GENERALIT ĂȚI ASUPRA DISPOZITIVELOR ȘI MODULELOR SEMICONDUC TOARE DE PUTERE 1. Introducere Partea de for ță a convertoarelor statice con ține ca… [631479]

Autor : dr.ing. Mihai Albu 1

Lucrarea 2
GENERALIT ĂȚI ASUPRA DISPOZITIVELOR ȘI
MODULELOR SEMICONDUC TOARE DE PUTERE

1. Introducere

Partea de for ță a convertoarelor statice con ține ca elemente de baz ă dispozitive
semiconductoare de putere care se comport ă asemănător unui întrerup ător (comutator)
electronic. În regim stabilizat aceste elemente de comuta ție nu lucreaz ă niciodată în
zona lor liniar ă unde se comport ă ca o rezisten ță variabilă deoarece s-ar produce
pierderi energetice inacceptabile. Din acest motiv dispozitivele semiconductoare de
putere din structura convertoarelor statice vor lucra totdeauna în comuta ție. Astfel, în
electronica de putere, dispozitivele vor func ționa doar în dou ă stări stabile: starea de
conducție (ON) când se permite circula ția curentului electric prin ramura de circuit,
ideal fără nici o cădere de tensiune pe dispozitiv și starea de blocare (OFF) când
circulația curentului este întrerupt ă în totalitate.

2. Clasificarea dispozitivelor semiconductoare de putere
În funcție de modalitatea în care pot fi controlate ( criteriul controlabilit ății)
dispozitivele semicondu ctoare de putere pot fi încadrate în trei categorii:
1) Dispozitive necontrolabile – categorie format ă din diodele de putere care
nu prezint ă decât dou ă terminale de for ță, fără terminal de comand ă. Starea de
conducție sau de blocare este dictat ă de felul în care sunt polarizate în circuit.
2) Dispozitive cu amorsare controlat ă – categorie în care sunt incluse
tiristoarele și triacele . Istoric vorbind, tiristorul a fost primul dispozitiv semiconductor
de putere cu trei terminale, dou ă de forță (anod, catod) și unul de comand ă numit grilă
sau poartă. Pentru a intra în conduc ție un tiristor trebuie polarizat direct și comandat
între grilă și catod cu un impuls scurt de curent. Odat ă amorsată conducția, curentul de
grilă poate să dispară deoarece dispozitivul r ămâne “ag ățat” în aceast ă stare pân ă când
sunt întrunite condi țiile de blocare, resp ectiv o polarizare invers ă și o anulare a
curentului prin acesta. Nu poate fi indus ă starea de blocare prin comand ă și din acest
motiv se poate afirma c ă tiristorul este un dispozitiv semiconductor de putere pe
jumătate controlat. Eforturile de cercetare pentru a ob ține o structur ă semiconductoare
asemănătoare cu tiristorul, dar care s ă posede și facilități de blocare prin comand ă, au
condus la realizarea tiristorului cu blocare pe poart ă tip GTO ( Gate Turn-Off

2 U.T. „Gheorghe Asachi” din Ia și, Facultatea IEEI, Laborator Electronic ă de Putere
Thyristor ) care este un dispozitiv din clasa celor complet controlabile. Triacul poate fi
echivalat cu o structur ă formată din două tiristoare conectate în antiparalel.
3) Dispozitive semiconductoare de putere controlabile – sunt elemente de
comutație care pot fi aduse în conduc ție și blocate prin comand ă. Cu anumite excep ții
(ex. GTO, MCT) semnalul de deschidere trebuie aplicat continuu pe terminalul de
comandă pentru a men ține starea de conduc ție a acestora dac ă sunt polarizate direct.
Blocarea se produce de la sine atunci când semnalul de comand ă este îndep ărtat sau va
scădea sub o anumit ă valoare de prag. Totu și, în foarte multe situa ții se prefer ă
blocarea lor cu semnale inverse de comand ă pentru a avea siguran ța că nu se vor
deschide accidental, situa ție care poate conduce la apari ția unor scurt circuite în
convertoare.
În funcție de natura semnalului de comand ă, la rândul lor dispozitivele
controlabile pot fi separate în dou ă grupe distincte:
a) dispozitive comandate în curent – care pot fi:
¾ tranzistoarele bipolare de putere (Bipolar Junction Transistors – BJT)
– sunt dispozitive relativ lente pe durata tranzi țiilor (pierderi mari în
comutație), dar au avantajul ob ținerii unor st ări de conduc ție profunde
(pierderi mici în conduc ție).
¾ tiristoarele cu blocare pe poart ă (GTO) sunt dispozitive utilizate în
aplicații de mare putere. Pentru co manda acestor dispozitive sunt
utilizate impulsuri de curent, un impuls pozitiv de amplitudine mic ă
pentru deschidere (la fel ca la tiristor) și un impuls negativ de
amplitudine mare pentru blocare.
b) dispozitive comandate în tensiune – mai sunt numite și dispozitive
semiconductoare de putere cu gril ă MOS ( Metal-Oxide- Semiconductor )
sau grilă izolată. Având în vedere calit ățile incotestabile ale acestora
(putere mic ă de comand ă, frecvență mare de lucru etc.) cercet ările din
domeniul semiconductoarelor de putere și eforturile tehnologice de
fabricație s-au îndreptat cu prec ădere spre dezvoltarea lor. În prezent, se
găsesc pe pia ță o multitudine de asemenea dispoz itive. În continuare sunt
prezentate cele mai utilizate sau acele dispozitive cu gril ă MOS care au
avut și au rolul cel mai important în evolu ția electronicii de putere:
¾ tranzistoare MOSFET de putere (MOS Field Effect Transistors ) –
sunt dispozitive rapide (pierderi mici în comuta ție) și din acest motiv
sunt utilizate în convertoare cu frecven țe de lucru mari (zeci ÷sute de
kHz). Dezavantajul lor const ă în creșterea rapid ă a valorii rezisten ței
de conduc ție (rDS(on) – parametru de catalog) odat ă cu creșterea
tensiunii de lucru maxime pentru care au fost fabricate, ceea ce va conduce la pierderi importante pe durata conduc ției. Din acest motiv
nu sunt utilizate în convertoare de puteri mari.

