Analiza surselor de comutație. Regim dinamic. Stabilitate [305539]

Universitatea ”Politehnica” [anonimizat]. Regim dinamic. Stabilitate

Proiect de diplomă

prezentat ca cerință parțială pentru obținerea titlului de

Inginer în domeniul Electronică și Telecomunicații

programul de studii de licență Electronică Aplicată

Conducător științific Absolvent: [anonimizat]. Constantin RĂDOI Gabriela Doina STĂNCIULESCU

Anul 2016

Lista figurilor

Figura 1.1 – Schema generală a unui sistem electronic de control al transferului de energie electrică

Figura 1.2 – Schema principalelor sisteme electronice de conversie a energiei electrice

Figura 1.3 – Schema generală a unei surse stabilizate în comutație

Figura 1.4 – Miez magnetic cu întrefier

Figura 1.5 – Caracteristica de magnetizare a unui miez de ferită

Figura 2.1 – Schema electrică de principiu a convertorului Forward

Figura 2.2 – Convertorul Forward cu 2 tranzistoare

Figura 2.3 – Schema electrică de principiu a [anonimizat] 2.4 – Schema de principiu a [anonimizat] (în semipunte)

Figura 2.5 – Schema de principiu a [anonimizat] (în punte)

Figura 2.6 – Schema de principiu a convertorului Flyback

Figura 2.7 – Convertorul Flyback cu 2 tranzistoare

Figura 3.1 – Schema electrică de principiu a convertorului Flyback

Figura 3.2 – Schema electrică de principiu a [anonimizat] 3.3 – Tensiunea și curentul prin inductanța L în regim de circulație continuă

Figura 3.4 – Regimul de circulație limită al convertorului Flyback

Figura 3.5 – [anonimizat] 3.6 – Modelul mediat

Figura 3.7 – Caracteristica de transfer a [anonimizat] 3.8 – Schema de principiu a [anonimizat] 210

Figura 3.9 – [anonimizat] a convertorului Flyback

Figura 3.10 – [anonimizat] a convertorului Flyback

Figura 3.11 – Caracteristica de transfer a înfășurării de reacție

Figura 3.12 – Formele de undă ale modulatorului PWM

Figura 3.13 – Sistem în buclă închisă

Figura 3.14 – [anonimizat] – Înfășurare de reacție

Figura 3.15 – Tipuri de amplificatoare de eroare compensate

Figura 3.16 – Caracteristicile de transfer ale amplificatorului tip 1

Figura 3.17 – Caracteristicile de transfer ale amplificatorului tip 2

Figura 3.18 – Caracteristicile de transfer ale amplificatorului tip 3

Figura 3.19 – Marginea de fază și marginea de câștig în buclă deschisă

Figura 4.1 – Modelul Pspice al sursei în comutație

Figura 4.2 – Fișierul de circuit

Figura 4.3 – [anonimizat] a convertorului Flyback

Figura 4.4 – [anonimizat] 4.5 – Caracteristica de transfer a înfășurării de reacție

Figura 4.6 – Caracteristica de transfer a [anonimizat]–Înfășurare de reacție

Figura 4.7 – Caracteristica de transfer a [anonimizat] 1

Figura 4.8 – Caracteristica de transfer a [anonimizat] 2 cu C15=270pF

Figura 4.9 – [anonimizat] A.O de ordin 1

Figura 4.10 – [anonimizat] A.O de ordin 2 cu C15=100pF

Figura 4.11 – [anonimizat] A.O de ordin 2 cu C15=180pF

Figura 4.12 – Caracteristica de transfer în buclă deschisă – cu A.O de ordin 2 cu C15=270pF

Figura 4.13 – Rejecția perturbațiilor de mod diferențial pe linia de alimentare

Figura 4.14 – Rejecția de mod diferențial a perturbațiilor generate de convertorul c.c-c.c

Lista tabelelor

Tabel 3.1 – Funcțiile de transfer ale convertorului Buck-Boost mediat

Tabel 3.2 – Tabelul de variație al caracteristicii de transfer intrare-ieșire

Tabel 3.3 – Tabelul de variație al caracteristicii de transfer control – ieșire

Tabel 3.4 – Tabelul de variație al caracteristicilor modelului înfășurării de reacție

Tabel 3.5 – Tabelul de variație al caracteristicii de transfer Modulator PWM – Convertor – Înfășurare de reacție

Tabel 3.6 – Caracteristica de transfer în buclă deschisă tip 1

Tabel 3.7 – Caracteristica de transfer în buclă deschisă tip 2 cu C2 100pF

Tabel 3.8 – Caracteristica de transfer în buclă deschisă tip 2 cu C2 180pF

Tabel 3.9 – Caracteristica de transfer în buclă deschisă tip 2 cu C2 270pF

Lista acronimelor

A – Amper

EMI – ElectroMagnetic Interference Filter

FET – Field Effect Transistor

IGBT – Insulated Gate Bipolar Transistor

LED – Light-Emitting Diode

LSI – Large Scale Integration

MOS – Metal Oxide Semiconductor

PWM – Pulse Width Modulation

SMD – Surface Mount Device

UPS – Uninterrupted Power Source

V – Volt

W – Watt

Introducere

Pornind de la tema proiectului ”Analiza surselor în comutație. Regim dinamic. Stabilitate” vom analiza diverse topologii ale surselor pentru a putea evidenția principalele caracteristici funcționale și pentru a determina parametrii electrici în vederea comparării performanțelor acestora. Din gama de surse în comutație vom studia sursele bazate pe convertoare c.c – c.c cu izolare galvanică (Flyback, Forward, Push-Pull, Half-Bridge, Full-Bridge) alimentate din rețeaua de curent alternativ.

Datorită caracteristicilor foarte bune, a robusteții, siguranței în funcționare, izolării galvanice și a posibilităților de reglaj, acestea sunt utilizate pentru alimentarea majorității aparatelor electronice de larg consum, a tehnicii de telecomunicații, a computerelor și echipamentelor periferice, a aparaturii de măsură și de automatizare din industrie.

Dezvoltarea explozivă a electronicii începând din a 2-a jumătate a secolului trecut, a făcut posibilă apariția unor dispozitive și tehnologii performante, cu impact decisiv în creșterea nivelului de trai și evoluția rapidă a umanității spre o societate supertehnologizată și informatizată.

Contracararea consecințelor negative ale consumului foarte mare de energie electrică, care în multe state este prezentat ca indicator principal al nivelului de trai, este o preocupare importantă a guvernelor și a oamenilor de știință în ultimii ani. O mare parte a soluțiilor problemei vine de la electronica de putere care permite utilizarea eficientă și reducerea consumurilor energetice prin controlul proceselor de conversie și transformare cât și prin reducerea pierderilor.

Dezvoltarea unor dispozitive electronice avansate, miniaturizarea și integrarea pe scară largă (LSI) a dus la reducerea spectaculoasă a consumului de energie electrică la toate produsele și bunurile de larg consum, la aparatura de radiocomunicații, aparatura de calcul și multe altele.

O parte esențială a electronicii de putere o reprezintă sursele în comutație. Acestea realizează conversia de energie (putere) de curent continuu de la o sursă nestabilizată, în putere de curent continuu la ieșire, cu anumiți parametri (I,U) adecvați alimentării consumatorilor electrici.

Alegerea temei proiectului – ”Analiza surselor în comutație. Regim dinamic. Stabilitate” – a fost motivată de următoarele considerente:

sursele în comutație reprezintă blocuri esențiale ale oricăror echipamente electronice;

numărul mare de unități în lucru, diversitatea domeniilor în care sunt utilizate: computere, echipamente periferice, telecomunicații, echipamente de automatizare, de măsură și control, aeronautice, navale, medicale, militare și bunuri de larg consum;

perspectivele de dezvoltare ale acestora atât ca perfecționare a topologiilor cât și a performanțelor electrice odată cu dezvoltarea de noi componente electronice cu parametrii superiori.

Importanța studiului și cercetărilor în domeniul surselor în comutație este dată de posibilitatea reducerii în proporții considerabile a consumului de energie electrică, temă de actualitate a societății noastre.

Obiectivele generale urmărite în proiect sunt următoarele: analiza diferitelor topologii de surse în comutație, evidențierea principalelor caracteristici funcționale, determinarea parametrilor electrici esențiali ce caracterizează sursele stabilizate în comutație și compararea performanțelor realizate de sursele în comutație.

