Analiza, Proiectarea Si Optimizarea Performantelor Unui Circuit de Monitorizare a Curentului In Circuite Integrale Monolitice

Cuprins

Cuprins

1. Introducere

1.1 Scopul lucrarii

1.2 Motivație

2. Descrierea generală a proiectului

2.1. Circuite integrate

2.2. Tehnologia de fabricare a circuitelor integrate monolitice

2.3. Tehnologia MOS

2.4. Tehnici de izolare folosite în fabricarea circuitelor integrate monolitice

2.5. Structura elementelor de circuit

3. Standardul USB

3.1. Noțiuni generale

3.2. Scurt istoric

3.3. Managementul de putere

3.4. Protecția porturilor USB

4. Tehnica de current sensing

4.1. Noțiuni teoretice

4.2. Tehnici de current sensing

4.2.1. Rezistorul serie

4.2.2. MOSFET Ron

4.2.3. Tehnnica Sense-FET

4.2.4. Senzori cu efect HALL

4.3. Comparație între tehnicile de detectare a curentului

4.4. Low-side vs high-side current sensing

5. Amplificatorul operațional

5.1. Noțiuni generale

5.2. Conceptul de amplificator operațional ideal și consecințele acestui concept

5.3. Conceptul general de reacție

5.4. Amplificatorul operațional real

6. Proiectarea circuitului

6.1. Alegerea topologiei

6.2. Funcționarea circuitului

6.2.1. Detectarea curentului

6.2.2. Limitarea curentului

6.3. Răspunsul circuitului în timp

6.4. Amplificatoarele operaționale

6.4.1. Amplificatorul operațional RAIL-TO-RAIL E_AMP_REF și E_AMP_SNS

6.4.2. Amplificatorul operațional E_AMP_CTRL_GATE

6.5. Simularea circuitului cu amplificatoare operaționale reale

Introducere

1.1 Scopul lucrarii

Scopul acestei lucrări este de a descrie teoretic un circuit de detectare și limitare a curenților care circulă prin acesta. Parametrii circuitului de detectare și limitare a curentului va fi simulat in prin intermediul simulatoarelor Cadence.

În cadrul acestei lucrări se vor folosi principii de bază ale circuitelor electronice fundamentale.

Aplicații posibile: monitorizarea curentului printr-un port USB(universal serial bus), configurarea unui circuit pe baza valorii rezistenței, citirea unei temperaturi folosind o rezisnteță variabilă cu temperatura.

În această lucrare se va implementa un circuit de monitorizare și limitare a curentului printr-un port USB. Porturile USB sunt folosite pe aproape toate dispozitive mobile actuale. Din acest motiv apare nevoia unor circuite de monitorizare a curentului foarte eficiente din punct de vedere energetic.

La finalul acestei lucrări vom evidenția și o serie de îmbunătățiri ce pot fi aduse circuitului astfel încât acesta să poată fi utilizat într-un domeniu cât mai vast.

1.2 Motivație

Necesitatea echipamentelor performante cum ar fi laptopurile si telefoanele mobile, continuă să crească. Pe măsura ce aparatele portabile includ din ce in ce mai multe functii, nevoia lor de energie crește. Din perspectiva managementului de putere, obiectivul este creșterea duratei de viață a bateriei fără a crește dimensiunea bateriei sau greutatea acesteia. Acest lucru se obține fie prin îmbunătățirea bateriilor fie prin scăderea consumului sistemului.

Micro generatoarele implementate in structurile MEMS(micro electro-mechanical systems), celulele de combustibil, bateriile nucleare înmagazinează mai multă energie decât bateriile tradiționale si candidează pentru sursele de energie ale viitorului.

Majoritatea strategiilor la nivel de circuit si de sistem au fost proiectate cu scopul de a reduce consumul de energie. De exemplu, schemele eficiente de codare si folosirea tranzistoarelor in inversie slaba pot reduce consumul circuitelor analogice.

O altă pierdere de putere apare atunci când puterea bateriei este disitribuită în alte subsisteme. In sistemele de astăzi, fiecare subsistem are nevoie de o anumită tensiune de alimentare dar singurul potențial disponibil este cel al bateriei. De exemplu, o cameră foto digitală are nevoie, uzual, de 15 potențiale diferite. De aceea, tensiunea bateriei este convertită la toate potențialele necesare folosind regulatoare de tensiune.

Există trei categorii mari de convertoare de curent continuu: pompe de sarcină(charge pump), stabilizatoare lineare, stabilizatoare de tensiune în comutație. Senzorii Hall nu sunt tehnici uzuale folosite în circuitele integrate pentru aplicații mobile.

Descrierea generală a proiectului

Circuite integrate

Circuitul integrat reprezintă o unitate constructivă inseparabilă de microelemente inteconectate elctric și plasate cu mare densitate în volumul sau pe suprafața unei baze comune. Circuitul integrat apare ca un tot unitar din punct de vedere al prezentării, denumirii, testării și exploatării.

În prezent există o mare diversitate constructivă și funcțională de circuite integrate, ca urmare a necesității permanente de îmbunătățire a performanțelor, de creștere a gradului de integrare și scădere a prețului. Cea mai mare pondere o constituie circuitele integrate bazate pe proprietățile semiconductoarelor, dar există și circuite integrate care lucrează pe alte principii (optoelectronice, acustoelectronice, magnetoelectronice,etc)

Circuitele integrate se pot clasifica astfel:

Circuite integrate analogice care prelucrează semnalele continue sau cu variație continuă în timp sau frecvență și realizează funcții de amplificare, modulare, demodulare, etc

Circuite integrate digitale(numerice) care prelucrează semnale discontinue ca valoare, sub formă de nivele sau impulsuri și realizează funcții logice de calcul aritmetic pe bază de cod sau de memorare.

Circuite integrate de interfață care prelucrează atât semnale analogice cât și numerice, conțin convertoare analog-digitale și digital-analogice și fac legătura dintre echipementele analogice și cele digitale.

Din punct de vedere al tehnologiei de formare și conectare a elementelor componente circuitele integrate semiconductoare se pot clasifica în:

Circuite integrate monolitice care au toate microelementele și interconexiunile realizate printr-un proces unitar de elaborare în volumul său pe suprafața unui singur cristal semiconductor, numit pastilă sau cip.

Circuitele integrate peliculare care au microelementele sub formă de pelicule conductoare, rezistive sau dielectrice, formate pe un substrat izolator

Circuitele integrate hibride care sunt ansamble de componente peliculare pasive și componente discrete, active sau pasive(cipuri monolitice, tranzistoare, condensatoare, bobine) conectate și fixate pe același suport izolator.

Din punct de vedere al tehnologiei de fabricare circuitele integrate pot fi realizate în:

Tehnologie bipolară

Tehnologie MOS

Tehnologie BiCMOS

Din punct de vedere al complexității circuitelor integrate amintim:

SSI (Small Scale Integration) – circuite cu grad redus de integrare care conțin până la 100 de componente pe cip;

MSI (Medium Scale Integration) – circuite cu grad mediu de integrare care conțin între 100 și 1000 de componente pe cip;

VLSI (Very Large Scale Integration) – circuite larg integrate care conțin între 10000 și 100000 de componente pe chip

Relizarea primelor circuite integrate datează încă din anul 1958 și a provocat una din cele mai importante revoluții în industria electronică. Aceasta intră într-o altă etapă de dezvoltare, reprezentată de o nouă generație de echipamente electronice având la bază circuitele integrate. Noutatea consta în faptul că într-un singur cristal semiconductor de dimensiuni foarte mici, adesea microscopice, se puteau realiza scheme funcționale cu zeci de elemente, ceea ce permitea construcția unoi noi aparate electronice miniatură, cu performanțe îmbunătățite, la prețuri scăzute.

Tehnologia de fabricare a circuitelor integrate monolitice

Tehnologia de fabricare a circuitelor integrate monolitice bipolare s-a dezvoltat mult de când, în anul 1959, s-a inventat procesul planar de realizare a tranzistoarelor. Evoluția s-a manifestat în ceea ce privește dezvoltările din domeniul fotolitografiei, a tehnicilor de prelucrare, existând tendința de a se reduce tensiunea de alimentare din sistemele electroice care utilizează circuite integrate. Dezvoltările din domeniul fotolitografiei au redus dimensiunea minimă ce se poate atunge de la zeci de microni la nivele submicronice. Astfel, datorită controlului precis de dopare cu impurități asigurat de metoda implantării ionice, această metodă a devenit dominantă în procesele de impurificare.

Fluxul tehnologic de realizare a circuitelor integrate monolitice cuprinde următoarele etape principale:

Proiectarea și realizarea măștilor

Prelucrarea plachetei

Asamblarea și testarea

Proiectarea și realizarea măștilor se obține prin parcurgerea următoarelor etape:

Proiectarea electrică de circuit care se face pe baza specificațiilor circuitului date de utilizatorul cirucitului integrat. Modelarea se realizează cu ajutorul calculatorului.

Proiectarea planului circuitului numit și layout se face conform schemei electrice și a unor reguli de proiectare specifice fiecărui element de circuit. Planul circuitului integrat se desenează la scară. Apoi planul se trece de pe hârtie milimetrică pe un material special destinat fotografierii prin transparență. În final se realizează măștile prin reducerea fotografică în două trepte a planului fiecărei măști, până la dimensiunea finală a circuitului integrat.

