Corectia Factorului DE Putere CU Convertor Boost

Politehnica

Corectia Factorului DE Putere CU Convertor Boost

Byadmin ianuarie 1, 2024

CORECTIA FACTORULUI DE PUTERE CU CONVERTOR BOOST

_________________________

CUPRINS

LISTA ACRONIMELOR

CCM = Continous Conduction Mode (Modul de Conducție Continua)

CRM = Critical Conduction Mode (Modul de Conducție Critica)

DPF = Displacement Power Factor (Factor de Defazaj)

MOS = Metal Oxide Semiconductor (Semiconductor cu Oxid Metalic)

PWM = Pulse Width Modulation (Modulație de Frecvență a Impulsurilor)

RMS = Root Mean Square (Valoare Efectivă)

TEC = Tranzistor cu Efect de Câmp

THD = Total Harmonic Distortion (Coeficientul distorsiunilor de neliniaritate)

TPF = Total Power Factor (Factor de Putere Total)

INTRODUCERE

Din cauza faptului ca s-a dublat consumul de energie in ultimii 30 de ani si creste in continuare, din cauza faptului ca oamenii devin îngrijorați de schimbările de climat, si din cauza faptului populația globala este in continua creștere, nevoia de produse care consuma energie in mod eficient este in continua creștere. Corecția factorului de putere s-a introdus pentru ajuta ca dispozitivele sa aibă un consum eficient de energie.

Din cauza creșterii de sarcini neliniare precum convertoarea electronice, computere, se produce si se reflecta in rețelele de transmisie si distribuție o poluare grava a puterii. Factorul de putere scăzut si pulsațiile înalte ale curentului sunt principalul dezavantaje ale folosirii redresoarelor cu diode. Aceste circuite generează o poluare serioasa a puterii in sistemul de transmisie sau de distribuție. Poluanți precum puterea reactiva si armonicile curentului generează distorsiuni in tensiunea de linie, încălzirea miezului transformatoarelor si a mașinilor electrice, si creșterile de pierderi de pe liniile de transmisie si distribuție.

In lucrarea ce urmează se va corecta factorul de putere al unui redresor de tensiune cu ajutorul unui circuit cu convertor Boot. Se vor folosi doua metode de corecție a factorului de putere cu convertor Boot. Acestea vor fi comparate atât in regim staționar cat si in regim dinamic.

In primul capitol va fi prezentat factorul de putere si motivul pentru care acesta trebuie corectat. Acesta se va defini si prezenta modul in care se calculează. Vor fi definite atât din punct de vedere matematic cat si din punct de vedere fizic elementele de care acesta depinde.

In al doilea capitol este prezentat modul de comutare a convertorului Boot pentru a se demonstra modul prin care se va controla curentul de pe linie.

In al treilea capitol sunt specificate atât diferite metode de corecție a factorului de putere cu convertor Boot cat si avantajele si dezavantajele pe care acestea le au.

In al patrulea este analizat in detaliu convertorul Boot si prezentat modul prin care acesta este capabil corecteze curentul.

In al cincilea capitol este analizata in detaliu una din aceste metode si anume metoda de control cu semnal PWM.

In al șaselea capitol este analizata alta metoda si anume metoda cu control bipozițional. De asemenea sunt comparate aceste doua metode in regim staționar la diferite frecvente maxime de comutație.

In ultimul capitol sunt analizate si comparate aceste doua metode in regim dinamic, pentru trei cazuri diferite.

FACTORUL DE PUTERE

1.1 Noțiuni generale. Semnificație practică.

Factorul de putere este raportul dintre puterea activa, măsurata Kilo Wați (kW), si puterea aparenta, măsurata in Kilo Voltamper (kVA). Reprezintă cat de eficient este consumata puterea.

Puterea activa este porțiunea de putere care, în medie pentru un ciclu complet, are ca rezultat transferul net de energie într-o direcție. Reprezintă suma puterilor necesare pentru funcționare a fiecărui consumator din circuit.

Puterea aparenta este puterea care este aprovizionata de către furnizor. Este o combinație intre puterea activa si puterea reactiva (suma vectoriala). Reprezintă produsul dintre tensiunea totala si curentul din circuit.

Puterea reactiva, măsurata in Kilo Voltamper Reactivi (kVAR), reprezint porțiunea de putere care revine la sursa în fiecare ciclu, datorită energiei stocate. De aceea aceasta nu furnizează putere unui consumator. Apare in orice circuit cu sarcini inductive.

Factorul de putere într-un circuit fără sarcini inductive este 1. Adică nu exista putere reactiva, si astfel toata puterea aprovizionata va fi consumata. Adăugând la circuit un astfel de sarcina, factorul de putere scade.

Factorul de putere total (TPF: Total Power Factor) este o combinative intre Factorul de defazaj (DPF: Displacement Power Factor) si distorsiunea armonica totala (THD: Total Harmonic Distortion).

Factorul de putere total. Semnificație teoretica.

Factorul de putere total (TPF: Total Power Factor) este o combinație intre factorul de defazaj (DPF: Displacement Power Factor) si coeficientul distorsiunilor de neliniaritate (THD: Total Harmonic Distortion).

TPF = DPF [3]

DPF se refera la defazajul intre unda de tensiune si unda de curent provenit din cauza sarcinilor capacitive sau inductive.

THD se refera la distorsiunea formei de unda a curentului provenita din cauza sarcinilor neliniare.

Fig 1.1 Forma de unda a tensiunii si a curentului defazat si distorsionat

In cazul ideal, pentru a corecta factorul de putere va trebui sa eliminam defazajul, astfel încât curentul va fi in faza cu tensiunea, si sa reducem distorsiunile remodelând forma de unda a curentului într-o sinusoida. Prin corecția factorului de putere vom face ca sarcina circuitului sa arate ca o sarcina rezistiva.

Fig. 1.2 Forma de unda a curentului fără distorsiuni si in faza cu tensiunea

Factorul de defazaj. Analiza defazajului in triunghiul de putere. Analiza formelor de unda a curentului pentru diferite tipuri de sarcini.

Factor de Defazaj = DPF Putere reactiva = PVAR

Putere activa = PW Putere aparenta = PVA

Defazaj = ө

Factorul de defazaj poate fi reprezentat ca si cosinusul dintre vectorul puterii active si vectorul puterii aparente in triunghiul de putere.

Fig 1.3 Reprezentarea defazajului in triunghiul de putere

PVA = PW + PVAR [18]

DPF = = cos ө [18]

Atunci când nu exista putere reactiva unghiul dintre puirea activa si puterea aparenta este 0. De asemenea : PVAR = 0 => DPF = cos ө = cos = 1.

Sarcinile capacitive consuma putere reactiva in direcție exact opusa fata de cele inductive.

Fig 1.4 Sensul puterii reactive in triunghiul de putere

Atât tensiunea cat si curentul au forme de unda sinusoidale.

Daca acestea cad pe o sarcina rezistiva, aceste doua forme de unda sunt in faza. Adică schimbările de semn au loc in aceleași puncte.

Fig 1.5 Graficul tensiunii, curentului si a puterii rezultate când sarcina este pur rezistiva

V= Vmax sinωt [18]

I= Imax sinωt [18]

P= VI = Vmax sinωt Imax sinωt = 2 sin2ωt

P= (1-cos2ωt)

Integrând de la 0 la 2π => Pmediu=

Însă daca cad pe o sarcina inductiva, curentul este defazat. Acesta întârzie intre 0 si 90 de grade pentru o sarcina inductiva (-90o când sarcina este pur inductiva), sau înaintează intre 0 si 90 de grade pentru o sarcina capacitiva (+90o când sarcina este pur capacitiva).

