Circuitul de Comanda

5. Proiectarea schemei

5.1 Circuitul de comandă:

5.1.1 Proiectarea generatorului de semnale cu SG3525/N

In funcție de datele impuse pentru realizarea montajului am ales componentele produse de diverse firme, care să se găsească pe piață în mod uzual și la un preț acceptabil si pentru a obține un produs care poate fi reprodus . Schema circuitului de comandă se găsește în anexa atașata la proiect

Am analizat schema și am prezentat justificarea alegerii acestei configurații și proiectarea acesteia.

Circuitul de comandă l-am ales: SG3525 / N. Acesta încorporează in interiorul circuitului toate funcțiile necesare pentru construcția convertoarelor, care au posibilitatea reglării tensiunii pe sarcină si mentinerea ei in limitele impuse prin intermediul uni circuit de reacție. Acest circuit poate fi de asemenea utilizat in aplicații de putere

Figura 11.

Din schema bloc se observa ca are incorporate toate modulele pentru a realiza funcția de comanda si control : o referință de 5V, un oscilator programabil, un amplificator de eroare, un limitator de curent pentru circuitul de forță și un circuit de oprire din diverse motive – shutdown, un comparator cu un câștig mare și două ieșiri a câte 200mA ce pot fi folosite pentru comanda unui singur dispozitiv de tip forward, sau două dispozitive in contratimp, semipunte și punte prin utilizarea unor circuite adiționale.

Încapsularea circuitului integrat s-a realizat după cum se observa din schema bloc intr-o capsula DIP16 , fiind una din variantele în care se încapsulează circuitul, aceasta este si varianta utilizata in acest proiect.

SG3525/ N este un circuit de control PWM ( pulse with modulation ) cu frecvență fixă. Circuitul funcționează la o frecvență de tact fixata de un rezistor (RT) și un condensator (CT). RT folosit pentru a fixa un curent de încărcare constant pentru CT. Astfel se realizează o caracteristică de tensiune liniară pentru CT. Aceasta tensiune se aplicată comparatorului cu câștig mare care produce un control liniar al pulsurilor de ieșire.

Referința de tensiune, de 5V este folosită pentru alimentarea circuitelor de control interne si pentru funcții de control externe circuitului ( partea de reacție). Tensiunea de referința este utilizata cu ajutorul unui divizor extern pentru a crea o alta referință de tensiune la intrarea amplificatorului de eroare. Tensiunea sursei de alimentare a circuitului este sesizată cu ajutorul unui al doilea divizor rezistiv pentru a genera un semnal de reacție în amplificatorul de eroare. Tensiunea de ieșire a amplificatorului este apoi comparată cu caracteristica de tensiune liniară a condensatorului CT.

Ieșirea PWM care rezultă la ieșirea comparatorului cu câștig mare comanda tranzistoarele de pe ieșirile ( QA sau QB ) în funcție de starea bistabilului. Acest bistabil este legat sincron la ieșirea oscilatorului. Pulsul de ieșire al oscilatorului servește de asemenea ca un puls de blocare pentru a se asigura că cele două ieșiri sa nu livreze in același timp semnal de comanda tranzistoarelor. Mărimea pulsului de blocare este controlată prin modificarea valorii condensatorului CT.

Ieșirile pot comanda o configurație contratimp (push-pull).In acest caz, frecvența este jumătatea frecvenței de bază a oscilatorului(tactului), sau ieșirile pot fi puse în paralel pentru aplicații cu un singur tranzistor pe post de comutator ( forward ).

Ieșirea amplificatorului de eroare este in comun la intrarea în comparator cu limitatorul de curent, circuitul de oprire ( shutdown ) și cu un pin extern pe care se pot aplica semnale de control al câștigului, pe care l-am folosit pentru compensarea amplificatorului de eroare, sau se mai poate folosi pentru a avea semnale adiționale de control asupra circuitului de control.

