Invertor Trifazat cu Comanda Rectangulara Si Sinus Modificat

INVERTOR TRIFAZAT CU COMANDĂ RECTANGULARĂ ȘI SINUS MODIFICAT

CUPRINS

CAP. 1. NOȚIUNI INTRODUCTIVE

Introducere

1.2. Generalități despre convertoare statice c.a./c.c. și c.c./c.a

CAP. 1. INVERTOARE TRIFAZATE DE TENSIUNE

Modelul matematic al sarcinii rezistiv-inductive

1.2. Simularea invertorului trifazat

CAP. 2. COMANDA IN INVERTOARELE TRIFAZATE

2.1.Comanda în undă rectangulară

2.2. Comanda PWM pentru invertoare trifazate

2.3 Timpul mort în invertoare

CAP. 3. PROIECTAREA INVERTORULUI TRIFAZAT CU COMANDA RECTANGULARA

3.1. Tema de proiect

3.2. Schema bloc a sistemului

3.3. Calculul mărimilor caracteristice ale partii de forta

3.4. Considerații privind pierderile în elementele complet comandate

3.5. Verificarea elementelor semiconductoare, la încălzire

3.6. Microprocesorul PIC16F876A

3.7. Simulare functionare circuit de comanda PIC16F876A

3.8. Structura invertor: punte complet comandata cu IR2110

3.9.Realizarea practica a blocului de comanda

4.0.Realizarea practica a blocului Driver MOS

BIBLIOGRAFIE

Capitolul 1

NOȚIUNI INTRODUCTIVE

1.1. Introducere

O rețea la tensiune continuă, care este alimentată de la diverse tipuri de generatoare de putere mică (până la 100 kW) și care utilizează în primul rând surse regenerabile, echipamente de stocare a energiei și consumatori (receptoare) la joasă tensiune, cum sunt cele casnice sau industriale de putere mică, conține elemente de electronică de putere: convertoare statice de diferite tipuri și cu diferite funcții, filtre active și acumulatoare de energie realizate cu dispozitive semiconductoare în comutație.

Dacă rețeaua de tensiune continuă de configurație specială este un sistem cu trei conductoare +360V/0/-360V, care furnizează energia electrică la o tensiune de 720 V, atunci alimentarea la nivele corespunzătoare de tensiune alternativă a consumatorilor monofazați (230V, 50Hz) și a echipamentelor industriale ale acționărilor electrice reglabile trifazate (3x400V) impune utilizarea unor invertoare (convertoare de c.c./c.a.) mono-, respectiv trifazate, care în general sunt realizate cu dispozitive semiconductoare în comutație forțată.

Consumatorii casnici monofazați cu puteri de ordinul 1 kVA pot fi alimentați individual, adică fiecare de la un invertor monofazat în punte realizat cu câte 4 dispozitive comandabile (prețul invertoarelor monofazate permite acest lucru), dar o altă soluție mai convenabilă ar fi alimentarea unui grup de consumatori printr-un singur invertor cu patru poli cu o ieșire trifazată pe patru conductoare, realizat cu 8 dispozitive comandabile. Ambele variante conțin câte o diodă în circuitul de curent continuu, pentru anularea influenței unui curent de scurt-circuit pe partea de curent continuu.

Pentru consumatorii industriali care includ acționări cu motoare de c.a. trifazat cu viteză reglabilă soluția optimă ar consta în utilizarea invertoarelor incluse în echipamentul de alimentare a mașinii electrice, direct de la 720 V tensiune continuă. Deoarece un acest tip de acționare poate funcționa cu transfer bidirecțional de energie, o singură diodă nu ar fi suficientă pentru a anula influența curentului de scurt-circuit, astfel că se impune folosirea modulelor cu /GBT-uri in circuitul de c.c..

Deoarece micro-rețeaua de curent continuu se va alimenta și de la generatoare de energie electrică de c.c. (panouri cu celule fotoelectrice și celule cu combustibil) cu nivele diferite de tensiune, va fi necesară utilizarea și a unor convertoare cu ieșire în curent continuu (convertoare c.c./c.c. de 720/360 V) bidirecționale, pentru a putea integra și elementele de stocare a energiei, în cazul în care acest lucru este posibil.

Pentru interconectarea directă a micro-rețelei de 720Vcc cu rețeaua de distribuție de 380Vca este nevoie de un convertor trifazat (convertor c.a./c.c. cu transfer de energie bidirecțional) comandat cu undă modulată în lățime (în regim PWM) cu curent sinusoidal și la factor de putere maxim, care va încărca condensatorul filtru de tensiune pe partea de c.c. (Voltage Booster).