1. Considerații generale ale surselor în comutație

Toate circuitele electronice controlează transferul energiei electrice de la sursa de energie (rețea de curent alternativ, baterii electrice, surse neconvenționale, etc.) către sarcină. Ideal este ca transferul energetic să fie fără pierderi, dar cum circuitul electronic consumă o parte din energie pentru a-și îndeplini funcția, transferul energetic se face cu randament subunitar. Maximizarea randamentului se realizează pe două căi și anume:

reducerea consumului propriu de energie al circuitului electronic;

realizarea conversiei energetice la parametrii optimi ceruți de sarcină pentru minimizarea consumului din sursa primară de energie electrică.

Aceste condiții pot fi îndeplinite la un nivel suficient de înalt dacă convertorul energetic este realizat cu circuite electronice ce lucrează în comutație (on/off), situație în care puterea disipată pe elementele de comutație este minimă. În aceste condiții, disiparea de energie fiind redusă, randamentul de conversie al energiei crește foarte mult.

Figura 1.1 – Schema generală a unui sistem electronic de control al transferului de energie electrică

Cele mai utilizate surse primare de energie electrică sunt:

surse de curent alternativ: rețeaua electrică națională, generatoare de curent alternativ, generatoare de energie regenerabilă(eoliene);

surse de curent continuu: baterii electrice, acumulatori electrici, baterii solare, pile de combustie, generatoare de curent continuu;

Sarcinile de tip electric (consumatorii) pot fi alimentate în curent continuu (aparate,dispozitive) sau în curent alternativ (motoare, instalații de tratament termic, lămpi cu descărcări în gaze).

Figura 1.2 – Schema principalelor sisteme electronice de conversie a energiei electrice

1.1. Avantaje și dezavantaje ale surselor în comutație

Convertoarele c.c-c.c cu izolare galvanică stau la baza surselor în comutație utilizate la alimentarea majorității aparatelor și dispozitivelor electronice.

Sursele în comutație realizează conversia de energie (putere) de curent continuu de la o sursă nestabilizată în putere de curent continuu la ieșire cu anumiți parametri (I,U). Dezvoltarea acestora a fost forțată de miniaturizarea circuitelor electronice ca urmare a dezvoltării circuitelor integrate pe scară largă (LSI) și a tehnologiei SMD, renunțându-se astfel la sursele liniare cu gabarite mari și randamente reduse.

Avantajele surselor de tensiune în comutație sunt:

puterea disipată pe dispozitivele de comutație de putere este foarte mică față de cea disipată pe elementul de reglaj serie dintr-un stabilizator liniar;

randament ridicat (în mod obișnuit 80-90%);

volum și greutate reduse;

pot debita mai multe tensiuni de ieșire stabilizate;

tensiunile de ieșire sunt izolate galvanic față de tensiunea de intrare;

Aceste avantaje pot fi comandate ușor și incluse în scheme de automatizare a unor procese complexe.

Dezavantajele surselor în comutație sunt următoarele:

prezența zgomotului de comutație pe sarcină;

producerea de perturbații electromagnetice în mediul înconjurător datorită comutării efectuate de contactorul static de putere;

tensiunea de ieșire prezintă un riplu (variație) a tensiunii cu frecvența de comutație suprapusă peste tensiunea continuă de ieșire;

necesită componente performante pentru lucrul la frecvențe, tensiuni și curenți mari.

1.2. Structura generală a unei surse în comutație

Figura 1.3 – Schema generală a unei surse stabilizate în comutație

Filtrul RF (EMI) realizează atenuarea radiației electromagnetice produsă de armonicele curentului de încărcare al filtrului capacitiv astfel încât acestea să nu pătrundă în rețeaua de curent alternativ.

Redresorul este realizat dintr-o punte monofazată cu tensiunea inversă mai mare de 300V și curent redresat corespunzător puterii solicitate de sarcină. Filtrul este capacitiv pentru surse cu puteri mai mici de 100W și de tip LC pentru puteri mai mari. În funcție de puterea solicitată de sarcină, valoarea capacității C poate fi de la câțiva uF la câțiva mF.

Convertorul c.c-c.c cu izolare galvanică poate fi oricare din tipurile: Flyback(cu revenire), Forward(direct), Push-Pull (în contra timp), Half-Bridge (în semipunte), Full-Bridge(în punte). Ele conțin elementele de comutare (contactoare statice – CS, diode de comutare, transformatorul izolator de înaltă frecvență și redresorul de înaltă frecvență cu filtru capacitiv.

Blocul de comandă, control și protecție realizează controlul tensiunii de ieșire (Us) prin intermediul unui amplificator de eroare și compensare care comandă un controler PWM care la rândul său comandă cu ajutorul unui driver ciclul ON/OFF al contactorului static, CS, astfel încât tensiunea de ieșire să rămână constantă.

Izolarea galvanică a surselor în comutație alimentate direct de la rețea este cerută de standarde de protecție a muncii interne și internaționale. Izolarea printr-un transformator de rețea este o soluție neadecvată atât ca preț cât și ca dimensiuni, mai ales la puteri mari de ieșire. Soluția optimă este ca transformatorul să fie o componentă a convertorului c.c-c.c și să lucreze la frecvențe mari (zeci, sute de kHz) pentru ca dimensiunile sale să fie foarte mici. Alte avantaje rezultate din soluția de mai sus sunt: obținerea facilă a mai multor tensiuni de ieșire izolate între ele și realizarea lejeră a raportului dintre tensiunea de intrare și tensiunile de ieșire, prin numărul de spire al înfășurărilor corespunzătoare, fapt ce face ca stabilizarea tensiunii de ieșire să se facă mai ușor la valori rezonabile ale factorului de umplere .

Izolarea galvanică prin transformator de înaltă frecvență se realizează pe partea de putere a sursei în comutație, iar pe partea de control si comandă se utilizează transformatoare de impulsuri sau optocuploare.

Miezul magnetic al transformatorului de înaltă frecvență este realizat din materiale feromagnetice cu permeabilitate magnetică mare (µ), numite ferite.

µ = ,

unde B este inducția magnetică (T), iar H este intensitatea câmpului magnetic (A/m).

Feritele sunt construite din pulberi magnetice presate, înglobate în rășini izolatoare pentru a avea curenți de pierderi mici în miez, acesta din urmă fiind slab conducător electric.

Comportamentul miezurilor de ferită la aplicarea unui câmp magnetic exterior – H(A/m), este caracaterizat de o curbă de magnetizare: B = B(H).

Figura 1.4 – Miez magnetic cu întrefier

Figura 1.5 – Caracteristica de magnetizare a unui miez de ferită

Dacă curentul de magnetizare din primarul transformatorului are un singur semn, miezul este excitat unidirecțional și curba sa de magnetizare se află în cadranul I sau III, în funcție de semnul curentului.

Pentru ca forma de undă a tensiunii (curentului) din secundarul transformatorului să nu fie distorsionată față de cea din primar, transformatorul trebuie să lucreze într-o porțiune liniară a curbei de magnetizare și la valori mici ale câmpului magnetic.

, unde Brem este inductanța remanentă.

În aceste condiții amplitudinea maximă a inducției magnetice în miez va fi:

Creșterea valorii lui impune folosirea unor miezuri cu Bmax foarte mare și Brem mic. Miezurile transformatoarelor excitate unidirecțional sunt slab utilizate, situație întâlnită la convertoarele tip Flyback și Forward.

Dacă curentul de magnetizare din primarul transformatorului are dublu sens (își schimbă sensul alternativ), miezul transformatorului este excitat bidirecțional, fiind parcursă întreaga curbă de magnetizare (cadranele I și III). În aceste condiții avem:

Această situație există la convertoarele c.c-c.c de tip: Half–Bridge, Full – Bridge, Push–Pull, etc. unde miezul magnetic al transformatorului este utilizat eficient.

Concluzia este că în aceleași condiții de lucru (putere de ieșire, frecvență de comutație, tip ferită), miezul transformatorului este mai mic la cele excitate bidirecțional decât la cele excitate unidirecțional.

Izolarea galvanică trebuie realizată și în blocul de control al sursei în comutație deoarece intrarea în bloc este conectată la tensiunea de ieșire și ieșirea din bloc comandă contactorul static care e conectat la tensiunea de intrare.

În ultimele decenii s-a generalizat izolarea comenzii prin optocuplori datorită unor avantaje în raport cu transformatoarele, și anume:

bandă ridicată de frecvență transmisă ( );

durata impulsului de comandă poate fi oricât de mare;

nu are inductanțe parazite;

nu prezintă reacții între intrare și ieșire;

are gabarit extrem de redus și este rezistent la șocuri mecanice;

asigură o izolație galvanică foarte bună.

