Domeniul de studii: Ingineria Sistemelor [307164]

Universitatea Tehnică “Gheorghe Asachi” Iași

Facultatea de Automatică și Calculatoare

Domeniul de studii: Ingineria Sistemelor

Specializarea: [anonimizat] a [anonimizat]: [anonimizat]. [anonimizat]-Iunie 2018

Declarație de asumare a [anonimizat], [anonimizat]. 075558, CNP [anonimizat], autorul lucrării „Modelarea, simularea și controlul unui sistem de captare a energiei eoliene”, elaborată în vederea susținerii examenului de finalizare a studiilor de licență organizat de către Facultatea de Automatică și Calculatoare din cadrul Universității Tehnice „Gheorghe Asachi” [anonimizat]-Iulie a anului universitar 2017-2018, luând în considerare conținutul Art. 34 din Codul de etică universitară al Universității Tehnice „Gheorghe Asachi” din Iași ([anonimizat].POM.02 – Funcționarea Comisiei de etică universitară), [anonimizat], [anonimizat] (legea 8/1996) și a convențiilor internaționale privind drepturile de autor.

Data Semnătura

27.06.2018

Rezumat

Scopul acestei lucrări științifice este acela de a modela, simula și controla un sistem de conversie a energiei eoliene(SCEE). [anonimizat]-se principiul „Divide et Impera”.

Astfel, se va prezenta în primă fază un model matematic care să descrie cât mai bine și realist evoluția în timp pentru fiecare componentă a sistemului.

În faza a doua, [anonimizat]/Simulink. [anonimizat].

Ultima și cea mai complexă fază a lucrării este cea dedicată controlului sistemului. Astfel, după aplicarea principiului „Divide et Impera”, subprocesele modelate și simulate în prima și a doua fază a lucrării vor fi incluse intr-o structură care înglobează întregul SCEE. [anonimizat], [anonimizat] a conduce sistemul către performanțe comportamentale satisfăcătoare. [anonimizat] a doua.

Proiectul va conține și o parte practică în care se va realiza fizic un subproces al sistemului.

[anonimizat] o metodă de control studiată în cadrul fazei a treia, obiectivul principal fiind ca rezultatele obținute de la sistemul real să coincidă(cât mai mult posibil) cu rezultatele preluate din simulările realizate in Matlab/Simulink. Totodată, [anonimizat], [anonimizat].

În cadrul lucrării s-au folosit cunoștințe diverse din cadrul unor domenii precum teoria sistemelor, modelare matematică, controlul sistemelor automate dar și abilități de programare C, Embedded C, Matlab. Nefiind suficient de pregătit în toate domeniile enumerate anterior, am avut ajutorul domnului profesor îndrumător, dar și al colegilor din cadrul companiei Continental Automotive România, proiectul fiind început și finalizat în cadrul acesteia.

Cuvinte cheie

SCEE, Turbină, GSMP, Model, Simulare, Redresor, Convertor DC-DC, Invertor, MPPT, Control, Performanțe, Implementare.

Introducere

Generalități

Energia eoliană este purtată sau conținută în masele de aer în mișcare orizontală sau aproape orizontală. Această mișcare poartă denumirea de vânt și este rezultatul încălzirii neuniforme a suprafeței Pământului. Ca urmare a încălzirii neuniforme se crează diferențe de presiuni atmosferice, respectiv deplasări ale maselor de aer spre zone cu presiuni mai joase. Aceste mase de aer în mișcare au fost exploatate de către om pe parcursul a mii de ani. Morile de vânt sunt un exemplu în acest sens. Cu ajutorul acestora, puterea vântului a fost transformată în energie mecanică, folositoare la pomparea apei, la măcinat sau la acționarea unor mecanisme de mică putere. În prezent, „energia eoliană” este un concept cu o semnificație diferită față de morile de vânt prezentate anterior. „Morile de vânt” moderne sunt numite turbine eoliene, termen prin care se evidențiază similaritatea cu turbinele cu abur sau cu gaz, folosite în trecut cu scopul obținerii electricității și totodată, pentru a face o diferență între vechea și noua lor destinație.

Statisticile arată că industria de producere a energiei electrice pe seama energiei eoliene este ramura cu cea mai rapidă dezvoltare în lume. Potențialul eolian al României este destul de mare, fiind apreciat la cca. 14.000 MW putere instalată, cea ce reprezintă un aport de energie electrică de aproape 23.000 GWh/an. Se impune totuși o precizare în legătura cu puterea instalată și puterea medie furnizată, pe o anumită perioadă de funcționare, de către o centrală eoliană.

Se știe că energia eoliană este intermitentă, cu o variație aleatoare, dependentă de mai mulți factori naturali. Datorită acestei intermitențe, o centrală eoliană furnizează în medie doar cca. 25% din puterea instalată, uneori, în zone favorabile, până la cca. 35%. Studiile efectuate în acest sens estimează că, o capacitate eoliană convențională instalată de 1.000 MW, furnizează o putere medie continuă de doar cca. 333 MW. Aceasta este motivul pentru care se recomandă producerea energiei electrice pe baza unor surse combinate. Astfel, centralele eoliene pot funcționa mai eficent, în cuplaj cu centrale solare sau centrale hidroelectrice, permițând realizarea unor curbe de generare mai aplatizate și asigurând alimentarea sigură a consumatorilor.

Ținând cont de problemele recente ale mediului înconjurător, cum ar fi poluarea și epuizarea resurselor naturale în scopul producerii energiei electrice, cercetătorii sunt preocupați de obținerea unor noi modalități de obținere a energiei electrice într-un mod curat și ecologic. Astfel, una dintre cele mai rentabile și promițătoare surse regenerabile de energie este considerat sistemul de conversie a energiei eoliene. Datorită interesului major pentru acest sistem de captare a energiei, în Europa, capacitatea brută a energiei eoliene a crescut cu 12.5 GW în anul 2016. Aceasta a fost cu 3% mai mică decât creșterile din 2015. Cu o capacitate instalată totală de 153.7 GW, energia eoliană depășește acum cărbunele, devenind cea de-a doua formă de generare a energiei electrice din Europa.

Figura 1.1 Puterea electrică totală obținută în Uniunea Europeană între 2005-2016

După cum se poate observa în Figura 1.1, energia eoliană împreună cu cea solară sunt singurele grafice care au o monotonie crescătoare în anul 2016. Acest lucru este unul din motivele pentru care mari companii investesc enorm în prezent în acest domeniu. Pe lângă partea de echipamente și structuri fizice, un interes foarte mare există pentru partea de cercetare-dezvoltare. Astfel, se pot descoperi noi algoritmi și/sau structuri de reglare care să ofere performanțe mai bune sistemului automat și totodată profit mai mare pentru companii.

Informații statistice

• 12.5 GW putere căpătată din sisteme eoliene a fost conectată la rețea în Uniunea Europeană în 2016, o scădere de 3% față de anul 2015. 10923 MW au fost căpătați de pe uscat, iar 1567 MW de pe mări și oceane.

• Energia eoliană căpătată mai mult decât orice altă formă de generare a energiei electrice în Europa în 2016.

Energia eoliană a reprezentat 51% din totalul instalațiilor de putere.

• Energia regenerabilă a reprezentat 86% din toate noile instalații energetice ale UE în 2016.

• Cu aproape 300 TW generate în 2016, energia eoliană a acoperit 10.4% din cererea de energie electrică a UE.

• 27.5 miliarde de euro au fost investiți în 2016 pentru a finanța dezvoltarea energiei eoliene. Acestă investiție a fost cu 5% mai mare decât cea din 2015.

Motivul alegerii ariei de cercetare

Aria de cercetare pe care am ales să o dezvolt în cadrul acestei lucrări este una foarte importantă și abordată, deoarece, în zilele noastre, se pune foarte mult accentul pe eliminarea poluării mediului înconjurător și totodată pe exploatarea surselor regenerabile de energie. Astfel, cu ajutorul sistemelor de captare a energiei eoliene(SCEE) se obține energie electrică fără a se pune în pericol integritatea mediului înconjurător.

Figura 1.2 Ciclul de viață al unui produs

Un alt motiv al alegerii temei este faptul că subiectul dezvoltat în această lucrare se încadrează în zona de „Creștere” din graficul prezentat in Figura 1.2. În această zonă, se pune un accent foarte mare pe partea de cercetare-dezvoltare a produsului și totodată se obțin profituri mari din vânzarea acestuia.

Pe lângă motivele enumerate mai sus, mai există și altele care au contribuit la decizia de alegere a temei, cum ar fi de exemplu datele statistice prezentate in subcapitolul 1.2, care demonstrează interesul foarte mare pe care îl au companiile pentru această arie de cercetare.

Abordări anterioare ale temei

În abordările anterioare ale acestei teme, s-a pus foarte mult accentul pe algoritmul de control MPPT(Maximum Power Point Tracking), în diferitele forme ale lui, și pe realizarea simulărilor unor părți separate din sistem. Totodată, în absolut toate publicațiile, revistele de specialitate și cărțile pe care le-am studiat, schemele realizate pentru simulări erau alcătuite din blocuri generice ale echipamentelor fizice.

În plus față de cercetările anterioare, în lucrarea mea, doresc să realizez o particularizare a componentelor din cadrul schemei de control, adică fiecare bloc major să reprezinte un echipament fizic concret(de exemplu o turbină eoliană de 1500W fabricată de compania italiană Etneo). Pentru a putea fii realizată simularea schemei de control a sistemului automat, fiecare echipament trebuie să fie modelat matematic sau experimental, obținându-se astfel, modelul părții fixate.

După etapele de modelare și simulare a sistemului, se dorește implementarea practică a unei structuri de control și, dacă este posibil, găsirea unor noi metode/algoritmi de control capabili să conducă ieșirile sistemului la performanțe mai bune.

Structura modulară a sistemului

În cadrul acestui capitol, în primă fază, se va pune accentul pe prezentarea de ansamblu a SCEE în buclă deschisă(fără prezența regulatoarelor). După această prezentare generală a sistemului, se va detalia separat fiecare bloc(modul) al schemei. Această detaliere presupune ca pentru fiecare subproces să se prezinte cum acesta poate fi modelat matematic și simulat in Matlab/Simulink. Toate simulările care vor fi prezentate în acest capitol sunt realizate în buclă deschisă, cu scopul de a se înțelege funcționarea independentă a fiecărei componente din SCEE. Problematica controlului și studierea răspunsului sistemului în buclă inchisă va fi tratată într-un capitol ulterior.

Viziune de ansamblu asupra sistemului

Majoritatea sistemelor fizice(și nu numai) din natură sunt neliniare sau cel puțin prezintă o componentă care conține în comportare mici neliniarități. Astfe, și sistemul de captare a energiei eoliene este unul neliniar. Un exemplu de neliniaritate este variația puterii turbinei în funcție de viteza vântului la puterea a treia. Datorită acestor neliniarități, pentru a putea fi proiectate si implementate legi clasice de reglare, sistemul trebuie sa fie liniarizat în jurul unui punct optim de funcționare. Proiectarea regulatoarelor se va face asupra modelului sistemului liniarizat, cu dorința obținerii unor performanțe optime sau impuse de către proiectant.

Figura 2.1 Schema modulară a sistemului

După cum se poate observa în schema din Figura 2.1, un sistem de captare și/sau conversie a energiei eoliene este format în general dintr-o turbină eoliană, un generator de curent alternativ, un reductor de viteză între turbină și generator(opțional), o punte redresoare de tensiune(alcatuită din diode), un convertor DC-DC(în acest caz un convertor ridicător de tensiune), și un consumator(de curent continuu-c.c sau de current alternativ-c.a). Ulterior, se dorește implementarea în schemă a posibilității stocării energiei electrice într-o baterie(sau mai multe) împreună cu controler-ul aferent acestei facilități. Aceste componente vor fi tratate și explicate mai pe larg in capitolele următoare.