În prelucrarea plachetei se pornește de la o plachetă de siliciu de tip P(wafer) pe care se vor realiza simultan câteva sute de cipuri. Placheta, de grosime 250-300um și diametru 40-80mm, se polizează oglindă pe una din fețe și se prelucrează prin procesul planar care se bazează pe o succesiune de etape de fotomascare, difuzie și creștere epitaxială.

Fotomascarea(fotolitografia sau fotogravura) este procedeul prin care se definesc simultan pe suprafața plachetei toate microelementele tuturor circuitelor integrate și constă din: creșterea de bioxid de siliciu, etalare de fotorezist, expunere prin mască la raze ultraviolete, developare de fotorezist, corodare, înlăturare de fotorezist.

Urmează difuzia impurităților care constă în deplasarea, de obicei la temperaturi înalte, a atomilor de impurități de la suprafața bucății de siliciu spre interiorul(volumul) acesteia.

Asamblarea și testarea cuprinde următoarele etape: testarea pe plachetă, separarea cipurilor și înlăturarea celor descoperite defecte în etapa de testare pe plachetă, lipirea cipurilor pe baza capsulei, atașarea conexiunilor, ermetizarea, testările și măsurătorile finale și marcarea ciruitelor integrate.

Tehnologia MOS

Necesitatea de a combina pe același cip funcții digitale complexe cu funcții analogice are ca rezultat creșterea utilizării tehnologiilor MOS pentru funcții analogice, cum ar fi, de exemplu, conversia analog-digitală cerută de interfețele între semnalele digitale și cele analogice. Cu toate acestea, tehnologia bipolară este încă folosită și va mai fi folosită într-un domeniu larg de aplicații, în special acelea care necesită controlul unor curenți de valoare mare și în cazurile când se cere o precizie mare a funcțiilor analogice.

Un pas important în fabricarea circuitelor integrate actuale îl constituie combinarea pe același cip a dispozitivelor bipolare de înaltă performanță cu dispozitive CMOS, prin procesul denumit BiCMOS(Bipolar and CMOS). În structurile bipolare, pentru a se realiza un tranzistor cu tensiune de străpungere colector-bază de valoare mare este nevoie să se utilizeze un strat epitaxial gros. Acest lucru cere o difuzie de tip p adâncă pentru a izola astfel tranzistoarele și celelalte dispozitive.

Pe de altă parte, dacă se poate tolera o tensiune de străpungere mică atunci se poate utiliza o regiune de colector mai puțin dopatăcare este astfel mai subțire. Astfel devine posibil să se izoleze dispozitive bipolare prin aceeași tehnică de izolare locală care se utilizează și la dispozitive CMOS. Acest lucru are avantajul că se reduce substanțial capacitatea parazită colector-substrat, deorece regiunile de mare capacitate, puternic dopate de la suprafața cipului, sunt acum înlocuite de izolație cu oxid, de capacitate mică. Astfel, dispozitivele pot fi îngrămădite pe cip cu o densitate mai mare. În plus, tehnologele digitale și cele analogice. Cu toate acestea, tehnologia bipolară este încă folosită și va mai fi folosită într-un domeniu larg de aplicații, în special acelea care necesită controlul unor curenți de valoare mare și în cazurile când se cere o precizie mare a funcțiilor analogice.

Un pas important în fabricarea circuitelor integrate actuale îl constituie combinarea pe același cip a dispozitivelor bipolare de înaltă performanță cu dispozitive CMOS, prin procesul denumit BiCMOS(Bipolar and CMOS). În structurile bipolare, pentru a se realiza un tranzistor cu tensiune de străpungere colector-bază de valoare mare este nevoie să se utilizeze un strat epitaxial gros. Acest lucru cere o difuzie de tip p adâncă pentru a izola astfel tranzistoarele și celelalte dispozitive.

Pe de altă parte, dacă se poate tolera o tensiune de străpungere mică atunci se poate utiliza o regiune de colector mai puțin dopatăcare este astfel mai subțire. Astfel devine posibil să se izoleze dispozitive bipolare prin aceeași tehnică de izolare locală care se utilizează și la dispozitive CMOS. Acest lucru are avantajul că se reduce substanțial capacitatea parazită colector-substrat, deorece regiunile de mare capacitate, puternic dopate de la suprafața cipului, sunt acum înlocuite de izolație cu oxid, de capacitate mică. Astfel, dispozitivele pot fi îngrămădite pe cip cu o densitate mai mare. În plus, tehnologiile de fabricație CMOS și bipolare încep să devină într-o oarecare măsură similare și este posibil, cu costul unor pași suplimentari de prelucrare, să se combine prin tehnologia BiCMOS tranzistoare bipolare de viteză mare, puțin adânci și realizate cu implamnturi de ioni, cu dispozitive CMOS.

Tehnici de izolare folosite în fabricarea circuitelor integrate monolitice

Spre deosebire de circuitele realizate cu componente discrete, circuitele integrate monolitice au elemente componente realizate pe același suport. Pentru micșorarea reacțiilor parazite dintre microelementele unui circuit integrat, între acestea trebuie asigurată o izolare electrică. Există mai multe metode de izolare:

Izolarea multicip constă în realizarea fiecărui element component pe câte o plăcuță de siliciu și apoi asamblarea acestor elemente sub forma unui circuit integrat. Metoda prezintă avantajul unei izolări foarte bune dar cu prețul unui consum mare de siliciu, necesitatea unui substrat izolator, a unui număr foarte mare de interconexiuni și a unor capsule speciale.

Izolarea prin diode polarizate invers constă în realizarea fiecărui element de circuit într-o capsulă din pastila de siliciu. Dacă substratul este de tip p atunci insulele de tip n iar izolarea electrică a componentelor se realizează prin polarizarea inversă a jocțiunilor pn dintre substrat si insule. Substratul se conectează la potențialul cel mai negativ din montajul în care se folosește cirucitul integrat. Metoda prezintă avantajul unei utilizări foarte bune a cipului de siliciu și o îmbunătățire a randamentului de fabricație, dar prezintă unele dezavantaje cum ar fi apariția la frecvențe mari a capacităților parazite ale diodelor sau faptul că tensiunea de alimentare maximă trebuie să fie mai mică decât tensiunea de străpungere a joncțiunilor cu rol de izolare.

Izolarea dielectrică constă în realizarea unor insule de tip n, izolate între ele cu ajutorul unui strat de bioxid de siliciu, insulele în care se obțin toate microelementele circuitelor integrate. În fabricarea unor circuite integrate cu izolare dielectrică se pornește de la o plachetă de material semiconductor de tip n și cu rezistivitatea potrivită regiunilor de colector. În această plachetă se corodează șanțuri cu o adâncime de 20um, suprafața rezultată se acoperă cu un strat de oxid și apoi se depune un strat gros de siliciu policristalin, cu grosimea de 200um, cu rol de suport mecanic. Urmează apoi o operație de șlefuire până la îndepărtarea totală a stratului de tip n cu excepția celui din insule.

Structura elementelor de circuit

Tranzistoare cu canal n. Structura tipică a unui tranzistor MOS cu canal n se prezintă în figura 1.

Zona activă a dispozitivului este, din punct de vedere electric, regiunea de sub grilă, partea ramasă din dispozitiv fiind necesară pentru a asigura contactul electric la terminale. Ca și în cazul tranzistoarelor bipolare integrate acest rest contribuie cu capacități și rezistențe parazite suplimentare. Este important de remarcat faptul că în cazul tehnologie MOS proiectantul de circuit are o flexibilitate mai mare decât omologul său de la circuite integrate bipolare, deoarece poate controla proprietățile fiecărui dispozitiv în funcție de rolul jucat de componentă în aplicația particulară de circuit. În tehnologia bipolară lățimea bazei nu poate fi controlată de proiectant deoarece această lățime este un parametru de proces și nu unul de mască. Spre deosebire de un tranzistor bipolar, la un dispozitiv MOS transconductanța canalului se poate modifica în limite mari, pentru o valoare dată a curentului de drenă, prin simpla modificare a geometriei dispozitivului. Același aspect este valabil pentru tensiunea de prag grilă-sursă.

Tranzistoare cu canal p

În majoritatea tehnologiile CMOS tranzistorul cu canal p prezintă proprietăți de curent continuu și curent alternativ comparabile cu cele ale tranzistoarelor cu canal n. Principala diferență constă ăn aceea că golurile au o mobilitate de aproximativ două ori mai mică decât cea a electronilor, frecvența limită f a unui tranzistor cu canal p reducându-se tot de aproximativ două ori față de cea a unui tranzistor cu canal n.

Dispozitive cu canal inițial

Proprietățile dispozitivelor cu canal inițial sunt similare celor cu canal indus, prezentate anterior, cu deosebirea că se efectuează o operație suplimentară de implantari cu ioni a canalului conductor, pentru ca tensiunea de prag să fie negativă (la dispozitivele cu canal n). Tranzistoarele cu canal inițial se folosesc frecvent cu grila legată la sursă, astfel că dispozitivul se comportă ca o sursă de curent constant. Acest tip de dispozitiv prezintă în saturație o valoare finită a conductanței, deorece tensiunea de prag se modifică odată cu polarizarea substratului. Acest lucru are un efect puternic asupra performanțelor circuitelor analogice care utilizează astfel de dispozitive ca elemente de sarcină de impendanță mare.