Constructiv, octocuploarele sunt alcătuite dintr-o sursă de radiații – LED – de GaAs (Galiu-Arsen) cu emisie în domeniu infraroșu și un detector de radiații – fotodiodă, fototranzistor sau fototiristor.

Cel mai des folosit datorită performanțelor foarte bune este optocuplorul tip LED-fototranzistor. În multe optocuploare, fototranzistorul este conectat la intrarea unui circuit logic TTL sau un amplificator operațional cu reacție care îmbunătățesc liniaritatea caracateristicii de transfer și timpii de comutare. Aceste performanțe fac ca optocuploarele să fie utilizate aproape exclusiv în aparatura care necesită izolare galvanică foarte bună: aparatură medicală de investigație și tratament, aparatură de măsură și de automatizare în medii cu perturbații electromagnetice, în telecomunicații.

În sursele în comutație, utilizarea optocuploarelor în blocul de comandă și control este mult mai avantajoasă decât transformatoarele de impulsuri. În general, amplificatoarele de eroare comandă fotodioda optocuplorului iar fototranzistorul modulează durata impulsurilor blocului PWM.

1.3. Modul de funcționare și de stabilizare al surselor în comutație

Majoritatea surselor în comutație utilizate astăzi sunt alimentate de tensiunea alternativă din rețeaua națională (220V/50Hz). Această tensiune este aplicată printr-un filtru EMI (pentru reducerea perturbațiilor electromagnetice spre rețea) blocului de redresare și filtrare.

Redresarea se face cu o punte monofazată iar filtrarea cu un condensator electrolitic la sursele cu puteri de ieșire sub 100W și cu un circuit LC la sursele de putere. Inductanța L are rolul de a micșora ondulațiile tensiunii pe condensatorul electrolitic, deci de a îmbunătăți filtrajul la curenți relativ mari, de a limita vârfurile curentului de încărcare al condensatorului și de a îmbunătăți factorul de putere al sursei în comutație.

La bornele condensatorului se obține o tensiune continuă nestabilizată (Ui).

Aceasta este tensiunea de alimentare a convertorului c.c-c.c utilizat în sursă.

Convertorul c.c-c.c este alcătuit din trei blocuri componente: blocul de comutație statică, transformatorul de înaltă frecvență și redresorul cu filtru.

Blocul de comutație statică aplică periodic tensiunea nestabilizată primarului transformatorului de înaltă frecvență. Făcând abstracție de pierderi și considerând Np și Ns – numărul de spire din primar, respectiv secundarul transformatorului, tensiunea medie de ieșire în secundar și curentul mediu de ieșire sunt:

În concluzie, tensiunile de ieșire ale convertoarelor sunt fixate orientativ prin raportul de spire și fiecare secundar în parte, iar valoarea finală a acestora se obține prin fixarea factorului mediu de umplere, , al comenzii tranzistoarelor de comutație.

Tensiunea de înaltă frecvență din secundarul transformatorului este redresată și filtrată obținându-se astfel tensiunea de ieșire dorită, Uo. Redresarea se face cu diode rapide tip Schottky care au tensiunea de deschidere mică la curenți mari, deci au puteri disipate mici în funcționare la curenți de ordinul amperilor (chiar zeci de amperi). Pentru convertoarele de putere la care secundarul transformatorului este realizat cu priză mediană au fost realizate duble diode cu catodul sau anodul comun, în capsulă de tranzistori de putere pentru montare ușoară și economie de spațiu. Stabilizarea tensiunii Uo este realizată de blocul de comandă și control care modifică parametrii semnalului de control ai blocului de comutație statică ( frecvența de comutație) astfel încât tensiunea de ieșire să se mențină constantă, indiferent de variațiile (în anumite limite) ale tensiunii de intrare, sarcinii, temperaturii ambiante etc. Variațiile de temperatură fiind foarte lente în mod obișnuit, se pot neglija prin alegerea unor componente cu parametri foarte stabili termic și un regim lejer de funcționare.

Funcția de stabilizare a tensiunii de ieșire se realizează astfel: o fracțiune a tensiunii de ieșire e comparată cu o ensiune de referință, diferența fiind amplificată de amplificatorul de eroare. Acesta comandă prin intermediul unui circuit izolator galvanic (transformator sau optocuplor) un controler tip PWM, care generează la ieșire impulsuri modulate (în durată, în frecvență sau ambele). Aceste impulsuri sunt adaptate ca nivel de tensiune, putere și formă, pentru comanda blocului de comutație statică astfel încât tensiunea de eroare să tindă spre 0.

Sursa în comutație poate livra la ieșire mai multe tensiuni de polarități diferite și izolate între ele dar stabilizarea este realizată numai la una din tensiunile de ieșire, celelalte fiind nestabilizate. Stabilizarea acestora se poate realiza la nevoie cu stabilizatoare liniare.

Controlere PWM mai noi includ si blocurile ce realizează protecția sursei la supracurent sau supratensiune la ieșire. Protecția se realizează fie prin limitarea curentului de ieșire, fie prin blocarea controlerului static și reducerea la 0 a tensiunii de ieșire. Revenirea la funcționarea normală se face printr-o comandă de RESET după înlăturarea suprasarcinilor apărute.

În sursele de mare putere se realizează și controlul curentului de încărcare al condensatorului sursei primare, prin aceasta urmărindu-se obținerea unui factor de putere cât mai apropiat de 1.

Convertorul c.c-c.c cu izolație reprezintă blocul esențial al sursei în comutație. În funcție de puterea debitată la ieșire, acest bloc este realizat cu un anumit tip de convertor care asigură parametrii electrici și economici optimi pentru aplicația respectivă.

Astfel pentru puteri mici de până la 150W sunt utilizate aproape exclusiv convertoare tip Forward(direct) sau Flyback(cu revenire). Ca exemple sunt alimentatoarele de telefoane mobile, tablete, CD-playere, imprimante, aparatură medicală portabilă, monitoare, televizoare color, lămpi cu LED-uri, etc.

Convertorul Flyback (cu revenire sau cu transfer indirect) este cel mai simplu și ca urmare cel mai ieftin convertor cu izolare galvanică deoarece conține doar un singur element de acumulare inductiv și anume transformatorul de înaltă frecvență, care se comportă și ca bobină de șoc.

Simplitatea schemei electrice duce la obținerea unor parametri mai modești ai tensiunii de ieșire precum și prezența unui riplu relativ mare și proporțional cu curentul prin sarcină. Cu toate acestea, convertorul Flyback este cel mai utilizat în alimentatoarele telefoanelor mobile, tabletelor și altor dispozitive portabile de mică putere, alimentate în mod normal din acumulatori.

Convertorul Forward (direct) este mai complicat și are parametrii de ieșire superiori. Aceștia îl recomandă pentru surse mai pretențioase, care necesită o bună stabilizare și un riplu redus al tensiunii de ieșire și anume: alimentatoare pentru televizoare color, monitoare, laptop-uri, aparatură medicală etc. În varianta cu 2 tranzistoare este folosit în convertoare de sudură în curent continuu de mică putere ( 2÷3 kW).

Pentru obținerea unor puteri mari de ieșire de la sute de W până la 1÷2 kW se utilizează convertoare c.c-c.c la care miezul transformatorului este excitat bidirecțional. Aceste convertoare sunt obținute prin combinarea a două convertoare unidirecționale ce lucrează în contratimp pe același transformator.

Astfel o schemă foarte utilizată în sursele calculatoarelor electronice este convertorul în semipunte, care alimentat de la rețea poate debita o putere de până la 1 kW. Acesta necesită un transformator de volum mic și tranzistoare care suportă tensiuni puțin mai mari decât tensiunea de alimentare.

Prin cuplarea în paralel a două convertoare Forward comandate în contratimp se obține așa numita topologie Push-Pull. Aceasta este o topologie răspândită în sursele de putere, mai ales în sursele neîntreruptibile (UPS) unde lucrează ca invertoare alimentate din baterii.

Simetria schemei electrice impune o simetrie a caracteristicilor electrice ale tranzistoarelor, înfășurărilor corespunzătoare ale transformatorului și ale comenzii.

Unul din cele mai răspândite convertoare c.c.-c.c. este convertorul în punte, care se obține din două convertoare în semipunte și eliminarea condensatoarelor de separare. Este un convertor relativ ieftin, robust, compact și nu necesită tranzistori cu tensiuni de străpungere foarte mari. Puterea mare debitată cât și posibilitatea obținerii de tensiuni de ieșire pozitive și negative în funcție de comanda aplicată pe intrările tranzistoarelor implică utilizări precum:

realizarea unor surse în comutație de mare putere de uz industrial;

acționarea motoarelor de curent continuu în ambele sensuri și cu turație variabilă;

realizarea unor surse neîntreruptibile (UPS) de mare putere pentru servere și calculatoare industriale de proces.

