Subsistem de Comanda cu Microcontroler, Pentru Robot Mobil

Subsistem de comandă cu microcontroler, pentru robot mobil

Rezumat

Scopul acestei lucrări constă în proiectarea unui subsistem de comandă pentru robot, tema este împărțită în două parți: proiectare software și proiectare hardware.

Proiectarea Hardware este detaliată în acestă lucrare.

Lucrarea este compusă din mai multe capitole dar structurată în două parți:

– Alegerea soluției optime prin evaluarea noțiunilor teoretice.

– Proiectarea hardware.

Capitolul 2 abordează analiza stadiului actual al temei în care sunt prezentate principalele componente ale placii de comandă, acest capitol este structurat în urmatoarele subcapitole.

– Sistemul de acționare este format din tipurile de motoare cel mai des întalnite la acționarea roboților, tot în acest subcapitol se detaliază principala metodă de comandă a motoarelor de curent continuu și tipurile de baterii necesare alimentării.

– Stabilizatoare, în acest subcapitol se detaliază principalele tipuri constructive și avantajele folosirii acestora.

– Senzori utilizați pentru interacționarea robotului cu mediu.

Capitolul 3 tratează proiectarea hardware ,fiind detaliată fiecare componentă folosită.

– Motorul de curent continuu, se prezintă specificațiile motorul pentru dimensionarea convertorului.

– Driver LMD18200, se detaliază comenzile necesare convertorului și protecțiile specifice circuitului.

– Stabilizator LMZ12001 se dimensionează principalele componente exterioare.

– Senzorul de proximitate infraroșu.

Capitolul 3 conține rezultate experimentale obținute de la driver, stabilizator și senzorul infraroșu.

Acest proiect poate fi pus în practică, sistemul este realizabil, și poate fi implementat pe sisteme mai mari cum ar fi robot stivuitoare.

Cuprins

Capitol I Introducere

Capitorul II Analiza stadiului actual al temei

1 Sistemul de Actionare

2.Stabilizatoare

3. Senzori de proximitate

Capitolul III Proiectare Hardware

1 Motorul de curent continuu

2 Driverul LMD18200

4 Alimentare

5 Senzorul Infraroșu

Capitolul IV Rezultate experimentale

Concluzie

Bibliografie

Capitol I Introducere

Această lucrare va prezenta o soluție simplă de realizare a placii de comandă pentru un robot mobil, parțile principale abordate sunt: acționarea motoarelor, senzori de proximitate, alimentarea modulelor.

Ținănd cont că roboții fac parte din domeniul viitorului, scopul acestei lucrări este de a da o mână de ajutor celor interesați și de a analiza un astfel de sistem pentru implementarea ulterioară în alte domenii de lucru sau adaptarea lui la alte sisteme.

Revoluția informatică a marcat saltul de la societatea industrializată la societatea informaționala, generând un val de înnoiri în tehnologie și educație.

Electronica, alături de informatică, a cunoscut o dezvoltare puternică datorită creșteri integrări componentelor. Utilizarea microcontrolelor și a calculatoarelor de proces au permis înlocuirea componentelor hardware cu componente software.

Robotul este un sistem alcătuit din mai multe elemente: mecanică, senzori, microntroller precum și un mecanism de direcționare. Mecanica stabilește înfățișarea robotului și mișcările posibile pe timp de funcționare. Senzorii sunt întrebuințați la interacțiunea cu mediul înconjurător. Mecanismul de direcționare are grijă ca robotul să-și îndeplinească obiectivul cu succes, evaluând de exemplu informațiile senzorilor. Acest mecanism reglează motoarele și planifică mișcările care trebuiesc efectuate.

Roboți au cunoscut o dezvoltare accentuată și au început să devină autonomi.

Un robot autonom cunoaște informații despre poziția actuală și cum să îndeplinească diferite sarcini sau să ajungă la următoarea locație. Poziția curentă este calculată, cu ajutorul mai multor mijloace cum ar fi: senzori de viteză, laser, camere sau cu ajutorul GPS (sistemului global de poziție). Sistemele de poziționare folosesc urmatoarele metode de aflare a poziției: triangulație sau poziția relativă astfel se determină locația și orientarea robotului și se calculează următorul punct de referință.

Capitorul II Analiza stadiului actual al temei

1 Sistemul de Actionare

Sistemul de acționare reprezintă ansamblul motoarelor și convertoarelor prin care se obține energia mecanică necesară deplasării robotului și dispozitivele suplimentare ce controlează acest transfer energetic.

Principalele componente sunt:

– sursa primară de energie;

– sistemul de conversie al energiei primare in energie mecanică;

Majoritatea roboților autonomi folosesc energie electrică pentru a funcționa. Locomoția realizânduse cu ajutorul motoarelor electrice.

Ținând cont ca roboții autonomi sunt alimentați din baterii(acumulatori), motoarele de curent continuu sunt cele mai folosite în acest domeniu.

Figura 2.1 Sistemul de acționare, componente

Motorul de curent continuu cu perii

Motorul de curent continuu cu perii are următoarele parți componente fundamentale: rotor și stator. Statorul formează polii magnetici în jurul rotorului acesta conține magneți permanenți. Rotorul este alcătuit din înfășurări conectate la sursa de tensiune prin intermediul comutatorului cu perii.

Trecerea curentului prin înfășurări formează un câmp magnetic. Câmpul m agnetic produce un cuplu care rotește axul atașat rotorului. Mișcarea de rotație a rotorului tinde să alinieze cele două câmpuri, înainte de a se alinia cele doua câmpuri, periile se învart pe colector provocând excitarea următoarei înfașurari rotorice, rezultând mișcarea continuă de rotație.

Acest tip de motor dispune doar de doua borne de alimentare. Viteza de rotație este direct proporțională cu tensiunea de alimentare. Inversarea bornelor duce la inversarea sensului de rotație a motorului. Avantajele si dezavantajele motorului de c.c sunt prezentate in Tabelul 2.1

Tabelul 2.1 Avantajele si dezavantajele motoarelor de c.c cu perii

Figura 2.1 Structura simplificata a motorului de c.c cu perii

Motoare de curent continuu fără perii

Motoarele de c.c fără perii mai sunt cunoscute și sub numele de motoare cu comutație electronică, acestea sunt alcătuite din:

– Rotor format din magneți permanenți;

– Stator care conține bobine ce produc rotația rotorului, dacă sunt alimentate într-o anumita ordine. Fazele statorului sunt conectate în stea sau triunghi.

Motoarele de acest tip sunt alimentate cu tensiune continuă prin intermediul unui invertor care transformă tensiunea continuă în tensiune alternativă. Invertorul înlocuiește comutatorul mecanic cu perii, eliminând problema uzurii periilor colectoare.

Pentru a controla un motor brushless, trebuie cunoscută poziția rotorului. Acestă problemă poate fi rezolvată prin 2 metode:

– Senzori Hall interni ce oferă informații referitoare la poziția rotorului. Cele mai multe motoare brushless au senzori Hall integrați.

– Estimarea poziției rotorului prin măsurarea tensiuniii electromotoare inverse din fiecare fază.

Figura 2.2 Schema de principiu simplificata a motorului brushless

Tabelul 2.2 Avantajele si dezavantajele motoarelor de c.c fără perii

Motorul pas cu pas

Sunt dispozitive electromecanice care transformă pulsurile electrice în mișcări discrete. Rotorul se învârte în pași discreți atunci când pulsurile electrice de comandă sunt aplicate într-o ordine corespunzătoare. Viteza de rotație este dictată de frecvența de aplicare a pulsurilor și de deplasarea unghiulara corespunzătoare unui puls.

Motorul pas cu pas cu magneți permanenți sunt alcătuite din:

– Rotorul cu magneți permanenți în care polii alternează;

– Doua bobine care, polarizate corespunzător, produc mișcarea rotorului.

Principalele avantaje și dezavantaje sunt enumerate in Tabelul 2.3.

Figura 2.3 Motor pas cu pas cu rotor format din magneți permanenți.

Tabelul 2.3 Avantajele si dezavantajele motoarelor pas cu pas

Modelul matematic al motorului de c.c

Această secțiune prezintă modelul matematic al motorului de curent continuu.

Modelul motorului de c.c a fost intens studiat în trecut. Din acest motiv vor fi prezentate rezultatele relevante ale motorului.

Modelul dinamic al motorului de curent continuu este prezentat in Figura 2.4

Se introduc următoarele notații:

– L= inductanța circuitului rotoric [Henry];

– R= rezistența circuitului rotoric [Ω];

– = constantă de curent [];

– = constantă de viteză [];

– J = momentul de inerție redus la axul motor [];

– ω= viteza unghiulară a rotorului [];

– U= tensiunea de alimentare [V];

– i= curentul rotoric [A].

Figura 2.4 Schema Simulink a modelului motorului de curent continuu.

