Studiul Unei Surse In Rezerva cu Invertor Pwm Si Realizarea Unui Stand de Laborator

Studiul unei surse în rezervă cu invertor PWM și realizarea unui stand de laborator

Cap. 1 Introducere

Dependența tot mai mare de dispozitive electronice care folosesc curent alternativ evidențiează probleme asociate cu căderile neașteptate de tensiune de la rețeaua electrică. În locurile în care infrastuctura electrică nu este bine dezvoltată, căderile de tensiune pot fi fatale când instrumentele electrice medicale devin inutilizabile. Prin urmare, este nevoie de invertoare ieftine pentru a putea utiliza de exemplu aparatura medicală și în zonele subdezvoltate. Această lucrare documentează proiectarea și realizarea unei surse de alimentare neîntreruptibile, invertorul DC-AC.

Majoritatea dispozitivelor electrice utilizează curent altenativ pentru alimentare pe care apoi îl transformă în curent continuu. Curentul alternativ nu este întotdeauna disponibil și nevoia de mobilitate și simplitate a dat un avantaj bateriilor și acumulatorilor. Astfel, pentru a converti energia stocată în baterii sau provenită de la panouri solare avem nevoie de invertoare pentru a converti curentul continuu în alternativ.

Există trei tipuri de invertoare DC-AC disponibile pe piață, care sunt clasificate în funcție de forma semnalului de ieșire: semnal dreptunghiular, sinus modificat și sinus real. Majoritatea au formă dreprunghiulară sau sinus modificat. Aceste tipuri de invertoare sunt mai puțin costisitoare, deși livrează aceeași tensiune medie la sarcină, nu sunt indicate pentru dispozitivele electronice delicate care se bazează pe frecvența tensiunii. Invertoarele cu sinus real au acuratețe mai mare și livreză mai puțină energie neutilizabilă sarcinii prin armonici, dar au un design mai complex și mai scump. Invertoarele cu sinus real vor alimenta dispozitive cu o acuratețe mai mare, mai puține pierderi de putere și mai puțină căldură generată.

Inversia în sinus se face comutând tensiunea continuă pe sarcină cu o punte H. Dacă valoarea tensiunii este mai mică decât cea de care avem nevoie putem folosii convertoare DC-DC pentru tensiunea continuă sau transformatoare pentru tensiunea altenativă. Semnalul convertit este format din semnal PWM care redă forma sinusoidală. Factorul de umplere al semnalului de ieșire este modificat foarte rapid astfel puterea transmisă să fie sinusoidală. Semnalul de la ieșire poate fi folosit așa sau filtrat pentru a obține tensiunea sinusoidală.

Această lucrare documentează proiectarea unui invertor cu sinus real, care face inversia tensiunii continue provenită de la un convertor ridicător DC-DC.

Obiectivele pe care le-am avut pentru realizarea acestei lucrări au fost:

-studiul: surselor în rezervă;

surselor în comutație ZVS și ZCS;

surselor în comutație clasice;

-proiectarea și realizarea unei astfel de surse;

-programarea uC DSPIC30F4011;

-realizarea unui stand de laborator;

Cap. 2 Analiza și sinteza literaturii de specialitate

2.1 Studiul surselor în comutație

2.1.1 Generalități

De mulți ani, zona de design a surselor de alimentare a fost mutată treptat departe de zona de utilizarea a surselor liniare către sursele de alimentare în comutație (S.M.P.S.). Sursele de alimentare liniare conțin un transformator în serie cu regulatoare disipativ. Acest lucru înseamnă că sursa de alimentare are transformatoare de 50/60 Hz extrem de mari și grele, și de asemenea eficiență foarte mică a conversie de putere, ambele fiind dezavantaje serioase. Eficiența tipică a surselor liniare standard este 30% . Acest lucru se compară cu eficiența cuprinsă între 70 și 80%, disponibilă în prezent folosind surse în comutație .

În plus, prin utilizarea frecvențelor înalte de comutare, dimensiunea transformatoarelor de putere și a filtrelor din S.M.P.S. sunt mult mai reduse în comparație cu cele dintr-o sursă liniară. De exemplu, sursele în comutație care funcționează la 20kHz au o reducere de 4 ori în dimensiune a componentelor, și aceasta crește la circa 8 ori la 100kHz și mai sus, astfel se pot realiza surse foarte compacte și ușoare. Acest lucru este acum o cerință esențială pentru majoritatea sistemelor electronice.

În prezent, există o gamă foarte largă de topologii disponibile, fiecare cu avantajele și dezavantajele sale, facandu-le potrivite pentru orice aplicației în funcție de puterea necesară.

O sursă în comutație poate fi un circuit destul de complicat, după cum poate fi văzut din schema bloc din Figura 2.1.1.1. Tensiunea alternativă de alimentare a sursei este redresată, iar apoi se filtrează prin condensatorul de intrare pentru a produce current continuu. Capacitatea de intrare trebuie să să fie destul de mare pentru a menține tensiunea constantă în cazul unor căderi scurte de tensiune.

Figura 2.1.1.1 Schema bloc a unei surse în comutație

Dispozitivele semiconductoare de putere cum ar fi tranzistoarele Mosfet sau Bipolare comută ON și OFF, adică se închid și se deschid, comutănd tensiunea de alimentare prin primarul transformatorului de putere. Impulsurile au frecvențe fixe (20-200kHz) și factor de umplere variabil. Astfel apare un tren de impulsuri cu amplitudine și factor de umplere în secundarul transformatoare proporțional cu raportul de transformare. Acest tren de impulsuri de tensiune este aproximativ redresat, și apoi netezit de filtrul de ieșire, care este fie un condensator sau o rețea condensator-bobină în funcție de topologia folosită. Acest transfer de putere trebuie să fie efectuat cu cele mai mici pierderi posibil, pentru a menține eficiența. Calcularea optimă a componentelor pasive și magnetice și de selecție a semiconductorilor de putere este critică.

Stabilitatea tensiunii de ieșire este făcută de către blocul de control (feedback-ul). În general, sursele în comutație lucrează pe o frecvență fixă ​​și modulare în lățime a impulsurilor. Astfel se compensează modificările tensiunii de alimentare și încărcarea ieșirii . Tensiunea de ieșire este comparată cu o tensiune de referință stabilă, și eroare obținută este folosită de logica de control specializat, care modifică factorul de umplere al comutorului principal. Dacă a fost corect proiectată aceasta va oferi o tensiune stabilă la ieșire.

Este esențial ca întârzierile în bucla de control să fie minime, în caz contrar ar putea apărea probleme de stabilitate. Prin urmare, componente de foarte rapide trebuie să fie alese pentru bucla de reacție. În cuplajele cu transformator, în scopul de a realiza o izolare galvanică,este necesară utilizarea de componente izolate galvanic și în bucla de reacție. Acest lucru este de obicei realizat prin utilizarea unui transformator de impulsuri mic sau un opto-izolator, deci mărind numărul de componente.

În majoritatea aplicațiilor, cele mai multe topologi de surse în comutație conțin transformatoare de putere. Aceasta oferă izolare, scalarea tensiunii prin raportul de transformare și capacitatea de a furniza mai multe ieșiri. Cu toate acestea, sunt și topologii non-izolate (fără transformator), cum ar fi convertorul Buck și Bust. Toate topologiile mult mai complexe sunt bazate pe aceste tipuri de convertoare neizolate.

Convertoare neizolate

Majoritatea topologiilor folosite în convertoarele de azi sunt toate derivate din următoarele trei versiuni non-izolate numit Buck, Bust și Buck-boost. Acestea sunt cele mai simple configuratii posibile, și au cel mai mic numărul de componenta, care necesită doar o bobină, condensatoare, tranzistore și diode pentru a genera o singură ieșire. În cazul în care se dorește o izolare între intrare și ieșire este necesar un transformator.

2.1.2.1 Convertorul coborâtor (buck)

Familia convertoarelor forward care includ topologiile push-pull și punte, sunt toate bazate pe convertorul Buck, prezentat în Figura 2.1.2.1.1. Funcționarea sa este simplă. Când comutatorul TR1 este în conducție, tensiunea de la intrare este aplicată bobinei L1 și energia este dată la ieșire. Inductorul se construiește în conformitate cu legea lui Faraday prezentată mai jos:

V=L (1)

Când comutatorul este oprit, curentul din inductor se descarcă prin sarcină și prin dioda D1. Acest lucru permite ca energia stocată în inductor să fie livrată la ieșire. Acest curent continuu este apoi netezit de condensator Co de la ieșire. Forme de undă tipice convertorului Buck sunt prezentate în Figura 2.1.2.1.1.

Figura 2.1.2.1.1 Convertorul Buck (coborâtor)

Filtru LC are efect de mediere a pulsațiilor aplicate la intrare, producând o netezire a tensiunii de ieșire și a curentului, cu o tensiune de riplu foarte mică. Media tensiune / secundă prin bobină pe un ciclu complet de comutare trebuie să fie egală cu zero pentru echilibru.

Neglijând pierderile circuitului, mediea tensiunii de la intrarea în inductor este VD, în timp ce Vo este tensiunea de la ieșire. Astfel, în starea de echilibru, media tensiunii pe bobină va fi zero, ecuația de bază a convertorului Buck este :

(2)

D este factorul de umplere al tranzistorului, definit ca fiind raportul dintre timpul cât este în conducție și o perioadă de comutație, exprimat astfel :

D= (3) unde T= t

Astfel convertorul Buck este un convertor coborâtor, în acest caz tensiunea de ieșire este întotdeauna mai mică decât cea de intrare (atâta timp cât D nu ajunge la 1). Tensiunea de iesire este menținută constantă prin modificarea factorului de umplere al comutatorului. Rețeaua LC oferă o foarte bună filtrare a curentului inductorului. Prin urmare, convertorul Buck și derivatele lui au un riplu foarte mic. Convertorul Buck funcționează în mod continuu (curentul prin inductor nu scade la zero) iar curenții de vârf sunt mai mici, și condensatoarele de netezire sunt mai mici.

2.1.2.2 Convertorul ridicâtor (bust)

Funcționarea regulatorului Bust este prezentat în Figura 2.1.2.2.1, este mult mai complexă decât la Buck. Când comutatorul este ON, dioda D1 este polarizată invers și tensiunea de intrare V se aplică bobinei L1. Curentul se acumulează în inductor până la valoarea de vârf, fie spre valoarea zero în modul discontinuu, sau spre valoare inițială în modul continuu. Când comutatorul se deschide energia stocată în bobina L1 trebuie elibertă cauzând apariția unei tensiunii mai mari decât cea de intrare, dioda intră în conducție și încarcă condensatorul de la ieșire. Prin urmare, Vo este întotdeauna mai mare decât Vin, făcând-ul un convertor ridicător. Pentru modul de funcționare continuă, ecuație convertorului Bust este obținută printr-un proces similar ca și pentru convertorul Buck, și este cea cu numărul 4.

(4)

Din nou, tensiunea de ieșire depinde doar de tensiunea de intrare și de factorul de umplere. Astfel, prin controlul factorului de umplere, se reglează tensiunea de ieșire.

Din formele de undă ale convetorului Bust din Figura 2.1.2.2.1, curentul furnizat de convertor condensatorului de netezire de la ieșire este curentul prin diodă, care va fi întotdeauna discontinuu. Acest lucru înseamnă că, condensatorul de la ieșire trebuie să fie destul de mare, cu o rezistență serie echivalentă scăzută (ESR), pentru a avea la ieșire o formă de unda cu un riplu acceptabil. Aceasta este deosebirea față de condensatorul de la ieșirea convertorul Buck. Pe de altă parte, curentul de intrare în convertor este curent ce trece prin bobină , iar acest lucru oferă un riplu scăzut la intrare. Convertorul Bust este foarte folosit pentru aplicații în care avem o sarcină capacitivă cum ar fi blitz-ul aparatului de fotografiat și încărcătoare de baterii. Funcțiile principale sunt să stabilizeze intrarea sursei și pentru a îmbunătăți foarte mult factorului de putere. Această cerință a devenit foarte importantă în ultimii ani, într-un efort concertat de a îmbunătăți factorul de puterea al surselor.

