. Implicatiii ale Utilizarii Echipamentelor de Comunicatii
INTRODUCERE
Circuitul PLL este cunoscut încă din anul 1932 când a fost descris pentru prima oară, însă aceste sisteme cu calare de fază au fost prea complexe și scumpe pentru a fi utilizate în realizarea unor bunuri de larg consum deoarece alte abordări au oferit soluții mult mai economice. Realizarea însă sub formă de circuit integrat a permis utilizarea circuitelor PLL într-o gamă largă de aplicații care reprezintă o parte din obiectul de studiu al acestei lucrări.
Lucrarea este structurată pe un număr de 5 capitole dintre care ultimul, după cum se va observa, este un capitol aparte de celelalte.
În primul capitol se urmăresc probleme generale legate de circuitele PLL: structura circuitelor PLL si descrierea blocurilor componente, funcționarea si ecuația de funcționare a circuitelor PLL, parametrii lor si chestiuni legate de comportarea circuitelor PLL in prezența zgomotului.
Capitolul al II-lea este rezervat prezentării unor circuite integrate PLL. Sunt prezentate trei circuite integrate, care au o largă utilizare in aplicațiile specifice acestor circuite.
Circuitele cu calare de fază sunt foarte utile și în echipamentele de comunicații intrând in componența acestora. Capitolul al III-lea este dedicat prezentării echipamentelor de comunicații care au în componența circuite cu calare de fază. Se prezintă în aceasta parte a lucrării structuri de demodulatoare MF, sintetizoare si multiplicatoare de frecvența și structura unui demodulator pentru semnale logice transmise prin modulația de frecvența FSK.
Prima parte a lucrării se încheie cu capitolul IV în care se prezintă performanțe ale echipamentelor de comunicații care au în componență circuite cu calare de fază: performanțe ale sintetizoarelor din domeniul militar și din echipamentele radio din sistemele de comunicații mobile, transmisii de date, modemuri și comunicații de date în misiuni spațiale.
Partea a doua a lucrării, formata doar dintr-un singur capitol, capitolul V, urmărește prezentarea teoretica a unui demodulator MA care este realizat și practic în scopul de a urmării cum funcționează un circuit PLL.
CAPITOLUL 1: Principiul constructiv și funcțional al circuitelor cu calare de fază
1.1.Generalități
Tehnica generării de oscilații sincronizate în fază de un semnal exterior, cunoscută sub denumirea PLL*, a fost introdusă odată cu sistemul de televiziune NTSC: a fost soluția de a asigura sincronizarea oscilatorului subpurtătoarei de culoare cu salva din fiecare linie a semnalului emis.
Ideea circuitelor PLL a apărut pentru prima dată în 1930. De atunci circuitele PLL au fost utilizate în sisteme de comunicații de diverse tipuri, în particular în sisteme de comunicații prin satelit (aplicație largă în activitățile spațiale pentru sincronizarea receptorului de pe o platformă mobilă cu deviație Doppler sau în cazuri de defazaj variabile). Totuși, până relativ recent, sistemele cu calare de fază au fost prea complexe și scumpe pentru a fi utilizate în realizarea unor bunuri de larg consum și a unor sisteme industriale în care cerințele asupra funcționării sunt mult mai modeste deoarece alte abordări au oferit soluții mult mai economice. Deși principiul de funcționare al circuitelor PLL este cunoscut de multă vreme în sistemele de comunicație, utilizarea lor a devenit eficientă pentru aplicațiile de uz general abia după ce progresele în tehnologia integrată au permis realizarea lor monolitică. Ele apar astăzi ca module universale, caracteristice circuitelor de prelucrare a frecvenței.
*Denumirea de PLL – vine de la inițialele cuvintelor în limba engleză “phase-locked-loop”. În limba română se utilizează în mod curent denumirile circuit PLL, PLL, buclă cu calare de fază, buclă și uneori (în mod eronat) buclă PLL.
În general un circuit cu calare de fază este un servosistem cu feedback care operează cu frecvențe și faze. Circuitele PLL sunt foarte utile în sistemele de comunicații unde extrag semnalele slabe din fondul de zgomot puternic. Ele prelucrează semnalele alternative, având largi aplicații în telemetrie sau comunicații. Se utilizează ca: demodulatoare pentru semnalele modulate în frecvență (MF), în sinteza frecvențelor (sinteza indirectă), la sincronizarea în transmiterea datelor, codarea și decodarea telemetrică, stabilizarea frecvențelor, filtrarea zgomotelor, detectoare de ton, demodulatoare stereo etc.
Urmărind din punct de vedere istoric apariția circuitelor PLL, acesta a fost descris pentru prima oară în anul 1932, când a fost aplicată pentru prima oară ideea unei astfel de bucle de control automat a fazei unui oscilator, pentru recuperarea purtătoarei unui semnal MA în vederea unei detecții sincrone. În mod general aplicațiile circuitelor PLL legate de sistemele de comunicații se pot grupa în două clase mari:
circuit PLL care funcționează ca demodulator, fiind utilizat pentru a urmări faza sau frecvența semnalului modulat aplicat la intrare;
circuit PLL în care semnalul oscilatorului comandat în tensiune (OCT) urmărește o purtătoare sau un semnal de sincronizare a căror frecvență poate varia în timp. Funcționarea sa este echivalentă în acest caz cu cea a unui filtru urmăritor de bandă îngustă.
Buclele cu calare de fază se împart în două categorii:
1º PLL analogice, în care mărimea de comandă a OCT este o tensiune variabilă continuu, analogică; FTJ este un filtru analogic, iar faza și frecvența semnalului de la OCT variază analogic;
2º PLL “ adevărat” digitale la care FTJ este un filtru numeric, mărimile de comandă a OCT și de ieșire din CP (comparator de fază) sunt cuvinte binare. Faza și frecvența furnizate de OCT variază în trepte cu valoarea minimă determinată de numărul de biți din cuvântul de comandă.
PLL analogice sunt la rândul lor de mai multe tipuri, în funcție de numărul de poli (=1+numărul de poli din funcția de transfer a FTJ) din funcția de transfer a buclei închise:
PLL de ordin 1, la care FTJ nu are nici un pol; practic, FTJ nu există;
PLL de ordin 2, la care FTJ are un singur pol. Ele sunt de departe cele mai folosite;
PLL de ordin 3, la care FTJ are doi poli, analiza acestor circuite fiind foarte complicată;
PLL de ordin 4 și mai mare nu se folosesc deoarece nu sunt necesare în aplicații, sunt instabile și greu de controlat.
1.2. Funcționarea circuitului PLL
1.2.1. Schema bloc și descrierea blocurilor componente
Schema bloc a PLL, în configurația fundamentală, este prezentată în figura 1.1.:
FIG.1.1. Schema de principiu a unui circuit PLL
Elementele care compun circuitul PLL sunt: comparatorul (detectorul) de fază CP, filtrul buclei FTJ și un oscilator comandat (controlat) în tensiune OCT. Intrarea în circuitul PLL coincide cu una din intrările CP iar ieșirea, în funcție de utilizarea dată, coincide cu ieșirea FTJ sau OCT.
Oscilatorul comandat în tensiune este în esență un oscilator a cărui frecvență ester proporțională cu o tensiune aplicată din exterior. Atunci când bucla s-a calat pe un semnal periodic care vine la intrare, frecvența OCT este egală exact cu frecvența semnalului de la intrare. OCT generează o frecvență instantanee ωe dată de relația:
ωe = ωo+ ko·vo (1.1.)
unde ωo este frecvența liberă* a OCT, vo tensiunea de comandă iar ko sensibilitatea OCT definită ca Δωe /Δvo.
OCT-urile din compunerea PLL sunt de diverse tipuri, în funcție de frecvențele generate, lărgimea gamei, puritatea spectrală necesară etc. Cele mai folosite tipuri, în ordinea descrescătoare a calităților de zgomot (puritate spectrală) sunt:
oscilatoare cu cuarț, cu frecvență variabilă, la care frecvența poate fi modificată în limite mici, de obicei cu o diodă varicap în serie cu cristalul;
oscilatoare cu circuite rezonante LC;
circuite astabile RC (cu control al curentului de încărcare/descărcare al condensatorului, cu controlul pragului de basculare etc.);
oscilatoare YIG.
Comparatorul sau detectorul de fază produce un semnal de curent continuu sau de joasă frecvență proporțional cu diferența de fază între semnalul de la intrare și semnalul de la ieșirea OCT. Acesta este un circuit care furnizează la ieșire un semnal vφ dependent de diferența de fază (Ø = θi – θe) dintre semnalele aplicate celor două intrări ale CP. În cazul ideal semnalul vφ este direct proporțional, prin intermediul sensibilității kφ, cu diferența de fază:
vφ = kφ(θi – θe) = kφ Ø (1.2.)
unde s-a notat Ø = θi – θe.
*Frecvența liberă a OCT = frecvența generată fără semnal aplicat la intrarea OCT (vo = 0). Trebuie remarcat că, de obicei, din motive constructive care țin de detaliile de realizare a OCT în cazul vo = 0, la intrarea OCT există o tensiune continuă.
Semnalul de la o intrare a CP are formă sinusoidală de forma Si(t) = iar semnalul de la cealaltă intrare are formă cosinusoidală So(t) =. Deci diferența de fază nu este de fapt θi – θe ci θi – θe + π/2. Rezultă că, pentru o buclă care s-a prins Ø = 0, între semnalul de la ieșirea OCT și semnalul de la intrarea buclei și implicit a CP există un defazaj de 90°.
Tehnic însă nu sunt realizabile dependențe decât de forma:
vφ=kφABsinΦ (1.3.)
vφ=kφ’[Φ-2nπ],pt. 2n-1/2π≤ Φ≤2n+1/2π
sau (1.4.)
vφ=kφ’[(n+1)π-Φ],pt. (2n+1)π/2≤ Φ≤(2n+3)π/2
și
vφ=kφ”[Φ-2nπ],pt. (2n-1)π≤ Φ≤(2n+1)π (1.5.)
unde kφ este sensibilitatea CP iar n este un număr întreg.
Caracteristica vφ(Ø) cea mai des utilizată și întâlnită în circuitele PLL este cea sinusoidală descrisă de relația 1.3. Această caracteristică se obține, pentru cazul în care ambele semnale sunt sinusoidale, cu ajutorul unui circuit care realizează produsul celor două semnale. În afara componentei proporționale cu sinØ (semnalul util) apar și componente cu spectrul centrat pe frecvența 2fo (componente care constituie un termen perturbator). Acest termen perturbator trebuie să fie puternic atenuat de FTJ pentru ca efectul său asupra OCT să poată fi neglijat.
Caracteristica triunghiulară, descrisă de relația 1.4., se poate obține în cazul în care semnalele aplicate circuitului multiplicator sunt de formă dreptunghiulară (obținută prin limitarea puternică a semnalelor sinusoidale).
Caracteristica “în dinte de fierăstrău”, descrisă de relația 1.5. se obține pentru un CP constituit dintr-un circuit basculant bistabil care este comandat pe intrările de forțare R, S cu impulsuri foarte înguste corespunzătoare momentelor trecerii prin zero în sens pozitiv ale semnalelor sinusoidale. Datorită acționării pe intrările R, S la ieșirea Q se obțin impulsuri a căror factor de umplere depinde de Ø, deci o componentă medie proporțională cu defazajul semnalelor de la intrări.
Comparatoarele de fază sunt de 4 feluri:
de tip multiplicativ, la care vφ provine din produsul si(t)·so(t); așa cum sunt CP cu modulator dublu echilibrat, cu poartă SAU-EXCLUSIV etc.;
de tip secvențial, la care vφ este proporțională cu timpul dintre trecerile prin zero ale semnalelor comparate;
cu eșantionare și memorare, la care vφ este obținută prin eșantionarea unuia dintre semnalele cu impulsuri scurte, declanșare de celălalt semnal;
cu pompaj de sarcină, la care se obține încărcând și descărcând condensatoarele din FTJ.
Filtrul trece jos (filtrul buclei) are sarcina eliminării componentelor nedorite din vφ (funcție esențială în sinteza frecvențelor). Semnalul dependent de diferența de fază vφ este trecut prin filtrul buclei, urmând cu semnalul de la ieșirea filtrului (eroarea) să se aplice la intrarea oscilatorului comandat în tensiune. Odată ce bucla se calează, diferența de fază devine nulă, la ieșirea filtrului buclei rămânând numai o componentă de curent continuu. De regulă, performanțe bune realizează FTJ active cu amplificatoare operaționale (AO), cu compensare de fază. FTJ pasive pot fi folosite când sunt necesare performanțe modeste; deseori, î vφ=kφABsinΦ (1.3.)
vφ=kφ’[Φ-2nπ],pt. 2n-1/2π≤ Φ≤2n+1/2π
sau (1.4.)
vφ=kφ’[(n+1)π-Φ],pt. (2n+1)π/2≤ Φ≤(2n+3)π/2
și
vφ=kφ”[Φ-2nπ],pt. (2n-1)π≤ Φ≤(2n+1)π (1.5.)
unde kφ este sensibilitatea CP iar n este un număr întreg.
Caracteristica vφ(Ø) cea mai des utilizată și întâlnită în circuitele PLL este cea sinusoidală descrisă de relația 1.3. Această caracteristică se obține, pentru cazul în care ambele semnale sunt sinusoidale, cu ajutorul unui circuit care realizează produsul celor două semnale. În afara componentei proporționale cu sinØ (semnalul util) apar și componente cu spectrul centrat pe frecvența 2fo (componente care constituie un termen perturbator). Acest termen perturbator trebuie să fie puternic atenuat de FTJ pentru ca efectul său asupra OCT să poată fi neglijat.
Caracteristica triunghiulară, descrisă de relația 1.4., se poate obține în cazul în care semnalele aplicate circuitului multiplicator sunt de formă dreptunghiulară (obținută prin limitarea puternică a semnalelor sinusoidale).
Caracteristica “în dinte de fierăstrău”, descrisă de relația 1.5. se obține pentru un CP constituit dintr-un circuit basculant bistabil care este comandat pe intrările de forțare R, S cu impulsuri foarte înguste corespunzătoare momentelor trecerii prin zero în sens pozitiv ale semnalelor sinusoidale. Datorită acționării pe intrările R, S la ieșirea Q se obțin impulsuri a căror factor de umplere depinde de Ø, deci o componentă medie proporțională cu defazajul semnalelor de la intrări.