Funcția de transfer de la tensiunea de alimentare la viteza unghiulară este:

(2.1)

Viteza unghiulară a rotorului în regim staționar este:

(2.2)

Din relația (2.2) se observă că varierea tensiunii de alimentare conduce la modificarea vitezei de rotație. Una dintre cele mai folosite tehnici de variere a tensiunii la bornele motorului este modularea în durată a unui semnal dreptunghiular. Frecvența semnalului este importantă.

Datorită structurii interne de filtru trece-jos de ordin II, motorul va media semnalul dreptunghiular aplicat la bornele sale. Astfel un factor de umplere de 0% corespunde unei tensiuni de 0V, iar un factor de umplere de 100% implica aplicarea întregii tensiuni de alimentare la bornele motorului.

La alegerea unui motor și pentru proiectarea schemei electrice de control este nevoie de calcularea curentul absorbit.

Curentul absorbit de motor scade odată cu creșterea vitezei datorita tensiuni electromotoare induse. Curentul este maxim la pornire (2.3).

(2.3)

Puntea H

Modulul de mișcare trebuie să controleze motoarele cu viteză și sens dictate de algoritmul implementat pe microcontroler.

Interfața dintre microcontroler și motoarele electrice este puntea H. Puntea H se construiește în funcție de tipul constructiv al motorului electric.

Contactele folosite pot avea una din cele 2 stari:

– "închis" înseamna conexiune electrică între două puncte.

– "deschis" înseamna lipsa conexiunii electrice între două puncte.

Figura 2.5 prezintă schema de principiu pentru puntea H, folosită pentru controlul motoarelor de curent continuu cu perii.

Figura 2.5 Schema de principiu punte H.

Funcțiile unei punți H sunt ilustrate in Tabelul 2.4

Dacă S1 și S4 sunt închise, S2 și S3 sunt deschise, tensiunea de alimentare va apărea la bornele motorului provocând rotația acestuia într-un sens.

Dacă S2 si S4 sunt deschise si S1,S4 sunt închise, tensiunea de alimentare va fi aplicată motorului invers față de situția anterioara provocând rotația în sensul opus.

Dacă S1 și S3 sau S2 și S4 sunt simultan închise, motorul se află în starea de frână, deoarece bornele se află în scurtcircuit.

Comutatoarele aflate pe aceeași parte nu trebuie să fie închise niciodată în același timp, deoarece ar scurtcircuita sursa de alimentare.

Tabelul 2.4 Funcțiile implementate de puntea H

x=nu conteză

Comutatoare comandate electronic

Comutatoarele comandate sunt dispozitive electronice ce modifică o mărime electrică în funcție de semnalul de comandă pe care îl primesc.

Comutatoarele electronice se împart în:

– Tiristoare;

– Tiristoare GTO(Gate Turn Off);

– Tiristoare MOS;

– Tranzistoare bipolare;

– Tranzistoare MOSFET ( Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor);

– Tranzistoare IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor);

Primul tranzistor a fost creat în 1948 la Bell Telephone Laboratories devenind în scurtă vreme un dispozitiv de mare importanță. Înainte de inventarea tranzistorului, amplificarea era obținută cu tuburi de vacuum.

Deși acum există circuite cu milioane de tranzistoare integrate, controlul energie electrice necesită componente semiconductoare discrete. Comutatoarele de putere sunt foarte importante pentru electronica de putere.

Ideal aceste dispozitive ar trebui să funcționeze la tensiutorului, amplificarea era obținută cu tuburi de vacuum.

Deși acum există circuite cu milioane de tranzistoare integrate, controlul energie electrice necesită componente semiconductoare discrete. Comutatoarele de putere sunt foarte importante pentru electronica de putere.

Ideal aceste dispozitive ar trebui să funcționeze la tensiuni cât mai mari, să transporte curenți cât mai mari, să comute cât mai rapid, să aibă cadere de tensiune minimă atunci când se află în conducție și curenți de scurgere cât mai mici atunci când se află în starea de blocare.

Datorita acestor caracteristici, nu toate dispozitivele semiconductoare se potrivesc pentru o anumita aplicație. Figura 2.6 și Figura 2.7 prezintă domeniile de funcționare pentru dispozitivele semiconductoare enumerate mai sus

Figura 2.6 Regiunile de operație pentru dispozitivele semiconductoare: frecvență vs. tensiune de lucru

Figura 2.7 Regiunile de operatie pentru dispozitivele semiconductoare: frecvență vs. curent

Roboții autonomi folosesc baterii sau acumulatori de tensiuni relativ scăzute, până în 50V și curenți ce depășesc rareori 50A. În această plajă de valori, tranzistoarele MOSFET reprezintă cea mai bună soluție pentru comutatoarele comandate electronic.

Tranzistorul MOSFET de putere

A fost folosit pentru prima dată în jurul anului 1975.

Este un dispozitiv electronic cu 3 terminale (Figura 2.7):

– Poartă (G) – terminal de comandă ;

– Drenă (D) – terminal de intrare;

– Sursă (S) – terminal de ieșire.

Figura 2.7 Simboluri pentru tranzistorul MOS:

a) MOS cu canal indus și canal de tip N

b) MOS cu cana indus și canal de tip P

c) MOS cu canal inițial și canal de tip N

d) MOS cu canal inițial și canal de tip P

În continuare este prezentat tranzistorul MOS cu canal indus si canal de tip N, deoarece este tipul de tranzistor folosit în aplicație.

Se introduc următoarele notații:

– este tensiunea poartă- sursă;

– este tensiunea drenă-sursă;

– este curentul din drenă;

– este curentul de poartă;

– K este constantă constructivă ce depinde de geometria și dimensiunile tranzistorului (măsurată în );

– este tensiunea de prag.

este egal cu următorul sistem :

(2.4)

Relațiile de funcționare corespund curbelor caracteristice din Figura 3.5. Sunt evidențiate 3 zone de funcționare: de blocare, de triodă și de saturație.

Puterea disipată de tranzistor este:

(2.5)

Figura 2.8 Curbele caracteristice pentru MOSFET(preluat lab iasi)

Dacă trazistorul este blocat, nu permite trecerea curentului de la drenă la sursă, comportându-se ca un circuit deschis. Curentul de drenă, , este aproape nul, căderea de tensiune, , este maximă. Conform relației 3.3, puterea disipată în această zonă de funcționare este nesemnificativă.

Daca și tranzistorul funcționează în zona liniară. În zona liniară este folosit ca amplificator pentru semnale mici în jurul unui punct static de funcționare. Modelul pentru această zonă de funcționare este o sursă de curent comandată în tensiune. Puterea disipată în această zonă este semnificativă.

Dacă și tranzistorul funcționează în zona de triodă, unde se comportă ca un circuit închis, curentul de drenă este limitat de circuitul exterior. Căderea de tensiune este minimă.

În ciuda expresiei (2.4), în practică, tranzistorul este modelat ca o rezistență, , în zona de triodă, deoarece canalul drenă-sursă format se comportă rezistiv. Disiparea de putere în această zona este dată în expresia (2.6).

Rezistenta drenă-sursă

În zona de triodă, canalul tranzistoarelor MOS se comportă ca o rezistentă,.

Acest parametru este prezent în specificațiile fiecarui model. poate fi de ordinul kΩ, în tehnologia VLSI scăzând până la ordinul miliohmilor, în cazul tranzistoarelor discrete de putere.

În aplicațiile de putere, trebuie alese tranzistoare cu cât mai mică. Acest parametru este specificat în fiecare fișă tehnică pentru anumite condiții de măsură .

Acest parametru nu este constant, așa că, pentru siguranță, se va considera o valoare de două ori mai mare decât cea specificata atunci când se proiectează circuitul electric.

Rezistența trebuie să fie cât mai mică, deoarece puterea disipată în starea de conducție totală este:

(2.6)

Dioda internă

Tranzistorul MOSFET are o diodă internă parazită între drenă și sursă(Figura 3.6)

Curentul poate circula prin această diodă de la sursă la drenă chiar dacă tranzistorul este blocat.

În anumite aplicații se montează o diodă rapidă externă în antiparalel, la fel ca cea internă, deoarece dioda internă comută mai lent din starea de conducție în starea de blocare.

Capacitățile parazite

Capacitățile parazite (Figura 2.9) scad viteza de comutație pentru tranzistoarele MOS. este capacitatea poartă-sursă, este capacitatea poartă-drenă si este capacitatea drenă-sursă. Acestea sunt dependente de structura tranzistoarelor și de tensiunile de operare.

Capacitațile și se încarcă și se descarcă prin circuitul de poartă în timpul tranziției de la zona de blocare la cea de triodă și invers.

Capacitațile parazite sunt prezentate în specificațiile tehnice sub forma și după cum urmează:

= (2.7)

= – (2.8)

= – (2.9)

De cele mai multe ori, specificațiile tehnice prezintă aceste mărimi pentru anumite condiții de test, dar poate prezenta și sarcina de poartă și sarcina poartă-drenă. Pentru viteză de comutație cât mai mare, acești parametrii trebuie să fie cît mai mici.