Figura 2.1.2.2.1 Convertorul Bust (ridicător)

Dacă convertorul Bust este folosit în modul discontinuu, curentul de vârf prin tranzistor și prin diodă va fi maxim, și condensatorul de la ieșire trebuie să aibă o valoare dublă pentru a păstra acelaș riplu ca la cel din modul continuu. În fu sunt mai mici.

2.1.2.2 Convertorul ridicâtor (bust)

Funcționarea regulatorului Bust este prezentat în Figura 2.1.2.2.1, este mult mai complexă decât la Buck. Când comutatorul este ON, dioda D1 este polarizată invers și tensiunea de intrare V se aplică bobinei L1. Curentul se acumulează în inductor până la valoarea de vârf, fie spre valoarea zero în modul discontinuu, sau spre valoare inițială în modul continuu. Când comutatorul se deschide energia stocată în bobina L1 trebuie elibertă cauzând apariția unei tensiunii mai mari decât cea de intrare, dioda intră în conducție și încarcă condensatorul de la ieșire. Prin urmare, Vo este întotdeauna mai mare decât Vin, făcând-ul un convertor ridicător. Pentru modul de funcționare continuă, ecuație convertorului Bust este obținută printr-un proces similar ca și pentru convertorul Buck, și este cea cu numărul 4.

(4)

Din nou, tensiunea de ieșire depinde doar de tensiunea de intrare și de factorul de umplere. Astfel, prin controlul factorului de umplere, se reglează tensiunea de ieșire.

Din formele de undă ale convetorului Bust din Figura 2.1.2.2.1, curentul furnizat de convertor condensatorului de netezire de la ieșire este curentul prin diodă, care va fi întotdeauna discontinuu. Acest lucru înseamnă că, condensatorul de la ieșire trebuie să fie destul de mare, cu o rezistență serie echivalentă scăzută (ESR), pentru a avea la ieșire o formă de unda cu un riplu acceptabil. Aceasta este deosebirea față de condensatorul de la ieșirea convertorul Buck. Pe de altă parte, curentul de intrare în convertor este curent ce trece prin bobină , iar acest lucru oferă un riplu scăzut la intrare. Convertorul Bust este foarte folosit pentru aplicații în care avem o sarcină capacitivă cum ar fi blitz-ul aparatului de fotografiat și încărcătoare de baterii. Funcțiile principale sunt să stabilizeze intrarea sursei și pentru a îmbunătăți foarte mult factorului de putere. Această cerință a devenit foarte importantă în ultimii ani, într-un efort concertat de a îmbunătăți factorul de puterea al surselor.

Figura 2.1.2.2.1 Convertorul Bust (ridicător)

Dacă convertorul Bust este folosit în modul discontinuu, curentul de vârf prin tranzistor și prin diodă va fi maxim, și condensatorul de la ieșire trebuie să aibă o valoare dublă pentru a păstra acelaș riplu ca la cel din modul continuu. În funcționarea discontinuă, tensiune de la ieșire depinde și de sarcină, rezultând o stabilitate scăzută a tensiunii de la ieșire. Când funcționează în modul continuu convertorul Bust are plobleme cu controlul și stabilitatea. În modul dicontinuu, energia din bobină la pornirea fiecărui ciclu este zero.

2.1.2.3 Convertorul coborâtor- ridicător (buck-bust)

Cel mai popular convertor flyback nu este derivat doar din convertorul Boost.Convertorul flyback eliberează energia stocată în bobină pe perioda când comutatorul este blocat. Convertorul Buck, deasemenea, livrează energia de la intrare. Flyback-ul se bazează pe combinația celor două topologi, numindu-se convertorul Buck-Boost sau convertorul flyback neizolat. Această topologie este prezentată în Figura 2.1.2.3.1.

Figura 2.1.2.3.1- Convertorul coborâtor- ridicâtor (buck-bust)

Când tranzistorul este închis, dioda este blocată, bobina este conectată la alimentare și se încarcă cu energie. Când se deschide tranzistorul, energia stocată în bobină face ca tensiunea la bornele ei să crească și prin dioda D1 încarcă condensatorul și furnizează în acelaș timp energie sarcinii.

Formele de undă sunt similare cu cele de la convertorul Boost excepție făcând tensiunea pe care trebuie să o suporte tranzistorul care este egală cu suma tensiunii de intrare și cea de ieșire. Curentul de intrare și de ieșire trebuie să fie discontinuu. În această schemă avem o inversare de polaritate, tensiunea generată la ieșire este negativă față de masa intrării.Formula de calcul este urmatoarea :

(5)

Valoarea factorului de umplere D poate fi aleasă astfel încât tensiunea de la ieșire să fie mai mare sau mai mică decăt tensiunea de la intrare.Acest lucru oferă flexibilitate convertorului de a fi ridicător sau coborâtor față de tensiunea de alimentare.

Acest regulator are aceeași problemă de funcționare în modul continuu ca și convertorul Boost și de aceea este recomandat modul discontinuu de funcționare.

Atâta timp cât curentul de intrare și de ieșire sunt pulsatorii, nivele reduse ale riplului sunt foarte greu de atins folosind convertorul Buck Boost. Sunt necesare condensatoare de filtraj de până la 8 ori mai mari decâ la convertorul Buck.

Tranzistorul trebuie să poată conduce curentul mare de vârf și să poată suporta tensiunea. Convertorul flyback (buck boost) care folosește această topologie plasează cel mai mult stres pe tranzistor, dioda trebuie de asemenea să suporte un curent de vârf mare.

2.1.3 Convertoare izolate

2.1.3.1 Convertorul Flyback

Dintre toate convertoare izolate, de departe, cea mai simplă topologie este topologia flyback din Figura 2.1.3.1.1. Utilizarea unui singur tranzistor care comută înseamnă că transformatorul poate fi alimentat numai unipolar (asimetric). Aceasta duce la o dimensiune mare a miezului transformatorului. Flyback-ul este o versiune izolată a convertorului Buck-Boost. Atunci când tranzistorul este în conducție, curentul crește prin bobina primarului și energie este stocată în miez, această energie este apoi eliberată la ieșire prin circuitul secundar când tranzistorul este blocat.

Figura 2.1.3.1.1-Convertorul flyback și formele de undă

Polaritatea înfășurărilor este în așa fel încât dioda de ieșire este blocată în timpul când tranzistorul este în conducție. Atunci când tranzistorul este blocat, tensiunea prin bobina secundară își inversează polaritatea, menținând un flux constant în miez și forțează curentul din secundar să ”curgă” prin diodă spre sarcină. Amplitudinea curentului secundar de vârf este valoarea amplitudinii curentului de vârf primar la ieșirea tranzistorului din conducție reflectatată prin raportul de transformare.

Faptul că toată puterea de la ieșirea flyback-ului trebuie să fie stocată în miez ca 1/2LI înseamnă că mărimea miezului și costul acestuia va fi mult mai mare decât la alte topologii.

În scopul de a stoca energie cât mai multă, inductanța primară a flyback-ului trebuie să fie semnificativ mai mică decât necesarul pentru un transformator adevărat, deoarece sunt necesari curenții de vârf mari. Acest lucru este în mod normal realizat prin introducerea unui întrefier în miez. Întrefierul reduce inductanța, și energia de vârf este apoi stocată în întrefier, evitând astfel saturarea transformatorului.

Atunci când tranzistorul se blochează, tensiunea de ieșire este reflectată prin transformator în primar și în multe cazuri poate fi aproape la fel de mare ca tensiunea de alimentare. Există de asemenea un vârf de tensiune la turn-off din cauza energie stocate în inductanța de pierderi a transformatorului. Acest lucru înseamnă că tranzistorul trebuie să fie capabil să suporte aproximativ de două ori tensiunea de alimentare plus vârfurile. Prin urmare, pentru o alimentare la 230V AC tensiunea după redresare poate atinge valoarea de 385V, valoarea tensiunii maxime suportate de tranzistorul trebuie să se afle între 800 și 1000V.

Avantaje

Acțiunea de flyback înseamnă că inductanța secundară este în serie cu dioda de ieșire atunci când curentul este livrat sarcinii. Acest lucru înseamnă că nu este nevoie de o bobină de filtrare la ieșirea din sursă. Prin urmare,pe ieșire are nevoie doar de o diodă și de condensatorul de filtrare. Acest lucru înseamnă că flyback este alegere ideală pentru a realize surse ieftine cu ieșiri multiple.

Flyback este de asemenea ideal pentru generarea de inaltă tensiune la ieșiri. Dacă un convertor Boost de tip filtru LC a fost utilizat pentru a genera un nivel ridicat de tensiune, o valoare foarte mare a inductanței ar fi necesară pentru a reduce nivelul curentului de riplu pentru a atinge modul de funcționare continuu. Această restricție nu nu se aplică în flyback, deoarece nu are nevoie de o inductanță la ieșire.

Dezavantaje

Din formele de undă din Figura 2.1.3.1.1 este clar că condensatorul de la ieșire este alimentat numai în timpul când tranzistorul este blocat. Acest lucru înseamnă că trebuie să netezească curentul pulsatoriu de ieșire care are valori de vârf mai mari decât curent continuu de ieșire care ar fi produs într-un convertor Forward, de exemplu. În scopul de a obține valori mici ale riplului sunt necesari condensatori foarte mari cu rezistență serie echivalentă foarte mică(e.s.r). Se poate observa că la aceeași frecvență un filtru LC este de aproximativ 8 ori mai eficient la reducerea riplului decât un singur condensator. Prin urmare, sursele flyback au valuri mult mai mari ale riplului decât alte topologii. Acest lucru, împreună cu curenți mari de vârf, condensatori și transformatoare mari, limitează flyback-u la o putere de ieșire cuprinsă în gama 20-200W.

Flyback cu două tranzistoare

O soluție la cerința de tranzistori care trebuie sa suporte o tensiune de 1000V este versiunea flyback cu două tranzistore prezentată în Figura 2.1.3.1.2. Ambii tranzistori sunt comandați simultan, și toate formele de undă sunt exact la fel, cu excepția faptului că tensiunea pe fiecare tranzistor nu depășește tensiunea de intrare. Pot fi folosite acum tranzistoare care să suporte o tensiune maximă de 400-500V, care comută mai repede și deci pierderi mai reduse. Puterea și frecvența de comutare pot fi crescute în mod semnificativ. Dezavantajele acestei versiunii cu două tranzistoare sunt costul suplimentar și complexitatea în comanda și izolarea tranzistorului cu baza flotantă.

Figura 2.1.3.1.2-Convertorul Flyback cu două tranzistoare

Funcționarea în modul continuu vs. discontinuu

Ca și convertorul Buck-boost, flyback-ul poate funcționa atât în modul continuu cât și discontinuu. Forme de undă din Figura 2.1.3.1.1 arată modul de funcționare discontinuu. În modul discontinuu, curentul secundar scade la zero în fiecare perioadă de comutare, și toată energia este eliberată din transformator. În modul continuu există curent prin inductorul de cuplaj în orice moment, rezultând o formă de undă trapezoidală a curentului.

Avantajul principal al modului continuu este faptul că, curenții de vârf au o valoare înjumătățită față de cei din modul discontinuu pentru aceeași puterea de ieșire, prin urmare, este posibilă obținerea unui riplu mai mic de ieșire. Cu toate acestea, dimensiunea miezului transformatorului este de aproximativ 2 până la 4 ori mai mare în modul continuu pentru a atinge inductanța necesară pentru a reduce curenții de vârf.

Un alt dezavantaj al modului continuu este faptul că în buclă închisă este mult mai dificil de controlat decât în modul discontinuu. Aceasta înseamnă că este nevoie de mai mult timp și efort pentru a proiecta convertoare care să funcționeze în modul continuu pentru a atinge stabilitatea.

