panou solar. Folosind întrerupătoare dedicate pentru fiecare intrare, se pot deconecta sau adăuga în test panouri solare.

Fig. 3.31. SEA – cablarea în placa de intrare a panourilor solare și sistemul de test pentru măsurare

După cum se poate observa în Fig. 3.32, datele recepționate cu ajutorul modulului de transmisie radio APC220 sunt afișate în timp real pentru a putea monitoriza ușor valorile tensiunilor. Informațiile sunt de asemenea înregistrate în timp real pentru efectuarea prelucrărilor ulterioare.

Fig. 3.32. Înregistrarea datelor și afișarea lor în timp real

Modelul fizic al nanosatelitului de test poate fi observat în Fig. 3.33 și Fig. 3.34, cu panourile solare extinse și îndreptate către soare. Acesta a fost montat pe un trepied pentru a putea schimba ușor orientarea acestuia în funcție de poziția soarelui.

Fig. 3.35. Pregătirea montajului pentru testare și efectuarea ultimelor verificări înaintea pornirii

Fig. 3.36. Activitate de montaj și testare

Pregătirile pentru pornirea experimentului se pot observa în Fig. 3.35 și Fig. 3.36. S-au interconectat alimentările panourilor solare în placa de achiziție de tensiuni, iar magistrala de tensiune a fost interconectata cu SEA. Sistemul de monitorizare a fost alimentat exclusiv din SEA, energia electrică necesară funcționării acestuia fiind obținută doar din panourile solare.

Fig. 3.37. Afișarea în timp real a parametrilor măsurați, în locația exterioară

Fig. 3.38. Afișarea în timp real a parametrilor măsurați în locația interioară

Parametrii măsurați cu ajutorul modulului de transmisie radio APC220 au putut fi recepționați atât în locația exterioară, Fig. 3.37, cât și în cea interioară, Fig. 3.38, distanța dintre cele două locații fiind de aproximativ 50 de metri.

3.7.2. Rezultate ale cercetărilor experimentale privind testarea SEA cu ajutorul panourilor solare

În urma colectării datelor obținute, s-a efectuat prelucrarea informațiilor. Valorile calculate ale tensiunilor au fost calibrate utilizând o tensiune de referință generată de o baterie de 3V, cu valoarea exactă măsurată la 3.159V. Această valoare a fost măsurată și confirmată atât la început, cât și în timpul și la sfârșitul efectuării testelor.

S-au luat în calcul și măsurat 3 cicluri complete de încărcare – descărcare a supercondensatorilor.

Fig. 3.39. Primul ciclu de încărcare – variația tensiunilor

Primul ciclu de încărcare a pornit de la o tensiune a supercondensatorilor de aproximativ 3.1V, conform Fig. 3.39, iar după aproximativ 30 de minute a ajuns la tensiunea de 3.25V. Tensiunea furnizată de panourile solare a variat în jurul valorii de 3V.

Fig. 3.40. Primul ciclu de încărcare – variația de curent

Curentul de încărcare pentru primul ciclu a variat mult, așa cum este arătat în Fig. 3.40, modul de funcționare al convertoarelor DC-DC punând stres asupra puterii pe care panourile solare o pot genera. Valoarea medie de peste 1A cosumată din panourile solare este apropiată de maximul teoretic de 1.22A pe care îl pot furniza cele 5 panouri cu vedere directă către soare.

Fig. 3.41. Primul ciclu de simulare a funcționării în umbră

Pentru primul ciclu de simulare al funcționării în umbră, arătat în Fig. 3.41, putem observa o funcționare a sistemului timp de 16 minute, fără a utiliza energie solară. Considerând un număr dublu de condensatori pentru aplicația finală, și optimizarea circuitelor și consumului pentru aplicația finală, am obținut prima demonstrație a viabilității acestui sistem.

Fig. 3.42. Al doilea ciclu de încărcare – variația tensiunilor

Pornind încărcarea supercondensatorilor de la valoarea minimă, de 2.2V, după un timp de încărcare solară de 52 de minute, așa cum se poate observa în Fig. 3.42, tensiunea finală a supercondensatorilor a ajuns în jurul valorii de 3.1V. Variațiile tensiunii de ieșire au fost mai mari decât în cazul primului ciclu de încărcare, tensiunea de intrare având și ea fluctuații importante.

