Invertor AC-DC de 500w 12v-110v pentru aplicații îndomeniul servomotoarelor [301941]

Universitatea „Politehnica” [anonimizat]-DC de 500w 12v-110v pentru aplicații îndomeniul servomotoarelor

Proiect de diplomă

Prezentată ca cerință parțială pentru obținerea titlului de Inginer în domeniul Electronică și Telecomunicații programul de studii Electronică aplicată

Conducător științific Absolvent: [anonimizat] 2017

Cuprins

Cap. 1Invertoare c.c. – c.a. Generalități

1.1.Definiții- Clasificare

1.2 Invertoare monofazate

1.2.1 Invertoare tip paralel

1.2.2 Invertor cu tensiune sintetică

1.2.3 Invertoare monofazate În punte cu bobine cuplate magnetic cu priză mediană

1.2.4 Invertoare monofazate cu  tiristor auxiliar de stingere

1.4. Invertoare autonome cu tranzistoare in contratimp

Cap 2. Analiza, [anonimizat] c.c.-c.a.

2.1 Invertoare rezonante

2.1.1 Invertoarele rezonante cu circuit rezonant serie

2.1.2 Invertoare rezonante cu circuit rezonant paralel

2.2 Modelarea și simularea invertoarelor rezonante

Cap. 3 Descrierea teoretica a [anonimizat]

3.1. Circuitul astabil cu temporizatorul 555

3.2. CIRCUIT DE AMPLIFICARE “PUSH – PULL” CU TRANZISTOARE BIPOLARE COMPLEMENTARE

3.4. TEC-[anonimizat]

3.5 Snubber Circuit

3.5.1 Snubber for a flyback converter

3.5.2 [anonimizat]. 4 Elemente de proiectare și simulare a [anonimizat] 12V- 220V

4.2 Simularea comaparatorului cu fereastră folosind LM555

4.3 Simularea circuitului de amplificare în curent „push-pull” cu tranzistor bipolar

4.4 Proiectarea etajului final de putere cu TECMOS și dimensionarea circuitului de protecție tip „snubber”

Invertoare c.c. – c.a. [anonimizat] a transmite energie electrică: [anonimizat]. O baterie este cea mai comună sursă de energie ce este foarte folosită în circuite digitale distribuind o tensiune și un curent constant. Thomas Edison inventatorul becului a fost primul care a transmis energie folosind curentul continuu. Tehnologia de atunci nu era capabilă să transmită energie electrică pe distanțe mari. Ecuația de mai jos demonstrează cum tensiunea înaltă este necesară pentru a minimaliza pierderea de putere. [1]

V = I·R ,

P = · R =

Când tensiunea este mărită curentul descrește și totodată pierderea de putere este minima. Așadar transportul energiei electrice la tensiuni mari scade substanțial pierderile de putere. Curentul alternativ s-a dovedit a fi mult mai eficient pentru transmiterea energiei electrice pe distanțe mari alternând între două tensiuni la frecvența specifică făcând facil ulterior coborând sau crescând tensiunea folosind un transformator.

[anonimizat], dispozitive medicale și iluminare. Așadar a fost necesar realizarea unui dispozitiv care poate transforma curentul continuu în curent alternativ și vice versa. [anonimizat].

În lumea aceasta modernă electricitatea are un imens control asupra numeroaselor activități zilnice cum ar fi în domeniul casnic și industrial. Energia electrică poate fi generată de la distribuitor până la consumator în diferite moduri incluzând utilizarea apei, vântului, energiei solare și energia nucleară este de asemenea o sursă de electricitate.

Majoritatea echipamentelor electrice funcționează în curent alternativ dar circuitele lor interne funcționează în curent continuu. Prin urmare curentul alternativ este transformat în curent continuu. Orice dispozitiv care funcționează în curent continuu poate fi folosit atunci când rețeaua principală nu funcționează conectându-le la baterii. Așadar bateriile reîncărcabile pot fi folosite în aceste situații pentru a se reduce costurile. Invertorul este folosit pentru a alimenta un dispozitiv care nu are facilitatea de a se conecta la o rețea de curent continuu sau acesta necesită curent alternativ pentru a putea fi operațional. Folosirea dispozitivelor semiconductoare cum ar fi tranzistoarele bipolare care sunt folosite pentru amplificarea dar și tranistoarele MOSFET ca și întrerupătoare de putere, fac invertorul un dispozitiv ideal prin care se obține curent alternativ.

1.1.Definiții- Clasificare

Invertorul este un dispozitiv care transformă energia electrică din curentul continuu în curentul alternativ, folosind circuite și dispozitive electronice. O aplicație clasică este de a transforma tensiunea de la o baterie in curent alternativ ce poate fi folosit pentru alimentarea unei locuințe folosind dispozitive AC atunci cand curentul alternativ nu este accesibil sau disponibil. Invertoarele au devenit din ce în ce mai populare în ultimii ani datorită necesității acestora în domeniul energiei regenerabile cum ar fi de exemplu energia solară, invertoarele fiind indispensabile acestor ecosisteme.

Rețeaua de c.a trebuie sa fie suficient de puternică,astfel încât să mențină constantă tensiunea și frecventa, adică să schimbe orice cantitate de energie activă și reactivă.Există domenii de activitate ,în acționări, alimentare de siguranță , în care se transformă energia de c.c în energie de c.a sau sursa de c.c lucrează în tampon cu rețeaua de alimentare ,unde  comutația dispozitivelor se face forțat. La convertoarele cu comutație forțată (invertoare ,variatoare de tensiune continuă), sunt necesare elementele pasive de tip condensator sau/și inductanță care să acumuleze energie reactivă.

Invertoarele se pot clasifica dupa mai multe criterii.

După modul cum se face comutația ,pot fi:cu comutație naturala și cu comutașie forțată.

După modul de transmitere a puterii pe sarcină pot fi autonome , în neautonome, în care pe sarcină  transmit putere mai mult convertoare . Exemple de invertoare neautonome: invertoarele cu comutație naturală  care lucrează în regim de frână recuperativă. În acest caz ,asupra circuitului se impun condiții de fază , amplitudine și frecvență.

După caracterul sursei de alimentare: invertoare de curent și  invertoare de tensiune. La invertoarele de curent se impune forma curentului prin sarcină, forma tensiunii depinde de natura sarcinii, iar la invertoarele de tensiune se impune forma tensiunii pe sarcină,iar forma curentului depinde de natura sarcinii.

După modul  cum se face blocarea tiristoarelor, invectoarele pot fi: cu stingere individuală cu stingere comună și cu stingere între faze .

După numarul fazelor ,invertoarele pot fi: monofazate și polifazate de obicei trifazate .În funcție de intervalul de timp în care conduc dispozitivele, invertoarele trifazate pot fi: cu pauză de curent ,în care dispozitivele conduc o treime din peioadă, ceea ce corespunde la 120  electice .În acest caz avem trei dispozotive în conducție în orice moment; invertoarele fără pauză de curent , în care dispozitivele conduc o jumătate din perioadă , ceea ce corespunde la 180 electrice .În acest caz avem trei dispozitive în conducție în regim staționar. În funcție de modul cum sunt conectate elementele de comutație de tip LC, există mai multe variante de iinvertoare trifazate

După modul cum se face blocarea tiristoarelor ,invertoarele pot fi cu tranzistoare , cu tiristoare și hibride. La invertoarele cu tranzistoare nu sunt necesare elemente de comutație de tip LC, deoarece dispozitivele se blochează la încetarea impulsului de comandă pe bază.La invertoarele cu tiristoare sunt necesare elemente de comutație de tip LC .Combinând avantajele de la invertoarele cu tranzistoare și cele de la invertoarele cu tiristoare , se obțin invertoare hibride.

