APLICAȚII PENTRU AMPLIFICATORUL OPERAȚIONAL REALIZATE CU MODULUL ANALOG SYSTEM LAB KIT PRO TEXAS INSTRUMENTS [308802]

UNIVERSITATEA “POLITEHNICA” [anonimizat]:

Prof. Dr. Ing. Dorina ISAR

Absolvent: [anonimizat]

2018

ANEXA1ANEXA2

[anonimizat], [anonimizat].

Modulul specializat Analog System Lab Kit Pro a fost dezvoltat de către Texas Instruments India. Acest modul este destinat studenților facultăților de inginerie electronică pentru a putea realiza montaje experimentale analogice. [anonimizat] a creea o platformă de test pentru studenți pentru a realiza aproape orice sistem analogic folosind circuite integrate de uz general ca de exemplu amplificatoare operaționale și multiplicatoare analogice. [anonimizat], ingineresc, [anonimizat], [anonimizat].

[anonimizat] a doi parametri aleși ai A.O. Toate exemplificările sunt susținute de date concrete din foile de catalog ale A.O. folosite. Cei doi parametrii abordați sunt: banda de frecvență și slew rate a A.O.

[anonimizat].

Capitolul 3 prezintă schemele propuse pentru măsurarea parametrilor aleși ai AO bazate pe elementele teoretice prezentate în capitolul 1. [anonimizat].

[anonimizat], dovedindu-și utilitatea prin aceste prime cunoștințe și informații pe care le prezintă rezultate din utilizarea concretă a modulului, prin propunerea și executarea unor experimente pentru măsurarea parametrilor A.O., realizarea calculelor teoretice și verificarea corespondenței acestora cu rezultatele experimentale obținute. Totodată, s-a testat ușurința și eficiența obținerii de cunoștințe și abilităti în legătură cu utilizarea acestui modul.

CAPITOLUL 1

[anonimizat] 5 parametrii [6]:

• banda la câștig unitar, B1;

• [anonimizat], GBW;

• marginea de fază la câștig unitar, Φm;

• [anonimizat];

• banda la variație maximă a ieșirii, BOM.

Banda la câștig unitar (B1) [anonimizat] (GBW) sunt similare. B1 arată frecvența la care amplificarea AVD a AO devine egală cu 1:

B1 = f |AVD =1 (1)

[anonimizat] (GBW) se referă la produsul dintre amplificare și banda AO în buclă deschisă și cu sarcina conectată:

GBW = AVD × f (2)

Marginea de fază la câștig unitar (Φm) reprezintă diferența dintre mărimea defazajului semnalului prin AO la amplificarea AVD=1 și 180°:

Φm =180 – defazajul |B1 (3)

Marginea de amplitudine (Am) reprezintă diferența dintre câștigul unitar și câștigul (amplificarea) la defazajul de 180°:

Am = 1- amplificarea |180° (4)

Banda la variație maximă a ieșirii (BOM) este limitată de SR. Pe măsură ce frecvența semnalului devine tot mai mare, ieșirea este limitată de SR și nu mai poate răspunde suficient de rapid pentru a realiza variația specificată a tensiunii de ieșire [6].

Pentru a face AO stabil, pe cipul circuitului se include un condensator CC. Acest tip de compensare se numește compensare cu pol dominant. Scopul urmărit este de a determina ca amplificarea în buclă deschisă să devină egală cu unitatea (1) înainte ca defazajul la ieșire să atingă 180°.

AO reale prezintă pe caracteristica funcției de transfer și alte frecvențe în afară de cel corespunzător polului dominant. In figura 1.1.1. se prezintă caracteristicile de frecvență ale unui AO compensat intern.

Așa cum s-a prezentat anterior și se observă și pe figura 1.1.1, amplificarea AVD scade cu frecvența. AVD (și deci și B1 sau GBW) reprezintă o problemă de proiectare dacă se cere un câștig precis într-o bandă de frecvență specificată.

Figura 1.1.1. Banda la câștig unitar, marginea de fază și de amplitudine [6]

Marginea de fază și marginea de amplitudine reprezintă două modalități de exprimare a stabilității circuitului. De exemplu în cazul amplificatoarelor operaționale cu ieșire “rail-to-rail” care au impedanță de ieșire mai mare, dacă sarcina este capacitivă, se introduce un defazaj semnificativ. Acest defazaj suplimentar reduce marginea de fază și de aceea AO – CMOS cu ieșire “rail-to-rail” prezintă limitări serioase în cazul sarcinilor capacitive.

Figura 1.1.2. Banda la câștig unitar, marginea de fază și de amplitudine – grafic mai ușor de citit [6]

1.2. AMPLIFICATOR OPERAȚIONAL – BANDĂ DE FRECVENȚĂ

1.2.1. Amplificarea. Liniar vs Decibel

Deseori, in electronică, se dorește reprezentarea anumitor mărimi, ca de exemplu: amplificarea unui A.O., factorul de rejecție al semnalului in mod comun (CMRR), factorul de rejecție a variației tensiunilor de alimentare (SVRR) și raportul semnal-zgomot. Aceste mărimi au un domeniu de valori foarte mare [2]. Din această cauză, a apărut necesitatea folosirii unui mechanism prin care sa se poată reprezenta aceste domenii largi de valori, folosind numere mici. Acest mecanism se numește decibelul (dB). Valoarea liniară a amplificării unui amplificator operational este transformată în decibel și vice versa, folosind următoarele formule:

AdB = 20 x lgA (5)

A reprezintă amplificarea în buclă închisă. Exemplu: A = 100 => AdB = 20 x lg100 = 40dB

A= (6)

Exemplu: Amplificarea in buclă deschisă este de 130 dB => A1Hz = = 3.162

În concluzie, este mult mai simplu și eficient sa reprezentăm un domeniu larg de valori, folosind decibelii în loc de volți/volt[2].

1.2.2. Diagrame Bode

În acest paragraf vor fi prezentate diagramele Bode ale rădăcinilor numitorului cât și ale rădăcinilor număratorului.

În continuare vor fi prezentate ecuațiile care descriu un pol și răspunsul asociat acestuia[2]. Prima formulă prezentată reprezintă amplificarea in domeniul frecvență a unui amplificator cu un singur pol:

A= = (7)

În practică, această reprezentare complexă a functiei, este transformată în amplitudine și fază.

Ecuația amplitudinii este următoarea:

A= = (8)

Ecuația fazei este următoarea:

Θ= – tg-1() (9)

Reprezentările grafice ale amplitudinii și a fazei sunt următoarele:

Figura 1.2.1. Diagramele Bode corespunzătoare amplitudinii și fazei[2]

Reprezentările grafice din Figura1 se numesc diagrame Bode. Atât axa Ox cât si axa Oy sunt logaritmice. În graficul de mai sus, frecvența polului este notată cu fp. Pentru frecvențe mai mici decat fp, amplificarea este constantă și notată cu ADC. În acest exemplu, ADC = 100dB. Valoarea amplificarii la fp, amplificarea scade cu -20dB/decadă. În graficul de jos, faza începe să se schimbe cu o decadă înaintea polului și încetează să se schimbe cu o decadă după pol. În această zonă, panta este de -45 °/decadă. Pentru frecvențe mai mici cu o decadă decat polul, defazajul este de 0° iar pentru frecvențe mai mari cu o decadă decât polul, defazajul este de -90° [2]. Se poate observa că diagramele Bode au fost realizate cu linie neîntreruptă. În realitate, această funcție v-a devia de la această aproximare. În practică, pentru obținerea valorilor corespunzătoare, se folosesc programe de simulare.