Fig. 3.43. Al doilea ciclu de încărcare – variația de curent

Asemenea tensiunilor, în cursul celui de-al doilea ciclu de încărcare, curentul de intrare a prezentat fluctuații mari, care s-au translatat direct în variația mare a curentilor de ieșire pentru încărcarea supercondensatorilor, după cum se și observă în Fig. 3.43.

Fig. 3.44. Al doilea ciclu de simulare a funcționării în umbră

Pentru al doilea ciclu de descărcare, s-a simulat o perioadă de umbră de aproximativ 7 minute și 15 secunde, așa cum se vede în Fig. 3.44. În acest interval, tensiunea supercondensatorilor a scăzut de la 2.75V la 2.25V, aceștia furnizând un curent mediu constant de peste 0.5A circuitului de test. Tensiunea de alimentare pe sarcină a fost constantă la 3.3V.

Fig. 3.45. Al treilea ciclu de încărcare – variația tensiunilor

Pentru cel de-al treilea ciclu de încărcare, tensiunea medie furnizată de panourile solare a fost de peste 3V, la finalul ciclului de încărcare tensiunea supercondensatorilor ajungând de la 2.25V la peste 2.9V, după cum se vede în Fig. 3.45.

Fig. 3.46. Al treilea ciclu de încărcare – variația de curent

Variația curentului de încărcare în jurul valorii de 1A a fost constantă pe parcursul întregului test, către sfârșitul celor 54 de minute aceasta ajungând la variații mai scăzute, putându-se observa în mod direct o variație mai scăzută a tensiunilor de ieșire pentru încărcarea supercondensatorilor, ca în Fig. 3.46.

Fig. 3.47. Al treilea ciclu de simulare a funcționării în umbră

Ultimul ciclu pentru alimentarea SEA folosind doar supercondensatori, pe perioada de umbră, este ilustrat în Fig. 3.47. Se poate observa că pe o perioadă de 500 de secunde tensiunea grupurilor de supercondensatori scade liniar de la 2.9V la 2.3V, circuitul furnizând un curent mediu de 0.55A, tensiunea de ieșire din integratul LTC3113, de 3.3V având un riplu mai scăzut față de primele două cicluri.

3.7.3. Rezultate ale cercetărilor experimentale privind testarea SEA în condiții ideale

Pentru a obține informații relevante despre eficiența sistemului dezvoltat, a fost testat SEA folosind un banc de lucru. Condițiile ideale presupun o alimentare constantă a întregului ansamblu, fără a considera intrarea variabilă furnizată de panourile solare sau de tensiunea supercondensatorilor. O parte din acest banc de lucru este arătată în Fig. 3.48.

Fig. 3.48. Testarea SEA folosind un banc de lucru

Pentru a asigura repetabilitatea testelor, s-a utilizat o sursă de alimentare de laborator pentru alimentarea directă a SEA. Sursa folosită este Matrix MPS-3005D [3.50]. Aceasta are funcție atât de limitare de lucru în curent continuu, cât și de limitare de lucru la tensiune continuă.

3.7.3.1. Măsurarea eficienței circuitului de conversie dezvoltat cu LTC3112

Măsurarea eficienței circuitului de Conversie Nr. 1 de 3.3V din schema reprezentată în Fig. 3.25, implementat în jurul circuitului integrat LTC3112, s-a efectuat pentru 3 trepte de putere de ieșire: 1W, 2W și 3,5W, și pentru două valori separate ale inductorului ales pentru implementare, 4.72µH, și 3.32µH. Trebuie amintit, că integratul LTC3112 are o tensiune minimă de funcționare de 2.7V, și conform fișei tehnice, o eficiență maximă de până la 95% într-un caz ideal. O aproximare realistă va situa eficiența sub pragul de 80% pentru curenți de ieșire mai mici de 50mA, aceasta putând urca către 90% pentru curenți de ieșire cu valori între 100mA și 500mA, și scăzând înapoi la mai puțin de 80% la depășirea pragului de 1A.