Figura 2.9 Tranzistorul MOS si elementele parazite.

Viteza de comutație

În aplicațiile de comutație, tranzistorul funcționează în zona de triodă (circuit închis) și cea de blocare (circuit deschis). Puterea disipată în aceaste zone de funcționare este minimă.

Problemele apar atunci când tranzistorul comută lent între cele două stări, deoarece trecerea de la starea de blocare la cea de triodă și invers se face prin zona de saturație. În zona de saturație, puterea disipată devine importantă și poate distruge tranzistorul dacă nu se iau măsuri pentru minimizare timpului de comutație.

Este important de specificat că zona de saturație a tranzistorului MOS este echivalentă cu regiunea activă normală (RAN) a tranzistorului bipolar, nu este echivalentul zonei de saturație. Zona de saturație a tranzistorului bipolar este echivalentă cu zona de triodă a tranzistorului MOS.

Viteza de comutație este dată de curentul de poartă. Cu cât aceste este mai mare, cu atât tranzistorul comută mai repede.

Implementare Punte H

Cea mai ușoara metodă de implementare a unei punți H folosind tranzistoare MOSFET, este folosind tranzistoare cu canal P pentru comutatoarele de sus(S1, S3) și tranzistoare cu canal N pentru comutatoarele de jos (S2, S4). Această punte n-are protecție interna pentru scurt circuit, trebuie avută grija să nu se deschidă doua tranzistoare de pe aceiași coloana. Se pot adăuga mai mulți tranzistori în paralel pentru a crește capacitatea curentului.

Acestă punte se contruiește, folosind 2 tranzistori MOSFET cu canal P, 2 tranzistori de putere cu canal N și doi tranzistori cu canal N de semnal pentru deschiderea tranzistorilor cu canal P, sunt necesare și câteva rezistente (Figura 2.10) preluat

Figura 2.10 Punte H cu MOSFET canal P și canal N preluat 4

Rezistențele de 10k conectate la tranzistori sunt necesare pentru a duce tranzistori în starea inchis când aceștia nu sunt acționați.

Aceasta schemă nu este proiectată pentru frecvențe de PWM mari sau tensiuni înalte, dar costa puțin și este usor de implementat.

Punte H implementată cu Canal N

Majoritatea tranzistoarelor cu canal P au o rezistentă drenă-sursă de valori mari, valori mai mici ale curentului și un preț mai mare decât tranzistoarele cu canal N.

Pentru deschiderea unui tranzistor cu canal N, poarta trebuie sa fie cu 5 volți mai mare decât sursa.Pentru a face acest lucru conectam Drena la potențialul pozitiv și sursa la sarcina. Singurul impediment este ca poarta trebuie sa fie la cel puțin 5V peste potențialul (tensiunea) pozitiv.

Acest impediment se poate corecta folosind un circuit bootstrap (Figura 2.11, 2.12) preluat 1

Figura 2.11 Schema simplificata bootstrap Figura 2.12 Schema completa circuit bootstrap

– Dr. reprezintă circuitul care transmite comanda către grila tranzistorului

– Niv. este circuitul de transmitere flotantă a comenzii (decalarea nivelului)

Funcționarea circuitului se bazează pe încarcarea condensatorului Cboot.

Condiția inițiala este când tranzistorul de sus este blocat și tranzistorul de jos este deschis, poarta acestuia fiind alimentată la Vcc.

Condesatorul Cboot se încarcă când tranzistorul de jos conduce și sursa tranzistorului de sus (Q1) este la masa (). Cboot este încarcat de la alimentare prin dioda Dboot.

Curentul prin punte trebuie să se schimbe. Q2 este oprit, poarta acestuia fiind la potențial zero. Sursa lui Q1 nu mai este legata la masa, fiind legata la Vcc. Ca rezultat , Dioda Dboot îl împiedică să se descarce în Vcc. Energia înmagazinată în condesator alimentează modulul Dr. care transmite comanda spre grila lui Q1.

Tranzistorul MOSFET se închide mai greu decât se deschide. Astfel dacă se deschide tranzistorul de sus Q1 și se închide tranzistorul de jos Q2 în același timp sau vice versa se produce scurt circuit. Această caracteristică se compensează prin întroducerea timpului mort(Figura 2.13) preluat 1.

Figura 2.13 Ilustrarea timpului mort

Tensiunea Electromotoare Indusă

Tensiunea electromotoare indusă (Back EMF) este termenul folosit pentru a descrie fenomenul de autoinducție al motorului. La întreruperea curentului apar supratensiuni datorită autoinducției motorului care periclitează tranzistorii.

O dioda se conectează în paralel cu tranzistorul, astfel la aplicarea tensiunii directe ia nu conduce, în schimb, după întreruperea circuitului ia permite trecerea curentului, protejând tranzistorul.

PWM

PWM (Pulse Width Modulation) este principala metodă de comandă a punți H.

Un semnal PWM cu frecvență constantă este format din doua componente o referință de semnal, r(t), și un semnal purtator c(t) cele două se întroduc într-un comparator, la ieșire avem semnalul PWM dorit.

Prin modificarea lui r(t) se schimbă factorul de umplere al semnalului, care în mod liniar schimbă puterea și tensiunea medie furnizată.

(2.10)

Figura 2.14 Formarea semnalului PWM

Alimentare

Principala sursă de energie a roboților autonomi este reprezentată de acumulatori, aceștia dau o tensiune continuă, necesară motoarelor și diferitelor circuite integrate amplasate pe robot.

În cele ce urmeaza cuvântul baterie = acumulator.

Tipul și dimensiunea bateriei determină nu doar cât ține bateria între încărcări dar și cât de repede va acționa motorul, și cât curent va putea fi descărcat imediat.

Principalele mărimi caracteristice ale acumulatorilor sunt tensiunea de ieșire și valoare A/h, care ne spune cât timp bateria poate asigura tensiunea necesara în funcție de sarcina utilizată. Este important de știu că majoritatea bateriilor pot furniza o tensiune cu 10%-15% mai mare când sunt complet încărcate.Din aceasta cauză driverul pentru motor trebuie să aibă o tensiune nominală mai mare cu câtiva volți decât tensiunea maximă la care funcționează robotul.

Prin aranjarea celulelor de baterie în serie și paralel se obțin diferite tensiuni la ieșire și valori mai bune ale A/h. Compozițiile diferite ale bateriilor au tensiuni diferite pentru celule, astfel NiCd(Nichel Cadmiu) si NiMh (Nichel Hidrură de metal) au celula de 1.2V, LiPo(Lithium Polimer) are celule de 3-7V pe celulă și acumulatori cu Acid de Plumb au celula de 2V.

Nichel Cadmium(NiCad)

Acumulatorii NiCad oferă performanțe bune și un ciclu de funcționare de câteva mii de încărcări, dacă se respectă principala condiție de încarcare. Aceste baterii trebuiesc încarcate doar când sunt complet descărcate, dacă nu se respectă această condiționare viața bateriei scade considerabil.

Nichel Hidrură de Metal(NiMH)

Acumulatorii NiMH oferă valori mari Ah pentru dimensiunea lor, de multe ori în intervalul 1000mAh-4500mAh, de cele mai multe ori se gasesc în celule de 1.2V, care pot fi aranjate în serie pentru a produce tensiunea dorită. Aceste baterii se pot reîncărca de multe ori dar în timp le scade tensiunea de ieșire.

Litium Polimer(LiPo)

Bateriile LiPo sunt un tip mai nou, se folosesc în principal pentru raportul foarte bun dintre putere și greutate. Valoare celulei este între 3-7 V , aceste baterii sunt ușoare dar cu putere bună, oferind valori mari ale curentului într-un timp scurt. Aceste baterii au devenit mai ieftine, fiind o alternativă foarte bună pentru roboți, dar o încărcare și descărcare adecvată este necesară. De cele mai multe ori sunt aranjate în serie de câte 6, in valoare totală de 22.2V.

Daca o baterie LiPo este descărcată mai jos de 3-0V, aceasta poate deveni volatilă si eventual poate lua foc,de asemenea la încărcare trebuie avut grijă.

Acid de Plumb

Acest tip de baterie este cel mai folosit la roboți, acestea sunt de obicei grele și voluminoase, dar au o putere de ieșire foarte bună și cea mai ridicată valoare Ah, care sunt între 5Ah și 150Ah. Aceste baterii sunt de obicei disponibile în 6v, 8V,12V,24V cea mai răspandită variantă este cea de 12V. În interior sunt formate din placi de plumb care sunt aranjate în serie, fiecare furnizănd 2V.

Pe piață exista diferite tipuri de baterii cu acid de plumb dar cele mai folosite pentru roboți sunt cele tip" deep-cycle" și AMG.