Parametrii mai importanți de care trebuie ținut cont si sunt recomandați de către producător pentru condiții de funcționare optime : Tensiunea de intrare trebuie sa se încadreze între 8-40V, curentul de ieșire al referinței 0-20mA, curentul prin pinul CT -0,03 la -2mA, valoare lui RT 1,8-100kΩ, valoare lui CT 0,001-0,1uF.

Parametrii ceilalți din nota tehnica au fost studiați și luați în considerare în timpul proiectării.

Oscilatorul controlează frecvența circuitului, care este fixată de RT și CT pe baza formulei:

unde : RT este în KΩ,

CT este în uF,

f este în kHz.

Valorile uzuale pentru CT au variația între 1 si 100 nF, pentru valorile rezistorului RT sunt între 1,8 si 100kΩ. De aici rezultă o frecvență care poate varia de la 120 Hz la 500 kHz. Cu toate acestea frecvența maximă de lucru pe care o garantează producătorul este de 300 kHz, peste aceasta se poate lucra cu diverse riscuri asumate de utilizator.

Semnalul de blocare ( dead-time ) depinde de valoarea semnalului de la ieșirea oscilatorului. Lățimea acestui puls este controlată in funcție de valoarea aleasa pentru CT.

În cazul în care CT este ales de valoare mică, durata pulsului poate fi crescută prin șuntarea pinului 3 la masă cu un condensator de 100pF. Dacă totuși este necesar un timp de pauză ( dead-time ) mai mare, acesta se obține prin limitarea timpului de conducție ( duty cycle ), pentru aceasta se poate folosi circuitul din figura 12.

Figura 12.

Operarea sincronă: atunci când se dorește utilizarea unui ceas extern, se poate folosi un semnal cu amplitudinea de aproximativ 3V care trebuie aplicat la pinul de ieșire al oscilatorului. Impedanța față de masă este aproximativ 2kΩ. In această configurație componentele RT și CT trebuie alese pentru o perioadă de ceas semnificativ mai mare față de cea a ceasului extern.

Pentru operarea sincron a două sau mai multe circuite SG3525, toate terminalele de ieșire ale oscilatoarelor(pinul 3), trebuie conectate între ele, toate terminalele CT trebuie conectate la un singur condensator, iar rezistorul RT la un singur terminal, ceilalți pini RT se lasă liberi sau se pun la Vref. Traseele utilizate trebuie sa fie de lungime minimă între terminalele CT ale circuitelor ce lucrează în paralel pentru o funcționare corectă.

În configurația aleasa in proiect aceasta generează două semnale dreptunghiulare cu factor de umplere de maxim 45%, frecvența de 50KHz pentru comanda fiecărui tranzistor si tensiunea de aproximativ 15V. Pentru obținerea acestor semnale se pornește de la o frecvență de 100kHz, obținută prin calcularea corespunzătoare a frecvenței de oscilație a oscilatorului intern. Aceasta se setează modificând, în limitele impuse de fabricant, rezistorul si condensatorul conectate la pinii 6 și 7 ai circuitului integrat.

Figura 13.

Conform formulei de calcul, daca alegem frecvența de 100kHz și un condensator de 1nF, va rezulta o rezistență de 14,9kΩ:

Pentru o precizie mai bună a frecvenței oscilatorului se poate folosi un semireglabil multitură de valoare mică în serie cu rezistorul pentru a ajunge la valoarea calculată, sau cea măsurată în timpul testelor.

La ieșire pe cele două canale, EA și EB, pinii 11 și 14 ai circuitului, vom avea două semnale de câte 50kHz fiecare, cu factor de umplere de maxim 45%(pentru a evita procesele trazitorii care apar la comutatia tranzistorilor). Aceste semnale sunt în antifază și vor crea în secundarul transformatorului un semnal cu frecvența de 100kHz și factor de umplere de maxim 90%, care magnetizează miezul în ambele sensuri în momentul în care comandă tranzistoarele din punte.