Fig 1.6 Graficul tensiunii, curentului si a puterii rezultate când sarcina este pur inductiva

V= Vmax sinωt [18]

I= Imax sin(ωt-ө) [18]

P= VI=Vmaxsinωt Imax sin(ωt-ө)

P= [cosө-cos(ωt-ө)]

Integrând de la 0 la 2π => P’mediu= cosө

Factorul de putere poate fi definit de asemenea si ca unghiul la care o sarcina oarecare se comporta ca o sarcina pur rezistiva: DPF= == cosө [18]

1.4 Coeficientul distorsiunilor de neliniaritate. Expresie si

semnificație.

O armonica e definita ca o componenta a unei unde periodice care are o frecventa ce este produs întreg din frecventa fundamentala. Armonicele reprezintă distorsiuni fata de starea de echilibru a frecventei fundamentale de 50 Hz.

Reprezentând pe un grafic fiecare armonica a semnalului se va obține:

Fig 1.8 Reprezentarea grafica a armonicelor [http://www.cchrispeters.com/SynthesisTerms/Harmonic.htm]

După cum se observa in figura, frecventa fundamental are forma sinusoidala, si o frecventa de 50 Hz. A doua armonica ar avea o frecventa de 2×50 Hz, adică 100 Hz; a treia 150 Hz; a patra 200 Hz; a cincea 250 Hz. De asemenea, pe măsura ce ne depărtam de fundamental, observam cum amplitudinea scade.

Fig 1.9 Graficul rezultant ce conține armonice [11]

Observam ca rezultanta dintre toate armonicile si frecventa fundamentala, este distorsionata. Nu mai are forma sinusoidala.

THD= [8]

-valoarea RMS a fundamentalei

– valoarea RMS a armonicei n

Distorsiunea de neliniaritate este întâlnita atunci când o forma de unda sinusoidala este aplicata pe o sarcina neliniara. Dispozitivele neliniare sunt dispozitivele care nu consuma curent într-o maniera sinusoidală, ca de exemplu: controllere programabile, unități de viteză reglabila, etc.

In concluzie, aceste dispozitive cu sarcina neliniara, transforma frecvența fundamentala producând-se in consecința distorsiunea armonicelor.

Armonicele pot avea efecte negative asupra echipamentului. Scad viată condensatoarelor, a motoarelor. Nu permit motoarelor sa se încarce in totalitate. Reduc capacitatea condensatoarelor, cresc zgomotul.

Condensatoarele nu creează armonice. Armonicele apar din cauza sarcinilor neliniare. Totuși, capacitatea are potențialul de a agrava o problema a armonicelor deja existenta. Condensatoarele pot crea o condiție de rezonanta unde se poate produce amplificarea tensiunii sau a curentului din circuit.

Armonicele se reduc prin instalarea unui filtru pasiv a armonicelor. Acesta este un condensator de corecție a factorului de putere combinat cu o serie de reactoare cu miez de fier. Filtrarea armonicelor protejează condensatoarele de corecție a factorului de putere. Previn supratensiunile armonicelor sa cauzeze defectarea echipamentelor datorita rezonantei paralele din circuit.

1.5 Analiza unui redresor de tensiune. Modul in care acesta influenteaza curentul de intrare. Calculul factorului de putere

Un mod de a defaza curentul si de a introduce armonice este prin adaucarea unui redresor de tensiune. Se considera un rederesor tipic. Acesta contine o sursa sinusoidala de tensiune, o punte redresoare cu diode, un condensator de capacitate mare si o sarcina. Sursa va aproviziona circuitul cu o tensiune de 110V la o frecventa de 50 Hz, condensatorul va avea capacitatea de 1mF si sarcina va fi o rezistenta de 33 Ω.

Fig 1.10 Circuit cu redresor tipic

In momentul in care tensiunea de intrare va depasii tensiunea admisa de condensator, va exista tensiune pe sarcina.

Fig 1.11 Compararea tensiunii de iesire cu cea de intrare

Totusi se observa faptul ca tensiunea de iesire creste si pentru momentul in care tensiunea de iesire este negativa. Acest lucru se datoreaza faptului ca tensiunea de dupa puntea redresoare este numai pozitiva, reprezentand valoarea absoluta a tensiunii de la intrare.

Astfel va exista curent numai atunci cant tensiunea de iesire creste. Curentul reprezentrat are numai pulsatii pozitive deoarece este curentul de dupa puntea redresoare. Din cauza faptului ca a fost luat un condensator ideal, fara rezistenta interna, curentul va creste instant. Astfel va avea o forma aproximativ triunghiulara.

Fig 1.12 Reprezentarea dependentei curentului de tensiunea de iesire

Se observa ca forma de unda a curentului nu este sinusoidala.. Curentul este reprezentat mai degraba de pulsatii ce contin armonice si sunt de asemenea si defazate fata de tensiune.

Fig 1.13 Forma de unda a tensiunii si curentului de intrare

Coeficientul distorsiunilor de neliniaritate THD== 1.0332378.

Defazajul ө = 15.75 o => Factor de Defazaj DPF = cos ө = 0.9624552

=> Factorul total de putere TPF = DPF = 0.6693439

2. CONVERTORUL BOOST FOLOSIT PENTRU CORECTIA FACTORULUI DE PUTERE

Modul de conutare al convertorului Boost. Forma de unda a curentului. Modul in care este comandat semnalul de control al comutatorului

Va urma sa analizam convertorul Boost pentru a înțelege relația dintre tensiunea de intrare VIN, tensiunea de ieșire VOUeșire VOUT si factorul de umplere al semnalului PWM al comutatorului.

Fig 2.3 Schema unui convertor Boost in care sunt reprezentați curenții si tensiunile

Convertorul Boost este constituit dintr-o bobina, o dioda, un condensator, o sarcina si un comutator. Comutatorul se închide si deschide cu o frecventa anume, si de asemenea cu un factor de umplere care afectează relația dintre VIN si VOUT.

Astfel vom considera T ca fiind perioada ratei la care comutatorul se închide si deschide, si DT ca fiind timpul cat comutatorul sta închis.

Fig 2.4 Evidențierea pe axa timpului a stărilor prin care trece comutatorul pe o perioada

0<DT<T => 0<D<1

Pentru a simplifica problema si pentru a ajunge mai ușor la relația dintre VIN si VOUT vom face niște presupuneri:

Condensatorul C este mare relative la curenții din circuit => VC (tensiunea pe

condensator) nu va varia => VOUT nu va varia (VC = VOUT ) =>

presupunem condensatorul inițial încărcat la VOUT pentru a nu mai lua in considerare timpul cat i-a luat sa se încarce.

Curentul IL la momentul 0 este 0 => IL(0)=0 (deși presupunerea sere nerealistica, vom arata cum sa eliminam presupunerea șiș a nu schimbam modul in care circuitul funcționează)

Dioda D este ideala => când este in conducție se comporta ca un scurt si când este in blocare se comporta ca un gol (nu vom considera rezistenta interna a diodei si nici căderea de tensiune care apare la o dioda in conducție)

Circuitul funcționează in regim staționar

Când comutatorul este închis, t ϵ (0,DT), la bornele acestuia avem aceeași tensiune provenita de la terminalul negativ al sursei. Astfel pe terminalul din stânga al diodei vom avea o tensiune negativa, iar pe terminalul din dreapta o tensiune pozitiva deoarece presupus condensatorul ca fiind încărcat de la început. Astfel observam ca dioda este in blocare, tensiunea picând pe aceasta de la + la -. Deci in locul diodei vom putea considera un gol.

