Comanda Pwm a Convertoarelor

INTRODUCERE

Circuitele analogice utilizează foarte mult referințele de curent și tensiune. Aceste referințe trebuie să depindă cât mai puțin de sursa de alimentare, de parametrii procesului și să aibă o dependență cât mai precis cunoscută de temperatură.

De exemplu: generatorul de curent utilizat pentru polarizarea etajului diferențial, se proiectează cu o anumită precizie în funcție de câștigul în tensiune a etajului și de zgomotul circuitului.

De asemenea, în convertoarele AD (analog-digital) și DA (digital-analog), referințele sunt folosite la definirea domeniului de conversie (complet) de intrare sau ieșire.

O referință furnizează o tensiune continuă ,sau un curent continuu, independentă de alimentare și proces și cu caracteristici bine definite, la variația temperaturii.În cele mai multe aplicații, dependența de temperatură se poate întâlni în una din următoarele trei forme:

mărime proporțională cu temperatura absolută (PTAT)

performanțe la gm constant, în sensul că, transconductanța unor tranzistoare rămâne constantă.

independența de temperatură.

Din aceste motive, discuția asupra referințelor se poate împărți în două, și anume:

1. polarizare independentă de alimentare

2. definirea variației cu temperatura

Nu numai alimentarea, procesul și variația temperaturii pot fi parametri critici la un generator de referință. Tot atât de bine, așa cum se va constata mai târziu, pot constitui parametri critici impedanța de ieșire, zgomotul din ieșire, puterea disipată, etc..

Sursele de curent realizate cu tranzistoare au ajuns să fie utilizate atât ca elemente de polarizare cât și ca sarcini pentru etajele de amplificare. Utilizarea surselor de curent pentru polarizare duce la creșterea insensibilității circuitului față de variațiile surselor de alimentare și ale temperaturii.

În ceea ce privește aria de pe cip necesară pentru a se realiza o valoare dată a curentului de polarizare, în particular atunci când valoarea necesară a curentului de polarizare este mică. Utilizarea surselor de curent cu sarcină în amplificatoarele cu tranzistoare, duce – datorită rezistenței incrementale mari – la obținerea de câștiguri în tensiune mari pentru valori mici ale tensiunii surselor de alimentare.

CAPITOLUL I

Surse de curent

Sursa de curent simplă cu câștig de curent

În plus față de variația curentului de ieșire datorită valorii finite a rezistenței de ieșire, curentul din colector IC2 diferă de curentul de referință și printr-un factor 1+2/βF. Atunci când sursa de curent se realizează cu tranzistoare pnp de câștig mic, valoarea lui βF poate fi destul de mică astfel încât acest factor să fie semnificativ. Pentru a reduce această sursă de eroare, se adaugă un transistor, după cum se arată în fig. 4. Curentul de emitor al tranzistorului Q3 este egal cu :

(1.1)

unde curenții IE, IC și IB sunt pozitivi atunci când intră în transistor. În relația 1.1 s-au neglijat efectele date de valoarea finită a rezistenței de ieșire. Curentul de bază al tranzistorului Q3 este dat de relația:

(1.2)

Scriind suma curenților în colectorul tranzistorului Q2, se obține:

(1.3)

Deoarece curenții IC1 și IC2 sunt egali rezultă:

(1.4)

Fig. 1 Sursă de curent simplă cu câștig de curent

În acest fel curentul de referință și curentul de ieșire diferă numai printr-un factor de ordinal 1/β2F (dacă se neglijează efectul rezistenței de ieșire). Această configurație este deseori utilizată pentru generarea unor ieșiri multiple, plecând de la un singur curent de referință. În acest scop în paralel cu tranzistorul Q2 se conectează mai multe tranzistoare identice care au colectoarele independente. Odată cu creșterea numărului de ieșiri independente crește și curentul total de bază (furnizat de emitorul lui Q3) dar contribuția acestui termen de eroare în Iref este redusă prin câșigul în current βF3. Topologia sursei de curent simple din fig. 1 este mult utilizată și în circuitele analogice integrate MOS. Versiunea MOS prezentată în fig. 2 pune în evidență un TECMOS conectat ca diodă (M1) care generează o tensiune se polarizare VGS1 stabilită prin intermediul curentului Iref. Deoarece VGS1=VGS2 și ambele tranzistoare sunt în regiunea activă directă curentul de ieșire este

(1.5)

dacă se presupune că rezistența de ieșire a tranzistoarelor este infinită. De fapt tranzistorul M2 are o rezistență de ieșire finită, ro, caracteristica I-V a sursei de curent prezentată în fig. 3 având un aspect asemănător ca aceea din cazul bipolar. În ambele cazuri rezistența de ieșire ro este invers proporțională cu curentul de polarizare. De observat că în versiunea MOS nu există termenul de eroare corespunzător curentului de bază; ca urmare se poate genera un număr arbitrar de ieșiri prin conectarea în parallel cu tranzistorul M2 a unui număr corespunzător de tranzistoare. Totodată nu mai este nevoie de tranzistoare suplimentare, cum este Q3 în fig. 4.

Fig. 2 (a)Sursă de curent simplă realizată cu TECMOS

(b) Caracteristica I-V a sursei de curent simple realizatǎ cu TECMOS

De observat că în versiunea MOS nu există termenul de eroare corespunzător curentului de bază; ca urmare se poate genera un număr arbitrar de ieșiri prin conectarea în paralel cu tranzistorul M2 a unui număr corespunzător de tranzistoare. Totodată nu mai este nevoie de tranzistoare suplimentare, cum este T3 în fig. 1. O diferență semnificativă față de sursa de curent bipolară constă în faptul că rezistența de ieșire a TECMOS poate fi mărită prin creșterea lungimii canalului Leff.

O altă diferență care trebuie remarcată este dată de valoarea minimă a tensiunii de ieșire VDS2, sub care sursa de curent nu mai își menține valoarea dorită a rezistenței de ieșire, dată de VDS(sat)=VGS-Vt =ΔVGSQ. Sursele bipolare se limitează la VCE(sat) care este tipic mai mică decât VDS(sat). Această caracteristică constituie o chestiune importantă în condițiile tendinței continue de scădere a tensiunii de alimentare (până la 1 V în unele echipamente alimentate de la baterie) deoarece distanța între tensiunea sursei de alimentare și tensiunea minimă de funcționare a nodului de ieșire a sursei de curent este critică.

Sursa de curent simplă cu degenerare în emitor

Performanțele sursei de curent simple bipolare din fig. 1 se pot îmbunătăți prin adăugarea de rezistențe de degenerare în emitoare (vezi fig. 3). Pentru generalitate se consideră o sursă de curent cu două ieșiri independente. Prin introducerea rezistențelor de degenerare în emitoare se realizează doua obiective.

Primul îl constituie îmbunătățirea mojoră a împerecherii între Iref și curenții de ieșire IC3 și IC4. Al doilea îl constituie creșterea rezistenței de ieșire a sursei de current. Rezistența de ieșire la semnal mic care se vede în colectoarele tranzistoarelor Q3 și Q4 este :

(1.6)

Luând ca exemplu pe Q3 și folosind relația gm3=IC3/VT rezultă

(1.7)

(Tranzistoarele Q1 și Q2 acționează combinat prezentând în baza lui Q3 și Q4 o rezistență foarte mică). Mărimea IC3R3 este chiar căderea de tensiune în curent continuu pe rezistorul R3. Limita până la care se poate merge cu această mărire a rezistenței de ieșire este dată de valoarea minimă care poate fi acceptată a tensiunii de ieșire în colectorul tranzistorului Q3 care este acum (VCE(sat) + IC3R3).