Lucrarea 2: Generalit ăți asupra dispozitivelor și modulelor semiconductoare de putere
Autor : dr.ing. Mihai Albu 3
¾ tranzistoare bipolare cu gril ă izolată (Insulated Gate Bipolar
Tranzistor – IGBT ) este un tranzistor hibrid, o combina ție între
tranzistorul bipolar de putere de la care a luat calitatea conduc ției unor
curenți mari fără pierderi importante și tranzistorul de tip MOSFET de
la care a luat viteza relativ mare de comuta ție. A rezultat un tranzistor
care poate fi utilizat în convertoare cu comuta ție forțată la frecven țe
de lucru ridicate (kHz ÷zeci de kHz) pân ă la puteri de ordinul zecilor
de megawa ți. Astfel, se poate afirma c ă în prezent tranzistorul de tip
IGBT este locomotiva electronicii de putere, cel mai utilizat dispozitiv
din acest domeniu al tehnicii.
Având în vedere diversitatea dispozitivelor semiconductoare de putere
controlabile și trăsătura lor comun ă de a fi aduse în conduc ție și de a fi blocate prin
comandă, s-a simțit nevoia reprezent ării acestora printr-un simbol unic în schemele de
forță ale convertoarelor statice. În Fig.2.1.sunt date dou ă variante de simboluri
utilizate în literatura de specialitate.
Fig. 2.1 Simboluri utilizate pentru dispozitive semiconductoare controlabile.
Prima variant ă (Fig.2.1.a) este asem ănătoare cu simbolul unui contact electric
comandat apar ținând unui contactor sau releu. A doua variant ă (Fig.2.1.b) este mai
stilizată și pune în eviden ță caracteristica de conduc ție unidirec țională a curentului
printr-un asemenea dispozitiv (s ăgeata contactului). Variabilele iT și uT reprezint ă
curentul care str ăbate dispozitivul T, respectiv c ăderea de tensiune pe acesta în starea
de conduc ție. În continuare se va utiliza varianta (b), varianta (a) fiind mai degrab ă
adecvată pentru comutatorul electronic bidirec țional utilizat în convertoarele
matriciale.
Un al doilea criteriu de clasificare al dispozitivelor semiconductoare de
putere ar putea fi considerat num ărul de caracteristici de blocare și de conduc ție
realizate de dispozitiv. Acestea, definite în mod ideal , sunt ilustrate în sistemul de axe
iT – u T din Fig.2.2.
Pot fi eviden țiate următoarele caracteristici și totodată stări ale dispozitivelor
semiconductoare de putere: a) b)uT+
T
-iT
uT+
T
-iT

4 U.T. „Gheorghe Asachi” din Ia și, Facultatea IEEI, Laborator Electronic ă de Putere
• caracteristica de blocare direct ă – este ob ținută atunci când dispozitivul
blochează tensiuni directe (pozitive). Nici un curent nu circul ă prin
elementul de comuta ție în aceast ă stare;
• caracteristica de conduc ție direct ă – este ob ținută atunci când
dispozitivul se afl ă în conduc ție totală preluând un curent pozitiv
determinat de o tensiune de polarizare direct ă. Căderea de tensiune pe
elementul de comuta ție aflat în starea de conduc ție, în mod ideal, este
considerat ă zero;
• caracteristica de blocare invers ă – este ob ținută atunci când dispozitivul
blochează tensiuni inverse (negative). Nici un curent nu circul ă prin
dispozitiv în aceast ă stare;
• caracteristica de conduc ție invers ă – este ob ținută atunci când
dispozitivul poate s ă conducă și curenți inverși, negativi. Aceast ă
caracteristic ă este specific ă elementelor de comuta ție bidirec ționale.
Fig. 2.2 Caracteristicile ideale, de conduc ție și de blocare, specifice
elementelor de comuta ție din electronica de putere.
Majoritatea dispozitivelor semiconductoar e utilizate în electronica de putere
nu pot ob ține toate caracteristicile enumerate mai sus. Astfel, diodele lucreaz ă doar pe
două caracteristici din Fig.2.2, una de conduc ție și una de blocare, trecerea între cele
două făcându-se necontrolat. Dispozitiv ele controlabile pot realiza dou ă sau trei
caracteristici: caracteristicile de blocare direct ă și inversă precum și caracteristica de
conducție directă cu precizarea c ă trecerea de pe caracteristica de blocare direct ă și
conducție directă se obține în urma unei comenzi. Sunt unele dispozitive controlabile
(ex. tranzistorul MOSFET) care nu au capacitate de blocare invers ă.
Așa cum s-a mai precizat, dispozitivele se miconductoare de pu tere elementare
sunt, în general, ventile unidirec ționale în ceea ce prive ște sensul de circula ție al
curentului prin ele. Foarte interesante în structurile moderne ale electronicii de putere Deschidere (blocare)
inversă comandat ăiT
uT Deschidere (blocare)
directă comandat ă
Caracteristica de
blocare direct ă Caracteristica de
blocare invers ă
Caracteristica de
conducție inversă Caracteristica de
conducție directă

Lucrarea 2: Generalit ăți asupra dispozitivelor și modulelor semiconductoare de putere
Autor : dr.ing. Mihai Albu 5
sunt dispozitivele care pot realiza toate cel e patru caracteristici prezentate mai sus
numite comutatoare electronice sau celule de comuta ție bidirecționale . Pentru a ob ține
comutatoare bidirec ționale controlabile, în prezent sunt utilizate ansambluri de
tranzistoare de putere legate în antiparalel. Dac ă tranzistoarele utilizate prezint ă o
slabă capacitate de blocare invers ă acestea sunt înso țite de diode rapide conectate în
montaje a șa cum se prezint ă în Fig.2.3.
Fig. 2.3 Modalități de obținere a celulelor de comuta ție bidirecționale și controlabile
cu ajutorul unor dispozitive având capacitate redus ă de blocare invers ă.

3. Capsula, structura semiconductoare, simbolul și caracteristicile
dispozitivelor de putere

Toate dispozitivele de putere con țin o parte activ ă formată dintr-o pastil ă
semiconductoare ( monocristal ) închisă etanș într-o capsulă. Materialul semiconductor
este împărțit în straturi sau regiuni impurificate diferit. Se formeaz ă astfel o structură
semiconductoare de care depind parametrii de func ționare ai dispozitivului, atât în
regim static, cât și în regim dinamic. Suprafe țele monocristalului în contact cu
terminalele de for ță (conductoarele de leg ătură) sunt metalizate, iar stratul
semiconductor superficial de sub aria metalizat ă este puternic dopat pentru a evita o
rezistență mare de contact. Suprafe țele rămase și, în special cele care includ jonc țiuni,
sunt pasivizate și protejate cu materiale dielectrice ad ăugate sau formate direct din
materialul semiconductor cum ar fi, de exemplu, dioxidul de siliciu (SiO 2).
Capsula dispozitivului are diferite forme și mărimi în func ție de tipul
acestuia, de fabricant, de tensiunea la care lucreaz ă, de curentul maxim vehiculat, de
modul de r ăcire etc. Se observ ă o tendin ță a firmelor de a se alinia la un acela și
standard cu privire la forma și mărimea capsulelor, respectiv a modulelor. Rolul
capsulei este multiplu, dup ă cum urmeaz ă: conferă rezistență mecanică dispozitivului,
asigură protecția structurii semiconductoare contra unor factori de mediu cum ar fi
umiditatea, sus ține terminalele de conectare în circuit și, nu în ultimul rând, asigur ă
transferul de c ăldură, uneori cu separare galvanic ă, între pastila semiconductoare și
exterior.
Simbolul unui dispozitiv semico nductor este o construc ție grafic ă ce
definește tipul dispozitivului și evidențiază toate terminalele de for ță și comand ă ale (b) (a)