Bateriile "deep-cycle" au placile de plumb groase, sunt proiectate pentru a furniza valori mici ale curentului pentru perioade lungi de timp, putând fi descarcate și încarcate de multe ori.Valorile tipice sunt între 20Ah-150Ah. Acest tip de baterie este folosită pentru alimentarea roboților de dimensiuni mari.

Bateriile închise cu acid de plumb SLA(Sealed Lead Acid) sau AMG(Absorbed Glass Mat) sunt închise de producător putănd fi amplasate în orice poziție, sunt ieftine cu valori între 2Ah și 75Ah. Se folosesc în principal la roboți de dimensiuni medii.

Fiecare tip de baterie are propriile avantaje. Bateriile NiCad șsi NiMH sunt bune în majoritatea proiectelor, LiPo sunt cele mai ușoare, bateriile cu Plumb sunt cele mai ieftine. În Tabelul 2.5 se pot observa principalele elemente pentru alegerea unui acumulator.

Tabelul 2.5 Comparație Acumulatori

2.Stabilizatoare

Restul component ale robotului care se alimentează la alte tensiuni față de a bateriei trebuiesc alimentate din stabilizator în majoritatea cazurilor 5V.

Pentru roboți principalele stabilizatoare care se folosesc sunt stabilizatoarele cu reacție acestea pot fi de 2 tipuri:

– Stabilizatoare liniare

– Stabilizatoare în comutație

Stabilizatoare liniare

Principalele elemente ale unui stabilizator liniar (Figura 2.15) sunt o referință stabilă la ieșirea careia avem tensiunea de referință Vref și un amplificator de eroare. Tensiunea de ieșire Vo este egala cu un multiplu a lui Vref. Regulatorul va încerca să țină tensiunea de ieșire constantă prin detectarea oricarei schimbari a lui Vo și încercând să aducă valoarea schimbată la cea inițiala. Astfel stabilizatorul ideal poate fi considerat o sursă de tensiune cu o tensiune de ieșire constantă.

În practică stabilizatoarele integrate sunt reprezentate mai bine în Figura 2.16 preluat

Regulatorul este modelat ca o sursă de tensiune cu o ieșire pozitivă cu impedanța Zo. Valoare tensiuni sursei V nu este constantă; ia variază cu schimbarea tensiunii de alimentate Vcc și cu schimbarea temperaturi joncțiunii Tj induse de temperatura ambientală și puterea disipată din integrat.De asemenea tensiunea de ieșire este afectată de tensiunea care cade pe impedanța Zo, cauzată de curentul de ieșire Io.

Figura 2.15 Schema bloc stabilizator Figura 2.16 Schema simplificată stabilizator integrat

Tensiunea de referință

In mod natural, cerința majoră pentru referință este ca aceasta să fie stabilă, variațiile la tensiunea de alimentare sau temperatura joncțiunii trebuie să nu aibă efect asupra valorii de referință Vref.

Cea mai simplă metodă de a ține valoare de referința stabilă este cu ajutorul diodei zener..Tensiunea diodei zener este folosită ca referință în acest caz, astfel schimbările în tensiunea de alimentare conduc la schimbări în curent asupra diodei, astfel schimbând valoarea tensiunii de referință.

Eroarea amplificatorului

Având o referință stabilă, eroarea amplificatorului devine principalul factor în determinarea tensiunii de ieșire a integratului. Având o tensiune de alimentare constantă și o temperatură a joncțiuni constantă, o amplificare în bucla deschisă infinit, tensiunea de ieșire este dată de relația 2.11

(2.11)

= tensiunea de offset la intrare

Tensiunea de ieșire poate fi astfel setată la orice valoare egală sau mai mare decat (Vref).

Tensiunea de offset la intrare.

Tranzistorii de intrare al amplificatorului de obicei nu sunt identici. Ca și la amplificatoare operaționale, acest termen este exprimat ca o tensiune de offset la intrare (). La orice temperatură acest efect poate fi anulat din tensiunea de ieșire prin modificarea valori tensiunii de referință Vref sau prin raportul rezistentelor . Totuși se schimbă cu temperatura, cauzănd o schimbare proportională în tensiunea de ieșire. O potrivire cât mai buna a tranzistorilor de intrare, minimizează acest efect, ca și selectarea raportului dintre cât mai aproape de 1.

Figura 2.17 Configurație stabilizator pentru amplificator

Impedanța de ieșire amplificator

Impedanță trebuie sa fie cât mai mică posibil, în scopul de a reduce la minimum efectele curentul de sarcină asupra tensiunii de ieșire. Acest lucru se poate realiza prin scaderea impedanței , alegând un amplificator cu amplificare în bucla deschisă mare și prin raportul cât mai apropiat de unu.

O soluție simpla de schimbare a impedanței interne este cu ajutorul unui tranzistor pus la ieșirea din amplificator. O alta soluție este folosirea unui etaj cu repetor.

Stabilizatoare cu 3 terminale

Aceste stabilizatoare reprezintă principala categorie a stabilizatoarelor liniare, acestea oferă o sursă regulată cu costuri mici. Variante există atât pentru tensiuni pozitive cât și negative și cu diferite valori ale curentului nominal.

Principalele avantaje sunt:

-Ușor de folosit;

-Protecție internă pentru supracurent și protectie termică;

-Nu necesită ajustări ale circuitului;

-Cost scăzut.

Principalele dezavantaje sunt:

– Tensiunea de ieșire nu poate fi ajustată precis;

– Valabile doar în anumite tensiuni de ieșire;

– Obținere unei capacitați mai mare a curentului este mult mai dificila decât cu alte stabilizatoare;

Există și stabilizatoare cu trei terminale care pot fi ajustate ușor cu ajutorul unui divizor rezistiv exterior. Aceste stabilizatoare oferă tensiuni la ieșire între 1.2V și 40V, cu o varietate de valori ale curentului de la 100mA la 3A.

Stabilizatoare în comutație

Principalele avantaje ale stabilizatorului în comutație față de cel liniar sunt: randamentul crescut, dimensiune și greutate.

Schema este mai complicată și nu poate genera niște posibilitați de performanță specifice stabilizatorului liniar generând o valoare însemnata de zgomot electric.

O comparare a performantelor a celor două soluții se poate vedea in Tabelul 2.1.

Stabilizatoarele în comutație au randament aprox. 70% în timp ce majoritatea stabilizatoarelor liniare au un randament de 30%. Cu creșterea frecvenței de comutație dimensiunea tranzistoarelor scade astfel la 20kHz raportul este 4:1, variatele noi folosesc frecvențe de 100kHz – 200kHz tranzistoarele ajungând la un raport 8:1 fața de tranzistoarele stabilizatoarelor liniare. Alte caracteristici cum ar fi stabilizarea statică sunt asemănătoare, în timp ce riplu și răspunsul tranzitoriu la sarcină sunt mai slabe pentru stabilizatorul în comutație.

Zgomotul de ieșire poate fi greșit interpretat, deseori un vârf de 500mV la ieșire putând fi atenuat la sarcină, datorită inductanței în serie și condensatorilor suplimentari de filtrare aflați în majoritatea circuitelor logice.

Tabelul 2.6 Performanțe stabilizator comutație vs. liniar

Un stabilizator în comutație are un circuit mai complex dupa cum se poate vedea în Figura 2.18. Elementul principal îl reprezintă invertorul de frecvența înaltă. Acesta este folosit pentru a cioparți linia la frecvente de 20kHz – 200kHz. Sarcina de stabilizare a tensiuni de ieșire îi este atribuită circuitului de control cu bucla închisă de la ieșire spre invertor. Majoritatea circuitelor generează o frecvență fixă intern și folosesc modulația în factor de umplere pentru a implementa stabilizarea dorită. Practic, timpul de 1 logic al undei dreptunghiulare este dus spre invertor care controlează tensiunea de ieșire.

Când sarcina este înlaturată sau tensiunea de intrare crește, ușoara crește a tensiuni de ieșire va semnaliza circuitul de control de a furniza impulsuri mai scurte spre invertor și invers când sarcina crește sau tensiunea de intrare scade, pulsuri mai late.

Circuitul principal folosit buck întrerupe linia și furnizează semnal dreptunghiular cu factor de umplere variabil la un filtru simplu LC. Astfel putem spune ca tensiunea de ieșire este egala cu tensiunea de intrare ori factorul de umplere și stabilizarea se realizează prin modificarea factorului de umplere.

Figura 2.18 Schema bloc funcționare stabilizator comutație

3. Senzori de proximitate

Senzori de proximitate sunt folosiți pentru a detecta prezența unui obiect în vecinatate. De cele mai multe ori senzorul emite o rază de radiație electromagnetică de exemplu infraroșu, și asteaptă recepționarea acesteia dacă se lovește de un obiect.