Fig. 3 Sursa de curent simplă cu degenerare în emitor

Ariile de emitor ele tranzistoarelor T1, T3 și T4 pot fi egale sau se pot afla într-un raport dat. De exemplu, dacă dorim ca IC3=Iref și IC4=2Iref putem să-i facem pe T1 și T3 identici și IS4=2IS1. În plus putem face R1=R3 și să scădem pe R4 facându-l egal cu R1/2. De observat că în acest fel căderile de tensiune pe R1, R3 și R4 vor fie egale. Adunând tensiunile pe ochiul care include tranzistoarele T1 și T4 și neglijând curenții de bază se obține :

(1.8)

din care rezultă :

(1.9)

Deoarece IS4=2IS1 soluția ecuației (16) este :

(2.0)

ultimul termen din (1.9) anulându-se. Din analiza relației 1.9 se observă că datorită faptului că termenii care conțin logaritmul variază slab odată cu variația argumentului, dacă facem căderea de tensiune IrefR1 și IC4R4 mult mai mari decât VT putem forța IC4 ≈ (R1/R4)Iref chiar dacă ariile de emitor ale tranzistoarelor T1 și T4 nu se scalează convenabil.

În sfârșit trebuie observat că degenerarea în sursă nu este folosită în cazul surselor de current cu TEC. Motivul se găsește în faptul că TEC este inerent un transistor controlat. Ca urmare îmbunătățirea împerecherii în sursele de curent cu TEC se realizează direct, făcând aria tranzistoarelor mai mare. Creșterea rezistenței de ieșire se realizează prin creșterea lungimii canalului.

Sursa de curent Widlar

În amplificatoarele operaționale bipolare, valoarea mică impusă curentului de la intrare dictează pentru curentul de polarizare al perechii cu cuplaj în emitor de la intrare o valoare foarte mică, de ordinal 5 μA. Curenții de polarizare de această valoare sunt de asemenea necesari într-o mulțime de alte aplicații. Exemplu dacă am utiliza o sursă de curent simplă, în care am lua pentru raportul ariilor de emitor ale tranzistoarelor T1 și T2 valoarea maximă, practică, de 10:1, ar rezulta pentru un curent de ieșire de 5 μA un curent de referință de 50 μA. Dacă curentul de referință se obține prin conectarea pe sursa de alimentare a unui resistor, valoarea rezistorului ar fi de 600 kΩ, pentru o alimentare de 30 V.

Un rezistor cu o astfel de valoare este foarte scump din punct de vedere al consumului de arie. Curenții de valori atât de mici pot fi obținuți, totuși, cu valori moderate de rezistență, prin modificarea sursei de curent simple, astfel încât cele două tranzistoare T1 și T2 să funcționeze cu valori diferite ale tensiunilor bază-emitor. În cazul sursei de curent Widlar din fig.4 aceasta se realizează prin plasarea unui resistor în serie cu emitorul tranzistorului T2.

În continuare vom calcula pentru această sursă de curent curentul de ieșire și tensiunea echivalentă în gol. Pentru acest circuit nu există o versiune echivalentă realizată cu TECJ.

Fig.4 Sursa de curent Widlar

Prin adunarea tensiunilor pe ochiul emitor-bază, presupunând că tensiunea Early, VA, este infinită și neglijând curenții de bază se obține :

(2.1)

deci

(2.2)

Pentru tranzistoare identice curenții IS1 și IS2 sunt egali iar relația 2.2 devine

(2.3)

Dacă se dau R2 și IC1, găsirea valorii IC2 care constituie soluția acestei ecuații transcendente se face prin încercări. În proiectare, sunt cunoscuți de obicei IC1 și IC2 valoarea rezistorului R2 obținându-se direct din (2.3).

Sursa de curent cascadă

În conexiunea cascadă se atinge o rezistență de ieșire foarte mare, proprietate care este de dorit pentru sursele de curent. Ca urmare este natural să se încerce utilizarea cascadelor ca surse de curent. O sursă de curent bipolară bazată pe conexiunea cascodă este prezentată în fig.5. Tranzistoarele T3 și T4 formează sursa de curent de bază; de multe ori se adaugă și rezistențe în emitor pentru îmbunătățirea împerecherii. Tranzistorul T2, care operează ca partea bază-comună a cascadei, transferă la ieșire curentul de colector al tranzistorului T3 prezentând o rezistență de ieșire mare.

Tranzistorul T1 realizează o deplasare de nivel de un VBE asigurând faptul că tranzistorul T3 eate în regiunea activă cu VBE≈0. Dacă presupunem că rezistențele de semnal mic ale tranzistoarelor T1 și T4 sunt mici rezistența de ieșire de semnal mic în colectorul lui Q2 este :

, (2.4)

Fig. 5 Sursa de curent cascadă realizată cu tranzistoare bipolare

Un rezultat mai exact se obține dacă în analiza completă de semnal mic a circuitului din fig.5 se ține cont și de valorile finite ale rezistențelor de semnal mic ale tranzistoarelor Q1 și Q4:

(2.5)

modificarea rezultatului fiind datorată căii de semnal de la Q2 la Q3 prin Q1 și Q4. În concluzie, sursa de curent cascadă determină creșterea valorii rezistenței de ieșire și a tensiunii echivalente în gol cu un factor de aproximativ β0/2.

De exemplu pentru β0=100 și VA=130 V

(2.6)

la un curent de ieșire Io= 1 mA se obține o rezistență de ieșire :

(2.7)

În analiza surselor de curent Widlar și cascodă s-au neglijat efectele date de rezistența rμ. În timp ce pentru sursa de curent simplă această presupunere a fost ușor de justificat, în cazul acestor surse de impedanță mai mare ea trebuie reexaminată. Rezistența colector-bază rμ , rezultă din modularea curentului de recombinare în bază, consecință a efectului Early. Pentru cazul unui tranzistor al cărui curent de bază este compus în întregime din curentul de recombinare în bază, variația procentuală a curentului de bază va fi egală cu aceea a curentului de colector; ca urmare rμ va fi legat de ro printr-un factor β0. În aceste condiții efectul dat de rμ ar consta în reducerea rezistenței de ieșire a sursei de curent cascodă cu un factor de 2; sursa Widlar va fi mult mai puțin afectată.

Totuși într-un tranzistor npn, real, de circui integrat numai o foarte mică parte a curentului de bază rezultă din recombinarea în bază. Deoarece numai această componentă este modulată de efectul Early, valorile observate pentru rμ sunt cu un factor de 10, sau mai mult, mai mari ca β0ro. Aceasta înseamnă că în sursele de curent npn considerate până acum efectul rezistenței de reacție este neglijabil.

În cazul tranzistoarelor pnp laterale, rezistența de reacție, rμ, este mult mai mica decât la tranzistoarele npn deoarece cea mai mare parte a curentului de bază rezultă prin recombinarea în bază. Valoarea reală a acestei rezistențe depinde de diferite variabile de proces și de geometria tranzistorului, valorile observate fiind în gama (2- 5)β0ro. Ca urmare pentru tranzistoarele pnp efectul rezistenței de reacție poate fi semnificativ dacă baza tranzistorului este conectată la o rezistență incrementală mare.

Efectele date de rezistența rμ trebuie luate în considerare în cazul surselor de curent care ao o rezistență de ieșire mai mare ca β0ro. Să observăm, de asemenea, că în toate circuitele discutate până acum baza tranzistorului sursă de curent este legată la un punct de mică impedanță, astfel că variațiile de curent prin rμ nu modifică tensiunea VBE. În cazul în care baza se leagă la un punct de impedanță mare variațiile curentului care curge prin rμ trec în bază fiind amplificate de către tranzistor cu β; rezultă astfel variații mult mai mari ale curentului de ieșire, în comparație cu cazul în care baza se leagă la un punct de impedanță mică. Sursa de curent cascodă este larg utilizată și în tehnologiile MOS. Un exemplu simplu este prezentat în fig.6.