Pentru modelul de test implementat atât cu inductor de 4.72µH și putere de ieșire de 1W, conform Tabel 3.15, circuitul a pierdut regularizarea odată cu scăderea tensiunii de intrare sub pragul de 2.55V, în timp ce utilizarea inductorului de 3.32µH a permis scăderea până la o tensiune de 2.45V înainte de pierderea regularizării. Totodată se poate observa o îmbunătățire a eficienței pentru fiecare valoare a tensiunii de intrare în cazul inductorului de 3.32µH, dovedindu-se încă de la început că alegerea corectă a componentelor care compun convertoarele DC-DC poate face diferența între un circuit care poate funcționa în parametrii setați și unul care nu va putea furniza energia electrică necesară. Valoarea calculată pentru inductor în capitolul 3.5.4.1, de 3.3µH, este, de asemenea, confirmată ca fiind cea ideală pentru aplicația de față. Pentru valori mari ale tensiunii de intrare, eficiența obținută de circuitele implementate este apropiată de cea specificată de producător.

Valoarea exactă a rezistenței de ieșire la puterea de aproximativ 1W a fost de 10.4Ω.

Tabel 3.15. Eficiența reală obținută pentru Convertorul Nr. 1 de 3.3V pentru o putere de ieșire de 1W

Valoarea exactă a rezistenței de ieșire pentru puterea de aproximativ 2W a fost de 5.3Ω.

Tabel 3.16. Eficiența reală obținută pentru Convertorul Nr. 1 de 3.3V pentru o putere de ieșire de 2W

Pentru puterea de ieșire de 2W, pentru implementare utilizând un inductor cu o valoare de 4.72µH, regularizarea s-a pierdut exact sub valoarea de 2.8V. În cazul implementării cu valoarea inductorului de 3.32µH, regularizarea s-a pierdut la valoarea de 2.85V. Pentru puterea de 2W, valorile de eficiență măsurate în Tabel 3.16 arată o mică diferență între cele două implementări, diferența fiind în favoarea circuitului implementat cu inductorul de 4.72µH. Comparativ cu informațiile prezentate în fișa tehnică care au determinat alegerea implementării acestui integrat, eficiența obținută este, în funcție de tensiune, mai mică cu 5-10% față de obiectiv. Valoarea exactă a rezistenței de ieșire pentru puterea de aproximativ 3.5W a fost de 3Ω.

Tabel 3.17.Eficiența reală obținută pentru Convertorul Nr. 1 de 3.3V pentru o putere de ieșire de 3.5W

Pentru o tensiune de ieșire crescută, așa cum este ea măsurată conform Tabel 3.17, regularizarea se pierde deja la o tensiune de 3.5V pentru ambele versiuni de implementare. Există o mică îmbunătățire de eficiență în cazul implementării cu inductorul de 3.32µH. Utilizând aproximări pe baza graficului de eficiență prezentat în fișa tehnică, putem estima o pierdere de eficiență de 10-15% față de implementarea ideală propusă de producător. Acest aspect se poate datora atât implementării diferite, cât și utilizării unui spațiu mult mai restrâns pentru placa de circuit integrat, acest aspect afectând în mod direct răcirea integratului LTC3112.

3.7.3.2. Măsurarea eficienței circuitului de conversie dezvoltat cu LTC3113

Pentru măsurarea eficienței circuitului de Conversie Nr. 2 de 3.3V implementat cu ajutorul integratului LTC3113 s-au folosit patru trepte de putere de ieșire necesară, și anume: 0.25W, 0.5W, 1W, 2W. Integratul LTC3113 a fost setat să funcționeze doar în mod normal, PWM, presupunând că nu există implementat un control extern al modului economic.

Pentru fiecare tip de sarcină testată, s-a urmărit ca tensiunea și curentul furnizate la ieșire să fie constante. Se poate observa în Tabel 3.18 că valorile măsurate sunt aproximative pentru sarcina propusă, instrumentele de control având toleranțe care influențează citirile finale.

Tabel 3.18. Valorile de ieșire măsurate pentru fiecare sarcină în parte, aplicată la LTC3113

Având datele de ieșire prezentate, se poate interpreta graficul din Fig. 3.49 astfel: modul de lucru de reducere de tensiune al circuitului este mai puțin eficient decât cel de ridicare de tensiune, în anumite cazuri conversia fiind chiar de două ori mai slabă.

Graficul din Fig. 3.49 a fost reprezentat cu axa tensiunilor invers descrescător pentru a simula eficiența reală, în cazul alimentării sistemului din supercondensatori, caz în care tensiunea de intrare în circuitul de conversie va scădea constant.

