CAP I. PARTICULARITĂȚI CONSTRUCTIVE ȘI FUNCȚIONALE ALE MPP [308033]

CAP I. PARTICULARITĂȚI CONSTRUCTIVE ȘI FUNCȚIONALE ALE MPP

I.1 GENERALITĂȚI

Motorul electric pas cu pas (MPP) este un motor de curent continuu cu comandă în impuls de deplasare unghiulară a rotorului proporțională cu numărul impulsurilor de comandă primite.La fiecare impuls de comandă rotorul execută un pas unghiular apoi se oprește până la sosirea următorului impuls.[anonimizat].[anonimizat].Dacă este comandat corect ajunge și rămâne în sincronism cu impulsurile de comandă.[anonimizat], hidraulice sau pneumatice de amortizare.

Motoarele pas cu pas permite deci deplasarea unui mecanism intr-o [anonimizat], frecvență și sens de rotație.Deoarece fiecare impuls de comandă rotește axul într-o poziție cunoscută singura eroare de poziționare depinde numai de precizia unghiului de pas unghiular.Acesta este în mod obișnuit de aproximativ 5% din valoarea unghiului de pas.

Numărul de pași pentru o rotație completă diferă de la motor la motor.Se întâlnesc curent valori de 400, 200, 180, 144, 72, 48, 24, și 12 [anonimizat], folosind sisteme de comandă numerică.Prin înlocuirea servomotorului de curent continuu cu excitație cu magneți permanenți funcționând în circuit închis cu motoare pas cu pas comandate în circuit deschis se elimină necesitatea unor convertoare D/A, [anonimizat].

Avantajele utilizării motoarelor pas cu pas sunt următoarele:

-[anonimizat](lipsa traductorului numeric de poziție face ca sistemele de comandă în circuit deschis a MPP să fie în prezent cele mai ieftine sisteme de poziționare);

-[anonimizat];

-sunt compatibile cu tehnica numerică;

-gama largă de frecvențe de comandă;

-[anonimizat]-sarcină;

-[anonimizat], reversări, fără pierderi de pași;

-memorează poziția

Dezavantajele utilizării motoarelor pas cu pas sunt:

-[anonimizat], de valoare fixă pentru un motor dat;

-viteză de roatație relativ scăzută;

-randament scăzut;

-necesită o [anonimizat] ([anonimizat]-[anonimizat], [anonimizat]).

I.2 [anonimizat]-un magnet montat pe axa de rotație și din bobine fixe situate împrejurul acestui magnet. Pentru a se obține o rezoluție satisfăcătoare (număr de pași pentru o rotație completă suficient de mare) magnetul este multipolar: el este alcătuit dintr-un cilindru canelat Nord-Sud-Nord-Sud.

Indiferent de tipul motorului, acesta este construit din două părți componente: stator și rotor. Statorul este partea fixă a motorului, în general exterioară, ce include carcasa, bornele de alimentare, armătura feromagnetică statorică și înfășurarea statorică. Rotorul este partea mobilă a motorului, plasată de obicei în interior. Este format dintr-un ax și o armătură rotorică ce susține înfășurarea rotorică. Între stator și rotor există o porțiune de aer numită întrefier ce permite mișcarea rotorului față de stator. Grosimea întrefierului este un indicator important al performanțelor motorului.

Rotorul este compus dintr-un magnet permanent la suprafața căruia sunt fixate două coroane danturate cu cate 50 de dinți, decalate între ele cu o jumătate de dinte. Din profil, se obțin 100 de dinți, alternând un pol nord cu unul sud (numărul de perechi de poli este 50).

Statorul este constituit din două bobine (pentru modelul bipolar) montate sub forma a 8 electromagneți: se obțin astfel, 4 perechi de poli. Numărul maxim de pași ce se pot obține este de 50×4=200 de pași.

Motorul pas cu pas este un tip de motor sincron cu poli aparenți pe ambele armaturi. La apariția unui semnal de comanda pe unul din polii statorici rotorul se va deplasa pana când polii săi se vor alinia in dreptul polilor opuși statorici. Rotirea acestui tip de rotor se va face practic din pol in pol, de unde si denumirea sa de motor pas cu pas. Comanda motorului se face electronic și se pot obține deplasări ale motorului foarte precise, în funcție de programul de comanda.

Un motor pas cu pas, diferă radical de un motor electric convențional. Un motor convențional determina rotirea unui ax și viteza de rotație a acestui ax poate fi modificată prin controlul alimentării motorului. Dar nu este necesar aprioric un circuit de comanda: motorul se rotește imediat ce este conectat la o sursă de alimentare și nu se poate influența asupra poziției precise a axei de rotație sau asupra numărului de rotații ce trebuie efectuate. 
În schimb, un motor pas cu pas, nu se poate roti fără un circuit de comanda special. El permite obținerea unor rotații cu exact același unghi, corespunzător unui pas. Astfel, un motor cu 200 de pași pe rotație, permite rotirea axei, la fiecare comanda primita, cu 360/200=1,8° (spre stânga sau spre dreapta). Se poate deci comanda cu ușurința o deplasare precisă, numărând pașii de efectuat după alegerea sensului de rotație. De aceea, motoarele pas cu pas sunt utilizate în aplicații care impun deplasări precise: robotica, imprimante, scanere, cititoare optice.

Axul motorului pas cu pas execută o mișcare de rotație în pași incrementali discreți când este aplicată în secvența corectă o comandă electrică în pulsuri. Rotația motorului este strâns legată de caracteristicile acestor impulsuri electrice. Astfel direcția de rotație a motorului este direct legată de secvența în care sunt aplicate pulsurile electrice, de asemenea și viteza de rotație este direct dependentă de frecvența impulsurilor electrice iar deplasarea unghiulară este direct dependentă de numărul de pulsuri electrice aplicate.

Fiecare revoluție a axului motorului este alcătuită dintr-o serie de pași discreți. Un pas este definit ca fiind rotația unghiulară a axului motorului la aplicarea unui impuls de comandă. Fiecare impuls face ca axul să se rotească cu un anumit număr de grade caracteristic fiecărui tip de motor. Un „pas unghiular” reprezintă rotația axului motorului la fiecare pas, și se măsoară în grade. În funcție de acest pas unghiular se poate face o clasificare a motoarelor pas cu pas.

În figura 1.1 este prezentată dependența poziției unghiulare a axului (figura 1.1 (b)) de secvența de alimentare a bobinelor (figura 1.1 (a)).

Pe lângă aceste tipuri „clasice” de motoare pas cu pas există un tip de motor cu un design special. Acesta este motorul cu rotorul format dintr-un disc din magnet permanent (figura 1.2)

Acest tip de motor oferă avantajul unei inerții foarte mici, precum și un flux magnetic optim deoarece nu există nici o legătură între cele două bobine ale statorului.

O altă caracteristică importantă a motoarelor, după care ele sunt și clasificate este mărimea lor. Clasificarea după mărime se face în funcție de diametrul corpului motorului, în timp ce lungimea motorului poate varia în interiorul aceleiași clase de mărime. Nivelul de putere al motoarelor pas cu pas variază, de la motoarele foarte mici cu un consum de ordinul mW, la motoarele mai mari cu un consum de ordinul zecilor de watti. Modul de funcționare al motorului pas cu pas este simplu. În momentul când o bobină este alimentată apare un flux magnetic în stator. Direcția fluxului poate fi determinată folosind „regula mâinii drepte”.

De obicei motoarele pas cu pas au două faze, dar există și motoare cu trei sau cinci faze. Un motor bipolar cu două faze are o bobină/fază iar un motor unipolar are o bobină cu priză centrală/fază. De multe ori motorul unipolar este catalogat ca fiind un motor cu patru faze deși el are numai două faze. Există și motoare care au două bobine separate/fază – acestea pot fi conduse fie ca un motor bipolar sau ca un motor unipolar.

Pentru a putea înțelege mai bine structura unui motor pas cu pas trebuie menționat faptul că un pol este considerat acea regiune din corpul magnetizat în care densitatea de flux magnetic este concentrată. Atât statorul cât și rotorul unui motor pas cu pas au poli. Cel mai simplu motor poate avea doi poli (o pereche de poli) pentru fiecare din cele două faze pe stator și 2 poli (o pereche) pe rotor. În realitate sunt prezente mai multe perechi de poli atât pe stator cât și pe rotor, acest lucru ducând la creșterea numărului de pași la o rotație completă a motorului. Motorul pas cu pas cu magnet permanent are un număr egal de poli pe rotor și stator. Cele mai întâlnite tipuri de motoare pas cu pas cu magnet permanent au 12 perechi de poli. Statorul are 12 poli/fază.

Motorul pas cu pas hibrid are rotorul prevăzut cu dinți, acesta fiind împărțit în două pârți de un magnet permanent – rezultă că jumătate din dinți sunt poli sud iar cealaltă jumătate poli nord. De asemenea și statorul este prevăzut cu dinți. Rezoluția unghiulară sau pasul unghiular al unui motor pas cu pas este dat de relația dintre numărul de poli pe rotor și numărul de poli pe stator, și numărul de faze.