După modul cum se face comutația invertoarelor pot fi: cu comutație proprie în care energia reactivă este furnizată de convertor (de sistem) și cu comutație externă , în care energia reactivă necesara comutației este luată din afara sistemului, de exemplu invertoarele cu comutație de la sarcină cu circuit reonant.

După modul cum este aproxima sinusoida, invertoarele pot fi cu  tensiune de ieșire sintetică, cu modulatie de lățime care poate  fi cu un puls sau cu mai multe pulsuri și cu modulație sinusoidala. Invertoarele cu modulație de lățime pot fi cu modulație de tip chopper și cu modulație de tip invertor [3]

1.2 Invertoare monofazate

1.2.1 Invertoare tip paralel

La acest invertor condensatorul de comutație  se conecteză în paralel pe dispozitivul care se blochează.Totodată condensatorul C prin transformatorul Tr este conectat în paralel pe sarcină de aici și denumirea de paralel .

Fig.1.1 Invertor tip paralel [3] Fig.1.2 Formele de undă[3]

Pentru studiul invertorului se fac urmatoarele ipoteze simplificatoare: dispozitivele semiconducatoare. Transformatorul și condensatorul sunt elemente ideale . Secundarul și înfășurările primare au aceleași numar de spire,  inductanța L în serie cu sursa de alimentație  este suficientă de mare ,astfel încât curentul absorbit de la sursă să fiee constant.

Funcționarea convertorului  . Pentru analiză presupunem tiristorul Tl în conducție .În acest caz, condensatorul C se încarcă cu plus pe placa „a ” ( polaritatea indicată în paranteză) prin circuitul format din sursă, inducția L, înfășurarea primară din dreapta ,tiristorul T1, iar datorită acțiunii de autotransformator la bornele condensatorului avem o tensiune dublă. Pentru stingerea tiristorului T1 se comadă tiristorul T2. La comanda tiristorului T2, tensiunea condensatorului C se polarizează invers tiristorul T1 și se blochează ( minusul este aplicat anodului, iar plusul se aplică prin tiristorului T2, catodului lui T1). Condesnnatorul C se descarcă, apoi se încarcă cu polaritatea opusă. Pentru a stinge tiristorul T2, se comandă tiristorul T1. [3]

Figura 1.3 Invertor paralel îmbunătățit [3]

Deoarece tiristoarele sunt pricnipale transportă curentul de sarcină și se sting reciproc se numesc tiristoare complementare. Pentru blocarea tiristorului este necesar ca timpul de polarizare inversă să fie mai mare dact timpul de revenire dat in catalog. Datorită circulatiei curentului prin înfasurarile primare la comanda tiristoarelor in secundar, deci in sarcină se schimbă sensul curentului. In momentul intrarii si ieșirii din conducție a tiristorului curentului prin tiristor prezinta un salt care se datorește curentului de revenire inversă a tiristorului. Timpul de polarizare inversa depinde de sarciuna. In cazul unei suprasarcini , tiristorul care a condus nu se blocheaza, ambele tiristoare ramân în conducție. În figura 1,3 este prezentat un inverotr cu performanșe înbunătățite prin conectarea diodelor D1 și D2. Valoarea condesnatorului C necessr comutației se micșorează. La analiza invertorului de tip paralel, condesnatorul de comutație se descarcă pe înfășurările primare în regim staționar prin conectarea D1 și D2 este înlăturat acest dezavantaj. Diodele D1 și D2 nu influențează funcționarea invertorului. În acest circuit inductanța mult mai mică ca in cazul precedent și condesnatrul C a cărei perioadă de oscilație trebuie să fie mult mai mare decat tQ.[3]

Functionarea Invertorului. Pentru analiză presupunem în conducție tiristorul T1. În acest caz condesnatorul C este încărcat la valoare 2E ( cu polaritatea indicată fără paranteză ). Circuitul de în ccărcare este cel din cazul precedent, la comanda tiristorului T2 tensiunea de pe condensatorul C polarizează invers tiristorul T1, iar dacă timpul de polarizare inversa este mai mare decât timpul de revenire atunci tiristorul T1 se blochează. Condesatorul C se descarcă rezonant prin circuitul format din tiristorul T2, inductanța L, dioada D1 și infășurarea n din stânga. Tensiunea la bornle condesnatorului inversându-și polaritatea. Când curentul prin buclă are valoarea maximă, tensiunea de autoinducție deschide dioda D2 și energia înmagazinată in indcutanșa L se consumă pe circuitul format din tiristorul T2, inductanța L, dioada D2, înfășurarea n din dreapta. Tiristorul T2 rămâne in conductie pânâ când curentul prin buclă scade sub valoarea curentului de menținere Ih, apoi tiristorul T2 seblochează.

Datorită inductanței reflectate în primar și a inductanțelor din primar se menține circulația curentului pe bucla respectivă. Deoarece tiristorul T2 s-a blocat, calea de închidere a curentului va fi dioda D2. Infasurarea n2 din dreapta primarului, sursa de alimentare, restituind o parte din energie sursei din curentul reactiv. Cat timp conduce dioda D2 tiristorul T2 este polarizat invers, iar pentru a obtine tensiune pe sarcina, trebuie comandat din nou tiristorul T2. Din funcționare deducem că tiristoarele din circuit sunt tiristoare principale și auxiliare, deci sunt tiristoare complementare.

Pentru a asigura funcționarea corectă a convertorului tiristoarele din circuit trebuie să se comande cu un tren de impulsuri sau cu impuls dreptunghiular de lățime suficient de mare, astfel încât în momentul în care energia acumulată în inductanțele circuitului s-a consumat pe poarta tiristorului să existe semnal de comandă. Valorile elementelor de comutație sunt date de relațiile:

C= ( 1.1)

L= ( 1.2)

unde Ic este valoarea maximă a curentului raportat la primar, iar ti este timpul de polarizare inversă. Pe palierul impulsului în special când frecvența este mică, condesnatorul C se descarcă, ceea ce necesită o valoare mai mare pentru funcționare. Pentru a evita această descărcare se pot conecta în circuit diodele D3 și D4, reprezentate în figura 1.3. În acest mod se poate micșora valoarea condensatorului necesar co

1.2.2 Invertor cu tensiune sintetică

Forma tensiunii de ieșire la un invertor este a unui Impuls dreptunghiular, care Prezintă un spectru mare de armonici. Pentru a obține fundamentala trebuie să conectăm un filtru trece jos, Având componente de valoare mare. Pentru ca tensiunea de ieșire să conțină cât mai puține armonici, Sinusoidă se aproximează cu mai multe plusuri dreptunghiulare.   în figura 1.4 . se prezintă schema unui invertor cu tensiune de ieșire sintetică în care sinusoida se poate aproxima cu 3 sau 5 impulsuri pe alternanță,  deci  cu  șase sau zece pulsuri pe o perioadă, în funcție de programul de comandă al tiristoarelor.

Figura 1.4. Invertor cu ieșire sintetică [3]

Dacă considerăm înfășurarea an ca fiind cea mai mare se pot alege raporturile:

= 0,265 ( 1.3)

= 0,735 ( 1.4)

astfel încât să se anuleze armonicile de ordinul 3 și 5,  iar datorită simetriei se anulează și armonicile de ordinul 7 și 9 , astfel încât prima armonică diferită de zero este de ordinul unsprezece. În acest caz tensiunea de ieșire este de formă :

u (ω t) = [ sin ωt ++… (1.5)

1.2.3 Invertoare monofazate În punte cu bobine cuplate magnetic cu priză mediană

În figura 1.5.a este prezentat invertorul în care bobinele de comutație sunt cu priza mediană,  iar în figura 1.5.b sarcina este cuplată prin transformator.