Figura 2.2 Schema Matlab/Simulink a sistemului în buclă deschisă

În Figura 2.2 este prezentată schema Simulink corespunzătoare sistemului real. Se pot observa ușor intrarea și ieșirea procesului ca fiind viteza de variație a vântului respectiv tensiunea la bornele consumatorilor. În comparație cu schema din Figura 2.1, se remarcă faptul că pentru a putea să funcționeze în realitate sistemul de captare a energiei eoliene trebuie sa aibă în componența lui un regulator pentru convertorul DC-DC ridicător de tensiune și un regulator al invertorului IGBT trifazat(IGBT=Insulated Gate Bipolar Transistor).

Turbina eoliană

2.2.1 Generalități

Procesul de transformare a energiei eoliene în altă formă de energie are loc prin intermediul unui captator eolian (numit și turbină eoliană sau rotor), care se rotește într-un plan perpendicular pe direcția vântului sau într-un plan paralel cu direcția vântului. Captatorul eolian este compus dintr-un sistem de palete (sau elice), solidar legate de un ax, prin intermediul unui butuc, care, fiind pus în mișcare de rotație, de către masele de aer, dezvoltă o energie mecanică. Această energie mecanică se poate utiliza ca atare (antrenarea pompelor, morilor, ciocanelor etc.) sau poate fi convertită în altă formă de energie, prin utilizarea unor convertoare corespunzătoare. În vederea obținerii energiei electrice, drept convertoare se folosesc generatoare electrice, de curent continuu sau de curent alternativ, cuplate cu captatorul, fie direct, fie prin intermediul unor transmisii cinematice corespunzătoare (cutii de viteze, eventual prevăzute și cu frâne). În vederea asigurării unei funcționări corecte, precum și în vederea asigurării calității energiei electrice livrate, subansamblul captator-transmisia cinematică – generator, este echipat cu aparatura de supraveghere și de automatizare corespunzătoare.În prezent, cele mai răspândite și utilizate sunt centralele eoliene electrice, destinate transformării energiei cinetice a maselor de aer în mișcare în energie electrică. Sunt cunoscute și sub denumirea de aerogeneratoare.

Figura 2.3 Turbină eoliană modernă(putere 1500W)

2.2.2 Modelul matematic al turbinei

Puterea mecanică a vântului poate fi exprimată cu relația:

(2.1)

Unde este densitatea aerului, R este raza turbinei, este viteza vântului,

Puterea capturată de paletele turbinei se exprimă prin relația:

(2.2)

Unde este coeficientul de putere al turbinei eoliene și

(2.3)

Unde este viteza unghiulară a turbinei.

Pe baza relațiilor de mai sus, se determină expresia cuplului mecanic disponibil la ieșirea turbinei eoliene ca fiind:

(2.4)

Tabelul 2.1 Parametrii constanți pentru turbină

Figura 2.4 Raza turbinei

De precizat este faptul că, în Tabelul 2.1, densitatea aerului este particulară pentru temperatura de 20°C.

Cu ajutorul relației 2.4 si a Tabelului 2.1 a fost obținută schema Simulink care modelează turbina eoliană:

Figura 2.5 Schema Simulink a turbinei eoliene

Generatorul sincron cu magneți permanenți

2.3.1 Generalități

După cum s-a arătat în subcapitolul precedent, ieșirea fizică a turbinei eoliene este reprezentată de cuplul mecanic . Din punct de vedere matematic, acest cuplu a fost exprimat în relația (2.4). Următoarea etapă din cadrul sistemului este aceea de a transforma acest cuplu mecanic în energie electrică. Această funcționalitate este preluată de către un generator sincron cu magneți permanenți(GSMP), specific sistemelor de captare a energiei eoliene. Aceste tipuri de generatoare nu necesită prezența unui reductor de viteză între ele și turbină, lucru benefic în economia realizată din punct de vedere al realizării sistemului real.

Generatorul sincron este tipul dominant de generator folosit în sistemele de putere. Poate genera putere activă și reactivă independent și are un rol important în controlul tensiunii. Dat fiind faptul că rețeaua furnizează curent alternativ, turbina trebuie să includă convertoare curent alternativ-curent continuu. Electromagneții sunt conectați la curent cu sisteme de perii și inele pe axul generatorului. Cele mai multe turbine eoliene folosesc generatoare cu patru sau șase poli. Motivul folosirii acestor generatoare cu turații relativ mari este bazat pe mărime și pe cost. Cuplul maxim pe care îl suportă un generator depinde de volumul rotorului, deci pentru o anumită putere dorită, putem alege între un generator mare(scump) cu turație joasă, sau unul mai ieftin dar care lucrează la turații mai ridicate. Statorul generatorului sincron are o înfășurare trifazată, înfășurările individuale ale celor trei faze fiind defazate cu 120°, în spațiu una față de cealalta. Rotorul are o înfășurare de excitație care este magnetizată de un curent continuu(curentul de excitație).

Când rotorul este pus în mișcare(de către turbină) fluxul câmpului magnetic învărtitor induce tensiuni(electromotoare) în înfășurările statorice. Aceste tensiuni sunt sinusoidale, cu amplitudinea dependentă de valoarea curentului de magnetizare, defazate cu 120°, și au frecvența determinată de turație. Explicațiile anterioare sunt valabile pentru un generator cu 2 poli, care este cel mai ușor de descris. La turbinele eoliene de putere mare(peste 100-150W), tensiunea generată de turbină este de obicei 690V, în sistem trifazat alternativ.

Generatoarele au nevoie de un sistem de răcire în timp. La majoritatea turbinelor aceasta se face încapsulând generatorul și lăsând o fantă pentru răcirea cu aer, dar există și posibilitatea de a asigura răcirea cu apă. Generatoarele la care se folosește acest tip de răcire sunt construite mai compact, aspect care aduce și unele avantaje din punct de vedere al eficienței electrice, dar au nevoie de un radiator în nacelă, pentru a prelua căldura din lichidul de răcire.

Figura 2.6(a,b,c) Generator sincron cu magneți permanenți(putere 1500W)

2.3.2 Modelarea matematică a GSMP

Modelarea matematică a generatorului este bazată pe ecuații ale voltajului și ale fluxului. Cunoscut este faptul că GSMP nu dețin ecuații specifice înfășurărilor statorice deoarece excitația este produsă de către magneții permanenți. Analiza matematică este făcută în sistemul de coordonate dq. Astfel, s-au obținut următoarele ecuații de funcționare:

(2.5)

(2.6)

(2.7)

(2.8)

Unde, și reprezintă tensiunile pe cele două axe d și q, rezistența înfășurărilor statorice, și curenții corespunzători celor două axe, viteza rotorului, și fluxurile magnetice ale celor două axe, fluxul magnetic al magnetului permanent(considerat o valoare constană), și inductanțele associate axelor d și q. Cu ajutorul celor patru relații de mai sus, se pot definii ecuațiile care reprezintă dependența tensiune-curent a GSMP și totodată, ecuația cuplului mecanic:

(2.9)

(2.10)

(2.11)

Unde, p reprezintă numărul de perechi de poli ai mașinii. Se poate observa în relația (2.11) că dacă este zero sau diferența dintre și este nulă, atunci cuplul are o dependență direcă față de (numărul de perechi de poli și fluxul magnetic al magnetului permanent fiind două mărimi constante).

Tabelul 2.2 Parametrii constructivi ai GSMP

2.3.3 Simularea GSMP

Cu ajutorul modelului matematic prezentat anterior, a fost posibilă crearea blocului Simulink al procesului(generatorului) denumit GSMP_17Nm, cu ajutorul căruia s-a realizat simularea în buclă deschisă. Mărimea de intrare aplicată procesului a fost considerată una de tip treaptă. În Figura 2.6 sunt prezente două blocuri de tip treaptă la intrare deoarece la momentul de timp 0.2 s, amplitudinea intrării se modifică de la valoarea -5 Nm la -10 Nm. Modificarea mărimii de intrare a fost realizată cu scopul de a putea obține mai multe informații cu privire la dinamica procesului. Ca și mărime de ieșire a prezentat interes tensiunea alternativă dintre fazele A și B. Mai trebuie precizat faptul că s-a considerat în schemă un consumator rezistiv de c.a. cu valoarea de 1 ohm.

Figura 2.7 Modelul Simulink al generatorului cu consumator de curent alternativ

Figura 2.8 Variația în timp a semnalelor de intrare/ieșire ale GSMP

Figura 2.9 Variația în timp a curentului prin faza A

Figura 2.10 Semnale de interes specifice GSMP

2.4 Puntea de diode redresoare

2.4.1 Generalități

În această etapă a proiectului, semnalul de interes obținut este o tensiune alternativă trifazată rezultată la ieșirea generatorului sincron cu magneți permanenți. Din Figurile 2.1 și 2.2 ale întregului sistem se poate observa că următorul pas în prelucrarea semnalului este acela în care acesta este redresat, adică transformat dintr-un semnal sinusoidal într-unul de curent continuu. Această sarcină este preluată de un redresor trifazat. Acest redresor este alcătuit din șase diode de putere(D1…D6), trei condensatori electrolitici(C1…C3) și o bobină(L1).

Figura 2.11 Schema electronică a redresorului de diode trifazat

Figura 2.12 Schema bloc a redresorului de diode trifazat

Mărimea de intrare a redresorului este reprezentată de către tensiunea alternativă cu cele trei faze corespunzătoare(A, B și C) iar cea de ieșire este o tensiune continuă(aproape continuă/cvasicontinuă).

Cele șase diode de putere din schema electronică prezentată în Figura 2.11 au rolul principal în eliminarea alternanței negative a semnalului sinusoidal. Dar această primă etapă a redresării realizată de diode nu este satisfăcătoare din punct de vedere a formei semnalului de ieșire. Din acest motiv, procesul de redresare mai prezintă alte două etape. În a doua etapă, în schemă, mai sunt adăugați trei condensatori electrolitici care au ca scop atenuarea semnalului obținut după diode. Mai precis, atenuarea este realizată între două alternanțe pozitive ale mărimii de ieșire. Cu toate acestea, chiar și după primele două etape ale redresării, performanțele ieșirii nu respectă anumite caracteristici impuse inițial, cum ar fi de exemplu un riplu în tensiune cât mai mic posibil. Această problemă este rezolvată în etapa a treia, în care pe lângă diode și condensatori, este adăugată în schemă o bobină. Prin adăugarea bobinei, se face un compromis între performanțele mărimii de ieșire în regim tranzitoriu și cele de regim staționar: se va mării constanta de timp a procesului(implicit și durata regimului tranzitoriu) dar se va îmbunătății semnificativ aspectul semnalului(tensiunii) de ieșire și anume, riplul va fi aproape inexistent.

2.4.2 Modelarea matematică a redresorului

În această secțiune, prezintă interes dependența tensiunii redresate față de tipul semnalului aplicat la intrare, mai exact de unii parametrii ai acestuia cum ar fi frecvență(pulsație), amplitudine etc. Totodată, vor fi explicitați și unii indici de performanță după care proiectantul poate decide dacă performanțele impuse sistemului sunt îndeplinite sau nu.

1. Tensiunea maximă fază-nul Vm

(2.12)

Unde este pulsația tensiunii sinusoidale de intrare.

2. Tensiunea maximă fază-fază=1.654*Vm (2.13)

3. Valoarea medie a tensiunii de ieșire

(2.14)

Analizând relațiile 2.13 și 2.14, se observă că valoarea medie a tensiunii de ieșire este identică cu tensiunea maximă fază-fază. Acest lucru este posibil deoarece bobina atenuează riplul dar nu afectează valoarea medie a tensiunii de ieșire.

4. Rădăcina mediei pătratice(RMS) a tensiunii de ieșire

(2.15)

Cu ajutorul relațiilor 2.14 și 2.15, se poate observa că rădăcina mediei pătratice a tensiunii de ieșire este identică cu valoarea medie a aceleiași tensiuni. Acest fenomen se întâmplă deoarece tensiunea de ieșire nu prezină riplu.