Comanda surselor de putere este mai complicată având în vedere numărul mai mare de elemente de comutație. Aceasta trebuie să realizeze atât menținerea parametrilor doriți ai tensiunii de ieșire cât și controlul curenților de alimentare și prin sarcină, la valori nepericuloase pentru tranzistoarele de comutație, ținându-se cont de valorile importante ale acestora. În plus, trebuie să se limiteze factorul de umplere al semnalului de comandă () în funcție de parametrii de comutație ai tranzistoarelor, astfel încât să se evite deschiderea simultană a doi tranzistori de pe o coloană și să se scurtcircuiteze sursa primară, cu consecințe grave pentru elementele de comutație.

Începând din anii ’70 au fost dezvoltate circuite integrate specializate pentru comanda, controlul și protecția surselor în comutație. În anii ’90 au apărut primele surse în comutație care conțineau module integrate de putere tip arii de tranzistoare în paralel și punți de tranzistoare MOS sau FET împreună cu circuitele de comandă și control de tip PWM și module hibride de punți de tranzistoare IGBT care suportă în comutație, tensiuni maxime de 1500÷1700V și curenți de 80÷100A. Acestea au condus la modularizarea surselor de mare putere.

Integrarea pe scară largă, miniaturizarea componentelor și creșterea performanțelor de putere și de comutație ale tranzistoarelor au dus la micșorarea dimensiunilor surselor în comutație și la scăderea costului acestora. S-a ajuns astfel la un paradox în ceea ce privește sursele în comutație de ultimă generație și anume situația conectorilor de rețea și de ieșiri care, împreună cu filtrul EMI, să ocupe un volum mai mare decât convertorul propriu-zis.

Astfel se impune găsirea unor noi soluții pentru aceste componente care să fie mult mai mici fără a se diminua performanțele mecanice și electrice. Totodată trebuie întreprinse cercetări pentru creșterea factorului de putere în cazul surselor în comutație cu puteri de peste 100W.

2. Convertoare c.c.-c.c. cu izolare galvanică utilizate în sursele de comutație

2.1. Convertorul Forward

Convertorul Forward (cu transfer direct) reprezintă varianta cu izolare galvanică a convertorului coborâtor de tensiune tip Buck. Convertorul conține 2 elemente inductive acumulatoare de energie: transformatorul și inductanța L din filtrul de ieșire. Ambele componente acumulează energie în perioada de conducție () a tranzistorului și o cedează în perioada de blocare ( ), astfel: inductanța L cedează energia către sarcina Rs, iar transformatorul, prin intermediul înfășurării suplimentare L3 și al diodei D3, cedează energia condensatorului de filtraj al sursei primare U1.

Figura 2.1 – Schema electrică de principiu a convertorului Forward

Înfășurarea suplimentară are același număr de spire ca înfășurarea primară și este cuplată strâns cu aceasta pentru ca vârfurile de tensiune ce apar în înfășurarea primară la blocarea tranzistorului să fie cât mai reduse. În acest mod, tensiunea maximă suportată de tranzistor va fi limitată la o valoare: .

Avantajele convertorului Forward sunt:

riplu mic al tensiunii de ieșire deoarece inductanța L și condensatorul C formează un filtru trece-jos cu o constantă de timp mult mai mare decât perioada de comutație – T;

condensatorul C are o valoare relativ mică deoarece acesta este încărcat atât în perioada de conducție prin dioda D1 cât și în perioada de blocare a tranzistorului, când este încărcat din energia stocată în inductanța L prin dioda D2;

inductanța L menține un curent relativ constant prin sarcină astfel că tensiunea de ieșire depinde puțin de curentul de sarcină;

permite ieșiri multiple izolate între ele.

În modul de conducție neîntreruptă, relația dintre tensiunea de ieșire și cea de intrare, neținând cont de căderile de tensiune pe elementele de circuit, este aproximativ:

, unde D < 0,5 pentru a obține un randament bun și o solicitare acceptabilă pe tranzistorul comutator.

O topologie de convertor Forward foarte utilizat în sursele de putere este convertorul Forward cu 2 tranzistoare care lucrează simultan în conducție sau în blocare. Avantajul față de schema de bază cu un tranzistor este faptul că aceasta necesită tranzistori ce pot suporta tensiuni maxime mai mici (egale cu tensiunea de alimentare Ui).

Figura 2.2 – Convertorul Forward cu 2 tranzistoare

Diodele D3 și D4 realizează disiparea energiei acumulate în inductivitățile de scăpări ale transformatorului, fără a mai fi nevoie de o înfășurare suplimentară de recuperare.

2.2. Convertorul Push-Pull

Convertorul Push-Pull (în contratimp) se obține prin montarea a 2 convertoare Forward care lucrează în contratimp pe același transformator. De fapt se înlocuiește dioda de recuperare a energiei din miezul magnetic cu un tranzistor comandat în contratimp față de tranzistorul inițial.

Figura 2.3 – Schema electrică de principiu a convertorului Push-Pull

Fiecare tranzistor cu înfășurarea primară corespunzătoare reprezintă și o cale de transfer spre sarcină a energiei stocate în miez în perioada de conducție (ON) a celuilalt tranzistor. Secundarul transformatorului (secundarele – în cazul mai multor tensiuni de ieșire) este realizat cu priză mediană și pulsurile de tensiune din fiecare înfășurare sunt dirijate prin diodele D1 și D2 către un singur filtru LC care alimentează sarcina.

Modul de funcționare al convertorului Push-Pull este următorul:

a) în prima semiperioadă, când T1 este deschis, T2 este închis fapt ce duce la deschiderea diodei D1 și blocarea diodei D2. Energia din înfășurarea secundară corespunzătoare diodei D1 este transmisă spre sarcină, iar o parte este stocată în inductanța L.

b) în a doua semiperioadă, T1 este închis și T2 este deschis fapt ce implică deschiderea diodei D2 și blocarea diodei D1. Energia din înfășurarea secundară corespunzătoare diodei D2 este transferată spre sarcină, iar o parte este din nou stocată în bobina L.

Schema electrică este simetrică atât în primarul cât și în secundarul transformatorului. Pentru o funcționare corectă trebuie ca și formele de undă ale tensiunii și curentului din primar și secundar să fie simetrice. Acest fapt presupune ca tranzistoarele – comutatoarele statice, diodele și înfășurările similare ale transformatorului să fie identice. Orice dezechilibru între cele 2 brațe din primarul transformatorului poate duce la saturarea miezului de ferită și la distorsionarea formelor de undă, cu consecințe neplăcute în funcționare.

Pentru evitarea acestui fenomen se lucrează cu valori mici ale inducției magnetice în miez (miezuri supradimensionate și prevăzute cu întrefier pentru liniarizarea caracteristicii de magnetizare).

O altă limitare a schemei este dată de timpii de întârziere la blocarea tranzistoarelor, care la frecvențe mari de comutație pot duce la situația în care ambele tranzistoare să fie deschise în același timp, scurcircuitând sursa primară (U1), iar tranzistoarele ajung să se distrugă prin suprasolicitare în curent.

Această situație se evită limitând timpul de conducție al tranzistoarelor la valoarea:

Această valoare este echivalentă cu introducerea unui timp de blocare de siguranță între timpii de deschidere și închidere ai celor două tranzistoare.

În modul de conducție neîntrerupt prin sarcină și neținând cont de pierderi și elementele parazite ale componentelor, tensiunea la ieșirea convertorului are aceeași expresie ca la convertorul Forward dar este dublă ca valoare pentru că schema este echivalentă cu 2 convertoare Forward ce lucrează alternativ pe aceeași sarcină.

, D < 0,5

Avantajele convertorului Push-Pull sunt:

valorile inductanței și condensatorului de filtraj sunt mai mici decât la convertorul Forward;

riplul tensiunii de ieșire este mai mic și are frecvență dublă față de frecvența de comutație a tranzistoarelor;

curentul de sarcină poate fi dublu față de un convertor Forward ce lucrează în aceleași condiții;

tensiunea maximă suportată de tranzistoare este la fel ca la convertorul Forward și anume .

Datorită caracteristicilor de ieșire foarte bune și al controlului ușor al tensiunii de ieșire, convertorul Push-Pull este des utilizat în sursele de putere mai ales sub formă de invertor în sursele UPS.