6 U.T. „Gheorghe Asachi” din Ia și, Facultatea IEEI, Laborator Electronic ă de Putere
acestuia. Prin intermediul simbolului grafic se poate marca pozi ția exactă a
semiconductorului într-o schem ă și conexiunile prin care dispozitivul este legat de alte
elemente de circuit sau blocuri func ționale.
Pentru a defini performan țele de func ționare ale unui dispozitiv semi-
conductor și pentru a dispune de criterii prin care s ă poate fi comparat cu alte
dispozitive sunt definite caracteristicile acestuia. Toate caracteristicile specifice
dispozitivelor semiconductoare de putere pot fi grupate în dou ă mari categorii:
• caracteristici statice prin care pot fi eviden țiate tensiunile de lucru, tensiunile
de străpungere invers ă sau direct ă, curenții nominali, maximi și de scăpări,
căderile de tensiune de pe dispozitivul aflat în conduc ție, pierderi în conduc ție,
zona de satura ție, zona ohmic ă, zona de func ționare sigur ă etc. Toate aceste
mărimi sunt definite pentru un regim stabilizat de func ționare, de conduc ție
sau blocare ferm ă. De asemenea, multe din aceste m ărimi depind de valoarea
parametrului de comand ă. În general, caracteristicile statice sunt date prin
intermediul caracteristicilor volt-amper ( u-i) ale dispozitivelor trasate în planul
electric prezentat în Fig.2.2.
• caracteristici dinamice prin care sunt apreciate performan țele dinamice ale
dispozitivului, de tranzi ție din starea blocat în starea de conduc ție și viceversa.
Aceste m ărimi pot fi: timpii de comuta ție, frecven țele maxime de lucru,
pierderile în comuta ție, pantele de cre ștere și scădere ale curentului sau ale
tensiunii, curentul invers de recombinar e a sarcinilor care au participat la
conducție, supratensiunile de comuta ție etc., așa cum sunt prezentate grafic în
Fig.2.4.

4. Pierderi în dispozitive semiconductoare de putere

Un aspect foarte important legat de func ționarea dispozitivelor
semiconductoare de putere se refer ă la pierderi. Pierderile sunt o frac țiune din
energia electric ă vehiculat ă prin dispozitiv care este re ținută de acesta prin
transformarea ei în c ăldură. Având în vedere gabaritul relativ mic al dispozitivului
(constantă termică redusă), acesta î și poate cre ște rapid temperatur a, distrugându-se
termic. Cantitativ, aceste pierderi pot fi exprimate prin energia re ținută de comutatorul
electronic pe durata unei secunde, valoare ce corespunde, de fapt, puterii medii transformate în c ăldură.
În primul rând trebuie precizat c ă, pe durata bloc ării unor tensiuni directe sau
inverse, dispozitivele reale se comport ă asemeni unui comutator ideal, deoarece
curenții de scăpări sunt neglijabili, de ordinul microamperilor ( µ
A). Astfel, puterea
vehiculată prin dispozitiv în starea de blocare poate fi apreciat ă ca fiind zero și, în
consecință, nu apar pierderi pe durata intervalului de blocare. În schimb, odat ă
declanșată starea de conduc ție, așa cum se observ ă în Fig.2.1, apare un curent

Lucrarea 2: Generalit ăți asupra dispozitivelor și modulelor semiconductoare de putere
Autor : dr.ing. Mihai Albu 7
important de multe ori în prezen ța unei căderi de tensiune uT diferită de zero. Aceasta
va determina absorb ția unei puteri electrice instantanee de c ătre dispozitiv dat ă de
relația:
)()( )( titutpT T T ⋅= (2.1)
Puterea instantanee care determin ă pierderile în dispozitiv apare, atât pe durata
tranzițiilor dispozitivului, cât și pe durata st ării așezate de conduc ție. Pierderile
aferente regimului stabilizat de conduc ție poartă denumirea de pierderi în conduc ție.
Pot fi eviden țiate două situații în care dispozitivele semi conductoare de putere
comută. Astfel, în prima situa ție se produce o comutare în sarcin ă (switch-mode sau
hard-switching ), atunci când pe dispozitivul aflat în tranzi ție vom reg ăsi o cădere de
tensiune important ă concomitent cu un curent descresc ător (la blocare) sau un curent
crescător (la intrarea în conduc ție). Din acest motiv, puterea instantanee la nivelul
dispozitivului este diferit ă de zero și apar așa numitele pierderi în comuta ție. Există și
posibilitatea unei comutații ușoare, fără pierderi ( soft-switching ), a dispozitivelor
semiconductoare ob ținută în convertoarele rezonante. În continuare va fi luat ă în
discuție doar comuta ția în sarcin ă, deoarece este cea mai utilizat ă în practic ă și este
cea mai sugestiv ă din punct de vedere al pierderilor.
Pentru a pune în eviden ță factorii care influen țează pierderile, se vor
determina rela țiile de calcul pornind de la formele de und ă liniarizate ale curentului
(iT) și tensiunii ( uT) pe durata unui ciclu de func ționare care include, pornind de la
starea de blocare, intrarea în conduc ție, intervalul de conduc ție efectiv ă urmat de
ieșirea din conduc ție – Fig. 2.4.
Trebuie precizat c ă, pe durata comuta țiilor formele de und ă ale tensiunii de pe
dispozitiv, respectiv ale curent ului prin acesta, evolueaz ă în sensuri diferite, fie
simultan, fie în foarte multe cazuri separat (exemplu: în celulele de comuta ție cu diode
de recuperare din comuta ția forțată). În cazul evolu ției separate totdeauna regimul
dinamic al curentului prin dispozitiv ul semiconductor de putere se desf ășoară atunci
când tensiunea este ridicat ă pe acesta. Astfel, la intrarea în conduc ție întâi va cre ște
curentul de la valoarea zero la valoarea de regim Id după care tensiunea va sc ădea la
valoarea de satura ție Uon, iar la blocare, întâi va cre ște tensiunea de la valoarea Uon la
valoarea sursei Ud după care urmeaz ă scăderea curentului la zero. Pentru o apreciere
generală a pierderilor la nivelul unui element de comuta ție în timpul func ționării se va
lua în considera ție acest din urm ă caz deoarece este acoperitor pentru orice situa ție.
Semnifica ția mărimilor din Fig.2.4 este urm ătoarea: td(on) – timpul de întârziere
la deschidere ( delay time ), tri – timpul de cre ștere a curentului ( current rise time ), tfv –
timpul de c ădere a tensiunii ( voltage fall time ), tc(on) = t ri + tfv – timp de comuta ție la
deschidere, td(off) – timpul de întârziere la blocare, trv – timpul de cre ștere a tensiunii, tfi
– timp de c ădere a curentului, tc(off) = t rv + tfi – timp de comuta ție la blocare, ton – timp
de conduc ție, toff – timp de blocare, Tc = t on + toff – perioada de comuta ție, fc = 1/Tc –
frecvență de comuta ție.