Figura 1.5 Invertor în pune cu bobine de comutație cuplate magnetic cu priză mediană: a. Sarcina cuplată direct. b . Sarcina cuplată prin transformator [3]

Funcționarea convertorului. Presupunem circuitul Simetric. În acest caz, la punerea sub tensiune, condensatoarele se încarcă cu polaritatea plus pe placa ”a” și putem scrie relatiile:

+ = E ( 1.6 )

+ = E ( 1.7 )

Dacă se amorseaza tiristoarele T1 și T2, atunci tensiunile pe condensatoare vor fi ( neglijând căderile de tensiune pe inductanțe și dispozitive) :

= = 0 ( 1.8 )

= = E ( 1.9 )

Analizăm comutatia tiristoarelor T1 și T4.  procesul de comutație dintre celelalte două tiristoare complementare este similar.

Tactul 1 începe în momentul apăsării tiristorului T4, condensatorul c se descarcă rezonant prin circuitul format din:  inductanta L,  tiristorul T4 datorită cuplajului Dintre bobinele L1 și L4, Se induce in punctul c o pensiune în sens de blocare a tiristorului T1. Din momentul amor serii tiristorului T4 condensatorul C1 se încarcă la valoarea E iar tensiunea pe c4 scade de la E la valoarea 0.

Tiristorul T1 este polarizat invers atât timp cât Vc4 > Vc1. Acest timp trebuie să fie mai mare decât timpul  de revenire al tiristorului dat în catalog. Curentul prin T4  este egal cu valoarea curentului de sarcină.

Tactul 2 începe atunci când dioda D2 începe să conducă. Energia stocată în inductanța L4 este disipată Prin circuitul format  din : D4, l4 și T4. Tactul ia sfârșit când curentul prin buclă este zero, iar tiristorul T4 s-a blocat.

Tactul 3 începe când tiristorul T4 s-a blocat. Dacă tiristoarele T1 și T2 nu se blochează simultan, ia naștere un curent de circulație, care se închide prin diodă și un tiristor. Curentul de circulație se înxhide pe bucla formată din dioda D3, tiristorul T1, sarcina sau pe bucla formată din tiristorul T2, dida D4 și sarcină. În momentul blocării tiristoarelor, curentul se închide pe bucla formată din dioda D4, sarcină, dioda D3, recuperând o parte din energia înmagazinată în procesul de comutație. Curentul transportat de diode este un curent reactiv.

Rezistențele R1,R2,R3,R4, în swrie cu diodele D1,D2,D3,D4, închid curenții de circulație sau reactivi și amortizează procesul de descărcare al condensatoarelor. Aceste rezistențe înrăutățesc randamentul deoarece consum putere activă. Valorile acestor rezistențe sunt cuprinse între 0,1 – 0,2 ohmi. Dacă sarcina este cuplată prin transformator, figura 4,8b aceste rezistențe pot fi înlocuite printr-o priză meediană a transformatorului. Valorile inductanței și condesnatorului de comutație sunt :

L= ( 1.10 )

C= ( 1.11 )

unde: t1 – este timpul de polarizare inversă ;

Em – este valoarea aximă a tensiunii de alimentare;

Is – este valoare de vârf a curentului de sarcină.

Pentru dimensionarea invertorului trebuie să ținem cont de :

criteriul timpului de revenire. Timpul de plarizare inversă în funcționare trebuie să fie mai mare decât timpul de revenire tq, dacă nu, tiristorul nu se blochează și invertorul ratează comutația. Punctul de funcționare critic se situează aici la tensiunea minimă a motorului  de c.c.

criteriul mersului în gol. Timpul de inversare a tensiunii pe condesnatorul de comutație tC, trebuie să fie întotdeauna mai mică decât T/3, dacă nu, comutația dispozitivelor va fi perturbată ( T esteperioada sarcinii ). Punctul de funcționare critic se găsește aici la frecvența maximă de mers în gol a mașinii.

criteriul de stabiltate. În timpul blocării tiristorului, tensiunea pe diode nu trebuie să fie pozitivă. Limita domeniului de funcționare se găsește aici la valoarea curentului mediu de mers în gol.

1.2.4 Invertoare monofazate cu  tiristor auxiliar de stingere

În figura 1.6 a este prezentat un invertor cu tiristor auxiliar de stingere în care tiristoarele T1…T4 sunt tiristoare principale, iar tiristoarele T11..T44 sunt tiristore auxiliare și de stingere.

Figura 1.6 Invertor monofzat în punte cu tiristor auxiliar de stingere: a. circuitul de bază ; b. formele de undă. [3]

Funcționarea invertorului. Presupunem că se comanda tiristoarele T1 și T2.  pentru a stinge tiristoarelor principale Avem două variante:  condensatoarele C1 și C2 se încarcă de la o sursă separată cu polaritatea indicată fără paranteze sau se încarcă prin circuitul existent.

Vom analiza procesul de inițializare și de stingere a utilizatorului T1.  Pentru celelalte dispozitive din circuit procesul se desfășoară în mod similar.  pentru stingerea tiristorului T1 se comandă simultan și tiristorul auxiliar t44. În acest caz, condensatorul C1 se încarcă cu polaritatea indicată fără paranteze pe bucla formată din sursa de alimentare, tiristorul T1,  inductanța L1 , Tiristorul T44. Când valoarea curentului prin bucla scade sub valoarea curentului de menținere hl3 torului t 44,  t44 Acesta se blochează natural.

Pactul 1 începe când se amorseaza tiristorul T11. Curentul din circuitul rezonant LC,  Forteaza curentul prin T1 să scadă la 0. Acesta poate fi considerat ca un curent invers pe bucla formată din T11,C, L și T11. Pactul 2 începe când dioda D1 intra in conductie, în momentul T1,  atunci curentul prin condensator devine mai mare decât valoarea curentului de sarcină. Din momentul de 1,  curentul condensatorului descarcă prin sarcină și buclă 2.  în intervalul de conductie  diodei D1, ( t3- t1 ), tiristorul T1 este polarizar invers și se blochează dacă timpul de polarizare inversă este mai mare decât timpul de revenire. Dioda D1 rămâne în conducție până când curentul prin condesnator este egal cu valoarea curentului de sarcină. [3]

Tactul 3 începe când dioda D1 se blochează. Capacitatea se încarcă prin sarcină, intervlul ( t3, t4). Acest tact ia sfârșit când tensiunea pe condesnator este egală cu tensiunea de alimentare.

Tactul 4 începe când tensiunea pe condesnator este mai mare decât tensiunea de alimentare, dioda 4 este polarizată direct, energia stocată în inductor este transferată condensatorului, care se încarcă la o valoare mai mare decât a sursei E. Tactul ia sfârșit când curentul prin condesnator este zero.

Ca dezavantaj al acestui circuit este valoarea mare a pantei DV/ DT , Curentul de încărcare a condensatorului trece prin sarcină și folosește un număr dublu de turist Oare în comparație cu schema in punte. La acest convertor tiristoarelor principale trebuie să fie rapide,   iar cele auxiliare pot fi normale.

1.4. Invertoare autonome cu tranzistoare in contratimp

Invertoare cu tranzistoare in contratimp. Aceste circuite functionează fiabil și cu randament ridicat la puteri între 10 W și 1 kW și, de aceea sunt cel mai larg răspândite. Energia acumulată în miez este evacuată de la sine după intrarea în conducție a celuilalt tranzistor, suplinind o parte din energia pe care sursa ar fi livrat-o sarcinii în prima parte a unui semiperioade.