5.1.3 Driverul tranzistoarelor de putere IR2110

Am prezentat în continuare circuitul IR2110. Acesta este un circuit driver pentru tranzistoare MOSFET sau IGBT, de tensiune mare, 500Vmax. Functioneaza cu frecvență ridicată și are două canale diferite (hi and low side driver), daca este utilizat pentru lucrul în semipunte. Pentru lucrul în punte se utilizează două circuite. Intrările logice sunt compatibile cu standardul de ieșire al circuitelor CMOS sau LSTTL. Întârzierile datorate propagării semnalelor prin circuit sunt sincronizate la 10ns pentru a facilita lucrul la frecvențe ridicate, ton / toff, tipice sunt 120 și 94 ns.

Canalul float high (figura 14) poate fi utilizat pentru a comanda un tranzistor de tip N, MOSFET sau IGBT(situat in partea de sus a semipunții), care poate funcționa cu tensiuni până la 500V. Tensiunea de comanda a tranzistoarelor este între 10 și 20V.

Figura 19.

Figura 14.

Condițiile pentru o funcționare corespunzătoare trebuie respectate . În nota tehnică toate testele circuitului au fost realizate la o tensiune de alimentare de 15V, (tabelul 3).

Tabelul 3.

În tabelul 4 si figura 15sunt prezentați timpii de întârziere si graficele aferente ,cât si celelalte semnale ce intervin in timpul funcționarii pentru a putea utiliza circuitul in condiții normale .

Tabelul 4.

Figura 15.

Circuitul are două drivere, cel de sus are ieșirea HO și cel de jos are ieșirea LO .Ele sunt sunt izolate între ele și controlate de linii de intrare independente cu referință de tensiune comună.

Avantajele integrării tuturor elementelor logice și de comandă pe același cip duc la o minimizare a întârzierilor datorate propagării și permit frecvențe de lucru mai mari și pierderi mai mici de comutație.

Circuitul oferă are o capacitate mare de comandă de 2A peak. De exemplu un tranzistor cu o capacitate de 3000pF poate fi încărcat în 25ns și descărcat ceva mai repede, in funcție si de elementele din circuitul driver . Intrările logice încorporează circuite de pull-down, ceea ce permite ca oricare din ele să fie lăsată liberă dacă nu este utilizată.

Pentru o funcționare adecvată a circuitului si a tranzistoarelor comandate trebuie avute în vedere câteva reguli. Prima regula este stabilirea tensiunii de comanda a tranzistoarelor. Marea majoritate a tranzistoarelor MOSFET și IGBT au un punct de la care cresterea tensiunii grilă-sursă nu duce la o reducere semnificativă a timpului de comutație. De obicei tensiunea este 8-9V. Trebuie evitată supraîncărcarea grilei tranzistorului si implicit a condensatorului grila-sursa , deoarece cu cât tensiunea pe grilă e mai mare, durează mai mult să se închidă tranzistorul, de asemenea o sarcină mai mare trebuie suportată de IR2110 si se disipă putere pe circuit si în tranzistoare si scade eficiența. Se ajunge la un curent crescut shoot-throught din cauza timpului de închidere al tranzistoarelor, crește ringing-ul, scade eficiența, temperaturi mai mari pe tranzistorul de sus Q1, figura 16.

Figura 16.

Tensiunea de pe ramura high este susținută de capacitorul de bootstrap (CB) între ciclii de refresh. Un ciclu de refresh se definește ca timpul ce se scurge între perioada de conducție a tranzistorului de jos și/sau dioda internă a lui.

Trebuie făcute compromisuri de multe ori privind valoarea acestuia, nici prea mare pentru că necesită timp de refresh mare, dacă e prea mic, în timpul conducției dispozitivului de sus scade tensiunea prea mult și se poate bloca circuitul, datorită protecției interne la tensiuni de alimentare prea mici.

De asemenea trebuie utilizat un condensator de câțiva uF pentru driver-ul low conectat între pinul Vcc și COM. Acesta trebuie să fie de tip low ESR sau utilizarea unor condensatoare ceramice de ordinul microfarazilor , el trebuie să susțină tensiunea în condensatorul de bootstrap în timpul comutației.