În cazul diagramelor Bode ale rădăcinilor numărătorului, pentru început vor fi prezentate ecuațiile care descriu un zero și răspunsul asociat acestuia [2]. Urmatoarea ecuație este reprezentarea sub formă complexă a unui zero:

A = = x (10)

A = = x (11)

Ecuația fazei este următoarea:

Θ= tg-1() (12)

Aceste douăecuatii sunt folosite pentru trasarea diagramelor Bode.

Figura1.2.2. Diagramele Bode corespunzătoare amplitudinii și a fazei [2]

În primul grafic, frecvența zeroului este notată cu fz. Pentru frecvențe mai mici decât fz, amplificarea este constantă și notată cu ADC. În acest exemplu, ADC = 0dB. Pentru frecvențe mai mari decat fz, amplificarea crește cu +20dB/decadă. Valoarea amplificării la fz, este de +3dB ( sau 1.414 x ADC ). În al doilea grafic, faza incepe să se schimbe cu o decadă înainte de zero și încetează să se schimbe cu o decadă după zero. În această regiune, panta este de +45°/decadă. Pentru frecvențe mai mici cu o decadă decât zero-ul, defazajul este de 0° iar pentru frecvențe mai mari cu o decadă decât zero-ul, defazajul este de +90° [2].

Câteva exemple de diagrame Bode în domeniul timp:

Figura 1.2.3. Exemplu de situație [2]

Diagrama Bode oferă informații despre amplificare cât și despre defazaj [2]. În acest exemplu, voi lua în considerare diagrama Bode a amplificării și vom calcula valoarea de vârf a tensiunii de ieșire pentru un semnal de intrare sinusoidal având amplitudinea de 1V și frecvența de 1kHz. Știindu-se amplitudinea și frecvența semnalelor de intrare, putem determina amplitudinea semnalului de ieșire folosind amplitudinea diagramei Bode. În primul rând, trebuie găsită amplificarea, la o frecvență de 1kHz. În situatia de față, amplificarea este de -16dB. Această valoare trebuie convertită intr-o valoare liniară, folosind formula:

A = = 0.16 (13)

Valoarea tensiunii de varf de la ieșire, se calculează cu următoarea formulă:

VOUT = VIN x A = 1V x 0.16 = 160mV (14)

Din graficul din dreapta, obținut prin simulare, se poate vedea ca valoarea obținută este foarte apropiată de 160mV.

Figura1.2.4. Exemplu de situatie [2]

Se consideră același exemplu de mai sus. Se poate observa din diagrama Bode corespunzătoare fazei, ca defazajul este de -81° la frecvența de 1kHz. Pe graficul în domeniul timp se poate vedea că semnalul de ieșire este deplasat mai la dreapta pe axa timpului. Această întarziere se poate calcula folosind următoarele relații:

T = = = 1ms (15)

t = x T = x 1ms = 0.23ms (16)

În această situație, valoarea obținută prin calcule corespunde cu valoarea obținută prin simulare.

1.2.3. Banda de frecvență și produsul amplificare-bandă

Se consideră circuitul RC elementar din figura 1.2.5.

Figura1.2.5. Filtru trece-jos [2]

Cele două grafice reprezintă diagramele Bode a amplificării și a fazei.

Figura 1.2.6. Diagramele Bode corespunzătoare filtrului trece-jos [2]

În curent continuu sau la joasă frecvență, condensatorul se comportă ca o întrerupere. Amplificarea este de 0dB. Amplitudinea în punctul este de -3dB iar faza în punctul este de −45°. Schimbarea fazei începe cu o decadă înainte de pol și se termină cu o decadă după pol. Totodată, la joasă frecvență, schimbarea fazei este aproape 0° iar la înaltă frecvență, este aproape 90°. Amplificarea scade cu -20dB/decadă pentru frecvențe mai mari decât frecvența polului. Circuitul utilizat se numește filtru trece-jos. Scopul acestui circuit este acela de a permite trecerea semnalelor de joasă frecvență și de a opri trecerea sermnalelor de înaltă frecvență. Din această cauză, frecvența polului este deseori numită frevență de tăiere și este notată cu. Ideea este că toate semnalele care au frecvența mai mare decât frecvența de tăiere sunt “tăiate” sau eliminate [2]. În realitate, semnalele de înaltă frecvență sunt doar atenuate și nu eliminate complet. Un alt termen asociat cu filtrele trece-jos este banda de frecvență. Banda de frecvență este lățimea benzii de trecere și în acest caz este identică cu frecvența de tăiere. De exemplu, pentru alte tipuri de filtre, cum ar fi filtrul trece-bandă, banda de frecvență cuprinde o frecvență de tăirere inferioară cât și una superioară [2].

Tabelul 1.2.1. Produsul amplificare bandă pentru A.O. TL082, conform foii de catalog [4]

Produsul amplificare bandă este definit ca fiind produsul dintre amplificarea în buclă închisă și banda de frecvență:

AB = A x B (17)

O metodă simplă pentru determinarea benzii de frecvență este prin utilizarea produsului amplificare bandă, care este specificat în foile de catalog ale amplificatoarelor operaționale [1]. De exemplu, se consideră o amplificare de 100 iar din foaia de catalog a amplificatorului operațional TL082, valoarea produsului amplificare bandă este de 3MHz.

=> B = = = 0.03 X 106 = 30 kHz

Figura 1.2.7. Amplificarea diferențială în domeniul frecvență [4]

Metoda determinării benzii de frecvență prin calcul este valabilă doar în cazul în care curba amplificării în buclă deschisă scade cu -20dB/decadă [2]. Trebuie ținut seama că foaia de catalog oferă doar valori tipice atât pentru produsul amplificare bandă cât și pentru curba amplificării în buclă deschisă. Acest lucru este valabil pentru majoritatea amplificatoarelor operaționale. În general, trebuie să ne așteptăm la o variație de ±30%, la temperatura camerei, și la o variație adițională de ±30% în cazul în care domeniul temperaturii este depășit [2].