Un alt aspect important în ceea ce privește performanțele acestui dispozitiv este acela că valoarea curentului menținut constant depinde de variațiile procesului de fabricație. Sunt frecvente abateri de 40% față de valoarea nominală. Mărimea acestei variații este un factor important, deoarece, în multe aplicații în care tranzistoarele MOS cu canal inițial se utilizează ca circuite de sarcină, de valoarea acestui curent depinde valoarea curentului de polariza și mărimea puterii disipate.

Tranzistoare bipolare

Tehnologia CMOS include etape de prelucrare în urma cărora se poate forma un tranzistor bipolar parazit, al cărui colector este legat la substrat. Insula în care în mod normal se formează tranzistorul MOS complementar alcătuiește baza trnaizstorului bipolar iar difuzia de sursă sau drenă a tranzistorului MOS din insulp formează emitorul. Dispozitivul bipolar care rezultă este de tipul pnp, daca substratul este de tip p, respectiv npn, pentru substrat de tip n și se utilizează în etaje de ieșire și în referințe de tip ”band-gap”. Performanțele acestor tranzistoare sunt direct proporționale cu adâncimea insulei și cu gradul de dopare a acesteia și sunt în general similare cu cele ale tranzistorului pnp vertical realizat prin tehnologia bipolară.

Rezistoare

Straturile difuzate, cele de siliciu policristalin sau chiar tranzistoarele MOS în anumite condiții, se pot utiliza pentru implementarea de rezistoare. Se înâlnesc rezistoare difuzate, din siliciu policristalin, rezistoare de volum și rezistoare derivate din dospozitive MOS

Rezistoarele difuzate se formează în straturile difuzate folosite la realizarea sursei și drenei unui dispozitiv cu canal n sau p. Structurile de rezistoare realizate astfel sunt foarte asemănătoare cu cele ale rezistoarelor difuzate obținute cu ajutorul tehnologiei bipolare.

Rezistoare din siliciu policristalin – în tehnologia MOS cu grilă de siliciu se realizează cel puțin un strat de siliciu policristalin, necesar obținerii grilei tranzistoarelor. Acest strat poate fi utilizat la formarea de rezistoare. Geometria lor se aseamana cu cea a rezistoarelor difuzate. Valoarea rezistenței pe pătrat este de 20-80 ohmi.

Rezistoare de volum – în tehnologia CMOS, insula în care se formează tranzistorul complementar se poate folosi la realizarea unui rezistor cu rezistența pe pătrat de ordinul 10 kohmi. Proprietățile și geometria acestor rezistoare sunt identice cu cele ale rezisoarelor epitaxiale(de volum), realizate în tehnologia bipolară. În comparație cu alte tipuri de rezistoare cele de volum prezintă valori mari ale toleranței și ale coeficientului de tensiune și de temperatură.

Dispozitive MOS folosite ca rezistoare – în multe circuite, tranzistorul MOS polarizat în regiunea cvasiliniară poate juca rolul unui rezistor. Valoarea efectivă a rezistenței depinde de polarizarea grilei și poate fi mai mare decât la rezistoarele difuzate sau la cele din siliciu policristalin. Avantajul constă într-o utilizare bună a ariei siliciului, deoarece pe o suprafață echivalentă cu cea a unui tranzistor se obține o rezistență de valoare mare. Principalul dezavantaj îl constituie gradul înalt de neliniaritate a elementului de rezistență obținut prin acest procedeu, motiv pentru care acest tip de rezistor se utilizează în circuitele mai puțin pretențioase.

Condensatorii realizați în tehnologia MOS joacă un rol mult mai mare decât cele obținute în tehnologia bipolară. Din cauza impedanței de intrare foarte mari a tranzistoarelor MOS, tensiunile înmagazinate de condensatoare pot fi sesizate continuu și nedistructiv prin utilizarea amplificatoarelor MOS. Ca urmare condensatoarele MOS se pot folosi la implementarea multor funcții care în tehnologie bipolară necesită utilizarea rezistoarelor.

Capacitoare cu armături din siliciu policristalin(capacitoare poli-poli). În implementarea funcțiilor analogice, multe tehnologii MOS realizează două straturi de siliciu policristalin. Stratul adițional permite obținerea unui condensator de calitate bună. Totodată această peliculă suplimentară de siliciu policristalin permite realizarea unui strat suplimentar de interconexiuni. Dielectricul acestui condensator este comparabil ca grosime cu cel al oxidului de sub grila tranzistorului MOS. Structura prezintă câte o capacitate parazită asociată fiecărei armături, ceea ce înrăutățește comportarea la frecvență înaltă. Astfel, capacitatea parazită asociată armăturii inferioare este proporțională cu aria acestei armături și reprezintă între 10% si 30% din valoarea capacității utile, iar capacitatea parazită asociată armăturii superioare depinde de tehnologia de fabricație și este tipic de ordinul 5-15fF. Toleranța din valoarea absolută este funcție, în primul rând, de grosimea oxidului și se află în domeniul 10%-30%. Toleranța de împerechere între două sau mai multe structuri identice este mai mică și anume 0.1%-1%

Alte structuri de condensator – în procesele tehnologice în care se realizează un singur strat de siliciu policristalin, pentru realizarea unui capacitor se introduce o etapă suplimentară de fotomascare pentru a se realiza un strat izolator de grosime controlată. Acest strat de oxid se află deasupra stratului de siliciu policristalin care constituie armătura inferioară a unui capacitor. Armătura superioară se obține în urma operației de metalizare a suprafeței cipului, operație prin care se realizează și contactele și interconexiunile. Proprietățile unui astfel de capacitor sunt identice cu cele ale capacitorului poli-poli.

Condensatoare obținute din tranzistoare MOS – un tranzistor MOS poate deveni condensator atunci când este polarizat în regiunea cvasiliniară a caracteristicii statice, grila formând o armătură iar sursa, drena și canalul cealaltă armătură. Structura de condensator prezentată are un coeficient de temperatură mare și din această cauză se poate folosi numai în circuitele nepretențioase.

Proiectul presupune realizarea unui circuit de monitorizare a curentului. El poate fi împărțit în două etape:

Partea de proiectare și simulări Cadence

Partea de realizare a layout-ului circuitului integrat

Circuitul poate fi folosit pentru a monitoriza consumul de curent al unui port USB.

Circuitul are ca scop obținerea unor performanțe bune în ceea ce privește consumul de curent și acuratețea.

Se vor analiza mai multe topologii de detectare a curentului și se va proiecta cea care oferă performanțele cele mai ridicate. Se va folosi o tehnologie publică, BiCMOS.

Standardul USB

Noțiuni generale

Universal Serial Bus(USB) este un standard dezvoltat la mijlocul anilor 1990 care definește cablurile, conectorii și protocoalele de comunicare folosite pentru comunicații și pentru furnizare de energie dispozitivelor electronice.

Standardul USB a fost dezvoltat pentru a standardiza conexiunile de date și furnizare de energie între periferice și calculator(tastaturi, camere foto digitale, imprimante, dispozitive media portabile, etc). Standardul USB a înlocuit majoritatea interfețelor disponibile până la momentul apariției.

Există patru categorii de bază de conectori USB:

Dimensiunea standard folosită de exemplu in memoriile USB

Dimensiunea „mini” folosită pe anumite telefoane mobile și camere foto digitale

Dimensiunea „micro” folosită pe majoritatea telefoanelor mobile de ultimă generație

USB On-The-Go disponibil în format „micro” și „mini”

Spre deosebire de alte tipuri de conectori(Ethernet, HDMI), standardul USB folosește conectori diferiți la cele două capete. Această abordare a fost aleasă deoarece doar unul dintre conectori oferă energie și astfel se elimină anumite probleme. Cele două terminale poartă denumirea de conector de tip A și conector de tip B. Uzual, conectorul de tip are dimensiunea standard.

Scurt istoric

Un grup de sapte companii au lucrat la dezvoltarea unui nou standard ce avea să unifice conexiunile dintre calculator și multitudinea de periferice. Dintre acestea amintim: Compaq, IBM, Intel, Microsoft. Prima iterație a standardului USB, USB 1.0 a fost prezentată în anul 1996. Aceasta putea funcționa la două rate de transfer: 1.5Mbit/s și 12Mbit/s.

Standardul SUB 2.0 a fost lansat în anul 2000 și avea o viteză de transfer de 280Mbit/s. În anul 2008 apare standardul USB 3.0 care oferă o rată de transfer net superioară tehnologiilor precedente 5Gbit/s. Anul 2013 aduce o îmbunătățire de viteză a acestui standard. Ratele de transfer ajung la 10Gbit/s.

Managementul de putere

Standardele USB 1.0 și USB 2.0 funcționează la o tensiune de 5V. Tensiunea este oferită pe un singur fir. Tensiunea nu trebuie să varieze cu mai mult de 5%(4.75V-5.25V). Standardul USB 2.0 poate oferi până la 500mA în timp ce standardul USB 3.0 poate furniza până la 900mA.

Există dispozitive de putere mare și dispozitive de putere mică. Cele de putere mică consumă maxim 100mA. Unele dispozitive, cum ar fi hard-disk-urile externe de viteză mare pot consuma mai mult decât standardul USB 2.0 poate să furnizeze. În acest caz dispozitivele vor funcționa greșit sau nu vor funcționa deloc. Aceste dispozitive au nevoie de alimentare externă sau pot fi alimentate din două porturi USB în același timp. Standardul USB spune că nu se pot folosi doua porturi USB pentru a alimenta periferice. Daca dispozitivul are nevoie de mai multă energie decât este disponibilă pe un port USB atunci el trebuie să aibă alimentare externă.