Tranzistoarele pot fi conectate în conexiunea cu baza comună (fig.1.7a), colectorul comun (fig. 1.7b)sau emitorul comun ( fig .1.7c). În primele două circuite ,tranzistoarele comută mai rapid ,dar înfășurarea de reacție trebuie să furnizeze curent mare (a) sau tensiune mare (b) .Randamentul cel mai ridicat îl asigură conexiunea EC (c) , de aceea ea este folosită aproape în exclusivitate.[4]

În situația in care controlul frecvenței se face în circuitul colectorului , se folosesc transformatoare saturabile. La acestea inductanța L a înfașurării conectate între borna de alimentare și colectorul unui tranzistor scade mult când curentul de magnetizare prin ea , depășește valoarea /, deci crește întâi liniar, apoi mult mai rapid .

Pentru invertorul în contratimp cu tranzistoarele în conexiunea EC din fig. 1.7c aplicând teorema a II-a a lui Kirchhoff pe ochiul de rețea ce conține jumătatea superioară a primarului transformatorului, tranzistorul T1 și sursa și neglijând rezistența înfășurării, rezultă:

E= ,

unde Φ reprezintă fluxul magnetic prin secțiunea miezului transformatorului.

Integrând aceasta relație pe intervalul de conducție a acestui tranzistor se obține :

==

Figura 1.7 Invertor cu tranzistoare în contratimp: a. baza comună, b. colector comun, c. emitor comun [4]

(deoarece Φ crește de la – la + în intervalui ), unde A este aria miezului iar – inducția magnetică la saturație . Dacă circuitul este simetric ,T= , deci frecvența de lucru este :

f = = , (1.12)

relația folosită în proiectarea transformatorului.

Fig. 1.8 Ivertor cu un transformator aditional Fig. 1.9 Invertorul cu temproare RL[4]

Controlul frecvenței în circuitul bazei poate fi realizat ( fig.1.8) cu ajutorul unui al doilea transformator de putere mică (Tr2) saturabil . Curentul prin primarul acestuia crește lent pâna la atingerea saturației, apoi rapid, ceea ce mărește căderea de tensiune pe , scade , deci curentul prin tranzistor tinde să scadă și are loc comutația. Frecvența este determinată cu precizie pe și ,aproape independent de R, dar nu și de E . Transformatorul de putere nu ajunge la saturație , deci are pierderi mici, ceea ce permite atingerea unui randament ridicat.[4]

Invertorul cu temporizare RL (fig.1.9) funcționează pe aceeași principiu cu invertorul cu temporizare RC, dar circuitul de derivare C este înlocuit cu circuitul de derivare ( + ) L, deci constanta de timp este L/2. Soluția este utilizată mai ales cu L saturabilă, ceea ce reprezintă o variantă simplificată a invertorului cu două transformatoare.

În cazul invertorului cu temporizare LC (fig.1.10) , curentul circuitului rezonant LC se închide prin joncțiunea bază-emitor a tranzistorului care conduce și prin dioda conectată antiparalel cu intrarea tranzistorului blocat. Curentul prin circuitul oscilant este mult mai mare decât , deci tranzistoarele comută între blocare și saturație . Circuitul LC fixează frecvența mai precis decât cele RC sau LR, dar reglajul frecvenței este mai dificil.

Invertoare cu tranzistoare în punte . Circuitele din această categorie se obțin prin adăugare a încă două tranzistoare în orice timp de invertor în contratimp . Invertorul din fig 1.11 decurge din cel din fig 1.8. Rezistențele r1……r4 în serie cu bazele tranzistoarelor mișorează efectul dispersiei tensiunilor bază-emitor.

Pentru pornire ,circuitui activ este invertorul în contratimp T1-T2 ,iar dioda prezintă o rezistență mare fiind polarizată invers prin R1 și R2. După pornire, dioda prezintă o rezistență mică, fiind polarizată direct prin circuitele bazelor T1 sau T2.

Cap.2 Analiza, modelarea matematică, simularea și implementarea invertoarelor c.c.-c.a.

2.1 Invertoare rezonante

Invertoarele rezonante sunt invertoare cuplate la sarcină prin intermediul unui filtru trece bandă, realizat, de obicei, ca un circuit rezonant L-C serie, derivație sau mixt. Pentru obtinerea unui transfer maxim de putere, aceste invertoare lucrează la o frecvență de comutatie apropiată de frecvența de rezonanță a circuitului cuplat la ieșirea lor, format din sarcină și eventual un filtru L-C atașat[3-5] .

2.1.1 Invertoarele rezonante cu circuit rezonant serie

În figura 2.1 se prezintă configurațiile de tip punte și semipunte ale unui invertor rezonant cu circuit RLC serie [5]. Datorită faptului că frecvența de comutație diferă, de Ovidiu Aurel POP Teza de abilitare 31 regulă, față de frecvența de rezonanță a circuitului oscilant LC, dată de formula lui Thomson , tensiunea de ieșire și curentul de ieșire sunt defazate. Datorită acestui fapt, realizarea invertoarelor se bazază pe comutatoare bidirecționale în curent, care permit comutarea tensiunii fără a se inversa sensul curentului prin sarcină

Figura 2.1 Schema echivalentă a invertorului cu sarcină rezonantă serie. a) invertor rezonant în semipunte; b) invertor rezonant în punte[5]

Principiul de funcționare a acestor invertoare constă în aplicarea impulsurilor de tensiune dreptunghiulară asupra circuitului de ieșire, la o frecvență apropiată sau egală cu frecvența de rezonanță a circuitului oscilant LC. Considerând tranzistoarele de comutație ca si comutatoare ideale, circuitul de sarcină poate fi descris de ecuatia:

= + L + (2.1)

Utilizand transformata Laplace, în condiții inițiale zero, relația de mai sus devine:

(2.2)

Ca urmare, funcția de transfer a circuitului este:

= = sC (2.3),

unde :

este pulsația proprie de rezonanță a circuitului

reprezintă factorul de calitate al circuitului

(2.4)

= (2.5)

Reprezentarea în frecvență a modulului și fazei funcției de transfer descrisa de ecuația

2.5 este prezentată în figura urmatoare:

Figura 2.2 Diagrama Bode a circuitului rezonant serie pentru diferite valori ale factorului de calitate Q[5]

La frecventa de rezonanță, impedanța circuitului este egala cu R, însemnând ca tensiunea aplicată circuitului și curentul prin acesta sunt în fază. Acest lucru face ca, dacă frecvența de comutație a dispozitivelor semiconductoare este egală cu frecvența proprie de rezonantă, comutația acestora se face cu pierderi minime (soft-switching).

La frecvențe de comutație diferite de frecvența de rezonanță, tensiunea și curentul prin circuit nu mai sunt in fază, ceea ce duce la apariția pierderilor de comutație. La frecvențe mai mici decât frecvența de rezonanță L, efectul capacitiv este mai puternic decât efectul inductiv, ceea ce se numește comutație capacitivă, iar la frecvențe mai mari, unde efectul inductiv este mai puternic, fenomenul se numește comutație inductivă. Formele de undă ale curentului și tensiunii pe sarcină pentru comutația capacitivă a invertorului rezonant cu sarcină de tip serie sunt prezentate in figura 2.3.

Figura 2.3 Formele de undă ale curentului și tensiunii la bornele sarcinii [5]

2.1.2 Invertoare rezonante cu circuit rezonant paralel

Schema de principiu a acestor invertoare rezonante cu sarcină paralel, în punte sau semipunte este prezentată în figura 2.4, iar formele de undă ale curentului și tensiunii la bornele sarcinii sunt ilustrate în figura 2.5.

Figura 2.4 Schema echivalentă a invertorului cu sarcină rezonantă paralel. a) invertor rezonant cu sarcină paralel în semipunte; b) invertor rezonant cu sarcină paralel în punte[5]

2.2 Modelarea și simularea invertoarelor rezonante

În continuare se prezintă modelarea invertoarelor rezonante în semipunte ori punte de tranzistoare. Astfel, se propune un convertor rezonant ce urmează a fi modelat matematic pe baza relațiilor descrise de funcționarea acestuia. În urma modelului matematic propus, analitic sau pe baza ecuațiilor diferențiale, se realizează platforme Matlab de simulare a acestor invertoare. În final rezultatele obținute pe baza expresiilor matematice deduse și implementate în programul Matlab, sunt verificate cu ajutorul unor simulatoare dedicate simulării circuitelor electronice sau prin validări pe baza unor platforme experimentale.