Polul dominant este acel punct de pe graficul amplificării în buclă deschisă, în care amplificarea începe să scadă cu frecvența [1]. Acest parametru este important la dezvoltarea macromodelelor [2]. Frecvența polului poate fi estimată din graficul amplificării în buclă deschisă dar o metodă mai precisă de determinarea a polului dominant este prin utilizarea următoarei formule:

Pol dominant = (18)

Din graficul amplificării în buclă deschisă din foaia de catalog (Figura 1.2.7.), se poate vedea că valoarea amplificării este de 110dB și rămâne constantă până atinge valoarea polului dominant [4]. În cazul frecvențelor mai mari decât valoarea polului dominant, amplificarea în buclă deschisă scade cu -20dB/decadă. Se poate observa că pentru acest amplificator, TL082, panta amplificării în buclă deschisă este constantă până când depășește amplificarea unitară. Cu alte cuvinte, produsul amplificare bandă, în cazul acestui tip de amplificator, este constantă pentru o amplificare în buclă închisă cuprinsă între 0dB și 110dB.

In continuare voi prezenta calculul benzii de frecvență pentru un exemplu de circuit:

Figura 1.2.8. Exemplul de circuit folosit pentru calculul benzii de frecvență [2]

În acest exemplu de circuit, amplificatorul operațional TL082 este conectat atât într-o configurație de inversor cât și într-o configurație de neinversor (repetor). Pentru acest tip de amplificator operațional, produsul amplificare bandă este de 3 MHz (conform foii de catalog). În cazul configurației de repetor, amplificarea în buclă inchisă este de 1 iar în cazul configurației de inversor, amplificarea în buclă inchisă este de -1. Banda de frecvență pentru primul caz, se calculează în felul următor:

B = = = 3 MHz (19)

Calculul benzii de frecvență pentru al doilea caz, cel al configruației de inversor, se realizează folosind amplificarea pentru configurația neinversoare [2].

Amplificarea pentru configurația neinversoare mai poartă denumirea de amplificare de zgomot [2].

Amplificarea pentru configurația neinversoare este 2 în acest caz

Așadar, banda de frecvență se calculează în felul următor:

B = = = 1,5 MHz (20)

1.3. AMPLIFICATOR OPERAȚIONAL – SLEW RATE

Slew rate este viteza maximă de modificare a tensiunii de ieșire pentru toate semnalele de intrare posibile. Descrie cât de repede poate ieșirea unui amplificator operațional să-și urmeze intrarea. Acest parametru este foarte important de luat în considerare în aplicații în care este necesară ieșirea pentru a trece repede de la un nivel la altul. Se măsoară ca o schimbare de tensiune pentru o anumită perioadă de timp.

Sunt două formule pentru masurarea slew rate-lui:

SR = 2 × π × f × V (21)

sau

SR = (22)

Slew rate este masurat in [ V / µs ] sau [ V / ms].

Pentru a măsura slew rate-ul unui amplificator operațional, este necesar să se aplice un pas mare de semnal, de exemplu de 1 V, la intrarea amplificatorului operațional și să se măsoare rata de schimbare a ieșirii de la 10% la 90% [2].

Limitările slew rate-lui apar din capacitatea internă a amplificatorului operațional care este compensată intern pentru a face față oscilațiilor de înaltă frecvență; această capacitate internă este cunoscută sub numele de condensator Miller. Acest lucru este de înțeles deoarece limitarea răspunsului la frecvență oferă o limitare a ratei de schimbare a ieșirii; prin urmare, aceasta afectează in totalitate slew rate-ul amplificatorului operațional. Amplificatoarele operaționale care sunt compensate în exterior nu afectează slew rate-ul într-o materie atât de mare; prin urmare, ele oferă un control mai bun asupra slew rate-lui.

Un alt efect asupra slew rate-lui este dat de curenții mici de acționare interni ai amplificatorului operațional. Acesta este motivul pentru care urcarea si coborârea slew rate-lui poate fi diferită. Deoarece există un stadiu de ieșire push-pull în cadrul unui amplificator operațional, acesta oferă un circuit care împinge în sus și în jos semnalul. Dar cele două laturi ale fazei de ieșire nu pot fi identice, provocând o ușoară diferență între urcarea și căderea capacităților slew rate-lui.

Așa cum se poate deduce , sunt două aspecte principale care influențează slew rate-ul. Pentru a fi ințeles pe deplin figura de mai jos va fi explicată:

1.3.1Conceptul de slew rate

Amplificatorul operațional are transconductanță interna , gm la treapta de intrare. Această treaptă este responsabilă pentru preluarea tensiunii de intrare diferențiale și transformarea acesteia într-un curent de ieșire, numit icc. După această conversie, curentul curge spre următoarea treaptă, unde are sarcina de a încărca capacitatea Miller, Cc. De la definirea încărcării unui condensator, se înțelege că pentru un curent constant care trece prin condensator, tensiunea prin condensator crește liniar în timp. Cu alte cuvinte, acest lucru poate fi aplicat și figurii de mai sus; însemnând ca daca icc este constant, atunci tensiune ce strabate Cc se ridica liniar in timp [2].

Fenomenul de rotire apare atunci când se observă o schimbare bruscă la intrare, conducând bucla de feedback din balanță și crearea unei tensiuni de eroare diferențială între intrările amplificatorului operational. Aceasta forțează iesirea să corecteze eroarea. Pe masură ce eroarea se mărește, viteza ieșirii in corectarea erorii de asemenea se mărește. Puterea de ieșire nu poate răspunde la modificările incrementale ale ieșirii. Etapa de intrare este suprasolicitată și viteza de ieșire a schimbării este depășită. Dar, odată ce ieșirea atinge valoarea finală, tensiunea de eroare pe intrările de amplitudine operațională reintroduce intervalul liniar. Apoi, rata de schimbare se reduce treptat pentru a face o coborare netedă la valoarea finală.

Cu alte cuvinte, există două situații pentru tensiunea diferențială de intrare. Prima este atunci când Vin este un semnal care se mișcă încet, atunci icc este mai mică decât valoarea maximă pe care o poate avea curentul. Acest lucru înseamnă că icc are capacitatea de a schimba în concordanță cu tensiunea de intrare, fără a fi limitat. În a doua situație, în cazul în care Vin este un semnal mare care se mișcă rapid, icc atinge valoarea maximă. Acest lucru insemnand că, curentul este limitat la o valoare constantă. Pentru această a doua situație, intrarea amplificatorului operațional nu mai este o masa virtuală, rezultând o tensiune diferențială peste intrările amplificatorului operațional. Din cauza limitării curentului, motivul pentru care icc devine o valoare constantă, Vout peste Cc crește liniar în timp. Aceasta înseamnă că ieșirea din amplitudinea operațională este limitată în funcție de viteză [2].

Slew rate-ul are un impact asupra semnalelor sinusoidale. Pentru a nu avea o ieșire care este slew-indusă distorsionată, trebuie să găsim care este tensiunea maximă de ieșire la o anumită frecvență.

Din slew rate, se poate defini care este tensiunea de ieșire maximă la o anumită frecvență, care poate fi generată fără a fi slew-indusă distorsionată.