În modul discontinuu este neglijabilă puterea disipată în tranzistor la turn-on, întrucât acest lucru poate fi destul de mare în modul continuu, în special efectul suplimentar al curentului de ieșire prin diodă, care apare doar în modul continuu. În mod normal înseamnă că trebuie să fie adăugat un snubber pentru a proteja tranzistorul împotriva stresului de la intrarea în conducție.

Un avantaj al modului continuu este că în buclă deschisă câștigul este independent de sarcina de la ieșire adică Vo depinde numai de D și Vin așa cum se arată în ecuația câștigul. Modul continuu are în buclă deschisă o stabilitate foarte bună, variind de exemplu sarcina de la ieșire nu va afecta valoarea Vo. Modul discontinuu pe de altă parte, are o dependența față ieșire. Prin urmare, modul discontinuu, are o stabilitate mult mai mică în buclă deschisă, și anume o schimbarea a sarcinii va afecta Vo. Această problemă dispare atunci când controlul se face în buclă închisă.

Eficiența acestui convertor este ɳ=80%. (6)

Factorul de umplere maxim este Dmax = 0.45 (7)

Curentul maxim prin tranzistori este (8)

Câștigul în modul continuu este (9)

Câștigul în modul discontinuu este (10)

2.1.3.2 Convertorul Forward

Convertorul forward este o topologie izolata cu un singur tranzistor, si este prezentat în Figura 2.1.3.2.1. Aceasta se bazeaza pe topologia convertorului Buck, cu adaugarea unui transformator si o dioda în circuitul de iesire. caracteristica filtrului LC de iesire este în mod clar prezenta.

În comparatie cu convertorul flyback, convertorul forward are o actiune reala a transformatorului, unde energia este transferata direct la iesire prin bobina cînd tranzistorul este în conductie. Se poate observa ca polaritatea înfasurarii secundare este inversata fata de flyback, permitînd curentului sa treaca direct prin dioda D1. În timpul cât tranzistorul este în conducție, curentul care parcurge bobina primară induce energie în bobina secundară și apare un curent și prin bobina L1 care se încarcă cu energie. Când tranzistorul iese din conducție, tensiunea prin secundar se inversează, dioda D1 trece din starea de conducție în starea de blocare, iar dioda D2 intră în conducție pentru a pastra un curent constant prin sarcină. Acest lucru permite ca energia stocată în bobina L1 să fie transferată sarcinii cât tranzistorul este blocat.

Convertorul Forward poate funcționa tot timpul în modul continuu, producând curenți de vârf cu valori mici la intrare și la ieșire. Dacă trecem în modul discontinuu aceste valori vor crește odată cu zgomotul generat de comutare. Problemele de control pe care le avea convertorul flyback în modul continuu nu sunt prezente și aici. Deci nu avem avantaje reale să folosim modul discontinuu la convertorul forward.

Avantaje

După cum se poate vedea în formele de undă din Figura 2.1.3.2.1, curentul prin bobină I, care este de asemenea curentul de ieșire, este tot timpul continuu. Amplitudinea riplului și a curentului de vârf din secundar depind de mărimea bobinei de la ieșire. Riplul poate fi făcut relativ mic în comparație față de curentul de la ieșire, cu un curent de vârf minim. Acest riplu cu valori mici, curentul continuu de la ieșire este ușor de netezit și mărimea condensatorului de la ieșire necesar, rezistența serie echivalentă și curent de vârf suportat sunt de departe mai mici decât în cazul unui convertor flyback.

Transformatorul în această topologie transferă energia direct deci este neglijabilă energia stocată în miez în comparație cu flyback. În acest caz energia magnetică necesară să excite miezul este mică, excitație care face miezul să devină un mediu de transfer al energiei. Această energie este foarte mică și este nevoie de un curent de magnetizare mic prin primar. Asta înseamnă că primarul trebuie sa aibă o inductanță mare, fără să fie nevoie de întrefier ca în cazul flyback-ului. Miezurile din ferită standard cu permeabilitate mare sunt ideale pentru a obține o inductanță mare. Energia stocată fiind neglijată înseamnă că transformatorul convertorului forward este mult mai mic decât cel al flyback, deci și pierderile în miez sunt mult mai mici pentru aceași putere transferată. Transformatorul operează tot asimetric, înseamnă că energia se transferă doar când tranzistorul este în conducție, și aceasta înseamnă că transformatorul este totuși mare față de un transformator care operează simetric.

Figura 2.1.3.2.1-Convertorul Flyback cu două tranzistoare

Dezavantaje

Datorită acțiunii comutării unipolare a convertorului forward este o problemă majoră cu eliberarea energiei de magnetizare din miez la fiecare ciclu de comutare. Dacă această energie nu s-ar elibera ar duce la saturarea miezului și la distrugerea tranzistorului din primar. Energia de magnetizare este eliberată automat la tipurile simetrice de acțiunea push-pull. La convertorul flyback această energie este descărcată în sarcină la ieșirea tranzistorului din conducție. La convertorul forward nu există o astfel de cale prin care să se descarce energia.

Această cale se obține prin adăugarea unei înfășurări adiționale de resetare cu polaritate opusă față de cea primară. Această bobină este înseriată cu o diodă care în momentul blocării tranzistorului intră în conducție și eliberează energia de magnetizare în sursa de alimentare. Înfășurarea de resetare este bobinată în paralel cu cea primară pentru a se asigura o cuplare bună și același număr de spire cu primarul. Timpul necesar ca energia de magnetizare să scadă la zero are aceași durată cu cea cât tranzistorul este în conducție. Acest lucru înseamnă că teoretic factorul maxim de umplere este 50% dar dacă luăm în calcul și întârzierile de comutație acesta scade sub valoarea de 45%. Această limitare a controlului este un dezavantaj principal în folosirea convertorului forward. Formele de undă ale curentului de magnetizare sunt prezentate în Figura 2.1.3.2.1. Înfășurarea de resetare este obțională la convertorul flyback, dar la convetorul forward este necesară pentru o funcțioare corectă.

Alegerea diodei de la ieșire

Dioda din circuitul de ieșire trebuie să conducă întreaga amplitudine a curentului de ieșire. Diodele pot produce vârfuri de curent în special dioda D2. Aceste vârfuri pot cauza pierderi în transformator la intrarea în conducție a tranzistorului, cauze ce pot distruge tranzistorul în absențaunui circuit snubber. Sunt necesare diode cu eficiență mare și să comute cât mai rapid pentru a minimiza pierderile din timpul conducției și să reducă vârfurile de la intrarea în conducție. Aceste cerințe sunt îndeplinite de diodele Schottky pentru tensiuni de ieșire de până la 20V și diode rapide pentru tensiuni mai mari de ieșire. Nu este normal ca un convertor forward să aibă la ieșire o tensiune mai mare de 100V, convertoarele flyback fiind preferate pentru aceste tensiunii.

Forward cu două tranzistoare

Pentru a nu folosi tranzistoare care să suporte tensiune mare se poate folosi convertorul forward cu două tranzistoare. Acest circuit poste fi văzut în Figura 2.1.3.2.2, care este foarte similar cu cel al convertorului flyback și are aceleași avantaje. Tensiunea pe tranzistoare va fi cea de intrare V, care permite utilizarea unor tranzistoare mult mai rapide care trebuie să suporte o tensiune de 400-500V pentru aplicațiile alimentate la 220V. Eliberarea energiei de magnetizare se face prin cele două diode și nu mai este nevoie de o înfășurare în plus pentru a elibera această energie.

Figura 2.1.3.2.2-Convertorul Forward cu două tranzistoare

Versiunea cu două tranzistoare este foarte utilizată pentru aplicațiile off-line. Ea poate genera puteri mari la ieșire dar și frecvențe mari de comutație. Dezavantajul este costul componentelor și nevoia unui driver izolat pentru comanda tranzistorului TR2.

Totuși acest convertor are și dezavantaje, utilizează sub jumătate din performanțele transformatorului, este foarte popular pentru plaja de putere menționată, oferă o comandă simplă pentru un singur tranzistor și componente ieftine. Sunt foarte comune cele cu ieșiri multiple. Bobina de la ieșire este realizată pe un singur miez și dacă este dimensionat corect reduce riplul de la ieșire oricât de mare ar fi. Avantajul major al convertoarelor forward este riplul foarte mic la ieșire care poate fi ușor de eliminat cu un mic filtru LC.

Eficiența acestui convertor este ɳ=80%. (11)

Factorul de umplere maxim este Dmax = 0.45 (12)

Curentul maxim prin tranzistori este (13)

Câștigul este (14)

2.1.3.3 Convertorul Push-pull

Pentru a utiliza transformatorul pe întreg ciclul de histerezis, este necesar ca primarul să fie alimentat simetric. Acest lucru permite utilizarea unor transformatoare mai mici generând puteri mari la ieșire lucru care nu este posibil cu cele alimentate asimetric. Tipurile de convertoare simetrice necesită întotdeauna un număr mai mare de tranzistoare. Cel mai cunoscut convertor asimetric este convertorul push-pull din Figura 2.1.3.3.1.

Bobina primară are o bornă mediană conectată la plus și fiecare tranzistor este comandat alternativ, alimentând transformatorul în două sensuri. Transformatorul convertorului push-pull este ca mărime jumătate față de cel al unui convertor flyback sau forward. Această acțiunea push-pull produce o resetare naturală a miezului la fiecare ciclu, astfel nu mai este necesară o înfășurare suplimentară de resetare. Puterea este transferată la ieșirea de tip buck în timpul conducției fiecărui tranzistor. Factorul de umplere al fiecărui tranzistor este mai mic de 0.45, pentru a ne asigura că nu sunt cei doi tranzistori în conducție în acelaș timp. Puterea poate fi transferată la ieșire în proporție de 90%, timpul cât tranzistorii sunt în conducție, permițând un transfer de putere mai mare decât în cazul convertoarelor asimetrice. Configurația push-pull este folosită pentru puteri cuprinse între 100-500W.

Efectul comutării tranzistoarelor se poate vedea în formele de undă din Figura 2.1.3.3.2 în care se poate observa că frecvența de operare a circuitului de ieșire este de două ori mai mare decât frecvența de comutare a tranzistoarelor. Condensatorul și bobina de la ieșire pot fi mai mici pentru aceleași valori ale riplului de la ieșire. Convertoarele push-pull sunt excelente pentru densitate mare de putere și riplu mic la ieșire.

Figura 2.1.3.3.1 Convertorul Push-pull

Avantaje

Convertorul push-pull oferă un design compact al transformatorului și al filtrelor de ieșire, producând un riplu foarte mic la ieșire. Controlul convertorului push-pull este similar cu cel al forward, bazându-se pe modul de funcționare al convertorului buck în modul continuu. Când închidem bucla de reacție compensarea se face ușor. Pentru mai multe ieșiri se va proceda ca la convertorul forward.

Diodele de protecție sunt puse între bornele tranzistoarelor după cum se vede. Acestea permit eliberarea energiei de magnetizare pentru a fi ușor de dirijat în sursa de alimentare, reducând stresul tranzistoarelor și mărind eficiența.

Emitorul sau sursa tranzistorului de putere sunt la același potențial în configurația push-pull și au ca referință masa. Acest lucru înseamnă că poate fi folosit acelaș tip de driver pentru cele două tranzistoatre și nu sunt necesare transformatoare de izolație ce ar însemna costuri suplimentare.

Dezavantaje

Un principal neajuns al convertorului push-pull este faptul că fiecare tranzistor trebuie să blocheze o tensiune dublă față de cea de alimentare datorată de efectul dublării al primarului format din două bobine înseriate, chiar dacă sunt folosite două tranzistoare. Acest lucru apare când un tranzistor se blochează și celălalt intră în conducție. Când ambii tranzistori sunt blocați, fiecare blochează tensiunea de alimentare, acest lucru poate fi observat în Figura 2.1.3.3.2.