Distanța maximă la care senzorul detectează se numește distanța nominală. La mulți senzori se poate ajusta distanța nominală sau există mijloace de raportare a unei distanțe gradate.

Principali senzori de proximitate folosiți la roboți sunt:

-Infraroșu

-Acustici (Ultrasonici)

-Laser

Senzorul de proximitate infraroșu

Senzorii infraroșii se împart în trei categorii: senzori cu fascicul de lumină, senzori retro-reflexivi, senzori de difuzie, principala metoda pentru detecția obiectelor este senzorul cu difuzie.

Distanțele în care aceștia detectează sunt de la câțiva centimetri până la cațiva metri. Modularea semnalului optic este de obicei folosită pentru a reduce efectul luminei ambientale, astfel obținând raportul semnal-zgomot necesar pentru o funcționare bună.

Performanța senzorului depinde de mai multi factori. Distanța efectivă este o funcție de caracteristicile fizice ale obiectului detectat cum ar fi: dimensiunea, forma, reflexia și materialul, viteza și direcția de deplasare, modelul senzorului, calitatea și cantitatea de energie care o radiază și recepționează.

Senzori de difuzie funcționează după un principiu simplu, emițatorul trimite o rază, daca se lovește de un obiect, energia se întoarce de la suprafața obiectului care este recunoscută de detector Figura 2.19

Figura 2.19 Principiu de funcționare senzor IR.

În Figura 2.20 se observă principalele blocuri componente

1 Oscilator 2 Emițător fotoelectric 3 Receptor fotoelectric (Emițătorul și Receptorul sunt plasate în aceiași capsula) 4 Preamplificator 5 Operator Logic

6 Convertor de impuls 8 Ieșire nivel cu circuite de protecție 9 Tensiune externă

10 Sursă de tensiune internă 11 Distanța optică 12 Ieșire.

Figura 2.20 Schemă bloc senzor infraroșu(preluat)

Acești senzori cu raza modulată au ajustabilă distanța maximă de recepție, este setată în majoritatea cazurilor între 30 si 70cm. Senzorii de proximitate oferă o capacitate de protecție largă în direcția de deplasare și poate discerne dacă un obstacol se află în față, stanga sau dreapta.

Există multiple avantaje folosiri acestui senzor contra celui acustic, spre exemplu pentru detectarea obiectelor la distanțe reduse. Nu există nici-o întarziere deoarece energia optică se propagă la viteza lumini, viteza senzorilor ultrasonici ajungând aprox. de o secunda daca se folosesc 12 senzori. In plus energia optică poate fi ușor concentrată pentru a elimina interacțiunea senzorilor adiacenți, permițand mai multor senzori să emita în același timp.

Cu cât este mai mică lungimea de undă, se produc mai puține probleme legate de reflexia tip oglindă, rezultănd în o eficiență mai bună în detecția suprafețelor.

Dezavantajul principal este dat de incapabilitatea de a masura distanțe și variații în reflexia țintei duce la interpretarea unor rezultate eronate. O metodă care poate diminua acest incovenient este prezenta în modul de convergență.

Modul de Convergenta

Senzori tip difuzie pot oferi o geometrie specială în configurația transmițătorului și emițatorul având informații mai precise asupra poziționări obiectelor. Axa optică a transmițatorului LED este înclinată în legatură cu detectorul, astfel intersecția celor doua ofera o regiune mai îngustă ilustrată în Figura 2.21 . Doar la această distanță unda reflectată poate fi citită de detector. Astfel majoritatea obstacolelor îndepartate de această zonă nu pot fi detectate. Această proprietate detașează senzorul de senzori de proximitate care se bazează pe reflecția energiei de suprafața obstacolului.

Figura 2.21 Detecția obiectelor mod convergent

Această soluție se folosește în principal pentru detectarea discontinuităților în podea, cum ar fi o scară, unde variațiile seminificative ale suprafeței podelei sunt prelucrate cu ajutorul tehnici mod convergent.

Senzori Acustici

Principiul operațional al unui senzor acustic de proximitate se bazează pe emisia și reflecția undelor acustice între un obiect și un receptor. În mod normal purtatoarea acestor semnale acustice este aerul. Timpul de deplasare al sunetului este masurat și evaluat.

In Figura 2.22 se explică elementele componente ale unui senzor acustic:

-1 Oscilatorul

-2 Unitate de evaluare

-3 Circuit Trigger

-4 Led semnalizare comutare

– 5 Circuit de ieșire cu elemente de protecție

-6 Tensiune externă

-7 Tensiune constantă internă

– 8 Zona activă (traductor ultrasonic)

– 9 Semnal ieșire

Figura 2.22 Schema bloc senzor de proximitate(preluat)

Senzorul de proximitate se împarte în 3 mari categorii, traductorul ultrasonic(acustic), unitatea de evaluare și etajul de ieșire. Un puls este necesar sa activeze transmițătorul ultrasonic. Acesta este de obicei un modul piezo-electric.

Transmițătorul acustic emite unde sonore în spectrul non-acustic omului cu frecvențe de 30 – 300kHz. În cele mai multe cazuri transmițătorul se schimbă de la emisie la recepție, astfel lucrând ca un microfon. Filtrele din interiorul senzorului verifică când sunetul este recepționat, care reprezintă echoul al undei acustice emise.

Figura 2.23 Principiul de măsurare a distanței prin evaluarea transmisiei pulsurilor

1 Emisia pulsului ; 2 Echoul ; Durata impulsului () ; Declinul oscilației () ; Perioada echoului transmis () ; Perioada impulsului ()

Viteza de operare a senzorilor ultrasonici este limitată de frecvență de repetiție, care depinde de construcție, situânduse între 1Hz și 100Hz.

Avantajul major al senzorului ultrasonic este ca poate detecta diferite tipuri de materiale. Detecția fară să fie influențată de formă, culoare și tipul de material, materialul putând fii fluid,solid sau sub forma de praf.

Majoritatea senzorilor acustici se găsesc în forma difuză, având emițătorul și receptorul în aceiași capsulă. Bariere ultrasonice sunt prezente între receptor și emitător.

Avantajele senzorului de proximitate acustic sunt următoarele:

– Distanță mare a detecției (cațiva metri)

– Detectarea obiectelor nu ține cont de culoare sau material

– Detectarea obiectelor transparente.

– Insensibil la praf

-Posibile aplicații în aer liber.

Dezavantaje:

-Dacă senzorul ultrasonic este folosit cu obiecte cu suprafață înclinată, sunetul este deviat. Astfel este important ca suprafața obiectului sa fie la unghiul potrivit cu unghiul axei de propagare a sunetului.

-Senzori acustici reacționează lent. Frecvența de comutație fiind intre 1Hz și 125Hz

-Senzori ultrasoni sunt mai scumpi ca cei optici.

Pentru o eficiență cat mai bună se pot folosi ambiî senzori de proximitate acustic și infraroșu astfel principalele dezavantaje ale fiecărui tip sunt înlaturate în mare masură

Capitolul III Proiectare Hardware

Robotul are multiple părți componente care se pot observa în schema simplificată din Figura 3.1. Partea de proiectare constă în alegerea unei soluții cât mai favorabile, având un raport performanță/ cost cât mai ridicat. Majoritatea componentelor sunt integrate astfel placa de comandă are dimensiuni mai reduse.

Parțile hașurate reprezintă obiectivul acestei lucrări, restul componentelor fiind detaliate într-o alta lucrare.

Figura 3.1 Schema simplificată robot

1 Motorul de curent continuu

Motorul de curent continuu a fost ales datorită costului scazut cît și a performanțelor acestuia.

Pentru deplasarea robotului sau folosit 4 motoare ( HN-GH35GMA) de 12 V cu 200 rpm.

Specificațiile motorului sunt următoarele:

1. Temperatura de funcționare: 25 grade C, Umiditate: 60%, Orientare motor: plan orizontal

2. Tensiune motor: 12Vdc, Gama tensiunii de alimentare: 6-12 Vdc

3. Sarcina maximă: 620g-cm , Dacă se depășește această valoare se poate defecta motorul.

4. Viteza maximă fără sarcină la 12 Vdc: 200 rpm +/- 10%, Viteza la sarcină maximă: 177 rpm.

5. Curentul minim (fără sarcină): <113mA, Curentul minim în sarcină maximă: <233mA

6. Rezistența de izolație: 10 MΩ la 300Vdc, Tensiunea de impuls: 300Vdc timp de o secundă

7. Motorul nu este fabricat pentru inversarea sensului instant. Motorul trebuie oprit înainte de a se inversa sensul de rotație.

8. Motorul nu include protecții pentru apa sau praf.

Principalele caracteristici are motorul se pot analiza in Figura 3.2

Figura 3.2 Caracteristici motor de curent continuu

2 Driverul LMD18200

În urma analizei principalelor tipuri de circuite driver existente pe piață, care se încadrează pentru motorul ales, am decis să folosesc LMD 18200.