Comparatoarele de fază sunt de 4 feluri:
de tip multiplicativ, la care vφ provine din produsul si(t)·so(t); așa cum sunt CP cu modulator dublu echilibrat, cu poartă SAU-EXCLUSIV etc.;
de tip secvențial, la care vφ este proporțională cu timpul dintre trecerile prin zero ale semnalelor comparate;
cu eșantionare și memorare, la care vφ este obținută prin eșantionarea unuia dintre semnalele cu impulsuri scurte, declanșare de celălalt semnal;
cu pompaj de sarcină, la care se obține încărcând și descărcând condensatoarele din FTJ.
Filtrul trece jos (filtrul buclei) are sarcina eliminării componentelor nedorite din vφ (funcție esențială în sinteza frecvențelor). Semnalul dependent de diferența de fază vφ este trecut prin filtrul buclei, urmând cu semnalul de la ieșirea filtrului (eroarea) să se aplice la intrarea oscilatorului comandat în tensiune. Odată ce bucla se calează, diferența de fază devine nulă, la ieșirea filtrului buclei rămânând numai o componentă de curent continuu. De regulă, performanțe bune realizează FTJ active cu amplificatoare operaționale (AO), cu compensare de fază. FTJ pasive pot fi folosite când sunt necesare performanțe modeste; deseori, în acest caz se complică circuitele prin introducerea filtrelor de rejecție și a circuitelor auxiliare pentru lărgirea benzii de captură.
1.2.2. Principiul de funcționare al unui circuit PLL
Principiul de funcționare al unui circuit PLL se poate înțelege doar dacă se analizează mai întâi funcționarea unui sistem automat simplu de reglare în care semnalul de intrare și cel de ieșire, precum și perturbațiile sunt semnale de frecvență (frecvența variază). În figura 1.2. este prezentat un astfel de sistem.
FIG.1.2.: Schema bloc a unui sistem de reglare automată a frecvenței
Acesta este compus dintr-un bloc oscilator care furnizează la ieșire o mărime (frecvență) calculată după o lege f2(e), funcție de eroarea e = f1 – f2, rezultată în urma unei comparații între mărimile de intrare f1 și de ieșire f2. Sistemul fiind cu reacție negativă, intervine în sensul micșorării erorii e, deci tinde să aducă frecvența f2 la nivelul frecvenței f1. La orice variație a lui f1 sistemul răspunde printr-o variație de același sens a lui f2, tinzâdu-se la realizarea egalității f1 = f2. Egalitatea trebuie să se mențină și în cazul existenței unor perturbații p (zgomote, variația parametrilor oscilatorului sub influența temperaturii sau a tensiunii de alimentare etc.). Când f2 = f1 se spune că sistemul A CAPTAT frecvența f1 sau S-A PRINS pe această frecvență.
Fazele celor două mărimi vor diferi printr-o mărime constantă (defazajul este constant) deci semnalele sunt CALATE PE FAZĂ.
În consecință, pentru realizarea unui circuit PLL este nevoie de un comparator și de un oscilator comandat. Deci circuitul PLL lucrează ca un sistem de control automat a fazei unui oscilator.
Se poate observa deci că bucla poate menține calarea pe frecvența semnalului care vine la intrare, atunci când această frecvență se modifică; tensiunea de la intrarea OCT va fi proporțională cu frecvența semnalului care vine la intrare. Această comportare face ca, în particular, circuitele PLL să fie utile pentru demodularea semnalelor MF, pentru care frecvența semnalului variază în timp conținând informația dorită. Gama de valori a frecvenței semnalului de la intrare pentru care bucla se menține calată se numește “bandă de urmărire”.
Un aspect important al funcționării PLL îl constituie procesul de captură prin care bucla trece din starea necalată, de oscilație liberă, în starea calată pe frecvența semnalului care vine la intrare. In starea necalată OCT oscilează cu o frecvență care corespunde unei valori nule a tensiunii de curent continuu, care se aplică la intrarea sa de control. Această frecvență se numește frecvența de centru sau frecvența de oscilație liberă. Atunci când se aplică un semnal periodic care are o frecvență apropiată de frecvența de oscilație liberă, bucla se poate cala (prinde), sau nu, în funcție de un număr de factori.
Esențiale în captura frecvenței sunt:
existența semnalului ton de interferență nesimetric – datorită faptului că inițial |Δω| este foarte mare, componenta de joasă frecvență a tensiunii de ieșire din CP, vφ(JF), are aspectul unui ton de interferență (Beat Note), acest semnal fiind nesimetric, având o componentă de curent continuu nenulă care apare la ieșirea FTJ (vo 0);
oscilația frecvenței OCT;
oscilația tensiunii de comandă a OCT.
Există însă unele cazuri (la sintetizoare) în care fie autocapturarea nu se produce, fie durează foarte mult. În aceste cazuri se impune utilizarea unor circuite auxiliare de căutare, de forțare a capturii. Practic se folosesc trei procedee de forțare a capturii:
modificarea frecvenței libere a OCT cu o tensiune de comandă liniar variabilă (Frequency Sweeping);
utilizarea discriminatoarelor (comparatoarelor) de frecvență care sunt niște dispozitive necoerente, deci pot fi puternic afectate de zgomot. Ca urmare, dacă raportul semnal – zgomot este mic (sub 6 dB), discriminatorul poate funcționa incorect;
lărgirea benzii de captură (de achiziție) a fazei.
1.2.3. Ecuația de funcționare a unui circuit PLL
Pentru a urmări funcționarea unui circuit PLL se va presupune că la intrare se aplică un semnal cu o frecvență ωi care diferă de frecvența liberă a oscilatorului comandat OCT ωo, cu Δω:
ωi = ωo+ Δω (1.6.)
Se vor determina condițiile în care circuitul PLL se prinde iar apoi în care urmărește frecvența ωi a semnalului de la intrare. Se presupune, în conformitate cu situația tipică întâlnită în multe circuite PLL că CP are o caracteristică de tip sinusoidal de forma:
vφ=kφABsinΦ (1.7.)
relația 1.1. devenind:
ωe = ωo+ kokφABsinΦ (1.8.)
Faza semnalului la ieșirea OCT (vezi fig.1.1.) are expresia . Frecvența instantanee ωe a OCT este dată de derivata în raport cu timpul a acestei faze, deci:
ωe = ωo+dθe/dt = ωo+ kokφABsinΦ (1.9.)
Faza semnalului aplicat la intrare (vezi fig. 1.1.) are expresia . Derivata acestei faze în raport cu timpul este frecvența instantanee ωi a semnalului de la intrare, adică:
ωi = ωo+ dθi/dt= ωo+ Δω (1.10.)
Scăzând din relația 1.7. relația 1.6. se obține:
dθi/dt- dθe/dt= Δω- kokφABsinΦ (1.11.)
Această relație este foarte importantă deoarece descrie și permite determinarea și caracterizarea evoluției circuitului PLL. Această ecuație reprezintă cu alte cuvinte ecuația de funcționare a unui circuit PLL.
1.2.4. Parametrii circuitelor PLL
Principalii parametri ai circuitelor PLL vor fi definiți în cele ce urmează:
frecvența de oscilație liberă a OCT (ωo) reprezintă frecvența generată de oscilator în lipsa semnalului de intrare în acesta (vo = 0);
eroarea de fază (Ø) este defazajul între semnalele de intrare și ieșire, incluzând și defazajul introdus de filtrul buclei;
unghiul de eroare (φ) este eroarea de fază considerată față de referința π/2;
sensibilitatea comparatorului de fază (kφ) este raportul dintre variația tensiunii de ieșire din comparator vo și variația unghiului de eroare (variații mici), reprezentând panta caracteristicii vo(φ) pentru variații mici ale unghiului de eroare. Se măsoară în V/rad;
sensibilitatea oscilatorului comandat (ko) este raportul dintre variația pulsației semnalului de ieșire față de pulsația oscilațiilor libere ωo și semnalul de intrare vo în OCT. Se măsoară în rad/s·V;
câștigul static în buclă (kA) se definește ca produsul dintre sensibilitatea comparatorului de fază kφ și sensibilitatea oscilatorului comandat ko, adică:
kA=kφk0 (1.12.)
banda de captură (Bc) sau de prindere de definește ca fiind valoarea maximă a diferenței de frecvență Δω pentru care se poate ajunge la îndeplinirea egalității ωi = ωe, indiferent de modul în care are loc stabilirea acestei diferențe. Cu alte cuvinte ea este dată de gama frecvențelor de la intrare pentru care o buclă, inițial necalată, se calează pe semnalul de la intrare. Banda de captură este întotdeauna mai mică decât banda de urmărire;
banda de urmărire (Bu) sau banda de reținere se definește ca fiind valoarea maximă a diferenței de frecvență Δω pentru care se mai poate realiza egalitatea ωi = ωe. Deci banda de urmărire este dată de gama frecvențelor de la intrare, centrată pe frecvența liberă de oscilație, în care bucla se menține calată.
Deși banda de urmărire și banda de captură par două mărimi identice, diferența dintre acestea este majoră: banda de urmărire se referă la capacitatea unui circuit PLL, care s-a prins deja, de a urmări variațiile de frecvență ale semnalului de la intrare, iar banda de captură se referă la capacitatea circuitului PLL de a se prinde pe o frecvență dată.
Caracteristica tensiune de ieșire în funcție de frecvența de intrare trasată pentru frecvențe centrate pe frecvența liberă de oscilație pune în evidență un efect de histerezis care se poate observa în graficul din figura 1.3.:
FIG.1.3.: Variația semnalului de eroare v0(t) în funcție de frecvența fi a semnalului de la intrare
Dacă se modifică frecvența fi a semnalului de la intrare de la zero la infinit, semnalul de eroare vo va descrie curba ABCDOEFGH iar dacă fi variază de la infinit la zero, vo, descrie curba HGIEODJBA.
Atât timp cât vo se află pe dreapta JDOEF bucla este prinsă și deci frecvența semnalului de ieșire este egală cu frecvența semnalului de intrare.
Variația lui fi între punctele D și E constituie banda de captură, iar variația lui fi între punctele J și F constituie banda de urmărire.
Caracteristica din figura 1.3. reprezintă caracteristica statică a circuitelor PLL:v0=v0(fi)
În regimul tranzitoriu al procesului de captare a frecvenței f1 a semnalului de intrare, precum și în cel de urmărire a modificărilor acesteia, intervine influența câștigului static kA și a parametrilor filtrului buclei (FTJ). Parametrii de regim tranzitoriu ai circuitelor PLL sunt:
pulsația naturală ωn
factorul de amortizare ξ
Pulsația naturală ωn caracterizează banda de trecere a buclei PLL calate (care pentru ξ = 0,707 se comportă ca un FTJ) și durata regimului tranzitoriu, invers proporțională cu aceasta. Valoarea aproximativă a timpului de captură este dată de relația:
tc≈(ω1-ω0)2/2 ξ ω n3 (1.13.)
Factorul de amortizare ξ influențează considerabil regimul tranzitoriu. La amortizări mici unghiul de eroare poate depăși limitele , conducând la ieșirea din sincronism, iar la amortizări prea mari se ajunge la regimuri aperiodice prea lente. Valoarea cea mai potrivită a factorului de amortizare este ξ = 0,707.
1.2.5. Comportarea la zgomot a PLL
Zgomotele în circuitele PLL provin de regulă din semnalele aplicate comparatorului de fază și din OCT. În acest caz, considerând cu bună aproximație, nivelul zgomotului mic față de al semnalelor, se poate utiliza modelul liniar, semnalele de zgomot ser pot considera aplicate aditiv, la comparatorul de fază (zgomot de intrare) și la OCT (zgomot OCT).
Pentru ca filtrarea zgomotului de intrare să fie cât mai bună, banda de zgomot Bl trebuie să fie mică. BL depinde esențial de câștigul buclei și de caracteristicile FTJ; în cazul FTJ cu compensare de fază banda de zgomot este:
BL=1/2ωn(ξ+1/4ξ) (1.14.) în care ωn este pulsația naturală iar ξ factorul de amortizare.
Comportarea PLL față de zgomotul de la intrare poate fi studiată pe schema bloc din figura 1.4.:
FIG.1.4.:Schema bloc a PLL cu zgomot aplicat la intrare
BL este minimă pentru factorul de amortizare ξ = 1 / 2. Ca particularitate pentru sinteza frecvenței este bine ca BL = (1…1,25)Blmin. În figura 1.5. se prezintă banda de zgomot la PLL de ordinul 2 cu FTJ activ cu compensare de fază:
FIG.1.5.: Banda de zgomot la PLL de ordinul 2 cu FTJ activ cu compensare de fază
În concluzie, PLL înlocuiește spectrul de zgomot al semnalului de intrare cu spectrul de zgomot al OCT pentru toate frecvențele peste banda de zgomot a buclei. Ca urmare, utilizând la intrare o sursă de referință de putere mică (deci cu bună stabilitate pe termen lung) și PLL cu OCT de putere mare (deci cu bună stabilitate pe termen scurt), se obțin semnale cu stabilitate bună pe termen scurt și pe termen lung.
CAPITOLUL 2: Prezentarea unor circuite cu calare de fază
integrate
Circuitele PLL s-au dovedit a fi deosebit de utile în numeroase tipuri de aplicații, în special în sistemele de comunicații și în transmisia de date.
Deși principiul lor de funcționare este cunoscut de mult timp, aplicarea circuitelor PLL nu a fost foarte răspândită datorită marii complexități a schemelor performante realizate cu elemente discrete. Motivul principal care explică de ce circuitele PLL au ajuns să fie atât de larg utilizate drept componente de sistem este dat de faptul că elementele unei bucle cu calare de fază sunt, în particular, potrivite pentru realizarea monolitică, circuitele PLL complete putând fi fabricate pe un singur cip. De aceea, multe firme care fabrică circuite integrate, întrevăzând piața potențială foarte mare, au trecut în ultimul deceniu la realizarea circuitelor integrate PLL.