Temperatura circuitului a fost măsurată la 49°C, față de o temperatură ambiantă de 27°C, după 30 de minute de funcționare cu o sarcină de 0.5W. Creșterea de temperatură cu 22 de grade nu este mare, dar este totuși consistentă, având în vedere că sarcina a fost de valoare mică. Creșterea cu încă 2°C pentru încă 10 minute de funcționare la puterea de 1W, și astfel depășirea pragului de 51°C, sugerează necesitatea planificării unui circuit de răcire pentru disiparea eficientă a căldurii generate de acest convertor, mai ales având în vedere lipsa atmosferei, și implicit a răcirii prin convecție, din spațiul cosmic.

După cum putem observa, eficiența circuitul de Conversie Nr. 2 de 3.3V este destul de scăzută, fiind departe de predicțiile prezentate în fișa tehică a integratului LTC3113 [3.27]. Cu toate acestea, funcționarea acestei implementări este demonstrată, mai ales în utilizarea acestui circuit de conversie în simularea alimentării din supercondensatori efectuată în cadrul capitolului 3.7, dar pentru o implementare ulterioară a SEA este recomandabilă modificarea și retestarea acestei soluții.

Fig. 3.49. Eficiența implementării, pentru diverse sarcini, a circuitului de Conversie Nr. 2 de 3.3V

3.7.3.3. Măsurarea eficienței circuitului de conversie dezvoltat cu LTC3425

Selectarea integratului LTC3425 pentru circuitul de Conversie Nr. 1 de 5V, din schema propusă în Fig. 3.8, prezentată și implementată de-a lungul capitolului 3.5.5.1, a fost făcută pentru eficiența crescută și puterea mare de ieșire pe care acesta ar putea să o furnizeze, conform cu specificațiile din fișa tehnică [3.40]. Implementarea fizică, așa cum a fost realizată în capitolul 3.6, a fost ghidată respectând criteriile impuse de producător în proiectarea circuitului.

După cum se observă din graficul de eficiență din Fig. 3.50, creșterea sarcinii are ca și consecință directă creșterea eficienței. Conform specificațiilor producătorului, la oricare dintre sarcinile aplicate, eficiența măsurată a sistemului ar fi trebuit să depășească 80%, pentru valori mai mari de 1W, o eficiență de peste 90% fiind posibilă pentru acest circuit integrat. Valorile scăzute de eficiență, cât și pierderea regularizării tensiunii de ieșire pentru o sarcină mare, de 4.3W, la tensiuni de intrare mai mici de 2.8V, arată o deficiență a sistemului de test propus. Păstrarea unei eficiențe aproximativ constante pe întreaga plajă de tensiuni de intrare este conformă cu caracteristica specificată în fișa tehnică.

Pentru a obține datele prezentate în graficul din Fig. 3.50, au fost măsurate datele de ieșire din Tabel 3.19:

Tabel 3.19. Valorile de ieșire măsurate pentru fiecare sarcină în parte, aplicată pentru LTC3425

Valoarea ΔT măsoară diferența de temperatură față de mediul ambiant, pentru fiecare valoare a sarcinii, după 10 minute de funcționare la acea sarcină. Temperatura a fost măsurată cu ajutorul unui termometru cu infraroșu, plasat la o distanță de 10mm fața de circuitul integrat.

Fig. 3.50. Eficiența implementării, pentru diverse sarcini, a circuitului de Conversie Nr. 1 de 5V

3.7.3.4. Măsurarea eficienței circuitului de conversie dezvoltat cu LTC3421

Circuitul de Conversie Nr. 2 pentru magistrala de 5V a fost dezvoltat în jurul integratului LTC3421, așa cum este prezentat în capitolul 3.5.5.2, iar pentru măsurarea eficienței s-au utilizat patru valori ale puterii de ieșire: 0.8W, 1.2W, 2.3W și 4.4W. Pentru fiecare valoare a sarcinii, s-a monitorizat stabilitatea valorilor de ieșire ale curentului și tensiunii în momentul variației tensiunii de intrare. În Tabel 3.20 sunt prezentate aceste valori pentru fiecare sarcină în parte.

Tabel 3.20. Valorile de ieșire măsurate pentru fiecare sarcină în parte, aplicată pentru LTC3421

Valoarea din coloana ΔT reprezintă diferența de temperatură a circuitului față de temperatura de 26°C a mediul ambiant, după 10 minute de funcționare la sarcina specificată. Curenții de ieșire mari cresc rapid temperatura integratului, iar așa cum se va putea observa în continuare, aceștia contribuie la scăderea eficienței circuitului.