Pas unghiular = 360 / (NPh x Ph) = 360/N ,unde

NPh – numărul de poli echivalenți /fază= numărul de poli pe rotor,

Ph – numărul de faze,

N – numărul total de poli pentru toate fazele.

În cazul în care numărul de poli de pe rotor și stator nu este egal, această relație nu mai este valabilă.

I.3 CLASIFICAREA MOTOARELOR PAS CU PAS

Motoarele pas cu pas se construiesc în prezent într-o gamă largă de tipuri constructive pentru diferite puteri și viteze. Criteriul constructiv se referă la geometrie și structura magnetică a motorului.

Motoarele pas cu pas se împart în:

-motoare pas cu pas cu reluctanță variabilă (fig 2a);

-motoare pas cu pas cu magneți permanenți (fig 2b);

-motoare pas cu pas hibride (fig 2c).

Motoarele hibride reprezintă o combinație între primele două tipuri constructive, adică au atât magneți permanenți, cât și reluctanță variabilă. Există și motoare pas cu pas speciale, cum sunt motoarele pas cu pas liniare, electrohidraulice, piezoelectrice etc.

3.1 Motoare cu reluctanța variabila (VR):

Motorul cu reluctanță variabilă are rotorul din fier, cu proeminențe pe suprafața exterioară. Acest tip de motor este util în aplicații neindustriale, care nu necesită un cuplu ridicat, cum ar fi poziționarea unui micro-slide. Motorul prezentat în Fig.2.a, are 8 poli statorici, cu 4 faze, AA1, BB1, CC1, DD1 fiecare fiind formată din câte 2 jumătăți identice, montate corespunzător pe poli diametral opuși (AA1, BB1, etc.). Activarea unei faze (de ex. AA1) determină o atracție magnetică între stator și rotor, ceea ce conduce la alinierea dinților rotorului cu polii corespunzători fazei A. Dacă se alimentează faza BB1 rezultă o rotație a rotorului cu un unghi de 45. Procesul continuă cu alimentarea fazelor CC1, DD1, A1A, B1B,….în sensul acelor de ceasornic. Inversând succesiunea de alimentare a fazelor, de la D la A, se inversează sensul de rotație al rotorului motorului.

Acest tip de motor este cunoscut de foarte mult timp. În fig.2.1 este prezentată o secțiune printr-un motor pas cu pas cu reluctanță variabilă tipic. Motorul este alcătuit dintr-un rotor și un stator, fiecare cu număr diferit de dinți. Poate fi diferențiat ușor de un motor cu magnet permanent deoarece „se învârte ușor”, fără nici o reținere, în momentul rotirii rotorului cu mâna.

Statorul motorului este alcătuit dintr-un miez magnetic construit din lamele din oțel. Rotorul este construit din fier moale nemagnetizat cu dinți și șanțuri.

Relația dintre unghiul de pășire, dinții rotorului și dinții statorului este următoarea:

Unde:

Ψ – pas unghiular,

– numărul de dinți pe stator,

– numărul de dinți pe rotor.

Rotorul este realizat din fier moale și cu înfășurările pe stator. Realizează mișcări de rotație ale axului intre 5˚ si 15˚ cu o viteza ridicata, dar nu își poate menține poziția axului pe durata lipsei tensiunii de alimentare a bobinelor din care este realizata înfășurarea satorică.

3.2 Motoare cu magneti permanenti (PM):

Motorul cu magneți permanenți funcționează la viteze relativ mici, dezvoltând cupluri reduse, cu unghiuri de pas mari, de 45 sau 90. Acest motor este soluția ideală pentru aplicații neindustriale, cum ar fi poziționarea rotiței de imprimare a unei imprimante. În Fig.1.b este prezentat un motor cu un unghi de pas de 90, având 4 faze în stator (A-D). Alimentându-se succesiv cele 4 faze, rotorul se va roti în funcție de modificările câmpului magnetic, adică se va poziționa sub polul a cărui înfășurare este alimentată (Fig.2.2).

La acest tip constructiv înfășurările sunt realizate pe stator dar rotorul este realizat din magneți permanenți fără dinți, magnetizați perpendicular pe axa care separa polii. Daca bobinele sunt energizate secvențial rotorul se va roti prin atracție magnetica. Aceste motoare realizează mișcări ale axului de 45˚ sau 90˚ cu un cuplu ridicat dar la viteze de rotație mici.

Principiul de funcționare al motorului pas cu pas cu magnet permanent este foarte simplu și constă în reacția dintre rotorul din magnet permanent și un câmp magnetic creat de stator. În figura 2.2b este prezentat statorul motorului cu bobinele și polii acestuia precum și statorul din magnet permanent.

Aceste motoare pas cu pas se împărt la rândul său, în mai multe categorii în funcție de modul de conectare al bobinelor:

• Motoare pas cu pas cu magnet permanent unipolare;

• Motoare pas cu pas cu magnet permanent bipolare;

• Motoare pas cu pas cu magnet permanent multifază (sunt mai rar întâlnite).

De menționat că și motoarele pas cu pas cu reluctanță variabilă sunt de tipul unipolar și bipolar, iar construcția lor este exact ca cea a motoarelor pas cu pas cu magnet permanent. Am ales să prezint aceste tipuri de motoare în clasificarea motoarelor pas cu pas cu magnet permanent pentru că sunt mai des întâlnite.

3.3 Motoare hibride:

Motoarele pas cu pas probabil sunt cele mai des utilizate și răspândite tipuri de motoare. La început au fost create ca motoare sincrone cu magnet permanent de viteză mică. Ele combină cele mai bune caracteristici ale motoarelor cu reluctanță variabilă și a motoarelor cu magneți permanenți, de unde și denumirea de motoare hibride.

Funcționează la viteze mari si cuplu dinamic mare. Beneficiază și de așa numitul “detent torque”, adică un cuplu care asigura menținerea fixa a poziției axului si pe durata lipsei energizării bobinelor. Motorul hibrid este alcătuit dintr-un rotor format din doi poli separați de un magnet permanent axial, cu dintele opus deplasat față de dintele corespunzător cu o distanță egală cu jumătate din înălțimea unui dinte pentru a permite o rezoluție mai mare la pășire (figura 2.3a motorul hibrid în secțiune și un detaliu al modului de amplasare al dinților)

Modul de dispunere a înfășurărilor statorice este prezentat în fig 2.3b:

In figura de mai jos se poate vedea o sectiune printr-un motor hibrid.

Cererea tot mai mare de motoare pas cu pas cu performante remarcabile și un zgomot redus a dus la apariția a două tipuri de motoare hibride:

Motoarele hibride cu 2 (4) faze – folosit în aplicații obișnuite;

Motoarele hibride cu 5 faze – folosite în aplicații speciale deoarece oferă următoarele avantaje față de alte tipuri de motoare: rezoluție mare, zgomot mic în timpul funcționării, moment de reținere mic.

Deși toate aceste avantaje fac din el un motor foarte performant, acest lucru atrage după sine și un cost semnificativ mai mare al driver-elor. Deci în alegerea unui motor pas cu pas, de orice tip ar fi el, trebuie să se țină cont în primul rând de cerințele aplicației în care va fi folosit și în al doilea rând, de prețul motorului.

În figura de mai jos sunt prezentate secțiuni transversale prin motoare hibride cu 2, 3 și 5 faze.

În cazul motoarelor pas cu pas hibride un număr de faze mai mare însemna un cost mai mare. Odată cu implementarea tehnologiei de conducere sinusoidală în 3 faze a fost posibilă scăderea numărului de faze ale motorului, deci și costul de producție, rezoluția motorului (numărul de pași/rotație) fiind determinată de numărul de perechi de poli în rotor. Astăzi cel mai răspândit tip de motor pas cu pas hibrid este cel cu 3 faze. Odată cu progresul tehnologiei de conducere un motor cu 3 faze poate egala, din punct de vedere al performanțelor, un motor cu 5 faze.

I.4 Înfășurări ale motoarelor pas cu pas

Există următoarele tipuri de înfășurări:

monofilare – o singură înfășurare pe pol statoric (Fig.3.a);

bifilare – există două seturi identice de înfășurări pe fiecare pol statoric. În această configurație a înfășurărilor, funcționarea motorului este simplificată, la transferul curentului de pe o bobină pe alta. Bobinarea înfășurărilor în direcții opuse, conduce la inversarea sensului de rotație al motorului. În cazul motoarelor cu înfășurări monofilare, pentru inversarea sensului de rotație este necesară inversarea sensului curentului prin aceeași bobină.

De obicei, motoarele pas cu pas bifilare au 8 fire, ceea ce determină o flexibilitate în legarea înfășurărilor în serie sau paralel. Există, de asemenea, motoare pas cu pas bifilare cu 6 fire, disponibile pentru aplicațiile care necesită conectarea în serie a înfășurărilor (Fig.3.b).

I.5 MĂRIMILE CARACTERISTICE ALE MPP

În continuare se vor defini caracteristicile mai importante ale MPP, precum si alte date de catalog și parametri măsurați ai MPP.

● Unghi de pas , exprimat în grade geometrice sau radiani, reprezintă valoarea unghiului de rotație pe care îl execută rotorul la aplicarea impulsului de comandă unei înfașurări sau simultan unui grup de înfășurări.