2.2.1 Modelarea invertorului rezonant în semipunte

Schema circuitului analizat este prezentată în figura 2.6. Metodologia de modelare a invertorului în semipunte este prezentată in articolele [41], [42], [36] . Pe baza acesteia, ecuațiile matematice deduse pentru funcționarea circuitului sunt prezentate în cele ce urmează.

Figura 2.6 Schema invertorului rezonant în semipunte cu sarcină RL[5]

Pentru analiza acestui circuit au fost considerate patru intervale distincte de funcționare a invertorului, în funcție de stările de conducție și blocare a celor două comutatoare[6]. Astfel, în primul interval s-a considerat tranzistorul Q1 în conducție, iar tranzistorul Q2 blocat. Ecuațiile diferențiale ce se pot scrie în acest interval de funcționare precum și schema circuitului la care se reduce invertorul sunt prezentate în tabelul 2.1. Cel de-al doilea interval de funcționare a invertorului, începe odată cu blocarea tranzistorului Q1.[5]

Tabel 2. 1 Ecuațiile matematice și schemele echivalente ale invertorului rezonant cu sarcina R-L în cele trei intervale de funcționare[5]

Pe baza acestor ecuații diferențiale deduse pentru fiecare din cele patru intervale de lucru ale invertorului și prezentate în tabelul 2.1, s-a implementat o platformă Matlab de simulare care să permită vizualizarea formelor de undă corespunzătoare tensiunilor pe cele patru condensatoare, precum și a curentului prin bobină circuitului de sarcină. Platforma Matlab permite vizualizarea formelor de undă atât în regim permanent cât și în regim tranzitoriu, dispunând de o interfață grafică cu ajutorul căreia se pot modifica parametrii circuitului. Rezultatele obținute în urma simulării Matlab a invertorului sunt prezentate în figurile ce urmează, pornind de la următoarele valori ale elementelor circuitului, valori prelevate de la un sistem funcțional: tensiunea de alimentare E=310V, = = 680nF, = = 22nF, R = 3Ohm, L = 39,5uH, perioada de conducție a unui tranzistor = 18us, timpul mort între cele două semnale de comandă dt = 2us. Astfel, perioada de comutație a tranzistoarelor este = 2·, iar perioada de rezonanță

este: = =

In studiul de modelare realizat de O. Pop[7] cu privire la analiza si simularea unui invertor în semipunte se prezință rezultatele obținute la simularea Matlab a modelului invertorului în semipunte, rezultate ce sunt comparate cu cele obținute prin simulări in Simulink.

În figurile 2.7 și 2.8 sunt prezentate rezultatele obținute în urma simulării invertorului rezonant în semipunte atât în regim de funcționare tranzitoriu cât și permanent. Platforma Matlab implementată returnează formele de undă caracteristice mărimilor de interes cum ar fi: curentul prin bobină, tensiunea pe condensatoarele C2 și C3 și tensiunea comutată de fiecare tranzistor prin reprezentarea tensiunilor pe condensatoarele C4 și C5. Putem spune astfel că această platformă poate fi utilizată înaintea proiectării unui astfel de invertor. Returnarea formelor de undă, precum și controlul parametrilor circuitului din interfața grafică, reprezintă un tool folositor în vederea simulării și proiectării invertoarelor rezonante în semipunte.

Figura 2. 7 Formele de undă obținute în urma simulării Matlab a invertorului în regim tranzitoriu [5]

Figura 2.8 Formele de undă obținute în urma simulării Matlab a invertorului în regim permanent[5]

În cazul în care invertorul rezonant este utilizat în sistemele de încalzire prin inducție, între inductanța de sarcină și obiectul suspus încălzirii se formeaza un circuit magnetic cuplat, al cărui parametri depind de tipul sarcinii, distanța dintre inductanța de ieșire și obiect, etc.

Astfel pornind de la platforma Matlab implementată și prezentată anterior s-a realizat o simulare a acestor invertoare rezonante în buclă închisă. În cadrul acestei platforme de simulare, s-a implementat un algoritm care, în eventualitatea modificării parametrilor circuitului rezonant, să modifice frecvența de comutație în concordanță cu modificarea frecvenței proprii de rezonață a circuitului. Rezultatele obținute în urma simulării circuitului fără și cu algoritmul de reglaj al frecvenței de comutație sunt prezentate în figurile următoare.

Pentru a valida rezultatele obținute în urma simulării invertorului cu platforma Matlab implementată, s-a trecut la o simulare a acestui circuit cu ajutorul simulatoarului specializat Simulink. Condițiile de simulare și valorile componentelor au fost considerate aceleași ca și în simularea cu platforma Matlab.

Figura 2.11 Schema de simulare a invertorului în programul Simulink[5]

Figura 2.12 Formele de undă ale curentului (jos) și tensiunii (sus) pe sarcină obținute în urma unei simulări

Simulink a invertorului [5]

Capitolul 3. Descrierea teoretica a elementelor de circuit din cadrul sistemului invertor DC – AC

3.1. Circuitul astabil cu temporizatorul 555

În circuitul oscilatorului LM555 din figura de mai jos (fig.3.1.a), pinul 2 și pinul 6 sunt conectate împreună, permițând circuitului să declanșeze din nou și din nou pe fiecare ciclu și să funcționeze ca un oscilator independent. În timpul fiecărui ciclu de încărcare al condensatorului C1 se încarcă prin ambele rezistoare de temporizare, R1 și R2, dar se descarcă numai prin rezistorul R2, respectiv cealaltă parte a rezistorului R2 care este conectat la terminalul de descărcare al pinului 7.

Fig.3.1.a Circuitul Astabil cu LM555 – schema de baza[8]

Fig.3.1.b Circuitul Astabil cu LM555 – forma de undă [8]

Condensatorul se încarcă până la 2/3 Vcc (limita superioară a comparatorului) care este determinată de combinația 0.693 (R1 + R2) C și se descarcă de la sine până la 1/3 Vcc (limita inferioară a comparatorului) determinată de 0,693 (R2•C ). Aceasta are ca rezultat la ieșire o formă de undă al cărei nivel de tensiune este aproximativ egal cu Vcc – 1.5V și ale cărui perioade de oscilație "ON" și "OFF" sunt determinate de combinațiile de condensatoare și rezistoare. Perioadele individuale necesare pentru completarea unui ciclu de încărcare și descărcare a ieșirii sunt, prin urmare:

(3.1)

C (3.2)

Unde, R este în ohmi și C in Farazi.

Atunci când este conectat ca un oscilator astabil, ieșirea oscilatorului va continua să se încarce și să se descarce pe o perioadă nedeterminată între 2 / 3Vcc și 1/3Vcc până când alimentarea cu energie electrică este oprita sau deconectată. La fel ca în regim oscilatoriu monostabil, acești timpi de încărcare și descărcare cât și frecvența sunt independente de tensiunea de alimentare.