Dintre circuitele integrate PLL, ca exemple avem: NE 560, NE 561, NE 562, NE 565 ale firmei Signetics și LM 565 produs de National Semiconductor. Firma IPRS – Băneasa produce circuitul βE 565, echivalent cu NE 565 (compatibil terminal cu terminal).
În afara acestor circuite care sunt scheme PLL ca atare există numeroase alte circuite integrate la care o parte însemnată a schemei o constituie circuitul PLL. Astfel avem: sincoprocesoare TV, decodoare pentru semnal multiplex stereo, circuite pentru refacerea purtătoarei, decodoarele de ton.
2.1. Circuitul integrat βE 565
Circuitul integrat βE 565 produs la IPRS Băneasa este compatibil funcțional și terminal la terminal cu LM 565 (produs de National Semiconductor) sau cu NE 565 (produs de Signetics) și este un circuit integrat monolitic care constituie o buclă cu calare pe fază.
Circuitele PLL integrate monolitice sunt circuite integrate liniare care lucrează după principiul sistemelor de reglare automată și care urmăresc egalizarea frecvenței mărimii de ieșire cu frecvența mărimii de intrare.
`2.1.1. Prezentarea circuitului integrat βE 565
Circuitul βE 565 este un circuit PLL de uz general care poate opera cu semnale a căror frecvență nu depășește 500 kHz. Schema bloc, configurația terminalelor (pentru capsula TO-116, 14 terminale) și elementele exterioare indispensabile pentru funcționare sunt prezentate în anexa 1.
Circuitul integrat βE 565 poate fi alimentat în curent continuu de la o sursă sau de la două surse simetrice. În schema bloc din anexa 1 a fost luată în considerare alimentarea de la două surse simetrice: plusul (+V) conectat la terminalul 10 iar minusul (-V) conectat la terminalul 1. În acest caz terminalele 2 și 3 (intrările în CP) se conectează prin rezistoare la masă (borna comună a celor două surse).
În cazul alimentării de la o singură sursă plusul acesteia se conectează la terminalul 10 iar minusul (masa) la terminalul 1. În această situație terminalele 2 și 3 se conectează prin rezistoare la un divizor care stabilește un potențial pozitiv față de masă, de regulă egal cu jumătate din valoarea tensiunii de alimentare.
Circuitul integrat βE 565 se compune din următoarele etaje funcționale:
Oscilatorul comandat în tensiune este foarte stabil și cu o bună liniaritate. OCT are în componență un generator de tensiune liniar variabilă și un comparator cu histerezis având doua praguri.
Comparatorul comandă schimbarea sensului tensiunii liniar variabile, când aceasta atinge unul din cele două praguri. La ieșirea comparatorului rezultă o tensiune dreptunghiulară a cărei frecvență depinde de distanța (fixă) între pragurile comparatorului și de panta tensiunii liniar variabile (reglabilă prin Ro și Co).
Comparatorul de fază CP este dublu echilibrat și permite o bună suprimare a purtătoarei
Amplificatorul A1 a cărui rezistență de ieșire R1 împreună cu componentele conectate între terminalul 7 și filtru trece jos FTJ (în figura 2.2. s-a reprezentat cazul cel mai utilizat când între terminalul 7 și masă se conectează un condensator, C1). Rezistența R1 este integrată intern iar între terminalul 7 și masă mai putea fi conectat, în locul condensatorului C1, un dipol RC (FTJ de tip R1R2C).
Domeniul tensiunilor de alimentare este cuprins între 10÷24 V (maxim) pentru surse unice și între 5 ÷ 12 V(maxim) pentru surse duble. Pentru o tensiune egală cu 12 V (sau 6 V) curentul de alimentare este de 8 ÷ 12,5 mA (maxim).
2.1.2. Caracterizarea electrică a circuitului βE 565
Principalii parametrii electrici care caracterizează circuitul integrat βE 565 sunt următorii:
Frecvența de oscilație liberă (fo): f0=1/3,7R0C0 (2.1.)
Coeficientul de temperatură al OCT
Amplitudinea semnalului triunghiular se măsoară la bornele condensatorului conectat între terminalul 9 și masă. În general amplitudinea semnalului triunghiular reprezintă circa 20% din valoarea totală a tensiunii de alimentare. Așa, de exemplu, pentru o tensiune de alimentare egală cu 12 V, sau 6 V, amplitudinea semnalului triunghiular este de 2,4 V (0,4 ÷ 0,6 V)
Amplitudinea semnalului dreptunghiular se măsoară la ieșirea OCT (terminalul 4). Această amplitudine reprezintă aproximativ 45% din valoarea totală a tensiunii de alimentare. Pentru o tensiune de alimentare de 12 V (6 V), amplitudinea semnalului dreptunghiular este de 5,4 V (0,5 ÷ 0,7 V)
Factorul de umplere al semnalului dreptunghiular
Amplitudinea semnalului demodulat se măsoară la terminalul 7 și variază între 200 și 400 mV (valoarea tipică fiind de 300mV)
Sensibilitatea CP
Banda de captură
Banda de urmărire Starea staționară a circuitului. Este starea de sincronism pentru ωi = ωe = ωo. În această stare so(t) este defazat cu π/2 față de si(t).
Semnalul de eroare este semnalul de la ieșirea FTJ care comandă OCT
Câștigul de curent continuu al buclei. Este produsul ko·kD·F(s), unde F(s) este funcția de transfer a FTJ. În cazul cel mai frecvent, în banda filtrului F(s) = 1. Câștigul de curent continuu se notează kA și se exprimă în s-1. Rezultă că dacă amplitudinea semnalului de intrare si(t) este îndeajuns de mare pentru ca CP să lucreze în limitare (tranzistoarele din Cp funcționează în comutație, blocate sau saturate) (pentru βE 565, A100 mV) și pentru domeniul de frecvențe pentru care F(s) = 1, kA = ko·kD.
Principalele caracteristici electrice și valorile limită absolută ale circuitului integrat βE 565 se dau în tabelele 1, respectiv 2, din anexa nr. 2.
2.2. Circuitul integrat E 561 – circuite de înaltă frecvență
Între circuitele PLL de uz general, de înaltă frecvență se pot enumera și tipurile NE 560, NE 561, NE 562 ale firmei SIGNETICS sau circuitul E 561 fabricat de IPRS – BĂNEASA. Aceste circuite sunt capabile să opereze cu semnale având frecvența în gama 10 Hz…30 MHz.
Schema bloc este aceeași pentru toate cele trei circuite conținând aceleași blocuri constructive; un multivibrator de înaltă frecvență care constituie OCT, un etaj multiplicator dublu echilibrat constituind CP și un al doilea etaj multiplicator (identic cu CP) utilizat pentru demodularea MA sincronă.
Cele trei circuite diferă numai prin modul în care se realizează conexiunile – la nivelul cipului, prin masca de metalizare. Se realizează astfel pornind de la aceeași structură a cipului o diversificare a tipului de circuit în vederea unui grup specific de aplicații.
Astfel NE 560 se poate utiliza ca demodulator MF, filtru trece bandă cu posibilități de autoreglare a frecvenței centrale și pentru sinteza frecvențelor prin sincronizarea pe armonicele semnalului.
NE 561 utilizează și al doilea etaj multiplicator, adăugând aplicațiilor lui NE 560 detecția sincronă și radioreceptorul MA.
NE 562 este conceput pentru a facilita la maximum operația de sinteză a frecvențelor prin întreruperea buclei de fază a circuitului și adaptarea ieșirii OCT pentru comanda circuitelor logice.
Circuitul care are însă aplicații mai largi și produs de IPRS Băneasa este circuitul E 561 identic cu circuitul NE 561 produs de Signetics.
2.2.1. Prezentarea circuitului integrat de înaltă frecvență E 561
Circuitul integrat E 561 este utilizat pentru frecvențe până la 30 MHz și are schema bloc prezentată în anexa 3 precum și elementele exterioare indispensabile funcționării și semnificația terminalelor.
Funcționarea circuitului integrat E 561 este următoarea: CP primește pe intrarea de referință semnalul so(t) de la ieșirea OCT (prezent și la terminalul 5) și pe intrările de semnal (12, 13) semnalul de intrare si(t). La ieșirea sa apare semnalul Vφ(t) care este aplicat FTJ pentru îndepărtarea componentelor de frecvență ridicată. Semnalul de eroare Vo(t) de la ieșirea FTJ este amplificat de A1 și aplicat prin intermediul etajului A2 blocului OCT în așa fel încât frecvența de oscilație a acestuia egalează frecvența fi a semnalului de intrare.
Etajul diferențial A2 permite și dezaccenturea semnalului demodulat MF. La ieșirea acestuia (terminalul 9) circuitul furnizează semnalul demodulat (în cazul modulației de frecvență).
Circuitul integrat E 561 se compune din următoarele etaje funcționale:
A. Oscilatorul comandat în tensiune OCT cu frecvența de oscilație liberă reglabilă prin Co (conectat între terminalele 2 și 3) poate oscila până la frecvențe de 30 MHz. Este un multivibrator de înaltă frecvență cu cuplaj prin emitor.
Frecvența oscilației libere este stabilită cu ajutorul condensatorului Co care se alege conform relației:
C0=300/fOSC (2.2.)
B. Comparatorul de fază CP cu intrare diferențială (terminalele 12 și 13) pentru semnalul si(t) este un multiplicator dublu echilibrat. Semnalul so(t) de ieșire al OCT este aplicat intern la intrarea CP dar se regăsește și la terminalul 5. Rezistența de intrare a circuitului este de aproximativ 2 kΩ.
C. Filtrul trece jos FTJ este realizat cu rezistențele de ieșire din CP (6 kΩ) și un condensator sau o rețea RC plasată la terminalele 14-15.
D. Etajele diferențiale de amplificare A1 și A2. Etajul A1este format dintr-o pereche de repetoare pe emitor care primesc la intrare semnalul filtrat (semnalul de eroare), asigură un decalaj convenabil de curent continuu și îl aplică etajului A2. Echilibrul acestui decalaj de curent continuu poate fi ajustat cu ajutorul unei rezistențe variabile de 20…50 kΩ conectată de la terminalul 11 la masă (reglaj de offset). Etajul A2 este format din amplificatorul diferențial, generatorul de curent și repetor. Generatorul de curent joacă rolul de limitator al excursiei de frecvență a OCT. O rezistență variabilă de 5…20 kΩ conectată de la terminalul 7 la masă permite modificarea acestei excursii de frecvență a OCT. Acest lucru constituie controlul lărgimii benzii de urmărire, căci pentru nivele suficient de mari ale semnalului de la intrare, banda de urmărire este chiar excursie maximă de frecvență a OCT.
E. Multiplicatorul M dublu echilibrat este un etaj aproape identic cu CP folosit pentru demodularea sincronă a semnalelor modulate în amplitudine (MA).
2.2.2. Caracterizarea electrică a circuitului βE 561
Principalele caracteristici electrice precum și valorile limită absolută ale circuitului integrat de înaltă frecvență βE 561 pot fi urmărite în tabelele 1, respectiv 2, din anexa nr. 4.
Circuitul integrat βE 561are largi utilizări cum ar fi: demodulator pentru semnale MF sau MA, filtru urmăritor de bandă îngustă, generator de semnale, sincronizator de date, radioreceptor MA, unele dintre ele prezentate mai amănunțit în capitolul 3.
2.3. Circuitul integrat MMC 4046
Dezvoltarea de circuite integrate în tehnologie CMOS (Complementary-Symmerty Metal-Oxide-Semiconductor / structuri metal-oxid-semiconductor cu simetrie complementară) urmărește acoperirea gamei de circuite cunoscută pe plan internațional sub denumirea de seria CMOS 4000B. Avantajele pe care le prezintă circuitele din această serie, comparativ cu “sora” ei mai în vârstă – seria 4000A – se pot sintetiza prin următoarele aspecte calitative: curent la ieșire mare, caracteristici de ieșire simetrice și îmbunătățirea circuitelor de protecție electrostatică.
2.3.1. Prezentarea circuitului integrat MMC 4046
Circuitul integrat MMC 4046 reprezintă o buclă cu calare de fază și constă dintr-un oscilator comandat în tensiune OC, două comparatoare de fază cu intrări comune și o diodă Zener de 5,2 V cu anodul conectat la VSS și catodul disponibil în exterior (terminalul 15).
Semnificația terminalelor este următoarea:
1-Phase Pulses
2- Phase Comp I Out (ieșirea comparatorului de fază I)
3- Comparator In (intrarea comparatoarelor)
4- VCO Out (ieșirea OCT)
5- Inhibit
6- C1
7- C1
8- VSS
9- VCO In (intrarea OCT)
10- Demodulatorul OUT (ieșirea semnalului demodulat)
11- R1
12- R2
13- Phase Comp II (ieșirea comparatorului de fază II)
14- Signal In (intrare semnal)
15- Zener (dioda Zener)
16- VDD
Circuitul integrat MMC 4046 se compune din următoarele etaje funcționale:
Oscilatorul comandat în tensiune OCT folosește două componente pasive externe: un condensator C1 și una sau două rezistențe (R1 sau R1 și R2). Rezistența R1 și condensatorul C1 determină plaja de frecvențe a OCT iar cu rezistența R2 se poate obține o deplasare a frecvenței centrale a domeniului. Impedanța de intrare ridicată a VCO (1012Ω) simplifică alegerea filtrelor trece-jos (alegerea raportului rezistență-condensator într-o gamă largă). Pentru a evita încărcarea FTJ, semnalului de la intrarea VCO este disponibil în exterior (terminalul 10) prin intermediul unui repetor pe sursă. Dacă se folosește această ieșire, de la terminal spre VSS se conectează o rezistență de sarcină Rs de minim 10kΩ, iar dacă nu se utilizează, terminalul va fi lăsat în gol. Un nivel “0” logic pe intrarea INHIBIT (terminalul 5) permite funcționarea VCO și a repetorului pe sursă, în timp ce un “1” logic decuplează aceste etaje de la sursa de alimentare, reducând astfel, puterea disipată în “stand-by”.