8 U.T. „Gheorghe Asachi” din Ia și, Facultatea IEEI, Laborator Electronic ă de Putere
Fig. 2.4 Formele de und ă idealizate și pierderile de pe durata unui ciclu de func ționare
a unui dispozitiv semiconductor de putere controlabil.
În diagrama evolu ției puterii instantanee pT(t) pot fi puse în eviden ță
următoarele energii consumate (energie = putere × timp → arie) de c ătre dispozitiv
într-un ciclu de func ționare:
– Energia de comuta ție la deschidere: )( )(21
onc dd onc tIU E ⋅⋅= (arie ∆Ec(on));
– Energia de comuta ție la blocare: )( )(21
offc dd offc tIU E ⋅⋅= (arie ∆Ec(off));
– Energia de conduc ție: on d on on tI U E ⋅⋅= (arie dreptunghi Eon)
(lungime dreptunghi ≈ ton deoarece ton >> tc(on) );
Energia total ă de comuta ție consumat ă într-un ciclu de func ționare cuprinde,
atât energia consumat ă pe durata deschiderii, cât și energia consumat ă pe durata
blocării:
())( )( )( )( 21
offc onc dd onc onc c t tIU E E E + =+= (2.2) Comandă
dispozitiv
td(on)
tri tfv td(off)
trvtfiUd
Id
tc(on) tc(off)Conducție (on)
Blocare (off)
ton toffTc=1/fc
t
t
t Uon
Eon Ec(off) Ec(on)
~ tonuT , iT
pT = u T iT
Ud Id 0
0
0 Uon Id

Lucrarea 2: Generalit ăți asupra dispozitivelor și modulelor semiconductoare de putere
Autor : dr.ing. Mihai Albu 9
Conform celor ar ătate anterior, pierderile în comuta ție reprezint ă puterea
medie pierdută la nivelul dispozitivului pe duratele comuta țiilor sau energia total ă de
comutație consumat ă pe durata unei secunde. Știind că într-o secund ă au loc fc perechi
de tranziții deschidere-blocare, se pot calcula pierderile în comuta ție:
())( )( 21
offc onc c dd c t tfIU P +⋅⋅ = (2.3)
Din relația (2.3) rezult ă că pierderile în comuta ție cresc propor țional cu
frecvența de comuta ție și cu mărimea timpilor de comuta ție. Astfel, pentru a ob ține o
frecvență de lucru înalt ă a convertorului, în scopul diminu ării masei și gabaritului
acestuia, trebuiesc alese dispozitive rapide (fast, ultra fast ) cu timpi de comuta ție
foarte mici (ex. tranzistoarele de putere de tip MOSFET).
Pierderile în conduc ție sunt date de puterea medie preluat ă de semiconductor
pe intervalul în care acesta este ferm în conduc ție :
RC d on
con
d on on d on c on c on DI UTtI U tI Uf Ef P ⋅⋅=⋅⋅=⋅⋅⋅=⋅= (2.4)
unde c on RC Tt D= este denumit ă durată relativă de conduc ție.
Se observ ă că pierderile în conduc ție sunt propor ționale cu valoarea c ăderii de
tensiune de pe dispozitivul aflat în starea conduc ție fermă Uon, cu valoarea curentului
preluat de acesta Id și cu mărimea intervalului de conduc ție relativ la durata ciclului de
funcționare DRC. Pentru ca un dispozitiv semiconductor de putere s ă poată prelua un
curent cât mai mare f ără a depăși o anumit ă valoare a pierderilor de conduc ție trebuie
să fie caracterizat de o c ădere de tensiune în starea de conduc ție cât mai mic ă (ex.
tranzistorul bipolar de putere).
Pierderile totale la nivelul dispozitivului în timpul func ționării sunt date de
suma pierderilor în comuta ție și a pierderilor în conduc ție:
on c tot P P P+= (2.5)
Aceste pierderi sunt limitate de capacitatea de cedare a c ăldurii a ansamblului
pastilă semiconductoare – radiator și de temperatura maxim ă la care poate lucra
dispozitivul f ără a se distruge termic.

5. Module de putere

În prima etap ă din evolu ția electronicii de putere se utilizau dispozitivele
semiconductoare sub forma lor discretă pentru realizarea unei anumite topologii de
forță. Acestea erau montate pe radiatoare aranjate într-o anumit ă ordine, iar leg ăturile
între terminale erau executate manual cu ajutorul conductoarelor a c ăror secțiune era
calculată în funcție de mărimea curen ților vehicula ți. Proiectarea unei asemenea
construcții trebuie f ăcută cu mare grij ă pentru a diminua pe cât posibil inductan țele