Durata unei perioade de oscilație completă a oscilatorului este egală cu suma celor două momente individuale în care încărcările și descărcările condensatorului sunt adunate și sunt date ca:

T == 0.693()•C (3.3)

Frecvența de ieșire a oscilațiilor poate fi aflată prin inversarea ecuației de mai sus pentru un ciclu complet, din care rezultă ecuația finală pentru frecvența de ieșire a unui oscilator astabil al circuitului LM 555:

Ecuația frecvenței oscilatorului

f = = (3.4)

Prin modificarea constantei de timp a unei singure combinații RC, ciclul de funcționare cunoscut mai bine ca raportul "Mark-to-Space" al formei de undă de ieșire poate fi setat cu precizie și este dat ca raportul rezistorului R2 la rezistența R1. Ciclul de funcționare al oscilatorului 555, care reprezintă raportul dintre timpul "ON" și timpul "OFF", este dat de:

Ciclul de funcționare al oscilatorului ( duty cycle)

Duty cycle = = % (3.5)

Ciclul de oscilație nu are unități deoarece este un raport, deaceea este exprimat ca procent (%). Dacă ambele rezistoare de temporizare, R1 și R2 sunt egale ca valoare, atunci ciclul de funcționare a ieșirii va fi de 2: 1, adică 66% timp de pornire și 33% timp de dezactivare în raport cu perioada

3.2. CIRCUIT DE AMPLIFICARE “PUSH – PULL” CU TRANZISTOARE BIPOLARE COMPLEMENTARE

Primul transistor este de tip NPN în conexiune colector comun iar cel de jos este un transistor PNP în conexiune colector comun. Acest circuit este numit cicuitul PUSH- PULL sau amplificatorul PUSH PULL.

Fig.3.2(a) Circuit cu tranzistoare (b) Tensiunea de ieșire va fi 3.2v[8]

in conexiunea colector comun

Stadiul Push-Pull poate fi conectat la ieșirea unui microcontroler pentru a obține un current de bază mai mare, așa cum se arată în Fig. 3.2b . Stadiul Push-Pull nu crește tensiunea – tensiunea este puțin mai mică decât tensiunea de alimentare a microcontrolerului, dar curentul va fi mărit cu un factor de aproximativ 100 până la 200. Tensiunea de ieșire este redusă cu 0,6v datorită scăderii de tensiune a bazei-emitor și ieșirea teniunii microcontrolerului este de aproximativ 0,3v mai mică decât linia de alimentare. Acest lucru se întâmplă atât pentru HIGH cât și pentru LOW, făcând ieșirea 0.3 + 0.6 + 0.3 + 0.6 = 1.8v mai mică decât alimentarea 3.2v în impuls.[8]

Există aplicații în care este necesară compararea simultană a tensiunii de intrare cu două tensiuni de referință, pentru a verifica dacă tensiunea de intrare se încadrează între cele două limite, maximă și minimă.

Pentru acest tip de aplicații există o structură specială de schemă, numită "comparator cu fereastră", prezentată în Fig. 3.3

Fig. 3.3. Exemplu de comparator cu ferestra foosind circuitul integrat LM339[9]

Din schemă rezultă că semnalul de intrare este aplicat simultan pe intrarea inversoare a comparatorului A și pe intrarea neinversoare a comparatorului B. Rezistoarele R1 , R2 și R3 formează un divizor rezistiv în scară care furnizează tensiunile U ps și U pj ce sunt aplicate pe intrarea neinversoare a comparatorului A, respectiv pe intrarea inversoare a comparatorului B. Dacă tensiunea de intrare Ui este cuprinsă între U pj și U ps tranzistoarele de ieșire ale celor două comparatoare sunt blocate și ca urmare a modului de conectare a ieșirilor (similar conexiunii SI cablat de la circiutele logice) în baza tranzistorului Q1 se injectează curent prin rezistorul R4 , ceea ce duce la saturarea acestuia și deci la aprinderea L.E.D. -ului indicator D1 , pe circuitul +VCC , R5 , D1 , Q1 saturat, GND .

În cazul în care Ui < U pj , ieșirea comparatorului B este saturată și ca urmare blochează tranzistorul Q1 , deci L.E.D. -ul D1 este stins. În mod similar, dacă Ui > U ps ieșirea comparatorului A este saturată și deci Q1 este blocat iar L.E.D. -ul stins. Relațiile de proiectare ale acestui montaj sunt următoarele:

= (3.6)

= (3.7)

= (3.8)

= (3.9)

K este un coeficient de saturație; în mod uzual 1,1 < K < 2.

= (3.10)

L.E.D. -ul D1 va fi aprins dacă este respectată condiția U ps > U1 > U pj .

3.4. TEC-MOS on circuite de putere, in conexiune paralel

MOSFET-urile de putere ( metal-oxide semiconductor field efect transistor) au o stabilitate termică remarcabilă și nu suferă de schimbări majore asupra parametrilor electrici produse de temperatură, prin urmare, conectarea lor în paralel este mai ușoară decât în cazul tranzistoarelor bipolare.

Tranzistoare bipolare sunt acționate de fluxul unui curent de bază, prin urmare, echilibrul de curent este perturbat de fluctuațiile tensiunii bază-emitor BE, făcând conexiunile în paralel greu de realizat.  MOSFT-urile de putere sunt comandate în tensiune. Așadar, este de ajuns numai alimentarea în tensiune la poarta fiecărui MOSFET conectat în paralel, realizându-se conexiunea paralelă relativ ușor. Cu toate acestea, când tranzistoarele sunt comandate la putere mare și la viteze mari, este necesar să se ia în considerare alegerea cu grijă a dispozitivelor având în vedere variații ale parametrilor acestora. Cel mai important lucru de reținut la realizarea conexiunii în paralel este de a evita fluxul mare de curent, inclusiv curenți prea mari și de a asigura un flux echilibrat de curent la toate dispozitivele în toate condițiile de exploatare.

În mod normal, fluctuațiile de curent apar în timpul pornirii și opririi tranistoarelor, acest lucru este cauzat de diferențe ale timpilor de comutație ale MOSFET-ului de putere. Se știe că variațiile în timpii de comutație sunt dependente în mare măsură de valoarea tensiunii poarta-sursă cunoscută ca voltage threshold ( . Adică, cu cât mai mică este  valoarea , cu atât timpul de întrare în conducție al tranzistorului este mai mic. De asemenea, cu cât valoarea este mai mare cu atât timpul de intrare în regimul de blocare este mai scurt. Din acest motiv, fluctuațiile de curent apar atât în ​​timpul pornirii, cât și al opririi atunci când un curent mare curge prin tranzistor cu o tensiune mică . Acest dezechilibru atrage după sine o pierdere de putere excesivă a dispozitivului și va duce la defectare.

Pentru conexiunea în paralel, utilizând tranzistoare de putere cu valoare apropiată de este de preferat reducerea de fluctuații în timpul comutării tranzistoarelor. Deasemenea este important introducerea rezistorului de poartă la fiecare tranzistor de putere pentru a se asigura o funcționare stabilă și pentru a preveni o oscilare anormală (Fig 3.4.)

Figura 3.4 Circuit paralel[10]

3.5 Snubber Circuit

Circuitul Snubber oferă o protecție împotriva fluctuațiilor de tensiune ce apar în timpul blocării tranzistorul de putere. În general un simplu RC snubber folosește un rezistor R în serie cu un condensator C. Circuitul RC snubber este conectat în paralel cu tranistorul MOSFET.

Deconectarea unui curent într-un circuit produce creșterea foarte mare a tensiunii datorată impedanței parazite. Circuitul snubber elimină supratensiunea pentru a proteja tranistorul de putere dar și de asemenea componentele aflate în vecinătatea acestuia.

3.5.1 Snubber for a flyback converter

Transformatoarele pentru convertoarele flyback au o scurgere a inductanței  . inductanța parazită produce o supratensiune instantă asupra terminalelor drenă-sursă a tranzistorului când intră în blocare. În cel mai rău caz, supratensiunea produce distrugerea tranzistorului de putere.  Circuitele snubbers for flyback converters sunt în general compuse dintr-o diodă D și un circuit RC (Fig3.5a). Circuitul RCD snubber este proiectat pentru a reduce inductanțele parazite care provoaca supratensiuni. Circuitul din figura 3.5b nu este un circuit snubber, mai degrabă este un circuit de absorbție folosind circuitul de protecție Clamp .