Expresia rezistenței de ieșire de semnal mic este:

(2.8)

Fig.6 (a) Sursa de curent cascodǎ care folosește tranzistoare MOS. (b) Caracteristicele I-V

După cum s-a arătat anterior sursele de curent cascodă simple bipolare nu pot realiza o rezistență de ieșire mai mare decât β0ro/2 din cauza efectului dat de curentul de bază în tranzistorul cascodă. Spre deosebire de cazul tranzistorului bipolar câștigul în curent al tranzistorului MOS este infinit, fiind posibilă astfel obținerea cu cascoda MOS a unei rezistențe de ieșire arbitrar de mari prin adăugarea în stiva cascodei a unui număr sufficient de tranzistoare. O limitare este introdusă de curentul residual de substrat al TECMOS care creează un șunt rezistiv de la nodul de ieșire spre masă. Acest șunt poate domina valoarea rezistenței de ieșire pentru valori moderate și mari ale tensiunii Vout.

Un dezavantaj important al sursei de curent cascodă, în comparație cu sursa de curent simplă, este dat de valoarea mai mică a excursiei de tensiune în nodul de ieșire pentru care ambele tranzistoare sunt în regiunea de saturație. Această situație este o urmare a faptului că tranzistoarele sursă de curent și cascodă sunt stivuite. După cum rezultă din fig. 10 tensiunea minimă la ieșirea sursei de curent, astfel ca ambele tranzistoare să fie în saturația, este (Vt+2ΔVGSQ).

Cu toate că ΔVGSQ poate fi făcut mai mic folosind W mari și polarizând tranzistoarele la curenți mici termenul dat de tensiunea de prag contribuie semnificativ la scăderea excursiei de tensiune, în special în cazurile în care sursa de curent este utilizată ca element de sarcină în etajele de amplificare.

O tehnică mult mai bună de polarizare, care permite îmbunătățirea excursiei de tensiune la ieșire, constă în polarizarea tranzistorului M1 la marginea regiunii de saturație, drena fiind mai negativă față de grilă cu o tensiune de prag. O soluție de principiu este descrisă în fig.7a în care în serie cu grila tranzistorului M2 s-a inserat un element de deplasare de nivel. O posibilitate de implementare a acestei scheme de polarizare este prezentă în fig.7b; repetorul pe sursă M5 a fost inserat pentru a se obține căderea de tensiune iar raportul W/L al lui M4 a fost micșorat de patru ori pentru compensarea ΔVGSQ a lui M5. de fapt tranziția de la regiunea de tip triodă la cea de saturație a tranzistoarelor MOS este graduală astfel că de obicei este necesar să se mărească tensiunea de drenă a lui M1 cu câteva sute de mV peste ΔVGSQ pentru a realiza valoarea rezistenței incrementale de ieșire prezisă de (2.8).

Fig.7 (a) Sursa de curent cascodǎ MOS cu polarizare îmbunǎtǎțitǎ pentru obținerea unei excursii maxime de tensiune de ieșire (b) Implementarea practicǎ (c) Caracteristica I-V

Sursa de curent Wilson

O altă configurație de sursă de curent larg utilizată, care permite obținerea de valori foarte mari pentru Ro, este sursa de curent Wilson, prezentată în fig.8 în versiunea care folosește tranzistoare bipolare. De fapt este un circuit cu reacție negativă: reacția prin tranzistorul Q3 îl comandă pe Q1 pentru a-i crește rezistența de ieșire. În plus, se obține un grad ridicat de compensare a erorii determinate de curentul de bază rezultând astfel un transfer precis de la Iref la Io=IC2.

Fig.8 Sursa de curent Wilson

Dintr-un punct de vedere calitativ, se poate spune că diferența între curentul de referință și curentul IC1 va curge în baza tranzistorului Q2. Acest curent de bază multiplicat cu (βF+1) trece prin tranzistorul conectat ca diodă Q3, ceea ce face ca un curent de aceeași valoare să curgă prin tranzistorul Q1. Se formează deci o buclă de reacție care reglează valoarea curentului IC1 astfel încât să fie practic egală cu valoarea curentului de referință.

Trebuie observat ca tranzistoarele Q1 și Q3 funcționează la tensiuni colector-emitor care diferă doar prin căderea de tensiune pe o diodă și că la variațiile de tensiune de la bornele sursei de curent tensiunea colector-emitor a tranzistorului Q3 nu se modifică. Ca urmare curentul de colector al tranzistorului Q3 rămâne practic egal cu acela al tranzistorului Q1, independent de valoarea tensiunii din colectorul tranzistorului Q2. Acest fapt determină o valoare aproape constantă pentru curentul de colector al tranzistorului Q2, rezultând o valoare mare a rezistenței de ieșire. Pentru analiza de curent continuu vom presupune ca VA=∞ și că tranzistoarele sunt identice. Curentul de emitor al tranzistorului Q2 este egal cu curentul de colector al tranzistorului Q3 plus curenții de bază ai tranzistoarelor Q1 și Q3 :

(2.9)

(3.0)

Din (3.0) se obține curentul de colector la tranzistorului Q2 :

(3.1)

care se scrie :

(3.2)

Făcând suma curenților în bază tranzistorului Q2 se găsește :

(3.3)

Deoarece în scrierea expresiei 2.9 am presupus că tranzistoarele sunt identice rezultă :

(3.4)

Înlocuind (3.2) și (3.3) în (3.4) se obține :

(3.5)

Deci curentul de ieșire și curentul de referință diferă doar printr-un factor de ordinul 2/ β2F. O analiză de semnal mic a circuitului, desfășurată în același mod ca și pentru sursa Widlar, neglijându-se rµ , conduce la următoarele expresii pentru rezistența de ieșire și tensiunea echivalentă Thévenin:

(3.6a)

(3.6b)

Sursele de curent Wilson sunt utilizate și în tehnologiile MOS, un exemplu fiind dat în fig.9.

Funcționarea circuitului este în esență identică cu aceea a versiunii bipolare în cazul în care βF este infinit. Rezistența de ieșire de semnal mic presupunând că sursa Iref introduce o încărcare rezistivă neglijabilă este dată de expresia:

Fig.9 Sursa de curent Wilson Fig.10 Sursa de curent Wilson

realizată cu TECMOS îmbunătățită prin adăugarea unui

tranzistor suplimentar

În sursa de curent Wilson din fig.9 tensiunea drenă-sursă de curent continu este mai mare pe tranzistorul M3 decât pe tranzistorul M2. În cazul unor tensiuni de prag mari aceasta conduce la o neîmperecherea curenților de drenă datorită valorii finite a rezistenței de ieșire a tranzistoarelor. Problema se rezolvă prin adăugarea unui tranzistor conectat ca diodă M4, care egalizează tensiunea drenă-sursă pe M3 și M2 (fig.10) Aceeași tehnică – adăugarea unei diode suplimentare – se poate aplica și pentru sursa Wilson bipolară din fig.8 îmbunătățindu-se împerecherea și precizia. În analiza sursei de curent simplă și a surselor de curent Widlar și Wilson ne-am concentrat asupra problemei obținerii valorii dorite a curentului de ieșire – care poate să fie mic – și asupra problemei obținerii unei valori mari a rezistenței de ieșire a sursei de curent. Circuitul Widlar este util pentru realizarea de valori mici ale curenților de ieșire, iar circuitul Wilson pentru relizarea de valori mari ale impedanței de ieșire și a unei sensibilități mici față de curenții de bază ai tranzistoarelor. Problemele particulare de proiectare a circuitelor impun în mod frecvent și controlul atant al altor aspecte legete de funcționarea surselor de curent cu tranzistoare. De exemplu de multe ori este necesară generarea a doi curenți ale căror valori trebuie să fie apropiate, cât se poate de precis. Posibilitatea de a realiza astfel de surse de curent împerecheate este de obicei limitată de neîmperecherile tranzistoarelor care compun circuitul. O a doua cerință întălnită frecvent este aceea ca funcționarea circuitului integrat să nu fie afectată de variațiile – în interiorul unor limite specificate – tensiunilor surselor de alimentare și/sau ale temperaturii.