5. Cunoscând curentul prin consumator ca fiind

(2.16)

se poate calcula raportul redresării(eficiența/randamentul redresorului)

(2.17)

Tabelul 2.3 Valorile componentelor electronice ale redresorului

2.4.3 Simularea redresorului

Schema electrică prezentată în Figura 2.11 a fost implementată în Simulink, ținându-se cont și de valorile elementelor de circuit din Tabelul 2.3. Ca și până acum, în secțiunea de simulare, se va pune accentul pe posibilitatea de vizualizare a evoluției în timp a semnalelor de intrare și de ieșire corespunzătoare procesului caracterizat din punct de vedere matematic în partea de modelare a subcapitolului.

Semnalul de intrare este o tensiune sinusoidală trifazată. Tensiunea maximă fază-nul Vm este egală cu 10V, defazajul dintre faze este de 120°, frecvența are valoarea 60 Hz.

Figura 2.13 Modelul Simulink al redresorului

Figura 2.14 Evidențierea efectelor produse de către componentele electronice

Figura 2.15 Variația în timp a semnalelor de intrare/ieșire ale redresorului

2.5 Convertorul DC-DC ridicător de tensiune(boost)

2.5.1 Generalități

În această etapă din cadrul SCEO, semnalul util, obținut la ieșirea redresorului de diode trifazat, este o tensiune cvasicontinuă. În Figurile 2.1 și 2.2, se observă că această tensiune, reprezintă mărimea de intrare pentru următorul subproces al sistemului, reprezentat de către convertorul DC-DC ridicător de tensiune(eng. Boost-Converter, Step-up Converter). Chiar și din denumirea subprocesului, se poate deduce ușor mărimea de ieșire a acestuia ca fiind tot o tensiune continuă dar de valoare mai mare decât intrarea.

Din teoria fizicii și a circuitelor electronice, se cunoaște faptul că energia electrică într-un sistem se conservă, indiferent de fenomenele interne petrecute în interiorul acestuia. Astfel, o observație importantă în acest sens, este aceea că puterea electrică de la intrarea convertorului este egală cu cea de ieșire.

(2.18)

(2.19)

Astfel, cunoscând fenomenul de conservare a puterii și cu ajutorul relațiilor 2.18 și 2.19, se deduce faptul că dacă tensiunea de ieșire a convertorului este mai mare decât cea de intrare, curentul de ieșire va fi mai mic decât cel de intrare(presupunând consumatorul/rezistența de sarcină constantă).

Până în acest moment, rolul convertorului în cadrul SCEO poate părea puțin ambiguu sau, mai mult, neelucidat. Adevărul este acela că rolul acestuia este unul foarte complex. Principalul motiv pentru care convertorul DC-DC a fost introdus în sistem este acela că el participă la numeroase strategii de control ale unor mărimi din sistem(ex. tensiunea continuă de pe consumator, viteza de rotație a generatorului , coeficientul de putere al turbinei eoliene . Aceste strategii de control vor fi detaliate mai pe larg ulterior, într-un capitolul dedicat acestora.

Ca și alcătuire, convertorul prezintă o bobină(L1) un tranzistor de tip MOSFET(Q1), o diodă(D1) și un condensator electrolitic(C1).

Figura 2.16 Schema electronică a convertorului DC-DC ridicător

Figura 2.17 Schema bloc a convertorului DC-DC ridicător

Deoarece acest subproces prezentat în acest subcapitol, împreună cu regulatorul aferent lui, fac parte din implementarea practică a proiectului, explicarea funcționalităților componentelor electronice prezente în schema din Figura 2.16 și a fazei de proiectare a convertorului(modul de alegere a valorilor elementelor de circuit), va fi făcută în capitolul dedicat implementării practice.

2.5.2 Modelarea matematică a convertorului

Așa cum a fost precizat și în partea de introducere a subcapitolului, convertorul DC-DC prezintă în alcătuirea lui două elemente de circuit acumulatoare de energie, și anume: bobina L1 care acumulează curent electric și condensatorul C1 acumulator de tensiune electrică. Astfel, este de așteptat ca modelul matematic al convertorului să fie identic cu cel al unui sistem de ordinul doi.

Pentru a se putea înțelege și mai bine modelul matematic, trebuie precizat faptul că funcționarea convertorului are la bază două stări: on și off. Aceste două stări sunt dictate de către tranzistorul MOSFET Q1 folosit pe post de comutator logic. Cu ajutorul semnalului de comandă de tip PWM(Pulse Width Modulation) care este aplicat pe portul D al schemei bloc din Figura 2.17, tranzistorul Q1 este comandat pe starea on sau off(în funcție de valoarea semnalului PWM, 0 sau 1).

1. Funcționarea „on”

În acest caz, valoarea semnalului PWM este 1, comutatorul Q1 este închis, iar ecuațiile diferențiale de stare sunt:

(2.20)

(2.21)

Cu ajutorul ecuațiilor 2.20 și 2.21 se obține modelul intrare-stare-ieșire al convertorului în funcționarea „on”:

(2.22)

(2.23)

Unde starea x1 reprezintă curentul bobinei L1 iar x2 tensiunea pe condensatorul C1(aceeași cu cea de pe rezistența de sarcină R).

2. Funcționarea „off”

În acest caz, valoarea semnalului PWM este 0, comutatorul Q1 este deschis, iar ecuațiile diferențiale de stare devin:

(2.24)

(2.25)

Cu ajutorul ecuațiilor 2.24 și 2.25 se obține modelul intrare-stare-ieșire al convertorului în funcționarea „off”:

(2.26)

(2.27)

Unde stările x1 și x2 sunt aceleași ca în funcționarea „on”.

3. Funcționarea medie

În elaborarea strategiilor de control ale convertorului, nu sunt satisfăcătoare cele două modele matematice, corespunzătoare celor două funcționalități. Pentru a depășii această problemă, a fost realizat un model intrare-stare-ieșire mediu, în care intervine și factorul de umplere al semnalului PWM care comandă tranzistorul Q1, notat cu d și având valori între 0 și 1.

(2.28)

(2.29)

(2.30)

În final, explicitând matricile și , se obține modelul intrare-stare-ieșire de ordinul doi al convertorului DC-DC în funcție de valorile componentelor electronice, factorul de umplere d al semnalului PWM și mărimea de intrare(tensiunea ):

(2.31)

Tabelul 2.4 Valorile componentelor electronice ale convertorului

2.5.3 Simularea convertorului și validarea modelului matematic al acestuia

Schema electrică prezentată în Figura 2.16 a fost realizată în Simulink, ținându-se cont și de valorile elementelor de circuit din Tabelul 2.4. Cu ajutorul simulatorului, s-a reușit vizualizarea evouției în timp a unor semnale de interes.

Figura 2.18 Modelul Simulink al convertorului

Mărimile de intrare și de ieșire ale convertorului DC-DC sunt tensiuni continue, cu precizarea că tensiunea de intrare va fi întotdeauna mai mică decât cea de ieșire. Simulările au fost făcute în buclă deschisă, cu precizarea că, în realitate, convertorul DC-DC ridicător prezintă în jurul lui un regulator, mărimea de comandă a acestuia fiind factorul de umplere d. Au fost efectuate patru simulări cu ajutorul cărora a fost pusă în evidență comportarea subprocesului în situații diferite, mai precis la modificarea mărimii de intrare și/sau a factorului de umplere al semnalului PWM. Frecvența de comutație a semnalului PWM a fost aleasă la 20KHz.

Figura 2.19 Simulare 1: intrare =1V, factor de umplere d=0.5

Figura 2.20 Simulare 2: intrare =1V, factor de umplere d=0.8

Figura 2.21 Simulare 3: intrare =5V, factor de umplere d=0.5

Figura 2.22 Simulare 4: intrare =5V, factor de umplere d=0.8

Figura 2.23(a,b) Semnale de interes specifice convertorului DC-DC

Pe lângă cele patru simulări prezentate mai sus, a fost realizată și validarea modelului matematic de tip intrare-stare-ieșire ilustrat în relația 2.31. Pentru validare, s-a folosit scriptul Matlab din Anexa 1 și schema Simulink din Figura 2.18. Valoarea tensiunii de intrare a fost aleasă =15V și factorul de umplere d=0.8. Rezultatele comparative ale evoluției în timp a ieșirii(tensiunea pe rezistența de sarcină) subprocesului și a modelului matematic sunt ilustrate în graficele următoare:

Figura 2.24 Variația în timp a mărimilor de intrare/ieșire ale subprocesului

Figura 2.25 Variația în timp a mărimilor de intrare/ieșire ale modelului matematic

Figura 2.26 Comparație între cele două abordări anterioare

2.6. Invertorul trifazat

2.6.1 Generalități

În acest momen, mărimea fizică utilă obținută datorită variației de viteză a vântului, este o

tensiune continuă. Mai departe se pune problema consumatorilor electrici din sistem, mai exact, interesează tipul acestora. În Figurile 2.1 și 2.2 sunt vizibile cele două tipuri de consumatori, de curent continuu și de curent alternativ, mai mult, sunt vizibile și poziționările acestora în cadrul sistemului.

Consumatorul de curent continuu este plasat după convertorul DC-DC ridicător(având tensiunea la borne egală cu tensiunea pe condensatorul de ieșire al convertorului), iar cel de curent alternativ este poziționat după invertorul trifazat. Astfel, rolul principal al invertorului este acela de a transforma tensiunea continuă de la ieșirea convertorului DC-DC în tensiune alternativă trifazată.

Invertoarele trifazate permit conversia statică a energiei electrice din curent continuu în curent alternativ(c.c.-c.a.). Invertoarele trifazate autonome de tensiune permit sintetizarea unui sistem trifazat de tensiuni alternative dintr-o tensiune continuă aplicată la intrare. Cele trei tensiuni obținute la ieșirea invertorului sunt independente de tensiunile din rețeaua de distribuție a energiei electrice, dar ca și în cazul acestora trebuie sa fie simetrice(defazate cu 120°el. între ele) și echilibrate(cu aceeași amplitudine). Aceste condiții se referă în primul rând la armonicile fundamentale ale sistemului trifazat de tensiuni „modelate” de invertor. În majoritatea aplicațiilor se cere ca invertorul trifazat să prezinte capacitatea de a regla frecvența și amplitudinea acestor armonici fundamentale. Cea mai răspândită aplicație de acest tip se referă la acționările electrice cu motoare de curent alternativ trifazate(asincrone, sincrone) a căror viteză de rotație poate fi reglată eficient prin intermediul frecvenței în corelație cu amplitudinea tensiunilor alternative de alimentare. Sunt și aplicații care includ invertoare trifazate la care frecvența armonicilor fundamentale ale tensiunilor de ieșire trebuie să rămână constantă în timpul funcționării cum ar fi: sursele neîntreruptibile trifazate(UPS-Uninterruptible Power Supplies), convertoarele de interfață dintre microrețeaua de c.c. a centralelor pentru surse regenerabile(eoliene, solare, hidro etc.) și rețeaua publică de distribuție a energiei electrice, invertoarele pentru cuptoarele de inducție industriale, pentru instalațiile de tratament termic etc.

Consumatorul trifazat nu poate fi conectat direct la tensiunea alternativă de la ieșirea invertorului deoarece aceasta nu este o tensiune pur sinusoidală ci una afectată de perturbațiile produse de elementele de circuit în comutație din alcătuirea invertorului. Rezolvarea acestei problem s-a făcut prin introducerea unui filtru LC între invertor și consumator. Proiectarea filtrului a fost făcută astfel încât tensiunea filtrată de la ieșirea lui să fie satisfăcătoare din punct de vedere a performanțelor comportamentale.

Pe tot parcurul acestei lucrări, cei doi consumatori vor avea valoare unitară (1 ). Datorită acestui fapt, valoarea curentului prin consumator va fi egală cu valoarea tensiunii la bornele acestuia.

Invertorul este alcătuit din șase IGBT-uri(Insulated-Gate Bipolar Transistor) dispuse aproximativ în același mod ca și cele șase diode din componența redresorului prezentat în subcapitolul 2.4.