Luând în serios slew rate-ul poate ajuta la evitarea distorsiunilor semnalelor. Deoarece slew rate-ul este o funcție a amplitudinii frecvenței și a ieșirilor, acești doi parametri trebuie să fie limitați, astfel încât panta maximă de intrare să nu depășească slew rate-ul amplificatoarelor. Prin creșterea SR, distorsiunea este redusă deoarece SR se apropie de cea mai înaltă pantă a semnalului.

Având în vedere aceste aspecte, este de așteptat o mai bună înțelegere a frecvenței.

CAPITOLUL 2

PREZENTAREA MODULULUI SPECIALIZAT ANALOG SYSTEM LAB KIT PRO-TI

2.1. PREZENTARE GENERALĂ

Figura 2.1.1. Modulul Analog System Lab Kit Pro-TI

Modulul specializat Analog System Lab Kit Pro (ASLK PRO) a fost deszvoltat de către Texas Instruments India. Acest modul este destinat studenților facultăților de inginerie electronică pentru a putea realiza montaje experimentale analogice. Principalul obiectiv urmărit prin crearea acestui modul, este acela de acrea o platforma eficientă sau o platforma de test pentru studenti pentru a realiza aproape orice sistem analogic folosind circuite integrate de uz general ca de exemplu amplificatoare operaționale și multiplicatoare analogice [5].

ALSK PRO conține trei amplificatoare operaționale de uz general, TL082 țsi trei multiplicatoare de precizie de banda largă, MPY634, produse de Texas Instruments. Sunt incluse de asemenea două convertoare numeric-analogice, pe12 biți, cu intrări de tip paralel, DAC7821, un covertor asincron de tip Buck DC-D cu un domeniu larg al tensiunilor de intrare, TPS40200 și un reguator de tensiune serie, TPS7250, de asemenea produse de către Texas Instruments [5]. O mică secțiune a modulului este destinată montajelor proptotip de uz general care poate fi utilizată pentru realizarea unor mici proiecte.

Modulul ASLK PRO este prevăzut cu un conector care permite utilizarea unro tensiuni de alimentare de ± 10V. De asemenea sunt incluse fire de legătură, de diferite lungimi, pentru realizarea legăturilor corespunzătoare între componente. Modulul este însoțit de un manual de utilizare detaliat care conține informații despre modul de utilizare al ASLK PRO, un scurt breviar teoretic, experimente propuse ți rezultate experimentale/de simulare [5].

Pentru realizarea experimentelor și simulărilor, Texas Instruments recomandă utilizarea următoarelor programe software:

TINA sau Pspice sau orice alt program desimulare bazat pe modul de simulare SPICE;

FilterPro este un program software pentru proiectarea filtrelor analogice ca de exemplu: Bessel, Butterworth, Chebychev, Gaussian și de fază liniară. Acest program software poate fi folosit pentru proiectarea filtrelor de tip trece-jos, trece-sus, trece-bandă, oprește-bandă, cu pâna la 10 poli;

SwitcherPro este un program software pentru proiectarea surselor de alimentare

Modulul ASLK PRO este împărțit în mai multe secâțiuni (subansamble) după cum urmează:

Secțiunea 1 cuprinde trei circuite integrate TL082, fiecare conținând câte două amplificatoare operaționale. Această secțiune este la rândul ei împărțită în trei subsecțiuni denumite TYPE I, TYPE II și TYPE III [5].

Tabelul 2.1.1. Subsecțiunile secțiunii 1[5]

Cele două amplificatoare operaționale corespunzătoare fiecărei subsecțiuni pot fi conectate în următoarele configurații:

TYPE I: Doar în configurație de amplificator inversor;

TYPE II: În configurație de amplificator repetor;

TYPE III: În configuratie de amplificator repetor.

În fiecare subsecțiune, se găsesc câte opt rezistoare și capacitoare care pot fi conectate la amplificatoarele operaționale [5].

NOTĂ: Menționez faptul că experimentele care urmează să fie perezentate în aceasta lucrare au fost realizate folosind doar subsecțiunile secțiunii 1.

Secțiunea 2 cuprinde trei multiplicatoare analogice de bandă largă de tip MPY634, de la Texas Instruments. Fiecare amplificator este un circuit integrat de 14 pini, alimentat la tensiunile de alimentare de ± 10V [5].

Secțiunea 3 cuprinde două convertoare numeric-analogice denumite DAC I și DAC II de tip DAC7821, de la Texas Instruments. Acestea sunt convertoare de 12 biți cu intrări de tip paralel cu multiplicare și care pot fi folosite în circuit de tipul AGC/AVC [5].

Secțiunea 4 cuprinde un convertor asincron de tip Buck DC-DC cu un domeniu larg al tensiunilor de intrare, TPS40200. Convertorul furnizează o tensiune de 3.3V în condițiile unui domeniu larg al tensiuniilor de intrare, 5.5-15V, și al curenților de ieșire, 0.125-2.5A [5].

Secțiunea 5 cuprinde două socluri pentru tranzistoare folosite pentru realizare unui regulator de tip LDO [5].

Secțiunea 6 cuprinde un regulator de tensiune serie LDO care furnizează o tensiune de ieșire constantă în condițiile unui domeniu larg al tensiunii de intrare, 5.5-11V [5].

Secțiunea 7 cuprinde două potentiometre (trimmer) de valoare 1kΩ, folosite pentru obținerea unei tensiuni variabile necesare circuitului. Acestea sunt denumite P1 și P2 [5].

Secțiunea 8 cuprinde un conector pentru tensiunile de alimentare de ±10V [5].

Secțiunea 9 cuprinde două socluri pentru diode redresoare care pot fi folosite după nevoie în experimente [5].

Secțiunea 10, situată în colțul din dreapta sus a plăcii, reprezintă un breadboard utilă pentru realizarea altor montaje experimentale [5].

Figura 2.1.2. Modulul ASLK Pro cu distribuția secțiunilor [5]

2.2. MODULE DE INTERES PENTRU LUCRĂRI DE LABORATOR CIA

Modulele de interes pentru lucrări de laborator CIA sunt cele din secțiunea 1. Secțiunea 1 cuprinde trei circuite integrate TL082, fiecare conținând câte două amplificatoare operaționale. Această secțiune este la rândul ei împărțită în trei subsecțiuni:

OP AMP TYPE I INVERTING

Figura 2.2.1. Modulul ASLK Pro sectiunea OP AMP TYPE I INVERTING

Schema electrică pentru această subsecțiune a modulului este prezentată mai jos. Cele două amplificatoare operaționale pot fi conectate doar în configurație de amplificator inversor.

Figura 2.2.2. Schema electrică pentru partea stângă a modulului

Figura 2.2.3. Schema electrică pentru partea dreaptă a modulului

OP AMP TYPE II FULL

Figura 2.2.4. Modulul ASLK Pro sectiunea OP AMP TYPE II FULL

Figura 2.2.5. Schema electrică pentru partea stângă a modulului

Figura 2.2.6. Schema electrică pentru partea dreaptă a modulului

Schema electrică pentru această subsecțiune a modulului este prezentată mai sus. Cele două amplificatoare operaționale pot fi conectate atat în configurație de amplificator inversor cat si de amplificator neinversor.