● Timpul de efectuare a unui pas .Se determină cunoscând variația în timp a unghiului de rotație la efectuarea unui pas așa cum se arată in Fig. I-19.Pentru un moment unghiul θ(t) devine egal cu pasul comandat , viteza rotorului este maximă și ca urmare, pe baza energiei cinetice acumulate, rotorul depășește această poziție, unghiul atinge valoarea tranzitorie maximă , după care începe să scadă și în final să atingă valoarea de echilibru.Procesul se repetă pentru pasul următor și oscilațiile sunt cu atât mai mari cu cât coeficientul de frecare vâscoasă este mai mic.Fenomenul este cu atât mai pronunțat cu cât frecvența f=1/T a impulsurilor de comandă este mai apropiată de frecvența proprie a motorului ceea ce face ca aceste motoare să nu fie utilizate sub anumite frecvențe.Pentru amortizarea acestor oscilații se utilizează diferite procedee mecanice sau electronice.Tot din această figură se poate determina pulsația proprie de rezonanță a motorului .

● Unghiul dinamic de sarcină (suprareglarea) δ reprezintă devierea unghiulară maximă a poziției rotorului față de punctul de echilibru stabil după aplicarea ultimului impuls de comandă.

● Unghiul static de sarcină (deviația) ε reprezintă unghiul ce definește deplasarea punctului de echilibru stabil, datorită cuplului rezistent de pe arborele motorului (fig I-20).

● Cuplul maxim static sincronizat (critic) este egal cu valoarea maximă a cuplului rezistent de tip activ, care poate fi aplicat la arborele motorului având o fază alimentată, fară ca să se producă o rotație continuă a rotorului (fig I-20).

● Cuplul de menținere este egal cu cuplul rezistent maxim, ce poate fi aplicat la arborele unui MPP cu fazele nealimentate, fără ca să provoace rotirea continuă a rotorului.Este caracteristic MPP cu magneți permanenți.

● Eroarea de pas , reprezintă abaterea unghiulară sistematică maximă, pozitivă sau negativă, față de valoarea unghiulară nominală a pasului (este necumulativă).

● Precizia de poziționare cu MPP depinde în principal de eroarea de pas a motorului folosit.În general, precizia de poziționare este privită ca un rezultat al funcționării în asamblu a sistemului de poziționare incremental, car în care se poate constata că eroarea cu care se execută incrementul de poziționare depinde și de sistemul de transmisie a mișcării de la motor la elemntul poziționat (jocul în lagăre și în cuplaje).

● Caracteristica limită de pornire definește domeniul cuplu-frecvență de comandă limită, în care MPP poate porni fără pierderi de pași (curba 1, Fig. I-21).

● Caracteristica de mers definește domeniul cuplu-frecvență de comandă limită, în care MPP poate funcționa în regim stabilizat, fără pierderi de pași (curba 2, Fig I-21).

● Caracteristica de reversare definește domeniul cuplu-frecvență de comandă limită, în care MPP poate reversa, fără pierderi de pași (curba 3, Fig. I-21).Frecvența impulsurolor de comandă pentru care MPP poate reversa fără pierderi de pași este aproximativ jumătate din cea de pornire.

O variație optimă a frecvenței impulsurilor de comandă pentru pornire, mers în sarcină, oprire și reversare este prezentată în Fig. I-22 (-timpul de accelerare, -timpul de mers cu viteză constantă, -timpul de decelerare).

● Frecvența limită de pornire , reprezintă frecventa maximă a impulsurilor de comandă, cu care MPP poate porni fără pierderi de pași, pentru un cuplu rezistent și un moment de ierție J date (pentru rezultă frecvența limită maximă de pornire

● Frecvența limită de mers , reprezintă frecvența maximă cu care poate funcționa un MPP, pentru un cuplu rezistent și un moment de inerție J date (pentru rezultă frecvența limită maximă de mers , Fig. I-21).

● Frevența limită de reversare , reprezintă frevența maximă a impulsurilor de comandă cu care se poate realiza reversarea sensului de rotație a MPP, pentru un cuplu rezistent și un moment de inerție J date (pentru

CAPITOLUL II

COMANDA ȘI ALIMENTAREA

MOTOARELOR PAS CU PAS

II.1 GENERALITĂȚI

Performanțele unui motor pas cu pas sunt strâns legate de tipul schemei sale de comandă și alimentare.În afară de performanțe ca: frecvența maximă de mers, amortizarea, cuplul dinamic maxim etc., la fel si randamenntul și puterea disipată a motorului, depind în mare măsură de schema sa de comandă și alimentare.

În general comanda unui MPP se face printr-un dispozitiv electronic de putere care alimentează secvențial înfășurările fazelor motorului.Sensul de distribuție a alimentării, ca și tipul secvenței (simplă, dublă, mixtă) precum și frecvența de comutare a înfășurărilor, sunt realizate prin prelucrarea logică secvențială cu circuite integrate digitale, în timp ce forma curentului în fazele motorului se realizează printr-un etaj de comutație statică forțată.

Rolul acestui dispozitiv este de a prelua semnalele logice de comandă, de obicei TTL, CMOS (impulsuri de comandă, nivel de sens, tip de secvență), a le distribui secvențial într-un număr de combinații egal cu numărul fazelor MPP, a le amplifica și apoi de a le aplica fazelor motorului.

Schema bloc generală, reprezentând comanda în circuit deschis a unui MPP cu patru faze este prezentată în Fig. II-1.

Impulsurile de comandă pot proveni de la un generator de impulsuri propriu, reglat manual, sau de la un calculator numeric.Frecvența f=1/T prescrisă generatorului de impulsuri constituie și frecvența de pas a MPP.Blocul distribuitor de impulsuri impune secvența de comutație a înfășurărilor MPP corespunzător sensului și tipului de secvență alese.Impulsurile furnizate de distribuitor, comandă contactoarele statice (driver) care generează impulsurile de curent pentru acționarea MPP.

II.2 GENERATOARE DE IMPULSURI PENTRU COMANDA MPP

Un motor pas cu pas poate fi comandat în circuit deschis sau în circuit închis.Comanda în circuit deschis poate fi clasificată astfel:

-comanda cu impulsuri singular (puls cu puls);

-comanda cu tren de impulsuri.

La comanda puls cu puls, din cauză că frecvența pașilor este suficient de scăzută, rotorul motorului ajunge după executarea unui pas, într-o stare de repaus care durează până la conectarea urmatoarei faze.Prin urmare motorul poate fi pornit, oprit sau reversat fără pierdere de pași.

În cazul comenzii cu tren de impulsuri motorul va urmări o frecvență a trenului de impulsuri de intrare și va funcționa într-un mod foarte asemănător cu motoarele sincrone.Rotorul se va mișca continuu, fără poziții de repaus înaintea aplicării impulsurilor.

Pentru comanda cu impulsuri singulare trebuie utilizată ca sursă de tact un oscilator convențional (astabil), care comandă secvența logică a motorului.Cerința principală impusă acestor circuite este stabilitatea ridicată a frecvenței oscilațiilor proprii.În figura II-2 este prezentată schema unui oscilator tipic, bazat pe circuitul temporizator ΒE555.Acest circuit poate lucra cu tensiuni de alimentare cuprinse între +5V și +18V, fiind deci compatibil atât cu circuite logice TTL sau CMOS, cât și cu circuitele realizate cu amplificatoare operaționale.Etajul său de ieșire eate astfel proiectat și realizat ăncât poate furniza sau absorbi curenți de până la 200Ma.

Cele două intrări de comparare (PS si PJ) sunt conectate împreună și urmăresc tensiunea de pe condensatorul C.Condensatorul C se încarcă de la tensiunea de alimentare prin rezistențele (tranzistorul de descărcare este blocat).În momentul în care tensiunea pe condensator atinge pragul de sus (0,66*) schema basculează și tranzistorul de descărcare se saturează.Condensatorul C se descarcă prin rezistența la GND.În momentul în care tensiunea pe condensatorul C atinge niveulul pragului de jos (0,33*) schema rebasculează, tranzistorul de descărcare se blochează și ca urmare se reia procesul de încarcare.

Durata de încărcare, cea de descărcare și perioada oscilației sunt date de relația:

Valorile care se obțin pentru factorul de umplere din schema din Fig. lI-2 sunt cuprinse teoretic în gama .Forma de undă simetrică apare numai în cazul ideal când . În practică se recomandă ca valoarea rezistenței să nu coboare sub . Printr-o ușoară schimbare a circuitului extern de temporizare se pot obține factori de umplere (Fig. II-3). Cu Ajutorul a două diode, se separă căile de încărcare și descărcare ale condensatorului C. Încarcarea are acum loc numai prin rezistența , deoarece dioda este blocată, iar dioda conduce. Dacă se neglijează căderea de tensiune pe dioda , timpul de încărcare al condensatorului C între este dat de relația:

·C·ln2

În perioada de descărcare dioda este blocată, iar prin dioda se închide curentul de descărcare al condensatorului C prin rezistența . Timpul de descărcare este dat de relația:

·C·ln2

Expresia perioadei de oscilație este:

În Fig. II-4 este prezentată schema unui generator programabil de impulsuri. Acesta este realizat cu circuite logice în tehnologie TTL, oferind posibilitatea prescrierii numărului de pași ce trebuie executați de către motor. Prescrierea numărului de impulsuri se realizează cu două comutatoare BCD (deci există posibilitatea prescrierii a maxim 99 impulsuri de comandă). Circuitele de bază sunt două numărătoare decadice sincrone reversibile conectate în modul de numărare înapoi, la care starea inițială se impune cu ajutorul butonului ÎNCĂRCARE. Impulsurile provin de la un oscilator realizat cu ”timer“-ul și declanșat de comutatorul START/STOP. Monostabilul din schema propusă este prevăzut din două motive: cu ajutorul lui se ajustează durata și polaritatea dorită a impulsurilor și, totodată asigură că, dacă oscilatorul este blocat, un tact de ieșire nu se va termina prematur. Un circuit SAU surprinzând starea zero a numărătoarelor determină blocarea porții ȘI de acces a impulsurilor de comandă.