Pentru transportul energiei electrice din micro-rețeaua de c.c. în rețeaua de distribuție de medie tensiune (la frecvența industrială,50Hz) se propune utilizarea unui convertor electronic de putere (CEP) cu circuit intermediar (c.i.) de c.a. de tensiune compatibilă cu rețeaua de distribuție (de ordinul kV) și frecvență înaltă (15kHz), unde gabaritul transformatorului este redus. Astfel devine posibil transportul în c.c. la tensiune înaltă prin transformarea energiei electrice până la urmă în trei trepte (c.a./1c.c./2c.a./3c.c.) și invers, ceea ce permite transferul energiei în ambele sensuri.

1.2 Generalități despre convertoare statice c.a./c.c. și c.c./c.a.

Pentru un consumator la tensiune alternativă, sursa primară de energie poate fi rețeaua de alimentare de c.a. – de obicei trifazată – sau o sursă electrochimică de c.c. In ambele cazuri, pentru alimentarea consumatorului este nevoie de un invertor (convertor de c.c./c.a).. Pentru primul caz este nevoie de un c.i. de c.c. alimentat de la un redresor, adică de un convertor c.a./c.c.. Dacă este vorba de un sistem de acționare electrică, acesta se va alimenta de la un convertor static de frecvență (CSF) cu c.i. de c.c., care va converti energia de c.a. de la tensiunea și frecvența nominală (constantă) a rețelei într-o formă de energie cu parametrii (tensiune, frecvență, curent, putere, etc.) controlabili necesari motorului de acționare de c.a.

Mărimile de comandă ale CSF sunt generate de către o structură de control al acționării electrice. Astfel se poate considera că CSF are rolul unui amplificator, iar din punctul de vedere al teoriei sistemelor de reglare automată reprezintă elementul de execuție pentru mașina electrică, care la rândul său comandă procesul tehnologic acționat. Majoritatea acționărilor moderne folosesc CSF cu c.i. de c.c. cu caracter sursă de tensiune, având spre motor un invertor de tensiune (VSI) cu modulația în lățime a pulsului (PWM).

Majoritatea mașinilor uzuale de c.a., care sunt controlate direct în curent, din punct de vedere al regimului tranzitoriu prezintă performanțe superioare față de cele controlate propriu-zis în tensiune, deoarece se elimină fenomenele dinamice legate de stator (efectele rezistenței și inductanței statorice, tensiunii electromotoare induse). Comanda în tensiune a motorului de acționare permite formarea liberă a curenților absorbiți, care în special în timpul regimurilor tranzitorii devin mai puțin controlabili și pot lua valori periculoase pentru dispozitivele de comutație statică din invertor sau chiar pentru motor. Deci este necesar controlul curentului și limitarea acestuia la valori admisibile. Din cele de mai sus rezultă că este de dorit ca invertorul care alimentează motorul de acționare să posede capacitatea (directă sau indirectă) de controlabilitate a curentului.

Dacă în plus trebuie asigurată calitatea energiei absorbite din rețea, atunci se va utiliza un redresor a cărui schemă este identică cu cea a invertorului dinspre motor, care de asemenea va lucra cu modulație în lățime a pulsului pentru a realiza curent sinusoidal la intrare și un factor de putere maxim. Cele două convertoare separate de c.i. de c.c. au structură identică care pot permite transferul energiei în ambele sensuri, cu proceduri de modulație a pulsului identice, numai buclele de reglare ale celor două convertoare sunt diferite. Fiind montate practic în antiparalel, unul va fi totdeauna în regim de redresor, iar celălalt în regim de invertor. La inversarea sensului de transfer al energiei rolurile se vor schimba. Din acest motiv se pot descrie cu model matematic și structură de simulare identice, asemenea filtrelor active, care sunt realizate cu VSI-uri.

CAPITOLUL 1

INVERTOARE TRIFAZATE DE TENSIUNE

Pentru invertoarele trifazate de tensiune se utilizează variantele monofazate cu stingere autonimă sau independentă, cu adaptările necesare funcționării trifazate.

Pentru invertoarele cu stingere independentă există mai multe variante:

Structura de bază este reprezentată în figura 1. Sarcina trifazată se conectează la nodurile A, B și C.

Figura 1

Comanda PWM sinusoidală rezultă din compararea tensiunilor sinusoidale ucom14, ucom36 și ucom52 (defazate cu 120 între ele, cu amplitudinea UCM și frecvența fC) cu tensiunea triunghiulară uT (UTM, fT) astfel

Tensiunile de linie se determină cu relațiile

Observațiile privind modul de alegere a gradul de modulație în amplitudine și factorul de modulație în frecvență, definiți analog

,

rămân valabile și în cazul trifazat. Astfel, pentru mf mic este necesară sincronizarea tensiunii triunghiulare uT cu tensiunile sinusoidale de comandă (ucom14, ucom36 și ucom52). Conform figurii 2 (unde ) avem

Figura 2

unde k reprezintă numărul de perioade întregi care încap într-o șesime din perioda .