2.3. Convertorul Half-Bridge

Convertorul Half-Bridge (în semipunte) este foarte răspândit în sursele în comutație alimentate de la rețeaua de curent alternativ datorită faptului că tensiunea maximă suportată de tranzistoare este redusă aproape la jumătate față de configurația Push-Pull.

Convertorul în semipunte reprezintă piesa de bază a surselor de alimentare ale calculatoarelor personale atât de răspândite în această perioadă. Convertorul este alcătuit din 2 tranzistoare în serie și 2 condensatoare în serie, conectate la tensiunea continuă de alimentare, având conectată înfășurarea primară a transformatorului izolator între punctele mediane ale celor două laturi (A și B), unde punctul B este un punct de masă virtuală al schemei.

Figura 2.4 – Schema de principiu a convertorului Half-Bridge (în semipunte)

Datorită acestui mod de conectare al înfășurării primare, tensiunea ce i se aplică în funcționare este . Cele 2 tranzistoare sunt comandate în contratimp la fel ca la convertorul Push-Pull, necesită aceleași precauții pentru evitarea deschiderii simultane a tranzistoarelor (Dmax=0,4), dar valorile medii ale tensiunilor de comandă au potențiale diferite cu , comanda facându-se printr-un transformator defazor cu 2 înfășurări secundare izolate între ele.

Expresia tensiunii de ieșire este identică cu cea de la configurația Push-Pull cu condiția ca tensiunea de intrare Ui să fie înlocuită cu .

, D < 0,5

Căderea maximă de tensiune pe tranzistoare apare când ambele sunt blocate: .

Când un tranzistor este deschis, tensiunea suportată de tranzistorul blocat este .

Inductanța și capacitatea de ieșire au aceleași valori ca la convertorul Push-Pull dacă parametrii de ieșire ai sursei sunt identici.

Datorită tensiunii mai mici din primarul transformatorului, obținerea unor puteri mari la ieșire necesită curenți mari de lucru pentru tranzistoare, deci puteri mari disipate de acestea.

2.4. Convertorul Full-Bridge

Convertorul Full-Bridge (în punte) este alcătuit din 2 convertoare în semipunte care lucrează pe aceeași înfășurare primară a transformatorului. Practic se înlocuiesc cele 2 condensatoare cu 2 tranzistoare de putere care lucrează în contratimp cu cele 2 existente.

Figura 2.5 – Schema de principiu a convertorului Full-Bridge (în punte)

În această configurație conduc simultan câte 2 tranzistoare și anume: T1 + T2 și T3 + T4. Tensiunea aplicată înfășurării primare fiind egală cu Ui pe fiecare alternanță a comenzii, expresia tensiunii de ieșire este dublă față de cea a convertorului în semipunte.

, D < 0,5

Și în acest caz se iau aceleași măsuri de siguranță împotriva deschiderii simultane a 2 tranzistoare serie (de pe coloanele punții).

Tensiunea maximă suportată de tranzistoare este Ui, la fel ca la convertorul în semipunte, iar curentul este jumătate la aceeași putere de ieșire.

Comanda tranzistoarelor este mai complicată deoarece potențialele bazelor tranzistoarelor sunt la potențiale diferite.

Diodele antiparalel montate pe tranzistoarele de comutație realizează protecția față de supratensiunile ce apar la funcționarea pe sarcini inductive și datorită inductanței parazite a transformatorului.

Acest tip de convertor este utilizat în sursele de mare putere (peste 1 kW) în care randamentul trebuie să fie maxim.

2.5. Convertorul Flyback

Un tip de convertor mai special este convertorul Flyback (cu revenire sau transfer indirect). Este cel mai simplu și ca urmare cel mai ieftin convertor cu izolare galvanică deoarece conține doar un singur element inductiv, acumulator de energie și anume: transformatorul de înaltă frecvență cu inductanță mare. Astfel cât timp tranzistorul este în starea ON, curentul prin primarul transformatorului crește, ducând la acumularea de energie în câmpul magnetic al acestuia. Când tranzistorul se blochează (starea OFF), energia acumulată este cedată spre sarcină.

Pentru a lucra în acest mod, înfășurarea secundară a transformatorului este conectată invers față de înfășurarea primară.

Figura 2.6 – Schema de principiu a convertorului Flyback

O consecință importantă a modului de transfer a energiei în convertorul Flyback este aceea că tensiunea de ieșire este puțin influențată de variațiile tensiunii de intrare Ui. Totodată se pot obține tensiuni de ieșire multiple, izolate între ele dar una singură poate fi stabilizată prin controlerul PWM, de obicei cea care debitează cel mai mare curent în sarcină.

Simplitatea și modul special de funcționare al convertorului are drept consecințe o serie de dezavantaje:

a) prezența unor supracreșteri ale tensiunii la ieșire, având frecvența egală cu frecvența de comutație, datorită comportamentului inductiv al transformatorului;

b) capacitatea de ieșire trebuie să aibă o valoare mare deoarece în starea ON a tranzistorului, sarcina este alimentată din energia stocată în condensator;

c) riplul tensiunii de ieșire este mare și proporțional cu curentul prin sarcină.

Considerând modul de lucru în conducție neîntreruptă (curentul prin primarul transformatorului nu atinge valoarea 0), valoarea tensiunii de ieșire depinde de tensiunea de intrare, de raportul numărului de spire din înfășurarea primară și cea secundară a transformatorului și de factorul de umplere a semnalului de comandă (), al tranzistorului – comutator static.

, unde D (0,1)

(Nu s-a ținut cont de pierderile și elementele parazite ale schemei reale.)

Din relația de mai sus se observă că acest convertor derivă din convertorul tip Buck-Boost. Stabilizarea tensiunii de ieșire Uo la variația tensiunii de intrare între și se face modificând factorul de umplere D între Dmax și D min.

Caracteristica ideală combină caracteristicile ideale ale convertoarelor Buck și Boost și are o pantă strict crescătoare în funcție de factorul de umplere D.

O funcționare optimă din punct de vedere al randamentului, solicitării componentelor electronice și al eficacității reglajului de stabilizare al tensiunii de ieșire are loc pentru un factor de umplere D (0,3 ÷ 0,5).

În aceste condiții, tensiunea maximă pe care trebuie să o suporte tranzistorul este:

Reducerea tensiunii este realizată în topologia de convertor Flyback cu 2 tranzistoare. Acestea sunt deschise și blocate simultan iar tensiunea maximă suportată de fiecare tranzistor este , deci jumătate din cea de mai sus.

Figura 2.7 – Convertorul Flyback cu 2 tranzistoare

Diodele D1 și D2 realizează disiparea energiei acumulate în inductivitățile de scăpări ale transformatorului spre sursa primară ().

Dezavantajul esențial al schemei îl reprezintă numărul mai mare de componente cât și dificultatea realizării comenzii celor 2 tranzistoare care au bazele la potențiale diferite.

3. Analiza surselor în comutație

3.1. Introducere

O sursă în comutație are rolul de a livra la ieșire una sau mai multe tensiuni cu o anumită toleranță, în general foarte mică ( ), care să se mențină indiferent de variațiile, în anumite limite, ale tensiunii de intrare sau curentului de sarcină. Majoritatea surselor sunt alimentate de la rețea care poate varia cu ±20% față de valoarea nominală. În contextul globalizării, sursele trebuie să funcționeze bine atât în rețeaua europeană de 220Vca, 50Hz, cât și în cea americană de 110Vca, 60Hz. Astfel, tensiunea continuă de intrare în convertor poate varia între 125Vcc și 375Vcc.

Variația curentului de sarcină, în general, se ia în raport de cel puțin o decadă: .

Menținerea stabilității parametrilor de ieșire ai sursei se obține prin utilizarea unei reacții negative compensate care să regleze factorul de umplere al comenzii, pentru a realiza aceste cerințe.

Deoarece blocurile componente ale unei surse în comutație lucrează în regimuri neliniare, iar topologia acestora (convertorul c.c.-c.c.) se modifică pe parcursul unei perioade a semnalului de comutație, este necesar să se înlocuiască circuitele reale cu modele de circuite care să se comporte similar în banda de frecvențe în care lucrează și care pot fi analizate prin ecuații liniare de stare.

Modelele de circuit se obțin prin operații de mediere între topologiile ce apar în timpul funcționării pe o perioadă de comutație, în care anumiți parametri se pot considera constanți (D, Ui, Uo, etc.).