Figura 2.27 Schema electronică a invertorului IGBT

Figura 2.28 Schema bloc a invertorului IGBT

Tanzistoarele Q1, Q3 și Q5 din Figura 2.27 formează partea superioară a invertorului iar Q2, Q4 și Q6 partea inferioară. Pentru semnalele de comandă ale acestor IGBT-uri(s1…s6), este nevoie de un circuit driver și de o unitate digitală care produce aceste semnale. Ele sunt de tip PWM cu o frecvență de comutație de 20KHz(identică cu cea a convertorului DC-DC). Momentele de timp în care aceste semnale de control PWM comută trebuie să fie alese cu o atenție sporită deoarece există riscul producerii fenomenului de scurtcircuit pe sursa de tensiune de la intrare. Această comportare catastrofală a circuitului poate fi evitată dacă semnalele de comandă ale perechilor Q1/Q2, Q3/Q4 și Q5/Q6, sunt complementare între ele.

Teoretic, stările „on” și „off” ale unui IGBT sunt atât de lipsite de pierderi de putere încât aceste pierderi sunt neglijate în majoritatea simulărilor. Fie curentul este zero (în starea „off”), fie tensiunea este zero (în starea „on”). Din nefericire, în realitate, există pierderi în ambele cazuri. Pierderile în starea „off”, (pierderile de conducție) se datorează tensiunii intrinsece a dispozitivului semiconductor. Această căderea de tensiune este micșorată aplicând o tensiune mai mare între emițător și poartă. Pe un IGBT, căderea de tensiune este de obicei în intervalul 1 – 2 V. Un alt tip de pierdere este pierderea în comutare. Pentru a reduce pierderile de comutare, semnalul PWM de comandă trebuie să aibă o frecvență cât mai mare(dar să nu depășească o limită recomandată de 100KHz).

După cum a fost precizat și în partea introductivă a subcapitolului, din cauza disipărilor de putere pe componentele semiconductoare ale invertorului, se folosește un filtru LC trifazat cu structura din figura următoare:

Figura 2.29 Schema electronică a filtrului LC

Cu ajutorul acestuia, tensiunea alternativă de la intrarea în consumatorul de curent alternativ, va fi una cât mai apropiată posibil de una sinusoidală pură.

2.6.2 Modelarea matematică a invertorului

În această secțiune a subcapitolului, accentul va fi pus pe modul de calcul al mărimii de ieșire din subproces(tensiunea trifazată) și a curenților corespunzători celor trei faze, în funcție de unii parametrii prin care aceste mărimi pot fi modificate(controlate), cum ar fi tensiunea continuă de la intrare, factorul de umplere al semnalelor PWM care comanda IGBT-urile etc. Pentru asta, se vor face câteva notații intuitive:

1. Consumatorul trifazat/sarcina a fost legată în modul stea, iar nulul stelei(considerat izolat), este notat cu n

2. Cu N se notează borna „-”(masă) a tensiunii continue de intrare Uin

3. UAN, UBN, UCN reprezintă tensiunile de ieșire ale fazelor față de N

4. UAn, UBn, UCn reprezintă tensiunile de fază ale sarcinii trifazate luate față de n

5. UAB, UBC, UCA reprezintă tensiunile între faze de la ieșirea invertorului

6. UnN reprezintă tensiunea văzută între nulul sarcinii și masa sursei de alimentare

7. iA, iB, iC reprezintă curenții corespunzători fazelor A, B respectiv C.

Valorile tensiunilor UAN, UBN, UCN sunt fixate pe anumite intervale, exclusiv prin combinația de comandă a celor două tranzistoare din alcătuirea fiecărui braț(din cele trei ale invertorului), indiferent de sensul curenților de fază iA, iB, iC . Astfel, urmărind Figura 2.27, atunci când starea logică a tranzistoarelor Q1, Q3, Q5 este „on” și a tranzistoarelor Q2, Q4, Q6 este „off”, UAN = UBN = UCN =+Uin. În comparație cu cazul de mai sus, atunci când starea logică a tranzistoarelor Q1, Q3, Q5 este „off” și a tranzistoarelor Q2, Q4, Q6 este „on”, UAN = UBN = UCN =0.

Un alt aspect important de precizat este acela că semnalele PWM de comandă a IGBT-urilor sunt obținute prin modulație. Mai exact, este vorba de o modulație sinusoidală sincronizată, adică trecerea prin zero a fiecărei sinusoide modulatoare are loc în același timp cu trecerea prin zero a undei purtătoare triunghiulare dar în sensuri diferite. Pentru această modulație, indicele de modulare în frecvență ma a fost ales unitar iar semnalul modulator sinusoidal are forma sin(*t), unde reprezintă pulsația acestuia.

Pentru calcului tensiunilor UAB, UBC, UCA, se vor explicita mai întâi tensiunile UAN, UBN, UCN ca fiind:

(2.32)

(2.33)

(2.34)

Cu ajutorul celor trei tensiuni prezentate mai sus, se pot determina tensiunile de ieșire dintre cele trei faze, după cum urmează:

(2.35)

(2.36)

(2.37)

Deoarece sarcina activă trifazată conectată la ieșirea invertorului este legată în structură de stea cu nodul izolat, se pot scrie următoarele două relații:

(2.38)

(2.39)

De interes sunt și expresiile tensiunilor de fază față de nul UAn, UBn, UCn:

(2.40)

(2.41)

(2.42)

În relațiile 2.40, 2.41 și 2.42 nu este cunoscută expresia tensiunii . Prim sumarea celor trei ecuații se obține:

(2.43)

În final, prin înlocuirea expresiei 2.38 în 2.43 se obține:

(2.44)

Tabelul 2.5 Valorile componentelor electronice ale invertorului și ale filtrului LC

2.6.3 Simularea invertorului

Schema electrică a invertorului prezentată în Figura 2.27 împreună cu cea a filtrului LC din Figura 2.29 au fost realizate în Simulink, ținându-se cont și de valorile elementelor de circuit din Tabelul 2.5. Cu ajutorul simulatorului, s-a reușit vizualizarea evouției în timp a unor semnale de interes, prezentate în partea de modelare matematică. Modelul Simulink conține o sursă de tensiune continuă ideală(care furnizează mărimea de intrare a subprocesului), invertorul IGBT, generatorul semnalelor de comandă PWM, filtrul LC și sarcina consumatoare de curent alternativ trifazat legată în stea. Modul de interconectare al acestor componente enumerate anterior este prezentat în figura următoare:

Figura 2.30 Modelul Simulink al ansamblului invertor+filtru LC

Parametrii constanți aleși pentru simulare sunt: tensiunea corespunzătoare mărimii de intrare(1V), frecvența semnalului de control al generatorului PWM(60Hz), frecvența de comutație a semnalelor de comandă PWM(20KHz), indicele de modulare în frecvență(1) și rezistența de sarcină(1). În continuare se vor prezenta evoluțiile în timp ale semnalelor de intrare și de ieșire ale subprocesului(invertorului) împreună cu un grafic care conține cele șase semnale de comandă PWM corespunzătoare celor șase IGBT-uri din structura invertorului.

Figura 2.31 Variația în timp a mărimilor de intrare/ieșire ale inversorului(ieșire nefiltrată)

Figura 2.32 Variația în timp a mărimilor de intrare/ieșire ale inversorului(ieșire filtrată)

Figura 2.33 Variația în timp a mărimilor de comandă PWM ale inversorului

Comparând rezultatele obținute în Figura 2.31 cu cele din Figura 2.32, se poate observa rolul imens pe care îl joacă filtrul LC în îmbunătățirea performanțelor tensiunii de ieșire cu care este alimentată sarcina trifazată. Totodată, această filtrare presupune și un mic dezavantaj, acela că amplitudinea semnalului filtrat este mai mică decât a celui nefiltrat, frecvența celor două ramânând egală.

Așa cum a fost prezentat în partea de introducere a subcapitolului și demonstrat în secțiunea de modelare matematică, semnalele de comandă PWM trebuie să fie complementare pe același braț al structurii de IGBT-uri, pentru a se evita situația producerii de scurtcircuit pe sursa de intrare.

În Figura 2.33 se observă că două câte două, semnalele PWM sunt complementare, acestea au amplitudinea de 1V și frecvența de 20KHz.

3. Metode de control

În cadrul acestui capitol se vor studia și se vor implementa numeroase metode, algoritmi și structuri de reglare automată aplicate unor mărimi specifice din cadrul sistemului, cu scopul principal de a obține putere electrică maximă sau constantă la ieșire(pe consumator/consumatori). O influență majoră în obținerea acestei puteri electrice o va avea și semnalul de intrare al sistemului, adică modul de variație în timp al vântului dar și perturbațiile deterministe și nedeterministe care acționează din exterior.

După cum a fost precizat în „Rezumat”, în acest capitol se va ține cont de principiul „Divide et Impera” invers. Astfel, după tratarea individuală a componentelor sistemului în capitolul anterior, acum accentul va fi pus pe interconexiunile dintre aceste componente.

În cazul vitezei scăzute a vântului(sub valoarea nominală), controlerul convertorului DC-DC poate ajusta continuu viteza rotorului pentru a menține rapiditatea constantă la nivelul care determină coeficientul maxim de putere. Astfel, randamentul turbinei va fi semnificativ crescut.

Reglarea unghiului de înclinare(pitch) al paletelor este necesară în condiții care depășesc viteza nominală a vântului, atunci când viteza de rotație este menținută constantă. Modificările mici ale unghiului de înclinare pot avea un efect semnificativ asupra puterii electrice obținute.

Cu ajutorul proiectării regulatoarelor, se vor putea realiza structurile de control în buclă închisă și totodată, se va decide pentru fiecare metodă de acordare, dacă performanțele impuse sistemului sunt îndeplinite sau nu.

3.1 Regulatorul convertorului DC-DC ridicător de tensiune

3.1.1 Acordarea regulatorului de tip PID

Din cauza vitezei variabile și stohastică a vântului, tensiunea electrică care cade pe consumatori este și ea variabilă. În practică, pentru a putea include SCEE într-o rețea de consumatori electrici, tensiunea amintită mai sus trebuie să prezinte un regim permanent. Convertorul DC-DC împreună cu regulatorul aferent lui au acest rol, de menținere a tensiunii de ieșire constantă. Un alt scop posibil al convertorului este acela de reglare a vitezei de rotație a GSMP, lucru benefic în maximizarea coeficientului de putere al turbinei.

Acordarea regulatorului a fost realizată folosind metoda Ziegler-Nichols(varianta la frecvență). Criteriul este aplicabil în forma clasică pe o structură simplă de sistem de reglare automată SISO(cu o singură mărime de intrare și o singură mărime de ieșire). În acest caz sistemul compensator reprezintă un regulator PID pentru care dependența dinamică între mărimea de comandă u(t) și mărimea de eroare este ilustrată mai jos:

(3.1)

Unde,

Kp, Ki, Kd = constante de proporționalitate, integrare respectiv de derivare și

(3.2)

Figura 3.1 Structură de control în buclă închisă cu regulator PID(formă paralelă)

Stabilirea parametrilor regulatorului PID(Kp, Ki, Kd) cu ajutorul criteriului Ziegler–Nichols este deosebit de simplă și se bazează exclusiv pe limita de stabilitate a sistemului funcționând în circuit închis în absența regulatorului. Este necesar să găsim factorul de amplificare limită, deci factorul de amplificare care asigură funcționarea auto-oscilantă a sistemului funcționând în circuit închis. De asemenea este necesară stabilirea perioadei de oscilație a semnalului. Se notează cu Kc valoarea amplificării care asigură funcționarea la limita de stabilitate și T0 peroiada de auto-oscilație a sistemului.

Figura 3.2 Evoluția oscilant întreținută a sistemului

În urma încercărilor experimentale, s-a descoperit amplificarea care provoacă sistemul să intre în regim oscilant ca fiind Kc=3 și perioada oscilațiilor T0=0.01 secunde.

Parametrii regulatorului sunt determinați folosind relațiile de calcul din Tabelul 3.1:

Tabelul 3.1 Modul de calcul al parametrilor regulatorului

Înlocuind valorile lui Kc și T0 în Tabelul 3.1 se obține:

Tabelul 3.2 Valorile numerice ale parametrilor regulatorului

Valorile celor trei parametrii(Kp, Ki și Kd) din Tabelul 3.2, au fost introduse în blocul Simulink al regulatorului PID:

Figura 3.3 Blocul Simulink al regulatorului PID corespunzător convertorului

Întreaga structură de control a convertorului presupune pe lângă regulatorul PID, un bloc de saturație a comenzii acestuia și un generator de semnal PWM cu factorul de umplere identic ca valoare cu comanda saturată a regulatorului PID. Acest semnal PWM va fi aplicat „elementului de execuție” al procesului, reprezentat de către tranzistorul MOSFET.