Spectrul tensiunii de ieșire depinde de gradul de modulație în amplitudine, astfel:

– pentru avem

deci amplitudinea componentei fundamentală a tensiunii de linie este

Spectrul tensiunii de linie este reprezentat în figura 3

Figura 3

pentru apare fenomenul supramodulației (figura 4).

pentru tensiunea de ieșire devine rectangulară, cu spectrul reprezentat în figura 5. Valoarea efectivă a fundamentalei tensiunii de linie este :

Dimensionarea dispozitivelor se face astfel încât:

unde reprezintă valoarea efectivă maximă a curentului de ieșire.

Pentru a obține o tensiune de ieșire rectangulară pe o sarcină în triunghi, la o comandă tip , comenzile se dau defazat conform figurii 6.a.

Figura 6.a

Dacă sarcina este conectată în stea formele de undă sunt reprezentate în figura 6.b. Evident, tensiunea de linie va avea aceeași formă. Dacă este punctul de nul al sarcinii, în figura 6.b sunt reprezentate și tensiunile de fază , și . Modul de obținere a acestora în primele două etape de funcționare (din cele șase care formează un ciclu de funcționare) este ilustrat în figura 7 (a și b).

La o comandă tip (tranzistoarele conduc două etape din șase) formele de undă se deduc în mod asemănător. Pentru o sarcină rezistivă, aspectul tensiunii de linie va semăna cu cel al tensiunii de fază de la comanda tip . În cazul unei sarcini cu caracter inductiv (figura 8.a), prelungirea conducției prin diodele antiparalel modifică formelele de undă pe sarcină. Pentru o sarcină puternic inductivă se observă că tensiunile de fază seamănă cu cele de la comanda tip (vezi formele de undă din figura 8.b, obținute prin simulare).

Figura 8.a

Figura 8.b

Cu circuit de blocare separat pe fiecare fază și condensator unic.

Această schemă provine de la invertorul monofazat McMurray, prin adăugarea celui de al treilea braț, identic cu primele două, pentru asigurarea funcționării trifazate. În principiu, funcționarea invertorului și proprietățile sunt cele ale invertorului McMurray.

Fig. 11. Invertor de tensiune cu circuit de blocare și condensator unic.

Tiristoarele și au rolul de a permite supraîncărcarea condensatoarelor C cu o polaritate sau alta. Blocarea conducției unui tiristor se realizează în doi timpi, ca la tiristorul McMurray. În primul timp se descarcă condensatorul C pe ansamblul tiristor – diodă aflat în conducție, iar în timpul al doilea se reîncarcă C cu polaritatea inversată, pregătitor pentru blocarea următorului tiristor succesiv electric. Inductivitatea are rolul de a evita variația bruscă, gradientul mare al curentului de comutație la trecerea acestuia de pe circuitul de blocare, tiristorul principal, perioada de recuperare. Varianta păstrează toate proprietățile invertorului McMurray. Se realizează și o variantă la care condensatorul C este divizat în două condensatoare egale, în acest caz nemaifiind necesare cele două condensatoare C0.

Stingerea autonomă se realizează de asemenea în mai multe variante:

Schema cu condensator de blocare pe fiecare fază derivă din cea a invertorului Bedford – McMurray, în sensul că se completează schema invertorului monofazat cu un al treilea braț identic pentru generarea fazei C. Funcționarea este asemănătoare, cu diferența generării unei comenzi trifazate, de tip undă dreptunghiulară sau PWM.

Fig. 12. Invertor cu condensator de blocare între faze.

Condensatoarele de blocare sunt , conectate între fazele invertorului. Bobinele L sunt identice și cuplate magnetic. Se presupune că condensatorul încărcat într-o fază anterioară cu polaritatea din desen. Blocarea lui se produce la intrarea în conducție a tiristorului , succesiv electric lui . Condensatorul se descarcă prin circuitul și . Curentul de descărcare are sens contrar celui de sarcină prin și ca urmare va produce blocarea conducției acestuia. Reîncărcarea condensatorului cu aceeași polaritate se realizează în continuarea descărcării prin circuitul borna +, , , , , , , pe seama energiei acumulate în circuitul oscilant , , . Diodele de tip au rol dublu. Pe de o parte, la anularea curentului de încărcare, când datorită caracterului oscilant al circuitului , , , tensiunea pe condensator este maximă, blochează curentul de încărcare păstrând condensatorul încărcat la tensiunea maximă. Pe de altă parte se evită descărcarea acestora pe impedanța sarcinii. Dezavantajul principal al schemei constă în faptul că inductivitățile circuitelor de încărcare ale condensatoarelor, , sunt parcurse de curentul de sarcină, deci vor avea o dimensiune importantă, iar încărcarea condensatoarelor va fi influențată de curentul de sarcină. Asemănător se realizează și invertoare de curent cu stingere autonomă.