Frecventa impulsurilor de comandă (viteza MPP) poate fi modificată cu ajutorul potențiometrului P în plaja:

,

și poate fi extinsă superior sau inferior schimbând valoarea condensatorului .

Dispozitivul este prevăzut și cu posibilitatea generarii manuale, cu ajutorul butonului TACT MANUAL, a impulsurilor de comandă. De asemenea, există și un bloc de afșare și un circuit de inițializare (hard și la alimentare).

II.3 DISTRIBUITOARE DE IMPULSURI PENTRU COMANDA MPP

II.3.1 Distribuitor de impulsuri realizat cu circuite basculante bistabile

Distribuitoarele de impulsuri sunt blocuri ce preiau trenul de impulsuri de comandă (TTL sau CMOS), împreună cu comenzile de sens și furnizează la ieșire m (numărul de faze ale MPP) trenuri de impulsuri decalate unele față de altele cu unghiul (pasul electric): . Semnalele de la distribuitor determină prin intermediul blocului contactoarelor statice (driver) alimentarea fazelor motorului în secvența impusă: simplă, mixtă sau dublă.

În principiu, orice distribuitor are o parte secvențială constând în general dintr-un numărător și o parte combinațională ce realizează decodiñcarea (secvența de lucru), uneori și sensul (atunci când se folosește un numărător sincron reversibil sau un registru de deplasare).

Variantele realizate cu circuite basculante bistabile (CBB) sunt printre cele mai simple distribuitoare de impulsuri pentru MPP. Prin folosirea CBB sincrone, fenomenele de concurs între semnale sunt eliminate.

Se prezintă în continuare metoda de sinteză a acestor distribuitoare de impulsuri pentru cazul unui MPP cu patru faze (A, B, C, D), pentru secvențele de alimentare simplă, dublă și mixtă. Studiind diverse variante, a rezultat mai economică proiectarea cu CBB sincrone de tip T, atât în privința necesarului de timp pentru sinteză cât și în cea a simplității parții combinaționale. Cât privește codul folosit la asignare, a rezultat o structură mai simplă folosind codul binar natural.

Sensul de rotație este stabilit de variabila S astfel: sens orar S=l, sens antiorar S=0.

Functionarea unui CBB de tip T se bazează pe tabelele de adevăr (Tab. II-l) și de excitație (Tab. II-2) prezentate în Fig. II-5. Rezultă următoarea ecuație logică a CBB de tip T (realizat ușor cu CBB de tip JK):

II.3.l.l Sinteza distribuitorului de impulsuri pentru secventă simplă

În cadrul secvenței simple, la un moment dat este alimentată o singură fază. Rezultă urmatoarele cazuri:

– sensul orar (S=1) determină succesiunea: A→B→C→D→A→B etc.;

-sensul antiorar (S=0) determină succesiunea: A→D→C→B→A→D etc.

Din analiza secvenței, în cazul oricărui sens de rotație, rezultă necesitatea unui circuit logic secvential cu patru stări stabile. Acestea pot fi materializate cu două CBB de tip T, ale căror ieșiri se noteaza cu .

Asignarea stărilor (Tab. II-3) și graful de tranziții sunt prezentate în Fig. II-6.

Pe baza tabelului de excitații (Tab. II-4) și a diagramelor Karnaugh prezentate în Fig. Il-7 rezultă comenzile ce trebuiesc aplicate pe intrările de date ale celor două bistabile:

Pe baza tabelului de decodificare a stărilor (Tab. II-5) și a diagramelor Karnaugh prezentate în Fig. II-8 se deduc următoarele expresii logice prentru ieșirile distribuitorului de impulsuri:

Schema logică și formele de undă ale distribuitorului de impulsuri pentru secvența simplă de comandă sunt prezentate în Fig. II-9.

II.3. l .2 Sinteza distribuitorului de impulsuri pentru secvență dublă

În cadrul secvenței duble se alimentează două faze simultan. Deosebim astfel situațiile:

-sensul orar (S=l) determină succesiunea: AB→BC→CD→DA→AB→BC etc.;

-sensul antiorar (S=0) determină succesiunea: AB→AD→CD→BC→AB→AD etc.

Analizând secvența, rezultă necesitatea unui circuit logic secvențial cu patru stări stabile, deci a două CBB de tip T, având ieșirile notate cu

Asignarea stărilor (Tab. II-6) și graful de tranziții sunt prezentate în Fig. II-10.

Se observă că asignarea stărilor și graful de tranziții sunt aceleași ca în cazul anterior. Rezultă aceleași expresii logice pentru variabilele de excitație ale memoriei, ceea ce diferă fiind partea de decodiñcare a stărilor.

Pe baza tabelului de decodificare a stărilor (Tab. II-7) și a diagramelor Karnaugh prezentate în Fig. II-11 se deduc următoarele expresii logice pentru ieșirile distribuitorului de impulsuri:

Formele de undă și schema logică a distribuitorului de impulsuri pentru secvența dublă de comandă sunt prezentate în Fig. II-12.

II.3.1.3 Sinteza distribuitorului de impulsuri pentru secvența mixtă

Secvența mixtă presupune alternarea alimentării unei faze cu alimentarea a două faze succesive: una din cele două faze este cea care a fost alimentată individual la momentul anterior. Comanda în această secvență conduce la dublarea rezoluției (numărul de pași pe tură) motorului.

Distingem următoarele cazuri:

-sensul orar (S=l) determină succesiunea: A→AB→B→BC→C→CD→D→AD→A ete;

-sensul antiorar (S=O) determină succesiunea: A→AD→D→CD→C→BC→B→AB→A etc.

Analizând secvența, în cazul oricărui sens de rotație, rezultă necesitatea unui circuit logic secvențial având opt stări stabile, ce pot fi materializate cu trei CBB de tip T, ale căror ieșiri se notează cu .

Asignarea stărilor (Tab. II-8) și graful de tranziții sunt prezentate în Fig. II-13.

Pe baza tabelului de excitații (Tab. II-9) și a diagramelor Karnaugh prezentate în Fig. II-14 rezultă comenzile ce trebuiesc aplicate intrărilor de date ale celor trei bistabile:

Pe baza tabelului de decodiñcare a stărilor (Tab. II-10) și a diagramelor Karnaugh prezentate în Fig. II-15 se deduc următoarele expresii logice pentru iesirile distribuitorului de impulsuri:

Schema logică și formele de undă ale distribuitorului de impulsuri pentru secvența mixtă de comandă sunt prezentate în Fig. II-16.

Distribuitoarele de impulsuri prezentate se caracterizează prin simplitate constructivă și siguranță sporită în funcționare. Acestea au un preț scăzut determinat de utilizarea în exclusivitate a componentelor indigene și reprezintă o alternativă iefitină pentru un circuit integrat specializat scump și greu de procurat.

II.3.2 Distribuitor de impulsuri realizat cu registru de deplasare

Schema bloc a unui distribuitor reversibil de impulsuri realizat cu registru este prezentată în Fig. II-17. Circuitul de bază al acestui distribuitor de impulsuri este un registru multifunctional de 8 biți (SN 74198), utilizat într-o gamă largă de aplicații. Circuitul este construit ca un bloc secvențial multifuncțional de mare viteză, reversibil, care poate fi folosit în modurile:

• încărcare paralelă:

• deplasare serial de la stânga la dreapta DSR →→→→→ → →→(DSR=intrarea serială).

• deplasare serial de la dreapta la stanga ←← (DSL=intrarea serială).

Distribuitorul de impulsuri trebuie să asigure secvențele uzuale de lucru: simplă (S), mixtă (M) și dublă (D). Secvența dorită de comandă se prescrie cu ajutorul comutatorului MOD.

Intrările de selecție corespunzătoare modului de funcționare și , sunt comandate cu ajutorul butonului INIȚIALIZARE [ ] și a comutatorului SENS [orar [ și antiorar [].

Pentru cele trei secvențe, pe intrările paralele de date se aplică următoarele combinații:

-secvență simplă:

-secvență dublă:

-secvență mixtă:

Evoluția registrului pentru cele trei secvențe de comandă este prezentată în Tab. II-11 (sens ORAR) și Tab. II-12 (sens ANTIORAR) pentru secvența simplă, Tab. II-13 (sens ORAR) și Tab. II-14 (sens ANTIORAR) pentru secvența dublă și în Tab. II-15 (sens ORAR) și Tab. II- 16 (sens ANTIORAR) pentru secvența mixtă.