O problemă majoră a convertorului push-pull este că fluxul trebuie să fie simetric. Dacă fluxul generat la fiecare jumătate de ciclu nu este exact simetric va rezulta saturarea miezului transformatorului în general pentru tensiuni mari de intrare. Nesimetria poate fi cauzată de caracteristici diferite ale celor două tranzistoare.

Utilizarea a două bobine primare înseamnă un necesar mai mare de cupru și este necesară o cuplare foarte bună între cele două bobine. Dacă vor fi folosite circuite de protecție a tranzistoarelor de tip snubber acestea trebuie să fie calculate foarte bine pentru a nu interacționa cu celelalte circuite de protecție. Acest lucru este valabil pentru toate convertoarele simetrice.

Aceste dezavantaje în mod normal dictează ca push-pull să funcționeze la la tensiuni mici de alimentare cum ar fi 12,28 sau 48V. Convertoarele DC-DC utilizate în automotive și în industria telecomunicațiilor sunt de obicei topologii push-pull. La aceste nivele de tensiune saturarea miezului transformatorului poate fi ușor evitată.

Figura 2.1.3.3.2 Formele de undă ale convertorul Push-pull

Eficiența acestui convertor este ɳ=80%. (15)

Factorul de umplere maxim este Dmax = 0.90 (16)

Tensiunea maximă suportată de tranzistoare este V=2*V+vârfuri (17)

Curentul maxim prin tranzistori este (18)

Câștigul este (19)

2.1.3.4 Convertorul Half-Bridge

Dintre toate convertoarele simetrice de putere mare, convertorul half-bridge din Figura 2.1.3.4.1 este cel mai utilizat. În principiu este o versiune balansată a convertorului forward și este de asemenea derivat din convertorul buck. Convertorul half-bridge are câteva avantaje față de push-pull, care îl face să fie prima alegere în aplicațiile de mare putere cu o putere cuprinsă între 500 și 1000W.

Condensatoarele C1 și C2 sunt conectate în serie și astfel se crează un punct median virtual al tensiunii de alimentare, punctul A din schemă. Cele două tranzistoare sunt comandate alternativ și conectează câte un condensator la înfășurarea primară la fiecare jumătate de ciclu. V/2 este aplicat înfășurării primare simetric ca în cazul push-pull. Puterea este transferată direct la ieșire în fiecare ciclu de conducție a unuia dintre tranzistoare având un factor de umplere maxim de 90%. Sunt necesari niște timpi de gardă pentru a preveni ca cei doi tranzistori să intre în conducție în acelaș timp. Deoarece primarul este alimentat în cele două direcții la ieșire va fi nevoie de un redresor dublă alternanță. Acesta este rezultatul utilizării foarte eficiente ale transformatorului. După cum se poate observa în Figura 2.1.3.4.2 formele de undă sunt identice ca cele de la push-pull, excepție făcând tensiunea de pe tranzistoare care este jumătate din tensiunea de alimentare. Curentul dispozitivului va fi mai mare pentru aceași putere de ieșire.

Figura 2.1.3.4.1 Convertorul Half-bridge

Avantaje

Deoarece cele două tranzistoare sunt efectiv în serie ele nu vor trebui niciodată să suporte o tensiune mai mare decât cea de alimentare, V. Cănd cele două sunt blocate, tensiunea de pe ele va fi egală cu cea din punctul median adică V/2. Aceasta este jumătate față de cea din cazul push-pull. Acest lucru înseamnă că half-bridge este foarte utilizată în aplicații cu tensiunea mare de intrare.

Un alt avantaj major față de push-pull este că problema saturării transformatorului datorată nesimetriei balansării fluxului este evitată prin folosirea unui mic condensator(mai puțin de 10uF) astfel orice componentă continuă este oprită și doar curent alternativ simetric va fi livrat la intrare.

Configurația halh-bridge permite utilizarea unor diode de clamp-ing în paralel cu tranzistoarele, diodele D3 și D4 din Figura 2.1.3.4.1. Energia de magnetizare este recuperată în cele două condensatoare, protejând tranzistoarele și mărind eficiența.

Un avantaj mai puțin evident al half-bridge este dat de cele două condensatoare conectate în serie care face din acesta să fie un circuit ideal pentru un dublor de tensiune care permite utilizarea lui la 110V sau 220V având posibilitatea să selectăm acest lucru.

Circuitele în punte au de asemenea acelaș avantaj față de cele cu un singur tranzistor, incluzând o utilizare excelentă a transformatorului, un riplu foarte mic și capabilitatea să debiteze puteri mari la ieșire. Factorul care limitează puterea maximă disponibilă la ieșirea half-bridge este capabilitatea tranzistoarelor din ziua de azi să suporte vârfuri de curent. Puterea maximă este 1000W, pentru puteri mai mari se folosesc convertoare în punte cu patru tranzistoare.

Dezavantaje

Un dezavantaj îl reprezintă dimensiunea condensatoarelor C1 și C2 care sunt destul de mari. Tranzistorul TR1 trebuie să fie comandat printr-un driver izolat deoarece acesta se află la un potențial flotant. Dacă sunt folosite circuite snubber în paralel cu tranzistoarele acestea trebuie dimensionate precis pentru a nu interacționa între ele datorită acțiunii alimentării simetrice. Costul circuitului și complexitatea au crescut dar odată cu ele și avantajele. În multe cazuri half-bridge este folosit la puteri de sub 500W.

Figura 2.1.3.4.2 Formele de undă ale convertorul Half-bridge

Eficiența acestui convertor este ɳ=80%. (20)

Factorul de umplere maxim este Dmax = 0.90 (21)

Tensiunea maximă suportată de tranzistoare este V=V+vârfuri (22)

Curentul maxim prin tranzistori este (23)

Câștigul este (24)

2.1.3.5 Convertorul Full-Bridge

Convertorul Full-bridge din Figura 2.1.3.5.1 este o versiune a convertorului half-bridge de putere mai mare și poate debita cea mai mare putere la ieșire dintre toate convertoarele de mai sus. Curentul maxim suportat de tranzistoarele de putere poate determina limita maximă a puterii de ieșire a convertorului half-bridge. Aceste nivele pot fi dublate folosind Full-bridge, care se obține prin adăugarea a încă două tranzistoare și două diode de clamp-ing la half-bridge. Tranzistoarele sunt comandate alternativ în perechi, T1 și T3 apoi T2 și T4. Primarul transformatorului este acum alimentat la tensiunea de intrare. Nivelele curenților sunt înjumătățite în comparație cu half-bridge pentru aceași putere dată. Convertorul full-bridge va dubla puterea de la ieșire față de half-bridge folosind acelaș tip de tranzistoare.

Circuitul secundar funcționează în exact acelaș mod ca la push-pull și half-bridge, producând de asemenea un riplu foarte mic la ieșire la nivele ale curentului mari. Formele de undă pentru Full-Bridge sunt identice cu cele de la Half-Bridge din Figura 2.1.3.4.2, exceptând tensiunea din primar care este efectiv dublată.

Figura 2.1.3.5.1 Convertorul Full-Bridge

Avantaje

Convertorul Full-Bridge este ideal pentru a genera puteri foarte mari la ieșire. Complexitatea crescută a circuitului înseamnă că Full-Bridge este folosit în aplicațiile care necesită o putere de 1KW sau mai mare.

Full-Bridge are avantajul că utilizează un singur condensator de netezire față de half-bridge ceea ce înseamnă că se economisește spațiu. Celelalte avantaje sunt identice cu cele ale half-bridge.

Dezavantaje

Sunt necesare patru tranzistori și patru diode de clamp-ing față de două la celelalte tipuri simetrice. De asemenea sunt necesare două drivere izolate pentru tranzistoarele aflate la potențial flotant. Full-bridge are cel mai complex și costisitor design dintre toate convertoarele de mai sus și trebuie folosit doar acolo unde celelalte convertoare nu îndeplinesc cerințele. Pentru cele patru tranzistoare circuitele de protecție de tip snubber trebuie proiectate cu grije pentru a nu interacționa între ele.

Eficiența acestui convertor este ɳ=80%. (25)

Factorul de umplere maxim este Dmax = 0.90 (26)

Tensiunea maximă suportată de tranzistoare este V=V+vârfuri (27)

Curentul maxim prin tranzistori este (28)

Câștigul este (29)

2.1.4 Convertoare cvasirezonante

2.1.4.1 Generalități

Creșterea frecvenței de funcționare a convertoarelor de putere este de dorit, deoarece permite circuitului magnetic și condensatorilor să fie reduse, ceea ce duce la circuite mai ieftine și mai compact. Cu toate acestea, creșterea frecvenței de funcționare duce la creșterea pierderilor din timpul comutației, prin urmare, se reduce eficiența sistemului. O soluție la această problemă este de a înlocui comutatorul "chopper-ului" din topologiile standard SMPS (Buck, Boost, etc) cu comutatoare "rezonante", care

folosesc rezonanța circuitelor capacitive și inductive pentru a contura forma de undă a curentului sau a tensiunii pe elementul de comutare astfel încât atunci când are loc comutarea, nu există curent prin comutator sau tensiune pe el și prin urmare puterea disipată va fi mult mai mică (Figura 2.1.4.1.1).

Figura 2.1.4.1.1

Circuitele care utilizează această tehnică se numesc convertoare rezonante (sau,convertor cvasi-rezonanță).

Un circuit care comută la curent zero (ZCS) modelează forma de undă a curentului, în timp ce circuitele cu comutarea la tensiune zero (ZVS), modelează forma de undă a tensiunii.

2.1.4.2 Comutarea la curent zero (ZCS)

O comutare tipică la curent zero constă în, comutatorul S în serie cu inductor de rezonanță L , și condensatorul C conectate în paralel. Energie este furnizată de o sursă de curent. Circuitul și formele de undă sunt prezentate în Figura 2.1.4.2.1

Figura 2.1.4.2.1

Dacă este utilizat un transformator de ieșire, în anumite cazuri inductanța sa parazită poate fi folosită ca inductanță rezonată (atât în ​​acest caz cât și la topologia comutare la tensiune zero). Cu toate acestea, valoarea sa nu este cunoscută, frecvența de rezonanță nu va fi fixă, și poate provoca probleme în proiectarea circuitului. Când comutatorul S este oprit, capacitorul rezonant este încărcat cu un curent mai mult sau mai puțin constant, și astfel tensiunea pe aceasta crește liniar. Când comutatorul este pornit, energia stocată în condensator este transferată în inductor, cauzând o circulație a curentului sinusoidală prin comutatorul. Pe alternanța negativă, curentul circulă prin dioda anti-paralel, și astfel în această perioadă nu este curent prin comutator sau tensiunea pe acesta, și poate fi oprit, fără pierderi. Acest tip de comutare este de asemenea, cunoscută sub numele de modul tiristor, deoarece este una dintre cele mai potrivite modalități de utilizare a tiristoare, aceste dispozitive se blochează doar în cazul în care curentul prin ele trece prin zero, care apare în mod natural în această topologie.

2.1.4.3 Comutarea la tensiune zero (ZVS)

Comutarea la tensiune zero constă în conectarea unui comutator cu o diodă în paralel. Condensatorul rezonant este conectate în paralel, și bobina rezonantă este conectată în serie cu această configurație. O sursă de tensiune conectată în paralel injectează energie în acest sistem. Circuitul și formele de undă sunt prezentate în Figura 2.1.4.3.1.

Figura 2.1.4.3.1

Când comutatorul este în conducție, curentul circulă liniar prin bobină. Când comutatorul este blocat, energia care este stocată în bobină este transferată în condensatorul rezonant. Tensiunea rezultată pe condensator și comutator este sinusoidală.

Pe alternanța negativă tensiunea este blocată de diodă. Pe alternanța negativă, curentul și tensiunea prin comutator sunt zero, și comutatorul poate intra în conducție fără să disipe energie.