Fig 2.5 Schema convertorului Boost când comutatorul este închis

Se poate observa ca tensiunea de pe bobina este egala cu tensiunea de intrare: VL = VIN (ambele au nodul cu potențial pozitiv comun si potențialele negative sunt egale).

VL=L => VIN= L => = [14]

Adică rata la care curentul se schimba prin bobina este constanta, si egala cu . Astfel , daca vom trasa graficul curentului care trece prin bobina ( IL), in funcție de timp, pe intervalul (0,DT), adică atunci când comutatorul este închis, acesta va fi o dreapta ce pleacă din origine si creste cu panta egala cu . Curentul din bobina porneste de la valoarea 0 si creste liniar un timp DT cu panta , adica pana la valoarea DT.

Fig 2.6 Graficul curentului din bobina pentru timpul in care comutatorul este închis

După ce curentul din bobina a atins valoarea maxima DT, si bobina este incarcata, comutatorul se va deschide. Dioda va intra in conductive deoarece tensiunea pe aceasta pica de la – la +, potentialul dintre bobina si dioda fiind mai mare decât potențialul dintre dioda si condensator. Astfel înlocuim dioda D cu un scurtcircuit, si comutatorul S cu un gol.

Fig 2.7 Schema convertorului Boost când comutatorul este deschis

Deoarece am făcut presupunerea ca circuitul funcționează in regim staționar, curentul din bobina, pleacă de la valoarea 0, atinge maximul DT, si apoi scade pe intervalul (DT, T) inapoi pana la valoarea 0. Adica la momentul T, valoarea curentului prin dioda trebuie sa fie la fel ca la început (momentul t=0) egala cu 0.

VIN = VL + VOUT => VL = VIN – VOUT => = = [15]

Deci curentul prin bobine se mai schimba de aceasta data cu panta . Cum , deoarece convertorul Boost este un convertor ridicător de tensiune, înseamnă ca panta este negativa (valoarea curentului scade).

Fig 2.8 Graficul curentului din bobina pentru perioada de comutație

DT + (T-DT) =0 => D + (1-D)=0 =>

=> D + – = 0 => = 0 =>

=> (1-D) = => = (tensiunea de iesire in functie de tensiunea

de intrare si factorul de umplere) [15]

Chiar daca la început am presupus ca punctual de plecare al curentului din bobina este zero, făcându-l diferit de aceasta valoare nu se va schimba nimic deoarece la sfârșitul perioadei va ajunge înapoi la aceeași valoare, analiza fiind făcută numai in funcție de pante. Astfel daca schimbam punctual de plecare, analiza făcută rămâne încă valabila.

Curentul care trece prin sarcina este legat de curentul din bobina. Ca sa putem obține o anumita valoare a puterii de pe sarcina va trebui sa schimbam curentul ce trece prin bobina fără sa compromitem analiza făcută.

Deoarece convertorul Boost este pus într-o bucla de control care monitorizează tensiunea sarcinii. Când tensiunea pe sarcina variază, bucla de control schimba factorul de umplere, modificând curentul din bobina astfel încât tensiunea de pe sarcina sa rămână constanta. Tensiunea de pe sarcina va fi scalată cu ajutorul unui divizor de tensiune si apoi comparata cu Vraf. In funcție de eroare Controller-ul va seta factorul de umplere D, reglând astfel curentul din bobina si in consecința tensiunea de pe sarcina.

2.2 Circuitul general de corecție a factorului de putere cu convertor Boost. Explicarea importantei si funcționalității convertorului Boost pentru corecția factorului de putere. Schema bloc generala a unui circuit de corecția a factorului de putere cu convertor Boost.

Se dorește corecția factorului de putere. Si in consecința rectificarea formei de unde a curentului. Astfel aceasta forma de unda va trebui sa fie in faza cu tensiunea si sa fie fără armonice. Astfel se va folosi un convertor Boost pentru rectificarea curentului liniei.

Convertorul Boost ne permite sa controlam timpul in care bobina se încarcă si se descarcă si in consecința curentul din aceasta. Astfel se va dori manipularea acestui curent din bobina, care este de asemenea curentul liniei, astfel încât acesta sa fie in faza cu tensiunea si fără armonice cu forma de sinusoida.

Bobina se va încarcă, si in consecința curentul din aceasta va creste in momentul in care comutatorul este închis. In mod invers curentul va scade, bobina descărcând-se, când comutatorul convertorului Boost este deschis.

Astfel se va ajunge la concluzia ca pentru a manipula curentul si in consecința a corecta factorul de putere, va trebui manipulat timpul in care comutatorul este închis si deschis. Deci va trebui manipulat semnalul de comanda al comutatorului.

Semnalul de comanda este un semnal PWM ce este un semnal dreptunghiular caracterizat de o perioada si un factor de umplere.

Se va folosi un circuit de control care va determina semnalul de control in funcție de tensiunea de ieșire.

Fig 2.9 Schema bloc a circuitului de corecție a factorului de putere cu convertor Boost.

2.3 Schema si analiza elementelor convertorului Boost implementat.

Pentru corecți factorului de putere se va folosi următorul convertor Boost pentru orice metoda.

Fig 2.10 Schema convertorului Boost implementat

Suna convertorului, si in consecința tensiunea de intrare, este o sursa de tensiune sinusoidala cum amplitudinea de 110 V si frecventa de 50 Hz.

Fig 2.11 Parametrii sursei de tensiune de la intrare implementați in simularea PSIM

După sursa se va folosi o pânde redresoare care va scoate la ieșire modulul tensiunii cu forma de unda sinusoidala de la intrare.

Fig 2.4 Forma de unda a tensiunii de intrare

Fig 2.12 Forma de unda a tensiunii de intrare după ce a trecut prin puntea redresoare

Se va folosi o bobina de 700 uH. Aceasta va permite curentului sa atingă valori suficient de mari pentru corecție fără a îl limita.

Fig 2.13 Parametrii bobinei implementați in simularea PSIM

Dioda folosita in simulare este una ideala. Astfel rezistenta interna si căderea de tensiune care apare când dioda este in conducție sunt 0. Deci când este in conducție se comporta ca un scurt si când este in blocare se comporta ca un gol.

Fig 2.14 Parametrii diodei implementați in simularea PSIM

Condensatorul folosit in convertoarele Boost este de capacitate mare pentru a putea furniza tensiune sarcinii pe toata perioada in care comutatorul este închis si dioda este in blocare. Astfel s-a ales o capacitate de 1 mF.

Fig 2.15 Parametrii condensatorului implementați in simularea PSIM

Ca si comutator s-a ales un tranzistor TEC MOS cu canal n. Acesta, la fel ca dioda, este ideal.

Fig 2.16 Parametrii comutatorului (TEC MOS) implementați in simularea PSIM

Pentru sarcina se va folosi un rezistor cu rezistenta de 33 Ω.

Fig 2.17 Parametrii sarcinii implementați in simularea PSIM

Astfel tensiunea ieșire va avea doar ondulări pozitive. Din cauza condensatorului va prezenta riplu, in special pe pârțile crescătoare, deoarece tensiunea furnizata de acesta scade in timp.

Fig 2.18 Forma de unda a tensiunii ieșire

3. CLASIFICAREA METODELOR ACTIVE DE CORECTIE A FACTORULUI DE PUTERE DUPA TIPUL DE COMUTARE A CONVERTORULUI BOOST

3.1 Modul de conducție limita a curentului prin bobina. Generalități. Avantaje si dezavantaje ale acestei metode.

In categoria CRM intra circuitele de corecție a factorului de putere active in care tranzistorul este comutat de pe OFF pe ON cu semnalul PWM atunci când curentul din bobina ajunge la valoarea 0. Se numește Critical Conduction Mode pentru ca ii este permis curentului din bobina sa atingă valoarea 0.