Conform Fig. 3.51 se poate observa o bună eficiență a circuitului de conversie, obținută la un nivel aproximativ cu cel prezentat în fișa tehnică. Graficul de eficiență este reprezentat cu valori de intrare de la 3.8V la 2V, întrucât acesta este intervalul de funcționare al circuitului propus, alimentat din supercondensatori Taiyo Yuden. Există motive de îngrijorare în privința creșterii de temperatură și stabilității la puteri mai mari de 4W, însă prin proiectarea unor răciri suplimentare, pot fi eliminate. Răcirile suplimentare pot fi radiatoare sau o suprafață mai mare de disipare în interiorul plăcii de circuit imprimat a SEA, crescând grosimea stratului de cupru depus pentru planul de masă.

Trebuie menționat că eficiența pentru sarcina de 2.3W la valoarea tensiunii de 2.3V, a fost calculată pentru valoarea tensiunii de ieșire de 4.5V, această tensiune arătând deja o plafonare a capacității circuitului de a furniza curentul necesar, curentul de intrare având o valoare de 1.72A, deși cel de ieșire a rămas constant la valoarea de 0.47A. Totuși, valoarea de 4.5V este încă considerată acceptabilă de majoritatea circuitelor ce necesită o intrare cu o valoare a tensiunii de 5V. În cazul sarcinii de 4.4W, pentru tensiunea de intrare de 3V, valoarea de ieșire a tensiunii a fost 4.67V, la un curent de 0.84A, pentru un curent de intrare de 3.15A, eficiența fiind de doar 41.5%, aceasta fiind ultima valoare posibilă a tensiunii, înainte de pierderea regularizării.

Fig. 3.51. Eficiența implementării, pentru diverse sarcini, a circuitului de Conversie Nr. 2 de 5V

Obținerea unei maxim de eficiență de 95.7%, valoare foarte apropiată de maximul teoretic menționat de producător de 96%, demonstrează o bună proiectare pentru circuitul de conversie de 5V din supercondensatori, și recomandă acest mod de implementare pentru interațiile viitoare ale SEA.

Se observă de asemenea o scădere a eficienței odată cu scăderea tensiunii de intrare, ceea ce se traduce într-o recomandare de utilizare a gamei de tensiuni în intervalul 3~3.8V.

3.7.3.5. Măsurarea eficienței circuitului de conversie dezvoltat cu LTC3127

Primul circuit de încărcare pentru supercondensatori a fost dezvoltat în jurul integratului LTC3127, așa cum este descris în subcapitolul 3.5.3.1. Având opțiune de limitare atât în tensiune, cât și în curent, asupra unei sarcini cu impedanță mică, integratul va determina funcționarea în limitare de curent. Prin urmare, în măsurarea eficienței trebuie luat în calcul pentru fiecare caz particular variația tensiunii de intrare și ieșire, cât și a curentului de intrare și de ieșire.

În Tabel 3.21 sunt grupate informațiile pentru a putea calcula eficiența pentru fiecare valoare a tensiunii de intrare posibilă, tensiunea de intrare fiind furnizată de către panourile solare. După cum se poate observa, curentul de intrare variază între 0.27 și 0.28A, iar pentru o tensiune mai scăzută, este redusă și tensiunea de ieșire. Valoarea tensiunii de ieșire pentru circuitul în cauză ar trebui să fie de 3.66V, în condiții ideale. Pentru o valoare a tensiunii de intrare de 4.8V, valoarea tensiunii de ieșire coincide cu această valoare calculată, de 3.66V.

Tabel 3.21. Măsurarea eficienței primului circuit de încărcare a supercondensatorilor

Pentru măsurarea eficienței LTC3127, este importantă și variația temperaturii circuitului. Temperatura acestuia a crescut cu aproximativ 5°C, față de mediul ambiant de 26°C, după 20 de minute de funcționare continuă.

3.7.3.6. Măsurarea eficienței circuitului de conversie dezvoltat cu LTC3442

Dezvoltarea celui de-al doilea circuit de încărcare a supercondensatorilor în jurul LTC3442 s-a efectuat cu scopul de a putea compara două soluții similare. Limitarea în curent și tensiune a circuitului permite încărcarea sarcinilor cu impedanțe foarte mici.

Din Tabel 3.22 putem observa o eficiență generală a acestei implementări mai mare de 90% în aproape toate cazurile. Valoarea curentului de intrare este aproximativ constantă, conform cu limitarea setată în configurația circuitului.