În Tab. II-17 sunt prezentate intrările seriale (DSL și DSR) ale registrului pentru cele trei secvențe uzuale de comandă. Prin urmare expresiile logice pentru cele 2 intrări seriale sunt:

Prin urmare, pentru circuitul combinațional , rezultă schema logică reprezentată în Fig.II-18.

În Tab. II-18 sunt prezentate ieșirile A, B, C, D ale distribuitorului de impulsuri pentru cele trei secvențe uzuale de comandă:

Ca urmare, expresiile logice pentru ieșirile distribuitorului de impulsuri sunt:

Prin urmare, pentru circuitul combinational , resultă schema logică reprezentată în Fig.II 19.

În Tab. II-19 sunt prezentate intrările paralele de date , , , , , , , ale registrului pentru cele trei secvențe uzuale de comandă.

Din diagramele Karnaugh prezentate în Fig. II-20 rezultă următoarele expresii logice pentru intrările paralele de date ale registrului:

Schema electrică a distribuitorului reversibil de impulsuri realizat cu registrul SN 74198 este prezentată în Fig. II-21.

II.3.3 Distribuitor de impulsuri realizat cu circuit de memorie

Circuitele EPROM care au devenit referințe, sunt cele ale firmei INTEL si acoperă capacitățile de la [2÷512] Kbytes, organizate în cuvinte de un octet, reprezentate prin tipurile 2716, 2732, 2764, 27128, 27256 și 27512. Schema electrica a unui distribuitor reversibil de impulsuri realizat cu circuit de memorie de tip EPROM 2716 este prezentată în Fig. II-22.

Distribuitorului de impulsuri astfel realizat asigură toate cele trei secvențe uzuale de comandă: simplă, dublă și mixtă. Selecția uneia din cele trei secvențe de lucru se realizează prin intermediul comutatorului cu 3 poziții MOD. Prescrierea sensului se realizează prin intermediul comutatorului cu 2 poziții SENS. Ieșirile A, B, C, D ale distribuitorului de impulsuri se obțin la ieșiri1e de date , , și respectiv ale memoriei EPROM.

Conținutul memoriei EPROM este prezentat în Tab. II-20 (A pentru secvență simplă, B pentru secvență dublă și C pentru secvență mixtă). Din acest tabel se observă că:

● Prin biții , se impune secvență de lucruȘ

secvență simplă pentru ;

secvența dubla pentru ;

secvență mixta pentru .

● Prin bitu1 se impune sensul:

ORAR pentru =“0” logic;

ANTIORAR pentru =“1” logic.

● Cele opt stări ale secvenței mixte (pentru un sens sau celălalt) impun trei biți de adresă: . În consecință, este nevoie de un numărător care să numere numai ăn sens direct.S-a utilizat numărătorul binar sincron reversibil CDB 4193.

● Datele sunt înscrise în zona: .

Distribuitorul de impulsuri realizat cu memorie EPROM, în comparație cu celelalte două variante se remarcă prin:

– o structură foarte simplă;

– printr-o simplă reprogramare a circuitului de memorie se pot adăuga noi funcții;

– este prevăzut monostabilul retriggerabil realizat cu circuitul βE555, care comandă reducerea curentului din fazele motorului pas cu pas atunci când impulsurile de comandă lipsesc mai mult de o durată:

II. 4 Alimentarea MPP

II. 4.1 Generalități

Semnalele generate de distribuitorul de impulsuri trebuiesc amplificate pentru a transmite puterea adecvată motorului. La puteri mici sau chiar mijlocii tranzistoarele bipolare de putere rămân cele mai utilizate. Problema principală a contactoarelor statice (driver) o constituie polaritatea tensiunii aplicate fazelor motorului. Din acest punct de vedere se deosebesc drivere pentru alimentarea unipolară și pentru alimentarea bipolară. Deoarece la curenți mari tranzistoarele bipolare de putere au factor de amplificare în curent relativ scăzut, montajele Darlington sunt foarte frecvent folosite ( Fig. II-25a, b).

Se poate observa că la montajele din Fig. II-25a, tranzistorul de putere rămâne cu o tensiune reziduală de 0,9V între colector si emitor atunci când ar trebui să fie saturat, lucru destul de supărător. O soluție o reprezintă varianta din Fig. II-25b, unde apare mica rezistență pe care trebuie să cadă o tensiune [0,6÷0,7]V la curentul nominal, preluând o parte din puterea disipată pe , pe care rămân tensiuni de numai [0,2÷0,3]V. Rezistența poate fi înlocuită cu o diodă montată în sens direct cu tensiunea de deschidere judicios aleasă. Pentru reducerea pierderilor de comutație, fronturile de comutație trebuie să fie de cât mai scurtă durată, ceea ce impune capacități interne cât mai mici tranzistoarelor și diodelor folosite.

Principala problemă care apare la creșterea frecvenței de comandă constă în aceea că la întreruperea sau conectarea curentului inductanța a înfășurării generează supratensiuni care se opun schirnbării valorii curentului. Dacă se utilizează schema din Fig. II-26, se observă că la frecvenței mici curentul este limitat numai de rezistența a înfășurării. Din acest motiv, tensiunea de alimentare , trebuie aleasă în așa fel încât să nu depășească curentul admis prin înfășurări și contactoarele statice, deci relativ mică. Totodată, valorile limită ale tensiunii de străpungere și puterii disipate nu trebuie depășite în nici un mod de funcționare. La stabilirea curentului prin fazele motorului, acesta va crește după legea (nu se ține cont de tensiunea electromotoare de rotație):

unde:

● este constanta electromagnetică de timp a fazei motorului:

● și sunt inductivitatea proprie medie relativ rezistența fazei motorului;

● este tensiunea continuă nominală de alimentare.

Pentru ca MPP să răspundă la frecvențe de comandă cât mai mari, este necesar ca timpul de stabilire a curentului la valoarea [0,98÷0,99]% din valoarea de regim staționar să fie cât mai mic. Cum constanta electromagnetică de timp este în general destul de mare (constante de ordinul 3ms sunt uzuale), frecvența de comandă înseamnă [67÷84]Hz, cee ace reprezintă destul de puțin.

La încercarea de întrerupere a curentului, inductanța va genera o tensiune care tinde să mențină curentul în faza motorului. Tranzistorul fiind blocat, această tensiune va crește suficient de mult ca energia înmagazinată în câmp () să fie preluată de capacitatea parazită . Deoarece capacitatea parazită este mică, această tensiune va fi foarte mare, în special la curenți și inductanțe mari. Presupunând că tranzistorul final rezistă (la fel izolațiile), vor avea loc oscilații în circuitul , , până la epuizarea prin disipare termică pe rezistența a energiei.

Procedeele care asigură creșterea mai rapidă a curentului se numesc în general de forțare, iar cele care asigură o cale de continuare și scădere rapidă a curentului de întrerupere pentru suprimarea supratensiunilor se numesc de supresare.

Reducerea timpului de creștere a curentului în faze se realizează prin următoarele tehnici:

● Forțarea prin rezistență serie;

● Forțarea prin tensiune (alimentarea cu două tensiuni sau cea de tip “chopper”).

II. 4.2 Forțarea prin rezistență serie

Forțarea prin rezistentă se bazează pe micșorarea constantei de timp prin înserierea de rezistențe în fazele motorului. în Fig. II-27a este prezentat un astfel de driver, în care , sunt parametrii fazei MPP, R este rezistența adițională de forțare, T este tranzistorul cu rol de întrerupător static, iar dioda D este dioda supresoare pentru atenuarea supratensiunilor pe tranzistor, la blocarea acestuia. Totodată, trebuie mărită tensiunea de alimentare a motorului, de la la valoarea , pentru a păstra curentul nominal al fazei.

În Fig. II-27b este reprezentată în timp forma curentului prin faza motorului având pantele, la conectare (circuitul R, , , T) respectiv deconectare (circuitul R, , , D), de valorile

În concluzie, se poate arăta că forțarea prin rezistență oferă performante superioare față de situația neforțării, însă, prezintă dezavantajul randamentului slab (surplusul de putere disipată pe rezistența adițională R).

Există mai multe variante de scheme de alimentare cu forțare prin rezistență (Fig. II-28). O schemă des utilizată este aceea în care numărul de rezistoare se reduce la unul singur (R) plasat între punctul comun al fazelor și sursa de alimentare. Un singur rezistor se poate plasa și pe calea de supresare, unind catozii diodelor supresoare. Aceasta permite economisirea rezistoarelor, în schimb mărește puterea disipată pe rezistorul comun. Ambele scheme sunt valabile pentru comanda unipolară a MPP.

II. 4.3 Forțarea prin tensiune

Alimentarea cu două tensiuni este o metodă de forțare, care constă în aplicarea pe faza MPP a unei tensiuni înalte pe durata creșterii curentului până la valoarea nominală după care alimentarea este comutată la o tensiune scăzută , care va menține curentul la valoarea nominală.