Figura 3.4 Structura de control a convertorului

Shema structurală a controlerului din Figura 3.3 poate fi implementată software în cadrul unui sistem cu microprocesoare sau cu microcontrolere. În acest caz, tensiunea de referință de pe pinul „1” analogic poate fi setată software în cadrul programului de aplicație sau hardware, cu ajutorul unui potențiometru. Tensiunea de ieșire(de pe calea de reacție) este conectată pe pinul analogic „2” de unde este citită cu ajutorul unui ADC(Analog to Digital Converter). Semnalul de comandă al controlerului, de tip PWM, este trimis pe pinul digital „3” către convertorul DC-DC. Această posibilitate de implementare se va detalia în următorul capitol, dedicat implementării practice a proiectului.

3.1.2 Simularea sistemului în buclă închisă

În această fază a lucrării, a fost posibilă simularea întregului sistem în buclă închisă, făcându-se legăturile între subcomponentele prezentate separat în Capitolul 2. Următoarele rezultate experimentale sunt obținute utilizând în structura de reglare doar regulatorul convertorului DC-DC ridicător de tensiune, urmând(în subcapitolul următor) a fi introdus și regulatorul unghiului de înclinare(pitch) al paletelor. Semnalul de intrare în sistem(viteza vântului) a fost considerat 12 m/s iar mărimea de referință(tensiunea dorită pe consumatorul de c.c.) 20 V.

Parametrii constanți ai SCEO au fost setați în scriptul Matlab din Anexa 2. Structura de control a sistemului, în buclă închisă, doar cu regulator al convertorului DC-DC este:

Figura 3.5 Schema Matlab/Simulink a sistemului în buclă închisă

Figura 3.6 Semnale specifice turbinei și GSMP

Figura 3.7 Semnale specifice redresorului

Figura 3.8 Semnale specifice convertoruluiFigura 3.9 Semnale specifice pentru regulatorul convertorului

Figura 3.10 Semnale specifice invertorului(nefiltrate)

Figura 3.11 Semnale specifice invertorului(filtrate)

După analiza rezultatelor obținute mai sus, s-a tras concluzia că performanțele sistemului sunt nesatisfăcătoare. În Figura 3.9 se observă evoluția tensiunii pe consumatorul de c.c. care prezintă o suprareglare de 25%, una foarte ridicată în cazul implementării practice a acestui tip de regulator. Timpul de creștere este de aproximativ 0.045 secunde iar durata regimului tranzitoriu este de 0.185 secunde. Tot în aceeași figură se poate vedea comanda regulatorului care este o lungă perioadă(0.156 secunde) saturată pe valoarea superioară „1”. Pentru înlăturarea acestui efect și totodată pentru obținerea unor performanțe superioare ale SCEO, în cadrul regulatorului PID al convertorului DC-DC ridicător de tensiune, au fost implementate două tipuri de funcții auxiliare anti-windup: back-calculation și clamping.

3.1.3 Anti-windup

Funcția de anti-windup se folosește atunci când în sistem există limitări ale semnalelor datorate elementelor de execuție, convertoarelor D/A etc. Atunci când se ating limitele superioare și inferioare, se deschide bucla de reglare. Dacă există componentă integrală(I) în regulator, acesta va continua să integreze eroarea pozitivă. Valoarea la ieșirea componentei I devine mare (windup).

Ieșirea integratorului se va micșora numai dacă eroarea devine negativă. Această comportare nedorită va produce creșterea duratei regimului tranzitoriu și totodată creșterea suprareglării semnalului de ieșire.

Figura 3.12 Structura regulatorului PID cu funcție de anti-windup

În plus față de regulatorul PID clasic, se introduce un feedback suplimentar prin eroarea es=u-v. Semnalul es este ponderat cu 1/Tt și se aplică pe intrarea componentei I. Dacă es=0 , intrarea componentei I este (K/Ti)*e. În caz contrar, intrarea componentei I este (1/Tt)* es+(K/Ti)*e. Rezultatele obținute după impementarea funcției anti-windup de tip back-calculation, cu setarea parametrului Tt la valoarea 0.1, sunt:

Figura 3.13 Semnale specifice turbinei și GSMP

Figura 3.14 Semnale specifice redresorului

Figura 3.15 Semnale specifice convertorului

Figura 3.16 Semnale specifice pentru regulatorul convertorului

Figura 3.17 Semnale specifice invertorului(nefiltrate)

Figura 3.18 Semnale specifice invertorului(filtrate)

După analiza rezultatelor obținute mai sus, s-a tras concluzia că performanțele sistemului cu regulator anti-windup de tip back-calculation sunt mai bune față de cele cu regulator fără funcție de anti-windup . În Figura 3.16 se observă evoluția tensiunii pe consumatorul de c.c. care prezintă o suprareglare de 10%, una cu 15% mai mică față de rezultatele anterioare. Timpul de creștere este de aproximativ 0.041 secunde iar durata regimului tranzitoriu este de 0.079 secunde. Tot în Figura 3.16 se poate vedea comanda regulatorului care este saturată 0.05 secunde pe valoarea superioară „1” față de 0.156 secunde în cazul precedent. După analiza făcută, se poate spune că regulatorul cu funcția de anti-windup de tip back-calculation a oferit un plus de performanțe sistemului, dar scopul este de a înlătura total suprareglarea semnalului de ieșire. Astfel, rezultatele obținute după impementarea funcției anti-windup de tip clamping, sunt:

Figura 3.19 Semnale specifice turbinei și GSMP

Figura 3.20 Semnale specifice redresorului

Figura 3.21 Semnale specifice convertorului

Figura 3.22 Semnale specifice pentru regulatorul convertorului

Figura 3.23 Semnale specifice invertorului(nefiltrate)

Figura 3.24 Semnale specifice invertorului(filtrate)

După analiza rezultatelor obținute mai sus, s-a tras concluzia că performanțele sistemului cu regulator anti-windup de tip clamping sunt mult mai bune față de cele cu regulator cu funcție anti-windup de tip back-calculation, implicit și ale celui cu regulator fără funcție de anti-windup. În Figura 3.22 se observă evoluția tensiunii pe consumatorul de c.c. care nu mai prezintă suprareglare. Durata regimului tranzitoriu este de 0.05 secunde. Tot în aceeași figură se poate vedea comanda regulatorului care este saturată 0.04 secunde pe valoarea superioară „1” față de 0.05 secunde în cazul precedent. După analiza făcută, se poate spune că regulatorul cu funcția de anti-windup de tip clamping oferă respectarea tuturor performanțelor dorite sistemului.

3.2. Regulatorul unghiului de înclinare al paletelor

3.2.1 Generalități

În Figura 2.2 se poate observa că unghiul pitch al paletelor influențează valoarea numerică a coeficientului de putere al turbinei Cp. Dacă acest coeficient este reglat la o valoare cât mai mare, atunci și puterea electrică obținută va fi maximizată.

Controlul unghiului pitch este cel mai comun mijloc de reglare a cuplului aerodinamic al turbinei eoliene când viteza vântului este peste viteza nominală. Se pot alege variabile de control diverse precum viteza vântului, viteza generatorului și puterea generatorului. Controlul convențional de pitch utilizează de obicei regulatorul PI, modelul matematic al sistemului fiind bine cunoscut. O altă tehnică de reglare întâlnită în literatura de specialitate se bazează pe logică fuzzy, tehnică ce nu are nevoie de modelarea sistemului. Viteza medie a vântului este utilizată pentru a compensa sensibilitatea neliniară.

Scopul controlului unghiului de înclinare poate fi multiplu:
1) Optimizarea puterii de ieșire a turbinei eoliene. La viteza vântului mai mică decât cea nominală, setarea pitch-ului ar trebui să fie la valoarea sa optimă pentru ca puterea să devină maximă.

2) Prevenirea depășirii limitelor puterii mecanice de intrare. Deasupra vitezei nominale a vântului, unghiul de înclinare oferă controlul foarte eficient al puterii aerodinamice și a sarcinilor produse de către rotor.

3) Minimizarea sarcinilor sensibile ale componentelor mecanice ale turbinei. Este clar că acțiunea controlului sistemul poate avea un impact major asupra sarcinilor suportate de către turbină. Proiectarea controlerului trebuie să țină seama de efectul asupra încărcăturilor și ar trebui să se asigure că încărcăturile excesive nu vor rezulta din această etapă.[3]

Întreaga structură de control a unghiului pitch presupune pe lângă regulatorul PID, un bloc de saturație a comenzii acestuia și un limitator de variație în timp a unghiului.

Figura 3.25 Structura de control a unghiului pitch

Reglearea unghiului de înclinare al paletelor turbinei a fost efectuată urmărind primul scop prezentat mai sus, anume acela de a maximiza coeficientul de putere Cp al turbinei. O valoare acceptabilă, din punct de vedere ingineresc, a acestui coeficient este obținută dacă acesta se încadrează în intervalul (0.4; 0.5).

În relația (2.2) este ilustrat aportul pe care coeficientul de putere îl are asupra puterii captate de către paletele turbinei. Lucrările de specialitate care tratează maximizarea acestui coeficient numesc această metodă MPPT(Maximum Power Point Tracking) control. Coeficientul Cp depinde la rândul lui de alți doi parametrii variabili: rapiditatea și unghiul pitch .

(3.3)

(3.4)

Figura 2.5 ilustrează modul în care este calculat numeric Cp în Simulink. Mai precis, au fost implementate, cu ajutorul blocurilor de calcul Simulink, relațiile (3.3) și (3.4). După realizarea acestui calcul, a fost posibilă obținerea ieșirii turbinei eoliene(cuplu), care depinde de Cp.

Performanțele impuse sistemului, sunt ca Cp să fie capabil să se mențină constant la valoarea 0.48 iar durata regimului tranzitoriu să fie mai mică decât 0.05 secunde(0.05 secunde sunt corespunzătoare pentru durata regimului tranzitoriu a tensiunii pe consumatorul de c.c. controlată în subcapitolul precedent).

3.2.2 Control System Toolbox

Control System Toolbox™ oferă algoritmi și aplicații pentru analizarea sistematică, proiectarea și reglarea sistemelor de control liniar. Sistemul poate fi descris ca o funcție de transfer, model intrare-stare-ieșire, câștig poli-zerouri sau model de răspuns la frecvență. Aplicațiile și facilitățile, cum ar fi graficul de răspuns la semnal treaptă unitară și diagrama Bode, permit analizarea și vizualizarea comportamentului sistemului în domeniile timp și frecvență. Parametrii compensatorului se pot regla utilizând tehnici interactive cum ar fi modelarea în format Bode și metoda locului rădăcinilor. Toolbox-ul reglează automat atât compensatorii SISO(Single Input and Single Output) cât și MIMO(Multiple Input and Multiple Output), cât și controlerele PID. Compensatoarele pot include mai multe blocuri acordabile care sunt incluse în mai multe bucle de feedback. Se pot regla controlere pentru amplificări diverse și se pot specifica mai multe obiective de reglare, cum ar fi urmărirea referințelor, respingerea perturbațiilor și marjele de stabilitate. Se poate valida structura de reglare prin verificarea timpului de creștere, aplificare, timp de răspuns, marginile de aplitudine și fază și alte cerințe.

3.2.3 PID Tuner

Control System Toolbox™ oferă mai multe instrumente pentru proiectarea controlerelor PID pentru procese reprezentate de modelele LTI(Linear Time Invariant). Unul dintre aceste instrumente este PID Tuner. Acesta se folosește pentru a proiecta în mod interactiv un controler SISO PID inclus într-o structură de reglare de tip feed-forward sau cu feedback negativ. Tunerul PID proiectează automat un controler pentru procesul dorit a fi controlat. Pentru asta, trebuie să fie specificat tipul controlerului(P, I, PI, PD, PDF, PID, PIDF) și forma acestuia (paralelă sau standard). Pentru a se determina dacă designul compensatorului corespunde cerințelor impuse, se poate analiza răspunsul sistemului utilizând interfețe grafice. Există mai multe posibilități de analiză a răspunsului sistemulu cum ar fi cel la semnal de intrare treaptă(răspuns în domeniul timp) sau diagrame Bode (răspuns în domeniul frecvență).