Driverul suportă o tensiune între 12-55V, un curent de 3A, curentul de impuls fiind de 6A, tensiunea de alimentare a motorul este 12V și curentul nominal 1.4A, astfel cu fiecare convertor am controlat două motoare.

Circuitul ales satisface cerințele motoarelor, acesta furnizând tensiunea și curentul necesar, driverul oferă diferite protecții necesare unei bune funcționări și nu necesită alte circuite pentru comanda motoarelor.

Circuitul LMD18200 este format dintr-o punte H Figura 3.3 și alte protecții necesare unei bune funcționări. Acesta ia o tensiune continua de la sursă și furnizează control în patru cadrane pentru motor, între doua cele două perechi de tranzistoare de putere. Tranzistoarele fac posibilă curgerea curentului în ambele direcții, tensiunea pe sarcină și direcția curentului prin sarcină pot fi de ambele polarități.

Figura 3.3 Circuit Punte H

Circuitul conține patru tranzistoare DMOS(double-diffused metal–oxide–semiconductor), cu diodele de protecție, conectate în punte H. De asemenea circuitul conține toate coborâtoarele de tensiune necesare pentru alimentare restului de componente integrate cum ar fi: circuitul de comanda punte, circuitul de citire a curentului, supracurent, semnalizări protecției termice, închiderea circuitului la încalzire cât și circuitul de sub-tensiune.

Figura 3.4 Schema funcționala LMD18200

Tranzistoarele de putere DMOS permit trecere curentului în ambele direcții și furnizează o cadere mică de tensiune comparativ cu tranzistoarele bipolare.Având un potențial de a opera la frecvențe de comutație mai mari pentru eficientizarea procesului.

Fiecare tranzistor conține propria diodă din fabricație, astfel nu mai este nevoie de protecție exterioară ca la tranzistorii bipolari.

Fața de tranzistorii bipolari, care au o cadere de tensiune mare pe ei, chiar și la curenți mici, tranzistoarele MOSFET au o cadere de tensiune liniară fiind influențată de temperatură. Rezistența drena-sursă a fiecărui tranzistor este de 0.3Ω la temperatura joncțiuni de 25 grade C și 0.6 Ω la o temperatură de 125 grade C. La 100 grade C și un curent de 1A, un tranzistorul bipolar va avea caderea de tensiune dintre colector-emitor de 1.1V, în cazul integratului fiind de 0.45V. Astfel la curenți mai mari, caderea de tensiune mai mică pe tranzistor, reduce semnificativ puterea disipată. Rezultând un radiator mai mic și un randament mai bun pentru sarcini mai puternice.

Când se acționeză sarcini inductive și inerțiale cum ar fi motoare care pot introduce în circuit curenți dupa oprirea alimentări, tranzistoarele de putere trebuie să conducă curenți în ambele sensuri. Energia pastrată în astfel de sarcini este în general trimisă la sursă. Metoda cea mai des folosită pentru a asigura o cale curentului de întoarcere este conectare în antiparalel a unei diode cu tranzistorul.

Tranzistoarele DMOS folosesc o diodă internă. Curentul de întoarcere este împarțit între tranzistorul de putere și dioda datorită faptului că tranzistoarele MOSFET pot comuta curenți în ambele direcții. Pentru curenți mai mici de 2.5A caderea de tensiune pe tranzistor (I*), este mai mică decât tensiunea de prag la deschidere a diodei și tot curentul trece prin tranzistor. La curenți mai mari dioda conduce, curentul fiind împarțit între cele două componente.

Mai mult tranzistori sunt proiectați ca să țină un curent doar curentul de sarcină cât și curentul de întoarcere, al diodelor de protecție. Acest fenomen se poate observa în

Figura 3.5 unde tranzistorul A1 este inițial deschis și trece prin el curentul de întoarcere. În intervalul când A1 este comandat să se închidă, tranzistorul de jos B2 este comandat să se deschidă, este introdus timpul mort pentru a elimina curenți de scurtcircuit.

În acest timp curentul curge prin dioda de protecție a lui A1. Când A2 este dechis, dioda este în conducție inversă. Tranzistorul A2 trebuind să conducă curentul de sarcină și curentul de întoarcere al diodei pentru aproximativ 100ns.

Figura 3.5 Formele de undă pentru comuția curentului de întoarcere

Senzorul de curent

Driverul conține un senzor de curent care permite citirea curentului prin sarcină fară să afecteze sursa sau conductorul de întoarcere masa. Cea mai folosită metodă de citire a curentului este prin introducerea unei rezistențe de valori mici în serie cu Vcc sau în liniile de masă și masurând caderea de tensiune pe rezistență. Această tensiune nu ia din tensiunea care se aplică sarcini dar este și dificil de amplificat, din cauza marimi mici sau din varierea rapidă a tensiunii de mod comun a amplificatorului.

Tranzistoarele MOSFET sunt formate din multiple tranzistoare mai mici conectate în paralel. Datorită coeficientului de temperatură pozitiv pe fiecare rezistenta drenă-sursă al fiecarui tranzistor, curentul total prin tranzistor este împărțit la toți tranzistori în mod egal. O parte din acești tranzistori sunt separați pentru a da o replică a curentului total al tranzistorului. Figura 3.6 dă o schemă simplificată a funcționări senzorului de curent.

Curentul produs de senzorul de curent care se regăsește la pin este un curent proporțional al sumei curentului direct condus de cele doua tranzistoare din punte A1 și A2. Acest curent are o valoare tipică de 377μA pe Amper al curentului care trece prin integrat.

Pentru a citi acest curent este nevoie de o rezisteță conectată la pinul de ieșire al integratului și masă.

Proiectarea acestei rezistente se calculează cu legea lui ohm R=

Tesiunea de ieșire este 3V, curentul maxim pentru care proiectez rezistența este 7A.

Astfel la R== 1.136Ω Valoarea cea mai apropiată este 1k Ω.

Astfel pentru diferite valori ale curentului obținem tensiunea :

1A – 0.377V 3A – 1.131V 7A – 2.639V

Figura 3.6 Schema simplificată senzor de curent

Circuitul Bootstrap și Pompa de sarcină

Pentru a deschide tranzistorul MOSFET, poarta acestuia trebuie să fie alimentată cu 10V mai mult decât tensiunea sursei. Tranzistoarele de jos A2 și A4 au poarta conectată la sursa de tensiune a integratului. Tranzistoarele de sus A1 și A3 au sursa conectată la pinii de ieșire, care sunt comutați periodic între masă și alimentare. Pentru a genera semnalul necesar pentru poarta acestor tranzistoare este necesar un circuit pompă de sarcină. Acest circuit se poate observa în Figura 3.7.

Tranzistori Q1 si Q2 sunt activați la o frecvență de 300kHz. Când Q2 este deschis, condesatorul pompei de sarcină este încărcat la aproximativ 14V. Când Q1 este deschis, pinul de jos al condensatorului este conectat la sursa de alimentare Vs. Aceasta cauzând tensiunea la punctul X să fie cu 14V mai mare decât sursa , din acest punct se conectează poarta tranzistorilor de sus. Astfel se asigură deschiderea tranzistorilor de sus chiar daca potențialul sursei ramâne constant.

Figura 3.7 Circuit Pompă de Sarcină Figura 3.8 Circuit cu condensator exterior

Condensatorul are o valoare limită din considerente practice. Datorită sarcini limitate care poate fi stocată în condensator, timpul de deschidere a tranzistorilor de sus este relativ lent, dar suficient pentru frecvențe mai mici de 1kHz. Când tranzistorul MOSFET este deschis, oscilatorul de 300 kHz ține circuitul pompă de sarcină funcțional, astfel ținând tranzistorul deschis, cât timp primește comandă de la intrare. Circuitul pompă de sarcină are grijă de toată tensiunea necesară tranzistorului MOS, astfel logica de controlul din exterior poate fi de tip TTL.

Funcționarea la frecvențe mai mari de 1kHz sunt obținute prin aplicarea unui condesator exterior Figura 3.8. Principiul de funcționare este asemanător pompei de sarcină, diferența constând în metoda te comutare care este asigurată de tranzistoarele din puntea H. Având mult curent disponibil pentru a încărca acești condensatori externi, ei pot avea valori relativ mari, valoare de 10nF fiind recomandată, care se pot încărca în mai puțin de o microsecundă.

Condensatorul exterior având valori mai mari decât capacitatea tranzistorul MOSFET pot face comutarea acestora mult mai rapid, o frecvență maximă de comutație ajungând la 500 kHz.

Performanța comutației ne/folosind condensator exterior se poate observa în Figura 3.9 , frecvența este de 1kHz, Tensiunea 5V/div, Curentul 1A/div. O alta proprietate a creșteri frecvenței de lucru o constitue micșorarea filtrelor LC pentru filtrare. Dezavantajul creșterii frecvenței constă în cresterea puteri disipate.