10 U.T. „Gheorghe Asachi” din Ia și, Facultatea IEEI, Laborator Electronic ă de Putere
parazite, pierderile în conductoare și perturba țiile electromagnetice induse de
funcționarea schemei în comuta ție. În cazul unei structuri cu mai multe sec țiuni
identice, cum ar fi de exemplu o schem ă trifazată, se impune o simetrizare a acesteia.
De asemenea, trebuie urm ărit ca întreg ansamblu s ă rezulte cu un gabarit cât mai redus
și cât mai compact, p ăstrând totodat ă, o capacitate maxim ă de evacuare a c ăldurii din
radiatoare. Utilizând solu ții învechite de fabrica ție toate aceste cerin țe sunt greu de
tradus în practic ă.
Soluția constructiv ă care s-a impus de-a lungul timpului a rezultat din
observația că, în marea lor majoritate, structurile de for ță din electronica de putere
actuală utilizează combinații consacrate care se repet ă cum ar fi: un tranzistor asociat
cu o diod ă de descărcare, o structur ă braț de punte realizat ă cu diode, tiristoare sau cu
tranzistoare de putere etc. În consecin ță, a apărut ideea „împachet ării” ( packaging )
într-o singur ă capsulă a acestor structuri standard sub forma modulelor de putere
(power modules ). În timp, conceptul a fost adoptat și dezvoltat de majoritatea firmelor
importante din domeniu, ajungându-se chiar la un anumit grad de standartizare în ceea
ce privește structurile încorporate în module , forma capsulei, modul de aranjare și
numerotarea terminalelor de for ță și comand ă, tehnologia de fabrica ție, tensiunile și
curenții nominali etc.
Prin utilizarea structurilor de tip modul, în electronica de putere se ob țin
următoarele avantaje:
– compactizarea și diminuarea gabaritului sistemului electronic de putere;
– imunitate sporit ă la perturba ții;
– reducerea inductan țelor parazite și a emisiilor electromagnetice;
– reducerea pierderilor în timpul func ționării;
– izolarea radiatorului de p ărțile aflate sub tensiune;
– asamblarea u șoară și reducerea costului sistemului.
Primele module realizate s-au li mitat la integrarea într-o form ă monolitic ă a
celor mai utilizate structuri de for ță din electronica de putere. Aceste sunt cele mai
simple și formeaz ă așa numita categorie a modulelor integrate de putere (Power
Integrated Modules – PIM). Înc ă dețin ponderea cea mai mare în vânz ări datorită
diversității lor, a calit ății, robuste ții, prețului scăzut și nu în ultimul rând datorit ă
puterilor, tensiunilor și curenților mari pentru care pot fi realizate. Pe m ăsură ce
tehnologiile de fabrica ție au fost perfec ționate, complexitatea acestor module a
crescut. În prezent, pot fi integrate într-un singur modul mai multe structuri de convertoare cum ar fi: redresor + invertor + circuit frânare (
Converter + Inverter +
Brake circuit → CIB).
Realizarea practic ă a unei structuri de for ță cu dispozitive controlabile impune
poziționarea lâng ă acestea și a circuitelor de comand ă. În cazul tranzistoarelor de
putere cu gril ă MOS puterea de comand ă este neglijabil ă, motiv pentru care circuitele
de comand ă au putut fi realizate sub forma unor integrate specializate de mici
dimensiuni. Pornind de la aceste observa ții a apărut ideea „împachet ării” într-o singur ă

Lucrarea 2: Generalit ăți asupra dispozitivelor și modulelor semiconductoare de putere
Autor : dr.ing. Mihai Albu 11
capsulă a tranzistoarelor cu gril ă MOS și a integratelor de comand ă. Apare, astfel, la
mijlocul anilor ’90 ai secolului trecut, conceptul electronicii de putere inteligente
(Smart Power ). Produsele fabricate prin implementa rea acestui concept sunt denumite,
în general, dispozitive de putere inteligente ( Smart Power Devices ).
Conceptul „ smart power” a pătruns și s-a dezvoltat cu prec ădere în domeniul
modulelor de putere. Într-o prim ă etapă s-a introdus în modul un circuit de comand ă
complex care s ă gestioneze inteligent func ționarea întregului ansamblu (comand ă,
protecție, comunica ție cu exteriorul). Aceste dispoz itive sunt referite de majoritatea
firmelor produc ătoare și a speciali știlor cu denumirea de module de putere inteligente
(Intelligent Power Modules – IPM).
O a doua etap ă în dezvoltarea modulelor inteligente și a treia în evolu ția
modulelor de putere, const ă în asocierea la structura de for ță și la circuitul de comand ă
a unei procesor numeric de semnal (DSP) având rol de conducere (control, reglare automată) a sistemului din care face modulul. Acest modul poate fi programat pentru
a funcționa în diferite aplica ții. Odată introdus algoritmul de control acesta poate lucra
independent. Aceast ă facilitate justific ă denumirea de modul IPM programabil sau
modul de putere programabil (Programmable Power Module ).
În concluzie, pot fi eviden țiate trei categorii de module de putere:
• module integrate de putere – PIM;
• module de putere inteligente – IPM;
• module de putere programabile .
Există un prag al puterii peste care fabrica ția devine mult prea costisitoare
pentru modulele inteligente și programabile. Tehnologia de integrare utilizat ă în
domeniul microelectronici i nu poate fi aplicat ă identic pentru modulele de mare putere
deoarece condi țiile de func ționare a structurii semiconductoare sunt diferite:
densitățile de curen ți sunt mari, temperaturile și câmpurile electrice sunt ridicate. Din
acest motiv peste anumite puteri sunt de preferat dispozitivele semiconductoare pe
bază de siliciu neintegrate în module inteligente. Comanda și protecția acestora se
realizează, clasic, cu ajutorul unor scheme plas ate în exteriorul dispozitivului sau a
modulului. O solu ție de viitor la aceast ă problem ă o constituie utilizarea unor
materiale semiconductoare mai stabile la temperaturi înalte în compara ție cu siliciu.
Acestea ar putea fi carbura de siliciu (SiC) și într-o perspectiv ă mai îndep ărtată,
diamantul.
Dispozitive semiconductoare de putere pe baz ă de carbur ă de siliciu au fost
deja realizate. Sunt dep ășite testele de laborator și primele dispozitive au fost lansate
pe piață. Testele arat ă avantaje deosebite, în special în ceea ce prive ște temperatura
înaltă (în jur de 200oC) la care poate lucra f ără să își piardă calitățile. În consecin ță,
densitățile de curent prin comutatoarele electronice realizate cu SiC pot cre ște de