Protecția porturilor USB

Dacă perifericele conectate la un port USB consumă un curent mai mare decât cel pentru care a fost proiectat portul USB, acesta trebuie protejat. Circuitele de detecție și măsurare a curentului consumat sesizează faptul că un curent mai mare este necesar și opresc alimentarea.

Având in vedere că porturile USB sunt standarde mondiale și sunt prezente pe majoritatea dispozitivelor mobile, consumul mic de curent pentru funcționarea acestui tip de circuite este obligatoriu.

Comutatoarele integrate tind să înlocuiască releele clasice în domenii din ce în ce mai mari. Marele avantaj al acestei ale soluțiilor integrate este posibilitatea de a integra funcțiile de alimentare și protecție chiar în comutator. În acest fel controlul puterii este mult mai ușor totodată crescând și fiabilitatea aplicației.

Cea mai importantă funcție a acestor blocuri este protecția la scurtcircuit. Multe topologii au fost dezvoltate pentru monitorizarea curentului iar pentru protecție s-a folosit fie întreruperea alimentării fie limitarea curentului. Acuratețea și complexitatea circuitelor variază în funcție de necesitățile aplicației.

Un comutator este practic o rezistență, deci puterea disipată este dată de produsul dintre pătratul curentului și rezistența sa.

Pe măsură ce curentul prin sarcină crește, rezisteța comutatorului trebuie să scadă pentru a minimiza pierderile de energie. Pe măsură ce aplicațiile au nevoie de o tensiune mai mare, tensiunea care cade pe blocul de detecție trebuie să scadă.

Majoritatea topologiilor actuale folosite pentru detectarea curentului nu măsoară în mod direct curentul ci folosesc tranzistoare pentru a copia curentul dar la o valoare mult mai mică. Datorită faptului că tranzisoarele copiază un curent mult mai mic, pierderile datorate rezistorului de detecție scad. În cadrul acestei topologii copierea curentului este foarte importantă.

Tehnica de current sensing

Noțiuni teoretice

Circuitele de current sensing sunt blocuri critice ce asigură protectia convertoarelor DC-DC. Orice convertor include o protecție la supra-curent ce protejează sistemul in cazul unui eveniment. Mai mult, circutul oferă informații despre starea actuală de funcționare a întegului bloc.

Din păcate, circuitul clasic de detectare a curentului, rezistența serie, are pierderi inacceptabile de putere. Currentul care circulă prin convertoarele DC-DC poate fi de ordinul amperilor, astfel încât și o rezistență de valoare mică poate produce o pierdere importantă de putere, reducând eficiența sistemului. Reducerea rezistenței serie nu se poate realiza deoarece semnalul util va fi acoperit de zgomot.

Exista câteva tehnici de de current-sensing care nu prezintă pierderi de putere dar precizia lor este mult mai scăzută decât în cazul rezistenței serie. Dintre acestea amintim: MOSFET Ron, current-sensing FET(Sense-FET) și filter.

Tehnici de current sensing

Rezistorul serie

Metoda tradițională de detectare a curentului este introducerea unui rezistor în calea curentului. Deoarece valorile curenților în convertoarele CC-CC sunt mari, pierderile din cauza acestei rezistențe serie sunt și ele mari. Pe măsură ce tehnologiile de fabricație se îmbunătățesc, canalele tranzistoarelor se scurtează pentru a crește viteza circuitelor digitale. Reducerea dimensiunilor canalului duce la scăderea tensiunii de breakdown a tranzistoarelor de unde vine nevoie ca tranzistoarele să fie polarizate la tensiuni mai mici. Cu toate acestea, curentul necesar va avea aceleași valori sau chiar mai mari astfel încât pierderea de putere pe rezistor devine și mai importantă. Deși pierderea pe rezistor pare mică, aceasta trebuie evitată deoarece circuitele au nevoie de eficiență de peste 90%.

Curentul este măsurat în mod indirect. Se măsoara tensiunea de la bornele rezistorului și cunoscându-se valoarea acesteia, se poate determina curentul prin acea ramură cu ajutorul legii lui Ohm.

In Figura 2 se prezintă schema pentru măsurarea curentului folosind un rezistorul serie. Curentul este măsurat în mod indirect și se poate calcula cu ajutorul Forumulei 1.

MOSFET Ron

Tehnica MOSFET Ron se bazează pe rezistența Rds a tranzistorului MOS si pe căderea de tensiune dintre drenă si sursă. Acuratețea acestei tehnici se bazează pe rezistența drenă-sursă a tranzistorului. Aceasta variază foarte mult cu temperatura, procesul de fabricație și tensiunea de alimentare(de la 50% până la 200%). Tranzistoarele MOS se comportă ca o rezistență atunci când sunt polarizate in zona liniară. Valoarea acestei rezistențe poate fi calculată cu formula 1.

unde μ reprezintă mobilitatea electronilor, Cox capacitatea oxidului de bază, L și W dimensiunile tranzistorului, VT tensiunea de prag. Cunoscând tensiunea de la bornele tranzistorului și rezistența drena-sursă, putem afla curentul care parcurge acest tranzistor. Principalul dezavantaj al acestei tehnici este acuratețea scăzută și switching noise from non-zero gate currents during transients -> zgomotul datorat curenților nenuli din timpul comutării. Rezistența drenă-sursă, RDS, este neliniară. În plus, rezistența drenă-sursă are variații semnificative datorită parametrilor μCox și a tensiunii de prag, VT. RDS variază exponențial cu temperatura.

Figura 1 prezinta schema de măsurare a tensiunii drenă-sursă a tranzistorului PMOS. Mărimea măsurată prin această metodă este o tensiune. Pentru a transforma această mărime în curent se folosește Formula 1. Figura 2 prezintă variația rezistenței drenă-sursă cu temperatura. Se observă faptul că dependența celor două mărimi nu este liniară.

Deși are o acuratețe scăzută, această metodă este folosită în industrie pentru că este foarte eficientă din pfunct de vedere energetic(nu trebuie adăugat nici un rezistor, fiind aproape lipsită de pierderi).

O altă sursă de erori este faptul ca tensiunea de poartă a tranzistorului MOS se mofică pe măsură ce bateria dispozitivului se descarcă.

Tehnnica Sense-FET

Această metodă se folosește pentru detecția curentului in multe aplicații. Ideea acestei metode este de a pune in paralel un tranzistor de detectare a curentului in paralel cu tranzistorul MOS de putere. Dimensiunile tranzistorului de detecție sunt mult mai mici decat cele ale tranzistorului de putere. În practică, dimensiunile tranzistorului de detecție sunt de cel puțin o mie de ori mai mici decât ale tranzistorului de putere pentru a garanta consumul mic al circuitului de detecție. Tensiunile de drenă ale celor două tranzistoare trebuie să fie identice pentru a elimina erorile generate de amplificarea diferită in oglinda de curent. Aceste erori pot apărea din cauza efectului de canal scurt. In figură este prezentat un model pentru această tehnică. Este folosit un amplificator operațional pentru a forța egalitatea tensiunilor de drenă ale celor două tranzistoare.

Este important și răspunsul oglinzii de curent la frecvență mare. Pe măsură ce raportul dimensiunilor celor două tranzistoare se modifică, acuratețea circuitului de detectare a curentului scade deoarece împerecherea tranzistorului MOS de putere și a tranzistorului MOS de detecție se degradează. În practică, acuratețea acestei tehnici este de ±20% deoarece un tranzistor MOS foarte mare trebuie împerecheat cu unul mult mai mic. În plus, prin această tehnică se introduce zgomot deoarece în comutație curenții de poartă ai tranzistorului principal nu sunt zero.

Convertoarele care furnizează curenți mari folosesc componente care se află în afara chipului. Din acest motiv, această tehnică nu poate fi folosită uneori.

In Figura 4 se folosește o tehnică de îmbunătățire a acurateții pentru tehnica sense-FET. Această tehnica va fi simulată în această lucrare.

Circuitul din Figura 4 se bazează oarecum tot pe metoda rezitorului serie însă aceasta prezinta un mare avantaj. Multiplicitatea tranzistorul TP330 este mult mai mare decat cea a tranzistorului TP331. Curentul prin ramura cu rezistorului de detecție va fi de m ori mai mic decat cel consumat prin sarcină, unde m reprezintă multiplicitatea tranzistorului. În acest fel, pierderile datorate rezistorului vor fi mult diminuate.

Amplificatorul operațional ideal are o diferență de potențial nulă la borne. Amplificatorul operațional din circuit are rolul de a menține potențialele din drena celor două tranzistoare egale. Prin această metodă se asigură o tensiune drenă-sursă egală pentru cele două tranzistoare. Tensiunea drenă sursă egală pentru cele două tranzistoare asigură o rezistentă drenă sursă proporțională. În cazul în care tensiunile drenă sursă nu ar fi egale, rezistențele drenă sursă ar varia independent ceea ce ar duce la modificarea raportului între curenți.

Pentru limitarea curentului prin sarcină este nevoie de modificarea potențialului din poarta celor două tranzistoare TP300 și TP331. Prin creșterea potențialului din poartă, curentul prin aceste tranzistoare scade și astfel se limitează curentul prin sarcină.