Funcționarea în comutație reduce pierderile cu 70%-95%. Pentru randamente foarte mari nu se folosesc convertorare de CC în impulsuri ci se folosesc ZVS și ZCS.

Avantajul este ca pierderile din timpul comutației sunt minime, tranzistorul chopper nu se mai încalzeste deci nu mai este nevoie de radiatoare pentru acesta.

2.1.5 Transformatoarele cu miez de ferită

Versiunile neizolate de convertoare au utilizare limitată, cum ar fi regulatoarele DC-DC capabile să aibă o singură ieșire. Ieșirea este limitată de tensiunea de intrare și de factorul de umplere. Utilizarea unui transformator elimină majoritatea acestor neajunsuri și obținem un convertor cu următoarele avantaje:

-avem izolație între intrare și ieșire, care este necesară în aplicațiile în care utilizează tensiunii mari pentru a asigura un grad de siguranță la ieșire;

-raportul de transformare al transformatorului poate fi ales pentru a obține orice valoare la ieșire,la versiunile neizolate suntem limitați la un raport de aproximativ 5;

-se pot obține ieșiri multiple doar adăugând înfășurări suplimentare în secundar;

Convertoarele izolate pot fi împărțite în două categori, convertoare asimetrice și simetrice, în fucție de cum este utilizat transformatorul.

În convertoarele asimetrice curba de histerezis a transformatorlui este doar într-un cadran, fluxul și câmpul magnetic nu își schimbă semnul. Miezul trebuie reset la fiecare ciclu pentru a evita saturarea, însemnând că doar jumătate din fluxul utilizabil este exploatat. Acest lucru poate fi văzut în Figura 2.1.5.1 unde putem observa modul de funcționare al fiecărui convertor. Convertorul flyback și forward sunt amândouă asimetrice. Din diagramă putem observa cum convertorul flyback funcționează la permeabilitate (B/H) și inductanță mică față de celelalte. Acest lucru este datorat faptului că transformatorul înmagazinează energia înainte să o transfere sarcinii, este necesar pentru acest lucru de un întrefier care să stocheze energia și să împiedice saturarea miezului.

Figura 2.1.5.1-Utilizarea miezului în convertoarele asimetrice și simetrice

Convertoarele simetrice care necesită un număr mai mare de tranzistoare pentru comutație, curba de histerezis este în ambele cadrane, folosind miezul mult mai eficient, putând produce mai multă putere decât cele asimetrice.

În tabelul următor este prezentată puterea maximă care se poate obține din aceste convertoare:

Ferita este un material ideal pentru miezul transformatoarelor, invertoarelor și bobinelor folosite la frecvente de 20Khz-3Mhz.

Relațiile de calcul pentru dimensionarea transformatorului sunt derivate din legea lui Faraday:

E=4*B*A*N*f*10 (30) – pentru forma de undă dreptunghiulară

E=4.44*B*A*N*f*10 (31) – pentru forma de undă sinusoidală

E – tensiunea aplicată (V) N – numărul de spire

B – densitatea fluxului (gauss) f – frecvența (Hz)

A – aria miezului (cm)

Formula generală pentru alegerea dimensiunii miezului pentru diferite topologi:

W A = (32)

W A – produsul dintre aria ferestrei și a miezului (cm)

– puterea debitată (Watt)

– densitatea de curent (mils/amper)

– densitatea fluxului (gauss)

f – frecvența (Hz)

– constanta topologiei: Forward=0.0005

Push-pull=0.001

Half-bridge=0.0014

Full-bridge=0.0014

Flyback=0.00033

Valoarea densității fluxului se află citind graficul din Figura 2.1.5.2.

Figura 2.1.5.2 – Densitatea fluxului în raport cu frecvența de funcționare

După ce am ales miezul transformatorului putem calcula numărul de spire și curentul prin înfășurări ajutandu-ne de formulele:

N= (33) N=* N (34)

I= (35) I= (36)

N – numărul de spire din primar N – numărul de spire din secundar

V – tensiunea aplicată primarului V – tensiunea debitată în secundar

I – curentul prin primar I – curentul prin secundar

P – puterea de intrare P – puterea la ieșire

E – tensiunea aplicată la intrare E – tensiunea obținută la ieșire

2.2 Studiul microcontroller-ului DSPIC30F4011

2.2.1 Introducere

Microcontroller-ul DSPIC30F4011 de la firma Microchip pe care l-am utilizat în montaj are o arhitectură Harvard modificată, setul de instrucțiuni este optomizat și are un buss de date de 16 biți.

Am folosit acest microcontroller deoarece are un modul de Motor Control cu ajutorul căruia se poate comanda puntea H de la iesire în vederea obținerii formei de undă sinusoidale.

Pe lângă modulul de Motor Control acesta mai are 5 module de timer, 9 canale de ADC pe 10 biți și module de comunicație cum ar fi UART,SPI,I2C sau CAN.

Deoarece am avut nevoie de un microcontroller cu aproximativ 30 de pini pe care să-i pot utiliza am ales modelul cu 44 de pini în capsulă QFN, dispunerea pinilor este prezentată în Figura 2.2.1.1.

Figura 2.2.1.1 –Dispunerea pinilor

În Figura 2.2.1.2 este prezentată schema bloc a acestui microcontroller.

Figura 2.2.1.2 –Schema bloc a microcontroller-ului

2.2.2 Unitatea de intrare-ieșire (I/O)

Toți pinii dispozitivului în afară de VDD,VSS,MCLR și OSC1 sunt conectați între periferice și portul paralel de I/O. Pinii de intrare au câte un Trigger Schmitt pentru a îmbunătății imunitatea la zgomot.

Când un periferic este activat și un anume pin îi este asociat, utilizarea pinului cu scop de ieșire este dezactivată. Pinul I/O poate fi citit dar driverul de ieșire pentru portul paralel va fi dezactivat.

Registru TRISx controlează direcția pinului. Registrul LATx distribuie datele la ieșire și poate fi atât citit cât și scris. Citirea registrului PORTx arată starea pinului de intrare iar scrierea acestuia modifică continutul registrului LATx.

Schema bloc a unui pin este prezentată în Figura 2.2.2.1.

Figura 2.2.2.1 –Schema bloc a unui pin

2.2.3 Modulul de generare PWM

Modulul de motor control simplifică modul în care se pot genera mai multe pwm-uri sincronizate. Modulul conține 3 generatoare de factor de umplere și are 6 ieșiri de pwm. Modulul permite mai multe moduri de funcționare utile în aplicațiile de control al puterii.

Registrii din care se configurează modulul sunt:

PTCON – registrul de control al bazei de timp;

PTPER – registrul de control al perioadei bazei de timp;

PWMCON – registrul de control al PWM;

PDC1 – registrul de control al factorului de umplere;

Schema bloc a modulului de motor control este prezentată în Figura 2.2.3.1.

Figura 2.2.3.1 –Schema bloc a modului motor control

2.2.4 Modulul de ADC

Schema bloc a modului ADC este prezentată în Figura 2.2.4.1. Convertorul analog/digital poate avea până la 16 pini de intare analogici, numerotați AN0-AN15, dintre care doi dintre ei pot fi folosiți pentru tensiunea de referință externă.

Registrii din care se configurează modulul sunt:

ADCON1 – registrul de control 1

ADCON2 – registrul de control 2

ADCON3 – registrul de control 3

ADCHS – registrul de selecție al canalului de intrare

ADPCFG – registrul de configurare a portului A/D

Figura 2.2.4.1 –Schema bloc a modului de ADC

2.3 Studiul surselor neîntreruptibile de energie

O sursă neîntreruptibilă de energie, sau UPS, este un dispozitiv electronic care oferă o alternativă în alimentarea echipamentelor de curent alternativ când nu avem retea electrică. În comparație cu sursele auxiliare de energie, UPS-ul poate debita energie instant pentru dispozitivele conectate, protejează dispozitivele electronice sensibile permițându-le să se oprească adecvat și previne astfel erorile de sistem. UPS-urile au devenit foarte populare în protejarea calculatoarelor și echipamentelor de telecomunicații, prevenind daune serioase ale părții fizice cât și pierderi de date.

Sistemele UPS oferă un număr mare de aplicații în variate ramuri ale industriei. Zona de aplicabilitate a acestora este, pentru puteri mici la calculatoarele personale, cele de putere medie pentru aparatură medicală, sisteme de susținere a vieții, înmagazinare de date și echipament de urgență, și cele de putere mare pentru telecomunicații, industia de procesare și sistemele de management online.

2.3.1 Surse neîntreruptibile Offline

Un UPS offline prezentat în Figura 2.3.1.1, direcționează energia electrică primită de la rețeaua electrică sarcinii și comută doar când detectează o problemă a tensiunii de alimentare, furnizând energie din baterii. Aceată comutare are timp în câteva milisecunde, timp în care invertorul pornește și debitează energie din baterii.

Figura 2.3.1.1 –Schema bloc a unui UPS offline

2.3.2 Surse neîntreruptibile Online

Un UPS online prezentat în Figura 2.3.2.1, alimentează consumatorul din invertor chiar și când nu avem probleme cu alimentarea iar în timp ce invertorul funcționează sunt încărcați acumulatorii, când apare o problemă cu rețeaua de alimentare este oprit doar redresorul care încarcă acumulatorii. Acesta mai are și un comutator de bypass care comută în cazul în care apare o suprasarcină dar avem și retea electrică.

Figura 2.3.2.1 –Schema bloc a unui UPS online

2.3.3 UPS cu tensiune de ieșire dreptunghiulară

Invertoarele cu formă de undă dreptunghiulară si-au luat numele din forma de undă de la ieșire, o astfel de undă este prezentată în Figura 2.3.3.1. Acestea au fost primele invertoare inventate, și partea de comutație era realizată cu relee, semnalul obținut fiind aplicat unui transformator ridicător. Comutatoarele mecanice au fost înlocuite apoi cu tiristoare.

Figura 2.3.3.1 –Forma de undă dreptunghiulară

2.3.4 UPS cu tensiune de ieșire sinus-modificat

Ciclul de comutare este identic cu cel care are ieșire dreptunghiulară exceptând faptul că mai are un pas adițional. În ciclul de comutare, este adus încă un pas care eliberează energia din miezul transformatorului eliminând astfel problemele legate de schimbarea sensului curentului prin primarul transformatorului. O astfel de formă de undă este prezentată în Figura 2.3.4.1.

Figura 2.3.4.1 –Forma de undă sinusoidală modificată

2.3.5 UPS cu tensiune de ieșire sinusoidală

Ca și invertoarele cu undă sinusoidală modificată sau cele cu undă dreptunghiulară, multe alte topologii de invertoare au fost create pentru a obtine o formă sinusoidală. Neajunsul acestor invertoare este costul și complexitatea care sunt relativ mari în comparație cu celelalte. Semnalul de la ieșirea unui invertor cu undă sinusoidală este prezentat în Figura 2.3.5.1.

Figura 2.3.5.1 –Forma de undă sinusoidală

2.3.6 Comparație între formele de undă

Diferența dinte cele trei topologii de invertoare se poate observa din Figura 2.3.6.1 unde sunt prezentate formele de undă de la cele 3 invertoare.

Figura 2.3.6.1 –Fomele de undă de la cele 3 invertoare

Cap. 3 Contribuții proprii

Am realizat acest stand pentru a demonstra funcționalitatea sursei neîntreruptibile pe care am realizat-o, el este prezentat în figura 3.1.

Figura 3.1 –Standul demonstrativ

Standul este format din urmatoarele elemente:

1. Comutator acumulator

2. Comutator rețea

3. Sarcina: corp de iluminat

4.Sarcina: motor de curent alternativ (230V)

5. Comutator de sarcină

6. Afișor status UPS

7.Acumulator

8.Suport montaj (UPS)

3.1 Schema bloc a proiectului

Schema bloc a montajului este prezentată în Figura 3.1.1.