Fig 3.5 Inductanța parazită a unui Converter Flyback[10]

Circuitul de protecție RCD snubber

Un RDC snubber trebuie sa fie proiectat în felul urmator : se alege o valoare pentru condesnatorul suficient de mare astfel încât curentul care apare în timpul de comutație să fie ignorat. Imediat după blocarea tranzistorului de putere, curentul curge în înfașurarea secundară a transformatorului. Vds devine egal cu + (unde, n este raportul înfășurărilor , și este tensiunea indusă de înfășurarea primară de un curent pe infășurarea secundară. )

Tensiunea produce un curent ce trece prin dioda . Tensiunea peste devine egală cu – . Acum este dat de :

= (3.11)

Din această ecuație, perioada de timp în timpul căreia  curentul continuă sa curgă, calculându-se după cum urmează:

= (3.12)

( în cazul în care, este curentul de vârf care apare atunci când tranzistorul este blocat.)

Puterea disipată de către snubber este:

= (3.13)

Înlocuind în această ecuație va fi:

= (3.14)

Puterea snubber-ului , trebuie sa fie consumată de rezistorul :

= (3.15)

este calculat ca:

= (3.16)

Capacitatea condensatorului snubberului trebuie aleasă pe baza riplului de tensiune al ∆.

Riplul de tensiune se calculeaza astfel:

= (3.17)

= (3.18)

Circitul Clamp folosind o diodă Zener

Când o diodă Zener este folosită in clamp circuit tensiunea a diodei trebuie aleasă pe baza tensiunii suficient de mică față de tensiunea maximă de comutație a tranistoarelor MOSFET și tensiunea

(3.19)

Puterea dispiată de dioda Zener poate fi calculată la fel ca la circuitul RCD snubber:

(3.20)

Această ecuație arată dacă potențialul tensiunii – este prea scăzută, puterea disipată a diodei Zener crește brusc.

3.5.2 Circuit de protecție turn-off snubber

Supratensiunea este produsă de inductanțe parazite. Un circuit snubber trebuie conectat în paralel cu dispoitivul de comutație puntru a absorbi supratensiuni. Sunt două tipuri de circuite snubber: primul se adaugă la fiecare dispozitiv de comutație și celălalt este adăugat la toate dispozitivele de comutație

1.Circuite snubbers adăugate la fiecare dispozitiv de comutație

Oprirea unui curent dintr-un circuit determină creșterea bruscă a tensiunii. Circuitele snubbers sunt proiectate pentru a reduce supratensiuniile și pentru a proteja componentele de comutație și dispozitivele electronice din vecinătate.

RC snubber circuit

Ideal pentru circuit chopper

Pierderea de putere cauzată de un circuit RC snubber este prea mare pentru a fi folosite în circuitele de comutație de înaltă frecvență

Fig.3.6 RC Snubber [10]

Puterea P disipată de rezistorul circuitului snubber este calculată astfel :

P = (3.21)

Un circuit RC snubber pentru un dispozitiv de comutație cu capacitanță mare are nevoie de un rezistor de valoare mică, ceea ce va cauza creșterea curentului de drenă în timpul intrarii în conducție

Circuitul incarcare – descărcare RDC snubber

O diodă poate fi adaugată la circuitul snubber RC pentru a crește rezistența acestuia .Aceasta face posibilă eliminarea curentului nedorit și apare la intrarea în conducție tranzistoarelor

Puterea mare disipată de rezistorul circuitului snubber face ca acest circuit RDC snubber nepotrivit pentru aplicații cu frecvență înaltă

Puterea disipată de rezistorul snubber-ului este calculată după cum urmează:

P = (3.22)

Fig.3.7 Circuitul RCD snubber Charge- Discharge [10]

Circuitul RDC snubber de protecție la descărcare

supratensiunea la oprire este eliminată

Ideal pentru aplicații în circuite de comutație cu frecvență mare

Puterea disipată de snubber este mică

Puterea disipată P de rezistorul circuitului snubber se calculează astfel:

P = (3.23)

Fig.3.8 Circuitul RCD Snubber Discharge- Suppressing [10]

În unele cazuri, acest circuit se poate să nu ofere o performanță adecvată de absorbție asupra tensiunii, deoarece diferența dintre tensiunea de alimentare și supratensiunea determină o soluție eficientă.

2. Circuite de protecție snubbers pentru circuitul de putere

a. C snubbers

Deși circuitele C snubbers sunt cele mai simple la oșcilații de tensiune datorate rezonanței LC între inductanțele parazite ale circuitului principal și condensaatorului snubber

b. RCD snubber

Ar trebui să se acorde o atenție deosebită la alegerea unei diode snubber, deoarece ar pute provoca o fluctuație de tensiune mare și oșcilație a tensiunii în timpul ciclului invers.

Fig.3.8a Circuitul C Snubber b Circuitul RCD Snubber [10]

3. Proiectarea unui circuit snubber

În figura 2.17 este arătată un circuit snubber . Figura 2.18 arată formele de undă. Tensiunile și constantele de circuit prezentate în forma de undă pot fi calculate după cum urmează:

Este tensiunea produsă de inductanța a circuitului snubber ți poate fi calculată după cum urmează:

(3.24)

Fig.3.9 Circuitul Snubber [10]

Este de dorit să se minimizeze tensiunea diodei . În acest scop este importantă reducerea inductanței care poate cauza supratensiuni.

Fig.3.10 Formele de undă Ale circuitului Snubber [10]

și

este tensiunea de vârf a condensatorului care apare atunci când este supraîncarcat cu energia parazită a inductanței din circuitul principal . Deoarece energia stoctă în este transferată la condensatorul prin urmare, valoarile energiilor lor sunt egale. Așadar, se aplică următoarea ecuație:

(3.25)

De la aceasta ecuație valoarea condensatorului este calculată dupa cum urmează:

(3.26)

Este necesară determinarea valorii considerând valoarea tensiunii tranzistorului.

Selectarea valorii rezistorului

Rolul rezistorului R este de a descărca energia electrica stocată în condensatorul înainte de a începe tranzistorul următorul ciclu de intrare în conducție . Fie connstanta timpului de descărcare τ, atunci:

τ = R·C (3.27)

Unde τ este timpul necesar ca tensiunea să scadă la 37% din tensiunea stocată.

Timpul necesar pentru ca tensiuneaa să scadă la 10% este 2,3τ ca în figura de mai jos (3,11)

Fig.3.11 Constanta de timp la descărcarea condesatorului [10]

Condensatorul trebuie descărcat înainte de intrarea în blocare a tranzistorului .

Așadar trebuie îndeplinită urmatoarea ecuație. Din această ecuație, R poate fi calculată după cum urmează:

2.3τ ≤ (3.28)

2.3× (3.29)

(3.30)

Dacă valoarea rezistorului snubber este prea mică ,snubber-ul ar putea prezenta oscilații de curent. Este necesară folosirea unui rezistor cu o rezistența cât mai mare posibilă.

Cap. 4 Elemente de proiectare și simulare a cicuitului invertor DC-AC 12V- 220V

4.1 Proiectarea circuitului astabil cu LM555

Pentru proiectarea circuitului astabil care să genereze un semnal dreptunghiular cu frecvența de 50Hz vom considera frecvența de oscilație a circuitului :

= (4.1)

Se va considera rezistorul mult mai mare decât selectând = 1k și condensatorul C = 100 μF și înlocuind valorile pentru și C în relația 4.1 de mai sus și vom obține = 144 k

În urma simulării circuitului astabil (proiectat cu programul Orcad Pspice 9.2 student version) cu valorile de mai sus pentru R și C s-au obținut formele de undă așa cum se poate observa în figura 4.1b

Figura 4.1.a Circuitul astabil simulat în Pspice

Fig. 4.1.b Forma de undă la ieșirea iruitului astabil (f = 50Hz)

Din considerente practice în montajul experimental în locul rezistorului R2 va fi montat un potențiometru de 200kΩ și în urma unui reglaj fin se va stabili cu ajutorul osciloscopului poziția potențiometrului corespunzător frecvenței de 50Hz.