1.1. Modelul matematic al sarcinii rezistiv-inductive

Sarcina trifazata consta dintr-o sarcina trifazata R-L echilibrata in seria cu un sistem trifazat simetric de tensiuni(care formeaza vectorul e).

Figura 13. Sarcina trifazata

Ecuatiile ce descriu sistemul de sarcina trifazata din fig. 13 pot fi scrise sub forma scalara:

ua(t)=Ria(t)+ L +ea(t)

ub(t)=Rib(t)+ L +eb(t) (2)

uc(t)=Ric(t)+ L +ec(t)

________________________

∑ => u=Ri+L +e

Considerand sistemul de tensiuni de sarcina (ea,eb,ec) simetric, conform ec. , vectorul tensiunii de sarcina [poate fi dterminat in acelasi fel:

ea(t)=

eb(t)= Ếcos (3)

ec(t)= Ếcos

Vectorul rotitor (fazor) al t.e.m. se determina din relatia de definitie:

e= =

e=

e= ê=

= ê (4)

Figura. 14. Sistemul de referinta rotator definit de integrala vectorului t.e.m. de sarcina

1.2.Simularea invertorului trifazat:

Fig. 17 Schema invertor trifazat cu sarcina rezistiv inductiva cu comanda rectangulara

Tensiuni prin sarcina

Curentii prin sarcina

Spectru de putere pe o faza

Tensiuni de comanda

Fig. 18 Schema invertor trifazat cu sarcina rezistiva cu comanda rectangulara

Tensiuni prin sarcina

Curentii prin sarcina

Spectru de putere pe o faza

CAPITOLUL 2

COMANDA IN INVERTOARELE TRIFAZATE

Convertizoarele c.a. – c.c., cu circuit intermediar, fig. 15, transformă energia de intrare, de tensiune, Ui și frecvență fi constante, în mărimi de ieșire Ue și fe, variabile.

2.1.Comanda în undă rectangulară

Un invertor trifazat de tensiune se realizează după schema din figura 16.

Figura. 16. Invertor de tensiune trifazat.

Invertorul trifazat este format din trei brațe identice de invertor monofazat în semipunte. Sarcina, de tipul R+L, este trifazată, simetrică și conectată în stea, putând fi o mașină trifazată de c.a. Este notat prin 0 nodul sarcinii, iar prin 0’ punctul median al sursei de alimentare , punct de calcul.

Modulația în undă rectangulară presupune, figura 17:

comanda comutatoarelor statice de pe un braț, în antifază, pe un interval , unde T este perioada de comandă;

comanda pe cele trei brațe este decalată cu .

Figura. 17. Modulația în undă dreptunghiulară pentru invertoare trifazate

Numerotarea comutatoarelor statice, figura 17, se face în ordinea intrării în conducție. În funcție de starea comutatoarelor statice, în figura 17 sunt calculate și reprezentate tensiunile , și realizate de cele trei brațe. Tensiunile de linie sunt calculate cu relații de forma:

(5)

care sunt de asemenea reprezentate în figura 17. Acestea sunt de forma tensiunii de ieșire a unui invertor în punte monofazat comandat în undă quasirectangulară la:

; (6)

Aceasta înseamnă că valoarea de vârf a tensiunii de linie este:

(7)

iar valoarea efectivă:

(8)

Se remarcă de asemenea faptul că tensiunilor de linie li se poate regla frecvența prin intermediul perioadei de comandă T, dar au valoarea efectivă constantă. Aceasta se poate modifica numai prin alimentare cu o tensiune reglabilă, deci de la un redresor comandat.

Pentru calculul tensiunilor de fază, tensiunile , și , se aplică teorema a doua a lui Kirchhoff pentru fiecare braț după:

(9)

Se adună relațiile (9) de unde rezultă:

(10)

întrucât: (11)

ca urmare a faptului că receptorul trifazat este simetric. Din (9) și (10) se determină cele trei tensiuni de fază după:

(12)

În figura 17 este reprezentată o singură tensiune de fază, , ea având o variație în două trepte, și .