Senzori cu efect HALL

Senzorii cu efect Hall sunt printre cele mai populare soluții pentru măsurarea curentului. Sondele DC ale osciloscoapelor folosesc, de obicei, senzorii cu efect Hall. Un curent care trece printr-un conductor produce un câmp magnetic în jurul său. Când în apropierea primului conductor se adaugă un al doilea conductor prin care ciculă curent,electronii sunt împinși într-o parte a conductorului mai mult decât în cealaltă și se generează o tensiune de-a lungul conductorului. Această tensiune este proporțională cu mărimea câmpului magnetic care la rândul său este proporțională cu cantitatea de curent ce circulă prin primul conductor. Acest fenomen poartă denumirea de efect Hall. Există senzorii Hall în tehnologia CMOS dar senzitivitatea acestora este destul de scăzută. Mai mult, senzorii Hall din circuitele CMOS au un offset dependent de temperatură și benzi de frecvență reduse, 10kHz-50kHz.

Senzorii Hall nu se folosesc în convertoare tocmai din cauza acestor neajunsuri.

Comparație între tehnicile de detectare a curentului

În funcție de aplicație, este necesară o precizie și o acuratețe mai mare sau mai scăzută în detectarea curentului. Trebuie făcută o distincție între acuratețe și precizie. Acuratețea se referă la diferența dintre valoarea măsurată și cea reală în timp ce precizia se referă la diferența dintre două măsurători. Dacă circuitul de măsurare a curentului este folosit pentru compensare in frecvență a convertoarelor care funcționează în comutație, tehnica trebuie să fie precisă deorece schimbări mici în curentul din bobină sunt folosite de către controller pentru a lua decizii

Pe de altă parte, daca informațiile despre curent sunt folosite pentru protecția împotriva supra-curentului, nu este nevoie de precizie și acuratețe mare. Excepție fac circuitele care, pentru a reduce costurile, funcționează la limita maximă de curent.

Tabelul 1

Tabelul 1 prezintă principalele caracteristici ale tehncilor de detectare a curentului

În această partea a lucrării s-a stabilit necesitatea acestor circuite de detecție a curentului. Teoretic, detecția fără pierderi trebuie să detecteze doar tensiune deoarece detectarea directă a curentului implică dispozitive serie adiționale care introduc pierderi. Estimarea curentului care circulă prin prin dispozitive deja existente presupune doar cunoașterea impedanței dispozitivului(rezistența serie, inductanța, capacitatea) care sunt dispozitive aflate înafara chipului. Pentru a realiza circuite de detecție fără pierderi, trebuie măsurata tensiunea de la bornele unui element prin care circulă curent.

Low-side vs high-side current sensing

Comutatorul de curent poate fi poziționat fie între alimentare și sarcină fie între sarcină și masă. Topologia studiată în această lucrare va fi una bazată pe metoda HIGH-SIDE(între alimentare și sarcină)

Comparația între cele doua metode de detectare a curentului se va baza pe metoda rezistorului serie. Inserarea unui rezistor de valoare mică în serie cu sarcina va produce un semnal proporțional cu curentul consumat.

Diferența între cele doua metode este poziționarea acestui rezistor:

Între alimentare și sarcină -> high side

Între sarcină și masă -> low side

În figura 6 se poate observa diferența între cele două abordări

Valoarea rezistorului de sense trebuie să fie cât mai mică pentru a preveni pierderile de putere dar suficient de mare pentru a genera o tensiune care va putea fi măsurată de un amplificator cu acuratețea dorită. Note that this differentially sensed signal across the sense resistor rides on a common-mode voltage, which for low-side sensing is close to ground, but for high-side sensing is close to the supply voltage. Deoarece tensiunea de mod comun pentru low-side sensing este aproape de masă, se poate folosi un amplificator de joasă tensiune, ieftin. Low-side current sensing este simplu și ieftin dar majoritatea aplicațiilor nu pot tolera perturbațiile introduse de acest rezistor. Cel mai mic potențial din circuit trebuie sa fie același pentru fiecare bloc dar metoda low-side modifică acest potențial. Tensiunea care cade pe rezistența de detecție a curentului va modifica acest potențial.

Detectarea de curent de tip HIGH-SIDE se obține punând rezistorul între alimentare și sarcină. Acest tip de poziționare nu numai că elimină perturbațiile traseului de masă întâlnite în tehnica LOW-SIDE dar permite și detectarea unui scurtcircuit accidental între alimentare și masă. Pe de altă parte, amplificatorul operațional trebuie să funcționeze la tensiuni de mod comun apropiate de tensiunea de alimentare. Tensiunea de mod comun poate să varieze de la sub 1 V(monitorizarea unui microprocesor) până la sute de volți în cazul aplicațiilor industriale. Spre exemplu, bateria unui laptop furnizează 17-20V, aplicațiie din industria auto folosesc tensiuni de alimentare de 12V, 24V, 48V, etc. Este evident că această metodă de măsurare se bazează pe capabilitatea amplificatorului operațional de a funcționa la tensiuni mari de mod comun.

În concluzie, este nevoie de un amplificator operațional care să funcționeze la tensiuni mari de mod comun dar și să aibă un offset mic la intrare și o rejecție de mod comun bună. Amplificatoarele operaționale folosite în tehnica high-side sunt disponibile ca circuite integrate, disponibile sub forma unor circuite integrate de mici dimensiuni. Acest lucru este de ajutor proiectanților de cablaje pentru ca ocupă spațiu mai puțin. Procesele de fabricație de tensiune mare asigură o funcționare a acestor circuite până la tensiuni de 80V. Tensiunea minimă de alimentare a acestor circuite este, uzual, 2.8V.

Curentul care circulă prin rezistorul rSense din Figura 5. produce o tensiune diferențilă mică care va fi ulterior amplificată și apoi analizată de alte blocuri. În funcție de această tensiune, se pot lua anumite decizii: depășirea curentului maxim, starea de funcționare în care se află blocul, etc.

Amplificatorul operațional

Noțiuni generale

Amplificatorul operațional este un amplificator electronic de curent continuu, cu câștig mare, realizat sub formă de circuit integrat, care amplifică diferența tensiunilor aplicate pe cele două intrări și este capabil să realizeze o gamă largă de funcții liniare, neliniare și de procesare de semnal. Majoritatea amplificatoarelor operaționale se alimentează de la o sursă dublă de tensiune, cu polarități opuse.

Tensiunile de saturație reprezintă valorile maxime, pozitive sau negative, ale tensiunilor de ieșire. Tensiunile de saturație depind de valoarea tensiunilor de alimentare.

Un amplificator operațional trebuie să aibă cel puțin cinci terminale dintre care trei de semnal și două de alimentare. Unele amplificatoare operaționale prezintă și alți pini cum ar fi terminale pentru anularea tensiunii de decalaj și terminale pentru compensarea în frecvență.

În figura 7 se prezintă simbolul clasic al amplificatorului operațional. Cele doua terminale din partea stângă reprezintă intrările neinversoare(v+) și neinversoare(v-). În partea laterală se observă pinii pentru alimentarea diferențială iar pinul din partea dreaptă este pinul de ieșire. Uzual, pentru simplificarea simbolului terminalele de alimentare nu se reprezintă.

Este foarte important de menționat că semnele + și – de pe simbolul amplificatorului operațional nu au nici o legătură cu polaritatea tensiunilor individuale care se pot aplica pe aceste borne, deoarece ambele semnale pot fi, în raport cu masa, atât pozitive cât și negative. Aceste semne au însă legătură cu relația de fază dintre semnalul de intrare și cel de ieșire. Astfel, dacă intrare neinversoare se leagă la masă iar pe intrarea inversoare aplică un semnal cu variație crescătoare, la ieșire se obține un semnal cu variație descrescătoare. Din acest motiv intrarea – se numește inversoare.

Deoarece amplificatorul operațional este un circuit complex, care conține zeci de componente(tranzistoare, rezistoare), pentru a se putea studia montajele realizate cu el, amplificatorul operațional se înlocuiește cu un circuit electronic echivalent, pe care se pot aplica ușor teoremele lui Kirchhoff. Acest circuit care văzut din exterior se comportă ca și amplificatorul operațional pe care îl înlocuiește, se numește model de circuit.

În figura 8 se poate observa modelul de circuit al amplificatorului operațional.

Acțiunea complexă a amplificatorului operațional rezultă din amplificarea tensiunii de intrare diferențiale cu un factor de amplificare foarte mare notat cu a în figura 8.

Formula 4 arată relația dintre tensiunea de ieșire si tensiunea diferențială de intrare. Amplificarea a este o amplificare în buclă deschisă și se numește astfel deoarece nu s-a conectat nici o componentă de circuit între ieșirea amplificatorului operațional și vreuna dintre intrări. Amplificarea în buclă deschisă este o amplificare utilă.

Conceptul de amplificator operațional ideal și consecințele acestui concept

Deși amplificatoarele operaționale ideale nu există, cele reale sunt destul de apropiate de acest concept. Pentru o aplicație dată, proiectantul trebuie să selecționeze acel amplificator operațional ale cărui imperfecțiuni nu degradează senificativ performanțele ce s-ar obține cu un amplificator operațional ideal. Este de dorit, deci, ca amplificatorul operațional folosit într-o anumită aplicație sa fie cât mai aproape de amplificatorul operațional ideal.