Pe baza modelului mediat se poate trece la analiza de regim tranzitoriu a circuitelor și la calculul funcțiilor de transfer ale acestora, funcții necesare la stabilirea corectă a buclei de reacție optime pentru funcționarea stabilă a sursei. Modelul mediat este un circuit liniar căruia i se pot atașa ecuații liniare de stare pe baza cărora se calculează valorile medii ale anumitor curenți și tensiuni, precum și relațiile dintre acestea.

Având în vedere faptul că vom analiza o sursă în comutație ce conține un convertor Flyback, încercăm să obținem în continuare modelul mediat al acestuia.

Figura 3.1 – Schema electrică de principiu a convertorului Flyback

Convertorul Flyback este alcătuit din tranzistorul T1, transformatorul Tr1, dioda D1, condensatorul C1 și rezistența de sarcină R1. Pentru analiza de bază a acestuia vom considera elementele de comutație ideale adică tranzistorul și dioda au rezistențele și , iar timpii de comutație sunt nuli. Se introduce, în schimb, rezistența serie a condensatorului de filtraj () care în modelul liniarizat este foarte importantă deoarece, împreună cu condensatorul de filtraj, introduce un zero în expresiile matematice ale funcțiilor de transfer de mare influență asupra comportării în frecvență a convertorului.

O simplificare majoră a analizei convertorului Flyback este aceea de a-l echivala cu un convertor Buck-Boost, cu care se aseamănă funcțional.

Figura 3.2 – Schema electrică de principiu a convertorului Buck-Boost

În ambele convertoare, când tranzistorul este în starea ON, se acumulează energie în câmpul magnetic al transformatorului T1, la Flyback sau în inductanța L, la Buck-Boost. Diodele sunt conectate astfel încât conduc pe intervalul de blocare al tranzistoarelor, cânnd apare o tensiune indusă în înfășurarea secundară la Flyback sau o tensiune autoindusă pe inductanța convertorului Buck-Boost. Ținând cont de raportul de transformare al convertorului Flyback, , echivalența dintre valorile componentelor celor două scheme se calculează în funcție de schema echivalentă în T a transformatorului. [SURSA – Cartianu]

; ; ; L=L1 ;

Rezultatele simulării convertorului Flyback prin schema echivalentă de convertor Buck-Boost concordă foarte bine cu rezultatele experimentale.

3.2. Metoda medierii în spațiul variabilelor de stare aplicată convertorului Flyback

Metoda de mediere în spațiul variabilelor de stare se aplică pentru a obține modelul Spice al sursei în comutație.

În perioadele ON și OFF ale funcționării convertorului, topologia acestuia se modifică și funcționarea în fiecare stare este caracterizată prin seturi diferite de ecuații diferențiale liniare. Metoda medierii are ca obiectiv obținerea unui singur set de ecuații de stare care poate caracteriza funcționarea „în medie” pe o perioadă T a convertorului. Sistemul de ecuații diferențiale este de ordinul I și se poate rezolva foarte ușor. Din acest set unic de ecuații se deduce circuitul electric care reprezintă modelul mediat al convertorului.

Obținerea unor parametri superiori la sursele în comutație este condiționată de funcționarea convertorului în conducție continuă, deci curentul prin inductanța L trebuie să rămână neîntrerupt pe întreaga perioadă T ( ), la convertorul Buck-Boost.

Figura 3.3 – Tensiunea și curentul prin inductanța L în regim de circulație continuă

La convertorul Flyback, conducția continuă impune ca în înfășurarea secundară, curentul să fie mai mare ca 0 pe durata unei perioade.

“Condiția de conducție continuă la variația curentului de sarcină, respectiv a tensiunii de intrare este:

În cazul convertorului studiat avem:

Curentul minim la ieșirea convertorului este:

Avantajul modului continuu de funcționare este micșorarea curentului în înfășurarea primară și cea secundară, dar acest avantaj impune o inductanță mare a primarului care aduce un răspuns lent la modificarea curentului de sarcină și un zero în semiplanul drept al caracteristicii. Aceasta duce la o bandă îngustă în care amplificatorul de eroare poate răspunde rapid la modificările sarcinii.” [SURSA – McGraw-Hill].

Am considerat ca fiind date: , L = 500 uH, , f = 200 kHz, date ce se regăsesc în analiza ulterioară a convertorului Flyback.

Figura 3.4 – Regimul de circulație limită al convertorului Flyback

3.3. Modelul mediat al convertorului Buck-Boost echivalent

Variabilele de stare utilizate în analiză sunt: – curentul prin inductanța L și – tensiunea pe condensatorul C. Variabila de intrare este , iar cea de ieșire este .

Topologiile corespunzătoare stărilor ON și OFF ale tranzistorului comutator sunt cele reprezentate mai jos:

Figura 3.5 – Circuitele echivalente stărilor ON, respectiv OFF

În starea ON a tranzistorului, dioda D este blocată, deci nu există contact galvanic între tensiunea de intrare și cea de ieșire.

Ecuațiile Kirchoff asociate circuitului sunt:

Necunoscutele sistemului și vectorul de intrare

Starea ON : – dioda D este blocată

Sistemul se poate scrie matriceal în forma următoare:

Matricile asociate sistemului sunt , , și sunt reprezentate mai jos:

Tensiunea de ieșire este

Pe durata blocării tranzistorului (starea OFF), dioda D se deschide și transferă energia acumulată în inductanța L către sarcină. Ecuațiile diferențiale asociate acestei stări sunt următoarele:

Starea OFF: – dioda D este deschisă

Aplicăm ecuațiile Kirchoff în circuitul corespunzător stării OFF.

Forma matriceală a sistemului de mai sus este următoarea:

Matricile asociate sistemului sunt , , și sunt reprezentate mai jos:

Tensiunea de ieșire pe perioada OFF este următoarea:

unde

Pentru avem:

și

Medierea celor două sisteme de ecuații diferențiale pe parcursul unei perioade se face astfel:

S-a considerat că D este constant pe parcursul unei perioade T.

Matricile A, B, C, introduse în sistemul de ecuații de stare, caracterizează modelul mediat al convertorului Buck-Boost echivalent convertorului Flyback studiat.

Figura 3.6 – Modelul mediat

Cele 3 blocuri din figură modelează funcțiile de bază ale unui convertor c.c.-c.c.: controlul parametrilor de ieșire prin modularea factorului de umplere D, conversia c.c.-c.c. și filtrul trece-jos care atenuează ondulațiile tensiunii la ieșire.

Convertorul Buck-Boost echivalent are următoarele funcții de transfer, funcții calculate cu ajutorul modelului mediat de mai sus.

Tabel 3.1 – Funcțiile de transfer ale convertorului Buck-Boost mediat

Pentru studiul comportamentului dinamic al modelului mediat se introduc mici variații în sistemul de ecuații peste valorile de regim staționar ale convertorului.

Aceste variații permit analiza de semnal mic a comportării convertorului și calculul caracteristicilor de transfer intrare – ieșire și de control – ieșire .

Introducând relațiile anterioare în sistemul mediat de ecuații de stare obținem valorile de regim staționar ale tensiunii de ieșire și ale factorului de umplere D.

Obținem raportul tensiunilor medii:

Pentru modelul mediat calculăm această expresie, care după simplificări și neglijări are forma:

Pentru =>

După neglijarea rezistențelor obținem:

Figura 3.7 – Caracteristica de transfer a convertorului Buck-Boost echivalent

Riplul tensiunii de ieșire este:

3.4. Diagramele Bode teoretice aferente blocurilor sursei studiate

Schema sursei în comutație cu circuitul integrat PWR-SMP 210 din anexa 1 conține:

– filtrul EMI – pentru reducerea perturbațiilor de înaltă frecvență transmise în rețeaua de curent alternativ;

– varistorul – limitează supratensiunile de scurtă durată ce apar pe rețeaua de alimentare;

– puntea redresoare 1PM6 (1A/600V);

– condensatorul de filtraj de 22uF/400V pe care se obține tensiunea de intrare Vi;

– circuitul Snubber – alcătuit din condensatorul de 1nF/1kV paralel cu rezistența de 240kΩ/0.5W și dioda serie BA159 – realizează transferul energiei, înmagazinată în miezul magnetic și netransferată la ieșire, către condensatorul de filtraj de 22uF/400V protejând tranzistorul MOS al sursei;

– circuitul de protecție la vârfurile (spike-urilor) de tensiune realizat de condensatorul de 20pF/1kV și rezistența de 1kΩ/0.5W;

– rezistența R11 din sursa tranzistorului MOS se dimensionează astfel încât tensiunea culeasă de pe ea comandă limitarea curentului maxim prin tranzistor;

– condesatorul fixează frecvența de comutație;

– Rzo modelează impedanța de ieșire a amplificatorului operațional, iar elementele ,,, constituie reacția negativă a circuitului de compensare realizată cu amplificatorul operațional intern. Acesta din urmă are următoarele caracteristici: amplificarea la frecvențe joase A=80dB, frecvența de tăiere și prezintă un pol în caracteristica de transfer la f=300Hz.