Schema de principiu a forțării cu două tensiuni este prezentată în Fig. II-29. Inițial sunt deschise ambele tranzistoare: prin impulsul de comandă de durată T=1/f de la distribuitorul de impulsuri iar printr-un impuls foarte scurt obținut de la circuitul monostabil comandat de frontul activ al semnalului de tact. Saturarea tranzistorului determină intrarea în conducție și a tranzistorului . Rezistenta fiind mică, iar tensiunea destul de mare, curentul tinde să crească la o valoare mare cu aceeași constantă de timp (Fig. II-29b, curba 1):

Când curentul ajunge la valoarea nominală tranzistoarele și sunt blocate, iar alimentarea este comutată pe sursa de tensiune joasă prin deschiderea diodei D. Tensiunea menține curentul la valoarea nominală până la blocarea tranzistorului , după care curentul scade exponențial prin (sau și sursa de tensiune , dacă aceasta permite curent invers), cu aceeași constanta electromagnetică de timp . Rezultă că, plecând de la zero, pentru a atinge curentul nominal este necesar timpul de stabilire :

unde este factorul de forțare care poate lua valori =[5÷30], în funcție de posibilități. Se observă că timpul de stabilire scade cu creșterea lui , deci cu mărirea tensiunii înalte .

Tehnica forțării prin alimentarea cu 2 tensiuni este net avantajoasă sub aspectul frecventei maxime și a randamentului. Calculând valoarea medie a tensiunii aplicate motorului, rezultă:

în care T=l/f reprezintă perioada de comandă. Relația de mai sus se mai poate scrie și astfel:

de unde se poate concluziona că, prin această tehnică de forțare se obține un reglaj de viteză de tip U/f=const., întâlnit la reglarea prin frecvență a motoarelor electrice de curent alternativ.

Tehnica descrisă prezintă dezavantajele legate de complicarea schemei de comandă, necesitatea a două surse de alimentare și a unui număr mai mare de tranzistoare de putere cu valori ridicate.

II. 4.4 Forțarea tip ”chopper“

Alimentarea tip ”chopper“ se bazează pe utilizarea unei singure tensiuni de alimentare de valoare mare și un circuit cu structură trigger Schmit care comandă deconectarea și conectarea acestei tensiuni cu o frecvență ridicată, pe durata perioadei de comandă T==l/f. Ca urmare curentul va ii obligat să oscileze în jurul valorii nominale . În Fig. lI-30 este prezentată schema de principiu a unui driver cu forțare de tip ”chopper“, format din tranzitorul , comandat cu impulsuri de durată T și tranzistorul comandat prin reacție de curent, cu ajutorul unui circuit cu structură trigger Schrnit. Comanda triggerului se face cu ajutorul rezistenței de măsură și cu circuitul de integrare

Tensiunea de alimentare , care în mod normal este de câteva ori mai mare decât valoarea nominală, cauzează o creștere rapidă a curentului, întocmai ca în cazul alimentării cu două tensiuni. În momentul când curentul atinge valoarea maximă , se blochează tranzistorul , tranzistorul rămânând în continuare saturat. Curentul începe să scadă (prin circuitul de supresare), iar când ajunge la valoarea tranzistorul se saturează din nou. În acest fel faza MPP este alimentată periodic cu tensiunea , astfel încât valoarea medie a curentului să se situeze la valoarea nominală. Frecventa de comandă a tranzistorului este de [l÷3O] KHz și depinde de parametrii fazei MPP ( ) și de histerezisul circuitului trigger Schrnit.

Timpul de stabilire este:

în care este o constantă (Fig. II-30b).

De asemenea, durata de conectare este:

în care este și ea o constantă.

Durata de deconectare este:

+ ) ⋅ ,

și poate fi modificată cu ajutorul rezistenței .

Din punct de vedere al frecvenței maxime, această tehnică de forțare aduce aceeași performanță ca în cazul forțării prin alimentarea cu două tensiuni. De asemenea, valoarea medie a tensiunii crește cu frecvența de comandă:

deoarece:

Curentul maxim se poate determina cu relația:

cu ajutorul căreia se poate determina, dacă se impune curentul maxim , valoarea necesară și valorilor , . Dioda are rolul de a grăbi încărcarea condensatorului pe intervalul de conectare . Atenuarea supratensiunilor la blocarea repetată a lui se realizează cu dioda .

Deși această tehnică de forțare necesită o schemă mai complicată, ea oferă o posibilitate în plus: reglarea valorii curentului în faza motorului și prin urmare, a cuplului dezvoltat de motor.

II. 4.5 Sisteme tipice de alimentare bazate pe forțare

Până aici s-au prezentat diferite scheme de alimentare cu forțare pentru secvențe unipolare. Ele au fost prevăzute cu tranzistoare bipolare de putere, ținând cont că acestea sunt excelente elemente de comutație statică la puteri mici și frecvențe medii, caracteristice MPP în general.

Pentru secvențe bipolare schema de alimentare se complică. În Fig. II-31a este prezentat un contactor bipolar în ”semipunte” alimentat de la o sursă dublă de alimentare. La saturarea tranzistorului , curentul circulă de la prin , R, , în sensul indicat. La blocarea lui , curentul de întoarcere circulă prin , , , . Fenomenul este similar pentru sensul invers al curentului. Comanda celor două tranzistoare se face printr-o schemă logică (Fig. II-31b) care trimite impulsul de la distribuitor spre sau , după cum impulsul anterior a comandat pe respectiv . În acest fel inversarea curentului prin faza motorului se face la fiecare repetare a alimentării sale. Schema din Fig. II-31c reprezintă un montaj în ”punte“, care utilizează o singură sursă de alimentare. Este indicat sensul curentului la conectare (tranzistoarele și saturate) și la deconectare ( și ).

Se pot remarca două lucruri: complexitatea schemelor și necesitatea unor surse care să permită curent invers.

II. 4.6 Metode de supresare

II. 4.6.1 Generalități

Când o fază a motorului este deconectată, curentul prin fază nu scade instantaneu din cauza inductivității a înfășurării. Când următoarea fază a motorului este conectată, scăderea curentului în faza tocmai deconectată are un efect de frânare asupra răspunsului motorului. Mărimea supratensiunii tranzitorii va depăși valoarea limită a oricărui transistor, cauzându-i străpungerea. Practic, înfășurările tipice ale MPP pot cauza ușor supratensiuni tranzitorii inductive de 50÷100 de ori mai mare decât tensiunea aplicată motorului. Această tensiune trebuie supresată în gama valorilor sigure ale tensiunilor . Prin urmare, etajele alimentårii de putere ale MPP trebuie să conțină circuite de supresare pentru protecția tranzistoarelor de putere împotriva supratensiunilor inductive tranzitorii.

Metodele uzuale de supresare sunt:

● supresarea cu diodă;

● supresarea cu diodă si rezistență;

● supresarea cu diodă Zener;

● supresarea activă.

II. 4.6.2 Supresarea cu diodă

Cea mai simplă metodă de supresare se poate realiza cu clasica diodă de descărcare pe circuitul fiecărei faze a motorului (Fig. II-32a). La conectare, dioda D este polarizată invers și acționează ca o impedanță foarte mare șuntând înfășurarea MPP. Când faza MPP este deconectată, polaritatea tensiunii inductanței , se inversează instantaneu, dioda devine polarizată direct si oferă o cale de impedanță scăzută pentru curent.

Ecuația de tensiune a circuitului la întreruperea alimentării fazei MPP este:

unde cu s-a notat constanta electromagnetică de timp a fazei MPP.

Timpul după care curentul se va anula (numit timp de supresare) este dat de relația:

și nu poate fi controlat (în sensul reducerii, Fig. II-32b).

Energia înmagazinată în inductanța a fazei motorului se va disipa pe rezistența . Constanta de timp la scăderea curentului este , deci procesul de supresare este lent. Dioda supresoare fixează tensiunea a tranzistorului comutator al valoarea

II. 4.6.3 Supresarea cu diodă si rezistentă

Când este dorită o viteză de rotație mai mare, energia din înfășurarea deconectată trebuie să fie disipată în cel mai scurt timp posibil. Aceasta se poate realiza adăugând o rezistență R în serie cu dioda supresoare, pentru a reduce constanta de timp la descărcare, după cum se prezintă în Fig. II-33a.

Ecuația de tensiune a circuitului la întreruperea alimentării fazei MPP este:

unde cu s-a notat noua constantă electromagnetică de timp.

Timpul de supresare are expresia:

care este controlabil prin intermediul rezistentei de supresare R (Fig. II-33b).

Valoarea maximă a rezistenței de supresare R care poate fi folosită depinde de tensiunea a tranzistorului comutator:

Energia înmagazinată în înfășurarea fazei MPP se va disipa pe rezistențele și R ale circuitului de supresare.

II. 4.6.4 Supresarea cu diodă si diodă Zener

Pentru scăderi ale curentului în faze mai rapide decât cele obținute cu schemele diodă- rezistență, se pot folosi circuite cu supresare prin diodă Zener. Schema de principiu a acestei metode este prezentată în Fig. II-34a.

Ecuația de tensiune a circuitului la întreruperea alimentării fazei MPP este:

Timpul de supresare are expresia:

are este cu atât mai mic cu cât tensiunea a diodei Zener este mai mare (Fig. II-34b). Energia înmagazinată în înfășurarea fazei MPP este disipată sub formă de căldură în dioda Zener și rezistența .