Fig 3.1 Forma curentului de pe line data de comutator in modul de conducție limita [8]

Când tranzistorul trece in starea ON bobina L se încarcă cu curent, un anumit timp. Apoi tranzistorul trece in starea OFF si bobina se descarcă pana când curentul din ea ajunge la valoarea 0. După ce ajunge la valoarea 0 tranzistorul trece din nou in starea ON.

Curentul de pulsație (din bobina) are valori mari. De aceea tipul acesta de aplicație nu este recomandat pentru aplicații de mare putere (folosit pentru aplicații de putere mica). Totuși, pentru ca atunci când curentul din bobina atinge valoarea 0 si tranzistorul comuta, nu mai exista curent de descărcat din dioda, nu exista pierderi de recuperare prin dioda. Astfel se poate folosi o dioda mai ieftina.

Un redresor cu un pol de joasa frecventa transmite un semnal de eroare în multiplicatorul de referință. Cealaltă intrare a multiplicatorului este o versiune scalată a tensiunii de intrare. Ieșirea multiplicatorului este produsul tensiunii continue provenite de la regulator si a formei de unda sinusoidale de la intrare. Rezultatul se notează cu Vref si este aceeași sinusoidă de la intrare care este scalată cu un factor de câștig (semnalul de eroare). și este utilizată ca referință pentru tensiunea de intrare. Amplitudinea acestui semnal este ajustată pentru ca puterea medie corespunzătoare să mențină tensiunea de ieșire la valoarea sa reglementată.

Când comutatorul trece pe poziția ON curentul din bobina creste pana ajunge la valoarea tensiunii de referința. Apoi comutatorul trece pe OFF si bobina se descarcă pana când curentul din aceasta ajunge la valoarea 0. Sistemul va detecta valoarea 0 cu ajutorul unui circuit de detecție ca curentului zero (zero curent sense circuit). Aceasta măsoară tensiunea de pe bobina care va ajunge la valoarea 0 când curentul va fi 0. Apoi comutatorul trece pe poziția ON si curentul începe sa crească.

Circuitul de control tine curentul din bobina la conducție limita, adică la limita dintre conducție continua si conducție discontinuă. Este important deoarece forma de unda este cunoscuta mereu si in consecinta relatia dintre curentul mediu si cel maxim. Pentru o forma de unda triunghiulara valoarea medie a curentului este jumatate din valoarea maxima.

Se poate implementa un circuit de control CRM fără multiplicator. Tensiunea de referința Vref este multiplu de tensiunea de intrare Vin. Astfel putem defini constanta k ca si raportul dintre tensiunea de referința si tensiunea de intrare: kVin=Vref. Tensiunea de referința are aceeași valoare ca si curentul de varf Ipk. La rândul lui Ipk = tON, unde L este inductanța bobinei si tON este timpul in care comutatorul este in starea ON. Astfel tON=kL, deci timpul de comutație in starea ON are valoarea constanta pentru o anumita valoare a tensiunii de referința, iar tOFF variază, ceea ce determina frecventa variabila care este necesara pentru conducție limita. Când perioada de comutație ON se termina comutatorul trece pe OFF. Se face detecția de curent zero si ciclul se repeta. Avantajul acestui circuit de control este ca nu o sa mai se folosească multiplicatorul si senzorul tensiunii de intrare.

Avantaje:

– Nu este nevoie de un semnal rampă de compensare;

– Nu este nevoie de un redresor pentru curent.

Dezavantaje:

– Frecvență de comutare variabilă;

– Tensiunea bobinei trebuie să fie urmărita pentru a detecta când curentul bobinei ajunge la zero;

3.2 Modul de conducție discontinua a curentului prin bobina. Efecte ale limitării frecventei de comutație și cum pot fi corectate. Avantaje si dezavantaje ale acestei metode.

Frecventa de comutare pentru modul cu conductie limita este foarte mare pentru sarcini mici si pentru zonele in care graficul curentului se apropie de zero. Prin limitarea frecventei maxime, curentul va fi fortat sa stea la zero un timp, deci bobina va intra in modul discontinuu. Astfel este distorsionata forma de unda a curentului.

Fig 3.3 Distorsiunea formei de unda a curentului de intrare din cauza limitării frecventei

Totuși exista o metoda pentru corecția factorului de putere si pentru modul discontinuu. In modul discontinuu pe o perioada a comutației comutatorul va fi ținut pe modul OFF chiar si după ce curentul din bobina este zero.

Fig 3.4 Graficul curentului de pe bobina in modul discontinuu pe o perioada a comutației [3]

I reprezintă curentul din bobina, tON este timpul in care comutatorul este ON, tcycle reprezintă timpul in care curentul din bobina pleacă de la valoarea zero si apoi ajunge din nou la aceasta valoare, iar TSW este perioada de comutație.

Valoarea maxima a curentului de pe bobina este data de relația: Ipk = tON.

Valoarea curentului mediu pe o perioada de comutatie este data de: (I)Tsw = . Deoarece frecventa de comutatie este mult mai mare decat fracventa cu care variaza tensiunea, valoarea curentului mediu pe o perioada de comutatie poate fi considerata si valoarea curentului instantaneu: (I)Tsw = Iin(t).

Combinând aceste doua ecuații se obține ca Iin(t) = ( tON ). Se observa ca daca tON este tinut constant se va obtine un curent de linie sinusoidal chiar si in mod discontinuu.

Avantaje:

– Frecventa de comutare constanta;

– Nu este nevoie de senzor pentru curent.

– Control PWM simplu

Dezavantaje:

– Curentul este mai mare si uzează mai mult dispozitivele;

– Distorsiunea curentului de intrare

Deoarece in modul de conducție limita in apropiere de zero, pentru o sarcina mica, frecventele pot devenii foarte mari, si in modul discontinuu curenții de varf pot fi foarte mari, se vor combina aceste doua metode. Astfel pentru pârțile apropiate de zero se va folosi modul discontinuu. Pentru pârțile apropiate de varf se va folosi modul de conducție limita.

3.3 Modul de conducție continua a curentului prin bobina. Particularități a acestei metode de corecție a factorului de putere. Exemple de tipuri de circuite de control. Avantajele si dezavantajele acestora.

Fig 3.5 Forma curentului de pe line data de comutator in modul de conducție continua [8]

In modul CCM, curentul de pulsație a bobinei este foarte mic deoarece îl controlam in așa fel încât sa nu îl lăsăm sa ajungă la 0. Controlând curentul de pulsație, acesta este mic si astfel putem folosi configurația pentru aplicații cu putere mare. Totuși acum exista pierderi de recuperare prin dioda, ceea ce presupune folosirea diodelor mai scumpe.

Spre deosebire de modul de conducție limita, tensiunea de referința este un element esențial pentru modul de conducție continua. Astfel toate circuitele de control pentru modul de conducție continuu vor forma tensiunea de referința in funcție de tensiunea de intrare si tensiunea de ieșire a convertorului Boost.

Acestea diferă in funcție de modul in care semnalul de comanda PWM a comutatorului este calculat. Se vor exemplifica trei metode diferite de a controla semnalul PWM.

O metoda este metoda de control cu semnal PWM, in care tot curentul din bobina este folosit in cadrul circuitului de control pentru modelarea semnalului PWM. Cu ajutorul unui redresor este calculata eroarea dintre acesta si semnalul de referința, care este mai apoi tradusa in semnal PWM.