Figura 3.8 – Schema de principiu a sursei în comutație cu circuitul integrat PWR-SMP 210

Parametrii sursei în comutație sunt următorii:

– tensiune principală de ieșire

– tensiunea secundară de ieșire

Astfel obținem .

Pentru funcționarea în conducție continuă, inductanța a fost aleasă conform relației:

unde și .

Alegem .

Sursa comandată de tensiune:

. Această funcție de transfer o vom defini în PSpice cu ajutorul expresiei LAPLACE.

Sursa comandată de curent:

– este un zero în semiplanul drept care modelează răspunsul tranzistoriu la modificarea sarcinii (R scade). Răspunsul se manifestă prin scăderea tensiunii de ieșire la creșterea bruscă a curentului prin sarcină.

„Aceasta se explică prin faptul că inductanța L nu permite creșterea rapidă a curentului spre sarcină concomitent cu creșterea factorului de umplere D. Pe caracteristica de transfer se observă întârzierea fazei de la frecvența .

Tensiunea de ieșire rămâne scăzută mai multe cicluri de comutație până când prin reacția negativă se va restabili valoarea inițială a acesteia. Acest efect dinamic este specific modului de funcționare al convertorului Flyback.” [McGraw-Hill]

a) Caracteristica de transfer intrare-ieșire T(s)

Dar s=jω

Expresia în decibeli a modulului este:

Tabel 3.2 – Tabelul de variație al caracteristicii de transfer intrare-ieșire

sau

Figura 3.9 – Caracteristica de transfer intrare-ieșire a convertorului Flyback

b) Caracteristica de transfer control – ieșire ( )

– pentru

Se observă cum frecvența zeroului din semiplanul drept scade odată cu creșterea factorului de umplere D.

Câștigul este .

Modulul funcției este:

Faza este următoarea:

Dar , așadar se face înlocuirea în relația anterioară și obținem:

Tabel 3.3 – Tabelul de variație al caracteristicii de transfer control – ieșire

Figura 3.10 – Caracteristica de transfer control–ieșire a convertorului Flyback

c) Simularea înfășurării de reacție

Din datele de catalog ale integratului PWR-SMP 210

– modelează efectul inductanței de scăpări a înfășurării de reacție.

Factorul de transfer al înfășurării de reacție este

Tabel 3.4 – Tabelul de variație al caracteristicilor modelului înfășurării de reacție

Figura 3.11 – Caracteristica de transfer a înfășurării de reacție

d) Simularea circuitului de comandă (modulator PWM)

Circuitul de comandă al sursei în comutație are la bază circuitul integrat specializat tip PWR-SMP 210, regăsit în Anexa 1, care realizează atât funcția de comandă a tranzistorului final cât și protecții la supracurent, subtensiune, temperatură și limitarea factorului de umplere D la valoarea maximă 0.45. Aceste blocuri nu au influență asupra caracteristicii de transfer a circuitului de comandă, deci nu apar în schema modelului sursei în comutație.

Componentele care se regăsesc în modelul sursei sunt: amplificatorul operațional necesar realizării reacției negative compensate și modulatorul PWM. Acesta din urmă compară tensiunea de la ieșirea amplificatorului de eroare cu o tensiune liniar variabilă de la oscilatorul de sincronizare al circuitului și generează un semnal dreptunghiular cu factor de umplere variabil necesar comenzii tranzistorului de comutație.

Caracteristica de transfer a modulatorului PWM este:

(La circuitul integrat PWR-SMP 210, K = 0.45.)

Deci, .

Figura 3.12 – Formele de undă ale modulatorului PWM

e) Caracteristica de transfer

La , avem:

are :

– pol dublu la ;

– zero la ;

– pol la frecvența ;

– pol în semiplanul drept .

Modulul caracteristicii are expresia:

Faza caracteristicii are următoarele expresii:

Figura 3.13 – Sistem în buclă închisă

Figura 3.14 – Caracteristica de transfer Modulator PWM – Convertor – Înfășurare de reacție

Tabelul 3.5 – Tabelul de variație al caracteristicii de transfer Modulator PWM – Convertor – Înfășurare de reacție

f) Proiectarea circuitului de compensare al sursei în comutație

Amplificatorul de eroare compensat este singurul bloc liniar din sursa în comutație. Are rolul de reacție negativă a sursei amplificând variațiile tensiunii de ieșire și comandă modulatorul PWM. Acesta este montat între înfășurarea de reacție și modulatorul PWM și controlează caracteristica în buclă deschisă a sursei.

Caracteristica în bucla deschisă trebuie să îndeplinească următoarele caracteristici:

– amplificarea la frecvențe joase să fie cât mai mare pentru a micșora eroarea de regim staționar (Uo ≈ constant);

– frecvența de tăiere (), la care amplificarea în buclă deschisă () devine unitară (0 dB), trebuie să fie cât mai mare posibilă dar mult mai mică decât frecvența de comutație , pentru a raspunde rapid la variațiile sarcinii;

– marginea de fază trebuie să fie pozitivă și să ia valori între 45ș și 60ș ca funcționarea sursei să fie stabilă. Ea se definește ca: , unde este defazajul la .

Pentru amplificatorul de compensare sunt utilizate mai multe tipuri de rețele de reacție:

Figura 3.15 – Tipuri de amplificatoare de eroare compensate

1. Circuit de compensare de tip 1

Figura 3.16 – Caracteristicile de transfer ale amplificatorului tip 1

Acest amplificator compensat are un pol în origine și un zero la frecvența .

Amplificarea în buclă deschisă este relativ mare la frecvențe înalte și duce la creșterea nivelului de zgomot datorită vârfurilor de tensiune de la ieșire la frecvența de comutație.

2. Circuit de compensare de tip 2

Figura 3.17 – Caracteristicile de transfer ale amplificatorului tip 2

Condensatorul introduce un pol la frecvența . Acesta are ca efect scăderea amplificării în buclă deschisă la frecvențe înalte (f > ) cu 20dB/decadă și deci, micșorarea vârfurilor de tensiune la ieșire.

Pentru creșterea stabilității avem nevoie de o margine de fază largă, aceasta fiind proporțională cu diferența dintre și . Scăderea lui implică o atenuare insuficientă a ondulațiilor tensiunii redresate de rețea (100 – 120 Hz). Dacă este prea mare, nu se vor atenua suficient spike-urile de tensiune la ieșire la frecvența de comutație.

3. Circuit de compensare de tip 3

Proiectarea unui astfel de amplificator este mai dificilă deoarece conține un zero dublu la frecvența și un pol dublu la frecvența . Panta caracteristicii scade cu – 20 dB/decadă până la , apoi crește cu 20 dB/decadă până la frecvența după care scade din nou cu -20dB/decadă.

Frecvența crossover este între și . Amplificarea în buclă deschisă la frecvența crossover este 0 dB, iar panta trebuie să fie +20 dB/decadă.

Amplificarea la frecvențe joase (100-120 Hz) trebuie să fie suficient de mare pentru a atenua riplul tensiunii redresate a rețelei.

Amplificarea la frecvențe mari trebuie să scadă pentru a micșora spike-urile de tensiune la ieșire, la frecvența de comutație.

Figura 3.18 – Caracteristicile de transfer ale amplificatorului tip 3

3.5. Analiza stabilității sursei în comutație

Stabilitatea sursei în comutație este analizată pe baza caracteristicii de transfer în buclă deschisă. Caracteristica globală de amplitudine se determină adăugând caracteristica de transfer a circuitului de compensare la caracteristica totală a convertorului ().

, unde

Având impuse caracteristicile blocurilor funcționale ale convertorului, amplificatorul de eroare și compensare se proiectează astfel încât să asigure condițiile de stabilitate a sursei la variația condițiilor de lucru.

Stabilitatea sursei se definește prin capacitatea acesteia de a menține nivelul tensiunii (curentului) de ieșire într-o plajă redusă de variație, în condițiile unor variații mari ale paramentrilor externi (tensiune de intrare, curent de ieșire, temperatură, etc.).