Valoarea maximă a tensiunii tranzitorii de ieșire este în acest caz previzibilă:

Când tranzistorul de putere al unei faze a motorului este în conducție, energia electrică este transmisă de către sursa de putere de c. c. fazei motorului. În momentul deconectării fazei, prin circuitul de supresare, energia electrică trebuie transmisă înapoi sursei de putere (supresare activă) sau trebuie disipată (supresare pasivă). Acest transfer al energiei electrice între sursa de putere și motor, precum și valoarea relativ mare a energiei electrice care trebuie uneori disipată în rezistente, face sistemul de alimentare ineficient. În general, putem enumera următoarele dezavantaje pentru schemele convenționale de alimentare cu supresare pasivă:

● Viteza maximă de rotație în circuit deschis a MPP este relativ scăzută. În multe cazuri este necesară o amortizare mecanică sau scheme de control în circuit închis.

● Energia magnetică a fazei deconectate este întotdeauna disipată în rezistența echivalentă a circuitului de supresare și în rezistența înfășurării fazei.

● Valoarea admisibilă a rezistenței de supresare R sau a diodei Zener este limitată, în scopul de a asigura protecția tranzistoarelor de putere.

● Apariția unui cuplu negativ, produs de către curentul fazei deconectate, produce un efect de frânare.

II. 4.6.5 Supresarea activă

Supresarea activă s-a dovedit a fi mai eficientă decât cele convenționale în cazul MPP cu reluctanță variabilă. Metoda are următoarele avantaje:

● Stabilitate îmbunătățită: motorul este capabil să atingă viteze de rotație mari chiar și în circuit deschis, fără amortizări exterioare.

● Energia magnetică a fazei deconectate nu este disipată termic, ci transferată sursei de alimentare și următoarei faze care va fi conectată.

● Posibilitatea comutării unor curenți mari, cu risc redus de distrugere a tranzistoarelor de

putere.

● Inexistența componentei negative a cuplului la deconectarea fazelor.

În principiu, configurația de bază a comenzii este foarte asemănătoare cu comanda bipolară pentru un MPP cu magneți permanenți. În Fig. II-35 sunt reprezentate elementele circuitului de comandă cu supresare activă, pentru o fază a motorului.

Când faza motorului este alimentată, tranzistoarele și sunt saturate, diodele și sunt polarizate invers iar curentul i(t) este marcat cu linie continuă. Când faza este deconectată, tranzistoarele și sunt blocate și tensiunea devine negativă. Aceasta determină diodele și să treacă în conducție până când curentul fazei devine zero. Tensiunile pe tranzistoarele și sunt . Prin urmare, la deconectare fazei motorului nici un vârf de tensiune nu va apare pe tranzistoarele și .

În Fig. II-36 este prezentată comutarea a două faze adiacente, când faza A este deconectată și este conectată faza B. În acest caz energia magnetică nu este disipată în circuitul de supresare, ci transferată fazei care urmează a se conecta și sursei de alimentare (dacă permite curent invers).

După întreruperea alimentării fazei motorului se poate scrie (Fig. II-35):

unde sunt tensiunile pe diodele și , în conducție. Presupunând că pe durata alimentării fazei motorului s-a atins valoarea I, curentul va descrește după legea:

Timpul de supresare are expresia:

care este cu atât mai mic cu cât tensiunea U este mai mare. Se observă că procesul de supresare activă este asemănător cu cel de supresare pasivă cu diodă Zener.

La alimentarea fazei motorului, curentul va crește după legea:

Rezultă că, plecând de la zero, curentul atinge valoarea I în timpul de creștere:

care scade cu creșterea tensiunii U folosite în procesul de forțare.

Făcând aproximarea cunoscută și suficient de precisă , relațiile (1) și (2) devin:

Rezultă de aici că:

indiferent de valorile , I, U sau

Din relația de mai sus rezultă că, indiferent de frecvența de comandă f=l/T a motorului, dacă curentul a avut timp în perioada T să ajungă la o valoare oarecare I, în mod sigur în perioada următoare el va reuși să scadă la zero înainte sfârșitului perioadei (Fig. II-3 7).

II. 4.7 Driver pentru alimentarea MPP

Acestui bloc îi revine rolul de a aplica pe fazele motorului impulsuri de curent cu fronturi pozitive cât mai abrupte, folosind întrerupătoare statice comandate. schemele cu tranzistoare oferă, de obicei, performante superioare precum și posibilități multiple de alimentare, comparativ cu schemele cu tiristoare.

Schema electrică a driverului pentru un motor pas cu pas faze, alimentat unipolar, este prezentată în Fig. II-38.

Succesiunile de impulsuri A, B, C, D furnizate de distribuitorul de impulsuri sunt aplicate fazelor MPP prin intermediul unor întrerupătoare statice realizate cu tranzistoarele , configuratii Darlington standard de tipul BD649. Cu buiferul CDB407 (structură cu colectorul deschis) prevăzut la intrare se asigură nivelul de curent necesar pentru comanda contactoarelor statice ale fazelor. Diodele conectate în serie cu baza tranzistoarelor Darlington asigură izolația între alimentarea cu tensiune joasă a distribuitorului de impulsuri și alimentarea cu tensiune înaltă a motorului.

Analizând formele de undă pentru secvențele uzuale de comandă, sens orar sau antiorar, se observă că niciodată fazele A, C respectiv B, D nu sunt comandate simultan. Plecând de la această constatare se realizează în exterior câte un comun al fazelor A, C respectiv B, D (Fig. Il-39).

Forțarea pantei curentului din fazele motorului se realizează prin folosirea înaltei tensiuni pe durata creșterii curentului în fază și apoi prin comutarea la o tensiune scăzută , corespunzătoare curentului nominal. Aplicarea tensiunii înalte se realizează prin intermediul tranzistoarelor Darlington , de tipul BD65O comandate de circuitele monostabile , respectiv , . Comanda unei faze debutează prin alimentarea cu înalta tensiune pe o durată convenabil aleasă:

Circuitul de supresare, format din diodele ultrarapide și rezistența , realizează un transfer rapid al energiei magnetice din înfãșurarea MPP în sursa de alimentare de înaltă tensiune (pentru înmagazinarea acestei energii a fost prevăzut condensatorul ). Se obține astfel o scădere accelerată a curentului datorită tensiunii înalte la care are loc deconectarea fazei.

Cu această schemă simplă, fiabilă, realizată în totalitate cu componente indigena, se obține un regim dinamic net superior celui obținut prin alimentarea de la o sursă de tensiune joasă.

Aceasta permite atingerea unor frecvențe înalte de sincronism la un preț redus și un gabarit moderat. Pentru obținerea unor fronturi de comutație rapide ale curentului fazei, trebuie mărită tensiunea de alimentare a motorului.

Apariția tranzistoarelor bipolare de putere cu grilă izolată (IGBT-Insulated Gate Bipolar Transistor) a condus la realizarea unor drivere performante. IGBT-ul reprezintă sinteza între proprietățile fizice și funcționale ale unui tranzistor bipolar și cele ale unuia cu structură MOS. Se evidențiază următoarele avantaje ale IGBT-urilor: impedanță de intrare foarte mare (dispozitiv comandat în tensiune), frecvență ridicată de lucru (în jurul valorii de 50KHZ), nivel redus al pierderilor în starea de conducție și al celor de comutație, circuite de protecție simple. Problema principală la intrarea în conducție a tranzistorului bipolar de putere cu grilă izolată este asigurarea unui curent suficient în timpul intervalului de deschidere a tranzistorului pentru a încărca capacitatea de intrare într-un timp dorit. Blocarea tranzistorului IGBT începe imediat după anularea tensiunii grilă-sursă. Viteza este din nou limitată de panta de descărcare a capacității de intrare prin intermediul circuitului de comandă. Se recomandă un control cu tensiune negativă la blocare pentru a compensa efectul capacităților parazite care acționează asupra grilei pe durata procesului de comutație.

În Fig. II-39 este reprezentată schema electrică a circuitului de comandă a unui IGBT.

Separarea galvanică între circuitul de comandă pe grilă și partea numerică de comandă este realizată cu optocuplor. S-a utilizat optocuplorul HCPL 2212 (Ig, Hewlett Packard) dintre performanțele căruia se remarcă: intrare compatibilă TTL, (curent de intrare foarte scăzut 1.6 mA), timp de propagare mai mic de 300ns, gamă mare pentru tensiunea de alimentare [4.5-1- 20]V. Comanda bipolară în tensiune a IGBT-ului T5 este realizată cu două tranzistoare MOS complementare T4 (canal P, IRF 9540) și Tu (cu canal N, IRF 540). Când tranzistorul cu canal P este saturat, IGBT-ul este comandat cu un nivel pozitiv de tensiune de +l5V iar când tranzistorul cu canal N este saturat, IGBT-ul este blocat cu un nivel negativ de tensiune de -9V. Funcționarea circuitului este descrisă de formele de undă prezentate în Fig. II-45.