Amplificatorul operațional ideal se caracterizează prin:

Impedanță de intrare, văzută între cele două intrări, infinită

Impedanță de ieșire, văzută între terminalul de ieșire și masă, nulă, deci nu apare nici o rezistență în serie cu sursa dependentă de tensiune

Amplificare diferențială în buclă deschisă infinită

Conceptul de amplificator operațional ideal are următoarele consecințe:

Impedanță de intrare infinită înseamnă ca prin niciuna dintre terminalele de intrare nu curge curent. Atunci când la intrările amplificatorului operațional se conectează un anumit circuit, la aplicarea teoremelor lui Kirchhoff curenții prin cele două intrări se consideră egali cu zero.

Presupunerea că impedanța de ieșire este zero implică faptul că tensiunea de ieșire nu se modifică la conectarea unei sarcini față de situația fără sarcină. Deci amplificatorul operațional furnizează aceeași tensiune de ieșire, indiferent de sarcină.

Consecința celei de-a treia proprietăți este cea mai importantă. Cu ajutorul formulei 4, tensiunea de intrare diferențială se poate scrie astfel:

Dacă circuitul lucrează liniar și este stabil, atunci u0 va avea o valoare finită și dacă amplificarea este infinit rezultă că:

Tensiunea diferențială ud se apropie de zero. Se poate scrie:

de unde rezultă că:

Din formula 8 se trage o concluzie foarte importantă în ceea ce privește funcționarea amplificatorului operațional. Amplificatorul operațional lucrează astfel încât tensiunile individuale de la cele două intrări sunt forțate să fie egale.

La un amplificator operațional real, tensiunea diferențiala nu este niciodată zero iar amplificarea nu este niciodată infinită, dar cele două presupuneri sunt utile pentru analiza circuitelor realizate cu amplificatoare operaționale.

Conceptul general de reacție

În realizarea amplificatoarelor, reacția negativă se utilizează deoarece, prin aplicarea sa, rezultă câteva consecințe favorabile importante și anume:

Reacția negativă stabilizează câștigul amplificatorului față de modificările parametrilor dispozitivelor active determinate de variațiile surselor de alimentare, de varițiile de temperatură și de efectele de îmbătrânire.

Reacția negativă permite proiectantului să modifice impedanțele de intrare și de ieșire ale circuitului așa cum dorește

Datorită reacției negative se reduc distorsiunile formei de undă produse de amlificatorul fară reacție.

Reacția negativă determină creșterea benzii de frecvență a amplificatorului

La aceste avantaje se asociază și două dezavantaje:

Câștigul circuitului se reduce aproape direct proporțional cu mărimea avantajelor ce se obțin

Poate să apară tendința de oscilație a circuitului dacă montajul nu este realizat cu atenție

În figura 9 s1 si s0 sunt semnalele de intrare, respectiv de ieșire, car pot fi tensiuni sau curenți. Rețeaua de reacție, care în mod obișnui este liniară și pasivă, are o funcție de transfer notată cu b. Ea trimite înapoi spre intrare semnalul sb. La intrare se face diferența între semnalul de intrare Si și cel de reacție Sb. Semnalul de eroare, Se, dat de diferența dintre Si și Sb este transmis către amplificatorul de bază care are funcția de transfer a.

Din figura 9 se poate trage concluzia că:

și că

Formula 11 este ecuația fundamentală a circuitelor cu reacție negativă, A fiind amplificarea în buclă închisă a circuitului. Daca amplificatorul operațional este ideal formula 11 devine:

Această relție arată că pentru valori mari ale amplfiicării în buclă deschisă, câștigul global al amplificatorului este determinat de funcția de transfer a circuitului de reacție. Deoarece rețeaua de reacție este în mod uzual formată din elemente stabile, pasive, valoarea lui b este bine definită. În consecință, este bine definită și valoarea amplificării globale.

Este util să se introducă mărimea T, denumită câștigul pe buclă și definită astfel:

Ținând cont de relația de mai sus, formula 11 devine:

Se observă, din nou, ca pentru valori mari ale câștigului pe buclă, câștigul global al amplificatorului este determinat de funcția de transfer a circuitului de reacție.

Bucla de reacție funcționează astfel încât forțează semnalul Sb să fie aproape egal cu semnalul Si. Această situație se obține amplificând diferenta Si-Sb, bucla de reacție făcând apoi ca semnalul de eroare să fie minim.

Daca T>>1, atunci Sb este aproximativ egal cu Si de unde rezultă că semnalul de reacție este practic o replică a semnalului de intrare.

Deorece semnalele Sb și So sunt direct legate prin formula 10, rezultă că în cazul în care |b|<1, semnalul So este o replică amplificată a semnalului Si ceea ce constituie, de fapt, scopul unui amplificator cu reacție.

Amplificatorul operațional real

In realitatate nici una din presupunerile de idealitate nu sunt în totalitate adevărate și pentru a proiecta în condiții bune circuitele realizate cu amplificatoare operaționale trebuie cunoscute limitările introduse de conceptul de idealitate.

Abaterile de la idealitate ale amplificatorului operațional se caracterizează cu ajutorul parametrilor săi. În activitatea de proiectare, proiectantul trebuie să estimeze nivelul limitărilor și să selecționeze acel tip de amplificator operațional ai cărui parametrii permit să se mențină presupunerile de idealitate pentru condițiile de lucru impuse.

Amplificatorul operațional real are valori finite pentru amplificarea în buclă deschisă, rezistența de intrare și de ieșire precum și ale tensiunii de offset și curenților de polarizare a intrărilor.

În curent continuu și la foarte joasă frecvență aceste mărimi se apropie de cele ale amplificatorului operațional ideal în sensul că amplificarea în buclă deschisă și rezistența de intrare au valori mari dar nu infinite, iar rezistența de ieșire este mică dar diferită de zero. Tot în aceste condiții, amplificarea în buclă deschisă are valoare costantă(este independentă de frecvență). Practic însă, amplificarea în buclă închisă scade începând de la valori de frecvență destul de mici și acest fapt afectează banda de frecvență în buclă închisă.

Al doilea factor care limitează banda de frecvență a unui amplificator operațional este viteza de variație a semnalului de la ieșire, notat ca parametru de catalog cu SR(Slew Rate) și determinat de capacitatea amplificatorului operațional de a reproduce corect, fără distorsiuni, un semnal care are o anumită viteză de variație.

Amplificarea de mod comun și rejecția modului comun CMRR(common mode rejection ratio) au aceeași semnificație ca și în cazul amplificatoarelor diferențiale. Amplificarea de mod comun a amplificatorului operațional se compară cu cea diferențială și se comentează semnificația parametrului de catalor – CMRR.

Pe măsură ce frecvența semnalului crește, amplificarea în buclă deschisă scade. Comportarea generală în frecvență pentru marea majoritate a amplificatoarelor operaționale se prezintă în figura 10.

Figura 10 prezintă caracteristica de frecvență a unui amplificator operațional cu un singur pol dominant. Panta caracteristicii se exprimă în decibeli pe octavă sau decibeli pe decadă cele două exprimări fiind echivalente. În valori absolute acest mod de exprimare a pantei înseamnă că începând de la frecvența f-3dB amplificarea scade de 10 ori la o creștere de 10 ori a frecvenței. Se observă ca pentru a anumită valoare a frecvenței, amplificarea devine egală cu 1. Frecvența corespunzătoare acestei situații se numește frecvența la amplificare unitară.

Frecvența corespunzătoare amplficării unitare este egală cu produsul dintre amplificarea în curent continuu și frecvența de frângere, numindu-se din acest motiv și produsul amplificare-bandă. La orice amplificator operațional, caracterizat în buclă deschisă de un singur pol dominant, produsul amplificare-bandă este constant.

Un alt parametru important al amplificatoarelor operaționale este timpul de creștere. Timpul de creștere este definit ca timpul necesar ca ieșirea să se modifice între 10% și 90% din nivelul final. Prin acest mod de alegere a intervalelor de timp între care se determină timpul de creștere, se elimină incertitudinile de nivel de la începutul și sfârșitul răspunsului la semnalul treaptă.

Proiectarea circuitului

Alegerea topologiei

Alegerea topologiei s-a făcut în urma analizării avantajelor și dezavantajelor fiecărei metode. Am ales tehnica de current sense “Sense Fet” deoarece aceasta produce pierderi foarte mici datorate rezistorului de detectare a curentului. Curentul ce curge prin sarcină este oglindit cu un factor mare astfel încât curentul prin rezistorului de detectare va fi mult mai mic decât cel prin sarcină și astfel pierderile datorate detecției vor fi mult mai mici.

În figura 11 se prezintă schema electrică a circuitului de monitorizare și limitare a curentului.

Se observă că raportul multiplicităților celor doua tranzistoare TP_SNS și TP_PWR este de 500. Astfel, curentul ce curge prin rezistorul R_SNS este de 500 de ori mai mic decât cel ce curge prin sarcina R_LOAD.

Funcționarea circuitului

Detectarea curentului

Pentru explicarea funcționării circuitului voi folosi numele legăturilor electrice și numele tranzistoarelor însemnate pe figura 11

Tranzistorului TP_PWR este tranzistorul de putere. Prin acesta circulă curentul ce va alimenta sarcina. Tranzistorului TP_SNS are o multiplicitate m=1 în timp ce tranzistorul TP_PWR are o multiplicitate m=500. Porțile celor două tranzistoare sunt legate împreună iar tensiunile grilă sursă sunt egale. Amplificatorul operațional E_AMP_SNS are rolul de a menține potențialele din drenele tranzistoarelor egale asigurând astfel tensiuni sursă-drenă egale.