OP AMP TYPE III BASIC

Figura 2.2.7. Modulul ASLK Pro sectiunea OP AMP TYPE III BASIC

Schema electrică pentru această subsecțiune a modulului este prezentată mai jos. Cele două amplificatoare operaționale pot fi conectate atat în configurație de amplificator inversor cat si de amplificator neinversor.

Figura 2.2.8. Schema electrică pentru partea stângă a modulului

Figura 2.2.9. Schema electrică pentru partea dreaptă a modulului

2.3. PARAMETRI DE INTERES PENTRU AMPLIFICATORUL OPERAȚIONAL TL082

Aceste dispozitive sunt amplificatoare operaționale de intrare JFET cu costuri reduse, de mare viteză, cu o tensiune de intrare decuplată la intrare (tehnologia BI-FET II ™). Acestea necesită un curent scăzut al alimentării, menținând în același timp un produs de lățime de bandă de câștig mare și un slew rate rapid. În plus, dispozitivele de intrare de înaltă tensiune JFET oferă un bias de intrare foarte scăzut și curenți de compensare. TL082 este compatibil cu standardul LM1558, permițând designerilor să actualizeze imediat performanța generală a modelelor existente LM1558 și LM358 [4].

Aceste amplificatoare pot fi utilizate în aplicații cum ar fi integratori de mare viteză, convertoare rapide D / A, circuite de eșantionare și de așteptare și multe alte circuite care necesită o tensiune de intrare scăzută la intrare, un curent redus de intrare scăzut, o impedanță de intrare ridicată, un slre rate ridicat și o lățime largă de bandă. Dispozitivele prezintă, de asemenea, un zgomot redus și o deplasare a tensiunii de compensare.

Caracteristici generale:

•Internally Trimmed Offset Voltage: 15 mV

• Low Input Bias Current: 50 pA

• Low Input Noise Voltage: 16nV/√Hz

• Low Input Noise Current: 0.01 pA/√Hz

• Wide Gain Bandwidth: 4 MHz

• High Slew Rate: 13 V/μs

• Low Supply Current: 3.6 mA

• High Input Impedance: 1012Ω

• Low Total Harmonic Distortion: ≤0.02%

• Low 1/f Noise Corner: 50 Hz

• Fast Settling Time to 0.01%: 2 μs

DC Electrical Characteristics (1)

Tabelul 2.3.1.

Aceste specificații se aplică pentru VS = ± 15V și 0 ° C ≤TA ≤ + 70 ° C. VOS, IB și IOS sunt măsurate la VCM = 0.

Curenții de polarizare de intrare sunt curenți de scurgere de joncțiune care aproximativ se dublează la fiecare creștere de 10 ° C a temperaturii de joncțiune, Tj. Datorită timpului limitat de testare în producție, curenții de polarizare de intrare măsurați sunt corelați cu temperatura de joncțiune. În timpul funcționării normale temperatura de joncțiune crește peste temperatura ambiantă ca urmare a disipării interne a puterii, PD. Tj = TA + θjA PD unde θjA este rezistența termică de la joncțiune la cea ambientală. Utilizarea unui radiator este recomandată dacă curentul de intrare trebuie să fie redus la minimum.

Raportul de respingere a tensiunii de alimentare este măsurat pentru ambele mărimi de alimentare care cresc sau scad simultan în conformitate cu practică comună. VS = ± 6V până la ± 15V.

AC Electrical Characteristics (1)

Tabelul 2.3.2.

Aceste specificații se aplică pentru VS = ± 15V și 0 ° C ≤TA ≤ + 70 ° C. VOS, IB și IOS sunt măsurate la VCM = 0.

Aceste dispozitive sunt aplificatoare opetaționale cu tensiune de intrare decuplată la intrare și dispozitive de intrare JFET (BI-FET II). Aceste JFET-uri au tensiuni mari de cadere inversă de la poarta la sursă și scurgere eliminând necesitatea clemelor peste intrări. Prin urmare, tensiunile de intrare diferențiale mari pot fi ușor adaptate fără creșteri mari la curentul de intrare. Tensiunea maximă de intrare diferențială este independentă de tensiunile de alimentare. In orice caz, nici una dintre tensiunile de intrare nu trebuie să depășească alimentarea negativă, deoarece aceasta va permite scrgerea unor curenți mari care pot duce la o distrugerea dispozitivului.

Depășirea limitei negative a modului comun pe oricare dintre intrări va determina o inversarea fazei la ieșire și forțarea ieșirii amplificatorului la starea corespunzătoare înaltă sau joasă. Depășind limita negativă a modului comun ambele intrări vor forța ieșirea amplificatorului la o stare înaltă. În nici unul din cazuri nu apare o blocare atunci cand ridicarea intrării înapoi în intervalul comun pune faza de intrare și astfel amplificatorul funcționează normal.

Depășirea limitei pozitive comune pe o singură intrare nu va schimba faza de ieșire; totuși, dacă ambele intrări depășesc limita, ieșirea amplificatorului va fi forțată la o stare ridicată.

Amplificatoarele vor funcționa cu o tensiune de intrare comună, egală cu alimentarea pozitivă; cu toate acestea, lățimea de banda de frecvență și slew rate pot fi reduse în această condiție. Atunci când tensiunea negativă comună oscileaza pana la 3V la alimentarea negativă, poate apărea o creștere a tensiunii de intrare.

Fiecare amplificator este influențat individual de o referință zener care permite funcționarea normală a circuitelor la sursele de alimentare de ± 6V. Tensiunile de alimentare mai mici decât acestea pot avea ca rezultat o lățime de bandă de frecvență si slew rate mai mică.

Amplificatoarele vor conduce la o rezistență de sarcină de 2 kΩ la ± 10 V în intervalul de temperatură între 0 ° C și + 70 ° C. Dacă amplificatorul este forțat să conducă curenți mai mari de sarcină, cu toate acestea, poate apărea o creștere a tensiunii de intrare la tensiunea negativă și, în final, atinge o limită de curent activă atât la legatura pozitivă, cât și la cea negativă.

Trebuie luate măsuri de precauție pentru a se asigura că sursa de alimentare a circuitului integrat nu se inversează niciodată în polaritate sau că aparatul nu este instalat în mod accidental învers într-o priză, deoarece un curent nelimitat prin dioda din interiorul IC-ului poate provoca fuzionarea conductorilor interni și conduc la o unitate distrusă.

Deoarece aceste amplificatoare sunt mai degrabă JFET decât amplificator operational de intrare MOSFET, acestea nu necesită manipulare specială.

Ca și în cazul majorității amplificatoarelor, ar trebui să se acorde o atenție deosebită îmbrăcăminții de plumb, plasării componentelor și decuplării curentului, pentru a asigura stabilitatea. De exemplu, rezistențele de la ieșire la o intrare ar trebui plasate cu corpul aproape de intrare, pentru a minimiza "preluarea" și a maximiza frecvența polului de reacție prin minimizarea capacității de la intrare la masă.