Avantaje:

– Frecventa de comutare constanta;

– Controlul este mai puțin sensibil la zgomotele de comutare datorita filtrării curentului

Dezavantaje:

– Curentul din bobina va trebui extras

– Este nevoie de un redresor a curentului si rețeaua sa de compensare va trebui sa ia in considerare diferitele puncte de operare a convertorului.

Alta metoda ce trebuie specificata este metoda bipozițional de control. In cadrul acesteia curentul din bobina este extras de asemenea. Diferența este ca este comparat cu o valoare de maxim si o valoare de minim. In momentul in care acesta este mai mic decât minimul comutatorul este trecut pe ON si când depășește valoarea maxima este trecut pe OFF.

Avantaje:

– Forma de unda a curentului in zonele apropiate de zero prezintă distorsiuni mai mici

Dezavantaje:

– Frecventa de comutare variabila

– Este nevoie de extragerea curentului de control

– Controlul este sensibil la zgomotele de comutare

METODA DE CORECTIE A FACTORULUI DE PUTERE CU SEMNAL DE CONTROL PWM

5.1 Schema bloc a circuitului de control. Modul in care se creează semnalul de control al comutatorului.

Metoda de control cu semnal PWM presupune folosirea unui senzor de curent care citește curentul de pe bobina. In cadrul circuitului de control acesta va fi comparat cu un semnal de referința, eroarea dintre acestea fiind folosita la determinarea semnalului de comanda.

regulatoruluide

Fig 5.1 Schema bloc a circuitului de control a metodei cu semnal PWM

Se va alege o tensiune de referința pentru care vom menține tensiune continua pe sarcina. Aceasta tensiune trebuie sa fie mai mare decât maximul tensiunii de intrare: > . Tensiunea de iesire Vd este masurata si apoi comparata cum .

Eroarea dintre acestea doua intra in regulatorul de tensiune. Acesta va scoate la ieșire exact valoarea maxima dorita a curentului prin bobina, .

In regim staționar aceasta va fi o valoare continua, si se va înmulți cu |sin(ωt)|. Folosind valoarea absoluta a lui sin(ωt) deoarece aceasta este valoarea cu care tensiunea de la intrare Vs variază. Acel produs va reprezenta valoarea pe care o dorim sa o ia curentul ce trece prin bobina, , adica curentul de referinta.

Apoi se va compara curentul de referința cu cel măsurat, si diferența dintre aceștia doi va intra in regulatorul de curent. Acesta da tensiunea de control Vc.

Ea este comparata la rândul ei cu un semnal triunghiular Vr si este determinat semnalul de comutație a tranzistorului.

5.2 Analiza fiecărui element din circuitul de control si modificările pe care le aduce semnalului.

Semnalul măsurat de la ieșirea convertorului Boost va trebui scalat si introdus intr-un amplificator operațional ce are rol de integrator. Semnalul citit la ieșire se dorește scalat in jurul valorii de 5 V. Deoarece semnalul de la ieșire este intre 207 V si 233 V, valoarea medie fiind de 220 V, aceasta va trebui înmulțit cu 0.0227. Astfel senzorul de tensiune va avea câștigul de 0.0227.

Fig 5.2 Semnalul de ieșire citit de senzor

Semnalul citit este comparat cu un semnal constant de 5 V. Se vor compara semanalele cu scopul de a reduce amplitudinea astfel încât la ieșire sa se obțină un semnal a carui forma sinusoidala poate fi ignorata si care depinde de tensiunea de ieșire a convertorului Boost. Se vor alege un condensator de 1 uF si o rezistenta de 105 Ω.

Fig 5.4 Eroarea de tensiune

Eroarea dintre acestea este integrata. Astfel se va obține un semnal defazat cu 90o la ieșire.

Fig 5.5 Semnalul de la ieșirea regulatorului de tensiune

Deoarece amplitudinea varf la varf a semnalului este foarte mica se va considera constanta. Aceasta va trebui înmulțita cu modulul tensiunii de intrare. Totuși deoarece in regulatorul de curent se doresc sa intre tensiuni comparabile in jurul valorii de 3 V, sonda de tensiune pusa la intrare va avea câștigul de 0.027. Astfel semnalul maxima de la ieșirea multiplicatorului va fi 2.58 V. Acesta va fi semnalul de referința.

Fig 5.6 Semnalul de referința ce intra in regulatorul de curentului

Cum valoarea maxima a curentului prin bobina este de 32 A, câștigul sondei de curent va fi 0.1. astfel semnalul extras va avea maximul la 3.2 V.

Fig 5.7 Semnalul extras de sonda de curent

Astfel eroarea de curent nu își va mai păstra forma de sinusoida precum eroarea de tensiune.

Fig 5.8 Eroarea de curent

Pentru a obține semnalul de comanda se va folosi un redresor care va păstra forma de unda a erori de curent dar o va scala intre 0 si 15 V.

Rezistenta de la intrarea inversoare este folosita pentru a controla amplificarea si a aduce maximul semnalului de ieșire cat mai aproape de 15 fără a îl depăși, evitând limitarea acestuia. Astfel a fost luata valoarea de 1000 Ω. Rezistenta de 9000 a fost luata la valoarea cat mai mare fără ca sistemul sa oscileze. Aceasta cu cat este mai mare cu atât reduce mai mult amplitudinea riplului.

Fig 5.10 Semnalul de control

Semnalul de control intra intr-un comparator împreuna cu un semnal triunghiular. Comparatorul este un amplificator operațional cu tensiunea de alimentare Vcc=1 si Vee=0. Când semnalul de la intrarea ne inversoare este mai mare la ieșirea comparatorului va fi valoarea 1 si invers, valoarea 0. Amplitudinile acestora trebuie sa fie comparabile si astfel se va lua amplitudinea 12 pentru semnalul triunghiular. Frecventa acestui semnal determina frecventa de comutare si anume 10000 Hz. Din comparator iese semnalul ce comanda comutatorul.

Fig 5.11 Compararea senmalului de comanda cu semnalul triunghiular

Astfel cat timp semnalul de comanda este mai mare decât cel triunghiular, semnalul PWM ce comanda comutatorul va fi 1 si comutatorul este închis (pe poziția „ON”).

Fig 5.12 Semnalul PWM de comanda comutatorul si influenta sa asupra curentului de pe linie

5.3 Circuitul complet implementat in simularea PSIM. Forma de unda a curentului de pe linie.

Fig 5.13 Circuitul de corecție a factorului de putere cu convertor Boost prim metoda de control cu semnal PWM

Astfel forma de unda a curentului are forma de sinusoida si este in faza cu tensiunea

Fig 5.14 Forma de unda a curentului

De observat este ca frecventa de comutație este constanta. Astfel prim metoda controlului prin curent mediu se influențează doar factorul de umplere a semnalului PWM de control, perioada rămânând constanta. Riplul curentului este mai mic in pârțile in care semnalul se apropie de zero si creste cu cat ajunge mai aproape de varf.

5.4 Studiul stabilității regulatorului de curent

Deoarece prin mărirea rezistentei R, curentul prin bobina, IL, si implicit semnalul Vil, aceasta reprezentând curentul extras, va avea forma de unda cat mai apropiata de forma de unda a tensiunii de referința V6. De asemenea, tot odată cu creșterea rezistentei R, riplul curentului IL se va micșora.

Fig 5.15 Circuitul de corecție a factorului de putere cu convertor Boost prim metoda de control cu semnal PWM

R = 9 KΩ

Când rezistenta R are valoarea de 9 KΩ, putem observa ca forma de unda a tensiunii extrase Vil nu este identică cu cea a tensiunii de referința V6. Observam ca spre deosebire de V6, care atinge valoarea 0 intra-un singur moment de timp, Vil rămâne la valoarea 0 pe un interval de timp centrat in momentul de timp in care V6 ia valoarea 0.