Comparatoarele de fază. Intrarea de semnal a comparatoarelor de fază (Signal In – terminalul 14) poate fi conectată direct dacă semnalul este în plaja nivelelor logice CMOS (0 logic 30%·(VDD-VSS); 1 logic 70%( VDD – VSS) ). Pentru plaje mai restrânse, semnalul se poate cupla capacitiv la intrarea amplificatorului de semnal pe intrare.
b1) Comparatorul de fază I este o poartă SAU-EXCLUSIV (XOR). Dacă semnalele de pe intrările Signal In și Comparator In au un factor de umplere de 50% se obține banda de captură maximă. Comparatorul de fază I are o tensiune medie de ieșire egală cu VDD2, dacă pe intrarea SIGNAL IN nu există semnal sau zgomot. Tensiunea medie se obține trecând semnalul dat de comparatorul de fază prin FTJ. Această tensiune aplicată la intrarea OCT determină frecvența de oscilație liberă fo.
b2) Comparatorul de fază II. Ieșirea acestuia nu mai depinde de factorul de umplere al semnalelor de pe intrări, ci numai de poziția relativă a fronturilor sale pozitive. Comparatorul constă din patru bistabili, logică de control și un etaj de ieșire “3-state”. Când se utilizează acest comparator de fază, OCT este ajustat pe frecvența cea mai coborâtă dacă nu există semnal de intrare (Signal In – terminalul 14)
Componentele exterioare pasive trebuie sa fie în următoarele game:
5 kΩ R1, R2, Rs 1 M
C1 100 pF pentru VDD 5 V
C1 50 pF pentru VDD 10 V
Performanțele acestui circuit sunt:
Două tipuri de comparatoare de fază
Putere disipată redusă: 100 W (tipic) pentru OCT cu fo = 10 kHz și VDD = 5 V
Gama de frecvență până la 1,4 MHz (tipic) pentru VDD = 10 V
Coeficient de variație de frecvență: 0,06 ppmC (tipic) pentru VDD = 10 V.
CAPITOLUL 3: Prezentarea echipamentelor de comunicații care au în componență circuite cu calare de fază
După cum s-a putut observa motivul principal care explică de ce circuitele PLL au ajuns să fie atât de larg utilizate drept componente de sistem este realizarea acestora monolitică, circuitele PLL complete putând fi fabricate pe un singur cip. Realizarea sub formă de circuit integrat a permis o largă aplicare a circuitului PLL pentru demodularea semnalelor modulate în frecvență, realizarea divizoarelor sau multiplicatoarelor de frecvență (sinteza frecvenței), obținerea sincronizării de bit la transmisiuni cu modulația impulsurilor în cod (sincronizarea în transmiterea datelor), generatoare de funcții, etc.
O parte din aplicațiile enumerate mai sus reprezintă obiectul de studiu al acestui capitol în acre se vor analiza și prezenta echipamentele de comunicații care au în componență circuite cu calare de fază. Se vor prezenta în principiu echipamentele care au în componență circuitele integrate E 565 și E 561 care au fost descrise în capitolul anterior.
3.1. Demodularea semnalelor modulate în frecvență (MF) cu ajutorul circuitelor integrate PLL
Una din aplicațiile tipice ale circuitelor PLL, care vizează sistemele de comunicații și transmisii de date, este aceea în acre funcționează ca demodulator, pentru a urmări faza sau frecvența semnalului modulat aplicat la intrare. Astfel dacă la intrarea circuitului PLL se aplică un semnal modulat în frecvență iar eroarea de fază este mică, înseamnă că semnalul modulator al OCT reprezintă tocmai semnalul demodulat. În aplicația de demodulator MF ieșirea circuitului PLL este vo(t) culeasă după FTJ. În general semnalul vo(t) este trecut printr-un filtru trece jos suplimentar cu frecvența de tăiere egală cu frecvența modulatoare maximă. Această filtrare suplimentară nu afectează semnalul util dar micșorează efectul zgomotului.
3.1.1. Bucla PLL utilizată ca demodulator pentru semnale MF
Tensiunea de eroare vo se modifică odată cu variațiile frecvenței f1 de la intrare. Dacă semnalul s1 este modulat în frecvență, vo va urmări variațiile semnalului modulator. Schema bloc a unei bucle PLL utilizată ca demodulator pentru semnale MF poate fi urmărită în figura 3.1.:
FIG.3.1.: Schema bloc a buclei PLL utilizată ca demodulator pentru semnale MF
Dacă m(t) este semnalul modulator, frecvența la intrare va fi de forma:
f1=fOSC+Δf*m(t) (3.1.),
f fiind deviația frecvenței față de frecvența centrală fosc. Semnalul de eroare este de forma:
v0= (ω2- ωOSC)/k0 (3.2.)
iar la sincronism 2 = 1, rezultă deci că:
v0=2π(f1-fOSC)/k0=2πΔfm(t)/k0 (3.3.)
Prin urmare, în bucla PLL calată, semnalul de eroare vo care apare la ieșirea FTJ este proporțional cu semnalul modulator m(t), de aici posibilitatea utilizării buclei ca demodulator pentru semnale MF.
Pentru o bună funcționare, frecvența variabilă trebuie ținută tot timpul în banda de urmărire pentru ca sistemul să nu se deprindă din sincronism. În acest scop trebuie asigurată o rezervă suficientă care să țină cont de regimurile tranzitorii, sau de zgomotele posibile. Pe de altă parte, variația frecvenței f m(t) în jurul frecvenței centrale fosc trebuie să fie cuprinsă în banda fn = n2 pentru ca semnalul să rămână nedistorsionat și redat corect la ieșire.
Zgomotele alterează atât amplitudinea, cât și faza semnalelor utile și sunt echivalente unor semnale n(t) care modulează semnalul de la intrare în amplitudine și frecvență:
s1(t)=v1[1+n1(t)]cos [ωOSCt+Δω] (3.4.)
unde n1(t) și n2(t) reprezintă zgomote în banda de trecere a buclei PLL.
Modulația nedorită a amplitudinii se poate evita prin aplicarea semnalelor cu amplitudini V1 Vlim, corespunzător funcționării cu limitare a comparatorului de fază. Pentru minimizarea variațiilor de frecvență datorate zgomotelor se impune micșorarea benzii de trecere a buclei PLL și asigurarea unui raport semnalzgomot suficient de mare. Dacă raportul semnalzgomot este de 0 dB , adică, dacă puterea semnalului util este aceeași cu puterea zgomotelor, în banda de trecere a buclei PLL, semnalele nu pot fi calate. În acest sens se recomandă ca raportul semnalzgomot în banda de trecere a buclei PLL să fie de cel puțin 6 dB. Banda minimă de zgomot rezultă pentru z 0,5÷0,7 ca urmare valoarea recomandată de 0,707 este utilă din acest punct de vedere.
În alegerea parametrilor de proiectare a demodulatorului pentru semnale MF se fac următoarele recomandări:
Câștigul în buclă se alege în funcție de banda de urmărire Bu dorită;
Coeficientul de amortizare optim este 0,707;
Pulsația naturală trebuie să fie cât mai redusă pentru a minimiza efectul zgomotelor, dar, în același timp, suficient de largă pentru a asigura o bună comportare în regimul tranzitoriu și o urmărire perfectă a frecvenței semnalului modulator.
3.1.2. Demodulator MF realizat cu circuitul integrat βE 565
Datorită bunei liniarități a OCT, circuitul βE 565 poate fi utilizat ca demodulator MF. Distorsiunile armonice pentru o deviație de frecvență de ±0,1 fp au o valoare tipică de 0,2%. De asemenea, dacă banda de zgomot este suficient de îngustă circuitul permite demodularea semnalelor MF puternic afectate de zgomot.
În figura 3.3. este prezentat un demodulator MF realizat cu circuitul integrat βE 565 la care semnalul de ieșire este amplificat suplimentar cu un amplificator operațional în conexiune diferențială βA 741.
Elementele circuitului βE 565 sunt:
Un FTJ compus din rezistența R1 integrată intern, rezistența R2 de 440Ω și condensatorul C de 1 μF.
Un OCT cu elemente de reglaj a frecvenței fo = Co = 3nF și Ro = 6 kΩ
Un CP cu intrările pe terminalele 2 și 3
Demodulatorul este caracterizat de un semnal de intrare modulat în frecvență cu frecvența purtătoarei fosc = 14,5 kHz, deviația de frecvență Δf/fosc·100 = 7,5% și frecvența semnalului modulator fm = 220 Hz.
FIG.3.3: Demodulator MF cu circuitul PLL βE 565
3.1.3. Demodulator MF realizat cu circuitul integrat βE 561
Circuitul integrat βE 561 permite demodularea semnalelor MF cu frecvența purtătoare mai mică de 30 MHz și cu amplitudinea de cel puțin 120 μV.
În figura 3.4. se indică o schemă de demodulator pentru un semnal MF având următoarele caracteristici:
FIG.3.4.: Demodulator MF realizat cu circuitul βE 561
Frecvența purtătoare 10,7 MHz
Frecvența semnalului modulator 1kHz
Deviația de frecvență 75 kHz
Lărgimea de bandă a semnalului demodulat 25 kHz
Amplitudinea purtătoarei 1 mV
Semnalul demodulat obținut la terminalul 9 are amplitudinea de 60 mV, distorsiunile armonice introduse de circuit au valoarea tipică de 0,3%.
Relațiile de calcul aproximative pentru elementele exterioare circuitului sunt:
Capacitatea FTJ (se conectează între terminalele 14 și 15)
C = 1330 / f [μF]
unde f exprimat în Hz este lărgimea de bandă pentru semnalul demodulat
Capacitatea OCT (se conectează între terminalele 2 și 3)
Co 300 fo pF
unde fo este frecvența de oscilație liberă a OCT, exprimată în MHz.
Consumul schemei este de circa 10 mA la VCC = 18 mV.
3.2. Sintetizoare de frecvență cu bucle cu calare de fază
3.2.1. Generalități privind sintetizatoarele de frecvență
Sinteza de frecvență desemnează metodele care permit formarea de oscilații armonice cu frecvența fieș selectabilă dintr-o rețea discretă de frecvențe, cu o instabilitate relativă Δfies/fies egală cu a oscilațiilor unei surse de referință care are frecvență fixă:
Δfies/fies= Δfref/fref (3.5.)
Instalația care realizează generarea de semnale prin asemenea metode este denumită sinteza de frecvență (circuit electronic capabil să genereze o gamă de frecvențe de mare stabilitate pornind de la o sursă de referință). Caracteristicile principale pentru un sintetizator de frecvență, grupate în așa numita “ecuație a proiectării” constau în :
gama de frecvență pentru semnalul sintetizat;
rezoluția de frecvență sau ecartul (pasul) rețelei;
puritatea spectrală a semnalului generat (nivelul componentelor perturbatoare și nivelul zgomotelor);
viteza de comutare sau timpul de comutare;
numărul de frecvențe generate;
flexibilitatea sau posibilitatea realizării diferitelor tipuri de modulații;
continuitatea fazei;
stabilitatea de frecvență și de amplitudine pentru semnalul generat;
caracteristici constructive (mărime, greutate);
costul;
puterea consumată.
Sunt posibile două clase de metode pentru sinteza frecvenței:
sinteza directă (sau “pasivă”) este metoda care nu folosește oscilatoare în instalația de generare a oscilațiilor de ieșire și toate transformările oscilațiilor de referință (de intrare) se efectuează cu amplificatoare, sumatoare algebrice, multiplicatoare sau divizoare de frecvență. Coeficienții de multiplicare sau divizare sunt numere naturale.
sinteza indirectă (sau “activă”) este metoda care folosește unul sau mai multe oscilatoare comandate pentru obținerea frecvenței de ieșire, conectate în schemă astfel încât stabilitatea frecvenței semnalului de ieșire să fie apropiată de a semnalului etalon (de referință). Semnalul de ieșire se formează într-un oscilator comandat a cărui frecvență curentă se compară cu frecvența etalon în cadrul unui sistem de urmărire automată în frecvență sau fază. Au fost realizate, în evoluția tehnicii, două categorii de sintetizoare care folosesc această metodă:
b1 cu circuite de interpolare;
b2 cu bucle de control automat a fazei (circuite PLL).
Sinteza indirectă este în general analogică (oscilatorul comandat de ieșire generează semnale armonice), dar multe din etaje și operații se pot efectua și cu etaje specifice prelucrării numerice. De aceea apar uneori referiri la “sintetizoare numerice” ce se referă, de fapt, doar la introducerea comenzilor, afișarea frecvenței curente etc.
Sunt posibile următoarele variante de scheme structurale pentru sintetizoarele folosite în oscilatoarele de radiolocație și radiodirijare:
folosind metode analogice de sinteză directă;
cu mai multe surse de referință, comutabile;
sintetizoare decadice;
sintetizoare cu dispozitive cu unde acustice de suprafață (UES);
folosind sinteza digitală directă;
folosind metode indirecte cu bucle urmăritoare a fazei (PLL);
combinații ale primelor trei variante.
De cele mai multe ori, schemele reale de sintetizoare se încadrează în ultima categorie, constructorii urmărind exploatarea la maximum a avantajelor fiecărui tip.
Marea majoritate a sintetizoarelor de frecvență folosite în prezent se bazează pe metoda sintezei coerente indirecte, în care se utilizează bucle cu calare de fază. Această tehnică s-a impus, nu atât datorită performanțelor legate de numărul frecvențelor generate, pasul mic sau calitatea semnalelor, care sunt comparabile sau inferioare celor realizate prin alte tehnici, cât prin marile avantaje oferite de masa, dimensiunile, consumul de energie și prețul, toate mai mici decât se port obține prin alte metode de sinteză.
Avantajele menționate sunt materializate în faptul că majoritatea blocurilor incluse în sintetizoarele indirecte PLL sunt sub formă de circuite integrate ieftine, adesea în tehnologie CMOS. În prezent se produc sintetizoare PLL cu N = 102 104 frecvențe discrete cu pași sub 100 1000 Hz și în care sunt formate din două până la cinci circuite integrate și câteva componente discrete cu consum redus (0,1 1) W, care sunt incluse în aparatura portabilă și de larg consum, având prețuri destul de mici.