Un pol de feedback este creat atunci când feedback-ul în jurul oricărui amplificator este rezistiv. Rezistența și capacitatea paralelă de la intrarea dispozitivului (de obicei, intrarea inversoare) la masă AC stabilesc frecvența polului. În multe cazuri frecvența acestui pol este mult mai mare decât frecvența așteptată de 3 dB a câștigului in buclă închisă și, prin urmare, există un efect neglijabil asupra marjei de stabilitate. Cu toate acestea, dacă polul de feedback este mai mic de aproximativ 6 ori decât frecvența de 3 dB așteptată, un condensator de plumb ar trebui plasat de la ieșire la intrarea amplificatorului operațional. Valoarea condensatorului adăugat ar trebui să fie astfel încât constanta in timp RC a acestui condensator și a rezistenței în paralel să fie mai mare sau egală cu constanta de timp a polului de feedback original.

Figura 2.3.1. Schema funcțională a amplificatorului TL082 din foaia de catalog [4]

CAPITOLUL 3

REALIZAREA EXPERIMENTLOR SI CONCLUZIILE

3.1. DETERMINAREA BENZII DE FRECVENȚĂ ÎN CAZUL UNUI AMPLIFICATOR OPERAȚIONAL ÎN CONFIGURAȚIE DE INVERSOR

3.1.1. Generalități

Amplificatorul operațional – AO – de uz general are simbolul prezentat în figura 3.1.1.1. Se observă cele două intrări, ieșirea, alimentările simetrice precum și numărul fiecărui pin prin care AO este conectat cu exteriorul. Din punct de vedere al funcționării, AO este un amplificator diferențial de curent continuu (amplifică diferența de tensiune dintre cele două intrări, iar banda sa de frecvență începe de la 0 Hz), cu câștig mare, realizat sub formă de circuit integrat (CI), cu următoarele caracteristici: amplificare în buclă deschisă foarte mare (peste 105), atenuare mare a tensiunii de mod comun (valoarea medie a potențialelor celor două intrări), impedanță de intrare foarte mare, impedanță de ieșire foarte mică, bandă de frecvență mare, variații mici ale parametrilor tipici datorită procesului de fabricație etc.

Figura 3.1.1.1. Simbolul unui AO și semnificația terminalelor pentru TL082

Figura 3.1.1.2. Structura internă pentru TL082

Figura 3.1.1.3. Sensul de numerotare al pinilor.

De obicei legăturile la alimentare nu sunt prezente în schemele care conțin un AO. Dar trebuie remarcat faptul că vom utiliza întotdeauna aceste alimentări și, de cele mai multe ori (dacă nu se specifică altfel), vom avea nevoie de alimentări simetrice cu valori cuprinse între +/- 5V și +/- 15V. In cele mai multe cazuri analiza unui circuit cu AO se poate face considerând AO ca fiind ideal. Aceasta înseamnă că sunt îndeplinite următoarele două presupuneri: curenții de intrare în AO sunt nuli și potențialele celor două noduri de intrare sunt egale. Cu aceste presupuneri vom considera amplificatorul inversor realizat cu AO ideal, prezentat în figura 3.1.1.4.

Figura 3.1.1.4. a). Amplificator inversor realizat cu AO; b). Relația de legătură între tensiunea de ieșire și cea de intrare.

Chiar dacă vom putea considera valabilă relația Ue = f(Uin) prezentată în figura 2.1.1.4 b), pentru AO reale avem comportamente neideale datorate benzii de frecvență finite, vitezei finite de răspuns (Slew Rate) etc. In această lucrare vom studia aceste limitări ale unui AO.

La un amplificator, modulul amplificării variază în funcție de frecvența semnalului aplicat la intrare. Un semnal nesinusoidal aplicat la intrare va prezenta la ieșire distorsiuni de frecvență deoarece componentele sale de diferite frecvențe sunt amplificate în mod diferit.

Prin definiție, banda de frecvență a unui amplificator este domeniul de frecvențe de lucru în care amplificarea nu scade cu mai mult de 3dB, respectiv puterea semnalului de la ieșirea amplificatorului nu scade sub jumătate din valoarea puterii semnalului de la ieșire avută pentru frecvențe medii (de ex. la 1 kHz).

Figura 3.1.1.5. Modulul răspunsului în frecvență al unui amplificator operațional în buclă deschisă

Notând P1 puterea semnalului la ieșire pentru 1 KHz și P2 puterea semnalului la ieșire pentru frecvența de la capătul benzii, se observă că la limita benzii de frecvență câștigul de putere scade cu 3 decibeli.

Pentru banda de frecvență amplificatoarele cu tranzistoare au două valori de frecvență corespunzătoare limitei inferioare și celei superioare; la amplificatorul operațional avem o singură frecvență limită, cea superioară, amplificatoarele operaționale fiind amplificatoare de c.c.

Limita benzii de frecvență fiind valoarea de frecvență la care puterea scade la jumătate, din punct de vedere al tensiunii măsurate, aceasta (U2) va scădea la 0,707 din ce a fost inițial la frecvențe medii (U1):

Un exemplu de răspuns în frecvență tipic pentru un amplificator operațional (de uz gneral) în buclă deschisă este prezentat în figura 3.1.1.5. AO este compensat intern (corecție prin efect Miller cu ajutorul unui condensator integrat de 30 pF) pentru a împiedica intrarea în oscilație a amplificatorului utilizat în buclă închisă. Se observă din figura 3.1.1.5 că valoarea frecvenței singurului pol este de valoare mică (frecvență joasă), de ordinul n*Hz (10 Hz în figura 3.1.1.5). Observăm că amplificarea în buclă deschisă este de 100 dB la 1Hz dar scade repede odata cu creșterea frecvenței. Frecvența la -3dB este de aproximativ 10 Hz. Incepând cam de la această valoare de frecvență caracteristica scade cu 20dB/decadă și ajunge la amplificare unitară, la frecvența de 1MHz (specific pentru Ao de uz general, de exemplu µA741 care are frecvența de 1MHz la amplificare unitară). Aceasta se numește frecvența la amplificare unitară, fu.

Această valoare de 1MHz se obține înmulțind amplificarea în buclă deschisă în c.c. și la foarte joasă frecvență, A0 (=100.000), cu banda de frecvență (10 Hz): fu=A0*f-3dB numindu-se din acest motiv și produsul amplificare-bandă (Gain Bandwidth Product, GBP). La orice amplificator operațional, caracterizat în buclă deschisă de un singur pol dominant, produsul amplificare-bandă este constant.

Figura 3.1.1.6. Banda de frecvență pentru două cazuri de amplificare

Figura 3.1.1.7. Modulul răspunsului în frecvență al unui TL082

De obicei amplificatoarele operaționale se utilizează cu reacție negativă (deci în buclă închisă) deoarece aceasta îmbunătățește proprietățile amplificatorului cu reacție. Astfel și banda de frecvență care era inițial de 10 Hz poate să crească. Dacă se utilizează rezistoare (figura 3.1.1.4. a)) pentru a fixa amplificarea la 100 sau la 10, răspunsul în frecvență al amplificatorului cu reacție va fi cel indicat în figura 3.1.1.6.