12 U.T. „Gheorghe Asachi” din Ia și, Facultatea IEEI, Laborator Electronic ă de Putere
câteva ori și gabaritul unui asemenea dispozitiv, la un acela și curent, diminuându-se în
consecință față de un dispozitiv realizat cu siliciu.
Ca și germaniu sau siliciu, carbonul este un element tetravalent. Structura
cristalină a carbonului sub forma diamantului se aseam ănă cu structura cristalin ă a
celor dou ă elemente semiconductoare clasice. Pent ru a putea fi considerat un material
semiconductor acceptabil în realizarea u nor comutatoare electronice controlabile
structura cristalin ă a diamantului trebuie s ă fie perfect ă. Nici cele mai pure diamante
naturale nu pot fi utiliz ate în asemenea aplica ții. Diamantele artificiale obi șnuite,
obținute prin sedimentarea vaporilor de carbon, nu se ridic ă nici ele la calit ățile unui
material semiconductor utilizabil. Doar prin realizarea unor condi ții speciale în timpul
sedimentării pot fi fabricate diamante a c ăror structur ă cristalină permite o mobilitate a
sarcinii pozitive mult mai mare decât mob ilitatea electronilor din structura cristalin ă a
carburii de siliciu, de exemplu. Rezult ă un material semiconductor cu o conductivitate
mult mai mare decât a materialelor semiconduc toare utilizate în prezent, deci pierderi
în conduc ție mult mai reduse. În plus, diamantul are avantaje net superioare datorit ă
câmpurilor electrice mai puternice, l ățimii de band ă mai mare și rezisten ța la
temperaturi foarte ridicate. Se pot ob ține, astfel, comutatoare statice la dimensiuni
obișnuite care s ă vehiculeze curen ți de zeci de kilo amperi, s ă blocheze tensiuni de
zeci de kV f ără a recurge la o conectare a mai multor asemenea dispozitive în paralel,
respectiv în serie. Va fi comutatorul electronic aproape perfect.

6. Obiectivele p ărții teoretice

1. Se vor studia clasific ările dispozitivelor semiconductoare de putere dup ă criteriul
controlabilit ății și al num ărului de caracteristici statice realizate. Vor fi
identificate dispozitivele semiconductoare uzuale în contextul acestor clasific ări
cu trăsăturile specifice;
2. Se vor analiza defini țiile pentru capsula, structura semiconductoare, simbolul și
caracteristicile dispozitivelor semiconductoare de putere;
3. Se vor identifica tipul de pierderi care apar la nivelul dispozitivelor
semiconductoare atunci când lucreaz ă în schemele electronice de putere și se vor
evidenția parametrii sau variabilele de care depind aceste pierderi;
4. Se vor analiza avantajele aduse de principiul integr ării în electronica de putere și
se vor trece în revist ă tipurile de module existente în prezent pe pia ță ca rezultat
al aplicării acestui principiu;
5. Se vor trece în revist ă perspectivele de dezvoltare în domeniul dispozitivelor
semiconductoare de putere;
6. Se vor studia în laborator diferite mostre de module și dispozitive
semiconductoare de putere.

Lucrarea 2: Generalit ăți asupra dispozitivelor și modulelor semiconductoare de putere
Autor : dr.ing. Mihai Albu 13

Partea experimental ă:

Principiul conversiei continuu – continuu a energiei electrice.
Tehnica de modulare în l ățime (durat ă) a impulsului (PWM )

Varianta modern ă, larg utilizat ă în prezent, pentru conversia static ă c.c. – c.c.
a energiei electrice se bazeaz ă pe convertoarele în comuta ție deoarece permit
reducerea substan țială a pierderilor asociate convertoarelor liniare. La aceste
convertoare se schimb ă total paradigma de lucru a dispozitivelor semiconductoare de
putere controlabile, fa ță de cazul stabilizatoarelor liniare. Astfel, ca și în cazul
celorlalte convertoare electronice de putere, dispozitivele vor lucra în comuta ție,
având dou ă stări stabile una de conduc ție totală (ON) și una de blocare ( OFF). Trecerea
de la o stare stabil ă la alta se face rapid, în timpi foarte scur ți care pot fi neglija ți
atunci când se face analiza convertoarelor. În Fig.2.5 se prezint ă un convertor c.c. –
c.c. în comuta ție de un cadran . Acesta este alimentat cu o tensiune continu ă Ud,
capacitate Cd la intrarea convertorului avân d rolul unui filtru de tensiune și totodată
rezervor tampon de energie capabil s ă răspundă rapid în curent. Pentru început, se
consideră conectată la ieșirea doar o sarcin ă pur rezistiv ă (Rsarcină).
Fig. 2.5 Convertor c.c. – c.c. în comuta ție cu func ționare într-un cadran.
În cazul convertoarelor c.c. – c.c. în comuta ție, tranzistorul T este comandat
ciclic cu un semnal logic PWM (Pulse Width Modulation ) aplicat la intrarea
circuitului de comand ă (driver ) al dispozitivului. Semnalul de comand ă este generat de
un modulator PWM inclus în multe dintre microcontrolerele ( µC) moderne. În marea
majoritate a aplica țiilor sunt utilizate semnale PWM de frecven ță constantă, așa cum
se prezint ă în Fig.2.6. Dup ă cum reiese din figur ă, pe durata fiec ărei perioade a
semnalului PWM, numit ă perioadă de comuta ție Tc (switching period – Ts),
tranzistorul este în conduc ție (ON) un interval de timp ton și blocat (OFF) un interval toff.
Putem scrie: off on c t t T+= .
Frecvența corespunz ătoare perioadei Tc se calculeaz ă cu relația: ie = isarcină
ue Ud Cd Circuit
comandă
PWM T
iB
Rsarcină id = iC

14 U.T. „Gheorghe Asachi” din Ia și, Facultatea IEEI, Laborator Electronic ă de Putere
c c T f /1= ( 2 . 6 )
și este numit ă frecvență de comuta ție (switching frequency – f s) sau frecvență de lucru
a convertorului. În practic ă, această frecvență este cuprins ă, de obicei, în gama
(kHz÷sute kHz), în func ție de tipul convertorului, de rapiditatea tranzistoarelor
utilizate, de natura aplica ției în care este integrat convertorul etc.
Dacă analizăm schema din Fig.2.5 observ ăm că, pe durata intervalului de timp
ton în care tranzistorul T conduce , tensiunea Ud de la intrarea convertorului este
aplicată rezistenței de sarcin ă. Astfel, tensiunea instantanee ue(t), d e l a i e șirea
convertorului, devine (vezi Fig.1.7) :
on d e tt Utu ≤≤ = 0 , )( (2.7)
Curentul de ie șire al structurii este limitat doar de rezisten ța de sarcin ă:
sarcina d e R Uti / )(= și are aceea și formă de undă cu forma tensiunii ue(t). În intervalul
ton este transferat ă putere electric ă de la sursa Ud spre rezisten ța Rsarcină.
Pe durata intervalului toff, în care T este blocat, sursa Ud este separat ă de
rezistența de sarcin ă și tensiunea instantanee de ie șire este zero:
c on e Tt t tu ≤< = ,0)( (2.8)
Se observ ă, în Fig.2.6, c ă unda tensiunii de ie șire se prezint ă sub forma unui
tren de pulsuri dreptunghiulare (rectangulare) de amplitudine U d și lățime t on. Practic,
tranzistorul (comutatorul) T acționează asemeni unui „toc ător” ( chopper ) al tensiunii
aplicate la intrare.
Fig. 2.6 Formele de und ă corespunz ătoare convertorului c.c.– c.c. din Fig.2.5. ON
OFF Comandă T
(PWM logic)
ue
ie t
t
ttontoff
Tc 0
0
0 Tc= 1/f c
Ue2Tc ton
ON
OFF
+U d
Tc Aria A
T TIeTc
2Tc+U d