Figura 3.9 Tensiunea de ieșire folosind bootstrap (condensator exterior)

Protecții la supracurent, termică

Protecție la supracurenți

Curentul care trece prin tranzistoarele de sus este monitorizat și comparat în permanență cu un nivel maxim de 10 A, caz în care se închide circuitul. Dacă se produce scurtcircuit între cele două ieșiri sau conectarea unei ieșiri la masă sau orice altă condiție de supraîncărcare, creând un curent mai mare de 10A, protecția la supracurent va închide tranzistorii de sus A1 și B1. Un mecanism unic se folosește pentru a deschide tranzistori înapoi după fiecare 8 μs, acest mecanism este activat doar dacă la intrare se primește semnal de comandă pentru deschidere tranzistori. Acest lucru permite punți H să se restarteze automat dupa un defect de suprasarcină.

Protecție termică

Ca în cazul oricarui dispozitiv de putere, protecția privind temperatura de funcționare a integratului este o necesitate. Circuitul verifică în permanență temperatura joncțiunilor în apropierea tranzistoarelor și dezactivează toate tranzistoarele dacă temperatura ajunge la pragul de 170 grade C astfel protejând integratul la distrugere. Există o caracteristică de tip histerezis cu acest prag al temperaturi, dacă temperatura scade ușor, circuitul se resetează automat.

Circuitul furnizează și un indicator de avertizare timpurie a temperaturi de funcționare excesive. Această este o ieșire tip open collector care se duce în 0 logic când temperatura atinge 145 grade C. Acest indicator poate semnaliza microcontrolerul când integratul se încalzeste prea mult și ar trebui oprit: integratul sau ieșirea acestuia.

Protecția la alimentare joasă este prezentă, circuitul oprește toate tranzistoarele când alimentarea este mai mică de 10V. Scopul acestei protecții este faptul că o funcționare sigură, bine controlată a tranzistorilor nu poate fi asigurată fără o tensiune de cel puțin 10 V.

Funcționare

Tensiunea medie de ieșire a punți H este controlată în permanență de Modulația în Factor de Umplere(PWM). Tensiunea de ieșire poate avea ambele polarități, curentul de asemenea poate trece prin sarcină în ambele direcții. LMD18200 are trei intrări de control logic: PWM, Direcție și Frână care controlează comutația tranzistoarelor punți H. Tabelul 3.1 arată diagrama de comandă în funcție de semnalele aplicate circuitului, H simbolizează semnal 1 logic, L simbolizează semnal 0 logic. Pentru logica de control nu mai este nevoie de circuite suplimentare. Comanda făcânduse prin două modalități.

Cu un singur semnal care oferă direcția și viteza sau cu două semnale unul pwm care oferă viteza și alt semnal simplu digital pentru direcție.

Tabelul 3.1 Tabel de adevăr al logici de control

Control cu un singur semnal

Diagrama conexiunilor și formele de undă simplificate pentru o sarcină inductivă se pot observa în Figura 3.10. Sub controlul unui singure intrări cu semnal PWM se controlează tranzistori diametral opuși, aceștia sunt deschiși sau închiși în același timp (de aici provine și numele "blocat/închis" ). Când tensiunea de ieșire medie este 0, tensiunea medie la ieșirile driverului este la jumătate între tensiunea de alimentare Vcc și masă. Pentru această condiție factorul de umplere aplicat fiecărui tranzistor este 50%, și curentul mediu prin sarcină este 0.

Când tranzistori A1,B2 sunt blocați intervalul de conducție este crescut prin schimbarea factorului de umplere al semnalului de control (75% cum se poate observa în figură), timpul de conducere pentru perechea A2,B1 este astfel redus. Acest factor de umplere face ca media tensiunii la punctul VoA să fie mai pozitiv decât VoB. Curentul mediu prin sarcină curge de la VoA spre VoB. Dacă sarcina este un motor, acesta se învârte într-o direcție, cu viteza proporțională cu diferența dintre factorul de umplere al semnalului, minus 50%. Invers, când factorul de umplere este mai mic de 50%, tensiunea medie de la VoA spre VoB devine negativă, curentul mediu curgând de la VoB spre VoA și direcția de rotație este inversă.

Daca unda de curent prin sarcină dorește să își schimbă direcția, este liberă să facă acest lucru. Doi tranzistori fiind mereu tinuți deschiși și pot conduce curenți de ambele polarități. Alt beneficiu al acestei metode de comandă este faptul că tensiunea la bornele sarcinii este mereu definită de starea tranzistoarelor, indiferent de direcția curentului de sarcină.

În aplicații unde o dinamică rapidă de controlului a sarcinilor inerțiale ( cum ar fi inversarea direcției de rotație a unui motor), este important ca puterea medie să poată ajunge înapoi la sursă astfel realizânduse o economie de energie.. Cu două tranzistoare mereu deschise există în permanență o cale de economisire a energiei.

Avantajul major al controlului in antifază, este folosirea aceluiași semnal de comandă pentru viteza și direcția unui motor. Prin modficarea factorului de umplere, reglând tensiunea medie prin sarcină și direcția curentului, controlul vitezei și direcției de rotație depinzând dacă factorul de umplere este mai mic sau mai mare de 50%.

Dezavantajul este reprezentat de greutatea sporită în citirea informatiei furnizată de senzorul de curent.

Figura 3.10 Diagramă semnale comanda un singur semnal

Control cu două semnale

Tensiunea la teminalul de ieșire al unui perechi de tranzistoare al puntei H este ținut pe loc, în timp ce tensiunea medie pe celalt braț este variată cu ajutorul factorului de umplere al PWM.

Semnul sau polaritatea tensiune prin sarcină este dictată de care parte a punți H este ținută pe loc, având un tranzistor în permanență deschis. Magnitudinea sau tensiunea medie pe sarcină este determinată de comutația tranzistorilor opuși A1,B2 sau B1,A2.

Un nivel logic 1 este aplicat pinului de direcție care deschide un trazistor A1 sau B1. Având o ieșire fixă VoA sau VoB la potențialul sursei și astfel se stabilește direcția curentului.

Factorul de umplere aplicat pinului PWM modifică tensiunea medie și curentul aplicat sarcinii. Când factorul de umplere crește puterea spre sarcină crește, determinând o rotație mai rapidă a motorului.

Ținând un tranzistor în permanență deschis face ca senzorul de curent să rămână în permanență deschis. Curentul va curge mereu prin unul din tranzistori de sus A1 sau B1, care va fi citit de senzorul de curent. Acest lucru dă o reprezentare continuă a curentului de sarcină fară discontinuitățile metodei anterioară. Acest lucru este adevărat cât timp direcția curgeri curentului prin sarcină corespunde cu polaritatea tensiunii pe sarcină.

Frână

Frână de urgență a motorului se realizează prin trimiterea unui nivel de 1 logic intrărilor PWM și Frână. Dacă direcția este 1, frână se va realiza prin deschidere tranzistoarelor de sus A1 și B1. Dacă direcția este 0, frână se va realiza prin deschidere tranzistoarelor de jos A2 și B2.

De preferat este realizarea frânei prin tranzistori de sus, aceștia fiind protejați prin circuitul de supracurent.

Circuitul ales satisface cerințele motoarelor, acesta furnizând tensiunea și curentul necesar, driverul oferă diferite protecții necesare unei bune funcționari și nu necesită alte circuite pentru comanda motoarelor.

Figura 3.11 Diagramă semnale pentru comandă cu doua semnale

4 Alimentare

Întreaga placa de comanda se alimentează dintr-o bateria cu acid de plumb, tip SLA de 12V 4Ah.

Aceasta ofera un raport foarte bun performanță/preț dupa cum sa detaliat în Capitolul 2 subcapitol 4.

Gama de tensiune 3.3V necesară pentru GPS este obținută din placa de comandă cu microcontroler.

Senzorul infraroșu și microcontrolerul au nevoie de o tensiune de 5V, pentru aceasta sa folosit un stabilizator.

Analizând principalele circuite integrate disponibile și randamentul acestora sa ales un stabilizator în comutație, acesta ofera un randament foarte bun și are tensiunea de ieșire variabilă.

Stabilizatorul LMZ 12001

Stabilizatorul LMZ12001 este în configurație step-down, acesta oferă o soluție simplă, cu un randament foarte bun, curentul maxim este de 1A. Tensiunea de alimentare poate fi între 4.5V și 20V, tensiunea de ieșire este în intervalul 0.8-6V aceasta se poate ajusta.

Circuitul oferă diferite protecții, cum ar fi: termică, închidere la subtensiune, supratensiune la ieșire, scurtcircuit, limitarea curentului la ieșire și protecție la pornire când sunt condensatori încărcați, astfel împiedică probleme cauzate de oscilații sau tensiuni mari la ieșire.

O singură rezistentă reglează frecvența de comutare care poate ajunge la 1MHz.