Această cerință impune în general ca sursele de curent de polarizare din circuit să aibă curenți de ieșire care să fie insensibili la variațiile tensiunilor surselor de alimentare și ale temperaturii.

Oglinda de curent

Oglinda de curent este o extensie a sursei de curent din secțiunea precedentǎ. De fapt, este neplǎcut ca odatǎ ca am construit o sursǎ de curent aceasta sǎ nu fie polarizatǎ ca o oglindǎ de curent. Oglinda de curent folosește principiul cǎ dacǎ tensiunile grilǎ-sursǎ ale celor douǎ tranzistoare MOS identice sunt egale, curenții de canal trebuie sǎ fie egali. Fig.11 ne aratǎ implementarea unei oglinzi de curent simple cu canal n.

Curentul iI este presupus ca fiind denumit drept un curent de sursǎ și iO este curentul de ieșire sau curentul „oglindit”. M1 este în regiunea de saturație deoarece vDS1 = vGS1. Presupunerea cǎ vDS2vGS2-vT2 este mai mare ca VT2 ne permite sǎ folosim ecuațiile în regiunea de saturație a tranzistorului MOS. În cazul cel mai general, raportul iO la iI este:

(3.7)

În mod normal, componentele unei oglinzi de curent sunt procesate în același circuit integrat și prin urmare acești parametri fizici cum sunt VT și K’ sunt identici pentru amândouǎ dispozitive. Ca un rezultat, ecuația (3.7) se simplificǎ la :

(3.8)

Dacǎ vDS2 = vDS1, atunci raportul iO/iI devine :

(3.9)

În consecințǎ, raportul iO/iI este sub controlul proiectantului.

Fig.11 Oglinda de curent cu canal n

Sunt trei efecte ce cauzeazǎ ca oglinda de curent sǎ difere fațǎ de situația idealǎ din ecuația (3.9). Aceste efecte sunt: modulația lungimii canalului, offset-ul tensiunii de prag dintre cele douǎ tranzistoare și nepotrivirea geometricǎ. Fiecare dintre aceste efecte vor fi analizate separat. Se ia în considerare efectul modulației lungimii canalului. Presupunând cǎ ceilalți parametri ai tranzistorului sunt ideali și raportul ariilor ale celor douǎ tranzistoare sunt unitare, atunci ecuația (3.8) se simplificǎ la :

(4.0)

Fig.12 Graficul erorii raportului (%) față de diferența tensiunilor de drenă pentru oglinda de curent din fig.11

Pentru acest grafic, vDS1=2.0 V cu presupunerea ca este același pentru ambele tranzistoare. Aceastǎ ecuație ne aratǎ cǎ tensiunile drenǎ-sursǎ diferite ale celor douǎ tranzistoare poate cauza o deviație de la câștigul de curent unitar sau curentul oglindit.

Fig.12 ne aratǎ un grafic al erorii raportului curenților fațǎ de vDS2-vDS1 pentru diferite valori ale lui cu ambele tranzistoare în regiunea de saturație. Doi factori importanți pot fi observați din acest grafic.

Primul este cǎ semnificația raportului erorii poate exista când tranzistoarele nu au aceeași tensiune drenǎ-sursǎ și al doilea, pentru tensiuni drenǎ-sursǎ diferite, raportul dintre curentul de ieșire și curentul de referințǎ aratǎ cum devine mai mic (rezistența de ieșire devine mai mare).

Prin urmare, o bunǎ oglindǎ de curent sau un amplificator de curent trebuie sǎ aibǎ tensiuni drenǎ-sursǎ identice și o rezistențǎ de ieșire ridicatǎ. Al doilea efect neideal este acela al offset-ului dintre tensiunile de prag ale celor douǎ tranzistoare.

Pentru tranzistoarele CMOS realizate cu Si, offset-ul tensiunii de prag este de obicei mai mic de 10mV pentru tranzistoare identice și aflate unul lângǎ altul. Se considerǎ douǎ tranzistoare aflate în configurația de oglindǎ unde ambele au aceleași tensiuni drenǎ-sursǎ și toate celelalte proprietǎți ale tranzistoarelor sunt identice cu excepția lui VT. În acest caz ecuația (3.8) se simplificǎ la :

(4.1)

Fig.13 aratǎ un grafic al erorii raportului curenților fațǎ de VT, unde VT = VT1-VT2. Este evident din acest grafic cǎ performanțe mai bune ale oglinzii de curent sunt obținute la valori mai mari ale curenților, deoarece VGS este mare rezultǎ cǎ valoarea curentului trebuie sǎ fie mai mare și deci VT influențeazǎ mai puțin pe VGS.

O abordare din punct de vedere a analizei cantitative a variației în cazul lui K' și VT este prezentatǎ mai jos. Sǎ presupunem cǎ raportul W/L ale celor douǎ dispozitive sunt perfect egale, dar K’ și VT pot fi nepotrivite. Ecuația poate fi rescrisǎ astfel:

(4.2)

Fig. 13 Graficul erorii raportului (%) față de tensiunea de offset pentru oglinda de current din fig.11

Pentru acest graphic, vT1=0.7 V și K’W/L=110 μA/V2 , unde vGS1 = vGS2 = vGS. Definind K’ = K’2-K’1 și K’ = 0.5(K’2-K’1) și VT = VT2-VT1 și VT = 0.5(VT2-VT1) rezultǎ :

(4.3)

(4.4)

(4.5)

(4.6)

Înlocuind ecuațiile (4.3)-(4.6) în ecuația (4.2) rezultǎ :

(4.7)

Dând factor pe K’ și (VGS-VT) rezultǎ :

(4.8)

Presupunând cǎ cantitǎțile din ecuația (4.8) în comparație cu „1” sunt mici, ecuația (4.8) poate fi aproximatǎ cu :

(4.9)

Reținând numai termenii de ordinul întâi rezultǎ :

(5.0)

Dacǎ schimbǎrile de procentaj ale lui K’ și VT sunt cunoscute, atunci ecuația (5.0) poate fi folositǎ în cel mai rǎu caz posibil pentru a arǎta eroarea câștigului oglinzii de curent. De exemplu, presupunem cǎ K’/K’ = 5% și VT/(VGS-VT) = 10%. Atunci câștigul oglinzii de curent ne va rezulta ca iO/iI sau 1(0.15) panǎ la o eroare în câștig de 15% presupunând cǎ toleranțele lui K’ și VT sunt corelate.

Al treilea efect neideal al oglinzii de curent este eroarea raportului aspectului ale celor douǎ dispozitive. Existǎ diferențe între valorile lui W și L. Acestea se datoreazǎ mascǎrii, fotolitografiei, etc, și variațiilor difuziei. Aceste variații pot fi diferite chiar și pentru douǎ tranzistoare plasate unul lângǎ altul. O cale de a preîntâmpina efectele acestor variații este de a face dimensiunea tranzistoarelor mult mai mare decât variația normalǎ pe care o putem observa. Pentru tranzistoare cu dimensiuni identice cu W și L mai mari de 10 m, erorile datorate nepotrivirii geometrice vor fi nesemnificative în comparație cu tensiunea de offset și erorile induse de VDS.