Fig 5.16 Formele de unda a tensiunii de referința V6 si a tensiunii extrase cu senzorul de curent Vil

Mărim graficele si adăugam pe un singur grafic semnalul de comanda Vc si semnalul triunghiular Vramp. Pe alt grafic afișam separate semnalul PWM V9, care rezulta din compararea semnalelor Vc si Vramp cu un comparator cu Vcc = 1 V si Vee = 0 V.

Fig 5.17 Forma de unda a semnalului de referința (V6), a semnalului extrase cu senzorul de curent (Vil), a semnalului de control (Vc) împreuna cu semnalul triunghiular (Vramp) si semnalul PWM de control al comutatorului (V9)

Deși forma de unda nu este perfecta, daca mărim graficele observam ca semnalul de comanda Vc, si implicit V9, nu prezintă oscilații.

Fig 5.18 Forma semnalului de control (Vc) împreuna cu semnalul triunghiular (Vramp) si semnalul PWM de control al comutatorului (V9)

R = 100 KΩ

Pentru rezistenta de 100 KΩ, observam ca Vil are forma de unda identica cu V6. De asemenea si riplul sa micșorat.

Fig 5.19 Formele de unda a semnalului de referința (V6) si a semnalului extras cu senzorul de curent (Vil)

Fig 5.20 Forma de unda a semnalului de referința (V6), a semnalului extras cu senzorul de curent (Vil), a semnalului de control (Vc) împreuna cu semnalul triunghiular (Vramp) si semnalul PWM de control al comutatorului (V9)

Deși forma de unda este a semnalului extras Vil este identica cu cea a semnalului de referința V6, observam ca semnalul rezultat din acestea, si anume semnalul de control Vc, prezinta oculații mari. In consecința si semnalul PWM care comanda switch-ul prezinta oscilații.

Fig 5.21 Forma semnalului de control (Vc) împreuna cu semnalul triunghiular (Vramp) si semnalul PWM de control al comutatorului (V9)

R = 9504 Ω

Prima oscilație apare când rezistenta are valoarea 9504 Ω.

Fig 5.22 Formele de unda a semnalului de referința (V6) si a semnalului extras cu senzorul de curent (Vil)

Fig 5.23 Formele de unda a semnalului de referința (V6), a semnalului extras cu senzorul de curent (Vil), a semnalului de control (Vc) împreuna cu semnalul triunghiular (Vramp) si semnalul PWM de control al comutatorului (V9)

Fig 5.24 Forma a semnalului de control (Vc) împreuna cu semnalul triunghiular (Vramp) si semnalul PWM de control al comutatorului (V9)

6. METODA DE CORECTIE A FACTORULUI DE PUTERE CU CONTROL BIPOZITIONAL

6.1 Schema bloc a circuitului de control. Modul in care se creează semnalul de control al comutatorului.

Metoda cu control bipozițional folosește in locul regulatorului de curent si a comparatorului, un comparator cu histerezis. Partea din circuitul de control care formează semnalul de referința rămâne la fel.

Fig 6.1 Schema bloc a circuitului de control a metodei cu control bipozițional

După cum a fost specificat anterior, tensiunea de ieșire Vd este măsurata si apoi comparata cum . Eroarea dintre acestea doua intra in regulatorul de tensiune. Acesta va scoate la ieșire exact valoarea maxima dorita a curentului prin bobina, .

In regim staționar aceasta va fi o valoare continua, si se va înmulți cu |sin(ωt)|. Folosind valoarea absoluta a lui sin(ωt) deoarece aceasta este valoarea cu care semnalul de la intrare Vs variază. Acel produs va reprezenta valoarea pe care o dorim sa o ia curentul ce trece prin bobina, , adica curentul de referinta.

Curentul de referința si curentul extras de pe bobine vor intra de aceasta data intr-un comparator cu histerezis. Astfel curentul extras va trebuie comparat cu un prag mic si un prag intact.

Când curentul extras depășește pragul intact semnalul PWM devine 0 si pragul se schimba, pana când curentul extras scade sub valoarea pragului mic.

6.2 Analiza fiecărui element din circuitul de control si modificările pe care le aduce semnalului.

Semnalul de referința in cazul metodei bipoziționale este formata la fel ca in metoda de control cu semnal PWM. Semnalul de la ieșirea convertorului Boost trece prin regulatorul de tensiune. Apoi este înmulțita cu forma de unda a modulului tensiunii de intrare a convertorului Boost. De asemenea se extrage curentul din bobina. Totuși curentul extras si semnalul de referința nu mai intra in regulatorul de curent. Câștigul senzorilor va renane la fel ca in metoda precedenta si anume 0.0227 pentru senzorul de tensiune de ieșire, 0.027 pentru senzorul de tensiune de intrare si 0.1 pentru senzorul de curent. Astfel semnalul de referința formata cu regulatorul va avea aceleași forma ca in cazul precedent.

Fig 6.2 Semnalul de referința ce va intra in comparatorul cu histerezis

Deși riplul si frecventa de comutație in cazul metodei de control bipozițional este diferit de metoda de control cu semnal PWM, valoarea medie a curentului este aceeași.

Fig 6.3 Semnalul extras cu senzorul de curent

Aceste doua semnalr intra intr-un comparator cu histerezis. Comparatorul va avea Vcc=1 si Vee=0. Totuși adăugând o bucla pe intrarea ne inversoare semnalul cu care va fi comparat semnalul extras de senzorul de curent se va schimba. Astfel in loc de o treapta care determina schimbarea semnalului de ieșire al comparatorului, precum comparatorul din metoda precedenta, acum vor exista doua trepte care se schimba atunci când valoarea maxima si respectiv minima este depășita.

Fig 6.4 Cele doua trepte fata de care se compara semnalul extras cu senzorul de curent

Aceste doua trepte vor determina o forma de unda sinusoidala pentru valorile maxime si alta pentru valorile minime. Riplul tensiunii extrase va si controlat intre aceste doua de unda. Acestea aflând-se in orice moment de timp la distanta egala una de cealaltă. Astfel se va controla ca riplul curentului sa ia valorii intre un maxim si un minim constant. Astfel valoarea riplului se controlează din valorile rezistentelor de pe bucla. Deci semnalul PWM ce control va avea perioade variabile.

Fig 6,5 Semnalul de control PWM al comutatorului

Totuși cu cat riplul are valori mai mici cu atât frecventa de comutație va creste. Aceasta este maxima in vârf si minima in zonele in care graficul atinge zero.

Fig 6.6 Forma de unda a curentului

Pentru o forma de unda cat mai aproape de o sinusoida si o frecventa de comutație cat mai mica se vor lua valorile rezistentelor buclei comparatorului de 1000 Ω la intrarea nevinversoare si 5000 Ω cea de pe bucla.

De observat este ca frecventa de comutație este variabila, este mai mica in pârțile in care semnalul se apropie de zero si creste cu cat ajunge mai aproape de vârf. Riplul ia valori intra-un interval constant.

6.3 Circuitul complet implementat in simularea PSIM. Forma de unda a curentului.

Fig 6.8 Circuitul de corecție a factorului de putere cu convertor Boost prim metoda cu control bipozițional

6.4 Comparația formelor de unda a curentului de linie rezultat din circuitele de control realizate cu metoda de control cu semnal PWM si metoda cu control bipozițional la frecvente de comutare maxime diferite

Se vor compara metoda de control cu semnal PWM cu metoda cu control bipozițional la frecvente diferite. Deoarece prin metoda bipozițional frecventa variază, se va urmări ca frecventa din jurul punctului in care curentul atinge valoarea maxima.