Figura 3.1.1 –Schema bloc a UPS-ului

3.2 Proiectarea schemei electronice

Schema electronică a fost proiectată în programul Eagle 5.8.0 iar simulările unor părți din schema au fost făcute Orcad Pspice 16.2

3.2.1 Încărcătorul pentru acumulatori

Pentru încărcarea acumulatorilor folosiți am preferat să folosec o sursă în comutație ZVS pentru a utiliza eficient energia de la rețea deoarece acst tip de sursă are pierderi mici la comutare.

3.2.1.1 Redresorul și filtrul de intrare

Pe partea de alimentare a sursei ZVS am plasat un filtru de mod comun pentru a elimina interferențele de mod comun. Siguranța fuzibilă F2 are rol de protecție la scurtcircuit și NTC-ul de a proteja puntea redresoare. Din datele de catalog ale punții redresoare se poate citii valoarea maximă instantanee a curentului este de 120A iar în momentul alimentării considerăm condensatoarele electrolitice descărcate deci puntea va avea practic în scurt ieșirea și trebuie limit acest curent până încep condensatoarele să se încarce. Valoarea NTC-ului de protecție se poate calcula folosind formula R=, unde U este tensiunea aplicată deci 230V iar I este curentul maxim instantaneu deci 120A de unde rezultă valoarea rezistenței de 1.9 Ω iar valoarea ce-a mai apropiată de aceasta a fost 3.3 ohm. Rezistoarele R27 și R29 au fost folosite pentru a echilibra tensiunea din condensatoare acestea fiind înseriate. În locul celor două condensatoare se putea folosi unul de tensiune mai mare, minim 400V, au fost preferate acestea deoarece au fost recuperate dintr-o altă sursă în comutație. Schema este prezentată în Figura 3.2.1.1.1.

Figura 3.2.1.1.1 –Schema redresorului și filtrului de intrare

3.2.1.2 Circuitul de putere

Circuitul de putere este format din tranzistorul mosfet care realizează comutarea tensiunii de alimentare și transformatorul ridicător.

Mi-am propus să realizez un încărcător cu o putere de 300W deci prin primar o să avem un curent de maxim 1A. Știind că tensiunea de pe șunt la care integratul oprește sursa este de 2V iar curentul de scurt este de 10 ori mai mare decât curentul nominal putem calcula valoarea șuntului folosind formula R=, unde U este tensiunea de pe șunt, 2V iar I este curentul de scurt deci 10A de unde rezultă valoarea rezistenței de 0.2 Ω. Deoarece nu am gasit un șunt de această valoare am folosit unul de valoare apropiata și anume 0.182 Ω. Curentul maxim va fi astfel de I=10.98A.

Figura 3.2.1.2.1 –Schema părți de putere

În alegerea tranzistorului de putere am ținut cont de faptul că sursa este în configurație flyback deci tensiunea drenă-sursă minimă trebuie să fie de cel puțin două ori mai mare decât tensiunea după redresare la care adăugăm vârfurile de tensiune, de aceea am ales un tranzistor cu U=800V, curentul de drenă suportat este de 8A. În cazul unui curent maxim de 1A prin drena tranzistorului vom avea o putere disipată de 1.2W deci va fi nevoie de un mic radiator pentru a disipa această căldură.

Pentru a preveni saturarea miezului fiind o configurație flyback am folosit un circuit diodă-rezistor-condensator pentru a elibera energia acumulată în miez pe perioda cât tranzistorul este blocat.

3.2.1.3 Circuitul de comandă

Componenta principală a circuitului de comandă este integratul specializat de la firma ST, L6565. Într-o capsulă cu 8 pini este foarte utilizat în topologiile ZVS. În figura 3.2.1.3.1 este prezentată conectarea integratului în schemă.

Pinul 3 este pinul de reacție pentru tensiunea de alimentare. În funcție de această tensiune se setează limitările de curent. Tensiunea pe care o poate citi pe acest pin este între 0 și 3V, astfe am calculat valorile rezistențelor din divizor de tensiune. Am ales tensiunea de reacție la jumătatea intervalului și rezistenta R68=16K de aici folosind formula divizorului de tensiune a rezultat cealaltă rezistență cu valoarea de 3.3MΩ. Am folosit o valoare apropiată și anume 3 rezistențe de 1MΩ înseriate obținând astfel 3MΩ, tensiunea de reacție va fi:

V=1.69, deci ne încadrăm în limitele admise. Condensatorul C53 are rolul de a filtra zgomotul sau perturbațiile ce pot apărea pe pinul de reacție.

Circuitul are nevoie de un curent foarte mic de pornire de aceea am folosit patru rezistențe de 100K înseriate prin care încarc condensatorul C31 din care se alimentează circuitul. După pornire circuitul se alimentează dintr-o înfășurare secundară auxiliară. Dioda D8 redresează tensiunea din înfășurarea secundară auxiliară, după care este filtrată cu condensatoarele C31, C52 și alimentează circuitul de comandă.

Pinul 7 este pinul de comandă al tranzistorului de putere. Grila este încărcată prin rezistența R33 de 100Ω și descărcată prin cea de 10Ω pentru a păstra o rampă simetrică la încărcare și la descărcare.

Pinul 5 citește trecerile prin zero pentru a putea să comute tranzistorul la tensiune zero. Rezistența R59 limitează curentul prin acest pin. Stiind curentul maxim suportat este 50mA și tensiunea debitată de înfășurare secundară auxiliară este 15V putem alege valoarea rezistenței. La o valoare de 10K vom avea un curent de 15mA care se încadrează în limite.

Reacția tensiunii de ieșire se face cu un optocuplor pentru a avea o izolare galvanică între primar și secundar. Tensiunea de la ieșire este redresată cu o altă diodă pentru a nu fi influențată reacția de tensiunea din acumulator în momentul încărcării.

Figura 3.2.1.3.1 –Schema circuitului de comandă

3.2.1.4 Transformatorul

Pentru realizarea transformatorului am ales un miez de ferită E40 care la frecvența de lucru propusă de 100Khz poate transfera 300W. Miezul și carcasa au fost recuperate dintr-o sursă ATX, acest miez are o arie de 1.32cm.

Cunoscând tensiunea maximă din primar ca fiind Vp=330V, fluxul maxim prin miez B=1200 Gauss, aria miezului A=1.32 cmși frecvența de lucru f=100Khz am înlocuit în formula 33 și am obținut în primar un numar de spire N=52 spire.

După ce am determinat număr de spire din primar și cunoscând tensiunea de ieșire

V=30V am înlocuit în formula 34 și am obținut un număr de spire în secundar N=5 spire.

Pentru înfășurarea secundară auxiliară am folosit tot formula 34 în care se modifica doar tensiunea de ieșire care nu mai era 30V, era 15V de unde au rezultat 3 spire.

Pierderile în transformatorul de putere se datorează pierderilor în miezul de ferită și pierderilor în conductorul de cupru. Pierderile din miezul de ferită sunt datorate în mare parte pierderilor de histerezis și cresc odată cu creșterea frecvenței și creșterea fluxului, din acest motiv densitatea maximă de flux s-a ales la valoarea de 0.12T (1200 G), la această valoare pierderile în miezul de ferită ajung la 70mW/cm3 iar la volumul total de 17.3 cm3 pierderile totale din miez se situează la valoarea de 1.2W.

Pierderile din cupru se împart la rândul lor în două categorii pierderi datorate efectului pelicular și pierderi datorate efectului de proximitate.La 100Khz diametrul maxim al conductorului nu trebuie să fie mai mare de 0.4 mm, în acest scop la confecționarea transformatorului am utilizat sârmă de bobinaj cu grosimea de 0.4mm.

La putere maximă prin înfășurarea primară va circula un curent de maxim 1A și la o densitate de curent de 5A/mm ar fi fost de ajuns folosirea unui singur conductor de 0.4mm dar pentru siguranță am folosit două conductoare în paralel.

Înfășurarea secundară mi-am propus să reziste la un curent de minim 5A aș fi avut nevoie de o secțiune a conductorului de 1mm, dar deoarece nu putea să utilizez decât conductor cu o secțiune de maxim 0.4mm fiind limitat de frecvență am folosit 5 conductoare în paralel care ar putea să furnizeze un curent de 10A .

Pentru a avea unu cuplaj magnetic cât mai bun între primar și secundar, am împărțit înfășurarea primară în două semi-înfășurări, astfel am bobinat prima jumătate din înfășurarea primară, după care am bobinat înfășurare secundară și la urmă cealaltă înfășurare primară. Înfășurarea secundară auxiliară a fost bobinată îmreună cu cea secundară. Dispunerea înfășurărilor este prezentată în figura 3.2.1.4.1.

Figura 3.2.1.4.1 – Dispunerea înfășurărilor

3.2.1.5 Redresorul și filtrul de ieșire

Redresorul din secundar prezentat în figura 3.2.1.5.1 este un redresor monoalternanță realizat cu o diodă BYQ28E200 care are în aceași capsulă două diode. Am conectat în paralel cele două diode din capsulă pentru a putea obține o capabilitate în curent mai mare. După cele două diode am mai adăgat două condensatoare de 1000uF pentru filtrarea tensiunii.

Tranzistorul Q2 comandat de microcontroller limitează curentul de încărcare al acumulatorului.

Figura 3.2.1.5.1 – Redresarea și filtrarea secundară

3.2.2 Convertorul DC/DC

Convertorul DC/DC este un convertor în comutație push-pull. Am folosit acestă topologie pentru că este foarte fiabil până la 500W.

3.2.2.1 Circuitul de comandă

Circuitul de comandă al convertorului este realizat cu un circuit integrat specializat de la firma ST, SG3525. Acest integrat este foarte utilizat în comanda convertoarelor push-pull deoarece are două ieșiri de PWM defazate cu 180.

Frecvența pwm-ului am calculat-o folosind formula din datele de catalog ale circuitului, f = , în care C este condensatorul conectat la pinul 5 în cazul nostru C41, R este rezistența conectată la pinul 6 adică R39, R este rezistența conectată la pinul 7 adică R36. Am ales o frecvență de 100Khz, R=2K7, R=33 și am înlocuit în formula de mai sus și am obținut C=5nF dar cum această valoare nu este una standard am ales una apropiată si anume 4.7nF și am obținut o frecvență f=107Khz.

Rezistența R36 limitează timpul de descărcare al condensatorului C41, astfel am obținut un timp scurt între comutări în care nici unul dintre pwm-uri nu este activ, și am eliminat posibilitatea ca tranzistoarele de pe ambele înfășurări să fie în acelaș timp în conducție.

Pinul 10 al circuitului integrat este pinul de shutdown care este activ pe unu logic iar când este zero logic circuitul funcționează. Astfel am posibilitatea ca din microcontroller-ul principal să opresc funcționarea acestuia.

Bucla de reacție este realizată cu rezistențe deoarece nu a mai fost nevoie de izolare galvanică în acest caz. Componentele buclei de reacție se calculează folosind formula divizorului de tensiune. Se stie că tensiunea de referință este 5V, am ales una dintre rezistențe de 400K, fiind formată din 4 rezistențe de 100K, și am determinat cealaltă rezistență care este egală cu 6K3 dar cum această valoare nu este una standard am utilizat o rezistență de 6K8 în paralel cu una de 36K.

Schema circuitului de comandă este prezentată în figura 3.2.2.1.1.

Figura 3.2.2.1.1 –Schema circuitului de comandă

3.2.2.2 Circuitul de putere

Circuitul de putere prezentat în figura 3.2.2.2.1 este format din tranzistoarele mosfet care realizează comutarea tensiunii de alimentare și transformatorul ridicător. Pe partea de alimentare a circuitului am atilizat două condensatoare de 2200uF care mențin tensiunea constantă în momentul comutării și înseriat cu acestea dinspre partea cu acumulatorul o bobină de 10uF care sa limiteze curentul de încărcare al condensatorilor la conectarea acumulatorului. Cele două înfășurări sunt alimentate alternativ cu câte două tranzistoare puse în paralel. Am folosit câte două tranzistoare în paralel pentru a scădea rezistența lor în conducție și deci pentru a scădea puterea disipată.