În câteva aplicații, oglinda de curent este folositǎ pentru multiplicarea curentului și are funcția de amplificator de curent. În acest caz, aspectul raportului al tranzistorului amplificator (M2) este mult mai mare decât aspectul raportului al tranzistorului de referințǎ (M1). Pentru a obține cele mai bune performanțe trebuie sǎ se ținǎ seama de aspectele geometrice.

CAPITOLUL II

Comanda PWM a convertoarelor

Introducere

Echipamentele electronice de putere includ dispozitive semiconductoare care lucrează în comutație. Comutația la nivelul dispozitivelor este un proces static prin care acestea sunt basculate între doua stări stabile: starea de conducție totala si starea de blocare totala . În scopul reducerii pierderilor, comutațiile din electronica de putere trebuie sa se desfășoare în timpi cât mai scurți. Momentele în care trebuie sa fie declanșate procesele de comutație si intervalele pe durata cărora dispozitivele trebuie sa-si păstreze starea de conducție sau de blocare sunt fixate prin semnale de comandă.

O tendința în electronica de putere moderna este de a utiliza structuri de forta care includ dispozitive semiconductoare din categoria tranzistoarelor de putere (BJT, MOSFET, IGBT etc.) cu ajutorul cărora poate fi realizata o comutație forțata a curenților între ramurile de circuit. În majoritatea cazurilor comanda acestor structuri se bazează pe tehnica de modulare în lățime a impulsurilor numită și tehnica de comanda PWM (Pulse Width Modulation). Dintre echipamentele electronice care utilizează comanda PWM amintim: redresoarele active (PFC, PWM), convertoarele c.c. – c.c., invertoarele PWM, filtrele active etc.

Semnalele de comandă aferente tranzistoarelor de putere din structura acestor echipamente se numesc semnale de comandă PWM. Trebuie făcută diferența între semnalul de comandă aplicat efectiv pe terminalul de comandă al unui dispozitiv semiconductor de putere si semnalul logic de comandă PWM. Acesta din urma este un semnal purtător de informație având doua nivele logice: un nivel corespunzător informației de deschidere a dispozitivului (ON) si un nivel corespunzător informației de blocare a dispozitivului (OFF). Semnalele logice PWM pot fi generate cu ajutorul unor structuri microelectronice numite modulatoare PWM. Modulatoarele pot fi implementate cu ajutorul unor componente de tip analogic sau de tip numeric, respectiv cu ajutorul unor componente discrete sau cu ajutorul unor circuite integrate specializate. Sunt variante de circuite specializate capabile sa interfațeze cu structuri numerice complexe dedicate controlului anumitor procese. În acest caz semnalul de comanda sub forma numerică, generat periodic de sistemul de control în urma rulării unui algoritm specific, este convertit în unul sau mai multe semnale PWM. În varianta moderna microcontrolerele sau procesoarele de semnal (DSP) dedicate controlului acționărilor electrice sau altor procese, includ blocuri proprii specializate pentru generarea semnalelor PWM dedicate comenzii convertoarelor c.c. – c.c., invertoarelor PWM etc.

Oricare ar fi modulatorul PWM, tehnicile care stau la baza generării semnalelor logice modulate în lățime sunt aceleași, fie ca sunt realizate cu circuite analogice, fie ca sunt realizate cu circuite numerice. În continuare este prezentata una din cele mai utilizate modalități de generarea a semnalelor PWM.

Generarea semnalelor de comandă PWM

O primă modalitatea de generare a unui semnal modulat în lățime cu o frecvență de comutație (fc) fixă este prezentată în Fig.2.1.

Fig. 2.1 Generarea semnalelor logice de comandă PWM utilizând ca undă purtătoare un semnal dinte de fierăstrău (udf).

Pentru a înțelege mai bine funcționarea unui modulator PWM, în Fig.2.1 este prezentată o structură de control prin care este reglată tensiunea de ieșire a unui convertor c.c. – c.c. Structura include o buclă cu reacție negativă cu ajutorul căreia valoarea reală a tensiunii de ieșire Ue este comparată cu o valoare de referința Ue*, eroarea rezultată fiind aplicată unui regulator de tensiune. Regulatorul furnizează la ieșire o tensiune de control (ucontrol) prin care este modificată durata relativă de conducție a unuia sau a mai multor elemente de comutație din structura de forță a convertorului.

Unele din cele mai răspândite tehnici de generare a semnalelor logice PWM constă în compararea tensiunii de control (semnal modulator), considerată constantă pe intervale mici, cu un semnal periodic dinte de fierăstrău ( udf ) sau cu un semnal periodic triunghiular ( utr ) de către un comparator (COMP.). Semnalul periodic mai poartă denumirea și de undă purtătoare, iar perioada acesteia Tc fixează frecvența semnalului PWM și implicit frecvența de comutație a convertorului: fc =1/Tc .

Generarea semnalelor PWM utilizând ca undă purtătoare un semnal dinte de fierăstrău.

Așa cum este prezentat în diagramele din Fig. 2.1, atunci când tensiunea ucontrol > udf comparatorul furnizează la ieșire un semnal logic ridicat (1 logic – 1L). În momentul în care rampa tensiunii udf egalează și depășește tensiunea u control comparatorul basculează și furnizează un semnal logic coborât (zero logic – 0L). Astfel, se obține la ieșirea comparatorului un semnal logic PWM al cărui factor de umplere este proporțional cu u control în măsura în care aceasta nu depășește valoarea de vârf df Uˆ a semnalului dinte de fierăstrău:

2.1

Efectul modificării duratei relative de conducție odată cu modificarea tensiunii de comandă este ilustrat în Fig. 2.1 unde s-a prezentat un exemplu pentru o variație a comenzii de la ucontrol la ucontrol’, obținându-se noua durată relativă de conducție: DR' C = to' n /Tc .

Generarea semnalelor PWM utilizând ca undă purtătoare un semnal triunghiular.

Dacă se utilizează udf ca semnal purtător, semnalul modulator ucontrol trebuie să fie tot timpul pozitiv. Sunt aplicații sau tehnici de modulare PWM în care semnalul de control poate sau trebuie să ia, atât valori pozitive, cât și valori negative. Este cazul, de exemplu, a modulării sinusoidale utilizate pentru comanda invertoarelor PWM. Într-o asemenea situație se folosește ca undă purtătoare un semnal periodic triunghiular, așa cum se prezintă în Fig. 2.2. Acesta prezintă variații între o valoare de vârf pozitivă (+Uˆ tr ) și o valoare de vârf negativă (−Uˆ tr ) , astfel încât semnalul apare simetric față de axa absciselor. În acest fel, semnalul de control poate să prezinte variații bipolare între cele două limite sau, în anumite cazuri, chiar poate să le și depășească (supramodularea la invertoarele PWM).

Fig. 2.2 Generarea semnalelor logice de comandă PWM utilizând ca undă purtătoare un semnal triunghiular (utr).

Logica de generarea a semnalului PWM este asemănătoare cu cea descrisă pentru cazul semnalului dinte de fierăstrău. Astfel, conform celor prezentate în diagramele din Fig.2.2, atunci când tensiunea ucontrol > utr comparatorul generează la ieșire un semnal logic ridicat (1L), iar în momentul în care rampa semnalului utr depășește tensiunea ucontrol comparatorul basculează și furnizează la ieșire un semnal logic coborât (0L).