Sintetizoarele de frecvență construite în bucle urmăritoare în fază pot oferi o rezoluție foarte bună în frecvență, un nivel scăzut al semnalelor parazite, dar nu pot atinge nivelul atât de scăzut al zgomotelor de fază ca al schemelor cu sinteză directă. Un dezavantaj major îl constituie timpul mare de comutare a frecvenței, datorită duratei mari a proceselor tranzitorii în sistemul urmăritor. Creșterea timpului de comutare odată cu mărirea preciziei de urmărire ( deci a stabilității frecvenței) limitează utilizarea acestei tehnici în emițătoarele de radiolocație și radiodirijare mai mult la realizarea surselor de referință.
Tehnica sintezei indirecte, care a profitat de progresele din teoria și practica circuitelor PLL destinate domeniilor menționate, a devenit în prezent un factor determinant al acestui progres.
Sinteza indirectă a frecvenței se poate realiza utilizând PLL “pur” analogic, fără divizoare de frecvență digitale, sau a PLL (cu blocuri) digitale incluzând mai ales divizoare de frecvență digitale. În prezent, al doilea procedeu este cel mai utilizat.
3.2.2. Sinteza de frecvență cu PLL “pur” analogice
Sinteza de frecvență cu PLL “pur” analogice se bazează pe principiul buclă de translatare a frecvenței prezentat în figura 3.5.
FIG.3.5.: Principiul buclei de translatare a frecvenței cu PLL
Un circuit pentru translatarea frecvenței asigură deplasarea frecvenței de intrare fi în frecvența de ieșire fOCT = fi – fm, utilizând un mixer căruia i se aplică fi și fm. Din figura 3.5. când bucla este calată rezultă: fi = fo = fOCT fm; fOCT = fi fm.
În principiu fi, fm și produsele de mixare de ordin înalt ( m fi n fm; m,n 1) nu apar la ieșire. În realitate, în special apar fi și 2fi datorită ondulațiilor tensiunii VC; pentru a le elimina, adesea sunt necesare măsuri deosebite. De asemenea, frecvențele mai înalte pot apărea datorită cuplajelor parazite. Este necesară o “izolare” bună în radiofrecvență prin ecranare, tratarea masei etc.
De regulă este necesar numai unul din produsele utile ale mixării (fi fm sau fi fm). Dacă OCT nu poate oscila decât într-o bandă, nu este nici o problemă. În caz contrar, sunt necesare măsuri anume pentru a împiedica bucla să se caleze pe frecvența imagine; se utilizează însă în general circuite complicate (CP sunt “cu multiplicare”).
Dacă în bucla de translatare fm este variabilă în pași p: fm = fmo aip, i = 0…A se obține un sintetizator de frecvență:
fOCT= (fi+fm0)+aip sau fOCT= (fi-fm0)-aip (3.6.)
3.2.3. Sinteza frecvenței cu PLL digitale
Sinteza frecvenței cu PLL digitale ( cu numărătoare digitale) se bazează pe principiul multiplicării de frecvență cu PLL. Aceasta se face introducând un divizor de frecvență comandat (N) între OCT și CP (asemenea figurii 3.6.), în calare fi = fo = fOCT N, deci fOCT = Nfi
FIG.3.6.: Principiul multiplicării de frecvență cu PLL cu divizor de frecvență (digital) comandat
Dacă N variază de la Nmin = 1 la Nmax, se obține un sintetizator cu Nmax trepte în pași fi. Dacă fi se obține de la o sursă de referință (cu fr) după o divizare prin M rezultă fOCT = N M fr, M poate fi, de asemenea, variabil, iar gama frecvențelor OCT este:
fr*Nmin/Mmax…… fr*Nmax/Mmin
Când trebuie generate puține frecvențe, cu pași mari (sute mii Hz), procedeul de mai sus este direct aplicabil, rezultând un sistem simplu.
3.2.3.1. Sinteza frecvenței cu PLL cu blocuri digitale. Sintetizoare cu o singură buclă
În forma cea mai simplă, sinteza frecvenței cu PLL cu blocuri digitale se realizează folosind o singură buclă cu divizor de frecvență comandat (programabil) în calea de reacție, ca în figura 3.7.:
FIG.3.7.: Sinteza frecvenței cu o singură buclă PLL cu blocuri digitale
Frecvența de ieșire este:
fOCT=N*fi=N*fr/M , N=10n-1*an-1+…-10*a1+a0 (3.7.)
În general factorul de divizare N este modificabil între limite Nmin→Nmax (an-1,…,an-p constanți; an-p-1,…,a0 modificabili de la panou).
Divizarea frecvenței de referință fr prin M = 105 103 este necesară deoarece frecvențele comparate fi sunt în gama 0,1…10 kHz, gamă în care este greu și costisitor să se construiască generatoare stabile cu mare puritate spectrală. De regulă, fr se obține de la un generator cu cuarț, termostatat sau nu, în gama 1 10 MHz. Uneori, M este modificabil (2 4 valori) pentru schimbarea frecvenței de comparație fi care este și rezoluția (pasul) sintetizorului.
De exemplu, un sintetizor cu schema din figura 3.7. are: fr = 5 MHz, M = 5105, fi = 1 kHZ, fo = 3500 6499 kHz, se obțin 30000 frecvențe în pași de 1 kHz. Divizorul comandat este cu 5 decade, având:
N=104a4+103a3+102a2+101a1+a0 ; a4=3,4,5,6 ; a3…a0=0,…,9
Procedeul este utilizat din mai multe motive: nu se folosesc mixere urmate de filtre complicate, se port utiliza circuite digitale cu dimensiuni mici, consum și costuri reduse.
În prezent sunt disponibile circuite integrate care include 1 2 comparatoare de fază, uneori și un comparator de frecvență, deseori OCT, mai rar circuite pentru forțarea calării; mai sunt disponibile divizoare de frecvență programabile, cu 3 6 decade până la 80 100 MHz și divizoare “prescaler” prin 10 11 (de obicei în ECL), care pot funcționa la 0,5 2,5 GHz.
Sintetizoarele de acest tip se construiesc cu dimensiuni și mase reduse, cu consumuri mici, prețuri de cost mici, și sunt utilizate din ce în ce mai mult în radiotehnică, atât în emițătoare (de bord pentru nave maritime și aeriene, radiotelefoane mobile și portabile etc.) cât și în receptoare (profesionale și de larg consum) pentru frecvențe până la aproximativ 500 MHz cu pași 0,5 25 kHz.
La realizarea sistemelor de acest fel apar multiple probleme cum ar fi:
deoarece compararea fazelor se face la fi = fOCT N, corecțiile în faza semnalului OCT se aplică după N perioade ale semnalului OCT, ceea ce înseamnă că eventualele perturbații în acest semnal apărute între corecții, nu sunt rejectate, apărând ca zgomot de fază sau modulație de frecvență parazită. Așadar, OCT este foarte sensibil la orice variații ale tensiunii de comandă, care trebuie să fie foarte bine filtrată.
La frecvențe de comparare (pași) fi foarte joase, apar două probleme contradictorii:
Necesitatea filtrării eficiente impune FTJ cu constantă de timp (1) foarte mare;
Menținerea duratei regimului tranzitoriu la schimbarea frecvenței la valori rezonabile (10-3…10-1 s) impune n și mari, deci 1 mică.
Chiar cu circuite de forțare a calării, un compromis satisfăcător nu se poate realiza la frecvențe fi mai mici de 100 500 Hz. Din acest motiv, sistemele cu o singură buclă se construiesc cu rezoluții peste 100 500 Hz (obișnuit 0,5 1 kHz), satisfăcătoare în foarte multe aplicații din radiotrehnică.
în practică, este foarte greu, dacă nu imposibil, să se realizeze OCT armonice, capabile să funcționeze în game continue foarte extinse, cu fOCTmax fOCTmin 3…10, mai ales dacă frecvența minimă este mică (sub 100 kHz). Pentru extinderea gamei OCT se recomandă:
introducerea scoaterea din circuitul rezonant a condensatoarelor fixe, diodelor varicap, bobinelor
comutarea OCT-urilor diferite pentru game de oscilații diferite. Comutarea OCT se face automat, electronic, de regulă cu diode
În concluzie sintetizoarele cu o singură buclă PLL se caracterizează prin:
realizare simplă, ieftină, cu consum și costuri mici
rezoluție (pas) mare – peste 100-500 Hz
frecvență maximă limitată – sub 500-800 MHz
gama de frecvențe redusă – fmax fmin 5-10
număr mic de frecvențe generate – 103…105
zgomot în semnal destul de mare – S = -60…-80 dB, la fm = 100…500Hz
Performanțe mai bune se pot obține utilizând două bucle cu calare de fază.
3.2.3.2. Sinteza frecvenței cu PLL cu blocuri digitale. Sintetizoare cu două bucle cu calare de fază
Îmbunătățirea rezoluție unui sintetizor cu PLL se poate face utilizând două bucle cu calare de fază, după principiul din figura 3.8.:
FIG.3.8.: Sintetizor de frecvență cu două PLL cu blocuri digitale
În calea de reacție a buclei principale s-a introdus un mixer; de regulă se folosesc mixere dublu echilibrate care asigură rejecția frecvențelor de intrare. În final, conform relațiilor de pe figură, se obține:
f0 =N1*fi1+N2*fi2/p (3.8.)
De exemplu un sintetizor cu două bucle cu calare de fază poate avea: fr = 5 MHz, M1 = 5, M2 = 5103, fi1 = 1 MHz, fi2 = 1 kHz, N1 = 98 197, N2 = 20000 29999, fo = 20000 29999 kHz, f = 2000 2999,9 kHz, P = 10, fo = 100,0000 100,9999 MHz; se obțin 105 frecvențe cu rezoluția 100 Hz.
Performanțele unui asemenea sintetizor pot fi net superioare unui sistem cu o singură buclă. Astfel, zgomotul de joasă frecvență determinat de bucla 2 poate fi sensibil redus deoarece OCT2 funcționează într-o bandă îngustă; semnalul de la OCT2 după divizorul prin P poate fi ușor și bine filtrat. Pe de altă parte, zgomotul de înaltă frecvență, determinat de bucla 1, poate fi redus cu ușurință, aranjând corespunzător banda buclei, frecvența de comparație fi1 fiind destul de mare. În plus frecvențele de comparație sunt mari și timpii de calare pot fi ușor reduși la valori de 10-3 10-1 s.
O problemă deosebită apare din faptul că unele produse de mixare au frecvența în banda semnalului de ieșire. Pentru eliminarea acestor semnale sunt necesare filtre de rejecție, ecranarea mixerului etc. Este indicat ca, în prima etapă de proiectare, să se analizeze frecvențele produselor de mixare, ale semnalelor furnizate de divizoare și multiplicatoare de frecvență, și să se aleagă frecvențele de lucru astfel încât aceste produse să nu apară, pe cât posibil, în gama semnalului de ieșire, eventual să poată fi ușor filtrate.
3.2.4. Sinteza frecvențelor cu circuitul integrat E 565. Multiplicarea de frecvență
Pornind de la un semnal standard de intrare si(t) de frecvență fi, circuitul E 565 poate fi utilizat pentru a sintetiza diverse frecvențe. Există două metode de
lucru care se pot utiliza fie independent, fie combinat.
În una din metode se folosește proprietatea comparatorului de fază de a se sincroniza pe armonicile impare ale semnalului. De exemplu, pentru montajul din figura 3.9. dacă frecvența de intrare este fi = 60 kHz, alegând în mod corespunzător pe Ro și Co se pot obține cu ușurință semnale dreptunghiulare (terminalul 4) sau triunghiulare (terminalul 9) de frecvență: 12 kHz, 20 kHz, 180 kHz, 300 kHz. Dacă vrem să obținem fe = 300 kHz se alege Ro = 2 k și Co = 150 pF, astfel încât:
f0≈1/3,7*R0*C0 =300 KHz
În a doua metodă se intercalează între OCT și CP un divizor de frecvență în așa fel încât la ieșirea OCT se obține multiplul dorit al frecvenței fi. Schema din figura 3.10. permite multiplicarea de “n” ori a frecvenței fi. Valorile Ro și Co se aleg astfel încât f0≈1/3,7*R0*C0 =n*fI . Metoda multiplicării este o metodă simplă, deosebit de accesibilă, pentru măsurarea frecvențelor foarte joase și constă în multiplicarea frecvenței ce urmează a fi măsurată pe un frecvențmetru digital. Așa de exemplu prin adoptarea unor multiplicări de 100 sau 1000, devine posibilă măsurarea rapidă și precisă a frecvențelor foarte joase. Prin intermediul acestora se poate măsura cu un frecvențmetru digital obișnuit, cu precizie deosebită, frecvența rețelei electrice de curent alternativ, a bazelor de timp din diverse programatoare, temporizatoare, cronometre, osciloscoape, a frecvenței de modulație a tactului din liniile de întârziere, a generatoarelor subsonice din sintetizatoare de sunet sau a semnalelor din aparatura medicală. Măsurarea rapidă și precisă a frecvențelor foarte joase este importantă și în operațiile de etalonare reglare specifice domeniului orologiei electronice.
FIG.3.9.: Sinteza frecvenelor
FIG.3.10.: Multiplicator de frecvență
De cele mai multe ori pentru sinteză se utilizează cele două metode combinate. Cu ajutorul unor rețele cu rezistențe și diode și cu ajutorul unor tranzistoare cu efect de câmp forma de undă triunghiulară poate fi trecută în sinusoidală. Divizorul de frecvență (n) se realizează cu numărătoare (CDB 490) care are rolul de a realiza factorul de divizare.
3.3 Comunicații de date cu modulație de frecvență (FSK)
3.3.1 Introducere
Modulația de frecvență are aplicație în sistemele de comunicații de date în care problema folosirii eficiente a benzii de frecvență nu este obligatorie. Procesarea de semnal necesită o bandă de frecvențe mai mare decât modulația de fază sau modulația de amplitudine, dar echipamentul utilizat este mai simplu deoarece în receptor se poate folosi detecția necoerentă.
Modulația de frecvență este recomandată în comunicații de date cu viteze mici până la 1200 bs (biți secundă), pe canale telefonice vocale. Deoarece puterea semnalului modulat este constantă, modulația de frecvență este recomandată în sistemele în care puterea de vârf a semnalului modulat trebuie să fie limitată și independentă de semnalul modulator.