În cazul întreruperii circuitului de grilă tranzistoarele sunt menținute blocate de către rezistențele de 22K dintre grilă și sursă plasate local, pentru a preveni apariția unui scurtcircuit. Grilele sunt încărcate prin rezistențele de 10Ω și descărcate prin diode pentru a păstra o rampă simetrică la încărcare și la descărcare.

Figura 3.2.2.2.1 –Schema circuitului de putere

3.2.2.3 Transformatorul

Pentru realizarea transformatorului am ales un miez de ferită E42 care la frecvența de lucru propusă de 100Khz poate transfera 500W. Miezul și carcasa au fost recuperate dintr-o sursă ATX, acest miez are o arie de 1.74cm.

Cunoscând tensiunea maximă din primar ca fiind Vp=29V, fluxul maxim prin miez B=1200 Gauss, aria miezului A=1.74 cmși frecvența de lucru f=100Khz am înlocuit în formula 33 și am obținut în primar un numar de spire N=4 spire.

După ce am determinat număr de spire din primar și cunoscând tensiunea de ieșire

V=330V am înlocuit în formula 34 și am obținut un număr de spire în secundar N=45 spire.

Pierderile în transformatorul de putere se datorează pierderilor în miezul de ferită și pierderilor în conductorul de cupru. Pierderile din miezul de ferită sunt datorate în mare parte pierderilor de histerezis și cresc odată cu creșterea frecvenței și creșterea fluxului, din acest motiv densitatea maximă de flux s-a ales la valoarea de 0.12T (1200 G), la această valoare pierderile în miezul de ferită ajung la 70mW/cm3 iar la volumul total de 20 cm3 pierderile totale din miez se situează la valoarea de 1.4W.

Pierderile din cupru se împart la rândul lor în două categorii pierderi datorate efectului pelicular și pierderi datorate efectului de proximitate.La 100Khz diametrul maxim al conductorului nu trebuie să fie mai mare de 0.4 mm, în acest scop la confecționarea transformatorului am utilizat sârmă de bobinaj cu grosimea de 0.4mm.

La o putere maximă de 500W prin înfășurarea primară va circula un curent de maxim 17A și la o densitate de curent de 5A/mm aș fi avut nevoie de o secțiune a conductorului de 3.4mm dar deoarece nu putea să utilizez decât conductor cu o secțiune de maxim 0.4mm fiind limitat de frecvență am folosit 10 conductoare în paralel care ar putea să furnizeze un curent de 20A

Înfășurarea secundară mi-am propus să reziste la un curent de minim 2A aș fi avut nevoie de o secțiune a conductorului de 0.4mm, ar fi fost de ajuns folosirea unui singur conductor de 0.4mm dar pentru siguranță am folosit două conductoare în paralel.

Pentru a avea unu cuplaj magnetic cât mai bun între primar și secundar, am împărțit înfășurarea primară în două semi-înfășurări, astfel am bobinat prima jumătate din înfășurarea primară, după care am bobinat înfășurare secundară și la urmă cealaltă înfășurare primară. Înfășurarea secundară auxiliară a fost bobinată îmreună cu cea secundară. Dispunerea înfășurărilor este prezentată în figura 3.2.1.4.1.

3.2.2.4 Redresorul și filtrul de ieșire

Redresorul din secundarul convertorului DC/DC prezentat în figura 3.2.2.4.1 este un redresor dublă alternanță realizat cu diode rapide. Am utilizat un redresor dublă alternanță deoarece astfel trebuie să dublez numărul de spire din secundar dacă foloseam unul monoalternanță.

Pentru filtarea tensiunii de ieșire am folosit un condensator electrolitic de 150uF.

Figura 3.2.2.4.1 –Schema redresorului și filtrului ieșire

3.2.3 Puntea H

Piesa principală a invertorului este o punte H. Aceasta este integrată într-un singur cip împrună cu partea de comandă a comutatoarelor de forță. Ea este o punte trifazată însă poate fi utilizată și monofazat. Pentru aplicația aceasta am folosit doar două din cele trei brațe ale ei. Capsula arată ca în figura 3.2.3.1., fiind ușor de utilizat și în aplicațiile realizate de către amatori.

Figura 3.2.3.1–Puntea H IRAM136

Pentru conectarea punții în circuit m-am inspirat din datele de catalog ale acesteie în care era prezantat un exemplu. Partea de comandă a punții se alimentează la 15V iar pentru comada punții mai sunt 6 intrări de pwm, din care am folosit doar 4 în această aplicație. Condensatoarele C5, C6, C10 sunt folosite pentru ridicarea tensiunii cu care se comandă comutatoarele de pe partea de plus, valoarea acestora a fost aleasă folosind un grafic din datasheet.

Figura 3.2.3.2–Circuitul punții H

3.2.4 Sursele de alimentare pentru partea logică

Partea logică a montajului are nevoie de o alimentare de 15V pentru puntea H și pentru circuitul integrat SG3525, și de 5V pentru microcontroller, amplificatoarele operaționale și pentru LCD.

Pentru a coborâ tensiunea de la 24V la 15V și 5V am folosit două surse în comutație buck realizate cu circuitul dedicat MC34063 care poate debita pănâ la 1.5A fără un alt tranzistor extern, este destul de ieftin și deasemenea foarte fiabil, el funcționează alături de alte câteva componente, care impreună realizează un convertor de dimensiuni mici și randament crescut de până la 80%.

3.2.4.1 Sursa de 5 volți

Pentru dimensionarea convertorului de 5V m-am folosit de datele de catalog din care am folosit formulele de calcul prezentate mai jos. Schema convertorului este prezentată în figura 3.2.4.1.1.

= (37) t = (38)

t = (39) t (40)

I (41) C (42)

R= (43) L=()*t (44)

C(45)

Figura 3.2.4.1.1–Convertorul buck 5V

Am ales frecvența de comutație f=40Khz, V=0.4V fiind căderea de tensiune de pe dioda D1, V=0.2V tensiunea de saturare a tranzistorului intern, V=24V, V=5V și curentul de ieșire I=0.10A.

Prima dată am calculat valoare condensatorului C folosind formulele 37,38,39,40 și 42. Și am obținut:

= = 0.28 s t = 0.000019 s

t = =0.000025 s t = 0.000025-0.000019=0.000006 s

C=4*10*0.000006 = 240pF

Pentru a determina valoarea rezistenței de șunt am folosit formulele 41 și 43 și am obținut:

I*0.10 = 0.2A

R= = 0.15Ω

Dar pentru că nu este o valoare standard am ales 0.182Ω valoarea rezistenței de șunt.

Pentru a calcula valoarea minimă pe care trebuie să o aibă bobina am folosit formula 44 și am obținut o valoare minimă de L=40uH și am ales o bobină cu valoarea de 47uH.

Valoarea condensatorului C am calculat-o folosind formula 45 pentru care am ales o tensiune de riplu V=0.1V și am obținut o valoare de 6.25uF dar am ales o valoare apropiată și anume 10uF.

Pentru bucla de reacție am calculat valoarea rezistențelor folosindu-mă de formula divizorului de tensiune. Tensiunea de referință este 1.25V, tensiunea de ieșire este 5V și alegem una din rezistențe, de exemplu R7=10K și rezultă valoarea lui R8==30K.

La ieșirea din convertorul buck am mai adăugat un regulator de tensiune liniar pentru a reduce valoare tensiunii de riplu.

Ledul Led8 semnalizează prezența tensiunii, rezistența R81 am folosit-o pentru a limita curentul prin led și am calculat-o astfel:

R = = = 600Ω

Deoarece nu este o valoare standard am eles 510Ω.

3.2.4.2 Sursa de 15 volți

Pentru dimensionarea convertorului de 15V m-am folosit de datele de catalog din care am folosit formulele de calcul. Schema convertorului este prezentată în figura 3.2.4.2.1.

Figura 3.2.4.2.1–Convertorul buck 15V

Am ales frecvența de comutație f=40Khz, V=0.4V fiind căderea de tensiune de pe dioda D1, V=0.2V tensiunea de saturare a tranzistorului intern, V=24V, V=5V și curentul de ieșire I=0.10A.

Prima dată am calculat valoare condensatorului C folosind formulele 37,38,39,40 și 42. Și am obținut:

= = 0.81 s t = 0.000013 s

t = =0.000025 s t = 0.000025-0.000013=0.000012 s

C=4*10*0.000012 = 480pF

Pentru a determina valoarea rezistenței de șunt am folosit formulele 41 și 43 și am obținut:

I*0.10 = 0.2A

R= = 0.15Ω

Dar pentru că nu este o valoare standard am ales 0.182Ω valoarea rezistenței de șunt.

Pentru a calcula valoarea minimă pe care trebuie să o aibă bobina am folosit formula 44 și am obținut o valoare minimă de L=36uH și am ales o bobină cu valoarea de 47uH.

Valoarea condensatorului C am calculat-o folosind formula 45 pentru care am ales o tensiune de riplu V=0.1V și am obținut o valoare de 6.25uF dar am ales 2200uF pentru a reduce tensiunea de riplu cât mai mult.

Pentru bucla de reacție am calculat valoarea rezistențelor folosindu-mă de formula divizorului de tensiune. Tensiunea de referință este 1.25V, tensiunea de ieșire este 15V și alegem una din rezistențe, de exemplu R7=10K și rezultă valoarea lui R8==112K, și am ales o valoare imediat apropiată 110K.

Ledul Led3 semnalizează prezența tensiunii, rezistența R16 am folosit-o pentru a limita curentul prin led și am calculat-o astfel:

R = = = 1300Ω

3.2.5 Modulul de măsurare current

Pentru a putea măsura curentul de încărcare al acumulatorului, deoarece căderea de tensiune este foarte mică pe șunt am folosit un amplificator pentru a măsura această tensiune, acelaș lucru am făcut și pentru curentul de ieșire, schema este prezentată în figura 3.2.5.2.

Stiind că valoarea șuntului este de 5mΩ și curentul maxim care va trece prin el va fi 5A deci căderea de tensiune maximă va fi 25mV, stiind că tensiunea de alimentare a amplificatorului este 5V putem avea o amplificare de cel mult 200 ori.

Formula pentru determinarea rețelei de rezistențe ale amplificatorului neinversor:

A=1+ (46)

R=R1||R2= (47)

Figura 3.2.5.1 – Amplificatorul neinversor

Am folosit formula 46 stiind că amplificarea A=200 și alegem R20=1k rezultă R3=(A-1)*R20=199*1K=199K, am ales o valoare apropiată și anume 180K.

Valoarea rezistenței R21 se calculează folosind formula 47 și am obținut R21=100K.

Stiind că valoarea șuntului este de 340mΩ și curentul maxim care va trece prin el va fi 2A deci căderea de tensiune maximă va fi 640mV, stiind că tensiunea de alimentare a amplificatorului este 5V putem avea o amplificare de cel mult 7 ori.

Am folosit formula 46 stiind că amplificarea A=7 și alegem R18=1k rezultă R17=(A-1)*R20=6*1K=6K, am ales o valoare apropiată și anume 5K7.

Valoarea rezistenței R12 se calculează folosind formula 47 și am obținut R12=1K.

Figura 3.2.5.2 – Modulul de măsurare current

La ieșirea din fiecare amplificator am adăugat câte un filtru trece jos pentru a mă asigura că frecvențele înalte nu trec spre microcontroller. Formula de calcul pentru filtru trece jos RC este: f= (48)

Alegem frecvența de tăiere f=750 Hz și valoarea condensatorului C=100nF rezultă

R = = = 2.123 K dar alegem o valoare apropiată pentru că aceasta nu este standard și anume 2.2K.