Prima condiție de stabilitate a unui circuit în buclă închisă realizat dintr-un amplificator (T(ω)) și o rețea de reacție (), este ca amplificarea în buclă deschisă să fie unitară (0dB) la frecvența crossover, iar faza totală să fie mai mică decât 360ș, aceasta incluzând și faza reacției negative (180ș).

Se definește marginea de fază MP astfel: .

Pentru o funcționare stabilă, marginea de fază trebuie să ia valori în intervalul PM=45ș÷60ș.

O altă condiție de stabilitate impune ca panta caracteristicii în buclă deschisă a sursei să fie monoton descrescătoare (cu -20dB/decadă), într-o bandă largă în jurul frecvenței crossover și la frecvențe mai mari. Această condiție stabilește că nu poate apărea o modificare rapidă a fazei în jurul frecvenței crossover, care să modifice marginea de fază MP.

Din punct de vedere grafic, condițiile de stabilitate ale sursei în comutație se definesc astfel:

Figura 3.19 – Marginea de fază și marginea de câștig în buclă deschisă

MG este marginea de câștig când faza circuitului în buclă deschisă este egală cu -180ș.

Verificarea condițiilor de stabilitate pentru sursa studiată

a) cu amplificator de eroare și compensare tip 1

Tabel 3.6 – Caracteristica de transfer în buclă deschisă tip 1

La , avem MP=51ș (>45ș) și MG= -26dB, deci circuitul este stabil.

b) cu amplificator de eroare și compensare tip 2 (C2=100pF)

Tabel 3.7 – Caracteristica de transfer în buclă deschisă tip 2 cu C2 100pF

La , avem MP=49ș (>45ș), MG= -21dB și frecvența polului introdus de C2 egală cu , deci circuitul este stabil.

c) cu amplificator de eroare și compensare tip 2 (C2=180pF)

Tabel 3.8 – Caracteristica de transfer în buclă deschisă tip 2 cu C2 180pF

La , avem MP=47.5ș (>45ș), MG= -20dB și frecvența polului introdus de C2 egală cu , deci circuitul este stabil.

d) cu amplificator de eroare și compensare tip 2 (C2=270pF)

Tabel 3.9 – Caracteristica de transfer în buclă deschisă tip 2 cu C2 270pF

La , avem MP=46ș (>45ș), MG= -19dB și frecvența polului introdus de C2 egală cu , deci circuitul este stabil.

Din datele tabelelor observăm că mărirea valorii capacității C2 în amplificatorul de tip 2 micșorează frecvența polului corespunzător ( ), care duce atât la scăderea ușoară a frecvenței crossover cât și la scăderea marginii de fază, deci la micșorarea stabilității sistemului.

Micșorarea frecvenței polului aduce în schimb o scădere suplimentară a amplificării în buclă deschisă () la frecvențe înalte, fapt ce duce la atenuarea spike-urilor ce apar la ieșirea stabilizatorului.

4. Rezultate experimentale

4.1. Prezentarea generală a modului de lucru și a programului folosit

Partea practică a acestei lucrări cuprinde simularea circuitelor, analizate și calculate din punct de vedere teoretic și compararea rezultatelor obținute.

Pentru simulare am utilizat programul SPICE – Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis, special conceput pentru testarea și efectuarea măsurătorilor pe modelul teoretic de circuit.

Cu ajutorul programului PSpice și a librăriilor aferente am realizat:

schema modelului sursei în comutație;

fișierul de circuit al sursei;

diagramele Bode pentru modul și fază ale blocurilor componente;

evaluarea elementelor de stabilitate ale surselor în funcție de tipul de circuit de compensare.

“Pentru realizarea simulării și analizei circuitului este necesară parcurgerea următoarelor etape:

Crearea fișierului circuitului. Fișierul circuitului cuprinde informații referitoare la tipul componentelor, nodurilor rețelei între care sunt conectate componentele, valorile componentelor precum și instrucțiuni care determină efectuarea unui anumit tip de analiză, includerea unei biblioteci de componente, specificarea unor condiții inițiale etc.

Specificarea tipurilor de analiză ce urmează a fi făcute;

Realizarea simulării;

Vizualizarea rezultatelor obținute.” [ PSPICE radoi]

4.2. Simularea Spice a sursei în comutație

Modelul complet al sursei în comutație din figura 3.8 se obține în conformitate cu schema bloc din figura 3.13 unde sunt reprezentate și funcțiile de transfer ale blocurilor componente.

Convertorul Flyback, înfășurarea de reacție a transformatorului și modulatorul PWM au funcții de transfer impuse (fixe) iar amplificatorul de eroare cu rețeaua de compensare se proiectează astfel încât să asigure condițiile de stabilitate ale sursei.

Simularea caracteristicilor de transfer ale fiecărui bloc s-a făcut pe baza fișierului de circuit corespunzător la care s-a atașat sursa de excitație de frecvență variabilă.

Modelul sursei cuprinde următoarele blocuri delimitate în schemă prin linii punctate: filtrul EMI, modelul convertorului Flyback, modelul înfășurării de reacție al transformatorului, modelul modulatorului PWM și modelul rețelei de reacție (amplificatorul de eroare și compensare).

Figura 4.1 – Modelul Pspice al sursei în comutație

Figura 4.2 – Fișierul de circuit

Fișierul de circuit din figura 4.2 este realizat cu programul PSpice și este alcătuit din partea de netlist și tipul de analiză aplicat circuitului realizat în figura 4.1.

În partea de netlist sunt delimitate blocurile circuitului printr-o linie de comentariu ce conține denumirea acestora precedată de caracterul ”*”. Fiecare bloc conține componentele aferente din sursa realizată practic și au următoarea sintaxă: numele componentei, nodurile între care este conectată componenta și valoarea acesteia.

Tipul de analiză abordat pentru a obține caracteristicile ce sunt prezentate în continuare este dat de linia de cod ”.ac dec 100 10 1.000meg”. Aceasta definește o analiză de curent alternativ cu baleiere logaritmică a domeniului indicat de frecvența inițială, 10Hz și frecvența finală, 1 MHz, numărul de puncte (100) specificând numărul de puncte pe decadă. Pentru vizualizarea graficelor caracteristicilor am inclus intrucțiunea ”.probe”.

Caracteristicile de transfer ale diverselor blocuri sunt prezentate în diagramele următoare:

Caracteristica de transfer intrare-ieșire are :

câștigul la joasă frecvență

pol dublu la frecvența

zero introdus de rezistența serie a condensatorului de filtraj la frecvența

Din figura 4.3 se observă concordanța cu valorile teoretice din tabelul 3.2.

Figura 4.3 – Caracteristica de transfer intrare-ieșire a convertorului Flyback

Caracteristica de transfer control-ieșire are:

câștigul

zero introdus de condensatorul de filtraj la frecvența

pol în semiplanul drept la . Acesta își modifică poziția în funcție de factorul de umplere și de valoarea sarcinii. Limitarea superioară a factorului de umplere și a curentului de sarcină, menține frecvența la valori suficient de mari pentru a se asigura stabiliatea sursei.

Figura 4.4 – Caracteristica de transfer control-ieșire Tconvertor

Factorul de transfer al înfășurării de reacție este . Circuitul se comportă ca un filtru RC trece-jos cu frecvența polului .

Figura 4.5 – Caracteristica de transfer a înfășurării de reacție

Caracteristica de transfer a blocurilor convertor, modulator PWM, înfășurare de reacție are:

pol dublu la

zero la

pol la frecvența

pol în semiplanul drept .

câștigul total la frecvențe joase T(0) = 337 = 50.55 dB

Figura 4.6 – Caracteristica de transfer a grupului Modulator PWM – Convertor – Înfășurare de reacție

Figura 4.7 – Caracteristica de transfer a circuitului de compensare – ordin 1

Figura 4.8 – Caracteristica de transfer a circuitului de compensare – ordin 2 cu C15=270pF

Figura 4.9 – Caracteristica de transfer în buclă deschisă – cu A.O de ordin 1

Figura 4.10 – Caracteristica de transfer în buclă deschisă – cu A.O de ordin 2 cu C15=100pF

Figura 4.11 – Caracteristica de transfer în buclă deschisă – cu A.O de ordin 2 cu C15=180pF

Figura 4.12 – Caracteristica de transfer în buclă deschisă – cu A.O de ordin 2 cu C15=270pF

Figura 4.13 – Rejecția perturbațiilor de mod diferențial pe linia de alimentare

Figura 4.14 – Rejecția de mod diferențial a perturbațiilor generate de convertorul c.c-c.c