Curentul prin condensatorul CBS circula conform indicațiilor din figura 17.

Figura 17.

Condensatorul CBS poate fi calculat cu formula:

În cazul nostru:

– pentru o frecvență de 50kHz,

– sarcina pe grila 120-140nC,

– sarcina pe diodă 16nC,

– scurgeri în dioda 2uA,

– IQBS = 400uA,

– diferență de tensiuni inainte și după refresh 0,2-0.5V,

Din formula rezultă o valoare a condensatorului intre 280 și 700nF. Se va alege o valoare medie standard de 470nF, ceramic, iar condensatorul de la Vcc la COM va fi de 4,7uF cu tantal. Acestea vor fi plasate cat mai aproape de circuitul de comandă pentru a micsora bucla și rezistența circuitului de cablaj imprimat.

Din experienta practica pentru condensatorul de pe high trebuie sa fie minim 300 ori mai mare decat Ciss a tranzistorului utilizat. Am ales ,iar pentru low de 10-20 ori valoarea de pe high.Am ales

5.1.4 Sursa de alimentare

Alimentarea circuitului se face dintr-o sursa de 15V liniara realizata cu un transformator coborator de tensiune 220v- 22v si stabilizata de circuitul integrat LM350

Figura 18.

Condensatorii C2,C3 sunt alesi in functie de recomandarea catalog LM350 pentru avea un riplu suficient de mic pe iesire .Formula dupa care s-a ales rezistorul pentru a fixa tensiunea dorita pe iesire este: .R3 se alege

5.1.5 Reacția de tensiune

Am lucrat cu multisim (program simulare) pentru ca e mult mai rapid. Se poate si pe diagrama, dar faza de +(30-60) trebuie intuita, un program de simulare oferă însa rezultate rapide. Deci, o inductanța este la 18u, sunt doua inseriate adica un total de 76u pe care eu l-am rotunjit la 70 in ideea ca permeabilitatea scade la un oarecare curent continuu prin inductanta. 4 condensatoare de 1000u, doua in paralel cu doua in serie care fac un total de 1000u cu esr de 50m. Deci primul lucru pus pe multisim a fost LCR, cei 70uH + 1000uF + 50mΩ.
Urmatorul pus trebuie sa fie amplificarea inițiala a sistemului. Sunt doua amplificatoare: unul este cel de eroare pe care se aplica corectia iar celalalt este sistemul care la o variatie data a iesirii amplificatorului de eroare, asigura o variatie corespunzatoare umplerii a tensiunii de iesire. SG-ul contracareaza variatia de la iesire cu inversoarea, deci sistemul este neinversor pentru ca totalul sa fie inversor. Asadar un amplificator inversor care e cel de eroare si unul neinversor al sistemului. In ce priveste amplificarea initiala a sistemului, am luat pentru 3V la iesirea AE (amplif eroare) o variatie a umplerii de la 0% la 100%. Valoarea de 3V este destul de raspandita cam la toate CI de tipul asta. La un raport de transformare de 3,3 si o tensiune medie in primar de 135V (semipunte) se obține un vârf de 41V, tensiune maxima pentru 100% umplere. Deci daca cu 3V variație se obține 41V variație, amplificarea sistemului e de 13,7 ori. Aici am rectificat cu optocuplorul care la acel curent are rata de conversie unitara (ceva mai mult care am considerat ca va compensa divizorul de la led-ul opto) adica va repeta cu fototranzistorul curentul din led. Dar pentru ca sarcina e de 470Ω (fototranzistor) iar citirea se vace prin variatia de pe 220Ω (led), am aproximat ca optocuplorul amplifica de doua ori si deci am rectificat amplificarea initiala la 27,5. Asta am pus in a doua faza,figura 19.

Figura 19.