Lucrarea 2: Generalit ăți asupra dispozitivelor și modulelor semiconductoare de putere
Autor : dr.ing. Mihai Albu 15
Deoarece ue(t) are varia ții periodice, unipolare, se poate calcula o valoare
medie diferit ă de zero, valoare care este chiar tensiunea continu ă de la ieșire:
[]RC d
con
dt
d
c cT
tct
d
cT
e
cenot
e
D UTtU t UT TAriadtTdt UTdttuTtu U
onc
onon c
⋅=⋅=⋅= ==⋅+⋅ =⋅ = = ∫ ∫ ∫
00 0
1 01 1)(1)( medie val.
A (2.9)
Raportul RCnot
c on D Tt= este numit durată relativă de conduc ție (în englez ă:
duty cycle, duty ratio ) a tranzistorului T sau factor de umplere al semnalului PWM .
Deoarece c onT t≤≤0 atunci 1 0≤≤RCD .Ținând cont și de ecua ția (2.9)
rezultă:
d e RC U U D ≤≤⇒≤≤ 0 1 0 (2.10)
Rela țiile (2.9) și (2.10) eviden țează posibilitatea convertorului în comuta ție
din Fig.2.5 de a realiz ă a o conversie continuu-continuu a energiei electrice, de a
modifica valoarea tensiunii continue aplicate la intrare în scopul de a ob ține la ieșire o
altă tensiune a c ărei valoare medie (componenta continu ă) este în func ție de lățimea
impulsurilor de amplitudine Ud.
Acest procedeu de modificare sau de reglare a tensiunii continue poart ă
denumirea de principiul (metoda, tehnica) modul ării în lățime a impulsurilor (MLI)
sau în durată a impulsurilor (MDI). De multe ori, în literatura român ă de specialitate,
este utilizat ă și denumirea de tehnica (de comand ă) PWM , obținută prin preluarea
denumirii consacrate din limba englez ă (PWM technique ).
Sunt sarcini sensibile la forma de und ă a curentului sau la forma de und ă a
tensiunii de alimentare. Astfel, în func ție de natura receptorului, sunt utilizate filtre de
curent sau filtre de tensiune la ieșirea sau în structura convertoarelor c.c. – c.c.
Fig. 2.7 Convertor c.c.– c.c. în comuta ție cu filtru de curent la ie șire (Lf). ie = isarcină
Ud Cd Circuit
comandă
PWM T
iB
Rsarcină id = iC
D Lf
ue
21
1 1
2

16 U.T. „Gheorghe Asachi” din Ia și, Facultatea IEEI, Laborator Electronic ă de Putere
În Fig.2.7 se prezint ă convertorul de un cadran din Fig.2.5 la care, pentru
filtrarea curentului de ie șire, s-a folosit inductanța de filtrare (de netezire) Lf,
conectată în serie cu sarcina. De as emenea, s-a impus utilizarea diodei D, numită
diodă de descărcare sau de roat ă liberă (free wheeling diode ) pentru a prelua curentul
întreținut de inductan ță atunci când este blocat tranzistorul (traseul 2).
Efectul de filtrare al curentului, determinat de c ătre inductan ța Lf, este
prezentat în diagrama din Fig.2.8. Forma de und ă ie(t) nu mai urmeaz ă unda tensiunii
ca în cazul din Fig.2.6. Este format ă din dou ă porțiuni de exponen țială, una
crescătoare, când tranzistorul este în conduc ție și una descresc ătoare atunci când
tranzistorul este blocat. Rezult ă un curent nivelat, având, totu și, mici varia ții (un riplu )
date de rela ția:
min max I I Ie−=∆ (2.11)
Fig. 2.8 Formele de und ă aferente convertorului c.c.– c.c. cu filtru de curent la ie șire.
Filtrarea poate fi îmbun ătățită dacă este mic șorat riplul curentului, fie prin
creșterea inductan ței văzută la ieșirea convertorului, fie prin cre șterea frecven ței de
comutație fc.
Privind comparativ formele de und ă ale tensiunii ue(t) din Fig.2.6 și Fig.2.8, se
observă că aceasta nu se modific ă prin adăugarea unui filtru de curent și prin urmare,
nu se modific ă nici valoarea tensiunii medii (continue) Ue de la ieșirea convertorului,
fiind dată de aceea și relație (2.9). În concluzie, putem afirma c ă, utilizând inductan țe
adiționale sau numai inductan ța proprie a circuitului de sarcin ă, obținem un curent
continuu filtrat, conform cerin țelor, cu toate c ă tensiunea de la ie șirea convertorului ON
OFF Comandă T
(PWM logic)
ue
ie t
t
ttontoff
Tc 0
0
0 Tc= 1/f c
Ue2Tc ton
ON
OFF
+U d
Tc Aria A
T TIeTc
2Tc+U d
Imin Imax
D D
1 2 1 2 ∆Ie

Lucrarea 2: Generalit ăți asupra dispozitivelor și modulelor semiconductoare de putere
Autor : dr.ing. Mihai Albu 17
apare tot sub forma unui tren de im pusuri, la care, prin modularea l ățimii, putem regla
valoarea medie (componenta continu ă) a acesteia.
În Fig.2.9 se prezint ă un convertor c.c. – c.c. de un cadran având ca sarcin ă
conectată la ieșire un motor de c.c. ( Mcc). Acesta cere o filtare a curentului prin indus
deoarece cuplul s ău electromagnetic (for ța de rota ție a arborelui mecanic) este
proprțional cu valoarea curentului. Pentru a si mplifica schema se va folosi pentru
filtrarea curentului îns ăși inductan ța proprie a ma șinii electrice în condi țiile în care
frecvența de comuta ție a tranzistorului T este destul de ridicat ă (kHz ÷ zeci kHz).
Fig. 2.9 Convertor c.c. – c.c. cu func ționare într-un cadran
având ca sarcin ă un motor de c.c..
Se observ ă că motorul de c.c. poate fi echivalat cu un circuit serie format din
rezistența indusului Ra, inductan ța La și tensiunea (contra)electromotoare E,
proporțională cu viteza de rota ție a mașinii n. Spunem c ă avem conectat ă la ieșirea
convertorului o sarcin ă de tip R-L-E
Montajul de laborator
Schema bloc și imaginea montajului de labora tor pentru studiul conversiei
continuu-continuu a energiei electrice și a tehnicii de comand ă PWM este prezentat ă
în Fig.2.10. Montajul cuprinde, în primul rând structura convertorul c.c. – c.c. cu filtru de curent la ie șire (chopper ) cu func ționare într-un cadran. Tranzistorul de putere,
notat cu T, poate fi de tip bipolar (BJT) sau cu gril ă MOS (MOSFET, IGBT), fiecare
fiind înso țit de circuitul corespunz ător de comand ă (driver ). În figur ă s-a reprezentat
doar simbolul unui tranzistor bipolar. Este de fapt un triplu Darlington monolitic
inclus într-un modul de putere de tip SK50120D, realizat de firma Semikron . Trebuie T
Ud
D ue ie
1 2 1
Mcc +
En BJT IGBT MOSFET
etc.
Dispozitive semiconductoare controlabile
+
-Ra
La
E = k e·Φex·n
Schema echivalent ă a M cc
(sarcină de tip R-L-E) Cd