Pentru un raport de rezistențe de 100 (conform schemei și formulei din figura 3.1.1.4), amplificatorul realizat cu TL082l va avea un câștig de 100 pentru semnale de intrare a căror frecvență va fi mai mică de (aproximativ) 30KHz (conform diagramei Bode din figura 3.1.1.7. Dar dacă reducem amplificarea de la 100 la 10, banda de frecvență va crește până la aproximativ 300KHz. Dacă este nevoie de un amplificator cu amplificare de 100 și bandă mai largă, ar fi mai util să utilizăm două amplificatoare în cascadă (fiecare cu amplificare de 10) și am păstra astfel banda de frecvență de la zero până la 100 KHz.

La amplificatorul operațional TL082, răspunsul în frecvență este prezentat în foile de catalog conform figurii 3.1.1.7. De obicei din foile de catalog se citește amplificarea la foarte joasă frecvență, de ex. pentru amplificatorul operațional de tipul TL082 avem A0 = 110 dB (valoarea amplificării în buclă deschisă de aprox. 300000) și produsul amplificare-bandă care are valoarea GBP = 4 MHz (din foile de catalog). De aici rezultă valoarea frecvenței la -3dB (deoarece pe caracteristica amplitudine-frecvență este destul de dificil să se citească valoarea acestei frecvențe), f-3dB:

f-3dB = 4*106: 300000 = 13Hz

3.1.2. Echipamente folosite pentru realizarea experimentelor

Pentru realizarea experimentelor am folosit urmatoarele echipamente:

– Modulul Analog System LabKit Pro de la Texas Instruments

– Sursă de tensiune continuă de alimentare simetrică

– Generator de semnal Tektronix AGF3102C

– Osciloscop Tektronix DPO4054B

3.1.3. Alegerea schemelor utilizate la experimentul pentru măsurarea benzii de frecvență

Pentru calculul benzii de frecvență se utilizează modulul marcat cu galben de pe placa ”System Lab Kit ASLK PRO” de la Texas Instruments, prezentată în figura 3.1.3.1. Din modulul marcat și care are denumirea ”OPAMP TYPE II FULL” se alege AO din stânga, OP2A. In acest modul există posibilitatea de a alege o valoare posibilă pentru amplificare conectând corespunzător rezistoarele lipite (cu un singur terminal) la intrările ”+” și ”-” de la AO ales.

Figura 3.1.3.1. Placa System Lab Kit ASLK PRO de la Texas Instruments.

Aleg o schemă de amplificator inversor cu AO care să aibă o amplificare de -10. Pentru rezistoare trebuie folosite doar valorile de rezistență prezente pe placă (1kΩ, 2,2kΩ, 10kΩ, 4,7kΩ). Determin valoarea rezistenței care trebuie conectată la intrarea neinversoare și aleg o valoare apropiată conectând corespunzător rezistoarele disponibile la intrarea neinversoare.

Figura 3.1.3.2. Schema electrică pentru partea stângă a modulului marcat cu galben de pe placa ”System Lab Kit ASLK PRO” TI

Figura 3.1.3.3. Schema de masurare utilizată pentru experimentul 1

3.1.4. Efectuarea experimentului si rezultatele obținute la experimentul pentru măsurarea benzii de frecvență

Am identificat regleta unde se face alimentarea cu +10V , -10V și masa precum și componentele de care am nevoie (pentru o amplificare de -10) prezente pe placa de test și am notat pinii pe care-i folosesc de la AO (voi ține cont de semnificația pinilor pentru amplificatorul operațional, prezentată în figura 3.1.1.1. și în figura 3.1.3.2., inclusiv pentru pinii de alimentare).

Figura 3.1.4.1. Sursă dublă pentru alimentare simetrică

AO trebuie alimentat cu tensiuni simetrice de +/- 10V. Pentru aceasta am pornit sursa de alimentare în gol (fără firele de la placa de test conectate la el), am facut reglajul tensiunilor la cele două surse și am realizat conectarea în serie a lor conform figurii 3.1.4.1.

După stabilirea valorilor tensiunilor de alimentare am oprit sursa de tensiune continuă.

Pornesc generatorul de semnal și verific cu ajutorul osciloscopului să avem un semnal sinusoidal, cu frecvența de (aproximativ 1KHz) și valoarea vârf-vârf de 1,2V și fără componentă continuă. Pentru verificarea componentei continue se utilizează butonul de ac-dc de la osciloscop. (Generatorul de semnal rămâne pornit având la ieșire un semnal sinusoidal de 1KHz și valoare v-v de 1,2V.)

Am realizat pe placa de test schema de amplificator inversor desenată , utilizând firele cu conectori puse la dispoziție.

Cu sursa de alimentare oprită, am realizat și legăturile de conectare a plăcii de test cu sursa de alimentare, cu generatorul de semnal (conectat la intrare) și cu osciloscopul (conectat la ieșire). Ieșirea generatorului de semnal se aplică la intrarea notată cu Uin.

După ce am verificat corectitudinea conexiunilor am pornit sursa de alimentare. Fiind conectată o sondă la ieșirea amplificatorului, am vizualizat pe osciloscop tensiunea Ue de la ieșire și am calculat raportul Uin/Ue.

Mențin valoarea v-v a tensiunii de intrare la 1,2Vpp și măsurăm pe osciloscop valoarea vârf la vârf a semnalului de la ieșirea amplificatorului. Am notat această valoare cu U1fm (fm =frecvență medie). Am modificat doar frecvența semnalului de intrare (valoarea v-v rămânănd neschimbată ) și am urmărimt valoarea tensiunii la ieșire. La un moment dat valoarea vârf la vârf a tensiunii de la ieșire început să scadă.

Banda de frecvență , pentru o amplificare de -10 este următoarea:

Uintrare : – frecvența de 1 kHz

– Aintrare (Vpp) 1,2 V

– Amplitudine 0,6 V

– Rr = 10 kΩ , Rin = R1 = 1 kΩ

=> Uieșire : – frecvența de 1 kHz

– Aintrare (Vpp) 12 V

– Amplitudine 6 V

Am stabilit și menținut constant nivelul tensiunii de la intrare, prin măsurarea cu osciloscopul, și am modificat continuu frecvența tensiunii de intrare măsurând nivelul tensiunii de ieșire până când acesta a scăzut la 0,707 din nivelul inițial.