4.2 Simularea comaparatorului cu fereastră folosind LM555

Semnalul dreputnghiular provenit de la oscilatorul LM555 este apoi integrat folosind un filtru trece-jos simplu de tip RC. Ieșirea va avea o formă triunghiulară tip dinte de fierăstrău plasat așa cum se poate vedea în simularea Pspice din figura 4.2 de mai jos. Tensiunea vârf la vârf a semnalului triunghiular este de aproximativ 9.5V.

Fig 4.2 Semnalul la ieșirea filtrului RC suprapus cu semnalul dreptunghiular de la intrare

Mai departe semnalul este introdus în comparatorul cu fereastră implementat folosind LM358 așa cum se vede în circuitul supus simulării din figura 4.3. Cele două potențiale de referință și vor avea valorile:

= (4.2)

= (4.3)

Unde este rezistența potențiometrului (cuprinsă între 0 ~ 50kΩ)

Fig 4.3 Comparatorul cu fereastră folosind LM 358

Prin ajustarea valorii potențiometrului P se pot modifica valorile și și automat se va modifica și lățimea pulsului dreptunghiular la ieșirea celor doi pini (AO). Așa cum se poate vedea din simularea Pspice prezentată în figura 4.4,a simetria celor două pulsuri este critică. Dacă pulsul 1 de la ieșirea A01 are o lățime un pic mai mare decât pulsul 2, transformatorul va fi magnetizat în medie într-o anumită direcție.

Cu fiecare puls transformatorul este condus din ce în ce mai mult către asimetria curbei sale de magnetizare ceea ce va rezulta în apariția unor pierderi nedorite.

Când = 0k, pulsurile sunt egale și în opozișie de fază, așa cum se vede în figura 4.4 a. Când = 25k, se poate vedea din figura 4.4 b de mai sus că lățimea pulsului a fost redusă la 8ms. Când = 50k, așa cum se poate observa din figura 4.4 c , că rezultă un puls cu lățimea de aproximativ 7ms.

Fig.4.4a Forma de undă la ieșirea comparatorului cu fereastră ( = 0kΩ )

Fig.4.4b Forma de undă la ieșirea comparatorului cu fereastră ( = 25kΩ )

Fig.4.4c Forma de undă la ieșirea comparatorului cu fereastră ( = 50kΩ )

4.3 Simularea circuitului de amplificare în curent „push-pull” cu tranzistor bipolar

Prin introducerea a câte două tranzistoare bipolare npn-pnp complementare cuplate astfel încât să formeze două etape tip „push-pull” ( figura 4.5a), s-a obținut o amplificare a curentului de circa 13,5 , așa cum se poate vedea în figura 4.5.b.

Fig. 4.5a Circuitul tip push-pull supus simulării

Fig4.5b Forma de undă înainte șidupă obținerea amplificării în curent

4.4 Proiectarea etajului final de putere cu TECMOS și dimensionarea circuitului de protecție tip „snubber”

Tranzistoarele MOSFET vor efectua cea mai importantă parte în cadrul funcționalității circuitului invertor comutând înfășurările transformatorului în mod alternativ la sursa de alimentare. O putere de 500W echivalentă tensiunii de 12V corespunde unui curent:

= = 41,67 A (4.4)

Avem însă nevoie de o creștere a eficienței de aproximativ 80% astfel încât acest curent devine:

= 52,1 A (4.5)

Prin luarea în considerare a factorului de putere normal introdus de un consumator casnic (0,9) curentul prin fiecare ramură a circuitului invertor va fi:

= = ~ 57,9 A (4.6)

Acest curent circulă de fapt doar pe jumătate din perioadă a pulsului dreptunghiular de comandă, astfel încât de-a lungul unei perioade de conducție fiecare MOSFET trebuie să transporte la drenă un curent total:

= 57,9 · 2 = 116 A (4.7)

Prin urmare s-a ales pentru acest circuit invertor tranzistoare tip IRL7833 cu o rezistență foarte mică max 3,8mΩ și un curent de drenă continuu de maxim 150A la 25°C și la 100°C curentul de drenă va coboară până la 110A pentru o tensiune de 10V.

Căderea de tensiune pentru aceste tipuri de tranzistoare va fi :

∆U = = 0,44V (4.8)

Această tensiune este considerată prea mare generând o pierdere de 3,6% (). De aceea în circuitul practic ce va fi implementat ulterior se va folosi patru tranzistoare în paralel care vor duce la o pierdere de doar 0,9% .

Proiectarea circuitului „snubber” pe baza diagramei din figura 4.6, se poate observa că alegând o valoare a capacității din ansamblul RCD de 2,2μF echivalentă unei tensiuni de comutație de 250V putem identifica valoarea perioadei de timp de-a lungul căreia va curge un curent prin dioda din ansamblul RCD.

Fig. 4.6 Forma de undă a circuitului RCD [10]

= 105 ns în acest caz puterea disipata de scircuitul RCD snubber va fi:

· · (4.9)

– curentul maxim ce apare când MOSFETUL este închis (116A)

= 250V

= 50Hz

= În ceea ce privește alegerea rezistorului al ansamblului snubber plecând de la condiția :

≤ (4.10)

Adică ≤ = 3.952 Ω => 4kΩ

Am ales o valoare suficient de mică de 22Ω.

S-a luat în considerare pentru circuitul RCD snubber diode de comutație de mare viteză 1N4148. În scopul eliminării vârfurilor nedorite de tensiune provenite de la sarcini în comutație sau contacte imperfecte în secundarul transformatorului este montat un ansamblu RC de filtrare și un varistor MOV ( metal-oxide varactor) RDN240.

Fig. 4.7 Schema completă a invertorului DC-AC

Bibliografie:

[1] Adeyanju, A. Y. (2003). Design and Construction of a 750Watts Inverter, Unpublished B.Tech Thesis, LAUTECH, Ogbomoso, Nigeria.

[2] S. M. Mohaiminul Islam, Gazi Mohammad Sharif, “Microcontroller Based Sinusoidal PWM Inverter for Photovoltaic Application”, First International Conference Developments

[3] D. Cerbulescu, Convertoare statice de putere, Edituria Universitaria Craiova, 1996

[4] S. Birca-Galatean, Dr. Ing. Dan Alexandru Stoichescu. Electronică de putere – Aplicații

ISBN 973-32-0207-X

Editura Tehnica Bucuresti, 1998, ISBN 973-31-1245-3

[5] Ovidiu Pop, MODELAREA CIRCUITELOR ELECTRONICE DE MICĂ ȘI MARE PUTERE., TEZĂ DE ABILITARE, Universitatea Tehnica Cluj-Napoca, 2016.

[6] Kazimierczuk M.K., Czarkowski D. – Resonant Power Converters, John Willy&Sons, Inc.

New York, 1995, ISBN 0-471-04706-6

[7] http://www.electronics-tutorials.ws/waveforms/555_oscillator.html

[8] http://www.talkingelectronics.com/projects/TheTransistorAmplifier/TheTransistorAmplifier-P1.html

[9] tet.pub.ro/materiale/anul3/cia-laborator/lucrarea_9.pdf

[10] Power MOSFET : Selecting MOSFFETs and Consideration for Circuit Design, Application note, Toshiba Corporation, Date: 2016-11-10,