Atât tensiunile de linie cât și cele de fază au armonica fundamentală de perioadă T. Fundamentala tensiunilor de fază, , și alcătuiesc de asemenea un sistem trifazat simetric de succesiune directă, defazat în urma celui de linie cu . În concluzie, ieșirea, la nivelul fundamentalelor, reprezintă un sistem trifazat în accepțiunea obișnuită.

Conducția în invertor.

În invertoarele trifazate, conducția este mult mai complicată decât la cele monofazate ca urmare a circulației trifazate a curentului. Pentru a analiza modul de închidere a curenților se consideră intervalele de la 1 la 4 din figura 17. Delimitarea intervalelor de mai sus se face fie de la schimbarea semnului unui curent, fie de la modificarea comenzii. Conducția decurge după:

2.2. Comanda PWM pentru invertoare trifazate

PWM pentru invertoare trifazate se va analiza pentru convertorul de tensiune din figura 16. Cele trei brațe ale invertorului se comandă cu trei tensiuni de forma:

(15)

unde (16)

T fiind perioada de comandă, fig. 22.

Logica de comandă rezultă, pentru fiecare braț, după modelul de la PWM unipolar. În fig. 3.19, din motive de complexitate a desenului, este reprezentată numai determinarea tensiunilor și și a tensiunilor de linie:

(17)

Fundamentala tensiunii , , rezultă, în același mod ca la modulația în undă rectangulară, defazată cu înaintea tensiunii de comandă . Determinarea tensiunilor și se face în același mod, rezultând tot un sistem trifazat simetric de succesiune directă.

Tensiunile de fază , și se calculează cu relațiile (6) rezultând pulsuri de lățime variabilă și cu amplitudini în două trepte.

Figura. 22. MLI trifazat

Calculul tensiunilor de ieșire.

Fiecare braț al invertorului este un invertor în semipunte, fig. 16. Valoarea de vârf a tensiunii , în cazul modulației liniare, , va fi:

, (18)

iar valoarea efectivă: (19)

Ca urmare a comenzii trifazate pe cele trei brațe, valoarea efectivă a tensiunilor de linie va fi: , (20)

Cazul modulației neliniare, , se analizează la fel ca la invertoru monofazat având aceleași particularități.

Conținutul de armonici

Tensiunile , și conțin spectrul de armonici caracteristic PWM bipolar. Datorită comenzii decalate cu pe cele trei brațe, la fel ca la PWM unipolar, armonicile multiplu de trei se anulează din tensiunile de linie, ca urmare a faptului că defazajul dintre ele este:

(21)

Ca urmare, prin alegerea unei modulații în frecvență:

, (22)

spectrul de armonici se poate diminua considerabil. Astfel, în tabelul 1 sunt prezentate, pentru un astfel de caz, valorile efective ale fundamentalei și principalelor armonici raportate la tensiunea de alimentare . Se constată o diminuare a conținutului de armonici față de cazul monofazat. În cazul modulației neliniare apar toate armonicile impare, mai puțin cele multiplu de trei.

Tabelul 1

2.3 Timpul mort în invertoare

Timpul mort între comanda comutatoarelor statice de tip și , este necesar din aceleași motive ca la convertoarele c.c.-c.c. de 4 cadrane. Efectele acestuia sunt identice, adică se produce o creștere sau o descreștere a tensiunii de ieșire în funcție de sensul curentului. Tensiunea și curentul fiind alternative și defazate, variația de tensiune are semne diferite în cadrane diferite în cadrul unei perioade. În plus față de modificarea pe perioadă a amplitudinii tensiunii de ieșire mai apare o deformare suplimentară a acesteia, care conduce la înrăutățirea conținutului de armonici.

Compensarea efectului timpului mort este mult mai dificil de realizat la invertoare ca urmare a formei de variație reală a curentului de ieșire, , care ridică dificultăți mari de sesizare a trecerii prin zero spre valori pozitive și negative. Din acest motiv, în aplicațiile practice nu se compensează acest efect. Dacă semiconductoarele de putere au timpi și mici (MOSFET, IGBT), variația de tensiune, la fel ca la convertoarele c.c.-c.c. este neglijabilă.