Obiectivele acorării unui regulator PID sunt:

• Stabilitate în buclă închisă – Ieșirea sistemului în buclă închisă rămâne mărginită pentru intrări mărginite.

• Performanță adecvată – Sistemul în buclă închisă urmărește modificările de referință și rejectează perturbațiile cât mai repede posibil. Cu cât este mai mare lățimea de bandă a buclei, cu cât controlerul reacționează mai rapid la modificările de referință sau de perturbații.

• Robustețe adecvată – Design-ul buclei de reglare are suficientă marjă de amplificare și marjă de fază pentru a permite existența erorilor de modelare sau variațiile dinamicii sistemului.

Algoritmul pentru proiectarea regulatoarelor PID îndeplinește aceste obiective prin acordarea parametriilor PID astfel încât să se obțină un echilibru bun între performanță și robustețe.

Când utilizatorul schimbă în mod interactiv timpul de răspuns, lărgimea de bandă, răspunsul în regim tranzitoriu sau amplificarea de fază utilizând interfața grafică, algoritmul calculează noi parametrii PID în timp real.

Comportamentul dinamic al mai multor sisteme poate fi descris în mod adecvat printr-o relație liniară dintre intrarea și ieșirea sistemului. Chiar și atunci când comportamentul devine neliniar, în unele regimuri de funcționare, există adesea situații în care sistemul are o dinamică liniară. De exemplu, comportamentul unui amplificator operațional poate fi descris prin modele liniare, într-un anumit interval de operare limitat al intrărilor. Pentru un astfel de sistem, se poate efectua un experiment(sau o simulare) care excită sistemul numai în gama sa liniară de comportament și se pot colecta datele de intrare/ieșire. Apoi,aceste date se pot utiliza pentru a estima un model de proces liniar cu ajutorul căruia se va proiecta un controler PID. În alte cazuri, efectele nonlinearităților sunt mici. În acest caz, un model liniar poate oferi o aproximare bună, astfel încât abaterile neliniare să fie tratate ca niște perturbații. Astfel de aproximări depind în mare măsură de semnalul de intrare al procesului dar și de amplitudinea și frecvența acestuia.

3.2.4 Acordarea regulatorului de tip PID

Acordarea regulatorului a fost realizată folosind facilitatea PID Tuner din cadrul Control System Toolbox™. A fost folosit această facilitate deoarece SCEO prezintă neliniarități majore în comportamentul dinamic iar o acordare analitică a fost grea de realizat. Ca și în cazul controlului convertorului, sistemul compensator este reprezentat de un regulator PID pentru care dependența dinamică între mărimea de comandă u(t) și mărimea de eroare este ilustrată în relația (3.1).

În figura următoare este prezentată interfața grafică a PID Tuner folosit pentru determinarea celor trei parametrii de acord ai regulatorului:

Figura 3.26 Interfață grafică PID Tuner

Valorile determinate a celor trei parametrii sunt: Kr=-0.271112619156339 și

Ki=-369.847397607996. Totodată, a fost introdusă și funcția auxiliară de anti-windup de tip clamping. După setarea blocului Simulink al regulatorului PID prezentat în Figura 3.25 cu parametrii Kr și Ki și cu funcția anti-windup, au fost obțtinute următoarele rezultate:

Figura 3.27 Semnale specifice controlului unghiului pitch

Figura 3.28 Semnale specifice controlului convertorului DC-DC

Analizând Figurile 3.27 și 3.28 se pot trage concluzii asupra comportamentului SCEO în buclă închisă, după proiectarea celor două regulatoare implicate în strategia de control.Astfel, controlerul PID al unghiului pitch conduce sistemul către performanțe comportamentale care coincid cu cele impuse inițial în proiectare. Astfel, în Figura 2.27, semnalul de ieșire Cp nu prezintă suprareglare, referința de 0.48 este atinsă după un regim tranzitoriu de 0.03 secunde și astfel, performanțele dorite sunt îndeplinite. Se observă că semnalul Cp are valoarea inițială de aproximativ 0.26(corespunzătoare unghiului pitch 0). În urma controlului, în regim staționar, Cp ia valoarea 0.48, corespunzătoare unghiului pitch -0.89. Deci, puterea electrică disponibilă în urma controlului aproape s-a dublat. Acest lucru a determinat posibilitatea impunerii unei referințe de 40V regulatorului convertorului DC-DC, iar evoluția în timp a tensiunii pe consumatorul de c.c. este ilustrată în Figura 2.28.

4. Implementarea practică

În cadrul acestui capitol este prezentată implementarea practică a convertorului DC-DC ridicător de tensiune și a regulatorului PID aferent acestuia. Blocurile „Turbină+Generator” și „Redresor trifazat” ilustrate în Figura 3.5 au fost înlocuite în practică cu o sursă de tensiune variabilă, cu ajutorul căreia a fost obținută mărimea de intrare a convertorului. Mărimea de ieșire este reprezentată de tensiunea pe o sarcină rezistivă(1 Ohm).

Se va pune accent pe prezentarea resurselor hardware și software folosite cu scopul implementării celor două componente funcționale prezentate mai sus dar și interacțiunile dintre ele. Pentru obținerea rezultatelor experimentale au mai fost folosite și alte instrumente de laborator precum: PC, osciloscop, breadboard etc.

4.1 Implementarea Convertorului DC-DC

4.1.1 Scurt istoric

Pentru o eficiență ridicată, elementul de comutație al convertorului trebuie să se deschidă și să se închidă cât mai rapid, astfel având pierderi mult mai mici. Apariția unui comutator comercial semiconductor a avut loc în 1950, fapt care a reprezentat o piatră de hotar majoră în cadrul dezvoltării sistemelor în comutație. Convertoarele principale DC-DC au fost dezvoltate la începutul anilor 1960, când comutatoarele semiconductoare începeau să fie din ce în ce mai disponibile. Sistemele în comutație, cum ar fi convertoarele, reprezintă o provocare pentru proiectare, deoarece modelul lor matematic depinde de faptul dacă un întrerupător este deschis sau închis. R. D. Middlebrook de la Caltech în 1977 a publicat modelele matematice ale convertoarelor DC-DC folosite și în ziua de azi. El a mediat cofigurația circuitului pentru fiecare stare de comutare într-o tehnică numită modelare medie pe stare. Această simplificare a dus la reducerea a două sisteme într-unul singur. Acest model a condus la ecuații comportamentale clare, care au contribuit la dezvoltarea acestor sisteme în comutație.

4.1.2 Calculul valorilor componentelor electronice

Pentru aflarea valorilor componentelor electronice ale convertorului, s-au folosit ecuații matematice. [8] Aceste ecuații au fost apoi implementate în Matlab, scriptul fiind disponibil în Anexa 3. În prima fază a proiectării, au fost impuși anumiți parametrii care reprezintă comportarea dorită a sistemului, cum ar fi:

Vies=10V tensiunea de ieșire dorită

Iies=10A curentul de ieșire droit

Vint=5V tensiunea de intrare

fs=20000Hz frecvența de comutație a semnalului de comandî PWM

deltaVies=0.25V riplul dorit al tensiunii de ieșire

deltaIies=0.25*Iies A riplul dorit al curentului de ieșire

Vd=0.6 tensiunea de deschidere a diodei

Ecuațiile matematice care au stat la baza calculării valorilor elementelor de circuit sunt:

(4.1)

(4.2)

(4.3)

(4.4)

În urma rulării scriptului din Anexa 3, au fost obținute următoarele valori ale circuitului:

Tabelul 4.1 Valorile componentelor electronice ale convertorului

4.1.3 Prezentarea componentelor electronice reale

Figura 4.1 Rezistența de sarcină R

Rezistență:1Material: carcasa este din aliaj de aluminiu aurit

Un canal radiant de căldură pe suprafață

Dimensiuni mici și putere absorbită mare

Rezistentă la temperaturi ridicate

Precizie ridicată, rezistență redusă la inducție, stabilitate înaltă, arhitectură puternică

Domeniul de aplicare: testarea surselor de tensiune, testarea invertoarelor, echipamente de automatizare, acustică, divizor de frecvență

Dimensiuni: aprox. 2.1×1.5x6cm / 0.83×0.59×2.36inch

Figura 4.2 Bobina L Figura 4.3 Dimensiunile bobine

Inductanță: 10H

Toleranță: ±15%

Curent nominal: 30A

Curent de saturație: 37A

Rezistență internă: 2.4m

Frecvența proprie de rezonanță: 13MHz

Temperatura de operare: -40°C…+125°C

Figura 4.4 Condensatorul C

Capacitate: 1000F

Tip: condensator electrolitic din aluminiu

Tensiune nominală: 50V

Temperatură maximă de operare: +105°C

Dimensiuni: diametru 16mm și lungime 25mm

Figura 4.5(a, b) Dioda D și structura ei internă

Tensiune catod-anod: 600V

Tensiunea de străpungere: (1.11; 1.68)

Curentul nominal: 60A

Curentul unui singur puls: 600A

Curentul maxim repetitiv: 120A

Temperatura de operare: -55°C…+175°C

Capacitatea joncțiunii: 39pF

Avantaje: timp de comutare ultra rapid, cădere de tensiune mică, funcționare la frecvențe înalte, pierderi de putere mici.

Aceste diode sunt optimizate pentru a reduce pierderile în sisteme de putere de înaltă frecvență. Aceste dispozitive sunt în mod ideal potrivite pentru sudarea cu HF, convertoare de putere și alte aplicații în care pierderile în comutare sunt nesemnificative în comparație cu pierderile totale.

Figura 4.6(a, b) Tranzistorul MOSFET Q și structura lui internă

Curentul de drenă: 80A

Curentul unui singur puls pe drenă: 320A

Tensiunea poartă-sursă: 20V

Disiparea de putere maximă: 125W

Rezistența drenă-sursă: (4.6, 6.9)

Rezistența porții: (1.1, 1.7)

Transconductanța: (52S, 104S)

Temperatura de operare: -55°C…+175°C

Timp minim de comutație: 7ns

Avantaje: ideal pentru comutările de înaltă frecvență și sincronizare, încărcare excelentă pe poartă, rezistență drenă-sursă foarte scăzută, transistor de tip N, calificat(conform JEDEC1) pentru aplicațiile țintă, nu conține halogen în conformitate cu IEC61249-2-21.

4.1.4 Realizarea cablajului

Implementarea practică propriu-zisă constă în realizarea unui PCB(Printed Circuit Board) care reprezintă cablajul circuitului convertorului prezentat în Figura 2.16. Această etapă a proiectului a fost realizată cu ajutorul unui software numit EAGLE dezvoltat de Autodesk.

EAGLE este un program PCB CAD pentru proiectarea și realizarea cablajelor imprimate. Acest program funcționează în două etape: captura schematică și design PCB. În primul rând, conectivitatea circuitului este proiectată folosind simbolurile componentelor standard cu care toții sunt familiarizați. În cea de-a doua etapă, componentele sunt poziționate pe placa circuitului imprimat și apoi sunt conectate între ele conform schemei proiectate în prima etapă. EAGLE face acest lucru mai ușor prin protejarea legăturilor dintre componente și, de asemenea, aplicarea diferitelor reguli minuțioase de cablaj pentru a asigura o funcționare a circuitului conform așteptărilor.

Figura 4.7(a, b) Interfețele grafice ale Eagle corespunzătoare celor două etape de proiectare

Reguli utilizate pentru aranjarea componentelor electronice în prima etapă:

organizarea componentelor electronice într-un mod logic, grupând componente și uneori făcând topografia PCB-ului să reflecte topografia schemei electronice

minimizarea suprafeței totale necesară

asigurarea faptului că nu numai footprint-urile se potrivesc unul cu celălalt, dar și structurile 3D ale componentelor nu se vor intersecta

asigurarea faptului că nu se oglindește o componentă dacă nu este pusă pe cealaltă parte a plăcii.