Tabel 3.22. Măsurarea eficienței celui de-al doilea circuit de încărcare a supercondensatorilor

Comparând Tabel 3.21 și Tabel 3.22, se poate observa o valoare medie a eficienței mai crescută pentru cea de-a doua variantă. Trebuie de asemenea ținut cont și de mediul în care aceste circuite funcționează, tensiunea aproximativă de 4V fiind recomandată ca punct optim de funcționare pentru celulele de siliciu, iar cea de 4.4-4.8V fiind recomandată ca punct optim de lucru pentru celulele multijoncțiune. Ambele circuite dovedesc eficiență optimă, oricare dintre soluții, sau o combinație a acestora, fiind recomandate să fie utilizate pentru crearea unei versiuni finale a SEA cu supercondensatori ca sursă primară de stocare a energiei electrice. După 20 de minute de funcționare, la o temperatură ambiantă de 26°C, temperatura înregistrată în jurul circuitului a ajuns la 31°C.

3.8. Concluzii ale cercetărilor experimentale pentru sistemul electric de alimentare

După cum a fost arătat pe parcursul capitolului 3, este posibilă crearea unui Sistem Electric de Alimentare, folosind ca sursă primară de stocare a energiei electrice, supercondensatori. Utilizarea unor supercondensatori de tip EDLC sau Li-Ion depinde de necesitățile sistemului mecatronic ce formează ansamblul nanosatelitului.

Funcționarea supercondensatorilor în spațiul cosmic reprezintă o noutate în cercetarea științifică, de aceea este recomandată efectuarea unor pași suplimentari pentru protecția acestora. Greutatea crescută a unui SEA bazat pe supercondensatori atrage după sine necesitatea creării unui sistem de protecție și ranforsare pentru aceștia.

Conform demonstrației din capitolul 3.6, pentru proiectarea unui SEA bazat pe supercondensatori, se pot plasa compact 8 condensatori pe o singură placă de PCB. Împărțirea supercondensatorilor pe două sau mai multe plăci este posibilă, soluția finală fiind dictată de cerințele aplicației. Pentru placa de test dezvoltată s-au folosit 4 supercondensatori montați pe un PCB. Două astfel de plăci așezate față în față pot reprezenta capacul superior și inferior al unei incinte.

Această incintă va trebui optimizată, putând fi gândită pentru a păstra în interior presiune sau nu, cât și pentru a putea fi utilizată ca ranforsare pentru șasiul nanosatelitului sau pentru a servi drept cadru de răcire pentru componente, mai ales pentru circuitele integrate ale SEA, care se pot încăzi rapid la solicitări, așa cum a fost măsurat și demonstrat în capitolul 3.7.

Bibliografie

Copyright Notice

© Licențiada.org respectă drepturile de proprietate intelectuală și așteaptă ca toți utilizatorii să facă același lucru. Dacă consideri că un conținut de pe site încalcă drepturile tale de autor, te rugăm să trimiți o notificare DMCA.

Acest articol: CONTRIBUȚII TEORETICE ȘI EXPERIMENTALE PRIVIND PERFECȚIONAREA CONSTRUCȚIEI SISTEMELOR MECATRONICE DE ALIMENTARE CU ENERGIE PENTRU NANOSATELIȚI [302324] (ID: 302324)

Dacă considerați că acest conținut vă încalcă drepturile de autor, vă rugăm să depuneți o cerere pe pagina noastră Copyright Takedown.

CONTRIBUȚII TEORETICE ȘI EXPERIMENTALE PRIVIND PERFECȚIONAREA CONSTRUCȚIEI SISTEMELOR MECATRONICE DE ALIMENTARE CU ENERGIE PENTRU NANOSATELIȚI [302324]

Copyright Notice

H 1 HFILOZOFICKÁmFAKULTAmMASARYKOVYmUNIVERZITYm [605642]

Pedagogie 2 Curs 4 Moduri Si Forme De Organizare A Procesului De Invatamant [603261]

Imaginea pieței muncii: Percepția studenților din [619466]

Administrator cămin Aprobat, [604102]

Culeac N. 24.05.2019 17.00 [623758]

INTRODUCERE ………………………….. ………………………….. ………………………….. ………. 2 1.EGALITATEA DE GEN… [605992]

Copyright Notice

Similar Posts