3.2.6 Modulul de afișare

Pentru afișarea tensiunii din acumulatori, prezenței rețelei și starea UPS-ului am folosit un afișaj alfanumeric cu 16 caractere pe două rânduri. Schema de conectare a acestuia este prezentată în figura 3.2.6.1. Transmisia datelor se face pe 4 biți, din microcontroller se mai setează și starea pinilor de enable și reset ai lcd-ului. Potențiometrul R2 este folosit pentru setarea contrastului, valoarea lui fiind dată în datele de catalog ale lcd-ului.

Figura 3.2.6.1 – Modulul de afișare

3.2.7 Modulul de comandă al montajului

Comanda fucționării sursei este făcută de către microcontroller-ul principal, care este un DSPIC30f4011. Schema de conectare a acestuia este prezentată în figura 3.2.7.1. Pe fiecare alimentare are câte un condensator de decuplare de 100nF, alimentarea este la 5V.

Figura 3.2.7.1 – Modulul de comandă al montajului

3.2.8 Modulul de comutare

Pentru a realiza comutarea între rețea și ups am folosit relee electromecanice cu un timp de comutare de sub 10ms. Schema acestora este prezentată în figura 3.2.8.1. Pentru comanda acestora am folosit un circuit ULN2003, care are în aceași capsulă 7 tranzistoare darlington. Diodele D4,D5,D6 le-am folosit pentru a proteja tranzistoarele de comandă, deoarece la bornele bobinelor releelor apare o supratensiune datorată energiei stocate în armătura bobinei releului în momentul când se blochează tranzistoarele și circuitul se închide prin diode astfel se descarcă energia stocată.

Figura 3.2.8.1 – Modulul de comutare

3.2.9 Realizarea fizică a montajului

Pentru realizarea montajului fizic am utilizat un program pentru simulare de circuite electronice, Orcad Pspice 16.3 și pentru realizarea schemei și al layout-ului Eagle 5.8. După ce am realizat schema bloc a schemei am desenat schema electronică și am făcut layoutul. Layoutul l-am făcut pe două straturi și este prezentat în Anexa 1. Pentru dimensionarea traseelor în funcție de curent am folosit tabelul din Anexa 2.

După ce am terminat de rutat layoutul am printat cele două straturi pe hărtie de calc, topul în oglindă și bottomul normal și am expus pcb-ul la ultraviolete timp de 307 secunde pe cele două părți. După ce am expus pcb-ul acesta a trebuit developat în soluție de sodă caustică în concentrație de 10g/l pentru a îndepărta fotorezistul ars.

După developare acesta a fost introdus în clorură ferică pentru a se coroda, urmat de găurire și îndepărtarea fotorezistului de pe cupru cu alcool tehnic, în Anexa 3 este prezentat pcb-ul după aceste operțiuni. Pentru a rezista în timp și a nu se oxida am dat pe placă cu flux de lipit după care am lipit piesele.

3.2.10 Programarea microcontroller-ului

Programul pentru microcontroller a fost realizat Mplab 8.83 folosind compilatorul C30, fiind scris în limbaj C.

3.2.10.1 Schema bloc a programului

Schema bloc a programului este prezentată în figura 3.2.10.1.1.

Figura 3.2.10.1.1 – Schema bloc a programului

3.2.10.2 Realizarea programului în Mplab

Pentru a realiza un program în Mplab a trebuit să urmez câțiva pași. Primul pas constă în apăsarea butonului din meniu, Project Project Wizard, ca în figura 3.2.10.2.1.

Figura 3.2.10.2.1 – Crearea unui proiect

Pasul doi constă în alegerea dispozitivului pentru care am creat programul, acesta este prezentat în figura 3.2.10.2.2.

Figura 3.2.10.2.2 – Alegerea dispozitivului

După ce am ales dispozitivul, selectăm programatorul folosit pentru compilare. În cazul acesta am folosit compilatorul C30.

Figura 3.2.10.2.3 – Alegerea compilatorului

După ce am ales programatorul, alegem apăsând butonul ”Browse” locul unde va fi salvat proiectul și îi asignăm un nume.

Figura 3.2.10.2.3 – Alegerea locației proiectului

În pasul următor putem aduce fișiere în proiectul creat. Dacă nu avem nici un fișier de adăugat la proiect apăsăm next, urmat de încheierea creării noului program.

Figura 3.2.10.2.4 – Importarea fișierelor în proiect și încheierea

După care se crează fișierele componente ale proiectului și se compilează pentru a vedea eventualele erori.

Figura 3.2.10.2.5 – Proiectul compilat

3.2.10.3 Programarea microcontroller-ului

Programarea efectivă a microcontrolerului a fost realizată utilizând dispozitivul Pickit2, prezentat în figura 3.2.10.3.1, care nu este programatorul original ci o copie realizată după acesta. Prin intermediul acestuia, fișierul „.hex”, realizat prin compilarea programului principal în Mplab, l-am transferat în memoria microcontrolerului.

Figura 3.2.10.3.1 – Pickit 2 (copie)

Cap. 4 Concluzii

Sursa realizată are un randament mai mare decât sursele neîntreruptibile clasice. Forma curentului de la ieșire este sinusoidală, consumatorii pe care i-am alimentat s-au comportat normal.

Randamentul convertorului dc/dc este prezentat în figura 4.1, stiind că tensiunea de alimentare este 22V, tensiunea de la ieșire 327V, rezultă un randament η==0.75

Figura 4.1 – Randament convertor dc/dc

Semnalul de comandă al invertorului este prezentat în figura 4.2.

Figura 4.2 – Semnalul de comandă al invertorului

Formele de undă de la ieșirea invertorului sunt prezentate in figura 4.3 și 4.4. În figura 4.3 este prezentată oscilograma în care consumatorul este un bec cu incandescență, iar în figura 4.4 consumatorul este un motor asincron monofazat cu rotor în scurt. Se observă că prin bec curentul este dreptunghiular iar prin motor este sinusoidal.

Figura 4.3 Figura 4.4

Comutarea pe ups se face foarte repede, acest lucru se poate observa și din figura 4.4., consumatorul rămâne nealimentat cel mult o alternantă, consumatorul nefiind afectat de acest lucru.

Figura 4.5

Măsurătorile prezentate mai sus au fost realizate cu osciloscopul Tektronix TDS3034B.

Cap. 5 Bibliografie

Kelemen, A. și col.: Electronică de putere, EDP, București, 1983

Maschalko, R.: Convertoare de c.a./c.c. cu modulare în durată a impulsurilor, Ed. Mediamira, Cluj-Napoca, 1997

Ionescu, F.: Electronică de putere, Ed. Tehnică, București, 1998

Alexa, D.: Convertoare de putere cu circuite rezonante, Ed. Tehnică, București, 1998

Popescu, V.: Stabilizatoare de tensiune în comutație, Ed. De Vest, Timișoara, 1992

Popescu, V. ș.a.: Convertoare de putere în comutație, Ed. De Vest, Timișoara, 1999

Popescu, V. ș.a.: Electronică de putere, Ed. De Vest, Timișoara, 1998

Popescu, M.O.: Convertoare statice de c.c. – c.c. cu comutație forțată, Ed. ICPE, București, 1999

http://www.microchip.com/wwwproducts/Devices.aspx?dDocName=en010337

http://www.bmh.nu/pdf/Igbt%20transistorer/L6565Quasiresonant%20contr%20appnote.pdf

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/motorola/SG3525AN.pdf

http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/

http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/iram136-3063b.pdf

http://www.okaya.com/RC1602-J.pdf

Cuprins

Cap. 1 Introducere

Cap. 2 Analiza și sinteza literaturii de specialitate

2.1 Studiul surselor în comutație

2.1.1 Generalități

2.1.2 Convertoare neizolate

2.1.2.1 Convertorul coborâtor (buck)

2.1.2.2 Convertorul ridicâtor (bust

2.1.2.3 Convertorul coborâtor- ridicâtor (buck-bust

2.1.3 Convertoare izolate

2.1.3.1 Convertorul Flyback

2.1.3.2 Convertorul Forward

2.1.3.3 Convertorul Push-pull

2.1.3.4 Convertorul Half-Bridge

2.1.3.5 Convertorul Full-Bridge

2.1.4 Convertoare cvasirezonante

2.1.4.1 Generalități

2.1.4.2 Comutarea la curent zero (ZCS

2.1.4.3 Comutarea la tensiune zero (ZVS

2.1.5 Transformatoarele cu miez de ferită

2.2 Studiul microcontroller-ului DSPIC30F4011

2.2.1 Introducere

2.2.2 Unitatea de intrare-ieșire (I/O

2.2.3 Modulul de generare PWM

2.2.4 Modulul de ADC

2.3 Studiul surselor neîntreruptibile de energie

2.3.1 Surse neîntreruptibile Offline

2.3.2 Surse neîntreruptibile Online

2.3.3 UPS cu tensiune de ieșire dreptunghiulară

2.3.4 UPS cu tensiune de ieșire sinus-modificat

2.3.5 UPS cu tensiune de ieșire sinusoidală

2.3.6 Comparație între formele de undă

Cap. 3 Contribuții proprii

3.1 Schema bloc a proiectului

3.2 Proiectarea schemei electronice

3.2.1 Încărcătorul pentru acumulatori

3.2.1.1 Redresorul și filtrul de intrare

3.2.1.2 Circuitul de putere

3.2.1.3 Circuitul de comandă

3.2.1.4 Transformatorul

3.2.1.5 Redresorul și filtrul de ieșire

3.2.2 Convertorul DC/DC

3.2.2.1 Circuitul de comandă

3.2.2.2 Circuitul de putere

3.2.2.3 Transformatorul

3.2.2.4 Redresorul și filtrul de ieșire

3.2.3 Puntea H

3.2.4 Sursele de alimentare pentru partea logică

3.2.4.1 Sursa de 5 volți

3.2.4.2 Sursa de 15 volți

3.2.5 Modulul de măsurare current

3.2.6 Modulul de afișare

3.2.7 Modulul de comandă al montajului

3.2.8 Modulul de comutare

3.2.9 Realizarea fizică a montajului

3.2.10 Programarea microcontroller-ului

3.2.10.1 Schema bloc a programului

3.2.10.2 Realizarea programului în Mplab

3.2.10.3 Programarea microcontroller-ului

Cap. 4 Concluzii

Cap. 5 Bibliografie

Anexa 1

Anexa 2

Anexa 3

Anexa 4

Anexa 1

Anexa 2

TOP

Bottom

Anexa 3

Top

Bottom

Anexa 4

Bibliografie

Kelemen, A. și col.: Electronică de putere, EDP, București, 1983

Maschalko, R.: Convertoare de c.a./c.c. cu modulare în durată a impulsurilor, Ed. Mediamira, Cluj-Napoca, 1997

Ionescu, F.: Electronică de putere, Ed. Tehnică, București, 1998

Alexa, D.: Convertoare de putere cu circuite rezonante, Ed. Tehnică, București, 1998

Popescu, V.: Stabilizatoare de tensiune în comutație, Ed. De Vest, Timișoara, 1992

Popescu, V. ș.a.: Convertoare de putere în comutație, Ed. De Vest, Timișoara, 1999

Popescu, V. ș.a.: Electronică de putere, Ed. De Vest, Timișoara, 1998

Popescu, M.O.: Convertoare statice de c.c. – c.c. cu comutație forțată, Ed. ICPE, București, 1999

http://www.microchip.com/wwwproducts/Devices.aspx?dDocName=en010337

http://www.bmh.nu/pdf/Igbt%20transistorer/L6565Quasiresonant%20contr%20appnote.pdf

http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/motorola/SG3525AN.pdf

http://www.nomad.ee/micros/mc34063a/

http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/iram136-3063b.pdf

http://www.okaya.com/RC1602-J.pdf

Anexa 1

Anexa 2

TOP

Bottom

Anexa 3

Top

Bottom

Anexa 4