Semnalul MF de date poate fi exprimat analitic:
S(t)=Acos (t) (3.9.)
unde A este amplitudinea constantă iar (t) reprezintă faza instantanee care conține mesajul. În cazul când semnalul modulator este format din impulsuri, frecvența unghiulară instantanee (viteza de variație a fazei d dt) a semnalului MF are valoarea 1 sau 2 în funcție de starea semnificativă a semnalului modulator. Trecerea de la o valoare a frecvenței la alta se face brusc, în momentele de tranziție ale semnalului modulator. Acest tip de modulație se numește modulație prin deplasare sau deviație de frecvență (MF).
Se disting două tipuri de modulație prin deplasare de frecvență, după cum se menține sau nu continuitatea fazei semnalului modulat în momentele de tranziție de la o frecvență la alta: MF cu faza continuă și MF cu faza discontinuă.
Reprezentarea grafică a modulației FSK este realizată în figura 3.11.:
FIG.3.11.: Reprezentarea grafică a modulației de frecvență
3.2.2. Modemuri
Modulația de frecvență este recomandabilă în cazurile în care nu este necesară o utilizare eficientă a benzii de frecvențe disponibile. În comunicațiile de date în banda telefonică vocală, se recomandă a se folosi modulația de frecvență pentru viteze până la 1200 bs. Avizul CCITT(Comité Consultatif International Télégraphique et Téléphonique) V21 conține recomandările privind modemul pentru comunicațiile de date sincrone sau asincrone pe sisteme de comunicații cu comutație, cu viteza până la 300 de bauzi.
Pentru un circuit fizic pe două fire sau pe un canal telefonic duplex (pe patru fire)modemul permite transmisiuni duplex, separarea sensurilor de transmisie făcându-se în domeniul frecvență.
Prin sistemul MODEM (Modulator – DEModulator) datele binare se modulează cu o purtătoare sinusoidală, se emit pe linia telefonică și se demodulează la recepție. Pentru frecvențe cuprinse între 1000 și 2400 Hz se utilizează modulația cu deplasare de frecvență FSK (Frequency Shift Keying). Conform unei convenții internaționale (CCITT) pentru numărul binar 1 se adoptă 1300 Hz iar pentru 0 se adoptă 2100 Hz, semnalul modulat (codificat FSK) având evoluția din figura 3.11
Avizul V23 se referă la modemul de 600/1200 b/s pentru transmisiuni sincrone sau asincrone pe sisteme de transmisie cu comutație. Modemul permite transmisiuni semi-duplex pe 2 fire sau duplex pe 4 fire și are două moduri de lucru:
Modul 1 permite transmisiuni cu viteza până la 600 bauzi, frecvențele caracteristice fiind 1300 Hz și 1700 Hz;
În modul 2 rapiditatea de modulație (viteza telegrafică, signaling speed) este până la 1200 bauzi iar frecvențele caracteristice sunt 1300 și 2100 Hz.
Alegerea modului de lucru se face în funcție de calitatea circuitului pe care s-a stabilit legătura. Pentru protecția împotriva erorilor este inclus și n canal invers, cu rapiditatea de modulație de până la 75 bauzi și frecvențele caracteristice 390 Hz și 450 Hz.
Modem de 300 b/s V21. Recomandarea V21 a CCITT dă următoarele caracteristici de modem:
Viteza de transmisie sincrone 300 b/s
Formatul datelor sincron
Modulație FSK (Frequency Shift Keying)
Pentru canalul sursă – receptor: bitul 0 → 1180 Hz
bitul1 → 980 Hz
Pentru canalul receptor – sursă: bitul 0 → 1850 Hz
bitul1 → 1650 Hz
Modul de operare duplex pe 2 fire (separarea sensurilor de comunicație se face în frecvență)
FIG.3.12.: Caracteristicile principale ale modemurilor standardizate
3.3.3. Decodarea semnalelor logice transmise prin modulația de frecvență FSK
Circuitul PLL se poate folosi ca demodulator FSK. Parametrii de regim tranzitoriu ai buclei ωn (pulsația naturală) și ξ (factorul de amortizare) se aleg astfel ca să permită o rezervă suficientă de variație pentru eroarea de fază. Pe lângă această restricție, trebuie să se țină cont de viteza de transmitere a datelor în biți/secundă. Circuitul PLL trebuie să prezinte o bandă de trecere suficient de largă și o filtrare corespunzătoare a armonicilor purtătoarei pentru a reda corect semnalul modulat, de formă dreptunghiulară. Fronturile semnalului demodulat se formează cu ajutorul comparatoarelor plasate la ieșirea FTJ.
În figura 3.13. se prezintă un circuit demodulator FSK realizat cu circuitul integrat βE 565 pentru semnale modulate conform convenției 1 → 2025 Hz și 0 → 2225 Hz.
FIG.3.13.: Decodificator pentru semnale FSK
Circuitul este prevăzut cu filtre pentru filtrarea suplimentară a armonicilor purtătoarei, iar fronturile semnalului de ieșire sunt formate cu ajutorul comparatorului CDB 2711 EC.
Modulatoarele și demodulatoarele FSK constituie una din aplicațiile cele mai frecvente ale circuitului βE 565. Sistemul FSK este larg utilizat pentru transmisia datelor de la și către perifericele calculatoarelor prin semnale radio sau linii telefonice. Cele mai utilizate frecvențe pentru semnalele logice sunt:
Ca subpurtător la datele transmise prin semnale radio:
1 = 2125 Hz
0 = 2975 Hz
Ca purtătoare pentru datele transmise prin linii telefonice:
1 = 2025 Hz
0 = 2225 Hz
sau
1 = 1070 Hz
0 = 1270 Hz.
3.4. Refacerea tactului cu PLL
Sincronizarea unei rețele digitale se referă la sincronizarea generatoarelor de text (GT) situate în nodurile rețelei. Aceasta se poate realiza fie prin transmiterea semnalului de ceas de la emisie pe un canal de comunicație separat, fie prin încorporarea informației de timp în semnalul de date. În acest ultim caz, ceasul de recepție se obține în receptor din semnalul de date. În acest ultim caz, ceasul de recepție se obține în receptor din semnalul de linie prin procedura de refacere (regenerare) a tactului.
Cea mai utilizată metodă de refacere a tactului are la bază bucla cu calare pe fază (PLL). Semnalul de linie (filtrat și egalizat) reprezintă intrarea în buclă (figura 3.14.)
FIG.3.14.: Bucla cu calare de fază utilizată în refacerea tactului
Ideea este ca ceasul de recepție să urmărească în permanență ceasul de emisie, sincronizându-se cu acesta atât în frecvență, cât și în fază. Informația referitoare la ceasul de emisie este dată de tranzițiile semnalului de linie.
Detectorul de fază CP va genera un impuls de tensiune pozitiv dacă tranziția semnalului digital apare înaintea celei locale (ClKlocal este în urma celui de emisie). Lățimea impulsului este proporțională cu defazajul dintre cele două semnale. În urma filtrării acestui impuls va rezulta o tensiune pozitivă care, aplicată pe intrarea oscilatorului comandat în tensiune (OCT), va determina creșterea frecvenței sale de oscilație.
Dacă tranziția semnalului de linie are loc după tranziția ceasului local, impulsul generat de detectorul de fază este negativ și va determina scăderea frecvenței de oscilație a OCT.
O condiție esențială în urmărirea tactului de emisie este ca semnalul de linie să conțină tranziție la fiecare perioadă de text. Conform operării PLL, pe durata unui bit fără tranziție detectorul de fază va genera un impuls negativ care durează până la următoarea tranziție din linie. Acest impuls, extrem de lung, ar scoate practic bucla din regimul de calare și ar desincroniza complet legătura. Pentru evitarea acestui fapt, dacă semnalul de linie nu are tranziții la fiecare tact (cod de linie AM1, HDB-3, etc.) fie se dezactivează detectorul de fază pe durata intervalului fără tranziții, fie se introduc artificial tranziții în semnalul de linie (prin extrapolare).
CAPITOLUL 4: Performanțe ale echipamentelor de comunicații realizate cu circuite cu calare de fază
4.1.Sinteza frecvenței în echipamentele de comunicații
În stadiul actual al dezvoltării comunicațiilor, caracterizat de nevoia de eficiență pentru spectrul alocat, creșterea numărului de abonați, asigurarea stabilității la acțiunea factorilor perturbatori și a facilităților în activitățile de supraveghere și control, preocupările privind sinteza de frecvență s-au intensificat oferind soluții aplicabile în diverse domenii.
Structurile care permit obținerea unor semnale de mare stabilitate sunt cunoscute sub denumirea de sintetizoare de frecvență.
4.1.1. Considerații privind sinteza de frecvență utilizată de către stațiile radio din domeniul militar
Sintetizoarele de frecvență cu aplicații în domeniul militar prezintă particularitățile:
Gamă de frecvență mare și rezoluție ridicată (ecart foarte mic) în scopul utilizării eficiente a spectrului electromagnetic alocat;
Atenuare mare pentru componentele perturbatoare care să permită asigurarea compatibilității electromagnetice;
Viteză mare de comutare în scopul îmbunătățirii vitezei de salt pentru instalațiile radio cu spectru împrăștiat;
Posibilitatea realizării modulației pentru diferite tipuri de informație (voce, transmisii de date);
Interfață către utilizator care să asigure diferite facilități cum ar fi: apelare rapidă a unei anumite frecvențe din rețeaua sintetizată, memorarea unui set de frecvențe, baleierea gamei de lucru;
Funcționarea într-o gamă de temperatură largă;
Dimensiuni reduse.
Creșterea imunității la acțiunile de cercetare, dezinformare și bruiaj a condus la dezvoltarea în domeniul militar a sistemelor radio cu spectru împrăștiat. Dintre metodele de împrăștiere a spectrului s-a impus metoda salt de frecvență. În scopul îmbunătățirii vitezei de salt, principala cerință pentru sintetizoarele de frecvență din structura instalațiilor de emisie – recepție radio cu salt de frecvență o constituie realizarea unui timp de comutație redus într-o gamă largă de frecvență.
Factorii primari care limitează viteza de comutare în sinteza numerică indirectă constau în: ineficiența eșantionării și întârzierea de transport intern. Micșorarea timpului de sincronizare presupune creșterea frecvenței de referință. Această măsură are ca efect însă modificarea comportării sintetizorului față de componentele spectrale perturbatoare.
4.1.1.1. Sinteza de frecvență utilizată de către stația radio PANTHER V
Stația radio PANTHER V portabilă este un emițător – receptor MF de putere medie, având gama de frecvență 30 MHz 107,975 MHz împărțită în 3120 de canale cu ecart de 25 kHz. Asigură protecția împotriva acțiunilor de război electronic (ECCM) și secretizarea traficului de voce și date.
În figura 4.1. este prezentată structura unui sintetizor în gama 30;108 MHz cu ecart de 25 kHz (PANTHER–V). Se poate observa că modelul de sintetizor folosește două bucle de sincronizare și un semnal de referință de 6,4 MHz.
Fig.4.1.: Structura sintetizorului din stația radio cu salt de frecvență PANTHER-V
Frecvența de referință pentru prima buclă de sincronizare este:
Fref1=6,4MHz/260=24,615 KHz
Pentru bucla a doua de sincronizare rezultă frecvența de referință:
Fref2=N*Fref1/128=N*6,4MHz/260 *1/128
Frecvența de ieșire are expresia:
Fies[MHz]=130* Fref2=130/260*1/128*N*6,4=0,025*N
Dacă domeniul de frecvență pentru semnalul de ieșire este 30;108 MHz atunci pentru factorul de divizare rezultă intervalul: N1200;4320. Prin urmare frecvența de referință minimă pentru cea de-a doua buclă este:
Fref2min=1200*6,4/260*1/128= 230 KHz
Timpul de comutare este dat de prima buclă de sincronizare. Astfel dacă se urmărește atenuarea referinței și a armonicelor acesteia, se poate scrie: tφ=2π/ωn1=10/Fref1=400μs , valoare pentru care se obține o viteză de comutație de aproximativ 100 salturi secundă.
Se pot formula următoarele concluzii referitoare la sintetizorul din PANTHER-V:
Sintetizorul de frecvență al stației radio PANTHER-V funcționează în gama 30;108 MHz cu un ecart de 25 kHz (3120 frecvențe sintetizate)
Structura sintetizorului cuprinde două bucle de sincronizare, una la care frecvența de referință este fixă (25 kHz) și cealaltă la care frecvența de referință este variabilă (valoarea minimă este e 230 kHz)
Timpul de comutare (parametru de bază pentru instalațiile radio cu spectru împrăștiat) este dat de prima buclă (la care Fref1 = 25 kHz) și poate avea o valoare de 400 s ceea ce conduce la o viteză de salt de 100 salturi s
Valoarea mare pentru frecvența de referință a celei de-a doua bucle (230 kHz) permite realizarea modulației de frecvență cu un semnal modulator reprezentat de un semnal numeric de 19,2 kbs.
4.1.1.2. Sinteza de frecvență la stația radio R – 1300
Stația radio R – 1300 este o instalație de emisie – recepție utilizată în domeniul militar în gama U.S. (1,5 12 MHz) și folosește modelul de sintetizor de frecvență din figura 4.2.
Se poate observa că în structura sintetizorului există două surse de referință, una pe frecvența de 5 MHz iar cealaltă pe frecvența de 75,250 MHz. Ecartul de frecvență al rețelei sintetizate este de 1 kHz și este impus de valoarea frecvenței de referință Fref1. În aceste condiții factorul de divizare pentru divizorul fix este:
K=5MHz/1KHz=5000
Frecvența de ieșire este dată de expresia:
Fies[MHz]=Fref2-N*Fref1 = 75,250-N*0,001
FIG.4.2.: Structura sintetizorului din stația radio R – 1300
Gama de frecvențe pentru rețeaua sintetizată este cuprinsă în domeniul 63,74 MHz au un ecart de 1 kHz. Aceasta înseamnă că rețeaua sintetizată cuprinde un număr de 11000 de frecvențe. Astfel pentru factorul de divizare al divizorului programabil rezultă domeniul de variație:
N1250;12250
Semnalul ce se aplică divizorului programabil are gama de frecvență:
Fintrare divizor[MHz]=1250…12250
Pentru o valoare de 600 rad s pentru frecvența naturală a buclei
(fn = Fref110) timpul de sincronizare este:
tφ=2π/ωn≈15ms
Se pot formula următoarele concluzii referitoare la stația R – 1300:
Sintetizorul de frecvență funcționează în gama 63;75 MHz cu un ecart de 1 kHz. Numărul de frecvențe sintetizate este de 11000.