Pentru a calcula legătura dintre valoarea semnalului ucontrol și mărimea duratei relative de conducție trebuie cunoscute valoarea de vârf a semnalului triunghiular utr și perioada (frecvența) acestuia Tc (= 1/fc). Considerând punctul zero în poziția reprezentată în Fig. 2.2, poate fi scrisă ecuația dreptei care trece prin origine și care se suprapune cu rampa crescătoare a semnalului triunghiular:

unde 0<t<Tc/4 2.2

Se observă din Fig. 2.2 că timpul de conducție ton este o sumă de intervale conform relației:

2.3

unde t1 poate fi calculat egalând valoarea semnalului triunghiular, dat de relația (2.2), cu valoarea semnalului de control:

2.4

Introducând (2.3) și (2.4) în expresia duratei relative de conducție se obține:

2.5

Relația (2.5) evidențiază că și în cazul utilizării unui semnal triunghiular pentru generarea unui semnal modulat în lățime durata relativă de conducție poate fi modificată prin intermediul semnalului de control ucontrol, dar după o altă relație față de cazul utilizării unui semnal periodic dinte de fierăstrău.

Structura de reglare a tensiunii din Fig. 2.1 împreună cu modulatorul PWM formează un regulator PWM utilizat cu precădere de către convertoarele c.c.-c.c. stabilizatoare (surse de putere în comutație). În aplicațiile cu convertoare c.c. – c.c. care utilizează în structura lor topologii „braț de punte” cum ar fi în cazul convertoarelor cu funcționare în două și patru cadrane sunt necesare perechi de semnale PWM complementare cu timp mort. Formele de undă pentru o asemenea pereche sunt prezentate în Fig.2.3.

Fig. 2.3 Formele de undă a două semnale PWM complementare cu timp mort ™.

Semnalele PWM1 și PWM2 comandă fiecare câte un tranzistor din cele două aparținând unei structuri braț de punte. Timpul mort tm corespunde intervalului în care ambele tranzistoare sunt comandate pentru blocare pentru a permite tranzistorului ce a condus să se blocheze ferm înainte de a-l deschide pe celălalt. Se evită, în acest fel, situația de a aparea o suprapunere în conducția celor două tranzistoare ceea ce ar fi echivalent cu un scurt circuit și distrugerea lor. Valoarea timpului mort este în funcție de tipul tranzistoarelor utilizate, sau mai exact, în funcție de rapiditatea acestora.

Astfel, dacă sunt utilizate tranzistoare MOSFET timpul mort este în jur de 2μsec., dacă se utilizează tranzistoare IGBT timpul mort este tm = (2÷4)μsec., dacă se utilizează tranzistoare bipolare timpul mort este tm = (4÷6)μsec. etc.

Cele două semnale complementare cu timp mort sunt obținute, de obicei, pornind de la un semnal PWM de bază (ex. PWM1) din care cu ajutorul unor scheme de inserare a timpului mort sau cu ajutorul unor circuite specializate (ex. IXDP630, IXDP631) se generează și al doilea semnal (ex. PWM2). Există posibilitatea ca la aceste circuite să se ajusteze prin diferite mijloace valoarea timpului mort. Sunt și circuite integrate specializate care generează simultan la ieșire câte două semnale PWM complementare cu timp mort (ex. IXDP610). De asemenea sunt microcontrolere sau procesoare de semnal DSP care pot genera mai multe perechi de asemenea semnale, utilizate, de exemplu, pentru comanda invertoarelor PWM trifazate.

Circuite pentru comanda PWM

Există o mare varietate de circuite pentru comanda PWM care pot fi utilizate în construcția unei STCC sau pentru reglarea turației motoarelor de c.c.

Izolarea părții de comandă de partea de putere de la ieșire, unde pot aparea perturbații, se poate face cu transformatoare de impulsuri sau cu dispozitive optoelectronice. În figura 2.4 se prezintă schema bloc a unei STCC utilizând izolarea cu transformator de impulsuri (a), respectiv cu dispozitive optoelectronice (b).

Figura 2.4 (a)

Figura 2.4 (b)

Circuitele PWM cu componente discrete sunt practic înlocuite cu circuite integrate PWM specializate care îndeplinesc toate funcțiile și cerințele specifice aplicației: precizia reglajului, stabilitatea buclei de reacție, protecția la suprasarcini etc. În continuare se vor prezenta câteva tipuri de circuite PWM.

Circuite PWM cu componente discrete

În figura 2.5 (a) este prezentată schema de comandă PWM a unei STCC tip flyback, iar figura 2.5 (b) redă principalele forme de undă.

Generatorul de tact, realizat cu circuitul E555, generează o tensiune de formă rectangulară care este diferențiată de grupul R1ech C1, pentru a obține o tensiune de formă triunghiulară, unde R1ech reprezintă rezistența echivalentă din nodul B la masă. Etajului format din tranzistoarele Q3 și Q4 are o impedanță de ieșire mică, pentru a influența cât mai puțin comutația tranzistorului de putere Q5. Prin transformatorul Tr se transferă circuitului de ieșire un impuls cu o anumită durată și amplitudine, reglată în bucla de reacție.

Figura 2.5 (a)

Figura 2.5 (b)

Bucla de reglare conține amplificatorul operațional AO și optocuplorul OC. O fracțiune din tensiunea de ieșire, culeasă de pe divizorul rezistiv R7 R8 este comparată cu tensiunea de prescriere Up de la intrarea amplificatorului operațional. Orice schimbare produsă în tensiunea de ieșire, datorată circuitului de sarcină sau tensiunii rețelei, este preluată de amplificatorul de eroare care comandă optocuplorul. Curentul fototranzistorului modifică forma semnalului în baza lui Q1 (vezi liniile punctate din figura 2.5 (b)). În acest fel se obține o modificare a duratei impulsului tensiunii din secundarul transformatorului Tr, deci a valorii medii a tensiunii de ieșire Uo. Acest circuit poate fi folosit și pentru comanda unei STCC în contratimp.

Circuite integrate PWM specializate

În figura 2.6 (a) se prezintă schema bloc a unui circuit integrat PWM, iar în figura 2.6 (b) principalele forme de undă. Amplificator de eroare AE compară semnalul de reacție ur de la ieșirea sursei cu o tensiune de prescriere up. Tensiunea de eroare ue se aplică la intrarea unui comparator C și comandă bistabilul B. La cealaltă intrare a comparatorului acționează o tensiune liniar variabilă de frecvență fixă produsă de oscilatorul Os. Ieșirile bistabilului, împreună cu semnalul rectangular dat de comparator uc formează comenzile PWM, A și B, cu două porți ȘI.

Figura 2.6 (a)

Din diagramele figurii 2.6 (b) rezultă că la ieșirile A și B ale celor două porți se obțin semnale modulate în durată când semnalul de eroare ue își modifică amplitudinea (vezi modificările cu linie punctată). În consecință, blocurile funcționale ale unui circuit integrat PWM sunt:

oscilatorul cu frecvență fixă sau programabilă;

generatorul de tensiune liniar variabilă;

blocul logic de ieșire;

blocul de protecție etc.

Tensiunea de reacție ur, prin intermediul căreia se modifică gradul de modulație al tensiunii de ieșire, este proporțională cu tensiunea de ieșire, controlul fiind prin tensiune (de exemplu circuitele TL 494, SG 2524, MC 3420 etc). A doua categorie o formează circuitele integrate la care controlul valorii medii a tensiunii de ieșire se face prin curent (UC 1846 etc.).

În cele ce urmează se vor prezenta cele mai reprezentative circuite integrate folosite în proiectarea surselor de comutație, precum și câteva aplicații ale acestor circuite.

Circuitul TL 494 este un circuit PWM cu frecvența de oscilație fixă, care înglobează toate blocurile necesare pentru comanda și controlul prin tensiune a unei surse stabilizate în comutație. Figura 2.7 (a) redă schema bloc a circuitului integrat, iar figura 2.7.b principalele forme de undă.