Protecția IGBT-ului la curenți de scurtcircuit este realizată prin monitorizarea tensiunii colector emitor a dispozitivului pe durata intervalului de timp în care IGBT-ul este comandat.La apariția unui curtcircuit tensiunea crește rapid ca urmare a desaturării. Acest lucru este detectat de tranzistorul care va determina blocarea tranzitorului și intrarea în conducție a lui . Ca urmare, IGBT-ul va fi blocat. Protecția la scurtcircuit acționează întârziat pentru a se evita o detectare falsă a unui scurtcircuit pe durata comutației dispozitivului.

Protecția la scurtcircuit nu asigură o protecție completă a IGBT-ului. Dacă prin dispozitiv va circula un supracurent de valoare mai mică decât un curent de scurtcircuit atnuci protecția este ineficientă deoarece desaturarea IGBT-ului începe la valori mari ale curentului. În plus apar probleme suplimentare atunci când după o blocare a IGBT-ului datorată apariției unui scurtcircuit, dispozitivul este comandat din nou pentru intrare în conducție. Dacă scurtcircuitul persistă, atunci IGBT-ul va intra în conducție în condiții de scurtcircuit, fapt ce va provoca solicitări importante ale acestuia. În consecință nu se recomandă utilizarea numai a tensiunii colector-emitor ca unică modalitate de protecție la supracurent. Din acest motiv trebuie folosit un circuit suplimentar de protecție la supracurent care, cel mai adesea conține ca element principal un traductor performant de curent cu efect Hall de tip “modul LEM”.

Tehnicile moderne de comandă și protecție au evoluat în sensul realizării de module hibride care includ atât funcția de comandă cât și pe cea de protecție. IGBT-urile sunt de fapt comonente care fac trecerea spre o nouă generație de module semiconductoare de putere numite inteligente IPM (Inteligent Power Modules).

CAP IV Acționare benzilor transportoare cu motoare pas cu pas

4.1.Consideratii generale

Transportoarele cu banda reprezintă tipul cel mai răspandit de transportor continuu, putând fi utilizat atât ca instalație staționară cât și ca trasportor mobil.

Transportoarele cu bandă se utilizează pentru transportul pe orizontală sau pe direcție înclinată față de orizontală cu un unghi de 5-25o, atât a sarcinilor vărsate cât și a sarcinilor în bucăți. De asemenea traseul pe care lucrează transportorul poate fi combinat, fiind format din zone orizontale, zone înclinate, unite între ele cu zone curbe.

Ținând seama de rezistența benzilor, lungimea maximă a transportoarelor cu bandă s-a limitat la 250-300 m. În cazul în care sarcina trebuie să fie transportată pe distanțe mai mari, se utilizează o instalație de transport compusă din mai multe transportoare care se alimentează în serie. În cazul transportoarelor înclinate, unghiul de înclinare al benzii se ia în funcție de proprietățile sarcinilor transportate, de unghiul de frecare al materialului transportat cu banda, de mărimea unghiului de taluz natural, de viteza de transport și de modul de alimentare al transportului.

Se recomandă ca unghiul de înclinare al benzii să fie cu 10-15o mai mic decât unghiul de frecare al materialului cu banda, pentru a se evita alunecarea materialului în timpul transportului, datorită șocurilor..

Vitezele de transport sunt variate în funcție de natura sarcinii fiind cuprinse între 0,4 – 4 m/s (vitezele mici sunt pentru sarcini individuale și cele mari pentru materiale în vrac cu granulație mijlocie, așa cum ar fi cerealele).

Transportoarele cu bandă se folosesc la transportul produselor sub formă varsată (în vrac) și a sarcinilor individuale (saci, lăzi, cutii, etc.) în plan orizontal sau într-un plan înclinat sub un unghi care nu trebuie să fie mai mare decât cel la care materialele încep să alunece sau să se rostogolească pe bandă.

Ținând seama de caracteristicile constructive și funcționale, se poate face următoarea clasificare a transportoarelor cu bandă:

Stationare

lățimea benzii 600 mm (pentru transportul sarcinilor mărunte și în bucăți);

lățimea benzii [mm]: 400; 500; 600; 650; 750; 800; 900; 1000; 1100; 1200 (pentru transportul sarcinilor mărunte).

Mobile

lățimea benzii [mm]: 400; 500; lungimea benzii [m]: 5; 10; 15 (pentru transportul sarcinilor mărunte și în bucăți);

lățimea benzii 500 mm; lungimea benzii [m]: 5; 7 (pentru transportul sarcinilor mărunte).

Clasificarea transportoarelor cu bandă se poate face după mai multe criterii:

după destinație – cu destinație generală

– cu destinație specială

după tipul benzii – plane

– sub formă de jgheab

c) după materialul din care se confecționează banda

– cauciuc cu inserții textile

– material textile

– oțel

d)după modul de descărcare

– cu descărcare la capăt

– cu descărcare pe parcurs

Transportoarele cu bandă au construcție simplă, greutate mică, siguranță în funcționare și consum de energie redus.

Principalele dezavantaje ale transportoarelor cu bandă sunt urmatoarele: unghi de înclinare mic, duraăa de funcționare și viteza de deplasare a benzii relative redus, produc praf în timpul funcționarii (în cazul transportului produselor pulverulente).

Transportoarele cu bandă se folosesc la diverse mașini și instalatii zootehnice: tocători, combine de siloz, bucătării furajere, fabrici de nutrețuri combinate, instalații de distribuire a hranei, etc.

Pentru funcționarea transportorului cu bandă este necesar ca banda să fie întinsă astfel ca între rolele de reazem să nu se formeze săgeți prea mari și să se poată realiza transmiterea forței de tracțiune corespunzătoare frecării necesare dintre tambur și bandă. Această forță de întindere este aplicată benzii cu ajutorul unui dispozitiv de întindere care este astfel conceput încât să poată prelua și alungirea permanentă pe care o suferă banda prin funcționare îndelungată.

IV.2. Descrierea sistemului realizat

Utilizând circuitele integrate specializate L 297-L 298N, s-a realizat un sistem de acționare electrică cu MPP a unei benzi transportoare. Schema bloc a sistemului realizat este prezentată în Fig. 36.

Sistemul permite comanda locală. Cu câteva modificări se poate asigura atât comanda locală cât și comanda de la un calculator numeric IBM-PC. În cazul comenzii cu calculatorul, semnalele de comandă pentru L 297 vor fi furnizate prin intermediul unei interfețe specializate (placă de achiziție).

Schema electrică a sistemului de comandă cu circuitele L 297-L 298N a unui MPP bifazat este prezentată în Fig. 37 (comandă locală).

Semnalul de tact este generat cu ajutorul unui circuit basculant astabil realizat cu temporizatorul βE555 (I1). Frecvența semnalului de tact poate fi modificată prin intermediul potențiometrului ”multitur“ P1 în gama 100÷2000 Hz. În regim manual, semnalul de tact este furnizat cu ajutorul butonului B1. Selectarea modului de generare a semnalului de tact se realizează cu ajutorul comutatorului cu 2 poziții K1. Monostabilul CDB 4121E (I2) din schema propusă este prevăzut din 2 motive:

-cu ajutorul lui se ajustează durata și polaritatea dorită a impulsurilor:

– totodată asigură că, dacă oscilatorul este blocat, un tact de ieșire nu se va termina prematur.

Sensul de acționare și secvența de comandă se stabilesc cu ajutorul comutatoarelor cu 2 poziții K2 și respectiv K3. Inițializarea circuitului L 297 în starea ABCD=(0101)2 se realizează cu ajutorul butonului B2.

Tensiunea de referință VREF, cu care se impune valoarea maximă a curentului în fazele MPP, se impune cu ajutorul semireglabilului ”multitur“ P2.

În cadrul sistemului realizat s-a optat pentru modul de ”choppare“ prin liniile de inhibare și (CONTROL=”0“ logic) iar fazele motorului sunt permanent alimentate (ENABLE=”1“ logic).

O rețea R22 C13 conectată la pinul OSC determină frecvența de ”choppare“:

Pentru supresare s-au utilizat diodele ”ultra rapide“ D10÷D17 de tipul BYV95C (PHILIPS) cu următorii parametri:

– tensiunea directă VF=1.6V;

– curentul direct IF=1.5A;

– timpul de revenire trr250ns.

Sistemul realizat cuprinde și un bloc de alimentare (+5V/1A și +24V/2.5A pentru procedeul de forțare) a cărui schemă electrică este prezentată în Fig. 38. Au fost utilizate stabilizatoare de 1A: LM 7805 pentru tensiunea de +5V și LM 7824 pentru tensiunea de +24V. La acesta din urmă s-a realizat o extindere a curentului prin intermediul tranzistorului T1 (KT 837) și rezistențelor R4, R5. Circuitul LM 7824 contribuie cu 1A la curentul de sarcină, restul:

fiind asigurat de tranzistorul de putere T1.

Fig. 38.

Aspectul general al sistemului realizat este:

Bibliografie

[1] Băluță Gheorghe, Acționări electrice cu motoare pas cu pas, editura “Gh. Asachi” Iași

[2] Băluță Gheorghe, Comanda inteligentă a acționărilor electrice cu MPP

[3] Băluță Gheorghe, Acționări electrice de mica putere, Curs.