Structura sintetizorului cuprinde două surse de referință, una la care frecvența este de 5 MHz și cealaltă de 75,250 MHz și o singură buclă de sincronizare
Timpul de comutare, ca urmare a valorii mici pentru frecvența de referință (1 kHz) este destul de mare (15 ms)
Sursa de referință cu frecvența de 75,250 MHz permite funcționarea sintetizorului de frecvență într-un domeniu de frecvență accesibil circuitelor TTL (avem în vedere faptul că stația radio R – 1300 este o instalație radio militară a anilor 1980)
4.1.1.3. Sinteza de frecvență utilizată de către stația radio R – 1070
Stația radio R –1070 este o stație portabilă de emisie – recepție pe unde ultrascurte și lucrează în fonie simplex cu modulație în frecvență. Stația lucrează în gama (20 69,975) MHz și folosește modelul de sintetizor de frecvență din figura 4.3.:
FIG.4.3.: Structura sintetizorului din stația radio R – 1070
Sintetizorul generează un semnal de frecvență variabilă, în trepte de 25 kHz și un semnal cu frecvență fixă de 25 kHz. Subansamblul cuprinde trei lanțuri funcționale:
generatorul frecvențelor de referință format din oscilatorul cu cuarț de 5 MHz, un divizor la 200 după care se obține semnalul cu frecvența 25 kHz ș un al doilea divizor (:2) după care se obține semnalul de 12,5 kHz, folosit pentru compararea în fază și în frecvență;
bucla de sincronizare în fază principală este formată din oscilatorul comandat în tensiune OCT a cărui frecvență se poate selecta în 5 subgame a câte 10 MHz fiecare în game (30,7 80,7) MHz de la un comutator. Semnalul generat de oscilator, a cărui frecvență este cuprinsă între (30,7 80,675) MHz, se aplică mixerului runde este mixat cu un semnal a cărui frecvență are 10 valori discrete, cu ecart de 5 MHz în gama (40 85) MHz. La ieșirea mixerului, în condiții de sincronizare, semnalul are frecvența cuprinsă între 4,3 MHz și 9,3 MHz iar în absența sicronismului frecvența se poate ridica până la 18 MHz. Acest semnal se filtrează cu FTJ cu frecvența de tăiere 22 MHz, se amplifică și se aplică divizorului cu raport variabil. În funcție de frecvența afișată raportul de divizare este cuprins între 2 X 173 și 2 X 372; la ieșire, în condiții de sincronism, semnalul cu frecvența 12,5 kHz se aplică la intrarea CP. Semnalul la ieșirea comparatorului comandă, prin filtrul de buclă corector, oscilatorul OCT.
bucla de sincronizare ajutătoare are în componență oscilatorul comandat în tensiune auxiliar. Elementul de comparare îl constituie un circuit de eșantionare, care primește impulsuri de la generatorul de impulsuri și furnizează o tensiune care, după o filtrare suplimentară în filtrul de buclă se aplică la oscilator. La sincronism, frecvența buclei este de M X 5 MHz, unde M = 8 18 în funcție de frecvența afișată.
4.1.2. Considerații privind sinteza de frecvență în echipamentele radio din sistemele de comunicații mobile
În decursul timpului, termenul de comunicații mobile s-a extins înglobând toate sistemele în care cel puțin unul dintre terminalele implicate în trafic este capabil să se deplaseze. În prezent, în lume, sunt utilizate o multitudine de standarde pentru comunicații mobile. Conceptul de comunicații personale care prezintă viitorul apropiat al comunicațiilor, se bazează, cel puțin până în prezent, pe combinații între sistemele GSM, DCS 1800 și DECT. Se prevede ca până în anul 2005 să se realizeze diferite configurații de rețele și sisteme de comunicații iar începând cu anul 2000 să se pună bazele unui sistem de telecomunicații mobile universal (UMTS). Obiectivele comunicațiilor mobile constau în: creșterea numărului de abonați, utilizarea eficientă a spectrului alocat, extinderea ariei geografice acoperite, realizarea unei compatibilități la nivel internațional, posibilitatea de reconfigurare în funcție de intensitatea traficului, asigurarea de noi servicii, realizarea unor costuri abordabile.
În ultima perioadă de timp, sistemele radio care permit realizarea legăturii către și de la rețeaua telefonică comutată cunosc o largă dezvoltare (CT – 2, DECT, PHS, GSM). Se vor analiza sintetizoarele de frecvență utilizate de către echipamentele radio din sistemele de comunicații mobile DECT și GSM.
Sistemul DECT
Sistemul DECT, folosind o interfață radio cu rețeaua publică, permite realizarea de comunicații mobile în arii cu densitate mare de trafic local și a unor solicitări de transmitere de date. Sistemul dispune de un echipament radio cu posibilități de comunicare la mică distanță, care poate să comunice cu o stație de bază conectată la rețeaua telefonică publică.
Banda de frecvență pentru acest sistem cuprinde 10 canale radio. Fiecare canal are o lărgime de bandă de 1,728 MHz. Purtătoarea asociată fiecărui canal este:
fpurtătoare[MHz]=1897,344-c*1,728 , 0≤ c≤ 9
Semnalul de referință are frecvența Fref = 20,736 MHz iar ecartul rețelei este f = 1,728 MHz.
Dacă se utilizează pentru sintetizator o structură cu factor de divizare fracțional se poate scrie:
Nfracional=fpurtătoare/Fref=(1897,344-c*1,728)/20,736=90+(18-c)/12=90+2*K/F
Acumulatorul digital pentru calculul părții fracționale are mărimea:
F=2*20,736/1,728=24
Pentru cuvântul de control al frecvenței de ieșire rezultă: k9;18. Valoarea medie pentru factorul de divizare poate fi considerată Nfracțional mediu = 91.
Dacă se utilizează pentru sintetizor o structură cu factor de divizare întreg se poate scrie:
Nîntreg=fpurtătoare/Δf=(1897,344-c*1,728)/1,728=1098-c , 0≤ c≤ 9
Valoarea medie pentru factorul de divizare poate fi considerată Nîntreg mediu = 1093.
Sintetizorul de frecvență utilizat de un echipament radio din sistemul DECT trebuie să respecte următoarele cerințe:
Timpul de comutare cerut de aplicație să impună valoarea frecvenței naturale n a buclei:
tφ=2π/ωn ;
Gama de frecvențe pentru semnalul de ieșire și frecvența de referință conduc la determinarea domeniului de variație a factorului de divizare pentru divizorul programabil;
Ordinul sistemului este impus de caracteristicile filtrului buclei de către cerințele privind nivelul componentelor perturbatoare și a zgomotului de fază;
Parametrii determinați trebuie să respecte cerințele privind stabilitatea sistemului.
Sistemul GSM
Pentru standardul de telefonie celulară GSM, purtătoarea asociată fiecărui canal este dată de expresia:
fpurtătoare[MHz]=890+n*0,2 , 1≤n≤124
Semnalul de referință rare frecvența Fref = 13 MHz iar ecartul rețelei este f = 0,2 MHz. Dacă se utilizează pentru sintetizor o structură cu factor de divizare fracțional se poate scrie:
Nfracțional = fpurtătoare/Fref=(884+31-n*0,2)/13=68+3*(155-n)/185=68+3*K/F
Acumulatorul digital pentru calculul părții fracționale are mărimea:
F= 3*13/0,2= 195
Pentru cuvântul de cod al frecvenței de ieșire rezultă valoarea k31;154. Valoarea medie pentru factorul de divizare poate fi considerată Nmediu fracțional = 70.
Se pot formula următoarele observații privind sintetizoarele din echipamente radio din sistemele DECT și GSM:
Gama de frecvență utilizată de către echipamentele radio din sistemele DECT și GSM impune pentru structura sintetizorului utilizarea metodei indirecte de sinteză;
Pentru cazul în care factorul de divizare este întreg, densitatea de putere a zgomotelor la ieșire este dată în mod deosebit pentru componente spectrale joase de către oscilatorul de referință iar pentru componentele spectrale înalte de către OCT;
Pentru cazul în care factorul de divizare este fracțional, apare o îmbunătățire substanțială a densității de putere a zgomotelor (în mod special pentru componentele spectrale joase) ca urmare a micșorării factorului de divizare N pentru divizorul programabil;
Influența zgomotelor produse la comutarea divizorului programabil pentru sintetizorul cu factor de divizare fracțional trebuie luată în considerare numai în cazul sistemului DECT pentru componente perturbatoare cuprinse între 100 kHz și 10 MHz;
Timpul de sincronizare respectă cerința t 30 s impusă de sistemul DECT numai dacă factorul de amortizare al buclei este = 0,707.
Caracteristicile acestor două sisteme sunt:
4.2. Transmisii de date realizate cu stația radio PANTHER 2000-V
Unul dintre modurile de trafic întâlnite la stația PANTHER 2000-V este cel de date, stația putând efectua transmisii de date cu ondulație FSK (Frequency Shift Keying) sau direct, cu modulație NRZ numeric (non return to zero – fără întoarcere la zero). Datele modulate FSK (modulația FSK este prezentată în subcapitolul 3.3.1.) sunt transmise în banda vocală putându-se folosi oricare din modurile de lucru dar este de dorit a se utiliza:
Opțiunea de întrebuințare a biților transmiși (interleaving);
Selectarea unei viteze mici de transmitere a datelor (300 baud la 16 kbitss);
Modurile de lucru frecvență fixă – secretizat, salt de frecvență sau căutare de canal liber.
Stația radio poate fi conectată direct la o interfață compatibilă RRS 232 (cum ar fi un PC) permițând ca datele să fie transmise de la PC prin intermediul stației. Pentru acest lucru interfața trebuie să conțină:
două canale independente modulate în frecvență care asigură transmisia semiduplex pentru trafic, legătură și semnalizările de control. Această facilitate permite transmiterea simultană de voce, date, mesaje de control sau programare. Frecvențele canalelor sunt:
147 kHz, FSK FM, trafic și legătură;
59 kHz, FSK, semnalizare și control;
canalul 1 are o frecvență centrală de 147 kHz și utilizează o bandă de 140;154 kHz, modulație FSK pentru transmiterea semnalelor vocale digitale sau pentru traficul de date cu un debit de 16 kbitss și o bandă îngustă de 144 kHz, modulație MF pentru transmiterea semnalelor vocale analogice și a modului de legătură. Canalul 2 are o frecvență centrală de 59 kHz și utilizează o bandă de 55;64 kHz, modulație FSK pentru a trimite date de control cu un debit de 9,6 kbits;
protocolul de comunicații serial HDLC (High Data Link Control) este utilizat cu un modem FSK conectat pentru a asigura traficul semnalizărilor și a informațiilor de programare cu un debit de 9,6 kbits. Datele sunt transferate printr-o legătură UART (Universal Asynchronous Receiver Transmitter) între stația radio și controlerul central;
distanța maximă a legăturii atât pentru trafic cât și pentru semnalizările de control este de 4 km.
4.3.Modemuri performante. Comunicații de date în misiuni spațiale
Modem DK 9RR
Acest modem FSK a fost proiectat și produs în special de DK 9RR, în apropiată cooperare cu echipa BayCom. Este unul dintre cele mai noi modemuri FSK la care toate funcțiile digitale ale unui modem FSK standard (compatibil – G 3 RUH) au fost programate pe microcontrolerul 68 HC 705. Acest lucru reduce semnificativ costurile realizării unui asemenea modem pentru că sunt necesare numai controlerul și câteva filtre analogice. Nu numai memoria de tip EPROM (Eraseble Programable Read Only Memory) este necesară filtrului, acesta fiind calculat de procesor în timp real.
Modemul are o viteză standard de 9600 baud, dar este foarte aproape de apariție o versiune de modem care are o viteză de 19200 baud.
Modemul are 20 de pini de interfață (standard DFSIC) pe partea digitală și 10 pini pe interfața audio. Consumul acestuia este de 30 mA pentru o tensiune de operare de 5 V. Modemul este disponibil ca echipament sau unitate asamblată, dar componentele și procesorul lor sunt disponibile și separat.
DOVE – trăsături și avantaje
Legăturile de date DOVE (Data Over Voice Encoder) utilizează liniile centralelor telefonice particulare (PBX – Private Branch Exchange) existente pentru a realiza simultan comunicații de date și operații telefonice normale (în principal transmitere voce). Acest modem nu necesită cabluri RS – 232C (recomandare cu privire la nivelul specific de tensiune al semnalelor de control și pinii conectori pentru legăturile seriale de date între componente cum ar fi terminalele calculatoarelor și modemuri), linii directoare sau alte modemuri. Se conectează simplu la liniile PBX, la orice ieșire RJ pentru legături telefonice directe, receptoare multiple sau la o rețea de zonă locală “DOVE Net”. Dacă un telefon este pus într-o locație specificată, se deconectează de la ieșirea RJ și se introduce în modemul DOVE, apoi se conectează modemul la ieșirea RJ prin aceasta reconectându-se telefonul la rețeaua PBX (cu alte cuvinte, telefonul se interfațează printr-un modem DOVE cu rețeaua PBX). Conectând un PC (Personal Computer) sau orice alt echipament RS – 232 422 485 la o interfață potrivită a unității DOVE permite DOVE-DSU (unității DOVE pentru servicii de date) în această situație să funcționeze ca un nod separat care să transmită și să recepționeze date la și de la altă locație sau locații din aceeași rețea PBX (la care sunt conectate și unitățile pentru servicii de date DOVE DSUs). Transmisiile de date nu se suprapun în orice situație cu serviciile normale oferite de telefon (comunicațiile de voce). Transmisiile de voce și date pot avea loc simultan și total independent.