Circuitul ofera o integrabilitate a componentelor pasive foarte mare, rămânănd de proiectat 3 rezistențe și 4 condensatori după cum se poate observa în Figura 3.12

Figura 3.12 Schema bloc stabilizator LMZ 12001

Rezistențele se aleg în funție de tensiunea la ieșire a convertorului, spre exemplu 5V.

Producatorul texas instruments ofera un tabel cu valorile necesare, se pot observa în Tabelul 3.2

Tabelul 3.2 Valori ale rezistențelor necesare proiectări stabilizatorului

Circuitul de control pentru deschiderea tranzistorului

Circuitul se mai poate numi constant în timp, acesta este format dintr-un comparator și un circuit care variază timpul de deschidere a tranzistorului, comparând tensiunea din reacție cu referința internă de 0.8V. Dacă tensiunea din reacție este mai mică ca referința, tranzistorul MOSFET este deschis pentru un timp programat cu rezistența Ron. Ron se conectează la alimentare astfel timpul în care tranzistorul deschis este micșorat cu creșterea tensiunii. Dupa terminarea timpului, tranzistorul se închide pentru minim 260ns. Dacă tensiunea de pe pinul de feedback cade sub valoare referinței, ciclu de deschidere se repetă. Reglarea realizânduse în acest mod.

Divizorul de activare (Rent și Renb)

Tensiunea maximă pe pinul de activare este 6.5V. Rezistentele Rent si Renb se calculeaza pentru a da o tensiune acceptabila.

trebuie să aiba 4.5V astfel se calculează raportul, rezultând Renb-11.8kΩ și Rent-32.4kΩ

Divizorul pentru tensiunea de ieșire

Tensiunea de ieșire este determinată cu un divizor cu două rezistențe conectate între punctul Vo și masă. Punctul din mijlocul divizorului este conectat la intrarea de Feedback. Dacă tensiunea este mai mică de 0.8V, tranzistorul MOSFET se deschide.

Rezistențele se calculează cu formula:

Aranjând termeni relația devine:

Rezistențele trebuie sa aibă valori între 1kΩ și 10kΩ

Pentru un Vo= 0.8V pinul de Feedback poate fi conectat direct la ieșire cât timp rezistența de preîncărcare rămâne pentru a atrage un curent de 20μA. Operațiile convertorului necesită această sarcină pentru a crea o mică inductanță.

Condensator de pornire

Condensatorul de pornire permite regulatorului să crească încet semnalul tip rampă până ajunge la valoare stabilă de operare după ce a fost pornit, astfel reducănd curentul de pornire de la sursă și încetinind timpul de creștere a tensiunii de ieșire.

La deschidere, după ce sau trecut condițiile UVLO, un curent intern de 8μA începe să încarce condensatorul exterior de pornire.

Perioada de pornire până la punctul stabil este dată de formula:

Aranjând ecuația obținem:

Folosirea unui condensator de 0.022μF rezultă într-o perioadă de pornire de 2.2ms, care este recomandată ca valoare minimă.

Condesatorul de ieșire

Pentru acest condesator nu este necesar un calcul, el având rolul de filtrare a riplului care poate apare la comutație, valoare tipica fiind de 100uF.

Condesatorul de intrare

Circuitul LMZ conține un condensator integrat de 0.47 μF, pentru a filtra riplul de la ieșire se recomandă folosirea unui condestor. Valoare minimă a condesatorului exterior este de 10μF. Acest condensatorul trebuie plasat cat mai aproape de pinul de ieșire pentru a evita formarea buclelor de masă, care pot înrautați performanțele integratului.

5 Senzorul Infraroșu

Ca senzor de proximitate sa optat pentru un senzor cu infraroșu, în proiect urmând a fi implementat și unul senzor acustic.

Senzorul este format din: 2 leduri folosite pentru emiterea semnalului, acestea se aprind alternativ cu o frecvență de 10Hz.

Semnalul reflectat de obstacole se recepționează cu un receptor integrat pe placa senzorului.

Frecvența la care emite senzorul poate fi modificată, dar este recomandat să se mențină la valoare de 38kHz.

Microcontrolerul folosit funcționează la o tensiune de 3.3V.

Modulul cu senzor este proiectat la o tensiune de 5V, puntea de legătura între cele două echipamente s-a realizat cu un tranzistor NPN

Astfel semnalul cules de la senzorul infraroșu poate fi înteles de microcontroler.

Singurul dezavantaj al metodei este consumul mare de curent de 20mA.

Figura 3.11 Transistor level shifter

Figura 3.12 Schema bloc senzor infraroșu.

Capitolul IV Rezultate experimentale

Convertul LMD 18200

În urma rezultatelor experimentale am observat comportarea convertorului la un semnal de tip PWM comanda este dată cu 2 semnale separate pentru direcție și viteză.

Figura 4.1 Semnal la intrare PWM Figura 4.2 Semnal la ieșire pin 2

Figura 4.3 Semnal la ieșire pin 10

Dupa cum putem observa tensiunea la bornele motorului este diferența dintre tensiunea la pinul 2 minus tensiunea la pinul 10, în cazul de fața 9.95V

Caracteristică statică a convertorului a rezultat din urmatorul tabel

Figura 4.4 Caracteristică statică

Senzorul de curent are următoarul semnal la ieșire

Figura 4.5 Senzorul de curent semnal albastru, roșu semnal de intrare(PWM)

Semnalul senzorului de curent nu respectă specificațiile catalogului, o analiza mai aprofundată a acestui semnal este necesară.

Principala metodă de verificare a acestui semnal este prin masurarea în paralel a tensiunii date de senzorul de curent și de pe un șunt.

Astfel putem vedea cauza exactă a coborâri curentului sub nivelul de zero.

Stabilizatorul LMZ 12001

Semnalul de ieșire din stabilizator a fost măsurat, astfel putându-se observa riplul de ieșire fiind de 300mV, având o perioadă foarte mică de aproximativ 1 us putem spune că riplul este nesemnificativ.

Figura 4.6 Riplu stabilizator

Senzorul Infraroșu

Tensiunea de la ieșirea senzorului infraroșu a fost masurată pentru a determina principalele praguri tens/distanță ale acestuia.

În urma masurătorilor doar un singur prag a fost stabil, acesta fiind la valoarea de 70cm/0.4V.

Am mai testat și varierea pragului în funcție de culoarea materialului, aceste valori se pot observa în Tabelul 4.1

Tabel 4.1 Distanța detecție senzor infraroșu.

Figura 4.7 Prag senzor cu infraroșu.

Concluzie

Prin realizarea acestui proiect am concluzionat că convertorul este perfect funcțional, restul placilor proiectate funcționează.

Scopul meu prin acest proiect a fost dezvoltarea unui subsistem de comandă cu microcontroler, pentru robot mobil și a placilor necesare acestui robot.

Pentru realizarea proiectului sunt necesare cunoștințe de proiectare a cablajelor și a circuitelor

S-a obținut astfel un robot care se poate mișca independent și poate interacționa cu mediul înconjurător.

Ca rezultat final, sistemul este realizabil, cu un grad de dificultate mediu, costuri medii, ansamblul fiind fiabil și pregătit pentru implementarea în alte domenii, cum ar fi comanda unui robot stivuitor sau transportul mărfurilor cu ajutorul roboților..

În concluzie proiectul a fost finalizat cu succes!

Bibliografie

1. Frangu L. , Caraman S. , Electronică industrială, Editura Academica, Galați, 2001.

2. Miholca C. –Senzori și traductoare, Editura Fundației Universitare „Dunărea de Jos” , , 2004.

3. , s.a. – Stabilizatoare de tensiune, Editura Tehnicã, Bucuresti, 1983.

4. Arduino Robot de John-David Warren,Josh Adams,Harald Molle

5.http://www.scribd.com

6. www.wikipedia.com

7. Proximity sensors Festo

8.Laborator Electronică de Putere

9. http://www.generationrobots.com/ultrasonic-sonar-sensors-for-robots,us,8,19.cfm

10. Datasheet LMD18200, LMZ12001

11. Sensors for mobile robots H.R. Everet

Bibliografie

1. Frangu L. , Caraman S. , Electronică industrială, Editura Academica, Galați, 2001.

2. Miholca C. –Senzori și traductoare, Editura Fundației Universitare „Dunărea de Jos” , , 2004.

3. , s.a. – Stabilizatoare de tensiune, Editura Tehnicã, Bucuresti, 1983.

4. Arduino Robot de John-David Warren,Josh Adams,Harald Molle

5.http://www.scribd.com

6. www.wikipedia.com

7. Proximity sensors Festo

8.Laborator Electronică de Putere

9. http://www.generationrobots.com/ultrasonic-sonar-sensors-for-robots,us,8,19.cfm

10. Datasheet LMD18200, LMZ12001

11. Sensors for mobile robots H.R. Everet