Deși ambele metode corectează forma de unda a curentului, acestea sunt diferite prin parametrii care variază si care sunt constant, si in consecința vor fi folosite pentru frecvente diferite.

Pentru metoda de control cu semnal PWM, deoarece semnalul PWM este rezultatul dintre compararea semnalului de control si a semnalului triunghiular, frecventa de comutație va fi controlata de frecventa semnalului triunghiular. astfel frecventa va fi constanta iar, in consecința, riplul va varia.

In cazul metodei de control bipozițional, deoarece comparatorul va avea doua praguri de comutație ce vor fi controlate de bucla cu histerezis, iar au valori fixe, valoarea riplului va fi determinata de diferența dintre ele. Aceasta diferența este constanta si deci riplul va fi constant. Deci frecventa va varia.

COMPORTAREA SISTEMELOR IMPLEMENTATE LA DIFERITE SITUATII IN REGIM DINAMIC SI COMPARAREA ACESTORA

7.1 Răspunsul la semnalul treapta

Se va analiza raspunsul ambelor sisteme simulate atunci cand refenrinta ce intra in regulatorul de tensiune (alaturi de tensiunea citita de la iesire) reprezinta un semnal treapta de amplitudini diferite. Acest semnal va realiza cresterea in amplitudine dupa 3 secunde.

In cazul sistemului ce simuleaza controlul factorului de putere prin metoda cu semnal PWM, se va incepe cu simularea pentru semnalul treapta de 5V, intru cat aceasta era tensiunea semnalului constant cu care a fost inlocuit senmalul treapta.

Se observa ca tensiunea de iesire a sistemului creste dupa aproximativ 0,5 secunde de la trecerea treptei.

Fig 7.1 Variatia tensiunii de iesire pentru treapta de 5V pentru metoda de control cu semnal PWM

In mod simular, sistemul incepe corectia curentului tot dupa 0,5 secunde, cand tensiunea incepe sa screasca.

Fig 7.2 Variatia curentului de pe bobina pentru treapta de 5V pentru metoda de control cu semnal PWM

Odata ce crestem tensiunea treptei la 8V observam ca tensiunea de iesire incepe sa creasca dupa mai putin de 0.2 secunde dar la o tensiune mai mare.

Fig 7.3 Variatia tensiunii de iesire pentru treapta de 8V pentru metoda de control cu semnal PWM

In consecinta si curentul va incepe sa fie corectat mai repede. Totusi acesta va avea o amplitudine mai mare.

Fig 7.4 Variatia curentului de pe bobina pentru treapta de 8V pentru metoda de control cu semnal PWM

In momnetul in care se observa in detaliu jumatate de perioada din curent, se observa ca incep sa apara oscilatii.

Fig 7.5 Detaliul curentului din bobina cand pragul de tensiune este de 8V pentru metoda de control cu semnal PWM

In cazul cotectiei cu control bipozitional, ve sa studia de asemenea cazul in care treapta de tensiune are valoarea de 5V. Astfel in mod asemanator fata de celalta metoda tensiunea de iesire creste dupa aproximativ 0.5 secunde.

Fig 7.6 Variatia tensiunii de iesire pentru treapta de 5V pentru metoda de control bipozitionala

De asemneta cutenstul incepe sa fie corectat tot dupa 0.5 secunde. Dar va avea o amplitudine mai mica.

Fig 7.7 Variatia curentului de pe bobina pentru treapta de 5V pentru metoda de control bipozitionala

Pentru treapta de 8V tensiunea de iesire incepe sa cresaca dupa un timp mai scurt decat in cazul treptei de 5V (in mai putin de 0.2 secunde) si are o tensiune mai mare.

Fig 7.6 Variatia tensiunii de iesire pentru treapta de 5V pentru metoda de control bipozitionala

In consecinta si curentul incepe sa fie corectat mai repede dar cu o amplitudine mai mare.

Fig 7.8 Variatia curentului de pe bobina pentru treapta de 8V pentru metoda de control bipozitionala

Spre deosebire de metoda controlului cu semnal PWM curentul din bobina nu va mai prezenta oscilatii.

Fig 7.9 Detaliu pentru variatia curentului de pe bobina pentru treapta de 8V pentru metoda de control bipozitionala

Totusi, pentru partea crescatoare a graficului curentului frecventa de comutatie. fiind variabila, dupa ce curentul trece de amplitudinea 0 este foarte mica.

7.2 Răspunsul la perturbații de sarcină

Pentru a simula perturbațiile de sarcina se va lega la rezistenta de sarcina in paralel încă o rezistenta in serie cu un comutator comandat de o sursa.

Fig 7.10 Circuitul ce simulează perturbațiile de sarcina

Comutatorul este comandat de o sursa a cărui semnal ia valori ce au fost predefinite. Când comutatorul este închis valoarea sarcinii scade la jumătate.

Fig 7.11 Semnalul de comanda a comutatorului ce determina rezistenta de sarcina

Cum sarcina rezistiva iți înjumătățește valoarea si semnalul de ieșire se va schimba. Astfel la semnalul extras de senzor va varia.

Fig 7.12 Variară tensiunii extrase de la ieșire in funcție de valoarea sarcinii

Astfel in momentul in care sarcina se înjumătățește semnalul se dublează. Când sarcina trece de la o valoarea normala la jumătate semnalul scade, si apoi se stabilizează. La trecerea la o sarcina dubla aceasta trece printr-o creștere si apoi se stabilizează.

Totuși aceasta mereu variază in jurul valorii de 5 V. Astfel poate fi introdusa in regulatorul de tensiune.

Fig 7.13 Semnalul de la ieșirea regulatorului de tensiune in funcție de valoarea sarcinii

La ieșire regulatorului de tensiune in momentul in care se înjumătățește sarcina amplitudinea semnalului creste, si când se dublează sarcina amplitudinea scade. Cum acest semnal determina forma de unda a maximului curentului de pe bobina, schimbările acestuia in funcție de sarcina vor fi aceleași.

Fig 7.14 Variația curentului la schimbările de sarcina

Cum semnalul de referința se obține la fel in cazul ambelor metode, variațiile curentului sunt aceleași. In momentul in care sarcina se înjumătățește valorile de varf ale curentului vor creste încet pana ajung la valoare dubla.

Fig 7.15 Forma curentului la înjumătățirea sarcinii

In momentul in care sarcina se dublează curentul se înjumătățește.

Fig 7.16 Forma curentului la dublarea sarcinii

Pentru variații ce se petrec intra-un interval mai scurt decât timpul care este necesar pentru stabilizare, curentul se va opri din creștere sau descreștere si va începe sa descrească sau respectiv sa crească.

Fig 7.17 Forma curentului pentru variații ce se petrec intra-un interval mai scurt decât timpul care este necesar pentru stabilizare

7.3 Răspunsul la variația tensiunii de alimentare

Pentru a simula variațiile de alimentare se vor lega in paralel in locul sursei doua alte surse fiecare din ele legate in serie cu un comutator. Una din surse va avea semnalul sursei originale, iar cealaltă jumătate din aceasta.

Fig 7.15 Circuitul ce simulează variația sursei

Comutatoarele vor fi comandate simultan de același semnal dar care va fi negat in cazul uneia din surse.

Fig 7.16 Semnalul de comanda a comutatorului ce determina valoarea sursei

Astfel sursa rezultanta va avea variații de amplitudine. Aceasta se va înjumătății si dubla.