Intrucat cei 50mΩ sunt o valoare destul de mare care ofera o panta prea scurta de -40dB/dec, am hotărât ca intersecția globalului cu abscisa sa se faca pe panta de -20 introdusa de esr, adică era necesar un palier. Si am hotarat ca acel palier sa vina de pe la rezonanța, adică zeroul introdus la eroare sa fie din 22k+22n. Am aproximat initial o amplificare de 10 ori pe palier (cu 2k2), dar s-a dovedit prea mare, cu intersectie la 20kHz. Deci am optat pentru 5k6 si dupa doua incercari am gasit si cei 100p pentru a micsora faza convenabil. Un generator de semnal si un bode plotter au relevat datele Figura 20.

Figura 20.

Am ales pentru partea de reactie optoculprul PC817

Din figura 21.(aplication note ) arata mai clar ce se petrece in functie de sarcina la PC817:

Figura 21.

Dupa cum se vede, sarcina diferita face ca raspunsul in frecventa sa fie diferit. Cu un rezistor de 10k polul se instaleaza la 3,8kHz. Polul este locul unde atenuarea scade la 0,7 sau -3dB. Daca asta se petrece la 4kHz, va afecta compensarea si răspunsul in frecvența a sursei. Se poate observa ca pentru 1k polul este pe la 30kHz iar pentru 100 ohmi, undeva la 80kHz.

Figura 22.

Pentru ca divizorul aferent intrarii neinversoare a AO din SG este la 2,5V, la acea tensiune se creaza echilibrul si pe intrarea inversoare deci tot 2,5V vor fi pe sarcina optocuplorului. Am ales (R15) sarcina pentru a nu afecta compensarea , adica 5mA.

Cei determina cca. 5mA prin tranzistor, iar cu cei 120% conversie(curent prin tranzistor), inseamna ca sunt necesari 4mA prin dioda optocuplorului care are cam 1V cadere de tensiune si care datorita acelui 1k paralel face ca necesarul sa fie de 5mA ce determina 1,1V pe 220 ohmi.

Daca ieșirea este mai mica, ledul optocuplorului nu se deschide pentru ca nu ramane suficienta tensiune de la zenner cât sa asigure curentul de 5mA necesar prin led, deci umplerea va putea creste pana se ajunge la nivelul necesar, moment in care intervine optocuplorul.

5.1.6 Protecția la supracurent

Figura 23.

Acționarea limitării de curent se face pe pinul 10 (SD). Dupa cum se observa din figura 23. (schema interna), exista un generator de curent de 50uA ca sarcina a tranzistorului ce are in emitor 5k. Pentru a invinge cei 50uA, pe rezistorul de 5k trebuie sa se gaseasca 0,25V la care daca adaug tensiunea jonctiunii baza-emitor de 0,6V, obtin un necesar de 0,85V in pinul 10.

La softstart se adauga o dioda schottky BAT85 + 100k iar astfel tranzistorul poate actiona rapid. Am optat pentru 4.7u si 100k spre referinta de 5V pentru a descarca condensatorul la oprirea sursei.

Am optat așa, pentru ca tranzistorul din CI acționat de transformatorul de curent este intr-o configuratie de generator de curent si daca dioda lipsea, curentul foarte mic al tranzistorului nu putea descarca acel condensator in timp util permitand cresterea inadmisibil de mult a curentului pana la descarcarea capacitatii. Cu dioda, pozitivul capacitatii poate fi pus la masa si cu un curent mic pentru ca negativul capacitatii nu va trece prin dioda. Rezistenta de acolo va descarca negativul intr-un timp mai lung ()daca limitarea persista, dar permite tranzistorului sa scada tensiunea in colector

Transformatorul de curent este realizat pe un tor de ferita recuperat dintr-un bec economic . Bobina are 73 spire conductor 0.18-0.2mm

Pentru cei necesari, pe e nevoie de un curent de aprox. ce trec si prin secundarul transformatorului de curent, care la un raport de transformare de înseamnă in primarul transformatorului de înaltă frecventa un curent de . Puntea cu 4x1N4148, un mic filtru pentru a elimina eventale spike-uri ce pot deruta intervenția. Inlocuind rezistorul de cu un semireglabil si scăzând valoarea se poate fixa un curent mai mare la care să acționeze protecția.