Figura 2.6 (b)

Figura 2.7 (a)

Generatorul de tensiune liniar variabilă are frecvența de oscilație fixată prin valorile rezistenței RT și condensatorului CT (conectate la pinii 5 și 6) și este dată de relația:

Factorul de umplere al tensiunii PWM de ieșire este controlat în blocul comparator de tensiunea liniar variabilă care se compară cu tensiunea de control a timpului mort (dead time) și cea furnizată de amplificatoarele de eroare. La intrările 1, 2 și 15, 16 ale celor două amplificatoare de eroare se aplică tensiuni de reacție din circuitul de ieșire al STCC.

Figura 2.7 (b)

Pragul de 0,12V determină un impuls de durată minim 4% din durata unui ciclu (vezi figura 2.8), care în general este mai mare decât timpii de comutație ai tranzistoarelor. Se poate controla durata timpului mort prin tensiunea de la pinul 4 și 13. Pinul de control 13 trebuie conectat fie la sursa proprie de referință (pinul 14), dacă circuitul este folosit pentru comanda unui singur tranzistor de putere, fie la masă (pinul 7), dacă se realizează o sursă în contratimp.

Amplificatoarele de eroare se caracterizează printr-un câștig mare (70dB în buclă deschisă) și un timp de răspuns de 400ns. Dacă se dorește un curent de ieșire mai mare tranzistoarele Q1 și Q2 pot fi puse în paralel, frecvența tensiunii de ieșire fiind egală cu frecvența oscilatorului în acest caz.

Figura 2.8

O schemă de protecție la supratensiuni produse de circuitul de intrare al sursei utilizând pinul 4 este prezentată în figura 2.9.

Circuitul TL 431 este folosit ca element sesizor al acestor supratensiuni. Când tensiunea Ui crește și produce la bornele rezistenței R2 o tensiune mai mare de 2,5V, circuitul TL431 intră în conducție, determinând saturarea tranzistorul Q. La borna 4 apare +5V și se blochează etajul de ieșire al circuitului TL 494.

Figura 2.10

Figura 2.9

Pentru a evita ca la punerea sub tensiune circuitul TL 494 să genereze impulsuri de comandă false, se recomandă utilizarea unui circuit de întârziere (soft-start), care să permită generarea impulsurilor pentru comanda tranzistoarelor de putere după un anumit interval de timp (figura 2.10).

În figura 2.11 este prezentată o aplicație a circuitului TL 494 pentru o STCC de mică putere (28V/ 200mA).

Figura 2.11

CAPITOLUL III

Proiectarea circuitului de sarcină comandată electronic

Proiectarea generatorului de curent constant comandat PWM

Modulatorul – PWM

Una dintre cele mai simple tehnici de modulație utilizate pentru a controla un convertor DC / DC este modulația impulsurilor în frecventa. Modulatorul generează un tren de impulsuri pentru a activa convertorul de putere. Impulsuri au o durată a impulsului variabila si o perioada fixa (de 10KHz). In functie de valoarea curentului de iesire modulatorul modifica factorul de umplere al impulsurilor de comanda. Valoarea tensiunii pe sarcina va fi data de relatia:

Vout=Vin*d,

unde d este factorul de umplere si poate lua valori de la 10% la 99% din valoare frecventei impulsului de comanda.

Datele de proiectare ale generatorului de curent:

Iout= 0 – 10A ;

Vred = 35V;

Vmin= 2,5V;

D = 0-0,9 ;

F = 10KHz ;

Fig.3.1 Schema electrică a generatorului de curent

Proiectarea filtrului trece jos

Frecventa de taiere a filtrului, ft, este :

Se alege mult mai mică decât frecvența fundamentala f=10KHz.

Se impune ca pe intrarea neinversoare sa avem un factor de ondulație γ<0,006. Folosind relația de la redresoare cu filtraj, valabila pentru γ mici,

Si alegand R1=30KΩ rezultă C1=227nF.

Aleg C1=330nF

Calculul R4:

Rezultand R4= 4,5 / 10 = 0.45 Ω.

PR4max = R4Ipvmax = 4,5 * 10 = 45W

Se alege R4 = 0.47 Ω / 50W. Am ales Pn,R2>> PR2,max pentru a micșora influenta încălzirii rezistorului asupra preciziei generatorului.

Se va utiliza un rezistor cu coeficient de temperatură mic si toleranță mică.

Rezistorul R2 asigura un curent de colector minim pentru Q1. S-a ales Ic1 = 0,6 mA si a rezultat R3=1KΩ.

Alegerea tranzistorului Q2:

Vce,max=Vmax-Vin-min=50-0=50V

Ic2,max=Isarcina,max=10 A

Pd,max=Vce,max*Ic2=50*10=500W.

Am ales tranzistorul TIP 35C, care îndeplinește aceste condiții.

Alegerea tranzistorului Q1:

Ic1,max= Isarcina,max = 10A

Bf2=25

Tranzistorul ales, 2N2222A, îndeplinește aceste condiții.

Proiectarea blocului de comandă cu Microcontrolerul PIC 16F876:

Microcontrolere. Generalități

Circumstanțele în care ne găsim astăzi în domeniul microcontrolerelor și-au avut începuturile în dezvoltarea tehnologiei circuitelor integrate. Această dezvoltare a făcut posibilă înmagazinarea a sute de mii de tranzistoare într-un singur cip. Aceasta a fost o premiză pentru producția de microprocesoare, și primele calculatoare au fost făcute prin adăugarea perifericelor ca memorie, linii intrare-ieșire, timere și altele. Următoarea creștere a volumului capsulei a dus la crearea circuitelor integrate. Aceste circuite integrate conțin atât procesorul cât și perifericele. Așa s-a întâmplat cum primul cip conținând un micro-calculator, sau ce va deveni cunoscut mai târziu ca microcontroler a luat ființă.

Fig.3.2 Diagrama pin microcontroller PIC16F876

Schema electrică a blocului de comandă și control cuprinde un microcontroler PIC 16F876 care achiziționează pe portul A, configurat ca port Convertor Analog/Digital, informații privind nivelul tensiunii de la intrare și valoarea curentului prin sarcină.

Pentru buna funcționare a microcontrolerului am realizat o sursă de tensiune stabilizată de 5 V, folosind un stabilizator LM7805 la care am conectat capacități atât la intrarea sa cât și la iesirea sa pentru a netezi eventualele fluctuații ale tensiunii. Acesta este configurat soft în microcontroler ca pin de semnal PWM. În funcție de valorile tensiunii de la intrarea și a curentului de la ieșirea convertorului, microcontrolerul ia decizia de a modifica factorul de umplere al semnalului PWM astfel încât să obținem o caracteristică V-I cât mai aproape de modelul simulat al sarcinei de curent constant.

Fig.3.2 Configurația fizică , elemente de baza și conexiuni (blocuri de date) ale microcontrollerului PIC 16F876

PIC 16F876. Caracteristicii:

PIC16F877A aparține unei clase de microcontrolere de 8 biți cu arhitectură RISC. Structura lui generală este arătată în schița următoare reprezentând blocurile de bază.

Microcontrolerul PIC 16F876 are 3 porturi de intrare / ieșire, 3 timere, port serial, un convertor analog digital, ce are 3 intrări multiplexate, 2 module PWM. O caracteristică foarte importantă a microcontrolerelor PIC este că nu au instrucțiuni de tipul PUSH sau POP. PUSH și POP sunt instrucțiuni ale altor microcontrolere (Intel), dar sunt atât de larg acceptate că o întreagă operație este numită după ele. Va trebui în program să ținem cont de acest lucru iar registrele importante să fie încărcate cu vechea valoare, înainte de a se reveni la programul principal.