Fig 7. 17 Tensiunea de intrare a convertorului Boost

Tensiunea va avea valoarea mica când semnalul de control are valoarea 1 si va avea valoarea mare când semnalul este 0.

Cum tensiunea de intrare variază, si tensiunea de ieșire va varia. Astfel si tensiunea extrasa va varia.

Fig 7.18 Variatia tensiunii extrase de la ieșire in funcție de valoarea sursei

Se observa ca tensiunea de ieșire are aceleași variații pe care le avea și in cazul in care sarcina varia. Numai ca in acest caz amplitudinea rămâne mereu constanta. Aceasta poate fi introdusa in regulatorul de tensiune.

Fig 7.19 Semnalul de la ieșirea regulatorului de tensiune in funcție de valoarea sursei

La ieșire regulatorului de tensiune in momentul in care se înjumătățește sarcina amplitudinea semnalului creste, si când se dublează sarcina amplitudinea scade. Deoarece semnalul de intrare este variabila, acest semnal nu mai determina forma de unda a maximului curentului de pe bobina. Astfel după înmulțire semnalul de referința va avea alta forma.

Fig 7.20 Semnalul de referința

Curentul va avea forma tensiunii de referința. Cum semnalul de referința se obține la fel in cazul ambelor metode, variațiile curentului sunt aceleași. In momentul in care sursa se înjumătățește valorile de varf ale curentului vor suferii o scădere brusca la jumătate, urmata imediat de o creștere lenta pana la o valoare dubla.

Fig 7.21 Forma curentului la înjumătățirea sursei

In momentul in care sursa se dublează are loc o creștere brusca pana la o valoare dubla a curentului urmata de o scădere lenta pana când se înjumătățește amplitudinea.

Fig 7.22 Forma curentului la dublarea sursei

Pentru variații ce se petrec intra-un interval mai scurt decât timpul care este necesar pentru stabilizare, curentul se va opri din creștere sau descreștere si va începe sa descrească sau respectiv sa crească.

Fig 7.23 Forma curentului pentru variații ce se petrec intra-un interval mai scurt decât timpul care este necesar pentru stabilizare

CONCLUZII

In aceasta lucrare au fost simulate doua moduri diferite prin care se poate face corecția factorului de putere cu convertor Boot al unui regulator de tensiune. Acestea au fost analizate si comparate atât in regim staționar cat si in regim dinamic.

Pentru început au fost prezentate noțiunile teoretice necesare pentru a înțelege motivul pentru care se dorește un factor de curent cat mai apropiat de 1 si modul in care se va construi sistemul de corecție. De asemenea au fost prezentate diferite metode prin care se face corecția din care s-au ales doua: metoda de control cu semnal PWM si metoda cu control bipozițional.

Aceste doua sisteme au fost simulate in mediul PSIM. Acesta a permis selecția unor componente dintr-o gama larga. De asemenea a permis si observarea formelor de unda a tensiunii si curentului de-a lungul întregului circuit si modul in care acestea variază in anumite condiții. Programul PSIM a permis si simularea unor variații pentru sursa si pentru sarcina.

Astfel s-au observat diferențele dintre cele doua sisteme atât in regim staționar cat si in regim dinamic.

S-a observat forma de unda corectata a curentului si particularitățile pe care aceasta pe are. Ea este caracterizata de riflu. Acesta poate avea frecventa variabila sau constanta. De asemenea se poate limita variația sa intre anumite praguri ale amplitudinii.

Pentru metoda de control cu semnal PWM frecventa de comutatie este constanta dar se poate modifica schimband frecventa semnalului triunghiular..Se observa de asemenea ca riplul va fi mai mic când graficul se apropie de zero, si se va mari cu cat este mai aproape de vârful sinusoidei. Metoda cu control bipozitional va face riplul sa varieze intr-o banda sinusoidala de latime constanta, ce se poate controla modificand distanta dintre praguri, si sa aibe frecventa variabila. In acest caz putem modifica frecventa maxima.

Se observa ca pentru frecvente mici este de preferat sa se foloseasca metoda de control cu semnal PWM deoarece are un riplu mai mic. Cu cresterea frecventei maxime scade riplul si este de preferat metoda cu control bipozitional decoarece are forma mai exacta de sinusoida. Totusi la frecvente foarte mari, in cazul metodei de control bipozitional riplul incepe sa prezinte oscilatii. Metoda de control cu semnal PWM nu este influentata de cresterea frecventei la valori foarte mari.

Apoi a fost simulata comportarea sistemelor in regim dinamic in diferite situatii. S-a observat ca metoda de control cu semnal PWM incepe sa oscileze la treapta mare de tensiune, iar metoda cu control bipozitional, la aceeasi treapta de tensiune, are frecventa foarte mica in momentul in care semnalul creste de la valoarea 0.

Atat in cazul perturbatiilor de sarcina cat si in cazul variatiei tensiunii de intrare ambele sisteme se comporta asemanator. In momentul in care sarcina se înjumătățește valorile de vârf ale curentului vor creste încet pana ajung la valoare dubla si, in momentul in care sarcina se dublează, curentul se înjumătățește. In momentul in care sursa se înjumătățește valorile de vârf ale curentului vor suferii o scădere brusca la jumătate, urmata imediat de o creștere lenta pana la o valoare dubla. Pentru momentul in care sursa se dublează are loc o creștere brusca pana la o valoare dubla a curentului urmata de o scădere lenta pana când se înjumătățește amplitudinea.

BIBLIOGRAFIE

[1] UPB, Electronică și informatică industrială, Note de curs, 2013

[2] UPB, Analiza asistată de calculator a circuitelor electronice de putere, Note de curs, 2014

[3] HBD853/D, „Choosing the Right Power Factor Solution”, ON Semiconductor, Rev-4, Feb 2011

[4] L. Rossetto, G. Spiazzi, P. Tenti, „Control Tehniques for Power Factor Corection Converters”, University of Padova

[5] C. Zhou, M. Jovanovic, "Design Trade-offs in Continuous Current-mode Controlled Boost Power-Factor Correction Circuits'," HFPC Conf. proc., 1992, pp. 209-220.

[6] C. Zhou, Design and Analysis of an Active Power Factor Correction Circuit, M. S. Thesis, Virginia Polytechnic Institute and State University, Sept. 1989.

[7] C. Zhou, R. B. Ridley and F. C. Lee, "Design and Analysis of a Hysteretic Boost Power Factor

Correction Circuit," PESC Conf. Proc., 1990, pp. 800-807.

[8] https://www.youtube.com/watch?v=tgs8hTzv-UA accesat la data de 21.04.2014

[9] https://www.youtube.com/watch?v=jFMcRopPGE8 accesat la data de 29.04.2014

[10] https://www.youtube.com/watch?v=iCGKiskmiB0 accesat la data de 29.04.2014

[11] https://www.youtube.com/watch?v=yNI6DB_GfkE accesat la data de 29.04.2014

[12] https://www.youtube.com/watch?v=gFmGFTQ0vjQ accesat la data de 07.05.2014

[13] https://www.youtube.com/watch?v=hJvOtcwC0FA accesat la data de 07.05.2014

[14] https://www.youtube.com/watch?v=Gc2eMBbfk7o accesat la data de 09.05.2014

[15] https://www.youtube.com/watch?v=yU0wxx-3OpQ accesat la data de 09.05.2014

[16] Documentație PSIM 9.0

[17] http://www.scribd.com/doc/124134572/Modelarea-convertoarelor-in-comutatie-teza-de- doctorat-pdf accesat la data de 17.05.2014

[18] https://www.youtube.com/watch?v=81n7HrLn3Ng accesat la data 14.04.2014