Figura. 23. Efectul timpului mort

CAPITOLUL 3

PROIECTAREA INVERTORULUI TRIFAZAT CU COMANDA RECTANGULARA

3.1. Tema de proiect

Sa se proiecteze un invertor trifazat de tensiune cu tranzistoare MOS care sa alimenteze o sarcina rezistiv-inductiva cu urmatorii parametrii:

Un =24 (V)

In =5 (A)

fmax =2KHz

Tmed ambiant =25 0C

Circuit de comanda cu microcontroller

3.2. Schema bloc a sistemului

Figura 27. Schema bloc a invertorului trifazat cu comanda rectangulara

3.3. Calculul mărimilor caracteristice ale partii de forta

Valoarea eficace a fundamentalei tensiunii de linie

Se va considera originea timpului astfel incat tensiunea de linie sa fie funcție impara (sa contina numai armonici in sinus). Valoare eficace a fundamentalei tensiunii de linie este :

=22,84V (23)

Valoarea eficace a tensiunii de linie

=23,9V (24)

Tensiunea din circuitul de c.c. () se poate calcula egalând cu tensiunea nominala a sarcinii ()

(25)

=>Un=29,28V (26)

Valorile medii ale curenților prin elemente

(27)

=2,24A (28)

(29)

2,24A

Ținând seama de faptul ca circuitul de c.c. furnizează in orice moment suma alternantelor pozitive ale celor trei curenți de faza considerând curenții perfect sinusoidal si defazajul nul se obține:

Id = In => Id = 6,73A (30)

Ținând cont de valoarea lui ITAV se aleg tranzistoare MOS IRF840 cu următoarele caracteristici:

I = 8A

V=500V

3.4. Considerații privind pierderile în elementele complet comandate:

Elementele semiconductoare comandate lucrează, de regulă, la frecvențe ridicate și, datorită fenomenelor complexe legate de intrarea și respectiv ieșirea din conducție, calculul exact al pierderilor este practic imposibil, acestea depinzând de foarte multe mărimi care, la rândul lor, sunt dependente de parametrii circuitului în care este montat elementul semiconductor.

O estimare a pierderilor (și evidențierea principalelor componente) se poate face considerând un circuit simplu (fig. 28), care utilizează sursa de c.c. având tensiunea Ud, ce alimentează sarcina S, cu caracter R,L,C. Dioda ideală D, asigură existența curentului prin sarcină, când elementul semiconductor T, presupus de asemenea ideal, este deschis.

Se va considera că, procesul de amorsare se declanșează la trecerea semnalului de comandă uc pe nivel "sus", iar cel de dezamorsare, la trecerea semnalului de comandă pe nivel "jos" (fig. 29a).

Când elementul semiconductor este blocat (deschis), curentul ce îl străbate este nul, iar tensiunea ce îl polarizează este tensiunea sursei Ud, iar când se află în conducție (închis), este parcurs de curentul Id, pe el cazând tensiunea vT. S-a considerat, pentru simplificare, că atât la amorsare cât și la dezamorsare, curentul și tensiunea au variații liniare.

După aplicarea semnalului pozitiv de comandă, creșterea curentului prin element are loc după un timp scurt, numit timp de întârziere la amorsare tda.

Fig. 28 Schema de principiu, pentru evidențierea pierderilor, în elementele semiconductoare complet comandate

Fig. 29 Formele de undă ideale, ale semnalului de comandă – a), curentului și tensiunii – b), și pierderilor – c), pentru un ciclu complet de funcționare, a unui element semiconductor complet comandat

Tensiunea pe element se menține Ud, până când curentul crește la valoarea de regim staționar Id, respectiv pe durata tci, iar scăderea tensiunii la valoarea VCESAT (vT) are loc în timpul tsv.

3.5. Verificarea elementelor semiconductoare, la încălzire

Aceasta verificare are drept scop asigurarea ca, in conditile concrete de mediu si o de ventilatie in care lucreaza elementul nu se depaseste valoarea maxim admisibila a temperaturi jonctiunii.

In general, este necesara verificarea la incalzire, atat in regim stationar, (valoarea medie a curentului prin element este presupusa ca fiind constanta) cat si intermitent (valoarea medie a curentului prin element este variabila).

Verificarea la încălzire in regim staționar

Orice element semiconductor de putere se montează pe un radiator, schema termica echivalenta a ansamblului (fig. 30) evidențiind mărimile

Fig. 30 Schema termica echivalenta in regim staționar a circuitului

de răcire al unui modul IGBT

Rth J-Crezistenta termica joncțiune-capsula, a elementului care este data de catalog;

Rth C-R rezistenta termica capsula-radiator, care reprezintă rezistenta de contact, depinzând de calitatea suprafețelor in contact, (a capsulei si a radiatorului) si de forța de strângere;

Rth R-A rezistenta termica radiator-mediu ambiant, ce depinde de suprafața si tipul radiatorului precum si de natura, debitul si viteza fluidului de răcire.

Observând figura 5 rezulta temperatura joncțiuni ca fiind data de relația:

(36)

Relatia de mai sus poate fi utilizata in doua scopuri, dupa cum, s-a ales sau nu radiatorul.

pentru calculul temperaturii jonctiunii, daca s-a ales corpul de racire corespunzator tipului capsulei modulului utilizat. Elementul este verificat, daca valoarea calculata a temperaturii jonctiunii este mai mica decat valoarea maxim admisibila (indicata in catalog).