Uieșire = 0,707 × 12 Vpp = 8,48 Vpp => f ≈ 400 kHz

A×B = 10 × 400 kHz = 4 MHz

Banda de frecvență, pentru o amplificare de -2.2 are următoarele date:

Uintrare : – frecvența de 1 kHz

– Aintrare (Vpp) 1,2 V

– Amplitudine 0,6 V

– Rr = 10 kΩ , Rin = R1 = 1 kΩ

=> Uieșire : – frecvența de 1 kHz

– Aintrare (mVpp) 2,64 V

– Amplitudine 1,32 V

Uieșire = 0,707 × 1,32 Vpp = 0,93 Vpp => f ≈ 1,85 MHz

A×B = 10 × 1,85 MHz = 4,07 MHz

De aici se poate observa că la amplificatorul operational produsul amplificare-bandă este constant.

Se confirmă variația cu ±30% a valorii benzii de frecvență, la temperatura camerei, față de valorile specificate în foile de catalog ale TL082.

Figura 3.1.4.2. Montajul experimentului realizat cu ASLK Pro

Figura 3.1.4.3. Montajul complet al experimentului realizat cu ASLK Pro

Figura 3.1.4.4. Cazul amplificării cu -10 și frecvența măsurată de 1kHz

Figura 3.1.4.5. Cazul amplificării cu -10 și frecvența măsurată de 400kHz

3.2. DERERMINAREA VITEZEI MAXIME DE MODIFICARE A TENSIUNII LA IEȘIRE (SLEW RATE)

3.2.1. Generalități

3.2.1.1. Figura Circuitul pentru determinarea SR

Un alt parametru de regim dinamic foarte important al amplificatorului operațional real este viteza maximă de modificare a tensiunii de la ieșire, notată de obicei cu SR (de la denumirea în engleză slew-rate). Motivul pentru care apare această limitare la amplificatoarele operaționale este din cauza curenților de polarizare din circuitul integrat de valoare mică și datorită prezenței condensatorului integrat (intern) necesar pentru compensarea caracteristicii de frecvență (pentru a asigura stabilitatea amplificatorului în buclă închisă).

Figura.3.2.1.2. Schemă bloc pentru structura unui AO.

Astfel, dacă semnalul de la intrarea unui amplificator operațional se modifică rapid, în interiorul amplificatorului operațional, încărcarea (sau descărcarea) acestui condensator (figura 3.2.1.2) se va putea executa într-un anumit interval de timp (condiționat și de valoarea curentului de încărcare al condensatorului). Deci procesul de încărcare al condensatorului se desfășoară funcție de o anumită constantă de timp, adică încărcarea se produce cu o anumită ”viteză”.

Dacă modificarea tensiunii (de la intrarea amplificatorului operational) are o viteză de variație mai mare decât această viteză de încărcare a condensatorului, tensiunea de la ieșirea amplificatorului operațional nu mai poate urmări forma de variație a tensiunii de intrare. Apar astfel distorsiuni ale formei tensiunii de intrare, nu doar întârzieri.

Prin definiție, viteza maximă de schimbare a tensiunii la ieșire este:

Valoarea lui SR este de obicei specificată în foile de catalog ale amplificatorului operațional și se măsoară în V/μs. Se poate spune că pentru o variație a tensiunii de la intrare (tensiune de o anumită frecvență), tensiunea de la ieșirea amplificatorul va avea o viteză de creștere maximă posibilă egală cu SR.

De exemplu, dacă la ieșirea unui AO avem o tensiune sinusoidală cu amplitudinea Um, pentru a nu avea aici un semnal distorsionat, va trebui ca frecvența semnalului de la intrare să respecte relația:

,

caz în care se obțin distorsiuni de neliniaritate mai mici decât 1% cu o rezistență de sarcină ≥10KΩ.

3.2.2. Echipamente folosite pentru realizarea experimentului

Pentru realizarea experimentului am folosit urmatoarele echipamente:

– Modulul Analog System LabKit Pro de la Texas Instruments

– Sursă de tensiune continuă de alimentare simetrică

– Generator de semnal Tektronix AGF3102C

– Osciloscop Tektronix DPO4054B

3.2.3. Alegerea schemei utilizate la experimentul pentru măsurarea SR-ului

Pentru măsurarea factorului SR se utilizează circuitul prezentat în figura 3.2.3.1. și realizat cu amplificarea de -10 construit mai sus. Rezistoarele Rs1 și Rs2 le conectez pe partea dreapta sus a modulului ASLK PRO în zona disponibilă pentru extensii ulterioare (marcară cu chenar roșu în figura 3.2.4 ).

Figura.3.2.3.1. Placa System Lab Kit ASLK PRO de la Texas Instruments.

3.2.4. Efectuarea experimentului si rezultatele obținute la experimentul pentru măsurarea benzii de frecvență

Realizez alimentarea modulului și aplic la intrarea amplificatorului o tensiune dreptunghiulară (conform figurii 3.2.1.1.) cu frecvența de 100 KHz și amplitudinea de 1,4 Vpp, cu Rs1 conectată. Oscilografiez semnalul de la ieșirea amplificatorului și măsor ΔUe și Δt. Calculez SR cu formula: .

Figura 3.2.4.1. Măsurarea SR la o frecvență de 100kHz

Figura 3.2.4.2. Măsurarea SR la o frecvență de 100kHz

= ≈ 7 V/µs

Concluzia importantă este aceea că timpul de creștere datorat SR-ului este independent de amplificarea circuitului, depinzând numai de valoarea de vârf a tensiunii de ieșire. Se observă, de asemenea, că timpul de creștere datorat SR-ului este în contrast evident cu cel datorat benzii finite, deoarece în cazul timpului de creștere datorat benzii finite, amplificarea în buclă închisă afectează banda și deci și timpul de creștere.

3.3. CONCLUZII

1. Pentru realizarea prezentului proiect de licență a fost nevoie de o muncă temeinică de studiu a literaturii de specialitate cât și a documentației tehnice a modulului ASLK Pro-TI, o învățare a modului de folosire al acestuia și de realizare a experimentelor.

2. Au fost inițial verificate experimental și apoi propuse ca scheme de măsurare, în general, circuitele incluse în manualele de la punctul [2] din bibliografie.

3. Modulul și-a dovedit versatilitatea și posibilitățiile multiple pe care le oferă pentu realizarea unor experimente cu amplificatoare operaționale.

4. Experimentele propuse au permis măsurarea cu suficientă acuratețe a parametrilor aleși pentru amplificatoarele operaționale, compararea rezultatelor cu cele obținute prin calcule teoretice.

5. Metodele și echipamentele de măsurare folosite în cadrul experimentelor pot fi îmbunătățite pentru obținerea unor rezultate cantitative mai precise pentru parametrii măsurați.

BIBLIOGRAFIE

1. Understanding OP Amp Parameters, sloa083_understanding_op amp_param.pdf, Texas Instruments

2. TI Precision Labs-OP Amps: Lecture Manual, Texas Instruments

3. TI Precision Labs-OP Amps: Lab Manual, Texas Instruments

4. http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tl082.pdf

5. Analog System Lab Kit PRO Manual, aslk-pro-manual-v103.pdf, Texas Instruments

6. Understanding OP Amp Specifications, sloa011_in_out_param.pdf, Texas Instruments