Reguli utilizate pentru realizarea traseurilor în a doua etapă:

minimizarea lungimilor traseelor. Liniile mai lungi adaugă pierderi rezistive, zgomot termic și pot acționa ca o antenă

nu se execută două trasee paralele pe părțile opuse ale plăcii unul peste celălalt, putând deveni cuplate capacitiv

evitarea unghiurilor de 90° și intersecția în T. În schimb, se merge întotdeauna în jurul colțurilor și se îmbină traseele la unghiuri de 45°

asigurarea faptului că traseele sunt suficient de largi pentru a-și transporta curentul. Calculatoarele pentru lățime necesară unui traseu sunt disponibile pe scară largă pe internet. Această regulă este deosebit de importantă pentru traseele de putere

asigurarea faptului că traseele sunt suficient de distanțate între ele, în general, cu cel puțin lățimea unui traseu

folisirea tehnicii de cablare diferențială cât mai mult posibil

dacă există spațiu suficient pe circuit, se recomandă utilizarea unui plan de masă(GND) în loc de trasee multiple.

Figura 4.8 Proiectarea schemei electronice în prima etapă

Figura 4.9(a, b) Proiectarea PCB-ului în a doua etapă și partea inferioară a implementării practice a acestuia

Figura 4.10 Partea superioară a implementării practice a PCB-ului

4.2 Implementarea regulatorului PID

4.2.1 Generalități

Regulatorul PID al convertorului DC-DC ridicător de tensiune, proiectat și implementat practic în subcapitolul precedent, are rolul de a calcula o comandă în semnal PWM care, aplicată MOSFET-ului convertorului, să producă o ieșire constantă(tensiune) a sistemului, indiferent de variația mărimii de intrare sau a perturbațiilor(de exemplu modificarea rezistenței de sarcină). Acest regulator a fost implementat practic cu ajutorul unei plăcuțe de dezvoltare Arduino MEGA 2560 și a software-ului oficial Arduino IDE(Integrated Development Environment).

În primă fază a implementării practice, au fost făcute teste ale sistemului în buclă deschisă. Astfel, a fost analizată comportarea convertorului necontrolat, stimulat de diverse tensiuni de intrare și de valori ale factorului de umplere corespunzătoare semnalului PWM aplicat pe poarta MOSFET-ului(Figura 2.18). Scopul acestor teste a fost acela de a se studia dacă sistemul în buclă deschisă implementat în Simulink are același comportament cu cel implementat practic.

După ce prima etapă a fost realizată cu succes, în etapa a doua s-a dorit studierea sistemului în circuit închis. Pentru acest lucru a fost implementat practic un regulator PID, cu ajutorul căruia a fost posibilă obținerea unor rezultate experimentale interesante ale sistemului în circuit închis.

4.2.2 Resurse hardware

După cum a fost precizat și în secțiunea precedentă, ca resursă hardware principală pentru implementarea regulatorului a fost folosită o placă de dezvoltare Arduino MEGA 2560. Elementul principal al plăcii de dezvoltare este reprezentat de microcontrolerul ATmega2560, care este responsabil de realizarea tuturor calculelor necesare obținerii comenzii regulatorului.

Figura 4.11 Placa de dezvoltare Arduino MEGA 2560

Familia de unelte de dezvoltare Arduino include plăci cu microcontroller, accesorii, și componente software open source, care permit utilizatorilor să realizeze proiecte folosind o abordare unificată, de nivel înalt, care se dorește a fi independentă de microcontrollerul folosit. Plăcile Arduino sunt echipate in principal cu microcontrollere Atmel AVR, dar există și plăci echipate cu microcontrollere de tip ARM, sau din familia x86. În afara plăcilor Arduino oficiale, există o gamă largă de clone, de obicei cu preț redus (și performanță discutabilă), precum XDruino, Freeduino etc. Placa utilizată este Arduino MEGA 2560, bazată pe microcontrolerul Atmel AVR ATMega2560, pe 8 biți. Placa dispune de 54 de pini digitali pentru intrare/ieșire, și 16 pini pentru preluare de semnale analogice. Unii pini pot avea funcție multiplă, constituind semnale pentru diferite interfețe de comunicație(UART, SPI, I2C). Frecvența microcontrolerului este de 16 MHz. Placa se alimentează prin cablul USB cu care se conectează la calculator, sau poate fi alimentată cu o sursă de tensiune continuă, de 7 … 12 V, care poate furniza o intensitate a curentului de minim 0.25A. A doua opțiune este necesară când placa trebuie să alimenteze periferice mari consumatoare, precum motoare, shield-uri GSM etc.

Caracteristici generale

Microcontroler: ATmega2560

Tensiune de operare: 5V

Tensiune de intrare(recomandată): 7-12V

Tensiunea de intrare(limite): 6-20V

Pini digitali de I/O: 54 (din care 14 asigură ieșiri PWM)

Pini analogici de intrare: 16

Curentul pinilor de I/O: 40 mA

Curentul pinului de 3.3V: 50 mA

Memorie Flash: 256 KB din care 8 KB folosită de bootloader

SRAM: 8 KB

EEPROM: 4 KB

Viteza ceasului: 16 MHz

Alimentarea

Arduino Mega2560 poate fi alimentat prin conexiunea USB sau cu o sursă externă de alimentare. Sursa de alimentare este selectată automat. Alimentarea externă (non-USB) poate proveni de la un adaptor AC-DC sau de la o baterie. Adaptorul poate fi conectat prin introducerea unui conector central de 2.1 mm în mufa de alimentare a plăcii. Bateria pot fi conectată cu ajutorul pinilor Gnd și Vin ale portului pinilor de alimentare. Placa poate funcționa cu o sursă externă de 6 până la 20 de volți. Dacă nu sunt respectate limitele de tensiune recomandate, comportarea plăcii poate fi instabilă. Dacă se utilizează mai mult de 12V, regulatorul de tensiune se poate supraîncălzi și va interveni deteriorarea plăcii. Mega2560 diferă de toate plăcile anterioare prin faptul că nu utilizează chip-ul FTDI USB-to-serial. În schimb, îmbunătățirile fac ca Atmega8U2 să fie programat ca un convertor USB-serial.

Memoria
ATmega2560 are o memorie flash de 256 KB pentru stocarea programului(din care 8 KB este utilizat pentru bootloader), 8 KB de SRAM și 4 KB de EEPROM(în care care se pot citi și scrie instrucțiuni din biblioteca EEPROM).

Pini de intrare/ieșire

Fiecare dintre cei 54 de pini digitali de pe Mega poate fi folosit ca intrare sau ieșire, folosind funcțiile pinMode(), digitalWrite() și digitalRead(). Acești pini operează la 5 volți. Fiecare pin poate furniza sau primi un maxim de 40 mA și are o rezistența de tip pull-up internă(deconectată în mod implicit) de 20-50 kOhms. În plus, unii pini au funcții specializate:

· Serial: 0 (RX) și 1 (TX); Serial 1: 19 (RX) și 18 (TX); Serial 2: 17 (RX) și 16 (TX); Serial 3: 15 (RX) și 14 (TX). Pentru recepție se folosesc pinii RX iar pentru transmisie, TX. Datele seriale sunt de tip TTL. Pinii 0 și 1 sunt, de asemenea, conectați la porturile corespunzătoare cipului ATmega8U2 USB-to-TTL Serial.

· Întreruperi externe: 2(întrerupere 0), 3(întrerupere 1), 18(întrerupere 5), 19(întrerupere 4), 20 (întrerupere 3) și 21(întrerupere 2). Funcția folosită pentru manipularea întreruperilor este attachInterrupt().

· PWM: de la 0 la 13. Comanda ieșirilor PWM pe 8 biți se face cu funcția analogWrite().

· SPI: 50(MISO), 51(MOSI), 52(SCK), 53(SS). Acești pini sprijină comunicarea SPI, care, deși

este furnizată de hardware-ul de bază, nu este inclusă în prezent în limbajul Arduino. Pinii SPI sunt, de asemenea prezenți pe conectorul ICSP, care este compatibil fizic cu Duemilanove și Diecimila.

· LED: 13. Există un LED încorporat conectat la pinul digital 13. Când pinul este HIGH, LED-ul este pornit, când pinul este LOW, este oprit.

· I2C: 20(SDA) și 21(SCL). Suportă comunicarea I2C (TWI) utilizând biblioteca Wire. Acești pini nu sunt amplasați în același loc cu pinii I2C de pe Duemilanove.

Mega2560 are 16 intrări analogice, fiecare furnizând o rezoluție de 10 biți (adică 1024 de valori diferite). În mod implicit, acești pini măsoară de la GND la 5 volți, deși este posibil să se schimbe valoarea superioară a intervalului folosind pinul AREF și funcția analogReference().

Comunicații

Arduino Mega2560 are o serie de facilități pentru comunicarea cu un computer, o altă placă Arduino sau alte microcontrolere. ATmega2560 furnizează patru UART-uri hardware pentru comunicarea serială TTL(5V). ATmega8U2 oferă un port virtual COM la software-ul de pe calculator(sistemele de operare de tip Windows vor avea nevoie de un fișier .inf, dar OSX și Linux vor recunoaște placa ca port COM în mod automat). Software-ul Arduino include un monitor serial care permite schimbul simplu de date de tip text care sunt transmise sau recepționate de placă. LED-urile RX și TX de pe placă vor clipi când există date transmis prin intermediul cipului ATmega8U2 și conexiunii USB la computer(dar nu și pentru comunicația serială pe pinii 0 și 1).

4.2.3 Resurse software

Realizarea programului, compilarea și încărcarea acestuia în memoria plăcii de dezvoltare a fost posibilă cu ajutorul software-ului oficial Arduino IDE, versiunea 1.8.5. Microcontrolerul Atmega2560 de pe placa Arduino Mega are programat inițial un bootloader care permite încărcarea codurilor pe placă fără utilizarea unui programator hardware extern. Acesta comunică cu ajutorul protocolului original STK500(referințe, fișiere header C). De asemenea, se poate renunța la bootloader și să se programeze microcontrolerul prin ICSP (In-Circuit Serial Programming).

Figura 4.12 Interfață grafică Arduino IDE

Au fost realizate două programe cu ajutorul cărora a fost realizată simularea sistemului în circuit deschis, și, cu ajutorul regulatorului, în circuit închis. Programul regulatorului PID folosit pentru experimentul în circuit închis este prezentat în Anexa 4. Odată cu realizarea acestor două tipuri de testări, au fost obținute rezultate experimentale care au fost comparate cu rezultatele numerice obținute în Matlab/Simulink.