Caracteristicile modemului DOVE:
formatul de date – RS – 232 422 485;
moduri de operare – duplex (full duplex);
asincron (serial asynchronous);
viteza de transmitere a datelor – 9600 baud pentru modul full duplex;
rata erorilor – mai puțin de 1 bit la 100 milioane;
frecvențele de transmitere – unitatea pentru serviciul de date
DSU – (150 156,5) kHz;
DCU – (100 106,5) kHz;
distanța de legătură – mai mare de 4 mile;
pierderile pe linie – 0,8 dB la 1 kHz;
modulația folosită – FSK (Frequency Shift Keying);
temperatura de operare – 0 60C;
interfețe -DCE – data Communicator Equipment (Echipament de comunicații de date: modemuri, unde multiplexoare – demultiplexoare);
– DTE – Data Terminal Equipment (Dispozitive utilizate conectate la DCE).
Misiunea Pathfinder de pe Marte – comunicația cu sonde
Misiunea spațială interplanetară Pathfinder a fost pregătită de specialiștii de la NASA și a costat aproximativ 25 milioane dolari. Beneficiile rezultate sunt volumul extraordinar de date științifice achiziționate. Sonda a fost lansată cu ajutorul unei rachete, a călătorit 7 luni prin spațiu și a ajuns la locul destinație pe data de 4 iulie 1997.
Toate informațiile trimise de sonda Pathfinder sunt recepționate pe Pământ printr-o antenă parabolică de 34 sau 70 m din rețeaua DSN (Deep Space Network). Acest complex are o rețea de antene și radiotelescoape dispuse echilibrat pe pământ: în Australia lângă Canberra, în Spania lângă Madrid și în USA în Deșertul Mojove. Astfel este permisă recepționarea semnalului radio în orice perioadă a zilei. La aceste antene sunt cuplate receptoare ultrasensibile de un spectru foarte larg. Semnalele recepționate sunt transmise pin satelit imediat la sediul NASA – JPL (Jet Propulsion Laboratory) din Pasadena – California.
Comunicația între lander (sondă) și rover (instalația de pe Pământ) se face prin radio-modemuri FSK de 9600 bs cu protocol X25 produs de firma Motorola la frecvența de 430 MHz. În condițiile de vizibilitate directă, la puterea RF emisă de 2 W bătaia maximă este de 500 m. Landerul emite spre Pământ prin antrena sa principală de înalt câștig (câștig la emisie de 25 dB, la recepție de 21 dB), poziționată spre Pământ, pe frecvența 8,427 GHz. Aici este recepționată o antenă din complexul DSN (74 dB), iar comenzile sunt trimise printr-o antenă de 34 m (67 dB) la frecvența de 7,175 GHz, cu o putere impresionantă de 18 kW. Ca subpurtătoare este folosit un semnal dreptunghiular (digital) de 360 kHz.
Comunicația între lander și rover se face prin radio-modemuri de viteză fixă de 9600 bs. Datele ce urmează să fie transmise sunt separate în pachete de maxim 2000 octeți. Acestea se divizează în continuare în frame-uri cu un antret de 6 octeți (identificare, sincronizare, numărul cadrului și suma de control CRC), urmată de 256 de octeți de date. Pentru corectitudinea datelor verificarea se face atât la nivel de cadru cât și la nivel de blocuri.
Computerul de bord de pe lander colectează în permanență informații despre starea sondei și după comparare le transmite la baza de pe pământ. Practic viteza la care se transmit datele este de doar 1185 bs, dat fiind puterea de emisie limitată, relativ mică, de doar 12,7 W (în RF), distanța mare (50 ori circumferința Pământului), verificări suplimentare și zgomotul cosmic inevitabil combinat cu zgomotul roz de spectru larg al troposferei Pământului.
CONCLUZII
După cum s-a putut observa, realizarea sub formă integrată, pe un singur cip, a circuitelor cu calare de fază a reprezentat o soluție extrem de benefică în pregătirea și realizarea unor aplicații de larg consum care se înscriu într-o gamă largă de aplicații utile diferitor domenii : atât militar cât și civil.
S-au putut remarca, prin studiul efectuat asupra unor stații radio de largă utilitate în aplicațiile militare, avantajele oferite de utilizarea sintezei indirecte în sintetizoarele din componența acestor stații. Însuși caracteristicile acestor stații impun utilizarea sintezei indirecte care după cum s-a observat are la baza circuitele cu calare de fază.
Problema sintezei indirecte a fost detaliată și diversificată de la domeniul militar într-o altă latură, anume stațiile radio din sistemele de comunicații mobile, lucrarea oprindu-se la studiul a doar două sisteme : DECT și GSM . În stadiul actual al dezvoltării comunicațiilor, caracterizat de nevoia de eficiență pentru spectrul alocat, creșterea numărului de abonați, asigurarea stabilității la acțiunea factorilor perturbatori și a facilităților în activitățile de supraveghere și control, preocupările privind sinteza de frecvență s-au intensificat oferind diverse soluții aplicabile în anumite domenii. Din studiul sistemelor DECT și GSM s-au putut observa că gama de frecvență utilizată de aceste sisteme impune pentru structura sintetizorului utilizarea sintezei indirecte.
Totuși, analizând anumite sintetizoare, se poate observa că deși o metodă de sinteza (directă s-au indirectă) prezintă o serie de avantaje, apar limitări în realizarea unor caracteristici ale sintetizorului . Astfel se justifică necesitatea dezvoltării în aplicații a unor structuri (arhitecturi) hibride de tip PLL-DDS . Aceste structuri hibride de sintetizoare combină avantajele sintezei directe cu cele ale sintezei indirecte .Tocmai de aceea tendințele specifice ale evoluției actuale constau în trecerea de la sinteza indirectă digitală de tip PLL la sinteza directa digitală ( DDS ), Dezvoltarea structurilor hibride PLL-DDS și introducerea sintezei indirecte digitale de tip N fracțional .
O altă parte a lucrării se oprește asupra problemei comunicațiilor de date realizate prin modulația de frecvență FSK . Modulația FSK este utilizată în domeniul frecvenței rețelei joase, deoarece nu este un sistem FSK real ci o combinație între semnalele MA-MF, deci nu are un raport semnal-zgomot bun. Sunt prezentate caracteristicile unui modem FSK cu o viteză de 300 b/s. În finalul lucrării sunt prezentate doua modemuri FSK mult mai performante DOVE și DK9RR la care vitezele de transmitere a datelor sunt destul de mari.
Tot în direcția comunicațiilor de date este prezentat și descris unul din modurile de trafic întâlnite la stația radio PANTHER 2000-V, stația putând efectua transmisii de date utilizând modulația FSK.
În final este prezentat modul în care se transmit datele dintr-o misiune spațială, Pathfinder, comunicațiile de date între lander ( sonda de pe Marte ) și rover (stația de pe Pământ ). Se poate observa astfel larga aplicabilitate a modemurilor FSK, utilizate de la simple comunicații de date între doua stații militare până la comunicații de date în misiuni spațiale la distanțe de mii de km, distanțe care impun frecvențe de lucru deosebit de mari de ordinul GHz-lor.
BIBLIOGRAFIE
1.Bogdan, O. – Curs de circuite integrate, Editura Academiei Forțelor Terestre, Sibiu, 1999
2.Simion, E. ș.a. – Montaje electronice cu circuite integrate analogice, Editura xxxxxx, xxxxxx, xxxxx
3.Gray, P & Meyer, R.- Circuite integrate analogice. Analizã și proiectare, Editura Tehnicã, București, 1983
4.Vãtãșescu, A.- Circuite integrate liniare. Manual de utilizare vol.I, Editura Tehnicã, București, 1979
5.Bechet, P.- Sintetizoare de frecvențã, Editura Academiei Forțelor Terestre, Sibiu, 2001
6.Burlacu, Șt. – Comunicații analogice și numerice, Editura Academiei Forțelor Terestre, Sibiu, 2000
7.Zãhan, S. – Telefonia digitalã în rețelele de telecomunicații, Editura Albastrã, Cluj-Napoca, 1998
8.Ardelean, I.; Giuroiu, H.;Petrescu, L.- Circuite integrate CMOS. Manual de utilizare, Editura Tehnicã, București, 1986
9. xxx – Manual privind descrierea și exploatarea stației radio PANTHER 2000-V
10. xxx – Manual privind descrierea și exploatarea stației radio R-1300
11. xxx – Manual privind descrierea și exploatarea stației radio R-1070
12. xxx – Revista “TEHNIUM”, nr.6/2000, 11/1998, 12/1998, 1/1999
13. http://www.agora.ro/info/Articol-PC Report
14. http://www.data linc.com.
15. http://www.baycom.com
ANEXA 1
SCHEMA BLOC A CIRCUITULUI INTEGRAT βE 565
Semnificația funcțională a terminalelor este următoarea:
1-minusul sursei de alimentare (sau masa)
2 și 3- intrări în comparatorul de fază CP
4- ieșirea OCT
5- intrare de referință a CP
6- tensiunea (ieșirea) de referință în curent continuu
7- ieșire de comandă a OCT
8- rezistor de reglaj al frecvenței fo
9- condensator de reglaj al frecvenței fo
10- plusul sursei de alimentare
11, 12, 13, 14- neconectate
E 565 ANEXA 2 Buclă cu calare de fază(PLL)
TABELUL 1
Caracteristici electrice (la Ta = 25C, V = 6 V, V- = -6V)
Valori limită absolută TABELUL 2
ANEXA 3
SCHEMA BLOC A CIRCUITULUI INTEGRAT βE 561
Semnificația funcțională a terminalelor este următoarea:
1-iesire demodulator MA
2 și 3- condensator Co care dictează frecvența de oscilație liberă
4-intrare MA
5- ieșire OCT
6- reglaj fin al frecvenței OCT
7- controlul benzii de urmărire
8- masa
9- ieșire demodulator MF
10- dezaccentuare
11- reglaj offset
12- intrare 1
13- intrare 2 (semnal MF la ambele intrări)
14 și 15- componentele exterioare ale FTJ
16- plusul sursei de alimentare
E 561 ANEXA 4
Buclă cu calare de fază(PLL)
TABELUL 1
Valori limită absolută TABELUL 2
=== aplicatia ===
5. Partea aplicativă: DEMODULATOR MA realizat cu E 561
Circuitul integrat E 561 a fost descris pe larg în subcapitolul 2.2.În această parte(capitol) a lucrării mă voi opri doar la prezentarea unei aplicații a acestui circuit: demodulator MA.
Datorită celui de-al doilea etaj multiplicator prezent în schemă, circuitul permite demodularea sincronă a semnalelor MA a căror amplitudine depășește 170 V, iar frecvența purtătoarei este de cel mult 30 MHz. În figura 5.1.s-a reprezentat schema unui demodulator sincron pentru semnale MA, având următoarele caracteristici:
frecvența purtătoare: 1 Mhz;
frecvența semnalului modulator: 1 Khz;
amplitudinea purtătoarei: 1,4 mV.
FIG.5.1.: Demodulator MA realizat cu circuitul integrat E 561
Semnalul demodulat se obține la ieșirea multiplicatorului(terminalul 1).Rezistența de ieșire a multiplicatorului este de 8 k.Între terminalul 1 și masă trebuie conectat un condensator de filtraj care împreună cu rezistența de 8 k formează un FTJ care elimină componentele de frecvență înaltă de la ieșirea multiplicatorului.
Relațiile aproximative pentru calculul elementelor schemei sunt:
capacitatea OCT(conectată între terminalele 2 si 3):
C300/f0 [pF]
unde f0 este exprimat în Mhz.
capacitatea de la ieșirea demodulatorului(terminalul 1) se alege în așa fel încât să se asigure o cădere de 3 dB a amplitudinii semnalului demodulat la frecvența maximă admisă a semnalului modulator. Trebuie să se țină seama că semnalul demodulat se obține de la o sursă cu rezistența internă de 8 k .
capacitatea FTJ (conectată între terminalele 14 si15) nu este critică, neavând modulație de frecvență. 10nF este o valoare suficientă pentru a evita intrarea în oscilație.
Pe intrarea 4 a demodulatorului MA semnalul se aplică direct printr-un condensator de cuplaj. La intrarea 13 a CP semnalul trebuie defazat față de cel aplicat pe terminalul 4. Funcționarea optimă are loc pentru un defazaj de 900. La frecvența de 1 Mhz (purtătoarea) și ținând cont de rezistența de intrare care se vede la terminalul 13 de aproximativ 2 k , rețeaua de defazare este constituită din două rezistențe de 2 k și două condensatoare de 100 pF.
Dacă frecvența purtătoarei (respectiv frecvența de oscilație liberă a OCT) este f0 , rezistențele și condensatoarele rețelei de defazare se calculează cu ajutorul relației:
R1C1=R2C2=1/(2f0).
Defazarea de 900 este impusă de funcționarea demodulatorului sincron. Etajul multiplicator dublu echilibrat funcționează în mod optim ca demodulator sincron atunci când semnalul v1 de pe intrarea de referință (purtătoarea) și semnalul modulat v2 de pe intrarea de semnal sunt în fază sau defazate cu 1800. Acest lucru este pus în evidență de relația care dă valoarea medie a semnalului de la ieșirea multiplicatorului:
Viesire=(AdV1V2cos)/2
unde:
-Ad este câștigul diferențial al etajului multiplicator;
– -defazajul între v1 și v2;
-V1 ,V2 -amplitudinile semnalelor v1 ,v2 .
Blocurile circuitului integrat E 561 care constituie circuitul PLL au, în această aplicație, rolul de a furniza la ieșirea OCT un semnal sincron cu purtătoarea, care este aplicat apoi intrării de referință a multiplicatorului. Dacă frecvența de oscilație liberă a OCT este egală cu frecvența purtătoarei, semnalul de la ieșirea OCT va fi defazat cu /2 față de semnalul de intrare. Neaplicând defazajul exterior de 900 la ieșirea amplificatorului s-ar obține:
Viesire=[(AdV1V2 )/2]cos/2=0
Elementele necesare realizării acestui circuit sunt date în tabelul de mai jos:
Copyright Notice
© Licențiada.org respectă drepturile de proprietate intelectuală și așteaptă ca toți utilizatorii să facă același lucru. Dacă consideri că un conținut de pe site încalcă drepturile tale de autor, te rugăm să trimiți o notificare DMCA.
Acest articol: . Implicatiii ale Utilizarii Echipamentelor de Comunicatii (ID: 161382)
Dacă considerați că acest conținut vă încalcă drepturile de autor, vă rugăm să depuneți o cerere pe pagina noastră Copyright Takedown.