18 U.T. „Gheorghe Asachi” din Ia și, Facultatea IEEI, Laborator Electronic ă de Putere
precizat c ă, modulul de putere include dou ă asemenea tranzistoare echivalente
împreună cu diode de desc ărcare în antiparalel, toate elementele din modul formând
așa numita topologie „bra ț de punte” ( half bridge ). Este o structur ă larg utilizat ă în
electronica de putere din care se va utiliza pentru montajul de laborator doar
tranzistorul superior din bra ț și dioda de desc ărcare din partea inferioar ă a brațului.
Fig. 2.10 Schema bloc și imaginea montajului de laborator.

Tranzistorul T este comandat ciclic cu un semnal modulat în l ățime PWM prin
intermediul circuitului de comand ă. Semnalul logic de comand ă aplicat la intrarea
driver- ului este generat de un modulator PWM ( µC) pe un nivel de 5V. Legatura
dintre modulator și driver se realizeaz ă printr-un cablu ecranat având la capete
Șunt Mcc
Circuit comand ă +
tranzistor (modul) Modulator
PWM Osciloscop (Osc) Sursa U d
V Modul
SK50DB
120D + Ud
Mcc T
D
ȘuntV
Osc.B Osc.A DRIVER
tranzistor bipolar
de putere Modulator
PWM PWM+ Vcc
GND logic GND f(loat)
GND
Power P
GND
Osc.

Lucrarea 2: Generalit ăți asupra dispozitivelor și modulelor semiconductoare de putere
Autor : dr.ing. Mihai Albu 19
conectori. Pe modulator se afl ă potențiometrul P prin intermediul c ăruia poate fi
modificat factorul de umplere al semnalului PWM.
Structura de for ță, formată din tranzistorul echivalent T și dioda de desc ărcare
D este alimentat ă cu o tensiune continu ă joasă (Ud = 30V cc). Mai departe structura
alimenteaz ă cu impulsuri modulate în l ățime motorul Mcc. Prin modificarea factorului
de umplere al semnalului PWM se poate re gla tensiunea medie la nivelul motorului și
implicit tura ția acestuia. M ăsurarea tensiunii medii se poate face cu ajutorul
voltmetrului V. Standul de laborator permite oscilografierea cu u șurință a semnalului
logic PWM, a curentului prin motor cu ajutorul unui șunt și a pulsurilor de tensiune
modulate în l ățime aplicate motorului.

5. Modul de lucru la partea experimental ă

1. Se va analiza principiul conversiei continuu-continuu a energiei electrice utilizând tehnica de modulare în l ățime a impulsului (PWM) pe baza schemelor
din Fig.2.5 și Fig.2.7, respectiva a diagramelor din Fig.2.6 și 2.8;
2.
Se va observa faptul c ă tensiunea de la ie șirea convertoarelor c.c. – c.c. apare
„tocată” sub forma unor pulsuri periodice de amplitudine constant ă și lățime
variabilă care au o component ă continuă calculată cu ajutorul formulei valorii
medii ;
3. Se va analiza formula de calcul a tensi unii continue (a valorii medii) de la ie șirea
convertorului c.c. – c.c., se va constata dependen ța valorii acesteia de factorul de
umplere al semnalului de comand ă PWM (durata relativ ă de conduc ție a
tranzistorului T) și se va trasa caracteristica de reglaj teoretică: Ue = f(DRC);
4. Se va realiza montajul de laborator al convertorului Fig.2.10 utilizând ca sarcin ă
un motor de c.c.
5. Se va oscilografia semnalul logic de comand ă PWM și se va observa
posibilitatea modific ării factorului de umplere prin rotirea poten țiometrului de
comandă de pe placa modulatorului PWM;
6. Se vor oscilografia simultan formele de und ă ale tensiunile de ie șire ue și ale
curentului de ie șire ie (căderea de tensiune de șunt) conectând sondele A și B ale
osciloscopului cu dou ă canale în punctele de m ăsură marcate pe schem ă.
7. Se va m ăsura componenta continu ă a tensiunii de ie șire cu ajutorul unui
voltmetru conectat la ie șirea convertorului;
8. Se va pune în eviden ță cu ajutorul voltmetrului, a osciloscopului (varia ția Ariei
A) și a vitezei motorului, cum se modific ă valoarea tensiunii medii (continue) de
la ieșirea convertorului odat ă cu modificarea l ățimii impulsurilor;

20 U.T. „Gheorghe Asachi” din Ia și, Facultatea IEEI, Laborator Electronic ă de Putere
9. Se va trasa caracteristica de reglaj real ă a tensiunii de ie șire Ue = f(DRC) prin
măsurarea tensiunii medii pentru difer ite valori ale duratei relative de
conducție DRC și se va compara cu ceea ce s-a ob ținut cu ajutorul rela ției (2.9);
10. Se va analiza forma de und ă filtrată a curentului și se va observa c ă riplul
acestuia (varia țiile vârf la vârf) variaz ă în funcție de valoarea DRC și nu depinde
de valoarea medie dat ă de sarcina mecanic ă a motorului;
11. Se va observa c ă filtrarea curentului, dat ă sarcina inductiv ă, se îmbun ătățește
(scade riplul curentului) odat ă cu creșterea frecven ței de comuta ție a
convertorului (se va cre ște frecven ța semnalelor de comand ă date de
modulatorul PWM) sau odat ă cu creșterea inductan ței de filtrare (se adaug ă o
inductanță suplimentar ă la inductan ța motorului);