4.3 Conexiunea convertor-regulator și rezultate experimentale obținute

După cum se poate vedea în Figura 4.8, conexiunea dintre PCB-ul convertorului DC-DC și regulatorul PID implementat pe placa Arduino, se face cu ajutorul celor 3 pini: PIN-1, PIN-2 și PIN-3. PIN-1 face legătura între potențialul nul al PCB-ului și cel al plăcii Arduino(pinul GND al portului de alimentare). Tensiunea maximă de referință a sistemului a fost considerată 20V. Cunoscut este faptul că un pin analogic al plăcii Arduino nu poate citi valorile tensiunilor mai mari de 5V. Astfel, problema a fost rezolvată prin introducerea în schema electronică a unui circuit divizor de tensiune format din cele două rezistențe R1=3 k și R2=1 k. În soft a fost utilizată o rezoluție corespunzătoare variabilei în care s-a stocat tensiunea citită de pe divizorul rezistiv astfel încât tensiunea reală(de pe rezistența de sarcină) să coincidă cu cea din programul C. PIN-2 are acest rol, de a face legătura între tensiunea citită de pe divizorul rezistiv și pinul analogic A0 al plăcii. PIN-3 este cel pe care se primește semnalul PWM generat de placa Arduino pe pinul digital PWM9. Din cauza zgomotelor electrice și termice ale circuitului, a fost introdus în schema electrică un circuit de filtrare a semnalului PWM primit pe PIN-3, format din două rezistențe R5, R6 și doi condensatori ceramici C4 și C6. Două scheme bloc care ilustrează conexiunile fizice dintre cele două componente ale sistemului sunt prezentate mai jos:

Figura 4.13(a,b) Scheme bloc ale conexiunii dintre convertor și regulator

Figura 4.14 Conexiunea fizică dintre convertor și regulator

În Figura 4.14 este ilustrată implementarea practică finală a proiectului, cu ajutorul căreia au fost obținute rezultatele experimentale. Legătura dintre PIN-1 și GND s-a făcut cu ajutorul firului de culoare neagră, dintre PIN-2 și A0 cu cel alb iar dintre PIN-3 și PWM9 cu cel roșu. Programul din Anexa 4 a fost încărcat direct pe placă folosind bootloader și conectorul USB. Alimentarea cu tensiune a plăcii a fost făcută tot cu ajutorul mufei USB. Tensiunea de intrare a convertorului DC-DC a fost obținută de la o sursă de tensiune variabilă, cu un curent maxim debitat de 12A. Rezultatele experimentale au putut fi vizualizate cu ajutorul unui osciloscop cu patru canale, din care au fost necesare doar două: pe primul canal a fost măsurată tensiunea de ieșire reglată a convertorului iar pe al doilea canal a fost citit semnalul de comandă PWM al regulatorului. În toată perioada de studiere a sistemului real, au fost efectuate foarte multe experimente practice cu ajutorul cărora s-au pus în evidență comportări ale sistemului în situații diferite precum: modificări ale tensiunii de intrare, ale referinței, ale perturbațiilor dar și a unor parametrii interni cum ar fi rezistența de sarcină. Mai jos sunt prezentate doar o mică parte a experimentelor precizate anterior:

În Figurile 4.15a, b și c sunt ilustrate rezultatele experimentale(ieșirile sistemului și comenzile regulatorului) pentru cele trei tipuri de regulatoare(P, PI și PID) proiectate în capitolul 3 de control, mai exact în secțiunea 3.1.1. Parametrii de acord ai regulatoarelor pot fi văzuți în Tabelul 3.2.

Regulatorul proporțional oferă performanțe foarte dezamăgitoare, după cum era prevăzut, nici măcar valoarea de regim staționar impusă ca referință(5V) nu este atinsă. În acest caz, nici nu mai este necesară analizarea celorlalte performanțe, deoarece acest tip de regulator este evitat din start în proiectarea acestor tipuri de sisteme. În Figura 4.15b se poate vedea că problema reglării este rezolvată. Astfel, principala performanță impusă sistemului este îndeplinită, ieșirea sistemului luând valoarea 5V după un regim tranzitoriu. Același lucru se întâmplă și în cazul regulatorului de tip PID. Problema reglării este îndeplinită cu succes, dar în plus față de de cazul precedent, regulatorul PID oferă un plus de performanțe în regimul tranzitoriu, durata de evoluție a semnalului de ieșire în acest regim fiind înjumătățită. În toate cele trei situații testate, tensiunea de ieșire nu prezintă suprareglare, lucru benefic în implementarea pe scară largă a acestui sistem, deoarece o suprareglare foarte mare a tensiunii obținute ar putea deteriora sau chiar distruge, de exemplu, anumiți consumatori casnici conectați la sistem.

A fost pusă în evidență, în Figura 4.15d, și rejecția perturbațiilor, realizată cu ajutorul regulatorului PID. A fost modificată tensiunea de intrare de patru ori, de la 1V la: 1.5V, 0.5V, 1.5V și 0.5V. Perturbațiile au fost rejectate foarte rapid, mărimea de ieșire revenind la valoarea de 5V.

5. Concluzii

Scopul principal al acestei lucrări științifice, acela de a modela, simula și controla un sistem de conversie a energiei eoliene a fost atins cu succes.

Astfel, în Capitolul 2 au fost modelate matematic toate cele cinci componente principale ale sistemului: turbina eoliană, generatorul sincron cu magneți permanenți, puntea de diode redresoare, convertorul DC-DC ridicător de tensiune și invertorul trifazt. Cu ajutorul modelelor, tot în același capitol, a fost posibilă realizarea simulării sistemului în circuit deschis.

Capitolul 3 a presupus folosirea cunoștințelor teoretice de automatică, teoria sistemelor, control și lucrul cu mediul de simulare Matlab/Simulink. Astfel, a fost rezolvată problema controlului sistemului prin proiectarea a două regulatoare PID. Cu ajutorul acestora, au fost obținute rezultate ale simulării sistemului în circuit închis.

Un alt scop important al lucrării a fost acela de a aplica în practică numeroase cunoștințe teoretice dobândite de-a lungul anilor de studiu. În aceast sens, o componentă a sistemului, din cele cinci studiate în Capitolul 2(convertorul DC-DC) și regulatorul PID aferent acesteia, proiectat în Capitolul 3, au fost implementate fizic. În cadrul acestei implementări practice, au fost aplicate cunoștințe de sisteme incorporate, electronică și proiectare de cablaje imprimate.

În final, rezultatele simulării numerice ale sistemului în buclă închisă realizată în Simulink au fost comparate cu rezultatele experimentale obținute cu ajutorul implementării practice, acestea fiind aproximativ identice.

Ca și direcții viitoare, doresc să implementez structuri de control care să ofere sistemului de captare a energiei eoliene performanțe superioare față de cele studiate și implementate în cadrul acestui proiect. O altă propunere este să implementez practic invertorul trifazat și cu ajutorul unui generator sincron cu magneți permanenți adecvat ales, să obțin rezultate experimentale ale sistemului cu implementare practică extinsă.

6. Anexe

Anexa 1

Scriptul Matlab folosit pentru validarea modelului matematic al convertorului DC-DC

clear all;

close all;

clc;

R=1; %rezistența de sarcină [Ohm]

L=10e-6; %inductanța bobinei [H]

C=1000e-6; %capacitatea condensatorului [F]

d=0.5; %factorul de umplere al semnalului PWM

Ac=[0 (d-1)/L; (1-d)/C -1/(R*C)] %matricea stărilor

Bc=[1/L; 0] %matricea intrărilor

Cc=[0 1] %matricea ieșirilor

Dc=[0] %matricea cuplării intrare-ieșire

sys_ss=ss(Ac, Bc, Cc, Dc) %modelul intrare-stare-ieșire al sistemului

figure(1)

step(sys_ss)

[num_tf, den_tf]=ss2tf(Ac, Bc, Cc, Dc);

sys_tf=tf(num_tf, den_tf) %modelul intrare-ieșire al sistemului

figure(2)

step(sys_tf)

Anexa 2

Sriptul Matlab folosit pentru setarea parametrilor constanți ai SCEO

clear all;

close all;

clc;

%Parametrii turbină+regulator pitch+generator

Pm=1500; %Puterea mecanică nominală de ieșire a turbinei eoliene [W]

Vwb=12; %Viteza de bază a vântului [m/s]

R=0.6; %Raza turbinei eoliene [m]

ro=1.2047; %Densitatea aerului la temperatura de 20°C [kg/m3]

wb=300; %Viteza unghiulară de bază a generatorului [rad/s]

f_pid_pitch=40000; %frecvența de lucru a regulatorului PID(de unghi pitch) [Hz]

u_pitch_min=-45; %unghiul pitch minim [grade]

u_pitch_max=45; %unghiul pitch maxim [grade]

%Parametrii convertor DC-DC+regulator

L=10e-6; %inductanța bobinei convertorului [H]

C=10000e-6; %capacitatea condensatorului convertorului [F]

R_cont=1; %consumatorul de c.c al convertorului [Ohm]

f_pid_dc=40000; %frecvența de lucru a regulatorului PID(al convertorului) [Hz]

f_pwm_dc=20000; %frecvența semnalului PWM generat de regulator [Hz]

%Parametrii invertor+generator PWM+filtru LC

f_pwm_inv=20000; %frecvența semnalelor PWM de comandă [Hz]

f_ies_inv=60; %frecvența tensiunii de ieșire [Hz]

ma=1; %indicele de modulație al generatorului PWM

L1=1e-3; %inductanța bobinei L1 a filtrului [H]

L2=1e-3; %inductanța bobinei L2 a filtrului [H]

L3=1e-3; %inductanța bobinei L3 a filtrului [H]

C1=1000e-6; %capacitatea condensatorului C1 al filtrului [F]

C2=1000e-6; %capacitatea condensatorului C2 al filtrului [F]

C3=1000e-6; %capacitatea condensatorului C3 al filtrului [F]

R_alt=1; %consumatorul de c.a al invertorului [Ohm]

Anexa 3

Sriptul Matlab folosit pentru calcularea valorilor componentelor electronice ale convertorului DC-DC

clear all;

close all;

clc;

Vies=5 %tensiunea de ieșire dorită [V]

Iies=5 %curentul de ieșire dorit [A]

Ries=Vies/Iies %calculul rezistenței de sarcină [Ohm]

Vint=1 %tensiunea de intrare [V]

D=1-(Vint/Vies) %calculul factorului de umplere al semnalului de comandă PWM

fs=20000 %frecvența de comutație a semnalului de comandă PWM [Hz]

deltaVies=0.2 %riplul dorit al tensiunii de ieșire [V]

C=(Iies*D)/(fs*deltaVies) %calculul capacității condensatorului [F]

deltaIies=0.8*Iies %riplul dorit al curentului de ieșire [A]

L=(Vint*D)/(fs*deltaIies) %calculul inductanței bobinei [H]

Vd=0.6 %tensiunea de deschidere a diodei [V]

Dpierd=Vd*Iies*(1-D) %puterea disipată pe diodă [W]

Anexa 4

Programul C al regulatorului PID

#define PIN_INPUT A0 //definirea pinului A0 pentru citirea tenisunii

#define PIN_OUTPUT 9 //definirea pinului 9 pentru ieșirea PWM-ului

double

kP = 1.8, //constanta de proporționalitate

kI = 360, //constanta de integrare

kD = 0.00225; //constanta de derivare

double

P = 0, //element proporțional

I = 0, //element integrator

D = 0; //element derivator

double PID = 0; //comanda PID

long lastProcess = 0;

double error = 0;

double lastVoltage=0;

double setPoint=5; //mărime de referință

void setup()

{

Serial.begin(9600); //setarea vitezei de comunicație serială

pinMode(PIN_INPUT, INPUT);

pinMode(PIN_OUTPUT, OUTPUT);

TCCR2B = TCCR2B & B11111000 | 0x02; //setare prescaler timer1 1:8

OCR2A =99; //(must be <256) Output Compare Units ales pentru realizarea frecvenței de 20KHz

TCCR2B |= (1 << WGM22); //ștergere Timer on Compare Match (CTC) Mode

//Setare timer2 pentru: No clock source (Timer/Counter stopped)

TCCR2B |= (0 << CS20);

TCCR2B |= (0 << CS21);

TCCR2B |= (0 << CS22);

TCCR2A |= (1 << WGM21);

}

void loop()

{

int sensorValue = analogRead(PIN_INPUT);//citirea tensiunii pe rezistența de sarcină pe pinulA0

float Input = sensorValue * (20.0 / 1023.0); //aplicarea unei rezoluții software

error = setPoint – Input; //calulul erorii

float deltaTime = (millis() – lastProcess) / 1000.0; // calcul perioada de esantionare

lastProcess = millis();

P = error * kP; //calcul element proporțional

I += (error * kI) * deltaTime; //calcul element integrator

D = (lastVoltage – Input) * kD / deltaTime; //calcul element derivativ

lastVoltage = Input;

PID = P+I+D; //calculul comenzii analogice prin sumarea celor trei elemente PID

analogWrite(PIN_OUTPUT, PID); //scrierea valorii comenzii de tip PWM pe pinul 9

//vizualizarea grafică a referinței impuse și a tensiunii de ieșire pe monitorul serial

Serial.print("SetPoint = " );

Serial.print(setPoint);

Serial.print(" Input = " );

Serial.println(Input);

}