Fig. Schița internă a PIC16F876

Fig. Modul de conectare al microcontrolerului în cadrul proiectului

Curentul la intrare în PIC trebuie să fie de 25mA. Aleg un curent de 20 mA.

POT =

Aleg POT de 250 Ω /0,25W , toleranță 10%.

Partea de comandă este realizată în jurul microcontrolerului PIC16F876 . Acesta citește valoarea potențiometrului, care reprezintă pragul pentru realizarea semnalului PWM (modifică numarul de perioade al semnalului), și scoate la ieșire semnalele necesare controlării motorului. Semnalele de comandă sunt scoase pe portul RB al microcontrollerului. Acestea se aplică intrării circuitului driver IR2130, pentru comanda tranzistoarelor MOS.

PIC16F876 poate lucra cu patru configurații diferite de oscilator. Pentru că configurațiile cu oscilator cu cristal și rezistor-condensator (RC) sunt cele utilizate cel mai frecvent, doar pe ele le vom menționa aici. Tipul de microcontroler cu oscilator cu cristal cu frecvența peste 4MHz este desemnat ca HS (High speed) , iar microcontrolerul cu perechea rezistor-condensator are desemnarea RC.

Am ales frecvența de lucru a oscilatorul cu cristal de 20MHz ( frecvența maximă de catalog). Oscilatorul cu cristal se afla intr-o carcasa metalica cu doi pini pe care este înscrisă frecvența la care cristalul oscilează. Mai este necesar cate un condensator ceramic cu celalalt capăt la masa de a fi conectați la fiecare pin. 

Oscilatorul si condensatorii pot fi încapsulați împreună intr-o carcasa cu trei pini. Un asemenea element se numește rezonator ceramic si este reprezentat in scheme ca cel de mai jos. Pinii centrali ai elementului sunt masa, iar pinii terminali sunt conectați la pinii OSC1 si OSC2 ai microcontrolerului. Când se proiectează un aparat, regula este sa plasați oscilatorul cat mai aproape de microcontroler, pentru a elimina orice interferenta de pe liniile pe care microcontrolerul primește tactul de ceas.

Fig. Realizarea oscilatorului

Y1 este un rezonator cu , cuarț cu frecvența de rezonanță de 20MHz. Condensatorii C2,C3 sunt de tipul ceramic disc cu următorii parametrii:

capacitate 22pF

tensiune nominală 500V

Proiectarea sursei de alimentare stabilizată a microcontrolerului

Circuitul integrat LM7805

Este un stabilizator de tensiune pozitivă cu mai multe variante de prezentare, ceea ce îl face folositor într-o gamă largă de aplicații. Fiecare tip folosește o limitare internă de curent, o stopare termică și o arie de lucru sigură, ceea ce îl face, teoretic, indestructibil. Dacă îi este asigurat un regim de lucru adecvat poate livra un curent de ieșire de peste 1A. De asemenea, cu ajutorul unor componente externe, se pot obține tensiuni și curenți reglabili. Microcontrolerul ales necesita o tensiune de alimentare de 5V dc.

Schema sursă de tensiune stabilizată 5V

Pentru ca circuitul să funcționeze, este nevoie la intrare în stabilizator de o tensiune mai mare de 7V pentru a putea da la ieșire o tensiune stabilizată de 5V cum este prezentat în figura următoare:

Schema internă a circuitului integrat LM78XX este următoarea:

Caracteristici:

curent de ieșire: peste 1A;

tensiune de ieșire: 5V;

protecție la supraîncărcare termică;

protecție la scurt-circuit;

protecție cu tranzistor pe ieșire.

Pentru a funcționa corect sau pentru a avea o tensiune stabilizată la 5V la ieșire (pinul 3), tensiunea de intrare pe pinul 1 la LM7805 ar trebui să fie între 7V și 35V. În funcție de curentul consumat de montaj vom folosi tipul corespunzător de stabilizator de tensiune LM7805. Sunt diferite versiuni de LM7805. Pentru consum de curent de până la un 1A am folosit versiunea în capsulă TO-220 cu posibilitatea de răcire adițională.

Condensatoarele C4 și C6 electrolitice asigură filtrarea tensiunii, iar condensatoarele C5 și C7 ceramice asigură tensiunea pentru eventualele vârfuri de curent și au si rolul de filtrare a zgomotului.

Condensatorul C4 și C6 se calculează cu relația :

unde :

= 0.1 – factor de umplere

de unde rezultă:

= 314 și

În realitate, am folosit condensatori de 2200 µF pentru o funcționare cât mai bună și optimă a circuitului.

103 = 62,8103 și

În realitate, am folosit condensatori de 100 nF pentru o funcționare cât mai bună și optimă a circuitului.

Am ales:

Condensatorii C4 și C6 electrolitici cu următorii parametrii:

capacitate 2200μF

tensiune nominală 10V

Condensatori C5 si C7 ceramici cu următorii parametrii:

capacitate 100 nF

tensiune nominală 100V

Simularea sursei de curent implementată hardware:

Schema electrica a generatorului de curent constant realizata în PROTEUS

Parametrii simularii sunt:

sursa de tensiune 35V c.c.

sursa de impulsuri 0-5V, 50%, 1KHz

Forma de unda a semnalului de comanda si dupa filtrul trece jos

Forma de unda a semnalului de la intrarea in AO

Forma de unda a tensiunii de iesire (Vred)

Forma de unda a curentului prin sarcina (Isarcina)

Formele de unda corelate in timp

Schema microcontrolerului realizata în PROTEUS

Forma de unda a semnalului de comanda

Realizare practica cablaj cu PIC16F876

Schema realizare practică cu PIC16F876

Cablaj general

Fata BOTTOM

Amplasare componente

Bibliografie

A. Kelemen, M. Imecs, “Electronică de putere”, Editura Didactică și Pedagogică, București, 1983.

A. Silard, “Tiristoare cu blocare pe poartă”, Editura Tehnică, 1990.

C. Rădoi, A. T. Murgan, V. Lăzărescu, ș.a., “Circuite și Echipamente Electronice Industriale”, Editura Tehnică, București, 1986.

C. Rădoi, s.a., “SPICE Simularea și analiza circuitelor electronice”, Ed. Amco Press, București, 1994.

http://electromania.ro/articole/Surse-de-curent.htm

F. Ionescu, s.a., “Convertoare statice de putere”, Editura Tehnica, București, 1995.

I. Liță, N. Bizon – “Electronica”, Îndrumar de laborator, Editura Universității din Pitești, Pitești, 1992.

I. Străinescu, M. Condruc, “Tiristorul – Caracteristici, comandă, protecție, utilizări”, Editura Tehnica, București, 1988.

M. Bodea, I. Teodorescu, șa., “Diode și tiristoare de putere – Aplicații”, Editura Tehnica, București, 1990.

M. Bodea, I. Teodorescu, șa., “Diode și tiristoare de putere – Performanțe”, Editura Tehnica, București, 1990.

N. Bizon, “Electronică Industrială”, Note de curs, Editura Universității din Pitești, Pitești, 2001.

N. Bizon, “Electronică Industrială – I”, Îndrumar de laborator, Editura Universității din Pitești, Pitești, 1999.

N. Bizon, “Dispozitive și circuite electronice de putere”, Culegere de probleme, Editura Universității din Pitești, Pitești, 1999.

P. A. Dan, D. M. Luca, ș.a., “Diode cu siliciu – Catalog”, Editura Tehnica, București, 1986.

***, “Tranzistoare”, Catalog IPRS Băneasa, 1998.

***, “Diode și Tiristoare”, Catalog IPRS Băneasa, 1998.