Această topologie are avantajul ca menține rezistențele drenă-sursă ale celor două tranzistoare egale astfel încât raportul curenților prin cele două ramuri va fi constant.

Proiectarea circuitului a început prin folosirea de elemente ideale. În prima faza a dezvoltării s-au folosit amplificatoare operaționale ideale. Schema cu elemente ideale este prezentată în figura 12.

Câștigul amplificatoarelor operaționale ideale a fost setat la 80dB.

Formula 18 arată legătura dintre curentul ce trece prin sarcină() și curentul ce trece prin rezistorul de detecție(). M reprezintă factorul de aspect al tranzistoarelor.

În figura 13 și figura 14 se pot observa atât cei doi curenți cât și raportul lor. Raportul este relativ constant și arată faptul că rezistențele drenă-sursă ale tranzistoarelor rămân la o valoare constantă.

Cele două grafice au rezultat în urma unor simulări unde a fost variată rezistența de sarcină și implicit curentul prin cele două ramuri. În zona în care curenții au o valoare constantă, circuitul a intervenit pentru limitarea curentului. Se va discuta în continuare despre modul de lucru al circuitului atunci când acesta funcționează ca limitator de curent.

Tensiunea care cade pe rezistorul R_SNS este direct proporționala cu curentul prin sarcină. Formula de calcul a tensiunii Vsense este:

Folosind formulele 18 și 19 obținem:

Obținem astfel o tensiune care este dependentă de curentul de sarcină dar curentul folosit pentru a genera această tensiune este mai mic de M ori decât curentul prin sarcină. Tensiunea Vsense este prezentată în figura 15. Aici se poate observa felul în care aceasta variază în functie de curentul prin sarcină.

Astfel, aplicațiile care au nevoie de monitorizare a curentului pot obține această informație prin măsurarea tensiunii de pe rezistorul R_SNS. Această masurătoare trebuie făcută tot cu un amplificator operațional pentru a nu introduce erori sistemului. Amplificatorul operațional folosește ca intrări tranzistoare MOS care, în mod ideal, nu consumă curent. Chiar și amplificatoarele operaționale reale consumă curenți de ordinul nA.

Limitarea curentului

Pentru îndeplinirea funcției de limitare a curentului se folosesc amplificatoarele operaționale E_AMP_REF și E_AMP_CTRL_GATE. Blocul din stânga schemei are rolul de referință iar amplificatorului operațional E_AMP_CTRL_GATE controlează tensiunea de pe poarta tranzistorului de putere.

Tensiunea de referință v_ref este stabilită cu ajutorul rezisotului R_LIM. Practic, prin acest rezistor se stabilește curentul maxim ce va curge prin sarcină.

Tensiunea V_ref este comparată cu tensiunea Vsense cu ajutorul amplificatorului operațional E_AMP_CTRL_GATE. Tensiunea pe rezistorul R_SNS este mică atunci când curentul prin sarcină este mic. Pe măsură ce curentul prin sarcină crește, crește și tensiunea Vsense. Atunci când tensiunea Vsense se apropie ca valoare de v_ref amplificatorul operațional ridică potențialul din poarta tranizistorului de putere și astfel curentul va fi limitat. Formula 21 arată legatura dintre curentul de drenă și tensiunea poartă-sursă a tranzistorului MOS.

Curenții prin ramurile circuitului vor fi:

Având în vedere că tranzistoarele TP_REF1 și TP_REF2 au aceeași tensiune poartă-sursă curenții prin cele două tranzistoare vor fi identici.

Amplificatorul operațional are diferență de potențial nulă la borne. Astfel, tensiunile v_ref și Vsense sunt egale și pentru că R_REF=R_SNS curenții prin cele două ramuri sunt egali.

Pe baza formulei 18 și a formulei 24, curentul de ieșire poate fi scris ca funcție de curentul de limitare impus de R_LIM.

În cazul circuitului simulat:

În figurile 18 și 19 se pot observa cei doi curenți și raportul dintre ei. Zona de interes a graficului este zona în care circuitul funcționează ca limitator de curent.

Răspunsul circuitului în timp

Este foarte important timpul de răspuns al circuitului. Vom defini timpul de răspuns al circuitului ca fiind timpul de reacție al circuitului de la o funcționare in gol până la intrarea în limitare a circuitului.

Se vor folosi simulări de tip transient pentru a stabili acest timp de reacție. Datorită dimensiunilor mari ale tranzistorului de putere și a multiplicitații mari, capacitatea echivalentă a porții va fi mare, de ordinul picofarazilor. De aceea, timpul necesar încărcării acestei capacități va duce la un răspuns mai lent al circuitului.

În cazul dimensiunilor alese în cazul acestui circuit dar și a caracteristicilor tehnologiei folosite, capacitatea echivalentă a tranzistorului este de 2.5pF.

Pentru realizarea simulărilor de tip transient s-a folosit schema din figura 20.

Tensiunea v_control acționează asupra comutatorului W0. Acest comutator are rol de rezistor variabil. Semnalul generat de sursa V1 este variabil în timp și are un timp de creștere de 10ns și un timp de cădere tot 10ns. Perioada semnalului este 1ms.

Această simulare pune în evidență funționarea în timp a circuitului. Astfel, se pot pune în evidență anumite probleme legate de stabilitatea întregului circuit dar și timpii de reacție ai diferitelor blocuri.

În figura 21 și figura 22 se poate observa curentul prin tranzistorul de putere atât la intrarea în limitare cât și la trecerea din limitare în gol. Se observă faptul că tipul sarcinii influențează răspunsul circuitului. În cazul trecerii din limitare în gol, se poate observa faptul ca acea capacitate mare, de 47uF, se descarcă greu deoarece nu are legatura directă de descărcare decât prin comutatorul W0 care are o rezistență foarte mare.

În figurile 23 și 24 se poate observa evoluția în timp a tensiunii de pe poarta tranzistorului de putere.Evoluția tensiunii este afectată atât de capacitatea de bază mare a tranzistorului de putere cât și de tipul sarcinii pe care funcționează circuitul. Simulările sunt efectuate pentru trei valori ale condesatorului de sarcină: 1µF,10 µF,47 µF.

În figura 25 se observă offsetul de la intrarea amplificatorului operațional E_AMP_CTRL_GATE pentru o sarcină formată dintr-o rezistență de 1Ω și un condensator de 10µF, elemente aflate în paralel.

Amplificatoarele operaționale

Amplificatorul operațional RAIL-TO-RAIL E_AMP_REF și E_AMP_SNS

Așa cum se poate observa în figura 24 tensiunile de la intrarea amplificatorului operațional E_AMP_SNS variază de la aproximativ 800mV până la aproape 5V a fost nevoie de un amplificator operațional care să fie capabil să funcționeze pană la valori cât mai apropiate de tensiunea de alimentare. De asemenea, tensiunea de ieșire a amplificatorului operațional variază și ea între 700mV si 2.5V. Acest lucru poate fi observat în figura 25. S-a folosit o topologie de tipul cascodă împăturită.

În figura 27 este prezentată topologia amplificatorului operațional RAIL-TO-RAIL. Etajul diferențial al amplificatorului operațional este format din tranzistoarele NMOS TN330, TN331 și din tranzistoarele PMOS TP330 și TP338. Etajul de ieșire este format din tranzistoarele TP331, TP335, TN338, TN339. Restul tranzistoarelor din circuit sunt folosite pentru polarizarea etajelor de câștig. În proiectarea circuitului s-a urmărit obținerea unor tensiune VDSSAT mici pentru etajul de ieșire astfel încât excursia maximă a ieșirii să fie cât mai mare.

În figura 28 se prezintă tensiunile de saturație a tranzistoarelor ce alcătuiesc etajul de ieșire.

Proiectarea etajului diferențial de intrare a urmărit obtinerea unei transconductanțe gm egale pentru toate tranzistoarele din etajul diferențial.

În figura 29 se poate observa variația transconductanței în funcție de tensiunea de intrare. Amplificatorul operațional funcționează în configurație de repetor.

Amplificarea în buclă deschisă a amplificatorului operațional este dată de formula 28:

Rezistența de ieșire a circuitului poate fi calculată conform formulei 29:

Formula 29 poate fi aproximată astfel:

Figurile 30 și 31 prezintă variația elementelor gm și rds a tranzistoarelor ce formează etajul de ieșire.

Pentru simularea câștigului în buclă deschisă se folosește schema din figura 32

Simulările vor fi rulate pentru trei valori ale tensiunii de intrare și la trei temperaturi. Sursa de tensiune de la ieșirea amplificatorului ajută simulatorul în creearea unui punct static de funționare corect și conform cu cerințele circuitului.

Acest amplificator operațional va avea de controlat tranzistoare MOS de mici dimensiuni a caror capacitate de poartă nu depășește 2.5fF

Banda amplificatorului reprezintă frecvența la care amplificarea scade cu 3dB. mai poartă și denumirea de frecvență de tăiere. Frecvența de taiere oferă informații despre răspunsul în timp al amplificatorului dacă acesta va funcționa în buclă deschisă(funcționarea ca comparator) dar nu are nici o semnificație dacă amplificatorul va funcționa în buclă.