TJ<TJ adm (37)

pentru calculul valorii maxime a rezistentei termice radiator-ambiant si, pe aceasta baza se alege sau se dimensioneaza radiatorul:

(38)

Pe baza valorii obtinute conform relatiei (38) se poate dimensiona radiatorul pe doua cai:

se alege un corp de racire corespunzator cu tipul capsulei a elementului;

se alege un profil de radiator de asemenea corespunzator corespunzator cu tipul capsulei si din grafice adecvate se determina lungimea necesara ca functie termica radiator-ambiant calculata si de conditiile de racire.

Pentru o alegere mai buna a radiatorului se imparte valoarea obtinuta conform relatiei (38) la 4.

Din catalogul de radiatoare s-a ales un radiator SK 541 cu lungimea de avand urmatoarele caracteristici:

Se verifica ca relatia (37) sa fie adevarata. Astfel ca :

(39)

3.6. Microprocesorul PIC16F876A

În acest proiect am folosit un microcontroler PIC16F876A produs de firma Microchip. Am preferat acest microcontroler pentru că aveam nevoie de porturi paralele, de convertoare analog digitale, si de memorie.

Acest microcontroler are: Olaru Liviu – 2005

doar 35 cuvinte de comandă;

un ciclu mașină pentru fiecare instrucțiune, excepție făcând instrucțiunile de salt care folosesc două cicluri mașină;

viteza de operare;

memorie FLASH de program de 8K x 14;

memorie RAM de date de 368 x 8 octeți (memorie adresabilă la nivel de bit);

memorie EEPROM de date de 256 x 8octeți;

pinii sunt compatibili cu cei de la PIC16C73B/74B/76/77;

14 surse de întrerupere;

stiva pe opt nivele;

mod de adresare direct, indirect și relativ;

Power-on Reset (POR);

Power-up Timer (PWRT) și Oscillator Start-up Timer (OST);

Watchdog Timer (WDT) care are propriul său oscilator RC;

cod de protecție a programului programabil;

opțiuni de selecție a oscilatorului;

circuit de programare încorporat cu programare serială prin intermediul a 2 pini;

lucrează cu tensiunii cuprinse între 2 și 5,5V.

Proprietățile perifericelor: Olaru Liviu – 2005

Timer0: un timer/counter pe 8 biți cu posibilitate de prescalare pe 8 biți;

Timer1: un timer/counter pe 16 biți cu prescalare, se poate incrementa și în modul SLEEP cu un semnal de ceas din exterior;

Timer2: un timer/counter pe 8 biți care are prescalare, postscalare și un registru de perioadă pe 8 biți;

două module de Comparare, Captare și PWM (module CCP);

Captarea este pe 16 biți, rezoluția maximă fiind de 12,5ns;

Compararea este pe 16 biți, rezoluția maximă fiind de 200ns;

Rezoluția maximă PWM este de 10 biți;

convertor analog-digital pe 10 biți cu mai multe canale;

port serial sincron (SSP) cu SPI (Master mode) și I2C (Master/Slave);

USART/SCI cu detecție a adresei pe 9 biți;

PIC16F876A aparține unei clase de microcontrolere de 8 biți cu arhitectură RISC. Structura lui generală este arătată în schița următoare reprezentând blocurile de bază.

Alegerea tipului de oscilator

PIC16F876A poate lucra cu patru configurații diferite de oscilator. Pentru că configurațiile cu oscilator cu cristal și rezistor-condensator (RC) sunt cele utilizate cel mai frecvent, doar pe ele le vom menționa aici. Tipul de microcontroler cu oscilator cu cristal cu frecvența peste 4MHz este desemnat ca HS (High speed), iar microcontrolerul cu perechea rezistor-condensator are desemnarea RC.

Oscilatorul HS

Am ales frecvența de lucru a oscilatorul cu cristal de 20MHz (frecvența maximă de catalog). Pentru realizarea oscilatorului mai este necesar câte un condensator ceramic de 22pF cu celălalt capăt la masă de a fi conectați la fiecare pin, ca în figură XTAL este un rezonator cu cuarț cu frecvența de rezonanță de 20MHz

Fig. 33 Realizarea oscilatorului HS

Condensatorii C1 C2 sunt de tipul ceramic disc cu următorii parametrii:

capacitate 22pF

tensiune nominală 500V

Reset – ul

Reset-ul este folosit pentru a pune microcontrolerul într-o condiție „cunoscută”. Aceasta înseamnă practic că microcontrolerul poate să se comporte incorect în unele condiții nedorite. Pentru a continua să funcționeze corect trebuie resetat, însemnând că toți registrii vor fi puși într-o stare de start. Resetul nu este folosit numai când microcontrolerul nu se comportă cum vrem noi, dar poate de asemenea să fie folosit când se încearcă un montaj, ca o întrerupere într-un program de execuție sau când se pregătește un microcontroler de a citi un program.