Pentru Vin=100mv obținem valorile din tabelul 2

Pentru Vin=2.5 obținem valorile din tabelul 3

Pentru Vin=4.9 obținem valorile din tabelul 4

Produsul câștig-bandă este frecvența la care amplificatorul are câștigul 0. Nu este un concept folosit în buclă deschisă dar este o noțiune critică în cazul în care amplificatorul funcționează în buclă. Această frecvență ne oferă informații despre răspunsul în timp al amplificatorului, despre stabilitatea sistemului și setează compromisul dintre câștig și bandă

Răspunsul în timp al amplificatorului este cu atât mai rapid cu cât produsul câștig bandă este mai mic.

Schema de măsurare a răspunsului în timp este dată în figura

Amplificatorul operațional este folosit în configurație de repetor. Se va analiza timpul în care tensiunea de ieșire reușește să copieze tensiunea de intrare. Reacția amplificatorului la acest tip de stimul este influențată de marginea de fază a amplificatorului.

Se vor analiza diferite tipuri de salturi a tensiunii de intrare. Acestea vor fi în conformitate cu felul în care va funcționa amplificatorul în circuitul real.

În figurile 37-44 se prezintă răspunsul circuitului la un impuls cu un timp de cresțere și de cădere de 10ns. Răspunsul circuitului la acest tip de semnal depinde de câștigul pe buclă și de produsul câștig-bandă. Trebuie făcut un compromis ca sistemul să fie stabil. Dacă numitorul funcției de transfer devine 0 bucla de reacție negativă poate deveni buclă de reacție pozitivă și sistemul poate intra în oscilație.

De asemenea, răspunsul circuitului în timp depinde și de marginea de fază. Marginea de fază se măsoară la frecvența fGBW. GBW – gain bandwith reprezintă produsul câștig bandă.

Amplificarea de mod comun a amplificatorului operațional va fi simulată folosind schema din figura 45.

Intrările amplificatorului operațional sunt legate împreună și este aplicat un semnal pe ambele intrări concomitent. Amplificarea de mod comun trebuie să fie foarte mică.

La fel ca și în simulările anterioare, vom simula circuitul la trei temperaturi și la diferite tensiuni de intrare.

Folosind rezultatele anterioare, putem calcula rejecția modului comun CMRR(common-mode rejection ratio). Acest parametru trebuie să aibă o valoare cât mai mare. În cazul amplificatoarelor diferențiale ne interesează semnalul diferențial de la intrare. Este important ca semnalul comun de la intrare să nu modifice ieșirea. Formula de calcul este:

Valoarea parametrului CMRR trebuie să fie cât mai mare atunci când:

Circuitul lucrează în mediu zgomotos acolo unde sunt prezente și semnale nedorite de mod comun de amplitudine mare. Acest caz se întâlnește în amplificatoarele de instrumentație

În circuitele în care se stabilește un echilibru delicat între două semnale. Este cazul amplificatoarelor ce prelucrează semnale preluate dintr-o punte.

Gama de tensiuni de ieșire a amplificatorului este foarte importantă mai ales în cazul amplificatoarelor RAIL-TO-RAIL. Simularea se va baza pe schema din figura 49

În figura 50 este prezentat offsetul dintre intrările amplificatorului. Pe baza acestui grafic se stabilește gama de tensiuni a amplificatorului. Tensiunea de ieșire este limitată la capetele intervalului de tensiunile de saturație ale tranzistoarelor din etajul de ieșire.

Simulările de tip câștig pe buclă(loop gain) se bazează pe schema din figura 51:

Simulatorul Cadence are nevoie de un element numit Iprobe pentru a știi locul în care se află bucla. Iprobe este de fapt o sursă de tensiune de valoare 0 care indică simulatorului unde trebuie să rupă bucla pentru a putea calcula câștigul. În configurația din figura 51 amplificatorul este conectat în configurație de repetor și câștigul pe buclă este 1. Având în vedere că formula câștigului este:

iar în configurația de repetor, simularea de tip loop gain ar trebui sa aibă același rezultat ca în cazul simulării în buclă deschisă.

Comparând rezultatul din figura 52 cu cel din figura 34 observăm egalitatea dintre rezultatul simulării de buclă deschisă cu cel din simularea loop gain.

Graficul din figura 53 prezintă faza semnalului. Din figura 52 și figura 53 putem extrage marginea de fază. In tabelul 5 este prezentă marginea de fază pentru cele trei temperaturi.

Pentru a face o scurtă recapitulare a parametrilor acestui amplificator operațional, voi prezenta principalele caracteristici ale acestui amplificator în tabelul 6.

Amplificatorul operațional E_AMP_CTRL_GATE

Acest amplificator funcționează la tensiuni de intrare mici și nu are nevoie de o excursie mare a intrărilor. De aceea, etajul diferențial a fost modificat și este alcătuit doar din tranzistoare PMOS. Schema internă a acestui amplificator este prezentată în figura 54

Datorită faptului că toate simulările și toate schemele necesare simulării acestui amplificator operațional sunt asemanătoare precedentului, aceste scheme și grafice vor fi incluse în Anexa 1.

În simularea de tip loop gain, amplificatorul operațional nu a mai fost folosit în configurația de repetor pentru a nu se limita tensiunea de ieșire. Din această cauza, câștigul pe buclă nu mai este 1 și de aceea se poate observa o scadere a amplificării.

Simularea circuitului cu amplificatoare operaționale reale

În prima fază, pentru proiectarea schemei de monitorizare și limitare a curentului am folosit amplificatoare operaționale ideale, în aceast subcapitol vom simula întregul circuit cu elementele reale. Se vor rula simulări pentru a pune în evidență anumite neidealități introduse de amplificatoarele operaționale.

În cazul amplificatoarelor operaționale ideale, diferența de potențial de la bornele amplificatoarelor este nulă. În cazul amplificatoarelor operaționale reale, acest lucru nu mai este valabil. Acest lucru duce la introducere unor erori în monitorizarea și limitarea curentului.

În schema din figura 55 se prezintă schema finală a circuitului de monitorizare și limitare a curentului.

Prima simulare pe care o vom rula în acest capitol va fi una de curent continuu. Vom vizualiza și măsura diferențele de potențial de la bornele amplificatoarelor operaționale.

În figura 57 se prezintă tensiunile de la bornele amplificatorului operațional E_AMP_REF. În cazul amplificatorului ideal, aceste tensiuni trebuiau să fie identince. Figura 58 prezintă diferența de la bornele acestui amplificator real. Cum este și normal, aceste tensiuni sunt constante deoarece amplificatorul E_AMP_REF are rol în partea de referință a circuitului acolo unde nimic nu variază în funție de curentul de sarcină.

Offsetul de la bornele amplificatorului este sub 300µV. Acest offset va introduce erori în formula ideală de calcul a curentului de limitare în funcție de rezistorul R_LIM.

Figura 58 prezintă tensiunea de la ieșirea acestui amplificator operațional. Această tensiune acționează asupra tranzistorului TN_REF care are rolul de a menține constant raportul curenților prin tranzistoarele TP_REF1 și TP_REF2.

Figurile 59 și 60 prezintă tensiunile de la bornele amplificatorului E_AMP_CTRL_GATE. În acest caz este important doar offsetul în momentul în care circuitul funționează ca limitator. E_AMP_CTRL_GATE modifică potențialul din poarta tranzistorului de putere. Offsetul de la intrare poate introduce o creștere sau o scădere a curentului la care se ca face limitarea față de curentul stabilit prin R_LIM. Figura 61 arată evoluția potențialului din poarta tranzistorului de putere. Se observă că pentru sarcini mici, aproape de scurt-circuit, tensiunea este mare pentru a putea limita curentul la valoarea stabilită iar pe măsură ce valoarea sarcinii scade, tensiunea din poartă scade pentru a permite funționarea corectă a circuitului și pentru a elimina pierderile generate de curentul scurt prin tranzistor. Pierderea de putere se face prin rezistența drenă-sursă a tranzistorului.

În figurile 62 și 63 sunt prezentate tensiunile de la bornele amplificatorului E_AMP_SNS. Rolul său este de a asigura un raport de curenți cât mai precis pe cele două ramuri ale circuitului: ramura de putere și ramura de detectare a curentului. Se observă ca offsetul este, de asemenea, sub 1mV. Offsetul acestui amplificator va afecta doar partea de monitorizare a curentului. Figura 64 prezintă tensiunea de la ieșirea acestui amplificator care comandă poarta tranzistorului TN_SNS. Acesta face parte din bucla de reacție și ajută la menținerea raportului de curenți. În figura 65 se prezintă raportul curenților prin cele două ramuri. Se observă faptul că offsetul introdus de amplificator afectează raportul.

Pentru a pune în evidență și mai bine funționarea circuitului, figurile 66 și 67 prezintă atât tensiunile de comandă cât și curentul prin sarcină. Se observă cum pentru sarcini mici curentul este limitat la valoarea stabilită inițial. Pe măsură ce sarcina scade, curentul scade și el până la o valoare sub pragul de limitare iar circuitul intră în modul de măsurare a curentului.

Anexa 1

Amplificatorul operațional E_AMP_CTRL_GATE

Câștigul în buclă deschisă

Răspunsul în timp al amplificatorului operațional

Amplificarea de mod comun

Excursia tensiunii de ieșire

Simulare de tip loop gain