Pentru a preveni ajungerea unui zero logic la pinul MCLR accidental (linia de deasupra înseamnă că resetul este activat de un zero logic), MCLR trebuie să fie conectat printr-un rezistor la polul pozitiv al sursei de alimentare. Rezistorul trebuie să fie între 5 și 10k. Acest rezistor a cărui funcție este de a menține o anumită linie la starea logică unu ca o prevenire, se numește o scoatere-pull up.

Fig. 34 Resetul PIC16F8776

Alimentarea microprocesorului

În general, alimentarea corectă este de o importanță maximă pentru funcționarea corectă a sistemului cu microcontroler. Pentru o funcționare corectă a oricărui microcontroler, este necesar să oferim o sursă stabilă de alimentare, un reset sigur în momentul în care îl porniți și un oscilator. Conform specificațiilor tehnice oferite de producătorul microcontrolerului PIC, tensiunea de alimentare ar trebui să se încadreze între 2.5V și 5.5V pentru toate versiunile. Cea mai simplă soluție este folosirea stabilizatorului de tensiune LM7805 care oferă tensiune stabilă de +5V la ieșire. O astfel de sursă este ilustrată în figură de mai jos.

Fig. 35. Sursa de alimentare a microcontrolerului

Pentru a funcționa corect sau pentru a avea o tensiune stabilizată la 5V la ieșire (pinul 3), tensiunea de intrare pe pinul 1 la LM7805 ar trebui să fie între 7V și 35V. În funcție de curentul consumat de montaj vom folosi tipul corespunzător de stabilizator de tensiune LM7805. Sunt diferite versiuni de LM7805. Pentru consum de curent de până la un 1A am folosit versiunea în capsulă TO-220 cu posibilitatea de răcire adițională. Condensatoarele C1 și C3 electrolitice asigură filtrarea tensiunii iar condensatorul C2 ceramic asigură tensiunea pentru eventualele vârfuri de curent și are și rolul de filtrare a zgomotului.

Puntea de tip 1PM1 cu următoarele caracteristici:

tensiune de vârf inversă repetitivă maximă

tensiune de vârf inversă accidentală maximă

curent maxim .

Condensatorul C1, C3 se calculează cu relația

Rezultând

Condensatorul C1 electrolitic cu următorii parametrii:

capacitate 22μF

tensiune nominală 50V

Condensatorul C2 ceramic cu următorii parametrii:

capacitate 100nF

tensiune nominală 100V

Condensatorul C3 electrolitic cu următorii parametrii:

capacitate 10μF

tensiune nominală 100V

3.7. Simulare functionare circuit de comanda PIC16F876A

3.8. Structura invertor: punte complet comandata cu IR2110

Driverul de comanda IR2110

IR2110 sunt de înaltă tensiune, puterea de mare viteză MOSFET și driverele IGBT cu canale de ieșire parte independente de înaltă și joasă referinta. Propagarea întârzieri sunt potrivite pentru a simplifica utilizarea în aplicații de înaltă frecvență.

Fig. 36 Driverul de comanda IR2110

Circuitul de forta

Schema Orcad

4.9.Realizarea practica a blocului de comanda

5.0.Realizarea practica a blocului Driver MOS

BIBLIOGRAFIE

Nicu Bizon, R.Radian, Dispozitive Electronice de putere, Editura MatrixROM, București, 2002.

Nicu Bizon, Variatoare de putere, Editura MatrixROM, București, 2001.

Nicu Bizon, Electronică Industrială I-Teorie și Aplicații, Editura MatrixROM, București, 2000.

Nicu Bizon, Electronică Industrială II-Teorie și Aplicații, Editura MatrixROM, București, 2000.

Viorel Popescu, Dan Andreiciuc, Ivan Bogdanov, Electonică de Putere și Acționări, Editura Orizonturi Universale, Timișoara 2001

Florin Ionescu, Smaranda Nițu, Dan Floricău, Electronică de Putere, Editura ICPE, București 2000Murgu

Alexandru Bogdan, Șerb Dorin Adrian, Electronică (Aplicații), Editura” DIMITRIE CANTEMIR”, Târgu Mureș 1998

Gh. Șerban, Microprocesoare – Note de curs

Resurse Internet:

www.microchip.com

http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

http://www.emil.matei.ro/csf.php